FR 2802043 A1 20010608 FR 9915149 A 19991201 DISPOSITIFS DESTIMATION DE CANAL RADIO ET DEMODULATION La présente invention concerne les techniques d'estimation des canaux radio, ainsi qu'un démodulateur utilisant une telle technique. L'invention trouve application dans domaine des radiocommunications à accès multiple à répartition par codes (CDMA, Code- Division Multiple Access ), notamment dans les cas où temps d'un symbole d'information est sensiblement plus grand que la mémoi du canal (c'est-à- dire qu'on peut négliger l'interférence inter-symboles). Dans un système CDMA, les symboles transmis binaires ( 1) ou quaternaires ( 1 j), sont multipliés par des codes d'etalement composés d'échantillons, appelés chips , dont la cadence est supérieure à celle des symboles. Des codes d'étalement orthogonaux ou quasi-orthogonaux sont alloués à différents canaux logiques partageant la même fréquence porteuse, afin de permettre à chaque récepteur de détecter la séquence de symboles qui lui est destinée, en multipliant le signal reçu par code d'étalement correspondant. Un avantage du système CDMA est qu'il permet d'exploiter des trajets multiples de propagation radio, en utilisant ce qu'on appelle un récepteur en râteau ( rake receiver ). Le récepteur en râteau effectue une démodulation cohérente fondée sur une approximation de la réponse impulsionnelle du canal de propagation radio par une série de pics, chaque pic apparaissant avec un retard correspondant au temps de propagation le long d'un trajet particulier et ayant une amplitude complexe correspondant à l'atténuation au déphasage du signal le long de ce trajet (réalisation instantanée du fading). En analysant plusieurs trajets de réception, c'est-à-dire en échantillonnant plusieurs fois la sortie d'un filtre adapté au code d'étalement du canal avec des retards correspondant respectivement à ces trajets, le récepteur râteau obtient des estimations multiples des symboles transmis, qui sont combinées pour obtenir un gain en diversité. La combinaison peut notamment être effectuée selon la méthode dite MRC ( Maximum Ratio Combining qui pondère les différentes estimations en fonction des amplitudes complexes observées pour les différents trajets. Afin de permettre cette démodulation cohérente, un canal pilote peut être prévu pour l'estimation de la réponse impulsionnelle sous forme d'une succession pics. La réponse impulsionnelle est estimée au moyen d'un filtre adapté à code d'étalement pilote avec lequel l'émetteur module une séquence de symboles connus, par exemple des symboles ' 1. Les positions des maxima de la sortie de ce filtre adapté donnent les retards utilisés dans les doigts du récepteur en râteau, et les amplitudes complexes associées correspondent aux valeurs de ces maxima. Lorsque plusieurs trajets distincts ont des retards très proches, par exemple avec des écarts inferieurs à la durée d'un chip, recherche des maxima conduit généralement à ne prendre en compte qu' seul de ces retards. Un but de la présente invention est d'exploiter une représentation du canal de propagation radio qui soit moins approximative que dans un récepteur en râteau traditionnel, notamment dans le cas où il existe plusieurs trajets de propagation ayant des retards proches. Selon l'invention, il est proposé un dispositif d'estimation de paramètres représentant un canal de propagation radio, comprenant un filtre adapté pour produire des observations d'un vecteur de référence de W échantill successifs d'un signal formé par filtrage adapté d'un signal reçu selon le canal de propagation avec un code d'étalement pilote, et des moyens d'estimation de paramètres représentant le canal de propagation, incluant des vecteurs propres d'une matrice d'autocorrélation du vecteur de référence. Les paramètres représentant le canal de propagation peuvent en outre comprendre des valeurs propres de la matrice d'autocorrélation du vecteur de référence, respectivement associées