FR 2745390 A1 19970829 FR 8401293 A 19840127 DISPOSITIF DE CONTRE-CONTRE MESURE ELECTRONIQUE POUR RECEPTEUR RADAR A IMPULSIONS COHERENTES La présente invention se rapporte à un système radar à impulsions cohérentes et plus particulièrement au récepteur d'un tel système radar, elle concerne un dispositif de contre-contre mesure électronique permettant de lutter efficacement contre les signaux de contre-mesure électronique reçus par ce système radar. Les fondements des systèmes radar Doppler à impulsions cohérentes sont largement exposés dans la littérature technique correspondante. Sur ce sujet, on pourra consulter l'ouvrage de M. H. SKOLNIK "Radar Handbook", 1970, édité par Mc Graw Hill. Les systèmes radar Doppler à impulsions cohérentes, ou radar VCM (Visualisation des Cibles Mobiles) permettent de séparer les signaux échos des cibles mobiles des signaux échos des objets fixes, ou animés d'une faible vitesse de déplacement. Ces systèmes radar mettent en oeuvre des techniques de l'art antérieur parfaitement connues, et d'une manière générale, ils exploitent le glissement de fréquence Doppler introduit par le déplacement des cibles mobiles. Dans de tels systèmes radar, la phase de l'onde porteuse des impulsions émises est retenue et comparée à la phase des signaux échos captés par l'antenne, afin de mesurer la phase relative de ces signaux. Cette phase relative est constante d'une période de récur rence à la suivante, dans le cas des signaux radar réfléchis par un objet fixe, tandis qu'elle varie au cours du temps dans le cas des signaux radar réfléchis par une cible mobile ayant une composante de vitesse radiale Vr, non nulle, par rapport à l'antenne radar. L'opération de comparaison de la phase des signaux émis et des signaux reçus est effectuée par un détecteur cohérent, généra lement du type complexe, c'est à dire qui détecte les deux compo santes orthogonales I et Q des signaux échos. I1 en résulte que le détecteur cohérent fournit des signaux en impulsions dont l'ampli tude est constante dans le cas d'objets fixes, et des signaux en impulsions modulés sinusoldalement en amplitude dans le cas de cibles mobiles. Le glissement de fréquence Doppler FD est lié à la longueur d'onde X c de la porteuse des impulsions émises et à la composante de vitesse radiale V r de la cible par la relation connue: FD = 2 Vrac Les systèmes radar VCM doivent opérer de façon satisfaisante en présence de signaux radar indésirables, lesquels sont principalement constitués par les signaux de retour du sol et des constructions, les signaux de retour dûs aux phénomènes atmosphériques, les échos des véhicules terrestres, etc... Ces signaux radar indésirables, généralement de fort niveau, correspondent à des objets fixes, ou animés d'une vitesse modérée pouvant atteindre, à la limite, une vitesse de 30ms 1 dans le cas des véhicules terrestres. On connait déjà des systèmes radar VCM dans lesquels les signaux de sortie du détecteur cohérent du récepteur sont filtrés dans un banc de filtres Doppler qui délivre des données de sortie correspondant à chaque case-distance/vitesse du système radar. Un traitement ultérieur effectué sur ces données de sortie permet d'extraire les signaux échos des cibles mobiles et de rejeter les signaux radar indésirables. Les systèmes radar VCM considérés ici doivent demeurer opérationnels dans un environnement hostile, par exemple, lorsqu'un attaquant potentiel met en oeuvre des moyens de contremesure électronique (CEM) consistant à émettre des signaux électromagnétiques de brouillage continus (B.C) ou découpés dans le temps (B.D). Dans le cas de signaux de brouillage continus dans le temps, les performances de détection du système radar sont dégradées proportionnellement au niveau des signaux de brouillage captés par l'antenne radar, mais des moyens permettant de stabiliser le Taux de Fausses Alarmes (T.F.A) du système radar sont connus. Dans le cas des signaux de brouillage découpés dans le temps, il se pose le problème de stabiliser le taux de fausses alarmes, et conjointement, il est souhaitable, dans la mesure du possible de limiter la dégradation des performances de détection du système radar. Le but que vise l'invention est de fournir un dispositif de contre-contre mesure électronique qui