FR 2754604 A1 19980417 FR 9206833 A 19920605 Dispositif de linéarisation d'une rampe de modulation de fréquence et son application à un radio-altimètre. L'invention concerne un dispositif de linéarisation d'une rampe. de modulation de fréquence. Elle se rapporte au domaine des radioaltimètres, et plus précisément aux radio-altimètres à haute linéarité et haute précision. II est connu d'avoir recours à la modulation de fréquence pour générer des rampes de modulation de fréquence linéaires utilisables dans des radio-altimètres à émission continue ou "CW" ("continuous wave") selon la terminologie anglo-saxonne. Un tel radio-altimètre est décrit, par exemple, dans "Les Techniques de l'lngénieur", E6601, page 11. Ce type de radio-altimètre possède de bonnes performances aux altitudes moyennes et basses. Cependant, il est en général admis que seuls les radars à impulsions permettent d'obtenir une sensibilité et une précision suffisante aux très hautes altitudes. Les facteurs limitant les performances des radio-altimètres "FM/CW" aux altitudes élevées sont - la non-linéarité de la modulation qui se traduit par un élargissement du spectre du signal reçu. - le bruit de phase de l'émetteur : évanouissement du signal utile dans le bruit - le couplage entre l'émission et la réception. La présente invention se fixe pour but principal d'étendre le domaine d'utilisation des radio-altimètres à émission continue à modulation de fréquence vers les très hautes altitudes. Pour ce faire, l'invention propose un dispositif permettant, notamment une très grande linéarité de la modulation de fréquence. Le dispositif utilise un oscillateur commandé numériquement. Dans ce qui suit, on appellera cet oscillateur: "OCN". Un tel oscillateur est également connu sous la dénomination anglosaxonne : "DDS" pour "Direct Digital Synthesizer". Un oscillateur de ce type apporte naturellement les avantages de la technique numérique, dont les principaux sont les suivants - diminution ou suppression des réglages de mise au point - bon comportement en température - fiabilité accrue - stabilité fréquentielle liée à celle de l'étalon. Comme il a été indiqué, une des conditions pour obtenir une grande précision dans le cas d'un altimètre est de disposer d'une rampe de modulation de fréquence la plus linéaire possible. Dans l'Art Connu, on a proposé des OCN constitués d'un accumulateur de phase, d'une mémoire comprenant une table de conversion et d'un convertisseur numérique-analogique. L'augmentation du nombre d'étages, c'est-à-dire du nombre de bits implique naturellement une meilleure précision. On est également amené à faire fonctionner ces dispositifs à fréquence élevée. A titre d'exemples non limitatifs, des OCN de ce type sont décrits dans l'article de C.G. EKRC et S.l. LONG: "A Ga As 4-bit Adder Accumulator Circuit for Direct Digital Synthesis" paru dans "IEEE Journal of Solid-State Circuits", vol.23, nO 2, avril 1988, pages 573-580 et dans l'article de P.H. SAUL et D.G. TAYLOR : "A High-Speed Direct Frequency Synthesizer" paru dans "IEEE Journal of Solid-State Circuits," vol. 25, nO 1, février 1990, pages 215-219. On doit cependant remarquer que ces circuits présentent des configurations très complexes, d'autant plus complexes que l'on doit fonctionner à des très hautes fréquences. On doit utiliser des technologies très rapides : technologie As Ga par exemple et faire appel à des configurations dites pipelines. L'invention vise à pallier les inconvénients de l'Art Connu tout en conservant les avantages inhérents aux circuits numériques. L'invention a donc pour objet un dispositif de linéarisation de la rampe de modulation de fréquence produite par un générateur comprenant un oscillateur à commande par la tension muni d'une boucle à verrouillage de phase et un générateur d'horloge à fréquence déterminée; caractérisé en ce qu'il comprend un oscillateur à commande numérique comportant un premier accumulateur commandé par un mot numérique générant en sortie au moins une rampe numérique en marches d'escalier variant dans un sens déterminé au rythme de ladite fréquence déterminée et un second accumulateur commandé par la rampe numérique et fournissant en sortie un signal numérique en marches d'escalier à variation de phase selon une loi parabolique au rythme de ladite fréquence déterminée; et en ce qu'il comprend en outre un comparateur de phase numérique inséré dans ladite boucle à verrouillage de phase, le comparateur numérique recevant le bit de poids le plus fort de l'oscillateur à commande numérique et les signaux générés par l'oscillateur à commande par tension. L'invention a encore pour objet un radio-altimètre mettant en oeuvre un tel dispositif. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques et avantages apparaîtront à la lecture de la description qui suit en regard des figures annexées et parmi lesquelles - les figures 1 et 2 sont des diagrammes illustrant le fonctionnement d'un altimètre à modulation de fréquence - la figure 3 est un diagramme théorique illustrant les variations d'une rampe de modulation de fréquence en fonction du temps et des variations correspondantes de la phase dans un oscillateur à commande numérique (OCN) - la figure 4 illustre schématiquement un oscillateur à commande numérique de l'art connu - les figures 5 et 6 sont des diagrammes illustrant les variations discrètes de la fréquence et de la phase dans un oscillateur à commande numérique - la figure 7 illustre schématiquement un oscillateur à commande numérique selon l'invention - la figure 8 est un diagramme illustrant un point particulier du fonctionnement