FR 2803137 A1 20010629 FR 0017110 A 20001227 DISPOSITIF FORMANT CONVERTISSEUR DE PUISSANCE PROCEDE UTILISANT UN TEL DISPOSITIF présente invention concerne un dispositif formant convertisseur de puissance ou un dispositif formant onduleur servant à transformer une puissance à courant continu en une puissance à courant alternatif. En outre, la présente invention concerne un procédé pour commander l'activation d'une charge polyphasée alimentée courant alternatif, par l'intermédiaire d'un dispositif formant convertisseur de puissance ou d'un dispositif formant onduleur. D une manière générale, un dispositif formant onduleur ou un dispositif formant convertisseur de puissance est prévu entre une source d'alimentation à courant continu et une charge alimentée en courant alternatif. Le dispositif formant onduleur reçoit la puissance à courant continu de la part de la source de puissance à courant continu. Le dispositif formant onduleur transforme la puissance à courant continu en une puissance à courant alternatif. Le dispositif formant onduleur envoie la puissance à courant alternatif à la charge alimentée en courant alternatif et de ce fait commande ou active la charge alimentée en courant alternatif. Un dispositif formant convertisseur de puissance typique pour un moteur à courant alternatif polyphasé inclut des transistors IGBT (c'est-à-dire des transistors bipolaires à grille isolée) en tant qu'éléments de commutation. L'action de commutation de chacun des transistors IGBT entraîne une perte de puissance désignée sous l'expression perte par commutation. Lorsque la fréquence de commutation augmente, la perte par commutation augmente. Il est souhaitable de faire fonctionner le moteur à courant alternatif polyphasé tout en réduisant les pertes par commutation produites par les transistors IGBT. La demande de brevet japonais mise à l'inspection publique sans examen 59-139871 (numéro de demande 58-11678) décrit un système de modulation d'impulsions en durée pour la commande d'un moteur à courant alternatif triphasé. Dans la demande de brevet japonais 59-139871, une modulation sur deux phases est réalisée. De façon spécifique, le système inclut trois unités formant onduleurs unités respectivement pour les trois phases. Pendant chaque durée égale à un sixième d'une période (un cycle), l'un des trois onduleurs unités est commandé de manière à fixer une tension de phase correspondante, tandis que les deux autres onduleurs unités sont commandés pour conformer les tensions correspondantes entre phases sous la forme de sinusoïdes. Par conséquent un signal de commande du moteur pour l'une des trois phases n'est pas modulé alors que les signaux de commande du moteur pour les deux autres phases sont modulés conformément aux sinusoïdes. La sélection de l'un parmi les trois onduleurs unités comme correspondant à une phase non modulée est conçue de manière à réduire le nombre de commutations par cycle et par conséquent à réduire les pertes par commutation. Un premier but de la présente invention est de fournir un dispositif formant convertisseur de puissance qui permette de réduire la perte de puissance provoquée par l'action de commutation de chaque élément de commutation. Un second but de la présente invention est de fournir un procédé de commande de l'activation d'une charge polyphasée alimentée en courant alternatif, qui permette de réduire la perte de puissance provoquée par l'action de commutation de chaque élément de commutation. Selon un premier aspect de l'invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit principal formant onduleur comprenant des éléments de commutation aptes répondre à des signaux de commande de commutation, et des moyens pour appliquer des tensions de phase à une charge polyphasée par l'intermédiaire des éléments de commutation, des moyens de sortie de valeurs de commande pour délivrer des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, moyens de conversion des valeurs de commande pour convertir des valeurs de commande de tension de base délivrées par les moyens de délivrance de valeurs de commande respectivement en des valeurs de commande de tension finales, auquel cas pendant un intervalle de temps pendant lequel au moins deux valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à minimum, et des moyens de sortie de signaux de commande pour soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales produites par les moyens de conversion des valeurs de commande pour produire les signaux de commande de commutation, et pour délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation situés dans le circuit principal formant onduleur. Selon un second aspect de la présente invention, qui est basé sur le premier aspect, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel les moyens de conversion des valeurs de commande comprennent des moyens pour rendre au moins l'une des valeurs de commande de tension finales, qui possède une phase différente de phases faisant l'objet d'une conversion, égale à une moyenne de tension entre lignes avec les valeurs de commande de tension de base des phases faisant l'objet de la conversion. Selon un troisième aspect de la présente invention, qui est basé sur le premier aspect de l'inven- tion, il est prevu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel la charge polyphasée comprend un moteur à courant alternatif polyphasé. Selon un quatrième aspect de la présente invention, qui basé sur le troisième aspect de l'inven tion, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel le moteur à courant alternatif polyphasé comprend un moteur à courant alternatif triphasé. Selon un cinquième aspect de la présente invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance comprenant un circuit principal formant onduleur comprenant des éléments de commutation aptes à répondre à des signaux de commande de commutation, et des moyens pour appliquer des tensions de phase à une charge polyphasée par l'intermédiaire des éléments de commutation, des moyens de sortie de valeurs de commande pour délivrer des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, des moyens de conversion des valeurs de commande pour convertir les valeurs de commande de tension de base délivrées par les moyens de sortie de valeurs de commande respectivement en des valeurs de commande de tension finales, un intervalle de temps, pour lequel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales entre elles, incluant une alternance de premiers intervalles de temps de conversion et de seconds intervalles de temps de conversion, auquel cas pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à un minimum, et pendant chacun des seconds intervalles de temps, seule l'une des valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base est égale au maximum ou au minimum, et des moyens de sortie de signaux de commande pour soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales produites par les moyens de conversion des valeurs de commande pour produire signaux de commande de commutation, et pour délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation situés dans le circuit principal formant onduleur. Selon un sixième aspect de la présente invention, qui est basé sur le cinquième aspect de l'invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel les moyens de conversion des valeurs de commande comprennent des moyens pour régler une période d'alternance des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion sur un nombre entier de périodes de l'onde porteuse. Selon un septième aspect de la présente invention, qui est basé sur le premier aspect de l'inven tion, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel, pendant chacun des seconds intervalles de temps, seulement l'une desdites valeurs de commande de tension finales correspond à l'une des valeurs de commande de tension de base, qui a une tension maximale entre lignes avec une autre des valeurs de commande de tension de base. Selon un huitième aspect de la présente invention, qui est basé sur le cinquième aspect de l'inven tion, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, caractérisé en ce que les moyens de conversion des valeurs de commande comprennent des moyens pour régler une longueur des seconds intervalles de conversion sur un nombre réel positif correspondant à "n" fois une longueur des premiers intervalles de temps de conversion, des moyens pour soumettre, pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, au moins l'une desdites valeurs de commande de tension finales, qui est une phase différente des phases formant l'objet de la conversion, à un décalage de niveau de manière à maintenir la tension entre lignes avec la valeur de tension de commande de phase d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, et des moyens pour soumettre, pendant chacun des seconds intervalles de temps de conversion, l'une des valeurs de commande de tension finales, qui est celle d'une phase faisant l'objet de la conversion, uniquement pour chacun des premiers intervalles de temps de conversion à un décalage de niveau pour multiplier par (1+1/n) une tension entre lignes avec la valeur de commande de tension de base d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de conversion. Selon un neuvième aspect de la présente invention, qui est basé sur le huitième aspect de l'inven tion, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel les moyens de conversion des valeurs de commande comprennent des moyens pour régler un nombre réel positif "n" sur 1. Selon un dixième aspect de la présente invention, qui est basé sur le cinquième aspect de l'invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel les moyens de conversion des valeurs de commande comprennent les moyens pour accroître une longueur des seconds intervalles de temps de conversion par rapport aux premiers intervalles de temps de conversion, lorsqu'une différence entre les valeurs de commande de la tension de base de phases faisant l'objet de la conversion dans les premiers intervalles de temps de conversion augmente. Selon un onzième aspect de la présente invention, qui est basé sur le cinquième aspect de l'invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel la charge polyphasée comprend une charge triphasée. Selon un douzième aspect de la présente invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit principal formant onduleur comprenant des éléments de commutation aptes à répondre à des signaux de commande de commutation, et des moyens pour appliquer des tensions de phase à une charge polyphasée par l'intermédiaire des éléments de commutation, des moyens de sortie de valeurs de commande pour délivrer des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, des moyens de conversion des valeurs de commande pour comparer les valeurs de commande de tension de base délivrées par les moyens de sortie des valeurs de commande et pour convertir les valeurs de commande de tension de base respectivement en des valeurs de commande de tension finales en réponse à des résultats de ladite comparaison, auquel cas pendant un intervalle de temps spécifié incluant un instant auquel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont égales, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à un minimum, et des moyens de sortie de signaux de commande pour soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales produites par les moyens de conversion des valeurs de commande pour produire les signaux de commande de commutation, et pour délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation situés dans le circuit principal formant onduleur. Selon un treizième aspect de la présente invention, qui est basé sur le premier aspect de l'inven tion, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel les valeurs de commande de tension de base sont basées sur des variations d'amplitude d'ondes sinusoïdales. Selon un quatorzième aspect de la présente invention, il est prévu un procédé pour commander l'activation d'une charge polyphasée. Le procédé comprend les étapes consistant à appliquer une tension de phase à la charge polyphasée par l'intermédiaire d'éléments de commutation dans un circuit principal formant onduleur, produire des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, convertir les valeurs de commande de tension de phase respectivement en des valeurs de commande de tension finales, auquel cas pendant un intervalle de temps pendant lequel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à un minimum, soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales pour produire des signaux de commande de commutation, et délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation présents dans le circuit principal formant onduleur. Selon un quinzième aspect de la présente invention, qui est basé sur le quatorzième aspect de l'invention, il est prévu un procédé qui comprend en outre l'étape consistant à rendre au moins l'une des valeurs de commande de tension finales, qui a une phase différente de phases formant l'objet de conversion, égale à une moyenne de tensions entre lignes avec les valeurs de commande de tension de base des phases faisant l'objet de la conversion. Selon un seizième aspect de la présente invention, qui est basé sur le quatorzième aspect de l'invention, il est prévu un procédé, selon lequel la charge polyphasée comprend un moteur à courant alternatif polyphasé. Selon un dix-septième aspect de la présente invention, qui est basé sur le seizième aspect de l'inven tion, il est prévu un procédé, selon lequel le moteur à courant alternatif polyphasé comprend un moteur à courant alternatif triphasé. Selon un dix-huitième aspect de la présente invention, il est prévu un procédé pour commander l'activation d'une charge polyphasée. Ce procédé comprend les étapes consistant à appliquer une tension de phase à la charge polyphasée par l'intermédiaire d'éléments de commutation dans un circuit principal formant onduleur, produire des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, convertir les valeurs de commande de tension de base délivrées par les moyens de sortie de valeurs de commande respectivement en des valeurs de commande de tension finales, un intervalle de temps, pour lequel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales entre elles, incluant une alternance de premiers intervalles de temps de conversion et de seconds intervalles de temps de conversion, auquel cas pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à un minimum, et pendant chacun des seconds intervalles de temps, seule l'une des valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base est égale au maximum ou au minimum, soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales pour produire des signaux de commande de commutation, et envoyer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation dans le circuit principal formant onduleur. Selon un dix-neuvième aspect de la présente invention, qui est basé sur le dix-huitième aspect de l'invention, il est prévu un procédé qui comprend l'étape consistant à régler une période d'alternance des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion sur un nombre entier de périodes de l'onde porteuse. Selon un vingtième aspect de la présente invention, qui est basé sur le dix-neuvième aspect de l'invention, il est prévu un procédé selon lequel, pendant chacun des seconds intervalles de temps, seule l'une desdites valeurs de commande de tension finales correspond à l'une des valeurs de commande de tension de base, qui est maximale dans la tension entre lignes avec une autre des valeurs de commande de tension de base. Selon un vingt-et-unième aspect de la présente invention, qui est basé sur le dix-neuvième aspect de cette dernière, il est prévu un procédé qui comprend en outre des étapes consistant à régler une longueur des seconds intervalles de conversion sur un nombre réel positif correspondant à "n" fois une longueur des premiers intervalles de temps de conversion, soumettre, pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, au moins l'une desdites valeurs de commande de tension finales, qui a une phase différente de phases formant l'objet de la conversion, à un décalage de niveau de manière à maintenir une tension entre lignes avec la valeur de tension de commande d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, et soumettre, pendant chacun des seconds intervalles de temps de conversion, l'une des valeurs de commande de tension finales, qui est celle d'une phase faisant l'objet de la conversion, uniquement pour chacun des premiers intervalles de temps de conversion à un décalage de niveau pour multiplier par (1+1;n) une tension entre lignes avec la valeur de commande de tension de base d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de conversion. Selon un vingt-deuxième aspect de la présente invention, qui est basé sur le vingt-et-unième aspect de l'invention, il est prévu un procédé comprenant en outre l'étape consistant à régler le nombre réel positif "n" sur 1. Selon un vingt-troisième aspect de la présente invention, qui est basé sur le dix-huitième aspect de l'invention, il est prévu un procédé comprenant en outre l'étape consistant à accroître une longueur des seconds intervalles de temps de conversion par rapport aux premiers intervalles de temps de conversion, lorsqu'une différence entre les valeurs de commande de la tension de base des phases faisant l'objet de la conversion dans les premiers intervalles de temps de conversion augmente. Selon un vingt-quatrième aspect de la présente invention, qui est basé sur le dix-huitième aspect de l'invention, il est prévu un procédé selon lequel la charge polyphasée comprend une charge triphasée. Selon un vingt-cinquième aspect de la présente invention, il est prévu un procédé pour commander l'activation d'une charge polyphasée. Ce procédé comprend les étapes consistant à appliquer des tensions de phase à la charge polyphasée par l'intermédiaire d'éléments de commutation situés dans un circuit principal formant onduleur, produire les valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, comparer les valeurs de commande de tension de base, convertir les valeurs de commande de tension de base respectivement en des valeurs de commande de tension finales en réponse à des résultats de ladite comparaison, auquel cas pendant un intervalle de temps spécifié incluant un instant auquel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont égales, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites valeurs de commande tension de base sont égales à un maximum ou un minimum, soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales pour produire des signaux de commande de commutation, et délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation présents dans le circuit principal formant onduleur. Selon un vingt-sixième aspect de la présente invention, qui est basé sur le quatorzième aspect de 'invention, et fournit un procédé selon lequel les valeurs de commande de tension de base sont basées sur des variations d'amplitude d'ondes sinusoïdales. Selon un vingt-septième aspect de la présente invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance comprenant un circuit principal formant onduleur comprenant des éléments de commutation aptes à répondre à des signaux de commande de commutation, et des moyens pour appliquer des tensions de phase à une charge polyphasée par l'intermédiaire des éléments de commutation, des moyens de sortie de valeurs de commande pour délivrer des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, des moyens de conversion des valeurs de commande pour convertir les valeurs de commande de tension de base délivrées par les moyens de sortie des valeurs de commande respectivement en des valeurs de commande de tension finales, auquel cas un intervalle de temps spécifié, pour lequel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales, inclut une alternance de premiers intervalles de temps de conversion et de seconds intervalles de temps de conversion, et, pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finale correspondant auxdits deux valeurs de commande de tension de base sont égales à un minimum ou à un maximum, pendant les seconds intervalles de temps de conversion., seule l'une des valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base est égale au maximum ou au minimum, des moyens de changement de phase pour charger une phase de l'intervalle de temps spécifié utilisée par les moyens de conversion des valeurs de commande, et des moyens de sortie de signaux de commande pour soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse valeurs de commande de tension finales produites par les moyens de conversion des valeurs de commande pour produire les signaux de commande de commutation, et pour délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation situés dans le circuit principal formant onduleur. Selon un vingt-huitième aspect de la présente invention, qui est basé sur le vingt-septième aspect de l'invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, selon lequel les moyens de changement de phase comprennent des moyens pour détecter une différence de phase entre une phase de l'une des valeurs de commande de tension de base et une phase d'un courant de sortie correspondant pénétrant dans la charge polyphasée en provenance du circuit principal formant onduleur, et des moyens pour changer la phase de l'intervalle de temps spécifié en réponse à la différence de phase détectée. Selon un vingt-neuvième aspect de la présente invention, qui est basé sur le vingt-huitième aspect de l'invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel les moyens de changement de phase comprennent des moyens pour changer la phase de l'intervalle de temps spécifié de sorte qu'une position dans le temps, qui diffère de celle d'un maximum ou d'un. minimum de l'une des valeurs de commande de tension finales, coïncide avec un point d'annulation d'un courant de sortie correspondant pénétrant dans la charge polyphasée en provenance du circuit principal formant onduleur. Selon un trentième aspect de la présente invention, qui est basé sur le vingt-septième aspect de cette dernière, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, selon lequel les moyens de chargement de phase comprennent des moyens pour détecter une différence de phase entre une phase de l'une des valeurs de commande de tension de base et une phase d'une valeur de commande de courant délivrée par un dispositif externe, et des moyens pour changer la phase d'un intervalle de temps spécifié en réponse à la différence de phase détectée. Selon un trente-et-unième aspect de la présente invention, qui est basé sur le trentième aspect de l'invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, selon lequel la charge polyphasée comprend une charge triphasée, et les moyens de changement de phase comprennent des moyens pour changer la phase de l'intervalle de temps spécifié de sorte qu'une position dans le temps, qui diffère de celle d'un maximum ou d'un minimum de l'une des valeurs de commande de tension finales, coïncide avec un point d'annulation d'une valeur de commande de courant correspondante. Selon un trente-deuxième aspect de la présente invention, qui est basé sur le vingt-septième aspect de l'invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance dans lequel la charge polyphasée comprend un moteur à courant alternatif polyphasé. Selon un trente-troisième aspect de la présente invention, qui est basé sur le trente-deuxième aspect de l'invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel les moyens de conversion de valeurs de commande comprennent des moyens pour régler une longueur des seconds intervalles de conversion sur un nombre réel positif correspondant à "n" fois une longueur des premiers intervalles de temps de conversion, des moyens pour soumettre, pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion., au moins l'une desdites valeurs de commande de tension finales, qui a une phase différente des phases faisant l'objet de la conversion, à un décalage de niveau de manière à maintenir la tension entre lignes avec la valeur de tension de commande de base d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, et des moyens pour soumettre, pendant chacun des seconds intervalles de temps de conversion, l'une des valeurs de commande de tension finales, qui est celle d'une phase faisant l'objet de la conversion, uniquement pour chacun des premiers intervalles de temps de conversion à un décalage de niveau pour multiplier par (1+1/n) une tension entre lignes avec la valeur de commande de tension de base d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de conversion. Selon un trente-quatrième aspect de la présente invention, qui est basé sur le trente-troisième aspect de l'invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel les moyens de changement de phase comprennent des moyens pour charger la phase de l'intervalle de temps spécifié de telle sorte que les valeurs de commande de tension finales sont limitées à une gamme prédéterminée de non-surmodulation pendant les seconds intervalles de temps de conversion. Selon un trente-cinquième aspect de la présente invention, il est prévu un procédé pour commander l'activation d'une charge polyphasée. Ce procédé comprend les étapes consistant à appliquer des tensions de phase à la charge polyphasée par l'intermédiaire d'éléments de commutation situés dans un circuit principal formant onduleur, produire des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, convertir les valeurs de commande de tension de base respectivement en des valeurs de commande de tension finales, auquel cas un intervalle de temps pendant lequel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales, incluent une alternance de premiers intervalles de temps de conversion et de seconds intervalles de temps de conversion, et pendant chacun des premiers intervalles de conversion, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à un minimum, et pendant chacun des seconds intervalles de temps de conversion, seule l'une des valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites valeurs de commande de tension de base est égale au maximum ou au minimum, modifier une phase de l'intervalle de temps spécifié, soumettre l'onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales pour produire des signaux de commande de commutation, et délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation dans le circuit principal formant onduleur. Selon un trente-sixième aspect de la présente invention, qui est basé sur le trente-cinquième aspect de l'invention, il est prévu un procédé, selon lequel l'étape de changement de phase comprend la détection d'une différence de phase entre une phase des valeurs de commande de tension de base et une phase d'un courant de sortie correspondant pénétrant dans la charge polyphasée en provenance du circuit principal formant onduleur, et le changement de la phase de l'intervalle de temps spécifié en réponse à la différence de phase détectée. Selon un trente-septième aspect de la présente invention, qui est basé sur le trente-sixième aspect de l'invention, il est prévu un procédé, selon lequel l'étape de changement de phase comprend le changement de la phase de l'intervalle de temps spécifié de sorte qu'une position dans le temps, différente de celle d'un maximum ou d'un minimum de l'une des valeurs de commande de tension finales, coïncide avec un point d'annulation d'un courant de sortie correspondant pénétrant dans la charge polyphasée à partir du circuit principal formant onduleur. Selon un trente-huitième aspect de la présente invention, qui est basé sur le trente-cinquième aspect de l'invention, il est prévu un procédé selon lequel l'étape de changement de phase comprend la détection d'une différence de phase entre une phase de l'une des valeurs de commande de tension de base et une phase d'une valeur de commande de courant envoyée depuis un dispositif externe, et le changement de la phase de l'intervalle de temps spécifié en réponse à la différence de phase détectée. Selon un trente-neuvième de la présente invention, qui est basé sur le trente-huitième aspect de l'invention, il est prévu un procédé selon lequel l'étape de changement de phase comprend le changement de la phase de l'intervalle de temps spécifié de telle sorte qu'une position dans le temps différente de celle d'un maximum ou d'un minimum de l'une des valeurs de commande de tension finale coïncide avec un point d'annulation d'une valeur de commande de courant correspondante. Selon un quarantième aspect de la présente invention, qui est basé sur le trente-cinquième aspect de l'invention, il est prévu un procédé selon lequel la charge polyphasée comprend un moteur à courant alternatif triphasé. Selon un quarante-et-unième aspect de la présente invention, qui est basé sur le trente-cinquième aspect de l'invention, il est prévu un procédé comprenant en outre les étapes consistant à régler une longueur des seconds intervalles de conversion sur un nombre réel positif correspondant à "n" fois une longueur des premiers intervalles de temps de conversion, soumettre, pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, au moins l'une desdites valeurs de commande de tension finales, qui a une phase différente des phases formant l'objet de la conversion, à un décalage de niveau de manière à maintenir la tension entre lignes avec la valeur de commande de tension d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, et soumettre, pendant chacun des seconds intervalles de temps de conversion, l'une des valeurs de commande de tension finales, qui est celle d'une phase faisant l'objet de la conversion, uniquement pour chacun des premiers intervalles de temps de conversion à un décalage de niveau pour multiplier par (1+1/n) une tension entre lignes avec la valeur de commande de tension de base d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de conversion. Selon un quarante-deuxième aspect de la présente invention, qui est basé sur le quarante-et-unième aspect de l'invention, il est prévu un procédé dans lequel l'étape de changement de phase comprend le changement de la phase de l'intervalle de temps spécifié de telle sorte que les valeurs de commande de tension finales sont limitées à une gamme prédéterminée de non-surmodulation pendant les seconds intervalles de temps de conversion. Selon un quarante-troisième aspect de l'inven tion, qui est basé sur le cinquième aspect de l'invention, il est prévu un dispositif formant convertisseur de puissance, dans lequel les moyens de conversion des valeurs de commande comprennent des moyens pour changer une longueur des seconds intervalles de temps de conversion par rapport aux premiers intervalles de temps de conversion. