FR 2759822 A1 19980821 FR 9701758 A 19970214 DISPOSITIF AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE La présente invention concerne un dispositif amplificateur de puissance. Elle s'applique généralement à l'amplification basse fréquence. Elle s'applique notamment à l'amplificateur basse-fréquence du circuit de déviation de trame dans un poste de télévision. Dans une telle application, le rôle de l'amplificateur de puissance est de commander la déviation verticale du faisceau d'électrons du tube cathodique alimentant une bobine de déviation au moyen d'un courant en dents de scie. L'amplificateur doit avoir un gain élevé pour délivrer en sortie un courant alternatif important, de l'ordre de 1 à 3 ampères crête à crête. On a pour cela l'habitude d'utiliser un amplificateur de puissance du type représenté sur la figure 1, avec un amplificateur différentiel (e+, e-) suivi d'un étage d'amplification intermédiaire 2 avec condensateur de compensation C entre sa sortie et son entrée (effet Miller) et d'un amplificateur de sortie push-pull 3, destiné à obtenir une impédance de sortie faible , une excursion du signal de sortie maximale et un rendement élevé. Le principe du montage push-pull consiste à placer deux transistors en série entre les deux lignes d'alimentation, la borne de sortie étant prise au point commun de connexion entre les deux transistors, en sorte qu'un seul transistor conduise selon le signe de l'alternance du signal d'entrée. Cet amplificateur push-pull peut-être réalisé en technologie bipolaire, de préférence en montage collecteur commun (ou émetteur suiveur) pour l'application qui nous intéresse. Dans des évolutions technologiques récentes, notamment pour ne pas avoir le problème de second claquage des transistors bipolaires, on préfère utiliser la technologie MOS et plus particulièrement, un montage à transistors MOS complémentaires à sources communes, comme représenté sur la figure 2. Ce montage nécessite une commande permettant d'améliorer l'excursion en tension de la sortie. On a ainsi vu le développement de montages dits "rail to rail" pour fournir en sortie une excursion maximum de tension la plus proche de la différence de tension entre les deux lignes (rails) d'alimentation, obtenu en polarisant les transistors MOS en limite de leur zone linéaire sous faible impédance de sortie. Un problème général bien connu lié à l'utilisation d'amplificateur de sortie push-pull, est la distorsion de raccordement encore appelée distorsion de croisement. Cette distorsion correspond au passage de la conduction d'un transistor à l'autre, par exemple quand la tension d'entrée n'est plus suffisamment positive pour le transistor du haut, mais n'est pas suffisamment négative pour rendre conducteur le transistor du bas. Une solution connue pour résoudre à ce problème consiste à faire conduire au repos les deux transistors simultanément. C'est le fonctionnement en classe AB ou en classe A. La figure 2 représente ainsi un exemple de montage en classe AB utilisé pour un amplificateur à transistors MOS complémentaires à sources communes. Il comprend deux transistors complémentaires M1 et M2, respectivement à canal P et à canal N, montés en série entre une ligne d'alimentation positive V+ et une ligne d'alimentation négative V- (en général, la masse). Le transistor M1 forme l'étage supérieur, tandis que le transistor M2 forme l'étage inférieur, les drains des deux transistors reliés en commun fournissant une borne OUT de sortie de l'amplificateur. La grille du transistor M2 forme une borne E d'entrée de l'amplificateur. Un transistor M3 et un transistor M4, respectivement à canal P et à canal N, sont montés en série entre la ligne d'alimentation positive V+ et la borne d'entrée. Le transistor M3 est monté en miroir de courant avec le transistor M1. Sa grille et son drain sont ainsi reliés en commun à la grille du transistor M1. Une source 1 de courant I est appliquée au drain d'un transistor M5 à canal N. Ce transistor M5 est monté en miroir de courant avec le transistor M4. Il a ainsi sa grille et son drain reliés en commun à la grille du transistor M4. La source du transistor M5 est reliée à la ligne d'alimentation négative V- par l'intermédiaire d'un transistor M6 à canal N. Ce transistor M6 à canal N présente un rapport géométrique K avec le transistor M2 qui est le même que celui présenté par les transistors M1 et M3. Ainsi, si le point d'entrée in est ouvert (haute impédance), on a un courant de repos 10 égal à KxI. En effet les transistors M5 et M4 sont polarisés au même courant. Ils ont donc une tension grille-source Vgs identique. En notant ID le courant de drain, cela implique que Vgs(M6) = Vgs(M2) > ID(M6) = KxID(M2)= K.I. De même, ID(M3) = ID (M4) = I > ID(M1) = K.ID(M3) = K.I. Ce courant de repos IO permet de réduire la distorsion puisque le transistor de sortie qui ne conduit pas dans l'alternance considérée est rendu conducteur avant que l'autre transistor ait fini de conduire. Compte tenu des dispersions (technologiques, température), l'expérience prouve que le courant de repos nominal doit être de l'ordre de 10 à 15 mA pour un courant de sortie de 2 à 3A crête à crête. On a donc comme contrepartie à la diminution de la distorsion de raccordement, une dissipation de puissance supplémentaire affectant de manière non négligeable le rendement de l'amplificateur de puissance. Aussi dans l'invention, on a cherché à réduire les effets de la distorsion de raccordement d'une autre manière, pour ne pas avoir d'altération du rendement. Quand on réduit la distorsion de raccordement en forçant un courant de repos I0, on empêche la transconductance de l'étage de sortie, de trop diminuer. On a plus de gain et la sortie suit plus vite 1 'entrée. Dans l'invention, on a ainsi cherché à réduire la distorsion de raccordement en augmentant le gain d'une autre manière. On sait que la bande passante du dispositif amplificateur de puissance est limitée par l'amplificateur push-pull de sortie, pour pouvoir répondre aux conditions de stabilité. Si on raisonne sur l'amplificateur push-pull de la figure 2, en notant gm la transconductance d'un transistor, R0, la résistance série équivalente sur la grille, Cgd, la capacité grille-drain, Cgs, la capacité grille source et Z la charge en sortie, l'expression du pôle secondaire est donnée par l'expression suivante: F1=1/2x(Cgs + gm.Z.Cgd). Quand l'amplificateur push-pull est très conducteur (M1 ou M2 en limite de zone linéaire), la transconductance gm du transistor qui est proportionnelle à la racine carrée du courant de drain, est élevée et la capacité grille-drain du transistor en limite de zone linéaire est aussi élevée. Cela ramène par effet Miller une valeur (gm.Z.Cgd) très élevée qui impose une valeur basse du pôle secondaire F1. Cette valeur basse du pôle secondaire est la valeur la plus basse de tous les pôles secondaires pouvant apparaitre dans les différents étages. C'est donc cette valeur qui limite la valeur du pôle principal Fgb du dispositif amplificateur, pour répondre au critère de stabilité on doit avoir Fgb Or le pôle principal est donné par la transconductance gml de l'amplificateur différentiel d'entrée et le condensateur de compensation (effet Miller) de l'étage intermédiaire. La fréquence de gain unité Fgb (ou fréquence de transition ou produit gainbande) qui est la fréquence pour laquelle le gain en courant est égal à l'unité, est ainsi donnée par l'expression suivante : Fgb = gml x 1/2su, et doit être inférieure au pôle secondaire imposé par l'étage de sortie quand ce dernier est très conducteur. En pratique, on est ainsi obligé de limiter la valeur de la transconductance gml. Or la valeur du pôle secondaire F1 de l'amplificateur de sortie s'éloigne, quand ce dernier devient peu conducteur, au passage de conduction d'un étagé à l'autre : le courant diminuant, la transconductance du transistor diminue et la capacité grille-drain aussi. La marge de phase à ce moment est donc plus élevée. Si à ce moment, on pouvait augmenter temporairement le gain du dispositif amplificateur, on pourrait de cette manière réduire la distorsion de raccordement, même en l'absence de conduction simultanée forcée au repos (classe B). En pratique, il est aisé de modifier la transconductance gml de l'amplificateur différentiel d'entrée. Ainsi dans l'invention, pour réduire la distorsion de raccordement de l'amplificateur de sortie push-pull, on a trouvé comme solution technique de détecter le passage de conduction d'un étage à l'autre de l'amplificateur de sortie, pour à ce moment augmenter temporairement la transconductance gml de l'amplificateur différentiel d'entrée. Cette détection peut se faire en tension ou en courant. L'augmentation temporaire de la transconductance de l'amplificateur différentiel est obtenue en lui appliquant un courant supplémentaire pour la polarisation de son étage d'entrée différentiel. L'invention est applicable de manière générale à tous les amplificateurs de puissance à amplificateurs de sortie push-pull. Il est tout particulièrement intéressant à appliquer avec un amplificateur push-pull à transistors MOS complémentaires en source commune commandés pour avoir une dynamique de sortie maximum. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention sont détaillés dans la description suivante faite à titre indicatif et non limitatif et en référence aux dessins annexés dans lesquels - la figure 1 déjà décrite représente schématiquement un amplificateur de puissance; - la figure 2 déjà décrite représente un exemple de montage push-pull à transistors MOS complémentaires de l'étant de la technique; - la figure 3 représente le principe général de l'invention et - la figure 4 représente de manière schématique une boucle de contre-réaction selon l'invention, dans un mode de réalisation en bipolaire. La figure 3 représente le principe général d'un dispositif amplificateur de puissance selon l'invention, comprenant une boucle de contre-réaction 4 entre la sortie de l'amplificateur push-pull 