FR 2789492 A1 20000811 FR 9901538 A 19990208 La présente invention concerne un procédé d'estimation de la vitesse de déplacement relatif d'un émetteur et d'un récepteur en communication l'un avec l'autre d'un système de télécommunications, tel qu'un réseau cellulaire sans-fil. L'émetteur (ou le récepteur) qui se déplace est logé dans une station mobile et le récepteur (ou l'émetteur) est logé dans une station de base d'un système de télécommunications. Dans un tel système, les télécommunications se font par voie hertzienne permettant ainsi aux stations mobiles de communiquer tout en se déplaçant. Cependant, le déplacement d'une station mobile en cours de communication a pour effet de générer une perturbation appelée décalage Doppler qui affecte la transmission de l'information. La dégradation apportée par le décalage Doppler est une fonction directe de la vitesse de déplacement de la station mobile Pour la station de base comme pour la station mobile, le fait de connaître la vitesse de déplacement de la station mobile peut permettre d'optimiser les paramètres de transmission et d'ajuster les fonctions de traitement du signal utilisées en cours de communication en fonction du déplacement du mobile Le but de l'invention est de proposer un procédé qui permette d'estimer la vitesse de déplacement d'une station mobile d'un système de télécommunications par un traitement des signaux transmis entre l'émetteur et le récepteur A cet effet, un procédé d'estimation selon l'invention est caractérisé en ce qu'il consiste à analyser les variations dans le canal entre l'émetteur et le récepteur de l'amplitude ou de la puissance du signal émis par l'émetteur et de déduire desdites variations le décalage Doppler subi par l'onde porteuse et delà, ladite vitesse de déplacement Ladite analyse consiste avantageusement en une évaluation des propriétés statistiques et/ou spectrales des variations de la puissance dudit canal Selon une autre caractéristique de l'invention, ledit procédé d'estimation consiste à déterminer, pour un instant et pour un nombre prédéterminé de retards, l'autocovariance de la puissance du canal prise audit temps et un temps retardé par rapport au temps dudit retard, à déterminer le retard pour lequel ladite autocovariance atteint son premier minimum et à déduire dudit retard le décalage Doppler. Selon une autre caractéristique de l'invention, il consiste, à partir d'une séquence de N échantillons de la puissance du canal, à déterminer une séquence d'un nombre prédéterminé d'estimations représentatives de la dérivée de l'autocovariance de la puissance du canal, à déterminer le retard pour lequel ladite dérivée de l'autocovariance s'annule et à déduire dudit retard le décalage Doppler. Selon une autre caractéristique de l'invention, ledit procédé d'estimation consiste à déterminer la densité spectrale de puissance de la puissance du canal afin d'obtenir un spectre en fréquence de ladite puissance du canal, à déterminer parmi les fréquences dudit spectre la fréquence la plus élevée pour laquelle ledit spectre présente un niveau supérieur à un niveau prédéterminé et à déduire de ladite fréquence le décalage Doppler. La présente invention concerne également un procédé d'estimation tel qu'il vient d'être décrit du type qui est mis en #uvre dans le récepteur d'un système de télécommunications équipé d'un système de contrôle de puissance par lequel ledit récepteur émet à destination de l'émetteur un signal de contrôle TC(n) pour que ledit émetteur commande sa puissance d'émission afin que la puissance reçue par ledit récepteur soit sensiblement égale à une puissance requise Ledit procédé consiste alors à estimer la puissance du canal C(n) en fonction de la puissance reçue R(n), au moyen de la relation suivante : C(n) zR(n} - //-./TC7 n est la variable temps, z la variable des transformées en z, et x le retard total entre le moment où le signal émis par l'émetteur est reçu par le récepteur et le moment où le signal de contrôle est reçu par l'émetteur La présente invention concerne encore un procédé d'estimation tel qu'il vient d'être décrit du type qui est mis en #uvre dans l'émetteur d'un système de télécommunications équipé d'un système de contrôle de puissance par lequel ledit récepteur émet à destination de l'émetteur un signal de contrôle TC(n) pour que ledit émetteur commande sa puissance d'émission afin que la puissance reçue par ledit récepteur soit sensiblement égale à une puissance requise Il consiste alors à estimer la dérivée de l'autocovariance Cov[C(n),C(n+r)J de la puissance du canal en l'égalant à la dérivée de l'autocovariance Co/7,7?+y)/ de la puissance T(n) émise par ledit émetteur où i1TO+i) = TÚ+i+ 1) - Tù+'). La présente invention concerne encore un procédé d'estimation qui est du type qui est mis en #uvre dans le récepteur d'un système de télécommunications qui n'est pas équipé d'un système de contrôle de puissance. Il consiste alors à estimer les variations de la puissance du canal comme étant égales aux variations de la puissance reçue par ledit récepteur. La présente invention concerne encore un procédé d'estimation tel qu'il vient d'être décrit et qui est mis en oeuvre entre une station fixe et une station mobile communicant l'une avec l'autre à la fois dans un sens montant et dans un sens descendant. Il consiste alors, pour déterminer ledit décalage Doppler, à estimer, en mettant en #uvre un des procédés précédemment décrits, le décalage Doppler de chacun des canaux montant et descendant et à associer lesdits décalages, par exemple, en une sommation pondérée La présente invention concerne encore un récepteur d'un système de télécommunications prévu pour pouvoir entrer en communication avec un émetteur, ledit récepteur comportant une unité pour mesurer la puissance qu'il reçoit d'un émetteur par l'intermédiaire d'un canal, une unité pour comparer ladite puissance reçue avec une puissance requise et pour transmettre un signal de contrôle audit émetteur pour qu'il commande sa