FR 2793598 A1 20001117 FR 9906239 A 19990512 DISPOSITIF ELECTRONIQUE PERMETTANT L'ALIMENTATION ET LE CONTROLE D'ACTIONNEURS PIEZOELECTRIQUES Domaine technique de l'invention La présente invention concerne un dispositif électronique permettant l'alimentation et le contrôle d'un actionneur piézoélectrique à l'aide d'une tension continue ou quasitatique, ou d'une tension sinusoïdale de fréquence voisine de la fréquence de résonance, ledit dispositif comprenant - une première source de tension continue bidirectionnelle connectée à deux condensateurs formant un diviseur capacitif, - un demi - pont de puissance formé par deux interrupteurs commandés, associées à deux diodes de roue libre, - un circuit de charge alimenté par ledit demi-pont, et comprenant une inductance connectée électriquement avec l'actionneur, - et un moyen de lecture de l'état de l'actionneur piézoélectrique. Description de l'art antérieur Les actionneurs piézoélectriques possèdent une résolution de positionnement intrinsèquement infinie, leur course étant proportionnelle à leur tension d'alimentation. Ils peuvent être alimentés par un amplificateur linéaire de précision, mais celui-ci ne possède pas un bon rendement. Les actionneurs piézoélectriques peuvent aussi être alimentés par une alimentation à découpage telle que décrite dans le brevet US-A- 4,258,282. On utilise le fait que l'actionneur piézoélectrique est de nature capacitive, avec possibilité de maintenir une charge à ses bornes, lorsqu'il est alimenté par des impulsions de courant. Le courant circulant dans l'actionneur est ainsi piloté par la fréquence de récurrence des commutations. Le document US-A- 4,258,282 utilise un transformateur pour générer une tension de commande aux bornes d'un actionneur piézoectrique. Stiebel et al. ont présenté dans l'article intitulé 'New approach to a switching amplifier for piezoelectric actuators', Actuator 98 Conference, un moyen de contrôle d'une alimentation électronique à découpage. Le moyen de contrôle est basé sur la connaissance préalable de l'impédance à alimenter, et sur des calculs de courant circulant dans la charge. Pour assurer une bonne régulation, il est nécessaire que l'impédance à alimenter soit connue précisément, ce qui oblige à placer en parallèle avec l'actionneur, une capacité du même ordre de grandeur que celle de l'actionneur. Compte - tenu des capacités importantes présentées par les céramiques multicouches, une telle capacité présente un encombrement important. Par ailleurs, les actionneurs piézoélectriques possèdent un bon rendement lorsqu'ils sont alimentés à la résonance. De nombreux onduleurs ont été proposés pour réaliser cette alimentation. Cependant, en raison de la tension relativement élevée nécessaire pour alimenter les actionneurs piézoélectriques, la grande majorité de ces onduleurs utilise un transformateur élévateur de tension, qui est encombrant. Ainsi, une alimentation destinée à un moteur piézoélectrique, telle que celle décrite dans le brevet N US 5,130,619, comprend deux phases, et nécessite donc deux transformateurs. La fréquence de résonance du dispositif varie généralement en fonction de la charge ou bien des conditions d'environnement telle que la température. L'onduleur est donc généralement piloté en fréquence par un moyen de suivi de cette fréquence de résonance, par exemple une boucle à verrouillage de phase décrite dans le document US-A- 4,275,363. Cette boucle à verrouillage de phase utilise généralement la phase relative entre le courant et la tension de l'actionneur. Enfin, certains dispositifs comme des moteurs piézoélectriques décrits notamment dans le document FR-A-2750 543, peuvent être alimentés à la résonance et en statique, de façon à obtenir une précision de positionnement particulièrement élevée. Le document EP-A-313 072 décrit également un principe de commande d'un moteur piézoélectrique -comportant deux alimentations distinctes, dans lesquelles la première alimentation fonctionne à la résonance de l'actionneur, et la seconde fonctionne en statique. Un inconvénient majeur de ce principe résulte du fait que ces deux alimentations nécessitent deux étages de puissance distincts, ce qui est coûteux. Objet de l'invention L'objet de l'invention consiste à réaliser un dispositif d'alimentation électronique possédant un bon rendement, et capable d'alimenter un actionneur