FR 2773279 A1 19990702 FR 9813780 A 19981103 Titre PROCEDE, DISPOSITIF, TELEPHONE ET STATION DE BASE POUR FOURNIR UN CONVERTISSEUR DE PUISSANCE DE POURSUITE POUR SIGNAUX VARIABLES Domaine de l'invention La présente invention concerne des convertisseurs de puissance de poursuite et plus particulièrement des convertisseurs de puissance de poursuite pour commander des amplificateurs de puissance RF. Arrière-slan de l'invention Les convertisseurs de puissance commutés sont largement utilisés pour effectuer des conversions entre une charge et une source de courant direct de même que pour servir d'interface à des entrées et sorties en courant alternatif à déplacement lent. Ces utilisations représentent un mode de fonctionnement des convertisseurs de puissance commutés. Afin d'améliorer l'efficacité des amplificateurs de puissance radiofréquence (RF), une alimentation variable est utilisée pour alimenter l'amplificateur. Le convertisseur de puissance commuté fournissant l'alimentation variable doit être très efficace, présenter un bruit de commutation très faible, une vitesse de balayage et une largeur de bande élevées. Ceci représente un mode de fonctionnement différent d'un convertisseur de puissance commuté. En utilisant des systèmes de commande classiques qui ont été conçus essentiellement pour des charges et des sources de courant continu, ces objectifs ne peuvent être atteints qu ' en effectuant des commutations à une vitesse bien supérieure à la largeur de bande de l'enveloppe, ce qui entraîne une efficacité inférieure et des problèmes d'interférence électromagnétique (EMI). Des tentatives précédentes ont également été effectuées pour augmenter la largeur de bande du convertisseur de puissance commuté en utilisant un égaliseur de fréquence pour augmenter l'amplitude d'entrée du convertisseur de puissance lorsque la fréquence d'entrée augmente et donc améliorer les caractéristiques haute fréquence du convertisseur de puissance. Malheureusement, il s'est avéré peu pratique de fabriquer en grandes quantités une mise en correspondance suffisamment correcte entre les caractéristiques de fréquence du convertisseur de puissance et de l'égaliseur. Pour augmenter la largeur de bande du convertisseur de puissance commuté tout en le laissant fonctionner à une fréquence de commutation raisonnable, un procédé, un dispositif, un téléphone et une station de base sont nécessaires en particulier pour poursuivre un signal de sortie dynamique variable. Brève descrintion des dessins La figure 1 est une représentation schématique du système asservi et de précompensation pour un convertisseur survolteur à quatre pôles selon la présente invention. La figure 2 est un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation d'un dispositif ayant un convertisseur de puissance de poursuite qui assure une amplification de puissance efficace tout en générant un signal de sortie dynamique variable selon la présente invention. La figure 3 est un organigramme représentant un mode de réalisation des étapes d'un procédé permettant de fournir un convertisseur de puissance de poursuite qui assure une amplification de puissance efficace tout en générant un signal de sortie dynamique variable selon la présente invention. La figure 4 est un organigramme d'un mode de réalisation des étapes d'un procédé permettant de fournir un amplificateur de puissance linéaire efficace qui génère un signal radiofréquence à enveloppe variable selon la présente invention. La figure 5 est une représentation graphique comparant la racine carrée approximative utilisée pour le mappage d'alimentation d'enveloppe à la fonction de racine carrée idéale. La figure 6 est une représentation graphique représentant le spectre d'enveloppe idéal pour un signal de modulation de phase à quatre états (QPSK) de 25 kHz. La figure 7 est une représentation graphique représentant le spectre de la fonction mappée polynomiale pour le signal QPSK de 25 kHz. La figure 8 est une représentation graphique du mappage de l'enveloppe à alimenter incorporant une limite de tension pour un convertisseur survolteur et un gain constant pour l'amplificateur de puissance RF MHW920. La figure 9 est une représentation graphique de la performance d'intermodulation (IM) de l'amplificateur de puissance RF MHW913 pour un signal à deux tonalités de 10 kHz avec un suivi d'enveloppe selon la présente invention. La figure 10 est une représentation graphique de la performance d'intermodulation (IM) de 1amplificateur de puissance RF MHW913 pour un signal à deux tonalité de 10 kHz avec un suivi d'enveloppe ayant une alimentation fixe. La figure 11 est une représentation schématique d'un mode de réalisation d'un convertisseur de compensation ayant un filtre à quatre pôles selon la présente invention. La figure 12 est une représentation schématique d'un mode de réalisation d'un convertisseur survolteur ayant un filtre à quatre pôles selon la présente invention. La figure 13 est une représentation schématique d'un convertisseur modulateur de largeur d'impulsion PWM connu dans la technique. La figure 14 représente un schéma des circuits du système asservi selon la présente invention. La figure 15 est une représentation schématique de l'utilisation du critère de pente égale pour le signal de commande tel que cela est connu dans la technique. La figure 16 est une représentation graphique des données d'efficacité expérimentales pour un convertisseur abaisseur de courant fonctionnant à partir d'une alimentation de 12 V selon la présente invention. La figure 17 est une représentation graphique d'une poursuite de grand signal d'une onde sinusoïdale de 80 kHz en utilisant un excès de commande d'énergie selon la présente invention. La figure 18 est une représentation graphique de la poursuite d'un signal de 125 kHz pour un convertisseur survolteur qui effectue une commutation à 1 MHz selon la présente invention. La figure 19 est une représentation graphique de la tension de référence et de la tension de sortie selon la présente invention. Description détaillée d'un mode de réalisation préféré La figure 1, numéro 100, est une représentation schématique du système asservi et de précompensation pour un convertisseur de puissance survolteur à quatre pôles 102. L'alimentation à découpage a été fractionnée en blocs commandés passif 104 et actif 106. La stabilité du bloc passif est garantie. Si l'un quelconque des états de ce bloc est commandé, alors la totalité du bloc est commandée. Ici, le noeud commun aux deux blocs V1, 108 est commandé. Un bloc asservi et de précompensation 120 comporte un bloc de précompensation 110 et un bloc asservi 112. Le bloc de précompensation 110 prend la référence de tension de sortie et la convertit en des valeurs de référence pour le bloc commandé activement. Dans le bloc asservi 112, les tensions intermédiaires sont utilisées avec les tensions de référence pour générer le signal de commande. Ce signal de commande va jusqu'à un bloc de modulation de largeur d'impulsion classique PWM, 116 qui génère le signal de commutation 118. L'action de commande entraîne le noeud intermédiaire V1 jusqu'à sa valeur de référence. La figure 2, numéro 200, est un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation d'un dispositif 222 ayant un convertisseur de puissance de poursuite 210 qui assure une amplification de puissance efficace tout en générant un signal de sortie dynamique variable. Le convertisseur de puissance de poursuite 210 comporte A) une unité asservie et de précompensation 212, couplée de façon à recevoir un signal de référence et à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé ; B) une unité de modulation de largeur d'impulsion 214, couplée à l'unité asservie et de précompensation 212, pour modifier un rapport cyclique afin de fournir un signal de commutation et C) un convertisseur de puissance 216, couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion 214 et à une source de puissance 220, pour fournir le signal de sortie dynamique variable. Une unité de suivi d'enveloppe 208 reçoit un signal en bande de base et fournit le signal de référence au convertisseur de puissance de poursuite. En général, un amplificateur de puissance RF linéaire 206, typiquement un amplificateur de classe B ou un amplificateur de classe AB, est couplé de façon à recevoir le signal de sortie dynamique variable. Au moins un signal de rétroaction est en général envoyé à l'unité asservie et de précompensation 212. Le convertisseur de puissance de poursuite 210 peut fournir un signal de rétroaction et/ou un détecteur d'enveloppe 218 couplé à la sortie de l'amplificateur de puissance RF linéaire 206 peut fournir un signal de rétroaction à l'unité asservie et de précompensation 212. Lorsqu'il est choisi, le convertisseur de puissance de poursuite 210 comporte un filtre d'un ordre supérieur à 2 ou peut comporter un filtre qui est un filtre passe-bas optimal d'ordre supérieur à 2. L'unité de mappage d'enveloppe 208 peut utiliser une fonction de mappage polynomiale de I2 plus Q2, qui correspond au carré de l'enveloppe du signal en bande de base pour fournir un signal à bande limitée implicitement. Le dispositif 222 est en général mis en oeuvre dans un téléphone cellulaire, un téléphone par satellite, un radiotéléphone mobile, un radiotéléphone, une station de base ou similaire. La figure 3 (numéro 300), est un organigramme d'un mode de réalisation des étapes d'un procédé permettant de fournir un amplificateur de puissance linéaire efficace qui génère un signal RF à enveloppe variable selon la présente invention. Les étapes comportent A) l'utilisation 302 d'une unité de suivi d'enveloppe efficace pour sortir une tension d'alimentation selon une enveloppe variable d'un signal en bande de base d'entrée ; B) la fourniture 304, par un générateur de signaux RF, en fonction du signal en bande de base d'entrée, d'un signal d'entrée RF ayant des informations de phase et d'amplitude à un amplificateur de puissance RF linéaire ; et C) l'utilisation 306 d'un amplificateur de puissance RF linéaire qui est couplé à l'unité de suivi d'enveloppe efficace et au générateur de signaux RF pour sortir un signal RF à enveloppe variable à puissance amplifiée de façon efficace avec sensiblement les mêmes informations de phase et d'amplitude que celles du signal d'entrée RF. Comme le montre la figure 4, numéro 400, dans un autre mode de réalisation du procédé de la présente invention, le procédé comporte les étapes de A) détermination 402 d'un signal asservi et de précompensation selon un système prédéterminé en utilisant un signal de référence et au moins un signal de rétroaction ; B) modification 404 d'un rapport cyclique pour fournir un signal de commutation ; et C) fourniture 406 du signal de sortie dynamique variable. En général, le système prédéterminé peut comporter l'utilisation d'une estimation d'un courant de charge en fonction du signal de référence pour déterminer le signal asservi de précompensation ou l'utilisation du signal de référence et des dérivées du signal de référence pour déterminer le signal asservi de précompensation. Le signal de référence est en général disponible