FR 2759240 A1 19980807 FR 9701388 A 19970204 Convertisseur abaisseur pour lampes à incandescence La présente invention se rapporte à un convertisseur électronique abaisseur pour lampes à incandescence basse tension à rejet des effets de saturation du transformateur de sortie et à son procédé de mise en oeuvre. Les dispositifs connus de ce genre utilisent le principe éprouvé d'un circuit auto-oscillant à fréquence élevée, classiquement de l'ordre de 30 à 35 kHz, structuré autour d'un transformateur d'intensité commandant deux transistors de commutation. L'enroulement primaire du transformateur d'intensité est parcouru par le courant primaire à haute fréquence du transformateur de sortie du convertisseur. La commande cyclique alternée en conduction des transistors de commutation est assurée par les deux enroulements secondaires du transformateur d'intensité qui se referment sur leurs espaces de commande à travers des circuits spécifiques de mise en forme des tensions base/émetteur. Par ailleurs, le primaire du transformateur de sortie est généralement refermé par deux condensateurs raccordés respectivement aux points d'alimentation + et - du convertisseur dans la configuration la plus courante connue sous le nom de demi-pont. Le déclenchement de l'auto-oscillateur ainsi constitué est assuré, à la mise sous tension du dispositif, par un circuit de mise en marche constitué généralement d'un diac, d'un condensateur et d'une résistance. Une telle structure, lorsqu'elle est assortie de l'ensemble des circuits de mise en forme des tensions de commande des transistors de commutation, des divers systèmes de protection et autres s'avère tout à fait performante et est de ce fait largement utilisée. Elle présente un certain nombre d'avantages au rang desquels on peut citer la simplicité constructive de l'auto-oscillateur. D'autre part, le point commun des transistors de commutation étant raccordé au transformateur de sortie du convertisseur, le courant primaire de celui-ci est également celui des collecteurs des transistors. L'excitation de la base des transistors de commutation par les enroulements secondaires du transformateur d'intensité sera ainsi toujours proportionnelle au courant collecteur, d'où l'assurance d'une excitation constante des transistors quelle que soit la charge. La commande du transformateur d'intensité de l'auto-oscillateur se fait par le courant primaire du transformateur de sortie. Comme indiqué ci-dessus, ceci est intéressant en fonctionnement "normal" du convertisseur, c'est-à-dire loin de la saturation magnétique du transformateur de sortie. Cela peut par contre constituer un grave inconvénient en cas de saturation de ce dernier. Le transformateur d'intensité détermine en effet la fréquence de fonctionnement de l'autooscillateur, les commutations des transistors étant commandées par ses mises en saturation. La saturation magnétique du transformateur de sortie, lorsqu'elle apparaît, se produit en fin des demi-périodes du signal de découpage, le champ magnétique dans le matériau magnétique du transformateur évoluant sensiblement triangulairement, ses valeurs absolues maximales coïncidant avec les commutations. Cette saturation se matérialise donc par une augmentation du courant primaire du transformateur de sortie. Or, ce courant passant également dans le primaire du transformateur d'intensité, il va sursaturer ce dernier et de ce fait retarder la commutation des transistors. On observe alors une baisse de la fréquence d'oscillation, baisse qui présente l'effet pervers d'accentuer la saturation du transformateur de sortie. On est ainsi en présence d'une réaction en chaîne provoquant des surintensités destructrices ou au mieux néfastes notamment pour les transistors de commutation. Aucune solution efficace n'est connue à ce jour pour remédier à ce problème. On utilise bien des dispositifs de protection électronique des transistors de commutation, mais ceux-ci s'avèrent malheureusement inefficaces pour réduire les courants instantanés. Le risque de saturation impose en l'occurrence de faire