FR 2798235 A1 20010309 FR 9911088 A 19990903 Dispositif amplificateur de puissance à gain contrôlé, en particulier pour des circuits radiofréquence appliqués à la téléphonie mobile cellulaire. L'invention concerne les dispositifs amplificateurs de puissance gain contrôlé (ou "driver" de puissance à gain contrôlé en langue anglaise). L'invention s'applique avantageusement mais limitativement aux circuits radiofréquences, et en particulier à ceux utilisables dans les téléphones mobiles cellulaires. A ce jour, les circuits radiofréquences utilisés dans téléphones mobiles cellulaires n'intègrent pas la partie amplification de puissance proprement dite, qui est généralement réalisée avec un circuit externe, le plus souvent en technologie arséniure de gallium (AsGa). Côté émission, le dernier étage intégré dans le circuit radiofréquence est certes un dispositif amplificateur de puissance mais à contrôlé, ou "driver" de puissance, qui ne délivre qu'un niveau maximum de quelques dBm (0 à 6 dBm) à 1 GHz ou 2 GHz suivant les bandes de fréquence les plus utilisées. Le niveau de puissance délivré par circuit spécifique d'amplification de puissance proprement dite (réalisée par exemple en arséniure de gallium), est quant à lui de l'ordre de 27 à 33 dBm. De plus, pour les nouvelles générations de téléphones utilisant le mode CDMA (Code Division Multiple Access en langue anglaise) qui consiste à noyer dans une même bande de fréquences (par exemple de largeur 1,25 MHz) plusieurs dizaines de communications, l'étage terminal d'amplification de puissance doit en plus être muni d'une commande de gain variable dont la dynamique peut atteindre 20 dB. Il faut en effet contrôler la puissance émise en permanence compte tenu notamment d'une exigence de niveau moyen de puissance dans les transmissions utilisant le mode CDMA. Enfin, le "driver" de puissance doit présenter des contraintes de linéarité, c'est-à-dire une linéarité de fonction de transfert reliant la puissance de sortie au niveau du signal d'entrée. En d'autres termes, si le niveau de signal d'entrée augmente linéairement, la puissance en sortie doit également augmenter linéairement. Les exigences qui pèsent ce dernier étage du circuit radiofréquence dépendent d'un compromis entre la consommation de courant, la linéarité, la tension d'alimentation, la surface du circuit (influant sur le coût du silicium), et le plancher de bruit. Un tel dispositif ou étage amplificateur de puissance à gain contrôlé reçoit un signal, qui le plus souvent provient d'un filtre externe dont l'impédance de sortie exige une adaptation 50 Ohms pour des contraintes de respect de gabarit. On trouve donc généralement en série de l'entrée vers la sortie du dispositif amplificateur de puissance, un réseau d'adaptation d'impédance d'entrée, un bloc transconducteur tension/courant, une commande de gain réalisée par l'aiguillage d'une proportion variable du courant issu du bloc transconducteur vers la charge de sortie, et un réseau d'adaptation en puissance vers l'entrée du circuit spécifique d'amplification de puissance proprement dite (qui suit le circuit radiofréquence intégré). La conception la plus fréquemment rencontrée utilise un bloc transconducteur d'entrée qui est un transistor émetteur commun (version à entrée unique) ou deux transistors à émetteurs communs reliés (version à entrée différentielle), réputé pour son gain en puissance élevée, suivi d'une paire de transistors à émetteurs reliés, qui aiguillent une partie du courant en provenance du bloc transconducteur. Les transistors du bloc transconducteur peuvent être polarisés de façon classique par une source de courant découplée. Dans ce type de structure, les émetteurs reliés des transistors des moyens d'aiguillage du courant sont reliés au collecteur des transistors du bloc transconducteur et sont par conséquent attaqués en courant. Par ailleurs, l'entrée du dispositif est reliée aux bases des transistors du bloc transconducteur. Enfin, l'adaptation d'entrée de ce type d'étage implique d'utiliser une inductance connectée entre les émetteurs des transistors du bloc transconducteur et la masse (version à entrée différentielle), afin de former, vis-à-vis de l'entrée, une impédance ayant une partie réelle. Ce type d'étage d'amplification de puissance à gain contrôlé présente de nombreux inconvénients et limitations. Tout d'abord, il a été observé que plus l'exigence de linéarité était importante, plus la consommation de l'étage était importante. Par ailleurs, une telle structure de l'art antérieur conduit à une limitation de la puissance maximale en sortie, en raison de la limitation