sous forme numérique et les dérivées du signal de référence sont calculées en utilisant un matériel numérique. Le signal de rétroaction peut être fourni à l'unité asservie et de précompensation par le convertisseur de puissance ou, selon une autre solution, un détecteur d'enveloppe couplé à la sortie de l'amplificateur de puissance RF linéaire peut fournir un signal de rétroaction à l'unité asservie et de précompensation. Dans un autre mode de réalisation, les deux signaux de rétroaction peuvent être utilises. Tel que cela a été énoncé pour le dispositif, dans le procédé, le convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe peut en général comprendre un filtre d'un ordre supérieur à 2. Le suivi d'enveloppe est caractérisé par une alimentation variable fournie à l'amplificateur de puissance RF, et par un signal d'entrée RF qui n'est pas modifié et qui présente des informations d'amplitude et de phase. Puisque l'alimentation ne détermine pas directement l'amplitude de sortie, la tension d'alimentation peut être choisie de façon à optimiser la performance. La première étape de la création de la tension de commande par le convertisseur de puissance consiste à créer le signal d'enveloppe à partir des signaux en bande de base (I, Q). L'enveloppe idéale est simplement I2+Q2. Il s'agit d'un signal ayant une largeur de bande de petit signal extrêmement grande. De plus, le calcul de la fonction de racine carrée demande une grande charge de calcul. Ainsi, on a besoin d'autres procédés permettant de créer le signal d'enveloppe. Sur la figure 5, numéro 500, une racine carrée approximative 504 utilisée pour le mappage d'alimentation d'enveloppe est comparée à la fonction de racine carrée idéale 502. Le paragraphe suivant montre l'analyse d'une fonction de mappage polynomiale qui mappe la fonction de racine carrée idéale avec la racine carrée approximative. L'enveloppe est définie en fonction des signaux en bande de base (I,Q). Enveloppe = AI(I2+Q2) = x (1) On définit l'alimentation de RF PA comme étant égale à y. Le calcul d'une racine carrée est une opération compliquée. Ainsi, l'alimentation peut être calculée en fonction de l'enveloppe élevée au carré. Alimentation = y =f(x2) (2) Considérons une fonction de mappage polynomiale du quatrième ordre de l'enveloppe élevée au carré. Puisque les signaux en bande de base (I,Q) sont limités en bande à Fois, la largeur de bande d'alimentation sera dans ce cas limitée à 8 (voie) Y = a0+Nx2+a4x'+a6x6+a8xs (3) Le polynôme s'approche de la racine carrée. Toutefois, la petite différence entre les deux signaux entraîne une grande différence dans la largeur de bande des signaux. Cette différence est montrée clairement dans les représentations graphiques de enveloppe idéale et des spectres mappés polynomiaux 602 sur la figure 6, numéro o00, et sur la figure 7, numéro 700, respectivement. Le signal utilisé ici est un signal QPSK de 25 ksps utilisé dans une applicatton téléphonique d'abonné par satellite. Ici, la puissance d'erreur a été reduite au minimum. D'autres fonctions peuvent être réduites 3- minimum en utilisant le même algorithme. Evide1Tjr.ent, ceci donnerai différents coefficients polynomiau > :. Toutefois, l'algorithme présente ici peut être utilisé sans qu'aucun changement ne soit effectué. Il est intéressant de remarcr'er que le terme linéaire proportionnel à l'enveloppe a été complètement éliminé. Ceci constitue une innovation significative par rapport à la technique antérieure qui utilise le terme linéaire uniquement pour l'alimentation et la modulation par la grille. Certains convertisseurs de puissance sont limités dans la gamme de tension de sortie qu'ils peuvent produire. Par exemple. un convertisseur survolteur ne peut produire que des tensions supérieures à la tension d'eiitrée. Par conséquent, le mappage de l'enveloppe à alimenter doit avoir une limite inférieure égale à la tension d'entrée. Si une l mite inférieure importante est imposée aux sorties mappées, des transitions brutales sont créées à la sortie du mappage de l'enveloppe à alimenter. Ceci donne naissance à des composantes de fréquence élevées, ce qui est indésirable. Ce problème peut être résolu en utilisant un mappage polynomial tel que celui présenté ci-dessous. Un mappage linéaire idéal de l'enveloppe à alimenter est choisi. La limite inférieure est alors reproduite dans cette fonction de mappage. Ceci résulte en une fonction linéaire pièce par pièce. Un estimateur des plus petits carrés est utilisé pour effectuer une approximation de la fonction linéaire pièce par pièce grâce à un polynôme régulier de l'enveloppe en bande de base. On obtient alors un polynôme (I2+Q2). Ce procédé permet l'utilisation de convertisseurs survolteurs pour des applications de suivi d'enveloppe. Les téléphones cellulaires et d'autres systèmes de communication portables se sont rabattus sur des batteries à tension inférieure. Dans le futur, on va éviter un autre abaissement de cette tension puisqu'un système de batterie à cellule unique est envisagé. Dans ce contexte, il est très avantageux de savoir utiliser un convertisseur survolteur simple pour le suivi d'enveloppe. L'amplificateur de puissance RF peut alors être activé à une tension d'alimentation supérieure à celle de la batterie. Ceci pourrait permettre l'utilisation d'amplificateurs de puissance RF à tension supérieure meilleur marché et présentant une efficacité supérieure et ceux-ci sont déjà disponibles à l'heure actuelle. La linéarité d'un amplificateur de puissance RF linéaire peut être caractérisée par sa variation de phase et de gain en réponse aux variations d'amplitude. Ainsi, si un amplificateur présente une variation de phase et de gain faible en réponse à toute la gamme d'amplitude appliquée, il présente une linéarité élevée. Ceci résulte en un spectre dans lequel il y a peu d'interférences avec les voies adjacentes. Dans la plupart des systèmes radio, il existe des limites strictes concernant la quantité permise d'interférences avec la voie adjacente, ce qui entraîne des limitations strictes des variations de phase et de gain permises dans un amplificateur de puissance RF. Pour tout amplificateur de puissance RF, la linéarité est un problème crucial. Une fois la modulation choisie, on peut améliorer la linéarité en améliorant l'amplificateur de puissance RF. D'autres procédés permettant d'améliorer la linéarité comprennent la prédistorsion et la linéarisation de rétroaction. Malheureusement, tous ces procédés augmentent la consommation de puissance et abaissent l'efficacité. Dans le contexte d'un système de suivi d'enveloppe, le choix du mappage de l'enveloppe à alimenter peut affecter la variation de phase et de gain. Par exemple, la variation de phase est considérablement accrue si la tension d'alimentation est proche de zéro. L'enveloppe du signal RF dans de nombreux systèmes de modulation atteint périodiquement zéro. Si l'alimentation est exactement proportionnelle à l'enveloppe, ceci peut entraîner de grandes variations de phase. Ceci entraînerait un manque de linéarité considérable et des interférences avec les voies adjacentes. Pour éviter ce scénario, des techniques évitant d'atteindre une valeur nulle ont été conçues et empêchent l'enveloppe RF d'atteindre une valeur nulle. Ceci résout le problème de linéarité mais augmente considérablement la complexité du système. L'amélioration du mappage de l'enveloppe à alimenter, telle que décrite ci-dessus pour un convertisseur survolteur, peut permettre de ne jamais atteindre une valeur nulle sans modifier l'enveloppe du signal RF. Dans ce cas, on permet à l'enveloppe du signal RF d'atteindre zéro mais on empêche l'alimentation d'atteindre zéro. I1 s'agit effectivement d'une stratégie évitant d'atteindre zéro pour des systèmes de suivi d'enveloppe. I1 y a une différence négligeable en ce qui concerne la consommation d'énergie pour l'amplificateur de puissance RF associé à la méthode consistant à éviter d'atteindre zéro. Ainsi, l'amélioration de la linéarité obtenue ne se fait pas au détriment de la consommation d'énergie. Il est également possible de limiter les variations de gain en utilisant d'autres mappages appropriés de l'enveloppe à alimenter. Le gain de l'amplificateur de puissance RF est fonction de l'enveloppe du signal RF d'entrée et de la tension d'alimentation. Considérons un système de coordonnées cartésiennes avec comme axes l'enveloppe de signal et la tension d'alimentation. Dans ce plan, un lieu des points est représenté pour un gain constant. Ce tracé peut être interprété comme étant une fonction linéaire pièce par pièce pour le mappage de l'enveloppe à alimenter. Ici encore, cette fonction linéaire pièce par pièce peut subir une approximation en tant que polynôme de l'enveloppe élevé au carré. Dans un mode de réalisation, le dispositif de la présente invention peut être utilisé dans un radiotéléphone multi-mode ayant un système permettant de fournir un amplificateur de puissance linéaire efficace qui génère au moins un signal RF à enveloppe variable. Le système comporte A) une unité de suivi d'enveloppe efficace 202, couplée de façon à recevoir un signal en bande de base, pour sortir une tension d'alimentation selon : une enveloppe variable du signal en bande de base ou une enveloppe constante du signal en bande de base ; B) un générateur de signaux RF 204, couplé de façon à recevoir le signal en bande de base et un signal de référence RF, permettant de fournir un signal d'entrée RF ayant des informations de phase et d'amplitude à un amplificateur de puissance RF linéaire ; et C) l'amplificateur de puissance RF linéaire 206, couplé à l'unité de suivi d'enveloppe efficace 202 et au générateur de signaux RF 204, pour sortir l'un des éléments suivants : un signal RF à enveloppe variable à puissance amplifiée de facon efficace ayant sensiblement les mêmes informations d'amplitude et de phase que le signal d'entrée RF en fonction de l'enveloppe variable de signal en bande de base ; ou un signal RF d'enveloppe constante à puissance amplifiée de façon efficace ayant les mêmes informations de phase et d'amplitude que le signal d'entrée RF en fonction de l'enveloppe constante du signal en bande de base. Clairement, ce mode de réalisation de l'invention assure une souplesse pour utiliser le radiotéléphone multi-mode dans l'un quelconque d'une pluralité de modes, en fonction du choix de l'utilisateur. Le choix peut être fondé sur la disponibilité d'un mode particulier ou, selon une autre solution, sur une différence de prix des sélections de modes. Sur la figure 8, numéro 800, le mappage de l'enveloppe à alimenter 802 incorporant une limite de tension pour un convertisseur survolteur et un gain constant pour l'amplificateur de puissance RF MHW920 est représenté graphiquement. Le mappage est obtenu comme un ajustement de courbe de points de données de gain égaux 804. I1 s'agit d'un amplificateur de puissance RF conçu pour fonctionner à une alimentation nominale de 6 V. Un convertisseur survolteur utilisant le mappage d'enveloppe à alimenter représenté peut être utilisé pour faire fonctionner cet amplificateur de puissance à partir d'une