permette de lutter efficacement contre les signaux de brouillage découpés dans le temps. Pour atteindre ce but, le dispositif de contre-contre mesure électronique est connecté à la sortie d'un récepteur dont les signaux de sortie sont filtrés dans un banc de filtres Doppler, lequel délivre des données de sortie correspondant à chacune des cases-distance/vitesse du système radar, ce dispositif comprend des moyens sensibles à la présence de signaux de contre-mesure électronique découpés dans le temps, ces moyens permettent de substituer aux données de sortie du banc de filtres Doppler, une donnée représentative de la valeur moyenne du niveau des signaux de bruit du récepteur, lorsque le rapport de la valeur maximale à la valeur moyenne des données de sortie du banc de filtres Doppler, considéré pour chacune des cases-distance est inférieur à une valeur de seuil prédéterminée. D'autres caractéristiques apparaîtront dans la description détaillée qui va suivre, faite en regard de dessins annexés ; sur ces dessins - la figure 1 représente la couverture plane d'un système radar à impulsions cohérentes. - la figure 2 montre la courbe de réponse G (f) du banc de filtres Doppler connecté à la sortie du récepteur radar. - la figure 3 est la matrice des cellules-distance considérée en amont du banc de filtres Doppler. - la figure 4 est la matrice des cases-distance/vitesse considéré en aval du banc de filtres Doppler. - la figure 5a est un bloc diagramme fonctionnel des principaux circuits du récepteur radar. - la figure 5b est un diagramme de la séquence des données de sortie multiplexées du banc de filtres Doppler pour une casedistance de rang m. - la figure 6 est un bloc diagramme fonctionnel qui représente le dispositif de contre-contre mesure électronique de l'invention. - la figure 7 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation du dispositif de contre-contre mesure électro nique. - la figure 8 est un bloc diagramme fonctionnel qui représente le circuit de calcul permettant d'élaborer la valeur moyenne du niveau de bruit du récepteur et la donnée d'état du brouillage. - la figure 9 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une variante de réalisation du dispositif de la figure 7. La figure 1 représente la couverture plane d'un système radar à impulsions cohérentes ayant une distance de détection maximale, non ambigüe, Rmax égale ou inférieure au produit Tr c/2, avec T r la période de récurrence des signaux en impulsions rayonnées par l'antenne radar, et c la vitesse de propagation des ondes électro magnétiques. Cette distance de détection Rmax est divisée en M intervalles égaux de grandeur aR sensiblement égale au produit effective des impulsions émises est définie par le pouvoir séparateur en distance du système radar. Dans un système radar à impulsions cohérentes, l'intervalle de Traitement Cohérent (ITC) ou CIP (Cohérent Interval Processing selon la dénomination anglo-saxonne) correspond à un nombre P d'impulsions émises consécutivement avec une période de récurrence T r et une même longueur d'onde. Ces P impulsions constituent une salve d'émission ; il faut toutefois noter que d'une salve à la suivante, la période de récurrence des impul sions peut être chargée, et que d'une façon générale, le produit T .oc des P impulsions des salves d'émission, peut être modifié cycli quement dans le but de réduire les vitesses aveugles, ou encore de permettre un classement des signaux échos selon le glissement de fréquence Doppler introduit par le déplacement des objets réflé chissants. Pendant la durée d'une salve d'émission, correspondant à l'ITC du système radar le déplacement angulaire Q de l'antenne radar est généralement inférieur à l'ouverture nominale Qo du diagramme de rayonnement de l'antenne radar. La figure 2, sous une forme idéalisée, représente la courbe de réponse G (f) du banc de filtres Doppler, lequel est disposé à la sortie du récepteur radar. Ce banc de filtres Doppler, généralement du type numérique, est centré sur la fréquence zéro et couvre la bande de fréquence s'étendant de -Fr/2 à Fr/2. Le banc de filtres Doppler comprend un nombre N de filtres élémentaires qui sont numérotés de O à (N-l). Le filtre Doppler référencé FDo permet de transférer les signaux échos ayant