FR 2756681 A1 19980605 FR 9614900 A 19961129 DÉPHASEUR COMMANDé EN TENSION La présente invention concerne un déphaseur commandé en tension, c'est-à-dire un circuit permettant de déphaser un signal d'entrée d'une valeur déterminée par une tension de commande. La présente invention concerne également une application d'un tel déphaseur à un oscillateur à quartz commandé en tension. La figure 1 représente schématiquement une structure classique d'oscillateur à quartz commandé en tension. Cet oscillateur comprend un déphaseur 10 commandé par une tension VX et comportant des entrées différentielles V+ et V- destinées à recevoir une tension différentielle à déphaser. Une boucle de contreréaction comprend une résistance 12 reliée entre la sortie Vo du déphaseur 10 et son entrée inverseuse V-. Le quartz X est relié entre l'entrée inverseuse V- et un potentiel d'alimentation, par exemple le potentiel d'alimentation bas Vee. Une boucle de réaction comprend une résistance 13, de même valeur que la résistance 12, reliée entre la sortie Vo et l'entrée non-inverseuse V+. Un condensateur C est relié entre l'entrée non-inverseuse V+ et le potentiel Vee. Le condensateur C est destiné à compenser les effets d'une capacité parallèle parasite du quartz X et sa valeur est choisie sensiblement égale à la valeur de la capacité parallèle parasite. Pour que le circuit de la figure 1 oscille, le gain en tension du déphaseur 10 doit être supérieur à un. Alors, si le déphasage est nul, le circuit oscille à la fréquence fondamentale du quartz X. En imposant un déphasage non nul, on force le quartz X à osciller à une valeur différente de sa fréquence fondamentale. La plage de réglage de la fréquence est limitée à environ + 0,025 % de la fréquence fondamentale, ce qui convient à certaines applications. La figure 2 représente un déphaseur commandé en tension classique, tel que celui décrit dans Valvo Berichte, volume XVIII, fascicule 1/2, 1988, pages 18-20. Ce déphaseur comprend deux étages différentiels qui comportent respectivement un couple de transistors Q1, Q2 et un couple de transistors Q3, Q4. Les bases des transistors Q1 et Q4 reçoivent une première composante différentielle de la tension de commande de phase V+, tandis que les bases des transistors Q2 et Q3 reçoivent la deuxième composante de la tension de commande V+. Le collecteur du transistor Q1 est relié à un potentiel d'alimentation haut Vcc par deux résistances connectées en série 15 et 16, et le collecteur du transistor Q2 est relié au potentiel Vcc par deux résistances connectées en série 17 et 18. Le collecteur du transistor Q3 est relié au point de connexion des résistances 15 et 16, tandis que le collecteur du transistor Q4 est relié au point de connexion des résistances 17 et 18. En outre, les collecteurs des transistors Q1 et Q2 sont reliés l'un à l'autre par une résistance 19 et un condensateur 20 connectés en série. La tension de sortie Vo du déphaseur est prélevée sur le point de connexion entre la résistance 19 et le condensateur 20. Les étages différentiels Q1/Q2 et Q3/Q4 sont respectivement polarisés par les deux branches de sortie d'un étage différentiel supplémentaire comportant un couple de transistors Q5, Q6. Le collecteur du transistor Q5, est relié aux émetteurs des transistors Q1 et Q2, tandis que le collecteur du transistor Q6 est relié aux émetteurs des transistors Q3 et Q4. L'étage différentiel Q5/Q6 est polarisé par une source de courant 22 reliée entre le potentiel d'alimentation bas Vee et les émetteurs des transistors Q5 et Q6. Les bases des transistors Q5 et Q6 constituent respectivement l'entrée inverseuse V- et l'entrée noninverseuse V+ du déphaseur. Le fonctionnement de ce déphaseur est décrit dans le document Valvo Berichte susmentionné. Un inconvénient de ce déphaseur est que son gain varie dans de grandes proportions en fonction du déphasage et atteint une valeur minimale voisine de un pour un déphasage nul. Cette valeur minimale peut devenir inférieure à un lorsque les conditions de fonctionnement varient ou par la dispersion des valeurs des composants par rapport aux valeurs souhaitées, d'où il résulte que