d'un tel oscillateur - la figure 9 illustre schématiquement un étage d'un tel oscillateur - la figure 10 illustre schématiquement un dispositif de linéarisation d'une rampe de modulation de fréquence selon l'invention - les figures 1 1 et 12 illustrent de façon détaillée deux variantes de réalisation du dispositif de linéarisation selon l'invention - la figure 13 décrit un exemple de réalisation d'un radio-altimètre incorporant un dispositif de linéarisation selon l'invention. Le fonctionnement d'un radio-altimètre à modulation de fréquence va tout d'abord être rappelé brièvement au regard de la figure 1. Un appareil de mesure d'altitude à la verticale d'un aéronef, ou altimètre, est composé d'un organe d'émission, d'un organe de réception du signal réfléchi par le sol, de deux antennes directives (ouverture typiquement inférieure à 100) perpendiculaires à l'assiette de l'engin et d'un organe de traitement de signal de battement. L'information de la distance h séparant l'aéronef du sol est contenue dans l'analyse d'un signal, appelé signal de battement1 obtenu en réalisant le produit du signal émis Se (rampe de fréquence) et du signal réfléchi ou reçu Sr par la cible, retardé d'une durée r. T, obéit à la relation suivante 2h T=- (ens) tl > c dans laquelle : h = hauteur de l'aéronef au sol (en m) c = vitesse de propagation de l'onde électromagnétique (en m/s). Dans le cas d'un sol plan parfaitement réfléchissant (effet Doppler négligeable), la fréquence de battement fb entre l'onde émise et l'onde reçue obéit à la relation suivante fob = T (enHz) (ô T relation dans laquelle A f = excursion de fréquence du signal émis (en Hz), à partir de la fréquence de base fg T = période de modulation (en s) T 2 = temps d'aller et retour (en s) La figure 1 est un chronogramme illustrant les variations des rampes de fréquence en fonction du temps t. La rampe de fréquence émise, signal Se, a été représentée en trait plein et la rampe de fréquence reçue, signal Sr, en traits discontinus. La vitesse particulière de la cible ou du dispositif de mesure introduit au niveau du signal de battement un décalage fréquentiel égal à la fréquence Doppler, donné par la relation 2Vr fd=~ (en Hz) (3 relation dans laquelle Vr = vitesse radiale relative au point dit "brillant" de réflexion (en m/s) X = longueur d'onde (en m) Si le pinceau d'antenne s'élargit ou n'est plus perpendiculaire au sol à cause des mouvements d'assiette de l'avion, la fréquence de battement d'un point brillant est donnée par la relation fb = fo + fd (4) cos # 2h0 AF avec f0 = 2h# #F (5) relations dans lesquelles e = écart angulaire du point brillant par rapport à la verticale. ho = hauteur de l'aéronef à son aplomb. Si l'on émet alternativement des rampes de fréquences croissantes et décroissantes de même pente, les fréquences de battement correspondant au maximum de signal reçu sont données par la relation fg f + = - fd pour une rampe croissante (6) cos O f - = + fd pour une rampe décroissante ( 7 cos e En effectuant la demi-somme des signaux de battement f+ et f-, il est possible de s'affranchir de l'effet Doppler sur la mesure de la hauteur fb = ( 8 2 On a représenté le processus qui vient d'être décrit sur la figure 2. Les signaux émis et reçus sont référencés, respectivement, Se et S'r On a représenté, en pointillé, le signal Sr qui serait reçu en l'absence d'effet Doppler. La portée de ce dispositif est limitée, par - le bruit amené par le récepteur : il est fonction du bilan de liaison (puissance émise, gain des antennes, facteur de bruit, distance), - le bruit de l'émetteur. La précision est fonction de l'aptitude du dispositif à associer une fréquence pure à un écho situé à une distance donnée. Ceci n'est vrai que si la modulation de fréquence est parfaitement linéaire, les défauts de linéarité provoquent un élargissement de la raie qui limite la précision de la mesure. Le bruit de phase de la source de I1 émetteur est une caractéristique pour laquelle une attention particulière doit être portée. En effet, le bruit de l'émetteur est d'autant plus gênant que l'on essaye de mesurer des distances importantes et qu'indépendamment du bilan de liaison, il limite la portée du dispositif. On constate donc qu'un pré-requis pour réaliser un radio-altimètre, de grande portée et précis, est la possibilité d'obtenir une rampe de fréquence de très grande linéarité. Typiquement, les ordres de grandeur sont les suivants - excursion en fréquence : 100 MHz - durée de la rampe de 100 Rs à 100 MHz, soit un AFT de 104 à 107. - fréquence moyenne d'émission de 1 GHz à 60 GHz. La qualité de la rampe de fréquence est traditionnellement définie par la linéarité, c'est-à-dire par la variation du rapport et résumée par le coefficient x100exprimé en pourcent, dans lequel "Pente max" est la pente maximale et "pente min" la pente minimale. Un oscillateur commandé en tension libre qui sera appelé dans ce qui suit O.C.T., plus connu sous le sigle anglo-saxon "VCO" ("Voltage Controlled Oscillator"), permet d'atteindre un coefficient de l'ordre de 20 à 30%. En adoptant des mesures standards de linéarisation, on peut atteindre 1% environ. On cherche naturellement à améliorer cette situation et à atteindre une valeur de 1 O/o o ou mieux. II est utile de rappeler quelques considérations d'ordre physique. Une augmentation linéaire de la fréquence se traduit par une augmentation corrélative parabolique de la phase avec le temps. La figure 3 illustre cet état de fait. Sur la partie gauche de la figure, on a représenté une rampe de fréquence. L'axe vertical représente la fréauence instantanée fi. La