FR 2800954 A1 20010511 FR 9914036 A 19991109 Description : L'invention concerne un système pour la transmission de données numériques sur un canal de communication en utilisant une modulation multiporteuse et, plus particulièrement, une méthode améliorée basée sur le transmultiplexeur avec modulation OQAM pour l'application à un tel système. Un système de transmission multiporteuse, par opposition à un système monoporteuse, utilise un ensemble de fréquences différentes réparties dans la bande de fréquence du canal de transmission pour transmettre les données. L'avantage principal est que le débit peut être ajusté pour chaque porteuse en fonction de la puissance du bruit et de la distorsion présents au voisinage de cette porteuse. Par suite, on peut mieux approcher la limite théorique de la capacité d'information et, en particulier, les canaux de mauvaise qualité peuvent être exploités, comme par exemple certains canaux de communication sans fil, les lignes du réseau d'énergie ou les lignes d'abonné téléphonique en haute ou très haute fréquence Une présentation détaillée des systèmes de transmission multiporteuses existants ainsi que leurs mérites par rapport aux systèmes monoporteuses se trouve dans l'ouvrage de W.Y.Chen intitulé : DSL- Simulation Techniques and Standards Development for Digital Subscriber Line Systems , MacMillan Technical Publishing, Indianapolis, USA, 1998. Pour réaliser efficacement une transmission multiporteuse, deux approches ont été considérées jusqu'à maintenant. La première et la plus utilisée est appelée OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) ou encore DMT (Digital MultiTone) et elle est basée sur la transformation de Fourier rapide FFT. Elle a fait l'objet de beaucoup de recherches et de développements. Selon cette technique, les données sont arrangées en blocs qui sont transmis par des porteurs orthogonaux et séparés par des temps de garde, qui doivent être plus grands que la réponse impulsionnelle du canal, afin de préserver l'orthogonalité des porteurs à la réception. En dépit de son potentiel, l'OFDM/DMT présente un ensemble de faiblesses qui font que ses performances sont à peine supérieures à celles des techniques monoporteuses : il faut introduire un égaliseur temporel complexe en tête du récepteur pour réduire la longueur de la réponse impulsionnelle du canal, la synchronisation doit être réalisée avec une très grande précision, une longue phase d'initialisation est nécessaire et les porteurs et souscanaux sont mal séparés, ce qui réduit la capacité du système en présence de brouilleurs. En fait, il faut un canal de bonne qualité pour que ce système fonctionne convenablement. Une documentation abondante est disponible sur ce sujet dans la littérature et une liste de références bibliographiques figure dans l'ouvrage de W Y Chen. Une seconde approche vise à corriger certaines des faiblesses de l'OFDM/DMT par l'utilisation de transformations plus évoluées que la FFT, comme la transformée avec recouvrement ou la transformée en ondelette. L'idée est d'améliorer la séparation entre les porteurs, ou souscanaux Ce sujet a fait l'objet de beaucoup de travaux théoriques et on peut consulter par exemple l'article de S D. Sandberg et M.A.Tzannes : Overlapped Discrete Multitone Modulation for High Speed Copper Wire Communications , IEEE-JSAC, Vol. 13, N 9, décembre 1995. Bien qu'elles améliorent effectivement la séparation entre souscanaux, ces transformations conservent certaines des faiblesses critiques de l'OFDM/DMT et, notamment, les contraintes de synchronisation temporelle En fait, l'approche idéale pour une transmission multiporteuse est celle qui rend les souscanaux indépendants, ce qui se réalise avec des bancs de filtres. Ce fait est connu depuis longtemps et une mise en #uvre efficace de bancs de filtres pour systèmes de