FR 2794307 A1 20001201 FR 9915102 A 19991130 La présente invention concerne un circuit de protection pour empêcher le claquage d'un transistor pendant un fonctionnement de sortie en surtension dans un amplificateur de puissance ayant un transistor bipolaire hétérojonction (HBT) en GaAs ou un transistor bipolaire en Si. Des circuits intégrés hyperfréquences monolithiques (MMIC) et des modules (circuits intégrés hybrides et modules à plusieurs puces) utilisant des transistors à effet de champ métal -semiconducteur en GaAs (MESFET), des transistors à mobilité d'électrons élevée en GaAs (HEMT) ou des HBT à base de GaAs, sont largement utilisés dans des amplificateurs de puissance pour des dispositifs de communications mobiles. Parmi ceux-ci, le HBT à base de GaAs offre les trois avantages suivants par rapport aux FET conventionnels et sont de ce fait considérés comme prometteurs en tant qu'éléments de module de puissance pour des dispositifs de communication mobile futurs. C'est-à-dire, le HBT à base de GaAs : 1) n'exige pas une tension de polarisation de grille négative et peut de ce fait être utilisé pour des fonctionnements d'alimentation simple ; 2) peut être utilisé pour des fonctionnements marche-arrêt sans un commutateur analogique du côté drain, de façon similaire à un MOSFET-Si; 3) a une densité de puissance de sortie élevée permettant à une puissance de sortie nominale particulière d'être accomplie à partir d'un dispositif qui est plus petit qu'un amplificateur de puissance FET à puissance de sortie comparable. Des amplificateurs de puissance à HBT utilisant ces propriétés particulières des HBT sont mis en service pour être utilisés dans des téléphones mobiles de puissance élevée de 2W à 4W se conformant au standard GSM (Système global pour Communications Mobiles) en Europe, un système de 900 Mhz qui est le service des téléphones mobiles le plus largement utilisé en Europe. La figure 10 est un schéma de circuit typique pour un amplificateur de puissance 500 à HBT utilisé dans un téléphone mobile GSM. En se référant à la figure 10, une borne d'entrée 501 est la borne d'entrée pour les signaux haute fréquence à amplifier en puissance. La borne de sortie 502 est la borne de sortie pour des signaux amplifiés. Des transistors 503 à 505 sont des transistors bipolaires hétérojonctions pour amplification de signaux. Des transistors 506 à 511 sont des HBT de polarisation. Des bornes 512 à 514 sont des bornes pour appliquer des tensions de polarisation de collecteur Vcl à Vc3. Une borne 515 est la borne d'alimentation pour la tension d'alimentation Vcc. La borne 516 est la borne d'alimentation pour la tension de commande d'alimentation Vpc pour commander la tension de base des transistors d'amplification 503 à 505 utilisant des transistors de polarisation 506 à 511. Comme représenté à la figure, cet amplificateur 500 à HBT comprend également des résistances 517 à 542, des condensateurs 543 à 552, et des lignes hyperfréquences 553 à 557. Un amplificateur de puissance à HBT typique a un gain élevé en basse fréquence et est plus susceptible à une oscillation basse fréquence qu'un amplificateur de puissance à FET. Pour empêcher cette oscillation basse fréquence, l'amplificateur de puissance 500 à HBT a un circuit de rétroaction RC comprenant une résistance 521 et un condensateur 544 disposés entre le collecteur et la base du transistor 503 ; un circuit de rétroaction RC comprenant une résistance 525 et un condensateur 545 disposés entre le collecteur et la base du transistor 504 ; et un circuit de rétroaction RC comprenant une résistance 529 et un condensateur 548 disposés entre le collecteur et la base du transistor 505. Un courant d'approximativement 2 ampères circule aux circuits dans un téléphone mobile basé sur le standard GSM. Un moyen tel qu'un circuit régulateur ou circuit de coupure qui fonctionne lorsqu'une surtension est appliquée, pourrait être prévu entre la borne d'alimentation et la batterie en tant que moyen de protection des transistors dans l'amplificateur de puissance 500 à HBT. Cependant, de tels circuits de coupure et régulateurs sont typiquement des dispositifs de grande dimension, à consommation d'énergie élevée. Il n'est de ce fait pas possible de disposer un circuit de coupure ou un régulateur entre la batterie et la borne d'alimentation de l'amplificateur de puissance 500 HBT et la borne d'alimentation est directement reliée à une batterie interne. Il est également souhaitable de prévoir un isolateur entre la borne de sortie de l'amplificateur de puissance 500 HBT et un circuit aval (tel qu'une antenne). Cet isolateur est utilisé pour supprimer des variations dans la courbe de charge de l'amplificateur de puissance 500 HBT lorsque l'impédance de charge d'un circuit aval varie. Cependant cet isolateur est typiquement comparable à la dimension d'une puce de l'amplificateur de puissance 500 HBT et est de ce fait omis dans des téléphones mobiles au standard GSM à cause de la forte demande pour des téléphones mobiles plus petits. Si la tension d'alimentation s'élève à un niveau particulier au dessus des conditions de fonctionnement recommandées (3V à 3,6V) pendant la recharge des batteries, par exemple, s'élève de 4,5V à 5,5V, et l'impédance de charge des circuits aval varie grandement à partir du niveau normal de 50 Ç2, la courbe caractéristique de charge du dernier transistor 505 dans un amplificateur de puissance 500 à HBT pour des dispositifs GSM décrits comme noté ci-dessus peut fluctuer excessivement, amenant la tension au collecteur de crête Vce à excéder la tension de claquage et le transistor 505 à défaillir. Le dernier transistor 505 peut défaillir en conséquence de fluctuations de charge pendant la charge de la batterie comme décrit ci-dessous, mais la défaillance peut également résulter d'une surtension appliquée au collecteur du dernier transistor 505. Il doit être également noté qu'un circuit de réaction 600 ayant une diode 604 comme représenté dans la figure 11 a également