fonctionner le transformateur de sortie à une induction crête très inférieure à son induction de saturation magnétique. Dans la pratique, un facteur 1/2 à 2/3 est utilisé pour tenir compte d'une part de la dispersion des caractéristiques des composants, en particulier du transformateur de sortie lui-même ainsi que du transformateur d'intensité dont la dispersion des caractéristiques fait varier d'autant la fréquence d'oscillation, et d'autre part de conditions particulières favorisant la saturation magnétique telles que, entre autres, températures élevées et surtensions transitoires. A titre d'exemple, les constructeurs de transformateurs destinés aux convertisseurs abaisseurs pour lampes à incandescence tiennent compte d'une importante marge de sécurité en annonçant une fréquence de fonctionnement de 30 à 35 kHz alors que la saturation n'apparaît généralement qu'en dessous de 20 kHz. La présente invention a pour but de remédier à ces inconvénients et à d'autres encore en proposant un convertisseur abaisseur pour lampes à incandescence basse tension à rejet des effets de saturation du transformateur de sortie. A cet effet, et conformément à la caractéristique principale de l'invention, l'enroulement primaire du transformateur d'intensité est connecté en série non plus dans le primaire du transformateur de sortie du convertisseur, mais dans le secondaire de celui-ci. Cette disposition essentielle de l'invention permet déjà d'obtenir des résultats intéressants. L'entretien des oscillations en conduction des transistors de commutation est toujours assuré par l'enroulement primaire convenablement orienté du transformateur d'intensité. Toutefois, en cas de saturation, l'augmentation du courant primaire du transformateur de sortie n'entraîne plus la sursaturation du transformateur d'intensité. En effet, comme cela est connu, l'augmentation du courant primaire du transformateur de sortie en cas de saturation magnétique ne se traduit pas par une variation du courant de sortie de ce dernier. Elle n'affecte donc pas l'enroulement primaire du transformateur d'intensité connecté en série dans l'enroulement secondaire du transformateur de sortie. Par conséquent, la réaction en chaîne qui, comme décrit plus haut, provoque habituellement une baisse de la fréquence de commutation et accentue la saturation magnétique du transformateur de sortie est ainsi évitée. Selon une autre caractéristique essentielle de l'invention, le primaire du transformateur d'intensité est partagé en deux enroulements distincts un premier enroulement dit réactif convenablement orienté et connecté comme ci-dessus en série dans le secondaire du transformateur de sortie, de sorte qu'une variation du courant de sortie du transformateur de sortie passant dans cet enroulement primaire se traduit par une variation du courant dans les enroulements secondaires du transformateur d'intensité favorisant la variation initiale du courant de sortie ; et un second enroulement dit contre-réactif connecté en série dans le primaire du transformateur de sortie de sorte qu'une variation du courant primaire du transformateur de sortie passant dans cet enroulement se traduit par une variation du courant dans les enroulements secondaires du transformateur d'intensité s'opposant à la variation initiale du courant primaire. Ainsi, lorsqu'il y a amorce de saturation, l'augmentation du courant primaire du transformateur de sortie se traduit par une diminution de l'excitation des transistors. De ce fait, les transistors vont être forcés à commuter plus tôt, provoquant une augmentation de la fréquence de commutation auto-régulant le courant de saturation du transformateur de sortie. Cette autre disposition essentielle de l'invention présente de nombreux avantages. Comme énoncé ci-dessus, elle permet de juguler les effets de la saturation magnétique du transformateur de sortie par auto-régulation de celle-ci. Il est ainsi possible de réduire la fréquence de fonctionnement du convertisseur dans un rapport de 1.4 au moins. Ceci permettra de réduire les pertes cuivre du transformateur