fréquence f; croit de Af pendant l'intervalle de temps (O-T). L'expression indique le gain en "nombre de tours" sur la fréquence émise fi obéit aia relation fi = f o + f- T La valeur ## est calculée de la manière suivante: A f t2 I fi dt = f xt+ f x- 10 T 2 est donc une fonction parabolique. Pour t= T, fin de l'intervalle, la pente de la courbe (tangente tg) représentative de la fonction est égale à La partie droite de la figure 3 illustre ce résultat. En réalité, pour les raisons qui ont été indiquées, on fait appel à des techniques numériques. On sait que dans ce cas, on ne peut jamais atteindre une variation continue. On procède par sauts de valeurs approximant les fonctions à générer. La figure 4 illustre un OCN complet selon l'Art Connu. Un tel circuit est décrit, par exemple dans les deux articles précités. II comprend un accumulateur de phase 1 commandé par un mot numérique M de N bits. Cet accumulateur reçoit des signaux d'horloge Fh qui rythment son fonctionnement. Le signal numérique ou mot de sortie P est transmis à un générateur de forme 2 ou table de conversion. Ce circuit 2 est, en général, à base d'une mémoire adressée par le mot de sortie P. Celle-ci génère à son tour un mot de sortie A suivant la loi pré-enregistrée dans la mémoire. Enfin ce mot numérique A est converti en un signal analogique de sortie Vs par un convertisseur numériqueanalogique 3. Dans l'Art Connu, ce type de dispositif a été essentiellement utilisé pour générer des fonctions de formes déterminées. II importe donc de s'en approcher au mieux. Pour ce faire, on a proposé d'augmenter le nombre de bits ce qui permet effectivement d'augmenter la précision. Cependant la complexité des circuits augmente en relation directe avec le nombre de bits utilisés. En outre, à fréquence élevée, on doit tenir compte des temps de propagation dans les circuits. II est également difficile de réaliser des mémoires très rapides. L'invention pour sa part tire partie de certaines caractéristiques de l'application envisagée, c'est-à-dire la linéarisation d'une rampe de fréquence pour radio-altimètre. La figure 5 illustre une rampe de fréquence numérique c'est-à-dire en réalité une pseudo-rampe constituée de marches d'escalier fg, f1, 2....fT pour les instants t0, t1, t2...T. Elle va se traduire par une approximation par "facettes" de la rampe de phase. La figure 6 illustre, pour l'intervalle de temps t0 à t2, la variation de la phase (p correspondante. A chaque palier de fréquences fg, f1 et f2 vont correspondre sur la figure 6, des valeurs de phases ço, 91 et 2. On obtient une courbe en "facettes". L'erreur de phase est la distance entre la courbe théorique (relation (10)) représentée en pointillés sur la figure et la courbe en "facettes", en trait plein. On peut également caractériser l'erreur de phase par la "surface d'erreur" SE, c'est-à-dire l'aire entre les deux courbes délimitée par deux instants d'échantillonnage, t0 et t1 par exemple. L'invention part de la constatation que la minimisation de l'erreur ne correspond pas d'abord à obtenir le maximum de précision sur le niveau de chaque marche de la courbe de fréquence mais à augmenter le nombre de "facettes" même si leur pente est moins précise. Cette augmentation à deux conséquences intéressantes - à partir d'une certaine vitesse, I'erreur de phase devient de l'ordre du radian ; il s'ensuit que le spectre émis est alors faible a priori (approximation des petits angles) - le spectre de cette erreur s'étale sur une bande de plus en plus large. En résumé, en augmentant la fréquence d'échantillons on peut obtenir une grande précision sur la phase tout en se contentant d'un petit nombre de bits. Seuls comptent les instants de passage à zéro du signal carré représentant la fréquence instantanée synthétisée. Ce passage à zéro doit être précis. Tirant parti de ce qui vient d'être rappelé, le dispositif selon l'invention réalise une comparaison de phase directe de signaux numériques. En effet, le signal issu d'un diviseur de fréquence est numérique et avant conversion numérique-analogique dans l'OCN, le signal.est lui aussi numérique. Dans le dispositif de l'invention, on va supprimer la mémoire contenant la table de conversion (phase/amplitude) et le convertisseur numérique-analogique de l'OCN. On va travailler sur le bit de poids le plus fort du mot de sortie de l'accumulateur de phase. Cette solution conduit à un bruit de phase réparti sur une bande de fréquence égale à la fréquence d'horloge de l'OCN au niveau du signal de battement dû à l'erreur de phase produite sur le signal de sortie de l'OCN. Un oscillateur modulé en fréquence selon l'invention est illustré schématiquement par la figure 7. Il comporte deux accumulateurs de N bits, 1 1 et 12 jouant le rôle de l'accumulateur 1 de la figure 4. On a supprimé les autres étages. Ces accumulateurs fonctionnent au rythme de l'horloge de fréquence Fh. Le premier reçoit un mot binaire I de N bit et fournit en sortie une rampe numérique M, à variations en marches d'escaliers toutes égales à I, comme illustré par le diagramme en partie inférieur de la figure 7 ; diagramme montrant les variations de M en fonction du temps. Les incréments de temps sont inversement proportionnels à la fréquence Fh, soit A t= [î / F h]. Le deuxième accumulateur, 12, fournit en sortie un mot P de N bits. Les valeurs de ce mots suivent une loi parabolique comme il a été indiqué. Ces variations sont illustrées par le diagramme placé sur la partie inférieure de la figure 7. La vitesse de changement de phase correspond à la fréquence de sortie de l'oscillateur numérique. d cp y M t 