de l'excursion maximale de tension que l'on peut provoquer sur la sortie sans saturer le transistor de sortie, c'est-à-dire les transistors du moyen d'aiguillage de courant. Et, les circuits de polarisation classiques ne font que renforcer la limitation précédente en ajoutant la tension de déchet du transistor formant la source de courant de polarisation. En outre, si l'utilisation d'une inductance connectée entre l'émetteur du transistor d'entrée et la masse (version à entrée unique) permet de former une impédance d'entrée dont la partie réelle est significative, l'impédance d'entrée naturelle d'un transistor bipolaire dégénérée par telle inductance dépend de nombreux paramètres. Aussi, le réseau d'adaptation d'entrée reflète-t-il vers l'entrée du montage, les dérives de l'impédance nominale d'entrée du bloc transconducteur liées aux variations de process et de température, ce qui conduit à des optimisations souvent périlleuses pouvant altérer les rendements de production. Il peut en résulter également une inhomogénéité des caractéristiques des différents lots produits. Par ailleurs, l'ordre de grandeur de l'impédance natuelle d'entrée d'un montage émetteur commun est supérieur à 200 Ohms. Une adaptation 50 Ohms provoque donc, lors du franchissement du réseau d'adaptation d'impédance d'entrée, une surtension dont le coefficient est dans le rapport de la racine carrée des impédances. Or, il est fréquent que l'adaptation soit rendue impossible si ce coefficient est trop important. On est alors obligé faciliter l'adaptation en dégradant son coefficient de qualité, c'est-à-dire en introduisant des pertes qui dégradent à leur tour le facteur de bruit. De plus, la recherche d'une linéarité élevée est contrariée par le fait que l'accroissement de l'inductance de dégénérescence se traduit par une augmentation de l'impédance d'entrée du bloc transconducteur, et donc de la tension l'entrée du dispositif, ce qui va à l'encontre de l'effet recherché puisque le transconducteur d'entrée est commandé en tension. En outre, l'utilisation d'une inductance de dégénérescence aux bornes des transistors du bloc transconducteur est coûteuse en surface de silicium. L'invention vise à apporter une solution à ces problèmes, qui existent aussi bien dans une structure à entrée unique que dans une structure à entrée différentielle. L'invention a pour but de proposer un dispositif amplificateur de puissance à gain contrôlé offrant un meilleur compromis linéarité/consommation de courant, ainsi qu'un meilleur contrôle de l'impédance d'entrée du dispositif. L'invention a également pour but d'apporter un gain en surface de silicium par rapport au dispositif de l'art antérieur. L'invention a encore pour but de rendre l'adaptation d'entrée facile et stable. L'invention a également pour but de proposer un montage permettant une optimisation séparée du gain, du bruit et de la linéarité. L'invention a encore pour but de proposer une polarisation permettant un contrôle précis des courants de repos, et qui soit totalement insensible à la tension de décalage (tension d'offset) des transistors polarisés à fort courant, et pratiquement insensible au défaut d'appariement des coefficients P de ces transistors ( valeurs différentes pour les coefficients (3 des transistors réalisés sur le silicium bien que ceux-ci soient en théorie identiques ). L'invention propose donc un dispositif amplificateur de puissance à gain contrôlé, comprenant des moyens transconducteurs tension/courant et des moyens de contrôle de gain comportant des moyens d'aiguillage aptes à aiguiller vers la sortie du dispositif, en réponse à un signal de commande, tout ou partie du courant délivré par les moyens transconducteurs, et des moyens de commande aptes à délivrer ledit signal de commande. Selon une caractéristique générale de l'invention, le dispositif comprend au moins une paire de transistors à émetteurs (lorsqu'il s'agit de transistors bipolaires) ou sources (lorsqu'il s'agit de transistors à effet de champ) reliés, commandés sur leur base ou grille par les moyens de commande, cette paire de transistors formant à la fois les moyens transconducteurs et les moyens d'aiguillage, les émetteurs ou source des transistors de ladite paire étant en outre connectés à l'entrée du dispositif. En d'autres termes, l'invention est remarquable en ce sens que la paire de transistors à émetteurs ou sources reliés (dans le cas d'une architecture à entrée unique) ou bien les deux paires de transistors à émetteurs ou sources reliés (dans le cas d'une architecture différentielle à entrée différentielle) forment un seul étage actif assurant