FR 2776447 A1 19990924 FR 9803792 A 19980323 Codage source-canal conjoint en blocs L'invention concerne de manière générale le codage avec compression de données. En général, la compression de données est motivée par une gestion plus efficace de la ressource canal lors d'une transmission de données ou par une réduction de la taille de la mémoire dans un enregistreur de données. La compression de données est basée sur une extraction de la redondance des symboles à transmettre selon une loi prédéterminée. La redondance est rajoutée à la réception, lors de la reconstruction des données. Lorsque la reconstruction est faite sans erreur, la compression est dite sans distorsion. Dans le but d'atteindre des taux de compression plus élevés, une certaine distorsion est acceptée dans le processus de reconstruction. Pour le codage des images, par exemple, le codage par transformée permet d'atteindre des taux de codage assez faibles. Pour le codage de la parole, le codage par analyse et synthèse permet d'atteindre des taux de codage faibles. Une compression par transformée confère des taux de codage très faibles avec des distorsions réduites. La compression est alors atteinte grâce à une représentation de l'information, et la discrimination est faite par l'intermédiaire d'une répartition inégale des composantes en fréquence. En général, le but de tout codage de source est justement la découverte de cette structure dans l'information à coder. D'une façon générale, plus on comprime l'information, moins on utilise le canal et par conséquent moins on expose l'information aux effets du bruit. Mais, dans le cas d'une utilisation du canal moins fréquente, l'information non redondante devient plus sensible aux effets du bruit et par conséquent les performances par rapport au modèle sans bruit se dégradent rapidement. Il est important de quantifier le degré de sensibilité aux erreurs de transmission. L'invention trouve des applications dans de très nombreux domaines, notamment dans le codage de la voix et le codage des images. Pour le codage de la voix, la parole numérisée est transmise à de faibles débits exprimés en kbit/s, avec une qualité de reconstruction correcte. Pour le codage des images, l'image numérisée est transmise à de faibles débits, exprimés en dizaines, centaines voire milliers de kbit/s, et ceci avec une qualité de reconstruction correcte. Par contre, le domaine des images exige toujours des quantités d'information considérables à gérer. L'invention concerne plus particulièrement le codage en blocs selon lequel les opérations de codage de source et de canal sont intégrées dans une seule entité. Cette technique de codage est appellée codage source-canal conjoint. La mise en oeuvre de cette technique s'appuie sur une redéfinition de la quantification des coefficients de la source liée à la propriété de bijection entre le nombre de niveaux du quantificateur et le nombre d'états des modulations employées. En matière de compression, on fait toujours référence à deux algorithmes - le premier génère une représentation de la source sous la forme d'un nombre limité de bits - le deuxième reconstruit la source à partir des bits de la représentation, éventuellement entâchés d'erreurs. Selon les contraintes imposées, les schémas de compression sont classés en schémas sans pertes et schémas avec pertes. Les schémas sans pertes ou sans distorsion sont des schémas où la reconstruction des données au décodage donne une source identique à la source à transmettre. C'est le cas typique de la compression de texte écrit ou de l'information générée par ordinateur. Dans certaines situations, la contrainte de reconstruction parfaite ne peut être vérifiée. Une distorsion entre l'original et le reconstruit est tolérée pour obtenir un taux de compression plus élevé. L'application la plus fréquente de ce genre de technique est le codage de la voix. Dans ce cas, les échantillons du signal de voix reconstruits ne sont pas nécessairement les mêmes que ceux du signal émis. Un certain degré de distorsion est toléré sans que la compréhension du message émis soit altérée. Intuitivement, plus le taux de compression est élevé, plus grande est la perte introduite par le processus