FR 2762464 A1 19981023 FR 9704684 A 19970416 PROCEDE ET DISPOSITIF DE CODAGE D'UN SIGNAL AUDIOFREOUENCE PAR ANALYSE LPC "AVANT" ET "ARRIERE" L'invention concerne un procédé et un dispositif de codage d'un signal audiofréquence, tel qu'un signal de parole, par analyse LPC "avant" et "arrière". A l'heure actuelle, les techniques de codage des signaux audiofréquence, notamment les signaux de parole, ont pour objectif de permettre la transmission de ces signaux sous forme numérique, dans des conditions de réduction du débit de transmission, afin, notamment, d'assurer une gestion adaptée des réseaux de transmission de ces signaux, compte tenu de l'accroissement important des transactions entre utilisateurs. Parmi les techniques de codage utilisées, celle désignée par analyse LPC, pour "Linear Predictive Coding" en langage anglo-saxon, consiste à effectuer une prédiction linéaire du signal audiofréquence à coder, le codage étant réalisé temporellement au moyen d'un filtrage de prédiction linéaire appliqué à des blocs successifs de ce signal. Dans les techniques précitées, celle connue sous le nom de codage CELP, pour "Code Excited Linear Prediction", est la plus répandue et l'une des plus performantes. D'autres techniques, telles que la technique désignée par MP-LPC, pour "Multi Pulse Linear Predictive Coding", ou la technique VSELP, pour "Vector Sum Excited Linear Prediction" en langage anglo-saxon, sont relativement proches du codage CELP. Les techniques de codage précitées sont dites " à analyse par synthèse". Elles ont en particulier permis, pour des signaux audiofréquence appartenant à la bande de fréquence téléphonique, de réduire le débit de transmission de ces signaux de 64 kb/s (codage MIC) à 16 kb/s à l'aide de la technique de codage CELP, et même jusqu'à 8 kb/s dans le cas des codeurs mettant en oeuvre les évolutions les plus récentes de cette technique de codage, sans dégradation perceptible de la qualite de la parole restituée après transmission et décodage. Un domaine d'application particulièrement important de ces techniques de codage est, notamment, celui de la téléphonie mobile. Dans ce domaine d'application, la limitation nécessaire de la bande de fréquences accordée à chaque opérateur de téléphonie mobile et l'augmentation très rapide du nombre d'abonnés utilisateurs rendent nécessaire la diminution correspondante du débit de codage, alors que les exigences des usagers en matière de qualité de parole ne cessent de croître. D'autres domaines d'application de ces techniques de codage concernent, par exemple, le stockage des données numériques représentatives de ces signaux sur des supports de mémorisation, la téléphonie haute qualité pour des applications de visio- ou audio-conférence, multimédia, ou les transmissions numériques par satellite. Les filtres de prédiction linéaire utilisés dans les techniques précitées sont obtenus à l'aide d'un module d'analyse dite "analyse LPC" opérant sur des blocs successifs du signal numérique. Ces filtres sont capables, selon l'ordre d'analyse, c'est-à-dire selon le nombre de coefficients du filtre, de modeliser plus ou moins fidèlement les contours du spectre de fréquences du signal à coder. Dans le cas d'un signal de parole, ces contours sont appelés formants. Toutefois, pour un codage de bonne qualité, exigé par la plupart des applications actuelles, le filtre ainsi défini ne suffit pas à modéliser parfaitement le signal. I1 est alors indispensable de procéder au codage du résidu de prédiction linéaire. Un tel mode opératoire relatif au résidu de prédiction linéaire est notamment mis en oeuvre par la technique de codage LD-CELP, pour Low Delay CELP en langage anglo-saxon, précédemment mentionnée dans la description. Le signal résiduel est dans ce cas modélisé par une forme d'onde extraite d'un dictionnaire stochastique et multipliée par une valeur de gain. La technique de codage MP-LPC, par exemple, modélise ce résidu à l'aide d'impulsions de position variable affectées de valeurs de gain respectives, alors que la technique de codage VSELP effectue cette modélisation par une combinaison linéaire de vecteurs d'impulsions extraits de répertoires appropriés. Un rappel didactique du mode opératoire de l'analyse LPC et notamment de l'analyse LPC "arrière" et de l'analyse LPC "avant" ou analyse LPC "backward" et analyse LPC "forward" respectivement en langage anglo-saxon, sera tout d'abord donnée ci-après. L'enveloppe générale du spectre de fréquences est modélisée grâce à un filtre de synthèse à court terme, constituant le filtre LPC, dont les coefficients sont évalués au moyen d'une prédiction linéaire du signal de parole à coder. Ce filtre LPC, filtre autorégressif, possède une fonction de transfert de la forme, relation (1) où p désigne le nombre de coefficients ai du filtre et l'ordre de la prédiction linéaire mise en oeuvre, z désignant la variable de la transformée en z de l'espace des fréquences. Une méthode d'évaluation des coefficients consiste à appliquer un critère de minimisation de l'énergie du signal d'erreur de prédiction du signal de parole sur la longueur d'analyse de ce dernier. La longueur d'analyse pour un signal de parole numérique formé d'échantillons successifs est de manière pratique un nombre N de ces échantillons, constitutifs d'une trame de codage. L'énergie du signal d'erreur de prédiction vérifie alors la relation (2) où s(n) désigne l'échantillon de rang n dans la trame de N échantillons. Dans un processus de codage par blocs, la trame de codage peut être avantageusement divisée en plusieurs soustrames ou blocs LPC adjacents. La longueur d'analyse N excède alors la longueur de chaque bloc afin de permettre la prise en compte d'un certain nombre d'échantillons passés et, le cas échéant, futurs, au moyen et au prix de retards de codage appropriés. L'analyse est dite LPC "avant" lorsque le processus d'analyse LPC est conduit sur le bloc de la trame courante du signal de parole à coder, le codage au niveau du codeur intervenant "en temps réel", c'est-à-dire durant le bloc de la trame courante au seul retard de traitement près introduit par le calcul des coefficients du filtre. Cette analyse implique la transmission des valeurs calculées des coefficients des filtres au décodeur. L'analyse LPC "arrière" mise en oeuvre dans le codeur LD-CELP à 16 kb/s a fait l'objet de la norme UIT-T G728. Cette technique d'analyse consiste à effectuer l'analyse LPC, non pas sur la ou le bloc de la trame courante du signal de parole à coder, mais sur le signal de synthèse. On comprend alors que cette analyse LPC est effectuée en fait sur le signal de synthèse du bloc précédant le bloc courant, car ce signal est disponible simultanément au niveau du codeur et du décodeur. Cette opération simultanée au codeur et au décodeur permet ainsi d'éviter la transmission du codeur vers le décodeur de la valeur, obtenue au codeur, des coefficients du filtre LPC. Pour cette raison, l'analyse LPC "arrière" permet de libérer du débit de transmission, le débit ainsi libéré pouvant être employé par exemple afin d'enrichir les dictionnaires d'excitation dans le cas du codage CELP. L'analyse LPC "arrière" autorise en outre une augmentation de l'ordre d'analyse, le nombre de coefficients du filtre LPC pouvant atteindre 50 dans le cas d'un codeur LD-CELP contre 10 coefficients pour la plupart des codeurs mettant en oeuvre une analyse LPC "avant". Ainsi, un bon fonctionnement de l'analyse LPC "arrière" exige les conditions suivantes - bonne qualité du signal de synthèse, très proche du signal de parole à coder, ce qui implique un débit de codage suffisamment élevé, supérieur à 13 kb/s compte tenu de la qualité actuelle des codeurs CELP - trame et bloc de longueur réduite en raison du retard d'un bloc entre signal analysé et signal à coder. La longueur de trame et de bloc doit donc être faible par rapport au temps de stationnarité moyen du signal de parole à coder - fidélité de la transmission et respect de l'intégrité des données transmises entre codeur et décodeur, par l'introduction de peu d'erreurs de transmission. Dès que les signaux de synthèse diffèrent de manière significative du signal de parole à coder, codeur et décodeur ne calculent plus le même filtre et des divergences importantes peuvent survenir, en l'absence de toute chance de retour à une sensible identité des filtres calculés au codeur ou au décodeur. En raison des avantages et inconvénients respectifs des types d'analyse précités LPC "arrière" et "avant", une technique consistant à associer sélectivement l'analyse LPC "arrière" et "avant" a été proposée dans l'article intitulé : "Dual Rate Low Delay CELP Coding (8 kbits/s/16 kbits/s) using a Mixed Backward/Forward Adaptive LPC Prediction" publié par S.PROUST, C.LAMBLIN et D.MASSALOUX, Proc.IEEE Workshop Speech Cod. Telecomm., Sept. 1995, pp 37-38. Les conditions préalablement mentionnées, relatives au bon fonctionnement de l'analyse LPC "arrière", révèlent que ce seul type d'analyse présente des limites manifestes lorsqu'on opère à des débits de transmission nettement inférieurs à 16 kb/s. Outre la diminution de qualité du signal de synthèse, laquelle dégrade les performances du filtre LPC, il est le plus souvent nécessaire, afin de réduire le débit de transmission, d'opérer sur une longueur de trame LPC plus importante, de l'ordre de 10 à 30 ms. On constate alors que dans ces conditions, la dégradation intervient avant tout lors des transitions de spectre de fréquences et plus généralement dans les zones peu stationnaires, alors que pour des signaux globalement très stationnaires comme ceux relatifs à la musique, l'analyse LPC "arrière" conserve un avantage très significatif vis-à-vis de l'analyse LPC avant L'association des deux types d'analyse LPC précités a pour objet de pallier ces inconvénients en bénéficiant des avantages inhérents à chacun d'eux - analyse LPC "avant" pour le codage des transitions et des zones non-stationnaires - analyse LPC "arrière", d'ordre plus élevé, pour le codage des zones stationnaires. En outre, l'introduction de trames LPC codées par analyse LPC "avant" parmi des trames LPC codées par analyse LPC "arrière" permet au codeur et au décodeur de converger à nouveau vers un même signal de synthèse en cas d'erreur de transmission et offre donc une robustesse à ces erreurs très supérieure à un codage par analyse LPC "arrière" pur. Globalement, l'analyse LPC mixte "avant"-"arrière" précitée consiste à effectuer deux analyses LPC, une analyse LPC "avant" sur le signal de parole ou audiofréquence à coder et une analyse LPC "arrière" sur le signal de synthèse. Deux filtres sont calculés pour chaque bloc LPC, ces filtres étant désignés par filtre LPC "avant" et filtre LPC "arrière" respectivement. Une procédure de choix du filtre appliqué pour le bloc LPC considéré en fonction de la stationnarité du signal est alors mise en oeuvre. Cette procédure fait