subit un glissement de fréquence Doppler nul ou égal à un multiple de la fréquence de récurrence Fr Le filtre Doppler référencé FDN/2 est appelé ici, filtre Doppler central, du fait qu'il est positionné sur la fréquence Fr/2 et ses multiples impairs. On peut noter, que la largeur de bande de chacun de ces filtres Doppler est sensiblement identique et que cette largeur de bande est fonction de la durée de l'ITC du système radar, lequel ITC dépend du produit du nombre P des impulsions de la salve et de la période de récurrence T . A ce stade de la description on r peut constater que la totalité des signaux du récepteur est transférée à la sortie du banc de filtres Doppler. La fonction du banc de filtres Doppler est de classer les signaux de sortie du récepteur selon leur composante de fréquence et conjointement de fournir un gain d'intégration cohérente des signaux radar. La figure 3 représente la matrice des cellules-distance, considérée à l'entrée du banc de filtres Doppler et correspondant à une salve d'émission de P impulsions. Suivant l'axet, du temps radar, ou axe distance, la matrice des cellules-distance comprend M colonnes de cellules-distance numérotées de O à (M-I). Sur l'axe t des temps, cette matrice des cellules-distance comprend P rangées - c impulsions de la salve, lesquelles sont numérotées de O à (P-l). Chaque cellule-distance élémentaire est identifiée par un terme a m,p dans lequel, le facteur a est représentatif du niveau du signal (signal radar ou signal de bruit) présent dans la cellule-distance numérotée m et p. Le facteur a est une grandeur complexe, qui peut être représentée par ses deux composantes orthogonales I et Q, comme montré sur le diagramme situé en regard de la matrice des cellules-distance. Ces composantes de signal I et Q sont des grandeurs quantifiées, généralement représentées par un nombre binaire incluant un bit de signe. Ainsi, la matrice des cellulesdistance, comprend pour chaque salve de P impulsions un nombre 2. M.P cellules-distance élémentaires si l'on considère les deux composantes I et Q des signaux. La matrice des cellules-distance correspondant à la salve suivante de P impulsions sera située sur l'axe t des temps et adjacente à la matrice représentée ; deux matrices de cellules-distance pourront être séparées, ou non, par un intervalle de temps. Dans les systèmes radar VCM considérés ici, la période de récurrence T des impulsions est de l'ordre de 0,25 à 2 milli r secondes, le nombre P d'impulsions de la salve d'environ une dizaine, et le nombre M de colonnes de cellules-distance peut atteindre un millier ou plus. La figure 4 représente la matrice des cases-distance/vitesse considérée à la sortie du banc de filtres Doppler. Suivant l'axe z, ou axe des temps radar, cette matrice des cases-distance/vitesse comprend M cases-distance numérotées de O à (M-l) et chacune de ces cases-distances comprend, N cases-vitesse numérotées de 0 à (N-l). Chaque case de cette matrice est identifiée par un terme Am, n, dans lequel, le facteur A est représentatif de l'amplitude, ou module, du signal (signal radar ou signal de bruit) présent dans la case numérotée m et n. Ce signal, Am,n dans le cas d'un signal radar, représente l'amplitude de la composante à la fréquence F n Rn, dans la cellule à la distance m. AR du radar. Si l'on compare les matrices des figures 3 et 4, il s'ensuit que l'énergie des signaux contenus dans une colonne de cellules-distance/vitesse est égale à l'énergie des signaux contenus dans la case-distance correspondante. La matrice des cases-distance/vitesse peut être considérée comme la matrice temps-fréquence Doppler du banc de filtres Doppler avec la restriction que la fréquence Doppler est une fréquence ambigüe, du fait du phénomène d'échantillonnage du système radar. Les signaux Am, n peuvent également être réprésentés par un nombre binaire représentatif de l'énergie des signaux reçus par le récepteur dans chacune des cases temps-fréquence. Le diagramme situé en regard de la matrice représente une case-distance de rang m comprenant N cellules-vitesse ordonnée de O à (N-l). La figure Sa est un bloc diagramme fonctionnel qui montre les principaux circuits du récepteur radar. La partie amont du récepteur, laquelle comprend : le mélangeur microonde