l'oscillateur s'arrête. Un autre inconvénient de ce déphaseur est que la plage de variation de la tension de sortie Vo est réduite du fait de la présence d'un nombre important d'étages entre le point où est prélevée la tension Vo et le potentiel d'alimentation bas Vee. La probabilité est donc importante pour que la tension Vo atteigne ses limites d'écrêtage lorsque le gain du déphaseur s'éloigne de sa valeur minimale, notamment si la tension d'alimentation est basse. L'utilisation d'un tel déphaseur est donc proscrite si l'on veut produire des signaux sinusoïdaux. Si on diminue le gain en tension du déphaseur pour limiter les risques d'écrêtage, on diminue également le gain minimal en augmentant le risque d'arrêt de l'oscillateur. Encore un autre inconvénient du déphaseur de la figure 2 est que la variation du déphasage en fonction de la tension de commande VX n'est pas symétrique. Ce déphasage décroît à partir de 900 et tend asymptotiquement vers -30 . Une telle dissymétrie perturbe le comportement d'une boucle de contre-réaction. Un objet de la présente invention est de prévoir un déphaseur commandé en tension évitant tous ces inconvénients. Pour atteindre cet objet, la présente invention prévoit un déphaseur commandé en tension comprenant deux étages différentiels commandés en opposition de phase par une tension de commande de phase différentielle, et comportant chacun une branche de polarisation et des première et deuxième branches de sortie couplées respectivement aux première et deuxième branches de sortie de l'autre étage ; deux premières résistances couplant respectivement les première et deuxième branches de sortie à un premier potentiel d'alimentation ; un premier condensateur relié entre les première et deuxième branches de sortie ; deux deuxièmes résistances reliées en série entre les branches de polarisation des étages différentiels ; un deuxième condensateur relié en série entre les deux deuxièmes résistances ; des moyens pour appliquer un signal d'entrée sous forme de courant différentiel aux bornes du deuxième condensateur ; et des moyens pour fournir, en tant que composante d'un signal de sortie, la somne du courant dans l'une des premières résistances et d'une fraction prédéterminée d'une composante correspondante du courant différentiel constituant le signal d'entrée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le courant différentiel constituant le signal d'entrée est fourni par les deux branches de sortie d'un troisième étage différentiel, ladite fraction prédéterminée étant fournie par une branche de sortie correspondante d'un quatrième étage différentiel commandé et polarisé de la même manière que le troisième étage différentiel. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les courants des branches de sortie du quatrième étage différentiel et les courants dans les premières résistances sont combinés par des miroirs de courant pour constituer un unique courant de sortie. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les premières résistances sont incorporées dans des miroirs de courant correspondants pour améliorer la précision des miroirs. La présente invention vise également un oscillateur à quartz commandé en tension comprenant, dans une boucle de régulation, un déphaseur selon l'invention, suivi d'un convertisseur courant-tension, les troisième et quatrième étages différentiels du déphaseur étant commandés par une tension de réaction et une tension de contre-réaction fournies à partir de la tension de sortie du convertisseur courant-tension. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le gain du convertisseur courant-tension est réglé en fonction de la valeur redressée de la différence des tensions de réaction et de contre-réaction. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur courant-tension comprend un multiplieur à deux étages différentiels commandés par ladite valeur redressée, le courant de sortie du déphaseur étant injecté au niveau de la branche de polarisation de l'un des étages différentiels du multiplieur. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles la figure 1, précédemnent décrite, représente un oscillateur à quartz commandé en tension classique la figure 2, précédemment décrite, représente un déphaseur commandé en tension classique la figure 3, représente un mode de réalisation de déphaseur commandé en tension selon la présente invention la figure 4 représente un diagramme vectoriel illustrant le fonctionnement du déphaseur de la figure 3 la figure 5 représente un mode de réalisation complet de déphaseur selon l'invention la figure 6 représente une variante d'une partie du déphaseur de la figure 5 la figure 7 représente un mode de réalisation d'oscillateur à quartz commandé en tension selon la présente invention ; et la figure 8 représente un exemple d'amplificateur à gain variable que l'on peut utiliser dans l'oscillateur de la figure 7. Dans la figure 3, un déphaseur commandé en tension selon l'invention comporte, comme le déphaseur classique de la figure 2, deux étages différentiels formés d'un couple de transistors Q1, Q2 et d'un couple de transistors Q3, Q4. Les émetteurs des transistors Q1 et Q2 sont reliés à une première borne d'une résistance 30, tandis que les émetteurs des transistors Q3 et Q4 sont reliés à une première borne d'une résistance 31 de même valeur R1 que la résistance 30. Les deuxièmes bornes des résistances 30 et 31 sont reliées l'une à l'autre par l'intermédiaire d'un condensateur C1 et sont couplées à un premier potentiel d'alimentation, par exemple le potentiel bas Vee, pour recevoir des courants ie et ~ive. Les collecteurs des transistors Q1 et Q3 sont reliés à une même borne d'une résistance 33, tandis que les collecteurs des transistors Q2 et Q4 sont reliés à une même borne d'une résistance 34 de même valeur R2 que la résistance 33. Les résistances 33 et 34 sont par ailleurs couplées à un deuxième potentiel d'alimentation, par exemple le potentiel haut Vcc. Un condensateur C2 est relié entre les collecteurs des transistors Q1 et Q4 (ou Q3 et Q2). Les étages Q1/Q2 et Q3/Q4 sont commandés en opposition de phase par la tension différentielle de commande de phase V+, c'est-à-dire que les bases des transistors Q1 et Q4 reçoivent une première composante de cette tension VX et les bases des transistors Q2 et Q3 reçoivent la deuxième composante. Un déphaseur selon l'invention, contrairement au déphaseur classique de la figure 2, fonctionne en mode courant. C'està-dire que les signaux d'entrée et de sortie du déphaseur de la figure 3 sont des courants. Dans le mode de réalisation de la figure 3, les courants d'entrée et de sortie sont différentiels. Les composantes ie et ~ie du courant différentiel d'entrée sont tirées respectivement des bornes du condensateur C1 vers le potentiel Vee, et les composantes i0 et -io du courant différentiel de sortie sont prélevées à partir des résistances 33 et 34 respectivement. Les différents courants i illustrés dans les branches du déphaseur sont des composantes alternatives exprimées par rapport à des courants de repos fixes. Pour compléter le déphaseur selon l'invention, des fractions des composantes d'entrée ie et -iel par exemple ie/2 et ive/2, sont superposées aux courants i2 et -i2 dans les résistances 33 et 34 pour former les composantes de sortie ; et -io. Le fait de travailler en mode courant permet de fixer la plage de variation des courants de sortie indépendamment du nombre des étages qui fournissent ces courants. La plage de variation du courant dans une branche est déterminée par le courant de repos de la branche. Il est toujours possible de choisir une valeur suffisamment élevée des courants de repos pour que les composantes du courant de sortie n'atteignent jamais les limites d'écrêtage, quel que soit le gain du déphaseur. On supprime donc tout risque de distorsion par écrêtage du signal de sortie. Le gain en tension du déphaseur peut être librement choisi par le choix d'un convertisseur tension-courant fournissant les courants d'entrée ie, i, et par un convertisseur courant-tension fournissant une tension de sortie à partir des courants io -i0. Des exemples de tels convertisseurs seront décrits ultérieurement. La figure 4 représente un diagramme vectoriel illustrant le fonctionnement