auxdits vecteurs propres avec lesquels elles sont estimées. dispositif emploie une description du canal de propagation sous forme de ses éléments propres, ce qui procure une estimation plus riche que le modèle de ligne à retard (retards et amplitudes) pris en compte dans le récepteur râteau traditionnel. Ainsi, chaque trajet de propagation peut être pris en compte dans la réponse du canal au moyen d'une forme d'onde correspondant à un vecteur propre de la matrice d'autocorrélation et non simplement par un pic ponctuel associé à un retard. Dans un mode de réalisation préféré, l'estimation des vecteurs propres de la matrice d'autocorrélation comprend les étapes suivantes : - extraire du vecteur de référence M sous-vecteurs de référence composés chacun de S échantillons successifs dudit signal formé par filtrage adapté, M et S étant des nombres plus grands que 1, les M sous- vecteurs de référence correspondant en moyenne à plages énergétiques du vecteur de référence , - estimer les matrices d'autocorrélation respectives des M sous vecteurs de référence , - déterminer des sous-vecteurs propres associés chacun à valeur propre et à l'un des M sous-vecteurs de référence, chaque sous vecteur propre étant, pour la valeur propre associée, un vecteur propre de la matrice d'autocorrélation estimée du sous-vecteur de référence associé ; - former chaque vecteur propre estimé de la matrice d'autocorrélation du vecteur de référence en plaçant un des sous-vecteurs propres aux positions des S échantillons du sous-vecteur de référence associé et des échantillons nuls aux W-S autres positions. Ceci permet de réaliser un compromis entre la finesse d'estimation du canal et la complexité des calculs requis, qui sont toutes deux des fonctions croissantes de S, ainsi que de M. Plus la capacité de calcul disponible est grande, plus les sous-vecteurs peuvent être de taille importante, ce qui affine l'approximation de la réponse du canal. Le dispositif ci-dessus peut être utilisé chaque fois qu'on a besoin de caractériser un canal de propagation, en particulier pour effectuer une démodulation. Un autre aspect de la présente invention se rapporte ainsi à un démodulateur pour une réception selon un canal de propagation radio sur lequel sont définis plusieurs canaux logiques multiplexés incluant un canal pilote et au moins un canal de données, comprenant des moyens d'obtention de plusieurs observations d'un premier vecteur de W échantillons successifs d'un premier signal formé par filtrage adapté d'un signal reçu selon le canal de propagation au moyen d'un premier code d'étalement relatif au canal pilote, des moyens d'obtention d'un second vecteur de W échantillons successifs d'un second signal formé par f iltrage adapté dudit signal reçu au moyen d'un second code d'étalement relatif au canal de données, des moyens d'estimation de paramètres représentant le canal de propagation, incluant des vecteurs propres d'une matrice d'autocorrélation du premier vecteur, et des moyens d'estimation de symboles pour estimer au moins un symbole d'information porté par le second signal sur la base des premier et second vecteurs et desdits paramètres représentant le canal de propagation. Ce démodulateur incorpore un dispositif d'estimation de canal tel quénoncé précédemment. Si le second signal porte des symboles d'information binaires modulés selon une modulation binaire à déplacement de phase, les moyens d'estimation de symboles peuvent être agencés pour estimer au moins un symbole d'information binaire porté par le second signal par le signe de partie réelle du nombre complexe : où d est le nombre de vecteurs propres estimés de la matrice d'autocorrélation du premier vecteur, _Vk est un vecteur propre de la matrice d'autocorrélation premier vecteur, associé à une valeur propre kk, No est une estimation de la puissance du bruit sur le canal de propagation, r et x sont respectivement premier et second vecteurs, P est un coefficient