de codage. Les solutions de compression dites "conjointes" peuvent être classifiées selon trois groupes selon lesquels les opérations de codage de source et de canal sont intégrées dans une seule entité. - Groupe 2 - Codages Concaténés Source-Canal selon lesquels un codeur de source donné est concaténé à un codeur de canal donné et les taux binaires de codage de la source et du canal sont déterminés, de façon à maximiser les performances de l'ensemble. - Groupe 3 - Codages Conjoints avec Contraintes selon lesquels le codeur et/ou le décodeur sont modifiés de manière à prendre en compte les erreurs de canal ; par exemple, un codeur de source optimisé pour un canal sans bruit est ré-optimisé afin de tenir compte de la statistique du canal. L'objectif principal de l'invention est de fournir un codage conjoint source-canal du groupe 1 notamment pour les coefficients en sortie d'un vocodeur, en évitant d'ajouter de la redondance par l'intermédiaire d'un code correcteur d'erreurs, comme dans un codeur du groupe 2, et d'être très sensible à la moindre variation des caractéristiques du canal, comme avec un codeur du groupe 3. A cette fin, un codage source-canal conjoint comprenant une quantification et une modulation de phase avec une constellation de NC points, est caractérisé en ce que la constellation de la modulation de phase est une constellation tournée déduite d'une rotation prédéterminée d'une constellation de phase uniforme à NC points d'état afin que les NC points de la constellation soient projetés sur l'un quelconque des axes de la constellation en NC projections toutes différentes, et la quantification présente une loi de quantification non uniforme de NS niveaux qui sont NS projections parmi NC projections différentes de la constellation tournée. Les nombres NC et NS sont des entiers, avec NS Selon la réalisation préférée, la constellation de NC points est une constellation de modulation de phase, ou une constellation de modulation d'amplitude de deux porteuses en quadrature de type MAQ ou MAQ. L'invention concerne également un codeur de parole ou d'image dont les moyens de quantification, appelés également codeurs, produisant des coefficients et paramètres à multiplexer en trames sont des codeurs source-canal conjoint mettant en oeuvre des codages source-canal conjoint conformes à l'invention. Lorsque le codeur est un vocodeur pour système cellulaire de radiocommunications mobiles, les codeurs source-canal conjoint pour des coefficients de gain de filtre d'analyse à long terme, des paramètres de position de grille d'excitation et des coefficients de filtre prédicteur à court terme de rangs élevés comprennent des modulateurs à constellation de phase tournée de type MAQ, et les codeurs source-canal conjoint pour des coefficients de filtre prédicteur à court terme de rangs faibles, des coefficients de retard de filtre d'analyse à long terme et des paramètres de bloc d'amplitude comprennent des modulateurs à constellation de phase tournée de type MAQ. Selon une variante, les modulateurs à constellation de phase tournée de types MAQ et MAQ2 sont respectivement précédés par des quantificateurs présentant des lois de quantification non uniformes dont les niveaux sont respectivement des sousensembles de projections relatives à des points d'une constellation de phase tournée prédéterminée à au moins quatre dimensions. Par exemple, la constellation de phase tournée prédéterminée est celle issue d'une rotation de la constellation de la modulation de phase uniforme MAQ-256. En sortie d'un codeur de parole, dit vocodeur, par analyse-synthèse ou par transformée, l'invention quantifie les coefficients en sortie du vocodeur pour les transformer en des échantillons prenant un nombre fini de valeurs possibles. Ces échantillons ont été choisis de façon à prendre en compte les perturbations du canal. De plus, ce codage ne fait pas apparaître de bits sensibles comme c'est le cas des techniques classiques en tandem. Ainsi, la résistance du codage de l'invention au bruit du canal est plus grande. Le vocodeur de l'invention fournit un signal de parole comprimé résistant aux perturbations du canal de transmission, permettant la réalisation d'émetteurs et de récepteurs à complexité et à coût limité, en particulier en ce qui concerne le codage et le décodage. La largeur de bande du canal de transmission est réduite de plusieurs unités par rapport à la technique antérieure. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préférées de l'invention en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels - les figures lA et lB sont des diagrammes de constellations de phase d'une modulation MDP4 non tournée et tournée respectivement - la figure 2 est un diagramme montrant la transformation entre une constellation de canal correspondant à la modulation de phase MDP4 tournée et une constellation de source selon l'invention - la figure 3 est un bloc-diagramme schématique d'un codeur source-canal conjoint et d'un décodeur canal-source conjoint selon l'invention reliés par un canal de transmission à évanouissements - les figures 4A et 4B sont des diagrammes de constellations de phase d'une modulation MAQ-16 non tournée et tournée respectivement - la figure 5 est un bloc-diagramme d'un codeur de parole selon la technique antérieure pour système cellulaire de radiocommunications mobiles GSM ; et - la figure 6 est un bloc-diagramme d'un codeur source-canal conjoint en blocs selon l'invention pour système cellulaire de radiocommunications mobiles GSM. Selon l'invention, des coefficients en sortie d'un codeur, tel que vocodeur, sont quantifiés suivant un code conjoint en blocs. Ce schéma de quantification étiquette les coefficients en sortie du vocodeur, appellé par la suite échantillon, non pas par des bits, mais par des symboles qui sont transmis directement sur le canal. Ainsi, pour transmettre dans le canal le signal suivant où h(t) désigne la réponse impulsionnelle du filtre émission et T est l'inverse de la rapidité de modulation exprimée en bauds, les symboles ak sont directement émis sur le canal et représentent tout ou partie d'un échantillon quantifié issu du vocodeur. La relation qu'il y a entre les échantillons quantifiés du vocodeur et les symboles transmis ak identifie le codage en blocs. Le code est l'ensemble de toutes les séquences de symboles ak possibles pouvant être transmises sur le canal. Le codeur transforme des échantillons de la source non encore quantifiés, ou quantifies plus finement, en mots du code. Pour cela, le codeur cherche le mot du code le plus proche de la séquence d'échantillons émis par le vocodeur suivant un certain critère de distance prédéterminée. Très souvent, ce critère de distance est la distance euclidienne entre l'échantillon sortant du vocodeur et le symbole de la source. Ces symboles de source sont ensuite transformés en symboles ak du canal. Les mots de code qui ne sont qu'une suite de symboles du canal ak, sont ensuite transmis en émettant le signal vu précédemment où h(t) est la réponse impulsionnelle du filtre d'émission et T est l'inverse de la rapidité de modulation, c'est-à-dire du débit en symboles par seconde ou en bauds. Pendant la transmission, le canal distord ces mots de code en rajoutant du bruit, ou en introduisant de l'interférence entre symboles, par exemple. Le décodeur reconstruit ensuite les échantillons du vocodeur à partir des observations bruitées. Pour cela, il choisit le mot de code situé à la plus petite distance suivant un certain critère du mot reçu. Puis, il lui associe l'échantillon quantifié qui lui correspond. Enfin, grâce aux coefficients du vocodeur reconstruit, le décodeur de voix reconstruit la parole émise. L'invention met en oeuvre le codage conjoint source-canal suivant dans le mode particulier des codes conjoints source-canal en blocs. En codage conjoint, lors de la transmission numérique à travers des canaux à évanouissements, tels que canaux radio pour radiotéléphones mobiles, le codage consiste à passer d'un code source, dit dictionnaire source, composé de points d'un espace à DS dimensions à un code canal, dit dictionnaire canal, composé du même nombre de points, mais dans un espace à DC dimensions. En supposant que DC > DS, les points du dictionnaire source en nombre égal aux points du dictionnaire canal doivent être tous différents, mais dans un espace de plus petite dimension que l'espace canal. Pour