appel à deux critères distincts - un premier critère fondé sur les gains de prédiction des filtres - un deuxième critère fondé sur un paramètre de distance entre filtres LPC "avant" calculés successivement. Pour chacun de ces deux critères, des valeurs de seuil, fixes, sont établies. Premier critère Le choix du filtre LPC "arrière" est retenu si l'écart entre le gain de prédiction des filtres LPC "arrière" et "avant" est supérieur à une première valeur de seuil. Deuxième critère Pour une analyse courante en mode d'analyse LPC "arrière", interdiction du basculement du mode d'analyse LPC "arrière" en mode d'analyse LPC "avant" si la distance calculée sur les vecteurs de paramètres représentant deux filtres LPC "avant" consécutifs est inférieure à une deuxième valeur de seuil, une distance trop faible caractérisant une zone sensiblement stationnaire pour laquelle il est opportun d'éviter tout changement de mode d'analyse LPC. La distance calculée est une distance euclidienne entre les raies spectrales du signal de parole ou audiofréquence à coder. Pour une description plus détaillée du mode d'analyse LPC mixte précité, on pourra utilement se reporter à l'article publié par S.PROUST, C.LAMBLIN et D.MASSALOUX précédemment cité. Des investigations approfondies menées sur le mode opératoire de l'analyse mixte précitée ont permis de mettre en évidence les inconvénients importants ci-après - pour certains signaux, les valeurs des gains de prédiction des filtres LPC "avant" et "arrière" peuvent osciller de part et d'autre de la première valeur de seuil. Ce phénomène occasionne des changements de filtre LPC "arrière" - LPC "avant", ou réciproquement, brusques et fréquents. Les discontinuités de filtrage alors introduites constituent une source de dégradation importante du signal de synthèse et ne sont pas, la plupart du temps, liées à des réelles modifications spectrales du signal de parole ou audiofréquence à coder - la valeur optimale du premier seuil, qu'il convient de fixer, varie très fortement en fonction de la stationnarité du signal à coder, ce d'autant plus que le débit de codage est faible. Pour un retard de codage correspondant à une trame LPC de 10 à 30 ms, ou lorsque le débit de transmission diminue, il apparaît une divergence très nette du mode de codage de signaux de musique et de parole. Pour les signaux de musique, l'analyse LPC "arrière" est utilisée quasiment en permanence alors que pour les signaux de parole, l'analyse LPC "avant" est utilisée majoritairement. Alors que dans le cas de signaux de musique, la stationnarité étant très élevée, l'analyse en mode LPC "arrière" est retenue même pour une longueur de trame LPC importante, dans le cas des signaux de parole, au contraire, les zones très stationnaires sont de durée très limitée et le passage en mode d'analyse LPC "arrière" en conséquence bref, ce qui provoque des transitions de filtres indésirables qui dégradent la qualité du codage. Le codeur n'est alors plus en mesure de corriger les phénomènes engendrés par la discontinuité introduite par le basculement des filtres - le filtre LPC qui donne la meilleure qualité subjective et modélise donc le mieux le spectre du signal à coder n'est pas toujours celui qui possède le meilleure gain de prédiction. Certains basculements d'un mode d'analyse LPC à l'autre, liés à une décision instantanée, sont donc inutiles. La présente invention a pour objet de remédier aux inconvénients précités par la mise en oeuvre d'un procédé et d'un dispositif de codage d'un signal numérique audiofréquence par analyse LPC "avant" et "arrière" spécifique. Un autre objet de la présente invention est également la mise en oeuvre d'un processus d'adaptation dynamique de la fonction de choix entre l'analyse LPC "avant" et l'analyse LPC "arrière" en fonction du degré de stationnarité du signal à coder. Un autre objet de la présente invention est également la mise en oeuvre d'un processus d'adaptation dynamique de la fonction de choix précitée sur la base d'une discrimination entre signaux fortement stationnaires, tels que musique ou bruit de fond, et autres signaux, tels que la parole, afin de permettre le traitement de codage le plus approprié par analyse LPC "arrière" et "avant" respectivement. Un autre objet de la présente invention est également, le choix du codage le plus approprié précité ayant été effectué, pour un signal à coder d'un type ou de caractéristiques donnés, d'éviter tout basculement intempestif dans le mode d'analyse LPC non retenu, et, ainsi, d'éviter l'apparition de transitions de filtres LPC "avant" - "arrière" ou réciproquement susceptibles de dégrader la qualité du signal de synthèse reproduit. Un autre objet de la présente invention est enfin la mise en oeuvre d'un processus d'adaptation dynamique de la fonction de choix précitée pour lequel le changement de mode d'analyse LPC correspond de manière fidèle à un changement de stationnarité du signal à coder et risque, en conséquence, d'être beaucoup moins lié à un simple effet de franchissement ponctuel des première et deuxième valeurs de seuil. Le procédé et le dispositif de codage d'un signal numérique audiofréquence, objets de la présente invention, mettent en oeuvre une double analyse sur critère de choix d'analyse LPC "avant" et "arrière" respectivement pour engendrer un signal codé transmis consistant en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une information de décision d'analyse et un signal de résidu de codage, non transmis. Le signal numérique audiofréquence est subdivisé en trames, succession de blocs d'un nombre déterminé d'échantillons et le codage de ce signal numérique audiofréquence est effectué sur ce signal à partir d'un filtrage LPC "avant" pour les zones non stationnaires et sur un signal de synthèse respectivement, ce signal de synthèse étant obtenu à partir du signal résidu de codage, à partir d'un filtrage LPC "arrière" pour les zones stationnaires. Ils sont remarquables en ce qu'ils consistent à, et permettent de, respectivement - déterminer le degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence selon un paramètre de stationnarité, dont la valeur est comprise entre une valeur de stationnarité maximale et une valeur de stationnarité minimale - établir, à partir du paramètre de stationnarité, une valeur de choix d'analyse, à partir d'une fonction de décision - appliquer la valeur de choix d'analyse au filtrage LPC pour effectuer le codage du signal numérique audiofréquence par filtrage LPC "avant" pour les zones non-stationnaires sur le signal numérique audiofréquence et par filtrage LPC "arrière" pour les zones stationnaires sur le signal de synthèse. Ce mode opératoire permet de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC "avant" et "arrière" respectivement, en liaison avec le degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence et de limiter le nombre de basculements de l'un à l'autre des modes de filtrage et réciproquement. Le procédé et le dispositif, objets de la présente invention, trouvent application non seulement au domaine de la téléphonie mobile mais également à l'industrie de la création et de la reproduction de phonogrammes, à la transmission par satellite et à la téléphonie haute qualité pour des applications de visio- ou audio-conférence, multimédia. Ils seront mieux compris à la lecture de la description et à l'observation des dessins ci-après, dans lesquels - la figure 1 représente, sous forme d'un organigramme général, un schéma illustratif des étapes permettant la mise en oeuvre du procédé de codage, objet de la présente invention - la figure 2a représente un organigramme général des étapes de calcul du paramètre de stationnarité pour chaque bloc LPC courant - la figure 2b représente un mode de réalisation particulier avantageux des étapes essentielles du calcul du paramètre de stationnarité selon la figure 2a - la figure 2c représente un détail de réalisation de la figure 2b, plus particulièrement un détail du processus d'affinage de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire pour l'obtention du paramètre de stationnarité - les figures 2d et 2e représentent un premier, respectivement un deuxième exemple de réalisation non limitatif de mise en oeuvre d'une fonction d'affinage permettant de calculer une valeur d'affinage du paramètre de stationnarité intermédiaire en fonction des valeurs relatives du gain de filtrage LPC "avant" et "arrière" - la figure 2f représente, à titre d'exemple illustratif, un organigramme des étapes permettant la mise en oeuvre de la fonction de décision et de la valeur du choix d'analyse LPC "avant" ou "carrière" - la figure 3 représente, sous forme de blocs fonctionnels, le schéma général d'un codeur permettant d'effectuer le codage d'un signal audiofréquence conformément à l'objet de la présente invention - la figure 4 représente, sous forme de blocs fonctionnels, le schéma général d'un décodeur permettant d'effectuer le décodage d'un signal audiofréquence codé grâce à la mise en oeuvre d'un codeur tel que représenté en figure 3. Une description plus détaillée du procédé de codage d'un signal numérique audiofréquence par double analyse, sur critère de choix d'analyse LPC "avant" respectivement "arrière" en un signal codé transmis, objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 1. D'une manière générale, on indique que le signal codé transmis, noté s~cn(t), consiste pour partie en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une information de décision d'analyse LPC. En outre, un signal de résidu de codage resn(t) non transmis est disponible par la mise en oeuvre du procédé de codage. Le signal numérique audiofréquence est subdivisé en trames LPC, succession de blocs LPC, chaque bloc, pour la commodité de la description, étant noté Bn et muni d'un nombre N déterminé d'échantillons. Conformément à un aspect du procédé de codage, objet de la présente invention, celui-ci consiste à effectuer le codage précité sur le signal numérique audiofréquence tel que défini précédemment à partir d'un filtrage LPC "avant" pour les zones non stationnaires, respectivement sur un signal de synthèse obtenu à partir du signal résidu de codage à partir d'un filtrage LPC "arrière" pour les zones stationnaires. Selon un aspect particulièrement remarquable du procédé objet de la présente invention, celui-ci consiste, afin d'établir le critère de choix de filtrage LPC "avant" ou "arrière", sur chaque bloc courant de la succession de blocs courants constituant une trame courante, ainsi que représenté en figure 1, chaque bloc courant, noté B,, étant disponible en une étape de départ 10, à déterminer en une étape 11 le degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence selon un paramètre de stationnarité, noté STAT(n). Ce paramètre de stationnarité présente une valeur numérique comprise entre une valeur de stationnarité maximale, notée STATM, et une valeur de