FR 2771226 A1 19990521 FR 9714448 A 19971118 La présente invention concerne un amplificateur hyperfréquence à large bande. Elle s'applique notamment pour toutes les fonctions hyperfréquence devant opérer sur une large bande de fréquences, par exemple pour des applications de contre-mesure, et nécessitant une réalisation à faible coût. Traditionnellement, les amplificateurs hyperfréquence à large bande sont réalisés à l'aide de structures distribuées, soit en technologie monolithique, soit en technologie hybride en utilisant des transistors sous formes de puces. Dans tous les cas, ces technologies nécessitent un câblage micro-électronique, notamment pour supprimer tout effet d'inductances parasites. Or, un câblage de type micro-électronique augmente considérablement le coût de réalisation d'un amplificateur hyperfréquence. Une solution économique consiste à réaliser un amplificateur en utilisant des transistors discrets disposés dans des boîtiers hermétiques et câblés sur des circuits imprimés, par exemple selon la structure dite OMS qui signifie composants montés en surface . Cependant, un tel mode de réalisation ne peut être appliqué à une structure traditionnelle distribuée à cause des inductances parasites, dues inéluctablement aux longueurs de câblage, notamment entre les boîtiers des transistors et les pistes ou autres composants. Le but de l'invention est notamment de permettre la réalisation d'un amplificateur hyperfréquence à large bande câblé selon une structure de circuit imprimé, donc de façon économique. A cet effet, I'invention a pour objet un amplificateur à large bande de fréquence, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un transistor HEMT et un réseau de résistances et de selfs inductances absorbant l'énergie des signaux dont la fréquence correspond à un gain élevé pour le transistor, connecté sur la grille de ce dernier. L'invention a pour principaux avantages qu'elle permet un gain important avec un seul transistor, qu'elle permet de réaliser des amplificateurs à très large bande, supérieure par exemple à six octaves et qu'elle est simple à mettre en oeuvre. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent: - la figure 1, un exemple de réalisation d'un amplificateur à large bande de fréquence selon l'art antérieur; - la figure 2, une illustration de l'influence qu'aurait un câblage en circuit imprimé sur le schéma électrique équivalent de la structure de la figure 1; - la figure 3, I'allure du module du paramètre S11 d'un transistor HEMT en fonction de sa fréquence de fonctionnement; - la figure 4, I'allure du module du paramètre S21 d'un transistor HEMT en fonction de sa fréquence de fonctionnement - la figure 5, un schéma électrique d'un exemple de réalisation possible d'un amplificateur selon l'invention; - la figure 6, un exemple de réalisation possible, en circuit imprimé, d'un amplificateur selon l'invention. La figure i présente un exemple de réalisation d'un amplificateur à large bande selon l'art antérieur. Cet amplificateur est réalisé à base de transistors Q1, Q2, Q3 selon une structure distribuée connue. Cette structure utilise notamment des cellules L, C en série, une structure L, C étant une inductance L suivie d'une capacité C dont un pôle est relié au potentiel de référence, par exemple la masse mécanique. Les transistors utilisés étant des transistors à effet de champ appelés communément transistors FET, les capacités C sont constituées des capacités 0GS existant entre la grille et la source des transistors et des capacités 0DS existant entre le drain et la source des transistors. Un signal à amplifier, présent sur l'entrée E du circuit attaque les grilles des transistors QI, Q2, Q3 via un condensateur C' et via les cellules L, CGS. Le signal de sortie S est obtenu depuis les sorties des drains des transistors, par exemple via un condensateur C. Une tension de polarisation VDS est appliquée aux drains des transistors via les cellules L, Cos. De même, une tension de polarisation est appliquée aux grilles des transistors via les cellules L, CGS. Des résistances R et des capacités C" permettent notamment l'adaptation et le filtrage des signaux de polarisation. Les valeurs des inductances et des capacités, quand celles-ci ne sont pas déjà déterminées, sont calculées en fonction notamment des caractéristiques électriques