prédéterminé, (.)H désigne transposé conjugué, et Il. lI la norme d'un vecteur. Une vraisemblance dudit symbole d'information binaire estimé peut être déterminée proportionnellement à la valeur absolue de la partie réelle nombre complexe y. Si le second signal porte des symboles d'information quaternaires modulés selon une modulation quaternaire à déplacement de phase, les moyens d'estimation de symboles peuvent être agencés pour estimer au moins un symbole d'information quaternaire porté par le second signal par deux bits respectivement définis par les signes des parties réelle et imaginaire du nombre complexe y défini par la relation (1). Des vraisemblances respectives de ces deux bits peuvent en outre être déterminées proportionnellement aux valeurs absolues des parties réelles et imaginaires du nombre complexe Y. Le démodulateur peut également être adapté pour traiter un signal reçu selon le canal de propagation sous forme de plusieurs signaux captés au moyen d'antennes différentes, afin de procurer une diversité spatiale. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description ci-après d'exemples de réalisation non limitatifs, en référence aux dessins annexés, dans lesquels : - la figure 1 est un schéma synoptique d'un exemple de récepteur de radiocommunication comportant un démodulateur selon l'invention -, - la figure 2 est un schéma d'un module d'estimation de canal du démodulateur de la figure 1 ; - la figure 3 est un schéma synoptique d'un module d'estimation de symboles du démodulateur de la figure 1 1 et - la figure 4 est un schéma synoptique d'une unité de calcul du module de la figure Le récepteur représenté sur la figure 1 comporte un étage radio 1 qui reçoit le signal radio capté par l'antenne 2 et le convertit en bande de base. Le signal en bande de base est numérisé par un convertisseur analogique- numérique 3, puis fourni à un filtre de réception 4. Le filtre 4 assure un filtrage adapté à la mise en forme des signaux par l'émetteur. Il délivre un signal numérique Y à raison d'un échantillon complexe par chip des codes d'étalement. En présence de trajets multiples de propagation (au nombre de la réponse h(t) canal allant jusqu'au filtre de réception 4 peut s'écrire : Les -ck représentent les différents retards des échos, les Sk sont les réalisations instantanées du fading variant au cours du temps, et a(t) désigne l'impulsion formant la modulation. On suppose que le critère de Shannon est respecté lorsque les signaux sont échantillonnés à la fréquence chip 1/T, et la réponse du canal est nulle pour t > (\N-1)T. Dans ce cas, la réponse du canal peut être représentée par un vecteur à W composantes complexes : Dans la relation (3), les -Vk sont les vecteurs propres de la matrice d'autocorrélation de h (soit R.Vk 4-Vk avec R E(h-h H où E(J désigne l'espérance mathématique), et les #k sont des réalisations instantanées de variables aléatoires gaussiennes complexes de variances égales aux valeurs propres gk de la matrice d'autocorrélation (E( #k 12 4 ). Cette décomposition de la matrice R donne des vecteurs propres orthogonaux (Yk H.Vk' si k:P,- k') et des valeurs propres gk réelles positives ou nulles puisque la matrice est hermitienne. Parmi les canaux logiques multiplexés sur le canal radio, on a un canal de contrôle sur lequel sont transmis des symboles pilotes et un ou plusieurs canaux de données sur lequel sont transmis des symboles d'information. On suppose que la puissance d'émission sur le canal de contrôle est 0 fois supérieure à la puissance d'émission d'un symbole d'information b sur un canal de données (cette dernière puissance sera considérée comme unitaire). Le coefficient p est connu à l'avance. signal est affecté d'un bruit blanc additif centré gaussien de variance NO. Un filtre adapté 5 filtre signal reçu Y conformément au code d'étalement Cr du canal pilote. Il résulte pour chaque symbole pilote un vecteur r ayant W composantes complexes, donné