puissance d'émission de manière à ce que la puissance reçue par ledit récepteur soit sensiblement égale à ladite, puissance requise Selon une autre caractéristique de l'invention, ledit récepteur comporte en outre une unité pour estimer la puissance dudit canal à partir de l'information concernant la puissance reçue et du signal de contrôle, et une unité qui, sur la base de l'estimation de la puissance du canal délivrée par l'unité délivre un signal d'estimation du décalage Doppler. La présente invention concerne encore un émetteur d'un système de télécommunications prévu pour pouvoir entrer en communication avec un récepteur, ledit émetteur recevant dudit récepteur avec lequel il est en communication un signal de contrôle et commandant sa puissance d'émission afin que la puissance reçue par ledit récepteur soit sensiblement égale à une puissance requise. Selon une autre caractéristique de l'invention, il comporte une unité qui délivre un signal d'estimation du décalage Doppler sur la base d'un signal relatif à la puissance émise par ledit émetteur Les caractéristiques de l'invention mentionnées ci-dessus, ainsi que d'autres, apparaîtront plus clairement à la lecture de la description faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels : La Fig 1 représente le schéma synoptique d'un système de télécommunications auquel la présente invention peut être appliquée, La Fig 2 est un diagramme qui illustre les différentes étapes d'un procédé selon la présente invention, La Fig 3 représente le schéma synoptique d'un système de télécommunications auquel la présente invention peut être appliquée, ledit système étant pourvu d'un système de contrôle en boucle fermée de la puissance reçue par le récepteur, La Fig 4 est un schéma synoptique d'un récepteur prévu pour mettre en #uvre un procédé selon la présente invention, La Fig 5 est un schéma synoptique d'un émetteur qui est prévu pour pouvoir mettre en #uvre un procédé selon la présente invention, et La Fig. 6 est un schéma synoptique d'un système de télécommunications pouvant mettre en #uvre un procédé selon la présente invention Dans la suite de la description, on sera amené à utiliser des grandeurs qui varient avec le temps t. Or, les calculs qui sont effectués pour la mise en #uvre du procédé de l'invention sont des calculs numériques, c'est-à-dire qui utilisent des grandeurs qui sont discrètes Ainsi, le temps t est constitué d'intervalles de temps élémentaires que l'on appelle fenêtres de temps De ce fait, lorsqu'on exprimera la variable temps numérique dans sa généralité, on utilisera la lettre n où n représente un nombre entier. Egalement, dans la suite de la description, les puissances sont exprimées en décibels et sont désignées par des lettres majuscules Par ailleurs, on sera également amené à utiliser la transformée en z. On rappelle que la transformée en z d'un signal prenant respectivement pendant des fenêtres de temps {0, 1, n, ...} les valeurs {f(0), f(I), ...,j(I1), ...} est la fonction suivante du nombre complexe z : On rappelle que la fonction retard de x fenêtres de temps a pour transformée en z la fonction I/zx = z-x La présente invention peut être appliquée à un système de télécommunications du type de celui qui est représenté à la Fig 1 Ce système comporte un émetteur 10, un canal 30, un récepteur 20. Par exemple, l'émetteur 10 considéré est logé dans une station de base d'un réseau de télécommunications sans-fil et le récepteur 20 est logé dans une station mobile ou réciproquement L'émetteur 10 émet, sur une porteuse de pulsation #0 (voir annexe I) et dans une fenêtre de temps d'indice n (n est un entier), un signal s(n) dont la puissance d'émission T(n) est, dans le canal 30, l'objet d'une modification de puissance C(n) qui varie avec le temps. Le récepteur 20 reçoit ainsi un signal y(n) dont la puissance R(n), est donnée, si l'on considère que toutes les grandeurs de puissance sont exprimées en décibels, par la somme de la puissance T(n) émise par l'émetteur 10 et de la modification de puissance C(n) dans le canal 30, soit la relation suivante exprimée en décibels R(n) = T(n) + C(n) Par la suite, la modification de puissance C(n) est nommée puissance du canal 30. Selon la présente invention, l'estimation de la vitesse de déplacement relatif de l'émetteur 10 et du récepteur 20 consiste à analyser la variation dans le canal 30 entre l'émetteur 10 et le récepteur 20 de la puissance C(n) (exprimée ou non en décibels) ou de l'amplitude du signal émis par ledit émetteur 10 et à déduire de ladite analyse le décalage Doppler 0)/11) subi par la porteuse de pulsation cto et delà, ladite vitesse (voir annexe I) Ladite analyse consiste en une évaluation des propriétés statistiques et/ou spectrales des variations de la puissance C(n) dudit canal 30 On notera que, dans le cas particulier du système de télécommunications représenté à la Fig 1 qui ne comporte pas de système de contrôle de la puissance reçue par le récepteur 20 et en faisant l'hypothèse que la puissance T(n) du signal émis l'émetteur 10 est invariante dans le temps, les variations de puissance du canal C(n) sont également les variations de la puissance reçue R(il) du signal y(il) reçu par le récepteur 20 Selon l'invention, la détermination du décalage Doppler (noté #d(n)) dû au déplacement du mobile est effectuée, à chaque instant n, en déterminant, en fonction d'un retard i, l'autocovariance de la puissance du canal C(n) due au canal 30 entre l'émetteur 10 et le récepteur 20 et prise en un temps n et un temps n + i retardé par rapport au temps n dudit retard i, en déterminant le retard io(n) pour lequel l'autocovariance atteint son premier minimum et en en déduisant le décalage Doppler #d (n). On rappelle que l'autocovariance de la puissance du canal C(n) prise en un temps n et un temps n + i retardé dudit retard i est donnée par l'expression : CovfC(n),C(n+i)J= Rc"(iJ- E[C(n)f Ou encore Cov[C(n),C(n+i)]= E[C(n), C(n + i)] - E[C(n)f Dans ces expressions, E est l'espérance mathématique