1.1) Fh dt M relation dans laquelle N = Nombre de bits de l'accumulateur de phase Fh = Fréquence d'horloge de l'accumulateur. L'accumulateur de phase est un compteur N bits qui établit une partition sur 2N divisions du cercle de phase associé à la période T du signal. Le nombre M représente la largeur du saut de phase, c'est-à-dire le changement de phase accumulé pendant l'intervalle de temps entre deux impulsions d'horloge. La figure 8 illustre ce mode de fonctionnement pour obtenir une modulation de fréquence linéaire de pente positive, le saut de phase M doit être linéairement croissant. L'utilisation d'un compteur/décompteur supplémentaire est nécessaire pour générer l'accroissement ou la décroissance linéaire de M à partir d'un paramètre d'entrée I proportionnel à la pente de la rampe fréquence si l'on désire un signal à double rampe. Un deuxième paramètre est nécessaire pour établir l'initialisation des compteurs afin de choisir la fréquence de départ, centrale, etc... Si on désire obtenir une rampe de fréquence d'excursion AF et de durée T, la relation suivante doit être vérifiée. avec N entier et I = 1 (12) Pour fixer les idées, si la fréquence d'horloge est de 1 GHz, Af = 25 MHz et T = 8 ms, le nombre de bits de l'accumulateur doit être au minimum de 28. A chaque coup d'horloge, la phase est incrémentée linéairement. L'erreur de phase maximale peut atteindre la valeur (2M/15), soit 240 à 65 MHz. Dans le cadre de l'invention on utilise seulement le bit de poids le plus fort ou "retenue". De façon plus précise chaque étage des accumulateurs 11 et 12 est constitué d'un additionneur à 1 bit. La figure 9 illustre schématiquement un étage des deux accumulateurs 11 et 12. Le premier accumulateur reçoit, sur une première entrée de chaque étage, un bit du mot de commande I et sur une seconde entrée 110, la sortie (un bit de M) de cet étage. Cette configuration est répétée pour l'accumulateur 12 qui reçoit sur une première entrée 121 la sortie (un bit de M) de l'accumulateur 11 et sur une seconde entrée 120 la sortie (un bit de P) de l'accumulateur. La retenue S de l'additionneur 12 de poids le plus fort sera utilisée pour des comparaisons de phase comme il sera explicité dans ce qui suit. Les deux étages reçoivent en synchronisme les signaux d'horloge Fh. L'O.C.N. modifié selon les dispositions prises dans le cadre de l'invention va permettre de synchroniser la boucle de phase d'un oscillateur à commande de tension, que l'on appellera dans ce qui suit O.C.T. dans un but de simplification. On se placera dans le cadre de l'application principale visée par l'invention et plus particulièrement dans le cadre d'un émetteur pour radio-altimètre. Deux configurations peuvent être mises en oeuvre - modulation "directe": I'OC.T., modulé en fréquence, fournit directement un signal à la fréquence d'émission - modulation "transposée" : le signal modulé est généré sur une fréquence intermédiaire (Fl), par exemple dans une gamme de fréquences comprises entre 150 et 250 MHz, puis transposées en hyperfréquence. La configuration générale d'un dispositif de linéarisation de rampe de fréquence selon l'invention est illustrée schématiquement par la figure 10. Il comprend tout d'abord un OCN 40 tel qu'il vient d'être décrit. Cet OCN synthétise une rampe de modulation de fréquence. Le signal de sortie VS constitué par un bit de retenue est transmis à un comparateur de phase numérique comparant, bit à bit, le signal Vs à un signal de fréquence F2. Celui-ci est obtenu par transposition de la fréquence F1 générée par un O.C.T. 43. Cette transposition s'effectue habituellement à l'aide d'un mélangeur harmonique 42 à partir d'une fréquence F générée à son tour par un oscillateur supplémentaire. L'ensemble 41, 42 et 50 constitue la boucle à verrouillage de phase 400 de l'oscillateur 43 ou "PLL" selon la terminologie anglo-saxonne "Phase Locked Loop"). Le signal Vp issu de la comparaison est transmis ensuite à un filtre de bande 50, comme c'est le cas habituellement, dont la sortie (signal Vc) commande en tension l'O.C.T. 43. Comme il a été indiqué, I'O.C.N. 40 reçoit un signal d'horloge Fh qui, dans une des variantes de réalisation qui vont être explicitées peut être le signal F (ou du moins un signal issu de celui-ci) et de même fréquence. La figure 11 illustre de façon détaillée une première variante de réalisation correspondant à la variante précitée à modulation "directe". Pour fixer les idées, et sans que cela soit limitatif, on considère l'exemple d'application pour un dispositif ayant pour caractéristiques - fréquence d'émission 17 GHz - excursion en fréquence de la rampe : 100 MHz - durée de la rampe :8,4 ms L'expérience montre que ce choix correspond à un compromis optimisé du bilan (puissance/dimension) des antennes. Les éléments constitutifs de ce dispositif sont les suivants - un OCT hyperfréquence à cavité 43 générant une fréquence moyenne de 17 GHz - un mélangeur harmonique 42 - un oscillateur local 46 à 1 GHz - un amplificateur suiveur 44 à fréquence intermédiaire (Fl) - un diviseur de fréquence par quatre 45 - un OCN en technologie AsGa 40 dont la fréquence horloge est Fh = 1 GHz; 28 bits - un comparateur de phase numérique 41 - un filtre de boucle 50 - un amplificateur de puissance 49 hyperfréquence 17 GHz - et une antenne d'émission 51 L'O.C.T. 43 est modulé en fréquence à partir d'un signal d'erreur fourni par une boucle à verrouillage de phase. Celle-ci comprend un coupleur 47 recevant le signal de sortie de l'O.C.T., de fréquence F1, signal transmis à l'antenne 51 via un amplificateur de puissance 49. Le coupleur 47 