la transmission dans un canal à évanouissements, les dimensions où ont lieu les évanouissements sont similaires justement aux dimensions manquantes du dictionnaire source. La résolution du problème de la transmission dans un canal de Rayleigh fait appel à la notion de diversité qui consiste à répartir l'information dans le plus grand nombre possible de composantes du mot de code, de façon à la récupérer dans les composantes qui ne sont pas en évanouissement. En ce qui concerne le lien entre la diversité et le codage conjoint, l'approche suivie par l'invention est l'inverse de l'approche classique du conjoint. La diversité est utilisée en remontant du canal vers la source. Pour cela, l'invention introduit la notion de constellations tournées. Les techniques de modulation utilisant des réseaux de points sont devenues des outils très puissants pour la conception de systèmes de transmission numérique avec une haute efficacité spectrale tant pour un canal gaussien, que pour un canal à évanouissements, et notamment pour un canal de Rayleigh. La notion d'ordre de diversité est introduite pour atteindre des gains très importants dans le cas d'un canal à évanouissements, et donc pour le cas de l'optimisation conjointe. Un ordre de diversité L d'une constellation multidimensionnelle est le nombre minimal de composantes différentes entre deux points quelconques de la constellation. Dans ce qui suit, la diversité est désignée par L. Pour introduire de la diversité dans une constellation multidimensionelle, celle-ci est tournée de façon à ce que tous les couples de points aient un nombre maximal de composantes différentes. Par exemple pour une constellation à deux dimensions, le passage du diagramme de phase pour une Modulation par Déplacement de Phase à 4 états MDP4 dans la figure lA au diagramme de phase dans la figure lB montre que, grâce à une rotation de la constellation MDP4 d'un angle a, un ordre de diversité L=2 est obtenu. Dans la figure lA, chaque point de la constellation de phase uniforme a l'une de ses cordonnées égale à un autre point de la constellation, et dans la figure lB, chaque point de la constellation tournée a chacune de ses deux coordonnées Xl, X2 différente des coordonnées correspondantes des autres points de la constellation tournée. Si l'amplitude p(t) du signal modulé est soumise suivant une direction quelconque p(t) à une réduction drastique due aux effets d'un évanouissement, la distance entre deux points de la constellation tournée montrée à la figure lB n'est pas réduite de la même façon que la constellation uniforme non tournée montrée à la figure lA. Par conséquent la constellation tournée offre un degré de protection supplémentaire. Pour atteindre ce degré d'indépendance dans les évanouissements des composantes en phase et en quadrature Xl (t) = [p(t).cosp(t)] et X2(t) = [p(t) . sincp (t)], il est connu d'entrelacer le signal modulé en sortie du modulateur inclus dans le codeur de l'émetteur. La constellation tournée confère un gain de 8 dB par rapport à la constellation MDP4 non tournée. Dans le cas d'une constellation de phase à DC dimensions, où DC est un entier tel que DC > 2, le principe est le même. Une modulation codée en blocs vue comme un sous-ensemble fini d'un réseau de points est "tournée" par une rotation à DC dimensions de façon à avoir une diversité la plus grande possible jusqu'à DC. Dans ce cas, les gains attendus sont encore plus importants que ceux pour une constellation à 2 dimensions. L'invention établit une application entre les niveaux issus d'un codage de source et les points de la constellation canal pour obtenir la robustesse souhaitée en terme de distorsion de la source reconstruite à la réception. Le codage conjoint source-canal en blocs de l'invention exploite la diversité des constellations tournées pour trouver cette application. A cette fin, une démarche inverse à la démarche classique est suivie. Le codage de source est déduit du codage de canal. Pour établir le lien entre codage conjoint et diversité, l'invention applique la propriété que, si un code est issu d'une constellation tournée à diversité maximale, laquelle est égale à la dimension de la constellation, alors les