stationnarité minimale, notée STATm. Par convention et sans nuire aucunement au degré de généralité du procédé de codage objet de la présente invention, on indique que le paramètre de stationnarité présente la valeur maximale STATM pour un signal très fortement stationnaire, alors que ce paramètre de stationnarité presente la valeur minimale STAT pour un signal très fortement non stationnaire. Suite à l'étape 11 précitée, le procédé de codage objet de la présente invention consiste à établir, en une étape 12, à partir du parametre de stationnarité STAT(n), une valeur de choix d'analyse LPC, cette valeur de choix d'analyse correspondant bien entendu, soit au choix de l'analyse LPC "avant", soit au contraire au choix de l'analyse LPC "arrière". La valeur de choix d'analyse est notée dn(n) et est obtenue à partir d'une fonction de décision spécifique, notée Q. L'étape 12 précitée est alors suivie d'une étape de test 13 permettant l'application de la valeur de choix d'analyse dn(n), symbolisée par C, au filtrage LPC pour effectuer le codage du signal numérique audiofréquence par filtrage LPC "avant" pour les zones non-stationnaires sur le signal numérique audiofréquence, respectivement par filtrage LPC "arrière" pour les zones stationnaires sur le signal de synthèse. La mise en oeuvre de la fonction de décision Q et des valeurs de choix d'analyse précitées dn(n), conformément à un aspect particulièrement avantageux du procédé de codage objet de la présente invention, permet de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC "avant" respectivement "arrière", en liaison avec le degré de stationnarité du signal audiofréquence, et de limiter le nombre de basculements de l'un a l'autre des modes de filtrage, et réciproquement. D'une manière générale, on indique que la fonction de décision mise en oeuvre à l'étape 12, cette fonction de décision étant notée Q, est une fonction adaptative actualisée pour chaque bloc courant B,, à partir du paramètre de stationnarité. L'actualisation de la fonction adaptative permet de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC "avant", respectivement "carrière", en fonction du degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence et de limiter ainsi le nombre de basculements de l'un à l'autre des modes de filtrage, et réciproquement. D'une manière plus spécifique, on indique que la valeur de choix d'analyse dn(n) établie à partir de la fonction de décision Dn précitée correspond à une valeur de priorité de mode de filtrage LPC "avant" ou "arrière" ainsi qu'à une autre valeur de priorité représentant en fait une valeur d'absence de priorité de retour au mode de filtrage LPC "arrière" ou "avant". Par valeur de priorité de mode de filtrage LPC, on indique que la valeur de choix d'analyse dn(n) peut par exemple correspondre à une valeur logique, la valeur vraie de cette valeur logique, valeur 1 par exemple, correspondant à un choix de filtrage LPC "arrière" alors que la valeur complémentée de cette valeur vraie, la valeur zéro, correspond à un choix de filtrage LPC "avant". On comprend ainsi que la fonction de test à l'étape 13 peut se resumer à une valeur de test sur la valeur logique de la valeur de choix d'analyse précitée pour assurer à l'étape 14 le filtrage LPC "arrière" pour les zones stationnaires du signal à coder ou le filtrage LPC "avant" à l'étape 15 pour les zones nonstationnaires, les étapes 14 et 15 précitées étant alors suivies par les étapes 14a et 15a au retour au bloc suivant noté Bn,l, pour n = n+l. Bien que la valeur de choix d'analyse dn(n) soit représentée par une valeur logique, on comprend que cette valeur logique peut être associée à une valeur de priorité et de probabilité de mode de filtrage établie par la fonction de décision Dn de manière spécifique. On comprend en particulier que cette valeur de probabilité peut correspondre, pour chaque bloc courant Bnv à la valeur logique vraie pour une plage de valeurs de probabilité comprise entre zéro et 1 de filtrage LPC "arrière" alors que la valeur logique complémentée, valeur logique zéro par exemple, peut correspondre au complément de la plage de valeurs de probabilité précitée entre zéro et 1 de la première plage précitée. Cette probabilité est liée au nombre de décisions successives de filtrage dans un même mode de filtrage. Le mode opératoire de la fonction de décision Q permettant en fait d'associer à la variable logique Q(n) la valeur de priorité de mode de filtrage, est adaptatif au cours du temps, pour chaque bloc courant Bn. D'une manière générale, on indique que l'adaptation de la fonction de décision Q a pour but de privilégier progressivement le mode de filtrage LPC "arrière" ou au contraire le mode de filtrage LPC "avant" qui fonctionne le mieux, compte tenu de la stationnarité globale du signal à coder, afin d'éviter le plus possible tout basculement inutile d'un des modes de filtrage à l'autre. De manière plus spécifique, on indique que - plus le signal à coder est stationnaire et plus la fonction de décision Q privilégie l'analyse LPC "arrière" en limitant le plus possible le basculement en mode d'analyse LPC "avant", - au contraire, moins le signal à coder est stationnaire et plus la fonction de décision Q privilégie l'analyse LPC "avant" en limitant le plus possible tout basculement en mode d'analyse LPC "arrière". Une description plus détaillée de mise en oeuvre d'une fonction de décision spécifique permettant de réaliser l'adaptation de cette fonction de décision, en fonction de la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n), sera donnée ultérieurement dans la description. Un mode de calcul préférentiel du paramètre de stationnarité STAT(n) relatif à chaque bloc LPC courant Bn sera maintenant donné et décrit en liaison avec la figure 2a. Selon la figure précitée, on indique que l'étape 11 consistant à déterminer le degré de stationnarité de chaque bloc courant Bn du signal numérique audiofréquence consiste, à partir d'une valeur arbitraire de départ du paramètre de stationnarité, ainsi que représenté à l'étape 110 de la figure 2a, cette valeur arbitraire étant notée STAT(0), à calculer en une étape 111 pour ce bloc courant Bn une valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire, notée STAT*(n), fonction d'un nombre déterminé de valeurs de choix d'analyse successives, ces valeurs de choix d'analyse LPC, notées dn1(n-l), ..., à dn5(n-p), étant obtenues pour différents blocs successifs antérieurs au bloc courant Bn de la succession de blocs LPC, et de la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant le bloc courant, cette valeur de stationnarité étant notée STAT(n-l). A l'étape 111 représentée en figure 2a, on indique que la fonction du nombre déterminé de valeurs de choix d'analyse antérieures est donnée en relation avec ces valeurs antérieures, notées dnl(n-l) à dnp(n-p). En ce qui concerne la valeur arbitraire de départ du paramètre de stationnarité STAT(0), on indique que celui-ci peut, à titre d'exemple non limitatif, être pris égal à la valeur moyenne entre la valeur maximale et la valeur minimale du paramètre de stationnarité précédemment mentionnées dans la description, STATN et STAT. L'étape 111 précitée est alors suivie d'une étape 112, laquelle consiste à affiner la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire en fonction de la valeur des gains de prédiction des filtres ou mode d'analyse LPC "avant" et "arrière" de la trame précédant la trame courante. A l'étape 112 de la figure 2a, on indique que la fonction précitée est notée g(STAT*(n),Gpf,Gpb) où Gpf désigne le gain de prédiction du filtre LPC "avant" et Gpb désigne le gain de prédiction du filtre LPC "arrière" pour la trame précédant la trame courante. A l'étape 112, c'estå-dire en fin d'étape consistant à affiner la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire, à la valeur de paramètre de stationnarité STAT(n) du bloc LPC courant Bn est attribuée la valeur, relation (3) STAT(n) = g(STAT*(n),Gpf,Gpb) correspondant à la valeur affinée du paramètre de stationna rité intermédiaire. Une description plus détaillée de l'étape de calcul 111 du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) et de l'étape 112 consistant à affiner cette valeur de paramètre sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2b. Conformément à la figure précitée, l'étape 111 consiste, à partir d'une étape d'initialisation 1110 dans laquelle la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n-l) et la valeur de choix d'analyse dn1(n-l) relatives au bloc LPC Bnl antérieur au bloc courant Bn est disponible, à effectuer, en une étape 1111, une étape consistant à discriminer le mode d'analyse LPC "avant" ou LPC "arrière" du bloc Bn1 précédant le bloc courant Bn. Cette étape de discrimination 1111 peut, ainsi que représenté en figure 2b, consister en une étape de test sur la valeur de choix d'analyse dn,(n-l) par rapport à la valeur symbolique "fwd" ou à la valeur logique zéro correspondant à la valeur complémentée de la valeur logique vraie. Sur réponse négative au test 1111 précité, c'est-àdire pour tout bloc Bnl précédant le bloc courant LPC Bn analyse en mode d'analyse LPC "arrière", l'étape de calcul de la valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire consiste, en une étape 1113, à déterminer le nombre de trames antérieures analysées consécutivement en mode d'analyse LPC "arrière, nombre noté N~BWD, puis, en une étape 1114, à comparer sur critère de comparaison de supériorité le nombre de trames antérieures à une première valeur arbitraire, notée Na, représentative d'un nombre de trames successives analysées en mode LPC "carrière". Sur réponse positive à la comparaison de supériorité du test 1114, l'étape de calcul consiste alors à attribuer, en une étape 1114b, à la valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n), la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant le bloc courant, STAT(n-1), augmentée d'une valeur déterminée fonction de la première valeur arbitraire représentative d'un nombre de trames successives analysées, c'est-à-dire en fait du nombre de trames antérieures N~BWD analysées consécutivement en mode d'analyse LPC "arrière". A l'étape 1114b, la valeur déterminée fonction de la première valeur arbitraire est notée f(N~BWD). Au cours de l'étape précitée, on comprend que la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) pour le bloc LPC courant Bn est ainsi augmentée par rapport à la valeur correspondante du même paramètre de stationnarité pour le bloc précédent Bn1. Sur réponse négative à la comparaison de supériorité au test de comparaison 1114, à la valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) est attribuée, en une étape 1114a, la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n1) du bloc précédant le bloc courant B Au contraire, pour tout bloc précédent Bn1 analysé en mode d'analyse LPC "avant", c'est-à-dire sur réponse