transmet un signal F'1 au mélangeur harmonique 42, de même fréquence que le signal F1. La boucle comprend également l'amplificateur à fréquence intermédiaire 44, le diviseur par quatre 45, le comparateur numérique de phase 41 et le filtre de boucle 50. Ce dernier est un filtre passe-bande dont le signal de sortie Vc commande en tension l'O.C.T. 43. La fréquence intermédiaire F'2 obtenue est comprise dans la gamme 160-260 MHz (Af = 100 MHz). Dans cette variante de réalisation le signal de pompe F du mélangeur harmonique et le signal d'horloge Fh ont la même fréquence et sont générés par le même oscillateur 46 via le coupleur 48. Le signal de référence du comparateur de phase 41 est produit par l'OCN 40 dont l'excursion de fréquence et la durée de la rampe sont pilotés par un microprocesseur de gestion du dispositif, ce par l'intermédiaire d'un circuit logique rapide (non représenté) fournissant des signaux numériques de commande SiC. Le pilote de fréquence Fh de l'0CN 40 est un oscillateur 46 du type oscillateur à résonateur à ondes acoustiques de surface, plus connu sous le sigle "SAWRO" ("Surface Acoustic Wave Resonator Oscillator") selon la terminologie anglo-saxonne. II peut être encore constitué à base d'un oscillateur à résonateur diélectrique R.D.O., plus connu sous le sigle "DRO" ("Dielectric Resonnator Oscillator") selon la terminologie anglosaxonne. Cet oscillateur est asservi et fonctionne autour de la fréquence 1 GHz. Ceci permet d'obtenir un pas entier de division de l'ordre de 1 ns. L'autre signal F2 à appliquer au comparateur de phase 41 est obtenu à la suite d'une transposition de fréquence du signal F'1 issu du signal F1 de l'OCT 40 à l'aide d'un mélangeur harmonique 42 ayant pour signal de pompe F celui de l'oscillateur 46. D'amplitude très faible, le signal obtenu est d'abord amplifié (signal F"2) avant de subir une division de fréquence par quatre. L'intérêt d'une division de fréquence, qui réside dans une diminution des sauts de phase appliqués au comparateur 41 de la boucle, peut être remis en cause du fait de la présence d'un bruit de phase important due à la transposition de fréquence (rapport dix sept). Dans ce cas au lieu d'imposer une variation AfocN = 25 MHz à l'O.C.N. 40, on lui impose une variation AfocN = 100 MHz. On supprime alors le diviseur par quatre 45. Dans tous les cas, I'erreur de phase produite par l'O.C.N. 40 sur le signal de sortie de l'O.C.T. 43 est la même. La figure 12 illustre de façon détaillée une seconde variante de réalisation correspondant à la variante précitée à modulation "transposée". Les éléments communs avec la figure 11 portent les mêmes références et ne seront pas redécrits. La différence principale avec le dispositif précédent réside dans l'adjonction d'un mélangeur 60 pour obtenir le signal modulé à la fréquence de sortie. Un oscillateur hyperfréquence 62 stable, par exemple du type O.R.D. comme précédemment, sert de pilote à la transposition. Un OCT 43 en fréquence intermédiaire (160-260 MHz par exemple) génère la rampe de modulation de fréquence F3 par asservissement sur l'OCN; puis ce signal est transposé (signal F1) par le mélangeur 60. De plus, I'étage amplificateur de sortie 49 doit posséder un gain plus important ; la présence de la bande image proche nécessite un traitement de réjection par filtrage. Le principal avantage de cette solution consiste en la suppression du mélangeur harmonique et de son amplificateur suiveur par rapport à la solution précédente (figure 11: 42 et 44). L'oscillateur O.R.D. 62 est asservi par une boucle de phase comprenant un coupleur 61 distribuant le signal de sortie F4 de l'O.R.D. 62 au mélangeur 60 et à un organe 65, que l'on appellera "tête d'échantillonnage" 65 (signal F'4 de même fréquence). Ce dernier organe 65 synchronise la boucle à l'aide du signal d'horloge Fh généré par l'oscillateur 46 et distribué en outre, via le coupleur 48, à l'O.C.N. 40. Comme précédemment, si l'excursion en fréquence imposée à l'O.C.N. 40 est égale à 100 MHz, le diviseur par quatre 45 ne sera pas utilisé. Enfin, comme il a été indiqué, I'effet Doppl Cet étage est précédé d'un filtre passe-bas à faibles pertes en guide d'onde accordé sur la bande de fréquence émise (diminution du bruit, atténuation de brouillage hors bande) suivi d'un amplificateur faible bruit Un facteur de bruit global de 5 dB pour le récepteur peut être atteint. La dynamique du signal de battement entre un régime "haute altitude" (HA) et "basse altitude" (BA) peut être très importante et nécessite l'utilisation de plusieurs procédés pour en réduire les effets a) Réduction de la puissance émise à basse altitude Le signal en sortie de 'OCT 143 est amplifié par un étage de puissance 149. Il est envisageable à basse altitude de ne pas se servir de celui-ci. L'aéronef qui transporte le radio-altimètre sera d'ailleurs moins détectable si on adopte cette mesure. b) Adjonction d'un amplificateur Fl à gain fixe dans la chaîne de réception à haute altitude. En effet, entre les deux gammes d'altitude, la dynamique de réception est fixe et vaut D D = 20 log h1 - 20 log h2 avec h1 > > h2 Pour compenser cet état, la mise en place d'un amplificateur à gain fixe permet de compenser facilement cet écart d'amplitude. c) Saturation des étages de réception en cas d'écho spéculaire trop élevé. Le niveau minimal de réflectivité pour un sol diffusant est de l'ordre - 25 dB m2/m2 et pour un écho spéculaire, le Gr niveau maximal théorique de réflectivité 4 avec G gain de l'antenne et r coefficient de réflectivité. On peut tout à fait tolérer une légère saturation du signal en amplitude pour