et RC(n) est la fonction d'autocorrélation de la puissance du canal C(n) On a pu montrer [voir annexe I] que le décalage Doppler #d(n) est donné par la relation simplifiée suivante OJ/n) = K / [i o(n) Tb] Où K est une constante qui est théoriquement égale à 3,8317. Comme on le verra par la suite, on déduira de la valeur du retard i0(n) le décalage Doppler #d(n), par exemple en considérant une valeur empirique de la constante K ou, par exemple encore, au moyen d'une table donnant le décalage Doppler #d correspondant à chaque retard io On sait que déterminer les retards pour lesquels l'autocovariance CovC(n),C(n ti)] présente des minima et maxima consiste à chercher les valeurs du retard i pour lesquelles la dérivée de l'autocovariance s'annule. On a également pu montrer (voir annexe II) que, déterminer la position du premier extremum non nul de la covariance à l'instant n, revient à déterminer la position du premier extremum non nul de la fonction d'autocorrélation Rc(n)[i], c'est- à-dire le retard 10 pour lequel sa dérivée s'annule . On a pu montrer (voir également annexe il) que cela revient à déterminer io(n) tel que : Par exemple, pour déterminer le retard io(n) plus petit nombre positif non nul tel que la dérivée de l'autocorrélation R"[io(n)] est nulle, on détermine deux retards consécutifs a et b tels que les dérivées de l'autocorrélation pour ces deux retards soient de signes opposés : On recherche donc deux entiers consécutifs a et b tels que Puis, ayant déterminé a et b, on calcule io(n) par interpolation linéaire, soit Comme on le comprendra d'après les annexes 1 et II, la méthode de la présente invention exposée ici repose sur l'hypothèse d'une propagation du signal en un ensemble de trajets ayant subi le même retard de propagation r unique En réalité, la propagation du signal se fait par trajets multiples arrivant au niveau du récepteur à des instants différents. Le procédé de l'invention rend alors compte d'un décalage Doppler moyen. On a représenté à la Fig 2 un schéma synoptique d'un procédé de l'invention qui est ainsi décomposé en quatre étapes consécutives A l'étape 41, on calcule, pour un instant n, à partir d'une séquence de N échantillons de la puissance du canal C(n) et pour chaque retard i de valeurs comprises entre une valeur nulle (i = 0) et une valeur maximale prédéterminée (i = imax), une estimation R 'C(nliJ de la dérivée de l'autocorrélation de la puissance C(n) du canal aller 31 Une telle estimation de la dérivée de l'autocovariance de la puissance du canal peut s'écrire [voir annexe II] La valeur prise par le paramètre N du nombre d'échantillons analysés pour chaque estimation doit assurer un compromis entre, d'une part, un nombre suffisamment grand d'échantillons afin de pouvoir effectuer une moyenne correcte du résultat et, d'autre part, un nombre petit afin de pouvoir considérer que ce résultat doit correspondre à un décalage Doppler unique, c'est-à-dire à une accélération nulle du mobile. Si la vitesse de déplacement du mobile est constante, plus le nombre d'échantillons N croît, plus l'estimation effectuée à l'étape 41 est fiable Cependant, le retard introduit par le calcul de cette estimation croît aussi puisque ce retard est égal au produit de la durée d'une fenêtre de temps par le nombre d'échantillons N. Par contre, si la vitesse de déplacement du mobile est variable, il convient de choisir le nombre d'échantillons N de telle sorte que la vitesse de déplacement du mobile puisse être considérée comme constante pendant la durée du calcul Par exemple, pour le standard UMTS, la structure des fenêtres de temps permet de délivrer un signal de contrôle de puissance en boucle fermée TC(n) tous les 0,625 ms Les échantillons de la puissance du canal C(n) sont donc mis à jour tous les 0,625 ms Le retard introduit par le calcul est alors de 0,625 x N ms Pratiquement, on peut considérer que la vitesse de déplacement d'un mobile ne varie pas significativement (variations inférieures à 10km/h) pendant une période de 0,5s, soit environ 800 fenêtres de temps du système UMTS Cette approximation peut s'appliquer au déplacement en train, en automobile, à vélo ou à pieds Appliquée au standard UMTS, cette approximation consiste donc à considérer que 800 fenêtres de temps consécutives subissent le même décalage Doppler. Néanmoins, pratiquement, utiliser 800 échantillons rend l'estimation de la dérivée de l'autocovariance sensible aux perturbations instantanées Pour s'affranchir de ces perturbations, il peut être nécessaire de lisser l'estimation à l'aide d'un filtrage du type passe-bas (voir étape 42). Le nombre d'échantillons N de la séquence analysée est par exemple ajustable selon la plage présumée de la vitesse relative de l'émetteur 10 et du récepteur 20, et/ou la plage présumée de l'accélération relative de l'émetteur 10 et du récepteur 20. Il peut également être ajustable selon la régularité d'émission des signaux de commande de contrôle de puissance La valeur imax du retard maximum à traiter doit permettre de détecter le premier changement de pente de la fonction de covariance Cov[C(ti),C(ti4 i)] Le choix de sa valeur dépend du contexte applicatif. Cette valeur est par exemple ajustable selon la plage présumée de la vitesse relative de l'émetteur 10 et du récepteur 20, et/ou selon la plage présumée de l'accélaration relative de l'émetteur 10 et du récepteur 20 et/ou selon la régularité d'émission des signaux de commande de contrôle de puissance TC(n). On notera que, dans le cadre de l'UMTS, pour garantir la présence dans l'intervalle [0, imax] du retard i0 correspondant à l'extremum de la fonction de covariance, on peut fixer imax= 50 unités de temps. Pour s'affranchir du bruit d'estimation présent dans l'estimation de la dérivée 7?'c//7de l'autocovariance calculée à l'étape 41, on peut prévoir une étape de filtrage 42 délivrant, pour chaque retard i, une valeur filtrée Ilc(nJJ Cette valeur filtrée 11.:(n)[i] peut par exemple s'écrire : 11c(n)[i]=(J-a). R 'C(n)[i] + a .11c(n)[i-l] Vi> 0, et Typiquement, [alpha]=0,9 assure un bon niveau de filtrage. Le facteur d'oubli a peut être ajustable selon le niveau de bruit présumé de la transmission du canal 30 entre l'émetteur 10 et le récepteur 20 ou selon la qualité de l'évalutation du rapport signal sur interférence nécessaire au processus de contrôle de puissance en boucle fermée. Le nombre N d'échantillons de ladite séquence analysée ainsi que la valeur du paramètre imax peuvent également être ajustables selon la valeur prise par le facteur d'oubli (a). Après filtrage, les variations de l'autocovariance sont d'autant plus dilatées par rapport au retard i que le facteur d'oubli a est important On peut vérifier qu'il y a toujours une bijection entre le décalage Doppler #d(n) (c'est-à-dire la vitesse de déplacement du mobile) et le retard io(n) après filtrage. On notera que l'étape 42 est facultative A l'étape 43, on détermine le retard io(n) pour lequel la valeur de l'estimation de la dérivée de l'autocovariance calculée à l'étape précédente 42 (ou à l'étape 41 si l'étape 42 n'est pas présente) est annulée. La recherche de ce retard io(n) est par exemple mise en #uvre de la manière déjà explicitée ci-dessus A partir des imax + 1 échantillons iM/07à II:;(n){1max] disponibles, on détermine, à l'étape 43, les valeurs de retard a et b consécutives entre lesquelles le changement de signe de l'estimation de la dérivée a eu lieu Après interpolation linéaire, est délivrée, à l'issue de cette étape 43, l'estimation du retard i0(n) correspondant à l'annulation de l'estimation de la dérivée de la fonction d'autocovariance pour la séquence des N échantillons C(n) observés. A l'étape 44, à partir du retard i0(n) correspondant au premier changement de pente de la courbe d'autocovariance, on délivre une estimation du décalage Doppler #d(n) correspondant à la séquence d'observation au temps n Une méthode possible consiste à utiliser une table effectuant une correspondance entre les retards possibles et les décalages Doppler (c'est-à-dire les vitesses) associés. Une seconde méthode possible consiste à utiliser une relation empirique de la forme d'une des relations décrites plus haut o)d(ii) = K / i 0(11) où K est une constante. La constante K de cette relation empirique est par exemple ajustable en fonction de la valeur prise par le facteur d'oubli a dudit filtre mis en #uvre à l'étape 42. On a pu montrer que l'estimation de la vitesse de déplacement du mobile est dans la pratique possible à lOkm/h près On notera que l'analyse de la variation dans le canal 30 entre l'émetteur 10 et le récepteur 20 de la puissance C(n) ou de l'amplitude du signal émis par ledit émetteur 10 peut également consister en une évaluation des propriétés spectrales des variations de la puissance C(n) dudit canal 30 ou en l'analyse de l'étalement de la densité spectrale de puissance de ladite puissance C(n). Pour ce faire, ledit procédé d'estimation consiste à déterminer la densité spectrale de puissance de la puissance du canal C(n) afin d'obtenir un spectre en fréquence de ladite puissance du canal C(n), à déterminer parmi les fréquences dudit spectre la fréquence f0 la plus élevée pour laquelle ledit spectre présente un niveau supérieur à un niveau prédéterminé et à déduire de ladite fréquencefo(n) le décalage Doppler #d(n). Avantageusement, ledit procédé d'estimation consiste à éliminer les fréquences les plus hautes dudit spectre de fréquences On va maintenant décrire un exemple possible de mise en #uvre du procédé selon l'invention dans le cas où le système de télécommunications est équipé d'un système en boucle fermée de contrôle de la puissance reçue par le récepteur tel que celui qui est représenté à la Fig 3. A la Fig 3, on peut voir les éléments qui constituent ledit système de contrôle de la puissance reçue par le récepteur 20 Ce système de contrôle comporte, côté émetteur 10, une unité 11pour commander la puissance d'émission de l'émetteur 10 et, côté récepteur 20, une unité de comparaison 21 prévue pour effectuer la comparaison entre la puissance R(n) du signal y(n) reçu par le récepteur 20 et une puissance requise Rreq Le fonctionnement de ce système est le suivant L'émetteur 10 émet, dans une fenêtre de temps d'indice n (n est un entier), un signal s(n) dont la puissance d'émission T(n) est, dans un canal aller 31, l'objet d'une modification de puissance C(n) qui varie avec le temps Le récepteur 20 reçoit ainsi un signal y(n) de puissance R(n) Le récepteur 20, sur la base de la puissance R(n) du signal reçu y(n), élabore, par comparaison dans l'unité 21 avec la puissance requise Rreq, un signal de contrôle TC(n) qui est alors transmis, via un canal retour 32, à l'émetteur 10 Dans le canal retour 32, le signal de contrôle TC(n) est l'objet de perturbations si bien que le signal reçu par l'émetteur 10 est un signal RC(n) Sur la base du signal de contrôle RC(n) qu'il reçoit, l'émetteur 10 commande, au moyen de son unité 11, sa puissance d'émission T(n) de manière que la puissance reçue R(n) par le récepteur 20 soit, aux erreurs près, égale à la puissance requise Rreq Le procédé de la présente invention peut être mis en #uvre, soit dans l'émetteur 10, soit dans le récepteur 20. On va décrire un tel procédé dans le cas où celui-ci est mis en #uvre dans le récepteur 20 et, ce, en relation avec la Fig 4 qui représente le schéma synoptique d'un récepteur 20 en ce qui concerne les seules fonctions concernant cette mise en #uvre Il comprend l'unité de comparaison 21 pour comparer la puissance R(n) du signal y(n) reçu de l'émetteur 10 avec une puissance requise Rreq et pour générer le signal de contrôle TC(n) Il comprend une unité 22 prévue pour mesurer la puissance du signal y(n) reçu par le récepteur 20 et pour délivrer le résultat de cette mesure sous la forme du signal de puissance reçue R(n) On notera que cette unité 21 est par exemple déjà présente dans le récepteur 20 pour d'autres fonctions et ne sera donc pas, dans la pratique, dupliquée pour