projections sur l'un quelconque des axes de la constellation constituent un ensemble présentant un cardinal égal à celui du code. Cette propriété est à la base du codage conjoint en blocs selon l'invention, et est déduite de la définition même de la diversité d'une constellation. Toujours selon l'exemple de la constellation tournée à 2 dimensions pour modulation MDP4, la figure 2 montre un ensemble de NS = 4 points obtenus par projection des NC = 4 points [01, 00, 11, 10] de la constellation canal CC dans la figure lB sur l'un O-Xl des deux axes de la constellation MDP4 tournée, afin d'obtenir la constellation source CS. A partir de l'ensemble CS à NC = 4 points obtenus par projection est construit un quantificateur scalaire à un facteur d'échelle près. Dans l'exemple illustré à la figure 2, le dictionnaire source est constitué par les points ou niveaux indiqués par une croix sur l'axe O-Xl, alors que le dictionnaire canal est constitué des points [Xl, X2] de la constellation MDP4 tournée. Le procédé de l'invention est avantageux en ce qu'il adapte le quantificateur scalaire à la distribution de la source par simple modification de l'angle de rotation. Dans la figure 2, un exemple d'échelle de quantification pour échantillon de source est montré en traits épais. La Figure 3 montre un codeur 1 dans un dispositif d'émission et un décodeur 2 dans un dispositif de réception selon l'invention, reliés à travers un canal à évanouissements 3. Le codeur 1 comporte une source 11, un circuit de codage source-canal conjoint en blocs 12 et un entrelaceur 13. La source 11 est par exemple un vocodeur. Le circuit de codage 12 comprend un quantificateur scalaire 121 suivi d'un modulateur 122. Le quantificateur scalaire est associé à un circuit programmable 123 qui établit une loi de quantification non uniforme selon le dictionnaire source comme montré en bas de la figure 2. La loi de quantification est choisie en fonction de la constellation initiale (figure 1A) du modulateur 122 après une rotation de celle-ci avec un angle prédéterminé a afin de maximiser le cardinal des points projetés sur un axe prédéterminé O-X1 de la constellation canal CC. Chaque échantillon fourni par le vocodeur 11 et représentant par exemple un paramètre du modèle de vocodage mis en oeuvre dans le vocodeur 11 est quantifié dans le quantificateur 121 selon la loi de quantification dite par arrondi, en correspondant au niveau ou point de la constellation source CS, le plus proche de l'échantillon. Puis le modulateur 122 convertit par projection "inverse" chaque point de la constellation CS transmis par le quantificateur en le symbole correspondant de la constellation canal CC qui, selon la figure 1B ou 2, est défini par des coordonnées cartésiennes Xl (t) et X2(t), ou polaires, amplitude p(t) et phase p(t) qui sont différentes des coordonnées de tous les autres symboles de la constellation CC. L'entrelaceur 13 entrelace les symboles produits par le modulateur 122 pour y introduire de la diversité temporelle d'une manière connue. Le canal de transmission 3 est schématisé dans la figure 3 par un générateur 31 générant du bruit multiplicatif dû aux évanouissements et un générateur 32 générant un bruit additif dû à des signaux parasites notamment. A la réception dans le décodeur 2, un désentrelaceur 21 désentrelace les symboles entrelacés selon l'ordre initial, et un circuit d'estimation 22 estime l'amplitude et la phase instantanée du canal. Un démodulateur 23 démodule chaque symbole désentrelacé en points de la constellation source CS, qui avait été émis, en effectuant la transformation des constellations CC vers CS de la figure 2 par projection sur l'axe prédéterminé O-X1. En partant d'une constellation de canal du type à modulation d'amplitude de deux porteuses en quadrature MAQ à NC = 2k états avec k un entier positif, ou une version à plus grande dimension de ce type de modulation, l'application d'une matrice de rotation à la constellation de canal produit une constellation tournée. Par exemple pour une constellation uniforme du type MAQ-16 montrée à la figure 4A, deux projections sont possibles : l'une sur l'axe des composantes en phase I(t) et l'autre sur l'axe des composantes