FR 2796222 A1 20010112 FR 9908930 A 19990709 AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL MULTI-ETAGE A CONTROLE DE STABILITE Domaine technique La présente invention concerne un amplificateur opérationnel multi-étage et en particulier un tel amplificateur susceptible de fonctionner sous une faible tension d'alimentation. Pour un amplificateur opérationnel, on entend par faible tension d'alimentation, une tension de l'ordre de 1,8 V. Cette tension correspond à la tension de deux piles électriques d'une tension nominale de 1,5 volt, en série, et se trouvant dans un état déchargé. Dans l'état déchargé, ces piles électriques présentent en effet chacune une tension de l'ordre de 0,9 volt. L'amplificateur capable de fonctionner avec une tension supérieure ou égale à 1,8 volt permet ainsi d'exploiter au mieux l'énergie disponible dans les appareils alimentés par piles électriques. L'utilisation de l'amplificateur n'est cependant pas limitée à des appareils alimentés par pile. L'invention trouve des applications dans divers types de circuits électronique et en particulier dans des circuits nécessitant un fort gain de courant. Ainsi, l'amplificateur peut être mis en oeuvre dans des circuits d'interface, des étages de puissance, mais aussi dans des circuits sommateurs ou des filtres, etc. L'amplificateur de l'invention peut être utilisé en particulier dans des appareils électriques portables tels que des casques d'écoute ou des téléphones mobiles, alimentés par piles ou non. Etat de la technique antérieure L'état de la technique est illustré par la figure 1 annexée qui représente un schéma de base d'un amplificateur opérationnel multi-étage de type connu. L'amplificateur de la figure 1 comporte un étage transconducteur d'entrée repéré avec la référence numérique 10. L'étage transconducteur 10 comporte une entrée différentielle avec deux bornes d'entrée 12+ et 12-, et une sortie en courant 14. Les bornes d'entrée 12+ et 12- correspondent à des entrées inverseuse et non inverseuse. La sortie 14 est reliée à une chaîne d'étages de gain comprenant dans l'ordre un premier étage intermédiaire 20, un deuxième étage intermédiaire 30 et un étage de sortie 50. Les étages sont connectés en parallèle entre des bornes d'alimentation 1 et 2. Les premier et deuxième étages intermédiaires et l'étage de sortie sont respectivement construits autour d'un premier, d'un deuxième et d'un troisième transistors bipolaires 22, 32 et 52 montés en émetteur commun, et respectivement polarisés par des sources de courant 24, 34, 54. Les bases et collecteurs de ces transistors forment respectivement des bornes d'entrée et de sortie des étages correspondants. La base du premier transistor 22 bipolaire est connectée à la sortie en courant 14 de l'étage d'entrée 10 et son collecteur est connecté à la base du deuxième transistor 32. Par ailleurs, le collecteur du deuxième transistor 32 est connecté à la base du troisième transistor 52, de l'étage de sortie. Le collecteur du troisième transistor 52 constitue une borne 56 de sortie de l'amplificateur. La borne de sortie est plus précisément repérée avec la référence 56. L'étage de sortie 50 est relié à une charge extérieure L indiquée en trait discontinu. Cette charge, qui ne fait pas partie de l'amplificateur, est considérée comme présentant une impédance avec une partie capacitive de valeur Cl. On observe également sur la figure 1 un certain nombre de condensateurs. Un deuxième condensateur de Miller 60, de valeur CM est connecté entre l'entrée du premier étage 20, c'est-à-dire la base du premier transistor 22, et la borne de sortie 56 de l'amplificateur. Un premier condensateur de Miller 62, de valeur CMZ est connecté entre la base et le collecteur du premier transistor 22, c'est-à-dire entre l'entrée et la sortie du premier étage intermédiaire 20. Enfin, un troisième condensateur de Miller 63, de valeur CM3, est connecté entre la base et le collecteur du troisième transistor 52, c'est-à-dire entre l'entrée et la sortie de l'étage de sortie 50. Les condensateurs 60, 62 et 63 sont des condensateurs de compensation de fréquence qui assurent la stabilité de l'amplificateur en boucle fermée. Ces condensateurs sont usuellement désignés par "capacités de Miller". D'autres condensateurs de même type .peuvent être prévus. De façon générale, les condensateurs de compensation en fréquence sont connectés entre l'entrée d'un étage donné et la sortie dudit étage, ou la sortie d'un étage suivant, dans la chaîne d'étages de gain. Les termes "suivant" et "précédent" utilisés ici, ou plus loin