la mise en #uvre du procédé de la présente invention. Il comprend encore une unité 23 pour l'estimation de la puissance du canal C(n) dans le canal aller 31(voir Fig 3). On rappelle que la puissance du canal C(n) est, en décibels, la différence entre la puissance reçue par le récepteur 20 et celle qui est émise par l'émetteur 10, elles-mêmes exprimées en décibels. On a donc : C(n) = R(n) - T(n) Or, d'après cette expression, on constate que le récepteur 20 ne peut pas connaître la valeur exacte de la puissance du canal C(n) L'unité 23 effectue donc une estimation de la puissance du canal C(n) en estimant la puissance T(n) émise par l'émetteur 10 sur la base du signal de contrôle TC(n). On considérera que, pour simplifier, le canal retour 32 induit la totalité x des retards de réaction entre le moment où le signal émis s(n) par l'émetteur 10 est reçu par le récepteur 20 et le moment où le signal de contrôle RC(n) est reçu par l'émetteur 10. Le retard x totalise ainsi les temps de calculs, les temps de propagations, le délai de synchronisation, etc. On considérera encore que les erreurs de ce canal retour 32 se concrétisent sous la forme d'une séquence d'erreurs e(n). Ainsi, le signal de contrôle reçu par l'émetteur 10 RC(n) peut s'écrire de la manière suivante en fonction du signal de contrôle TC(n) émis par le récepteur 20 : RC(n) = TC(n-x) + e(n) Dans l'émetteur 10, l'unité 11 commande la puissance d'émission T(n) à partir du signal de contrôle reçu RC(n). Si le récepteur 20 a la maîtrise du contrôle de puissance de l'émetteur 10, le signal de contrôle TC(n), qui est à valeur discrète, est en réalité un signal de commande de contrôle de puissance TPC(n) quantifié sur Q bits, qui correspond au nombre de décibels selon lequel le récepteur 20 a estimé qu'il fallait augmenter ou diminuer la puissance T(n) émise par l'émetteur 10. La relation qui définit la mise à jour de la puissance T(n) peut alors s'écrire : T(n) = T(n-1) + RC(n) =11(1-z-).[TPC(ti-x) + e(n)J Et, en négligeant les erreurs de transmission e(n) sur le canal retour 32, on a T(il) 1/(I-z').(TPC(n-x)J Par conséquent, la puissance C(n) du canal aller 31calculée par l'unité 23 est donnée par la relation suivante : C(n) 7 - 1,1(1-.--).[TPC(ti-x)] Si, en revanche, l'émetteur 10 a la maîtrise de sa propre puissance d'émission, le signal de contrôle TC(n) peut résulter d'une simple comparaison de l'écart de puissance constaté en réception qui est quantifié sur Q bits L'émetteur 10 traite alors l'information de contrôle de puissance RC(n), par filtrage numérique de fonction de transfert f(z), afin d'évaluer un signal de commande de contrôle de puissance TPC(n) à générer pour assurer un niveau de puissance reçu constant au récepteur 20. On a donc : TPC(n) = f(z) . R C (n) = f(z) . [TC(n-x) + e(n)J Le signal de commande de contrôle de puissance TPC(n) est alors intégré dans le calcul de la puissance émise T(n) comme suit : T(N) = Il(1-z'). TPC(n) On peut considérer que le signal de contrôle TC(n) délivré par le récepteur 20 est proche du signal de commande de contrôle de puissance TPC(n), au retard x près : TPC(n) #TC(n-x) Par conséquent, la puissance du canal C(n) du canal aller 31calculée par l'unité 23 est donnée par la relation suivante : C(n) 7 - 7/-z./7C-7 Le récepteur 20 comporte encore une unité 24 qui, sur la base de l'estimation de la puissance du canal C(n) délivrée par l'unité 23, délivre un signal d'estimation du décalage Doppler #d(n) pour chaque temps n. Cette unité 24 met en #uvre un procédé d'estimation selon l'invention tel qu'il est exposé ci-dessus On va maintenant décrire, en relation avec la Fig 5, un exemple de mise en #uvre du procédé de l'invention dans le cas où elle a lieu dans l'émetteur 10 d'un système de télécommunications équipé d'un système de contrôle de puissance en boucle fermée tel que celui qui est représenté à la Fig 3 L'estimation du décalage Doppler au sein de l'émetteur 10 ne peut reposer, contrairement au cas précédent, ni sur la connaissance de la puissance C(n) apportée par le canal aller 31, ni sur la puissance reçue par le récepteur 20 En revanche, l'émetteur 10 connaît exactement la puissance T(n) du signal qu'il émet, et ce quelle que soit la localisation de la gestion du contrôle de puissance On a représenté à la Fig 5, le schéma synoptique d'un émetteur 10 en ce qui concerne les seules fonctions concernant le procédé de l'invention. Il comprend l'unité de commande 11qui, sur la base du signal de contrôle RC(n) reçu du récepteur 20, délivre, à une unité 12, un signal de commande de puissance T(n) pour que cette dernière commande la puissance du signal s(t) émis par l'émetteur 10 à la valeur T(n). On notera que les unités 11 et 12 sont parties intégrantes d'un système de contrôle de puissance en boucle fermée tel que celui qui est représenté à la Fig 3 et ne sont pas dupliquées pour la mise en #uvre du présent procédé. Le procédé de l'invention est mis en #uvre dans une unité 13 qui délivre alors le signal de décalage Doppler #d(n) au temps n. On a pu montrer (voir annexe III) que, globalement, en présence d'un système de contrôle de la puissance reçue, l'autocovariance Cov{F(n),T(n+i)} de la puissance émise T(n) peut être considérée comme une bonne approximation de l'autocovariance Cov[C(n),C(n+ï)] de la puissance C(n) du canal aller 31 En conséquence, une estimation peut s'écrire, pour une séquence de N échantillons et pour un retard i compris entre 0 et imax: C'est cette fonction qui est mise en #uvre dans l'unité 13 représentée à la Fig 5. Ensuite, comme précédemment, est recherché le premier retard io(n) pour lequel ladite dérivée est annulée et est déduite, de ce retard io(n), la valeur du décalage Doppler #d(n). On a représenté à la Fig 6, une station fixe 100 constituée d'un émetteur 101et d'un récepteur 201 et une station mobile 200 constituée d'un émetteur 102 et d'un récepteur 202 L'émetteur 101 est en communication, dans le sens dit montant, avec le récepteur 202 et, de même, l'émetteur 102 