en quadrature Q(t) . Chaque ensemble de projections résultant de la projection des points de la constellation MAQ-16 sur l'un des axes OI, OQ avant application de la matrice de rotation, a un cardinal de 4, c'est-à-dire il n'y a que 4 valeurs de composante différentes relativement à chaque axe OI, OQ pour les 16 points. Une matrice de rotation de diversité maximale appliquée à la constellation MAQ-16 convertit celle ci en une constellation tournée présentant des ensembles de projections sur les axes OI et OQ, avec un cardinal de NS = 16, comme montré à la figure 4B, c'est-à-dire le nombre NS d'éléments de l'ensemble des NC projections sur l'axe OI ou OQ est égal à celui de l'ensemble des mots de code du canal. Les opérations de rotation et projection pour concevoir un quantificateur scalaire avec une bijection entre les points de la constellation de canal et les points ou niveaux de la constellation linéaire de source est une caractéristique de l'invention. A titre d'exemple, l'invention est appliquée au codeur de parole plein débit inclus dans une station de base ou dans une station mobile du réseau cellulaire de radiocommunications mobiles GSM. Bien que la station de base soit reliée au réseau téléphonique commuté par des canaux RNIS à 64 kbit/s, le signal de parole échantillonné initialement à 8 kHz sur 8 bits est compressé en un signal de parole à 13 kbit/s pour être transmis dans un canal de radiocommunication. Un codeur de parole GSM COP montré schématiquement à la figure 5 transforme des trames de parole, dites également segments ou blocs, de 20 ms de 160 échantillons de 8 bits, en des blocs de 260 bits, soit un débit de 260/20 = 13 kbit/s. Le codeur COP comprend essentiellement un circuit de segmentation SEG pour segmenter un signal de parole SP à 64 kbit/s, un filtre d'analyse LPC (Linear Predictive Coding) avec prédicteur linéaire PL, un filtre d'analyse à prédiction à long terme LTP (Long Term prediction) et un circuit de calcul de signal d'excitation RPE (Regular Pulse Excitation). Le filtre prédicteur à court terme LPC modélise les variations du conduit vocal à court terme. Le prédicteur LPC génère huit coefficients LAR (Log Area Ratio) avec un débit de 1,8 kbit/s qui sont quantifiés de la façon suivante LAR(O) et LAR(1) quantification sur 6 bits, soit 12 bits LAR(2) et LAR(3) : quantification sur 5 bits, soit 10 bits LAR(4) et LAR(5) : quantification sur 4 bits, soit 8 bits LAR(6) et LAR(7) : quantification sur 3 bits, soit 6 bits. Le filtre d'analyse à long terme LTP modélise les variations rapides du conduit vocal. Il fournit un coefficient de retard LTP-Lag et un coefficient de gain LTP-Gain, par sous-trame de 5 millisecondes, soit un débit de 1,8 kbit/s ; les coefficients à long terme sur une trame de 20 ms sont: LTP-Lag : quantification sur 7 bits, soit 4 x 7 = 28 bits LTP-Gain : quantification sur 2 bits, soit 4 x 2 = 8 bits. Le circuit de calcul RPE produit un signal d'excitation constitué par un bloc d'impulsions qui sont régulièrement réparties dans le temps et codées à 9,4 kbit/s en position et en amplitude au moyen d'une grille. Le signal d'excitation est composé de paramètres de position de grille Mi en sortie d'un filtre passe-bas FBP, de paramètres de bloc d'amplitude Xmaxi, et de valeurs relatives à 13 impulsions xi(0) à xi(12) par sous-trame i de 5 ms. Les coefficients d'excitation sur une trame de 20 ms sont Mi : quantification sur 2 bits, soit 4 x 2 = 8 bits XMaxi : quantification sur 6 bits, soit 4 x 6 = 24 bits. Impulsions d'excitation xi(0) à xi(12) : quantification sur 3 bits des 13 impulsions, soit 4 x 39 = 156 bits. Les coefficients et paramètres précités sont multiplexés dans un multiplexeur MX en sortie du codeur pour produire des trames à 260 bits toutes les 20 ms, soit au débit de codage de 13 kbit/s. Puis dans un codeur de canal COC suivi d'un entrelaceur, ces bits sont séparés en trois classes d'importance relative différentes. Les bits des deux premières classes sont protégés par des codes correcteurs d'erreurs différents, et les bits de la dernière classe, la moins importante, sont concaténés sans protection. Le codeur de canal délivre une unité de données de 456 bits codés toutes les 20 