FR 2804258 A1 20010727 FR 0100297 A 20010111 SYSTEME AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE RF COMPORTANT UN AIGUILLAGE INDUCTIF Cette invention se rapporte à la radiodiffusion à modulation d'amplitude (MA) et, plus particulièrement, à un système amplificateur de puissance RF, du type utilisé dans la radiodiffusion à modulation d'amplitude (MA), comportant des' circuits de commande utilisant un aiguillage inductif. Les brevets des Etats-Unis N 4 580 111 et 4 949 050 décrivent un modulateur d'amplitude à utiliser dans la radiodiffusion MA et dans lequel le modulateur sert à générer un signal modulé en amplitude en mettant, sélectivement, sous tension et hors tension, une pluralité d'amplificateurs RF d'une façon numérique afin de produire une modulation d'amplitude. Chacun des amplificateurs RF comprend une pluralité de transistors de commutation, dont chacun peut prendre la forme d'un transistor MOSFET, connecté dans un circuit à montage en pont.Ce circuit à montage en pont fournit des signaux de sortie à un combineur de sortie. Chacun des transistors MOSFET possède une grille qui est commandée par des signaux radiofréquence RF correctement mis en phase qui permettent aux transistors MOSFET d'être débloqués aux instants appropriés. Le système de commande servant à commander les transistors de commutation MOSFET de l'amplificateur RF inclut un transformateur comportant un enroulement secondaire pour commander chaque transistor de commutation MOSFET. Cela fournit une source de commande de faible impédance à la grille de chaque transistor MOSFET de commutation. Cela fournit également la commande de déphasage correct aux transistors MOSFET de commutation. Ainsi, le montage en pont comprend des transistors MOSFET de commutation supérieurs et des transistors MOSFET de commutation inférieurs. La commande de déphasage correct des transistors MOSFET fournit la tension de grille correcte par rapport à la tension de source. Au démarrage d'opérations radio numériques, une opération de commande directe des transistors de commutation est souhaitable. Un tel circuit a été décrit dans le brevet des Etats-Unis N 5 612 647. La présente invention comprend un système amplificateur de puissance RF, comprenant une source RF destinée à fournir un train d'impulsions RF présentant des cycles RF de fréquence fixe et dans lequel chaque impulsion est d'une amplitude et d'une durée fixes, une source de tension continue (CC), un circuit à montage en pont comprenant un premier commutateur à transistor destiné , lorsqu'il est débloqué, à se connecter avec ladite source de tension continue à travers ladite charge pour faire circuler un courant continu à travers lui dans une première direction et un second commutateur à transistor destiné, lorsqu'il est débloqué, à se connecter à ladite source de tension à travers ladite charge pour faire circuler le courant continu dans une seconde direction, un circuit de commande de commutateurs destiné, lorsqu'il est validé, à faire passer lesdites impulsions RF pour commander lesdits premier et second commutateurs à transistor débloqués et bloqués, à une fréquence dépendant de celle desdites impulsions RF et d'une manière telle qu'un courant provenant de ladite source de tension continue circule alternativement dans lesdites première et seconde directions à travers ladite charge, caractérisé en ce qu'un contrôleur de commande servant à fournir des signaux de déblocage et , sélectivement, à les appliquer audit circuit de commande de commutateur pour permettre à ladite commande de commutation de faire passer lesdites impulsion RF vers lesdits commutateurs à transistor, ladite commande de commutateur incluant des première et seconde portes logiques connectées, respectivement, auxdits premier et second commutateurs à transistor et, des premier et second circuits d'aiguillage inductif interposés, respectivement, entre ladite première porte logique et ledit premier commutateur à transistor et entre ladite seconde porte logique et ledit second commutateur à transistor . Un circuit de commande d'aiguillage inductif est placé dans le circuit de grille de chacun des transistors MOSFET de commutation. Cela autorise une fréquence de commutation plus élevée et, en plus, élimine le besoin d'un circuit d'accord de fréquence de commande RF utilisé fréquemment dans les amplificateurs incluant des transformateurs tels que ceux décrits dans les brevets de Swanson référencés ci-dessus. Une autre caractéristique de la présente invention est dirigée vers un système amplificateur de puissance RF à commande directe qui utilise un amplificateur tampon MOSFET dans le circuit de grille de chaque transistor de commutation MOSFET et dans lequel l'alimentation électrique des amplificateurs tampons inclut un transformateur d'intensité pour courant continu fonctionnant en synchronisme avec la fréquence porteuse utilisée de telle sorte que la tension d'alimentation continue destinée aux amplificateurs tampons présentera une tension continue à ondulation qui est la même