est en communication, dans le sens dit descendant, avec le récepteur 20,Dans chacun des sens montant et descendant, peut être mis en #uvre un procédé d'estimation selon l'invention. Les valeurs estimées de décalage Doppler #dm(n) et wdd(n) ainsi estimées sont alors associées pour déterminer une valeur estimée du décalage Doppler #d(n). Par exemple, cette association prend la forme d'une somme pondérée : wein) = a,. d,"(n) + a2. rvdd(n) où #dm(n) et #dd(n) sont respectivement les valeurs estimées du décalage Doppler dans le sens montant et dans le sens descendant et [alpha]1 et a2 sont des coefficients de pondération. Par exemple, chacune des mises en #uvre du procédé de l'invention dans le sens montant et dans le sens descendant se fait dans la même station ANNEXE Considérons le cas d'une communication entre une station fixe (par exemple une station de base de réseau cellulaire) et une station mobile se déplaçant à la vitesse V et émettant à destination de la station fixe un signal s(t) tel que : s (t)=u(t).e1##t où u(t) est l'amplitude du signal à transmettre et #0 est la pulsation de la porteuse Radio Fréquence. Du fait des obstacles, par exemple des habitations, ponts ou autres, qui sont situés entre la station mobile et la station fixe, ce signal émis s(t) se propage selon différents trajets Chacun de ces trajets d'indice i est caractérisé par : une atténuation a,, une phase aléatoire #1 qui suit une distribution uniforme, un retard de propagation r,, et un décalage Doppler #d1 dû au déplacement de la station mobile et défini comme : COd, = (2c)l.Vcos(a) où # est la longueur de l'onde porteuse, V est la vitesse de déplacement du mobile, a, est l'angle de projection de la direction du trajet i sur le vecteur vitesse de déplacement de la station mobile. En définitive, le signal reçu y(t) par la station fixe est la somme des signaux reçus dans chaque direction i, soit : y(t) =I a,.u(t-1'J.[(#lJ+ml)(t-'CI)+J Pratiquement, à chaque instant #k, un ensemble de trajets considérés comme provenant de directions équi-réparties arrivent au niveau du récepteur En regroupant dans le modèle en bande de base la contribution des trajets ayant subi le même retard de propagation #k, le signal reçu s'écrit : Les coefficients Ak(t) sont alors supposés suivre une distribution de Rayleigh dont la représentation spectrale Ak(f) est donnée par la relation où// est la fréquence Doppler maximale définie par la relation - où fo définit alors la fréquence de transmission, vmax la vitesse maximale du mobile et c la célérité de la lumière En faisant l'hypothèse d'un seul ensemble de trajets arrivant au même instant #k, la puissance reçue à l'instant n au niveau du récepteur est notée : c(n) = #Ak(n)#2 En notant C(n) la valeur de c(n) en décibels, on a : C(n) = 10 logio c(n) L'autocovariance de la variable C(n) est définie par l'une des relations suivantes : CovfC(n),C(n+OJ= RC(n) [i] - E[C(n)f ou COVC(l1),C(n+1)l - E{C(n), C(n+l)] EC(1?)Jz Où Cov est la fonction covariance, E l'espérance mathématique et Rc la fonction d'autocorrélation de la puissance du canal. On peut montrer que l'autocovariance de la variable C(n) peut s'écrire sous la forme Cov[C(n),C(n+i)]= r2Jo[Wa(n) i Tbf (l/J{Jo[wa(n) i Tbf,2,1}) où #= 10/ln (10) o)/n) = 2 cf 'a(n), Tb est la durée d'un bit, Jo(x) est la fonction de Bessel d'ordre 0, et L'autocovariance CovC(n),C(n+i)J de la puissance du canal exprimée en décibels est ainsi une fonction du décalage Doppler wd(n) dû au déplacement du mobile à l'instant n. La fonction z.#{z,2,I} étant croissante, les minima (respectivement les maxima) de l'autocovariance Cov(C(rr),C(rr+1) sont les minima (respectivement les maxima) de la fonction de Bessel Jo(x). Les valeurs pour lesquelles la fonction de Bessel Jo(x) présente des minima et des maxima font l'objet de tables Ainsi, pour des valeurs positives de la variable x (x>O), le premier changement de signe (au fur et à mesure que x croît) de la fonction de Bessel Jo(x) a lieu à la valeur x=3,8317. En conséquence, le premier minimum ou maximum de l'autocovariance CovC(n),C(n+i)J a lieu pour un retard de propagation io vérifiant l'équation cd io Tb = 2nfd io Tb = 3,8317 ANNEXE II La dérivée Cov'{C(n),C(n+z}] de l'autocovariance Cov(C(n),C(n+i)J s'écrit . Ce résultat montre que la fonction d'autocorrélation RC(n)[i]suffit pour déterminer la position du premier extremum non nul de la covariance Cov[C(n), C(n + i)]. Or, une approximation de la fonction d'autocorrélation RC(n)[rJs'écrit : Sachant par ailleurs que on obtient : Finalement, on peut considérer que ANNEXE III Considérons l'autocovariance de la puissance émise par l'émetteur prise en un temps n et un temps n + i retardé dudit retard i et donnée par l'expression : Cov[T(n),T(n+i)] =E[T(n),T(n+i)] - E[T(n)]2 Où T (n) estla puissance émise par l'émetteur à l'instant n Dans un système de télécommunications entre un émetteur et un récepteur, la puissance d'émission T (n) l'émetteur peut s'écrire, en fonction de la puissance reçue R (n) le récepteur et la puissance dans le canal C(n) T(n) = R(n) - C(n) S'il existe un système de contrôle de la puissance R (n) par le récepteur, la puissance R (n) égale à une puissance requise Rreq à une erreur près #(n) R(n) = Rreq + #(n) Soit : T(n) = Rreq + -,(ti) - C(n) En conséquence, l'autocovariance de la puissance émise par l'émetteur peut s'écrire - Cov[ T(n),T(n+i)] = E{ ( Rreq+s(71)-C(II) ) (Rreq+&(n+i)-C(n+i))} - E[ Rreq+ 11)-C(n)]Z En la développant et en appliquant la linéarité de l'espérance mathématique, l'expression ci-dessus devient : CovT(n),T(n+i)] = E[Rreq2] + ERreq. Eil1+r)J - ERreq.C(r1+)J + E{Rrcq-&(n)] - E[Rreq.C(n)] + E[6{n).6{n+OJ + E[C(n).C(n+i)] -E[C(n).6{n+i)J - E[6{n).C(n+i}] EjRe ql- 72 2 E(C(n)J 2E(RreQJ Ejn)J 2E(RJ E(C(n)J E[6{n)J 2 - E[C(n)l 2 - 2E[RreJ E[6{n)J 2E[RreJ E[C(n)l + 2E[C(n) JE[ 6{n}] Sachant que la puissance requise R,eq est constante, et considérant par ailleurs que E[C(n)]=E[C(n+i)] et que E[6{n)J=E[6{n + i}], on obtient . Cov[T(n),T(n+i)] = E[C(n).C(n+i)] - E[C(n)] 2+ E[6{n). 