été utilisé pour résoudre le problème ci-dessus noté concernant une alimentation de surtension dans des applications autres que des téléphones mobiles et autres dispositifs mobiles, plus particulièrement dans le domaine des communications optiques. Le circuit de rétroaction 600 représenté en figure 11 est utilisé principalement dans l'amplificateur de signaux 601 disposé dans l'extrémité avant d'un récepteur de communications d'optique. Lorsqu'une alimentation en surtension est appliquée, la diode 604 devient conductrice, réduisant de la sorte l'énergie appliquée à la borne d'entrée de signal 602 de l'amplificateur de signaux 601 pour empêcher une défaillance de l'amplificateur de signaux 601, une distorsion d'ondes et une sortie de surcharge. Des amplificateurs de puissance de sortie élevée produisant un Watt ou plus sont utilisés dans des téléphones mobiles du standard GSM. Prévoir un circuit de rétroaction 600 comme décrit ci-dessus aux bornes d'entrée / sortie d'un tel amplificateur de puissance de sortie élevée, cependant, ne peut pas efficacement protéger les transistors internes de l'amplificateur de puissance et en particulier ne peut pas protéger le dernier transistor 505. Ceci parce que la défaillance et le dégât thermique aux transistors à l'intérieur de l'amplificateur sont dus non pas principalement à une alimentation de surtension appliquée à l'amplificateur, mais sont dus à la tension au collecteur de crête Vc excédant la tension de claquage due aux fluctuations de charge pendant un fonctionnement surchargé des transistors dans l'amplificateur. La caractéristique de fluctuation de charge pendant le fonctionnement en surcharge des transistors lorsqu'un circuit d'accord 560 produit une impédance de charge variable à la borne de sortie 502 de l'amplificateur de puissance 500 HBT est considérée ensuite ci-dessous. La figure 12 représente les second et troisième circuits d'étage d'un amplificateur de puissance 500 HBT auquel ce circuit d'accord 560 est relié. La f igure 13 représente la courbe de charge et la courbe Ic-Vce du dernier transistor 505 lorsque le circuit d'accord 560 est relié. Le point Al sur le graphe indique la tension de polarisation de collecteur normale V.3-1 (typiquement de 3,2 V) appliquée à la borne 514 lorsque le courant de base est Ib2. La courbe ci est la courbe de charge lorsque l'impédance de charge du circuit d'accord 560 est normale (c'est à dire, 50 Ç2) et le taux d'ondes stationnaires de tension (VSWR) est de 1 : 1. La courbe c2 est la courbe de charge lorsqu'il y a un désaccord, c'est-à-dire, l'impédance de charge s'écarte de 1 impédance normale (50 #2 dans ce cas) et le VSWR est de 8 : 1 à 10 : 1. Un tel désaccord se produit lorsque, par exemple, un téléphone mobile comprenant cet amplificateur de puissance 500 à HBT passe un objet hautement conducteur, tel qu'un pilier de service en acier. Comme on le voit à partir d'une comparaison des courbes cl et c2, si le taux d'onde stationnaire de la borne de sortie est augmenté et le désaccord de sortie est augmenté, une fluctuation de courbe de charge augmentera et la tension de collecteur de crête Vce approchera la zone 1 de tension de claquage du transistor indiquée par une ligne en cercle à la figure. La f igure 14 représente la courbe de charge et la courbe Ic-Vce du dernier transistor 505 lorsque la tension de polarisation collecteur appliquée à la borne 514 est une tension VC3-2 (5,0 V dans cet exemple) supérieure à V13-2 (3,2V comme noté ci-dessus) . Le point A2 sur le graphe indique la tension de polarisation collecteur V 13-2 appliquée à la borne 514 lorsque le courant de base est Ib2. Comme l'est la courbe cl en figure 13, la courbe c3 est la courbe de charge lorsque l'impédance de charge du circuit d'accord 560 est normale (c'est-à-dire, 50 #2) et le taux d'onde stationnaire de tension (VSWR) est de 1 : 1. Comme l'est la courbe c2 de la figure 13, le courbe c4 est la courbe de charge lorsqu'il y a un désaccord, c'est-à-dire, l'impédance de charge s'écarte de l'impédance normale (50 n dans ce cas) et le VSWR est de 8 : 1 à 10 : 1. Comme on le voit à partir de la courbe c2 de la figure 13 et la courbe c4 en figure 14, la tension collecteur de crête Vce excède la tension de claquage (entre la zone de claquage 1 aux figures) et augmente le potentiel pour claquage de transistor lorsque la tension de polarisation collecteur excède un niveau particulier. Lorsqu'un gain en courant est amélioré et une résistance et un condensateur parasites sont réduits pour améliorer des caractéristiques de transistor pendant le fonctionnement basse tension, c'est-à-dire, le fonctionnement à la tension de fonctionnement standard de 3V à 3,6V dans des téléphones mobiles conçus pour un fonctionnement à basse tension, la tension de claquage tend également à chuter. A cause du potentiel pour des variations de tension d'alimentation et des variations de charge, il est de ce fait souhaitable de prévoir un isolateur pour supprimer des variations dans la courbe de charge dues aux fluctuations dans l'impédance de charge des circuits en aval. Dans des systèmes tels que des téléphones mobiles au standard GSM dans lesquels un tel isolateur n'est pas prévu à cause de la demande d'une dimension compacte, il est de ce fait important d'empêcher le claquage du transistor provoqué par une sortie de surcharge de la tension collecteur Vce résultant des fluctuations de charge pendant un fonctionnement en surcharge des transistors amplificateurs. En considérant les problèmes ci-dessus décrits, un but de la présente invention est de réaliser un circuit de protection pour un amplificateur de puissance pour empêcher efficacement un claquage de transistors d'amplification de puissance provoqué par des variations de charge de sortie pendant un fonctionnement en surtension, sans impliquer de détérioration dans les caractéristiques de fonctionnement sous des conditions de tension normales et supprimer en même temps une augmentation en dimension de puce. Pour