à la fois la fonction de transconductance et la fonction d'aiguillage de courant, alors que dans le dispositif de l'art antérieur, ces deux fonctions étaient réalisées par moyens différents. En outre, cette ou ces paires de transistors sont cette fois-ci attaquées en puissance et non plus en courant. En d'autres termes, lors d'une attaque en puissance, ces transistors voient une impédance égale à leur propre impédance d'entrée, tandis que lors d'une attaque courant (art antérieur), les transistors du bloc transconducteur voyaient une impédance bien plus élevée que leur propre impédance d'entrée. Le compromis linéarité-consommation est très nettement amélioré puisque le dispositif ne comporte qu'un seul étage actif au lieu, comme dans l'art antérieur, de deux étages actifs cascadés. Par ailleurs, l'impédance d'entrée de l'étage actif dépend essentiellement de la résistance d'émetteur et possède une partie imaginaire négligeable, ce qui rend l'adaptation d'entrée facile et stable. En outre, cette impédance d'entrée est faible devant l'adaptation d'entrée 50 Ohms généralement requise, ce qui conduit à l'obtention d'un coefficient de surtention inférieur à 1, favorisant ainsi la linéarité du dispositif. Le faible rapport entre l'impédance d'entrée de l'étage actif et l'impédance de 50 Ohms permet au dispositif de fonctionner encore plus dans un domaine de "petits signaux", ce qui favorise la linéarité. Enfin, l'absence d'inductance de dégénérescence permet de réduire très sensiblement l'encombrement surfacique du dispositif. Selon un mode de réalisation de l'invention, le dispositif peut comprendre une résistance de contre-réaction connectée entre les émetteurs 'ou sources des transistors de ladite paire et l'entrée du dispositif. L'utilisation d'une telle résistance de contre-réaction, qui se traduit par l'adjonction d'un paramètre supplémentaire, permet une optimisation séparée du gain, du bruit et de la linéarité. En outre, cette résistance de contre-réaction assure un complément de linéarité. Cependant, elle conduit également à une diminution du gain du dispositif. Aussi, a-t-il été jugé préférable, pour certaines applications, que la résistance de contre-réaction soit comprise entre 0,5 fois et 3 fois la résistance d'émetteur ou de source des transistors de ladite paire, ce qui conduit un bon compromis linéarité-gain. Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, le dispositif comporte des moyens de polarisation des transistors de ladite paire, ces moyens de polarisation comportant une résistance de polarisation connectée entre les émetteurs ou sources des transistors de la paire et la masse, ainsi que des moyens auxiliaires aptes à asservir la tension de mode commun aux bornes de la résistance de polarisation à une valeur de référence, au travers d'un amplificateur commandant ladite tension de mode commun. Un tel mode de réalisation permet de polariser les transistors sous une tension de déchet minimale grâce à un amplificateur de contre- réaction qui contrôle le courant de mode commun de la structure (boucle basse fréquence). Une excursion crête de sortie égale 60% de la tension d'alimentation est alors possible avec une tension d'alimentation de l'ordre de 2,7 volts et une tension de déchet de 200 mV, ouvrant la voie pour d'autres applications à plus forte puissance de sortie, mais également à des applications pour lesquelles la tension d'alimentation est encore plus basse que 2,7 volts. Il est également particulièrement avantageux de prévoir une résistance ou une inductance additionnelle connectée entre les émetteurs ou sources des transistors de ladite paire et la résistance de polarisation. Une telle charge additionnelle permet d'augmenter l'impédance radiofréquence des moyens de polarisation, ce qui permet de minimiser les pertes de signal radiofréquence dans les moyens de polarisation. L'invention a également pour objet un téléphone mobile cellulaire comportant un dispositif amplificateur de puissance à gain contrôlé tel que défini ci-avant. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de modes de réalisation nullement limitatifs, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 illustre schématiquement un circuit radiofréquence comportant, au niveau de l'étage de sortie, un dispositif amplificateur de puissance à gain contrôlé; - la figure 2 illustre plus en détail une décomposition fonctionnelle du dispositif amplificateur de puissance à gain contrôlé de la figure 1; - la figure 3 illustre encore plus en détail un mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention, à structure différentielle; et - la figure 4 illustre plus en détail mais toujours schématiquement un autre mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention, à structure à entrée unique. Sur la figure 1, la référence CRF désigne un circuit radiofréquence précédant un circuit amplificateur de puissance proprement dit APP, par exemple réalisé en technologie arséniure de gallium, et connecté à une antenne de transmission AT. L'ensemble peut être par exemple incorporé dans un téléphone mobile cellulaire TMCL. Sur cette figure 1, les autres éléments classiques d'un téléphone mobile cellulaire n'ont pas été représentés à des fins de simplification. Le circuit radiofréquence CRF reçoit un signal en bande de base sur sa borne d'entrée BB et délivre sur sa borne de sortie BS un signal radiofréquence, par exemple à 1 ou 2 GHz avec un niveau maximum de quelques dBm. Le niveau de puissance à la sortie du circuit APP peut, quant à lui, être de l'ordre de 33 dBm. Le circuit radiofréquence comporte classiquement un ou plusieurs étages de transposition de fréquence (deux sont représentés sur la figure 1) utilisant des signaux d'oscillateurs locaux OL1 et OL2 afin d'effectuer la transposition de fréquence. Le dernier étage du circuit CRF est un étage ou dispositif d'amplification de puissance à gain contrôlé ETS, objet de la présente invention. Tel qu'illustré sur la figure 2, le dispositif d'amplification de puissance à gain contrôlé ETS, comporte, entre sa borne d'entrée BE et sa borne de sortie BS, un réseau d'adaptation d'impédance d'entrée suivi fonctionnellement d'un bloc transconducteur tension/courant BTC, ayant une transconductance égale à gm. On trouve ensuite des moyens de commande de gain BCG réalisés par l'aiguillage d'une proportion variable du courant issu du bloc transconducteur BTC vers la sortie. On trouve enfin un réseau d'adaptation d'impédance de sortie RAP2. Classiquement, la fonction du réseau d'adaptation d'impédance d'entrée RAP1 est de présenter au niveau de la borne d'entrée BE, une impédance d'entrée Zi imposée (par exemple égale à 50 Ohms), alors que l'impédance d'entrée ZE du montage vue en aval du réseau d'adaptation RAPT est différente. De même, réseau d'adaptation d'impédance de sortie RAP2 a pour but de présenter au niveau de la borne de sortie B S une impédance Zs prédéterminée, par exemple également 50 Ohms. Fonctionnellement, le bloc transconducteur BTC convertit une tension présente à entrée en un courant égal au produit de cette tension par la transconductance gm. Le bloc BCG délivre au réseau d'adaptation RAP2 la totalité ou une fraction de ce courant, fraction qui peut être par exemple comprise entre 1/1000 et 1. Selon l'invention, les fonctions de transconductance BTC et d'aiguillage de courant vont être réalisées au sein d'un même étage actif ETA dont on va préciser un exemple de structure en se référant plus particulièrement â la figure 3. Sur cette figure, qui illustre une structure du type différentiel, l'entrée différentielle BE est en fait composée de deux bornes distinctes. Il en est de même pour la sortie différentielle BS. L'étage actif ETA est ici composé de deux paires de transistors bipolaires NPN référencés T1, T2 et T3, T4. Les deux entrées de l'étage ETA sont formées par les deux émetteurs reliés des deux transistors de chaque paire. Les bases des deux transistors de chaque paire sont reliées ensemble par l'intermédiaire de deux sources de tension ST respectivement égales à Vg/2 et -Vg/2. Par ailleurs, les deux collecteurs des transistors T2 et T3 appartenant respectivement chacune des deux paires sont reliés ensemble à la tension d'alimentation Vcc. Les deux collecteurs des deux autres transistors T1 et T4 sont respectivement reliés aux deux bornes de sortie BS par l'intermédiaire du réseau d'adaptation de sortie RAP2. Les émetteurs reliés des transistors T1 et T2 de la première paire et les émetteurs reliés des transistors T3 et T4 de la deuxième paire sont respectivement connectés aux deux bornes d'entrée BE par l'intermédiaire de deux résistances de contre-réaction RE et du réseau d'adaptation d'entrée RAP 1. Le courant délivré en sortie de l'étage actif ETA est égal au produit de la transconductance gm de cet étage par la tension Vin présente en aval du réseau d'adaptation d'impédance RAPT, c'est-à-dire entre les bornes BP. Par ailleurs, cette tension Vin est égale au produit de coefficient de surtention Qv par la tension Ve présente en amont du réseau RAP1, est-à-dire entre les deux bornes d'entrée BE. Le coefficient de surtension Qv est égal à la racine carrée du rapport ZE/Zi. Par ailleurs, dans leur fonction d'aiguillage de courant, les