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci-après prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est un schéma d'un dispositif formant onduleur de l'art antérieur; - la figure 2 est un schéma-bloc d'un générateur de formes d'ondes à modulation d'impulsions en durée (MID) de la figure 1; - la figure 3 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension et d'une onde porteuse; - la figure 4 est un diagramme dans le domaine temporel d'une partie de la figure 3; - la figure 5 est un schéma d'un dispositif formant convertisseur de puissance selon une première forme de réalisation de l'invention; - la figure 6 est un schéma-bloc d'un générateur de formes d'ondes MID de la figure 5; - la figure 7 est un organigramme d'un programme pour un convertisseur de valeurs de commande de la figure 5; - la figure 8 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension de base et de valeurs de commande de tension finales; - la figure 9 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tensions de base et d'une onde porteuse; - la figure 10 est un diagramme dans le domaine temporel d'une partie de la figure 9; - la figure 11 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension finales et d'une onde porteuse dans une plage temporelle correspondant à celle de la figure 10; - la figure 12 est un schéma d'un dispositif formant convertisseur de puissance selon une seconde forme de réalisation de la présente invention; - la figure 13 est un schéma-bloc d'un générateur de formes d'ondes MID de la figure 12; - la figure 14 est un diagramme dans le domaine temporel d'une onde porteuse, d'un premier signal d'horloge et d'un second signal d'horloge; - les figures 15, 16 et 17 sont des organigrammes de parties d'un programme pour un convertisseur de valeurs de commande de la figure 12; - la figure 18 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension finales, d'une onde porteuse et d'un second signal d'horloge; - la figure 19 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension de base et de valeurs de commande de tension finales; - la figure 20 est un diagramme dans le domaine temporel d'un courant de sortie de la phase U obtenu au moyen d'une simulation sur ordinateur conformément à la première forme de réalisation de la présente invention; - la figure 21 est un diagramme dans le domaine temporel d'un courant de sortie de la phase U obtenu par simulation sur ordinateur conformément à la seconde forme de réalisation de la présente invention; - la figure 22 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension finales et d'une onde porteuse dans une troisième forme de réalisation de la présente invention; - la figure 23 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension finales et d'une onde porteuse dans une quatrième forme de réalisation de la présente invention; - la figure 24 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension finales et d'une onde porteuse dans une cinquième forme de réalisation de la présente invention; la figure 25 est un diagramme d'un dispositif formant convertisseur de puissance selon une sixième forme de réalisation de la présente invention; la figure 26 est un organigramme d'un programme pour un convertisseur des valeurs de commande de figure 25; la figure 27 est un diagramme dans le domaine temporel valeurs de commande de tension de base; la figure 28 est un schéma d'un dispositif formant convertisseur de puissance conformément à une septième forme de réalisation de la présente invention; la figure 29 est un organigramme d'une partie d'un programme pour un convertisseur des valeurs de commande la figure 28; la figure 30 est un schéma-bloc d'un dispositif selon une huitième forme de réalisation de la présente invention; la figure 31 est un organigramme d'un programme pour un convertisseur des valeurs de commande dans une neuvième forme de réalisation de la présente invention; la figure 32 est un diagramme dans le domaine temporel valeurs de commande de tension de base; la figure 33 est un organigramme d'une partie d'un programme pour un convertisseur de valeurs de commande dans une dixième forme de réalisation de la présente invention; la figure 34 est un schéma d'un dispositif formant convertisseur de puissance selon une vingt-sixième forme de réalisation de la présente invention; la figure 35 est un diagramme dans le domaine temporel d'une onde porteuse, d'un premier signal d'horloge et d'un second signal d'horloge; - les figures 36, 37, 38, 39, 40, 41 et 42 sont des organigrammes de parties d'un programme pour un convertisseur des valeurs de commande de la figure 34; - la figure 43 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension de base et d'une onde porteuse; - la figure 44 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension de base et d'une onde porteuse; - la figure 45 est un diagramme dans le domaine temporel d'une partie de la figure 44; - la figure 46 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension finales, d'une onde porteuse et d'un second signal d'horloge dans une plage temporelle correspondant à celle de la figure 45; - la figure 47 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension de base et de valeurs de commande de tension finales; - la figure 48 est un schéma d'un dispositif formant convertisseur de puissance selon une vingt-septième forme de réalisation de la présente invention; - la figure 49 est un organigramme d'une partie d'un programme pour un convertisseur des valeurs de commande de la figure 48; - la figure 50 est un organigramme d'un bloc de la figure 49; la figure 51 est un diagramme dans le domaine temporel d'une valeur de commande de tension finale U** produite en l'absence d'une correction en réponse à une quantité de modifications de phase un courant de sortie Iu de la phase U, une valeur de commande de tension finale U** produite en présence d'une correction en réponse à une valeur de changement de phase "a." égale -n/6, et des ondes porteuses; - la figure 52 est un diagramme dans le domaine temporel valeurs de commande de tension de base et de valeurs de commande de tension finales et d'ondes porteuses; - la figure 53 est un diagramme dans le domaine temporel de valeurs de commande de tension finales et d'ondes porteuses; et - la figure 54 est un schéma-bloc d'un dispositif selon une vingt-sixième forme de réalisation de la présente invention. on va expliquer ci-après le dispositif formant onduleur de l'art antérieur (dispositif formant convertisseur de puissance de l'art antérieur) pour avoir une meilleure compréhension de la présente invention. La figure 1 représente un dispositif formant onduleur de l'art antérieur pour la commande ou l'activation d'un moteur à courant alternatif polyphasé (un moteur à courant alternatif triphasé) 509 utilisé pour alimenter un véhicule électrique. Le dispositif formant onduleur de l'art antérieur sur la figure 1 comprend un circuit principal formant onduleur 507 comportant des transistors IGBT 501, 502, 503, 504, 505 et 506, qui sont connectés sous la forme d'un pont triphasé ou d'un pont à trois branches. Le circuit principal formant onduleur 507 comporte trois branches pourvues chacune d'un couple de transistors comprenant un transistor IGBT sur le côté positif et un transistor IGBT sur le côté négatif. Les trois branches correspondent respectivement aux trois phases "U", "V" et "W". Des bus d'alimentation à courant continu (rails d'alimentation en courant continu) 507a et 507b, qui s'étendent à partir du circuit principal formant onduleur 507, sont connectés respectivement aux bornes positive et négative d'une batterie 508. Le circuit principal formant onduleur 507 comporte des bornes de sortie 507u, 507v et 507w respectivement pour les trois phases "U", "V" et "W". Les bornes de sortie 507u, 507v et 507w sont connectées respectivement aux enroulements de la phase U, de la phase V et de la phase W du moteur courant alternatif triphasé 509. Des exemples du moteur courant alternatif triphasé 509 sont un moteur synchrone, un moteur à induction et un moteur sans balai. Des diodes bidirectionnelles ou à effet de roue libre 5D1, 5D2, 5D3, 5D4, 5D5 et 5D6 sont connectées respectivement entre les connecteurs et les émetteurs des transistors IGBT 501, 502, 503, 504 et 506. Le dispositif formant onduleur de l'art antérieur représenté sur la figure 1 comprend un générateur de valeurs de commande 510. Le générateur de valeurs de commande 510 comporte une mémoire ROM mémorisant des données représentant des valeurs de commande de tension U* pour la phase U, des valeurs de commande de tension V* pour la phase V et des valeurs de commande de tension W* pour la phase W. Les valeurs de commande de tension U*, V* et W* sont basées par exemple sur des amplitudes d'ondes sinusoïdales. Les valeurs de commande de tension U*, V* et W* sont représentées en fonction d'une phase du rotor (un angle de rotation d'un rotor). Le générateur de valeurs de commande reçoit un signal représentatif de la phase détectée (angle de rotation détecté) 8 d'un rotor dans le moteur à courant alternatif déphasé 509, à partir d'un détecteur de la phase du rotor (non représenté). Un accès à la mémoire RAM est exécuté en réponse au signal de phase du rotor. Des éléments de données représentant un ensemble comprenant une valeur de commande de tension U*, une valeur de commande de tension V* et une valeur de commande de tension W*, qui correspondent à la phase détectée 0 du rotor, sont lues à partir de la mémoire ROM. Le générateur de valeurs de commande 510 délivre les éléments de données lus (les valeurs de commande de tension lues U*, V* et W*) et envoyés à un générateur de formes d'ondes MID 511. Un premier exemple du détecteur de la phase du rotor inclut des capteurs de courant (non représentés) associés aux connexions entre les bornes de sortie 507u, 507v et 507w du circuit principal formant onduleur 507, et les enroulements de la phase U, de la phase V et de la phase W du moteur courant alternatif triphasé 509. Le premier exemple comporte en outre un circuit pour détecter les points d'annulation dans les signaux de sortie des capteurs de courant, et un circuit pour détecter la phase (l'angle de rotation) 0 du rotor dans le moteur à courant alternatif triphasé 509 en réponse aux points d'annulation détectés. Un second exemple du détecteur de la phase du rotor inclut un codeur rotatif ou un réservoir associé au rotor dans le moteur à courant alternatif triphasé 509. Le second exemple comprend en outre un circuit pour détecter la phase (l'angle de rotation) 0 du rotor en réponse au signal de sortie du codeur rotatif ou du résolveur. La figure 2 représente les détails du générateur de formes d'ondes MID 511. Comme cela est représenté sur la figure 2, le générateur de formes d'ondes MID 511 comprend des comparateurs 512a, 512b, 512c, 512d, 512e et 512f. La valeur de commande de tension U* est envoyée à la borne d'entrée non inverseuse du comparateur 512a et à la borne d'entrée inverseuse du comparateur 512b. La valeur de commande de tension V* est envoyée à la borne d'entrée non inverseuse du comparateur 512c et à la borne d'entrée inverseuse du comparateur 512d. La valeur de commande de tension W* est envoyée à la borne d'entrée non inverseuse du comparateur 512e et à la borne d'entrée inverseuse du comparateur 512f. Le générateur d'ondes porteuses 513 délivre une onde porteuse triangulaire pour la modulation MID aux bornes d'entrée inverseuses des comparateurs 512a, 512c et 512e, et aux bornes d'entrée non inverseuses des comparateurs 512b, 512c et 512f. Dans le cas où les valeurs de commande de tension U*, V* et W* et l'onde porteuse envoyée au comparateur 512a-512f sont représentées par des données numériques, les comparateurs d'amplitude sont utilisés en tant que comparateurs 512a-512f. Dans le cas où les valeurs de commande de tension U*, V* et W* et l'onde porteuse envoyée aux comparateurs 512a-512f ont des formes analogiques, des comparateurs analogiques sont utilisés en tant que comparateurs 512a-512f. Les comparateurs 512a, 512b, 512c, 512d, 512e et 512f délivrent respectivement des signaux 5C1, 5C2, 5C3, 5C4, 5C5 et 5C6 à un générateur de temps morts 514. Lorsque la valeur de commande de tension U* est supérieure au niveau de l'onde porteuse, le signal 5C1 du comparateur est dans son état à niveau haut. Sinon le signal 5C1 du comparateur est dans son état à niveau bas. Le signal 5C2 du comparateur est une inversion du signal 5C1 du comparateur. Lorsque la valeur de commande de tension V* est supérieure au niveau de l'onde porteuse, le signal 5C3 du comparateur est dans son état à niveau haut. Sinon le signal 5C3 du comparateur est dans son état à niveau bas. Le signal 5C4 du comparateur est une inversion du signal 5C3 du comparateur. Lorsque la valeur de commande de tension W* est supérieure au niveau de l'onde porteuse, le signal 5C5 du comparateur est dans son état à niveau haut. Sinon, le signal 5C5 du comparateur est dans son état à niveau bas. Le signal 5C6 du comparateur est une inversion du signal 5C5 du comparateur. Le générateur de temps morts 514 agit de manière à empêcher le transistor IGBT situé sur le côté positif et le transistor IGBT situé sur le côté négatif, dans chacune des branches du circuit principal formant onduleur 502 d'être placés simultanément dans leurs états conducteurs. De façon spécifique, le générateur de temps morts 514 corrige la relation de mise à l'état conducteur - mise à l'état bloqué entre un groupe de signaux 5C1, 5C3 et 5C5 de comparateurs et un groupe de signaux 5C2, 5C3 et 5C6 de comparateurs pour fournir des temps morts pour les branches respectives du circuit principal formant onduleur 507. Pendant le temps mort pour l'une des branches, à la fois le transistor IGBT situé sur le côté positif et le transistor IGBT situé sur le côté négatif dans la présente branche sont dans leurs états bloqués. Le générateur de temps morts 514 produit des signaux de commande de base 5G1', 5G2', 5G3', 5G4', 5G5' et 5G6' en réponse aux signaux 5C1, 5C2, 5C3, 5C4, 5C5 et 5C6 des comparateurs. En d'autres termes le générateur de temps morts 514 corrige les signaux 5C1, 5C2, 5C3, 5C4, 5C5 et 5C6 des comparateurs en les transformant respectivement en les signaux de commande de base 5G1', 5G2', 5G3', 5G4', 5G5' et 5G6'. Le générateur de temps morts 514 délivre les signaux de commande de base 5G1'-5G6' à un étage d'attaque 515 (voir figure 1). En se référant à nouveau à la figure, 1, l'étage d'attaque 515 inclut des optocoupleurs servant à produire les signaux de commande finals 5G1, 5G2, 5G3, 5G4, 5G5 et 5G6 en réponse aux signaux de commande de base 5G1', 5G2', 5G3', 5G4', 5G5' et 5G6'. L'étage d'attaque 515 envoie les signaux de commande finals 5G1, 5G2, 5G3, 5G4, 5G5 et 5G6 aux grilles des transistors IGBT respectifs 501, 502, 503, 504, 505 et 506. Dans le circuit principal 507 formant onduleur, la branche de la phase U contient les transistors IGBT 501 et 502. Lorsque la valeur de commande de tension U* est supérieure au niveau de l'onde porteuse, le transistor IGBT 501 est dans son état conducteur et le transistor IGBT 502 est dans son état bloqué de sorte que la tension sur le côté positif de la batterie 508 est transmise à l'enroule ment de la phase U du moteur alternatif à courant triphasé 509. D'autre part, lorsque la valeur de commande de tension U* est inférieure au niveau de l'onde porteuse, le transistor IGBT 501 est dans son état bloqué et le transistor IGBT 502 est dans son état conducteur de sorte que la tension sur le côté négatif de la batterie 508 est transmise à l'enroulement de la phase U du moteur à courant alternatif triphasé 509. Par conséquent, pendant chaque période de l'onde porteuse, la tension sur le côté positif de la batterie 508 continue à être envoyée à l'enroulement de la phase U du moteur à courant alternatif triphasé 509 uniquement pendant un intervalle de temps qui est proportionnel à la valeur de commande de tension U*. De façon similaire, la tension sur le côté positif de la batterie 508 et la tension sur le côté négatif de cette dernière sont transmises sélectivement aux enroulements de la phase V et de la phase W pour le moteur à courant alternatif triphasé 509 en réponse aux valeurs de commande de tension V* et W*. En référence aux figures 3 et 4, les valeurs de commande de tension U*, V* et W* varient sous la forme d'ondes sinusoïdales. Les courants délivrés par le circuit principal formant onduleur 507 aux enroulements du moteur à courant alternatif triphasé 509 comportent des impulsions, dont les largeurs sont modulées en fonction des ondes sinusoïdales (les valeurs de commande de tension U*, V* et W*). Lorsque la fréquence de l'onde porteuse augmente, les variations des durées d'impulsions des courants de sortie délivrés par le circuit principal formant onduleur 507 correspondent plus à des sinusoïdes idéales. Lorsque la fréquence de l'onde porteuse est égale à 15 kHz ou plus, le bruit produit par le moteur à courant alternatif triphasé 509 peut être remarquablement réduit. Par conséquent, on utilise comme transistors IGBT 501-506 des transistors, qui exécutent une commutation avec une fréquence aussi élevée. Par conséquent, les transistors IGBT 501-506 sont d'un type à commutation rapide. Dans le cas où le circuit principal formant onduleur 507 traite une puissance élevée, le circuit principal formant onduleur 507 est considérablement chauffé par une perte de conversion de puissance. C'est pourquoi, dans ce cas, il est nécessaire d'équiper le circuit principal formant onduleur 507 d'un dispositif de refroidissement tel qu'un dispositif de refroidissement à eau. Le dispositif de refroidissement entraîne un accroissement des dimensions et du coût du dispositif formant onduleur de l'art antérieur. Les pertes par commutation, qui sont produites par les transistors IGBT 501-506, interviennent pour une grande part dans la perte de conversion de puissance. Lorsque la fréquence de commutation augmente, les pertes par commutation augmentent. Par conséquent, dans le dispositif formant onduleur de l'art antérieur, il est recommandé d'utiliser des transistors IGBT 501-506 dans des conditions de commutation à faible fréquence. Première forme de réalisation La figure 5 représente un dispositif formant convertisseur de puissance (un dispositif formant onduleur) conformément à une première forme de réalisation de la présente invention. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 5 active ou commande un moteur à courant alternatif polyphasé (un moteur à courant alternatif triphasé) 9 utilisé pour entraîner par exemple un véhicule électrique. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 5 comprend un circuit formant onduleur 7 comportant des transistors IGBT (c'est-à-dire des transistors bipolaires à grille isolée) 1, 2, 3, 4, 5 et 6, qui sont branchés sous la forme d'un pont triphasé ou d'un pont à trois branches. Le circuit principal formant onduleur 7 comporte des première, seconde et troisième branches connectées entre un bus d'alimentation à courant continu positif (un.rail d'alimentation à courant continu positif) 16a et un bus d'alimentation à courant continu négatif (un rail d'alimentation à courant continu négatif) 7b. La première branche est pourvue d'une combinaison en série d'un transistor IGBT situé sur le côté positif et d'un transistor IGBT situé sur le côté négatif, qui sont formés respectivement par transistors IGBT 1 et 2. La seconde branche est pourvue d'une combinaison en série d'un transistor IGBT sur le côté positif et d'un transistor IGBT sur le côté négatif constitué respectivement par les transistors IGBT 3 et 4. La seconde branche est pourvue d'une combinaison en série d'un transistor IGBT situé sur le côté positif et d'un transistor IGBT situé sur le côté négatif, constitués respectivement par les transistors IGBT 5 et 6. Les première, seconde et troisième branches correspondent respectivement aux phase "U", "Vif et IIWIT du moteur polyphasé 9. Les bus d'alimentation à courant continu positive et négative 7a et 7b sont connectées respectivement aux bornes positive et négative d'une batterie 8. La batterie 8 constitue une source d'alimentation à courant continu. Le circuit principal formant onduleur 7 comporte des bornes de sortie 7u, 7v et 7w pour les trois phases respectives "U", "V" et "W". Les bornes de sortie 7u, 7v et 7w sont connectées respectivement aux enroulements de la phase U, de la phase V et de la phase W du moteur à courant alternatif triphasé 9. Les exemples du moteur à courant alternatif triphasé 9 sont un moteur synchrone, un moteur à induction et un moteur sans balai. Des diodes à roue libre ou à effet unidirectionnel D1, D2, D3, D4, D5 et D6 sont connectées respectivement entre les collecteurs et les émetteurs des transistors IGBT 1, 2, 3, 4, 5 et 6 selon un montage antiparallèle. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 5 comprend un générateur de valeurs de commande 10. Le générateur de valeurs de commande 10 est formé par exemple par un processeur DSP (processeur de signaux numériques) ou par un dispositif similaire, qui fonctionne conformément à un programme mémorisé dans sa mémoire ROM interne. Le programme est conçu de manière à permettre au générateur de valeurs de commande 10 de mettre en oeuvre des processus mentionnés plus loin. Le générateur de valeurs de commande 10 reçoit un signal représentatif de la phase détectée (l'angle de rotation détecté) 0 d'un rotor dans le moteur à courant alternatif triphasé 9 à partir d'un détecteur 90 de la phase du rotor. Le générateur de valeurs de commande 10 détermine une valeur de commande de tension de base U* pour la phase U, une valeur de commande de tension de base V* pour la phase V et une valeur de commande de tension de base W* pour la phase W en réponse à la phase 0 détectée du rotor. Le générateur de valeurs de commande 10 signale les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* à un convertisseur 21 des valeurs de commande. Un premier exemple du détecteur 90 de la phase du rotor inclut des capteurs de courant (non représentés) associés aux connexions entre les bornes de sortie 7u, 7v et 7w du circuit principal formant onduleur 7 et les enroulements de la phase U, de la phase V et de la phase W du moteur à courant alternatif triphasé 9. Le premier exemple comprend en outre un circuit pour détecter des points d'annulation dans les signaux de sortie des capteurs de courant, et un circuit pour détecter la phase (l'angle de rotation) 8 du rotor dans le moteur à courant alternatif triphasé 9 en réponse aux points d'annulation détectés. Un second exemple du détecteur 90 de la phase du rotor inclut un codeur rotatif ou un résolveur associé au rotor dans le moteur à courant alternatif triphasé 9. Le second exemple inclut en outre un circuit pour détecter la phase (l'angle de rotation) 0 du rotor en réponse au signal de sortie du codeur rotatif ou du résolveur. Le convertisseur 31 des valeurs de commande est formé par exemple par un processeur TSP ou un dispositif similaire qui fonctionne conformément à un programme mémorisé dans sa mémoire ROM interne. programme est conçu pour permettre au convertisseur 21 des valeurs de commande d'exécuter des processus mentionnés plus loin. Le convertisseur de valeurs de commande 21 produit une valeur de commande de tension finale U** pour la phase U, une valeur de commande de tension finale V** pour la phase V et une valeur de commande de tension finale W** pour la phase w en réponse aux valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. Le convertisseur 21 des valeurs de commande signale au générateur de formes d'ondes MID 11 les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**. La figure 6 représente les détails du générateur de formes d'ondes MID 11. Comme cela est représenté sur la figure 6, le générateur de formes d'ondes MID 11 inclut des comparateurs 12a, 12b, 12c, 12d, 12e et 12f. La valeur de commande de tension finale U** est envoyée à la borne d'entrée non inverseuse du comparateur 12a et à la borne d'entrée inverseuse du comparateur 12b. La valeur de commande de tension finale V** est envoyée à la borne d'entrée non inverseuse du convertisseur 12c et à la borne d'entrée inverseuse du comparateur 12d. La valeur de commande de tension finale W** est envoyée à la borne d'entrée non inverseuse du comparateur et à la borne d'entrée inverseuse du comparateur 12f. Un générateur d'ondes porteuses 13 délivre une onde porteuse triangulaire pour la modulation MID aux bornes d'entrée inverseuse des comparateurs 12a, 12c et 12e, et aux bornes d'entrée non inverseuses des comparateurs 12b, 12d et 12f. Dans le cas où les valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** et l'onde porteuse envoyée aux comparateurs 12a-12f sont représentées par des données numériques, les comparateurs d'amplitude sont utilisés en tant que comparateurs 12a-12f. Dans le cas où les valeurs de commande de tension finales U**, V**, W** et l'onde porteuse envoyée au comparateur 12a-12f ont des formes analogiques, des comparateurs analogiques sont utilisés en tant que comparateurs 12a-12f. Les comparateurs 12a, 12b, 12c, 12d, 12e et 12f délivrent respectivement des signaux CC1, CC2, CC3, CC4, CC5 et CC6 à un générateur de temps morts 14. Lorsque la valeur de commande de tension finale U** est supérieure au niveau de l'onde porteuse, le signal de comparateur CC1 est dans son état à niveau haut. Sinon le signal de comparateur CC1 est dans son état à niveau bas. Le signal de comparateur CC2 est une inversion du signal de comparateur CC1. Lorsque la valeur de commande de tension finale V** est supérieure au niveau de l'onde porteuse, le signal de comparateur CC3 est dans son état à niveau haut. Sinon, le signal de comparateur CC3 est dans son état à niveau bas. Le signal de comparateur CC4 est obtenu par l'inversion du signal de comparateur CC3. Lorsque la valeur de commande de tension finale W** est supérieure au niveau de l'onde porteuse, le signal de comparateur CC5 est dans son état à niveau haut. Sinon le signal de comparateur CC5 est dans son état à niveau bas. Le signal de comparateur CC6 est une inversion du signal de comparateur CC5. Le générateur de temps morts 14 agit de manière à empêcher que le transistor IGBT situé sur le côté positif et le transistor IGBT situé sur le côté négatif, dans chacune des branches du circuit principal formant onduleur 7, soient placés simultanément dans leurs états conducteurs. De façon spécifique, le générateur de temps morts 14 corrige la relation de mise à l'état conducteur - mise à l'état bloqué entre un groupe de signaux CC1, CC3 et CC5 de comparateurs et un groupe de signaux CC2, CC4 et CC6 de comparateurs pour fournir des temps morts pour les branches respectives du circuit principal formant onduleur 7. Pendant un temps mort pour l'une des branches, à la fois le transistor IGBT situé sur le côté positif et le transistor IGBT situé sur le côté négatif dans la présente branche sont dans leurs états bloqués. Le générateur de temps morts 14 produit des signaux de commande de base G1', G2', G3', G4', G5' et G6' en réponse aux signaux CC1, CC2, CC3, CC4, CC5 et CC6 des comparateurs. En d'autres termes, le générateur de temps morts 14 corrige les signaux CC1, CC2, CC3, CC4, CC5 et CC6 respectivement en les signaux de commande de base G1', G2', G3', G4', G5' et G6'. Le générateur de temps morts 14 délivre les signaux de commande de base G1'-G6' à un étage d'attaque 15 (voir figure 5). En se référant à nouveau à la figure 5, l'étage d'attaque 15 comprend des optocoupleurs destinés à produire les signaux de commande finals G1, G2, G3, G4, G5 et G6 en réponse aux signaux de commande de base G1', G2', G3', G4', G5' et G6'. L'étage d'attaque 15 envoie les signaux de commande finals G1, G2, G3, G4, G5 et G6 respectivement aux grilles des transistors IGBT 1, 2, 3, 4, 5 et 6. La relation de base entre la valeur de commande de tension finale U**, les états des transistors IGBT 1 et 2 et la tension associée envoyée au moteur à courant alternatif triphasé 3 est la suivante. La branche de la phase U dans le circuit principal formant onduleur 7 contient les transistors IGBT 1 et 2. Lorsque la valeur de commande de tension finale U* est supérieure au niveau de l'onde porteuse, le transistor IGBT 1 est dans son état conducteur et le transistor IGBT 2 est dans son état bloqué de sorte que la tension située sur le côté positif de la batterie 8 est transmise à l'enroulement de la phase U du moteur à courant alternatif triphasé 9. D'autre part, lorsque la valeur de commande de tension finale U** est inférieure au niveau de l'onde porteuse, le transistor IGBT 1 est dans son état bloqué et le transistor IGBT 2 est dans son état conducteur de sorte que la tension sur le côté négatif de la batterie 8 