batterie de 3,6 V. Ceci peut entraîner des économies d'énergie significatives tout en permettant l'utilisation d'une batterie à tension inférieure. Ici, un polynôme d'ordre inférieur a été choisi pour le mappage, ce qui limite en outre l'exigence de la largeur de bande d'alimentation. Le suivi d'enveloppe est censé affecter la linéarité de l'amplificateur de puissance RF. Les données contenues dans les tableaux suivants ont été prises pour assurer une détérioration minime de la qualité du signal qui doit se trouver dans un éventail de données acceptable. Le tableau 1, représenté cidessous, montre le niveau de puissance de voies adjacentes et d'autres voies avec et sans la modulation d'alimentation. I1 faut remarquer que ces données ont été prises avec une alimentation à découpage fournissant la modulation d'alimentation. L'enveloppe a été générée en détectant le signal RF et ceci a introduit un retard de 2 à 4 us entre l'enveloppe et l'alimentation. Ce retard dans la restauration et l'élimination d'enveloppe (EER) serait inacceptable. Ceci illustre la robustesse de l'approche de suivi d'enveloppe. Suivi d'enveloppe Alimentation fixe Etat Supérieur Inférieur Supérieure Inférieure Puissance de voie adjacente -31.6 dB -32.5 dB -34.7dB -33.5 dB Modulation Puissance de l'autre voie -47.5 dB -49.1 dB -50.5 dB -50.9 dB uniquement Puissance de voie adjacente .31.6du -32.5 dB -34,7 dB -33.5 dB Modulation Puissance de l'autre voie -47.5 dB -48.4 dB -50.0 dB -50.0 dB et transiloirc Puissance de voie adjacente -27.4 dB -27.4dB -31,6 dB -31.3 dB Déséquilibre de charge Puissance de l'autre voie 48.6 dB -43.8 dB 47.7 dB 48.2 dB Pire des cas TABLEAU 1 DONNEES DE PUISSANCE COUPLEES A LA VOIE ADJACENTE Un autre problème est le fait que le suivi d'enveloppe peut affecter le signal démodulé. Les données expérimentales contenues dans le tableau 2 (représenté ci-dessous) indiquent qu'il y a une faible détérioration du signal. I1 était possible d'utiliser une enveloppe très agressive qui maximisait des économies d'énergie et la détérioration du signal dans la bande passante était toujours insignifiante. Toutefois, ceci a détérioré les interférences avec les voies adjacentes, ce qui peut ne pas être acceptable dans certains systèmes radio. Etat Suivi d'enveloppe Alimentation tixc EVM(rms) Erreur Erreur de EVM(rms) Erreur Erreur de d'amplitude phase d'amplitude phase Régime permanent 4.0 % 3.0 % 1.3 deg. 2.3 % 1,9 % 1.0 deg. 10 premiers 4,8% 3,5 % 1,8 deg. 4,0 % 3,1 % 1.4 deg. symboles de salves Suivi d'enveloppe 4.3 % 3,0% 1,5 deg agressif TABLEAU 2 DONNEES D'AMPLITUDE DE VECTEUR D'ERREUR POUR SYSTEME QPSK A DECALAGE DE 25 ksps Un autre circuit de suivi d'enveloppe a été élaboré et avait la capacité de manipuler plus de puissance (une puissance de sortie moyenne RF d'environ 10 W contre environ 1 W pour MHW920). La figure 9, numéro 900, est une représentation graphique de la performance d'intermodulation (IM) de la troisième 902 et cinquième 904 IM de MHW913 pour un signal à deux tonalités de 10 kHz ayant un suivi d'enveloppe selon la présente invention. Ces données peuvent être comparées de façon favorable à celles de la figure 10, numéro 1000, qui est une représentation graphique de la performance IM de la troisième 1002 et de la cinquième 1004 IM du MHW913 ayant une alimentation fixe. Il faut remarquer que le suivi d'enveloppe a entraîné une IM pire à des niveaux de puissance inférieurs mais l'IM n'a pas été considérablement affectée au niveau de puissance le plus élevé. Ainsi, 1'IM du pire des cas n'est pas affectée, et pour une spécification d'IM donnée, le système de suivi d'enveloppe fonctionne aussi bien que le système n'ayant pas de modulation d'alimentation. Ces résultats indiquent que le système de suivi d'enveloppe s'applique à une gamme de puissances de sortie et à différentes technologies de semiconducteurs utilisés dans des amplificateurs de puissance RF. Des convertisseurs de puissance commutés sont largement utilisés pour effectuer des conversions entre la charge et la source de courant continu, ainsi que pour servir d'interface à des entrées et des sorties en courant alternatif se déplaçant lentement. Ils représentent un mode de fonctionnement des convertisseurs de puissance commutés. Afin d'améliorer l'efficacité des amplificateurs de puissance RF, une alimentation variable est utilisée pour alimenter l'amplificateur. Le convertisseur de puissance commuté qui fournit 1'alimentation variable peut avoir une haute efficacité, un bruit de commutation très faible, une vitesse de bala différent pour un convertisseur de puissance commuté. En utilisant des systèmes de commande classiques qui ont été conçus pour des charges et des sources de courant continu essentiellement, ces objectifs ne peuvent être atteints qu'en effectuant une commutation à une vitesse bien supérieure à la largeur de bande de 1'enveloppe. Ceci provoque des problèmes EMI et une efficacité inférieure. Pour faire fonctionner l'alimentation à découpage à une fréquence de commutation raisonnable, de nouveaux systèmes de commande ont été mis au point en particulier pour les alimentations de puissance de poursuite d'enveloppe. Les convertisseurs de puissance commutés ayant des filtres d'ordre supérieur présentent moins de bruit de commutation et une largeur de bande plus importante avec une rétroaction appropriée. C'est également le cas pour les filtres numériques et analogiques dans lesquels des filtres d'ordre supérieur sont utilisés pour obtenir une meilleure séparation entre la bande passante et la bande coupée. Ici, le bruit de commutation se trouve dans la bande coupée et doit être supprimé, tandis que l'enveloppe se trouve dans la bande passante et doit être poursuivie avec une faible distorsion, voire aucune distorsion. Tout sous-ensemble de l'alimentation à découpage, ne comprenant pas le commutateur, constitue un circuit stable et convergent puisqu'il s'agit simplement d'un réseau d'éléments R-L-C. Ceci provient de l'amortissement naturel des éléments de stockage et de la charge. Pour un tel circuit stable et convergent, il n'y a pas de modes instables ni de vecteurs propres. Si un état ou plusieurs états de ce système stable est ou sont convergents, tous les autres états doivent être convergents. Si un état ou plusieurs états est ou sont commandés, alors tous les états sont commandés, Par conséquent, le fait de commander un état unique ou une combinaison d'états dans ce sous-ensemble, pour qu'ils atteignent des valeurs souhaitées, donne naissance à un système convergent. Ceci est particulièrement utile pour commander une alimentation à découpage ayant un filtre d'ordre supérieur. En outre, le filtre peut être choisi de façon à être considérablement amorti pour obtenir une réponse de transitoire améliorée. La réponse la plus rapide provenant d'un système PWM est obtenue en utilisant le critère de pente égale : la pente du signal de commande égale la pente de rampe lorsque le commutateur est éteint. Le rapport cyclique de n'importe cycle est fonction de l'état du système actuel et des rapports cycliques précédents. Cette mémoire entre les symboles est fixée à zéro lorsque le critère de pente égale est satisfait. Ceci constitue un résultat connu dans des convertisseurs courant continu-courant continu mais son effet est plus prononcé pour un convertisseur de suivi d'enveloppe. Malheureusement, le critère de pente ne peut pas être rempli pour une tension de sortie variable. Ici, le critère de pente est rempli uniquement pour la tension de sortie moyenne. La partie de courant alternatif des courants d'inductance peut être estimée par l'intégrale de la tension qui les traverse. Ce fait est utilisé ici pour la commande de convertisseur de puissance commuté. Ceci élimine le besoin de courant de détection. La détection de courant introduit des problèmes de bruit et réduit l'efficacité du convertisseur ainsi que sa complexité. Considérons un convertisseur survolteur ou de compensation ayant un filtre à quatre pôles. La tension souhaitée à la sortie est définie comme étant Vr et est une variable connue. Cette valeur est continue et peut être dérivée jusqu'à un ordre arbitraire. Ce convertisseur est différent de la plupart des convertisseurs de puissance qui présentent une tension de référence fixe et toutes ses dérivées sont également nulles. Un fractionnement peut être effectué : la division du convertisseur de puissance commuté en un filtre passif linéaire et un convertisseur de puissance commuté d'un nombre inférieur d'états. La tension souhaitée au niveau de la charge et d'une estimation du courant de charge permet d'obtenir les états souhaités au niveau de chacun des éléments de stockage. Pour le fractionnement ne comprenant pas le commutateur, si un ou plusieurs des états sont fixés à leur valeur souhaitée, on obtient un système convergent et stable. Le courant de charge (courant d'alimentation PA) est approximativement proportionnel à l'enveloppe RF. I1 s'agit d'une innovation majeure par rapport au domaine du convertisseur DC-DC lorsque le courant de charge est fourni par l'utilisateur et qu'aucune donnée n'est disponible concernant le courant de charge. Le courant de charge est connu et peut être estimé même si on assiste à des variations significatives. Cette estimation peut être utilisée comme signal de précompensation pour modifier le rapport cyclique avant qu'il affecte la tension de sortie. Ici, la tension de référence et la tension de sortie sont variables et il y a un courant de condensateur qui doit être fourni par l'alimentation à découpage et ici encore, ce courant peut être estimé. Dans la description suivante, des convertisseurs survolteurs et de compensation, tous deux ayant des filtres du quatrième ordre, sont introduits. Dans un convertisseur de compensation représenté sur la figure 11, les commutateurs sont adjacents à la source, tandis que tout le filtre se trouve sur un côté. Ainsi, le fractionnement contenant le filtre contient tous les éléments de stockage. I1 s'agit d'une situation favorable et permet à n'importe quel état ou n'importe quelle combinaison d'états d'être commandés. Pour obtenir une bonne performance de l'état, l'énergie stockée dans le convertisseur de puissance est choisie comme étant une quantité à commander. Ce choix est motivé par le fait que l'énergie est (soumise à des pertes minimes des éléments de stockage) conservée dans un convertisseur de puissance et tout déséquilibre énergétique doit être commandé. Ceci est analogue à la rétroaction d'état complet utilisée dans la théorie de commande. Ce procédé de commande est introduit ici comme la Commande d'Energie en Excès. La condition pour obtenir la stabilité de cette commande réside dans le fait que l'énergie stockée dans le convertisseur peut être commandée en utilisant le système de rétroaction. Pour une fréquence de commutation élevée, le changement relevé dans l'énergie stockée est faible pour chaque cycle de commutation. Dans ce cas, l'énergie stockée dans l'inductance d'entrée présente la plus grande variation et la rétroaction est choisie de façon à traiter ce changement. Le changement dans d'autres