que la fréquence porteuse d'amplificateur. Cela minimisera des produits d'intermodulation parce que la fréquence d'ondulation est asservie à la fréquence porteuse. Une autre caractéristique de la présente invention est un circuit servant à commander de façon synchrone l'amplificateur d'une manière à assurer que le DEBLOCAGE et le BLOCAGE de l'amplificateur correspondent, respectivement, au début et à la fin d'un cycle RF. Un tel fonctionnement synchrone réduit l'endommagement fait aux MOSFET. Si la commutation n'est pas synchronisée, les transistors MOSFET peuvent être endommagés à cause d'un claquage secondaire à dv/dt élevé des transistors. L'invention met ici en oeuvre la réalisation d'un système amplificateur de puissance RF utilisant une source RF destinée à fournir un train d'impulsions RF présentant des cycles RF de fréquence fixe et dans lequel chaque impulsion présente une amplitude et une durée fixes. Un circuit à montage en pont comprend un premier commutateur à transistor qui, lorsqu'il est sous tension, se connecte à une source de tension continue à travers une charge pour faire circuler à travers elle un courant continu dans une première direction et un second commutateur à transistor qui, lorsqu'il est sous tension, se connecte à la source de tension continue à travers la charge pour faire circuler à travers elle un courant continu dans une seconde direction. Une commande de commutateur fonctionne, lorsqu'elle est validée, pour faire passer les impulsions RF à des fins de commande des premier et second commutateurs à transistor sous tension et hors tension à une fréquence qui dépend de celle des impulsions RF et d'une manière telle que le courant venant de la source de tension continue circule, alternativement, suivant les première et seconde directions à travers la charge. Un contrôleur de commande fournit des signaux de déblocage et les applique, sélectivement, au circuit de commande de commutateur pour permetre au circuit de commande de commutateur de faire passer les impulsions RF vers les commutateurs à transistor. Selon la présente invention, la commande de commutateur comprend des première et seconde portes logiques connectées, respectivement, aux premier et second commutateurs à transistor. Les premier et second circuits d'aiguillage inductif sont interposés, respectivement, entre la première porte logique et le premier commutateur à transistor et entre la seconde porte logique et le second commutateur à transistor. Selon un aspect plus limité de la présente invention, le contrôleur de commande comporte un circuit logique répondant à un signal de commande de mise sous tension de l'amplificateur et les impulsions RF servant à valider la commande de commutateur de telle manière que les premier et second commutateurs à transistor soient mis sous tension et hors tension de façon synchrone avec le début d'un cycle RF et la fin d'un cycle RF. Selon un autre aspect de la présente invention, un étage amplificateur est interposé entre la commande de commutateur et chaque commutateur à transistor du circuit à montage en pont et un bloc d'alimentation électrique continu-continu est fourni pour fournir une tension de commande continue à chacun des étages amplificateurs dans lequel l'alimentation électrique comprend une seconde source de tension continue et un transformateur comportant un enroulement primaire et une pluralité d'enroulements secondaires avec un transistor de commutation qui, lorsqu'il est débloqué, connecte l'enroulement primaire à travers la seconde source de tension continue. Le transistor de commutation est débloqué et bloqué de façon synchrone avec la fréquence des impulsions RF de sorte que toute tension d'alimentation continue à ondulation au niveau des enroulements secondaires présente une fréquence d'ondulation égale à celle de la fréquence des impulsions RF. La présente invention sera décrite maintenant, à titre d'exemple, en faisant référence aux dessins annexés, dans lesquels La figure 1 est une illustration d'un schéma fonctionnel de l'art antérieur d'une application à laquelle la présente invention peut être appliquée ; La figure 2 est une illustration schématique de circuit de l'art antérieur de l'un des amplificateurs de puissance utilisés dans la figure 1 ; La figure 3 est une illustration schématique d'un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation de la présente invention ; La figure 4 est une illustration schématique d'un schéma fonctionnel d'un amplificateur de puissance incorporant un circuit selon le mode préféré de réalisation de la présente invention ; La figure 5 est une illustration schématique d'un schéma fonctionnel d'une alimentation électrique améliorée ; La figure 6 est un schéma fonctionnel d'un circuit de commande de MOSFET de l'art antérieur ; La figure 7 est un schéma de circuit illustrant un circuit de commande d'aiguillage inductif; La figure 8 est une illustration graphique de l'amplitude de la tension en fonction du temps illustrant une forme d'onde de commande RF utilisant un