transistors T l, T2, T3 et T4 sont commandés par des moyens de commande formés ' ' des sources de tension ST. Plus précisément, l'homme du métier aura noté que la différence entre le courant de collecteur du transistor T1 par exemple, et le courant de collecteur des transistors T2 et T3, est proportionnelle d'une part au courant d'émetteur 1. et dépend par ailleurs de la tension de commande Vg. Aussi, en fonction de la valeur de la tension de commande Vg, le courant de collecteur des transistors T2 et T3 peut être plus ou moins grand. Par conséquent, tout ou partie du courant délivré par l'étage ETA peut être effectivement délivrée en sortie du dispositif, c'est-à-dire aux bornes BS. En l'absence de résistance de contre-réaction RE, l'impédance ZE est sensiblement égale à une résistance d'émetteur 2reO équivalente à la somme, d'une part, des deux résistances d'émetteurs en parallèle des transistors T1 et T2 et, d'autre part, des deux résistances d'émetteurs en parallèle des transistors T3 et T4. De ce fait, le gain en transductance de l'étage actif ETA est égal à gmO où gmO est proportionnel à 1/reO et ne dépend que du courant de polarisation de ces transistors. L'homme du métier remarque donc que, outre l'avantage procuré par la présence d'un seul étage actif ETA au lieu de deux étages cascadés dans le dispositif de l'art antérieur, l'impédance d'entrée ZE est réelle (partie imaginaire nulle) et parfaitement contrôlée, permettant une adaptation d'entrée facile et stable. En outre, on obtient un meilleur comportement intrinsèque de l'attaque par l'émetteur, compte tenu du très bon contrôle de l'impédance d'entrée et de la faible excursion de tension sur l'émetteur puisque, dans le cas présent, le coefficient de surtension Qv est inférieur à 1 (en effet, les valeurs classiques de résistances d'émetteurs sont de l'ordre de 1 à 3 Ohms, alors que Zi est par exemple égale à 50 Ohms). La présence de la résistance de contre-réaction RE permet de rajouter un paramètre qui autorise une optimisation séparée du gain, du bruit et de la linéarité. Ainsi, avec la présence de la résistance RE, l'impédance ZE est sensiblement égale à 2(RE+reO) et la transconductance gm de l'étage ETA est alors égale à gm0/(1+gm0.RE). Une résistance de contre-réaction RE comprise entre 0,5 fois la résistance d'émetteur reO et trois fois cette résistance d'émetteur assure un bon compromis entre la diminution du gain et l'augmentation de la linéarité. A titre indicatif, on pourra choisir une résistance de contre- réaction égale à deux fois la résistance d'émetteur re0. Alors qu'il serait possible de polariser les transistors T 1 à T4 avec des moyens de polarisation classiques, il est préférable, afin d'obtenir une faible tension de déchet du montage, d'utiliser les moyens de polarisation décrits sur la figure 3. Plus précisément, ceux-ci comportent d'une part deux résistances de polarisation R0, respectivement connectées entre la masse et les émetteurs des transistors T1 et T2 d'une part, et T3 et T4 d'autre part. Les moyens de polarisation comportent également des moyens auxiliaires comportant un amplificateur linéaire CMP dont la sortie est reliée aux bases des transistors T1 T4 par l'intermédiaire des deux sources de tension ST. L'entrée + de l'amplificateur reçoit une tension de référence Vref et l'entrée inverseuse de l'amplificateur est connectée au point milieu d'un pont résistif RI, R1 disposé entre les résistances de polarisation R0. On asservit ainsi la tension de mode commun aux bornes des résistances de polarisation RO à la valeur Vref au travers de l'amplificateur CMP commandant cette tension de mode commun des transistors T1 à T4. Le courant de polarisation IO au repos (c'est-à-dire en l'absence de signal à l'entrée) est alors constant et prédéterminé et égal à Vref/R0. De ce fait, en prenant une tension Vref égale à 200 mV et une des résistances RO égale à 10 Ohms, on obtient un courant IO de 20 mA et une tension aux bornes des résistances RO égale à 200 mV. On obtient donc une tension de déchet du montage faible, réduite à VBE + V0, où VBE désigne la chute de tension base-émetteur d'un transistor bipolaire. Ainsi, sous une alimentation Vcc de 2,7 volts, avec VO = 200 mV, il est possible d'obtenir une excursion crête de sortie de 60% de la valeur de Vcc. Il est également avantageux d'incorporer deux résistances additionnelles RA, par exemple de 10 Ohms, entre les deux résistances RO et les émetteurs des transistors T1 et T2 d'une part et T3 et T4 d'autre part. Ces résistances additionnelles permettent d'augmenter l'impédance radiofréquence des moyens de polarisation