de sortie de même que les pertes de commutation des transistors. Cela permettra aussi de simplifier le déparasitage, en particulier si la fréquence de fonctionnement est ramenée en dessous de 25 kHz. Il est également possible de redéfinir le bobinage du transformateur de sortie afin d'en augmenter la puissance utile. A fréquence donnée, on peut ainsi escompter un gain de puissance utile du transformateur de sortie de l'ordre de 30 % au moins. C'est là également le gain de puissance du convertisseur lorsque les autres composants liés à la puissance auront été redimensionnés. D'autres caractéristiques et avantages ressortiront mieux de la description qui suit d'une forme préférée et non-limitative d'exécution de la présente invention en référence au dessin accompagnant sur lequel la figure 1 est une représentation schématique d'un convertisseur abaisseur pour lampes à incandescence classique la figure 2 est une représentation schématique de la variante simple du convertisseur abaisseur selon l'invention dans lequel l'enroulement primaire du transformateur d'intensité est connecté en série dans le secondaire du transformateur de sortie la figure 3 est une représentation schématique de la variante perfectionnée du convertisseur abaisseur selon l'invention dans lequel l'enroulement primaire du transformateur d'intensité est partagé en deux enroulements distincts, à savoir un premier enroulement réactif connecté en série dans le secondaire du transformateur de sortie, et un second enroulement contre-réactif connecté en série dans le primaire dudit transformateur de sortie la figure 4 est une représentation schématique d'une forme d'exécution pratique du convertisseur abaisseur de la figure 3 avec un transformateur de sortie à secondaire dédoublé la figure 5a représente la courbe théorique du courant primaire du transformateur de sortie en régime "normal", c'est-à-dire hors saturation ; la figure 5b représente les courbes théoriques des courants de commande des bases des transistors de commutation hors saturation la figure 5c représente la courbe théorique du courant primaire de saturation du transformateur de sortie la figure 5d représente les courbes théoriques des courants de commande des bases des transistors de commutation lorsque apparaît la saturation du transformateur de sortie dans le cas du convertisseur abaisseur classique de la figure 1 ; la figure 5e représente les courbes théoriques des courants de commande des bases des transistors de commutation lorsque apparaît la saturation du transformateur de sortie dans le cas du convertisseur abaisseur selon l'invention. La présente invention procède de l'idée générale inventive consistant à redéfinir le transformateur d'intensité d'un convertisseur abaisseur pour lampes à incandescence. Au lieu de consister en un enroulement unique connecté en série dans le primaire du transformateur de sortie, le primaire du transformateur d'intensité est partagé en deux enroulements distincts convenablement orientés et connectés en série l'un dans le secondaire du transformateur de sortie, et l'autre dans le primaire dudit transformateur de sortie. L'invention permet ainsi d'éviter que l'augmentation du courant primaire de saturation du transformateur de sortie n'entraîne la sursaturation du transformateur d'intensité source d'intensités néfastes, voire destructrices des transistors de commutation. Elle permet également de faire fonctionner le transformateur de sortie à une fréquence plus basse, proche de sa fréquence de saturation, toute cause tendant à provoquer la saturation étant aussitôt jugulée par une augmentation de la fréquence de commutation auto-régulant la saturation. Dans tout ce qui suit, les mêmes composants représentés sur les différentes figures accompagnantes seront désignés par les mêmes références. On notera également que l'orientation convenable des différents enroulements primaires et secondaires des transformateurs d'intensité et de sortie est repérée par un point sur les figures. Afin de bien comprendre la présente invention, on examinera tout d'abord