piézoelectrique soit avec une tension d'alimentation continue ou quasitatique, soit avec une tension sinusoïdale de fréquence voisine de la fréquence de résonance, permettant ainsi d'éviter l'emploi d'étages de puissance distincts pour effectuer les deux types d'alimentation désirées. Le dispositif selon l'invention comprend une source de tension continue bidirectionnelle dont le niveau peut être contrôlé, deux condensateurs permettant d'une part de former un diviseur capacitif pour un fonctionnement en onduleur, et d'autre part de servir de réservoir d'énergie à une alimentation de contrôle, deux interrupteurs agencés en demi - pont permettant l'alimentation d'une charge constituée d'une inductance et d'une résistance en liaison série avec l'actionneur piézoélectrique, un premier moyen de contrôle agissant sur les interrupteurs et permettant l'obtention d'une bonne précision de la tension aux bornes de l'actionneur piézoélectrique, un second moyen de contrôle des interrupteurs par des signaux PWM de modulation de largeur d'impulsions, dans laquelle la fréquence de fonctionnement est proche de la fréquence de résonance de l'actionneur, et une boucle à verrouillage de phase comparant les phases respectives d'une tension sinusoïdale de référence et de la tension apparaissant aux bornes de l'actionneur. Selon une caractéristique de l'invention, le premier moyen de contrôle comporte - un amplificateur différentiel délivrant un signal d'erreur entre un signal de consigne délivré par un circuit de référence, et un signal de mesure représentatif de la tension de l'actionneur, - un convertisseur tension-fréquence et un moyen de détection du signe de l'erreur autorisant l'activation de deux bascules monostables commandant respectivement les interrupteurs de charge et de décharge, - et un moyen permettant de régler la largeur des signaux de sortie des bascules monostables en fonction de la tension aux bornes de l'actionneur de façon à linéariser le processus de commutation des charges. Le premier moyen de contrôle repose sur la nature capacitive de l'actionneur piézoélectrique, qui est capable de maintenir une tension à ses bornes sans qu'il soit toujours nécessairement alimenté. Ainsi, il est possible de commuter une charge électrique à l'actionneur pendant un instant bref, appelé période de commutation en fermant le premier interrupteur du bras de pont. De la même façon, il est possible de décharger l'actionneur en fermant le deuxième interrupteur. En répétant cette opération de commutation, on peut ainsi charger ou décharger l'actionneur. La fréquence avec laquelle cette opération est répétée, permet de contrôler le courant moyen circulant dans l'actionneur. II est donc possible d'utiliser la fréquence de récurrence de ces commutations comme variable de régulation de la tension aux bornes de l'actionneur. Selon une autre caractéristique de l'invention, le second moyen de contrôle comporte - un circuit d'échantillonnage délivrant un signal d'échantillonnage à haute fréquence, - un comparateur comparant les signaux issus du circuit d'échantillonnage et d'un convertisseur tension/fréquence connecté à la sortie d'un sommateur, - et une boucle à verrouillage de phase semi - numérique utilisant le signal sinusoïdal de référence issu du convertisseur tension/fréquence, et la tension apparaissant aux bornes de l'actionneur piézoélectrique. Le second moyen de contrôle est destiné à piloter les interrupteurs de l'étage de puissance de manière à fournir à l'actionneur, une tension sinusoïdale de fréquence proche de la fréquence de résonance mécanique. En présence d'un régime sinusoïdal dans la charge, une différence de phase s'établit entre la commande et la tension apparaissant aux bornes de l'actionneur piézoélectrique, à cause de l'inductance connectée en série. Par ailleurs, l'impédance électrique de l'actionneur est fortement modifiée au voisinage de la résonance, si bien que la différence de phase entre la commande et la tension apparaissant aux bornes de l'actionneur s'en trouve également affectée. II est donc possible d'utiliser cette information pour rechercher la résonance mécanique de l'actionneur au moyen d'une boucle à verrouillage de phase, sans devoir faire une mesure de courant, comme cela se fait généralement. Description sommaire des dessins D'autres avantages et caractéristiques ressortiront plus