un phénomène qui se révèle de probabilité d'apparition très rare. A titre d'exemple l'écho spéculaire d'une route bitumée fournit une mesure de l'ordre de +10 dBm2/m2. La dynamique de l'étage compensant les fluctuations de réflectivité indépendamment de l'altitude de l'aéronef est estimée à 40 dB. Cette dynamique peut être prise en compte au moyen d'une CAG (contrôle automatique de gain) sur l'ampli F.l.. On va maintenant décrire les spécificités de la mesure d'altitude pour chacune des gammes "Haute altitude" et "Basse-altitude" et qui seront appelées dans ce qui suit HA et BA. On va tout d'abord expliciter la réception haute altitude. Le récepteur référencé 200 est l'outil de mise en forme du signal de battement pour son exploitation en vue de l'obtention de la mesure de hauteur. A haute altitude (16 000 m Le signai de battement a donc une fréquence située dans la plage suivante (signal non affecté de Doppler) 2x20000x100. î06 f b (20000 m) = 3. 108 x8,410- 1 =1,587MHz fb (25 000 m) = 1,984 MHz fb (16 000 m) = 1,270 MHz On considère que l'analyse de fréquence peut être réalisée à l'aide d'un processeur de Transformée de Fourier Rapide, appelé dans ce qui suit FFT ("Fast Fourier Transform") sur une plage comprise entre 0 et 128 kHz avec une granularité de 250 Hz. Pour réaliser la mesure, il est nécessaire de transposer en fréquence le signal de battement afin d'effectuer une "loupe fréquentielle" sur le spectre à calculer. La réalisation proprement dite de cette loupe agile est basée sur l'utilisation d'un mélangeur et d'un OCN. La commande de ce synthétiseur permet de réaliser l'agilité de fréquence nécessaire à la poursuite de la fréquence de battement. En gardant les paramètres d'analyse cités ci-dessus, la durée d'acquisition est de 1024 x 4,us = 4,096 ms et le temps de calcul de la transformée de Fourier de quelques centaines de micro-secondes. Si on garde le même nombre d'échantillons pour une durée d'analyse double correspondant à la durée de la rampe, la résolution fréquence est doublée et la plage d'analyse en fréquence diminuée de moitié, soit 0-64 kHz. Une solution utilisant une fréquence d'échantillonnage double, soit 512 kHz, nécessite l'emploi de circuits intégrés rapides donc chers. Une augmentation de la résolution n'est pas utile du fait de la largeur du spectre de battement (B r8 kHz). Le choix de la fréquence de l'OCN de transposition est réalisé par un calculateur dont est muni le radio-altimètre de manière à centrer la fenêtre d'analyse sur une fréquence de battement moyenne. Les fluctuations de la fréquence de battement en raison du phénomène Doppler ne devraient pas être gênantes. En première approximation, Vr = v tg a, relation dans laquelle: v = vitesse du mobile par rapport au sol horizontal Vr = vitesse radiale a = angle du terrain par rapport à l'horizontal Pour une variation de pente du terrain de l'ordre de grandeur des variations d'attitudes de l'aéronef à V = 1 000 m/s, la vitesse radiale atteint pour a = 20, Vr = 35 m/s, soit un décalage de la fréquence de battement de 4 kHz. Des phénomènes correspondant à des variations de hauteur extrêmement locales de terrain (fossé, digue,...) se traduiront par des impulsions transitoires sur le signal de battement De plus, même si les signaux de battement sortent de la fenêtre d'analyse fréquentielle, il existe toujours des points brillants au sol dans le pinceau d'antenne qui réfléchissent l'onde incidente sans tenir compte de l'effet Doppler. A titre d'exemple, la chaîne de réception, pour un radio-altimètre 17 GHz, se décompose de la manière suivante - Une antenne 201. - Un filtre passe-bas 202, de fréquence de coupure 20 GHz. - Un amplificateur 203 faible bruit NF = 3,5 à 4 dB et de gain G = 20dB à F = 17 GHz. - Un double mélangeur 204 à réjection de fréquence image L = 10 dB pour F = 17 GHz. Le signal de fréquence provient de la partie émetteur 100, de façon plus précise de l'O.C.T. 143 via les coupleurs 147 et 205. - Un coupleur large bande 206 recombine les signaux de sortie des mélangeurs pour produire un signal Fl. - Un amplificateur 207 à gain variable pour compenser les fluctuations de réflectivité du sol, de dynamique 50 dB minimum, bande passante = 10 kHz - 2 MHz. - Un filtre 209 passe-bande Af = 500 kHz et de fréquence centrale centrale = 1,750 MHz. - Un mélangeur 210. - Un OCN 211 de pas de fréquence = 10 kHz et de fréquence de sortie entre 1,4 MHz et 2 MHz. - Un amplificateur basse fréquence 212 de gain fixe pour rattraper l'atténuation entre les gammes haute et basse altitudes : La variation de l'atténuation est typiquement AG = 20 log 25 000 - 20 log 30 = 58 dB. - La différence d'atténuation entre le haut et la bas de gamme en haute altitude AA = 20 log 25 000 - 20 log 16000= 3,8 dB. -. Un étage 213 à gain variable appelé GVA (Gain Variable avec l'Altitude) permettra de compenser les variations de gain selon une loi en 1/h2 par pas de 0,5 dB. - Un filtre passe-bas 214 anti-repliement de fréquence de coupure = 110 kHz. - Un convertisseur 215 analogique-numérique n bits. Le facteur de bruit global du récepteur peut être estimé à 5 dB compte tenu de l'état de l'art actuel en ce domaine. La chaîne de réception doit être linéaire et sans écrêtage pour ne pas générer des signaux parasites qui pourraient soit être pris pour le signal de battement, soit faire disparaître celui-ci s'il est de faible amplitude. La facilité à générer un signal harmonique à fréquence connue entre 0 et FH/2 à l'aide d'un OCN peut permettre de réaliser des mesures d'altitude comprise entre les deux gammes HA et BA. Les problèmes de dynamique du signal