est transmise à l'enroulement de la phase U du moteur à courant alternatif triphasé 9. Par conséquent, pendant chaque période de 1 onde porteuse, la tension sur le côté positif de la batterie 8 continue à être transmise à l'enroulement de la phase U du moteur à courant alternatif triphasé 9 uniquement pendant un inter valle de temps proportionnel à la valeur de commande de tension finale U**. La relation de base entre la valeur de commande de tension finale V**, les états des transistors IGBT 3 et 4 et la tension associée envoyée au moteur à courant alternatif triphasé 9 est similaire à relation de base indiquée précédemment pour la phase U. En outre, la relation de base entre la valeur de commande de tension finale W**, les états des transistors IGBT 5 et 6 et la tension associée envoyée au moteur à courant alternatif triphasé 9 est similaire à la relation de base indiquée précédemment pour la phase U. Par conséquent la tension sur le côté positif de la batterie 8 et la tension sur le côté négatif de cette batterie sont transmises sélectivement aux enroulements de la phase V et de la phase W du moteur à courant alternatif triphasé 9 en réponse aux valeurs de commande de tension finales V** et W**. Chacune des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* et des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** est une variable comprise entre -1 et +1. Dans le cas où chacune des valeurs de commande de tension U*, V*, W*, U**, V** et W** est représentée par un élément de données à 8 bits, 256 valeurs de tension égale ment espacées sont réglées dans la zone comprise entre -1 et +1. Les 256 états différents de l'élément de données à 8 bits, c'est-à-dire les 256 nombres différents (0-255) qui peuvent être représentés par l'élément de données à 8 bits, sont affectés aux 256 valeurs de tension respectives, dans un ordre régulier. Le nombre à 8 bits "0" correspond à la valeur de tension "-1". Le nombre à 8 bits "255" correspond à la valeur de tension "+1". Le nombre à 8 bits "127" correspond à la valeur de tension "0 . Lorsque la valeur de commande de tension finale U** est égale à -1, le pourcentage de modulation du signal MID de la phase U est égal à 0 % et son taux d'impulsions est aussi égal à 0 %. Par conséquent dans ce cas, les transistors IGBT 1 et 2 pour la phase U n'exécutent aucune commutation. Lorsque la valeur de commande de la tension finale U** est égale à +1, le pourcentage de modulation du signal MID de la phase U est égal à 50 % et également son taux d'impulsions est égal à 100 %. Par conséquent dans ce cas les transistors IGBT 1 et 2 pour la phase U n'exécutent aucune commutation. Lorsque la valeur de commande de tension finale V** et égale à -1, le pourcentage modulation du signal MIW de la phase V est égal à 0 % et également son taux d'impulsions est égal à 0 %. Par conséquent dans ce cas les transistors IGBT 3 et 4 pour la phase V ne réalisent aucune commutation. Lorsque la valeur de commande de tension finale V** est égale à +1, le pourcentage de modulation du signal MID de la phase V est égal à 100 % et également son taux d'impulsions est égal à 100 %. Par conséquent dans ce cas, les transistors IGBT 3 et 4 pour la phase V n'exécu tent aucune commutation. Lorsque la valeur de commande de tension finale W** est égale à -1, le pourcentage de modulation du signal MID de la phase W est égal à 0 % et également son taux d'impulsions est égal à 0 %. Par conséquent dans ce cas, les transistors IGBT 5 et 6 pour la phase W ne réalisent aucune commutation. Lorsque la valeur de commande de tension finale W** et égale à +1, le pourcentage de modulation du signal MID de la phase W est égal à 100 % et également le taux d'impulsions de ce signal est égal à 100 %. Par conséquent dans ce cas les transistors IGBT 5 et 6 pour la phase W ne réalisent aucune commutation. La figure 7 est un organigramme d'un programme pour le convertisseur 21 des valeurs de commande. En référence à la figure 7, un premier pas A1 du programme détermine ou lit les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. Un pas A2 intervenant à la suite du pas A1 soustrait la valeur de commande de tension de base V* de la valeur de commande de tension de base U*. Le pas A2 calcule la valeur absolue du résultat de la soustraction. Par conséquent le pas A2 calcule "IU*-V*1". Le pas A2 compare la valeur absolue calculée "IU*-V*I" à une valeur de référence prédéterminée "x". Lorsque la valeur absolue "1U*-V*1" est inférieure à la valeur de référence prédéterminée "x", le programme avance du pas A2 au pas A3. Sinon le programme avance du pas A2 à un pas A6. Le pas A3 détermine si la valeur de commande de tension de base W* est positive ou non, c'est-à-dire si la valeur de commande de tension de base W* est supérieure ou non à la valeur de tension "0" (qui correspond au nombre à 8 bits "127"). Lorsque la valeur de commande de tension de base W* est positive, le programme avance du pas A3 au pas A4. Sinon le programme avance du pas A3 à un pas A5. Le pas A4 règle les valeurs de commande de tension finales U** et V** sur -1 (qui correspond au nombre à 8 bits "0"). I1 en résulte que le pourcentage de modification des signaux MID de la phase U et de la phase V est réglé à une valeur égale à 0 % et que également le taux d'impulsions de ces signaux est réglé à 0 %. Par conséquent les transistors IGBT 1, 2, 3 et 4 pour la phase U et la phase V n'exécutent aucune commutation. Le pas A4 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément à l'équation suivante W** = W* - (U* + V*)/2 - 1 Cette équation est conçue de manière à réduire les différences de tension entre lignes, à savoir les différences de tension de la phase W par rapport à la phase U et la phase V. De façon spécifique cette équation règle la valeur de commande de tension finale W** à une valeur moyenne entre les différences de tension entre lignes de la phase W par rapport à la phase U et à la phase V. Après le pas , le programme avance à un pas A15. Le pas A5 règle les valeurs de commande de tension finale U** et V** sur +1 (qui correspond au nombre à 8 bits "255"). I1 en résulte que le pourcentage de modulation des signaux MID de la phase U et de la phase V est réglé égal à 100 % et que également leur taux d'impulsions est réglé à 100 %. Par conséquent les transistors IGBT 1, 2, 3 et 4 pour la phase U et la phase V n'exécutent aucune commutation. Le pas A5 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément à l'équation suivante W** = W* - (U* + V*)/2 + 1 Cette équation est conçue pour réduire les différences de tension entre lignes à savoir les différences de tension de la phase W par rapport à la phase U et à la phase V. De façon spécifique, cette équation règle la valeur de commande de tension finale W** à une moyenne entre les differences de tension entre lignes de la phase par rapport à la phase U et à la phase V. Après le pas A5, le programme avance au pas A15. Le pas A6 soustrait la valeur de commande de tension de base W* de la valeur de commande de tension de base V*. Le pas A6 calcule la valeur absolue du résultat de la soustraction. Par conséquent le pas A6 calcule "IV* - W*1". Le pas A6 compare la valeur absolue calculée "IV* - W*1" à la valeur de référence prédéterminée "x". Lorsque la valeur absolue "IV*-W*I" est inférieure la valeur de référence prédéterminée "x", le programme avance du pas A6 au pas A7. Sinon le programme avance du pas A6 à un pas A10. Le pas A7 détermine si la valeur de commande de tension de base U* est positive ou non, c'est-à-dire si la valeur de commande de tension de base U* est supérieure ou non à la valeur de tension "0" (qui correspond au nombre à 8 bits "127"). Lorsque la valeur de commande de tension de base U* est positive, le programme avance du pas A7 à un pas A8. Sinon le programme avance du pas A7 à un pas A9. Le pas A8 règle les valeurs de commande de tension finales V** et W** sur -1 (qui correspond au nombre à 8 bits "0"). I1 en résulte que le pourcentage de modification des signaux MID de la phase V et de la phase W est réglé sur 0 % et que également leur taux d'impulsions est réglé également sur 0 %. Par conséquent les transistors IGBT 3, 4, 5 et 6 pour la phase V et la phase W n'exécutent aucune commutation. Le pas A8 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément à l'équation suivante U** = U* - (V* + W*)/2 - 1 Cette équation est conçue de manière à réduire les différences de tension entre lignes de la phase U par rapport à la phase V et la phase W. De façon spécifique cette équation règle la valeur de commande de tension finale U** sur une valeur moyenne entre les différences de tension entre lignes de la phase U par rapport à la phase V et à la phase W. Après le pas A8, le programme avance à un pas A15. Le pas A9 règle les valeurs de commande de tension finale V** et W** sur +1 (qui correspond au nombre à 8 bits "255"). I1 en résulte que le pourcentage de modulation des signaux MID de la phase V et de la phase W est réglé sur 100 % et que le taux d'impulsions de ces signaux est réglé également à 100 %. Par conséquent les transistors IGBT 3, 4, 5 et 6 pour la phase V et la phase W ne réalisent aucune commutation. Le pas A9 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément à l'équation suivante U** = U* - (V* + W*)/2 + 1 Cette équation est conçue pour réduire les différences de tension entre lignes de la phase U par rapport à la phase V et à la phase W. De façon spécifique, cette équation règle la valeur de commande de tension finale U** à une valeur moyenne entre les différences de tension entre lignes de la phase U par rapport à la phase V et à la phase W. Après le pas A9, le programme avance au pas A15. Le pas A10 soustrait la valeur de commande de tension de base U* d'une valeur de commande de tension de base W*. Le pas A10 calcule la valeur absolue du résultat de la soustraction. Par conséquent le pas A10 calcule "1W* - U*1". Le pas A6 compare la valeur absolue calculée "1W* - U*1" à la valeur de référence prédéterminée "x". Lorsque la valeur absolue "IW*-V*'" est inférieure à la valeur de référence prédéterminée "x", le programme avance du pas A10 au pas A11. Sinon le programme avance du pas A10 à un pas A14. Le pas A11 détermine si la valeur de commande de tension de base W* est positive, c'est-à-dire si la valeur de commande de tension de base V* est supérieure ou non à la valeur de tension "0" (qui correspond au nombre à 8 bits "127"). Lorsque la valeur de commande de tension de base V* est positive, le programme avance du pas A11 à un pas A12. sinon le programme avance du pas A11 à un pas A13. Le pas A12 règle les valeurs de commande de tension finales U** et W** sur -1 (qui correspond au nombre à 8 bits "0"). Il en résulte que le pourcentage de modulation des signaux MID de la phase U et de la phase W est réglé sur 0 % et que également le taux d'impulsions de ces signaux est réglé sur 0 %. Par conséquent les transistors IGBT 1, 2, 5 et 6 pour la phase U et la phase W n'exécutent aucune commutation. Le pas A12 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément à l'équation suivante V** = V* - (W* + U*)/2 - 1 Cette équation est conçue de manière à réduire les différences de tension entre lignes de la phase V par rapport à la phase U et la phase W. De façon spécifique cette équation règle la valeur de commande tension finale V** sur une valeur moyenne entre les différences de tension entre lignes de la phase V par rapport à la phase U et à la phase W. Après le pas A11, le programme avance à un pas Le pas A13 règle les valeurs de commande de tension finale U** et W** sur +1 (ce qui correspond au nombre à 8 bits "255"). I1 en résulte que le pourcentage de modulation des signaux MID de la phase U et de la phase W est réglé sur 100 % et que également le taux d impulsions de ces signaux est réglé à 100 %. Par conséquent les transistors IGBT 1, 2, 5 et 6 pour la phase U et la phase W n'exécutent aucune commutation. Le pas A13 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément à l'équation suivante V** = V* - (W* + U*)/2 + 1 Cette équation est conçue de manière réduire les differences de tension entre lignes de la phase V par rapport à la phase U et à la phase W. De façon spécifique, cette équation règle la valeur de commande de tension finale W** à une moyenne entre les différences de tension entre lignes de la phase W par rapport à la phase U et à la phase V. Après le pas A13, le programme avance au pas A15. Le pas A14 règle les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** égales aux valeurs de commande de tension de base respectives U*, V* et W*. Après le pas A14, le programme avance à un pas A15. Le pas A15 délivre les valeurs de tension finales U**, V** et W** au générateur il de formes d'ondes MID. Après le pas A15, le programme revient au pas A1. La figure 8 représente un exemple de conditions dans le domaine temporel des valeurs de commande de tension U*, V*, W*, U**, V** et W**. En référence à la figure 8, les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* varient sous la forme de sinusoïdes formant des courbes unies, tandis que les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** varient sous la forme de formes d'ondes dentelées, dont les lignes de base sont le reflet des sinusoïdes des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. La figure 9 représente un exemple de conditions dans le domaine temporel de l'onde porteuse et des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. La figure 10 représente une partie de la figure 9, qui est désignée par la flèche F10. La figure 11 représente les conditions dans le domaine temporel de l'onde porteuse et des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** obtenues à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* de la figure 10. Pour une compréhension aisée, la période de l'onde porteuse représentée sur chacune des figures 9-11 est plus longue que la période réelle. En référence aux figures 9-11, dans une plage temporelle située au niveau et à proximité de l'intersec tion des valeurs de commande de tension de base V* et W*, les valeurs de commande de tension de base V* et W* sont proches l'une de l'autre. Pendant un intervalle de temps pendant lequel la valeur absolue de la différence entre les valeurs de commande de tension de base V* et W* est inférieure à la valeur de référence prédéterminée "x" (c'est-à-dire que l'on a IV*-W*l U** = U* - (V* + W*)/2 + 1 ... (4) Ensuite le convertisseur 21 des valeurs de commande délivre les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** au générateur de formes d'ondes MID 11 (pas A15). Pendant un intervalle de temps, pendant lequel la valeur absolue de la différence entre les valeurs de commande de tension de base U* et V* est inférieure à la valeur de référence prédéterminée "x" (c'est-à-dire lorsque l'on a lu*-V*l U** = V** - 1 (correspondant au nombre à 8 bits "0") ... (5) En outre le convertisseur 21 des valeurs de commande calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément à l'équation suivante W** = W* - (U* + V*)/2 - 1 ... (6) Ensuite le convertisseur 21 des valeurs de commande délivre les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** au générateur de formes d'ondes MID 11 (pas A15). D'autre part, lorsque le pas A3 établit que la valeur de commande de tension de base W* n'est pas positive, le convertisseur 21 des valeurs de commande règle les valeurs de commande de tension finales U** et V** comme indiqué ci-après (pas A5). U** = V** = +1 (correspondant au nombre 8 bits "255") ... (7) En outre le convertisseur 21 des valeurs de commande calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément à la formule suivante W** = W* - (U* + V*)/2 + 1 ... (8) Ensuite le convertisseur 21 des valeurs de commande délivre les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** au générateur de formes d'ondes MID 11 ( pas A15). Pendant un intervalle de temps, pendant lequel la valeur absolue de la différence entre les valeurs de commande de tension de base W* et U* est inférieure à la valeur de référence prédéterminée "x" (c'est-à-dire lorsque l'on a jW*-U*1 Pendant un intervalle de temps pendant lequel aucune des conditions "lU*-V*1 Conformément à la première forme de réalisation de la présente invention, lorsque la valeur absolue de la différence entre deux des valeurs de commande de la tension de base U*, V* et W* est inférieure à la valeur de référence prédéterminée "x", les deux valeurs de commande de tension finales correspondantes sont réglées sur le maximum (+1) ou sur le minimum (-1) de sorte que les deux faces correspondantes ne sont pas soumises à une commutation. C'est pourquoi il est possible de réduire la fréquence de la commutation des transistors IGBT 1-6 sans réduire la fréquence de l'onde porteuse. La réduction de la fréquence de commutation entraîne une réduction des pertes par commutation par les transistors IGBT 1-6. Par conséquent, on peut miniaturiser et simplifier un dispositif de refroidissement. C'est pourquoi on peut réduire la taille et le coût du dispositif formant convertisseur de puissance. En outre la fréquence de commutation peut être réglée à une valeur plus élevée. Conformément à la première forme de réalisation de la présente invention, lorsque la valeur absolue de la différence entre deux des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* est inférieure à la valeur de référence prédéterminée "x", la valeur de commande de tension finale autre que les deux valeurs de commande de tension finales correspondantes est réglée sur une valeur moyenne entre les différences de tension entre lignes de la phase associée par rapport aux deux autres phases. Par conséquent il est possible de réduire des distorsions des formes d'ondes de courants de phase dans le moteur à courant alternatif triphasé 9. En outre, la puissance de commande envoyée au moteur à courant alternatif triphasé 9 peut être sensiblement égale â celle disponible en l'absence de la conversion des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* en les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**. Dans la première forme de réalisation de la présente invention, les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* sont basées sur des variations d'ampli tude suivant des ondes sinusoïdales. Par conséquent les formes d'ondes des courants de phase dans le moteur à courant alternatif triphasé 9 sont similaires à des sinusoïdes de sorte que le moteur à courant alternatif triphasé 9 peut être entraîné avec un faible niveau de vibration et un faible niveau de bruit. Deuxième forme de réalisation La figure 12 représente un dispositif formant convertisseur de puissance (un dispositif formant onduleur) selon une seconde forme de réalisation de la présente invention. Le dispositif formant convertisseur de puissance 12 est similaire au dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 5 hormis les modifications de conception mentionnées ci-après. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 12 comprend un générateur de formes d'ondes MID 22 et un convertisseur 23 des valeurs de commande à la place du générateur de formes d'ondes MID 11 et du convertisseur 21 des valeurs de commande (voir figure 5). Comme cela est représenté sur la figure 13, un générateur d'ondes porteuses 13 contenu dans le générateur de formes d'ondes MID inclut un générateur de signaux d'horloge 13A, un déphaseur 13B et un générateur d'ondes triangulaires 13C. Le générateur de signaux d'horloge 13A délivre un premier signal d'horloge ckl au générateur d'ondes triangulaires 13C et au déphaseur 13B. Le dispositif 13B déphase de 90` la phase du premier signal d'horloge ckl, ce gui transforme le premier signal d'horloge ckl en un second signal d'horloge ck2. Le déphaseur 13B délivre le second signal d'horloge ck2 au générateur d'ondes triangulaires 13C. Le générateur d'ondes triangulaires 13C produit une onde porteuse triangulaire en réponse aux premier et second signaux d'horloge ckl et ck2. Le générateur d'ondes triangulaires 13C délivre l'onde porteuse triangulaire aux comparateurs 12a-12f. Le premier signal d'horloge ckl est envoyé par le générateur de signaux d'horloge 13A au convertisseur 23 des valeurs de commande (voir la figure 12). Le second signal d'horloge ck2 est envoyé par le déphaseur 13B au convertisseur 23 des valeurs de commande (voir figure 12). Comme cela est représenté sur la figure 14, la période du premier signal d'horloge ckl est égal au double de la période de l'onde porteuse. L'état logique du premier signal d'horloge ckl varie chaque fois que l'onde porteuse tombe à -1 (minimum). Le second signal d'horloge ck2 présente un retard de phase de 90 par rapport au premier signal de phase ck1. Le convertisseur 23 des valeurs de commande est formé par exemple par un dispositif DSP ou un dispositif similaire qui fonctionne conformément à un programme mémorisé dans sa mémoire interne ROM. Le programme est conçu de manière à permettre au convertisseur 23 des valeurs de commande d'exécuter des processus mentionnés plus loin. Le convertisseur 23 des valeurs de commande reçoit les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* en provenance du générateur 10 des valeurs de commande. Le convertisseur 23 des valeurs de commande produit une première valeur de commande de tension U** pour la phase U, une valeur de commande de tension finale V** pour la phase V et une valeur de commande de tension finale W** pour la phase W en réponse aux valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* et aux premier et second signaux d'horlo ge ckl et ck2. Le convertisseur 23 des valeurs de commande informe le générateur de formes d'ondes MID 22 des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**. Le fonctionnement du générateur de formes d'ondes MID 22 est fondamentalement similaire à celui du générateur de formes d'ondes MID 11 (voir figure 5). Un programme pour le convertisseur 23 des valeurs de commande est similaire à celui prévu pour le convertisseur 21 des valeurs de commande (voir figure 5) hormis les modifications de conception mentionnées ci- après. Les figures 15, 16 et 17 sont des organigrammes de parties du programme du convertisseur 23 des valeurs de commande. En référence à la figure 16, lorsque le pas A7 établit que la valeur de commande de tension de base U* est positive, le programme avance du pas A7 à un pas A23. Sinon le programme avance du pas A7 à un bloc B9. Le pas A23 soustrait la valeur de commande de tension de base W* de la valeur de commande de tension de base V*. Le pas A23 détermine si le résultat de la soustraction est négatif ou non, c'est-à-dire si l'on a ou non V*-W* Le pas A24 détermine si le second signal d'horloge ck2 est égal ou non à "1" (un état à niveau haut). Lorsque le second signal d'horloge ck2 est "1", le programme avance du pas A24 à un pas A25. Sinon, le programme avance du pas A24 à un pas A26. Le pas A25 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément l'équation suivante U** = U* - V* - 1 ... (13) L'équation (13) permet à la valeur de commande de tension finale U** de maintenir la différence de tension entre lignes entre la phase U et la phase V. Le pas A25 règle les valeurs de commande de tension finales V** et W** comme suit V** = W** = -1 ... (14) Après le pas A25, le programme avance au A15 (voir figure 7 . Le pas A26 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément l'équation suivante: U** = U* - V* - 1 ... (15) Le pas A26 règle la valeur de commande de tension finale V** comme suit V** -1 ... (16) Le pas A26 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base W* et V* conformément à l'équation suivante: W** - 2(W* - V*) - 1 ... (17) L'équation (17) règle la valeur de commande de tension finale W** sur le double de la différence de tension entre lignes entre la phase W et la phase V. Ce réglage de la valeur de commande de tension finale W** sert à réaliser une compensation pour fixer la valeur W** sur -1 pendant la période immédiatement précédente par rapport à l'onde porteuse. Après l'étape A26, le programme avance au pas A15 (voir figure 7). Le pas A27 détermine si le second signal d'horloge ck2 est ou non "1" (état à niveau haut). Lorsque le second signal d'horloge ck2 est "1", le programme avance du pas A27 à un pas A28. Sinon, le programme avance du pas A27 à un pas A29. Le pas A28 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équation suivante U** = U* - W* - 1 ... (18) Le pas A28 règle les valeurs de commande de tension finales V** et W** sur -1. Après le pas A28, le programme avance au pas A15 (voir figure 7). Le pas A29 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équation suivante U** - U* - W* - 1 ... (19) Le pas A29 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante V** 2(V* - W*) - 1 ... (20) Le pas A29 règle la valeur de commande de tension finale W** comme suit W** -1 ... (21) A la suite du pas A29, le programme avance au pas A15 (voir figure 7). La figure 18 représente un exemple de conditions dans le domaine temporel des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**, l'onde porteuse et le second signal d'horloge ck2. Sur la figure 18, on a représenté une séquence d'intervalles de temps "a", "b", "c", "d", "e", "f" et "g". Pendant les intervalles de temps "a", "c" et "e", le second signal d'horloge ck2 est "0" (un état à niveau bas). Pendant les intervalles de temps "b", "d" et "f", le second signal d'horloge ck2 est un "1" (un état à niveau haut). Pendant l'intervalle de temps "d", les valeurs de commande de tension de base V* et W* se recoupent. Par conséquent, pendant les intervalles "a"-"c" et la première partie de l'intervalle de temps "d", il apparaît une condition telle que V* W*. En référence à la figure 18, pendant les intervalles de temps "b", "d" et "f", pour lesquels le second signal d'horloge ck2 est "1", les valeurs de commande de tension finale V** et W** sont fixées à -1 (le minimum), de sorte qu'une modulation d'une phase est réalisée en réponse à la valeur de commande de tension finale U** (premiers intervalles de temps de conversion). Pendant les intervalles de temps "a" et "c", pour lesquels le second signal d'horloge ck2 est "0", seule la valeur de commande de tension finale V** est fixée à -1 (le minimum) de sorte qu'une modulation de deux phases est réalisée en réponse aux valeurs de commande de tension finales U** et W** (seconds intervalles de temps de conversion). Pendant les intervalles de temps "e" et "g" pour lesquels le second signal d'horloge ck2 est "0", seule la valeur de commande de tension finale W** est fixée à -1 (au minimum) de sorte que la modulation sur deux phases est exécutée en réponse avec les valeurs de commande de tension finales U** et V** (les seconds intervalles de temps de conversion). Par conséquent la modulation sur une phase et la modulation sur deux phases s'alternent sur le double de la période de l'onde porteuse (c'est-à-dire n=1). Le bloc P9 (voir figure 16) dans le programme comporte des pas correspondant aux pas A23-A29. Le bloc P9 réalise respectivement "V**=+1" et "W**=+1" au lieu de ,IV**=-1" et "W**=-1". Le bloc P9 réalise respectivement "U**=U*-V*+1" et "U**=U*-W*+1" au lieu de "U**=U*-V*-1" et "U**=U*-W*-1". Le bloc P9 prend une décision concernant "W*-V* En référence à la figure 15, lorsque le pas A3 établit que la valeur de commande de tension de base W* est positive, le programme avance du pas A3 à un pas A16. Sinon, le programme avance du pas A3 à un bloc P5. Le pas A16 soustrait la valeur de commande de tension de base V* de la valeur de commande de tension de base U*. Le pas A16 détermine si le résultat de la soustraction est négatif ou non, c'est-à-dire si l'on a ou non U*-V* Le pas A17 détermine si le second signal d'horloge ck2 est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lorsque le second signal d'horloge ck2 est "1", le programme avance du pas A17 à un pas A18. Sinon le programme avance du pas A17 à un pas A19. Le pas A18 règle les valeurs de commande de tension finales U** et V** comme suit U** = V** = -1 ... (22) Le pas A18 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base W* et U* conformément à l'équation suivante: W** = W* - U* -1 ... (23) A la suite du pas A18, le programme avance au pas A15 (voir figure 7). Le pas A19 règle la valeur de commande de tension finale U** comme suit: U** = -1 ... (24) Le pas A19 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équation suivante: V** = 2(V* - U*) - 1 ... (25) Le pas A19 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équation suivante: W** = W* - U* - 1 ... (26) A la suite du pas A19, le programme avance au pas A15 (voir figure 7). Le pas A20 détermine si ou non le second signal d'horloge ck2 est "1" (l'état niveau haut). Lorsque le second signal d'horloge ck2 est "1", le programme avance du pas A20 à un pas A21. Sinon le programme avance du pas A20 à un pas A22. Le pas A21 règle les valeurs de commande de tension finales U** et V** sur 1. Le pas A21 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir de valeurs de commande de tension de base W* et V* conformément à l'équation suivante: W** - W* - V* - 1 ... (27) A la suite du pas A21, le programme avance au pas A15 (voir figure 7). Le pas A22 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équation suivante: U** 2(U* - V*) - 1 ... (28) Le pas A22 règle la valeur de commande de tension finale V** comme suit V** _ -1 ... (29) Le pas A22 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante: W** = W* - V* - 1 ... (30) A la suite du pas A22, le programme avance au pas A15 (voir figure 7). Le bloc P5 (voir figure 15) dans le programme comporte les pas correspondant aux pas A16-A22. Le bloc P5 réalise "U**=+1" et "V**=+1" respectivement au lieu de "U**=-1" et "V**=-1". Le bloc P5 réalise "W**=W*-U*+1" et "W**=W*-V*+1" respectivement à la place de "W**=W*-U*-1" et "W**=W*-V*-1". Le bloc P5 prend une décision concernant "V*-U* En référence à la figure 17, lorsque le pas A11 décide que la valeur de commande de tension de base V* est positive, le programme avance du pas A11 à un pas A30. Sinon le programme avance du pas A11 à un bloc P13. Le pas A30 soustrait la valeur de commande de tension de base U* de la valeur de commande de tension de base W*. Le pas A30 détermine si le résultat de la soustraction est négatif ou non, c'est-à-dire si l'on a ou non W*-U* Le pas A31 détermine si le second signal d'horloge ck2 est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lors que le second signal d'horloge ck2 est "1", le programme avance du pas A31 à un pas A32. Sinon le programme avance du pas A31 à un pas A33. Le pas A33 règle les valeurs de commande de tension finales U** et W** comme suit U** = W** = -1 ... (31) Le pas A32 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante: V** = V* - W* - 1 ... (32) A la suite du pas A32, le programme avance au pas A15 (voir figure 7). Le pas A33 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équation suivante U** = 2(U* - W*) - 1 ... (33) Le pas A33 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante V** = V* - W* - 1 ... (34) Le pas A33 règle la valeur de commande de tension finale W** comme suit W** = -1 ... (35) A la suite du pas A33, le programme avance au pas A15 (voir figure 7). Le pas A34 détermine si le second signal d'horloge ck2 est ou non "1" (état à niveau haut). Lorsque le second signal d'horloge ck2 est 111", le programme avance du pas A34 à un pas A35. Sinon le programme avance du pas A34 à un pas A36. Le pas A36 règle les valeurs de commande de tension finales U** et W** sur -1. Le pas A35 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équation suivante V** = V* - U* - 1 ... (36) A la suite du pas A35, le programme avance au pas A15 (voir figure 7). Le pas A36 règle la valeur de commande de tension finale U** comme suit U** = -1 ... (37) Le pas A36 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément â l'équation suivante: V** = V* - U* - 1 ... (38) Le pas A36 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équation suivante W** = 2(W* - U*) - 1 ... (39) A la suite du pas A36, le programme avance au pas A5 (voir figure 7). Le bloc P13 (voir figure 17) dans le programme comprend des pas correspondant aux pas A30-A36. Le bloc P13 réalise "U**=+1" et "W**=+1" respectivement au lieu de "U**=-1" et "W**=-1". Le bloc P13 prend une décision con cernant "U*-W* La figure 19 représente un exemple de conditions dans le domaine temporel pour 1 période des valeurs de commande de tension U*, V*, W*, U**, V** et W**. En référence à la figure 19, les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* varient sous la forme de sinusoïdes unies, tandis que les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** varient conformément à des formes d'ondes dentelées, dont les lignes de base reflètent les sinusoïdes des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. La figure 20 représente des résultats de simulation sur ordinateur indiquant un exemple de conditions dans le domaine temporel du courant de sortie de la phase U, qui est produit en réponse aux valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** conformément à la première forme de réalisation de la présente invention. La figure 21 représente les résultats de simulation sur ordinateur indiquant un exemple de conditions dans le domaine temporel du courant de phase U de sortie, qui est produit en réponse aux valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** conformément à la seconde forme de réalisation de la présente invention. Les figures 20 et 22 montrent que la forme d'onde du courant de sortie de la phase U dans la seconde forme de réalisation de la présente invention est moins déformée que dans la première forme de réalisation de la présente invention. Conformément à la seconde forme de réalisation de la présente invention, lorsque la valeur absolue de la différence entre deux des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* est inférieure à la valeur de référence prédéterminée "x", une modulation sur une phase et une modulation sur deux phases alternent. La modulation sur une phase est affectée aux premiers intervalles de temps de conversion tandis que la modulation sur deux phases est affectée aux seconds intervalles de temps de conversion. La modulation sur une phase est réalisée en fixant deux des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** sur +1 (le maximum) ou sur -1 (le minimum). La modulation sur deux phases est réalisée en fixant l'une des valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** sur +1 (le maximum) et sur -1 (le minimum). Les premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion ont des longueurs identiques. Par conséquent le taux d'occupation dans le temps ou le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est égal à Un exemple de processus intervenant pendant les premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion est le suivant. Pendant chaque premier intervalle de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finales V** et W** sont fixées sur le maximum ou sur le minimum, tandis que la valeur de commande de tension finale U** est réglée de manière à maintenir la différence de tension entre lignes entre la phase U et la phase V. Pendant chaque second intervalle de temps de conversion, la valeur de commande de tension finale V** est fixée au maximum ou au minimum, alors que la valeur de commande de tension finale U** est réglée de manière à maintenir la différence de tension entre lignes entre la phase U et la phase V. En outre, la valeur de commande de tension finale W** est réglée sur le double de la différence de tension entre lignes entre la phase W et la phase V. *Par conséquent la seconde forme de réalisation de la présente invention permet de réduire la fréquence de commutation des transistors IGBT 1-6 par rapport à un agencement de l'art antérieur. Dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** sont réglées de manière à compenser une distorsion de forme d'onde (une réduction d'une différence de tension entre lignes) qui serait provoquée par la fixation d'au moins l'une des autres valeurs de commande de tension finales. Par conséquent les formes ondes de courants de phase envoyés au moteur à courant alternatif triphasé 9 présentent des distorsions plus faibles. C'est pourquoi le moteur à courant alternatif triphasé 9 peut être activé avec un niveau de vibration plus faible et avec un niveau de bruit plus faible. Etant donné que le convertisseur 23 des valeurs de commande règle la période de conversion sur le double de la période de l'onde porteuse, le traitement de conversion peut etre aisément exécuté selon une séquence synchronisée sur l'onde porteuse Troisième forme de réalisation Une troisième forme de réalisation de la présente invention est similaire à la seconde forme de réalisation de l'invention, hormis les modifications d'agencement mentionnées ci-après. Comme cela a été mentionné précédemment, la modulation sur une phase est réalisée pendant chaque premier intervalle de temps de conversion, tandis que la modulation sur deux phases est réalisée pendant chaque second intervalle de temps de conversion. Dans la troisième forme de réalisation de l'invention, comme représenté sur la figure 22, le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est réglé à "1:3". Dans la troisième forme de réalisation de l'invention, le pas A26 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base W* et V* conformément à l'équation suivante: W** = 1,5(W*-V*) - 1 ... (40) L'équation (40) remplace l'équation (17). En outre le pas A29 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante: V** = 1,5(V* - W*) - 1 ... (4 ) équation (41) remplace l'équation (20). Les coefficients "1,5" présents dans équations (40) et (41) sont choisis en tenant compte du fait que la longueur des seconds intervalles de temps de conversion est égale au double de la longueur des premiers intervalles de temps de conversion, et par conséquent la grandeur correctrice de la tension entre lignes entre la phase W et la phase V dans la valeur de commande initiale est réduite de façon correspondante. Dans le cas où le rapport des durées entre les premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion est réglé sur 111:n", l'équation (40) est remplacée par l'équation suivante W** = (1 + 1/n).(W* - V*) - 1 ... (40a) dans laquelle "n" désigne un nombre réel positif. Dans le cas où le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est réglé sur "m:111, l'équation (40) est remplacée par l'équation suivante W** = (1 + m).(W* - V*) - 1 ... (40b) dans laquelle "m" désigne un nombre réel positif. De préférence, la troisième forme de réalisation la présente invention inclut un multiplicateur de fréquence qui double la fréquence du second signal d'horloge ck2 pour produire un troisième signal d'horloge dont la période est égale à celle de l'onde porteuse. De même la troisième forme de réalisation de la présente invention inclut un compteur d'état qui compte chaque flanc montant dans le troisième signal d'horloge. Le nombre compté fourni par le compteur d'état varie de façon cyclique entre "1", "2" et "3". Le nombre compté égal à "1" est affecté au premier intervalle de temps de conversion. Le nombre compté égal à "2" ou "3" est affecté au second de temps de conversion. Dans la troisième forme de réalisation de la présente invention, la longueur des seconds intervalles de temps de conversion est égale au double de la longueur des premiers intervalles de temps de conversion, et par conséquent la grandeur correctrice de la tension entre lignes est réduite de façon correspondante. C'est pourquoi il est possible d'empêcher une distorsion, par surmodulation, des formes d'ondes des courants de phase dans le moteur à courant alternatif triphasé 9. Ouatrième forme de réalisation Une quatrième forme de réalisation de l'invention est similaire à la seconde forme de réalisation, hormis les modifications d'agencement mentionnées ci-après. Dans la quatrième forme de réalisation de la présente invention, le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est modifié de façon dynamique. En référence à la figure 23, on y voit représentée une séquence de plage temporelle "a", "b" et "c". Pendant les plages temporelles "a" et "c", le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est réglé à "1:2". Dans la plage temporelle "b", le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est réglé sur "1:1". Lorsque la distance entre les valeurs de commande de tension de base V* et W* augmente, la longueur des seconds intervalles de temps de conversion augmente par rapport à celle des premiers intervalles de temps de conversion. Cet agencement permet d'empêcher efficacement l'apparition d'une surmodulation étant donné qu'un accroissement de la longueur des seconds intervalles de temps de conversion réduit la grandeur correctrice de la tension entre lignes. Dans la quatrième forme de réalisation selon l'invention, la variation dynamique du rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion entraîne variation dynamique des périodes des signaux de tension La variation dynamique des périodes permet d'éviter que les spectres de fréquences des signaux de tension se concentrent sur des points spécifiques. Par conséquent il est facile de prendre des contre-mesures à l'encontre d'un rayonnement indésirable. Cinquième forme de réalisation Une cinquième forme de réalisation de la présente invention est similaire à la troisième forme de réalisation de 1 invention hormis en ce qui concerne des modifications d'agencement mentionnées ci-après. Dans la cinquième forme de réalisation de la présente invention, telle que représentée sur la figure 24, un rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est régle à "2: Dans la cinquième forme de réalisation de la présente invention, l'équation (40) est remplacée l'équation suivante: W** = 3(W* - V*) - 1 ... (42) En outre l'équation (41) est remplacée par l'équation suivante: V** = 3(V* - W*) - 1 ... (43) Sixième forme de réalisation La figure 25 représente un dispositif formant convertisseur de puissance (un dispositif formant onduleur) conformément à une sixième forme de réalisation de la présente invention. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 25 est similaire au dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 5 hormis en ce qui concerne des modifications d'agencement mentionnées ci-après. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 25 comprend un convertisseur 24 des valeurs de commande la place du convertisseur 21 des valeurs de commande (voir figure 5). Le convertisseur de puissance de la figure 25 inclut un générateur 92 de valeurs de commande de phase. Dans le dispositif formant convertisseur puissance de la figure 25, le détecteur 90 de la phase du rotor, signale au générateur 92 des valeurs de commande de phase de la phase détectée (l'angle de rotation détecté) 0 du rotor dans le moteur à courant alternatif triphasé 9. Le générateur 92 de valeurs de commande de phase reçoit une information représentant les conditions de commande du moteur à courant alternatif triphasé 9. Le générateur de valeurs de commande de phase 92 ajoute une valeur d'avance ou une valeur de retard à la phase 0 détectée du rotor en réponse aux conditions de commande du moteur, ce qui transforme la phase détectée de l'état du rotor en une valeur de commande de phase 0*. Le générateur 92 de valeurs de commande de phase indique au générateur 10 de valeurs de commande et au convertisseur 24 des valeurs de commande la valeur de commande de phase 0*. On notera que la valeur de commande de phase 0* notifiée au générateur 10 de valeurs de commande et au convertisseur 24 des valeurs de commande peut etre remplacée par phase détectée 0 du rotor. Le générateur 10 de valeurs de commande rend la phase de la valeur de commande de tension de base U* égale à la phase de la valeur de commande de phase 0*. Le générateur 10 des valeurs de commande retarde la phase de la valeur de commande de tension de base V* de 2n/3 par rapport à la phase de la valeur de commande de tension de base U*. Le générateur 10 des valeurs de commande avance la phase de la valeur de commande de tension de base de 2n/3 par rapport à la phase de la valeur de commande de tension de base U*. Le générateur 10 des valeurs de commande signale convertisseur 24 des valeurs de commande les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. De préférence las valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* présentent les relations suivantes avec la valeur de commande de phase 6*: U* = Va. sin (8*) V* = Va. sin (6* + 2x/3) W* = Va. sin (A* + 2x/3) Va désignant un paramètre servant à modifier les niveaux d'amplitude des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. Le convertisseur 24 des valeurs de commande est formé par exemple un dispositif DSP ou un dispositif similaire, qui fonctionne conformément à un programme mémorisé dans la mémoire ROM interne. Le programme est agencé de manière permettre au convertisseur 24 des valeurs de commande d'exécuter des processus mentionnés plus loin. Le convertisseur 24 des valeurs de commande produit une valeur de commande de tension U** pour la phase U, une valeur de commande de tension finale V** pour la phase V et une valeur de commande de tension finale W** pour la phase W en réponse aux valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* et à la valeur de commande de phase 6*. Le convertisseur 24 des valeurs de commande signale au générateur des formes d'ondes MID 11 les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**. La figure 26 est un organigramme d'un programme pour le convertisseur 24 des valeurs de commande. En référence à la figure 26, un premier bas B1 du programme détermine ou lit les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*, et la valeur de commande de phase 8*. Un pas B2, qui intervient à la suite du pas B1, détermine si la valeur de commande de phase 8* se situe ou non entre un angle électrique "x/6 - @" et un angle électrique "n6 + @^. En d'autres termes, le pas B2 détermine si la valeur de commande de phase 6* se situe dans une gamme prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur n/6. Ici "@" désigne une valeur de référence predéterminée correspondant à la valeur référence prédéterminée "x". Lorsque la valeur de commande de phase 9* est comprise entre l'angle "n/6 - @" et l'angle électrique "7t/6 + @", le programme avance du pas B2 à un B8. Sinon, le programme avance du pas B2 à un pas B3. Le pas B8 correspond au pas A13 sur la figure 7. Le pas B8 règle les valeurs de commande de tension finales U** et W** sur +1. Le pas B8 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément l'équation suivante: V** = V* - (W* + U*) /2 + 1 Après le pas B8, le programme avance à un pas B15. Le pas B3 détermine si la valeur de commande de phase 6* est comprise ou non entre un angle électrique "n/2 - @" et un angle électrique "x/2 + fil'. En d'autres termes, le pas B3 détermine si la valeur de commande de phase 6* se situe dans une plage prédéterminée d'angles électriques @ centrée sur n/2 (3n/6). Lorsque la valeur de commande de phase 8* est située entre l'angle électrique "n/2 - @" et l'angle électrique "n/2 + @", le programme avance du pas B3 à un pas B9. Sinon le programme avance du pas B3 à un pas B4. Le pas B9 correspond au pas A8 sur la figure 7. Le pas B9 règle les valeurs de commande de tension finales V** et W** sur -1. Le pas B9 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément l'équation suivante: U** = U* - (V* + W*) /2 - 1 A la suite du pas B9, le programme avance au pas B15. Le pas B4 détermine si la valeur de commande de phase 0* est comprise ou non entre un angle électrique "5n/6 - @" et un angle électrique "5n/6 + @". En d'autres termes le pas B4 détermine si la valeur de commande de phase 0* se situe dans une plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur 5n/6. Lorsque la valeur de commande de phase 0* est comprise entre l'angle électrique "5n/6 - @" et l'angle électrique "5n/6 + @", le programme avance du pas B4 à un pas B10. Sinon le programme avance du pas B4 à un pas B5. Le pas B10 correspond au pas A5 sur la figure 7. Le pas B10 règle les valeurs de commande de tension finales U** et V** sur +1. Le pas B10 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U**, V** et W** conformément l'équation suivante: W** = W* - (U* + V*) /2 + 1 A la suite du pas B10, le programme avance au pas B15. Le pas B5 détermine si la valeur de commande de phase 0* est comprise entre un angle électrique "7n/6 et un angle électrique "7n/6 + @". En d'autres termes, le pas B5 détermine si la valeur de commande de phase 0* se situe ou non dans une plage prédéterminée d'angles électriques @ centrée sur 7n/6. Lorsque la valeur de com mande 0* est comprise entre l'angle électrique "7n/6 - @" et l'angle électrique "7n/6 + @", le programme avance du pas B5 un pas B11. Sinon, le programme avance du pas B5 à un pas B6. Le pas B11 correspond au pas A12. Le pas B11 règle les valeurs de commande de tension finales U** et W** sur -1. Le pas B11 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande tension de base U*, V* et W* conformément à l'équation suivante: V** = V* - (W* + U*)/2 - 1 A la suite du pas B11, le programme avance au pas B15 Le pas B6 détermine si la valeur de commande de phase 6* est comprise entre un angle électrique "3n/2 et un angle électrique "3n/2 + @". En d'autres termes, le pas B6 détermine si la valeur de commande de phase 9* se situe ou non dans une plage déterminée d'angles électriques @ centree sur 3n/2 (9n/6). Lorsque la valeur de commande de phase 6* est comprise entre l'angle électrique "3n/2 " et l'angle électrique "3n/2 + @", le programme avance du pas B6 à un pas B12. Sinon, le programme avance du B6 à un pas Le pas B12 correspond au pas A9 sur la figure 7. Le pas B12 règle les valeurs de commande de tension finales V** et W** sur +1. Le pas B12 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément à l'équation suivante U** = U * -(V* + W*) /2 + 1 A la suite du pas B12, le programme avance au pas B15. Le pas B7 détermine si la valeur de commande de phase 9" est comprise ou non entre un angle électrique "11n/6 - @" et un angle électrique "11n/6 + @". En d'autres termes, le pas B7 détermine si la valeur de commande de phase 6* se situe ou non dans une plage prédéterminée d'angles électriques @ centrée sur 11n/6. Lorsque la valeur de commande de phase 8* est comprise entre l'angle électrique "11n/6 - @" et l'angle électrique "11n/6 + le programme avance du pas B7 à un pas B13. Sinon, le programme avance du pas B7 à un pas B14. Le pas B13 correspond au pas A4 sur la figure 7. Le pas B13 règle les valeurs de commande de tension finales U** et V** sur -1. Le pas B13 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* conformément à l'équation suivante W** W* - (U* + V*)/2 - 1. A la suite du pas B13, le programme avance au pas B15. Le pas B14 règle les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** respectivement égales aux valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. A la suite du pas B14, le programme avance au pas B15. Le pas B15 délivre les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** au générateur de formes d'ondes MID 11. A la suite du pas B15, le programme revient au pas Bl. Les gammes ou plages angulaires d'angles électriques utilisées lors des pas B2, B3, B4, B5, B6 et B7 sont centrées respectivement sur n/6, n/2 (3n/6), 5n/6, 7x/6, 3n/2 (9x/6) et 11n/6. Comme cela est représenté sur la figure 27, dans des gammes prédéterminées d'angles électriques, deux des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* sont approximativement sensiblement égales entre elles. Septième forme de réalisation La figure 28 représente un dispositif formant convertisseur de puissance (un dispositif formant onduleur) conformément à une septième forme de réalisation de la présente invention. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 28 est similaire au dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 12 en dehors de modifications d'agencement mentionnées plus loin. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 28 comprend un convertisseur 25 des valeurs de commande à la place du convertisseur 23 des valeurs de commande (voir figure 12). Dans le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 28, le générateur 10 des valeurs de commande et le convertisseur 25 des valeurs de commande sont informés de la valeur de commande de phase 6* comme dans la sixième forme de réalisation de la présente invention (voir figure 25). Le fonctionnement du générateur 10 des valeurs de commande est similaire celui présent dans la sixième forme de réalisation de la présente invention (voir figure 25). On notera que la valeur de commande de phase 0* signalée au générateur 10 des valeurs de commande et au convertisseur 25 des valeurs de commande peut être remplacée par la phase détectée 0 du rotor. Le convertisseur 25 des valeurs de commande est formé par exemple par un dispositif DSP ou un dispositif similaire, qui fonctionne conformément à un programme mémori dans sa mémoire ROM interne. Le programme est agencé de manière à permettre au convertisseur 25 des valeurs de commande d'exécuter des traitements mentionnés ci-après. Le convertisseur 25 des valeurs de commande produit une valeur de commande de tension finale U** pour la phase U, une valeur de commande de tension finale V** pour la phase V et une valeur de commande de tension finale W** pour la phase W en réponse aux valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*, à la valeur de commande de phase 0* et aux premier et second signaux d'horloge ckl et ck2. Le convertisseur 25 des valeurs de commande signale au générateur 22 des formes d'ondes MIW les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**. La figure 29 est un organigramme d'une partie d'un programme pour le convertisseur 25 des valeurs de commande, qui correspond à la partie de programme de la figure 15. En référence à la figure 29, un pas B7, qui remplace les pas A2 et A3 (voir figure 15) détermine si la valeur de commande de phase 0* est comprise ou non entre un angle électrique "11x/6 - @" et un angle électrique "11x/6 + @". Lorsque la valeur de commande de phase 0* est comprise entre l'angle électrique "11n/6 - @" et l'angle électrique "11n/6 + @", le programme avance du pas B7 à un pas A16. Sinon, le programme avance du pas B7 à un pas suivant. La partie de programme de la figure 29 comporte les pas A17-A22 en plus du pas A16. Les pas A16-A22 sur la figure 29 sont identiques ceux représentés sur la figure 15. Le programme pour le convertisseur de valeurs de commande 25 inclut des pas B2-B6 en plus du pas B7. Les pas B2-B7 dans le programme pour le convertisseur 25 des valeurs de commande sont similaires à ceux indiqués sur la figure 26. Dans le programme pour le convertisseur 25 des valeurs de commande, le pas B3, qui remplace les pas A6 et A7 (voir figure 16), détermine si la valeur de commande de phase 0* est située ou non entre un angle électrique "7z/2 " et un angle électrique "7z/2 + @". Lorsque la valeur de commande de phase 0* est comprise entre l'angle électrique "7t/2 - @" et l'angle électrique "7z/2 + III, le programme avance du pas B3 à un étage constitué des pas A23-A29, qui sont identiques à ceux représentés sur la figure 16. Sinon, le programme avance du pas B3 à un pas suivant. Le pas B5, qui remplace les pas A10 et A11 (voir la figure 17) détermine si la valeur de commande de phase 0* est située ou non entre un angle électrique "77z/6 et un angle électrique "77t/6 + @". Lorsque la valeur de commande de phase 0* est comprise entre l'angle électrique "77t/6 - @" et l'angle électrique "77t/6 + @", le programme avance du pas B5 à un étage constitué les pas A30-A36, qui sont identiques à ceux représentés sur la figure 17. Sinon, le programme avance du pas B5 à un pas suivant. Conformément à la septième forme de réalisation de la présente invention, le convertisseur 25 des valeurs de commande détecte, en réponse à la valeur de commande de phase 0*, toute plage temporelle, dans laquelle deux des valeurs de commande de la tension de base U*, V* et W* sont relativement proches l'une de l'autre. Dans la plage temporelle détectée, le convertisseur 25 des valeurs de commande agit de manière exécuter alternativement une modulation sur une phase et une modulation sur deux phases. La modulation sur une phase est conçue de telle sorte que deux des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** sont fixées sur le maximum ou sur le minimum. La modulation sur deux phases est agencée de telle sorte que seule l'une des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** est fixée au maximum ou au minimum. La modulation sur une phase est affectée aux premiers intervalles de temps de conversion alors que la modulation sur deux phases est affectée aux seconds intervalles de temps de conversion. De préférence les premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion ont des durées identiques. Huitième forme de réalisation La figure 30 représente un dispositif conformément à une huitième forme de réalisation de la présente invention. Le dispositif de la figure 30 est agencé de manière à commander l'activation d'un moteur sans balai (un moteur à courant alternatif polyphasé) pour entraîner par exemple un véhicule électrique. En référence à la figure 30, une valeur de commande de courant iq* désigne une valeur de commande de couple, qui est délivrée par une unité ECU (unité de commande électronique) en réponse à un signal du degré d'ouverture du papillon des gaz ou un signal de vitesse de rotation du moteur. Une valeur de commande de courant id* désigne une valeur de commande de flux magnétique, qui est lue à partir d'une table en réponse à la valeur de commande de courant iq*. Les valeurs de commande de courant id* et iq* sont envoyées respectivement à des soustracteurs 26a et 26b en tant que minuendes. Des valeurs de détection de courant "iu", "iv" et "iw" sont fournies par des détecteurs de courant servant à détecter des courants de sortie d'un circuit principal formant onduleur. Les valeurs de détection de courant "iu", "iv" et "iw" sont envoyées une section de conversion uvw/d-q 27. La section de conversion uvw/d-q 27 convertit les valeurs de détection de courant "iu", "iv" et "iw" en des composantes de vecteurs dans un plan d-q (un système de coordonnées de rotation), c'est-à- dire que des valeurs actuelles du courant de deux phases "id" et "iq" en réponse à une valeur de détection de phase (une phase détectée du rotor) 6. Par conséquent la section de conversion uvw/d-q 27 exécute une conversion 3 phases/2 phases. La section de conversion uvw/d-q 27 envoie les valeurs actuelles de courant pour deux phases "id" et "i q" respectivement aux soustracteurs 26a et 26b en tant que nombres soustraire. Le dispositif 26a soustrait la valeur actuelle du courant "id" de la valeur de commande de courant id*. Le soustracteur 26a délivre le résultat de la soustraction à une section de commande de courant 28a. La section de commande de courant 28a convertit le résultat de la soustraction en une valeur de commande de tension vd'*. La section de commande de courant 28a est agencée de manière à réaliser par exemple une commande à action proportionnelle et intégrale PI. La section de commande de courant 28a envoie la valeur de commande de tension vd'* à un soustracteur 29a, en tant que minuende. Le dispositif 26b soustrait la valeur actuelle de courant "iq" de