du déphaseur de la figure 3. Les vecteurs sont représentés pour une seule composante des courants différentiels. Le courant ie est égal à la somme du courant iC1 dans le condensateur C1 et du courant i1 dans la résistance 30. Les courants i1 et iCl sont en quadrature de phase, et les vecteurs correspondants sont donc perpendiculaires. Le courant i1 est réparti entre les transistors Q1 et Q2 en fonction de la tension de commande V4 > . Par exemple, le courant dans le transistor Q1 vaut ki1, où k varie entre 0 et 1 en fonction de la tension V4 > . Il en résulte un courant (1-k) i1 dans le transistor Q2 et un courant (k-l)i1 dans le transistor Q3. Ainsi, un courant (2kl)i1, strictement en phase (au signe près) avec le courant i1, est soutiré de la résistance 33 et du condensateur C2. Dans l'exemple de la figure 4, k est inférieur à 1/2, d'où il résulte que le courant (2k-l) i1 est de signe opposé à celui du courant i1. Le courant (2k-l) i1 est égal à la somme du courant i2 dans la résistance 33 et du courant iC2 dans le condensateur C2. Les courants i2 et iC2 sont en quadrature de phase. Lorsque k varie de O à 1 en fonction de la tension V+, le vecteur (2k-l)i1 passe colinéairement à lui-même du vecteur -il au vecteur i1, et le vecteur i2 varie colinéairement à luimême de part et d'autre de l'axe du vecteur ie, comme cela est représenté en pointillés. Le courant de sortie final io est égal à la somme du courant i2 et du courant ie/2 qui est en phase avec le courant d'entrée ie. Ainsi, comme cela est représenté en pointillés, le vecteur io varie entre deux positions extrêmes de part et d'autre du vecteur ie, en passant par le vecteur ie/2. En d'autres termes, l'angle entre le vecteur io et le vecteur ie (donc le déphasage du courant io par rapport au courant ie) varie entre une valeur positive et une valeur négative qui dépendent toutes deux de l'amplitude maximale du vecteur i2, de l'angle entre le vecteur i2 et le vecteur iel et de l'amplitude constante choisie pour le vecteur (ie/2) ajouté au vecteur i2. En choisissant convenablement les valeurs R1, R2, C1 et C2 en fonction de la fréquence de fonctionnement du déphaseur, on obtient un courant i2 qui est toujours en quadrature de phase par rapport au courant ie et une variation symétrique du déphasage. Si l'on choisit en outre les valeurs R1, R2, C1 et C2 pour que les déphasages entre les courants i1 et ie et entre les courants -il et i2 soient égaux à 450, le déphasage du courant i0 par rapport au courant ie varie entre -45 et +450 (ceci avec la valeur ie/2 pour le courant que l'on ajoute au courant i2). L'amplitude du courant io varie d'une valeur minimale ie/2 pour un déphasage nul à une valeur maximale i,J2/2 pour un déphasage de + 450. Dans ce cas, le gain du déphaseur varie de seulement 3 dB. La figure 5 illustre le déphaseur de la figure 3 complété par des éléments permettant de l'exploiter avec une tension d'entrée différentielle et de fournir un courant de sortie sur un noeud dont le potentiel peut varier dans une grande plage. Les composantes ie et ~ie du courant différentiel d'entrée sont respectivement fournies par les collecteurs de deux transistors Q5 et Q6 montés en étage différentiel. Les émetteurs des transistors Q5 et Q6 sont couplés au potentiel Vee par une source de courant 36. Les fractions de courant ie/2 et ie/2 sont fournies respectivement par les collecteurs de deux transistors Q7 et Q8 qui sont reliés en parallèle par leurs bases et leurs émetteurs sur les transistors Q5 et Q6, respectivement. Les bases des transistors Q5 et Q7 constituent l'entrée non-inverseuse V+ du déphaseur, tandis que les bases des transistors Q6 et Q8 constituent l'entrée inverseuse V- du déphaseur. Les entrées V+ et Vsont commandées en tension. Les surfaces d'émetteur des transistors Q5 à Q8 sont choisies pour obtenir le rapport souhaité entre les courants ie, -ie et ie/2, -ie/2. Ainsi, pour obtenir un rapport de 2, les surfaces d'émetteur des transistors Q5 et Q6 sont le double de celles des transistors Q7 et Q8, comme cela est illustré par des nombres entre parenthèses à la figure 5. La source de courant 36 fixe les courants