composants est considéré comme une perturbation. Le critère de pente égale est choisie pour une stabilité maximum en ignorant ces perturbations. Des simulations indiquent que ceci entraîne la création d'un contrôleur robuste et stable. Dans un convertisseur survolteur, tel que cela est représenté sur la figure 12, le commutateur faisant partie du filtre, il n'est pas possible de fractionner l'alimentation à découpage en un commutateur et un filtre. L'inductance d'entrée et le condensateur ainsi que le commutateur forment un bloc tandis que l'inductance de sortie, le condensateur et la charge forment l'autre bloc du fractionnement. La stratégie de commande consiste à entraîner la tension au niveau du fractionnement (la tension au niveau du condensateur C1) jusqu'à ce qu'on obtienne la tension souhaitée. Le contrôleur fonctionne en utilisant la rétroaction provenant du bloc. La tension souhaitée au niveau du fractionnement est déterminée en fonction d'une estimation du courant de charge. De la même façon, le critère de pente égale est choisi pour obtenir une stabilité maximum en utilisant le courant d'inductance en tant que terme de rétroaction principale et la rétroaction de tension de condensateur est supposée être une perturbation. Un critère de stabilité de forme fermée est généré et utilisé pour concevoir le réseau de rétroaction. Ce procédé de commande est introduit ici comme étant l'asservissement de précompensation. Il existe des systèmes de commande plus simples pour le convertisseur de compensation, qui diffèrent en ce que le circuit de commutation est topologiquement séparé du réseau de filtres. Pour ce convertisseur, l'asservissement de précompensation est réduit à la précompensation uniquement. Toutefois, la rétroaction peut être ajoutée à ce principe pour assurer la linéarisation de l'amplificateur de puissance RF. Les courants d'inductance sont estimés en utilisant les tensions d'inductance. Les courants de condensateur sont connus comme étant une dérivée de la tension. Les courants d'inductance idéaux sont déterminés par les tensions du condensateur et sont déterminés de la façon suivante. La tension idéale pour la tension de sortie est bien évidemment la tension de référence. Sur la figure 11, les variables d'état sont I1, I2, V1 et V2 et leurs valeurs souhaitées sont I , Ir2, Vr1 et Vr2 respectivement. Vr2 + Vr (4) Le courant idéal qui circule dans l'inductance L2 est fonction de la tension de référence et de sa dérivée. L'impédance de charge R est supposée connue. Vr Ir2 = + C2Vr (5) R La tension idéale dans le condensateur C1 peut être calculée en fonction de la tension de référence, de ses dérivées d'ordre supérieur et de la résistance de charge. Le courant idéal circule dans l'inductance L1 est obtenu de façon similaire. Ces valeurs seront utilisées pour obtenir un signal de commande approprié pour le convertisseur PWM qui entraîne les commutateurs. Dans cet agencement, les courants ne peuvent pas être mesurés. Toutefois, l'intégrale de la tension d'inductance peut être utilisée comme une mesure du courant d'inductance. Ceci est utilisé pour obtenir une estimation des courants d'inductance qui soit précise du point de vue du courant alternatif. Pour effectuer la commande, la partie de courant continu n'est pas indispensable. Avec les tensions de condensateur réelles et de référence et les courants d'inductance connus, le problème de commande est réglé grâce à un rapport cyclique approprié pour entraîner le commutateur de puissance. Pour conserver une fréquence de commutation fixe, on utilise un circuit PWM classique. Dans la Commande de 1'Energie en Excès, il y a une entrée de commande unique : le rapport cyclique du commutateur. Ainsi, il est possible de commander uniquement une grandeur dans le convertisseur. Ainsi, toute erreur dans les états du système doit être combinée dans une grandeur scalaire qui peut être commandée par le rapport cyclique. Le convertisseur de puissance idéal est un système non dissipatif. Le déséquilibre énergétique dans n'importe quel composant de stockage (tension de condensateur ou courant d'inductance) peut être transféré à un autre composant ou transféré à la charge, mais sinon il est conservé dans le système. Ainsi, la mesure scalaire logique de l'état du système est donnée par la différence entre l'énergie stockée et l'énergie stockée si tous les états se trouvent au niveau de leurs valeurs de référence. La différence énergétique due aux inductances est définie comme étant EL, due aux condensateurs comme étant EC et la somme comme étant ELC. ELC1(Vr1 - Vl)Vnom + C2(Vr2 - V2)Vnom + L1 Pour éviter la multiplication des états de système, une valeur moyenne du courant d'inductance et de la tension de condensateur ont été introduites, s et V,,0 respectivement, qui représentent une approximation raisonnable lorsqu'une relation moyenne entre le courant et la tension de sortie est connue. Pour une charge d'amplificateur de puissance, l'impédance de charge peut être connue avec une précision de 20 t. Le courant qui circule dans une inductance est égal à l'intégrale de la tension qui la traverse divisée par l'inductance. Pour une tension de sortie cible et une tension d'entrée connue, le courant d'inductance peut être estime. Ceci est également appelé observateur dans la littérature concernant les systèmes de commande. L'erreur d'énergie globale peut être obtenue en remplaçant ces estimations de courant. Les autres termes peuvent subir un développement en termes de tension de référence et de ses dérivées. Ici encore, la valeur de la résistance de charge est supposée. Les signaux peuvent être combinés sous la forme de la somme des intégrales des tensions intermédiaires, des tensions de condensateur, de la tension de référence et de ses dérivées d'ordre supérieur. Le signal global peut être représenté de la façon suivante. où les coefficients a, b, c et d sont donnés par les équations suivantes (L2 + L1) (15) a= R b = (L1 = L2)(C1 +C2)R (16) c = LIL;cI + L2C1C2R (17 d = L1L2C1C2 (18) Cette fonction scalaire de l'énergie peut être utilisée comme un signal de commande pour établir le rapport cyclique du convertisseur PWM. Le signal de commande est comparé à une rampe. Le critère du comportement optimal du régime permanent réside dans le fait que la pente de rampe égale la pente de signal de commande lorsque le commutateur est éteint. En régime permanent, la pente de ELC est déterminée presque complètement par l'intégrale de (Vr~Vsw) . Pour un convertisseur de compensation Vr on peut prendre des valeurs comprises entre O et V,. En supposant que la valeur moyenne de Vr soit Vin/2, la pente de signal moyenne peut être calculée. La pente de rampe est le rapport de l'amplitude de rampe sur la durée d'un cycle de commutation. En supposant que le signal de rampe est égal à l'unité, le signal de commande Sig peut être obtenu sous la forme d'une version mise à l'échelle de ELC. Ce signal de rétroaction représente une rétroaction qui est fondée sur l'équilibre énergétique et utilise des signaux de tension uniquement pour la rétroaction. Il y a également un signal de compensation considérable qui est généré à partir de la tension de référence, ses dérivées et l'impédance de charge nominale. L'impédance de charge réelle peut varier par rapport à cette valeur. Cette variation entraîne uniquement une erreur de poursuite mineure. En ce qui concerne la précompensation, considérons un convertisseur de compensation ayant un filtre à quatre pôles, tel que représenté sur la figure 11. La tension souhaitée à la sortie est définie comme étant V et est une variable connue. Cette valeur est continue et peut être dérivée jusqu'à un ordre arbitraire. Le courant de charge est connu nominalement. La valeur des inductances et des capacités est connue et constante. En outre, toutes les tensions sont considérées comme étant mesurables et tous les courants ne peuvent pas être mesurés. La tension pouvant être directement commandée indépendamment du retard du filtre est la tension de commutation V. La tension de commutation est établie directement par l'action PWM. Une tension de référence Vff peut être définie comme étant la tension de référence pour ce noeud. Pour conserver une fréquence de commutation fixe, on utilise un circuit PWM classique. Le signal de commande analogique PWM (Sig) est choisi de façon à entraîner la tension au niveau du noeud de commutation V w pour qu'elle soit égale à Vff . En présence du bruit de commutation, ceci peut être effectué grâce à des intégrales, de sorte que l'intégrale de Vsw poursuive l'intégrale de Vff. Ainsi, Sig est défini par l'équation suivante En régime permanent, la pente de Sig est déterminée presque complètement par l'intégrale de la tension de commutation V,,,,,. En supposant que la valeur moyenne de Vr soit égale à Vin/2, , la pente de signal moyenne peut être calculée. La pente de rampe correspond au rapport de l'amplitude de rampe sur la durée du cycle de commutation. En supposant que le signal de rampe soit égal à l'unité, le signal de commande Sig est mis à l'échelle pour répondre au critère de pente égale. L'expression est calculée par précompensation de la façon suivante. où les coefficients a, b, c et d sont donnés par les équations suivantes a = L2 + L1 et b = L1(C1 + C2) + L2C2 R c = 2 1 1 et d = L1L2C1C2 (2 4) R Ce signal de rétroaction représente un système de précompensation uniquement qui utilise la tension de commutation uniquement pour la commande. L'inductance actuelle, la capacité et l'impédance de charge peuvent varier par rapport à leurs valeurs nominales. Ces variations peuvent entraîner des erreurs de poursuite. Le fait de calculer des dérivées d'ordre supérieur augmente la complexité du système et la sensibilité au bruit. Des approximations de signaux peuvent être effectuées et celles-ci éliminent les termes correspondant à c et d. Des corrections de a et b sont compensées de la façon suivante. La fréquence angulaire nominale nX est choisie au centre du spectre de signaux. La dérivée du quatrième ordre peut subir une approximation en termes de la dérivée du deuxième ordre en utilisant cette fréquence nominale. De la même manière, la dérivée du troisième ordre peut subir une approximation par la dérivée du premier ordre en utilisant la fréquence nominale. a' = a - c((#nom) et b' = b - d(#nom) (25) L'expression de la tension de précompensation Vif dans le domaine temporel est ainsi simplifiée et donne Vff = Vr + a' Vr + b' Vr (26) L'enveloppe RF de sortie doit poursuivre l'enveloppe RF d'entrée. Puisque le PA RF n'est pas un dispositif linéaire, même si l'enveloppe exacte est générée au niveau de la sortie de l'alimentation à découpage, l'enveloppe de sortie RF du PA n'est pas exacte. Cette non-linéarité entraîne un grossissement spectral du signal RF ce qui est indésirable. Pour linéariser le PA RF, un détecteur de sortie peut être utilisé pour renvoyer l'enveloppe RF de sortie à l'unité asservie et de compensation. Puisque le PA RF est un dispositif à haute vitesse, le retard dû à celui-ci est négligeable comparé au retard de l'alimentation à découpage. L'enveloppe RF de sortie