la valeur de commande de courant iq*. Le soustracteur 26b envoie le résultat de la soustraction à une section de commande du courant 28b. La section de commande de courant 28b convertit le résultat de la soustraction en une valeur de commande de tension vq'*. La section 28b de commande du courant est agencée de manière à réaliser par exemple une commande à action proportionnelle et intégrale. La section de commande du courant 28b envoie la valeur de commande de tension bq'* à un additionneur 29b en tant que nombre à additionner. Une section anti-interférences 30 reçoit les valeurs réelles de courant de deux phases "id" et "iq" de la part de la section de conversion uvw/d-q 27. La section anti-interférence 30 détecte des forces contre- electromotrices dans le moteur sans balai sur la base des valeurs réelles de courant de deux phases "id" et "iq". La section anti-interférence 30 délivre des valeurs des forces contre-électromotrices détectées au soustracteur 29a et `additionneur 29b respectivement en tant que nombre soustraire et nombre à additionner. Le dispositif 29a soustrait la valeur de la force contre-électromotrice de la valeur de commande de tension vd'*. Le soustracteur 29a délivre le résultat de la soustraction à une section d-q/uvw 31 en tant que valeur de commande de tension vd*. Le dispositif 29b additionne la valeur de la force contre-électromotrice et la valeur de commande de tension vq'*. L'additionneur 29b délivre le résultat de l'addition à la section de conversion d-q/uvw 31 en tant que valeur de commande de tension vq*. La section de conversion d-q/uvw 31 convertit les valeurs de commande de tension vd* et vq* en trois valeurs de commande de tension de base triphasées U*, V* et W* en réponse à la valeur de détection de phase (la phase détectée du rotor) 8. Par conséquent la section de conversion d-q/uvw 31 exécute une conversion 2 phases/3 phases. La section d-q/uvw de conversion 31 délivre les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* à un convertisseur 32 des valeurs de commande. Le dispositif 32 convertit les valeurs de commande de la tension de base U*, V* et W* en les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**. Le convertisseur 32 des valeurs de commande délivre les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** à un générateur de formes d'ondes MID (un convertisseur de profil MID) 11. Le convertisseur 32 des valeurs de commande est identique à celui présent dans l'une des sept premières formes de réalisation de la présente invention. Le générateur de formes d'ondes MID 11 et un étage suivant sont similaires à ceux indiqués dans la première forme de réalisation de la présente invention. Le dispositif de la figure 30 peut être formé d'un circuit entièrement matériel ou bien d'un circuit matériel-plus-logiciel. Neuvième forme de réalisation de l'invention Une neuvième forme de réalisation de la présente invention est similaire à la première forme de réalisation de l'invention (voir figure 5) hormis en ce qui concerne des modifications d'agencement mentionnées ci-après. Comme cela a été mentionné précédemment, une modulation sur une phase est affectée à des premiers intervalles de temps de conversion. Dans la neuvième forme de réalisation de la présente invention, le convertisseur 21 des valeurs de commande détermine les premiers intervalles de temps de conversion en référence aux valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. La figure 31 est un organigramme d'un programme pour le convertisseur 21 des valeurs de commande (voir figure 5) dans la neuvième forme de réalisation de la présente invention. Le programme sur la figure 31 a une structure similaire du programme de la figure 26. En référence à la figure 31, le premier pas C1 du programme détermine ou lit les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. Un pas C2, qui intervient à la suite du pas Ci, détermine si la valeur de commande de tension de base W* est supérieure ou non à la valeur de commande de tension de base U* (W*>U*). En outre le pas C2 compare la valeur de commande de tension de base U* à "0". Lorsque l'on a W*>U* et U*>_0, le programme avance du pas C2 à un pas C8. Sinon, le programme avance pas C2 à un pas C3. Le pas C8 a un contenu identique au pas B8 de la figure 26. A la suite du pas C8, le programme avance à un pas C15. Le pas C3 détermine si la valeur de commande de tension de base W* est supérieure ou non à la valeur de commande de tension de base V* (W*>V*). En outre le pas C3 compare la valeur de commande de tension de base W* à "0". Lorsque l'on a W*>V* et W* Le pas C9 a un contenu identique au pas B9 de la figure 26. A la suite du pas C9, le programme avance au pas C15. Le pas C4 détermine si la valeur de commande de tension de base U* est supérieure à la valeur de commande de tension de base V* (U*>V*). En outre, le pas C4 compare la valeur de commande de tension de base V* à "0". Lorsque l'on a U*>V* et V*>0, le programme avance du pas C4 à un pas C10. Sinon le programme avance du pas C4 à un pas C5. Le pas C10 a un contenu égal au pas B10 de la figure 26. A la suite du pas C10, le programme avance au pas C15. Le pas C5 détermine si la valeur de commande de tension de base U* est supérieure ou non à la valeur de commande de tension de base W* (U*>W*). En outre le pas C4 compare la valeur de commande de tension de base U* à "0". Lorsque l'on a U*>W* et U* Le pas C11 a un contenu égal au pas B11 sur la figure 26. A la suite du pas C11, le programme avance au pas C15. Le pas C6 détermine si la valeur de commande de tension de base V* est supérieure ou non à la valeur de commande de tension de base W* (V*>W*). En outre le pas C4 compare la valeur de commande de tension de base W* à "0". Lorsque l'on a V*>W* et W*>0, le programme avance du pas C6 un pas C12. Sinon le programme avance du pas C6 à un pas C7. Le pas C12 a un contenu égal au pas B12 la figure 26. A la suite du pas C12, le programme avance au pas C15. Le pas C7 détermine si la valeur de commande de tension de base V* est supérieure ou non à la valeur de commande de tension de base U* (V*>U*). En outre le pas C4 compare la valeur de commande de tension de base V* à "0". Lorsque l'on a V*>U* et V* Le pas C13 a un contenu égal au pas B13 sur la figure 26. A la suite du pas C13, le programme avance au pas C15. Le pas C14 règle des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**, égales respectivement aux valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. A la suite du pas C14, le programme avance au pas C15. Le pas C15 délivre les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** au générateur de formes d'ondes MID 11. A la suite du pas C15, le programme revient au pas C1. Les résultats positifs des déterminations faites lors des pas C2, C3, C4, C5, C6 et C7 correspondent aux conditions dans lesquelles la phase OU de la valeur de commande de tension de base U* se situe respectivement dans les gammes (D , , , , (D , et sur la figure 32. De façon spécifique les gammes de phases 0-0 sont exprimées comme suit (1) : 0 Dixième forme de réalisation Une dixième forme de réalisation de la présente invention est une combinaison des septième et neuvième formes de réalisation de l'invention. La figure 33 représente un organigramme d'une partie d'un programme pour le convertisseur 21 des valeurs de commande (voir figure 5) dans la dixième forme de réalisation de la présente invention. La partie de programme sur la figure 33 correspond à la partie de programme sur la figure 29. La partie de programme sur la figure 33 comprend des pas C7 et C7' à la place des pas B7 et A16 (voir figure 29). En référence à la figure 33, le pas C7 détermine si la valeur de commande de tension de base V* est supérieure ou non à la valeur de commande de tension de base U* (U* Le pas C7' compare les valeurs de commande de tension de base V* et U*. En outre le pas C7' compare la valeur de commande de tension de base U* à "0". Lorsque l'on a V* D'autres parties du programme pour le convertisseur 21 des valeurs de commande sont agencées de façon similaire. onzième forme de réalisation Une onzième forme de réalisation de la présente invention est similaire à la sixième forme de réalisation de l'invention hormis que le générateur 10 des valeurs de commande et le convertisseur 23 des valeurs de commande sont formés en un seul bloc. Douzième forme de réalisation Une douzième forme de réalisation de la présente invention est similaire à la huitième forme de réalisation de l'invention hormis que la section anti-interférence 30 est supprimée. Treizième forme de réalisation Une treizième forme de réalisation de l'invention est modifiée par rapport à la huitième forme de réalisation de l'invention de manière à être appliquée à une commande de vitesse, une commande de position ou une autre commande, dans laquelle des valeurs de commande de tension finales sont délivrées. ouatorziéme forme de réalisation Une quatorzième forme de réalisation de l'inven tion est similaire à la neuvième forme de réalisation de l'invention hormis que les gammes de phases (1)-(6) sont décalées de n/6 dans la direction de retardement. Quinzième forme de réalisation Une quinzième forme de réalisation de la présente invention est similaire à la neuvième forme de réalisation de l'invention, hormis que la valeur de commande de phase ou la phase détectée 6 du rotor est lue, et une determination concernant chacune des gammes des phases est exécutée en réponse à la valeur lue 6* ou 6. Seizième forme de réalisation Une seizième forme de réalisation de la presente invention est similaire à une des quinze premières formes de réalisation, hormis que les valeurs de commande de tension de base sont basées sur des formes d'ondes de tension qui diffèrent de la forme d'onde sinusoïdale. Dix-septième forme de réalisation Une dix-septième forme de réalisation la présente invention est similaire à l'une des seize premières formes de réalisation hormis que la modulation MID basée sur une onde triangulaire est remplacée une autre modulation, qui modifie une durée d'impulsions par commutation pour la conversion de puissance. Dix-huitième forme de réalisation Une dix-huitième forme de réalisation la présente invention est similaire à l'une des dix sept premières formes de réalisation de l'invention hormis les modifications d'agencement mentionnées ci-après. La dix huitième forme de réalisation de la présente invention utilise une commande numérique. Dans la dix-huitième forme de réalisation de l'invention, une mémoire est chargée avec données représentant un manque de la tension entre lignes, qui est provoqué par la fixation des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** sur le maximum le minimum. Pendant un second intervalle de temps de conversion, pour lequel seule l'une des valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** est fixée, les données représentant le manque sont lues à partir de la mémoire et ces données relatives au manque sont superposées aux valeurs de commande de tension finales sur une base en temps réel. Dix-neuvième forme de réalisation Une dix-neuvième forme de réalisation de la présente invention est similaire à l'une des dix-huit premières formes de réalisation de l'invention hormis que les transistors IGBT 1-6 sont remplacés par des transistors de puissance ou par des transistors MOSFET de puissance. Vingtième forme de réalisation Une vingtième forme de réalisation de la présente invention est similaire à l'une des dix-neuf premières formes de réalisation de l'invention hormis que le détecteur 90 de la phase du rotor est du type sans capteur. De façon spécifique, le détecteur 90 de la phase du rotor comprend des résistances shunt ou des comparateurs qui détectent des tensions induites dans le moteur à courant alternatif triphasé 9. Le détecteur 90 de la phase du rotor dérive une information de la position du rotor dans le moteur à courant alternatif triphasé 9 à partir des tensions induites détectées. Vingt-et-unième forme de réalisation Une vingt-et-unième forme de réalisation de la présente invention est similaire à l'une des vingt premières formes de réalisation de l'invention hormis que la valeur "n" est réglée sur un nombre réel positif différent de "1" et de "2". De façon similaire la valeur "m" peut être réglée sur un nombre réel positif différent de "1" et de "2". De préférence les valeurs "m" et "n" sont choisies en tenant compte de pertes, de distorsions et d'autres facteurs. Vingt-deuxième forme de réalisation Une vingt-deuxième forme de réalisation de la présente invention est similaire à l'une des vingt-et-unes premières formes de réalisation de l'invention, hormis que le convertisseur de valeurs de commande inclut une unité centrale CPU à la place du dispositif DSP. Vingt-trois'ième forme de réalisation Une vingt-troisième forme de réalisation de la présente invention est modifiée par rapport à l'une des vingt-deux premières formes de réalisation de l'invention de manière à être appliquée à la commande d'un moteur à courant alternatif triphasé soumis d'une manière continue à une modulation sur deux phases, lors de laquelle seul l'un des paramètres de commande pour les trois phases est fixé, et les deux autres paramètres de commande sont utilisés dans la modulation. La vingt-troisième forme de réalisation de la présente invention met en oeuvre une modulation sur une phase en fixant l'un des deux autres paramètres de commande. Conformément à la vingt-troisième forme de réalisation de la présente invention, il est possible de réduire de façon supplémentaire le nombre de commutation. Vingt-quatrième forme de réalisation une vingt-quatrième forme de réalisation de l'invention est modifiée par rapport à l'une des vingt- trois premières formes de réalisation de l'invention de manière à être appliquée à la commande d'un moteur à courant alternatif triphasé ou d'un moteur à courant alternatif comportant un nombre de phases plus importantes. Vingt-cinquième forme de réalisation Une vingt-cinquième forme de réalisation de l'invention est modifiée par rapport à l'une. des vingt- quatre premières formes de réalisation de l'invention de manière à être appliquée à une source UPS (une source d'alimentation ne pouvant pas être interrompue) ou d'autres équipements, dans lesquels des tensions polyphasées entre lignes sont délivrés. V'n t- ' 'ème orme de éalisation La figure 34 représente un dispositif formant convertisseur de puissance (un dispositif formant onduleur) conformément à une vingt-sixième forme de réalisation de la présente invention. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 34 commande un moteur à courant alternatif polyphasé (un moteur à courant alternatif triphasé) 109 utilisé pour entraîner par exemple un véhicule automobile. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 34 comprend un circuit principal formant onduleur 107 comportant des transistors IGBT (transistors bipolaires à grille isolée) 101, 102, 103, 104, 105 et 106 connectés pour former un pont triphasé ou un pont à trois branches. Le circuit principal formant onduleur 107 comporte des première, seconde et troisième branches connectées entre un bus d'alimentation à courant continu positif (un rail d'alimentation à courant continu positif) 107a et un bus d'alimentation à courant continu négatif (un rail d'alimentation à courant continu négatif) 107b. La première branche est pourvue d'une combinaison série formée d'un transistor IGBT situé sur le côté positif et d'un transistor IGBT situé sur le côté négatif, ces transistors étant formés respectivement par les transistors IGBT 101 et 102. La seconde branche est pourvue d'une combinaison série formée d'un transistor IGBT situé sur le côté positif et d'un transistor IGBT situé sur le côté négatif, ces transistors étant formés respectivement par des transistors IGBT 103 et 104. La troisième branche est pourvue d'une combinaison série formée d'un transistor IGBT situé sur le côté positif et d'un transistor IGBT situé sur le côté négatif, ces transistors étant formés respectivement par les transistors IGBT 105 et 106. Les première, seconde et troisième branches correspondent respectivement aux trois phases "U", "V" et "W" du moteur à courant alternatif polyphasé 109. Les bus d'alimentation à courant continu positif et négatif 107a et 107b sont connectés respectivement aux bornes positive et négative d'une batterie 108. La batterie 108 constitue une source d'alimentation à courant continu. Le circuit principal formant onduleur 107 comporte des bornes de sortie 107u, 107v et 107w respectivement pour les trois phases "U", 'IV" et "W". Les bornes de sortie 107u, 107v et 107w sont connectées respectivement aux enroulements de la phase U, de la phase V et de la phase W du moteur à courant alternatif triphasé 109. Des exemples du moteur à courant alternatif triphasé 109 sont un moteur synchrone, un moteur à induction et un moteur sans balai. Des diodes à roues libres ou effet unidirectionnel 2D1, 2D2, 2D3, 2D4, 2D5 et 2D6 sont connectées respectivement entre les collecteurs et les émetteurs des transistors IGBT 101, 102, 103, 104, 105 et 106, selon un montage antiparallèle. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 34 comprend un générateur de signaux de commande 110, un étage d'attaque 115, un générateur de formes d'ondes MID 121, un convertisseur 122 des valeurs de commande, un détecteur 190 de la phase du rotor et un générateur 192 de valeurs de commande des phases. Le dispositif 190 détecte la phase (l'angle de rotation) 0 d'un rotor dans le moteur à courant alternatif triphasé 109. Un premier exemple du détecteur 190 de la phase du rotor inclut des capteurs de courant (non représentés) associés aux connexions entre les bornes de sortie 107u, 107v et 107w du circuit principal 107 de l'onduleur et des enroulements de la phase U, de la phase V et de la phase W du moteur à courant alternatif triphasé 109. Le premier exemple comprend en outre un circuit pour détecter des points d'annulation dans les signaux de sortie des capteurs de courant, et un circuit pour détecter la phase (l'angle de rotation) 0 du rotor dans le moteur à courant alternatif triphasé 109 en réponse aux points d'annulation détectés. Un second exemple du détecteur 190 de la phase du rotor inclut un codeur rotatif ou un résolveur associé au rotor dans le moteur courant alternatif triphasé 109. Le second exemple comprend en outre un circuit pour détecter la phase (l'angle de rotation) 0 du rotor en réponse au signal de sortie du codeur rotatif ou du résolveur. Le générateur 192 des valeurs de commande des phases reçoit une information représentant les conditions de commande du moteur à courant alternatif triphasé 109. Le générateur 192 des valeurs de commande des phases ajoute une grandeur d'avance ou une grandeur de retard la phase détectée 0 du rotor en réponse aux conditions de commande du moteur, ce qui modifie la phase détectée 0 du rotor en fournissant une valeur de commande de phase 0*. Le générateur 192 des valeurs de commande de phase informe le générateur 110 des valeurs de commande et le convertisseur 122 des valeurs de commande de la valeur de commande de la phase 0* on notera que la valeur 0* de commande de la phase, qui est indiquée au générateur 110 des valeurs de commande et au convertisseur 122 des valeurs de commande, peut être remplacée par la phase détectée 0 du rotor. Le générateur 110 des valeurs de commande est formé par exemple par un dispositif DSP (processeur de signaux numériques) ou par un dispositif similaire qui fonctionne conformément à un programme mémorisé dans sa mémoire interne. Le programme est conçu de manière à permettre au générateur 110 des valeurs de commande de mettre en oeuvre des processus mentionnés plus loin. Le générateur 110 des valeurs de commande détermine une valeur de commande de tension de base U* pour la phase U, une valeur de commande de tension de base V* pour la phase V et une valeur de commande de tension de base W* pour la phase W en réponse la valeur 0* de commande de la phase. Le générateur 110 des valeurs de commande signale au convertisseur 122 des valeurs de commande les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. De façon spécifique, le générateur 110 des valeurs de commande rend la phase de la valeur de commande de tension de base U* égale à la phase de la valeur de commande de phase 6*. Le générateur 110 des valeurs de commande retarde la phase de la valeur de commande de tension de base V* par rapport à la phase de la valeur de commande de tension de base de U*, et ce de 2n/3. Le générateur 110 des valeurs de commande avance la phase de la valeur de commande de tension de base W* de 2n/3 à partir de la phase de la valeur de commande de tension de base U*. De préférence les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* sont reliées à la valeur de commande de phase 0* par les relations suivantes: U* = Va. sin (0 *) V* = Va.sin(0* - 2n/3) W* = Va.sin(0* + 2n/3) Va désignant un paramètre pour modifier les niveaux d'amplitude des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. Le générateur de formes d'ondes MIW 121 est similaire au générateur de formes d'ondes MIW 22 sur les figures 12 et 13. Le générateur de formes d'ondes MIW 121 envoie des premier et second signaux d'horloge 2ckl et 2ck2 au convertisseur 122 des valeurs de commande. Comme cela est représenté sur la figure 35, la période du premier signal d'horloge 2ckl est égale au double de la période d'une onde porteuse triangulaire dans le générateur de formes d'ondes MID 121. L'état logique du premier signal d'horloge 2ckl varie chaque fois que l'onde porteuse tombe à -1 (le minimum). Le second signal d'horloge 2ck2 présente un retard de phase de 90 par rapport au premier signal d'horloge 2ck1. Le convertisseur 122 des valeurs de commande est formé par exemple par un dispositif DSP ou un dispositif similaire qui fonctionne conformément un programme mémorisé dans la mémoire ROM interne. Le programme est conçu de manière à permettre au convertisseur 122 des valeurs de commande d'exécuter des processus mentionnés plus loin. Le convertisseur 122 des valeurs de commande produit une valeur de commande de tension finale U** pour la phase U, une valeur de commande de tension finale V** pour la phase V et une valeur de commande de tension finale W** pour la phase W en réponse aux valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* et à la valeur de commande de phase 0*. Le convertisseur 122 des valeurs de commande signale au générateur 121 de formes d'ondes MID les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**. Le générateur 121 des formes d'ondes MID produit signaux de commande de base G1' , G2' , G3' , G4' , G5' et G6' en réponse aux valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**. Le générateur de formes d'ondes MID 121 délivre les signaux de commande de base G1'-G6' à l'étage d'attaque 115. L'étage d'attaque 115 inclut des optocoupleurs servant à produire des signaux de commande finals G1, G2, G3, G4, G5 et G6 en réponse aux signaux de commande de base G1', G2', G3', G4', G5' et G6'. L'étage d'attaque 115 envoie les signaux de commande finals Gl, G2, G3, G4, G5 et G6 respectivement aux grilles des transistors IGBT 101, 102, 103, 104, 105 et 106. La relation de base entre la valeur de commande de tension finale U**, les états des transistors IGBT 101 et 102 et la tension associée envoyée au moteur à courant alternatif triphasé 109 est la suivante. La branche de la phase U dans le circuit principal formant onduleur 107 comporte les transistors IGBT 101 et 102. Lorsque la valeur de commande de tension finale U** est supérieure au niveau de l'onde porteuse, le transistor IGBT 101 est dans son état conducteur et le transistor IGBT 102 est dans son état bloqué de sorte que la tension sur le côté positif de la batterie 108 est transmise à l'enroulement de la phase U du moteur à courant alternatif triphasé 109. D'autre part, lorsque la valeur de commande de tension finale U** est inférieure au niveau de l'onde porteuse, le transistor IGBT 101 est dans son état bloqué et le transistor IGBT 102 est dans son état conducteur de sorte que la tension sur le côté négatif de la batterie 108 est transmise à l'enroulement de la phase U du moteur à courant alternatif triphasé 109. Par conséquent pendant chaque période de l'onde porteuse, la tension sur le côté positif de la batterie 108 continue à être transmise à l'enroulement de la phase U du moteur à courant alternatif triphasé 109 uniquement pendant un intervalle de temps proportionnel à la valeur de commande de tension finale U**. La relation de base entre la valeur de commande de tension finale V**, les états des transistors IGBT 103 et 104 et la tension associée envoyée au moteur à courant alternatif triphasé 109 est similaire à la relation de base indiquée précédemment pour la phase U. En outre la relation de base entre la valeur de commande de tension finale W**, les états des transistors IGBT 105 et 106 et la tension associée envoyée au moteur à courant alternatif triphasé 109 est similaire à la relation de base indiquée précédemment pour la phase U. Par conséquent la tension sur le côté positif de la batterie 108 et la tension sur le côté négatif de la batterie sont transmises sélectivement aux enroulements de la phase V et de la phase W du moteur à courant alternatif triphasé 109 en réponse aux valeurs de commande de tension finales V** et W**. Chacune des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* et des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** est une variable comprise entre -1 et +1. Dans le cas où chacune des valeurs de commande de tension U*, V*, W*, U**, V** et W** est représentée par l'élément de données à 8 bits, 256 valeurs de tension également espacées sont réglées dans la gamme comprise entre -1 et +1. Les 256 états différents de l'élément de données à 8 bits, c'est-à-dire les 256 nombres différents (0-255) qui peuvent être représentés par l'élément de données à 8 bits, sont affectés aux 256 valeurs de tension respectives dans un ordre régulier. Le nombre à 8 bits "0" correspond à la valeur de tension 11-1". Le nombre à 8 bits "255" correspond à la valeur de tension 11+1". Le nombre à 8 bits "127" correspond à la valeur de tension "0". Lorsque la valeur de commande de tension finale U** est égale à -1, le pourcentage de modulation du signal MID de la phase U est 0 % et également le taux d'impulsions de ce signal est 0 %. Par conséquent dans ce cas les transistors IGBT 101 et 102 pour la phase U n'exécutent aucune commutation. Lorsque la valeur de commande de tension finales U** est égale à +l, le pourcentage de modulation du signal MID de la phase U est égal à 100 % et également le taux d'impulsions de ce signal est égal à 100 %. Par conséquent dans ce cas les transistors IGBT 101 et 102 pour la phase U n'exécutent aucune commutation. Lorsque la valeur de commande de tension finale V** est égale à -1, le pourcentage de modulation du signal MID de la phase V est 0 % et de même le taux d'impulsions de ce signal est égal à 0 %. Par conséquent dans ce cas les transistors IGBT 103 et 104 pour la phase V n'exécutent aucune commutation. Lorsque la valeur de commande de tension finale V** est égale à +1, le pourcentage de modulation du signal MID de la phase V est égal à 100 % et également le taux d'impulsions de ce signal est égal à 100 %. Par conséquent, dans ce cas, les transistors IGBT 103 et 104 pour la phase V ne réalisent aucune commutation. Lorsque la valeur de commande de tension finale W** est égale à -1, le pourcentage de modulation du signal MID de la phase W est égal à 0 % et également le taux d'impulsions de ce signal est égal à 0 %. Par conséquent dans ce cas les transistors IGBT 105 et 106 pour la phase W ne réalisent aucune commutation. Lorsque la valeur de commande de tension W** est égale à +1, le pourcentage de modulation du signal MID de la phase W est 100 % et également le taux d'impulsions de ce signal est égal 100 %. Par conséquent dans ce cas les transistors IGBT 105 et 106 pour la phase W ne réalisent aucune commutation. Les figures 36-42 représentent un organigramme d'un programme pour le convertisseur 122 des valeurs de commande. En référence aux figures 36-42, un premier pas 2A1 du programme détermine ou lit les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* et la valeur de commande de phase 0*. Un pas 2A2, qui intervient à la suite du pas 2A1, détermine si la valeur de commande de phase 0* est située ou non entre un angle électrique "n/6 - @" et un angle électrique "n/6 + Q11. En d'autres termes le pas 2A2 déter mine si la valeur de commande de phase q* est située ou non dans une plage prédéterminée d'angles électriques @ centrée sur n/6. Ici "@" désigne une valeur prédéterminée de phase de référence. Lorsque la valeur de commande de phase 0* est comprise entre l'angle électrique "n/6 - @" et l'angle electrique "n/6 + @", le programme avance du pas 2A2 à un pas 2A10. Sinon le programme avance du pas 2A2 à un pas 2A3. Le pas 2A3 détermine si la valeur de commande de phase 0* comprise ou non entre un angle électrique "n/2 - @" et un angle électrique "n/2 + #'1. En d'autres termes le pas 2A2 détermine si la valeur de commande de phase 0* est située ou non dans une plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur n/2 (3n/6). Lorsque la valeur de commande de phase 6* est située entre l'angle électrique "n/2 - @" et l'angle électrique "7z/2 + @", le programme avance du pas 2A2 à un pas 2A17. Sinon le programme avance du pas 2A3 à un pas 2A4. Le pas 2A4 détermine si la valeur de commande de phase 8* est comprise entre un angle électrique "5n/6 et un angle électrique "5n/6 + @". En d'autres termes le pas 2A4 détermine si la valeur de commande de phase 8* est située ou non dans une. plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur 5n/6. Lorsque la valeur de commande de phase 8* est située entre l'angle électrique "5n/6 - @" et l'angle électrique "5n/6 + @", le programme avance du pas 2A4 un pas 2A24. Sinon le programme avance du pas 2A3 à un pas 2A5. Le pas 2A5 détermine si la valeur de commande de phase 6* est comprise ou non entre un angle électrique "7n/6 - @" et un angle électrique "7n/6 + @". En d'autres termes, le pas 2A5 détermine si la valeur de commande de phase 6* est située ou non dans une plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur 7n/6. Lorsque la valeur de commande de phase A* est située entre l'angle électrique "7n/6 - @" et l'angle électrique "7n/6 + @", le programme avance du pas 2A5 un pas 2A31. Sinon le programme avance du pas 2A5 à un pas 2A6. Le pas 2A6 détermine si la valeur de commande de phase 8* est située ou non entre un angle électrique "3n/2 - @" et un angle électrique "3n/2 + @". En d'autres termes, le pas 2A6 détermine si la valeur de commande de phase 8* est située ou non dans une plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur 3n/2 (9n/6). Lorsque la valeur de commande de phase 6* est située entre l'angle électrique "3n/2 - @" et l'angle électrique "3n/2 + @", le programme avance du pas 2A6 à un pas 2A38. Sinon le programme avance du pas 2A6 à un pas 2A7. Le pas 2A7 détermine si la valeur de commande de phase 0* est située ou non entre un angle électrique "11n/6 et un angle électrique "11n/6 + @". En d'autres termes le pas 2A6 détermine si la valeur de commande de phase 0* est située dans une plage prédéterminée d'angles electriques +@ centrée sur 11n/6. Lorsque la valeur de commande de phase 0* est comprise entre l'angle électrique "11n/6 - @" et l'angle électrique "22n/6 + @", le programme avance du pas 2A7 à un pas 2A45. Sinon, le programme avance pas 2A7 à un pas 2A8. Le pas 2A8 règle les valeurs commande de tension finale U**, V** et W** égales respectivement aux valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. Après pas 2A8, le programme avance à un pas 2A9. Le pas 2A10 soustrait la valeur de commande de tension de base U* de la valeur de commande de tension de base W*. Le pas 2A10 détermine si le résultat de la soustraction est ou non positif, c'est-à-dire si l'on a ou non W*-U*>0. Lorsque le résultat de la soustraction est positif, le programme avance du pas 2A10 un pas 2A11. Sinon le programme avance du pas 2A10 à un pas 2A14. Le pas 2A11 détermine si le premier signal horloge 2ckl est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lors que le premier signal d'horloge de ckl est "1", le programme avance du pas 2A1 à un pas 3A12. Sinon le programme avance du pas 2A11 à un pas 2A13. Le pas 2A12 règle les valeurs de commande de tension finale U** et W** sur +1. Le pas 2A12 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante: V** = V* - W* + 1 A la suite du pas 2A12, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A13 règle la valeur de commande de tension finale W** sur +1. Le pas 2A13 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément l'équation suivante U** = 2(U* - W*) + 1 Le pas 2A13 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base et W* conformément à l'équation suivante V** = V* - W* + 1 A la suite du pas 2A13, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A14 détermine si le premier signal d'horloge 2ckl est ou non "1" (état à niveau haut). Lorsque le premier signal d'horloge 2ckl est "1", le programme avance du pas 2A14 à un pas 2A15. Sinon le programme avance du pas 2A14 à un pas 2A16. Le pas 2A15 règle les valeurs de commande de tension finales U** et W** sur +1. Le pas 2A15 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et U* conformément à l'équation suivante V** = V* - U* +1 la suite du pas 2A15, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A16 règle la valeur de commande de tension finale U** sur +1. Le pas 2A16 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs commande de tension de base V* et U* conformément à l'équation suivante V** = V* + U* + 1 Le pas 2A16 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base W* U* conformément à l'équation suivante: W** = 2(W* + U*) + 1 A la suite du pas 2A16, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A17 soustrait la valeur de commande de tension de base W* de la valeur de commande de tension de base V*. Le pas 2A17 détermine si le résultat de la soustraction est négatif ou non, c'est-à-dire si l'on a ou non V*-W* Le pas 2A18 détermine si le second signal d'horloge 2ck2 est ou non égal à "1" (l'état à niveau haut). Lorsque le second signal d'horloge 2ck2 est "1", le programme avance du pas 2A18 à un pas 2A19. Sinon le programme avance du pas 2A18 à un pas 2A20. Le pas 2A19 règle les valeurs de commande de tension finale V** et W** sur -1. Le pas 2A19 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équation suivante: U** = U* - V* - 1 A la suite du pas 2A19, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A20 règle la valeur de commande de tension finale V** sur -1. Le pas 2A20 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équa tion suivante: U** = U* - V* - 1 Le pas 2A20 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante: W** = 2(W* - V*) - 1 A la suite du pas 2A20, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A21 détermine si le second signal d'hor loge 2ck2 est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lorsque le second signal d'horloge 2ck2 est "1", le programme avance du pas 2A21 à un pas 2A22. Sinon le programme avance du pas 2A21 à un pas 2A23. Le pas 2A22 règle les valeurs de commande de tension finales V** et W** sur -1. Le pas 2A22 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension base U* et W* conformément à l'équation suivante: U** = U* - W* - 1 A la suite du pas 2A22, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A23 règle la valeur de commande de tension finale W** sur -1. Le pas 2A23 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équa tion suivante: U** = U* - W* - 1 Le pas 2A23 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante. U** = U* - W* - 1 A la suite du pas 2A23, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A24 soustrait la valeur de commande de tension de base V* de la valeur de commande de tension de base U*. Le pas 2A24 détermine si le résultat de la soustraction est positif ou non, c'est à-dire si l'on a ou non U*-V*>0. Lorsque le résultat de la soustraction est positif, le programme avance du pas 2A24 à un pas 2A25. Sinon le programme avance du pas 2A24 à un pas 2A28. Le pas 2A25 détermine si le premier signal d'horloge 2ckl est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lorsque le premier signal d'horloge ckl est "i", le programme avance du pas 2A25 à un pas 2A26. Sinon le programme avance du pas 2A25 à un pas 2A27. Le pas 2A26 règle les valeurs de commande de tension finales U** et V** sur +1. Le pas 2A26 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équation suivante W** = W* - U* + 1 A la suite du pas 2A26, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A27 règle la valeur de commande de tension finale sur +1. Le pas 2A27 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équa tion suivante: V** = 2(V* - U*) + 1 Le pas 2A27 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équation suivante: W** = W* - U* + 1 A la suite du 2A27, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A28 détermine si le premier signal d'hor loge 2cki est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lorsque le premier signal d'horloge 2ckl est "1", le programme avance du pas 2A28 à un pas 2A29. Sinon le programme avance du pas 2A28 à un pas 2A30. Le pas 2A29 règle les valeurs de commande de tension finale U** et V** sur +1. Le pas 2A29 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base V** et W** conformément à l'équation suivante: W** = W* - V* + 1 A la suite du pas 2A29, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A30 règle la valeur de commande de tension finale V** sur +1. Le pas 2A30 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équa tion suivante: U** = 2(U* - V*) + 1 Le pas 2A30 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base W* et V* conformément à l'équation suivante: W** = W* - V* + 1 A la suite du pas 2A30, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A31 soustrait la valeur de commande de tension de base U* de la valeur de commande de tension de base Le pas 2A31 détermine si le résultat de la soustraction est négatif ou non, c'est-à-dire si l'on a ou non W*-U* Le pas 2A32 détermine si le second signal d'hor loge 2ck2 est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lorsque le second signal d'horloge 2ck2 est "1", le programme avance du pas 2A32 à un pas 2A33. Sinon le programme avance du pas 2A32 à pas 2A34. Le pas 2A33 règle les valeurs commande de tension finale U** et W** sur -1. Le pas 2A33 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante V** = V* - W* - 1 Après l'étape 2A33, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A34 règle la valeur de commande de tension finale W** sur -1. Le pas 2A34 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équa tion suivante U** = 2(U* - W*) - 1 Le pas 2A34 calcule la valeur de commande de tension finale V* à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante: V** = V* - W= - 1 A la suite du pas 2A34, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A35 détermine si le second signal d'horloge 2ck2 est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lorsque le second signal d'horloge 2ck2 est "1", le programme avance du pas 2A35 à un pas 2A36. Sinon le programme avance du pas 2A35 à un pas 2A37. Le pas 2A36 règle les valeurs de commande de tension finales U** et W** sur -1. Le pas 2A36 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base U* V* conformément à l'équation suivante V** = V* - U* - 1 la suite du pas 3A36, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A37 règle la valeur de commande de tension finale U** sur -1. Le pas 2A37 calcule la valeur de commande tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équa tion suivante: V** = V* - U* - 1 Le pas 2A37 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U* W* conformément à l'équation suivante: W** = 2(W* - U*) - 1 A la suite du pas 2A37, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A38 soustrait la valeur de commande de tension de base W* de la valeur de commande de tension de base V*. Le pas 2A38 détermine si ou non le résultat de la soustraction est positif, c'est-à-dire si l'on a ou non V*- W*>0. Lorsque le résultat de la soustraction est positif, le programme avance du pas 2A38 à un pas 2A39. Sinon le programme avance du pas 2A38 à un pas 3A42. Le pas 2A39 détermine si le premier signal d'horloge 2ckl est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lorsque le premier signal d'horloge 2ckl est "1", le programme avance du pas 2A39 à un pas 3A40. Sinon le programme avance du pas 2A39 à un pas 3A41. Le pas 3A40 règle les valeurs de commande de tension finales V** et W** sur +1. Le pas 2A40 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équation suivante: U** = U* - V* + 1 A la suite du pas 2A40, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A41 règle la valeur de commande de tension finale V** sur +1. Le pas 2A41 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base et V* conformément à l'équa tion suivante: U** = U* - V* + 1 Le pas 2A41 calcule la valeur de commande de tension finale W* à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante W** = 2(W* - V*) + 1 A la suite du pas 2A41, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A42 détermine si le premier signal d'hor loge 2ckl est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lorsque le premier signal d'horloge 2ckl est "1", le programme avance du pas 2A42 à un pas 2A43. Sinon le programme avance du pas 2A42 à un pas 2A44. Le pas 2A43 règle les valeurs de commande de tension finale V** et W** sur +1. Le pas 2A43 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équation suivante U** = U* - W* + 1 A la suite du pas 2A43, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A44 règle la valeur de commande de tension finale W** sur +1. Le pas 2A44 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U** et W** conformément à l'équation suivante: U** = U* - W* + 1 Le pas 2A44 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante: V** = 2(V* - W*) + 1 A la suite du pas 2A44, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A45 soustrait la valeur de commande de tension de base V* de la valeur de commande de tension de base U*. Le pas 2A45 détermine si le résultat de la soustraction est négatif ou non, c'est-à-dire si l'on a ou non U*-V* Le pas 2A46 détermine si le second signal d'horloge 2ck2 est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lorsque le second signal 2ck2 est "1", le programme avance du pas 3A46 à un pas 2A47. Sinon le programme avance du pas 2A46 à un pas 2A48. Le pas 2A47 règle les valeurs de commande de tension finale U** et V** sur -1. Le pas 2A47 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équation suivante: W** = W* - U* - 1 A la suite du pas 2A47, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A48 règle la valeur de commande de tension finale U** sur -1. Le pas 2A48 calcule la valeur de commande de tension finale V* à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équation suivante: V** = 2(V* - U*) - 1 Le pas 2A48 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équation suivante: W** = W* - U* - 1 A la suite du pas 2A48, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A49 détermine si le second signal d'hor loge 2ck2 est ou non "1" (l'état à niveau haut). Lorsque le second signal d'horloge 2ck2 est "1", le programme avance du pas 2A49 à un pas 2A50. Sinon le programme avance du pas 2A49 à un pas 2A51. Le pas 2A50 règle les valeurs de commande de tension finales U** et V** sur -1. Le pas 2A50 calcule la valeur de commande de tension finale W** partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformé ment l'équation suivante: ._ W** = W* - V* - 1 A la suite du pas 2A50, le programme avance au pas 2A49. Le pas 2A51 règle la valeur de commande de tension finale V** sur -1. Le pas 2A51 calcule la valeur de commande de tension finale U** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équa tion suivante: U** = 2(U* - V*) - 1 Le 2A51 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante: W** = W* - V* - 1 A la suite du pas 2A51, le programme avance au pas 2A9. Le pas 2A9 délivre les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** au générateur 121 de formes d'ondes MID. A la suite du pas 2A9, le programme revient au pas 2A1. Les plages déterminées d'angles électriques utilisées lors des pas 2A2, 2A3, 2A4, 2A5, 2A6 et 2A7 sont centrées respectivement sur x/6, x/2 (3x/6), 5x/6, 7n/6, 3x/2 (9x/2) et 11n/6. Comme cela est représenté sur la figure 43, dans ces plages déterminées d'angles électriques, deux des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* sont approximativement ou sensiblement égales entre elles. La largeur des plages prédéterminées d'angles électriques est déterminée par la valeur de phase de référence prédéterminée La figure 44 représente un exemple de conditions dans le domaine temporelle de l'onde porteuse et des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. La figure 45 représente partie de la figure 44, qui est désignée par la flèche F45. La figure 46 représente des conditions dans le domaine temporel pour l'onde porteuse, le second signal d'horloge 2ck2 et les valeurs de commande finales U**, V** et W** produites à partir des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* sur la figure 45. Pour une compréhension aisée, la période de l'onde porteuse représentée sur les figures 44-46 est supérieure à la période actuelle. Pendant une plage temporelle située au niveau et à proximité l'intersection de deux des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*, les deux valeurs de commande de tension de base sont proches l'une de l'autre. En référence aux figures 44-46, dans une plage temporelle dans laquelle les valeurs de commande de tension de base V* et W* sont proches l'une de l'autre et la valeur de commande de tension de base U* est positive, les premiers intervalles de temps de conversion "b", "dl' et Tifiq alternent avec des seconds intervalles de temps de conversion "a", "c", "e" et "g" (voir figure 46). Pendant les premiers intervalles de temps de conversion "b", "d" et "f", pour lesquels le second signal d'horloge 2ck2 est "1", les valeurs de commande de tension finale V** et W** sont fixées à -1 (le minimum) de sorte qu'une modulation sur une phase est exécutée en réponse à la valeur de commande de tension finale U**. Pendant les seconds intervalles de temps de conversion "a" et "c", pour lesquels le second signal d'horloge 2ck2 est "0", seule la valeur de commande de tension finale V** est fixée à -1 (le minimum) de sorte qu'une modulation sur deux phases est exécutée en réponse aux valeurs de commande de tension finales U** et W**. Pendant les seconds intervalles de temps "e" et "g", pour lesquels le second signal d'horloge 2ck2 est "0", seule la valeur de commande de tension finale W** est fixée à -1 (le minimum) de sorte qu'une modulation sur deux phases est exécutée en réponse aux valeurs de commande de tension finales U** et V**. Par conséquent, une modulation sur une phase et une modulation sur deux phases alternent avec une période égale au double la période de l'onde porteuse. Dans la plage temporelle représentée sur la figure 45, la valeur de commande de phase 0* se situe dans la plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur n/2 (3n/6). Par conséquent le programme sur les figures 36 42 avance du pas 2A3 au pas 2A17. Lorsque le pas 2A17 détermine que l'on a V*-W* Le pas 2A19 regle les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** comme suit: U** = U* - V* - 1 ... (101) V** = W** _ -1 (correspondant au nombre à huit bits "0) ... (102) I1 en résulte que le pourcentage de modulation des signaux MID de la phase V et de la phase W est rendu égal à 0 % et que également leur taux d'impulsions est rendu à 0 $. Par conséquent les transistors IGBT 103, 104, 105 et 106 pour la phase V et la phase W n'exécutent aucune commutation. La valeur de commande de tension finale U** est validée par l'équation (101) pour le maintien de la différence de tension entre lignes entre la phase U et la phase V. Par conséquent, il apparaît un premier intervalle de temps de conversion, pour lequel une modulation sur une phase provoquant la commutation uniquement de la phase U est exécutée. Lorsque le pas 2A18 établit que le second signal d'horloge 2ck2 n'est pas "1", le programme avance au pas 2A20. Le pas 2A20 règle les valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** comme suit U** = U* - V* - 1 ... (103) V** = -1 .. . (104) W** = 2(W* - V*) - 1 ... (105) I1 en résulte que les phases U et W sont le siège d'une commutation alors que la phase V reste non commutée. C'est pourquoi il apparaît un second intervalle de temps de conversion, pour lequel la modulation sur deux phases provoquant une commutation des phases U et W est exécutée. De façon spécifique, la valeur de commande de tension finale W** correspond au double de la différence de tension entre lignes entre la phase W la phase V. Ce réglage de la valeur de commande de tension finale W** sert à compenser la fixation de la valeur W** sur -1 pendant la période immédiatement précédente par rapport à l'onde porteuse. Lorsque le pas 2A17 etablit que l'on a V*-W*>0, le programme avance au pas 2A21. Lorsque le pas 2A21 établit que le second signal d'horloge 2ck2 est "1", le programme avance au pas 2A22. Le pas 2A22 règle les valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** comme suit: U** = U* - W* - 1 ... (106) V** = W** _ -1 Lorsque le pas 2A21 établit que le second signal d'horloge 2ck2 n'est pas "1", le programme avance au pas 2A23. Le pas 2A23 règle les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** comme suit: U** = U* - W* - 1 ... (107) V** = 2(V* - W*)= - 1 ... (108) W** = -1 ... (109) Les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** produites lors des processus mentionnés précédemment sont représentées sur la figure 46.-..-pans l'intervalle de temps "d", les valeurs de commande de tension de base V* et W* se croisent (voir figure 45). Par conséquent, pendant l'intervalle de temps "a" - "c" et pendant la première partie de l'intervalle de temps "d", il se produit une condition telle que V* W*. Pendant les intervalles de temps (les premiers intervalles de temps de conversion) "b", "d" et "f", pour lesquels second signal d'horloge 2ck2 est "1", les valeurs de commande de tension finales V** et W** sont fixées à -1 (le minimum), de sorte qu'une modulation sur une phase est exécutée en réponse à la valeur de commande de tension finale U**. Pendant les seconds intervalles de temps de conversion "a" et "c" pour lesquels le second signal d'horloge 2ck2 est "0", seule la valeur de commande de tension finale V** est fixée à -1 (le minimum), de sorte qu'une modulation sur deux phases est réalisée en réponse aux valeurs de commande de tension finale U** et W**. Pendant les seconds intervalles de temps "e" et "g" pendant lesquels le second signal d'horloge 2ck2 est "0, seule la valeur de commande de tension finale W** est fixée à -1 (le minimum), de sorte que la modulation sur deux phases est exécutée en réponse aux valeurs de commande de tension finale U** et V**. Par conséquent la modulation sur une phase et la modulation sur deux phases alternent sur une période égale au double de la période de l'onde porteuse. *Une plage temporelle, dans laquelle les valeurs de commande de tension de base V* et W* se rapprochent l'une de l'autre et la valeur de commande de tension de base U* est négative, correspond à la plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur 3x/2 (9x/6). Par conséquent, dans cette plage temporelle, le programme représenté sur les figures 36-42 avance du pas 2A6 au pas 2A38. Lorsque le pas 2A38 établit que l'on a V*-W*>0, le programme avance au pas 2A39. Lorsque le pas 2A39 établit que le premier signal d'horloge 2ckl est "1", le programme avance au pas 2A40. Le pas 2A40 règle les valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** comme suit. U** = U* - V* - 1 ... (110) V** = W** _ +1 (correspondant au nombre 8 bits 1125511) ... (111) I1 en résulte que le pourcentage de modulation des signaux MID de la phase V et de la phase W est rendu égal à 100 et que également leur taux d'impulsions est rendu égal à 100 %. Par conséquent les transistors IGBT 103, 104, 105 et pour la phase V et la phase W n'exécutent aucune commutation. La valeur de commande de tension finale U** est validée par l'équation (110) pour le maintien de la différence de tension entre lignes entre la phase U et la phase V. Par conséquent, il apparaît un premier intervalle de temps de conversion, pendant lequel une modulation sur une phase provoquant la commutation uniquement de la phase U est exécutée. Lorsque le pas 2A39 établit que le premier signal horloge 2ckl n'est pas "1", le programme avance au pas 2A41. Le pas 2A41 règle les valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** comme suit U** = U* - V* + 1 ... (112) V** _ +1 ... (113) W** = 2(W* - V*) + 1 ... (114) Il en résulte que les phases U et W sont le siège d'une commutation alors que la phase V reste non commutée. Par conséquent il apparaît un second intervalle de temps de conversion, pour lequel la modulation sur deux phases provoquant une commutation des phases U et W est mise en oeuvre. De façon spécifique, la valeur de commande de tension finale W** correspond au double de la différence de tension entre lignes entre la phase W et la phase V. Les résultats positifs des déterminations effec tuées lors des pas 2A2-2A7 concernent les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* comme suit: 2A2 : U = W, V 0 U = V, W 0 2A6 : V = W, U 0 signifiant "approximativement ou sensiblement égal". Dans le cas où la détermination faite lors du pas 2A2 fournit un résultat positif et où on a W*>U*, le programme sur les figures 36-42 avance au pas 2A12 ou au pas 2A13. Le pas 2A12 (le premier intervalle de temps de conversion règle les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** comme suit: U** _ +1 ... (115) V** = V* - W* + 1 ... (116) W** _ +1 ... (117) D'autre part le pas 2A13 (le second intervalle de temps de conversion) règle les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** comme suit: U** = 2(U* - W*) + 1 ... (118) V** = V* - W* + 1 ... (119) W** _ +1 ... (120) Dans le cas où la détermination faite lors du pas 2A2 fournit un résultat positif et où on a W* U*, le programme des figures 36-42 avance au pas 2A33 ou au pas 2A34. Le pas 2A33 (le premier intervalle de temps de conversion) règle les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** comme suit: U** = -1 ... (127) V** = V* - W* - 1 ... (128) W** = -1 ... (129) D'autre part, le pas 2A34 (le second intervalle de temps de conversion) règle les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** comme suit: U** = 2(U* - W*) - 1 ... (130) V** = V* - W* - 1 ... (131) W** _ -1 ... (132) Dans le cas où la détermination faite par le pas 2A5 fournit un résultat positif et où on a W*>_U*, le programme sur les figures 36-42 avance au pas 2A36 ou au pas 2A37. Le pas 2A36 (le premier intervalle de temps de conversion) règle les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** comme suit: U** = -1 ... (133) V** = V* - U* - 1 ... (134) W** = -1 ... (135) D'autre part, le pas 2A37 (le second intervalle de temps de conversion) règle les valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** comme suit: U* _ -1 ... (136) V** = V* - U* - 1 ... (137) W** = 2(W* - U*) - 1 ... (138) Dans le cas où la détermination faite lors du pas 2A4 fournit un résultat positif et où l'on a U*>V*, le programme des figures 36-42 avance au pas 2A26 ou au pas 2A27. Le pas 2A26 (le premier intervalle de temps de conversion) règle les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** comme suit: U** _ +1 ... (139) V** _ +1 ... (140) W** = W* - U* +1 ... (141) D'autre part, le pas 2A27 (le second intervalle de temps de conversion) règle la valeur de commande de tension finale U**, V** et W** comme suit: U** = +1 ... (142) V** = 2(V* - U*) + 1 ... (143) W** = W* - U* + 1 ... (144) Dans le cas la détermination faite lors du pas 2A4 fournit un résultat positif et où l'on a U* V*, le programme sur les figures 36-42 avance au pas 2A50 ou au pas 2A51. Le pas 2A50 (le premier intervalle de temps de conversion) règle une valeur de commande de tension finale U**, V** et W** comme suit: U** = -1 ... (157) V** = -1 ... (158) W** = W* - V* - 1 ... (159) D'autre part le pas 2A51 (le second intervalle de temps de conversion) règle les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** comme suit: U** = 2(U* - V*) - 1 ... (160) V* = -1 ... (161) W** = W* - V* - 1 ... (162) Dans le cas où toutes les déterminations effectuées lors des pas 2A2-2A7 fournissent des résultats négatifs, le programme des figures 36-42 avance au pas 2A8. Le pas 2A8 règle respectivement les valeurs de commande de tension finales 8**, V** et W** sur les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. A la suite du pas 2A8, le programme avance au pas 2A9. Le programme 2A9 délivre les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** au générateur 121 de formes d'ondes MID. La figure 47 représente un exemple des conditions dans le domaine temporel des valeurs de commande de tension U*, V*, W*, U**, V** et W**. En référence à la figure 47, les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* varient avec des sinusoïdes en forme de courbes unies, tandis que les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** varient sous la forme de formes d'ondes dentelées, dont les lignes de base reproduisent les sinusoïdes des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. Conformément la vingt-sixième forme de réalisation de la présente invention, lorsque deux des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* sont proches les unes des autres, le convertisseur 122 des valeurs de commande permet l'alternance d'une modulation sur une phase et d'une modulation sur deux phases. La modulation sur une phase est affectée aux premiers intervalles de temps de conversion tandis que la modulation sur deux phases est affectée aux seconds intervalles de temps de conversion. La modulation sur une phase est mise en oeuvre en fixant deux des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** sur +1 (le maximum) ou sur -1 (le minimum). La modulation sur deux phases est exécutée en fixant l'une des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** sur +1 (le maximum) ou sur -1 (le minimum). De préférence les premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion ont des durées égales. Par conséquent le taux d'occupation du temps ou rapport des durées des premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion est égal à "1:1". Un exemple de traitements pendant les premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion est le suivant. Pendant chaque premier intervalle de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finales V** et W** sont fixées sur le maximum ou le minimum alors que la valeur de commande de tension finale U** est réglée de manière à maintenir la différence de tension entre lignes entre la phase U et la phase V. Pendant chaque second intervalle de temps de conversion, la valeur de commande de tension finale V** est fixée sur le maximum ou sur le minimum, tandis que la valeur