aiguillage inductif ; et La figure 9 représente une pluralité de formes d'onde illustrant le chronogramme de l'amplificateur avec les formes d'onde illustrées ici de l'amplitude en fonction du temps. En se rapportant maintenant à la figure 1, le modulateur d'amplitude 10 est illustré comme recevant un signal d'entrée issu d'une source d'entrée 12 qui peut être la source d'un signal audio. Le modulateur 10 génère un signal de porteuse RF qui est modulé en amplitude selon une fonction de l'amplitude du signal d'entrée venant de la source 12. Le signal de porteuse modulée en amplitude est transmis sur une ligne de sortie connectée à une charge 14, qui peut prendre la forme d'une antenne de transmission RF. Cette ligne de sortie inclut un réseau de sortie 11 comportant un inducteur 13 et un consdensateur 15. Un numériseur 16 fournit une pluralité de signaux de commande numérique D1 à DN. Les signaux de commande sont des signaux binaires ayant chacun un niveau binaire 1 ou un niveau binaire 0. Le nombre de signaux présentant des niveaux binaires 1 ou 0 dépend du niveau instantané du signal d'entrée. Chacun des signaux de commande de sortie D1 à DN est fourni à l'un d'une pluralité de N amplificateurs de puissance RF PA, à PAN. Les signaux de commande servent à mettre, soit sous tension, soit hors tension, des amplificateurs de puissance associés. Ainsi, si le signal de commande présente un niveau binaire 0, alors son amplificateur associé est inactif et aucun signal n'est fourni à sa sortie. Cependant, si le signal de commande présente un niveau binaire 1, alors l'amplificateur de puissance est actif et un signal de porteuse amplifié est fourni à sa sortie. Chaque amplificateur de puissance possède une entrée connectée à une source RF commune unique 20. La source RF 20 sert de source unique d'un signal de porteuse RF qui est fourni par l'intermédiaire d'un diviseur de RF 22, de sorte que chaque amplificateur PAl à PAN reçoit un signal de même amplitude, de même phase et de même fréquence. Le signal de porteuse est modulé en amplitude en conformité avec les signaux de commande D1 à DN et les signaux de porteuse modulés en amplitude présenteront la même fréquence et la même phase. Ces signaux sont fournis à un circuit combineur 24 constitué d'une pluralité de transformateurs Tl,T2,...TN. Les enroulements secondaires agissent comme une source de signaux indépendante, de sorte que les signaux fournis par les différents transformateurs se combinent en s'additionnant l'un l'autre pour produire un signal combiné qui est fourni à la charge 14. Ce signal combiné présente la même fréquence que le signal RF fourni par la source RF 20, mais l'amplitude du signal combiné est modulée en conformité avec le signal d'entrée fourni par la source d'entrée 12. La source RF 20 comprend un oscillateur RF 21 présentant une fréquence de l'ordre de 60 à 1600 KHz. Cet oscillateur alimente une commande RF 23, dont la sortie est fournie aux amplificateurs de puissance PAl à PAN. Le circuit de commande RF fournit une amplification de puissance du signal RF obtenu à partir de l'oscillateur 21 avant que le signal ne soit fourni aux amplificateurs de puissance au niveau desquels la modulation se produit également. Le circuit de commande RF 23 peut inclure plusieurs étages d'amplification et peut être configuré de la même manière que les amplificateurs de puissance PA, à PAN. La figure 2 illustre une forme que peut prendre l'amplificateur de puissance PAl de la figure 1, les autres amplificateurs PA2 à PAN étant semblables. L'amplificateur de puissance illustré comprend quatre transistors de commutation MOSFET 70, 72, 74 et 76 connectés ensemble suivant un montage en pont à travers une tension d'alimentation continue B+, laquelle peut présenter une valeur de l'ordre de 250 volts. L'enroulement primaire 44 d'un transformateur associé T1 est connecté à travers les jonctions de pont J1 et J2. Les éléments amplificateurs à semi conducteurs sont des transistors à effet de champ à semi- conducteur-oxyde-métal (MOSFET) comportant trois électrodes, identifiées de façon conventionnelle comme la grille, le drain et la source. Les chemins drain-source des transistors 70 et 72, représentant leurs parcours de courant primaire, sont connectés en série à travers l'alimentation continue comme le sont les chemins de courant drain-source des transistors 74 et 76. L'enroulement primaire 44 du transformateur combineur T1 correspondant est connecté en série avec un condensateur de blocage en continu 78 à travers les jonctions communes J1 et J2 entre les transitors 70 et 72 et les transistors 74 et 76. Les transistors 70, 72, 74 et 76 fonctionnent efficacement comme des commutateurs pour connecter les deux côtés de l'enroulement primaire 44, soit à la source de tension continue soit à la terre. Lors du fonctionnement correct de ces transistors, l'enroulement du transformateur 44 peut être connecté dans l'une ou. l'autre direction à travers l'alimentation électrique continue. En revenant à la figure 2, les commutateurs à