des transistors et de la bande de fréquence désirée. Le nombre de cellules L, C et de transistors en cascade influe aussi sur la largeur de bande. Une telle structure exige donc de bien maltriser notamment les valeurs des inductances ainsi que leur position relativement aux autres composants, et ne souffre donc pas d'inductances parasites. L'absence d'inductances parasites exigée impose un câblage de type microélectronique, donc coûteux. En particulier, il n'est pas envisageable de réaliser un câblage en circuit imprimé. A titre d'exemple, la figure 2 illustre en partie l'influence qu'aurait un câblage en circuit imprimé sur le schéma électrique équivalent de la structure de la figure 1. Des inductances parasites Lp s'intercalent notamment en série sur la grille et sur la source des transistors QI, Q2, Q3 et l'amplificateur ne fonctionne alors plus dans une large bande de fréquences. En fait, les inductances parasites existaient déjà dans le schéma de la figure 1 mais leurs valeurs et donc leurs influences étaient négligeables. Un amplificateur selon l'invention n'utilise pas une architecture distribuée. II peut être réalisé avec au moins un transistor, qui peut être disposé dans un boîtier hermétique, donc qui peut être cablé en circuit imprimé. Ce transistor est un transistor hétéro-jonction connu sous le sigle HEMT selon l'expression anglo-saxonne Hight Electronic Mobility Transistor indiquant un transistor à grande mobilité électronique. Un tel transistor possède un grand gain mais possède cependant des caractéristiques électriques qui dissuadent de l'utiliser pour une application à large bande de fréquences. Ce type de transistor est en fait utilisé dans des applications en bande étroite, par exemple autour de 12 Ghz dans le domaine des télécommunications. Un tel transistor est en effet notamment mal adapté en entrée pour fonctionner sur une large bande de fréquences et son gain est par ailleurs loin d'être constant sur une large bande de fréquence. Les figures 3 et 4 illustrent ce propos. La figure 3 présente par une courbe 31 I'allure du module du paramètre S11 d'un transistor HEMT en fonction de sa fréquence f de fonctionnement. Le module gS111 du paramètre S11 correspond au rapport entre l'énergie réfléchie à l'entrée du transistor sur l'énergie incidente. Pour les fréquences basses, il apparaît que Sii tend vers 1, c'est à dire que la plupart de l'énergie est réfléchie en entrée du transistor. II est alors totalement désadapté. II ne devient adapté que pour des fréquences relativement élevées, par exemple de l'ordre de 10 GHz. La figure 4 présente par une courbe 41 I'allure du module du paramètre S21 d'un transistor HEMT en fonction de sa fréquence f de fonctionnement. Ce module correspond en fait au gain du transistor. II comprend une partie 42 de gain élevé qui décrolt depuis les basses fréquences en allant vers les fréquences plus élevées, pour se stabiliser vers une valeur de gain sensiblement constante, par exemple 10 à 11 dB. Ce gain est donc loin d'être constant sur une large bande de fréquence, donc de ce fait encore n'est pas adapté pour une application à large bande mais bien pour une application en bande étroite, pour des fonctions radar ou de télécommunication par exemple, mais pas du tout des fonctions du type contre-mesure notamment. La figure 5 présente, par un schéma électrique, un mode de réalisation possible d'un amplificateur selon l'invention. Malgré les caractéristiques dissuasives précitées, il comporte au moins un transistor HEMT 51. Pour notamment absorber l'énergie correspondant à la partie de gain élevé 42 de la figure 4, il comporte par ailleurs un réseau, de résistances et de selfs inductances, connecté entre la grille G du transistor 51 et par exemple son entrée 52. Ce réseau est par exemple un pont de résistances R1, R2 et une self L2, par exemple matérialisée par une ligne, le signal d'entrée arrivant au point de potentiel 54 commun aux résistances R1, R2. Une première résistance R1, ou ensemble de résistances, est connectée entre l'entrée 52 et la grille G du transistor. Une borne d'une deuxième résistance R2, ou ensemble de résistances, est reliée à l'entrée 52 de l'amplificateur et à la borne de la première résistance R1 qui n'est pas connectée à la grille G. L'autre extrémité ou borne de la deuxième résistance R2 est reliée