transmission, basée sur la combinaison d'une FFT avec un réseau polyphasé, a été présentée dans l'article de M.Bellanger et J Daguet intitulé : TDM-FDM Transmultiplexer : Digital Polyphase and FFT , IEEE Transactions, Vol.COM-22, septembre 1974. Plus tard, une technique appelée OQAM (Orthogonal Quadrature Amplitude Modulation) a été proposée pour la transmission multiporteuse avec banc de filtres et on peut se reporter à l'article de B.Hirosaki intitulé An Orthogonally Multiplexed QAM System Using the Dicrete Fourier Transform , IEEE Transactions Vol.COM-29, juillet 1981. Sa principale caractéristique est que la cadence d'échantillonnage des souscanaux est double de la cadence de Nyquist, donc de l'espacement entre les souscanaux, et les données sont transmises alternativement sur les parties réelle et imaginaire du signal complexe de chaque souscanal, en alternant en plus entre souscanaux adjacents. Les distorsions introduites par le canal de transmission peuvent être réduites par un égaliseur multibranche dans chaque souscanal. Récemment, il a été montré qu'un égaliseur monobranche pouvait remplir cette fonction et on peut se reporter à l'article de L. Qin et M.Bellanger intitulé : Equalization Issues in Multicarrier Transmission Using Filter Banks , Annales des Télécommunications, Vol.52, N 1-2,janvier 1997. En dépit de ses avantages théoriques, la technique multiporteuse OQAM est rarement envisagée pour des systèmes réels. Une raison essentielle tient aux problèmes que pose le principe d'alternance, et qui n'ont pas trouvé de solution satisfaisante à ce jour, pour les algorithmes d'égalisation, la synchronisation des porteurs et l'organisation temporelle du système. C'est un objet de la présente invention de réaliser un système de transmission multiporteuse robuste et efficace, utilisant le principe du transmultiplexeur pour les bancs de filtres, combiné à la modulation OQAM Cet objet ainsi que d'autres sont réalisés par la présente invention, selon laquelle un signal contenant des séquences de synchronisation qui définissent une structure temporelle consistant en des trames, supertrames et hypertrames, est appliqué, dans l'émetteur, à l'entrée d'un ou plusieurs souscanaux réservés à la synchronisation, l'information utile étant portée par l'amplitude ou enveloppe du signal complexe OQAM. Le même signal contient aussi des données de service donnant le nombre de bits affectés à chaque souscanal. Dans les autres souscanaux, une courte séquence fixe est introduite périodiquement pour servir de signal de référence aux égaliseurs de souscanaux dans le récepteur. A la sortie du banc de filtres d'analyse dans le récepteur, le signal correspondant au (x) de synchronisation est appliqué à une première cascade comportant un égaliseur d'amplitude, un détecteur d'enveloppe et un filtre qui délivre le signal de commande pour la boucle à verrouillage de phase associée au générateur d'horloge du récepteur et à une seconde cascade comportant un égaliseur de phase et d'amplitude, un détecteur de données et un dispositif pour l'identification des séquences de synchronisation de supertrame et hypertrame ainsi que l'extraction des données de service. Les autres sorties du banc de filtres d'analyse sont appliquées à des égaliseurs de souscanaux en cascade constitués de trois éléments chacun, un égaliseur d'amplitude, un égaliseur de phase et un égaliseur fin Chaque égaliseur de souscanal est suivi par un extracteur de données et les deux utilisent l'information fournie par le souscanal de synchronisation pour effectuer leurs fonctions. Les signaux d'erreur de sortie sont utilisés pour déterminer le nombre de bits affectés à chaque souscanal et l'information est transmise au terminal distant par le(s) souscanal(aux) de synchronisation, à chaque hypertrame. Avec le système de l'invention, il n'est