le cas d'un convertisseur abaisseur pour lampes à incandescence classique en référence à la figure 1. Un tel convertisseur, désigné dans son ensemble par la référence numérique générale 1, comprend un circuit auto-oscillant ou auto-oscillateur 2 structuré autour d'un transformateur d'intensité Ta dont le déclenchement est assuré, à la mise sous tension du convertisseur 1, par un circuit de mise en marche CMM. L'énergie convertie à haute fréquence par le circuit auto-oscillant 2 est prélevée par le transformateur de sortie Tb constitué par les enroulements primaire Pb et secondaire Sb et qui alimente à cette haute fréquence, classiquement de l'ordre de 30 à 35 kHz, une lampe à incandescence basse tension LPE. L'énergie propre à assurer la commande de la conduction cyclique alternée des deux transistors de commutation T1 et T2 de l'autooscillateur 2 est, quant à elle, prélevée par le primaire Pa du transformateur d'intensité Ta connecté en série dans le primaire Pb du transformateur de sortie Tb. Les enroulements secondaires Sal et Sa2 du transformateur d'intensité Ta assurent cette commande en conduction des transistors de commutation T1 et T2 par un courant respectivement ibl et ib2 appliqué sur l'espace base-émetteur de chacun desdits transistors T1 et T2 à travers des circuits spécifiques respectivement X1 et X2 de mise en forme des tensions base/émetteur. Il est à noter que l'orientation des enroulements Pa, Sal et Sa2 doit être convenablement choisie, de sorte que les courants ibl et ib2 soient convenablement appliqués sur l'espace de commande des transistors T1 et T2. Le primaire Pb du transformateur de sortie Tb est généralement refermé par deux condensateurs C1 et C2 raccordés respectivement aux points d'alimentation + et - du convertisseur 1 pour former le montage en demipont recherché. Les deux transistors de commutation T1 et T2 sont connectés en série, un condensateur C3 assurant la mise en forme des courants collecteurs icl et ic2 lors des commutations étant connecté en parallèle sur le transistor T1. Le primaire Pb du transformateur de sortie Tb est connecté au point commun des transistors T1 et T2, de sorte que le courant primaire de celui-ci est également celui des collecteurs des transistors T1 et T2. L'excitation de la base des transistors T1 et T2 par les enroulements secondaires Sal et Sa2 du transformateur d'intensité Ta sera ainsi toujours proportionnelle au courant collecteur. Enfin, un pont redresseur PR connecte le convertisseur 1 à la tension d'alimentation du réseau. La courbe théorique du signal de découpage à haute fréquence du transformateur de sortie Tb en régime normal, c'est-à-dire hors saturation, est représentée sur la figure 5a accompagnante. Ce courant primaire ipb présente de façon simplifiée deux composantes distinctes, à savoir une part active image du courant secondaire, et une part réactive assimilée au courant magnétisant. Le courant actif ipbACt, de forme sensiblement rectangulaire, est égal au courant de sortie du transformateur de sortie Tb divisé par le rapport de transformation r = Npb : Nsb dudit transformateur de sortie Tb, où Npb est le nombre de spires de l'enroulement primaire du transformateur de sortie Tb et Nsb est le nombre de spires de l'enroulement secondaire de celui-ci. Le courant magnétisant ipbMag lié à l'induction magnétique dans le matériau magnétique du transformateur de sortie Tb évolue quant à lui sensiblement triangulairement, ses valeurs absolues maximales coïncidant avec les commutations. Comme il ressort de la figure 5a, hors saturation le courant primaire ipb du transformateur de sortie Tb se résume à ipbA,t, ipbMag étant négligeable. La commande cyclique alternée en conduction des transistors de commutation T1,T2 hors saturation est quant à elle représentée sur la figure 5b pour plusieurs demi-périodes du signal de découpage du transformateur de sortie Tb. Comme indiqué plus haut, le point commun des transistors T1 et T2 est connecté au transformateur de sortie Tb, de sorte que le courant primaire ipb de celui-ci est également le