à une extrémité de la self inductance L2, matérialisée par exemple par une longueur de ligne. L'autre extrémité de la self L2 est reliée à la tension de polarisation de la grille VGS. Avec cette structure de réseau de résistances et d'inductances, le gain du transistor est corrigé par la fonction suivante, plus précisément, le gain de l'amplificateur est le produit du gain du transistor, tel qu'illustré par exemple par la courbe 41 de la figure 4, par la fonction suivante G'(o) : G'(#)= R2+jL2w R1 + R2 + jL2# (1) où co = 2sf f étant la fréquence de fonctionnement de l'amplificateur, c'est à dire la fréquence du signal à amplifier. II apparaît donc qu'aux faibles fréquences, jL2(o est négligeable et que donc la valeur de la fonction de correction tend vers: G'(#)= R2 (2) R1 + R2 L'énergie du signal est alors en partie consommée par les deux résistances R1, R2 donc la puissance du signal transmis est relativement fortement diminuée, et donc le gain global de l'amplificateur corrigé aux basses fréquences, dans la partie 42 correspondant aux grands gains du transistor 51. Aux fréquences élevées, le terme jL2c9 ne devient plus négligeable et se comporte comme une forte impédance empêchant le passage du signal dans la branche constituée de la deuxième résistance R2 et de la self inductance L2 L'énergie du signal n'est alors plus dissipée que dans la première résistance R1, et donc la correction à la baisse opérée par la fonction G' est moindre. Le gain de l'amplificateur est certes diminué par rapport au gain du transistor, mais une valeur de gain sensiblement constante peut ainsi être obtenue sur une large bande de fréquence comme l'illustre la courbe 43 de la figure 4 représentant le gain obtenu. A titre d'exemple, la valeur de la première résistance R1 peut être prise sensiblement égale à 20Q et la valeur de la deuxième résistance R2 peut être prise sensiblement égale à 70Q. La longueur de ligne correspondant à la self inductance L2 est par exemple de quelques millimètres, pour donner une valeur de self de l'ordre de quelques centaines de picohenry. Au moins un condensateur C1, qui permet notamment de polariser la grille du transistor 51, est connecté entre le point d'application de la tension de polarisation VGS et le potentiel de référence ou zéro électrique, par exemple la masse mécanique. Ce condensateur est donc par exemple relié entre la self inductance L2 et le potentiel de référence. Afin de présenter vis-à-vis du réseau de résistances R1, R2 un court-circuit hyperfréquence sur une relativement large bande de fréquences, au moins sur la bande de fréquence 42 où il est nécessaire de réduire le gain, plusieurs condensateurs Ci, C1', par exemple au moins deux, de capacités différentes peuvent être câblés en parallèle. Un premier condensateur C1, ayant par exemple une capacité de l'ordre de quelques dizaines de picofarads, présente sensiblement un court-circuit pour les fréquences élevées alors qu'un deuxième condensateur C1', ayant par exemple une capacité de l'ordre de quelques nanofarads, présente sensiblement un court-circuit aux faibles fréquences. La tension de polarisation appliquée à la grille est par exemple de l'ordre de -0,3 volts. Le transistor 51 est par exemple chargé, en sortie sur son drain D, par un réseau à base de résistances et d'inductances, R3, L3 , une self inductance L3 étant par exemple matérialisée par une ligne. Une résistance R3 est par exemple connectée entre le drain D et la self inductance L3 , cette dernière étant par ailleurs reliée au point d'application de la tension de polarisation VDS du drain. Cette tension est par exemple de l'ordre de 3 volts. Au moins un condensateur C2, qui permet notamment de polariser le drain du transistor 51, est connecté entre le point d'application de la tension de polarisation VDS et le potentiel de référence ou zéro électrique, par exemple la masse mécanique. Le courant de polarisation 1os passant dans le drain D est notamment fonction de la résistance R3. Cette résistance R3 est par exemple de l'ordre de 70Q et la valeur de la self inductance est par exemple de l'ordre de quelques centaines de picohenry. La résistance R3 et la self inductance L3 permet de charger le transistor 51 notamment aux fréquences les plus basses. Afin de présenter vis-à-vis de la résistance R3 un courtcircuit hyperfréquence sur