ms, soit un débit de 22,8 kbit/s. Cette protection sélective par classe est connue comme une technique de Protection Inégale contre les erreurs. En se référant maintenant à la figure 6, un codeur de parole source-canal conjoint en blocs COPa conforme à l'invention pour réseau GSM comprend les circuits fonctionnels SEG, PLa, LPCa, LTPa, FPB et RPEa du codeur COP, mais avec les modifications suivantes. Comparativement à la figure 5, le codeur de canal COC est supprimé, et les ensembles de quantificateurs, dits également codeurs, QU1, QU2 et QU3 en sortie des circuits PL, LTP et REP sont remplacés par des circuits de codage source-canal conjoint en blocs du type de celui 12 décrit en référence à la figure 3 dans les circuits PLa, LTPa et RPEa, à l'exception de la sortie d'impulsion du circuit de calcul RPEa. De même, les décodeurs (non représentés) dans les circuits LPC, LTP et RPE effectuant respectivement les fonctions inverses des codeurs (quantificateurs) dans les circuits PL, LTP et RPE sont remplacés par des circuits de décodage canal-source conjoint du type de celui 23-24 montré à la figure 3. Un modulateur d'amplitude MDA sélectionne pour chacune des 4 x 13 = 52 impulsions d'excitation xi une amplitude parmi 8 niveaux au moyen d'une modulation à déplacement d'amplitude d'une porteuse. Selon d'autres variantes, la modulation est effectuée sur 16 ou 32 niveaux par exemple. Pour les 4 gains du prédicteur à long terme LTP Gain, les 4 paramètres de position de grille d'excitation Mi et les 4 coefficients de filtre prédicteur à court terme LAR(4) à LAR (7), sont prévus des circuits de codage source-canal conjoint en blocs SC1, SC2, SC3 et SC4 comportant chacun un quantificateur de taux correspondant dont la loi de quantification résulte d'une projection axiale d'une constellation MAQ à DC = 2 dimensions ayant subi une rotation de s/5 : MAQ-128 pour chacun des 4 coefficients de filtre d'analyse à long terme LTP Gain dans le circuit SC1, MAQ-4 pour chacun des 4 paramètres de position de grille Mi dans le circuit SC2, MAQ-16 pour chacun des coefficients de rangs élevés LAR(4) et LAR(S) dans le circuit SC3 et finalement MAQ-8 pour chacun des coefficients de rangs élevés LAR(6) et LAR(7) dans le circuit SC4. Les autres coefficients des circuits de codage source-canal conjoint en blocs SC5, SC6 et SC7 comportent chacun un quantificateur de taux correspondant dont la loi de quantification résulte d'une projection axiale d'une constellation MAQxMAQ = MAQ à DC = 4 dimensions ayant subi une rotation engendrée par la matrice carrée de rotation MR suivante a b c d -b -c -d a -c -d a b -a a b c avec a = 0.6935209 b = 0.5879371 c = -0.1379495 d = 0.3928468 Une constellation MAQ2 -64 est prévue pour chacun des coefficients de rangs faibles LAR(0) et LAR(1) dans le circuit SC5, une MAQ2 -32 pour chacun des coefficients de rangs faibles LAR(2) et LAR(3) d par conséquent sont transmis avec une qualité supérieure. La largeur de bande de fréquence utilisée dans l'ensemble codeur de source COP-codeur de canal COC selon la technique de Protection Inégale de données connue par la norme du système GSM, et la largeur de bande de fréquence utilisée dans le codeur sourcecanal conjoint CSC de l'invention, exprimées en nombre de symboles complexes par trame de 20 ms, sont respectivement : 456/2 = 228 symboles complexes, une paire de points représentant un point du plan complexe, et 52/2 + 12 + (12 x 2) = 62 symboles complexes. A performances audio identiques, le codeur conjoint CSC de l'invention offre un rapport de réduction de largeur de bande d'un facteur de 268/62 = 3,67. Le procédé de l'invention peut être généralisé. Au lieu de considérer une projection d'une constellation canal CC de dimension 2 ou 4 vers une constellation source CS de dimension 1, on peut considérer de la même façon, la projection d'une constellation canal de dimension DC vers une constellation source de dimension DS, avec DC > DS. Lorsque les dimensions des espaces source et canal sont les mêmes, le dictionnaire source et le dictionnaire canal sont choisis identiques. Dans la majorité des systèmes de codage de la voix connus, les effets du bruit sont très souvent négligés. Le code de canal a