clairement de la description qui va suivre de différents modes de réalisation donnés à titre d'exemples@non limitatifs, et représentés aux figures annexées dans lesquelles - la figure 1 est un synoptique du circuit d'alimentation de l'actionneur piézoélectrique à l'aide de deux moyens de contrôle distincts, - la figure 2 représente le circuit synoptique du premier moyen de contrôle 1, - les figures 3a - 3d sont des circuits électriques expliquant le transfert d'énergie dans la charge lorsque les interrupteurs sont pilotés par le premier moyen de contrôle, - les figures 4a et 4b sont des diagrammes temporels illustrant le transfert d'énergie dans la charge lorsque les interrupteurs sont pilotés par le premier moyen de contrôle, - la figure 5 montre un diagramme exprimant la relation entre la durée de la commutation et la différence de potentiel entre le réservoir d'énergie et l'actionneur lors du processus de charge de l'actionneur, - la figure 6 représente un diagramme exprimant la relation entre la durée de la commutation et la différence de potentiel entre l'actionneur et la masse électrique lors du processus de décharge de l'actionneur, - la figure 7 est une variante du circuit de la figure 1, dans laquelle les éléments L1 et Ro sont agencés différemment pour obtenir une autre caractéristique de fonctionnement quasistatique, - la figure 8 est une autre variante du circuit de la figure 1, dans laquelle le demi-pont est connecté à un potentiel négattif pour obtenir une autre caractéristique de fonctionnement quasistatique ; - la figure 9 est le circuit synoptique d'une variante du premier moyen de contrôle de la figure 2 ; - la figure 10 montre un circuit synoptique du deuxième moyen de contrôle du dispositif selon l'invention ; - la figure 11 est le circuit synoptique d'une variante du deuxième moyen de contrôle de la figure 10 ; - la figure 12 est un diagramme exprimant la relation de phase utilisée par le deuxième moyen de contrôle entre la sinusoïde de référence et la sinusoïde de tension apparaissant aux bornes de l'actionneur, en fonction de la valeur de l'inductance placée en série avec l'actionneur. DESCRIPTION DES SOLUTIONS PREFEREES En référence à la figure 1, un dispositif de commande 10 électronique d'un actionneur 12 piézoélectrique, comprend une source d'alimentation E1 de tension continue bidirectionnelle Vc, et deux condensateurs de puissance C, et C2 constituant un diviseur capacitif connecté en parallèle aux bornes de la source d'alimentation E1. Le diviseur capacitif est branché d'autre part à un demi-pont DP de puissance formé par deux interrupteurs S,, S2, et deux diodes de roue libre D,, D2. Une charge, constituée par une inductance L, placée en série avec l'actionneur 12 piézoélectrique, est connectée entre le point milieu 14 du demi - pont DP et le point milieu 16 du diviseur capacitif. Les deux interrupteurs S,, S2 du demi-pont DP sont formés à titre d'exemples par des transistors MOSFET ou IGBT, mais il est clair que d'autres composants de puissance peuvent être utilisés. Des moyens de lecture de l'état de l'actionneur 12 piézoélectrique comporte un diviseur résistif R,, R2 et un amplificateur opérationnel 18 destiné à délivrer un signal de mesure représentatif de la tension aux bornes de l'actionneur 12 piézoélectrique. Un sélecteur S3 est en liaison avec le point milieu 16 du diviseur capacitif, et permet le passage d'un mode de fonctionnement à l'autre . Le sélecteur S3 est susceptible de piloter la charge de deux façons distinctes et complémentaires à l'aide de deux moyens de contrôle MC1 et MC2, de manière à fournir à l'actionneur 12 piézoélectrique une tension continue ou quasitatique, ou bien une tension alternative proche de la fréquence de résonance de l'actionneur. Les deux moyens de contrôle MC1 et MC2 recoivent le signal de mesure issu de l'amplificateur opérationnel 18, et coopèrent avec le sélecteur S3 et les interrupteurs S, S2. Les deux types de fonctionnement sont par exemple utilisés dans certains moteurs piézoélectriques pour obtenir une précision de positionnement élevée. En référence à la figure 2, le premier moyen de contrôle MC1 comprend un amplificateur différentiel 22 effectuant la différence entre un signal de consigne délivré par un circuit de référence 24, et le signal de mesure issu de l'amplificateur opérationnel 18. La sortie de l'amplificateur