accomplir le but ci-dessus, un circuit de protection pour un amplificateur de puissance comprend un certain nombre de transistors reliés dans un étage multiple pour former l'amplificateur de puissance ; et un circuit de grille relié entre un collecteur et une base d'au moins un transistor du dernier étage de ladite pluralité de transistors. Le circuit de grille applique un courant des rétroaction à la base dudit transistor du dernier étage lorsqu'une tension d'un niveau spécifique ou supérieure est appliquée audit collecteur dudit transistor du dernier étage. Un circuit de protection ainsi constitué fonctionne comme un circuit de rétroaction pour supprimer la tension appliquée à l'électrode de collecteur lorsqu'une tension excédant un niveau spécifié est appliquée au transistor du dernier étage, c'est-à-dire, le transistor étant protégé par le circuit de protection, dans l'amplificateur de puissance. Au moyen de la conception de circuit et sans améliorer la caractéristique du dispositif lui-même, il est de ce fait possible d'empêcher la tension de collecteur de crête Vce du transistor du dernier étage dans l'amplificateur de puissance d'excéder la tension de claquage, et ainsi d'empêcher une défaillance dans l'amplificateur, en conséquence du fonctionnement d'une alimentation de surtension ou d'une charge de sortie désaccordée. Le circuit de grille est de préférence le circuit de grille qui comprend un transistor dont le collecteur et la base sont mutuellement reliés. Dans ce cas, le transistor du circuit de grille forme de préférence un multiplicateur de Vbe ensemble avec des première et seconde résistances. La première résistance est reliée entre le collecteur et la base du transistor et la seconde résistance est reliée entre la base et l'émetteur du transistor. Le circuit de grille peut en variante avoir un certain nombre de diodes transistors reliées en série, chaque transistor ayant sa base reliée à son collecteur. Cette conception réduit en outre la capacité parasite et peut ainsi réduire les effets de capacité parasite sur le rapport d'amplification et l'onde de signal de sortie sous la condition de tension de fonctionnement normale. En outre, de préférence dans ce cas, au moins l'un de la pluralité des transistors dans le circuit de grille forme un multiplicateur de Vbe ensemble avec des première et seconde résistances. La première résistance est reliée entre le collecteur et la seconde résistance est reliée entre la base et l'émetteur d'au moins l'un de la pluralité de transistors. En outre, une résistance spécifique est reliée au collecteur ou à l'émetteur du transistor formant le multiplicateur de Vbe. En variante, une ou plusieurs diodes transistors reliées en série au collecteur ou à l'émetteur du transistor forment ledit multiplicateur de Vbe. Selon une autre variante, l'électrode de collecteur à une extrémité du circuit de grille est reliée à une électrode de collecteur du transistor protégé et une électrode de base à une autre extrémité du circuit de grille est reliée à une électrode de base du transistor protégé. Il est de ce fait possible au moyen de la conception du circuit et en n'améliorant pas les caractéristiques du dispositif des transistors d'empêcher la tension de collecteur de crête Vce du transistor du dernier étage dans l'amplificateur de puissance d'excéder la tension de claquage due au fonctionnement avec une entrée d'alimentation de surtension ou une charge de sortie désaccordée. La défaillance de l'amplificateur peut de ce fait être également empêchée. Selon encore une autre variante, l'électrode de base à une autre extrémité du circuit de grille peut être reliée à une électrode de base du transistor protégé par un condensateur de couplage intervenant à un transistor dans un étage précédent. Dans ce cas, le courant de rétroaction peut être appliqué par l'électrode de collecteur à l'électrode de base du transistor protégé lorsque la tension entre le collecteur et la base du transistor protégé est supérieure à un niveau spécifique auquel le circuit de protection passe du courant de rétroaction et inférieure à la tension de claquage du transistor protégé. Lorsqu'un circuit de protection selon la présente invention est utilisé dans un amplificateur de puissance pour des dispositifs GSM, la rétroaction en courant du circuit de protection peut être interrompue et le courant collecteur Ic commandé fiablement à 0 V lorsque la tension de polarisation appliquée à l'électrode de base de chaque transistor dans l'amplificateur de puissance est de 0 V même si la tension appliquée à l'électrode de collecteur excède un niveau spécifié. Il est également possible au moyen de la conception du circuit et en n'améliorant pas les caractéristiques du dispositif des transistors d'empêcher la tension de collecteur de crête Vce du transis tor du dernier étage dans l'amplificateur de puissance d'excéder la tension de claquage due au fonctionnement avec une entrée d'alimentation de surtension ou une charge de sortie désaccordée. Une défaillance de l'amplificateur peut de ce fait être également empêchée. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple, illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention, et dans lesquels : - La figure 1 est un schéma de circuit typique d'un circuit de protection selon un premier mode de réalisation de la présente invention et d'un amplificateur auquel le circuit de protection est combiné ; - La figure 2A est un graphe représentant le changement dans l'alimentation en service accompagnant un changement dans la résistance du circuit de protection ; - La figure 2B est un graphe représentant le changement dans la résistance à l'état passant accompagnant un changement dans la résistance du circuit de protection ; - La figure 3 est un graphe représentant la courbe de charge et la caractéristique Ic-Vce du transistor lorsque l'impédance de charge d'un circuit relié à la borne de sortie d'un amplificateur comprenant ce circuit de protection est changée ; - Les f igures 4, 5, 6, 7, 8 et 9 sont des schémas de circuit de circuits de protection selon des second à neuvième modes de réalisation de la présente invention et des amplificateurs comprenant lesdits circuits de protection ; - La figure 10 est un schéma de circuit d'un amplificateur de puissance GSM conventionnel ; - La figure 11 est un schéma de circuit d'un circuit de rétroaction relié entre les bornes d'entrée et de sortie d'un amplificateur de puissance conventionnel comme représenté en figure 10 ; - La figure 12 est un schéma de circuit d'un circuit à impédance de charge variable relié à la borne de sortie de l'amplificateur de puissance GSM représenté en figure 10 ; - La f igure 13 est un graphe de caractéristiques Ic-Vce de transistors et de courbes de charge ; et - La f igure 14 est un graphe de caractéristiques Ic-Vce de transistors et de courbes de charge; Un circuit de protection d'amplificateur de puissance selon la présente invention est conçu pour protéger au moins le transistor du dernier étage d'un amplificateur de puissance comprenant un certain nombre de transistors reliés dans des étages multiples d'amplification. Ce circuit de protection comprend un circuit de grille relié entre les électrodes de collecteur et de base du transistor protégé pour appliquer un courant de rétroaction à l'électrode de base lorsqu'une tension excédant un niveau spécifié est appliquée à l'électrode de collecteur. Un multiplicateur de Vbe est un circuit de grille en exemple pour ce circuit de protection. Lorsqu'ainsi constitué, il est possible d'empêcher, au moyen de la conception de circuit et sans améliorer les caractéristiques de dispositif du transistor lui-même, la tension collecteur de crête Vce du transistor du dernier étage dans l'amplificateur de puissance d'excéder la tension de claquage et d'empêcher ainsi la défaillance de l'amplificateur, en conséquence du fonctionnement avec une alimentation en surtension ou une charge de sortie désaccordée. Mode de réalisation 1. La figure 1 est un chemin de circuit typique d'un circuit de protection 100 selon le premier mode de réalisation préféré de la présente invention et d'un amplificateur de puissance 500 à HBT au standard GSM dans lequel ce circuit de protection 100 est relié. Le circuit de protection 100 est un dénommé multiplicateur de Vbe et comprend des résistances 101 et 102 et un transistor 103. Le transistor 103 est un transistor bipolaire hétérojonction (HBT) . Une extrémité de la résistance 101 est reliée au collecteur et l'autre extrémité est reliée à la base du transistor 103. 'Une extrémité de la résistance 102 est reliée à la base et l'autre extrémité est reliée à l'émetteur du transistor 103. En plus de la résistance 101, le connecteur du transistor 103 est également relié à la borne 109. En plus de la résistance 102, l'émetteur du transistor 103 est également relié à la borne 108. L'amplificateur de puissance 500 à HBT est un amplificateur de puissance commun utilisé dans des dispositifs GSM et est identique à l'amplificateur de puissance 500 HBT décrit dans la description de l'art antérieur concerné ci-dessus. Comme décrit ci-dessus, la borne d'entrée 501 est la borne d'entrée pour des signaux de fréquence à amplifier en puissance. La borne de sortie 502 est la borne de sortie pour des signaux amplifiés. Les transistors 503 à 505 sont des transistors bipolaires hétérojonction pour amplification des signaux. Les transistors 506 à 511 sont des HBT de polarisation. Les bornes 512 à 514 sont des bornes pour appliquer des tensions de polarisation de collecteur Vcl à Vc3. La borne 515 est la borne d'alimentation pour la tension d'alimentation vcc. La borne 516 est la borne d'alimentation pour la tension de commande d'alimentation Vpc pour commander la tension de base des transistors d'amplification 503 à 505 utilisant des transistors de polarisation 506 à 511. Comme représenté à la figure, cet amplificateur de puissance 500 à HBT comprend également des résistances 517 à 542, des condensateurs 543 à 552 et des lignes hyperfréquences 553 à 557. Le potentiel V2 au noeud 105 en figure 1 représente la tension collecteur du transistor 504. Le potentiel V3 au noeud 106 représente la tension de base du transistor 505. Le potentiel V4 au noeud 107 représente la tension collecteur du dernier transistor 505. Le courant Ifl est le courant circulant à ce circuit de protection 100 et le potentiel Vfl est la différence de potentiel (= V4 - V2) entre les noeuds 105 et 107 en figure 1. Une borne 108 du circuit de protection 100 est reliée au noeud 105 et l'autre borne 109 est reliée au noeud 107. En liaison avec le condensateur de couplage alternatif 547 du dernier transistor 505, le circuit de protection 100 forme ainsi un circuit de rétroaction pour le dernier transistor 505. Il doit être noté que la borne 108 du circuit de protection 100 n'est pas directement reliée à la base du dernier transistor 505 par le condensateur de couplage alternatif intervenant 547 pour la raison suivante. C'est-à-dire, le courant collecteur Icl à Ic3 des transistors 503, 504 et 505 et le courant d'alimentation Icc, doivent être à 0 Ampère (A) lorsque la tension de commande d'alimentation Vpc appliquée à la borne 516 est de 0 V dans l'amplificateur de puissance 500 pour des dispositifs GSM. Cependant, si la borne 108 du circuit de protection 100 est reliée directement à l'électrode de base par connexion au noeud 106 au lieu d'être reliée à l'électrode de base par le condensateur de couplage alternatif 547, le courant collecteur Ic3 n'ira pas à 0 A même si la tension de commande d'alimentation Vpc est établie à 0 V lorsque la tension de polarisation collecteur Vc3 est haute et le circuit de protection 100 fonctionne comme un circuit de rétroaction. De ce fait, pour commander le courant collecteur IC3 à 0 A indépendamment de la tension de polarisation collecteur Vc3 lorsque la tension de commande de puissance Vc est de 0 V, la borne 108 du circuit de protection 100 est reliée