par - avec E#n.D H )= No. 1 , la matrice identite étant notée 1 Un autre filtre adapté 6 filtre le signal reçu Y conformément au code d'étalement Cx du canal de donnees. Il en résulte pour chaque symbole inconnu b un vecteur x ayant VV composantes complexes, donné par : avec E#n'.L1 NOA et E#n-n rH )= 0. On note X - le vecteur gaussien de taille 2W constitué par la x concaténation des signaux reçus sur les deux canaux. Sa densité de probabilité p(X) peut s'écrire : où K E#XHX), et det(.) désigne le déterminant. Le but du démodulateur est de maximiser par rapport à b la fonction de vraisemblance donnée par la probabilité conditionnelle p(blX). Comme les réalisations du bruit et du fading sont indépendantes, on a en utilisant la décomposition en éléments propres de la matrice R, avec matricielle, on obtient : En prenant le logarithme de 1 probabilité (6), et en notant que le déterminant det(K) est commun à tous les symboles possibles et que 1113W-k 112 =(l+p)/2, le démodulateur it minimiser la fonction suivante par rapport à b Lorsque les symboles sont bits modulés selon une modulation binaire à déplacement de phase (BPSK, binary phase shift keying ), l'estimation b d'un symbole b, qui mi imise la fonction b), est alors donnée par le signe de la partie réelle du nombre complexe - (b sgn[Re(y)]), et la vraisemblance imisée est proportionnelle à la valeur absolue de Re(y). Si un décodage à entrées souples ( soft input decoding ) est effectué en aval du démodulateur, vraisemblance du bit estimé b peut donc être mesurée par A = #Re(-y#. Lorsque les symboles sont quaternaires et modulés selon une modulation quaternaire à déplacement phase (QPSK, quaternary phase shift keying ), l'estimation d'un symbole b = bi + j.b2, qui minimise la fonction #(b), est formée par deux bits donnés par les signes respectifs des parties réelle et imaginaire du nombre complexe y défini par la relation (10) (b = bl + j-b2 = sgn[Re(y)] + j. [lm(y)]), et les vraisemblances de ces deux bits sont respectivement proportionnelles aux valeurs absolues des parties réelle et imaginaire de y. Si un décodage à entrées souples est effectué en aval du démodulateur, les vraisemblances des deux bits estimés bl, b2 peuvent donc être mesurées par A, = #Re # A2 = JlM(Y# - Lorsque le récepteur comporte deux antennes en entrée de deux voies de traitement, chaque voie ayant deux filtres adaptés l'un au code Cr du canal pilote fournissant un vecteur rni Ld, et l'autre au code Cx du canal de données fournissant un vecteur xni la fonction à minimiser #(b) peut tenir compte de la diversité spatiale, son expression n'étant plus donnée par (9) mais par : X, n P p étant le facteur de vec les notations : r'= , R=[ # rd pX K k n-# les vecteurs corrélation entre les deux antennes (soit E (a *, k,d P-4 ), 3#k e - - étant les vecteurs propres de R' respectivement associés aux valeurs t Vk k pour C) :# k l'Lk =: (1 + IPI#4k et la = (1 - Ipl) Dans le cas de réponses impulsionnelles de petite dimension W, il est aisé d'extraire les vecteurs propres de R par une méthode algébrique classique travaillant directement sur une estimation de la matrice, par exemple la méthode dite Power lteration (voir Golub & Loane: Matrix Computation , éditions Baltimore M.B.). Dans le cas de réponses impulsionnelles de plus grande dimension W, la complexité requise pour mettre à jour l'estimation de R rend cette méthode irréalisable en pratique. On utilise alors une matrice E(r.