transistor 70, 72, 74 et 76 sont commandés par des signaux appliqués à leurs électrodes de grille. Les signaux de grille destinés aux quatre transistors sont dérivés des enroulements secondaires individuels du transformateur. Ce transformateur possède un noyau toroïdal de ferrite comportant un enroulement primaire 82 et quatre enroulements secondaires 84, 86, 88 et 90 enroulés autour de lui. Le rapport de spires du transformateur est de 1:1, de sorte que le même signal apparaissant au niveau de l'enroulement primaire est appliqué à chacun des circuits connectés aux quatre enroulements secondaires. Chacun des quatre enroulements secondaires est connecté entre les électrodes de grille et de source de l'un des transistors MOSFET 70 à 76 associés. L'enroulement secondaire 84 est directement connecté entre la grille du MOSFET 70 et la jonction Jl, tandis que le secondaire 88 est connecté, de la même manière, directement entre la grille du MOSFET 74 et la jonction J2. Les enroulements secondaires 86 et 90 sont, de la même manière, connectés entre les électrodes de grille et de source des MOSFET 72 et 76. L'enroulement primaire 82 du transformateur toroïdal est connecté à la sortie de la source RF 20, qui fournit une tension de commande RF sinusoïdale à l'amplificateur de puissance. Chaque MOSFET "se débloque" lorsque le signal RF appliqué à sa grille se trouve sur son demi-cycle positif et "se bloque" lorsque le signal appliqué se trouve sur son demi-cycle négatif. Les transistors MOSFET se débloquent et se bloquent, en conséquence, cycliquement à la fréquence et à la phase du signal de grille RF appliqué. Les enroulements 84 et 90 sont connectés à travers les transistors MOSFET 70 et 76 dans des directions similaires de sorte que les signaux apparaissant au niveau des grilles de ces transistors sont en phase l'un avec l'autre. Les MOSFET 70 et 76 se débloquent et se bloquent en conséquence à l'unisson. Les enroulements 86 et 88, d'autre part, sont connectés à travers les MOSFET 72 et 74 dans une direction opposée à la direction de connexion des enroulements 84 et 90. Les signaux appliqués aux grilles des MOSFET 70 et 76 sont, en conséquence, déphasés de 180 par rapport aux signaux appliqués aux grilles des transistors 74 et 72. En conséquence, lorsque les transistors 70 et 76 sont "débloqués", les transistors 72 et 74 sont "bloqués" et vice-versa. On voit, à partir de la discussion précédente que chacun des amplificateurs de puissance RF PAl à PAN requiert un transformateur comportant un enroulement secondaire associé à la grille de chaque transistor MOSFET. Ainsi, comme on le voit en figure 2, les enroulements secondaires 84, 86, 88 et 90 fournissent la tension de commande RF sinusoïdale aux électrodes de grille des commutateurs à transistors MOSFET. Les tensions de commande sont requises de présenter une phase correcte de sorte que les transistors MOSFET 70 et 76 sont débloqués tandis que les transistors 72 et 74 sont bloqués et vice-versa. En plus d'une phase correcte de ces signaux RF, le circuit de commande RF 23 (voir figure 1) inclut plusieurs étages d'amplification. Dans chacun de ces étages il se produit des pertes dans les amplificateurs, les circuits d'accord et les circuits de couplage. En plus de ce qui précède, il faut remarquer que l'amplificateur à montage en pont de la figure 2 utilise un amplificateur tampon 100 et un circuit d'accord incluant un condensateur 102 et un inducteur 104. Les signaux de commande sont accordés et créent des signaux de commande sinusoïdaux qui ont des temps de montée et des temps de descente à faible pente pendant les transitions. Un tel amplificateur possède une largeur de bande étroite et requiert ainsi un accord pour chaque fréquence de fonctionnement. Egalement, le procédé de commande représenté à la figure 2, requiert une puissance de commande plus élevée parce que le signal est d'un niveau bipolaire et, ainsi, le signal de commande est un signal en courant alternatif qui bascule entre les niveaux positif et négatif. Ce signal de commande sinusoïdal aboutit à un faible rapport dv/dt. I1 est difficile de commuter une telle commande RF de déblocage et de blocage à une vitesse de commutation élevé à cause de l'augmentation des pertes de commutation en raison du fonctionnement à faible dv/dt à partir de l'utilisation d'un signal de commande sinusoïdal. Ainsi, pendant chaque transition de déblocage /blocage, le circuit d'accord de commande RF est désaccordé en raison des changements de charge dynamiques qui peuvent entraîner une modulation de phase non souhaitée à la sortie de l'émetteur. Une application de la présente invention est représentée par le circuit de la figure 3 qui utilise un circuit semblable à celui de la figure 1 et, en conséquence, les composants semblables sont identifiés avec des caractères de références semblables. Dans ce mode de réalisation, cependant, l'oscillateur RF 20' fournit un signal de fréquence RF qui est constitué d'un train d' impulsions RF à formes d'onde carrées présentant des cycles RF de