6{n+i)] - E[&(11)] -E[C(n). 6{n+i)] - E[6{n).C(n+i)] + 2E[C(Íl)] E[&(11)] Finalement, on obtient COV jl'(n),T(l?+i)] = Cov[C(ti),C(n+i)] + Cov[6{n),6{n+1)] - E[C(Íl).6{n+i)] - E[6{n).C(n+i)] + 2E[C(n)] E[6{n)] En faisant l'hypothèse simplificatrice d'indépendance des processus C (n) et#(n), on obtient - CovT'(n),T(n+t)]=CovjC(n),C(n+i)] + Cov[6{n),&(11+i)] où CovjC(n),C(n+i)) définit l'autocovariance de la puissance du canal et Cov[6{n),6{n+i)] l'autocovariance du bruit apporté par le système de contrôle de puissance. Finalement, en faisant l'hypothèse d'un système de contrôle de puissance performant pour lequel on peut considérer que le terme Cov[&(1l},&(1l+i)] est négligeable, on obtient Cov[T(n),T(n+i)] Cov[C(n),C(n+l)] Ainsi, en présence d'un système de contrôle de la puissance reçue R(Íl) , l'autocovariance C'ovT(n),T(n+i)] de la puissance émise T(n) peut être considérée comme une bonne approximation de l'autocovariance Cov[C(n),C(n+i)] de la puissance C(n) apportée par le canal REVENDICATIONS 1) Procédé d'estimation de la vitesse de déplacement relatif d'un émetteur et d'un récepteur en communication l'un avec l'autre via un canal d'un système de télécommunications et au moyen d'une onde porteuse, caractérisé en ce qu'il consiste à analyser les variations dans le canal entre l'émetteur et le récepteur de l'amplitude ou de la puissance du signal émis par l'émetteur et de déduire desdites variations le décalage Doppler subi par l'onde porteuse et delà, ladite vitesse de déplacement 2) Procédé d'estimation selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite analyse consiste en une évaluation des propriétés statistiques et/ou spectrales des variations de la puissance dudit canal. 3) Procédé d'estimation selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il consiste à déterminer, pour un instant (n) et pour un nombre prédéterminé de retards (i), l'autocovariance de la puissance du canal (C(n)) prise audit temps (n) et un temps (n + i) retardé par rapport au temps (n) dudit retard (i), à déterminer le retard (io) pour lequel ladite autocovariance atteint son premier minimum et à déduire dudit retard (io) le décalage Doppler (#d(n)). 4) Procédé d'estimation selon la revendication 3, caractérisé en ce que, pour déterminer le retard (io(n)) pour lequel ladite autocovariance atteint son premier minimum, il consiste à déterminer, à partir d'un instant (n) et pour N échantillons de puissance du canal (C(n+j) avec) = 1 à N), le retard (i0(n)) tel avec OC( + '#(")) = C(j+idn)+1)-C(j+io(n)). 5) Procédé d'estimation selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce que, pour déterminer le retard (io(n)), il consiste à déterminer les deux retards consécutifs pour lesquels les dérivés respectives de l'autocovariance de la puissance du canal sont de signes opposés et à calculer par extrapolation linéaire à partir desdits deux retards ledit retard (la) 6) Procédé d'estimation selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il consiste, à partir d'une séquence de N échantillons de la puissance du canal (C(n)), à déterminer une séquence d'un nombre prédéterminé (imax + 1) d'estimations représentatives, chacune pour un retard (i) variant d'une valeur nulle à une valeur maximale (imax), de la dérivée (Cov'[C(n), C(n+1)]) de l'autocovariance de la puissance du canal (C(n)), à déterminer le retard (io(n)) pour lequel ladite dérivée de l'autocovariance (Cov'C(n), C(n+io(n))J) s'annule et à déduire dudit retard (iorn)) le décalage Doppler (#d(n)). 7) Procédé d'estimation selon la revendication 6, caractérisé en ce que le nombre d'échantillons N de ladite séquence est ajustable selon la plage présumée de la vitesse relative de l'émetteur et du récepteur, et/ou la plage présumée de l'accélération relative de l'émetteur et du récepteur et/ou la régularité d'émission des signaux de commande de contrôle de puissance 8) Procédé d'estimation selon la revendication 6 ou 7, caractérisé en ce que le nombre prédéterminé (imax + 1) d'estimations de la dérivée (Cov'C(n), Bzz/, i = 0 à imax) de l'autocovariance de la puissance du canal (C(n)) est ajustable selon la plage présumée de la vitesse relative de l'émetteur et du récepteur, et/ou la plage présumée de l'accélération relative de l'émetteur et du récepteur et/ou la régularité d'émission des signaux de commande de contrôle de puissance. 9) Procédé d'estimation selon une des revendications 6 à 8, caractérisé en ce que pour estimer la dérivée (Cov'(C(n), C(ti+i)]) de l'autocovariance de la puissance du canal (C(n)), il consiste à estimer la dérivée de l'autocorrélation (RC(n)[i]) de la puissance du canal (C(n)) 10) Procédé d'estimation selon la revendication 6,7 ou 8, caractérisé en ce qu'il consiste à filtrer dans un filtre passe-bas les imax + 1 estimations de la dérivée de l'autocovariance (Cov'C(n), C(n+i)J) ou de la dérivée de l'autocorrélation (R'c,"iJ) de la puissance du canal (C(n)) avant de déterminer le retard (i0(n)) 11) Procédé d'estimation selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit filtre délivre pour chaque retard (i) une valeur filtrée (##C(n)[i]) donnée par les relations suivantes : i/ 0, et / nuJ = l ) 'c(4J où a est un facteur d'oubli. 12) Procédé d'estimation selon la revendication 11, caractérisé en ce que le facteur d'oubli (a) est ajustable selon le niveau de bruit présumé de la transmission du canal ou selon le résultat de l'évaluation du rapport signal sur interférence nécessaire au processus de contrôle de puissance en boucle fermée. 13) Procédé d'estimation selon la revendication 11 ou 12, caractérisé en ce que le nombre (N) d'échantillons de ladite séquence d'échantillons de la puissance du canal (C(n)) est ajustable selon la valeur prise par le facteur d'oubli (a). 