positive au test 1111, l'étape de calcul du paramètre de stationnarité intermédiaire 111 consiste, ainsi que représenté en figure 2b, à déterminer en une étape 1112, sur critere de test, l'occurrence d'une transition du mode d'analyse LPC "arrière" en mode d'analyse LPC "avant" entre le bloc antérieur au bloc antérieur au bloc courant Bnl, de rang n-2, c'est-a-dire l'existence d'une valeur de choix d'analyse LPC dn 2(n-2) = valeur symbolique "bwd", soit valeur logique zéro ainsi que mentionné précédemment. La réponse positive au test 1112 indique l'existence d'une telle transition du mode d'analyse "arrière" pour le bloc LPC Bn2 précédant le bloc précédant le bloc courant Bn1, alors qu'une réponse négative au test 1112 précité indique l'absence d'une telle transition. Sur réponse positive au test d'occurrence 1112 précité, l'étape de calcul 111 consiste ensuite à comparer, sur critère de comparaison d'infériorité, le nombre de trames antérieures N~BWD précitées à une deuxième valeur arbitraire Nb représentative d'un nombre de trames successives analysées en mode LPC "arrière" précédant le bloc B précédant le bloc courant. Sur réponse positive à la comparaison réalisée au test 1118, ce test est suivi d'une étape 1118a consistant à attribuer à la valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant le bloc courant, STAT(n-l) diminuée d'une valeur déterminée, fonction de la deuxième valeur arbitraire Nb, cette valeur déterminée étant notée fb(N~BWD). On comprend ainsi qu'au cours de l'étape 1118a d'attribution, la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire est ainsi diminuée en conséquence. Au contraire, sur réponse négative à la comparaison d'infériorité effectuée au test 1118, l'étape 111 consiste alors à attribuer, en une étape 1118b, à la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) la valeur de paramètre de stationnarité du bloc précédant le bloc courant, soit STAT(n-l). Sur la figure 2b, on remarquera que les étapes d'attribution 1118a et 1118b sont alors suivies d'une étape de remise à zéro du nombre de blocs successifs traités en mode d'analyse LPC "arrière", cette étape de mise à zéro portant la référence 1118c et permettant de réactualiser l'ensemble du processus de calcul de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire. Sur réponse négative au test de comparaison 1112, aucune transition analyse LPC "avant" n'étant apparue, à la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n-l) du bloc précédent Bn1 en une étape 1119. A la fin de l'étape 111, on dispose de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) pour le bloc courant B,. En ce qui concerne l'étape 112 consistant à affiner la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire précitée, on indique, en référence à la figure 2b, que celle-ci peut consister avantageusement, en une étape 1120, a discriminer les gains de prédiction du filtrage LPC "arrière" et du filtrage LPC "avant", ces valeurs de gain étant notées Gpb et Gpf respectivement. On comprend que l'étape de discrimination précitée consiste simplement à mémoriser et à lire les valeurs de gain calculées pour le filtrage LPC "avant" respectivement "arrière" précité. Outre les valeurs de gain précitées, l'étape 1120 peut consister à calculer la valeur relative des gains de prédiction, notée DGfb, telle que la différence ou le rapport entre les gains de prédiction "avant" et "arriére" précités. Ainsi qu'on l'a représenté en outre en figure 2b, l'étape 112 de la figure 2a comprend à la suite de l'étape 1120 précitée une étape 1121 consistant à modifier la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT(n) d'une valeur d'affinage AS, cette valeur d'affinage conformément à une caractéristique particulièrement remarquable du procédé objet de la présente invention étant fonction de la valeur relative des gains de prédiction de filtrage LPC "avant" et "arrière". D'une manière générale, on indique que la fonction représentative de la valeur d'affinage AS est notée - AS = fr(Gpf, Gpb) où Gpf et Gpb désignent ainsi que précédemment les gains de prédiction du filtrage LPC "avant" respectivement "arrière". D'une manière générale, on indique que la fonction f,(Gpf, Gpb) permettant d'établir la valeur d'affinage AS est une fonction croissante respectivement décroissante de cette valeur relative, selon le sens dans lequel on considerme cette valeur relative. Lorsque la valeur relative désigne la valeur du gain de filtrage LPC "arrière" par rapport au gain de filtrage LPC "avant", ce choix peut être arbitrairement retenu sans nuire aucunement à la généralité du procédé, objet de l'invention, valeur relative DGfb prcitée, la fonction f r est alors croissante. Elle est décroissante dans le cas contraire. En d'autres termes, la modification, par augmenta tion ou par diminution, de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire de la valeur d'affinage AS est proportionnelle à cette valeur relative des gains. D'une manière générale, cette modification s 'écrit STAT(n) = STAT*(n) + kAS. En pratique on prendra k = 1. D'une manière plus spécifique, on indique que la valeur d'affinage AS augmente en valeur algébrique lorsque l'écart entre les gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière" augmente, la fonction fr(Gpf, Gpb) étant alors une fonction croissante, alors que cette valeur d'affinage AS diminue en valeur algébrique lorsque ce même écart précité diminue, l'écart précité étant défini entre le gain de prédiction du filtrage LPC "arrière" et le gain de prédiction du filtrage LPC "avant". En fait, cette fonction est croissante ou décroissante selon la définition de cet écart. En conséquence, en fin d'étape 1121 ainsi que représenté sur la figure 2b, la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) peut alors, pour k = 1, être corrigée par la valeur algébrique de la valeur d'affinage AS précitée pour calculer la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n). Suite à l'étape 1121, on dispose ainsi de la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n) à l'étape 1122. Une description plus détaillée de l'étape 1121 de la figure 2b sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2c dans un mode de réalisation préférentiel dans lequel une pluralité de critères de tests sont appliqués tant à la valeur d'affinage qu'aux valeurs de gain de prédiction LPC "avant" et "arrière" en vue d'optimiser le processus de calcul du paramètre de stationnarité. Ainsi que représenté sur la figure 2c précitée, l'étape 1121 peut consister en une première étape 1121a permettant de calculer la valeur d'affinage AS à partir de la fonction f,(Gpf, Gpb) précédemment citée. Différents exemples de fonctions utilisables seront donnés ultérieurement dans la description. En premier lieu, la valeur d'affinage AS est soumise à un test de comparaison de supériorité à la valeur 0, en une étape 1121b, ce test de comparaison permettant en fait de déterminer l'accroissement de cette valeur d'affinage AS. Sur réponse positive au test 1121b précité, la valeur d'affinage AS étant positive et correspondant à un accroissement de la valeur relative des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière", l'étape d'augmentation de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire de la valeur d'affinage AS est en outre soumise à une condition de supériorité de la valeur de gain de filtrage LPC "arrière", par rapport à une première valeur positive déterminée, en une étape de comparaison de supériorité de la valeur du gain de filtrage LPC "arrière" Gpb par rapport à cette première valeur positive déterminée, notée S. Sur réponse négative au test 1121c précité, à la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) en une étape 1121g. Sur réponse positive au test 1121c précité, l'augmentation de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire de la valeur d'affinage AS est en outre soumise à une condition d'infériorité de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT(n) par rapport à une deuxième valeur positive déterminée STATi représentant bien entendu une valeur de stationnarité. Ce test de condition d'infériorité est réalisé à l'étape 1121e. Sur réponse négative au test 1121e précité, à la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) à l'étape 1121g précitée. Sur réponse positive au test de condition d'infériorité 1121e à la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT (n) augmentée de la valeur positive AS de la valeur d'affinage à l'étape 1121i. Au contraire, sur réponse négative au test 1121b précité, la valeur d'affinage AS étant négative, l'étape de diminution du paramètre de stationnarité intermédiaire de la valeur d'affinage As, cette valeur étant négative, est en outre soumise à un test de condition d'infériorité de la valeur de gain du filtrage LPC "arrière" Gpb par rapport à une troisième valeur positive déterminée notée 5d en une étape de comparaison 1121d. Cette troisième valeur positive déterminée est bien entendu représentative d'une valeur de gain de filtrage LPC. Sur réponse négative au test 1121d précité à la valeur de paramètre de stationnarité STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) à l'étape 1121g. Au contraire, sur réponse positive au test 1121d précité, l'étape de diminution de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire de la valeur d'affinage AS est en outre soumise à une condition de supériorité de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) par rapport à une quatrième valeur positive déterminée, notée STATd en un test de comparaison noté 1121f. Bien entendu, la quatrième valeur positive déterminée est représentative d'une valeur de paramètre de stationnarité choisie. Sur réponse négative au test 1121f précité, à la valeur de paramètre de stationnarité STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire STAT*(n) à l'étape 1121g. Sur réponse positive au test 1121f précité, à la valeur de paramètre de stationnarité STAT(n) est attribuée la valeur du paramètre de stationnaritée intermédiaire STAT augmenté de la valeur algébrique de la valeur d'affinage AS, négative, la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire étant ainsi diminuée pour établir la valeur de paramètre de stationnarité STAT(n) à l'étape 1121h. En fin des étapes 1121g, 1121h et 1121i, on dispose ainsi à l'étape 1122 de la figure 2b du paramètre de stationnarité STAT(n). En ce qui concerne la fonction fr(Gpf, Gpb), on indique que celle-ci peut consister en une fonction non linéaire de la valeur relative des gains de filtrage LPC "avant" et "arrière" dans laquelle la valeur relative des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière" peut elle-même consister soit en le rapport, soit en la différence des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière". D'autres types de fonctions, tels que des fonctions linéaires, peuvent être utilisés. Un premier exemple