fréquence fixe et chaque impulsion positive ést d'une amplitude fixe et d'une largeur fixe. Les impulsions RF sont fournies à une paire de bascules monostables à un coup incluant une bascule monostable 200 et, par l'intermédiaire d'un inverseur 202, une seconde bascule monostable 204. Celles-ci fournissent des signaux ou des impulsions à ondes carrées de phase A et de phase B du montage en pont aux amplificateurs de puissance PAl à PAN, les signaux de phase A et de phase B du montage en pont étant déphasés de 180 degrés l'un par rapport à l'autre, comme cela est représenté dans la figure 9, avec un temps mort DT entre les impulsions. Chacun des amplificateurs de puissance PAl à PAN de la figure 3 prend la forme de l'amplificateur de puissance PAl illustré avec plus de détails à la figure 4, les quatre transistors MOSFET 70, 72, 74 et 76 sont illustrés de la même manière que ceux représentés à la figure 2, les électrodes de drain des transistors 70 et74 étant connectées à la source d'alimentation de tension B+. Une commande directe est obtenue avec le circuit illustré à la figure 4 et dans lequel seuls des signaux de niveau logique sont utilisés et où aucun signal bipolaire n'est utilisé. Les circuits de commande correspondant aux différents transistors MOSFET 70, 72, 74 et 76 comprennent, chacun, un amplificateur de commande de MOSFET servant d'amplificateur tampon et ceux-ci incluent les amplificateurs tampons 210, 212, 214 et 216. Chacun est alimenté avec la puissance venant d'une alimentation électrique de commande RF isolée synchrone (SIPS) 220. Cette alimentation électrique est une alimentation en tension continue et fournit des sorties à basse tension pour faire fonctionner les amplificateurs tampons de MOSFET et la tension d'alimentation continue peut présenter une tension d'ondulation dans laquelle l'ondulation présente la même fréquence que la fréquence porteuse@"Fc (lorsque prise à la sortie de l'oscillateur RF 20' de' la figure 3). L'alimentation électrique 220 de la figure 4 est illustrée avec plus de détails dans la figure 5 vers laquelle l'attention est maintenant attirée. A la figure 5, le signal d'entrée à la fréquence Fc est pris à la sortie de la bascule monostable 204 (figure 3) et est inversé par un inverseur 222 , le train d'impulsions d'ondes carrées étant fourni à un circuit de division par deux 224 qui peut prendre la forme d'une bascule comportant des sorties Q et Q. Ces sorties sont déphasées de 180 degrés et chacune présente une fréquence de Fc/2.Les impulsions obtenues à partir de la sortie Q du circuit diviseur 224 sont fournies à une bascule monostable 226 et celles issues de la sortie Q sont fournies à une bascule monostable 228. Les impulsions de sortie obtenues à partir des bascules monostables sont déphasées de 180 degrés l'une par rapport à l'autre et sont appliquées, respectivement, aux grilles des transistors MOSFET 230 et 232. Les impulsions obtenues à partir des bascules monostables 226 et 228 sont également pourvues d'un temps mort pour assurer que les transistors 230 et232 ne sont pas débloqués en même temps. Ces transistors sont connectés, chacun, en série avec l'enroulement primaire 240 d'un transformateur T10 comportant une pluralité d'enroulements secondaires 242, 244 et 246. Lorsque le transistor 230 est débloqué, il connecte l'extrémité supérieure de l'enroulement 240 à une source de tension continue V1 tandis que lorsque le transistor 232 est débloqué, il connecte l'extrémité supérieure de l'enroulement 240 à la terre. Comme on l'a noté, chaque enroulement secondaire est pourvu d'un pont de diodes pleine onde pour produire une tension d'alimentation continue pour les amplificateurs tampons des MOSFET associés. La tension continue redressée à partir de l'enroulement secondaire 244 est appliquée à travers l'amplificateur tampon 210 tandis que celle redressée à partir de l'enroulement secondaire 246 est appliquée à travers l'amplificateur tampon 214. Ces amplificateurs sont flottants par rapport à la terre. Le pont de diodes pleine onde connecté à travers l'enroulement 242 est référencé à la terre et, en conséquence, une sortie unique prise à partir de l'extrémité supérieure de ce pont de diodes pleine onde est fournie aux amplificateurs tampon 212 et 216. Ceci est une alimentation de commutation en demi-pont qui fonctionne à la moitié de la fréquence de porteuse de l'émetteur (Fc/2). La tension d'ondulation continue, obtenue à partir de chacun des trois circuits à pont de diodes pleine onde sur les enroulements secondaires 242, 244 et 246 présente une fréquence d'ondulation égale à la fréquence porteuse d'amplificateur (Fc) et, en conséquence, aucun phénomène d'intermodulation ne sera créé. Si l'alimentation électrique fonctionne à une fréquence différente, cela provoquera des produits d'intermodulation indésirables en raison du mélange entre la fréquence porteuse d'amplificateur et la fréquence d'alimentation électrique de commutation. Comme on l'a noté à la figure 4, un circuit de commande d'aiguillage inductif (IDS) est fourni entre chaque amplificateur tampon et le transistor MOSFET associé. Ainsi, les circuits de commande d'aiguillage inductif 250, 252, 254-et 256 sont placés, respectivement, dans les circuits de commande de grille des transistors 70, 72, 74 et 76. Chacun de ces circuits prend la forme du cicuit de commande d'aiguillage inductif 250, tel qu'illustré dans la figure 6, vers laquelle on attire maintenant l'attention. Un MOSFET typique commence à se débloquer à une à tension de 2V et est complètment débloquée à 4V CC. Le seuil de blocage va dans la direction inverse, il commence à se bloquer à 4V CC et se trouve complètement bloqué à 2V CC. Afin d'obtenir la meilleure efficacité comme amplificateur de classe D, un blocage rapide est essentiel. D'autre part, la pente de déblocage n'est pas aussi importante parce que, pendant chaque cycle de déblocage, le courant traversant chaque MOSFET est nul et, donc, sans dissipation. Pendant le déblocage, le courant circule encore à travers l'amplificateur à pont, une interruption du courant peut entraîner une dissipation et une faible efficacité globale, si le temps de décroissance est plus lent. Lë signal de commande d'entrée "x" est une onde carrée idéale représentée par la forme d'onde 260 de la figure 8. La capacité d'entrée du MOSFET et l'impédance de sortie du circuit de commande de MOSFET limitent les pentes de montée et de descente du signal. Pour expliquer la fonction de commande du circuit, référence est faite au circuit de l'art antérieur 251 de la figure 6. L'impédance de sortie du circuit de commande de MOSFET est Ro et la capacité de grille d'entrée correspondant au MOSFET 70 est Ciss, sont présentées à la figure 6. Le circuit de commande standard peut être simplifié sous forme d'un circuit à deux éléments constitué de Ro et de Ciss, où la forme d'onde de réponse transitoire 262 est représentée à la figure 8, laquelle présente la caractéristique de la fonction log. Le temps de montée est relativement court mais le temps de descente est beaucoup plus long avec une pente de traîne, ce qui augmente une dissipation de MOSFET parce que le courant de MOSFET n'est pas nul pendant la période de blocage allant de 4V à 2V. Par ailleurs, le circuit ISD 250 (figure 7) comportant des composants ajoutés L1, R1, CR1, et R3, présente un signal de commande trapézoïdal ayant des temps de montée et de descente linéaires, tels qu'observés dans les formes d'ondes 264 de la figure 8. Lorsque le signal de commande d'entrée "X" passe de l'état bas à l'état haut, la tension à la grille du MOSFET est retardée, permettant à l'énergie d'être stockée dans l'inducteur en série L1. La forme d'onde de la tension de grille est alors dépassée par le retour d'énergie venant de l'inducteur. Une réponse transitoire semblable se produit dans la situation de blocage. Une valeur correcte d'inducteur L1 existe lorsque les pentes des temps de montée et de descente sont rendues maximales (le plus grand dv/dt) afin de minimiser toutes pertes de commutation de transition. Certains écarts par le dessus et par le dessous sont nécessaires pour fournir une caractéristique transitoire de suramortissement afin d'assurer une pente linéaire des temps de montée et de descente. Le circuit amortisseur incluant CR1 et R3 est seulement actif si le sous- dépassement négatif est supérieur à la chute de tension de diode CR1. Ces deux composants sont transparents pendant la situation de sur-dépassement. Avec un temps de descente aussi court, la dissipation du MOSFET est minimisée et ainsi, une efficacité de sortie maximale est obtenue permettant à cet amplificateur à pont de fonctionner à de très hautes fréquences appropriées pour une utilisation dans un système hertzien numérique. En utilisant ce circuit de commande inductif, un circuit d'amortissement à diode incluant un condensateur C1, une résistance R2 une diode CR1 et une résistance R3 est ajouté pour empêcher toute oscillation créée par l'inducteur en série en combinaison avec la capacité de grille du MOSFET. I1 faut noter que cette commande d'aiguillage permet l'élimination du circuit d'accord de la commande RF incluant le condensateurs 102 et 104 (voir figure 2). Un agencement du circuit de commande de commutation est fourni pour faire passer les impulsions de phase B du pont ou les impulsions de phase A du pont afin de commander les transistors MOSFET, de telle sorte que les transistors 70 et 76 soient débloqués tous les deux par les impulsions de phase B du pont et ensuite bloqués et que les transistors 72 et 74 soient débloqués tous les deux par les impulsions de phase A du pont. Les impulsions de phase B passent par une porte logique ET du circuit de commande de commutation 300 lorsqu'elles sont validées à partir d'une sortie Q d'une bascule de type D 302. Les impulsions de phase B passant par la porte logique ET 300 sont appliquées à un transformateur d'impulsions. La sortie du transformateur d'impulsions 304 est redressée par une diode 306 et ensuite tamponnée par l'amplificateur tampon 210. De