3 et l'amplificateur différentiel d'entrée 1 pour appliquer temporairement un courant supplémentaire pour la polarisation en courant i de l'étage d'entrée de l'amplificateur différentiel. On augmente ainsi temporairement sa transconductance gml, au passage de la conduction d'un étage à l'autre de l'amplificateur push-pull de sortie. Le circuit de contre-réaction 4 comprend des moyens (6) pour appliquer temporairement un courant de polarisation supplémentaire sur l'amplificateur différentiel 1 et des moyens pour détecter le passage à zéro du courant de sortie. Dans un exemple de réalisation représenté sur la figure 4, les moyens pour appliquer temporairement un courant de polarisation supplémentaire comprennent une source de courant SC2 délivrant un courant Ip2 sur une borne B. Cette borne B est connectée d'une part à un point d'entrée A de polarisation de l'amplificateur différentiel. Ce point d'entrée reçoit d'une source de courant SC1 le courant de polarisation Ipl normal de l'amplificateur différentiel. La borne B est aussi connectée à un transistor série Q12 commandé par les moyens de détection de la boucle de contre-réaction. Ce transistor série Q12 est apte à absorber une partie au moins du courant de polarisation supplémentaire Ip2. Enfin, une diode D de protection est de préférence prévue pour empêcher toute dérivation du courant de polarisation Ipl par le transistor Q12. Les moyens de détection doivent ainsi commander le transistor Q12 en sorte qu'il soit passant pour absorber au moins une partie du courant supplémentaire Ip2 quand l'amplificateur de sortie est très conducteur et pour qu'il soit bloqué (ou très faiblement passant) au moment du passage de la conduction d'un étage à l'autre. Les sources de courant SC1, SC2 et le transistor Q12 sont dimensionnés pour que le critère de stabilité soit toujours respecté (Fgb > F1) et que la variation de la transconductance gml de l'amplificateur différentiel 1 ne soit pas trop brusque. La détection du passage de la conduction d'un étage à l'autre peut être une détection en tension. Dans ce cas, on détecte le passage de la tension de sortie Vs par la moitié de son amplitude maximale. Si l'amplificateur push-pull est alimenté entre Vcc et la masse, le seuil de détection sera de l'ordre de Vcc/2. La détection du passage de la conduction d'un étage à l'autre peut être une détection en courant. Dans ce cas, on détecte le passage par zéro du courant is en sortie de l'amplificateur. La figure 4 représente schématiquement un circuit de contre-réaction 4 avec une telle détection en courant. Les moyens de détection en courant comprennent une résistance de détection Rs en série sur la sortie de l'amplificateur push-pull de sortie 3. Les bornes de la résistance fournissent les tensions V1 et V2 appliquées respectivement sur l'entrée positive e+ et l'entrée négative e- d'un amplificateur différentiel dont la sortie Sd commande le transistor Q12. Dans l'exemple détaillé sur la figure 4, la boucle de contre-réaction est réalisée en technologie bipolaire. Elle peut tout aussi bien être réalisée en technologie MOS. Dans l'exemple représenté, l'amplificateur différentiel fonctionne en émetteur commun. Il comprend un étage d'entrée, un étage directionnel pour traiter le signe du courant is à détecter et un étage de sortie qui fournit le signal de commande sd. L'étage d'entrée comprend deux transistors bipolaires d'entrée Q3, Q4, polarisés en émetteur commun par un même courant I, et une résistance R1 connectée entre leurs émetteurs. L'étage de sortie à émetteur commun comprend de manière classique un transistor Q9 dont la base et le collecteur sont reliés en commun, et un transistor Q10 ayant sa base reliée à la base du transistor Q9. On a ainsi un miroir de courant pour imposer un même courant dans les deux transistors. L'étage directionnel comprend un étage différentiel en parallèle sur l'étage d'entrée. Il comprend deux transistors Q1, Q2 polarisés par un courant I' sur leurs émetteurs. Le collecteur de chacun d'eux commande un transistor de deux paires de transistors en série l'une avec le transistor Q3 et l'autre avec le transistor Q4. La première paire comprend ainsi un transistor Q5 et un transistor Q6. Le transistor Q5 a sa base commandée par le collecteur du transistor Q1, et son collecteur relié au collecteur du transistor Q10. Le transistor Q6 a sa base commandée par le collecteur du transistor Q2 et son collecteur relié au collecteur du transistor Q9. La deuxième paire comprend un transistor Q7 et un transistor Q8. Ce transistor Q7 a sa base commandée comme la base du transistor Q6 et son collecteur relié au collecteur du transistor Q10. Le transistor Q8 à sa base commandée par le collecteur du transistor Q1 et son collecteur relié au collecteur du transistor Q9. Ainsi l'étage directionnel à étage différentiel (Q1, Q2) et paires d'orientation (Q5 à Q8), permet de relier l'étage d'entrée et l'étage de sortie par l'une ou l'autre paire, selon le signe du courant is à détecter. Un