#H) définie comme l'autocorrélation du vecteur r, liée à R par la relation P.R + No.1 (12) On vérifie immédiatement que # et R ont les mêmes vecteurs propres de # sont de celles de R multipliées par P et Mk- Les valeurs propres kk décalées de Soit ;#k #1k + No. Avec (10), on en déduit l'expression (1 du nombre complexe y servant à estimer les bits d'information. En genéral, la matrice R a une structure creuse et possède peu d'éléments significatifs. Elle peut être décomposée selon l'approximation suivante : c'est-à-dire sous forme de blocs de taille SxS, notés Ri pour 0 ## i M, distribués le long de sa diagonale principale (1 W). Les positions de ces M blocs le long de la diagonale de R correspondent aux zones les plus énergétiques de la réponse impulsionnelle du canal. De même, la matrice peut être approchée par : en notant =Ri +No. 1 l'observée bruitée de Ri pour 0 :## i Chaque sous-matrice admet une décomposition en vecteurs propres, identique à celle de R, qui peut être obtenue rapidement par une méthode classique puisque sa dimension S est petite devant celle de R. En notant di la dimension du sous-espace signal relativement à la sous-matrice M-1 avec d'= d, cette décomposition de Ri s'écrit De meme que précédemment, les valeurs propres sont décalées de la puissance du bruit. Ainsi les vecteurs propres Vk de R sont . et ses valeurs propres 4k sont celles des M matrices décalees de No, Les sous-matrices sont localisées là oÙ la réponse impulsionnelle concentre maxima d'énergie. Pour avoir la position des sous-matrices, supposées de taille fixe SxS, il suffit donc d'avoir une estimation du profil en puissance du canal et d'en extraire les M portions de taille S les plus énergétiques. Ce profil peut être simplement calculé à partir de la moyenne du module carré de chaque échantillon du vecteur r. Pour calculer les sous- matrices d'autocorrélation on détermine les M sous-vecteurs ri de dimension S correspondant aux signaux reçus sur le canal pilote aux positions précédemment déterminées, et on calcule après un certain nombre d'observations des moyennes des sous-matrices ri.r iH . Il se peut que certaines valeurs propres estimées ne soient pas significatives ou que l'on choisisse de ne retenir qu'un certain nombre fixe d'éléments propres. On peut donc, en fin de traitement, effectuer une sélection des vecteurs propres associés aux plus puissantes valeurs propres. Le démodulateur de la figure 1 comprend un module d'estimation de canal 8, représenté de façon plus détaillé sur la figure 2, qui calcule des estimations des vecteurs propres v# et des valeurs propres ;#k de la matrice d'autocorrélation du vecteur r délivré par le filtre adapté 5, ainsi qu' estimation la puissance du bruit N.. En reférence à la figure 2, le module 8 comprend une unité 80 i calcule des vecteurs de VV composantes constituées par les modules carrés des composantes des observations successives du vecteur r délivré par le filtre adapté 5. Une unité 81 calcule une moyenne courante du vecteur délivré par l'unité 80, par exemple sur une fenêtre rectangulaire ou exponentielle, L'unité 82 détermine les M plages de S échantillons les plus énergétiques du vecteur moyenne, afin de définir les positions des sous-vecteurs ri de taille S (0 ## i M) au sein vecteurs r. unité 83 extrait les M sous-vecteurs ri de chaque vecteur r, et en estime la matrice d'autocorrélation par un calcul de moyennes des produits terme à terme .- Des unités de diagonalisation 84 extraient les valeurs propres des matrices Ri, du moins celles de plus grands modules, et les vecteurs propres associés yjl. Ce calcul peut être effectué selon toute méthode algébrique connue, par exemple Power Iteration , qui ne pose pas de problème de mise en #uvre compte tenu de la réduction opérée sur les dimensions matrices à iagonaliser (SxS au lieu de WxW). L'unité 85 sélectionne d valeurs propres de plus grands modules #,, parmi les valeurs propres #,j fournies les unités 84, et les vecteurs propres correspondants Vk elle construit à partir des yji conformément à la relation (16). L'unité 85 peut également déterminer la puissance du bruit Nol par exemple prise égale à la plus petite des valeurs propres X i D'autres méthodes classiques d'estimation de No peuvent être utilisées. Revenant à la figure 1, les paramètres Vk, Xk (0 :g i et N,) estimés par le module 8 sont fournis au module 9 qui estime les symboles transmis à partir des vecteurs r et x