la même manière, une porte logique du circuit de commande de commutation prenant la forme de la porte ET 310, lorsqu'elle est validée par la bascule 302, fait passer les impulsions de phase A du pont vers la grille du transistor 74 au moyen d'un transformateur d'impulsions 312 et d'une diode 314 et par l'amplificateur tampon 214. Chaque fois que le transistor 70 est débloqué, une impulsion de phase B passe également par une porte OU 320 pour débloquer le transistor 76 au moyen d'un amplificateur tampon 216 et du circuit de commande d'aiguillage inductif 256. De la même manière, chaque fois que le transistor 74 est débloqué, une impulsion de phase A passe par la porte OU 330 et l'amplificateur tampon 212 et le circuit de commande d'aiguillage inductif 252 vers l'électrode de grille du transistor 72 pour débloquer ce transistor. Référence est faite maintenant aux formes d'ondes de la figure 9 qui fournissent un chronogramme pour le fonctionnement de l'amplificateur de puissance illustré =à la figure 4. Le signal de déblocage de module obtenu à partir de la sortie Dl du numériseur 16 est fourni à l'entrée d'horloge CLK de la bascule 302 dé la figure 4. Cette bascule sert de contrôleur de commande pour fournir un déblocage ou valider des signaux afin de valider les portes ET 300 et 310 dans le but de faire passer les impulsions de phase B du pont et les impulsions de phase A du pont pour commander les transistors de commande 70 et 74. Comme on l'a vu dans la figure 8, la sortie Q de la bascule 302 est appliquée fournissant un signal de "1" binaire lors du flanc descendant du signal de phase B du pont et cela sert de signal de validation pour valider les portes ET 300 et 310. L'utilisation de la bascule 302 pour commander de façon synchrone l'amplificateur assure que le déblocage et le blocage de l'amplificateur se produit au début et à la fin d' un cycle RF. Les formes d' onde 400, 402, 404, 408 et 410 de la figure 9 présentent un chronogramme pour l'amplificateur fonctionnant sur deux cycles d'horloge complets. La sortie d'amplificateur est synchronisée aux sorties Q et Q. Cela est un facteur important pour maintenir un fonctionnement fiable. Si la synchronisation de commutation n'est pas réalisée, un dommage peut être produit sur les MOSFET et entraîner un claquage secondaire des transistors par suite d'une valeur- élevée de dv/dt. Les transformateurs d'impulsions 304 et 312 fournissent des signaux de commande isolés (impulsions de phase A du pont et de phase B du pont) aux transistors MOSFET flottants 70 et 74. Les signaux de commande RF redressés à partir de l'enroulement secondaire des transformateurs d'impulsions T1 et T2 sont appliqués aux circuits tampons de commande MOSFET 210 et 214 pour commuter les déblocages et blocages des transistors flottants en vue de produire un signal de sortie amplifié. Un système amplificateur de puissance RF est présenté qui inclut une source RF pour fournir un train d'impulsions RF présentant des cycles RF d'une fréquence fixe et dans lequel chaque impulsion possède une amplitude et une durée fixes. Un circuit à montage en pont incluant un premier commutateur à transistor pour, lorsqu'il est débloqué, connecter une source de tension continue à travers la charge pour établir une circulation de courant continu à travers elle dans une première direction et un second commutateur à transistor pour, lorsqu'il est débloqué, connecter ladite source de tension continue à travers ladite charge pour y établir une circulation de courant continu dans une seconde direction. Un circuit de commande de commutateur pour, lorsqu'il est validé, laisser passer les impulsions RF servant à commander les déblocages et blocages des premier et second commutateurs à transistor à une fréquence dépendant de celle des impulsions RF et d'une manière telle que le courant issu de la source de tension continue circule alternativement dans les première et seconde directions à travers la charge. Un contrôleur de commande fournit des signaux de déblocage et les applique sélectivement au circuit de commande de commutateur pour valider ce dernier afin de laisser passer les impulsions RF vers les commutateurs à transistor. Le circuit de commande de commutateur comprend des première et seconde portes logiques respectivement connectées aux premier et second commutateurs à transistors. Les premier et second circuits d'aiguillage transmission inductif sont interposés, respectivement, entre la première porte logique et le premier commutateur à transistor et entre la seconde porte logique et le second commutateur à transistor. REVENDICATIONS 1. Système amplificateur de puissance RF comprenant une source RF (20') pour fournir un train d'impulsions RF présentant des cycles RF d'une fréquence fixe et dans lequel chaque impulsion possède une amplitude et une durée fixes, une source de tension continue (220), un circuit à montage en pont (70, 72, 74, 76) comprenant un premier commutateur à transistors (70,76) pour, lorsqu'il est débloqué, connecter ladite source de tension