dans le texte, pour qualifier un étage de gain, se réfèrent à un sens défini dans la chaîne d'étages, allant depuis l'étage d'entrée vers l'étage de sortie. Ce sens correspond au passage d'un signal dans l'amplificateur. Les capacités de Miller et les condensateurs extérieurs connectés à l'amplificateur gouvernent son comportement en fréquence et celui de chacun de ses étages. Ce comportement est caractérisé par des pôles. Les pôles correspondent à des fréquences auxquelles on observe des modifications de la pente de gain dans un diagramme de réponse en fréquence, ou diagramme de Bode. Le diagramme de Bode exprime le gain de l'amplificateur en fonction de la fréquence d'un signal passant par l'amplificateur. Dans l'exemple de la figure 1, on peut définir un premier pôle pl correspondant à l'étage de sortie 50 et généré par la partie capacitive de la charge extérieure L connectée à la sortie de l'amplificateur. L'expression du premier pôle pl, dont la dimension est une pulsation, est telle que Dans cette expression, Cl est la valeur capacitive de la charge L et 9m3 la transconductance du troisième transistor 52, c'est-à-dire de l'étage de sortie. Le premier pôle correspond à une fréquence f1 telle que . De la même façon, on peut définir un deuxième pôle correspondant au deuxième étage intermédiaire 30. Ce pôle est un pôle intermédiaire et correspond à une pulsation p2 dont l'expression est plus complexe. On a CM, CM2, CM3 sont les valeurs des premier, deuxième et troisième condensateurs et 9m2 est la transconductance du deuxième transistor 32. Le deuxième pôle correspond à une fréquence on définit enfin une fréquence dite fréquence de gain unitaire liée au premier condensateur 60, de valeur CM, qui assure la stabilité de l'amplificateur en boucle fermée. L'expression de la fréquence de gain unitaire de l'amplificateur, notée fgu, est Dans cette expression gm désigne la transconductance de l'étage d'entrée 10. Pour assurer la stabilité de l'amplificateur, c'est-à-dire pour éviter des phénomènes d'oscillation parasites, le choix des valeurs CM, CM2 et CM3 est imposé de façon à vérifier l'équation de stabilité suivante fgu 1, k1>1. L'équation ci-dessus, appelée première équation de stabilité, traduit simplement que les fréquences des pôles respectivement introduits par les étages successifs depuis l'entrée vers la sortie de l'amplificateur, doivent être croissantes et distinctes. Cette règle, applicable à l'exemple de la figure 1 reste vraie pour un amplificateur avec un nombre différent d'étages de gain. Les valeurs des facteurs de multiplication k et k', généralement égales à 2, doivent être choisies supérieures à 1 pour garantir le fait que les pôles ne soient pas confondus. Une valeur grande de ces facteurs garantit une bonne stabilité de l'amplificateur. Comme indiqué ci-dessus, le choix des capacités de Miller est dicté par l'équation de stabilité. Les capacités sont choisies en particulier de façon à vérifier l'équation de stabilité lorsque les transistors des étages de gain sont traversés par un courant de repos de l'amplificateur. Ce courant de repos correspond à l'absence de signal appliqué à l'entrée de l'amplificateur. Pour un étage donné, équipé d'un ou de plusieurs transistors bipolaires, la valeur de la transconductance dépend du courant de collecteur du ou des transistors. De façon plus précise, on a pour chaque étage intermédiaire Dans cette expression gmi et Ii désignent respectivement la transconductance et le courant de collecteur du transistor de l'étage considéré. Le terme Vt est une tension thermique définie par où T est la température, k la constante de Boltzmann et q la charge de l'électron. Ainsi, pour le deuxième étage intermédiaire, dont le courant de collecteur est noté IC2, on a Lorsqu'un signal est appliqué à l'entrée de l'amplificateur, des courants de collecteur différents des courants de repos circulent à travers les collecteurs des transistors. Ainsi, les valeurs des fréquences des pôles, qui dépendent des transconductances, se modifient et tendent à augmenter. Ce phénomène est désigné ci-après par "excursion en fréquence des pôles". L'excursion en fréquences des pôles dépend essentiellement des gains des transistors utilisés et les conditions extérieures d'utilisation de l'amplificateur qui fixent les courants de collecteur dans les étages. Le comportement de l'amplificateur est également caractérisé par un ou plusieurs "zéros" qui correspondent à des inflexions de la courbe de phase de l'amplificateur. La courbe de phase est comprise comme la différence de phase entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur, exprimée en fonction de la fréquence. Chaque étage de l'amplificateur comprenant une capacité, parasite ou non, est susceptible d'être la cause d'un "zéro" de la courbe de phase. On peut se reporter à ce sujet au document (1) dont les références sont indiquées à la fin de la description. Dans l'exemple de la figure 1, le premier condensateur de Miller 62 du premier étage intermédiaire introduit pour cet étage un zéro noté zo dont l'expression est où gml est la transductance du transistor du premier étage. Le zéro correspond à une fréquence fo telle que La stabilité de l'amplificateur impose une séparation suffisante de la fréquence fo et des fréquences correspondant aux pôles de l'amplificateur. En se référant à la première équation de stabilité donnée précédemment, on peut définir une deuxième équation de stabilité dont l'expression est fo>fl, ou, en d'autres termes, zo>pl. Comme indiqué précédemment, au repos, c'est-à- dire lorsqu'aucun signal n'est appliqué à l'amplificateur, les courants de collecteur et les transconductances des étages sont parfaitement connus. Les valeurs des capacités de Miller peuvent donc être choisies de façon que les équations de stabilité soient vérifiées. Lorsque l'amplificateur délivre en sortie des courants importants, les courants des étages intermédiaires varient également. Or, comme les trans conductances des étages sont proportionnelles au courant de collecteur des transistors bipolaires correspondants, les valeurs des pôles et zéros évoluent. Les évolutions des pôles et zéros ne sont cependant pas homogènes et les équations de stabilité risquent de ne plus être vérifiées pour des courants importants. A titre d'illustration, en se référant à la figure 1, le courant de sortie, prélevé à la borne 56, augmente lorsque le courant de collecteur du transistor 52 de l'étage de sortie 50 augmente. L'augmentation de ce courant entraîne une augmentation de la transconductance 9m3 et donc de la fréquence f1 dont l'expression a été donnée précédemment. Les transistors de l'étage de sortie 50 et du deuxième étage intermédiaire 30 sont d'un type de conductivité opposé, PNP et NPN respectivement. Le courant de base du transistor 52 de l'étage de sortie vient ainsi s'ajouter au courant, noté 12, qui traverse le transistor 32 du deuxième étage intermédiaire 30. Une augmentation du courant de sortie de l'amplificateur provoque donc une augmentation du courant 12 du transistor 52. Comme indiqué précédemment, ceci entraîne une excursion en fréquence du pôle pl de l'étage de sortie dont la fréquence f1 augmente. En revanche, les transistors des premier et deuxième étages intermédiaires sont tous deux du type NPN. Le courant de base du transistor 32 du deuxième étage intermédiaire 30 se soustrait du courant de collecteur du transistor 22 du premier étage intermédiaire. Ainsi, lorsque le courant de sortie de l'amplificateur augmente, le courant de collecteur du transistor 22 du premier étage intermédiaire diminue. La diminution de ce courant entraîne celle de la transconductance gml et donc celle de la fréquence fo du zéro. Ainsi, une diminution trop importante de fo et une augmentation trop forte de f1 risque de remettre en cause la deuxième équation de stabilité. L'exemple donné ci-dessus en référence à la figure 1 montre les perturbations susceptibles de se produire, suite à l'excursion en fréquence des pôles et des zéros d'un amplificateur. A fréquence élevée, des zéros ou des pôles supplémentaires peuvent de plus apparaître en raison de l'influence croissante de capacités parasites négligeables à basse fréquence. Ces zéros ou pôles, lorsque leurs fréquences se "croisent" ou ne respectent pas les équations de stabilité, produisent également des instabilités et des oscillations de l'amplificateur. Une solution pour éviter ces oscillations consiste à limiter le courant maximum de sortie de l'amplificateur de telle façon que l'excursion en fréquence des pôles et zéros reste modérée par rapport aux valeurs établies avec un courant de repos. Cette solution n'est cependant pas satisfaisante, en particulier pour les amplificateurs destinés à être alimentés sous faible tension. La limitation du courant de sortie réduirait en effet la puissance susceptible d'être commandée par l'amplificateur. Exposé de l'invention L'invention a pour but de proposer un amplificateur opérationnel multi-étage amélioré ne présentant pas les limitations évoquées ci-dessus. Un but est en particulier de proposer un tel amplificateur qui soit stable, et