d'entrée, I'amplificateur à fréquence intermédiaire (FI) et le détecteur cohérent, n'est pas représentée sur cette figure, puisque de nombreuses formes de réalisation sont largement connues. Le détecteur cohérent fournit les signaux bipolaires à vidéofréquence am,p, ou plus précisément, les deux composantes orthogonales I et Q de ces signaux. Ces composantes de signal I et Q sont échantillonnées et numérisées par le codeur analogique numérique (A/N). Deux couples de mémoires à accès aléatoires (mémoires RAM) adressables en lecture et en écriture sont connectées au codeur A/N par l'intermédiaire d'un premier commutateur 2. Les entrées d'un premier couple de mémoires RAM 3a et 3b, et d'un second couple de mémoires RAM 3c et 3d, sont alternativement connectées, à la cadence de la salve des P impulsions, à la sortie du premier commutateur 2, dans le but de mémoriser la totalité des signaux am,p correspondant à chaque salve d'impulsions. Les sorties de ces deux couples de mémoires RAM sont connectées respectivement aux entrées d'un second commutateur 4 et ce second commutateur opérent en synchronisme et en opposition de phase avec le premier commutateur. Les opérations d'écriture des données d'entrée dans les mémoires RAM s'effectuent suivant les rangées e des cellules mémoires et les opérations de lecture des données de sorties s'effectuent suivant les colonnes m des cellules mémoires. Le bus de sortie du second commutateur 4 est appliqué en parallèle à l'entrée commune du banc de filtres Doppler S, représenté partiellement. Chacun de ces filtres Doppler est un filtre complexe qui inclut un opérateur de calcul permettant d'élaborer le module des signaux ayant traversé le filtre correspondant. Le filtre Doppler FDo est l'élément du banc de filtres qui est centré sur la fréquence nulle, tandis que le filtre FD N/2 est l'élément du banc de filtres qui est positionné sur la moitié de la fréquence de récurrence (Fr/2). Les sorties du banc de filtres Doppler sont connectées respectivement à N entrées d'un circuit multiplexeur 6, dans le but de sérialiser les données de sortie de ce banc de filtres. De plus, ce circuit multiplexeur peut comporter des entrées complémentaires, telles que les entrées X, Y, Z et S, destinées à recevoir si nécessaire des données complémentaires, par exemple l'identification de la salve d'impulsions en cours, ou des résultats de mesure, provenant d'opérations diverses effectuées ultérieurement sur les données de sortie du banc de filtres Doppler. Les circuits du récepteur radar décrit ci-dessus opérent en temps réel, alors les signaux d'horloge de séquencement Ho, Hl et H2 de ces circuits sont synchrones de l'horloge de base du système radar et par conséquence de la fréquence de récurrence des signaux d'impulsions des salves émises. A la figure 5b on a représenté, sous la forme d'un diagramme, la séquence des données de sortie du circuit multiplexeur, pour la case-distance de rang m. Cette séquence de données est constituée de N mots numériques Am,n et de mots de données complémentaires X, Y, Z et S ces derniers étant représentés par des tirets. La durée T de chacune des M cases-distance est donnée par la relation c suivante: T =P.Tr M La figure 6 est un schéma fontionnel qui représente le dispositif de contre-contre mesure électronique. Les signaux am,p fournis par le détecteur cohérent du récepteur radar sont appliqués au banc de filtres Doppler 5 comme décrit précédemment. Ce banc de filtres Doppler fournit des données de sortie (Am, n) correspondant aux cases distance-vitesse du système radar. Ces données de sortie du banc de filtres Doppler sont appliquées à des circuits de calcul 6, lesquels élaborent la grandeur des paramètres suivants: -+, la valeur moyenne du niveau des signaux de bruit du récepteur, lesquels signaux sont constitués par les signaux de bruit thermique, auquels, sont éventuellement superposés des signaux de contremesure électronique. - B- C/D les données d'état de brouillage du système radar correspondant aux conditions suivantes: a) absence de signaux de contre-mesure électronique, à laquelle correspondant la donnée d'état -C/D. b) présence de signaux de contre-mesure électronique décou pés dans le temps, à laquelle correspond la donnée d'état B C/D, et c) présence de signaux de contre-mesure électronique continus dans le temps, à laquelle correspond la donnée d'état B-CrD.