de repos dans les différentes branches du déphaseur, et détermine donc la plage de variation de ces courants. Si la source de courant 36 produit un courant 61, le courant de repos dans chacun des transistors Q1 à Q4, Q7 et Q8 est fixé à la valeur I, dans l'exemple des figures 3 et 5. Ceci signifie que le courant ie/2 peut varier entre -I et +I et que le courant i2 peut varier entre -21 et +21, et donc que le courant i0 peut varier entre -31 et +31. Les résistances 33 et 34 sont couplées au potentiel Vcc par des transistors respectifs Q9 et Q10 formant les entrées de deux miroirs de courant. Le premier miroir de courant comporte le transistor Q9 et un transistor Qll relié en parallèle par sa base et son émetteur sur le transistor Q9. Le deuxième miroir de courant comporte le transistor Q10 et un transistor Q12 relié en parallèle par sa base et son émetteur sur le transistor Q10. Les émetteurs des transistors Q9 à Q12 sont reliés au potentiel Vcc. La base et le collecteur du transistor Q9 sont reliés à la résistance 33, tandis que la base et le collecteur du transistor Q10 sont reliés à la résistance 34. Les collecteurs des transistors Qll et Q12 sont reliés respectivement à la sortie et à l'entrée d'un miroir de courant formé de deux transistors Q13 et Q14. Les émetteurs des transistors Q13 et Q14 sont reliés au potentiel bas Vee. Le collecteur du transistor Q12 est relié au collecteur et à la base du transistor Q13 et à la base du transistor Q14. Les collecteurs des transistors Qll et Q14, reliés l'un à l'autre, fournissent le courant de sortie du déphaseur. Les courants io et io sont recopiés sur les collecteurs des transistors Q11 et Q12 tandis que le courant de collecteur, -io, du transistor Q13 est recopié sur le collecteur du transistor Q14. Le courant 2io nécessaire à équilibrer les courants de collecteur des transistors Qll et Q14 constitue le courant de sortie. La figure 6 illustre une variante des miroirs de courant constitués par les transistors Q9 à Q12 de la figure 5. On préfère généralement utiliser des résistances d'émetteur pour les transistors d'un miroir de courant, ce qui permet d'améliorer la précision de recopie du miroir. La variante de la figure 6 permet de conserver le comportement de la figure 4 tout en utilisant des résistances d'émetteur pour les transistors des miroirs de courant. Les deux miroirs de courant constitués par les transistors Q9 à Q12 à la figure 5 sont dédoublés à la figure 6 pour former quatre miroirs de courant constitués de transistors Q9a, Q9b à Q12a, Q12b. Chacun des émetteurs de ces transistors est relié au potentiel Vcc par une résistance respective de valeur R2. Les résistances 33 et 34 sont supprimées, leur fonction étant assurée par des résistances 33a et 33b placées respectivement aux émetteurs des transistors Q9a et Q9b, et par des résistances 34a et 34b placées respectivement aux émetteurs des transistors QlOa et QlOb. Les collecteurs des transistors Q9a et QlOa sont directement reliés aux bornes respectives du condensateur C2, tandis que les collecteurs des transistors Q9b et QlOb reçoivent respectivement les fractions de courant ie/2 et -ie/2 des collecteurs des transistors Q7 et Q8. Les collecteurs des transistors Qlla et Qllb sont reliés au collecteur du transistor Q14, tandis que les collecteurs des transistors Q12a et Q12b sont reliés au collecteur du transistor Q13. Avec cette configuration, les courants io et i0 sont générés pour la première fois au niveau des collecteurs des transistors Qlla et Qllb et des transistors Q12a et Q12b. La figure 7 illustre un mode de réalisation d'oscillateur à quartz commandé en tension dans lequel on utilise un déphaseur 70 selon l'invention. Cet oscillateur est identique à celui de la figure 1 sauf que l'amplificateur déphaseur 10 a été remplacé par un déphaseur 70 selon l'invention suivi d'un convertisseur courant-tension 72. Comme on l'a précédemment indiqué, dans 1' exemple où les déphasages extrêmes du déphaseur selon l'invention sont réglés à + 450, le gain du déphaseur varie au plus de 3 dB sur toute la plage de variation du déphasage. Le gain en tension global peut être réglé