de commande de tension finale U** est réglée de manière à maintenir la différence de tension entre les lignes entre la phase U et la phase V. outre valeur de commande de tension finale W** est réglée sur le double de la différence de tension entre lignes entre la phase W et la phase V. Par conséquent, la vingt-sixième forme de réalisation de l'invention permet de réduire la fréquence de la commutation des transistors IGBT 101-106 par rapport à un agencement de l'art antérieur. Dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, l'une des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** est reglée de manière à compenser une distorsion des formes d'ondes (un manque de différence de tension entre lignes) qui serait provoquée par la fixation d'au moins l'une des autres valeurs de commande de tension finales. Par conséquent les formes d'ondes de courants de phase envoyées au moteur à courant alternatif triphasé 109 présentent des distorsions plus faibles. Par conséquent le moteur à courant alternatif triphasé 109 peut être commandé avec un niveau de vibration plus faible et un niveau de bruit plus faible. Vingt-septième forme de réalisation La figure 48 représente un dispositif formant convertisseur de puissance (un dispositif formant onduleur) conforme à une vingt-septième forme de réalisation de la présente invention. Le dispositif formant convertisseur de puissance de la figure 48 est similaire au convertisseur de puissance de la figure 34 hormis les modifications d'agen cement mentionnées ci-après. Le dispositif formant convertisseur de puissance la figure 48 comprend un capteur de courant 123 et un convertisseur 124 des valeurs de commande. Le capteur de courant 123 est associé à une connexion entre la borne de sortie 107u du circuit principal formant onduleur 107 et l'enroulement de phase U du moteur courant alternatif triphasé 109. Le capteur de courant 123 détecte le courant de la phase Iu circulant depuis le circuit principal formant onduleur 107 pour pénétrer dans le moteur à courant alternatif triphasé 109. Le capteur de courant 123 signale au convertisseur 124 des valeurs de commande la valeur lu du courant détecté de la phase U. Le convertisseur 124 des valeurs de commande remplace le convertisseur 122 des valeurs de commande (voir figure 34). Le convertisseur 124 des valeurs de commande est formé par exemple par un dispositif DSP ou un dispositif similaire qui fonctionne conformément à un programme mémorisé dans sa mémoire interne ROM. Le programme est conçu de manière à permettre au convertisseur 124 des valeurs de commande d'exécuter des traitements mentionnés plus ci-après. Le convertisseur 124 des valeurs de commande produit une valeur de commande de tension finale U** pour la phase U, une valeur de commande de tension finale V** pour la phase V et une valeur de commande de tension finale W** pour la phase W en réponse aux valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*, la valeur de commande de phase 0* et la valeur lu du courant de la phase U. Le convertisseur 124 des valeurs de commande signale au générateur de formes d'ondes MID 121 les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**. La figure 49 est un organigramme d'une partie d'un programme pour le convertisseur 124 des valeurs de commande. En référence à la figure 49, un premier pas 2B0 du programme détermine ou lit les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* et la valeur de commande de phase 0*. Un bloc 2B1 intervenant à la suite du pas 2B0 détermine ou lit la valeur Iu du courant de la phase U. Le bloc 2B1 détermine une grandeur de variation de phase "a" sur la base de la valeur lu du courant de la phase U. A la -te du bloc 2B1, le programme avance à un pas 2B2. Le pas 2B2 détermine si la valeur de commande de phase 6" est située ou non entre un angle électrique "n/6 - + a" et un angle électrique "a/6 + @ + a". En d'autres termes le pas 2B2 détermine si la valeur de commande de phase 6* se situe ou non dans une plage déterminée d'angles électriques +@ centrés sur n/6 + a. Ici "@" désigne une valeur de phase de référence prédéterminée. Lorsque la valeur de commande de phase 8* est comprise entre l'angle electrique "n/6 - @ + a" et l'angle électrique "a/6 + @ + a", le programme avance du pas 2B2 à un étage similaire à 1 partie de programme sur la figure 37. Cet étage est suivi par le pas 2B9. Lorsque la valeur de commande de phase 6* n'est pas comprise entre l'angle électrique "n/6 - @ + et l'angle électrique "n/6 + @ + a", le programme avance du pas 2B2 à un pas 2B3. Le pas 2B3 détermine si la valeur de commande de phase 8* est située ou non entre un angle électrique "n/2 - + a" et un angle électrique "n/2 + @ + a". En 'autres termes le pas 2B3 détermine si la valeur de commande de phase 6* est située ou non dans une plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur n/2 + a (3n/6 + a). Lorsque la valeur de commande de phase 6* est comprise entre l'angle électrique "n/2 - @ = a" et l'angle électri que "n/2 + @ + a", le programme avance du pas 2B3 à un étage similaire à la partie de programme de la figure 38. Cet étage est suivi par le pas 2B9. Lorsque la valeur de commande de phase 6* n'est pas située entre 'angle électrique "n/2 - @ + a" et l'angle électrique "n/2 + @ + a", le programme avance du pas 2B3 à un pas 2B4. Le pas 2B4 détermine si la valeur de commande de phase 6* est comprise ou non entre un angle électrique "5n/6 - @ + a" et un angle électrique "5n/6 + @ + a". En d'autres termes, le pas 2B4 détermine si la valeur de commande de phase 6* est située ou non dans une plage prédéterminée d'angles électriques +@ centres sur 5n/6 + a. Lorsque la valeur de commande de phase 0* est comprise entre l'angle électrique "5n/6 - @ + a" et l'angle électrique "5n/6 + @ + a" le programme avance du pas 2B4 à l'étage similaire à la partie de programme la figure 39. Cet étage est suivi par le pas 2B9. Lorsque la valeur de commande de phase 0* n'est pas située entre l'angle électrique "5n/6 - @ + a" et l'angle électrique "5n/6 + @ + le programme avance du pas 2B4 à un pas 2B5. Le pas 2B5 détermine si la valeur de commande de phase 0* est située ou non entre un angle électrique "7n/6 - @ + a" et un angle électrique "7n/6 + @ + @". En d'autres termes le pas 2B5 détermine si la valeur de commande de phase 0* est située ou non dans une plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur 7n/6 + a. Lorsque la valeur de commande de phase 0* est comprise entre l'angle électrique "7n/6 - @ + a" et l'angle électrique "7n/6 + @ + le programme avance du pas 2B5 jusqu'à un étage similaire à la partie de programme de la figure 40. Cet étage est suivi par le pas 2B9. Lorsque la valeur de commande de phase 0* n'est pas située entre l'angle électrique "7n/6 - @ + a" et l'angle électrique "7n + + a", le programme avance du pas 2B5 à un pas 2B6. Le pas 2B6 détermine si la valeur de commande de phase 0* est comprise ou non entre l'angle électrique "3n/2 - @ + a" et un angle électrique "3n/2 + @ + a". En d'autres termes, le pas 2B6 détermine si la valeur de commande de phase 0* est située ou non dans une plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur 3n/2 + a (9n/6 + (x). Lorsque la valeur de commande de phase 0* est comprise entre l'angle électrique "3n/2 - @ + a" et l'angle électrique "3n/2 + @ + a", le programme avance du pas 2B6 à un étage similaire à la partie de programme sur la figure 41. Cet étage est suivi par le pas 2B9. Lorsque la valeur de commande de phase 9* n'est pas comprise entre l'angle électrique "3n - @ + a" et l'angle électrique "3n/2 + @ + a", le programme avance du pas 2B6 un pas 2B7. Le pas 2B7 détermine si la valeur de commande de phase 0* est comprise entre un angle électrique "11n/6 + a" et un angle électrique "11n/6 + @ + a". En d'autres termes le pas 2B7 détermine si la valeur de commande de phase 0* est située ou non dans une plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur 11n/6 + a. Lorsque la valeur de commande de phase 0* est comprise entre l'angle électrique "11n - @ + a" et l'angle électrique "11n/6 + @ + a", le programme avance du pas 2B7 à un étage similaire à la partie de programme sur la figure 42. Cet étage est suivi par le pas 2B9. Lorsque la valeur de commande de phase 8* n'est pas comprise entre l'angle électrique "11n/6 + a" et l'angle électrique "11n/6 + + (i ", le pro gramme avance du pas 2B7 à un pas 2B8. Le pas 2B8 règle les valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** respectivement égales aux valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*. A la suite du pas 2B8, le programme avance au pas 2B9. Le pas 2B9 délivre les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** au générateur de formes d'ondes MID 121. A la suite du pas 2B9, le programme revient au pas 2B0. Comme cela est représente sur la figure 50, le bloc 2B1 comprend les pas EC1, EC2, EC3, EC4, EC5, EC6 et EC7. Le pas EC1 succède au pas 2B0 sur la figure 49. Le pas EC1 détermine ou lit la valeur Iu du courant de la phase U. Le pas EC2, qui succède pas EC1, convertit la valeur Iu du courant de la phase U en une phase DIU du courant de sortie. Un exemple des détails du pas EC2 est le suivant. La valeur Iu du courant de la phase U présente une forme d'onde approximativement sinusoïdale. Le pas EC2 mémorise le pic de la valeur Iu du courant de la phase U (l'amplitude maximale du courant de la phase U) en tant que valeur de référence. Le pas EC2 calcule le rapport de la valeur présente Iu du courant de la phase U à la valeur de référence. Le pas EC2 convertit la valeur Iu du courant de la phase U en la phase 8IU du courant de sortie conformément au rapport calculé. Le pas EC3, qui succède au pas EC2, règle une tension de phase 6VU* sur la valeur de commande de phase 8*. Le pas EC3 calcule la différence de phase tension courant d9 entre la phase de tension AVU* et la phase de courant 9IU conformément à 'équation suivante 06 = eVU* - 9IU ... (163) Le pas EC4, qui intervient à la suite du pas EC3, calcule la quantité de variation de phase "a" à partir de la différence de phase tension - courant AA conformément à l'équation suivante a = 08 - x/2 ... (164) Le pas EC5, qui intervient à la suite du pas EC4, calcule la valeur absolue (al de la grandeur de variation de phase "a". Le pas EC5 compare la valeur absolue Iii à une limite supérieure amax. Lorsque la valeur absolue (al est supérieure à la limite supérieure amax, le programme avance du pas EC5 à un pas EC7. Sinon le programme avance du pas EC5 à un pas EC6. Le pas EC6 utilise la grandeur de variation de phase "a" telle quelle. De façon spécifique, le pas EC6 exécute l'instruction telle que "a = a". A la suite du pas EC6, le programme avance au pas 2B2 sur la figure 49. Le pas EC7 limite la grandeur de variation de phase "a" à la limite supérieure amax conformément à la relation suivante. a = a.amax/lal ... (165) dans laquelle le facteur 1a1" fournit le signe de la grandeur de variation de phase finale "a". A la suite du pas EC7, le programme avance au pas 2B2 sur la figure 49. La figure 51 représente un exemple de conditions dans le domaine temporel d'une valeur de commande de tension finale U** produite en l'absence de correction en réponse à la grandeur de variation de phase "a", d'un courant Iu de phase U de sortie et d'une valeur de commande de tension finale U** produite en présence d'une correction en réponse à la grandeur de variation de phase "a" égale à -71/6. D'une manière générale, la phase d'une tension du moteur tend à avance par rapport à celle d'un courant du moteur. Sur la figure 51, la valeur de commande de tension non corrigée U** présente une avance de phase de n/6 par rapport au courant de sortie Iu. D'autre part, la valeur de commande de tension corrigée U** est sensiblement en phase avec le courant de sortie Iu. Sur la figure 51, on a indiqué la présence d'un intervalle de temps de conversion composite formé par l'alternance des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion. Pendant l'intervalle de temps de conversion composite, une commutation dans le circuit principal formant onduleur 107 est supprimée. Dans la plage prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur x/2 pour la valeur de commande de tension finale U**, une première moitié (le côté -@) est affectée à une modulation sur une phase pour la phase U et une modulation sur deux phases pour les phases U et W alors qu'une seconde moitié (le côté +@) est affectée à une modulation sur une phase pour la phase U et une modulation sur deux phases pour les phases U et V. Par conséquent, pendant la gamme prédéterminée d'angles électriques +@ centrée sur n/2, la phase U reste soumise à une commutation. D'autre part, pendant des intervalles de temps voisins de la plage prédéterminée d'angles électriques +0 centrée sur n/2, la phase U continue à être non commutée. En référence à la figure 51, dans le cas de la valeur de commande de tension non corrigée U**, une plage temporelle, pour laquelle la phase U reste soumise une commutation, atteint un instant identique ou proche de l'instant d'un pic du courant de sortie Iu. D'autre part, dans le de la valeur de commande de tension corrigée U*, le centre d'une plage temporelle, pour laquelle la phase U reste soumise à une commutation, est plus proche d'un point d'annulation du courant de sortie Iu. En outre, le centre d'une plage temporelle, pour laquelle la phase U reste non commutée, reste plus proche de l'instant d'un pic du courant de sortie Iu. Par conséquent la valeur de commande de tension corrigée U** fournit des pertes par commutation réduites. préférence, le centre de la plage temporelle, pour laquelle la phase U reste soumise à une commutation, coïncide avec un point d'annulation du courant de sortie Iu, du point de vue de la réduction des pertes par commutation Par conséquent, le convertisseur des valeurs de commande calcule la différence de phase tension courant 09 et règle la grandeur de variation de phase "a" en réponse à la différence calculée 08 de sorte que le centre d'une plage temporelle de commutation de la phase U présente une avance de n/2 par rapport au courant de sortie Iu. Grâce à ce réglage, le centre de la plage temporelle de commutation de la phase U coïncide avec un point d'annulation du courant de sortie Iu. La limite supérieure amax utilisée lors du pas EC5 sur la figure 50 est déterminée comme suit. Pendant les intervalles de temps de conversion (les premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion), certaines des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** résultent de décalages de niveau pour la compensation de tensions entre lignes. Par exemple, lors du pas A13 sur la figure 37, la valeur de commande de tension finale U** résulte d'un décalage de niveau tel que "U**=2(U*-W*)+1". Lorsque la grandeur de variation de phase "a" est élevée, la différence entre les valeurs de commande de tension de phase U* et W* est élevée. Si la grandeur de variation de phase "a" est excessivement élevée, la valeur de commande de tension finale U** se décale d'une gamme admissible pour venir dans une gamme de surmodulation. La figure 52 représente un exemple des conditions dans le domaine temporel des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*, et des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**, avec des amplitudes relativement faibles qui sont produites dans le cas où l'on a @ = n/6 et a = -n/3. Sur la figure 52, les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** restent dans les gammes admissibles. La figure 53 représente un exemple de conditions dans le domaine temporel des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** présentant des amplitudes relativement grandes, qui sont produites dans le cas l'on a @ = x/6 et a = -n/3, et un processus de limitation utilisant la valeur amax est supprimé. Sur la figure 53, pendant des intervalles de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** se décalent de gammes admissibles pour passer dans des gammes de surmodulation. La limite supérieure amax est choisie de maniere à empêcher l'apparition d'une telle surmodulation. De façon spécifique, la limite supérieure amax est déterminée conformément à l'équation suivante. Etant donné que la différence entre les valeurs de commande de tension de base U* et V* est égale à la tension entre lignes pour un courant alternatif triphasé équilibré, la différence est fournie comme suit. 0 désignant une phase correspondant à 0 (radian) au niveau d'une intersection des valeurs de commande de la tension de base U* et V*, et Va désignant un paramètre pour déterminer un niveau d'amplitude de la valeur de commande de tension. La correction de décalage de niveau pour la valeur de commande de tension finale U** pendant l'intervalle de temps de conversion est sensible au double de la différence comme indiqué par "U**=2(U*-W*)+1". Par conséquent le resultat de la correction est conçu de manière à ne pas dépasser une valeur d'amplitude relative de sinusoïde égale à 2 (-1 à +1). Par conséquent on a la relation suivante. relation (168) fournit l'équation (166). Conformément à la vingt-septième forme de realisation de la présente invention, lorsque deux des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* sont proches l'une de l'autre, le convertisseur 124 des valeurs de commande permet une alternance entre une modulation sur phase et une modulation sur deux phases. La modulation sur une phase est affectée aux premiers intervalles de temps de conversion, tandis que la modulation deux phases est affectée aux seconds intervalles de temps de conversion. La modulation sur une phase est réalisée en fixant deux des valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** sur +1 (le maximum) ou sur -1 (le minimum) . La modulation sur deux phases est réalisée en fixant l'une des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** sur +1 (le maximum) ou sur -1 (le minimum). De préférence les premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion ont des durées egales. C'est pourquoi le taux d'occupation temporel ou le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est égal à "1:1". Chaque groupe des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion constitue un intervalle de temps de conversion composite. La phase de l'intervalle de temps de conversion composite est commandée corrigée en fonction de la grandeur de variation de phase "a". L'onde relative est soumise à une modulation 'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales U**, V** et W**, qui résultent de la correction en fonction de la grandeur de variation de phase "a". La modulation d'impulsions en durée délivre des signaux de commande qui sont envoyés au circuit principal formant onduleur 107. Conformément à la vingt-septième forme de réalisation de la présente invention, la phase d'un intervalle de temps, pour lequel l'exécution de la commutation par les transistors IGBT 101- dans le circui principal formant onduleur 107 est supprimée, est commandée en réponse à la grandeur de variation de phase "a". préférence la phase des intervalles de temps est réglée manière à réduire les pertes par commutation provoquées par les transistors IGBT 101-106. Dans la vingt-septième forme de la présente invention le convertisseur 124 des valeurs de commande calcule différence de phase tension - courant A6. Le convertisseur 124 des valeurs de commande règle la force des intervalles de temps de conversion composite en réponse à la différence de phase tension - courant 08 de sorte que les positions temporelles pour lesquelles la commande de tension finale n'est ni maximisée, ni minimisée, coïncident avec des points d'annulation du courant de sortie Iu. Dans les gammes prédéterminées d'angles électriques +@ contenant les positions temporelles des pics de commande de tension, les transistors IGBT 101-106 sont le siège d'une commutation. C'est pourquoi les transistors IGBT 101-106 sont le siège d'une commutation dans des plages temporelles limitées, dans lesquelles le courant de sortie Iu est égal à ou est proche de zéro. Ceci est avantageux pour réduire les pertes par commutation provoquées par les transistors IGBT -106. Les intervalles de temps de conversion composite chevauchent des plages temporelles, dans lesquelles le courant de sortie Iu est intense. Etant donné que la commutation est supprimée dans les intervalles de temps de conversion composite, il est possible de réduire plus encore les pertes par commutation provoquées les transistors IGBT 101-106. Un exemple de traitements effectués par les premiers intervalles de temps de conversion et par les seconds intervalles de temps de conversion est le suivant. Pendant chaque premier intervalle de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finale V** et W** sont fixées au maximum ou au minimum alors que la valeur de commande de tension finale U** est réglée de manière à maintenir la différence de tension entre lignes entre la phase U et la phase V. Pendant chaque second intervalle de temps de conversion, la valeur de commande de tension finale V** est fixée au maximum ou au minimum alors que la valeur commande de tension finale U** est réglée de manière à maintenir la différence de tension entre lignes entre la phase U et la phase V. En outre, la valeur de commande de tension finale V** est réglée sur le double de la différence de tension entre lignes entre la phase W et la phase V. Par conséquent la vingt-septième forme de réalisation de la présente invention permet de réduire la fréquence de commutation des transistors IGBT 101-106 par rapport à un agencement de l'art antérieur. Dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, l'une des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** est réglée de manière à compenser une distorsion de formes d'ondes (une baisse d'une différence de tension entre lignes) qui serait provoquée par la fixation d'au moins l'une des valeurs de commande de tension finales. Par conséquent les formes d'ondes des courants de phase envoyés au moteur courant alternatif triphasé 109 présentent des distorsions plus faibles. C'est pourquoi, le moteur courant alternatif triphasé 109 peut être commandé avec un niveau de vibration plus faible et un niveau de bruit plus faible. Etant donné que le convertisseur 124 des valeurs de commande règle la période de conversion égale au double de la période de l'onde porteuse, le traitement de conversion peut être aisément exécuté selon une séquence synchronisée sur l'onde porteuse. Le convertisseur 124 des valeurs de commande règle la grandeur de variation de phase "a" de telle sorte que les valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** ne sortent pas des gammes admissibles pendant les seconds intervalles de temps de conversion. Ainsi il est possible d'empêcher l'apparition d'une surmodulation. Vingt-huitième forme de réalisation La figure 54 représente un dispositif conformément à une vingt-huitième forme de réalisation de la présente invention. Le dispositif de la figure 54 est agencé de manière à commander l'activation d'un moteur sans balai (un moteur à courant alternatif polyphasé) pour l'entraînement par exemple d'un véhicule électrique. En référence à la figure 54, une valeur de commande de courant iq* désigne une valeur de commande du couple, qui est envoyée par une unité ECU (unité de commande électronique) en réponse à un signal du degré d'ouverture du papillon des gaz ou un signal de vitesse de rotation du moteur. Une valeur de commande du courant id* désigne une valeur de commande de flux magnétique, qui est lue dans une table en réponse à la valeur de commande de courant iq*. Les valeurs de commande de courant id* et iq* sont envoyées respectivement en tant que minuendes à des soustracteurs 125a et 125b. Les valeurs de détection de courant "iu", "iv" et "iw" sont produites par des capteurs de courant servant à détecter les courants de sortie provenant d'un circuit principal formant onduleur Les valeurs de détection de courant "iu", "iv" et "iw" sont envoyées une section de conversion uvw/d-q 126. La section de conversion uvw/d-q 126 convertit les valeurs de détection de courant "iu", "iv" et "iw" en des composantes de vecteurs dans un plan d-q (un système de coordonnées de rotation), c'est-à-dire des valeurs actuelles de courant de deux phases "id" et "iq", en réponse à une valeur de détection de phase (une phase détectée du rotor) 0. Par conséquent la section de conversion uvw/d-q 126 délivre les valeurs actuelles de courant à deux phases "id" et "iq" aux soustracteurs 125a et 125b, respectivement en tant que nombres à soustraire. Le dispositif 125a détecte la valeur actuelle de courant "id" à partir de la valeur de commande de courant id*. Le soustracteur 125a délivre le résultat la soustraction à une section 127a de commande du courant. La section 127a de commande du courant convertit le résultat de la soustraction en une valeur de commande de tension vd'*. La section 127a de commande du courant est conçue de manière à réaliser par exemple une commande à action proportionnelle et intégrale. La section 127a de commande du courant envoie la valeur de commande de tension vd'* en tant que minuende à un soustracteur 128a. Le dispositif 125b soustrait la valeur actuelle de courant "iq" de la valeur de commande de courant iq*. Le soustracteur 125b délivre le résultat de la soustraction à une section de commande de courant 127b. La section de commande de courant 127b convertit le résultat de la soustraction en une valeur de commande de tension vq'*. La section de commande de courant 127b est agencée de manière à réaliser par exemple une commande à action proportionnelle et intégrale. La section de commande de courant 127b envoie la valeur de commande de tension '* en tant que nombre à additionner un additionneur 128b. Une section anti-interférences 129 reçoit les valeurs actuelles du courant de deux phases "id" et "iq" de la part de la section de conversion uvw/d-q 126. La section anti-interférences 129 détecte des forces contre- électromotrice dans le moteur sans balai, sur la base des valeurs actuelles du courant de deux phases "id" et "iq". La section anti-interférences 129 délivre des valeurs des forces contre-électromotrices détectées respectivement en tant que nombre à soustraire et nombre à ajouter au soustracteur 128a et à l'additionneur 128b. Le dispositif 128a soustrait la valeur de la force contre-électromotrice de la valeur de commande de tension vd'*. Le soustracteur 128a délivre une unité de soustraction à une section de conversion d-q/uvw 130 en tant que va-leur de commande de tension vd*. Le dispositif 128b additionne la valeur de la force contre-électromotrice et la valeur de commande de tension vq'*. L'additionneur 128b délivre le résultat de l'addition à la section de conversion d-q/uvw 130 en tant que valeur de commande de tension vq*. La section de conversion d-q/uvw 130 convertit les valeurs de commande de tension vd* et vq* en les valeurs de commande de tension de base triphasées U*, V* et W* en réponse à la valeur de détection de phase (la phase détectée du rotor) A. Par conséquent la section de conversion d-q/uvw 130 exécute une conversion 2 phases/3 phases. La section de conversion d-q/uvw délivre les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* à un convertisseur de valeurs de commande 131. Le dispositif 131 convertit les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* en des valeurs de commande de tension finales U**, V**, W**. Le convertisseur 131 des valeurs de commande délivre les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** à un générateur de formes d'ondes MID (un conver- tisseur de configurations MID) 111. Le convertisseur 131 des valeurs de commande est identique à celui présent dans l'une des vingt-sixième et vingt-septième formes de réalisation de la présente invention. Le générateur 111 de formes d'ondes MID et un étage aval sont similaires à ceux contenus dans la vingt- sixième forme de réalisation de la présente invention. Le dispositif de la figure 54 peut être réalisé avec un circuit matériel complet ou bien avec un circuit matériel- plus-logiciel. Vingt-neuvième forme de réalisation Une vingt-neuvième forme de réalisation de la présente invention est similaire à une des vingt-septième vingt-huitième formes de réalisation de l'invention hormis la modification d'agencement indiquée ci-après. Dans vingt-neuvième forme de réalisation de la présente invention, la grandeur de variation de phase "a" est réglée telle sorte que les intervalles de temps de conversion composites avancent d'une valeur atteignant jusqu'à x/2. Trentième forme de réalisation Une trentième forme de réalisation de la présente invention est similaire à l'une des vingt-sixième à vingt neuvième formes de réalisation, hormis que les valeurs commande de tension de base U*, V* et W* sont comparées entre elles, et que les premier et second intervalles temps de conversion sont réglés en fonction des résultats de la comparaison. Trente-et-unième forme de réalisation Une trente-et-unième forme de réalisation de présente invention est similaire à l'une des vingt-sixième à trentième formes de réalisation de l'invention hormis le générateur 110 des valeurs de commande et le convertisseur 124 (ou 122) des valeurs de commande sont formés dans un seul bloc. Trente-deuxième forme de réalisation trente-deuxième forme de réalisation de la présente invention est similaire à la vingt-huitième forme de réalisation de l'invention, hormis que la section anti- interférences 129 est supprimée. Trente-troisième forme de réalisation Une trente-troisième forme de réalisation de l'invention est formée par modification de la vingt- huitième forme de réalisation de l'invention, de manière à être appliquée à une commande de vitesse, une commande de