FR 2751815 A1 19980130 FR 9609309 A 19960724 PROCèDE DE DEMODULATION NUNERIQUK D' UN SEGMENT DE SIGNAL La présente invention concerne un procédé de démodulation d'un segment de signal correspondant à une trame de symboles d'un signal numérique modulé par un dispositif émetteur, ce procédé étant mis en oeuvre par un dispositif récepteur recevant ce segment de signal après transmission du signal numérique modulé par l'intermédiaire d'un canal de transmission. La notion de canal de transmission s'entend ici dans un sens large. Elle couvre les différents supports physiques de transmission (câbles, ondes radio...). Elle couvre également les cas où Nc canaux individuels sont regroupés par une technique de diversité, le segment de signal reçu étant alors constitué de vecteurs à Nc composantes représentant chacune la valeur d'un signal élémentaire respectif. Les techniques de diversité sont bien connues dans le domaine de la transmission numérique. Parmi ces techniques, on peut citer - la diversité spatiale, utilisable notamment en transmission radio lorsque plusieurs capteurs de réception sont disposés à des emplacements différents - la diversité de fréquence lorsque la même information est transmise simultanément sur des fréquences différentes; - la diversité temporelle en cas de répétition de la même information. Ces différentes techniques de diversité peuvent également être combinées entre elles. L'intérêt de ces techniques est qu'elles permettent d'améliorer les taux d'erreur binaire dans les estimations produites par le dispositif récepteur. En contrepartie, elles ont généralement l'inconvénient de requérir des ressources supplémentaires, en termes de bande passante et/ou de complexité des dispositifs émetteur et récepteur. Un but de la présente invention est d'enrichir les techniques de diversité en proposant un procédé apte à améliorer les taux d'erreur binaire avec une relativement faible complexité additionnelle. L'invention propose ainsi un procédé de démodulation du type indiqué au début, dans lequel le dispositif récepteur exécute les étapes suivantes - estimation de premiers paramètres de démodulation à une première extrémité du segment - calcul de premières estimations de symboles de la trame sur la base des premiers paramètres de démodulation estimés et du segment de signal parcouru depuis la première extrémité vers une seconde extrémité, - estimation de seconds paramètres de démodulation à la seconde extrémité du segment ; et - calcul de secondes estimations de symboles de la trame sur la base des seconds paramètres de démodulation estimés et du segment de signal parcouru depuis la seconde extrémité vers la première extrémité. Ainsi, à partir d'une observation (ou de Nc observations) du signal, on est capable de produire deux estimations généralement différentes (ou jusqu'à 2.Nc estimations) des symboles représentés par ce signal. Une combinaison appropriée de ces estimations permettra d'améliorer les taux d'erreur dès lors que les premières et secondes estimations des symboles sont susceptibles de ne pas concorder, par exemple parce que les estimations des premiers et seconds paramètres de démodulation diffèrent. Dans un mode de réalisation typique du procédé, les premiers paramètres de démodulation sont réestimés au moins une fois lors du parcours du segment à partir de la première extrémité, et les seconds paramètres de démodulation sont réestimés au moins une fois lors du parcours du segment à partir de la seconde extrémité. Le principe de démodulation appliqué pour calculer les estimations des symboles est alors affecté par la propagation d'éventuelles erreurs d'estimation du fait des réestimations des paramètres de démodulation lors du parcours du segment. Cette démodulation aller-retour procure une diversité exploitable notamment pour privilégier le sens de traitement donnant de meilleurs résultats quand l'autre sens est soumis à un effet de propagation d'erreurs. Dans le cas de transmissions radio, cet effet de propagation d'erreurs peut être dû à un évanouissement du canal provoqué par des interférences destructives entre trajets multiples. On aura généralement intérêt à privilégier le sens de démodulation "aller" avant l'évanouissement, et le sens de démodulation "retour" après l'évanouissement puisque les paramètres de démodulation restent mal estimés sur un intervalle de quelques symboles en sortie de l'évanouissement. Le procédé selon l'invention peut notamment s'appliquer à une démodulation cohérente, les paramètres de démodulation estimés comprenant alors des paramètres représentant la réponse du canal de transmission. I1 est également applicable à toute démodulation en treillis pour laquelle la mémoire du treillis est inférieure à la bande de cohérence du canal. En particulier, il peut s'appliquer à une démodulation séquentielle, c'est-à-dire pour laquelle le treillis est réduit à un unique état. Le procédé permet alors un gain en efficacité important, pour une puissance de calcul donnée, par rapport à une démodulation en treillis. Le type de modulation employé par le dispositif émetteur doit pouvoir être démodulé dans le sens causal identique au sens de l'émission des symboles par l'émetteur, mais aussi dans le sens anti-causal correspondant à une inversion temporelle de l'ordre des symboles. Le démodulateur anti-causal n'est pas obligatoirement identique au démodulateur causal. En pratique, ces conditions sont remplies par quasiment toutes les modulations connues. I1 suffit notamment qu'existent des fonctions F, G et G' vérifiant les conditions suivantes à chaque instant t compris entre kT et (k+l)T, T désignant la durée d'un symbole et k un index entier t,(cm}m E]-oe,+oo[ ) = F(t,#k0,{cm}m#]k-L1,k+L2]) (1) Ok+l= Gi #k, {Cm}m#]k-L1, k+L2]) (2) #k= G '(#+1'{Cm}m#]k-Ll,k+L2]} (3) où les cm représentent les symboles M-aires transmis (Cm e {0,1,...,M-1}), s(t,{cm}) est le signal modulé à l'instant t, consistant généralement en un nombre complexe (ou en un vecteur complexe de longueur Nc), 0k est une variable entière représentant un état de modulation et ne pouvant avoir qu'un nombre fini de valeurs, L1 et L2 sont deux constantes entières dépendant de la modulation considérée, dont la somme L=L1+L2 représente la mémoire de la modulation. Ces conditions (1), (2) et (3) sont satisfaites par la majorité des modulations appliquées en pratique (CPM, QAM etc...). En fait, il est même suffisant que le signal reçu puisse être modélisé de manière approchée par les relations (1) à (3). Plusieurs méthodes sont possibles pour estimer les paramètres de démodulation à l'une ou l'autre des extrémités du segment. Ils peuvent notamment être calculés - à partir d'informations connues, telles qu'une séquence de synchronisation, situées à une extrémité correspondante de la trame - à partir du résultat de la démodulation de la trame précédente dans le cas de trames successives - à partir d'une démodulation autodidacte de la trame courante - à partir d'informations obtenues par une autre partie du système. La réestimation de ces paramètres de démodulation lors du parcours du segment dans le sens aller ou dans le sens retour peut s'effectuer après le traitement (séquentiel ou en treillis) de chaque symbole reçu, ou encore seulement tous les n symboles. Ces paramètres de démodulation peuvent être réestimés relativement à différentes hypothèses faites sur les symboles reçus, ce qui peut conduire à plusieurs hypothèses sur les estimations de ces paramètres. Par exemple, dans le cas d'une démodulation en treillis utilisant un algorithme de Viterbi, on pourra être amené à estimer les paramètres de démodulation relativement à plusieurs hypothèses correspondant chacune à un trajet "survivant" dans le treillis. Pour l'exploitation des premières et secondes estimations des symboles de la trame, on peut faire appel à diverses méthodes de traitement en diversité déjà connues pour améliorer les taux d'erreur binaire dans les techniques de diversité classiques. On peut également prévoir des modes d'exploitation adaptés au problème du fading de Rayleigh rencontré dans les liaisons radio avec des terminaux mobiles, ou au problème des brouilleurs impulsifs pouvant apparaître sur le canal de transmission. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description ci-après d'exemples de réalisation non limitatifs, en référence aux dessins annexés, dans lesquels - la figure 1 est un schéma synoptique montrant un dispositif émetteur et un dispositif récepteur mettant en oeuvre la présente invention - la figure 2 est un diagramme montrant la structure de trames de signal dans un exemple de réalisation de la présente invention - les figures 3 et 4 sont des organigrammes de procédures de démodulation appliquées par le dispositif récepteur dans les deux sens de démodulation - la figure 5 est un graphique montrant des exemples de vraisemblances obtenues dans chaque sens de démodulation - la figure 6 à 8 sont des organigrammes montrant trois façons différentes de combiner les estimations aller et retour - la figure 9 montre un autre mode de réalisation d'un dispositif récepteur selon l'invention ; et - les figures 10 à 15 sont des graphiques montrant les performances d'un dispositif tel que celui de la figure 9. L'invention est décrite ci-après dans son application aux radiocommunications numériques entre un dispositif émetteur 10 et un dispositif récepteur 20. Le dispositif émetteur 10 comporte un codeur source 12 (un vocodeur dans le cas d'un système de téléphonie) qui délivre un flux de données numériques xk organisées en trames successives. Dans l'exemple de réalisation illustré par la figure 2, le signal xk est organisé en trames de 126 bits à un débit 1/T=8 kbit/s. Un codeur canal 14 traite les bits délivrés par le codeur source pour améliorer la robustesse aux erreurs de transmission. Dans l'exemple de la figure 2, le codeur canal 14 applique un code convolutif CC(2,1,3) de rendement 1/2 aux 26 premiers bits de la trame xk. Les 52+100=152 bits résultants ek sont ensuite soumis à un entrelacement destiné à casser les paquets d'erreurs que peut introduire le phénomène de fading de Rayleigh. Un mot de synchronisation de 8 bits est inséré après chaque trame de 152 bits d'information entrelacés pour former le signal ck que le codeur 14 adresse au modulateur 16. Ce dernier forme le signal radio s(t) qui est amplifié puis appliqué à l'antenne 18 du dispositif émetteur 10. Dans l'exemple considéré, les symboles ck sont binaires (ck=O ou 1). La modulation employée est par exemple une modulation GMSK avec un paramètre BT=0,25 (voir K. MUROTA et al : "GMSK modulation for digital mobile radio telephony", IEEE Trans. on Communications, Vol. COM-29, N07, Juillet 1981, pages 1044-1050). Le dispositif récepteur 20 comprend un démodulateur 24 recevant le signal capté par l'antenne 22 et amplifié. Le démodulateur 24 délivre des estimations des symboles émis ck. Ces estimations sont notées Sk dans le cas de décisions douces, et dk dans le cas de décisions dures. Si les symboles ck sont M-aires et compris entre 0 et M-1, un choix de représentation possible pour l'estimation douce Sk est sous la forme Sk= Pk exp(2jXdk/M) c est-à-dire que, dans ce cas, son argument 2sdk/M représente la valeur la plus probable dk du symbole ck, tandis que son module Pk est une mesure de la vraisemblance de cette valeur dk. Dans le cas de symboles