FR 2766928 A1 19990205 FR 9709801 A 19970731 La présente invention est relative aux dispositifs d'interception et de radiogoniométrie. Les principes de la radiogoniométrie sont classiquement connus. Ils ont notamment été rappelés dans le brevet français de la demanderesse publié sous le nO 2 661 561, auquel on se référera avantageusement et dans lequel il était proposé un système d'antenne de radiogoniométrie à couverture omnidirectionnelle. Un but de l'invention est de proposer un dispositif d'interception et de radiogoniométrie petite base particulièrement adapté à l'interception et à la goniométrie de signaux HF. Par signaux HF, on entend ici des signaux dont la fréquence porteuse est comprise entre 1 et 30 MHz. Dans les dispositifs connus à ce jour, généralement principalement utilisés dans les gammes VHF et UHF, les signaux reçus sur les différentes antennes sont combinés et déphasés avant d'etre envoyés sur une unité de réception. L'invention propose quant à elle un dispositif d'interception et de radiogoniométrie comportant des moyens formant capteur constitués de quatre radiateurs répartis de façon uniforme sur un cercle autour d'un mât conducteur, des moyens de réception, des moyens de répartition et de déphasage pour combiner et déphaser les signaux, ainsi que des moyens de traitement qui calculent l'angle d'arrivée du signal incident, caractérisé en ce que les moyens de réception sont disposés en amont des moyens de répartition et de déphasage. Une telle disposition permet d'obtenir une bonne sensibilité et une meilleure dynamique de réception dans la gamme HF tout en conservant un faible facteur bruit. Avantageusement, le diamètre du cercle de répartition des radiateurs est inférieur à la longueur d'onde et les moyens de répartition et de déphasage génèrent des signaux analogiques ou numériques correspondant à trois signaux S0, S1 et S2 vérifiant sensiblement les relations (1), où la notation complexe est utilisée 5o - KoA(a) exp(jot) (1) Si ~ K1B(&alpha;) exp{j#t+#} S2 Z K2B(a) exp(jwt-8) où l'angle O désigne la direction d'incidence de l'onde HF par rapport à une direction de référence arbitraire et a désigne l'angle d'élévation de l'onde HF ; j est le nombre complexe -1 et w la fréquence angulaire de l'onde HF supposée sinusoïde et où K0, K1 et K2 sont des constantes indépendantes de a et O et A et B des fonctions ne dépendant sensiblement que de l'angle a. On dispose ainsi de trois signaux permettant d'accéder à des informations redondantes sur l'angle d'arrivée du signal HF. Selon un mode de réalisation possible de l'invention, les signaux issus des radiateurs, sont reçus par des moyens de réception analogiques, puis combinés par des moyens de répartition et de déphasage également de type analogique, lesdits moyens de répartition et de déphasage comportant quatre diviseurs par 3, trois déphaseurs et trois sommateurs. De préférence toutefois, les moyens de réception sont numériques et délivrent pour chaque radiateur aux moyens de répartition et de déphasage deux signaux numériques, en quadrature de phase entre eux, l'un est dit composant en phase (In-phase component), l'autre est dit composant en quadrature (Quadrature-phase component). Avantageusement alors, les moyens de répartition et de déphasage comportent huit dérivations trois voies et six sommateurs qui additionnent les signaux issus des dérivations, ainsi que des moyens pour inverser certains de ces signaux préalablement à leur sommation. De façon avantageuse également, en sortie des moyens de réception, les signaux numériques sont d'abord traités par un algorithme de filtrage des émissions multiples et des multitrajets. Les émissions multiples et multi-trajets sont traitées avant leurs combinaisons par les moyens de répartition et de déphasage. Selon un mode de réalisation préférentiel, chaque voie des moyens de réception comporte une jonction hybride présentant une sortie I et une sortie Q qui constituent deux composantes d'égale amplitude et en quadrature de phase, chacune des sorties de ces jonctions hybrides étant reliée par un amplificateur à un convertisseur analogique numérique en série avec un convertisseur numérique de fréquence et un filtre passe-bas numérique. On notera que l'utilisation de tels moyens de réception numériques améliore notoirement la sensibilité et la dynamique de réception. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront encore de la description qui suit. Cette description est purement illustrative et non limitative. Elle doit être lue en regard des figures annexées sur lesquelles - les figures 1 et 2 représentent schématiquement des dispositifs conformes à deux modes de réalisation possibles de l'invention - les figures 3a à 3c sont des représentations schématiques en perspective illustrant plusieurs configurations possibles pour les antennes élémentaires des systèmes conformes à l'invention - la figure 4 illustre une architecture possible pour un mode de réalisation conforme à celui représenté schématiquement sur la figure 2. Les dispositifs de radio-goniométrie illustrés sur les figures 1 et 2 comportent des moyens 1 formant capteur reliés à des moyens de réception 2, des moyens 3 de répartition et de déphasage montés en sortie des moyens de réception, ainsi que des moyens 4 de traitement et de visualisation de l'angle d'arrivée du signal par rapport à une direction de référence. Ainsi qu'illustré sur les figures 3a à 3c, les moyens 1 formant capteur sont constitués de quatre radiateurs 5 identiques (N,O,S,E,) répartis de façon uniforme sur un cercle autour d'un mât métallique 6. Ces radiateurs sont des antennes élémentaires polarisées de préférence verticalement, par exemple des dipôles (figure 3a) ou encore des cadres (figure 3b) ou des boucles (figure 3c). D'autres types de radiateurs peuvent bien entendu être envisagés, dès lors que leur diamètre de répartition autour du mât est inférieur à la longueur d'onde du signal radio-fréquence incident. Ces radiateurs 5 peuvent être passifs (sans amplificateurs intégrés), mais dans la gamme HF ils sont de préférence actifs (avec amplificateurs faible bruit intégrés). Leur impédance est adaptée à une valeur donnée, par exemple 50 Q. La hauteur d'un radiateur élémentaire 5 est par exemple de l'ordre de 2 m, le diamètre du cercle sur lequel ces radiateurs sont répartis étant choisi inférieur à la longueur d'onde du signal que l'on cherche à intercepter. A titre d'exemple, ce diamètre peut être de l'ordre de 5 m. Ces quatre radiateurs 5, identiques de construction, sont reliés par quatre câbles coaxiaux descendus le long du mât à une unité dans laquelle sont intégrés les moyens de réception 2 et les moyens de répartition et de déphasage 3. Plus particulièrement, ces quatre radiateurs 5 délivrent des signaux radio-fréquence aux moyens de réception 2. Ces moyens 2 sont constitués par autant de voies identiques qu'il y a de radiateurs. Une voie de réception est une chaîne de réception qui peut être analogique (figure 1) ou numérique (figures 2 et 4) . Elle reçoit en entrée le signal analogique radio-fréquence issu d'un radiateur 5 et le restitue après amplification et éventuellement conversion de fréquence, soit sous forme d'un signal analogique, soit sous forme d'un signal numérique. Des modes de réalisation analogique sont bien entendu classiquement connus de l'Homme du métier. Un mode de réalisation numérique est décrit plus loin de façon détaillée en référence à la figure 4. Les signaux issus des quatre chaînes de réception sont traités par les moyens 3 de répartition et de déphasage, dont le rôle est d'introduire des déphasages déterminés entre ces signaux et de les combiner de façon déterminée pour construire trois nouveaux signaux qui seront délivrés aux moyens de traitement 4. Selon que les moyens de réception 2 sont de type analogique ou numérique, les modes de réalisation des moyens 3 sont différents. On a illustré sur la figure 1 le cas d'un moyen 3 analogique. Les moyens de répartition et de déphasage 3 représentés sur la figure comprennent dans cette variante de réalisation quatre diviseurs par trois (D) , trois familles de déphaseurs P1, P2, P3 et des sommateurs , interconnectés. Les diviseurs D sont identiques de constitution. Leur rôle est de fournir trois signaux égaux en amplitude et en phase. Les déphaseurs Pi, P2, P3 réalisent les déphasages des signaux a, b, c, d issus des quatre diviseurs D suivant la loi de combinaison suivante a b c d P1 Oc Oc Oc 0 P2 0 90 1800 -90" P3 0 -90 1800 +900 Le déphasage 0 est un déphasage arbitraire de référence pour les autres déphasages (+ 90 , 1800). Les sommateurs 2 ont pour rôle d'additionner les signaux issus des déphaseurs. Ils sont de constitution identique. Les signaux S0, S1 et S2 en