courant icl,ic2 des collecteurs desdits transistors de commutation T1,T2. Les courants d'excitation ibî,ib2 des bases des transistors de commutation T1,T2 évoluent sensiblement en dents de scie, entre une valeur positive maximale et zéro voire négative en fin de demi-période du signal de découpage, les commutations étant commandées par la mise en saturation du transformateur d'intensité Ta. La saturation magnétique du transformateur de sortie Tb, lorsqu'elle apparaît (figure 5c) se produit en fin des demi-périodes du signal de découpage du transformateur de sortie Tb et se traduit par une augmentation sensible du courant magnétisant ipbMag qui de ce fait ne peut plus être négligé. La saturation magnétique du transformateur de sortie Tb se matérialise donc par une augmentation du courant primaire ipb dudit transformateur de sortie Tb. Or, ce courant passe également dans le primaire Pa du transformateur d'intensité Tb d'où, par couplage magnétique avec ses enroulements secondaires Sal,Sa2, une augmentation temporaire des courants d'excitation ibl,ib2 des bases des transistors T1,T2 qui entraîne un retard à la commutation desdits transistors (figure 5d). On observe alors une augmentation de la période (ou encore baisse de la fréquence) du signal de découpage du transformateur de sortie Tb, augmentation qui ressort clairement de l'examen comparé des figures 5b et 5d. Cette baisse de la fréquence d'oscillation accentue la saturation du transformateur de sortie Tb, d'où la réaction en chaîne qui s'accompagne de surintensités néfastes pour les transistors de commutation T1,T2. Pour remédier à cet inconvénient, la présente invention propose, selon sa variante d'exécution simple, de connecter l'enroulement primaire Pal convenablement orienté du transformateur d'intensité Ta en série, non plus dans le primaire, mais dans le secondaire du transformateur de sortie Tb du convertisseur 1 (figure 2). Ainsi, en cas de saturation, l'augmentation du courant primaire du transformateur de sortie Tb n'entraîne plus l'augmentation des courants d'excitation ibl,ib2 des transistors de commutation, le courant secondaire du transformateur de sortie Tb n'étant pas affecté par les variations du courant magnétisant ibPMag Par conséquent, la réaction en chaîne qui provoque habituellement une baisse de la fréquence de commutation et accentue la saturation magnétique du transformateur Tb est ainsi évitée. Subsistent tout de même les difficultés liées aux surintensités de saturation dans le primaire Pb du transformateur de sortie Tb qui, même si elles n'entraînent plus de réaction en chaîne, demeurent néanmoins néfastes pour les transistors T1,T2. C'est pourquoi il est proposé, selon la variante d'exécution perfectionnée de l'invention, de partager l'enroulement primaire du transformateur d'intensité Pa en deux enroulements distincts respectivement réactif Pal et contre-réactif Pa2 convenablement orientés et connectés en série l'un dans le secondaire Sb du transformateur de sortie Tb, et l'autre dans le primaire Pb dudit transformateur de sortie Sb. Dans cette variante d'exécution, l'entretien des oscillations en conduction des transistors de commutation T1,T2 est toujours assuré par l'enroulement primaire Pal convenablement orienté du transistor d'intensité Ta, une variation du courant passant dans cet enroulement se traduisant par une variation du courant dans les enroulements secondaires du transformateur d'intensité Ta favorisant la variation initiale du courant de sortie isb du transformateur Tb. Par contre, et selon l'avantage essentiel de l'invention, une variation du courant primaire ipb du transformateur de sortie Tb passant dans l'enroulement primaire Pa2 du transformateur d'intensité Ta se traduit par une variation du courant dans les enroulements secondaires Sal,Sa2 du transformateur d'intensité Ta s'opposant à la variation initiale du courant primaire ipb. Ainsi, lorsqu'il y a amorce de saturation, l'augmentation du courant primaire ipb du transformateur de sortie Tb se traduit par une diminution de l'excitation des transistors