binaires (M=2), le nombre Sk est réel et appelé "softbit", et son signe 2dk1 donne directement la valeur la plus probable du symbole signé 2ck-1. Le dispositif récepteur 20 comporte un décodeur canal 26 dual du codeur canal 14 de l'émetteur. Dans l'exemple précédemment considéré, le décodeur canal 26 opère trame par trame la permutation des bits inverse de celle correspondant à l'entrelacement appliqué par l'émetteur, et décode les 52 bits redondants en utilisant le treillis de Viterbi correspondant au code convolutif employé. Comme il est usuel en transmissions numériques, le décodage de Viterbi peut être à décisions dures lorsque le démodulateur 24 fournit seulement les dk, ou à décisions douces lorsque le démodulateur 24 fournit les Sk. Le décodeur canal 26 restitue les estimations yk des bits xk, et les délivre à un décodeur source 28 qui remet en forme l'information transmise. Comme le montre la figure 1, le démodulateur 24 comporte un étage radio 30 assurant la conversion en bande de base du signal reçu. Au moyen de deux mélangeurs 32, 34, le signal radio reçu est mélangé à deux ondes radio en quadrature à la fréquence porteuse délivrées par un oscillateur local 36, et les signaux résultants sont soumis à des filtres passe-bas 38, 40 pour obtenir une composante en phase et une composante en quadrature. Ces deux composantes sont échantillonnées et quantifiées par des convertisseurs analogique-numérique 42, 44 à une fréquence au moins égale à la fréquence des bits transmis. On note Rn les échantillons complexes du signal numérique en bande de base délivrés par les convertisseurs 42, 44. Dans l'exemple représenté sur la figure 1, le démodulateur 24 opère selon un algorithme séquentiel pour démoduler des symboles binaires. Dans le cas de la modulation GMSK, on peut réaliser une démodulation séquentielle en utilisant l'approximation suivante pour le signal modulé en bande de base s(t) Cette expression correspond à une approximation au premier ordre de la décomposition proposée par P.A. LAURENT dans son article "Exact and Approximate Construction of Digital Phase Modulations by Superposition of Amplitude Modulated Pulses (AMP)", IEEE Trans. on Communications, Vol. COM-34, n02, Février 1986, pages 150-160. Cet article explique également la méthode de calcul de la fonction h(t), qui, dans le cas de la modulation GMSK avec BT=0,25, correspond à une impulsion de largeur 2T environ centrée sur t=0. Dans l'expression (4), les symboles binaires ak, de valeur +1, correspondent aux bits ck codés différentiellement : ak= ak~l.(2ck-l). Le canal radio est affecté d'évanouissements correspondant à la somme des trajets multiples correspondant aux différentes réflexions du signal émis sur des obstacles proches ou lointains. La dispersion temporelle de ces trajets étant usuellement de l'ordre de 12 Zs, durée faible devant la durée d'un bit (T=125 Fs dans l'exemple numérique considéré), on représente le canal de propagation par une variable complexe A(t) correspondant à une atténuation de Rayleigh et un déphasage avec un unique trajet. La fréquence des évanouissements est de 2fd, fd étant la fréquence Doppler associée à la variation de la distance entre l'émetteur et le récepteur : fd=fo.v/c, si f0 est la fréquence centrale du canal, v est la vitesse relative de l'émetteur et du récepteur et c est la célérité de la lumière. On trouve alors pour une vitesse de 100 km/h une fréquence Doppler de l'ordre de 41,67 Hz dans le cas ou f0"450 MHz, d'où un évanouissement (83,33 Hz) toutes les 12 ms. Ceci autorise donc plus d'un évanouissement par trame, et surtout une fréquence d'évanouissement supérieure à la fréquence des mots de synchronisation (50 Hz). La présence de ces évanouissements rapides, et plus généralement la variation rapide du canal devant la durée de la trame, imposent une estimation fréquente du canal, et donc un risque important de propagation d'erreurs dues à la rétroaction de la boucle de décision. En effet, en cas d'erreurs sur les symboles binaires décidés lors de la démodulation, ces erreurs vont conduire à des estimations erronées du canal, qui vont elle-même produire de nouvelles erreurs de démodulation. On note Ak=A(kT) (k=0 à 167) les valeurs complexes du canal de propagation échantillonnées à 8 kHz en bande de base. Le canal est en outre affecté d'un bruit blanc additif gaussien B(t) de variance N0/2, noté Bk après échantillonnage et filtrage adapté. Le signal reçu, après filtrage adapté du signal par le filtre 46 de réponse h(t), est alors de la forme =Ak [jk~lak~lH(-Tb)+jkakH(0)+jk+lak+lH(+T)] +Bk où H(t) est la fonction d'autocorrélation connue de la fonction h(t). Dans cette expression, on a fait l'approximation consistant à négliger H(t) pour t ti 2 2T, ce qui simplifie les calculs. Les échantillons de sortie rk du filtre adapté 46 sont stockés dans une mémoire 48 pour être traités par le contrôleur 50 du démodulateur 24. Le contrôleur 50 traite le signal filtré rk par segments correspondant chacun à une trame de 168 symboles binaires émis ak (0sk Le contrôleur 50 effectue la démodulation selon un algorithme séquentiel, dont une première phase est représentée sur l'organigramme de la figure 3. Dans cette première phase, on commence par estimer la réponse complexe du canal au début du segment, puis on démodule ce segment du début vers la fin en mettant à jour à chaque temps-bit l'estimation de la réponse complexe du canal. A l'initialisation 60 de cette première phase, les bits bo et blA sont respectivement pris égaux aux symboles binaires connus aO et al, et l'index k est initialisé à 2. A l'étape 62, l'index k est comparé à 8, c'est-à-dire à la longueur du mot de synchronisation. Si k Un filtrage