pas nécessaire d'introduire une séquence spéciale d'initialisation au début de la transmission ou après une interruption, et la répartition du débit entre les souscanaux peut être ajustée continuellement pendant la transmission. La description suivante, faite en regard des dessins ci-annexés, le tout donné à titre d'exemple non limitatif fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 est un schéma bloc simplifié d'un système de transmission multiporteuse conforme à l'invention. La figure 2 est un schéma bloc de l'émetteur multiporteuse numérique. La figure 3 est un dessin montrant la forme d'onde de l'enveloppe du signal dans le souscanal de synchronisation. La figure 4 est un schéma bloc du récepteur multiporteuse numérique. La figure 5 est un schéma bloc de l'égaliseur de souscanal La figure 6 est un schéma bloc montrant les fonctions impliquées dans le traitement des signaux reçus dans le souscanal de synchronisation. Le schéma bloc d'un système de transmission multiporteuse donné à la figure 1 correspond au cas d'application à la ligne téléphonique d'abonné numérique. Le train binaire d'entrée d(n) est appliqué à un émetteur multiporteuse 100, qui forme le signal Se (n) est lui-même relié à un module 10 qui effectue la conversion numérique- analogique (N/A) et les fonctions d'interface analogique d'émission. Cet interface analogique comporte essentiellement un amplificateur et un filtre passe-bas ou passebande pour limiter le spectre du signal envoyé au circuit hybride 11. L'hybride est relié à la paire torsadée 14 et son accès réception est relié à un module 12 qui effectue les fonctions d'interface analogique de réception et la conversion analogique-numérique (A/N). L'interface analogique comporte un filtre passe-bas ou passe-bande pour éviter le repliement et un amplificateur à gain variable Si une transmission symétrique est envisagée, le convertisseur A/N est relié à un annuleur d'écho 13 qui garantit un niveau de séparation convenable entre les deux sens de transmission. L'annuleur d'écho fournit le signal Sr (n) il est relié au récepteur multiporteuse 200 qui délivre le train binaire de sortie d'(n). Une description détaillée des interfaces analogiques, des circuits hybrides, des convertisseurs A/N et N/A ainsi que des annuleurs d'écho est donnée dans l'ouvrage de W. Y. Chen. La présente invention concerne l'émetteur multiporteuse 100 et le récepteur 200 qui sont représentés avec davantage de détails sur les figures 2 et 4 respectivement. En se reportant à la figure 2, on voit que les données d'entrée d(n) sont traitées par une cascade de trois modules, un convertisseur série/parallèle 110, un modulateur OQAM 120 et un banc de filtres de synthèse (BFS) 130 pour produire le signal multiporteuse émis Se (n). Demême,comme le montre la figure 4, le signal numérique multiporteuse reçu Sr (n) traité par une cascade de quatre modules, un banc de filtres d'analyse (BFA) 210, un égaliseur de souscanal 220, un extracteur de données 230 et un convertisseur parallèle/série 240, pour produire la séquence des données de sortie d' (n). l'absence d'erreurs de transmission, d(n) et d'(n) sont identiques, à un retard près. Les bancs de filtres BFS 130 et BFA 210 comportent un processeur de FFT relié à un réseau polyphasé comme décrit dans l'article de M.Bellanger et J.Daguet. En désignant par fs la fréquence d'échantillonnage du signal multiporteuse et par N la dimension de la FFT, égale à deux fois le nombre de souscanaux, l'espacement entre souscanaux est égal à fs/N et les modules BFS et BFA fonctionnent à la cadence 2(fs/N). Par exemple, en transmission sur ligne d'abonné, on peut prendre les valeurs suivantes : fs = 2048 kHz ; N = 512 ; fs/N = 4 kHz ; 2(fs/N) = 8kHz La particularité des bancs de filtres, BFS 130 et BFA 210 réside dans les valeurs de leurs coefficients, qui