- Rm, le rapport de la valeur maximale à la valeur moyenne des données de sortie (Am,n) du banc de filtres Doppler pour chacune des cases-distance. Les données de sortie Am,n du banc de filtres Doppler sont également appliquées à une première entrée de signal d'un circuit de permutation 7, lequel comporte également deux entrées de commande qui sont connectées respectivement à la donnée d'état du brouillage (B-C/D) et la donnée Rm représentative du rapport de la valeur maximale à la valeur moyenne des données de sortie du banc de filtres Doppler. Ce circuit de permutation comporte également une seconde entrée signal qui est connectée à la donnée u représentative de la valeur moyenne des signaux de bruit du récepteur et une entrée de référence qui est connectée à une tension de seuil Vs. Dans le cas où la présence de signaux de contre-mesure électronique découpés dans le temps est détectée par l'élément 6 et que le rapport Rm est inférieur à la tension de seuil Vs, le circuit de permutation 7 fournit sur sa sortie, la donnée u représentative de la valeur moyenne du niveau des signaux de bruit du récepteur. Dans tous les autres cas le circuit de permutation assure le transfert des données de sortie (Am,n) du banc de filtres Doppler. La figure 7 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation du dispositif de contre-contre mesure électronique. Un circuit de calcul 60 échantillonne les données de sortie (Am,n) du banc de filtres Doppler pour ne retenir que les données de sortie (Am, N/2) d'un élément central (FD N/2) de ce banc de filtres Doppler. De ces données (Am, N/2), pour m compris entre O et (M-l) M étant le nombre de cases-distance du système radar, le circuit de calcul 60 élabore les données u et B-C/D définies précédemment. Un opérateur numérique 61 effectue successivement, la somme pondérée Dn des données Am,n, pour chacune des cases-distance. Un opérateur logique 62 extrait, pour chacune des cases-distance la donnée de plus fort niveau Am,i = SUP Am,n. Les données de sortie des éléments 60 et 61 sont appliquées respectivement aux entrées d'un diviseur 63 qui fournit le rapport Rm = SUP.Am,n/4n. Le signal de sortie du diviseur 63 est appliqué à l'entrée d'un comparateur de niveau 70 dont la seconde entrée est connectée à la tension de seuil Vs. Lorsque la valeur du rapport Rm est inférieure à la tension de seuil Vs, la sortie du comparateur de niveau 70 est au niveau haut. La sortie de ce comparateur est connectée à une première entrée d'une porte logique 71 du type "ET" et la seconde entrée de cette porte reçoit la donnée d'état du brouillage B-C/D, laquelle est au niveau haut en présence de signaux de contre-mesure électronique découpés dans le temps. Le signal de sortie de la porte logique 71 est connectée à l'entrée de commande d'un commutateur 72. Une première entrée de ce commutateur, par l'intermédiaire d'un élément 73 de retard de temps, reçoit les données de sortie Am, n du banc de filtres Doppler, et la seconde entrée de ce commutateur reçoit la donnée u délivrée par l'élément 60. Le retard de temps fourni par l'élément 73 est égal à la durée de transit des données à travers les éléments 61, 62, 63, 70 et 71. La sortie du commutateur 72 délivre les données de sortie Bm,n. La figure 8 est un bloc diagramme fonctionnel qui représente une forme de réalisation du circuit de calcul 60 permettant d'élaborer la grandeur du paramètre u représentative de la valeur moyenne du niveau des signaux de bruit du récepteur, et les données d'état B-C/D des signaux de contre-mesure électronique reçus par le récepteur radar. Un registre d'entrée 100 échantillonne les signaux de sortie Am, N/2 fournis par l'élément central FD N/2 du banc de filtres Doppler. En effet, ces signaux de sortie Am, N/2 sont exempts des signaux radar indésirables identifiés précédemment, ils correspondent aux signaux de bruit propre au récepteur radar, auquels sont superposés éventuellement les signaux de contremesure électronique. L'énergie des signaux échos réfléchis par les cibles ayant un glissement de fréquence Doppler ambigü égal à la fréquence de positionnement du filtre Doppler