T1,T2. De ce fait, les transistors T1,T2 vont être forcés à commuter plus tôt, provoquant une augmentation de la fréquence de commutation auto-régulant le courant primaire ipb de saturation du transformateur de sortie Tb (figure 5e). On notera que le nombre de spires de Pa2 doit être suffisamment faible pour que l'effet conjugué des deux enroulements primaires Pal et Pa2 aille dans le sens d'une réaction permettant la mise en oscillation, et non d'une contre-réaction qui entraînerait le blocage du convertisseur 1. La présente invention possède d'autres avantages que l'on examine maintenant en référence à la figure 4 qui illustre un exemple de mise en oeuvre pratique de l'invention. Pour un transformateur de sortie Tb fonctionnant classiquement à une fréquence de l'ordre de 30 à 35 kHz, l'invention permet de réduire la fréquence de fonctionnement du convertisseur 1 dans un rapport K de 1.4 au moins, d'où une diminution des pertes cuivre du transformateur. D'où également réduction des pertes de commutation des transistors T1,T2 dans le même rapport de 1.4 minimum, de sorte que les dissipateurs thermiques peuvent être supprimés pour des puissances dissipées allant jusqu'à 105 Watts. Le déparasitage s'avère également simplifié, en particulier lorsque la fréquence de fonctionnement est ramenée en dessous de 25 Khz et que de la sorte l'harmonique 2 gênant est ramené en dessous de 50 kHz. En effet, les limites de perturbations du réseau d'alimentation définies par les normes actuellement en vigueur telles CISPR15 et ENS55015 sont de 20 dB moins contraignantes en dessous de cette fréquence. On effectue ainsi un gain conséquent en composants selfiques et capacitifs de déparasitage, un simple filtre LC placé dans la ligne d'alimentation devenant généralement suffisant. On peut également redéfinir le bobinage du transformateur de sortie Tb pour en augmenter la puissance utile. L'invention permet en effet un fonctionnement à une induction au moins K fois supérieure ce qui permet, à fréquence donnée, de diviser le nombre de spires respectivement Npb et Nsb des enroulements primaire Pb et secondaire Sb du transformateur de sortie Tb par K. Le gain de place ainsi réalisé permet d'augmenter le diamètre des spires desdits enroulements primaire Pb et secondaire Sb par un facteur compris entre K et K, de sorte que la résistance des enroulements Pb et Sb est divisée par un facteur compris entre K2 et K3. Pour égaler les pertes cuivre RI2, on peut donc fonctionner avec des courants, et donc des puissances de lampe, multipliés par un facteur compris entre K et K1 5, ce sans augmentation des pertes cuivre, soit un gain d'un facteur de l'ordre de 1.5. Ce sera également le gain de puissance utile du convertisseur 1 lorsque les autres composants liés à la puissance auront été redimensionnés. Conformément au procédé selon l'invention, les transistors de commutation T1,T2 sont commandés par un courant ib = A*isb - B*ipb avec A*isb > B*ipb, où isb courant dans le secondaire Sb du transformateur Tb, ipb courant dans le primaire Pb du transformateur Tb, et A et B sont deux coefficients multiplicateurs fonctions des rapports de transformation des deux transformateurs Ta et Tb. Dans le cas de l'invention comme dans le cas classique, les caractéristiques du transformateur d'intensité Ta influent sur la fréquence de fonctionnement du convertisseur 1 ainsi que sur le rapport ic/ib moyen définissant la saturation correcte des transistors de commutation T1,T2. Le primaire modifié du transformateur Ta n'agissant toutefois que sur la saturation des transistors T1,T2, on considérera uniquement ce deuxième aspect. En considérant les secondaires Sal,Sa2 du transformateur d'intensité Ta inchangés, on cherche à définir les deux enroulements primaires Pal,Pa2 de sorte que l'excitation primaire globale (Npal*ipa - Npa2*ipa2) corresponde à celle du primaire unique du cas classique (Npa*ipa) soit Npal*ipal - Npa2*ipa2 &num; Npa*ipa où Npal nombre de spires de l'enroulement primaire Pal, Npa2 nombre de spires de l'enroulement primaire Pa2, Npa nombre de