sont soit identiques soit très proches. On les calcule, par exemple, à partir d'un filtre prototype de réponse en fréquence H(f) qui est du type demi-Nyquist en bande passante et présente l'affaiblissement maximal en bande affaiblie. Par suite, l'ensemble des bancs de filtres BFS et BFA possède une réponse H2(f) qui satisfait le premier critère de Nyquist. Il est avantageux que H2(f) satisfasse également le second critère de Nyquist car, alors, les échantillons de signal intermédiaires prennent des valeurs bien définies Par exemple, si les échantillons de données appliqués aux parties réelle et imaginaire d'un souscanal sont 1, les échantillons intermédiaires à la sortie de l'ensemble BFS-BFA pour ce souscanal prennent l'une des trois valeurs { +1 ;0 ; -1 }. Un choix possible est une approximation de la fonction suivante Ht(f) = cos(n N f / 2 fs) 0 Ht(f) = 0 ; fs / N # #f# # fs / 2 obtenue par exemple avec un développement en série de Fourier. Dans ces conditions, le filtre prototype à M=2P+1 coefficients de l'exemple a pour coefficients hi= cos( i / 256) / [1 - (i/128)2] ; -P bzz i bzz P (2) Le signal xi à l'entrée du block BFS 130 qui correspond au souscanal i, est fourni par le modulateur OQAM 120, un dispositif qui associe les données d'entrée di à des échantillons quantifiés de signal xi conformément à des règles bien déterminées, comme il est connu en transmission de données et décrit, par exemple, dans le livre de W.Y.Chen. La particularité est seulement que les échantillons de signal prennent des valeurs réelles et imaginaires alternativement, pour obéir au principe de la modulation OQAM et que le nombre de niveaux est déterminé par un signal de contrôle externe denoté scdatar sur la figure 2. Ce signal de contrôle ajuste le nombre de bits transmis par un souscanal à la capacité estimée pour ce souscanal, comme expliqué par la suite. Par exemple si le souscanal i peut transporter 1 bit, l'échantillon xi peut prendre les valeurs 1 et s'il peut transporter 2 bits, l'échantillon xi peut prendre les valeurs :-1,5 ; -0,5 ; 0,5 ou 1,5. Le convertisseur série-parallèle 110 répartit la suite des données d'entrée d(n) en autant de sous-suites qu'il y a de souscanaux utilisés et, pour chaque sous-suite, il constitue des goupes de bits di, sous le contrôle du signal externe scdatar, pour alimenter le modulateur OQAM 120. Un signal externe supplémentaire, dénoté timing 1/64 sur la figure 2, est utilisé pour insérer la séquence de référence dans le signal comme il est expliqué par la suite et il est appliqué à la fois au convertisseur sérieparallèle et au modulateur OQAM Dans le système, au moins un souscanal est réservé à la transmission du signal de synchronisation décrit ci-après et des données de service. Le signal correspondant xis est généré par le module synchro+data 150, les données de service, dénotées scdatae sur la figure 2, étant fournies par le récepteur 200 représenté à la figure 4. L'organisation temporelle du système comporte 3 niveaux qui sont : 1) la trame : c'est la période de base du système, liée à l'espacement entre souscanaux fs/N. Par exemple, si fs/N=4kHz, une trame dure 0,25 ms. La trame est utilisée pour la transmission des données utiles, l'égalisation des souscanaux et la synchronisation. 2) la supertrame : a une durée de NI trames. Par exemple, si NI=64, la durée de la supertrame est de 16 ms. Elle est utilisée pour l'égalisation supervisée des souscanaux, les mesures de niveaux de bruit et la synchronisation. 