central, peut être négligée. Si l'on considère, d'abord, le cas correspondant à l'absence de brouillage, les signaux de sortie du registre d'entrée, par l'intermédiaire d'un premier commutateur 101, sont appliqués à l'entrée d'un intégrateur 102 qui effectue l'opération suivante A la fin d'une salve de P impulsions, la valeur de p c ainsi calculée est mémorisée dans un registre de sortie 103, puis transférée à la sortie, par l'intermédiaire d'un second commutateur 104. Cette valeur de p c calculée au cours de la salve actuelle, remplace la valeur p n I obtenue lors de la salve précédente. Les signaux de sortie du registre d'entrée 100, sont également appliqués à l'entrée d'un comparateur de niveau 105, dont l'entrée de référence reçoit un signal de seuil Kl.n-l disponible à la sortie du multiplicateur 106. Si la grandeur d'une donnée Am, N/2 dépasse la valeur de seuil Kil. lln 1 cette donnée pouvant résulter par exemple d'un signal écho d'une cible mobile, ou d'un signal d'interférence, le comparateur de niveau 105 délivre un signal de sortie, lequel est appliqué à l'entrée d'un compteur 108, d'une part, et à l'entrée de commande du commutateur 101. Il en résulte qu'à l'entrée de l'intégrateur 102, à la donnée Am, N/2 est substituée la valeur n-I Si l'on considère, maintenant le cas correspondant à la présence de signaux de contremesure électronique superposés au bruit thermique du récepteur, on voit que, chaque fois que la grandeur des données Am, N/2 dépasse la valeur de seuil Kl.lj n-I, le compteur 108 est incrémenté d'une unité. A la fin d'une salve de P impulsions, le contenu L du compteur est décodé et comparé à deux valeurs de référence, Lo et L1, par un élément décodeur 109. Si l'on suppose que la grandeur de Lo est inférieure à la grandeur L1, on trouve les conditions suivantes: - L inférieur à L : absence de signaux de contre-mesure électronique, à laquelle correspond la donnée d'état SC/D. - L compris entre les grandeur Lo et L1 : présence de signaux de contre-mesure électronique découpés dans le temps, à laquelle correspond la donnée d'état B-C/D. - L supérieur à L1 : présence de signaux de contre-mesure électronique à laquelle correspond la donnée d'état B-C/t5. La donnée d'état, correspondant à la situation de brouillage est entrée dans le registre de sortie 110, pour fournir une donnée de sortie B-C/D et conjointement pour actionner le second commutateur 104 lorsque les états B-/D et B-CrD sont détectés. La seconde entrée du commutateur 104 est connectée à une source de tension fixe o, dont la valeur est supérieure au niveau moyen des signaux de bruit thermique du récepteur. Il en résulte que dans le cas de signaux de contre-mesure électronique, à la valeur lic c est substituée la valeurljO. L'opérateur numérique 61, représenté à la figure 7, lequel élabore la grandeur de la donnée Ôm, peut être constitué par un intégrateur numérique qui effectue l'opération suivante L'opérateur logique 62, représenté à la figure 7, lequel détecte la donnée Am,i peut être constituée par un circuit logique conventionnel qui effectue l'opération suivante: Am,i = SUP. Am,n avec On sN-1 La figure 9 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une variante de réalisation du dispositif de contre-mesure électronique décrit à la figure 7. Dans un système radar VCM, le facteur de visibilité des cibles mobiles est fonction de la dynamique d'ampli tude des signaux fournis par le récepteur. Lors des opérations numériques de filtrage de ces signaux il est donc important de conserver toute la dynamique d'amplification du récepteur et que l'opération de numérisation des signaux soit effectuée avec un nombre élevé de bits. Si l'on se référe de nouveau à la figure S, le codeur A/N doit pouvoir coder, par exemple, I'amplitude des signaux am,p sur 12 bits incluant un bit de signe. Suite à l'opération de filtrage Doppler, de ces signaux codés, le bit de signe se trouve éliminé et la dynamique d'amplitude des données de sortie Am,n du banc de filtres Doppler peut être comprimée et codée sur un nombre moins élevé de bits, par exemple, sur 8 bits. Dans ce but on peut voir sur la figure 9 que les données de sortie Am,n fournies par le banc de filtres Doppler sont appliquées à l'entrée d'un convertisseur LIN/LOG, 50, pour