de fonction non linéaire fr(Gpf, Gpb) est représenté en figure 2d. Dans l'exemple de réalisation de la figure 2d, des couples de valeur du gain de prédiction du filtrage LPC "arrière" Gpb porté en ordonnée et du gain de filtrage LPC "avant" Gpf permettent d'attribuer des valeurs d'affinage AS positives, AS > O ou négatives AS Sur la figure 2e, on a représenté le cas où la valeur relative des gains de prédiction de filtrage LPC "avant" et "arrière" correspond non plus au rapport des gains p mais à la différence des gains précités. Dans ce cas, la fonction de la valeur relative des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière" fr(GPf, Gpb) peut également être une fonction non linéaire permettant d'attribuer à la valeur d'affinage AS pour des valeurs de cette différence correspondant à des couples de valeur Gpb, Gpf correspondant à des droites dont l'abscisse à l'origine est inférieure respectivement supérieure, en valeur algébrique, à l'abscisse à l'origine de la droite AS = O. Dans le cas de la figure 2e, les droites délimitant les zones en fonction du signe de la valeur d'affinage AS sont parallèles entre elles. Conformément à un autre aspect particulier du procédé objet de l'invention, on indique en outre qu'il convient de ne pas adapter l'indice de stationnarité du bloc courant B lors de trames de silence, lorsque par exemple le signal audiofréquence est constitué par un signal de parole comportant des silences. Dans un tel cas, l'étape 1111 de l'étape 111 représentée en figure 2b peut être précédée par une étape lllla consistant, pour chaque bloc courant successif, à déterminer l'énergie moyenne du signal numérique audiofréquence et à comparer dans cette même étape, sur critère de comparaison d'infériorité, cette énergie moyenne à une valeur de seuil déterminée représentative d'une trame de silence. Sur la figure 2b, cette valeur de seuil est notée ENER~SIL. Sur réponse positive au test précité, à la valeur du paramètre de stationnarité du bloc courant STAT(n) est attribuée le valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédent STAT(n-l) à l'étape d'attribution llllb représentée sur la figure 2b. Les étapes lllla et llllb sont, sur la figure précitée, représentées en pointillé, car réservées par exemple au codage d'un signal de parole. Une description plus détaillée de la mise en oeuvre de la fonction de décision Dn permettant l'obtention des valeurs de décision dn(n) sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2f. Cette description est donnée dans un mode de réalisation préférentiel dans lequel cette fonction de décision, pouvant être rapprochée de celle qui est décrite dans l'article précédemment mentionné par la description, publié par S.PROUST, C.LAMBLIN et D.MASSALOUX, est toutefois adaptée temporellement, conformément à l'objet de la présente invention afin d'obtenir les valeurs de choix d'analyse dn(n) successives. A partir d'une étape 120, pour le bloc courant B n, on calcule en premier lieu une distance, notée donc, entre le filtre LPC du bloc courant et celui du bloc précédent Bn1. Ce calcul de distance est effectué par exemple en utilisant les parametres de fréquence LSP ainsi que mentionné précédemment dans la description relativement au procédé décrit dans l'article précité. On note - S~PRED(n) et S~TRANS, S~STAT et G1 les valeurs des seuils intervenant dans le critère fondé sur les gains de prédiction des filtres LPC "arrière" et "avant" - S LSP L et S LSP H les valeurs des seuils intervenant dans le critère fondé sur les distances entre vecteurs de fréquence LSP représentant deux filtres LPC "avant" relatifs à deux blocs consécutifs Bnl et Bn - Gpf le gain de prédiction du filtre LPC "avant" - Gpb le gain de prédiction du filtre "arrière" ; et - Gpi le gain de prédiction du filtre "avant" interpolé selon la méthode exposée dans l'article publié, mentionné précédemment dans la description. Le critère d'établissement de la fonction de décision, en relation avec la figure 2f, est établi de la façon ci-après - si les filtres LPC consécutifs sont très stationnaires, c'est-à-dire pour dLpC LPC "arrière" soit supérieur au gain de prédiction du filtre LPC z avant" diminué d'une valeur S~STAT. On indique que la valeur S STAT est choisie de manière à favoriser le choix d'un filtre LPC "arrière" en présence d'une grande stationnarité du spectre mesurée à l'aide de la distance dLpC - si les filtres LPC consécutifs présentent une transition importante, c'est-à-dire pour dLpC > S LSP H et si Gpf > Gpb-S~TRANS, alors, le mode de filtrage choisi est le filtrage LPC "avant", c'est-à-dire dn(n) = 0, valeur symbolique "fwd", sinon, dn(n) est pris égal à 1, valeur symbolique "bwd". On indique que la valeur de S~TRANS est choisie de manière à favoriser fortement le choix du filtre LPC "avant" en présence d'une transition de spectre mesurée à l'aide de la distance dLpC - sinon, dans tous les autres cas, si Gpb > Gpf-S~PRED et Gpi > Gpf-S~PRED, alors, le filtre LPC retenu est le filtre LPC "arrière" interpolé, à condition que le gain de ce dernier et celui du filtre LPC "arrière" pur excèdent la valeur de seuil G1 précédemment mentionnée. Si la condition sur les valeurs de gain de prédiction précitées n'est pas remplie, alors, on choisit le filtrage LPC avant Afin d'augmenter le nombre de filtres LPC "avant" transmis et d'accroître ainsi la robustesse du système de codage aux erreurs de transmission, le mode de filtrage LPC "avant" peut être choisi avantageusement dès que l'énergie du signal à coder En, c'est-à-dire l'énergie du bloc Bn correspondant, devient inférieure à la valeur de l'énergie d'une trame de silence ENER~SIL, cette valeur d'énergie correspondant au niveau audible minimum. L'ensemble des conditions permettant l'établissement de la fonction de décision Q et l'obtention des valeurs de choix d'analyse dn(n) correspondante, est illustré en figure 2f avec adaptation temporelle de la fonction de décision Q. La valeur du paramètre de stationnarité STAT(n) peut par exemple être repéree sur une échelle de 0, correspondant à la valeur STATm très peu stationnaire, à 100, correspondant à la valeur STATM très stationnaire. Selon la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n), la fonction de décision Dn est modifiée par adaptation de la valeur des seuils. Plus la stationnarité du signal augmente, plus le mode de filtrage LPC "arrière" est favorisé : les seuils S~PRED, S~LSP~L et S~LSP~H sont augmentés. A titre d'exemple non limitatif, on indique les fonctions de modification pour chaque boc LPC courant Bn des valeurs de seuil précitées - S PRED(n) = fs PRED ( STAT(n) avec fs PRED fonction croissante de la valeur de STAT(n) ; - S~LSP~L(n) = fs~LPc L(STAT(n;) avec fsLPcL fonction croissante - S~LSP~L(n) = fs LPC H(STAT(n)) avec fs LPC H fonction croissante. Dans l'adaptation des valeurs de seuil précitées, on indique que les fonctions croissantes mentionnées sont par exemple des fonctions en escalier pour ce qui concerne les fonctions fs LPC~L et fs LPC~H- La fonction 5 PRED est une fonction affine de la variable paramètre de stationnarité, de la forme S~PRED(n) = a.STAT(n) + P où a et ss sont deux valeurs réelles comprises entre 0 et 1 et où la valeur de S~PRED(n) est bornée dans l'intervalle (SPREDrn, S~PREDM), S~PREDm et S~PREDM représentent deux valeurs déterminées expérimentalement. Afin de limiter encore plus le risque de basculement des filtres, il est alors possible de choisir, lorsque le paramètre de stationnarité STAT(n) est inférieur à une valeur de seuil SFWD donnée, d'imposer le mode de filtrage LPC "avant". Par contre, les valeurs de seuil S~TRANS, S~STAT et G1 conservent une valeur fixe, ces valeurs pouvant par exemple être égales à -1 dB, 5 dB et O dB respectivement. L'établissement de la fonction de décision Q et l'obtention des valeurs de choix d'analyse dn(n) sont illustrés de la manière suivante en figure 2f : suite à l'étape 120 précitée, réalisation d'une étape de test 121 relative à l'énergie du bloc LPC courant Bn, par une comparaison d'infériorité à la valeur d'énergie de silence ENER~SIL ou de la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n), comparée par une comparaison d'infériorité à la valeur SFWD précédemment citée dans la description. Sur réponse positive au test 121 précité, la valeur de choix d'analyse dn(n) est prise égale à 0, c'est-à-dire valeur symbolique "fwd" à l'étape 122. Sur réponse négative au test 121 précité, un nouveau test est effectué relativement à la valeur de choix d'ana lyse dn1(n-l) à la valeur logique 1, c'est-à-dire à la valeur symbolique "bwd". Sur réponse positive au test 123 précité, un nouveau test est effectué sur la distance de filtrage LPC d LPC précitée, en une étape 124, par rapport à la valeur de seuil S~LSP~H(n) par comparaison de supériorité à cette valeur de seuil. Sur réponse positive au test 124 précité, un nouveau test 126a est réalisé, consistant à comparer le gain de prédiction du filtrage LPC "avant", Gpf, au gain de prédiction du filtrage LPC "arrière", Gpb, diminué de la valeur de seuil S~TRANS. Sur réponse positive au test 126a précité, à la valeur de choix d'analyse dn(n), est attribuée la valeur logique 0, valeur symbolique "fwd", et sur réponse négative au test 126a précité, est attribuée à la même valeur de choix d'analyse la valeur logique 1, valeur symbolique "bwd". Les étapes correspondantes sont notées 128 et 129. Sur réponse négative au test 124 précédemment mentionné, u tant à vérifier les conditions de comparaison du gain de filtrage LPC "arrière" Gpb au gain de prédiction de filtrage LPC "avant" diminué de la valeur de seuil S~PRED(n), de comparaison de supériorité du gain de prédiction de filtrage LPC intermédiaire Gpi à la valeur de gain de prédiction de filtrage LPC "avant" diminuée de la valeur de seuil précitée S~PRED(n) et de comparaison de supériorité du gain de prédiction de filtrage "arrière" Gpb à la valeur de seuil G1, ainsi que de comparaison de la valeur du gain de prédiction de filtrage intermédiaire Gpi à la valeur de seuil G1. On indique que la réponse négative au test 123 précédemment mentionné dans la description amène également à la réalisation du test 127 précité. Sur réponse positive au test 127 précédemment mentionné, à la valeur de choix d'analyse dn(n) est attribuée la valeur logique 1, c'est-à-dire la valeur symbolique "bwd" à l'étape 129, alors qu'à la réponse négative au test 127 précité, à la valeur de choix d'analyse dn(n) est au contraire attribuée la valeur logique 0, c'est-à-dire la valeur symbolique "fwd" à l'étape 128. On dispose ainsi, grâce à la mise en oeuvre de la fonction de décision Dn, de la valeur de choix d'analyse dn(n) obtenue avec les valeurs logiques 1 ou O précitées, ces valeurs logiques étant toutefois liées à une valeur de priorité ou d'absence de priorité de retour au mode de filtrage "arrière" ou "avant" en fonction de la valeur du