14) Procédé d'estimation selon la revendication 11, 12 ou 13, caractérisé en ce que le nombre prédéterminé (imax + 1) d'estimations de la dérivée (Cov'[C(n), C(n+i)J, i = 0 à imax) de l'autocovariance de la puissance du canal (C(n)) est ajustable selon la valeur prise par le facteur d'oubli (a) 15) Procédé d'estimation selon une des revendications 6 à 14, caractérisé en ce que, pour déterminer le retard (io), il consiste à déterminer les deux retards consécutifs pour lesquels les dérivés respectives de l'autocorrélation de la puissance du canal sont de signes opposés et à calculer par extrapolation linéaire à partir desdits deux retards ledit retard (io) 16) Procédé d'estimation selon une des revendications 3 à 15, caractérisé en ce que le décalage Doppler (#d(n)) est déterminé au moyen d'une table donnant le décalage Doppler (#d) correspondant à chaque retard (io) 17) Procédé d'estimation selon une des revendications 3 à 15, caractérisé en ce que le décalage Doppler (#d(n)) est déterminé au moyen d'une relation empirique de la forme #d(n) = K#i0(n) où K est une constante dans l'ensemble des nombres réels, par exemple ajustable selon les conditions de transmission 18) Procédé d'estimation selon la revendication 17 lorsque celle-ci dépend de l'une des revendications 11 à 14, caractérisé en ce que la constante K de ladite relation empirique est ajustable en fonction de la valeur prise par le facteur d'oubli (a) dudit filtre. 19) Procédé d'estimation selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il consiste à déterminer la densité spectrale de puissance de la puissance du canal (C(n)) afin d'obtenir un spectre en fréquence de ladite puissance du canal (C(n), à déterminer parmi les fréquences dudit spectre la fréquence (fo) la plus élevée pour laquelle ledit spectre présente un niveau supérieur à un niveau prédéterminé et à déduire de ladite fréquence (f0(n)) le décalage Doppler (#d(n)). 20) Procédé d'estimation selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'il consiste à éliminer les fréquences les plus hautes dudit spectre de fréquences. 21) Procédé d'estimation selon une des revendications précédentes, du type qui est mis en #uvre dans le récepteur d'un système de télécommunications équipé d'un système de contrôle de puissance par lequel ledit récepteur émet à destination de l'émetteur un signal de contrôle (TC(n)) pour que ledit émetteur commande sa puissance d'émission afin que la puissance reçue par ledit récepteur soit sensiblement égale à une puissance requise, caractérisé en ce qu'il consiste à estimer la puissance du canal (C(n)) en fonction de la puissance reçue (R(n)), au moyen de la relation suivante : C(n) R() ~ J/(J-z.1).[TC(n-x)) n est la variable temps, z la variable des transformées en z, et x le retard total entre le moment où le signal émis par l'émetteur 10 est reçu par le récepteur 20 et le moment où le signal de contrôle est reçu par l'émetteur 10. 22) Procédé d'estimation selon une des revendications 1 à 20, du type qui est mis en #uvre dans l'émetteur d'un système de télécommunications équipé d'un système de contrôle de puissance par lequel ledit récepteur émet à destination de l'émetteur un signal de contrôle (TC(n)) pour que ledit émetteur commande sa puissance d'émission (T(n)) afin que la puissance reçue par ledit récepteur soit sensiblement égale à une puissance requise, caractérisé en ce qu'il consiste à estimer la dérivée de l'autocovariance (Cov[C(n),C(n+i)]) de la puissance du canal en l'égalant à la dérivée de l'autocovariance (CovfT(n),T(n+i)]) de la puissance (T(n)) émise par ledit émetteur : 23) Procédé d'estimation selon une des revendications 1 à 20, du type qui est mis en #uvre dans le récepteur d'un système de télécommunications qui n'est pas équipé d'un système de contrôle de puissance, caractérisé en ce qu'il consiste à estimer les variations de la puissance du canal (C(n)) comme étant égales aux variations de la puissance reçue (R(n)) par ledit récepteur 20 24) Procédé d'estimation selon une des revendications précédentes, ledit procédé étant mis en #uvre entre une station fixe et une station mobile communicant l'une avec l'autre à la fois dans un sens montant et dans un sens descendant, caractérisé en ce qu'il consiste, pour déterminer ledit décalage Doppler, à estimer, en mettant en #uvre un procédé d'estimation selon une des revendications 1 à 21, le décalage Doppler de chacun des canaux montant et descendant et à associer lesdits décalages ainsi obtenus. 25) Procédé d'estimation selon la revendication 24, caractérisé en ce que ladite association est une sommation pondérée. 26) Récepteur d'un système de télécommunications prévu pour pouvoir entrer en communication avec un émetteur, ledit récepteur comportant une unité (22) pour mesurer la puissance qu'il reçoit d'un émetteur (10) par l'intermédiaire d'un canal (31), une unité (21) pour comparer ladite puissance reçue avec une puissance requise et pour transmettre un signal de contrôle (TC(n)) audit émetteur (10) pour qu'il commande sa puissance d'émission (T(n)) de manière à ce que la puissance reçue par ledit récepteur soit sensiblement égale à ladite puissance requise, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une unité (23) pour estimer la puissance dudit canal à partir de l'information concernant la puissance reçue et du signal de contrôle, et une unité (24) qui, en mettant en #uvre un procédé d'estimation selon une des revendications 1 à 23 et sur la base de l'estimation de la puissance du canal délivrée par l'unité (23) délivre un signal d'estimation du décalage Doppler 27) Emetteur d'un système de télécommunications prévu pour pouvoir entrer en communication avec un récepteur, ledit émetteur recevant dudit récepteur avec lequel il est en communication un signal de contrôle (RC(n)) et commandant sa puissance d'émission afin que la puissance reçue par ledit récepteur soit sensiblement égale à une puissance requise, caractérisé en ce qu'il comporte une unité (13) qui, en mettant en #uvre un procédé d'estimation selon une des revendications 1 à 23, délivre un signal d'estimation du décalage Doppler sur la base d'un signal relatif à la puissance émise par ledit émetteur