des estimations instantanées A permet m de lisser les effets du bruit gaussien pour fournir l'estimation AAk 1 servant à la démodulation des bits. Dans l'exemple représenté sur la figure 3, ce filtrage est simplement le calcul de la moyenne arithmétique des six dernières estimations instantanées VmA On pourrait également employer d'autres types de filtrage. Après l'étape 66, l'index k est comparé à 167 (la longueur de la trame) à l'étape 68. Tant que k L'estimation du canal au début de la trame est terminée lorsque k=8 au test 62. On dispose alors de l'estimation A obtenue grâce à la connaissance du mot de synchronisation. Pour chaque valeur de k # 8, le softbit sk est estimé à l'étape 72 selon skA = Re (rk.AAk-2*.j-k) (6) et l'estimation bAk du bit ak est obtenue par le signe du softbit sAk. Ayant obtenu ce bit bk, le contrôleur 50 réestime le canal à l'étape 66 comme exposé précédemment. La démodulation dans le sens aller est terminée lorsque k=167 lors du test 68. On voit sur la figure 3 qu'une erreur faite sur un bit be à l'étape 72, due par exemple à un évanouissement du canal ou à un bruit impulsif, provoque des distorsions dans les estimations instantanées V ~1, V et V1 faites dans les trois étapes 66 suivantes, et conduit ainsi à des erreurs d'estimation du canal qui se propagent pendant un certain temps du fait du filtre de lissage. Ces erreurs dans les At peuvent à leur tour générer d'autres erreurs d'estimation des bits. La figure 5 montre ainsi, dans le cas où le signal reçu à une énergie évoluant selon la courbe E en trait mixte (avec un évanouissement de canal survenant à l'instant kg), que la vraisemblance |skA| des des estimations (courbe en trait interrompu) est bonne avant l'évanouissement, mais met ensuite un certain temps à retrouver des valeurs en rapport avec l'énergie E du signal reçu. Pour améliorer les performances dans la période suivant l'évanouissement, le contrôleur 50 procède à une autre démodulation du segment de signal correspondant à la trame de 168 bits depuis la fin du segment vers le début. Ceci permet d'obtenir des vraisemblances |su| telles que celles représentées par la courbe en trait plein sur la figure 5. On voit que les performances du démodulateur seront améliorées si on privilégie les softbits A avant l'évanouissement et les softbits sV après l'évanouissement. La démodulation retour s'effectue dans une seconde phase semblable à la première, dont l'organigramme est représenté sur la figure 4. Dans cette seconde phase, on commence par estimer la réponse complexe du canal à la fin du segment, puis on démodule ce segment de la fin vers le début en mettant à jour à chaque temps-bit l'estimation de la réponse complexe du canal. A l'initialisation 160 de cette seconde phase, les bits bol67 et bols6 sont respectivement pris égaux aux symboles binaires connus a7 et a6, et l'index k est initialisé à 165. A l'étape 162, l'index k est comparé à 159. Si k > 159, le bit bkR est pris égal au bit connu ak-160 du mot de synchronisation à l'étape 164, puis on procède, à l'étape 166, à une estimation instantanée Vk+l du canal de propagation, en effectuant la division complexe Un filtrage des estimations instantanées VmR permet de lisser les effets du bruit gaussien pour fournir l'estimation Ak+l servant à la démodulation des bits. Dans l'exemple représenté sur la figure 4, ce filtrage est simplement le calcul de la moyenne arithmétique des six dernières estimations instantanées VmR. Après l'étape 166, l'index k est comparé à 0 à l'étape 168. Tant que k > 0, l'index k est décrémenté d'une unité à l'étape 170 avant de revenir à l'étape 162. L'estimation du canal à la fin de la trame est terminée lorsque k=159 au test 162. On dispose alors de l'estimation AlR6l obtenue grâce à la connaissance du mot de synchronisation. Pour chaque valeur de k#159, le softbit 5k est estimé à l'étape 172 selon est estimé skR = Re (rk.AkR+2*.j-k) (8) et l'estimation berk du bit ak est obtenue par le signe du softbit SkR. Ayant obtenu ce bit bk, le contrôleur 50 réestime le canal à l'étape 166 comme exposé précédemment. La démodulation dans le sens retour est terminée lorsque k=0 lors du test 168. La figure 6 montre une façon d'exploiter les estimations aller et retour des bits d'information de la trame. Pour chaque bit de rang k, le démodulateur calcule deux coefficients de confiance pkA et PkR par des sommes pondérées des modules des softbits smA et 5m voisins du bit en question DA, FA, DR et FR étant des entiers positifs ou nuls tels que DA+FA=DR+FR, et les poids wiA et wiR étant des coefficients positifs tels que Les poids wiA et wiR peuvent notamment être uniformes (par exemple égaux à 1), le choix DA=FR=3 et FA=DR=1 convenant pour l'exemple de réalisation considéré. Si DA=FA=DR=FR=0, le choix consiste simplement à sélectionner le softbit de plus grand module. Les coefficients PAk et PRk mesurent localement la confiance qu'on peut avoir dans les estimations aller et retour. A l'étape 82, ces deux coefficients sont comparés puis, à l'étape 84 ou 86, l'estimation Sk du bit ck est obtenue par une opération de décodage différentiel. Si PAk # PRk, l'estimation Sk est prise égale au produit des A aller Sf et sAk-1 (étape 84). A softbits aller skA et bit (étape 84). Si au contraire le sens retour semble meilleur pour le bit de rang k, c'est-à- dire si pkR # PkR alors l'estimation Sk est prise égale au PkA, produit des softbits retour skR et seul (étape 86). L'estimation dure dk peut alors être obtenue à l'étape 88 à partir du signe de l'estimation Sk dk = [1 + sgn(Sk)]/2 Ces étapes 80 à 88 sont effectuées pour chaque index k compris entre 8 et 159 pour estimer les différents bits d'information de la