au noeud 105 et ainsi reliée à l'électrode de base du dernier transistor 505 avec le condensateur de couplage alternatif 547 disposé entre eux. Il sera évident à celui de 1 art concerné que la borne 108 du circuit de protection 100 peut être directement reliée à l'électrode de base du transistor du dernier étage et la borne 109 peut être reliée à l'électrode de collecteur, si le circuit de protection 100 est utilisé dans un amplificateur pour les applications non GSM et il n'est pas nécessaire de commander le courant collecteur Ic de chaque transistor à 0 A en réponse à un signal de commande spécifique. Ceci est également vrai par rapport aux circuits de protection 130, 140, 150, 160, 170 et 180 décrits ci-dessous comme les second à septième modes de réalisation préférés de la présente invention. Dans le circuit de protection 100 ainsi constitué, la tension à l'état passant du transistor 103 est typiquement d'approximativement 1,3 V. Si la résistance de la résistance 101 est Rfb, et la résistance de la résistance 102 est Rfb2, le transistor 103 est mis en service et le circuit de protection 100 passe du courant de rétroaction If, du noeud 107 au noeud 105 lorsque la tension Vfi entre les bornes 108 et 109 est (Rfbl + Rfb2) / Rfb2 X 1,3 (V) OU PlUS- Il doit être noté que la tension à laquelle le circuit de protection 100 commence à fonctionner en un circuit de rétroaction est ici référée comme la tension à l'état passant. Cette tension à l'état passant est supérieure à la tension de polarisation de collecteur normale Vc3 appliquée à la borne 514 mais inférieure à la tension de claquage du dernier transistor 105. Ceci est également vrai par rapport aux circuits de protection 130, 140, 150, 160, 170 et 180 décrits ci-dessous comme les second à septième modes de réalisation préférés de la présente invention. La figure 2A et la figure 2B représentent la caractéristique de fonctionnement du circuit de protection 100. La figure 2A représente la courbe Vfj - If, lorsque (Rfbl + Rfb2) / Rfb2 est variée. La figure 2B représente la courbe Vfj - If, lorsque la résistance Rfb, de la résistance 101 est variée. Comme représenté en figure 2A, la tension à état passant du multiplicateur de Vbe peut être changée comme indiqué par Vcfi à Vcf3 lorsque (Rfbl + Rfb2) / Rfb2 est variée. Comme représenté en figure 2B, la résistance (référée ci-dessous comme la résistance à l'état passant) du circuit de protection 100 lorsque activée en un circuit de rétroaction peut être changée en maintenant (Rfbl + Rfb2) / Rfb2 constante et variant la résistance Rfb, de la résistance loi. La f igure 3 représente la courbe de charge et la caractéristique Ic-Vce du dernier transistor 505 lorsque l'impédance de charge d'un circuit relié à la borne de sortie 502 de l'amplificateur de puissance 500 HBT comprenant un circuit de protection 100 selon ce mode de réalisation préféré est variée. Le point A3 sur le graphe indique la tension de polarisation de collecteur normale Vc3-1 (typiquement de 3,2 V) appliquée à la borne 514 lorsque le courant de base est Ib2. Le point A4 sur le graphe indique une tension de polarisation de collecteur VC3-2 de 5 V à titre d'exemple, appliquée à la borne 514 lorsque le courant de base est Ib2. La courbe c3 est la courbe de charge lorsque la tension de polarisation VC3-2 est appliquée, l'impédance de charge du circuit relié à la borne de sortie 502 est normale (c'est-à-dire 50 Ç2) et le taux d'onde stationnaire de tension (VSWR)est 1 : 1. La courbe c4 est la courbe de charge lorsque la tension de polarisation VC3-2 est appliquée et l'impédance de charge du circuit relié à la borne de sortie 502 s'écarte de l'impédance normale (50 #2 dans ce cas) , résultant en un désaccord avec un VSWR de 8 : 1 à 10 : 1. Comme on le comprendra à partir de la courbe C4, la tension de collecteur de crête Vce ne s'élève pas au niveau de claquage comme indiqué par la zone 1 en figure 3 lorsque la tension de polarisation de collecteur s'élève de la tension normale Vc3_1 3,2 V) à VC3-2 (= 5,0 V). Par conséquent, même si l'impédance de charge d'un circuit relié en aval (non représenté aux figures) varie lorsque la tension de polarisation de collecteur appliquée à la borne 514 du dernier transistor 505 s'est élevée de la tension normale VC3-1 (= 3,2 V) à VC3-2 (= 5,0 V) pendant la charge de la batterie, par exemple, le circuit de protection 100 fonctionnera pour supprimer une augmentation dans la tension collecteur, une variation dans la courbe de charge sera supprimée et la tension de collecteur de crête Vce peut être empêchée d'atteindre le niveau de claquage. En outre, il n'y a sensiblement aucune chute dans le rapport d'amplification ou la caractéristique de sortie en comparaison au cas oÙ le circuit de protection n'est pas chargé puisque le circuit de protection ajouté 100 ne fonctionne pas en un circuit de rétroaction pendant le fonctionnement à la tension de fonctionnement normale Vc3_1 (= 3,2 V). Comme décrit ci-dessus, un circuit de protection 100 selon ce mode de réalisation préféré peut empêcher efficacement un claquage du dernier transistor 505 pendant le fonctionnement sous les conditions d'alimentation en surtension ou des conditions de charge de sortie désaccordées sans sacrifier à la performance pendant des conditions d'alimentation de tension faible normale de 3V, c'est-à-dire, un fonctionnement avec une tension de fonctionnement normale. En outre, le circuit de protection ajouté 100 est utilisé principalement en tant qu'élément actif et occupe peu de place. Par conséquent, une augmentation en dimension de puce en conséquence d'ajouter ce circuit de protection 100 peut être supprimée autant que possible. Il est également possible comme décrit ci-dessus de prévoir un isolateur pour supprimer une fluctuation dans la courbe de charge du dernier transistor 505 dans l'amplificateur de puissance 500 en conséquence d'une variation dans l'impédance de charge d'un circuit relié à la borne de sortie 502 de l'amplificateur de