transistor Q11 de sortie monté en émetteur commun, avec base et collecteur reliés permet de commander en courant la base du transistor Q12. Ainsi, quand le courant is est loin de zéro, on a beaucoup de courant sur le collecteur du transistor Q10. Comme il ne peut passer qu'un courant limité, fixé par miroir de courant par le transistor Q9, le courant supplémentaire est absorbé par le transistor Q11. Le transistor Q12 devient alors conducteur et absorbe tout ou partie du courant Ip2. Quand le courant is est proche de zéro, tout le courant du collecteur peut être absorbé par Q10, le transistor Qil passe très peu ou pas de courant et le transistor Q12 passe très peu ou pas de courant. Le courant Ip2 est appliqué (en tout ou partie) comme courant de polarisation supplémentaire de l'étage d'entrée de l'amplificateur différentiel 1 qui voit sa transconductance gml augmenter. La durée d'application du courant Ip2 comme courant de polarisation supplémentaire est réglée par les valeurs de courant I1 et de la résistance R1 de polarisation de l'étage d'entrée de l'amplificateur différentiel 5. L'invention peut être mise en oeuvre de différentes manières (détection, technologie employées). Les deux impératifs à prendre en compte sont que le circuit de contre-réaction doit être plus rapide que le signal de sortie et la transconductance de l'amplificateur différentiel ne doit pas être augmentée trop brutalement. On obtient un amplificateur de puissance sans distorsion de raccordement et à bon rendement, particulièrement adapté aux amplificateurs bassefréquence et en particulier à ceux utilisant un amplificateur push-pull à MOS complémentaires, tels ceux des circuits de trame de déviation verticale des postes de télévision. REVENDICATIONS 1. Dispositif amplificateur de puissance, comprenant un amplificateur différentiel (1) à transconductance déterminée (gml) suivi d'un étage intermédiaire d'amplification (2) à condensateur de compensation entre sa sortie et son entrée et d'un amplificateur de sortie push-pull (3) sous faible impédance de sortie (Z) dont le point commun de connexion entre un étage supérieur et un étage inférieur fournit une sortie (OUT) du dispositif, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une boucle de contre-réaction (4) entre ladite sortie (OUT) et l'amplificateur différentiel (1) pour augmenter temporairement la transconductance (gml) dudit amplificateur différentiel au passage de la conduction d'un étage à l'autre étage de l'amplificateur pushpull (3). 2. Dispositif amplificateur selon la revendication 1, l'amplificateur différentiel (1) comprenant un noeud de polarisation (A) des entrées différentielles (e+, e-) pour recevoir un courant de polarisation déterminé (Ipl), caractérisé en ce que la boucle de contre-réaction (4) comprend des moyens pour appliquer un courant supplémentaire (il2) sur le noeud de polarisation (A) de l'amplificateur différentiel (1) commandés par des moyens de détection du passage de conduction d'un étage à l'autre de l'amplificateur push-pull. 3. Dispositif amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de détection sont des moyens de détection du passage par la moitié de l'amplitude maximale de la tension (Vs) en sortie (OUT). 4. Dispositif amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de détection sont des moyens (5, Rs) de détection du passage par zéro du courant en sortie (OUT). 5. Dispositif amplificateur selon la revendication 2, 3 ou 4, caractérisé en ce que les moyens (6) pour appliquer temporairement un courant supplémentaire comprennent une source (SC2) d'un courant supplémentaire (Ip2) sur une borne (B) connectée au noeud de polarisation (A) de l'amplificateur différentiel (1) et connectée à un transistor série (Q12) apte à absorber une partie au moins dudit courant supplémentaire (Ip2) et commandé par lesdits moyens de détection. 6. Dispositif amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'une diode de protection est connectée entre la borne (B) et le noeud de polarisation (A). 7. Dispositif amplificateur selon la revendication 4, 5 ou 6, caractérisé en ce que les moyens de détection en courant comprennent une résistance de détection (Rs) en série sur la sortie (OUT) du dispositif pour fournir deux signaux de tension (V1, V2) appliqués comme entrées positive (e+) et négative (e-) d'un amplificateur différentiel de détection (5) dont la sortie (Sd) commande le transistor (Q12) en série avec la source de courant supplémentaire (SC2). 8. Dispositif amplificateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que la durée d'application du courant supplémentaire (Ip2) sur le noeud de polarisation (A) est fixée par des moyens de polarisation en courant (I1, R1) de l'étage d'entrée (Q1, Q2) de l'amplificateur différentiel de détection (5). 9. Dispositif amplificateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'étage de sortie push-pull (3) est à transistors MOS complémentaires, fournissant la sortie (OUT) sur leurs drains reliés en communs.