3) l'hypertrame : elle a une durée de N2 supertrames Par exemple, si N2=64, l'hypertrame dure 1024 ms. Elle est utilisée pour confirmer ou modifier les débits binaires affectés aux souscanaux. Pour la synchronisation, un souscanal au moins transporte un signal particulier. Ce peut être le souscanal 69 par exemple, dont la fréquence centrale est de 4 kHz x 69=276 kHz. Le signal de synchronisation est conçu pour permettre une commande robuste et efficace des instants d'échantillonnage dans le récepteur et aussi pour permettre le verrouillage de trame, supertrame et hypertrame. Il contient la séquence de synchronisation de supertrame suivante SFP= { 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 111-1-1-1-11} Avec l'alternance des données réelles et imaginaires exigée par la technique OQAM et l'opération de filtrage effectuée par les bancs de filtres, une telle séquence produit, à la réception et en l'absence de distorsion d'amplitude dans le canal de transmission et de signaux dans les souscanaux voisins, un signal complexe dont le carré du module v(n) est une sinusoide à la fréquence fs/2N d'amplitude 0,5 superposée à une composante continue d'amplitude 1,5 comme le montre la figure 3. Avec les valeurs numériques données précédemment, fs/2N=2 kHz, SFP a une durée de 2 ms et produit 4 périodes de la sinusoide à 2 kHz, comme le montre la partie gauche de la figure 3. Comme la supertrame a une longueur de 16 ms, il reste 14 ms pour la transmission des données de service. Elles sont codées comme suit : PO = { 1 -1 -1 1 pour un zéro)), PI-+{1 1 1 1 1 } pour un un De plus, deux données consécutives sont séparées par une période de la sinusoïde à 2 kHz, comme le montre également la figure 3. Le signal utilisé pour commander la boucle à verrouillage de phase associée à l'oscillateur qui délivre la fréquence d'échantillonnage du signal reçu, ou générateur d'horloge du récepteur, est obtenu en filtrant la composante à 2 kHz dans v (n). fonction est avantageusement réalisée en deux étapes D'abord un signal c (4n), à la fréquence d'échantillonnage de 2 kHz est fourni par le calcul suivant c (4n) = v(4n) - v(4n-1) - [ v(4n-2) - v(4n-3)] (3) Ensuite, une opération de moyennage permet d'affaiblir le bruit et les interférences des canaux voisins. Elle correspond aux calculs ca(4n) = (1-s) ca[4(n-1)] + # c (4n) (4) où s est une constante de faible valeur, par exemple # = 10-3.C'est le signal ca (4n) est utilisé pour commander la boucle à verrouillage de phase du générateur d'horloge. Dans les symboles PO et Pl, le signe + est utilisé comme indiqué figure 3 pour assurer que les fronts montants et descendants du signal à 2 kHz gardent une position relative fixe dans le temps, quelles que soient les données de service transmises. La séquence de synchronisation d'hypertrame HFP intervient toutes les 64 supertrames et, au début de la supertrame correspondante, la séquence SFP est répétée trois fois de suite pour former la séquence HFP suivante: HFP = {SFP, SFP, SFP, SFP} En vue de l'égalisation dans le récepteur, une caractéristique supplémentaire du modulateur OQAM 120 dans l'émetteur est qu'il impose des valeurs fixes aux deux premiers échantillons de la supertrame dans chaque souscanal, par exemple : ~[1 ; 1]. Un signe particulier peut être attribué à chaque souscanal, pour éviter de produire un pic d'amplitude dans le signal multiporteuse émis Se (n) début de chaque supertrame. Dans le récepteur, le signal multiporteuse reçu Sr (n) traité par un ensemble de quatre blocs, le banc de filtres d'analyse 210, un égaliseur de souscanal 220, un module d'extraction des données 230 et un convertisseur parallèle-série 240. L'égaliseur de souscanal 220 comporte lui-même trois sous-ensembles et il est représenté à la figure 5. Sur cette figure, dans le souscanal i, l'égaliseur d'amplitude 221 reçoit la séquence d'entrée xir (n) une référence d'amplitude ra fournie par le module d'affectation des bits 250. Cette référence d'amplitude ra représente la valeur théorique de la valeur efficace du signal de données dans un souscanal. Pour des données à 1 bit, ra=l. L'égaliseur d'amplitude 221 calcule un gain variable gl(n), il multiplie le