puissance 500. Un tel isolateur, cependant, augmente également grandement la dimension globale de la puce comme décrit ci-dessus. En utilisant un circuit de protection 100 selon ce mode de réalisation préféré de l'invention, cependant, il est possible d'empêcher un claquage de ce dernier transistor 505 tout en réduisant également de façon significative la dimension globale du circuit en comparaison à l'utilisation de l'isolateur ci-dessus noté. Mode de réalisation 2. La figure 4 est un schéma de circuit d'un circuit de protection 130 selon un second mode de réalisation préféré de la présente invention utilisé dans l'amplificateur de puissance 500 ci-dessus décrit. Il est à noter que la figure 4 représente seulement les éléments de circuit significatifs dans la zone des transistors 504 et 505 des second et troisième étages dans l'amplificateur de puissance 500. Ce circuit de protection 130 comprend cinq diodes transistors 131 à 135 reliées en série avec le collecteur de chaque transistor en court-circuit à la base. Le collecteur du transistor 131 est relié à la borne 137. Cette borne 137 est reliée au noeud 107 de l'amplificateur de puissance 500. L'émetteur du transistor 131 est relié au collecteur du transistor 132. L'émetteur du transistor 132 est relié au collecteur du transistor 133. L'émetteur du transistor 133 est relié au collecteur du transistor 137. L'émetteur du transistor 134 est relié au collecteur du transistor 135. L'émetteur du transistor 135 est relié à la borne 136 et la borne 136 est reliée au noeud 105 de l'amplificateur de puissance 500. La tension à l'état passant et la résistance à l'état passant de ce circuit de protection 130 sont déterminées par le nombre de transistors reliés. Par exemple, si la tension à 1 état passant des transistors 131 à 135 est de 1,3 V, la tension à l'état passant du circuit de protection 130 est de 1,3 x 5 = 6,5 V. Si la résistance interne du transistor 131 est R131, la résistance à l'état passant est R131 x 5 #2. Il doit être noté que l'effet équivalent peut être accompli en utilisant un ou deux à quatre transistors avec une tension à l'état passant élevée à la place des transistors 131 à 135 ayant chacun une tension à l'état passant de 1,3 V. En outre, un ou plusieurs de ces transistors 131 à 135 peuvent être remplacés par un circuit de protection 100 selon le premier mode de réalisation préféré ci-dessus de la présente invention, ou n'importe lequel des circuits de protection en variante 140, 150, 160 ou 170 selon les troisième à sixième modes de réalisation décrits ci-dessous. Comme accompli par un circuit de protection 100 selon le premier mode de réalisation préféré de la présente invention, il est possible en ajoutant ce circuit de protection 130 au dernier transistor 505 d'empêcher efficacement un claquage du dernier transistor 505 pendant un fonctionnement sous des conditions d'alimentation en surtension ou des conditions de charge de sortie désaccordées sans sacrifier la performance pendant des conditions d'alimentation à faible tension normale de 3V, c'est-à-dire, un fonctionnement avec une tension de fonctionnement normale. En reliant en diodes plusieurs transistors 131 à 135 en série dans ce circuit de protection 130, la capacité parasite peut être réduite en comparaison à un circuit de protection 100 selon le premier mode de réalisation et l'effet de la capacité parasite sur le taux d'amplification et les signaux de sortie pendant le fonctionnement en tension normale peut être réduit. Il sera également évident que l'aire de la puce occupée par ce circuit de protection 130 est supérieure à l'aire occupée par le circuit de protection 100 à cause de la connexion en diodes en série d'une pluralité de transistors. Cependant, en comparaison à l'utilisation d'un isolateur pour empêcher le claquage du dernier transistor 505 comme décrit initialement ci-dessus, il est toujours possible au moyen de ce circuit de protection 130 d'empêcher le claquage de ce dernier transistor 505 tout en réduisant également de façon significative la dimension globale du circuit en comparaison à l'utilisation de l'isolateur notée ci- dessus. Mode de réalisation 3. La figure 5 est un schéma de circuit d'un circuit de protection 140 selon un troisième mode de réalisation préféré de la présente invention utilisé dans l'amplificateur de puissance 500 ci-dessus décrit. Il est à noter que la figure 5 représente seulement les éléments significatifs du circuit dans la zone des transistors 504 et 505 des second et troisième étages dans l'amplificateur de puissance 500. Comme on le voit à partir de la figure 5, ce circuit de protection 140 est sensiblement le circuit de protection 100 selon le premier mode de réalisation, comprenant en outre une résistance 141 reliée au collecteur du transistor 103. Il est à noter que des parties analogues dans le circuit de protection 100 et le circuit de protection 140 sont identifiées par des chiffres de référence analogues. La tension à l'état passant du circuit de protection 140 ainsi constitué est (Rfbl + Rfb2) / Rfb2 X 1,3 (V). La résistance à l'état passant peut être réglée en contrôlant la résistance Rfb, de la résistance 101 et la résistance Rfcl de la résistance 141. Il est de ce fait possible de contrôler plus précisément le courant de rétroaction. D'autres effets et accomplissements de ce mode de réalisation sont les mêmes que ceux du premier mode de réalisation. Mode de réalisation 4. La figure 6 est un schéma de circuit d'un circuit de protection 150 selon un quatrième mode de réalisation préféré de la présente invention utilisé dans l'amplificateur de puissance 500 ci-dessus décrit. Il est à noter que la figure 6 représente seulement les éléments significatifs du circuit dans la zone des transistors 504 et 505 des second et troisième étages dans l'amplificateur de puissance 500. Comme on le voit à partir de la figure 6, ce circuit de protection 150 est sensiblement le circuit de protection 100 selon le premier mode de réalisation, comprenant