une relativement large bande de fréquences, au moins sur la bande de fréquences 42 où il est nécessaire de réduire le gain du transistor, plusieurs condensateurs C2, C2', par exemple au moins deux, de capacités différentes peuvent être câblés en parallèle. Un premier condensateur C2, ayant par exemple une capacité de l'ordre de quelques dizaines de picofarads, présente sensiblement un court-circuit pour les fréquences élevées alors qu'un deuxième condensateur C2', ayant par exemple une capacité de l'ordre de quelques nanofarads, présente sensiblement un court-circuit aux faibles fréquences. La sortie 53 de l'amplificateur est reliée au drain D du transistor 51 dont la source est reliée au potentiel de référence ou zéro électrique, par exemple la masse mécanique. C'est cette sortie qui fournit le signal amplifié. Un amplificateur selon l'invention peut par exemple comporter plusieurs amplificateurs en cascades tel que celui illustré par la figure 5. Dans ce cas, la sortie 53 d'un amplificateur, alors élémentaire, est reliée à l'entrée 52 de l'amplificateur suivant. A titre d'exemple, pour un amplificateur élémentaire fonctionnant sur une bande allant d'environ 300 MHz à environ une fréquence de 18 GHz et de gain moyen de l'ordre de 7dB, une mise en cascade de trois amplificateurs élémentaires permet d'obtenir pour la même bande de fréquence de fonctionnement un gain moyen de 21 dB. La figure 6 présente, à titre d'exemple, une réalisation sous forme de circuit imprimé d'un amplificateur selon l'invention correspondant sensiblement au schéma électrique de la figure 5. Les composants 51, C, R1, R2, C2, R3, CE, CS utilisés sont des composants du type CMS, c'est-à-dire des composants à monter en surface. Ces composants sont montés sur un circuit imprimé 61. lis sont reliés entre eux par des lignes ou pistes 62 imprimées sur le circuit de façon classique. Ces lignes 62 matérialisent les selfs inductances L1, L2 précédentes respectivement entre le condensateur C1 et la résistance R2 du côté de la grille du transistor 51, et entre le condensateur C2 et la résistance R3 du côté du drain du transistor 51. Un filtre d'entrée comporte par exemple un condensateur CE câblé entre l'entrée 52 et le point commun aux résistances R1, R2 reliées à la grille du transistor. De même, un filtre de sortie comporte par exemple un condensateur Cs câblé entre la sortie 53 et le point commun à la résistance R3 et au drain du transistor. Des câbles 63, mais aussi éventuellement des pistes, permettent d'appliquer la tension de polarisation VGS de la grille et la tension de polarisation VDS du drain au niveau des condensateurs concernées Ci, C2. Le transistor est par exemple disposé dans un boîtier hermétique, lequel est monté sur le circuit imprimé à moindre coût. Le gain élevé de l'amplificateur, jusqu'à 15 dB à 2 GHz, concentré au niveau du transistor 51, ainsi que la structure physique de ce dernier, notamment son épaisseur qui peut atteindre 1,7 mm, entraînent un rayonnement susceptible de faire osciller l'amplificateur. Pour notamment éviter ce phénomène, des trous métallisés 64 traversant le circuit imprimé 61 rapprochent la masse mécanique de la source du transistor 51. En d'autres termes, L'effet de self inductance de la liaison entre la source S du transistor et la masse mécanique, ou potentiel de référence, est ainsi réduit au maximum par la connexion de la source S à la masse mécanique au moyen de ces trous métallisés. Cette masse mécanique, ou potentiel de référence, est par exemple matérialisée par un plan dit de masse recouvrant, en totalité ou au moins en partie, la face du circuit imprimé opposée aux composants de l'amplificateur. L'utilisation d'un transistor HEMT dans un amplificateur à large bande de fonctionnement, le transistor étant par exemple disposé dans un boîtier, bien que présentant des caractéristiques électriques dissuasives, permet de réaliser ce dernier avec une technologie du type circuit imprimé, en raison notamment de son fort gain qui évite de recourir à une structure distribuée utilisant plusieurs transistors, certes de faible gain mais adaptés à une application à large bande de fréquence. En effet, une telle structure distribuée ne peut pas fonctionner en technologie du type circuit imprimé à cause de phénomènes parasites inéluctables comme cela a été décrit