différentiel 22 fournit un signal d'erreur injecté dans un contrôleur 26, formé à titre d'exemple par un régulateur Proportionnel - Intégral. Les deux interrupteurs S, et S2 sont respectivement commandés par des bascules monostables MM, et MM2 permettant la charge ou la décharge de l'actionneur 12. A chaque commutation, une charge q, est transférée pour la charge entre le réservoir du condensateur C, et la capacité de l'actionneur 12, ou bien une charge qd est transférée pour la décharge entre la capacité de l'actionneur 12 et la masse électrique. Les bascules monostables MM, et MM2 sont déclenchées par deux signaux de commande, à savoir - un premier signal (en) délivré par un circuit de détection de signe 28 pour activer soit la charge, soit la décharge ; - un second signal T fournit par un convertisseur tension - fréquence VFC. Chaque bascule monostable MM, et MM, est contrôlée par un signal D issu de moyens de correction VC1 et VC2, lesquels agissent respectivement sur la durée des commutations de charge et de décharge. Un circuit inverseur N interdit l'activation simultanée des deux bascules monostables MM, et MM 2' Ainsi, en intégrant sur le temps, le courant fournit à la charge est proportionnel à la fréquence générée par le convertisseur tension - fréquence VFC, et la vitesse de l'actionneur 12 est régulée par le contrôleur 26. L'actionneur 12 piézoélectrique présente en statique, aux pertes diélectriques près, une charge purement capacitive, capable de maintenir une tension à ses bornes entre deux commutations. Si les temps de commutation sont de l'ordre de la micro seconde, l'actionneur 12 n'a pas le temps de se déplacer durant cette commutation, en raison de son inertie propre. Dans le mode de fonctionnement en statique, le sélecteur S3 est dans une première position pour connecter la capacité de l'actionneur 12, et l'inductance L, à la masse. En référence à la figure 3.a, un courant circule pour charger la capacité de l'actionneur 12 dès que le premier interrupteur S, est fermé. A l'ouverture de S,, le courant continue de circuler dans l'actionneur 12 par l'intermédiaire de la diode de roue libre D2, de manière à démagnétiser l'inductance L,, comme illustré sur la figure 3.b. II en résulte une augmentation de la tension aux bornes de l'actionneur 12, illustrée sur la figure 4.a, et consécutive à l'activation de la bascule monostable MM,. En référence à la figure 3.c, un courant circule pour décharger la capacité de l'actionneur 12, dès que l'interrupteur S2 est fermé. A l'ouverture de S2, la coupure du courant circulant dans l'inductance L, provoque un effet survolteur, qui permet au courant de circuler à travers la diode de roue libre D, tel que montré sur la figure 3.d. Cet effet permet une récupération d'énergie dans les condensateurs C, et C2 . Cette commutation de décharge entraîne une diminution de la tension aux bornes de l'actionneur 12, illustrée sur la figure 41, et consécutive à l'activation de la bascule monostable MM2. La récupération d'énergie permet d'augmenter le rendement du dispositif, ce qui est particulièrement appréciable lorsqu'il s'agit d'alimenter de fortes capacités. Le courant maximal circulant dans les interrupteurs S, et S2 est limité par la durée de la commutation, qui reste faible devant la période propre du circuit oscillant présenté par la charge. Ce dispositif présente donc l'avantage de ne pas nécessiter de dispositif de limitation du courant. Par ailleurs, et toujours en raison du temps de commutation faible, la tension aux bornes de l'actionneur 12 ne peut pas devenir supérieure à celle du condensateur C, réservoir, ni devenir négative. Un moyen supplémentaire pour limiter la tension aux bornes de l'actionneur 12 n'est donc pas nécessaire. Pour obtenir un effet survolteur, et par suite une récupération d'énergie, il est nécessaire que la résistance Ro présente une faible valeur. Cette résistance Rocorrespond alors aux pertes de l'inductance L,. La charge commutée q. ou bien qd est néanmoins dépendante de la différence de potentiel entre l'actionneur 12 piézoélectrique d'une part, et le condensateur réservoir C, (à la charge) ou la masse (à la décharge) d'autre part. Cette non linéarité est susceptible d'affecter les performances du contrôleur 26. II est particulièrement avantageux de moduler la largeur des commutations pour transférer une