indépendamment du déphasage en réglant le rapport de conversion du convertisseur courant-tension 72. Ce convertisseur 72 peut être constitué tout simplement d'une résistance reliée entre la sortie du déphaseur 70 et un potentiel de référence, suivi d'un transistor suiveur. Le gain en tension est alors choisi en réglant la valeur de cette résistance. Le gain pourra être choisi pour que le gain en tension minimal soit toujours nettement supérieur à un afin de garantir l'oscillation. Comme on l'a précédemment mentionné, les limites d'écrêtage des courants sont déterminées par le courant de polarisation fourni par la source 36. Ce courant de polarisation peut être choisi sans contraintes (sauf de consommation du circuit). La tension de sortie Vo pourra, avec les circuits des figures 5 et 6, pratiquement atteindre les potentiels d'alimentation Vcc et Vee. Afin de produire une tension de sortie Vo sinusoïdale à amplitude constante et à faible distorsion, le convertisseur courant-tension 72 est à gain variable. Le gain est commandé par une tension VG qui correspond à la valeur redressée de la tension d'entrée différentielle du déphaseur 70. Pour cela, on prévoit, par exemple, deux transistors Q15 et Q16 recevant respectivement sur leur bases les tensions V+ et V-. Les collecteurs des transistors Q15 et Q16 sont reliés au potentiel haut Vcc et la tension de commande VG est prélevée sur les émetteurs de ces transistors. Un condensateur 74 relié entre les émetteurs des transistors Q15 et Q16 et un potentiel fixe, par exemple Vee, stocke la valeur redressée de la tension différentielle d'entrée du déphaseur (augmentée d'une éventuelle composante continue). Une source de courant 76 assure la décharge du condensateur 74 lorsque la valeur redressée s'abaisse. Le gain du convertisseur 72 varie inversement à la variation de la tension de commande VG afin de provoquer une diminution de gain lorsque l'amplitude des tensions V+ et V- devient trop importante. La figure 8 représente un exemple de réalisation du convertisseur courant-tension à gain variable 72. Ce convertisseur est constitué par un multiplieur de Gilbert comprenant deux étages différentiels reliés en parallèle par leurs branches de sortie et commandés en opposition de phase par une tension différentielle ayant pour composantes la tension de commande VG et une tension de référence Vref. Un premier de ces étages est constitué par un couple de transistors Q17, Q18 et le deuxième est constitué par un couple de transistors Q19, Q20. Les émetteurs des transistors Q17 et Q18 sont couplés au potentiel Vee par une source de courant 78, tandis que les émetteurs des transistors Q19 et Q20 sont couplés au potentiel Vee par une source de courant 80. Le courant 2io de sortie du déphaseur est ajouté au courant de la source 78. Le courant cumulé des collecteurs des transistors Q17 et Q19 est recopié dans une résistance 82 par un miroir de courant constitué de transistors Q21 et Q22. Un transistor suiveur Q23 prélève la tension aux bornes de la résistance 82 et la fournit en tant que tension de sortie Vo. Avec un tel convertisseur 72 à gain asservi, le gain en boucle ouverte du système est maintenu à 1, tout en assurant une oscillation. Le gain unitaire permet d'éviter l'écrêtage du signal Vo, et donc de le maintenir sinusoïdal. L'amplitude du signal Vo est réglée par la tension de référence Vref, et elle peut pratiquement atteindre la valeur de la tension d'alimentation sans écrêtage. Au repos, c'est-à-dire pour une tension différentielle nulle à l'entrée du déphaseur 70, le convertisseur 72 fournit normalement un déphasage nul. Toutefois, la présence inévitable de capacités et de résistances parasites entraîne un déphasage au repos non nul. La compensation d'un tel déphasage parasite est particulièrement simple dans un déphaseur selon l'invention. Il suffit de déséquilibrer les étages différentiels du déphaseur, par exemple en appliquant une tension d'offset continue sur son entrée. Dans les circuits qui ont été décrits ci-dessus, les variations des tensions de commande VX et VG provoquent des variations de courant exponentielles. Si l'on souhaite