fournir des données comprimées A'm,n. Par contre, s'il est nécessaire de déterminer avec précision la valeur Am,i = SUP.Am,n, par exemple afin de déterminer le rang du filtre Doppler ayant fourni cette valeur Am,i, I'entrée de l'élément 62 est connectée aux données Am,n et la sortie de cet élément est connectée à un convertisseur LIN/LOG,64. Il s'ensuit que l'élément qui élabore le rapport Rm est constitué par un additionneur 63' comportant une entrée complémentée. On voit maintenant plus clairement, les avantages du dispositif de contre-mesure électronique : le niveau des données de sortie du banc de filtres Doppler est parfaitement normalisé et référé au niveau de signaux de bruit du récepteur, et la détection des signaux échos des cibles mobiles demeure possible pendant les interruptions des signaux de contre-mesure électronique. L'invention n'est pas limitée dans ses caractéristiques et ses applications à la forme de réalisation du dispositif, décrite à titre illustratif, et aux valeurs quantitatives des principaux paramètres, lesquels ont été fournis dans un but explicatif. Ce dispositif de contre-mesure électronique trouve ses application dans les systèmes radar VCM qui doivent opérer en présence de signaux électromagnétiques de contre-mesure électronique. REVENDICATIONS 1. Dispositif de contre-mesure électronique pour récepteur radar à impulsions cohérentes ayant un banc de filtres Doppler (5) qui délivre des données de sortie (Am,n) pour chacune des casesdistance/vitesse du système radar, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens sensibles à la présence de signaux de contre-mesure électronique qui permettent de substituer aux données de sortie (Am,n) du banc de filtres Doppler une donnée () représentative de la valeur moyenne du niveau des signaux de bruit du récepteur lorsque le rapport (Rm) de la valeur maximale (SUP.Am,n) à la valeur moyenne (3m) des données de sortie Am,n, dans chacune des cases-distance est inférieur à une valeur de seuil (Vs) prédéterminée. 2. Dispositif de contre-contre mesure électronique pour récepteur radar à impulsions cohérentes ayant un banc de filtres Doppler (5) qui délivre des données de sortie (Am,n) pour chacune des casesdistance/vitesse du système radar, caractérisé en ce qu'il comprend des circuits de calcul (6) qui élabore des données (p) représentatives de la moyenne du niveau des signaux de bruit du récepteur, des données représentatives de l'état de brouillage (B-C/D) indiquant la présence de signaux de contre-mesure électronique découpés dans le temps et des données (Rm) représentatives du rapport de la valeur maximale (SUP Am,n) à la valeur moyenne (;)m) des données de sortie Am,n, pour chacune des cases-distance, et, un circuit de permutation (7), sensible à la donnée d'état du brouillage qui fournit un signal de sortie (Bm,n) dans lequel les données de sortie du banc de filtres Doppler (S) sont remplacées par la donnée () représentative de la valeur moyenne du niveau des signaux de bruit du récepteur. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les circuits de calcul (6) comprennent un premier circuit de calcul (60) dans lequel un échantillonneur (100) extrait les données de sortie (Am,N/2) d'un élément central (FD N/2) du banc de filtres Doppler. 4. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les circuits de calcul (6) comprennent un second circuit de calcul (61) constitué par un opérateur numérique qui effectue, pour chacune des cases-distance, la somme pondérée des signaux de sortie (Am,n) des banc de filtres Doppler. 5. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les circuits de calcul (6) comprennent un troisième circuit de calcul (62) constitué par un opérateur logique qui extrait, pour chacune des cases-distance, la donnée de sortie (Am,n) de plus fort niveau. 6. Dispositif selon les revendications 3 et 4 caractérisé en ce qu'un convertisseur LIN/LOG (50) est disposé entre la sortie du banc de filtres Doppler et les entrées des premier (60) et second (61) circuits de calcul, d'une part, et l'entrée correspondante du circuit de permutation (7), d'autre part, 7. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'un convertisseur LIN/LOG (64) est connecté à la sortie du troisième moyen de calcul (62).