même quantité de charge à chaque commutation. A cet effet, le diviseur résistif R,, R2 pour la lecture de la tension aux bornes de l'actionneur 12, est utilisé pour commander la largeur des commutations. Un exemple d'évolution des durées de commutation, de façon à ce que les quantités de charge q, et qd deviennent constantes, est illustré sur les figures 5 et 6, respectivement pour la charge et pour la décharge. Les moyens de correction VC1 et VC2 suivent respectivement l'évolution des graphes présentés sur les figures 5 et 6. Ainsi, la modulation de la largeur des commutations en fonction du moyen de lecture de tension permet d'obtenir une résolution de positionnement identique sur toute la plage des tensions de fonctionnement. II en résulte une amélioration de la précision de positionnement de l'actionneur 12. Le diviseur résistif R,, R2 constituant le moyen de lecture de la tension aux bornes de l'actionneur 12 peut bien entendu être remplacé pas un capteur de déplacement ou de déformation, sans remettre en cause le principe du moyen de contrôle, et permettre ainsi de supprimer l'hystéresis de l'actionneur 12 piézoélectrique. Pour aboutir au circuit décrit sur la figure 2, il est nécessaire de connecter les masses de l'actionneur 12 et de la source E1 de tension continue. Dans d'autres circonstances, on peut être intéressé à préférer la stabilité en position de l'actionneur 12 à l'effet de récupération d'énergie. En effet, la stabilité en position peut parfois poser un problème, notamment quand l'actionneur 12 piézoélectrique est surtendu, parce que sa tension est augmentée ou réduite de manière indicielle à chaque commutation, comme cela a été montré sur les figures 4.a et 4.b. L'actionneur 12 oscille sur sa période propre à chaque commutation, conduisant dans certaines applications à une stabilité en position insuffisante. II est alors judicieux d'amortir l'actionneur électriquement, notamment au moyen d'un circuit électrique amorti, de fréquence de résonance proche de la fréquence de résonance mécanique de l'actionneur 12. II suffit de choisir convenablement les valeurs de l'inductance L, et de la résistance Ro, de façon à ce que - le circuit L,, Ro, et la capacité de l'actionneur 12 présente une fréquence de résonance proche de la fréquence de résonance f,, de l'actionneur, - la résistance Ro présente une valeur optimale pour réduire de façon optimale le facteur de surtension apparent de l'actionneur 12 piézoélectrique. Lorsque l'actionneur 12 est bien couplé électriquement, il est possible d'obtenir des facteurs de surtension apparent de l'ordre de 10. II s'ensuit une bonne stabilité en position de l'actionneur 12 lorsqu'il est alimenté par le dispositif électronique 10 précité. En référence à la variante du dispositif 100 de la figure 7, les mêmes numéros de repères seront utilisés pour désigner des composants similaires à ceux de la figure 1. L'inductance L, est connectée entre le point milieu 16 du diviseur capacif et la résistance Ro pour - éviter que l'inductance L, intervienne lorsque le sélecteur S3 est fermé, - et placer la résistance Ro en série avec la capacité de l'actionneur 12. L'actionneur 12 piézoélectrique est alors alimenté en série avec la résistance Ro. Le fonctionnement est globalement identique à celui décrit sur les figures 3.a à 3.d. Cependant, l'effet de récupération d'énergie n'est plus possible, parce que l'effet survolteur apparaissant à la fin d'une commutation de décharge n'est pas possible sans l'inductance L,. Cette topologie présente l'avantage de présenter un comportement plus linéaire que la précédente. Les circuits de linéarisation des charges commutées VC1 et VC2 ne sont donc pas forcément nécessaires. Les bascules monostables MM1 et MM2 peuvent donc avoir des durées fixes. Cette topologie permet donc d'aboutir à un premier moyen de contrôle moins onéreux. Le choix de la valeur de la résistance Ro permet d'amortir électriquement l'actionneur 12. La valeur optimale de Ro est telle que la fréquence de coupure du filtre constitué par la capacité de l'actionneur 12 et la résistance Ro soit proche de la fréquence mécanique de l'actionneur 12. Lorsque l'actionneur est bien couplé électriquement, il est possible d'obtenir des facteurs de surtension apparente inférieurs à 20. Il s'ensuit une bonne stabilité en position de l'actionneur lorsqu'il est alimenté par