en outre une résistance 151 reliée à l'émetteur du transistor 103. Il est à noter que des parties identiques dans le circuit de protection 100 et le circuit de protection 150 sont identifiées par des chiffres de référence identiques. La tension à l'état passant d'un circuit de protection 150 ainsi constitué est (Rfbl + Rfb2) / Rfb2 X 1,3 M. Comme avec le circuit de protection 140 selon le troisième mode de réalisation ci-dessus de l'invention, la résistance à l'état passant de ce circuit de protection 150 peut être réglée en contrôlant la résistance Rfb, de la résistance 101 et la résistance Rfe, de la résistance 151. Il est de ce fait possible de contrôler plus précisément le courant de rétroaction. D'autres effets et accomplissements de ce mode de réalisation sont les mêmes que ceux du premier mode de réalisation. Mode de réalisation 5. La figure 7 est un schéma de circuit d'un circuit de protection 160 selon un cinquième mode de réalisation préféré de la présente invention utilisé dans l'amplificateur de puissance 500 ci-dessus décrit. Il est à noter que la figure 7 représente seulement les éléments de circuit significatifs dans la zone des transistors 504 et 505 des second et troisième étages dans l'amplificateur de puissance 500. Comme on le voit à partir de la figure 7, ce circuit de protection 160 est sensiblement le circuit de protection 100 selon le premier mode de réalisation, comprenant en outre une diode transistor 161 reliée à l'émetteur du transistor 103. Il est à noter que des parties identiques dans le circuit de protection 100 et le circuit de protection 160 sont identifiées par des chiffres de référence identiques. La tension à l'état passant d'un circuit de protection 160 ainsi constituée est (Rfbl + Rfb2) / Rfb2 X 2,6 (V). La résistance à l'état passant de ce circuit de protection 160 peut être réglée en contr8lant la résistance Rfb, de la résistance 101 et la résistance R161, qui est déterminée par la dimension du transistor 161. Il doit être noté que le transistor 161 peut être en variante relié au collecteur du transistor 103. Comme on le voit à partir de la figure 7, le circuit de protection 160 selon ce mode de réalisation préféré a un transistor en plus reliés en série que le circuit de protection 100 représenté en figure 1. Le circuit de protection 160 peut de ce fait réduire davantage la composante de capacité parasite en comparaison au circuit de protection 100 et peut ainsi réduire davantage les effets de capacité parasite sur le taux d'amplification et l'onde du signal de sortie sous la condition de tension de fonctionnement normale. D'autres effets et accomplissements de ce mode de réalisation sont les mêmes que ceux du premier mode de réalisation. Mode de réalisation 6. La figure 8 est un schéma de circuit d'un circuit de protection 170 selon un sixième mode de réalisation préféré de la présente invention utilisé dans l'amplificateur de puissance 500 ci-dessus décrit. Il est à noter que la figure 8 représente seulement les éléments de circuit significatifs dans la zone des transistors 504 et SOS des second et troisième étages dans l'amplificateur de puissance 500. Comme on le voit à partir de la figure 8, ce circuit de protection 170 est sensiblement le circuit de protection 100 selon le premier mode de réalisation, comprenant en outre une diode transistor 171 reliée en série avec le dernier étage du circuit de protection 100. Il est à noter que des parties identiques dans le circuit de protection 100 et le circuit de protection 170 sont identifiées par des chiffres de référence identiques. La tension à l'état passant d'un circuit de protection 170 ainsi constitué est (Rfbl + Rfb2) / Rfb2 X 1, 3 (V) . La résistance à 1 ' état passant du circuit de protection 170 peut être réglée en contr8lant la résistance Rfb, de la résistance 101 et la résistance R171, qui est déterminée par la dimension du transistor ajouté 171. Il doit être noté que le transistor 171 peut être relié en variante en série avant le premier étage d'un circuit de protection 100 selon le premier mode de réalisation. Comme avec un circuit de protection 160 selon le sixième mode de réalisation ci-dessus, le circuit de protection 170 augmente le nombre de transistor de deux. Ce circuit de protection 170 peut de ce fait davantage réduire la capacité parasite en comparaison au circuit de protection 100 et peut ainsi en outre réduire les effets de capacité parasite sur le taux d'amplification et l'onde de signal de sortie sous la condition de tension de fonctionnement normale. D'autres effets et accomplissements de ce mode de réalisation sont les mêmes que ceux du premier mode de réalisation. Mode de réalisation 7. La figure 9 est un schéma de circuit d'un circuit de protection 180 selon un septième mode de réalisation préféré de la présente invention utilisé dans l'amplificateur de puissance 500 ci-dessus décrit. Il est à noter que la figure 9 représente seulement les éléments de circuit significatifs dans la zone des transistors 504 et 505 des second et troisième étages dans l'amplificateur de puissance 500. Comme représenté en figure 9, le circuit de protection 180 comprend un premier circuit de protection identique au circuit de protection 100 représenté en figure 1 relié entre le noeud 105 et le noeud 107 et un circuit de protection relié entre le noeud 106 et le noeud 107. Le second circuit de protection comprend un multiplicateur de Vbe ayant des résistances 181 et 182 et un transistor 183 et plusieurs transistors n 184 à 185 reliés en diodes en série au multiplicateur de Vbe. Dans cet exemple, on suppose que la tension de claquage du dernier transistor 505 est de 12 V. En outre, il y a quatre transistors en diodes en série à l'émetteur du transistor 183. Dans ce cas, la tension à l'état passant du second circuit de protection est Vf2, qui est approximativement 1,3 * 4 + (Rfb3 + Rfb4) / Rfb4 X 1,3 (V). La tension à état passant du premier circuit de protection est Vfbl ou approximativement (Rfbl + Rfb2) Rfb2 X 1, 3 (V) . La tension à état passant du second circuit de protection est établie inférieure à la tension à l'état passant du premier circuit de protection. Par exemple, si la tension à l'état passant du premier circuit de protection est de 8 V, la tension à 1 ' état passant du second circuit de protection est établie à 10 V. Ainsi constitué, le second circuit de protection ne sera pas mis en service à moins que le premier circuit de protection soit mis en service. De ce fait, lorsque la tension de commande de puissance Vpc est de 0 V, le courant collecteur Ic3 du dernier transistor 505 peut être établi fiablement à 0 V. Lorsqu'une alimentation de surtension est appliquée ou qu'il y a un désaccord d'impédance de charge amenant la tension collecteur de crête Vce de la courbe de charge à s'élever, le premier circuit de protection commence à fonctionner comme un circuit de rétroaction lorsque la tension collecteur Vce excède 8 V. Si la tension collecteur Vce excède en outre alors 10 V, le second circuit de protection devient également actif et commence à fonctionner en un circuit de rétroaction, réalisant ainsi une limitation significative de la tension de collecteur. Ceci rend possible d'empêcher efficacement le claquage du dernier transistor 505 en conséquence de la tension de collecteur de crête Vce excédant la tension de claquage. En constituant ainsi une pluralité de transistors 184 à 185 reliés en diodes en série, le circuit de protection 180 selon ce mode de réalisation préféré peut davantage réduire la capacité parasite en comparaison à un circuit de protection 100 selon le premier mode de réalisation et peut ainsi réduire davantage les effets de capacité parasite sur le taux d'amplification et l'onde du signal de sortie sous les conditions de tension de fonctionnement normale. Il doit être également noté que le circuit de protection 180 occupe plus d'aire de puce qu'un circuit de protection 100 comme représenté en figure 1 à cause de la pluralité de transistors utilisés pour établir la tension à l'état passant du second circuit de protection supérieure à la tension à l'état passant du premier circuit de protection. Cependant, en comparaison à l'utilisation d'un isolateur pour empêcher le claquage du dernier transistor 505 comme initialement décrit ci- dessus, il est toujours possible au moyen de ce circuit de protection 180 d'empêcher le claquage du dernier transistor 505 tout en réduisant également de façon significative la dimension globale du circuit en comparaison à l'utilisation de l'isolateur ci-dessus notée. REVENDICATIONS 1. Circuit de protection pour un amplificateur de puissance (500), caractérisé en ce qu'il comprend : plusieurs transistors (503-505) reliés dans un étage multiple pour former l'amplificateur de puissance (500) ; un circuit de grille relié entre un collecteur et une base d'au moins un transistor du dernier étage de ladite pluralité de transistors, le circuit de grille fournissant un courant de rétroaction à ladite base dudit transistor du dernier étage lorsqu'une tension d'un niveau spécifique ou supérieure est appliquée audit collecteur dudit transistor du dernier étage. 2. Circuit de protection selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de grille précité comprend un transistor dont le collecteur et la base sont reliés mutuellement. 3. Circuit de protection selon la revendication 2, caractérisé en ce que le transistor forme un multiplicateur de Vbe ensemble avec les première et seconde résistances, la première résistance étant reliée entre le collecteur et la base du transistor et la seconde résistance étant reliée entre la base et l'émetteur du transistor. 4. Circuit de protection selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de grille précité comprend plusieurs transistors reliés en diodes en série, chaque transistor ayant sa base reliée à son collecteur. 5. Circuit de protection selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'au moins l'un de la pluralité de transistors précitée forme un multiplicateur de Vbe ensemble avec des première et seconde résistances, ladite première résistance étant reliée entre le collecteur et la base dudit au moins un de ladite pluralité de transistors et la seconde résistance étant reliée entre la base et l'émetteur dudit au moins un de ladite pluralité de transistors. 6. Circuit de protection selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une résistance spécifique reliée au collecteur ou à l'émetteur du transistor formant le multiplicateur de Vbe. 7. Circuit de protection selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un ou plusieurs transistors reliés en diodes en séries au collecteur ou à l'émetteur du transistor formant le multiplicateur précité de Vbe. 8. Circuit de protection selon la revendication 2, caractérisé en ce que le collecteur du transistor formant le circuit de grille précité est relié au collecteur du transistor du dernier étage à protéger et la base du transistor formant ledit circuit de grille est relié à la base du transistor de dernier étage. 9. Circuit de protection selon la revendication 8, caractérisé en ce que la base précitée du transistor formant le circuit de grille précité est reliée par une capacité de couplage intervenant couplée à un transistor d'un étage précédent. 10. Circuit de protection selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un autre circuit de protection relié entre le collecteur et la base du transistor du dernier étage, ledit autre circuit de protection comprenant un multiplicateur de Vbe et plusieurs transistors reliés en diodes en série, où l'autre circuit de protection fournit un courant de rétroaction du collecteur à la base du transistor du dernier étage lorsqu'une tension entre le collecteur et la base du transistor du dernier étage est supérieure à un niveau spécifique auquel le circuit de protection fait passer un courant de rétroaction et inférieure à une tension de claquage du transistor du dernier étage.