continue (220) à travers une charge (14) pour que circule à travers elle un courant continu dans une première direction et un second commutateur à transistors (72, 74) pour , lorsqu'il est débloqué, connecter ladite source de tension continue à travers ladite charge (14) pour que circule à travers elle un courant continu dans une seconde direction, un circuit de commande de commutateur pour, lorsqu'il est validé, laisser passer lesdites impulsions RF pour commander lesdits déblocages et blocages des premier (70,76) et second (72,74) commutateurs à transistors à une fréquence dépendant de celle desdites impulsions RF et d'une manière telle que le courant issu de ladite source de tension continue (220) circule, alternativement, dans lesdites première et seconde directions à travers ladite charge (14), caractérisé en ce qu'un contrôleur de commande pour fournir des signaux de déblocage et les appliquer sélectivement audit circuit de commande de commutateurs pour permettre audit circuit de commande de commutateur de laisser passer lesdites impulsions RF vers lesdits commutateurs à transistors, ledit circuit de commande de commutateur incluant des première (300) et seconde (310) portes logiques connectées, respectivement, auxdits premier (70,76) et second (72, 74) commutateurs à transistors, et des premier (250) et second (252) circuits d'aiguillage inductif interposés, respectivement, entre ladite première porte logique (300) et ledit premier commutateur à transistors (70,76) et entre ladite seconde porte logique (310) et ledit second commutateur à transistors (72,74). 2. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce que chaque circuit d'aiguillage (250, 252) comprend une résistance (R1) et un inducteur (L1) connectés ensemble en parallèle, dans lequel chaque commutateur à transistor est un transistor MOSFET comportant une électrode de grille. 3. Système selon la revendication 2 dans lequel chaque circuit d'aiguillage (250, 252) est interposé entre une porte logique (300, 310) et une électrode de grille, incluant un circuit d'amortissement (CRI, R3, Cl, R2) connecté entre l'électrode de grille et l'électrode de source de chaque transistor MOSFET. 4. Système selon la revendication 3, caractérisé en ce que chaque circuit d'amortissement comprend un premier circuit comportant un condensateur (Cl) et une seconde résistance (R2) connectés ensemble en série et un second circuit comportant une diode (CRI) et une troisième résistance (R3) connectées ensemble en série, lesdits premier et second circuits étant connectés ensemble en parallèle. 5. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'un circuit logique répondant à un signal de commande de blocage de l'amplificateur et lesdites impulsions RF pour valider ledit circuit de commande de commutateur de telle sorte que les premier (70, 76) et second (72,74) commutateurs à transistors soient débloqués et bloqués de façon synchrone avec le début d'un cycle RF et avec la fin d'un cycle RF. 6. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'un circuit d'amortissement est connecté entre l'électrode de grille et l'électrode de source de chaque dit transistor MOSFET, dans lequel chaque dit circuit d'amortissement comprend un premier circuit comportant un condensateur (C1) et une seconde résistance (R2) connectés ensemble en série et un second circuit comportant une diode (CR1) et une troisième résistance (R3) connectées ensemble en série, lesdits premier et second circuits étant connectés ensemble en parallèle. 7. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'un amplificateur de commande est interposé entre ledit circuit de commande de commutateurs et chaque commutateur à transistors dans ledit circuit en pont, une alimentation électrique continu-continu (220) pour fournir une tension de commande continue à chaque amplificateur de commande dans lequel ladite alimentation électrique comprend une seconde source de tension continue (V1), un transformateur (T10) comportant un enroulement primaire (240) et une pluralité d'enroulements secondaires (242, 244, 246), un premier transistor de commutation (230) pour, lorsqu'il est débloqué, connecter ledit enroulement primaire (240) à ladite seconde source de tension continue (V1), et un circuit de commande (220) pour débloquer et bloquer ledit premier transistor de commutation (230) en synchronisme avec la fréquence desdites impulsions RF de sorte que toute tension d'ondulation de l'alimentation continue au niveau desdits enroulements secondaires (242, 244, 246) possède une fréquence d'ondulation égale à la fréquence desdites impulsions RF. 8. Système selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit circuit de commande comprend un circuit logique répondant à un signal de commande de déblocage de l'amplificateur et auxdites impulsions RF pour valider ledit circuit de commande de commutateur de telle manière que les premier et second commutateurs à transistors sont débloqués et bloqués de façon synchrone avec le début d'un cycle RF et la fin d'un cyle RF.