peut être considérée comme étant une version mise à l'échelle de la tension de sortie de l'alimentation à découpage. Ainsi, le système obtenu est le même que lorsqu'on introduit une rétroaction de sortie dans l'équation de commande. La rétroaction par action intégrale a été choisie ici pour réduire la rétroaction à haute fréquence. L'ajout de la rétroaction de sortie modifie la performance de poursuite du convertisseur de puissance. Le filtre de sortie a été choisi de façon à être un filtre passe-bas se comportant bien sans sonnerie au démarrage. Ceci entraîne l'apparition d'une réponse de poursuite optimale. Pour garder la même performance, les composants du filtre peuvent être ajustés pour obtenir la même performance avec une rétroaction de sortie. La tension du commutateur (Vsw) est exprimée en termes de la tension de sortie donnant l'équation suivante Un filtre passe-bas modifié avec les composants L1', C1', L2', C2' doit être conçu pour avoir la réponse globale en tant que filtre original sans rétroaction de sortie. En mettant en équation les termes de l'équation ci-dessus appliquée au cas où il n'y a pas de rétroaction de sortie, on obtient les équations suivantes. L1,+L2, = (L1 + L2) (I + k) et L1'(C1'+C2')+L2'C2'=(L1(C1+C2)+L2C2 L1'+C1'C2'= (L1C1C2) (I+k) et LI'L2'C1'C2'=(L1L2C1C2(I+k) (30) En résolvant les équations simultanées, les modifications suivantes pour C1 et L1 sont obtenues, tandis que C2 et L2 restent inchangés. Ll ' tel + k) + kL2 et C1' = C1L1(1+k) (31) L1(1+k) k12 La valeur typique de k est environ égale à l'unité. Ceci pondère l'enveloppe de sortie RF à peu près de la même façon que la tension de commutation. Ceci entraîne une linéarisation significative de la sortie RF. Une valeur plus grande de k est possible mais modifie largement le filtre de sortie. L'ondulation de sortie est en outre réduite d'un facteur de (l+k) qui correspond à 6 dB pour le cas où k est égal à l'unité. Pour la configuration du filtre de sortie, considérons un filtre de Legendre du quatrième ordre normalisé pour une impédance de sortie de 3S2 à 160 kHz. Les valeurs du composant sont les suivantes. L1=4,81 L2=4,27 uH, C1=0,551 uF, C2=0,212 uF. En utilisant la transformation ci-dessus pour la rétroaction de sortie, les valeurs L1, C1 sont remplacées par L1=13,89 uH et C1=0,3816 uF. Atténuation = Pour une fréquence de commutation de 800 hKz, l'atténuation de la fréquence de commutation est de 69,7 dB. Le signal de fréquence de commutation rms à l'entrée du filtre est environ de Vin/4 . Le signal en courant continu moyen est de Vin/2. Ainsi, il y a une séparation supplémentaire de 6 dB entre le signal souhaité et la fréquence de commutation à l'entrée du filtre. Ceci amène la puissance de fréquence de commutation à 75,7 dB, ce qui répond à l'exigence de 71,5 dB. Tout rapport d'atténuation d'alimentation de puissance (PSRR) de l'amplification de puissance RF supprime en outre la fréquence de commutation. Lors de la mise en oeuvre de la commande, les dérivées du premier et deuxième ordre sont calculées en temps discret en utilisant des formules de dérivation numérique. Bien qu'il existe des formules d'ordre supérieur, pour une taille de mot limitée, la meilleure performance est atteinte en utilisant des formules plus simples. Puisque les données d'enveloppe successives sont disponibles, les dérivées peuvent être évaluées en utilisant à la fois les données présentes et passées. Un retard est introduit en conséquence et peut être décalé si on retarde les données en bande de base Si on établit k égal à l'unité et si on combine les variables de référence et de précompensation, cela simplifie l'analyse. En combinant les tensions de précompensation et de référence, on peut additionner les calculs en bande de base pour donner une variable unique. Dans une mise en oeuvre numérique, ceci réduit le nombre de convertisseurs numérique-analogique de deux à un. Si on passe des équations temporelles continues aux équations temporelles discrètes, on obtient l'équation suivante Ces résultats peuvent être évalués en tant que coefficients temporels discrets de la façon suivante, Les valeurs des coefficients temporels discrets sont alors évaluées pour le filtre donné. Vcont = z2VrIn - 11 + zlVr(n) + z0Vr(n + 1) (35) I1 s'agit d'une transformation nulle. Pour le filtre de sortie donné, les coefficients temporels discrets sont les suivants : z0 = 2,806674 ; zl = - 2,716652 ; z2 = 0,909979. Considérons le cas simplifié où Vref est utilisé à la place de Vcont. En exprimant Vsw en termes de VOU, on obtient l'expression suivante Les coefficients 1,a,b,c,d correspondent au polynôme de Legendre modifié. Toutefois, ils peuvent être exprimés sous la forme du polynôme de Legendre original de la façon suivante. A partir de l'analyse précédente, on sait que les coefficients l,a/2, b/2, c/2, d/2 correspondent au polynôme de Legendre non modifié. Du fait de l'action de l'alimentation à découpage, la valeur de Sig est entraînée pour atteindre une quantité faible comprise entre zéro et un. Ceci implique que la fonction intégrée soit entraînée jusqu'à zéro. Ainsi, la sortie Vout doit être égale à une version filtrée de Vr. Ainsi, la réponse du système est commandée jusqu'à arriver à une version filtrée de la tension de référence. Le filtre de Legendre original présente une fréquence à 3 dB de 160 kHz. Ceci permet à l'enveloppe de rester inchangée. Toutefois, tout bruit dû à un échantillonnage à 400 kHz est supprimé. Il y a une différence de fréquence de plus d'un octave, de sorte que l'on s'attend à une suppression de 24 dB du bruit de 400 kHz. Pour l'Asservissement et la précompensation, considérons un convertisseur survolteur ayant un filtre à quatre pôles. Une différence clé par rapport au convertisseur de compensation est que l'inductance Ll se trouve du côté source du commutateur. Ainsi, le fractionnement possède l'inductance de sortie, le condensateur de sortie et la charge du côté passif du fractionnement. L'autre condensateur, 1' inductance d'entrée et le commutateur forment le fractionnement qui est directement commandé. Le système de commande consiste ici à commander la tension au niveau du condensateur d'entrée C1 pour qu'elle atteigne la valeur souhaitée. Ceci fait en sorte que la tension de sortie au niveau du condensateur C2 suive la tension de référence. Le courant idéal circulant dans l'inductance L1 est différent de celui qui apparaît dans le cas du convertisseur de compensation. Le courant circulant dans L1 n'est que partiellement transféré à C1. Le courant restant est coupé et mis à la masse. I1 est possible d'obtenir une valeur approchée de ce courant en définissant un rapport de survoltage de tension moyen (k). Le rapport de transfert de tension détermine également approximativement la perte de puissance négligeant le rapport de transfert de courant dans le convertisseur. Dans ce convertisseur, la tension du condensateur Vci doit être maintenu à Vrl et le courant d'inductance doit être maintenu à Ire. Le courant qui circule dans une inductance correspond à l'intégrale de la tension qui la traverse divisée par l'inductance. Le courant d'inductance peut être donné par Une rétroaction proportionnelle et intégrale (PI) est souvent utilisée dans les convertisseurs de puissance commutés pour entraîner la tension de sortie jusqu'à sa valeur de référence. Dans ce cas, la tension peut être entraînée jusqu'à Vrl et le courant jusqu'à I en établissant le courant égal au courant de référence avec la rétroaction PI. Le signal de commande analogique du circuit PXM est choisi de façon qu'il entraîne le courant d'inductance jusqu'à sa valeur de référence souhaitée. Ce signal peut être élaboré en termes de tension intermédiaire et de tension de référence. La globalité du signal peut être représentée de la façon suivante, les coefficients a, p étant choisis pour obtenir une stabilité et une performance, l'estimation du courant étant remplacée et l'expression obtenue étant la suivante. Le facteur scalaire est ici encore choisi de façon à entraîner la pente du signal pour qu'elle soit égale à la pente de rampe, pour une rampe d'amplitude égale à l'unité, lorsque le commutateur est éteint. Pour déterminer la pente du signal, on a supposé que l'e ss &alpha; 3kLICI (46) La valeur ss est déterminée de telle sorte qu'en régime permanent, la pente de signal de commande soit dominée par l'estimation du courant d'inductance. L'expression du signal de commande Sig est ainsi réduite à l'équation suivante. Les valeurs a et ss déterminent les pôles de la réponse du système en boucle fermée. Pour obtenir une vitesse de balayage élevée, les valeurs de L1 et C1 sont choisies relativement faibles. Par rapport à l'analyse de stabilité de l'asservissement et de la précompensation, la fonction de transfert d'un convertisseur de puissance commuté est fonction du rapport cyclique. Pour effectuer une analyse de stabilité, considérons un modèle de petit signal du convertisseur fonctionnant à ou près de la valeur nominale du rapport cyclique. Ce système est stable pourvu que le signal de commande analyse Sig n'oscille pas et que a et ss soient choisis de façon à réaliser un filtre stable à deux pôles. En général, un choix inapproprié de a et ss résulte en une instabilité de l'harmonique inférieur de Sig. L'analyse suivante sert à déterminer la valeur la plus grande de a et ss qui résultera en un système stable. L'analyse de la stabilité de l'harmonique inférieur est fondée sur un modèle temporel discret du procédé PWM. Le rapport cyclique d'un cycle donné est affecté par le cycle précédent de la manière suivante. où SR est la pente de rampe, SN est la pente du signal le commutateur étant allumé, et SF est la pente du signal, le commutateur étant éteint. D'après l'équation ci-dessus, il apparaît clairement que la condition pour la stabilité est que l'amplitude du pôle soit inférieure à l'unité. Le critère de pente égale est choisi de telle sorte que le pôle du domaine Z soit égal à zéro. Toutefois, ce critère est choisi en négligeant les termes d'ordre supérieur. Ici, l'effet des termes d'ordre supérieur est considéré, et on s'assure que le pôle est limité à une valeur inférieure à l'unité pour tous les points. Les valeurs approchées suivantes de SR, SN et SF sont obtenues au cours d'un état de régime permanent. Remarquons que la dérivée de la tension du condensateur est proportionnelle au courant qui circule dans celui-ci. SR = Ts (52) Remarquons que l'effet du terme de rétroaction par action intégrale a été négligé. Cette simplification est raisonnable à des fréquences de commutation élevées pour lesquelles l'ondulation au niveau du condensateur C1 est négligeable par rapport à la forme d'onde de tension de commutation. Le pôle de l'équation différentielle est choisi égal à 0,2. Il s'agit d'un paramètre de configuration qui doit être inférieur à 1 pour obtenir une stabilité. O,2Rc (54) k La limite théorique à laquelle un convertisseur de commutation peut poursuivre un signal est égale à la moitié de la fréquence de commutation donnée par le critère de Nyquist. La performance de poursuite du convertisseur de puissance avec un