trame. Pour k 159, les softbits pouvant intervenir dans les sommes effectuées à l'étape 80 sont par exemple skA = Re(r.A6A*.j-k) sRk, = Re(rk,.AR161R*.j-k') Dans le cas où la modulation n'est pas accompagnée d'un codage différentiel, les estimations A et représentent directement les symboles ck (et non les ak), et les étapes 84 et 86 consistent simplement, sans décodage différentiel, à sélectionner l'un ou l'autre des deux sens de démodulation pour l'estimation Sk du symbole ck : Sk = skA si PAk # PRk, et Sk = sRk sinon. Dans l'exemple considéré ci-dessus, les paramètres de démodulation réestimés lors du parcours du segment démodulé dans chaque sens se limitent à la réponse complexe Ak du canal de propagation. On comprendra qu'ils pourraient inclure d'autres paramètres tels que des paramètres représentatifs du bruit observé sur le canal de transmission. On peut ainsi calculer pour chaque sens de démodulation une moyenne quadratique des écarts vAk-1-AAk-1 (étape 66) ou VRk+1-ARk+l (étape 166), pour estimer la puissance instantanée du bruit N0Ak, N0kR dans chaque sens de démodulation. On peut alors normaliser la valeur du softbit A ou sk en la divisant par cette moyenne quadratique. Les estimations de puissance N0Ak, N0kR peuvent être constantes sur la trame considérée ; ce sont alors, par exemple, des moyennes des |AkA-1-VAk-1|2 et des |ARk+1-VRk+1|2 calculées sur l'ensemble de la trame. Si ces moyennes sont obtenues sur des fenêtres glissantes ou par filtrage, les estimations de la puissance du bruit peuvent être instantanées, c'est-àdire dépendre de l'index k. La figure 7 montre une autre façon d'exploiter les estimations aller et retour des symboles transmis, en recherchant le maximum de vraisemblance a posteriori de la valeur des bits émis. La valeur du softbit Sk obtenue après décodage différentiel est alors Sk=Xk-Yk (9) où: ainsi que l'illustrent les étapes 90 et 92 sur la figure 7. Comme précédemment, l'estimation dure dk du bit ck est prise égale à [1 + sgn(Sk)]/2 à l'étape 88. Des simulations ont permis d'observer que, par rapport à une démodulation dans un seul sens, une démodulation aller-retour combinée à une exploitation des résultats selon le maximum de vraisemblance (figure 7) conduit à une amélioration de 1,5 à 2 dB sur le taux d'erreur binaire, avec des signaux construits de façon analogue à ce qu'on a décrit en référence à la figure 2 et des valeurs courantes du rapport fréquence Doppler/fréquence bit. On note que les estimations Sk calculées aux étapes 90 et 92 de la figure 7 correspondent à un maximum de vraisemblance dans le cas où on peut considérer que le bruit d'observation est de même puissance dans les deux sens de démodulation, ce qui, en pratique, constitue généralement une approximation satisfaisante. Si on ne fait pas cette approximation, il convient de normaliser les softbits sAk, sk relativement à la puissance du bruit, comme exposé ci dessus, avant de calculer les maxima selon les relations (10) et (11). Dans l'exemple considéré ci-dessus, les symboles ak dépendent des bits ck par un codage différentiel de la forme ak=cke af(k)i où f(k)=k-l et e désigne l'opération OU exclusif qui, dans le cas où les ak sont à valeurs +1 et les Ck à valeurs 0 ou 1, équivaut à ak=(2ck-l).af(k). Dans le cas général, il suffit que la fonction entière f vérifie f(k)sk-l, les quantités Xk et Yk étant Lorsque f(k)=k-l, les relations (12) et (13) correspondent à (10) et (11). Un exemple d'application du codage différentiel où f(k) n'est pas toujours égal à k-l peut être trouvé dans la demande de brevet français 95 13471. Dans les deux exemples de combinaison aller-retour décrits ci-dessus en référence aux figures 6 et 7, seuls les softbits skA et sV produits par les deux démodulations sont pris en compte. Il est possible que la combinaison tienne également compte des estimations de la réponse du canal A Ak. La figure 8 illustre une telle façon de combiner les résultats des deux démodulations. Cet exemple de la figure 8 correspond typiquement à un cas où le nombre moyen d'évanouissements par trame est plus faible que précédemment, l'approximation consistant à supposer au plus un évanouissement entre deux mots de synchronisation étant jugée satisfaisante. On considère, dans une trame, une séquence de K1-K0 bits d'informations consécutifs de rangs KO à K1-l, encadrée par deux mots de synchronisation, et démodulée dans les deux sens de la façon indiquée sur les figures 3 et 4 (qui correspondent au cas où K0=8 et K1=160 avec des mots de synchronisation de 8 bits) pour obtenir les estimations douces A sk des bits transmis (on suppose ici qu'il n'y a pas de codage différentiel ou, en d'autres termes, que le dispositif émetteur effectue une décodage différentiel ck=cke ck-l avant de soumettre les ck au modulateur GMSK, les ck pouvant alors être substitués aux ak dans la relation (4) et donc estimés par le dispositif récepteur sans décodage différentiel). Dans les exemples précédents, la durée (Kl-KO)T=l9 ms de la séquence est grande devant la durée moyenne entre deux évanouissements (12 ms typiquement), des évanouissements multiples étant alors fréquents. Si la séquence est raccourcie, par exemple si Kl-KO 40, il devient raisonnable de supposer 0 ou 1 évanouissement par séquence, et la procédure de la figure 8 devient intéressante. Dans cette procédure, le contrôleur 50 du démodulateur évalue la position KF d'un évanouissement éventuel du signal dans le segment démodulé. Cette évaluation 100 peut consister à déterminer une première position kAF qui minimise, sur le segment [K0,K1[, le module |AAk| de de la réponse complexe du canal estimée dans le sens aller, puis une seconde position kRF qui minimise, sur