le dispositif électronique 100. En référence à la figure 9, une autre réalisation du premier moyen de contrôle MC1 est présentée. Les mêmes numéros de repères seront utilisés pour désigner des composants identiques ou similaires. Dans certains cas, les processus de charge et de décharge sont fortement dissymétriques, conduisant à quelques difficultés dans la réalisation du contrôleur. Alternativement, il est possible de doter le moyen de contrôle de deux contrôleurs 26A, 26B, l'un dédié au processus de charge de l'actionneur 12, l'autre dédié au processus de décharge de l'actionneur 12. Ainsi, le caractère dissymétrique est corrigé en affectant des gains différents aux contrôleurs 26A et 26B. En référence à la variante du dispositif 200 de la figure 8, les mêmes numéros de repères seront utilisés pour désigner des composants similaires à ceux de la figure 1. Le demi-pont DP est connecté entre le potentiel positif Vc fourni par la première source de tension E1, et le potentiel négatif -Vc2 fourni par une deuxième source de tension E2.. II est alors possible d'appliquer à l'actionneur piézoélectrique 12 une tension négative pouvant aller jusqu'à la valeur -Vc2, les processus de commutation de demi-pont DP et les moyens de contrôle MC1 et MC2 restant globalement identiques. Le deuxième moyen de contrôle MC2 décrit sur la figure 10, pilote les deux interrupteurs S,, S2 de façon à générer aux bornes de l'actionneur 12 piézoélectrique, une tension sinusoïdale proche de la fréquence de résonance de l'actionneur. Une technique d'échantillonnage PWM à modulation de largeur d'impulsions est avantageusement utilisée, en se basant sur un échantillonnage avec un indice de modulation élevée en boucle ouverte ou bien fermée. L'inductance L, du circuit de charge a un double rôle dans ce type de fonctionnement - elle permet de lisser les commutations en évitant des surintensités de courant aux commutations, - elle permet d'obtenir une phase adéquate entre la sinusoïde de référence et la sinusoïde apparaissant aux bornes de l'actionneur 12 piézoélectrique, pour permettre le fonctionnement d'une boucle à verrouillage de phase utilisant ces deux grandeurs. En référence à la figure 10, le second moyen de contrôle MC2 comprend - un dispositif 124 fournissant un signal de décalage pouvant être utilisé pour commander la fréquence d'un convertisseur tension/fréquence VCO, - un sommateur 122 faisant la somme du signal de décalage et d'un signal issu d'un filtre 123, et pilotant la fréquence du convertisseur tension/fréquence VCO, lequel fournit un signal sinusoïdal , - un circuit d'échantillonnage 125 délivrant un signal d'échantillonnage préférablement à haute fréquence, - un comparateur 127 comparant les signaux issus du convertisseur VCO et du signal d'échantillonnage permettant d'obtenir un échantillonnage PWM à modulation de largeur d'impulsions, - un inverseur N et un dispositif de retards inter-voies RIV permettant d'éviter la conduction simultanée des interrupteurs S1 et S2, - et un comparateur de phase 121 utilisant le signal de référence issu du convertisseur VCO, et la tension apparaissant aux bornes de l'actionneur 12 piézoélectrique. Les commutations successives des interrupteurs S, et S2 permettent d'exciter la charge avec un signal sinusoïdal. A cause de l'inductance L1, une différence de phase apparaît entre le signal de référence et la tension apparaissant aux bornes de l'actionneur. Cette différence de phase peut être mise à profit pour mettre en oeuvre la boucle à verrouillage de phase PLL. La figure 12 montre un exemple d'évolution de cette différence de phase en fonction de la valeur de l'inductance L,. La fréquence de résonance est modifiée quand la fréquence de résonance électrique du circuit formé par l'inductance L,, et la capacité de l'actionneur 12 est proche de la fréquence de résonance mécanique. Un effet survolteur apparaît dans ces conditions. Lorsque l'inductance L, est choisie telle que la fréquence de résonance électrique est inférieure à la fréquence de résonance mécanique, une différence de phase de 90 apparaît entre la tension de référence et la tension aux bornes de l'actionneur 12 piézoélectrique. Dans ces conditions, l'actionneur est alors excité au voisinage de sa fréquence de résonance, lorsque la boucle à verrouillage de phase PLL, munie d'un gain et d'une fréquence de coupure