qui présente un fort gain en courant, c'est-à-dire un rapport élevé entre le courant maximum délivré et le courant de repos. Un autre but est d'éviter, pour un ou plusieurs étages, l'apparition de zéros à certaines fréquences, et donc d'éliminer les instabilités dues à ces zéros. Enfin, un but de l'invention est de proposer un amplificateur susceptible de fonctionner à une faible tension d'alimentation. Pour atteindre ces buts, l'invention a plus précisément pour objet un amplificateur opérationnel comportant - un étage transconducteur d'entrée avec des bornes d'entrée différentielle et une borne de sortie, - un étage de sortie, et - au moins un étage intermédiaire connecté entre l'étage d'entrée et l'étage de sortie de façon à former une chaîne d'étages, - dans lequel l'étage de sortie et chaque étage intermédiaire comprennent au moins un transistor bipolaire connecté en émetteur commun entre une première et une deuxième bornes d'alimentation, le transistor bipolaire de chaque étage présentant une base formant une borne d'entrée de l'étage et présentant un collecteur formant une borne de sortie de l'étage, - dans lequel la borne d'entrée de chaque étage intermédiaire est connectée à la borne de sortie d'un étage précédant dans la chaîne d'étages et la borne de sortie de chaque étage intermédiaire est connectée à une borne d'entrée d'un étage suivant dans la chaîne d'étages, - dans lequel une première capacité de Miller est connectée entre la borne d'entrée et la borne de sortie d'au moins un étage intermédiaire et une deuxième capacité de Miller est connectée entre la borne d'entrée dudit étage intermédiaire et une borne de sortie d'un étage suivant de la chaîne. Conformément à l'invention, l'amplificateur comporte en outre un miroir de courant avec une branche pilote et une branche esclave, la branche pilote étant connectée à ladite borne de sortie dudit étage suivant de la chaîne par l'intermédiaire d'une capacité dite de copie, et la branche esclave étant connectée à ladite borne de sortie dudit étage intermédiaire équipé de la première capacité de Miller. Le miroir de courant permet de prélever à la sortie de l'étage intermédiaire équipé de la première capacité de Miller un courant proportionnel au courant qui est fourni par la deuxième capacité de Miller à cet étage. On entend, dans la présente description, que les capacités de Miller ou de copie dont est équipé l'amplificateur, peuvent être formées chacune d'un ou de plusieurs condensateurs. De la même façon, chaque transistor peut être constitué d'un seul ou de plusieurs transistors élémentaires mis en parallèle. La branche esclave du miroir de courant est prévue pour prélever un courant dont l'intensité augmente avec la fréquence. Ceci est dû au fait que le courant de la branche esclave est proportionnel au courant dans la branche pilote, et que ce dernier est fixé par la capacité de copie. L'impédance de la capacité de copie diminue en effet avec la fréquence. Cette caractéristique permet de retarder ou d'annuler l'apparition d'un zéro lié à une inversion de phase dans l'étage équipé du miroir de courant. Selon une caractéristique particulièrement avantageuse de l'invention, un rapport de copie de courant entre les branches pilote et esclave du miroir de courant, et une valeur de la capacité de copie peuvent être choisis pour prélever à la sortie dudit étage intermédiaire un courant sensiblement égal à un courant susceptible de traverser la deuxième capacité de Miller. Grâce à cette caractéristique, on peut éviter que le courant dans la première capacité de Miller ne change de sens avec la fréquence. Ainsi, le zéro de l'étage équipé du miroir de courant disparaît et ne risque donc plus d'être la cause d'une instabilité. Afin de prélever à la sortie de l'étage intermédiaire un courant sensiblement égal au courant traversant la deuxième capacité de Miller, le rapport de la capacité de Miller sur la capacité de copie peut être choisi sensiblement égal au rapport de copie de courant du miroir de courant. Dans une réalisation particulière, le rapport de copie de courant peut être sensiblement égal à 1 et la capacité de copie sensiblement égale à la capacité de Miller. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront mieux de la description qui va suivre, en référence aux figures des dessins annexés. Cette description est donnée à titre purement illustratif et non limitatif. Brève description des figures - La figure 1, déjà décrite, est une représentation schématique d'un amplificateur opérationnel multi-étage de type connu. - La figure 2 est une représentation schématique d'un amplificateur opérationnel correspondant à une mise en oeuvre particulière de l'invention. Description détaillée d'un mode de réalisation de l'invention L'exemple de réalisation décrit ci-après en référence à la figure 2, concerne un amplificateur opérationnel dont la structure de base est similaire à l'amplificateur de la figure 1. Aussi, des parties qui sont identiques, similaires ou équivalentes à celles de la figure 1, sont repérées avec les mêmes références numériques auxquelles on a ajouté 100. Au sujet de ces parties, on peut donc se référer également à la description qui précède. L'amplificateur de la figure 2 comporte un étage d'entrée 110 avec deux bornes d'entrée 112+ et 112-, et une sortie en courant 114. La sortie en courant 114 est reliée à la base d'un transistor bipolaire NPN 122 qui forme l'entrée d'un premier étage intermédiaire 120. Le transistor 122, monté en émetteur commun, présente un émetteur relié à une première borne d'alimentation 101 et présente un collecteur relié à une deuxième borne d'alimentation 102, par l'intermédiaire de moyens de polarisation 124 sous la forme d'une source de courant. Le collecteur du transistor 122 constitue la sortie du premier étage intermédiaire et est connecté à la base d'un transistor 132 qui constitue l'entrée d'un deuxième étage intermédiaire 130. Entre l'entrée et la sortie du premier étage, c'est-à-dire entre la base et le collecteur du transistor 122, se trouve une première capacité de Miller 162 de valeur CM2. Une deuxième capacité de Miller 160, de valeur CM est connectée entre l'entrée du premier étage intermédiaire et la borne de sortie 156 de l'étage de sortie 150. De façon générale, une capacité de Miller équivalente à la deuxième capacité de Miller 160 peut être connectée à la sortie d'un étage intermédiaire quelconque qui suit l'étage intermédiaire à l'entrée duquel elle est reliée. De préférence, afin d'éviter une inversion de signal pour réaliser la contre-réaction, la deuxième capacité de Miller peut être reliée à la sortie d'un étage ultérieur dans lequel la phase des signaux est opposée à celle des signaux de l'étage à l'entrée duquel elle est également reliée. Dans l'exemple de la figure 2, le transistor de l'étage de sortie est un transistor de type PNP et le transistor du premier étage intermédiaire est de type NPN et les signaux dans ces étages sont de phase opposée. Le deuxième étage intermédiaire 130 et l'étage de sortie 150 sont identiques à ceux déjà décrits en référence à la figure 2. Leur description détaillée est donc omise ici. La borne de sortie 156 de l'étage de sortie est reliée à une charge extérieure L. La référence 200 désigne un miroir de courant qui est associé au premier étage intermédiaire de l'amplificateur. Le miroir de courant comporte une branche pilote 202 construite autour d'un premier transistor 212 et une branche esclave 204 construite autour d'un deuxième transistor 214. Le premier transistor 212, de type NPN, est utilisé comme une diode. Son émetteur est relié à la première borne d'alimentation 101 et sa base est reliée à son collecteur. La base est également reliée à celle du deuxième transistor 214 du miroir de courant. Le collecteur du premier transistor 212, est polarisé depuis une deuxième borne d'alimentation 102 par une source de courant 222. Il est par ailleurs connecté à la borne de sortie de l'étage de sortie par l'intermédiaire d'une capacité 230 dite de copie. Le deuxième transistor 214 du miroir de courant, de type NPN, a son émetteur relié à la première borne de polarisation 101, et son collecteur relié au collecteur du transistor 122 du premier étage intermédiaire 120, c'est-à-dire à la sortie de cet étage. Le collecteur du deuxième transistor 216 est par ailleurs polarisé par une source de courant 224 depuis la deuxième borne d'alimentation 102. Dans l'exemple décrit, les premier et deuxième transistors 212 et 214 sont de même type et présentent des surfaces d'émetteur sensiblement identiques. Le rapport de copie du courant de la branche pilote vers la branche esclave est donc égal à l'unité. Par ailleurs, la valeur de la capacité de copie 230 a une valeur sensiblement égale à celle du deuxième capacité de Miller. Le miroir de courant prélève donc sur le collecteur du transistor 122 du premier étage 120 un courant qui est le même que le courant de contre réaction, noté i, injecté dans la base du même transistor par la deuxième capacité de Miller. A faible fréquence, le premier condensateur de Miller 162 présente une impédance élevée