asservissement et une précompensation s'approche de la limite théorique. En même temps, on réduit de plus de 70 dB la fréquence de commutation. Ceci résulte en un système qui non seulement poursuit les signaux souhaités mais remplit également les exigences strictes en matière de bruit de la plupart des émetteurs RF. En général, un convertisseur survolteur n'est pas considéré comme étant un bon candidat aux performances contre les transitoires. Ici, un système de commande à haute vitesse a été introduit et permet une poursuite excellente en même temps qu'un fonctionnement à une fréquence de commutation relativement faible et un bruit de commutation faible. Dans ce système de commande, la tension du condensateur intermédiaire est choisie comme étant la quantité à commander. Cette tension est commandée par la rétroaction. Une estimation de précompensation du courant de charge fondée sur le signal de référence est utilisée pour convertir la commande de la tension intermédiaire en la commande de la tension de sortie. Comme dans le convertisseur de compensation, le choix de l'état commandé n'est pas unique. I1 existe d'autres possibilités, mais la tension du condensateur intermédiaire est choisie par simplicité. La figure 13, numéro 1300, est une représentation schématique du convertisseur PWM tel qu'il est connu dans la technique. Le signal de commande 1302 est utilisé pour déterminer le rapport cyclique du convertisseur de puissance commuté en remettant à l'état initial le commutateur à un moment variable. L'instant établi du commutateur est déterminé par une horloge synchrone 1304. Bien que la largeur de bande du signal faible soit étendue par une commande appropriée, la largeur de bande du signal important est limitée par la configuration du filtre de sortie également. Toutefois, l'utilisation d'un filtre d'ordre supérieur dans un convertisseur de compensation permet la poursuite de formes d'ondes de grands signaux allant jusqu'à 80 kHz tout en effectuant une commutation à 1 MHz. Le système de commande utilisé ici est la commande d'énergie en excès. L'efficacité de l'alimentation à découpage peut être maintenue au-dessus de 90 % pour la plupart des applications. En utilisant une mise en oeuvre IC habituelle avec des commutateurs dont la taille est optimale et en limitant la fréquence de commutation, une efficacité d'alimentation à découpage encore supérieure peut être atteinte. Ainsi, les économies d'énergie faites par le PA ne sont pas consommées par l'alimentation à découpage. La figure 16, numéro 1600, est une représentation graphique des données de l'efficacité expérimentale d'un convertisseur abaisseur de courant fonctionnant à partir dune alimentation de 12 V selon la présente invention. La fréquence de commutation a été choisie comme étant de 450 kHz. L'efficacité à un courant de charge de 1,0 ampères 1602, un courant de charge de 2,0 ampères 1604 et au courant de charge de 3,0 ampères 1606 est d'environ 90%. Dans une commande de puissance classique, le convertisseur survolteur présente une performance dynamique inférieure du fait de ses caractéristiques de fonctionnement non-linéraire. Dans ce cas, on a mis en oeuvre un système de commande qui permet au convertisseur survolteur de poursuivre l'enveloppe d'un signal QPSK presque de façon parfaite et avec un retard constant. La figure 20, numéro 2000, est une représentation graphique de la tension de référence 2004 et de la tension de sortie 2002 selon la présente invention. Sur la figure 18, numéro 1800, la poursuite d'un signal de 125 kHz est représentée pour un convertisseur survolteur qui effectue une commutation à 1 MHZ selon la présente invention. La sortie VOUe 1802 poursuit la référence Vr 1804 avec un retard très peu important. Le courant d'inductance I1 1806 présente une ondulation significative. Ici encore, le bruit de commutation est atténué de plus de 60 dB. Ce résultat indique que pour une alimentation à découpage survolteuse, le rapport de la fréquence de commutation sur la fréquence la plus élevée pouvant être poursuivie de façon appropriée n'est que de huit. Ceci dépasse de beaucoup la performance du convertisseur survolteur classique, Une fois que la tension de précompensation est développée, la partie de rétroaction analogique du système est réduite à un intégrateur unique. La figure 14, numéro 1400, représente un schéma des circuits du système de rétroaction selon la présente invention. Ce contrôleur analogique est facilement réalisé dans un circuit intégré à application spécifique (ASIC) analogique. La tension de référence Vr 1402, la tension de sortie Vout 1404 et la tension de commutation VsW 1406 sont utilisées pour créer le signal analogique Sig 1408. Ce signal est transmis au générateur PWM 1410. Une version de survoltage du convertisseur de suivi d'enveloppe a deux utilisations. Elle permet de faire des économies d'énergie du fait du suivi de l'enveloppe et peut fonctionner à une tension supérieure PA provenant d'une batterie de tension inférieure. Ainsi, elle offre un avantage significatif à une unité radio fonctionnant avec une batterie de 3,3 V (3 NiCd ou Ions Lithium). Elle permet également de faire fonctionner le même PA à deux tensions différentes pour des modes de fonctionnement numérique et analogique. La figure 11, numéro 110-0, est une représentation schématique d'un mode de réalisation d'un convertisseur de compensation ayant un filtre à quatre pôles selon la présente invention. Le convertisseur de compensation fonctionne à partir de la tension d'entrée 1102 et fournit une tension d'enveloppe au niveau de la charge 1104. La figure 12, numéro 1200, est une représentation schématique d'un mode de réalisation d'un convertisseur survolteur ayant un filtre à quatre pôles selon la présente invention. Le convertisseur survolteur fonctionne à partir de la tension d'entrée 1202 et fournit une tension d'enveloppe au niveau de la charge 1204. La figure 15, numéro 1500, est une représentation schématique de l'utilisation du critère de pente égale pour le signal de commande tel que cela est connu dans la technique antérieure. La performance avec des pentes inégales 1502 est moins bonne que la performance avec des pentes égales 1504. La figure 17, numéro 1700, est une représentation graphique d'une poursuite de grand signal d'une onde sinusoïdale de 80 kHz utilisant une commande d'énergie en excès selon la présentation invention. Des formes d'ondes montrent la tension de référence 1702 et la tension de sortie du convertisseur 1704. La présente invention peut être réalisée sous d'autres formes spécifiques sans s'éloigner de son esprit ou de ses caractéristiques essentielles. Les modes de réalisation décrits doivent être considérés sous tous leurs angles uniquement comme des illustrations et non pas comme des limitations. La portée de l'invention est par conséquent indiquée dans les revendications jointes plutôt que par la description précédente. Toute modification qui reste dans la teneur et dans l'équivalence des revendications doit rester dans leur portée. REVENDICATIONS 1. Convertisseur de puissance de poursuite fournissant une amplification de puissance efficace tout en générant un signal de sortie dynamique variable, comprenant A) une unité asservie et de précompensation (120), couplée de façon à recevoir un signal de référence et à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé B) une unité de modulation de largeur d'impulsion (116), couplée à l'unité asservie et de précompensation (120), pour modifier un rapport cyclique de façon à alimenter un signal de commutation ; et C) un convertisseur de puissance (102), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (116) et à une source d'énergie, pour fournir le signal de sortie dynamique variable. 2. Convertisseur de puissance de poursuite selon la revendication 1, dans lequel le système prédéterminé de l'unité asservie et de précompensation utilise une estimation d'un courant de charge en fonction du signal de référence pour déterminer le signal de commande. 3. Convertisseur de puissance de poursuite selon la revendication 1, dans lequel le système prédéterminé de l'unité asservie et de précompensation utilise le signal de référence et les dérivées du signal de référence pour déterminer le signal de commande optimal. 4. Convertisseur de puissance de poursuite selon la revendication 3, dans lequel le signal de référence est disponible sous forme numérique, et les dérivées du signal de référence sont calculées en utilisant un matériel numérique. 5. Convertisseur de puissance de poursuite selon la revendication 1, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite comporte un filtre d'ordre supérieur à 2. 6. Convertisseur de puissance de poursuite selon la revendication 1, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite comporte un filtre qui est un filtre passe-bas d'un ordre supérieur à 2. 7. Dispositif (222) ayant un convertisseur de puissance de poursuite (210) pour fournir un amplificateur de puissance linéaire efficace qui génère un signal radiofréquence à enveloppe variable, le dispositif (222) comprenant A) une unité de suivi d'enveloppe efficace (202) ayant une unité de mappage d'enveloppe (208) et le convertisseur de puissance de poursuite (210), dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) est couplé de façon à recevoir un signal de référence de l'unité de mappage d'enveloppe (202), l'unité de suivi d'enveloppe efficace (210) étant couplée de façon à recevoir un signal en bande de base, pour sortir le signal de sortie variable selon une sortie de l'unité de mappage d'enveloppe (208) B) un générateur de signaux RF (204), couplé de façon à recevoir le signal en bande de base et un signal de référence RF, pour sortir un signal d'entrée RF ayant des informations de phase et d'amplitude à un amplificateur de puissance RF linéaire (206) ; et C) l'amplificateur de puissance RF linéaire (206), couplé à l'unité de suivi d'enveloppe efficace (202) et au générateur de signaux RF, pour sortir un signal RF à enveloppe variable amplifié et à puissance efficace ayant sensiblement les mêmes informations de phase et d'amplitude que le signal d'entrée RF, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) comporte D) une unité asservie et de précompensation (212), couplée de façon à recevoir le signal de référence et à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé E) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier un rapport cyclique de façon à alimenter un signal de commutation ; et F) un convertisseur de puissance (216) couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir le signal de sortie variable. 8. Dispositif (222) selon la revendication 7, dans lequel l'amplificateur de puissance RF linéaire (206) est un amplificateur de classe AB 9. Dispositif (222) selon la revendication 7, dans lequel l'amplificateur de puissance RF linéaire (206) est un amplificateur de classe B 10. Dispositif (222) selon la revendication 7, dans lequel le convertisseur de puissance (216) fournit en outre un signal de rétroaction à l'unité asservie et de précompensation (212). 