sortie de ces sommateurs vérifient, à une constante près, les relations (2) Le mode de réalisation des diviseurs, déphaseurs et sommateurs, dépend de la bande de fréquence des signaux en sortie des récepteurs mais aussi de la préférence technologique en accord avec les applications envisagées. Dans tous les cas, les impédances d'entrée et de sortie de ces différents composants sont choisies pour ne pas déformer ou atténuer les signaux dans la bande de fréquence envisagée. Ces trois signaux analogiques S0, S1 et S2 sont transmis à l'unité de traitement 4 qui détermine la direction azimutale de l'onde incidente. On sait en effet que si a et 8 sont les angles d'élévation et d'azimut, respectivement de l'onde incidente par rapport à un repère orthonormé donné dont un axe est confondu à celui du mât 6, les signaux So, S1 et S2 vérifient sensiblement les relations (1) 5o - KoA(a) exp{j#t} (1) Si S1Z K1B(&alpha;) exp{j#t+#} S2 = K2B(a) exp(jot-8) où K0, K1 et K2 sont des constantes indépendantes de a et O et où A et B sont des fonctions de l'angle a. Ces relations sont d'autant mieux vérifiées que le diamètre de répartition des capteurs 5 autour du mât 6 est petit devant la longueur d'onde de l'onde HF incidente. Ainsi, la différence de déphasage entre S1 et So donne l'angle O d'azimut. Il en est de même de la différence de déphasage entre So et S2. La différence de déphasage entre S1 et S2 permet d'accéder à la valeur de l'angle O avec une précision deux fois plus grande qu'à partir des autres déphasages. Un mode de réalisation numérique a été illustré sur la figure 2. Les moyens de réception 2 comportent alors à leur tête un coupleur analogique passif large bande et linéaire qui permet de réaliser deux voies en quadrature de phase I et Q qui sont échantillonnés au moyen de convertisseurs analogiques/numériques, l'intérêt de ce coupleur étant - la stabilité de la phase et de l'amplitude dans toute la bande, - l'obtentation d'une paire de signaux I et Q dite paire analytique qui permet la réduction de la fréquence d'échantillonnage à une fois la fréquence la plus haute du signal et non pas à deux fois cette fréquence pour un signal réel (fréquence de Nyquist), ce qui permet de numériser toute la bande HF, - la non utilisation de mélangeurs analogiques dont la non linéarité nuirait à la dynamique de réception en introduisant des produits d'intermodulation avec des niveaux situés au mieux à 60 dB sous le niveau maximum des porteuses. La combinaison I + jQ est représentative du signal global reçu par le radiateur après transformation par les moyens de réception 2. Les moyens de répartition et de déphasage comportent - 8 dérivations (D) à 3 voies dont le rôle est de disposer de 3 signaux égaux par voie I et Q, - 6 sommateurs (2) identiques, dont le rôle est d'additionner les signaux a1 et bi, issus des dérivations D, lesquels signaux sont éventuellement inversés par les inverseurs Inv, les signaux A0, B0, ... etc en sortie des sommateurs 2 vérifiant les relations (3) A0 = al + a2 + a3 + a4 = = bl + b2 + b3 + b4 A1 = al - bl - a3 + b4 (3) # B1 = bl + a2 - b3 - a4 A2 = a1 + b2 - a3 - b4 B2 = b1 - a2 - b3 + a4 Les signaux numériques de sortie (A0, Bo) (A1, B1) et (A2,B2) constituent trois paires analytiques équivalentes aux signaux analogiques S0, S1 et S2 de la figure 1 par les relations (4) So = Ao + jBo (4) Si = A1 + jB1 = = A2 + jB2 tout comme les signaux a, b, c, d de la figure 1 sont équivalents respectivement aux signaux (al, b1), (a2, b2), (a3, b3) et (a4, bq) par les relations (5) ta = a1 + jb1 b = a2 + jb2 (5) c = a3 + jb3 d = a4 + jb4 Les moyens B, tels que représentés sur la figure 2 illustrent seulement le principe de formation des paires de signaux (Aot Bo), (A1, B1), (A2, B2), leur réalisation pratique pouvant être à base de logique câblée ou mieux à base de logique programmée utilisant un processeur de signaux ou DSP pour réaliser les opérations algébriques (3). On se réfère maintenant à la figure 4 sur laquelle une architecture possible avec une chaîne de réception numérique a été plus particulièrement détaillée. Les quatre radiateurs élémentaires 5 sont chacun reliés aux moyens de réception 2 par un amplificateur faible bruit 7 qui permet d'augmenter la hauteur effective du radiateur tout en adaptant son impédance à, par exemple, 50 Q dans la bande de fréquence utile. Cet amplificateur faible bruit