devant celle du transistor 122 et l'amplitude d'un signal traversant le premier étage 120 est plus grande sur le collecteur du transistor 122 que sur sa base. En revanche à fréquence élevée, le premier condensateur de Miller 162 présente une impédance faible devant celle du transistor et l'amplitude d'un signal traversant le premier étage 120 est plus grande sur la base du transistor 122 que sur son collecteur. En l'absence du miroir de courant, il en résulterait un changement de signe du courant de signal qui traverse le premier condensateur de Miller 162. Ce changement de signe serait à l'origine d'un zéro tel que défini par rapport à la figure 1. Toutefois, le courant prélevé par le miroir de courant 200 annule le courant qui est fourni par la deuxième capacité de Miller 160 et qui traverse la première capacité de Miller 162 à haute fréquence. I1 n'existe alors plus de changement de signe du courant traversant la première capacité de Miller et le zéro disparaît. La contrainte de la deuxième équation de stabilité donnée précédemment est ainsi levée. L'amplificateur de la figure 2, conforme à l'invention est donc susceptible de fournir des courants de plus forte intensité et à plus haute fréquence. Bien que dans l'exemple illustré, seul un des étages est équipé d'un miroir de courant conforme à l'invention, il convient de préciser que plusieurs étages intermédiaires peuvent en être équipés, pour annuler plusieurs zéros si nécessaire. En outre, les étages de gain, c'est-à-dire les étages intermédiaires et l'étage de sortie, peuvent être construits chacun autour de plusieurs transistors au lieu d'un seul. A titre d'exemple, deux transistors symétriques de type opposé PNP-NPN peuvent être utilisés pour chaque étage, dans un mode de fonctionnement en classe AB. DOCUMENTS CITES (Z) "Analysis and Design of Analog Integrated Circuits", de Paul R. Gray et Robert G. Meyer, Third Edition, page 621, 9.4/3, eq. 9.27a, Fig. 9.23, John Wiley & Sons, Inc. REVENDICATIONS 1. Amplificateur opérationnel comportant - un étage transconducteur d'entrée (110) avec des bornes d'entrée différentielle (112-, 112+) et une borne de sortie (114), - un étage de sortie (150), et - au moins un étage intermédiaire (120, 130) connecté entre l'étage d'entrée et l'étage de sortie de façon à former une chaîne d'étages, - dans lequel l'étage de sortie (150) et chaque étage intermédiaire (120, 130) comprennent au moins un transistor bipolaire (122, 132, 152) connecté en émetteur commun entre une première et une deuxième bornes d'alimentation (101, 102), le transistor bipolaire de chaque étage présentant une base formant une borne d'entrée de l'étage et présentant un collecteur formant une borne de sortie de l'étage, - dans lequel la borne d'entrée de chaque étage intermédiaire est connectée à la borne de sortie d'un étage précédant dans la chaîne d'étages et la borne de sortie de chaque étage intermédiaire est connectée à une borne d'entrée d'un étage suivant dans la chaîne d'étages, et - dans lequel une première capacité de Miller (162) est connectée entre la borne d'entrée et la borne de sortie d'au moins un étage intermédiaire (120) et une deuxième capacité de Miller (160) est connectée entre la borne d'entrée dudit étage intermédiaire et une borne de sortie (156) d'un étage suivant de la chaîne d'étages, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un miroir de courant (200) avec une branche pilote (202) et une branche esclave (204), la branche pilote étant connectée à ladite borne de sortie (156) dudit étage suivant de la chaîne d'étages par l'intermédiaire d'une capacité (230), dite de copie, et la branche esclave étant connectée à ladite borne de sortie dudit étage intermédiaire (120) équipé de la première capacité de Miller. 2. Amplificateur selon la revendication 1, dans lequel un rapport de copie de courant entre les branches pilote et esclave du miroir de courant (200) et une valeur de la capacité de copie (230) sont choisis pour prélever à la sortie dudit étage intermédiaire (120) un courant sensiblement égal à un courant susceptible de traverser la deuxième capacité de Miller (160). 3. Amplificateur selon la revendication 1, dans lequel le rapport de valeurs de la capacité de Miller (160) sur la capacité de copie (230) est sensiblement égal au rapport de copie de courant du miroir de courant (200). 4. Amplificateur selon la revendication 1, dans lequel le rapport de copie de courant est sensiblement égal à 1 et la valeur de la capacité de copie (230) est sensiblement égale à celle de la capacité de Miller (160).