le segment [KO,K1[, le module |ARk| de de la réponse complexe du canal estimée dans le sens retour, et à évaluer la position d'évanouissement KF au milieu de kAF et kRF : KF-L (kA+kFR) /2j où L.J désigne la partie entière. Le segment de signal est alors divisé en deux portions, l'une de KO à KF (K0kKF) et l'autre de KF à K1 (KF et sous forme de sommes des modules des softbits aller et des softbits retour. Si (comparaison 102 ou 106), les softbits sk sont sélectionnés pour former les estimations Sk sur la portion de segment considérée (étape 103 ou 107). Sinon, les softbits A sont sélectionnés pour former les estimations Sk sur la portion de segment considérée (étape 104 ou 108). On privilégie ainsi, de chaque côté de l'évanouissement, le jeu d'estimations le moins affecté par les erreurs d'estimation du canal (voir figure 5). En l'absence d'évanouissement, les deux démodulations fournissent des estimations semblables, le choix étant alors indifférent. Dans la variante de réalisation représentée sur la figure 9, le contrôleur 50 du démodulateur 24 ne calcule pas directement les estimations Sk des symboles transmis ck. I1 fournit d'une part des estimations gAk obtenues lors de la démodulation aller à un décodeur canal 26A, et d'autre part des estimations gRk à un décodeur canal 26R Ces estimations gAk, gkR sont celles des bits ck, c'est-à-dire après décodage différentiel. Avec les démodulations effectuées selon les figures 3 et 4, ces estimations sont par exemple obtenues aux étapes 72 et 172 selon gkA = (1 + bkA.bAk-l)/2 gRk+1 = (1 + dans le cas d'estimations dures, ou selon gkA = skA.skA-1 gkR+l = skR.skR+1 dans le cas d'estimations douces. Bien qu'on ait représenté deux décodeurs canal distincts 26A, 26R pour faciliter la lecture de la figure 9, on comprendra qu'il est également possible de prévoir un décodeur unique assurant successivement les deux décodages. Le premier décodage donne lieu à des bits estimés ykA et le second décodage à des bits estimés . Chaque décodeur canal fournit en outre une mesure QA, QR du degré d'erreur observé lors du décodage de la trame d'estimations reçue. Dans le cas, par exemple, où le décodeur canal utilise un treillis de Viterbi pour un code convolutif (voir "The Viterbi Algorithm" par G.D. Forney, Proc. IEEE, Vol. 61, n03, mars 1973, pages 268-278), la mesure Q A (ou QR) peut être - le nombre des symboles dont la valeur M-aire a été corrigée lors du décodage - une fonction décroissante de la plus grande métrique ayant permis de sélectionner un trajet dans le treillis lors du décodage de la trame - ou une autre mesure, pouvant dépendre de l'algorithme de décodage particulier mis en oeuvre, de la qualité observée par le décodeur. En comparant les mesures de degré d'erreur Q A et Q R le dispositif récepteur sélectionne l'un ou l'autre des deux jeux d'estimations gk et, à savoir celui pour lequel la mesure du degré d'erreur est la plus faible, comme schématisé sur la figure 9 par le soustracteur 96 et le commutateur 98 qui retient les bits décodés correspondants ou ou Yk selon les valeurs relatives de QA et QR. Le dispositif récepteur choisit ainsi celui des deux sens de démodulation qui semble le meilleur du point de vue du décodage canal. I1 est à noter qu'il n'est pas nécessaire que le codage canal implique des bits de redondance pour chacun des bits émis. Ainsi, dans le cas précédemment évoqué en référence à la figure 2, où seuls 26 bits sur 126 sont codés avec redondance, ces 26 bits suffisent à porter un jugement sur la qualité des estimations démodulées. En d'autres termes, les 152 bits de la trame profitent de l'information de redondance contenue dans les 52 bits délivrés par le codeur convolutif. Comme il est usuel en transmissions numériques, la forme particulière du codage à redondance appliqué, la permutation utilisée pour l'entrelacement et la forme d'onde modulante doivent faire l'objet d'une optimisation conjointe pour obtenir les meilleures performances dans chaque cas concret. Cette optimisation peut, de façon connue, être effectuée au moyen de simulations sur ordinateur du comportement du canal. Les figures 10 à 12 illustrent les performances obtenues avec un procédé de démodulation selon la figure 9. Ces résultats ont été obtenus par simulation dans le cas de trames de signal numérique telles que représentées sur la figure 2 modulées en GMSK avec BT=0,25. Le démodulateur différait de celui représenté sur la figure 1 en ce que la démodulation n'était pas séquentielle mais selon un treillis de Viterbi ayant 8 états et 8 filtres adaptés, avec poursuite du vecteur d'onde. Ce treillis correspond à une mémoire de L=3 symboles dans une décomposition de Rimoldi du signal GMSK (voir B.E. RIMOLDI "A Decomposition Approach to CPM", IEEE Trans. on Information Theory, Vol. 34, n02, mars 1988, pages 260-270) . Le treillis délivrait ainsi directement les estimations dures A R rkl correspondant aux bits ck, sans décodage différentiel. L'entrelacement des bits ek (k=0,...,151) effectué par le codeur canal 14 pour fournir les bits ck était opéré selon ek=c8+Tab(k) avec [Tab(0),Tab(1),...,Tab(151)) = [56, 0, 112, 8, 55, 16, 104, 136, 24, 120, 88, 32, 72, 96, 40, 128, 108, 48, 80, 60, 4, 144, 116, 12, 68, 132, 20, 124, 84, 28, 76, 140, 36, 148, 92, 44, 100, 52, 2, 106, 58, 10, 66, 114, 18, 122, 130, 26, 74, 138, 34, 82, 90, 42, 146, 110, 50, 98, 62, 6, 70, 118, 14, 126, 134, 22, 78, 86, 30, 142, 94, 38, 150, 54, 46, 102, 57, 1, 113, 9, 65, 17, 105, 129, 25, 121, 137, 33, 73, 89, 41, 81, 109, 49, 145, 61, 5, 97, 117, 13, 69, 133, 21, 125, 85, 29, 77, 141, 37, 149, 93, 45, 101, 53, 3, 67, 107, 11, 123, 59, 19, 75, 115, 27, 83, 131, 35, 147, 139, 43, 99, 91, 51, 71, 111, 