et de saturation peuvent être résolue à l'aide de l'organe GVA 213. La chaîne de réception comporte une Commande Automatique de Gain à action rapide (CAGE) capable de réagir à toute variation de réflectivité du sol de façon à maintenir constante, I'amplitude du signal à l'entrée du convertisseur analogique numérique 215 et agissant sur l'amplificateur 207. La réception à basse altitude va maintenant être explicitée. La précision désirée sur la mesure de distance nécessite une capacité d'analyse du signal (granularité de la FFT) en relation avec la fréquence de battement du signal ; I'ajustement de la durée de la dent de scie et/ou de l'excursion de fréquence Af s'impose. Pour mesurer la fréquence de battement de ce signal, il est nécessaire de maintenir celle-ci dans une plage fixée en fonction de l'altitude. La durée de la dent de scie sera donc variable en fonction de l'altitude par gamme. L'excursion de fréquence peut être automatiquement doublée. Au lieu d'effectuer une division par quatre en fréquence (étage haute altitude) avant d'effectuer la comparaison de phase dans la chaîne d'émission, cette division est portée à huit. Pour ce faire un signal de commande HA/BA est utilisé. On le verra, ce signal est élaboré par un calcultateur 217. De plus, le niveau de signal reçu varie en 1 /h2 en fonction de l'altitude. Une réduction de puissance émise est nécessaire. Celle-ci peut être obtenue en coupant l'amplificateur de puissance 149 à l'émission, et en plaçant un atténuateur 153 entre l'OCT 143 et l'antenne 151 à l'aide de commutateurs. L'organe appelé GVA 213 (Gain Variable avec l'Altitude) permet de rattraper ces variations en fonction des gammes d'altitude et un filtre passe-haut 220 en 6 dB/octave inséré dans la chaîne BF (Basse Fréquence) maintient constant le niveau du signal à l'entrée du convertisseur analogique-numérique. On choisit de commuter les gammes par demi-octave d'altitude afin de limiter les sauts de fréquences. La chaîne basse altitude est constituée des éléments suivants dont certains sont communs avec la chaîne Haute-Altitude - Le filtre passe-bas 202. - L'amplificateur 203. - Le mélangeur à réjection de fréquence image 204. - L'amplificateur à gain variable 207. - Un filtre passe-bas 218 de fréquence de coupure 110KHz. - Un amplificateur 219 basse fréquence 1 kHz-i 10 KHz de gain GBF. - Un filtre passe-haut 220 présentant une pente de 3 dB/octave et une fréquence de coupure placée vers 110 kHz de façon à maintenir constant le niveau de sortie à réflectivité constante. - L'atténuateur 213 GVA (Gain Variable avec l'Altitude ajustant le gain selon la loi en 1/h2 (commutation gammes par demi octave d'altitude) pour obtenir le signal de sortie d'amplitude proportionnelle à la réflectivité du sol. II est constitué d'un atténuateur logarithmique commandé numériquement. - Le filtre passe-bas 214 anti-repliement de fréquence de coupure fc 110kHz. - Le convertisseur analogique-numérique 215 , n bits. Les chaînes d'émission et de réception possèdent donc deux modes de fonctionnement pour tenir compte des gammes haute et basse altitude. Le radio-altimètre comporte un calculateur 217. A partir de diverses informations de modes de fonctionnement (inerte, veille et mesure), d'attitudes de l'aéronef et du signal de battement, celui-ci est capable d'extraire la valeur de hauteur droite entre l'aéronef et le sol. Le calculateur 217 commande - pour la partie émission . I'Oscillateur Commandé Numériquement 140 à l'aide du signal de commande SC1 le diviseur de fréquence 145, par quatre ou par huit, si celui-ci est présent à l'aide d'un signal HA/BA (Haute Altitude-Basse Altitude) la commutation à l'émission de l'amplificateur de puissance 149 ou de l'atténuateur 153 à l'aide du même signal HA/BA, via deux commutateurs 152 et 154 à deux positions 1 et 2. La position 1 de ces commutateurs correspond au mode Haute Altitude et la position 2 au mode Basse Altitude. - pour la partie réception la commutation des chaînes basse et haute altitudes à l'aide du signal HA/BA et des commutateurs 208 et 221 à deux positions . le synthétiseur OCN 211 à l'aide du signal SC2 le module GVA 213 à l'aide d'un signal SGVA et l'amplificateur 207 à l'aide d'un signal de commande SGAGI II gère aussi le processeur FFT 216 servant au calcul par transformée de Fourier rapide du spectre de battement. Ce processeur FFT 216 rapide fournit les résultats sous forme d'un spectre de raies. Le signal de battement sur chacune des rampes (montante et descendante) reçoit le même traitement. Pour extraire l'information de hauteur, il fait appel à des procédés connus de traitement du signal. La solution de traitement numérique apporte un certain nombre d'avantages par rapport à une solution traditionnelle à traitement analogique - une grande intégrité de la mesure de hauteur dans toutes les configurations de vol, - la capacité de suivre plusieurs cibles de manière continue, - une fenêtre d'observation large (supérieure à 100 kHz) qui permet une réponse dynamique importante sur des variations rapides du terrain. Le spectre du signal de battement est calculé par transformée de Fourier rapide pour chacune des rampes. Pour s'affranchir de l'effet Doppler, on réalise la demi-somme des maxima des spectres de battement obtenus lors des modulations successives des rampes montantes et descendantes (relation (8)). Le traitement du signal a pour but d'extraire l'information de hauteur entre l'aéronef et le sol. II consiste dans les étapes suivantes - calcul du spectre par TFD (Transformée de Fourier Discrète), - détection et d'extraction des maxima, - cohérence