est de préférence intégré dans le radiateur tout près de ses bornes d'excitation. Chaque voie de réception des moyens 2 comporte une jonction hybride QH présentant une sortie I et une sortie Q, les deux étant d'égale amplitude, mais déphasées de 90" électrique. Chaque sortie d'une jonction hybride QH est reliée par un amplificateur 9 à un convertisseur analogique numérique 10 (ADC). Ces convertisseurs analogiques numériques 10 réalisent de préférence une conversion sur 12 bits au rythme de 40 MHz, afin de bénéficier d'un grand gain de conversion (= 20 log212 ) et d'un gain de suréchantillonnage par rapport à la bande de base ( 3KHz dans la gamme HF) égal à 10 log (40 MHz/3 KHz). Les deux sous-voies en quadrature d'une même voie de réception sont ensuite envoyées sur des convertisseurs numériques de fréquence 11 (DFC), puis sur des filtres passe-bas numériques 12 (LPF) à forte sélectivité. La fréquence de translation des convertisseurs 11 est réglable et contrôlable aux moyens d'un signal (d'oscillateur local numérique) non représenté sur la figure 4. Ces convertisseurs 11 fonctionnent comme des mélangeurs analogiques et translatent le spectre des signaux I et Q en bande de base. La largeur de bande des filtres 12 est également réglable par exemple entre quelques dizaines de hertz et quelques centaines de kilohertz. On notera que les convertisseurs 11 et les filtres 12 peuvent être intégrés dans un même circuit électronique. Les signaux issus de ces différentes voies sont transmis à une unité de traitement numérique 13 dont un premier processeur numérique DSP1 met en oeuvre un traitement numérique de filtrage des émissions multiples et multitrajets et dont un deuxième processeur DSP2 réalise les algorithmes de combinaison et de déphasage des signaux tels que décrits en référence à la figure 2 et forme ainsi les signaux utiles, notamment les signaux d'écoute, les signaux d'angle d'arrivée, et tout autre signal obtenu par combinaison des signaux So, S1, S2 en référence aux relations (4). Par exemple, le signal So peut être utilisé comme signal d'écoute audible après démodulation. De même la phase du rapport complexe S2/S1 donne l'angle d'arrivée de l'onde HF (voir relations (1)) et la combinaison linéaire + + PSî où a et p sont des coefficients choisis convenablement permet de réaliser un diagramme de rayonnement de forme de cardioïde dont le trou peut être orienté vers une émission indésirable ou au contraire dont le maximum peut être orienté vers une émission souhaitée. Le processeur DSP1 met par exemple en oeuvre un découpage en sous-bandes par transformée de Fourier rapide (FFT) avec traitement simple par sous-bande. Egalement, il peut mettre en oeuvre des traitements de filtrage par covariance ou corrélation (algorithme MUSIC) ou encore d'autres algorithmes spécialisés. Les signaux en sortie du processeur DSP2 sont ensuite éventuellement transmis, via une ligne téléphonique 14 et des modems 15, à une unité de traitement et d'écoute 16. Le dispositif ainsi décrit peut être perfectionné en lui adjoignant un dispositif d'auto-calibration périodique interne qui est de préférence constitué d'un élément rayonnant supplémentaire de type fouet, disposé au sommet du mât 6 et au centre du réseau des quatre éléments rayonnants 5, émettant périodiquement un signal HF généré par un oscillateur très stable et de grande pureté spectrale disposé dans l'unité 2, lequel signal HF est capté de façon égale par les quatre éléments rayonnants 5 lesquels délivrent à l'unité 2 quatre signaux dont on compare les phases qui, si elles ne sont pas égales, seront corrigées de façon à les rendre égales avec une tolérance fixée en fonction des contraintes technologiques de réalisation (par exemple 0,50 en phase) Les modules principaux de l'unité 2 ont seuls été décrits mais l'homme de l'art comprendra qu'une ou plusieurs boucles de contrôle automatique de gain (CAG) devront être disposées sur chaque voie de réception afin de conditionner les signaux d'entrée notamment ceux des modules de conversion 10 et 11 et d'une manière générale, maintenir une grande dynamique de réception et de traitement des signaux. Ces boucles de CAG donneront lieu à l'insertion d'amplificateurs supplémentaires sur les voies I et Q à réguler et utiliseront des circuits de détection et de filtrage connus de l'homme de l'art et un signal de contrôle de gain (entrée de la boucle) formé d'une combinaison linéaire des amplitudes des signaux I et Q. Avec la structure ainsi décrite, on peut raisonnablement atteindre les performances suivantes - facteur de bruit - résistance aux signaux forts de puissance jusqu'à 16 dBm, - une dynamique instantanée théorique de plus de 110 dB, dont 72 dB due au gain de conversion réalisé par des convertisseurs 12 bits, 40 dB due au suréchantillonnage de 40 MHz réalisé par les convertisseurs 10 par rapport à la bande utile finale de la HF (3 KHz au plus), - de se ramener en signaux analytiques en bande de base sans introduction des fréquences image, - d'utiliser des filtres numériques actifs (12) à largeur de bande d'analyse réglable et à forte réjection. La capacité d'analyse large bande instantanée de la structure décrite permet de mettre en évidence au moyen d'algorithmes de traitement appropriés - les émissions brèves ou à sauts de fréquence, - la perturbation du canal de réception due par exemple à du multi-trajet. Comme on l'aura compris, la structure qui vient d'être décrite est particulièrement adaptée à la réception et goniométrie de signaux HF, mais est également susceptible d'être utilisée dans les gammes VHF et UHF. REVENDICATIONS 1. Dispositif d'interception et de radiogoniométrie comportant des moyens formant capteur (1) constitués de quatre radiateurs (5) répartis de façon uniforme sur un cercle autour d'un mât conducteur (6), des moyens de réception (2), des moyens de répartition et de déphasage (3) pour combiner et déphaser les signaux, ainsi que des moyens de traitement (4) qui calculent l'angle d'arrivée du signal incident, caractérisé en ce que les moyens de réception (2) sont disposés en amont des moyens de répartition et de déphasage (3). 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le diamètre du cercle de répartition des radiateurs (5) est inférieur à la longueur d'onde des signaux incidents et en ce que les moyens de répartition et de déphasage (3) génèrent des signaux analogiques ou numériques correspondant à trois signaux So, S1 et S2 dont les amplitudes complexes vérifient sensiblement les relations (1), où la notation complexe est utilisée 5o - K0A(a) exp(jcut) (1) S1 ~ K1B(a) exp{jwt+O} Z K2B(a) exp{jwt-O} où l'angle O désigne la direction d'incidence de l'onde HF par rapport à une direction de référence arbitraire et a désigne l'angle d'élévation de l'onde HF ; j est le nombre complexe -1 et w la fréquence angulaire de l'onde HF supposée sinusoïde et où Ko, K1 et K2 sont des constantes indépendantes de a et O et A et B des fonctions ne dépendant sensiblement que de l'angle a. 3. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les signaux reçus par les moyens de répartition et de déphasage sont de type analogique et en ce que lesdits moyens comportent quatre diviseurs par 3, trois déphaseurs et des sommateurs. 4. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de réception délivrent pour chaque radiateur aux moyens de répartition et de déphasage (3) deux signaux numériques I et Q d'égale amplitude et en quadrature de phase. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens de répartition et de déphasage (3) comportent huit dérivations trois voies et six sommateurs qui additionnent les signaux issus desdites dérivations, ainsi que des moyens pour inverser certains de ces signaux préalablement à leur sommation. 6. Dispositif selon l'une des revendications 4 et 5, caractérisé en ce qu'en sortie des moyens de réception, les signaux numériques sont traités par un ou plusieurs algorithmes de filtrage des émissions multiples et des multitrajets (DSP1). 7. Dispositif selon l'une des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que chaque voie des moyens de réception (2) comportent une jonction hybride QH présentant une sortie I et une sortie Q en quadrature de phase, chacune des sorties de ces jonctions hybrides étant reliée par un amplificateur (9) à un convertisseur analogique numérique (10) en série avec un convertisseur numérique de fréquence (11) et un filtre passe-bas numérique (12). 8. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les radiateurs sont des antennes élémentaires de type dipôle et/ou de type cadre et/ou de type boucle. 9. Utilisation d'un dispositif selon l'une des revendications précédentes pour l'interception et/ou la radiogoniométrie de signaux HF.