7, 127, 63, 15, 79, 119, 23, 143, 135, 31, 151, 87, 39, 103, 95, 47, 64]. Le décodeur canal 26A ou 26R effectue la permutation inverse pour le désentrelacement, puis décode les 52 premiers bits obtenus avec un treillis de Viterbi à décisions dures correspondant au code convolutif employé. Le graphique de la figure 10 montre le taux d'erreur binaire obtenu en fonction du rapport signal/bruit Eb/N0 dans le cas où les dispositifs émetteur et récepteur sont statiques. Le graphique de la figure 11 illustre un fading dynamique avec une vitesse relative de 70 km/h. La courbe en traits pleins représente le taux d'erreur binaire observé avec une démodulation dans un seul sens, la courbe en pointillés représente les performances obtenues selon l'invention avec une démodulation allerretour et une sélection de sens selon la figure 9, et la courbe en traits mixtes les performances théoriques d'un démodulateur idéal (c'est-à-dire ayant une connaissance parfaite et instantanée du canal). La figure 12 montre le taux d'erreur binaire observé en dynamique (70 km/h) avec un interféreur décorrélé présent sur le même canal fréquentiel. En abscis-ses, la quantité C/Ic représente le rapport des puissances reçues par le dispositif récepteur depuis le dispositif émetteur et depuis l'interféreur. Dans les trois cas, on observe une amélioration sensible du taux d'erreur binaire. Les figures 13 à 15 sont des graphiques semblables, respectivement, à ceux des figures 10 à 12, montrant des résultats obtenus dans des conditions de simulation semblables, différant seulement par le type de modulation employé. I1 s'agissait d'une modulation quaternaire (M=4). Les bits ck délivrés par le codeur canal étaient regroupés par paires pour former des symboles quaternaires traités par le modulateur. Les estimations dures des symboles délivrées par le démodulateur dans le sens aller ou retour étaient ensuite décomposées en deux estimations dures des bits ck correspondants. La modulation quaternaire considérée était une modulation à phase continue (CPM) de paramètre BT=0,25 avec l'approximation d'une mémoire de L=3 symboles pour la construction du treillis de démodulation selon la décomposition de Rimoldi. L'indice de modulation était h=1/3, le démodulateur employant un treillis à 48 états et 64 filtres adaptés. REVENDICATIONS 1. Procédé de démodulation d'un segment de signal correspondant à une trame de symboles (ak) d'un signal numérique modulé par un dispositif émetteur (10), dans lequel un dispositif récepteur (20) recevant ledit segment de signal (r(t)) après transmission du signal numérique modulé (s(t)) par l'intermédiaire d'un canal de transmission, exécute les étapes suivantes - estimation de premiers paramètres de démodulation (At) à une première extrémité du segment ; et - calcul de premières estimations (skA, bk) de symboles de la trame sur la base des premiers paramètres de démodulation estimés et du segment de signal parcouru depuis la première extrémité vers une seconde extrémité, caractérisé en ce que le dispositif récepteur (20) exécute en outre les étapes suivantes - estimation de seconds paramètres de démodulation (A) à la seconde extrémité du segment ; et - calcul de secondes estimations (sRk, bkR) de symboles de la trame sur la base des seconds paramètres de démodulation estimés et du segment de signal parcouru depuis la seconde extrémité vers la première extrémité. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les premiers paramètres de démodulation sont réestimés au moins une fois lors du parcours du segment à partir de la première extrémité, et les seconds paramètres de démodulation sont réestimés au moins une fois lors du parcours du segment à partir de la seconde extrémité. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les premiers et seconds paramètres de démodulation comprennent chacun au moins un paramètre (axa, A) représentant la réponse du canal de transmission. 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif récepteur (20) estime lesdits paramètres représentant la réponse du canal de transmission aux extrémités du segment sur la base de séquences de synchronisation incluses aux extrémités des trames de signal numérique. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les premiers et seconds paramètres de démodulation comprennent chacun au moins un paramètre relatif au bruit observé sur le canal de transmission. 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que les premiers paramètres de démodulation comprennent la puissance du bruit dont l'estimation A est utilisée pour normaliser les premières estimations des symboles de la trame, et en ce que les seconds paramètres de démodulation comprennent la puissance du bruit dont l'estimation (NOk) est utilisée pour normaliser les secondes estimations des symboles de la trame. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que chacune des première et seconde estimations d'un symbole (ak) est sous forme d'un nombre complexe (sfl Sk) dont l'argument représente la valeur la plus probable dudit symbole et dont le module mesure la vraisemblance de ladite valeur la plus probable du symbole, et en ce que, pour un symbole donné de rang k, les rangs étant des entiers consécutifs croissant de la première extrémité vers la seconde extrémité du segment, le dispositif récepteur (20) calcule un premier coefficient de confiance (PAk) par une somme pondérée des modules des premières estimations des symboles de rangs k-DA à k+FA et un second coefficient de confiance (Pk) par une somme pondérée des modules des secondes estimations des symboles de rangs k-DR à k+FR, DA, FA, DR et FR étant des entiers positifs ou nuls, et compare les premier et second coefficients de confiance pour privilégier la première estimation (sAk) du symbole de rang k si le premier coefficient de confiance est supérieur au second, et la seconde estimation (sur) du symbole de rang k dans le cas contraire. 8. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel certains au moins des symboles de la trame sont des bits (ak) résultant d'un codage différentiel de bits successifs (ck) d'une séquence de bits à transmettre, caractérisé en ce que chacune des première et seconde estimations d'un symbole (ak) est sous forme d'un nombre réel (s, sRk) dont le signe représente la valeur la plus probable dudit symbole et dont le module mesure la vraisemblance de ladite valeur la plus probable du symbole, et en ce que, pour un symbole donné de rang k, les rangs étant des entiers consécutifs croissant de la première extrémité vers la seconde extrémité du segment, le dispositif récepteur (20) calcule un premier coefficient de confiance (PAk) par une somme pondérée des modules des premières estimations des symboles de rangs k-DA à k+FA et un second coefficient de confiance (Pk) par une somme pondérée des modules des secondes estimations des symboles de rangs k-DR à k+FR, DA, FA, DR et FR étant des entiers positifs ou nuls, et compare les premier et second coefficients de confiance pour estimer la valeur d'un bit de rang correspondant (ck) de la séquence par une opération de décodage différentiel sur la base des premières estimations (sAk, sAk~l) des symboles de rangs k et k-l si le premier coefficient de confiance est supérieur au second, et sur la base des secondes estimations (sP, sk~l) des symboles de rangs k et k-l dans le cas contraire. 9. Procédé selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que DA=FR=3, FA=DR=1, et la pondération des modules est uniforme dans les sommes faites pour calculer les premier et second coefficients de confiance (PAk, PkR). 10. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel certains au moins des symboles de la trame sont des symboles binaires (ak) résultant d'un codage différentiel de bits successifs (ck) d'une séquence transmise, ledit codage différentiel étant de la forme ak = ck e af(k) où ak et ck désignent le symbole binaire de rang k et le bit de rang k, f(k) désigne un entier au plus égal à k-l et e désigne l'opération OU exclusif, caractérisé en ce que chacune des première et seconde estimations d'un symbole (ak) est sous forme d'un nombre réel (st, sRk) dont le signe représente la valeur la plus probable dudit symbole et dont le module mesure la vraisemblance de ladite valeur la plus probable du symbole, et en ce que le dispositif récepteur (20) estime la valeur d'un bit (ck) de rang k de la séquence sur la base d'un nombre de la forme Xk-Yk où et et sfA(k) désignent les premières estimations respectives des symboles codés différentiellement de rangs k et f(k), et et et S(k) désignent les secondes estimations respectives des symboles codés différentiellement de rangs k et f(k). 11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que le dispositif récepteur (20) produit une estimation dure de chaque bit (ck) de rang k sur la base du signe du nombre Xk- Yk. 12. Procédé selon les revendications 2 et 3, caractérisé en ce que le dispositif récepteur (20) calcule des troisièmes estimations (Sk) des symboles (ak) de la trame sur la base des premières et secondes estimations de ces symboles et des estimations des premier et second paramètres de démodulation (AAk,ARk) représentant la réponse du canal de transmission. 13. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que chacune des première et seconde estimations d'un symbole a un module croissant avec la vraisemblance de ladite estimation, et en ce que le dispositif récepteur (20) évalue une position d'évanouissement (KF) dans le segment sur la base des estimations des paramètres de démodulation (A,A) représentant la réponse du canal de transmission, et exécute les étapes suivantes pour chaque portion du segment située entre la position d'évanouissement (KF) et l'une des première et seconde extrémités - calcul d'une fiabilité des premières estimations des symboles par sommation des modules desdites premières estimations sur ladite portion du segment - calcul d'une fiabilité des secondes estimations des symboles par sommation des modules desdites secondes estimations sur ladite portion du segment ; et - sélection, parmi les premières et secondes estimations (sAk,sk), de celles pour lesquelles la fiabilité calculée est maximale. 14. Procédé selon la revendication 13, caractérisé en ce que le dispositif récepteur (20) évalue la position d'évanouissement (KF) au milieu d'une première position (kAF) pour laquelle l'estimation du premier paramètre de démodulation (axa) représentant la réponse du canal de transmission a un module minimal et d'une seconde position (kRF) pour laquelle l'estimation du second paramètre de démodulation R représentant la réponse du canal de transmission a un module minimal. 15. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel certains des symboles de la trame comportent de la redondance introduite par un codage correcteur d'erreurs appliqué par le dispositif émetteur (10), caractérisé en ce que le dispositif récepteur décode le jeu des premières estimations (gAk) des symboles de la trame et le jeu des secondes estimations (go) des symboles de la trame selon un processus complémentaire dudit codage correcteur d'erreurs, les décodages desdits jeux d'estimations comportant chacun une mesure d'un degré d'erreur respectif (QA, QR) sur la trame, le dispositif récepteur sélectionnant l'un des deux jeux d'estimations pour lequel le degré d'erreur mesuré est minimal.