spires de l'enroulement primaire Pa, ipal courant dans le primaire Pal, ipa2 courant dans le primaire Pa2, ipa courant dans le primaire Pa, et on définit r = Npb/Nsb # isb/ipb rapport de transformation du transformateur Tb. Dans le cas du transformateur Tb à secondaire unique (figure 3) on obtient ainsi ipa = ipb ; ipal = isb ; ipa2 = ipb d'où Npal*isb - Npa2*ipb &num; Npa*ipb soit Npal*r - Npa2 &num; Npa Si r = 9 et Npa = 1 spire, Npal*9 - Npa2 # 1. On pourra prendre Npal = 1 spire et Npa2 = 8 spires. Dans le cas du transformateur de sortie à secondaire dédoublé (figure 4) on aura ipa = ipb ; ipal = isbl = i̇sb ; ipa2 = ipb d'où Npal*isb/2 - Npa2*ipb # Npa*ipb soit Npal*r/2 - Npa2 &num; Npa Si r = 9 et Npa = 1 spire, Npal*4.5 - Npa2 &num; 1. On pourra donc prendre Npal = 1 spire et Npa2 = 3 spires, l'excès d'excitation pouvant être compensé par une augmentation correspondante du nombre de spires des secondaires du transformateur Ta. EXEMPLE 1 - FIGURE 4 Cet exemple de convertisseur 105 Watts est limité aux composants fonctionnels et de déparasitage. Les diverses protections électroniques ne figurent pas sur le schéma du convertisseur. Cet exemple illustre l'utilisation d'un transformateur de sortie Tb de type courant donné pour 30 kHz et plus à une fréquence crête du secteur redressé aussi faible que 22 kHz, ce qui permet un déparasitage très simple et le fonctionnement possible des transistors sans dissipateur thermique. Transformateur d'intensité Ta : tore 10x6x4mm matériau ferrite pi = 2500. Enroulement primaire Pal : 1 spire câble 0.5 mm2 isolé classe 2. Enroulement primaire Pa2 : 3 spires diamètre 0.3 mm. Enroulement secondaire Sal : 5 spires diamètre 0.3 mm. Enroulement secondaire Sa2 : 5 spires diamètre 0.3 mm. Sens de bobinage des enroulements de Ta impératif. Transformateur de sortie Tb : tore ferrite 26 x 14.5 x 15 mm. Enroulement primaire Pb : 73 spires diamètre 0.45 mm. Enroulements secondaires Sbl = Sb2 : 8 spires diamètre 0.9 à 1.0 mm. Sens de bobinage relatif des enroulements de Tb impératif. Circuits X1,X2 de mise en forme des tensions base/émetteur constitués chacun d'une self de choc respectivement L1,L2 par exemple perle ferrite à spire unique, et de deux résistances respectivement R1,R2 de 27 à 100 n. Circuit X3 : résistance ou self de choc de petite valeur pour compenser la chute de tension induite par Pal dans Sbl. Transformateurs de commutation T1,T2 : transistors de type pour convertisseurs électroniques. Dissipateurs inutiles. CDép = 330 nF ; LDép = 2,2 mH. Deux diodes anti-parallèles (non représentées) branchées entre collecteur et émetteur des deux transistors pour la protection de ceux-ci contre les tensions inverses. Notons simplement que si le transformateur d'intensité est de type torique, son enroulement primaire Pal pourra consister économiquement en une spire unique de câble isolé en classe 2 introduit dans le noyau au moment de l'implantation de celui-ci sur le circuit. Il faut bien sûr veiller au sens de bobinage des enroulements des deux transformateurs Ta et Tb. Notons d'autre part qu'il est préférable de faire fonctionner le transformateur Tb à une fréquence légèrement supérieure à sa fréquence de saturation, ceci afin de ne pas augmenter inutilement les pertes magnétiques dans le transformateur Tb et les pertes de commutation des transistors T1,T2. Il va de soi que l'invention ne se limite nullement aux modes d'application plus particulièrement envisagés ici et que des variantes et modifications simples entrent dans son cadre. En particulier, l'enroulement primaire Pal du transformateur d'intensité Ta peut être connecté en série dans l'un quelconque des secondaires du transformateur Tb à plusieurs enroulements secondaires Sbl,..., Sbn avec n entier naturel supérieur à 1. D'autre part, le montage émetteur-collecteur commun des deux transistors de commutation est également possible. REVENDICATIONS 1. Convertisseur électronique abaisseur pour lampes à incandescence, caractérisé en ce que l'enroulement primaire (Pal) convenablement orienté du transformateur d'intensité (Ta) est connecté en série dans le secondaire (Sb) du transformateur de sortie (Tb), de sorte qu'une variation du courant de saturation du transformateur (Tb) n'entraîne plus une augmentation des courants d'excitation (ibl,ib2) des transistors de commutation (T1,T2). 