paramètre de stationnarité. Une description plus détaillée d'un dispositif de codage d'un signal numérique audiofréquence par double analyse sur critère de choix d'analyse LPC "avant" respectivement "arrière" en un signal codé transmis, conforme à l'objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 3. D'une manière pratique, on indique que le signal numérique à coder est subdivisé en trames constituées par des blocs successifs d'échantillons, chaque bloc comportant un nombre donné N d'échantillons par exemple. Sur la figure 3, le mode de constitution du signal numérique audiofréquence à coder en blocs successifs d'échantillons Bn n'a pas été représenté car ce mode opératoire est parfaitement connu de l'état de la technique et peut être réalisé à partir d'une simple mémoire tampon, par exemple adressée en lecture périodiquement à la fréquence trame et à la fréquence bloc. Ainsi que représenté en outre sur la figure 3 précitée, le dispositif de codage objet de l'invention comprend un filtre d'analyse LPC "avant", portant la référence 1A, et un filtre d'analyse LPC "arrière", portant la référence 1B, afin de permettre de délivrer un signal codé transmis consistant en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une indication de décision d'analyse, ainsi que des paramètres Prn relatifs à l'analyse harmonique et au signal d'excitation CELP. D'une manière générale, on indique que l'indication de décision d'analyse correspond à la valeur de choix d'analyse dn(n) telle que mentionnée précédemment dans la description. En ce qui concerne les paramètres de filtrage LPC, on indique que ceux-ci correspondent à des paramètres spécifiques, conformément au mode de mise en oeuvre du procédé de codage objet de la présente invention, ainsi qu'il sera décrit ci-après dans la description. Sur la figure 3, on a également représenté, dans le dispositif de codage selon 1 invention, l'existence d'un filtre adaptatif en fonction de la valeur du paramètre de stationnarité, ce filtre adaptatif portant la référence 1E. Ce filtre adaptatif lE reçoit bien entendu le signal numérique d'origine, noté sn(t, c'est-à-dire le bloc courant Bn Le filtre lE utilise les paramètres de filtrage LPC afin de calculer le signal résiduel qui va ensuite être codé par le module 1F. Ces paramètres LPC, ainsi que l'indication de décision de filtrage constituent une partie du signal codé qui est transmis au décodeur. En outre, ainsi que représenté sur la figure 3, le dispositif de codage objet de la présente invention comprend un moyen de codage, portant la référence 1F, d'un signal résidu de codage non transmis, le signal résidu de codage, désigné par resn(t) est directement disponible en sortie du filtre adaptatif lE, ce signal étant ainsi délivré à l'entrée avec le signal numérique audiofréquence au module de codage du signal résidu de codage non transmis, pour engendrer un signal de résidu de synthèse, res syn,(t). Un module de filtrage inverse, portant la référence 1G, reçoit le signal de résidu de synthèse et permet de délivrer un signal de synthèse référencé s~synn(t). Un module de mémorisation 1H reçoit le signal de synthèse précité s syn,,,, pour délivrer le signal de synthèse précité pour le bloc antérieur au bloc courant B,, le signal de synthèse ainsi obtenu étant désigné par s s~synn1(t). Ce signal de synthèse est délivré au filtre d'analyse LPC "arrière" portant la référence 1B sur la figure 3 précitée. Le dispositif de codage, objet de la présente invention, tel que représenté en figure 3, permet d'effectuer un codage du signal numérique audiofréquence sur le signal numérique audiofréquence précité à partir du filtre LPC "avant" pour les zones non-stationnaires et sur le signal de synthèse précité s syn,~,(t) à partir du filtre LPC "arrière" 1B pour les zones stationnaires, ainsi qu'il sera décrit ci-après. Ainsi qu'on l'observera sur la figure 3 précitée, le dispositif objet de l'invention comporte dans ce but, pour chaque bloc LPC courant B,, un module de calcul 1C du degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence selon un paramètre de stationnarité dont la valeur est comprise entre une valeur de stationnarité maximale et une valeur de stationnarité minimale. Bien entendu, le paramètre de stationnarité est le paramètre STAT(n) précédemment décrit dans la description conformément au procédé de codage objet de la présente invention. Les valeurs de stationnarité maximale et minimale sont également définies précédemment. Ainsi qu'on l'a représenté en outre en figure 3, le dispositif de codage objet de l'invention comprend un module, noté 1D1, d'établissement à partir du paramètre de stationnarité précité STAT(n) d'une fonction de décision et d'une valeur de choix d'analyse LPC, la fonction de décision étant notée Dn ainsi que mentionné précédemment dans la description, et la valeur de choix d'analyse LPC étant bien entendu et correspondant à la valeur de choix d'analyse LPC notée dn(n) précédemment décrite dans la description. On rappelle que la valeur de choix d'analyse dn(n) peut prendre les valeurs O ou 1, valeurs logiques, lesquelles correspondent à la valeur symbolique de choix d'analyse "fwd" et "bwd" pour l'analyse LPC "avant" et "arrière" respectivement. On comprend en particulier qu'en ce qui concerne le moyen d'établissement de la fonction de décision Q, celleci correspond à une réalisation logicielle par exemple, telle que décrite précédemment en liaison avec la figure 2f. En outre, le dispositif de codage selon l'invention tel que représenté en figure 3 comprend un module de discrimination d'analyse de filtrage LPC, noté lD2, ce module recevant la valeur de choix d'analyse dn(n) et permettant de délivrer, pour le bloc LPC courant Bn la valeur des paramètres de filtrage LPC "arrière" respectivement "avant" en fonction de la valeur de choix d'analyse précitée. On comprend bien sûr que les paramètres d'analyse de filtrage LPC "arrière" ainsi que les paramètres de filtrage d'analyse LPC "avant" sont bien entendu disponibles sous forme numérique au niveau des filtres portant la référence 1B et 1A respectivement sur la figure 3. Ces paramètres sont désignés respectivement Afn(z) pour les paramètres d'analyse de filtrage LPC "avant" en ce qui concerne le filtre d'analyse LPC "avant", portant la référence 1A, et par Abn(z) pour les paramètres d'analyse LPC "arrière" en ce qui concerne le filtre d'analyse LPC "arrière" portant la référence 1B. Ces paramètres sont délivrés au module 1D1 et au module 1DL respectivement. En ce qui concerne la réalisation matérielle du module de discrimination lD2, on indique que celui-ci peut par exemple, dans un mode de réalisation non limitatif, consister en deux zones mémoires distinctes permettant la mémorisation des paramètres de filtrage Afn(z) et Abn(z) respectivement, la valeur de choix d'analyse dn(n) en fonction de sa valeur actuelle logique, O ou 1, permettant l'adressage en lecture des valeurs de paramètres de filtrage mémorisés par le module 1D2 par exemple et la transmission de ces paramètres de filtrage par ce dernier. Enfin, ainsi que représenté sur la figure 3, on indique que le dispositif de codage conforme à l'objet de la présente invention, pour la réalisation du filtre adaptatif en fonction de la valeur de stationnarité portant la référence 1E, peut être réalisé par un élément de filtrage dont la fonction de transfert, notée A(z), est établie à partir des valeurs de paramètres de filtrage délivrés par le module de discrimination 1D2 précédemment mentionné. On comprend ainsi que le module de filtrage adaptatif 1E peut être réalisé par un filtre à coefficients ajustables, à la valeur des coefficients de ce dernier étant affectées les valeurs de paramètres de filtrage délivrées par le module de discrimination 1D2 précédemment mentionné. Le filtrage réalisé par le module 1E est ainsi de type adaptatif en fonction du degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence à coder. Le module 1E délivre ainsi, à partir du signal numérique audiofréquence d'origine sn(tv, le signal résidu de filtrage LPC désigné par resn(t) au module de codage du résidu 1F, lequel permet alors de délivrer le signal résidu de synthèse LPC désigné par res syn,(t). Enfin, le module 1G est un module de filtrage dont la fonction de transfert est l'inverse de la fonction de transfert du module 1E obtenue à partir des paramètres mémorisés de cette dernière. Il reçoit le signal de résidu de synthèse LPC res~synn(t) délivré par le module de codage du résidu de codage délivré par le module 1F. On comprend ainsi que le codage du signal numérique audiofréquence sn(t) est effectué au niveau du module 1E grâce à l'analyse LPC "avant", respectivement "arrière" réalisée par les filtres d'analyse LPC "avant" 1A et d'analyse LPC "arrière" 1B, le signal codé s~cn(t) consistant en la transmission des paramètres de filtrage LPC "avant" lorsque la valeur de choix d'analyse dn(n) a pour valeur symbolique "fwd" ainsi que l'indication du choix d'analyse, c'est-à-dire de la valeur du choix d'analyse précédemment citée. Ce mode opératoire permet d'effectuer le codage du signal numérique audiofréquence et de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC "avant", respectivement "arrière", en fonction du degré de stationnarité du signal numérique et de limiter en outre le nombre de basculements de l'un à l'autre des modes de filtrage considérés. Un dispositif de décodage d'un signal numérique audiofréquence codé en double analyse sur critère de choix d'analyse LPC "avant", respectivement "arrière", en un signal codé transmis conformément au procédé de codage objet de la présente invention, et grâce à la mise en oeuvre d'un dispositif de codage tel que représenté en figure 3 par exemple, sera maintenant décrit en liaison avec la figure 4. D'une manière générale, on indique que le signal codé transmis s~cn(t) consiste pour chaque bloc d'analyse LPC en la valeur de choix d'analyse précitée et, dans le cas où la valeur de choix d'analyse correspond pour le bloc d'analyse LPC considéré à une analyse LPC "avant", en les paramètres de filtrage LPC "avant" ainsi que les paramètres de codage du résidu de filtrage LPC, paramètres Pr n, c'està-dire du signal resn(t) en un signal résidu de synthèse res syn,(t) par le module de codage du résidu 1F. Ainsi que représenté sur la figure 4, on indique que le dispositif de décodage comporte au moins un module de synthèse, référencé 2A, du signal résidu de filtrage recevant les paramètres de codage du résidu LPC délivré par le module 1F. Le module 2A décode les paramètres de codage fournis par le module 1F et délivre en conséquence un signal de résidu de synthèse, lequel est référencé sur la figure 4 res syn,(t). Le dispositif de décodage tel que représenté en figure 4 comporte également un module, portant la référence 2B, de filtrage inverse adaptatif en fonction du degré de stationnarité, recevant