position ou autre commande, dans laquelle des valeurs de commande de tension finales sont délivrées. Trente-quatrième forme de réalisation Une trente-quatrième forme de réalisation de la présente invention est similaire à l'une des vingt-sixième à trente-troisième formes de réalisation de l'invention, hormis que la modulation MID basée sur une onde triangulaire est remplacée par une autre modulation qui modifie la durée des impulsions par commutation pour la conversion de puissance. Trente-cinquième forme de réalisation Une trente-cinquième forme de réalisation de la présente invention est similaire à l'une des vingt-sixième à trente-quatrième formes de réalisation de l'invention, hormis en ce qui concerne les modifications d'agencement mentionnées ci-après. La trente-cinquième forme de réalisation de l'invention utilise une commande numérique. Dans la trente-cinquième forme de réalisation de l'inven tion, une mémoire est chargée avec des données représentant une baisse de la tension entre lignes, qui est provoquée par la fixation de deux des valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** sur le maximum ou sur le minimum. Pendant un second intervalle de temps de conversion, pour lequel seule l'une des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** est fixée, les données représentant une baisse sont lues dans la mémoire et la baisse est superposée aux valeurs de commande de tension finales associées, sur une base en temps réel. Trente-sixième forme de réalisation Une trente-sixième forme de réalisation de la présente invention est similaire à l'une des vingt-sixieme à trente-cinquième formes de réalisation de l'invention, hormis que les transistors IGBT 101-106 sont remplacés les transistors de puissance ou par les transistors MOSFET de puissance Trente-septième forme de réalisation Une trente-septième forme de réalisation de présente invention est similaire à l'une des vingt-sixieme à trente-sixième formes de réalisation de l'invention, hormis que détecteur 190 de la phase du rotor est du type sans capteur. De façon spécifique, le détecteur 190 de la phase rotor comprend des résistances shunt ou comparateurs, qui détectent des tensions induites dans le moteur à courant alternatif triphasé 109. Le détecteur 190 de la phase du rotor obtient une information concernant la position rotor dans le moteur à courant alternatif triphasé 109 à partir des tensions induites détectées. Trente-huitième forme de réalisation Une trente-huitième forme de réalisation de l'invention est similaire à l'une des vingt-sixième à trente-sixième formes de réalisation de l'invention hormis que la grandeur de variation de phase "a" est déterminée sur la base d'une valeur de commande de tension et d'une valeur de commande de courant envoyées par le dispositif externe à la place du courant de sortie détecté Iu. Trente-neuvième forme de réalisation Une trente-neuvième forme de réalisation de l'invention est similaire à l'une des vingt-sixième à trente-huitième formes de réalisation de l'invention hormis que le rapport "n" entre les longueurs des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds interval de temps de conversion est réglé sur un nombre réel positif différent de "1". Ouarantième forme de réalisation Une quarantième forme de réalisation de la présente invention est similaire à l'une des vingt-sixième à trente-neuvième formes de réalisation de l'invention hormis que le convertisseur des valeurs de commande inclut une unité centrale CPU à la place du dispositif DSP. Ouarante-et-unième forme de réalisation quarante-et-unième forme de réalisation de l'invention consiste en une modification de l'une des vingt-sixième à quarantième formes de réalisation de l'invention, pour son application à la commande d'un moteur à courant alternatif triphasé qui est en permanence le siège d'une modulation sur deux phases, lors de laquelle seul l'un des paramètres de commande pour les trois phases est fixé, et les deux autres paramètres de commande sont utilisés dans la modulation. La quarante-et-unième forme de réalisation de la présente invention met en oeuvre une modulation sur une phase au moyen de la fixation de l'un des deux autres paramètres de commande. Conformément à la quarante-et-unième forme de réalisation de la présente invention, il est possible de réduire de façon supplémentaire le nombre de commutations. Ouarante-deuxième forme de réalisation Une quarante-deuxième forme de réalisation de la présente invention est une modification de l'une des vingt- sixième à quarante-et-unième formes de réalisation de l'invention, pour son application à la commande d'un moteur à courant alternatif quadriphasé ou d'un moteur à courant alternatif comportant un plus grand nombre de phases. Ouarante-troisième forme de réalisation Une quarante-troisième forme de réalisation de la présente invention est une modification de l'une des vingt- sixième à quarante-deuxième formes de réalisation de l'invention, pour son application à une unité d'alimen tation UPS (une unité d'alimentation ne peut pas être interrompue) ou d'autres équipements dans lesquels des tensions entre lignes polyphasées sont délivrées. REVE DICATIONS 1. Dispositif formant convertisseur de puissance, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit principal formant onduleur (7) comprenant des éléments de commutation (1-6) aptes à répondre à des signaux de commande de commutation, et des moyens pour appliquer des tensions de phase (U, V, W) à une charge polyphasée par l'intermédiaire des éléments de commutation, des moyens (10) sortie de valeurs de commande pour délivrer des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée (9), des moyens (21) de conversion des valeurs de commande pour convertir des valeurs de commande de tension de base délivrées par les moyens de délivrance de valeurs de commande respectivement en des valeurs de commande de tension finales (U**, V**, W**), auquel cas pendant un intervalle de temps pendant lequel au moins deux valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à un minimum, et des moyens (11) de sortie de signaux de commande pour soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales produites par les moyens de conversion des valeurs de commande pour produire les signaux de commande de commutation, et pour délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation (1-6) situés dans le circuit principal formant onduleur (7). 2. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens (21) de conversion des valeurs de commande comprennent des moyens pour rendre au moins l'une des valeurs de commande de tension finales, qui possède une phase différente de phases faisant l'objet d'une conversion, égale à une moyenne de tension entre lignes avec les valeurs de commande de tension de base des phases faisant l'objet de la conversion. 3. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 1, caractérisé en ce que la charge polyphasée (9) comprend un moteur à courant alternatif polyphasé. 4. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 3, caractérisé en ce que le moteur à courant alternatif polyphasé (9) comprend un moteur à courant alternatif triphasé. 5. Dispositif formant convertisseur de puissance, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit principal formant onduleur (7) comprenant des éléments de commutation (1-6) aptes à répondre à des signaux de commande de commutation, et des moyens pour appliquer des tensions de phase à une charge polyphasée par l'intermédiaire des éléments de commutation, des moyens (10) de sortie de valeurs de commande pour délivrer des valeurs de commande de tension de base (U*, V*, W*) respectivement pour des phases de la charge polyphasée, des moyens (23) de conversion des valeurs de commande pour convertir les valeurs de commande de tension de base (U*, V*, W*) délivrées par les moyens de sortie de valeurs de commande respectivement en des valeurs de commande de tension finales, un intervalle de temps, pour lequel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales entre elles, incluant une alternance de premiers intervalles de temps de conversion (a, c, e) et de seconds intervalles de temps de conversion (b, d, f), auquel cas pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension base sont égales à un maximum ou à un minimum, et pendant chacun des seconds intervalles de temps, seule l'une des valeurs de commande de tension finale correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base est égale au maximum ou au minimum, et des moyens (11) de sortie de signaux de commande pour soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales produites par moyens de conversion des valeurs de commande pour produire les signaux de commande de commutation, et pour délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation (1-6) situés dans le circuit principal formant onduleur (7). 6. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens (21) de conversion des valeurs de commande comprennent des moyens pour régler une période d'alternance des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion sur un nombre entier de périodes de l'onde porteuse. 7. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 5, caractérisé en ce que pendant chacun des seconds intervalles de temps, seulement l'une desdites valeurs de commande de tension finales correspond à l'une des valeurs de commande de tension de base, qui a une tension maximale entre lignes avec une autre des valeurs de commande de tension de base. 8. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens (23) de conversion des valeurs de commande comprennent des moyens pour régler une longueur des seconds intervalles de conversion sur un nombre réel positif correspondant à "n" fois une longueur des premiers intervalles de temps de conversion, des moyens pour soumettre, pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, au moins l'une desdites valeurs de commande de tension finales, qui a une phase différente des phases formant l'objet de la conversion, à un décalage de niveau de manière à maintenir la tension entre lignes avec la valeur de tension de commande de phase d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, et des moyens pour soumettre, pendant chacun des seconds intervalles de temps de conversion, l'une des valeurs de commande de tension finales, qui est celle d'une phase faisant l'objet de la conversion, uniquement pour chacun des premiers intervalles de temps de conversion à un décalage de niveau pour multiplier par (1+1/n) une tension entre lignes avec la valeur de commande de tension de base d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de conversion. 9. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens de conversion (23) des valeurs de commande comprennent des moyens pour régler le nombre réel positif "n" sur 1. 10. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens (23) de conversion des valeurs de commande comprennent les moyens pour accroître une longueur des seconds intervalles de temps de conversion par rapport aux premiers intervalles de temps de conversion, lorsqu'une différence entre les valeurs de commande de la tension de base de phases faisant l'objet de la conversion dans les premiers intervalles de temps de conversion augmente. 11. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 5, caractérisé en ce que la charge polyphasée (9) comprend une charge triphasée. 12. Dispositif formant convertisseur de puissance, caractérisé en ce qu il comporte un circuit principal formant onduleur (7) comprenant des éléments de commutation aptes à répondre à des signaux de commande de commutation (1-6), et des moyens pour appliquer des tensions de phase (U, V, W) à une charge polyphasée (9) par l'intermédiaire des éléments de commutation, des moyens (10) de sortie de valeurs de commande pour délivrer des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases la charge polyphasée, des moyens (24; 25) de conversion des valeurs de commande pour comparer les valeurs de commande de tension de base délivrées par les moyens (10) de sortie des valeurs de commande et pour convertir les valeurs de commande de tension de base respectivement en des valeurs de commande de tension finales en réponse à des résultats de ladite comparaison, auquel cas pendant un intervalle de temps spécifié incluant un instant auquel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont égales, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à un minimum, et des moyens (11; 22) de sortie de signaux de commande pour soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales produites par les moyens de conversion des valeurs de commande pour produire les signaux de commande de commutation, et pour délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation (1-6) situés dans le circuit principal formant onduleur (7). 13. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 1, dans lequel les valeurs de commande de tension de base (U*, V*, W*) sont basées sur des variations d'amplitude d'ondes sinusoïdales. 14. Procédé pour commander l'activation d'une charge polyphasée, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à appliquer une tension de phase à la charge polyphasée par l'intermédiaire d'éléments de commutation dans un circuit principal formant onduleur, produire des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, convertir les valeurs de commande de tension de phase respectivement en des valeurs de commande de tension finales, auquel cas pendant un intervalle de temps pendant lequel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à un minimum, soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales pour produire des signaux de commande de commutation, et délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation présents dans le circuit principal formant onduleur. 15. Procédé - selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il comprend en outre l'étape consistant à rendre au moins l'une des valeurs de commande de tension finales, qui a une phase différente les phases formant l'objet de conversion, égale à une moyenne de tensions entre lignes avec les valeurs de commande de tension de base des phases faisant l'objet de la conversion. 16. Procédé selon la revendication 14, caractérisé en ce que la charge polyphasée comprend un moteur à courant alternatif polyphasé. 17. Procédé selon la revendication 16, caractérisé en ce le moteur à courant alternatif polyphasé comprend un moteur à courant alternatif triphasé. 18. Procédé pour commander l'activation d'une charge polyphasée, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à appliquer une tension de phase à la charge polyphasée par l'intermédiaire d'éléments de commutation dans un circuit principal formant onduleur, produire des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, convertir les valeurs de commande de tension de base délivrées par les moyens de sortie de valeurs de commande respectivement en des valeurs de commande de tension finales, un intervalle de temps, pour lequel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales entre elles, incluant une alternance de premiers intervalles de temps de conversion et de seconds intervalles de temps de conversion, auquel cas pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à un minimum, et pendant chacun des seconds intervalles de temps, seule l'une des valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base est égale au maximum ou au minimum, soumettre onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales pour produire des signaux de commande de commutation, et envoyer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation dans le circuit principal formant onduleur. 19. Procédé selon la revendication 18, caractérisé en ce qu'il comprend 1 étape consistant à régler une période d'alternance des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion sur un nombre entier de périodes de l'onde porteuse. 20. Procédé selon la revendication 18, caractérisé en ce que pendant chacun des seconds intervalles de temps, seule l'une desdites valeurs de commande de tension finales correspond à l'une des valeurs de commande de tension de base, qui maximale dans la tension entre lignes avec une autre des valeurs de commande de tension de base. 21. Procédé selon la revendication 18, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des étapes consistant à régler une longueur des seconds intervalles de conversion sur un nombre réel positif correspondant à "n" fois une longueur des premiers intervalles de temps de conversion, soumettre, pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, au moins l'une desdites valeurs de commande de tension finales, qui a une phase différente de phases formant l'objet de la conversion, à un décalage de niveau de manière à maintenir une tension entre lignes avec la valeur de tension de commande d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, et soumettre, pendant chacun des seconds intervalles de temps de conversion, l'une des valeurs de commande de tension finales, qui est celle d'une phase faisant l'objet de la conversion, uniquement pour chacun des premiers intervalles de temps de conversion à un décalage de niveau pour multiplier par (1+1/n) une tension entre lignes avec la valeur de commande de tension de base d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de conversion. 22. Procédé selon la revendication 21, caractérisé en ce qu'il comprend en outre l'étape consistant à régler le nombre réel positif "n" sur 1. 23. Procédé selon la revendication 18, caractérisé en ce qu'il comprend en outre l'étape consistant à accroître une longueur des seconds intervalles de temps de conversion par rapport aux premiers intervalles de temps de conversion, lorsqu une différence entre les valeurs de commande de la tension de base des phases faisant l'objet de la conversion dans les premiers intervalles de temps de conversion augmente. 24. Procédé selon la revendication 18, caractérisé en ce que la charge polyphasée comprend une charge triphasée. 25. Procédé pour commander l'activation d'une charge polyphasée, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à appliquer des tensions de phase à la charge polyphasée par l'intermédiaire d'éléments de commutation situés dans un circuit principal formant onduleur, produire les valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, comparer les valeurs de commande de tension de base, convertir les valeurs commande de tension de base respectivement en des valeurs de commande de tension finales en réponse à des résultats de ladite comparaison, auquel cas pendant un intervalle de temps spécifié incluant un instant auquel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont égales, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à un minimum, soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales pour produire des signaux de commande de commutation, délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation présents dans le circuit principal formant onduleur. 26. Procédé selon la revendication 14, caractérisé en ce que les valeurs de commande de tension de base sont basées sur des variations d'amplitude d'ondes sinusoïdales. 27. Dispositif formant convertisseur de puissance, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit principal formant onduleur (107) comprenant des éléments de commutation (101-106) aptes à répondre à des signaux de commande de commutation, et des moyens pour appliquer des tensions de phase à une charge polyphasée (109) par l'intermédiaire des éléments de commutation, des moyens (110) de sortie de valeurs de commande pour délivrer des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, des moyens (122, 124) de conversion des valeurs de commande pour convertir les valeurs de commande de tension de base (U*, V*, W*) délivrées par les moyens de sortie des valeurs de commande respectivement en des valeurs de commande de tension finales (U**, V**, W**), auquel cas un intervalle de temps spécifié, pour lequel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales, inclut une alternance de premiers intervalles temps de conversion et de seconds intervalles de temps de conversion, et, pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base sont égales à un minimum ou à un maximum, et, pendant les seconds intervalles de temps de conversion, seule l'une des valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension base est égale au maximum ou au minimum, des moyens (110) de changement de phase pour charger une phase de l'intervalle de temps spécifié utilisée par les moyens de conversion des valeurs de commande, et des moyens (121) de sortie de signaux de commande pour soumettre une onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales produites par moyens de conversion des valeurs de commande pour produire les signaux de commande de commutation, et pour délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de commutation situés dans le circuit principal formant onduleur. 28. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 27, caractérisé en ce que les moyens (110) de changement de phase comprennent des moyens pour détecter une différence de phase entre une phase de l'une des valeurs de commande de tension de base et une phase d'un courant de sortie correspondant pénétrant dans la charge polyphasée en provenance du circuit principal formant onduleur, et des moyens pour changer la phase de l'intervalle de temps spécifié en réponse à la différence de phase détectée. 29. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 28, caractérisé en ce que les moyens de changement de phase comprennent des moyens pour changer la phase de l'intervalle de temps spécifié de sorte qu'une position dans le temps, qui diffère de celle d'un maximum ou d'un minimum de l'une des valeurs de commande de tension finales, coïncide avec un point d'annulation d'un courant de sortie correspondant pénétrant dans la charge polyphasée en provenance du circuit principal formant onduleur. 30. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication , caractérisé en ce que les moyens (110) de changement de phase comprennent des moyens pour détecter une différence de phase entre une phase de l'une des valeurs de commande de tension de base et une phase d'une valeur de commande de courant délivrée par un dispositif externe, et des moyens pour changer la phase d'un intervalle de temps spécifié en réponse à la différence de phase détectée. 31. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 30, caractérisé en ce que la charge polyphasée (109) comprend une charge triphasée, et les moyens (110) de changement de phase comprennent des moyens pour changer la phase de l'intervalle de temps spécifié de sorte qu'une position dans le temps, qui diffère de celle d'un maximum ou d'un minimum de l'une des valeurs de commande de tension finales, coïncide avec un point d'annu lation d'une valeur de commande de courant correspondante. 32. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication , caractérisé en ce que la charge polyphasée (109) comprend un moteur à courant alternatif polyphasé. 33. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 27, caractérisé en ce que les moyens (122, 124) de conversion de valeurs de commande comprennent des moyens pour régler une longueur des seconds intervalles de conversion sur un nombre réel positif correspondant à "n" fois une longueur des premiers intervalles de temps de conversion, des moyens pour soumettre, pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, au moins l'une desdites valeurs de commande de tension finales, qui a une phase différente des phases faisant l'objet de la conversion, à un décalage de niveau de manière à maintenir la tension entre lignes avec la valeur de tension de commande de base d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, et des moyens pour soumettre, pendant chacun des seconds intervalles de temps de conversion, l'une des valeurs de commande de tension finales, qui est celle d'une phase faisant l'objet de la conversion, uniquement pour chacun des premiers intervalles de temps de conversion à un décalage de niveau pour multiplier par (1+1/n) une tension entre lignes avec la valeur de commande de tension de base d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de conversion. 34. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 33, caractérisé en ce que les moyens (110) de changement de phase comprennent des moyens pour changer la phase de l'intervalle de temps spécifié de telle sorte que les valeurs de commande de tension finales sont limitées à une gamme prédéterminée de non-surmodulation pendant les seconds intervalles de temps de conversion. 35. Procédé pour commander l'activation d'une charge polyphasée, comprenant les étapes consistant à appliquer des tensions de phase à la charge polyphasée par l'intermédiaire d'éléments de commutation situés dans un circuit principal formant onduleur; produire des valeurs de commande de tension de base respectivement pour des phases de la charge polyphasée, convertir les valeurs de commande de tension de base respectivement en des valeurs de commande de tension finales, auquel cas un intervalle de temps pendant lequel au moins deux des valeurs de commande de tension de base sont approximativement égales, incluent une alternance de premiers intervalles de temps de conversion et de seconds intervalles de temps de conversion, et pendant chacun des premiers intervalles de conversion, les valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites deux valeurs de commande de tension de base sont égales à un maximum ou à un minimum, et pendant chacun des seconds intervalles de temps de conversion, seule l'une des valeurs de commande de tension finales correspondant auxdites valeurs de commande de tension de base est égale au maximum ou au minimum, modifier une phase de l'intervalle de temps spécifié, soumettre 1 onde porteuse à une modulation d'impulsions en durée en réponse aux valeurs de commande de tension finales pour produire des signaux de commande de commutation, et délivrer les signaux de commande de commutation aux éléments de de commutation dans le circuit principal formant onduleur. 36. Procédé selon la revendication 35, caractérisé en ce que l'étape de changement de phase comprend la détection 'une différence de phase entre une phase des valeurs de commande de tension de base et une phase d'un courant de sortie correspondant pénétrant dans la charge polyphasée en provenance du circuit principal formant onduleur, et le changement de la phase de l'inter valle de temps spécifié en réponse à la différence de phase détectée. 37. Procédé selon la revendication 36, caractérisé en ce que l'étape de changement de phase comprend le changement de la phase de l'intervalle de temps spécifié de sorte qu'une position dans le temps, différente de celle d'un maximum ou d'un minimum de l'une des valeurs de commande de tension finales, coïncide avec un point d'annulation d'un courant de sortie correspondant pénétrant dans la charge polyphasée à partir du circuit principal formant onduleur. 38. Procédé selon la revendication 35, caractérisé en ce que l'étape de changement de phase comprend la détection d'une différence de phase entre une phase de l'une des valeurs de commande de tension de base et une phase d'une valeur de commande de courant envoyée depuis un dispositif externe, et le changement de la phase de l'intervalle de temps spécifié en réponse à la différence de phase détectée. 39. Procédé selon la revendication 38, caractérisé en ce que l'étape de changement de phase comprend le changement de la phase de l'intervalle de temps spécifié de telle sorte qu'une position dans le temps différente de celle d'un maximum ou d'un minimum de l'une des valeurs de commande de tension finale coïncide avec un point d'annulation d'une valeur de commande de courant correspondante. 40. Procédé selon la revendication 35, caractérisé en ce que la charge polyphasée comprend un moteur à courant alternatif triphasé. 41. Procédé selon la revendication 35, caractérisé en ce qu'il comprend en outre les étapes consistant à régler une longueur des seconds intervalles de conversion sur un nombre réel positif correspondant à "n" fois une longueur des premiers intervalles de temps de conversion, soumettre, pendant chacun des premiers intervalles de temps de conversion, au moins l'une desdites valeurs de commande de tension finales, qui a une phase différente des phases formant l'objet de la conversion, à un décalage de niveau de manière à maintenir la tension entre lignes avec la valeur de commande de tension d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, et soumettre, pendant chacun des seconds intervalles de temps de conversion, l'une des valeurs de commande de tension finales, qui est celle d'une phase faisant l'objet de la conversion, uniquement pour chacun des premiers intervalles de temps de conversion à un décalage de niveau pour multiplier par (1+1/n) une tension entre lignes avec la valeur de commande de tension de base d'une phase faisant l'objet de la conversion dans chacun des seconds intervalles de conversion. 42. Procédé selon la revendication 41, caractérisé en ce que l'étape de changement de phase comprend le changement de la phase de l'intervalle de temps spécifié de telle sorte que les valeurs de commande de tension finales sont limitées à une gamme prédéterminée de non-surmodulation pendant les seconds intervalles de temps de conversion. 43. Dispositif formant convertisseur de puissance selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens (23) de conversion des valeurs de commande comprennent des moyens pour changer une longueur des seconds intervalles de temps de conversion par rapport aux premiers intervalles de temps de conversion.