du filtre adéquats, est mise en ceuvre. Un réseau déphaseur 129 peut être inséré en aval de l'amplificateur opérationnel 18 constituant le moyen de lecture de la tension de l'actionneur 12 piézoélectrique. La présence du réseau déphaseur 129 permet à la boucle à verrouillage de phase PLL de converger vers une fréquence supérieure à la fréquence de résonance. Le circuit de contrôle MC2 de la figure 10 utilise un circuit 127 conduisant à une technique d'échantillonage PWM à modulation de largeur d'impulsions en boucle dite ouverte. En référence à la figure 11, le deuxième moyen de contrôle MC2 comporte - un dispositif 124 fournissant un signal de décalage de tension pouvant être utilisé pour commander la fréquence du convertisseur tension/fréquence VCO, - un premier sommateur 122 faisant la somme du signal de décalage de tension issu du dispositif 124, et d'un signal issu d'un filtre 123, et pilotant la fréquence du convertisseur tension/fréquence VCO, lequel fournit un signal sinusoïdal, - un moyen de génération d'un signal de décalage de tension continue 131, - un déphaseur 133 de valeur 90 inséré en aval du moyen de lecture à amplificateur opérationnel 18, - un deuxième sommateur 130 permettant l'ajout d'un signal de décalage au signal sinusoïdal issu du convertisseur tension/fréquence VCO, - un comparateur à hystérésis 132 comparant les signaux issus du convertisseur tension/fréquence VCO, et du déphaseur 133, - un inverseur N et un dispositif de retards inter-voies RIV destinés à éviter la conduction simultanée des interrupteurs S,, S2, - et comparateur de phase 121 utilisant le signal de référence issu du convertisseur tension/fréquence VCO, et la tension apparaissant aux bornes de l'actionneur 12 piézoélectrique. Dans cette variante du deuxième moyen de contrôle MC2, le comparateur 132 effectue une modulation delta en boucle fermée. L'actionneur 12 piézoélectrique est ainsi alimenté avec un décalage de tension continue, évitant de ce fait sa dépolarisation. Lorsque l'actionneur 12 piézoélectrique est alimenté avec le second moyen de contrôle MC2, il est nécessaire de connecter l'actionneur 12 au point milieu du diviseur capacitif C, et C2 avec un niveau de tension adéquat. En effet, à cause de l'effet surtension apparaissant à la résonance de l'actionneur, les niveaux de la source E, nécessaires pour les moyens de contrôle MC1 et MC2, sont en général différents. Le dispositif électronique a été décrit au travers de quelques exemples non limitatifs. En particulier, la mise en ceuvre des moyens de contrôle MC1 et MC2 peut être faite de manière analogique ou bien numérique. II est également clair que le principe s'étend aisément à un dispositif électronique susceptible d'alimenter par exemple deux actionneurs piézoélectriques avec une différence de phase appropriée suivant l'application. REVENDICATIONS 1. Dispositif électronique permettant l'alimentation et le contrôle d'un actionneur piézoélectrique (12) à l'aide d'une tension continue ou quasitatique, ou d'une tension sinusoïdale de fréquence voisine de la fréquence de résonance, ledit dispositif comprenant - une première source de tension (E1) continue bidirectionnelle connectée à deux condensateurs (C,, C2) formant un diviseur capacitif, - un demi - pont ( DP) de puissance formé par deux interrupteurs (S,, S2) commandés, associées à deux diodes (D, , D2) de roue libre, - un circuit de charge alimenté par ledit demi-pont (DP), et comprenant une inductance ( L, ) connectée électriquement avec l'actionneur (12), - et un moyen de lecture de l'état de l'actionneur (12) piézoélectrique, caractérisé en ce que les interrupteurs (S,, S2) dudit demi-pont (DP) de puissance sont pilotés alternativement par deux moyens de contrôle (MC1, MC2) autorisant deux modes de fonctionnement distincts , dans lesquels - le premier moyen de contrôle (MC1) est destiné à fournir ladite tension continue ou quasistatique et régulée à l'actionneur (12) piézoélectrique, - le second moyen de contrôle (MC2) est susceptible de délivrer une tension sinusoïdale à l'actionneur (12) avec une fréquence proche de la fréquence de résonance, - un sélecteur (S3) susceptible d'occuper une première position ou une deuxième position pour connecter l'actionneur (12) piézoélectrique soit à la masse de la première source de tension (E1), soit au point milieu (16) du diviseur capacitif, respectivement dans l'un ou l'autre mode de fonctionnement déterminé par le premier moyen de contrôle (MC1), ou le second moyen de contrôle (MC2). 