2. Convertisseur électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'enroulement primaire du transformateur d'intensité (Ta) est partagé en deux enroulements distincts (Pal) et (Pa2) convenablement orientés et connectés en série l'un (Pal) dans le secondaire (Sb) du transformateur de sortie (Tb), et l'autre (Pa2) dans le primaire (Pb) dudit transformateur (Tb), de sorte qu'une variation du courant de sortie (isb) du transformateur (Tb) passant dans l'enroulement primaire (Pal) se traduit par une variation du courant dans les enroulements secondaires (Sal,Sa2) du transformateur (Ta) favorisant la variation initiale dudit courant de sortie (isb), et qu'une variation du courant primaire (ipb) du transformateur de sortie (Tb) passant dans l'enroulement primaire (Pa2) se traduit par une variation du courant dans les enroulements secondaires (Sal,Sa2) du transformateur (Ta) s'opposant à la variation initiale du courant primaire (ipb) du transformateur (Tb). 3. Convertisseur électronique selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le transformateur d'intensité (Ta) est de type torique. 4. Convertisseur électronique selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'enroulement primaire (Pal) du transformateur d'intensité (Ta) consiste en une spire unique de câble introduit dans le noyau au moment de l'implantation de celui-ci sur le circuit. 5. Convertisseur électronique selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le transformateur de sortie (Tb) est à secondaire unique. 6. Convertisseur électronique selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le transformateur de sortie (Tb) est à secondaire dédoublé. 7. Convertisseur électronique selon la revendication 5, caractérisé en ce que le rapport de transformation du transformateur de sortie (Tb) est égal à 9 et en ce que les enroulements primaires (Pal) et (Pa2) comportent respectivement 1 spire et 8 spires. 8. Convertisseur électronique selon la revendication 6, caractérisé en ce que le rapport de transformation du transformateur de sortie (Tb) est égal à 9 et en ce que les enroulements primaires (Pal) et (Pa2) comportent respectivement 1 spire et 3 spires. 9. Convertisseur électronique selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il est constitué des éléments suivants . transformateur d'intensité Ta : tore 10x6x4mm matériau ferrite Zi = 2500 . enroulement primaire Pal : 1 spire câble 0.5 mm2 isolé classe 2 . enroulement primaire Pa2 : 3 spires diamètre 0.3 mm ; . enroulement secondaire Sal : 5 spires diamètre 0.3 mm . enroulement secondaire Sa2 : 5 spires diamètre 0.3 mm . transformateur de sortie Tb : tore ferrite 26 x 14.5 x 15 mm enroulement primaire Pb : 73 spires diamètre 0.45 mm . enroulements secondaires Sbl = Sb2 : 8 spires diamètre 0.9 à 1.0 mm . circuits X1,X2 de mise en forme des tensions base/émetteur constitués chacun d'une self de choc respectivement L1,L2 et de deux résistances respectivement R1,R2 de 27 à 100 fl circuit X3 : résistance ou self de choc pour compenser la chute de tension induite par Pal dans Sbl transformateurs de commutation T1,T2 : transistors de type pour convertisseurs électroniques ; CDép = 330 nF ; LDép = 2,2 mH ; et . deux diodes anti-parallèles branchées entre collecteur et émetteur des deux transistors pour la protection de ceux-ci contre les tensions inverses. 10. Procédé de mise en oeuvre du convertisseur électronique selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'on commande les transistors de commutation T1,T2 par un courant ib = A*isb - B*ipb avec A*isb > B*ipb, où isb courant dans le secondaire Sb du transformateur Tb, ipb courant dans le primaire Pb du transformateur Tb, et A et B sont deux coefficients multiplicateurs fonctions des rapports de transformation des deux transformateurs Ta et Tb.