pour tâche de fournir la protection nécessaire pour éviter la perte dans la qualité, lors de la transmission. Dans les codeurs de source connus, les bits qui résultent de la quantification des paramètres sont codés classiquement par conversion analogique-numérique en des mots de code binaire puis codés dans le codeur de canal pour être transmis dans le canal. La séparation est devenue quasiment universelle entre codage de source et codage de canal. Le procédé de l'invention effectue l'ensemble du codage de source et du codage de canal différemment. Les paramètres à transmettre sont quantifiés dans un quantificateur scalaire non uniforme qui résulte de la projection d'une constellation canal tournée. Dans ce cas, la dimension de l'espace source est DS=1. Pour l'espace canal, la dimension DC dépend du degré d'importance des coefficients à transmettre. Plus un coefficient est important, plus DC est grand. Ainsi, les coefficients de moindre importance correspondent à des constellations canal scalaires, alors que les autres correspondront à des constellations canal à 2, 4 voire 8 dimensions pour le coefficient le plus important. Dans la réalisation présentée ci-dessus dans le cadre du système GSM, la performance du codage de l'invention est illustrée en terme de réduction de largeur de bande pour une qualité audio identique à celle existant actuellement. Une autre approche consiste à présenter le codage source-canal conjoint en blocs comme un moyen de construire un système de communications numériques qui, pour une largeur de bande fixée, est capable d'émettre avec une puissance moyenne plus faible. Le codage de l'invention est alors avantageux par exemple dans les systèmes de communications par satellites où le moindre décibel gagné est très conséquent sur le coût de la charge utile. REVENDICATIONS 1 - Codage source-canal conjoint comprenant une quantification et une modulation de phase avec une constellation de NC points, caractérisé en ce que la constellation de la modulation de phase (122) est une constellation tournée (CC) déduite d'une rotation prédéterminée (a) d'une constellation de phase uniforme à NC points d'état afin que les NC points de la constellation soient projetés sur l'un quelconque des axes (O-I, C-Q) de la constellation en NC projections toutes différentes, et la quantification (121) présente une loi de quantification non uniforme (CS) de NS niveaux qui sont NS projections parmi NC projections différentes de la constellation tournée (CC). 2 - Codage conforme à la revendication 1, dans lequel la constellation de NC points est une constellation de modulation de phase, ou une constellation de modulation d'amplitude de deux porteuses en quadrature de type MAQ ou MAQ. 3 - Codeur de parole (COPa) ou d'image comprenant des moyens de quantification pour produire des coefficients et paramètres à multiplexer en trames, caractérisé en ce que les moyens de quantification sont des codeurs source-canal conjoint (SC1 à SC8) mettant en oeuvre des codages sourcecanal conjoint conformes à la revendication 1 ou 2. 4 - Codeur conforme à la revendication 3, dans lequel les codeurs source-canal conjoint (SC1, SC2, SC3, SC4) pour des coefficients de gain de filtre d'analyse à long terme (LTP-Gain), des paramètres de position de grille d'excitation (Mi) et des coefficients de filtre prédicteur à court terme de rangs élevés (LAR(4) à LAR(7)) comprennent des modulateurs à constellation de phase tournée de type MAQ, et les codeurs source-canal conjoint (SC5, SC6, SC7, SC8) pour des coefficients de filtre prédicteur à court terme de rangs faibles (LAR(O) à LAR(3)), des coefficients de retard de filtre d'analyse à long terme (LTP-Lag) et des paramètres de bloc d'amplitude (Xmaxi) comprennent des modulateurs à constellation de phase tournée de type MAQ2 5 - Codeur conforme à la revendication 4, dans lequel les modulateurs à constellation de phase tournée de types MAQ et MAQ sont respectivement précédés par des quantificateurs présentant des lois de quantification non uniformes dont les niveaux sont respectivement des sous-ensembles de projections relatives à des points d'une constellation de phase tournée prédéterminée à au moins quatre dimensions.