délivrés par les filtres adaptés 5, 6. La figure 3 illustre une structure possible du module 9 dans le cas d'une modulation QPSK Un additionneur 91 calcule la quantité y selon la relation (1) à partir des d contributions à sommer, calculées par des unités respectives 90. telle unité 90, relative à un trajet k (0 :g k est illustrée par la H H figure 4. produits scalaires ( vk) et (MIK x) sont respectivement calculés en 95 et 96, puis multipliés entre eux par le multiplieur complexe 97. Le bloc 98 effectue le calcul du coefficient kk -NC) _ (on suppose ici que les unités (1+0)-kk - #.No 84 ont délivré les vecteurs propres sous forme orthonormée, soit v #12 =1), qu'un multiplieur complexe 99 multiplie par la sortie du multiplieur pour adresser la contribution du trajet k à l'additionneur sortie de l'additionneur 91, les unités 92,93 extraient respectivement les parties réelle et imaginaire de y, dont les signes bl, b2 estiment bits constituant le symbole quaternaire, et dont valeurs absolues fournissent éventuellement des mesures de vraisemblance A2. Dans le cas d'une modulation BPSK, le module d'estimation de symboles peut avoir la même structure que sur la figure 3, sauf que l'unité 93 n'est pas nécessaire. Dans les dessins annexés, le démodulateur est représenté sous forme synoptique afin de mettre en évidence les différentes étapes de calcul. En pratique, ce calcul peut être effectué par un processeur de signal numérique programmé en conséquence, ainsi qu'il est usuel dans les démodulateurs numériques. inventeurs ont testé les performances du démodulateur ci-dessus dans le du système CDMA retenu pour les réseaux cellulaires de troisième génération (voir UMTS : la génération des mobiles multimédia , P. Blanc et al., L'Echo des Recherches, No. 170, 4e trimestre 1997 & je trimestre 1998, pages 53- dans le cas de codes d'étalement de cadence 3,84 Mchip/s avec une cadence de symboles de 15 kbit/s (facteur d'étalement SF Dans le système considéré, le canal de données est constitué par la partie réelle (voie 1) d'un signal complexe modulé en QPSK, transmis par un terminal mobile vers une station de base. Le canal pilote correspondant fait partie d'un canal de contrôle constitué par la partie imaginaire (voie Q) du signal complexe modulé en QPSK. Le signal est traité par blocs de 666 #ts, à raison de 2560 chips par bloc, ce qui représente 10 bits sur chaque voie avec SF savoir 10 bits d'information sur la voie 1, et 6 bits pilotes et 4 bits de commande sur la voie Q. Bien que la modulation radio soit QPSK, les symboles binai transmis sur chaque voie 1, Q doivent être considérés comme faisant l'objet d'une modulation effective de type BPSK. Dans ces simulations, longueur de la réponse du canal était d'environ 15 ps (W Pour chaque bit estimé sur la voie 1 à partir d'un signal issu d'une seule antenne, le vecteur r utilisé dans la relation (1) etait celui résultant de la moyenne des 6 bits pilotes du bloc courant, soit 6. Le canal était estimé au moyen de d = 4 vecteurs propres déterminés moyen de M = 3 sous-matrices de dimension S = 6. Pour différentes configurations du canal, les simulations ont montre un gain de 1/4 à 3/4 de décibel sur le rapport Eb/N. (Eb étant l'énergie par bit) pour un taux d'erreur binaire (BER) égal à 10-2 avant décodage correcteur d'erreurs. Au prix d'une augmentation modérée de la complexité du récepteur, ce gain est très appréciable pour augmenter la portée radio du système. REVENDIC TIONS 1. Dispositif d'estimation de paramètres représentant un canal de propagation radio, comprenant un filtre adapté (5) pour produire des observations d'un vecteur de référence (r) de W échantillons successifs d'un signal formé par filtrage adapté d'un signal (Y) reçu selon le canal de propagation avec un code d'étalement pilote (Cr), et des moyens (8) d'estimation de paramètres représentant canal de propagation, incluant des vecteurs propres (MO d'une matrice d'autocorrélation du vecteur de référence. 