relativement aux figures 1 et 2. L'invention est par ailleurs simple à mettre en oeuvre comme l'illustre notamment la réalisation décrite par la figure 6 constituée essentiellement d'un circuit imprimé sur lequel sont montés des composants CMS. Une telle réalisation est de plus économique, et notamment beaucoup moins coûteuse que des réalisations en circuits microélectroniques ou en technologie hybride. REVENDICATIONS 1. Amplificateur à large bande de fréquence, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un transistor HEMT (51) et un réseau de résistances (R1, R2) et de selfs inductances (L2) absorbant l'énergie des signaux dont la fréquence correspond à un gain élevé (42) pour le transistor (51), connecté sur la grille (G) de ce dernier. 2. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le réseau est un pont de résistances (R1, R2) et une self (L2), une première résistance (R1) étant connectée à la grille (G) du transistor (51), une borne d'une deuxième résistance (R2) étant reliée à la borne de la première résistance (R1) qui n'est pas connectée à la grille (G), L'autre borne de la deuxième résistance (R2) étant reliée à la self inductance (L2), le signal d'entrée (52) à amplifier arrivant sur le point de potentiel (54) commun aux résistances (R1 ,R2). 3. Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un condensateur (C1, C1') connecté entre le potentiel de référence et la self inductance (L2), L'ensemble présentant un court-circuit hyperfréquence vis-à-vis du réseau de résistances (R1, R2) dans le domaine de fréquences (42) où le transistor (51) présente un gain élevé. 4. Amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que la tension de polarisation de la grille (G) du transistor (51) est appliquée au point commun du condensateur (C1, C1') et de la self inductance (L2). 5. Amplificateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le transistor (51) est chargé en sortie sur son drain (D) par un réseau à base de résistances et d'inductances (R3, L3). 6. Amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'une résistance (R3) est connectée entre le drain (D) et une self inductance (L3), cette demière étant par ailleurs reliée au point d'application de la tension de polarisation (VDs) du drain du transistor (51). 7. Amplificateur selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'au moins un condensateur (C2) est connecté entre le point d'application de la tension de polarisation (Vos) du drain et le potentiel de référence. 8. Amplificateur selon les revendications 5 à 7, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un condensateur (02, C2') connecté entre le potentiel de référence et la self inductance (L3), L'ensemble présentant un court-circuit hyperfréquence vis-à-vis des résistances (R3) dans le domaine de fréquences (42) où le transistor (51) présente un gain élevé. 9. Amplificateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la source (S) du transistor (51) est reliée au potentiel de référence. 10. Amplificateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que sa sortie est reliée au drain (D) du transistor (51). 11. Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 7 à 10, caractérisé en ce que le transistor (51) et les résistances (R1, R2, R3) et les condensateurs (C1, r CEl C) sont des composants montés en surface sur un circuit imprimé (61). 12. Amplificateur selon la revendication 11, caractérisé en ce que les selfs inductances (L2, L3) sont matérialisées par des pistes de circuits imprimés (61). 13. Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 10 ou 11, caractérisé en ce que la source (S) du transistor (51) est reliée à un potentiel de référence par des trous métallisés (64) traversant le circuit imprimé (61). 14. Amplificateur selon la revendication 13, caractérisé en ce que le potentiel de référence est matérialisé par un plan de masse recouvrant au moins en partie la face du circuit imprimé (61) opposée aux composants. 15. Amplificateur large bande caractérisé en ce qu'il comporte plusieurs amplificateurs selon l'une quelconque des revendications précédentes, montés en cascade. 16. Amplificateur selon la revendication 15, caractérisé en ce qu'il comporte trois amplificateurs. 17. Amplificateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le transistor (51) est disposé dans un boîtier.