le signal de résidu de synthèse précédemment cité, délivré par le module 2A, et permettant d'engendrer un signal de synthèse s syn,(t) représentatif du signal numérique audiofréquence, ce signal constituant en fait le signal décodé. On comprend bien sûr que le module de filtrage inverse 2B met en oeuvre les paramètres de filtrage reçus par le décodeur du fait de la transmission, soit les paramètres d'analyse LPC "avant" lorsque ceux-ci sont transmis et que la décision d'analyse correspond à une analyse LPC "avant" ou, au contraire, les paramètres d'analyse de filtrage "arrière" ainsi qu'il sera décrit ciaprès. Dans ce but, le dispositif de décodage objet de la présente invention comporte bien entendu un module de filtrage LPC "arrière", portant la référence 2D, recevant le signal de synthèse, c'est-à-dire le signal référencé s syn,(t) pour le bloc LPC antérieur au bloc LPC courant, ce signal de synthèse étant ainsi référencé s syn,~,(t) sur la figure 4. On comprend dans ce but que le signal de synthèse relatif au bloc courant Bn et référencé s syn,(t) peut alors être délivré au module de filtrage LPC "arrière" 2D par l'intermédiaire d'un module de mémorisation, portant la référence 2E, permettant en fait, par un adressage en lecture adaptée, de décaler la lecture du signal de synthèse à celle correspondant au bloc précédant le bloc courant Bn. Enfin, et pour assurer le mode opératoire précité, le dispositif de décodage objet de la présente invention, tel que représenté en figure 4, comprend enfin un module discriminateur portant la référence 2C, permettant d'effectuer une discrimination de l'analyse LPC "avant", respectivement "arrière". Le module 2C reçoit, d'une part, pour commande de discrimination, la valeur de choix d'analyse reçue, c'est-à-dire la valeur dn(n), et, d'autre part, les paramètres de filtrage LPC "avant", c'est-à-dire les paramètres Afn(z) transmis, ainsi que les paramètres de filtrage LPC "arrière" Abn(z) obtenus au moyen du module 2D. Le module 2C permet ainsi de délivrer, en fonction de la valeur de choix d'analyse, c'est-à-dire de la valeur dn(n), soit les paramètres de filtrage LPC "avant" Afn(z), soit les paramètres de filtrage LPC "arrière" Abn(z) au module de filtrage inverse adaptatif 2B en fonction du degré de stationnarité. En ce qui concerne les modes de réalisation matérielle des modules 2C et 2B, on indique que ceux-ci peuvent simplement consister en des modules sensiblement identiques aux modules 1D2 et 1E ou, plus particulièrement, lG de la figure 3. En ce qui concerne la réalisation effective d'un dispositif de codage conforme à l'objet de la présente invention, permettant la mise en oeuvre du procédé tel que décrit précédemment dans la description, deux modes de réalisation spécifiques ont été réalisés. * codeur de type CELP en bande téléphonique, selon exten sion haut débit de la norme UIT-T à 8 kb/s Le codeur proprement dit consistait en un codeur en bande téléphonique de 300 à 3400 Hz, à un débit de 12 kb/s de type CELP. Les trames étaient constituées sur une durée de 10 ms pour une excitation fournie par des dictionnaire algébriques selon la technique dite ACELP précédemment mentionnée dans la description. L'analyse LPC "avant" était une analyse d'ordre 10 et l'analyse LPC "arrière" une analyse d'ordre 30 tous les 80 échantillons. Une séparation pour le codage du résidu en deux sous-blocs de 40 échantillons a été réalisée. Chaque bloc Bn comportait 80 échantillons. Adaptation du paramètre de stationnarité STAT(n) Le paramètre de stationnarité précité varie entre deux valeurs extrêmes 0 et 100, les valeurs STATm et STATM précitées. Les fonctions d'adaptation précédemment décrites dans la description, et en particulier les fonctions f,(N BWD) et fb(N~BWD) étaient telles que 1,56 si N BWD > 20 fa(N~BWD) = 7,81 si N~BWD = 20 O sinon 10,78.(20-N~BWD) si N~BWD s 20 fb(N~BWD) = 0 sinon. Dans ces relations, x = DGfb. En ce qui concerne la fonction fr permettant d'établir la valeur d'affinage AS précédemment mentionnée dans la description, celle-ci est une fonction en escalier de la variable x, avec x = Gpb - Gpf et AS = fr(x) et ayant pour valeur 10 si x > 4 7,5 si x E[3;4[ 5 si x E[2;3[ 2,5 si x E[l;2[ 1,25 si x E[0;1[ fr(x) = O, 625 si x E[-1;0[ O si x -2,5 si x -5 si x E[-4;-3[ -10 si x E[-5;-4[ -20 si x L'affinage de STAT(n) est en outre soumis aux conditions suivantes évoquées précédemment en relation avec la figure 2c Si as > 0 Si STAT*(n) Sinon STAT(n) = STAT*(n) Sinon STAT(n) = STAT*(n) avec STATi = 40,6. Les autres conditions de test référencées 1121d, 1121c et 1121f sur la figure 2c n'ont pas été utilisées dans ce mode de réalisation. Adaptation des seuils de décision En ce qui concerne les seuils de décision S~PRED est adapté de la manière suivante S~PRED(n) = 0,03.STAT(n) + 1,0 S~PRED E[S~PRED, S~PREDM], S PRED, = 1,03 et S~PREDM = 4 Le seuil S~LSP~L est adapté à l'aide de la fonction en escalier suivante 0,015 si STAT(n) = 100 S~LPS~L(n) = fs~LSP~L(STAT(n)) = lu sinon La valeur du seuil S~STAT utilisée en cas de stationnarité des filtres LPC mesurée à l'aide du seuil S~LSP~L a été fixée à 4,0 dB. Le seuil S~LSP~H n'a pas été utilisé dans ce mode de réalisation. La valeur du seuil G1 a été fixée à OdB. En ce qui concerne la valeur d'énergie caractérisant une trame de silence ENER~SIL, cette valeur a été fixée à 40 dB mesurée sur les 80 échantillons s(i) du bloc courant Bn : i En ce qui concerne la valeur du seuil SND mentionné précédemment et destiné à limiter encore plus le risque de basculement en imposant le mode de filtrage LPC "avant" lorsque la valeur STAT(n) est inférieure à ce seuil, cette valeur SFWD a été fixée à 40,6. * Une deuxième réalisation d'un codeur de tspe CELP en bande élargie à deux sous-bandes 16/24/32 kb/s a été réalisée dans les conditions ci-aPrès - codeur en bande élargie de O à 7000 Hz en deux sous-bandes. Une bande principale était codée avec la technique CELP, trame de 120 échantillons, excitation créée par les dictionnaires algébriques, et transmission de certaines caractéristiques d'énergie et de spectre d'une bande hôte comprise entre 6000 Hz et 7000 Hz. - analyse LPC "avant" à 14 coefficients et analyse LPC "arrière" à 50 coefficients tous les 120 échantillons. En mode d'analyse LPC "avant", séparation en deux sous-blocs LPC de 60 échantillons, le filtre utilisé pour le premier sous-bloc étant interpolé à partir du filtre courant et du filtre précédent. Calcul du Paramètre de stationnarité STAT(n) Dans ce mode de réalisation, le paramètre de stationnarité précité varie entre les deux valeurs extrêmes O et 120, les valeurs STATm et STATM précitées. En ce qui concerne l'adaptation de la valeur du paramètre de stationnarité STAT(n), les valeurs des fonctions f,(N BWD) et fb(N~BWD) sont telles que 4 si N BWD > 10 f(N~BWD) = 420 si N~B > ;D = 10 0 sinon 10-N BWD si N BWD s 10 fb(N~BWD) = 0 sinon. En ce qui concerne la fonction f r permettant d'éta- blir la valeur d'affinage AS précédemment mentionnée dans la description, celle-ci est une fonction en escalier de la variable x, avec x = Gpb/Gpf et AS = fr(x) et ayant pour valeur 9 Si x > 1,2 6 Si x E[1,1;1,2[ 3 Si x E[1,05;1,1[ 1,5 si x E[1,0;1,05[ 0,75 si x E[0,95;1,0[ fr(x) = O si x E(O,9;O,95[ -1,5 si x #[0,85;0,9[ -3 si x #[0,8;0,85[ -6 si x E[0,75;0,8[ -12 si x L'affinage de STAT(n) est en outre soumis aux conditions suivantes évoquées précédemment en relation avec la figure 2c Si AS > O Si Gpb > Si STAT*(n) Sinon STAT(n) = STAT*(n) Sinon STAT(n) = STAT*(n) Sinon Si STAT*(n) Sinon STAT(n) = STAT*(n) avec STATi = 80, Si = OdB. Les autres conditions de test référencées 1121h et 1121d de la figure 2c n'ont pas été utilisées dans ce mode de réalisation. Adaptation des seuils de décision En ce qui concerne les seuils de décision S~PRED est adapté de la manière suivante S~PRED(n) = 0,03.STAT(n) - 0,5 borné dans l'intervalle [S PREDm, S~PREDM], avec S PRED, = 0,5 et S~PREDM = 2,5. Le seuil S~LSP~L est adapté à l'aide de la fonction en escalier suivante 0,02 si STAT(n) > 100 S~LPS~L(n) = fS~LSP~L(STAT(n)) = 0,01 sinon Le seuil S~LSP~H est adapté à l'aide de la fonction en escalier suivante 0,08 si STAT(n) > 100 S~LPS~H(n) = fS~LSP~L(STAT(n)) = 0,04 sinon La valeur du seuil S~TRANS utilisée en cas de transition des filtres LPC mesurée à l'aide du seuil S~LSP~H a été fixée à O dB. La valeur du seuil S~STAT utilisée en cas de stationnarité des filtres LPC mesurée à l'aide du seuil S~LSP~L a été fixée à 2,5 dB. La valeur du seuil G1 a été fixée à OdB. En ce qui concerne la valeur d'énergie caractérisant une trame de silence ENER~SIL, cette valeur a été fixée à 50 dB mesurée sur les 120 échantillons s(i) du bloc courant Bn : En ce qui concerne la valeur du seuil SFWD mentionné précédemment et destiné à limiter encore plus le risque de basculement en imposant le mode de filtrage LPC "avant" lorsque la valeur STAT(n) est inférieure à ce seuil, cette valeur SFWD a été fixée à 60. REVENDICATIONS 1. Procédé de codage d'un signal numérique audiofréquence par double analyse sur critère de choix d'analyse LPC "avant" respectivement "arrière" en un signal codé consistant en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une information de décision d'analyse, transmis, et en un signal résidu de codage, non transmis, ledit signal numérique audiofréquence étant subdivisé en trames, succession de blocs d'un nombre déterminé d'échantillons, le codage dudit signal numérique audiofréquence étant effectué sur ce signal à partir d'un filtrage LPC "avant" pour les zones non stationnaires respectivement sur un signal de synthèse, obtenu à partir dudit signal résidu de codage, à partir d'un filtrage LPC "arrière" pour les zones stationnaires, caractérisé en ce que ledit critère de choix consiste, sur chaque bloc courant de ladite succession de blocs courants constituant une trame courante - à déterminer le degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence selon un paramètre de stationnarité, dont la valeur est comprise entre une valeur de stationnarité maximale et une valeur de stationnarité minimale - à établir, à partir dudit paramètre de stationnarité, une valeur de choix d'analyse, à partir d'une fonction de décision - à appliquer ladite valeur de choix d'analyse au filtrage LPC pour effectuer le codage dudit signal numérique audiofréquence par filtrage LPC "avant" pour les zones non stationnaires sur ledit signal numérique audiofréquence, respectivement par filtrage LPC "arrière" pour les zones stationnaires sur ledit signal de synthèse, ce qui permet de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC "avant" respectivement "arrière" en liaison avec le degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence et de limiter le nombre de basculements de l'un à l'autre des modes de filtrage et réciproquement. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite fonction de décision est une fonction adaptative, actualisée pour chaque bloc courant à partir du paramètre de stationnarité, ladite actualisation de la fonction adaptative permettant de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC "avant" respectivement "arrière", en fonction du degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence et de limiter ainsi le nombre de basculements de l'un à l'autre des modes de filtrage et réciproquement. 3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que ladite valeur de choix d'analyse établie à partir de ladite fonction de décision correspond à une valeur de priorité de mode de filtrage LPC "avant" et à une valeur de priorité de mode de filtrage LPC "arrière" respectivement. 4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'étape consistant à déterminer le degré de stationnarité de chaque bloc courant dudit signal numérique audiofréquence consiste, à partir d'une valeur arbitraire de départ dudit paramètre de stationnarité - à calculer pour ledit bloc courant une valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire, fonction d'un nombre déterminé de valeurs de choix d'analyse, obtenues pour différents blocs successifs antérieurs audit bloc courant de ladite succession de blocs, et de la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant ledit bloc courant - à affiner ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire en fonction de la valeur des gains de prédiction des filtrages LPC "avant" et "arrière" de la trame précédant ladite trame courante. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'étape consistant, pour chaque bloc courant, à calculer une valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire consiste - à discriminer le mode d'analyse LPC "avant" ou LPC "arrière" du bloc précédant ledit bloc courant ; et - pour tout bloc précédent analysé en mode d'analyse LPC " arrière" : à déterminer le nombre de trames antérieures analysées consécutivement en mode d'analyse LPC "arrière", à comparer, sur critère de comparaison de supériorité, ledit nombre de trames antérieures à une première valeur arbitraire représentative d'un nombre de trames succes sives analysées en mode LPC "arrière", et sur réponse positive à cette comparaison de supériorité, attribuer à ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire la valeur du parametre de stationnarité du bloc précédant ledit bloc courant, augmentée d'une valeur déterminée fonction de ladite première valeur arbitraire, et sur réponse négative à cette comparaison de supériorité, attribuer à ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant ledit bloc courant, et - pour tout bloc précédent analysé en mode d'analyse LPC "avant", à déterminer sur critère de test l'occurrence d'une transition du mode d'analyse LPC "arrière" en mode d'analyse LPC "avant" entre le bloc antérieur au bloc précédent et ce bloc précédent, et sur réponse positive audit test d'occurrence, à comparer, sur critère de comparaison d'infériorité, ledit nombre de trames antérieures à une deuxième valeur arbitraire représentative d'un nombre de trames succes sives analysées en mode LPC "arrière" précédant ledit bloc précédent, et sur réponse positive à cette compa raison d'infériorité, attribuer à ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédant ledit bloc courant diminuée d'une valeur déterminée fonction de ladite deuxième valeur arbitrai re, et sur réponse négative à ladite comparaison d'infériorité, attribuer à ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire la valeur de paramètre de stationnarité du bloc précédent. 6. Procédé selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que l'étape consistant pour chaque bloc courant à affiner ladite valeur de paramètre de stationnarité intermédiaire consiste - à discriminer les gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et du filtrage LPC "carrière" - à modifier la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire d'une valeur d'affinage fonction de la valeur relative des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière", la modification, augmentation ou diminution, de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire étant proportionnelle à ladite valeur d'affinage. 7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'étape d'augmentation proportionnelle à ladite valeur d'affinage de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire est en outre soumise à une condition de supériorité de ladite valeur de gain de filtrage LPC "arrière" par rapport à une première valeur positive déterminée et à une condition d'infériorité de la valeur dudit paramètre de stationnarité intermédiaire par rapport à une deuxième valeur positive déterminée. 8. Procédé selon la revendication 6 ou 7, caractérisé en ce que l'étape de diminution proportionnelle à ladite valeur d'affinage de la valeur du paramètre de stationnarité intermédiaire est en outre soumise à une condition d'infériorité de ladite valeur de gain de filtrage LPC "arrière" par rapport à une troisième valeur positive déterminée et à une condition de supériorité de la valeur dudit paramètre de stationnarité intermédiaire par rapport à une quatrième valeur positive déterminée. 9. Procédé selon l'une des revendications 6 à 8, caractérisé en ce que ladite valeur relative des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière" consiste en le rapport ou la différence des gains de prédiction du filtrage LPC "avant" et "arrière". 10. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que celui-ci consiste en outre, pour chaque bloc courant successif - à déterminer l'énergie moyenne dudit signal numérique audiofréquence, - à comparer, sur critère de comparaison d'infériorité, ladite énergie moyenne à une valeur de seuil déterminée représentative d'une trame de silence, et en réponse positive à ladite comparaison d'infériorité, - à attribuer audit paramètre de stationnarité du bloc courant la valeur du paramètre de stationnarité du bloc précédent. 11. Procédé selon l'une des revendications 2 à 10, caractérisé en ce que, pour un degré de stationnarité représenté par un paramètre de stationnarité compris entre une valeur minimale et une valeur maximale, ladite valeur minimale représentant le degré de stationnarité d'un signal numérique sensiblement non stationnaire et ladite valeur maximale représentant le degré de stationnarité d'un signal sensiblement stationnaire, ladite fonction adaptative constituant la fonction de décision est une fonction croissante de la valeur de priorité du mode de filtrage LPC "arrière" en raison du degré croissant de stationnarité dudit signal numérique. 12. Dispositif de codage d'un signal numérique audiofréquence par double analyse sur critère de choix d'analyse LPC "avant" respectivement "arrière" en un signal codé transmis, ce signal numérique étant subdivisé en trames constituées par des blocs successifs comportant un nombre déterminé d'échantillons, ce dispositif comportant un filtre d'analyse LPC "avant" et un filtre LPC "arrière" permettant de délivrer un signal codé transmis consistant en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une indication de décision d'analyse et un moyen de codage d'un signal résidu de codage, non transmis, permettant d'engendrer un signal de résidu de synthèse, le codage dudit signal numérique audiofréquence étant effectué sur ce signal numérique audiofréquence à partir du filtre LPC "avant" pour les zones non-stationnaires et sur ce signal de synthèse, respectivement à partir du filtre LPC "arrière" pour les zones stationnaires, caractérisé en ce que ce dispositif comporte en outre, pour chaque bloc LPC courant - des moyens de calcul du degré de stationnarité du signal numérique audiofréquence, selon un paramètre de stationnarité dont la valeur est comprise entre une valeur de stationnarité maximale et une valeur de stationnarité maximale - des moyens d'établissement, à partir du paramètre de stationnarité, d'une fonction de décision permettant d'établir une valeur de choix d'analyse LPC - des moyens de discrimination d'analyse LPC recevant ladite valeur de choix d'analyse et permettant de délivrer, pour ledit bloc LPC courant, la valeur des paramètres de filtrage LPC "arrière" respectivement "avant" en fonction de ladite valeur de choix d'analyse - des moyens de filtrage adaptatif en fonction du degré de stationnarité recevant ledit signal numérique audiofréquence et la valeur des paramètres de filtrage LPC "avant" respectivement "arrière" en fonction de ladite valeur de choix d'analyse et délivrant le signal résidu de codage audit moyen de codage du signal résidu de codage, ce qui permet d'effectuer le codage du signal numérique audiofréquence et de privilégier le maintien dans l'un des modes de filtrage LPC "avant" respectivement "arrière" en liaison avec le degré de stationnarité du signal numérique et de limiter le nombre de basculements de l'un à l'autre des modes de filtrage et réciproquement. 13. Dispositif de codage selon la revendication 12, caractérisé en ce que ledit signal codé transmis consiste, pour chaque bloc d'analyse LPC, en - ladite valeur d'analyse, et dans le cas où la valeur de choix d'analyse correspond pour bloc d'analyse LPC considéré, à une analyse LPC "avant " - les paramètres de filtrage LPC "avant". 14. Dispositif de décodage d'un signal numérique audiofréquence codé par double analyse par critère de choix d'analyse LPC "avant" respectivement "arrière", en un signal codé transmis consistant en des paramètres de filtrage LPC accompagnés d'une indication de décision d'analyse, caractérisé en ce que ledit signal codé transmis, consistant pour chaque bloc d'analyse LPC en ladite valeur de choix d'analyse et correspondant pour le bloc d'analyse LPC considéré à une analyse LPC "avant" en des paramètres de filtrage LPC "avant", ledit dispositif de décodage comporte au moins - des moyens de synthèse du signal résidu de filtrage recevant lesdits paramètres de codage du résidu LPC et délivrant un signal de résidu de synthèse, - des moyens de filtrage inverse adaptatifs en fonction du degré de stationnarité, recevant le signal de résidu de synthèse et permettant d'engendrer un signal de synthèse représentatif dudit signal numérique audiofréquence et constituant le signal décodé, - des moyens d'analyse LPC "arrière" recevant ledit signal de synthèse et permettant d'engendrer des paramètres de filtrage LPC "arrière", - des moyens discriminateurs d'analyse LPC "avant" respectivement "arrière" recevant, d'une part, pour commande de discrimination ladite valeur de choix d'analyse et, d'autre part, les paramètres de filtrage LPC "avant" et les paramètres de filtrage LPC "arrière" et permettant de délivrer en fonction de ladite valeur de choix d'analyse, soit les paramètres de filtrage LPC "avant", soit les paramètres de filtrage LPC "arrière" auxdits moyens de filtrage inverse adaptatifs en fonction du degré de stationnarité.