2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel les paramètres représentant le canal de propagation, estimés par les moyens d'estimation de paramètres (8), incluent en outre des valeurs propres (10 de la matrice d'autocorrélation du vecteur de référence (L), respectivement associées auxdits vecteurs propres (Vk)- 3. Dispositif selon la revendicati 1 ou 2, dans lequel les moyens d'estimation de paramètres (8) comprennent : - des moyens (80-83) d'extraction de M sous-vecteurs de référence (Li) composés chacun de S échantillons successifs dudit signal formé par filtrage adapté, M et S étant des nombres plus grands que 1, les M sous- vecteurs de référence correspondant en moyenne à M plages énergétiques du vecteur de référence (r) , - des moyens (83) d'estimation des matrices d'autocorrélation respectives des M sous-vecteurs de référence - des moyens (84-85) de détermination de sous-vecteurs propres (Mi associés chacun à une valeur propre (X j et à l'un des M sous-vecteurs de référence (Li), chaque sous-vecteur propre étant, pour la valeur propre associée, un vecteur propre de la matrice d'autocorrélation estimée du sous-vecteur de référence associé ; - des moyens (85) de formation de chaque vecteur propre estimé (YO de la matrice d'autocorrélation du vecteur de référence en plaçant un des sous-vecteurs propres (Mjl) aux positions des S échantillons du sous- vecteur de référence associé et des échantillons nuls aux W-S autres positions. 4. Dispositif selon la revendication dans lequel les moyens de détermination des sous-vecteurs propres (85) choisissent lesdits sous-vecteurs propres (yjl), parmi l'ensemble des vecteurs propres des matrices d autocorrélation des M sous-vecteurs de référence comme étant ceux qui sont respectivement associés aux valeurs propres de plus grands modules. 5. Dispositif selon la revendication dans lequel les moyens de détermination des sous-vecteurs propres (85) déterminent un nombre donné (d) de sous-vecteurs propres (##ji), associés d valeurs propres (#,jl) de plus grands modules. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel ledit signal reçu selon le canal de propagation est composé de plusieurs signaux captés au moyen d'antennes différentes. 7. Démodulateur pour une réception Ion un canal de propagation radio sur lequel sont définis plusieurs canaux logiques multiplexés incluant un canal pilote et au moins un canal de données comprenant des moyens (5) d'obtention de plusieurs observations d'un premier vecteur (r) de VV échantillons successifs d'un premier signal formé par filtrage adapté d'un signal (Y) reçu selon le canal de propagation moyen d'un premier code d'étalement (Cr) relatif au canal pilote, des moyens (6) d'obtention d'un second vecteur (x) de W échantillons successifs d'un second signal formé par filtrage adapté dudit signal reçu au moyen d'un second code d'étalement (Cx) relatif au canal de données, des moyens (8) d'estimation paramètres représentant le canal de propagation, incluant des vecteurs propres (3#k) d'une matrice d'autocorrélation du premier vecteur, et des moyens (9) d'estimation de symboles pour estimer au moins un symbole d'information porté par le second signal sur la base des premier et second vecteurs et desdits paramètres représentant le canal de propagation. 8. Démodulateur selon la revendication 7, dans lequel les moyens d'estimation de paramètres (8) comprennent , - des moyens (80-83) d'extraction de M sous-vecteurs de référence (ì) composés chacun de S échantillons successifs du premier signal, M et S étant des nombres plus grands que 1, les M sous-vecteurs de référence correspondant en moyenne à M plages énergétiques du premier vecteur (r) ; - des moyens (83) d'estimation des matrices d'autocorrélation respectives des M sous-vecteurs de référence - des moyens (84-85) de détermination de sous-vecteurs propres (Mji) associés chacun à une valeur propre (k 1 .1) et à l'un des M sous-vecteurs de référence (Li), chaque sous-vecteur propre étant, pour la valeur propre associée, un vecteur propre de la matrice d'autocorrélation estimée du sous-vecteur de référence associé -, - des moyens de formation de chaque vecteur propre estimé (YO de la matrice d'autocorrélation du premier vecteur en plaçant un des sous- vecteurs propres (yjl) aux positions des S échantillons du sous-vecteur de référence associé et des échantillons nuls aux W-S autres positions. 