et minimisent ainsi la perte de signal radiofréquence dans ces moyens de polarisation. L'exemple qui vient d'être décrit utilise une structure différentielle. Cependant, une structure à entrée unique telle que celle illustrée sur la figure 4 est également possible. Sur cette figure 4, les éléments analogues ou ayant des fonctions analogues à ceux illustrés sur la figure 3, sont affectés des mêmes références que celles utilisées sur la figure 3. On ne décrira donc pas ici en détail le fonctionnement et les avantages de cette variante de réalisation, qui sont identiques à ceux exposés en relation avec la figure 3. Dans cette réalisation à entrée unique, l'étage actif ETA ne comporte qu'une seule paire de transistors T6 et T7, le collecteur de l'un des transistors (T6) étant relié à la borne de sortie BS, tandis que le collecteur de l'autre transistor (T7) est relié à la tension d'alimentation +Vcc. L'invention a été décrite ci-avant en utilisant plus particulièrement des transistors bipolaires NPN. Bien entendu, l'invention s'applique également à un dispositif utilisant des transistors de polarité opposée moyennant une inversion entre la tension d'alimentation la masse. L'invention s'applique également à des transistors MOS à canal ou à canal P, la source, le drain et la grille de ces transistors étant alors fonctionnellement équivalents aux émetteurs, collecteurs et bases transistors bipolaires. ., Enfin, on a représenté sur les figures 2 à 3 les réseaux d'adaptation d'entrée et de sortie comme faisant partie intégrante des dispositifs selon l'invention. Ceci étant, ces réseaux d'adaptation peuvent etre disposés en totalité ou partiellement à l'extérieur du dispositif proprement dit. REVENDICATIONS 1. Dispositif amplificateur de puissance à gain contrôlé, comprenant des moyens transconducteurs tension/courant (BTC) et des moyens de contrôle de gain (BCG) comportant des moyens d'aiguillage aptes à aiguiller vers la sortie du dispositif, en réponse à un signal de commande, tout ou partie courant délivré par les moyens transconducteurs, et des moyens de commande (ST) aptes à délivrer ledit signal de commande (Vg), caractérisé par le fait qu'il comprend au moins une paire de transistors (T1-T4 ; T6, T7) à émetteurs ou sources reliés, commandés sur leur base ou grille parles moyens de commande (ST), cette paire de transistors formant à la fois les moyens transconducteurs et les moyens d'aiguillage, les émetteurs ou sources des transistors de la paire étant en outre connectés à l'entrée (BE) du dispositif. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il comprend une résistance de contre-réaction (RE) connectée entre les émetteurs ou sources des transistors de ladite paire et l'entrée du dispositif. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé par le fait que ladite résistance de contre-réaction (RE) est comprise entre 0,5 fois et 3 fois la résistance d'émetteur (re) des transistors de ladite paire. 4. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens de polarisation des transistors de ladite paire, ces moyens de polarisation comportant une résistance de polarisation (RO) connectée entre les émetteurs ou sources des transistors de la paire et la masse, ainsi que des moyens auxiliaires (Vref, CMP) aptes à asservir la tension de mode commun aux bornes de la résistance de polarisation à une valeur de référence (Vref), au travers d'un amplificateur (CMP) commandant ladite tension de mode commun. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé par le fait que la sortie dudit amplificateur (CMP) est connectée aux bases ou grilles des transistors de ladite paire (T1-T4), par le fait que l'une des entrées de l'amplificateur (CMP) reçoit ladite tension de référence (Vref) tandis que l'autre entrée de l'amplificateur est connectée à ladite résistance de polarisation (RO) par l'intermédiaire d'une résistance supplémentaire R1). 6. Dispositif selon la revendication 4 ou 5, caractérisé par le fait qu'il comprend une résistance additionnelle (RA) connectée entre les émetteurs ou sources des transistors de ladite paire (T1-T4) et la résistance de polarisation (RO). 7. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'il présente une structure différentielle comportant deux paires de transistors (T1-T4) à émetteurs ou source reliées, les émetteurs ou sources reliés des deux transistors d'une paire étant connectés à une borne de l'entrée différentielle du dispositif. 8. Téléphone mobile cellulaire, caractérisé par le fait qu'il comporte un dispositif amplificateur de puissance à gain contrôlé tel que défini dans l'une des revendications 1 à 7.