signal par ce gain et fournit le résultat yi(n) à l'égaliseur de phase 222. Le gain variable est obtenu par deux opérations sgm(n+l) = (1-e) sgm (n) + # #xir(n+1)# (5) où #x# est le module de x et # est un nombre réel de faible valeur, par exemple #=10-3, gl(n+1) = ra / sgm(n+1) (6) Ensuite, l'égaliseur de phase 222 multiplie son signal d'entrée complexe yi(n) = yir(n) + jyii(n) par un gain complexe g2 = a + j b pour produire la sortie ui(n). Le gain est mis à jour au début de la supertrame, en utilisant les deux premiers échantillons, notés yi(n) et yi(n+l). En fait, on résout un système matriciel au sens des moindres carrés Une réalisation préférée de l'algorithme est la suivante a=A/C ; b=B/C (8) où les quantités A, B et C sont mises à jour à chaque supertrame par les equations A(p+l) = (1-8) A (p) + # [yir(n+l) + yii(n)] (9) B(p+1) = (1-8) B (p) + # [yir(n) - yii(n+l)] C(p+1) = (1-8) C (p) + # [yir(n)yir(n+l) + yii(n)yii(n+1)] Le paramètre # est une constante de valeur faible, par exemple#=10-2 et p est l'indice de supertrame. Les valeurs initiales peuvent être A(0)=10-3, B(0)=0 , C(p) étant maintenu supérieur à 10-2 . Une fois le gain complexe calculé, un signal d'erreur réel est obtenu par les deux équations eip(n) = 1 - [a yir(n) - b yii(n)] (10) eip(n+l) = 1 - [b yir(n+l) + a yii(n+l)] Ce signal d'erreur est utilisé pour l'estimation du niveau de bruit, comme indiqué plus loin. L'égaliseur fin 223 calcule la sortie suivante vi(n+ 1) = ui(n) + E hk (n) ui(n-k) (11) k = -1 qui alimente le module d'extraction des données 230. La fonction de l'égaliseur fin est de compléter la tâche des deux premiers modules, en particulier d'éliminer la distorsion résiduelle. Ses coefficients hk (n) généralement des valeurs petites et ils peuvent être mis à jour à la cadence de la supertrame avec le même signal de référence que l'égaliseur de phase 222. De plus, ils peuvent être mis à jour pendant la transmission des données utiles, avec le signal d'erreur ei (n) par l'extracteur de données 230 et l'algorithme du gradient hk(n+l) = hk(n) + # ei(n+l) ui(n-k) (12) où le pas d'adaptation # prend une valeur faible, par exemple #=10-3 On dit alors que l'égaliseur est du type dirigé par la décision En se reportant maintenant à la figure 4, la capacité d'un souscanal est déterminée par le bloc capacité+bit assign 250 Ce bloc reçoit le signal d'erreur eip de l'égaliseur de phase et le signal ei du bloc d'extraction des données 230. Il calcule les deux variables El(p) = (1-el) El(p-l) + si [ eip 2(n) + eip2(n+1) ] / 2 (13) E2(n) = (1-#2) E2(n-1) + s2 [ ei 2(n) ] (14) où les paramètres si et E2 prennent des valeurs faibles, 10-2 et 10-3 respectivement par exemple. La quantité El(p) est calculée à chaque supertrame et elle est représentative de la puissance de la distorsion et du bruit dans le souscanal, avant égalisation fine. La quantité E2(n) est calculée à la cadence de 8 kHz et elle est représentative de la puissance du bruit dans le souscanal. En fonctionnement normal, avec les équations (13) et (14), E2 (n) est plus petit que El(p) et la différence dépend de l'amélioration apportée par l'égaliseur fin.En se basant sur les résultats de ces calculs, la décision est prise au début de chaque hypertrame de conserver ou de modifier le nombre de bits affecté à chaque souscanal. Ensuite, l'information correspondante, notée scdatae est appliquée au bloc synchro+data 150 de l'émetteur 100, pour transmission au terminal distant pendant la présente hypertrame et au bloc d'extraction des données 230 dans le récepteur 200, pour être utilisée à l'hypertrame suivante. La détermination du nombre de bits Nb affecté au souscanal se fait en deux étapes. D'abord, Nb est calculé par la formule Nb = Int [ 1/2 Log2( 1/El(p))-1] El(p) Par exemple si E2(n) est inférieur à El(p)/4, le nombre de bits peut être augmenté