9. Démodulateur selon la revendication 8, dans lequel les moyens de détermination des sous-vecteurs propres (85) choisissent lesdits sous-vecteurs propres (yjl), parmi l'ensemble des vecteurs propres matrices d'autocorrélation des M sous-vecteurs de référence comme étant ceux qui sont respectivement associés aux valeurs propres (kjl) plus grands modules. 10. Démodulateur selon la revendication 9, dans lequel moyens (85) de détermination des sous-vecteurs propres déterminent un nombre donné (d) de sous-vecteurs propres associés aux d valeurs propres (k i de plus grands modules. il. Démodulateur selon l'une quelconque des revendications 7 à 10, dans lequel les paramètres représentant le canal de propagation, estimés par les moyens d'estimation de paramètres (8), incluent en outre valeurs propres (4) de la matrice d'autocorrélation normalisée du premi vecteur, respectivement associées auxdits vecteurs propres (##k)- 12. Démodulateur selon la revendication 11, dans lequel le second signal porte des symboles d'information binaires (b) modulés selon une modulation binaire à déplacement de phase, et dans lequel les moyens d'estimation de symboles (9) sont agencés pour estimer au moins un symbole d'information binaire porté par le second signal par le signe (Ê) la partie réelle du nombre complexe d-1 (#1k -No )/Ily k Il 2 H Hx), où d le nombre Y.-., (r Vjk - k=O (1+0)-kk - P.No - de vecteurs propres estimés de la matrice d'autocorrélation du premier vecteur, Yk est un vecteur propre de la matrice d'autocorrélation normalisée du premier vecteur, associé à une valeur propre #,k, No est une estimation de la puissance du bruit sur le canal de propagation, r et x sont respectivement les premier et second vecteurs, 0 est un coefficient prédéterminé, (.)H désigne le transposé conjugué, et Il. Il la norme d'un vecteur. 13. Démodulateur selon la revendication 12, comprenant des moyens de détermination d'une vraisemblance (A) dudit symbole d'information binaire estimé (b), proportionnellement à la valeur absolue de la partie réelle dudit nombre complexe. 14. Démodulateur selon la revendication 11, dans lequel le second signal porte des symboles d'information quaternaires (b) modulés selon une modulation quaternaire à déplacement de phase, et dans lequel les moyens d'estimation de symboles (9) sont agencés pour estimer au moins un symbole d'information quaternaire porté par le second signal par deux bits (bl, b2) respectivement définis par les signes des parties réelle et imaginaire du nombre complexe d-1 (4-No )/Ily k Il 2 (!r HV )#VHX)# où d est le nombre de kl= (1+P)-#lk-O.No - -K k- 0 vecteurs propres estimés de la matrice d'autocorrélation du premier vecteur, Vk est un vecteur propre de la matrice d'autocorrélation normalisée du premier vecteur, associé à une valeur propre kk, No est une estimation de la puissance du bruit sur le canal de propagation, r et x sont respectivement premier et second vecteurs, 0 est un coefficient prédéterminé, (.)H désigne transposé conjugué, et Il. Il la norme d'un vecteur. 15. Démodulateur selon la revendication 14, comprenant des moyens de détermination de vraisemblances respectives (AI, A2) desdits bits (bl, b2), proportionnellement aux valeurs absolues des parties réelle et imaginaire dudit nombre complexe. 16. Démodulateur selon l'une quelconque des revendications 7 à 15, dans lequel ledit signal reçu selon le canal de propagation est composé de plusieurs signaux captés au moyen d'antennes différentes.