temporelle sur la mesure, - filtrage de trajectoire. Le calcul de spectre par TFD se caractérise par la plage de fréquence (liée à la fréquence d'échantillonnage) et par la granularité ou résolution en fréquence (liée au nombre de points d'analyse) pour les systèmes classiques. II a été indiqué que les paramètres retenus étaient -une fréquence d'échantillonnage de 256 kHz pour 1024 points maximum. Une fréquence d'échantillonnage plus importante peut être choisie de façon à ce que les fréquences des signaux de battement ne sortent pas de la fenêtre d'analyse en raison de phénomènes d'effet Doppler importants. Les informations utiles sont contenues dans les spectres calculés ci-dessus. Le procédé de détection permet d'extraire celles-ci à partir de la position du maximum d'énergie spectrale dépassant un seuil de détection. La vérification de la cohérence temporelle d'une information consiste à déterminer si la détection effectuée, à un instant donné, correspond, sur la base d'un modèle prédictif et à une tolérance près, aux détections antérieures. A ce niveau, I'information de hauteur est "brute". On peut appliquer un filtrage de navigation atténuant le bruit sur la mesure effectuée. Le filtrage est du type dit a,B. L'invention n'est pas limitée aux variantes de réalisation précisément décrites. En particulier, les exemples numériques n'ont été donnés que pour illustrer de façon plus précise un exemple d'application de l'invention. REVENDICATIONS 1. Dispositif de linéarisation de la rampe de modulation de fréquence produite par un générateur comprenant un oscillateur à commande par la tension (43) muni d'une boucle à verrouillage de phase (400) et un générateur d'horloge (46) à fréquence déterminée (Fh) caractérisé en ce qu'il comprend un oscillateur à commande numérique (43) comportant un premier accumulateur (11) commandé par un mot numérique (I) générant en sortie au moins une rampe numérique en marches d'escalier (M) variant dans un sens déterminé au rythme de ladite fréquence déterminée (Fh) et un second accumulateur commandé par la rampe numérique (M) et fournissant en sortie un signal numérique (P) en marches d'escalier à variation de phase selon une loi parabolique au rythme de ladite fréquence déterminée (Fh) ; et en ce qu'il comprend en outre un comparateur de phase numérique (41) inséré dans ladite boucle à verrouillage de phase, le comparateur numérique (41) recevant le bit de poids le plus fort de l'oscillateur à commande numérique (40) et les signaux générés par l'oscillateur à commande par tension (43). 2. Dispositif selon la revendication 1; caractérisé en ce qu'il comprend en outre, inséré dans ladite boucle à verrouillage de phase, un mélangeur harmonique (42) recevant les signaux (F'1) générés par l'oscillateur à commande par la tension (43) et des signaux à ladite fréquence d'horloge (Fh) comme signaux de pompe pour les transposer en des signaux de fréquence déterminée (F'2). 3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2; caractérisé en ce qu'il comprend en outre, inséré dans ladite boucle à verrouillage de phase un diviseur de fréquence (45) d'un rapport de division déterminé dont le signal de sortie (F2) est comparée par le comparateur numérique (41) au bit de poids le plus fort de l'oscillateur à commande numérique (40). 4. Dispositif selon la revendication 3 ; caractérisé en ce que ledit rapport de division est commandable par un signal de commande (BA/HA) entre au moins deux valeurs. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 4; caractérisé en ce que chaque accumulateur (11, 12) comprend plusieurs étages en parallèle, chaque étage étant constitué par un additionneur recevant sur une première entrée (111, 121) un bit d'un mot binaire (I, M) à additionner et sur une seconde entrée (110, 120) le signal présent sur sa sortie (M, P). 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 5; caractérisé en ce que ledit mot numérique (I) commandant le premier accumulateur (11) comprend une information de signe de manière à générer une double rampe de fréquence comportant une partie croissante et une partie décroissante symétrique de la première. 7. Radio-altimètre comprenant un émetteur (100) de signal en rampe de modulation de fréquence variant selon une loi linéaire et un récepteur (200) du signal émis après réflexion sur une cible éloignée d'une distance déterminée (h) déterminant la fréquence de battement (fb) entre le signal émis et le signal reçu ; caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de linéarisation de ladite rampe de fréquence selon l'une quelconque des revendications 1 à 6. 8. Radio-altimètre selon la revendication 7 ; caractérisé en ce que le récepteur comprend un deuxième oscillateur à commande numérique (211) générant un signal de fréquence commandable et un mélangeur (210) recevant des signaux représentatifs des signaux reçus et de même fréquence, de manière à transposer ladite fréquence de battement (fb) dans une gamme de fréquences inférieures. 9. Radio-altimètre selon la revendication 8 ; caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de conversions numériques analogiques de signaux (215) et un dispositif de calcul de transformée de Fourier rapide (216) recevant les signaux ainsi convertis et calculant ladite distance (h). 10. Radio-altimètre selon l'une quelconque des revendidations 7 à 9 ; caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens pour commuter entre un mode de mesure à courte portée (BA) et un mode de mesure à longue portée (HA) et en ce que ces moyens comprennent des circuits d'amplification à gain variable.