11. Dispositif (222) selon la revendication 7, comportant en outre un détecteur d'enveloppe (218) couplé à la sortie de l'amplificateur de puissance RF linéaire (206), dans lequel le détecteur d'enveloppe (218) fournit un signal de rétroaction à l'unité asservie et de précompensation (212). 12. Dispositif (222) selon la revendication 7, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) comporte un filtre d'ordre supérieur à 2. 13. Dispositif (222) selon la revendication 7, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) comporte un filtre qui est un filtre passe-bas optimal d'un ordre supérieur à 2. 14. Dispositif selon la revendication 7, dans lequel l'unité de mappage d'enveloppe utilise une fonction de mappage polynomiale de 12 plus Q2, qui correspond à un carré de l'enveloppe du signal en bande de base pour fournir un signal à bande limitée implicitement. 15. Procédé permettant de fournir un amplificateur de puissance linéaire efficace qui génère un signal radiofréquence à enveloppe variable, comprenant les étapes consistant à A) utiliser une unité de suivi d'enveloppe efficace (302) pour sortir une tension d'alimentation selon une enveloppe variable d'un signal en bande de base d'entrée B) fournir (304), par le biais d'un générateur de signaux RF, en fonction du signal en bande de base entré, un signal d'entrée RF ayant des informations d'amplitude et de phase à un amplificateur de puissance RF linéaire ; et C) utiliser (306) un amplificateur de puissance RF linéaire qui est couplé à l'unité de suivi d'enveloppe efficace et à un générateur de signaux RF pour sortir un signal RF à enveloppe variable, amplifié et à puissance efficace ayant sensiblement les mêmes informations de phase et d'amplitude que le signal d'entrée RF. 16. Procédé selon la revendication 15, dans lequel l'utilisation de l'unité de suivi d'enveloppe efficace comporte A) l'utilisation d'un calculateur d'enveloppe optimale qui reçoit le signal en bande de base pour déterminer une enveloppe optimale pour le signal en bande de base ; et B) l'utilisation d'un convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe, le convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe étant couplé au calculateur d'enveloppe optimale, à une source de puissance et pour recevoir un signal de rétroaction, pour sortir la tension d'alimentation et la transmettre à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 17. Procédé selon la revendication 16, dans lequel l'utilisation du convertisseur de puissance de suivi d'enveloppe comporte A) l'utilisation d'une unité asservie et de précompensation, l'unité asservie et de précompensation étant couplée au calculateur d'enveloppe optimale et pour recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé; B) l'utilisation d'une unité de modulation de largeur d'impulsion, l'unité de modulation de largeur d'impulsion étant couplée à l'unité asservie et de précompensation, pour modifier une largeur d'impulsion afin de fournir un signal de commutation à fréquence constante ; et C) l'utilisation d'un convertisseur de puissance, le convertisseur de puissance étant couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion et à la source de puissance, pour fournir la tension d'alimentation à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 18. Procédé selon la revendication 15, dans lequel l'amplificateur de puissance RF linéaire est un amplificateur de classe AB. 19. Procédé selon la revendication 17, dans lequel l'amplificateur de puissance RF linéaire est un amplificateur de classe B. 20. Procédé selon la revendication 17, dans lequel l'utilisation du convertisseur de puissance (216) fournit en outre un signal de rétroaction à l'unité asservie et de précompensation (212). 21. Procédé selon la revendication 17, dans lequel l'utilisation d'un amplificateur de puissance RF linéaire (218) comporte en outre la fourniture d'un détecteur d'enveloppe (218) couplé à la sortie de l'amplificateur de puissance RF linéaire (206) pour fournir un signal de rétroaction à l'unité asservie et de précompensation (212). 22. Procédé selon la revendication 16, dans lequel le convertisseur de puissance de suivi d'enveloppe comporte un filtre d'ordre supérieur à 2. 23. Procédé selon la revendication 16, dans lequel le convertisseur de puissance de suivi d'enveloppe comporte un filtre qui est un filtre passe-bas optimal d'un ordre supérieur à 2. 24. Procédé selon la revendication 16, dans lequel l'utilisation du calculateur d'enveloppe optimal comporte l'utilisation d'une fonction de mappage polynomiale de 12 plus Q2, qui correspond à un carré de l'enveloppe du signal en bande de base pour fournir un signal à bande limitée implicitement. 25. Téléphone cellulaire (222) ayant un système pour fournir l'amplificateur de puissance linéaire efficace qui génère un signal RF à enveloppe variable, le système comprenant A) une unité de suivi d'enveloppe efficace (202) ayant une unité de mappage d'enveloppe (208) et le convertisseur de puissance de poursuite (210), dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) est couplé de façon à recevoir un signal de référence de l'unité de mappage d'enveloppe (208), l'unité de suivi d'enveloppe efficace (210) étant couplée de façon à recevoir un signal en bande de base, pour sortir le signal de sortie variable selon une sortie de l'unité de mappage d'enveloppe (208) B) un générateur de signaux RF (204), couplé de façon à recevoir le signal en bande de base et un signal de référence RF, pour fournir un signal d'entrée RF ayant des informations d'amplitude et de phase à un amplificateur de puissance RF linéaire ; et C) l'amplificateur de puissance RF linéaire (206), couplé à l'unité de suivi d'enveloppe efficace (202) et au générateur de signaux RF (204), pour sortir un signal RF à enveloppe variable, amplifié et à puissance efficace ayant les mêmes informations de phase et d'amplitude que le signal d'entrée RF, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) comporte D) une unité asservie et de précompensation (212), couplée de façon à recevoir le signal de référence et à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé E) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier un rapport cyclique afin de fournir un signal de commutation ; et F) un convertisseur de puissance (216), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir le signal de sortie variable. 26. Téléphone cellulaire selon la revendication 25, dans lequel l'unité de suivi d'enveloppe efficace comporte A) un calculateur d'enveloppe optimale, couplé pour recevoir le signal en bande de base, pour déterminer une enveloppe optimale pour le signal en bande de base ; et B) un convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe, couplé au calculateur d'enveloppe optimale, à une source de puissance et pour recevoir un signal de rétroaction, pour sortir la tension d'alimentation et la transmettre à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 27. Téléphone cellulaire selon la revendication 26, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe comporte A) une unité asservie et de précompensation (212), couplée au calculateur d'enveloppe optimale et de façon à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé B) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier une largeur d'impulsion afin de fournir un signal de commutation à fréquence constante ; et C) un convertisseur de puissance (216), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir la tension d'alimentation à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 28. Radiotéléphone mobile (222) ayant un système pour fournir l'amplificateur de puissance linéaire efficace qui génère un signal RF à enveloppe variable, le système comprenant A) une unité de suivi d'enveloppe efficace (202) ayant une unité de mappage d'enveloppe (208) et le convertisseur de puissance de poursuite (210), dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) est couplé de façon à recevoir un signal de référence de l'unité de mappage d'enveloppe (208), l'unité de suivi d'enveloppe efficace (210) étant couplée de façon à recevoir un signal en bande de base, pour sortir le signal de sortie variable selon une sortie de l'unité de mappage d'enveloppe (208) B) un générateur de signaux RF (204), couplé de façon à recevoir le signal en bande de base et un signal de référence RF, pour fournir un signal d'entrée RF ayant des informations d'amplitude et de phase à un amplificateur de puissance RF linéaire ; et C) l'amplificateur de puissance RF linéaire (206), couplé à l'unité de suivi d'enveloppe efficace (202) et au générateur de signaux RF (204), pour sortir un signal RF à enveloppe variable, amplifié et à puissance efficace ayant les mêmes informations de phase et d'amplitude que le signal d'entrée RF, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) comporte D) une unité asservie et de précompensation (212), couplée de façon à recevoir le signal de référence et à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé E) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier un rapport cyclique afin de fournir un signal de commutation ; et F) un convertisseur de puissance (216), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir le signal de sortie variable. 29. Radiotéléphone mobile selon la revendication 28, dans lequel l'unité de suivi d'enveloppe efficace comporte A) un calculateur d'enveloppe optimale, couplé pour recevoir le signal en bande de base, pour déterminer une enveloppe optimale pour le signal en bande de base ; et B) un convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe, couplé au calculateur d'enveloppe optimale, à une source de puissance et pour recevoir un signal de rétroaction, pour sortir la tension d'alimentation et la transmettre à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 30. Radiotéléphone mobile selon la revendication 29, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe comporte A) une unité asservie et de précompensation (212), couplée au calculateur d'enveloppe optimale et de façon à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé B) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier une largeur d'impulsion afin de fournir un signal de commutation à fréquence constante ; et C) un convertisseur de puissance (216), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir la tension d'alimentation à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 31. Téléphone par satellite (222) ayant un système pour fournir un amplificateur de puissance linéaire efficace qui génère un signal RF à enveloppe variable, dans lequel le système comprend A) une unité de suivi d'enveloppe efficace (202) ayant une unité de mappage d'enveloppe (208) et le convertisseur de puissance de poursuite (210), dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) est couplé de façon à recevoir un signal de référence de l'unité de mappage d'enveloppe (208), l'unité de suivi d'enveloppe efficace (202) étant couplée de façon à recevoir un signal en bande de base, pour sortir le signal de sortie variable en fonction d'une sortie de l'unité de mappage d'enveloppe (208) B) un générateur de signaux RF (204), couplé de façon à recevoir le signal en bande de base et un signal de référence RF, pour fournir un signal d'entrée RF ayant des informations de phase et d'amplitude à un amplificateur de puissance RF linéaire (206) ; et C) l'amplificateur de puissance RF linéaire (206), couplé à l'unité de suivi d'enveloppe efficace (202) et au générateur de signaux RF (204), pour sortir un signal RF à enveloppe variable, amplifié et à puissance efficace ayant les mêmes informations de phase et d'amplitude que le signal d'entrée RF, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) comporte D) une unité asservie et de précompensation (212), couplée de façon à recevoir le signal de référence et à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé E) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier un rapport cyclique afin de fournir un signal de commutation ; et F) un convertisseur de puissance (216), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir le signal de sortie variable. 