produire des variations de courant linéaires en fonction des tensions de commande Vf et VG, on utilisera des étages de linéarisation bien connus de la technique (boucles "translinéaires"). Dans un but de simplification, les modes de réalisation ont été représentés avec des miroirs de courant de structure simple. Bien entendu, on peut choisir pour ces miroirs de courant des structures classiques plus performantes. De nombreuses variantes et modifications de la présente invention apparaîtront à l'homme du métier. Par exemple, si l'on souhaite une variation du déphasage entre des limites autres que t 450, on pourra régler ces limites en choisissant une fraction autre que ie/2 à ajouter au courant i2, ou bien en modifiant la valeur maximale du courant i2 par le choix des valeurs R1, R2, C1 et C2. Dans ce dernier cas, si l'on veut obtenir des limites de déphasage symétriques, on veillera à ce que les valeurs soient choisies pour que le courant i2 soit en quadrature de phase avec le courant ie. REVENDICATIoNS 1. Déphaseur commandé en tension comprenant - deux étages différentiels (Q1-Q4) commandés en opposition de phase par une tension de commande de phase différentielle (V+), et comportant chacun une branche de polarisation et des première et deuxième branches de sortie couplées respectivement aux première et deuxième branches de sortie de l'autre étage - deux premières résistances (R2) couplant respectivement les première et deuxième branches de sortie à un premier potentiel d'alimentation (Vcc) - un premier condensateur (C2) relié entre les première et deuxième branches de sortie caractérisé en ce qu'il comprend : - deux deuxièmes résistances (R1) reliées en série entre les branches de polarisation des étages différentiels - un deuxième condensateur (C1) relié en série entre les deux deuxièmes résistances - des moyens (Q5, Q6) pour appliquer un signal d'entrée sous forme de courant différentiel (ive, ~ive) aux bornes du deuxième condensateur ; et - des moyens (Q9, Qll) pour fournir, en tant que composante d'un signal de sortie, la somme du courant (i2) dans l'une des premières résistances (R2) et d'une fraction prédéterminée (ie/2) d'une composante correspondante du courant différentiel constituant le signal d'entrée. 2. Déphaseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le courant différentiel (ive, -ie) constituant le signal d'entrée est fourni par les deux branches de sortie d'un troisième étage différentiel (Q5, Q6), ladite fraction prédéterminée (ie/2) étant fournie par une branche de sortie correspondante d'un quatrième étage différentiel (Q7, Q8) commandé et polarisé de la même manière que le troisième étage différentiel. 3. Déphaseur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les courants des branches de sortie du quatrième étage différentiel (Q7, Q8) et les courants dans les premières résistances (R2) sont combinés par des miroirs de courant pour constituer un unique courant de sortie (2in). 4. Déphaseur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les premières résistances (R2) sont incorporées dans des miroirs de courant correspondants pour améliorer la précision des miroirs. 5. Oscillateur à quartz commandé en tension comprenant, dans une boucle de régulation, un déphaseur (70) selon la revendication 2, suivi d'un convertisseur courant-tension (72), les troisième et quatrième étages différentiels (Q5-Q8) du déphaseur étant commandés par une tension de réaction (V+) et une tension de contre-réaction (V-) fournies à partir de la tension de sortie (Vo) du convertisseur courant-tension. 6. Oscillateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le gain du convertisseur courant-tension (72) est réglé en fonction de la valeur redressée de la différence des tensions de réaction et de contre-réaction. 7. Oscillateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le convertisseur courant-tension (72) comprend un multiplieur à deux étages différentiels (Q17-Q20) commandés par ladite valeur redressée, le courant de sortie du déphaseur (70) étant injecté au niveau de la branche de polarisation de l'un des étages différentiels du multiplieur.