d'une unité. Le nombre de bits affecté à chaque souscanal est limité par la capacité des données de service. Comme indiqué précédemment et illustré à la figure 3, le signal de synchronisation peut transporter 14 bits de données de service dans une supertrame avec les valeurs numériques données. Si 3 bits sont réservés pour représenter le nombre de bits affecté à chaque souscanal, 4 souscanaux peuvent être pris en compte par une supertrame et si 240 souscanaux sont exploités, il suffit de 60 supertrames pour transmettre la totalité de l'information de capacité Avec ces valeurs, le nombre de bits affecté à chaque souscanal est compris dans l'intervalle [0,7]. Le module d'extraction des données 230 reçoit le signal vi(n) de l'égaliseur de souscanaux 220 et effectue l'opération de quantification sur les parties réelle et imaginaire alternativement, en utilisant l'échelle de quantification associée au nombre de bits affecté au souscanal. La représentation binaire de la valeur quantifiée dir est appliquée au convertisseur parallèle-série 240 et l'erreur de quantification ei (n) renvoyée à l'égaliseur de souscanal 220 pour être utilisée selon l'équation(12). Le convertisseur parallèle-série 240 fournit la suite des données de sortie d'(n). Le bloc traitement synchro 270 est présenté à la figure 6. Il reçoit le signal du souscanal de synchronisation xisr et effectue l'égalisation d'amplitude par le bloc 271, comme décrit précédemment pour les autres souscanaux. Le signal obtenu, yis (n) est appliqué au module envelop-détection 272 qui calcule la variable v(n) = #yis(n)#2. Ensuite, le signal de commande ca (4n) généré par le bloc 273 comme expliqué ci-dessus et selon les équations (3) et (4). Le signal de souscanal xisr est également appliqué à l'égaliseur d'amplitude et phase qui produit le signal uis (n), à partir duquel les données binaires à 8 kHz sont restituées, à l'aide du détecteur de données 275 En fait, les données bs(n) sont obtenues en prenant le signe des parties réelle et imaginaire alternativement de la suite uis(n) et elles sont transmises au bloc verrouillage et data extraction 276, qui effectue la reconnaissance des séquences de verrouillage de supertrame et hypertrame et délivre l'information temporelle correspondante, désignée par timing 1/64 sur les figures. Ce même bloc effectue également le démultiplexage des données d'affectation des bits, notées scdatar et transmises au modulateur OQAM 120 de chaque souscanal ainsi qu'au convertisseur série-parallèle 110 dans l'émetteur du système. Selon une caractéristique importante de l'invention, dans la bande de fréquence du canal de transmission, des parties de mauvaise qualité peuvent être exploitées par la combinaison de plusieurs souscanaux. En effet, dans chaque supertrame, le signal du souscanal de synchronisation porte les données d'affectation des bits pour un groupe de quatre souscanaux Si, pour ces quatre souscanaux, les estimations de puissance de bruit Elj(p) avec j=1,2,3 et 4 sont toutes plus grandes que 0,0625, ce qui entraine Nb=0 pour chacun, et si la condition suivante est satisfaite alors, le même signal de donnée à 1 bit est appliqué à ces souscanaux dans l'émetteur et les sorties correspondantes ui+j (n) égaliseurs de phase dans le récepteur sont ajoutées avec les pondérations suivantes et les données d'entrée sont restituées en prenant le signe de la variable sum (n). cette technique, une suite de données à un bit est transmise par 4 souscanaux. Evidemment, c'est un exemple et des combinaisons d'autres nombres de souscanaux, comme 2,3,8 ou 16, peuvent être envisagées. La sortie vi(n) de l'égaliseur de souscanal 220 peut aussi être utilisée dans cette opération. Diverses modifications de la présente invention peuvent apparaître à l'homme de l'art au vu de la présente description et des schémas qui