32. Téléphone par satellite selon la revendication 31, dans lequel l'unité de suivi d'enveloppe efficace comporte A) un calculateur d'enveloppe optimale, couplé pour recevoir le signal en bande de base, pour déterminer une enveloppe optimale pour le signal en bande de base ; et B) un convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe, couplé au calculateur d'enveloppe optimale, à une source de puissance et pour recevoir un signal de rétroaction, pour sortir la tension d'alimentation et la transmettre à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 33. Téléphone par satellite selon la revendication 31, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe comporte A) une unité asservie et de précompensation (212), couplée au calculateur d'enveloppe optimale et de façon à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé B) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier une largeur d'impulsion afin de fournir un signal de commutation à fréquence constante ; et C) un convertisseur de puissance (216), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir la tension d'alimentation à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 34. Radiotéléphone ayant un système pour fournir un amplificateur de puissance linéaire efficace qui génère un signal RF à enveloppe variable, dans lequel le système comprend A) une unité de suivi d'enveloppe efficace (202) ayant une unité de mappage d'enveloppe (208) et le convertisseur de puissance de poursuite (210), dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) est couplé de façon à recevoir un signal de référence de l'unité de mappage d'enveloppe (208), l'unité de suivi d'enveloppe efficace (202) étant couplée de façon à recevoir un signal en bande de base, pour sortir le signal de sortie variable en fonction d'une sortie de l'unité de mappage d'enveloppe (208) B) un générateur de signaux RF (204), couplé de façon à recevoir le signal en bande de base et un signal de référence RF, pour fournir un signal d'entrée RF ayant des informations de phase et d'amplitude à un amplificateur de puissance RF linéaire (206) ; et C) l'amplificateur de puissance RF linéaire (206), couplé à l'unité de suivi d'enveloppe efficace (202) et au générateur de signaux RF (204), pour sortir un signal RF à enveloppe variable, amplifié et à puissance efficace ayant les mêmes informations de phase et d'amplitude que le signal d'entrée RF, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) comporte D) une unité asservie et de précompensation (212), couplée de façon à recevoir le signal de référence et à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé E) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier un rapport cyclique afin de fournir un signal de commutation ; et F) un convertisseur de puissance (216), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir le signal de sortie variable. 35. Radiotéléphone selon la revendication 34, dans lequel l'unité de suivi d'enveloppe efficace comporte A) un calculateur d'enveloppe optimale, couplé pour recevoir le signal en bande de base, pour déterminer une enveloppe optimale pour le signal en bande de base ; et B) un convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe, couplé au calculateur d'enveloppe optimale, à une source de puissance et pour recevoir un signal de rétroaction, pour sortir la tension d'alimentation et la transmettre à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 36. Radiotéléphone selon la revendication 34, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe comporte A) une unité asservie et de précompensation (212), couplée au calculateur d'enveloppe optimale et de façon à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé B) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier une largeur d'impulsion afin de fournir un signal de commutation à fréquence constante ; et C) un convertisseur de puissance (216), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir la tension d'alimentation à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 37. Station de base ayant un système pour fournir un amplificateur de puissance linéaire efficace qui génère un signal RF à enveloppe variable, dans lequel le système comprend A) une unité de suivi d'enveloppe efficace (202) ayant une unité de mappage d'enveloppe (208) et le convertisseur de puissance de poursuite (210), dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) est couplé de façon à recevoir un signal de référence de l'unité de mappage d'enveloppe (208), l'unité de suivi d'enveloppe efficace (202) étant couplée de façon à recevoir un signal en bande de base, pour sortir le signal de sortie variable en fonction d'une sortie de l'unité de mappage d'enveloppe (208) B) un générateur de signaux RF (204), couplé de façon à recevoir le signal en bande de base et un signal de référence RF, pour fournir un signal d'entrée RF ayant des informations de phase et d'amplitude à un amplificateur de puissance RF linéaire (206) ; et C) l'amplificateur de puissance RF linéaire (206), couplé à l'unité de suivi d'enveloppe efficace (202) et au générateur de signaux RF (204), pour sortir un signal RF à enveloppe variable, amplifié et à puissance efficace ayant les mêmes informations de phase et d'amplitude que le signal d'entrée RF, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) comporte D) une unité asservie et de précompensation (212), couplée de façon à recevoir le signal de référence et à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé E) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier un rapport cyclique afin de fournir un signal de commutation ; et F) un convertisseur de puissance (216), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir le signal de sortie variable. 38. Station de base selon la revendication 37, dans laquelle l'unité de poursuite d'enveloppe efficace comporte A) un calculateur d'enveloppe optimale, couplé pour recevoir le signal en bande de base, pour déterminer une enveloppe optimale pour le signal en bande de base ; et B) un convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe, couplé au calculateur d'enveloppe optimale, à une source de puissance et pour recevoir un signal de rétroaction, pour sortir la tension d'alimentation et la transmettre à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 39. Station de base selon la revendication 37, dans laquelle le convertisseur de puissance de poursuite d'enveloppe comporte A) une unité asservie et de précompensation (212), couplée au calculateur d'enveloppe optimale et de façon à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé B) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier une largeur d'impulsion afin de fournir un signal de commutation à fréquence constante ; et C) un convertisseur de puissance (216), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir la tension d'alimentation à l'amplificateur de puissance RF linéaire. 40. Radiotéléphone multi-mode (222) ayant un système permettant de fournir un amplificateur de puissance linéaire efficace (206) qui génère au moins un signal RF à enveloppe variable, le système comprenant A) une unité de suivi d'enveloppe efficace (202) ayant une unité de mappage d'enveloppe (208) et le convertisseur de puissance de poursuite (210), dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) est couplé de façon à recevoir un signal de référence de l'unité de mappage d'enveloppe (208), l'unité de suivi d'enveloppe efficace (202) étant couplée de façon à recevoir un signal en bande de base, pour sortir le signal de sortie variable en fonction d'une sortie de l'unité de mappage d'enveloppe (208) B) un générateur de signaux RF (204), couplé de façon à recevoir le signal en bande de base et un signal de référence RF, pour fournir un signal d'entrée RF ayant des informations de phase et d'amplitude à un amplificateur de puissance RF linéaire (206) ; et C) l'amplificateur de puissance RF linéaire (206), couplé à l'unité de suivi d'enveloppe efficace (202) et au générateur de signaux RF (204), pour sortir un signal RF à enveloppe variable, amplifié et à puissance efficace ayant les mêmes informations de phase et d'amplitude que le signal d'entrée RF, dans lequel le convertisseur de puissance de poursuite (210) comporte D) une unité asservie et de précompensation (212), couplée de façon à recevoir le signal de référence et à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé E) une unité de modulation de largeur d'impulsion (214), couplée à l'unité asservie et de précompensation (212), pour modifier un rapport cyclique afin de fournir un signal de commutation ; et F) un convertisseur de puissance (216), couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion (214) et à une source de puissance (220), pour fournir le signal de sortie variable. 41. Procédé pour fournir un convertisseur de puissance de poursuite qui fournit une amplification de puissance efficace tout en générant un signal de sortie variable dynamique, comprenant les étapes consistant à: A) déterminer (402) un signal asservi et de précompensation selon un système prédéterminé en utilisant un signal de référence et au moins un signal de rétroaction B) modifier (404) un rapport cyclique pour fournir un signal de commutation ; et C) fournir (406) le signal de sortie variable dynamique. 42. Procédé selon la revendication 41, dans lequel le système prédéterminé comporte l'utilisation d'une estimation d'un courant de charge fondé sur le signal de référence afin de déterminer le signal asservi et de précompensation 43. Procédé selon la revendication 41, dans lequel le système prédéterminé comporte l'utilisation du signal de référence et des dérivées du signal de référence pour déterminer le signal asservi et de précompensation 44. Procédé selon la revendication 41, dans lequel le signal de référence est disponible sous forme numérique et les dérivées du signal de référence sont calculées en utilisant un matériel numérique. 45. Procédé selon la revendication 41, dans lequel le fait de fournir le signal de sortie dynamique variable comporte l'utilisation d'un filtre d'ordre supérieur à 2.