2. Dispositif électronique suivant la revendication 1 caractérisé en ce que le demi-pont (DP) est connecté au diviseur capacitif et à une deuxième source de tension (E2) ayant une polarité inverse de celle de la première source de tension (E1). 3. Dispositif électronique suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que l'inductance (L,) est connectée électriquement en série avec l'actionneur (12) entre le point milieu (14) du demi - pont (DP), et le point milieu (16 ) d'interconnexion des condensateurs (C,, C2) du diviseur capacitif. 4. Dispositif électronique suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que l'inductance (L,) est connectée entre le point milieu (16 ) d'interconnexion des condensateurs (C,, C2) du diviseur capacitif, et le sélecteur (S3), l'inductance (L,) se trouvant court-circuitée lorsque le sélecteur (S3) est dans la première position, et la résistance (Ro) étant en série avec l'actionneur (12). 5. Dispositif électronique suivant la revendication 1 caractérisé en ce que le premier moyen de contrôle (MC1) comporte - un amplificateur différentiel (22) délivrant un signal d'erreur entre un signal de consigne délivré par un circuit de référence (24), et un signal de mesure représentatif de la tension de l'actionneur (12), - un convertisseur tension-fréquence (VFC) et un moyen de détection (28) du signe de l'erreur autorisant l'activation de deux bascules monostables (MM, et MM2) commandant respectivement les interrupteurs (S,, S2) de charge et de décharge, - et un moyen permettant de régler la largeur des signaux de sortie des bascules monostables (MM, et MM2) en fonction de la tension aux bornes de l'actionneur (12), de façon à linéariser le processus de commutation des charges. 6. Dispositif électronique suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le second moyen de contrôle (MC2) comporte - un circuit d'échantillonnage (125) délivrant un signal d'échantillonnage à haute fréquence, - un comparateur (127) comparant les signaux issus du circuit d'échantillonnage (125) et d'un convertisseur tension /fréquence (VCO) connecté à la sortie d'un amplificateur différentiel (122), - et une boucle à verrouillage de phase (PLI-) semi - numérique utilisant le signal sinusoïdal de référence issu du convertisseur (VCO), et la tension apparaissant aux bornes de l'actionneur (12) piézoélectrique. 7. Dispositif électronique selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que l'inductance (L, ) et/ou la résistance de décharge (Ro ) sont choisies pour amortir électriquement l'actionneur (12) piézoélectrique avec une réponse impulsionnelle amortie permettant d'obtenir une meilleure stabilité en position. 8. Dispositif électronique suivant l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que la source de tension (E1) continue est formée par un hâcheur DC/DC à niveau commandable. 9. Dispositif électronique suivant la revendication 6 ou 7, caractérisé en ce qu' en présence d'une différence de phase de 90 apparaissant entre la tension de référence issue du convertisseur (VCO) et la tension aux bornes de l'actionneur (12), l'inductance (L,) coopère avec la boucle à verrouillage de phase (PLL) pour la solliciter vers la fréquence de résonance de l'actionneur. 10. Dispositif électronique suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le deuxième moyen de contrôle (MC2) comporte - un comparateur à hystérésis (132) destiné à comparer les signaux issus d'un convertisseur tension /fréquence (VCO), et du moyen de lecture (18) de la tension de l'actionneur (12), - une boucle à verrouillage de phase (PLI-) semi - numérique utilisant le signal sinusoïdal de référence issu du convertisseur (VCO), et la tension apparaissant aux bornes de l'actionneur (12) piézoélectrique. 11. Dispositif électronique suivant la revendication 6 ou 10, caractérisé en ce qu'un réseau déphaseur (129) est inséré entre le moyen de lecture de la tension aux bornes de l'actionneur (12), une différence de phase de 90 apparaissant entre la tension de référence issue du convertisseur (VCO) et la tension issue du réseau déphaseur (129), permettant à la boucle à verrouillage de phase (PLI-) de converger vers la fréquence de résonance de l'actionneur.