l'accompagnent. REVENDICATIONS 1- Système de transmission numérique multiporteuse comprenant un émetteur 100 et un récepteur 200, l'émetteur 100 comprenant des moyens pour diviser la suite des données d'entrée d(n) en un nombre de sous-suites égal au nombre de souscanaux utilisés, des moyens 120 pour effectuer une modulation OQAM sur chaque sous-suite et produire un ensemble de séquences xi, chaque séquence étant appliquée à l'entrée d'un banc de filtres de synthèse 130 qui produit le signal numérique multiporteuse de sortie Se, des moyens 150 pour former un signal de synchronisation et de données de service xis dans au moins un de l'ensemble des N souscanaux du système, le récepteur 200 comprenant un banc de filtres d'analyse 210 pour produire, à partir du signal d'entrée Sr, un ensemble de séquences xir égal au nombre de souscanaux utilisés, chaque séquence étant appliquée à l'entrée d'un égaliseur de souscanal 220, un extracteur de données 230 pour traiter la sortie de l'égaliseur et alimenter un convertisseur parallèle-série 240, qui produit la suite de données de sortie d'(n), des moyens 270 pour détecter le signal de synchronisation et de données de service, des moyens 250 pour estimer le niveau de bruit dans chaque souscanal et décider du nombre de bits à affecter, système caractérisé en ce que l'égaliseur de souscanal 220 est constitué par la mise en cascade d'un égaliseur d'amplitude 221, d'un égaliseur de phase et d'amplitude résiduelle 222 et d'un égaliseur fin 223. 2- Emetteur et récepteur selon la revendication 1, caractérisés en ce que le signal transmis par le(s) souscanal (aux) de synchronisation contient une séquence de synchronisation de supertrame et une séquence de synchronisation d'hypertrame. 3- Emetteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de synchronisation et de données de service est transmis par modulation de l'enveloppe. 4- Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'enveloppe du signal de synchronisation et de données de service est utilisée pour produire un signal de commande des instants d'échantillonnage du récepteur et de synchronisation de trame. 5- Emetteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le modulateur OQAM 120 introduit dans le signal de chaque souscanal et à chaque supertrame une courte séquence fixe. 6- Egaliseur de souscanal 220 selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'égaliseur de phase et amplitude résiduelle 222 a ses coefficients mis à jour à la cadence de la supertrame, en utilisant comme signal de référence la séquence courte fixe introduite par l'émetteur. 7- Egaliseur de souscanal 220 selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'égaliseur fin 223 est du type d'un égaliseur dirigé par la décision. 8- Emetteur et récepteur selon la revendicationl, caractérisé en ce que les données pour l'affectation des bits dans les souscanaux sont transmises à chaque hypertrame et les nombres de bits portés par les souscanaux sont confirmés ou modifiés à chaque hypertrame. 9- Emetteur et récepteur selon la revendicationl, caractérisé en ce que le même signal d'entrée est appliqué à deux souscanaux ou plus dans l'émetteur et les sorties des égaliseurs de souscanal 220 correspondantes sont combinées pour produire un signal dont les données sont extraites. 10- Combinaison de signaux de souscanaux selon la revendication 9, caractérisée en ce que la combinaison consiste en une sommation pondérée, les coefficients de pondération étant les inverses des puissances de distorsion totale estimées, et les données sont obtenues en prenant le signe du résultat de la sommation pondérée. 11- Emetteur et récepteur selon la revendicationl, caractérisé en ce que les coefficients dans les bancs de filtres 130 et 210 sont tels que la réponse du filtre prototype satisfait les deux premiers critères de Nyquist