FR 2751805 A1 19980130 FR 9609537 A 19960724 CONVERTISSEUR ABAISSEUR A DEMAGNETISATION COMPLETE AUTO OSCILLANT. L'invention concerne un convertisseur abaisseur à démagnétisation complète comportant un premier interrupteur électronique connecté en série avec une première inductance entre des premières bornes d'entrée et de sortie, un premier condensateur connecté entre la première borne de sortie et une seconde borne de sortie, une première diode connectée en parallèle et en inverse sur le circuit constitué par la première inductance et le premier condensateur, et des moyens de commande connectés à une électrode de commande du premier interrupteur électronique. Le schéma d'un convertisseur abaisseur, continu-continu, de type connu est représenté à la figure 1. Une tension continue d'entrée V1 est appliquée à des première et seconde bornes d'entrée, 1 et 2, du convertisseur. Un condensateur C1 est connecté entre des bornes d'entrée 1 et 2. Le convertisseur comporte des première et seconde bornes de sortie 3 et 4 fournissant une tension de sortie V2. Un interrupteur électronique commandé, constitué sur la figure 1 par un transistor T1, est connecté en série avec une inductance L1 entre les premières bornes 1 et 3, d'entrée et de sortie. La seconde borne d'entrée 2 est connectée à la seconde borne de sortie 4. Une diode D1 est connectée, en inverse, entre la borne 2 et le point commun au transistor T1 et à l'inductance L1. Un condensateur C2 est connecté entre les bornes de sortie 3 et 4. L'électrode de commande du transistor T1 est reliée à un circuit de commande 5. Le circuit de commande 5 est généralement du type à modulation de largeur d'impulsion (PWM), alimenté par une tension auxiliaire d'alimentation (non représentée). Dans certains convertisseurs connus de ce type, le convertisseur est un convertisseur à démagnétisation incomplète piloté. Les formes d'onde correspondantes des courants Inti, ID 1 et IL1 circulant respectivement à travers le transistor T1, la diode D1 et l'inductance Lt sont représentées respectivement aux figures 2a, 2b et 2c. Sur les figures 2a à 2c le transistor T1 est commandé de manière à être conducteur pendant une première période de temps (tO-tl, t2-t3) et bloqué pendant une seconde période de temps (tl-t2) de chaque cycle. Dans le mode de réalisation représenté le rapport cyclique est de 1/2. Pendant la première période (tO-tl, t2-t3), le courant IL17 égal au courant IT1, croît. Puis le transistor T1 se bloque et le courant IT1 s'annule pendant la seconde période (tl-t2). La diode D1, bloquée pendant la première période, devient alors conductrice et le courant IL1, égal au courant ID1, diminue jusqu'à une nouvelle mise en conduction de T1 à la fin de la seconde période. Lorsque la démagnétisation est incomplète, le courant IL1 n'est pas nul à la fin de la seconde période. I1 est également connu de commander le transistor T1 de manière à démagnétiser complètement l'inductance L1 à chaque cycle. Les figures 3a, 3b et 3c illustrent respectivement les courants tri, ID1 et IL1 obtenus dans un convertisseur à démagnétisation complète piloté. Sur les figures 3a à 3c, le transistor T1 est commandé de manie à être conducteur pendant une première période (t4-t5, t7-t8) et bloqué pendant une seconde période (t5-t7) de chaque cycle. Dans le mode de réalisation représenté, le rapport cyclique est tel que le courant IL1 dans l'inductance L1, égal à IT1 pendant la première période et à ID1 pendant le blocage du transistor, s'annule (en t6 ou t9) avant la fin de la seconde période, l'inductance étant ainsi totalement démagnétisée à chaque cycle. Chacun de ces modes de commande possède certains avantages et certains inconvénients. Le convertisseur à démagnétisation complète permet notamment d'éliminer les pertes à la mise en conduction de T1 et au blocage de Di. La diode D1 n'a donc pas besoin d'être une diode très rapide et il est inutile de prévoir des réseaux d'aide à la commutation aux bornes de Ti et/ou de D1. Par contre, dans le convertisseur à démagnétisation incomplète DI doit être une diode très rapide et des réseaux d'aide à la commutation sont nécessaires. Cependant dans ce dernier type de convertisseur, les courants dans T1 et D1 peuvent être optimisés, ce qui permet d'optimiser le courant dans l'inductance L1. Ceci n'est possible que pour une tension d'entrée V1 minimum dans Ié'cas du convertisseur à démagnétisation complète de type connu. Si la tension d'entrée augmente il est en effet possible de jouer sur le facteur de forme du courant, mais ceci entraîne des pertes de puissance. Dans le convertisseur à démagnétisation incomplète les fonctions de commande sont relativement complexes, mais la puissance pouvant être obtenue peut être élevée. Par ailleurs, les deux types de convertisseurs mentionnés ci-dessus présentent des inconvénients communs. Tous deux nécessitent une alimentation auxiliaire pour le circuit de commande 5. De plus, l'isolation du circuit de commande peut être plus ou moins difficile à réaliser en fonction du rapport cyclique utilisé. A titre d'exemple, un transformateur de commande peut être inséré entre la sortie du circuit PWM et l'électrode de commande du transistor T1, notamment si le rapport cyclique est inférieur à 1/2. Si le rapport cyclique est élevé on utilise, de préférence, une alimentation isolée et un optoeouplage du signal de commande. Dans les deux types de convertisseurs il est également difficile d'assurer la protection en court-circuit du convertisseur pour des tensions de sortie V2 élevées. L'invention a pour but un convertisseur à démagnétisation complète dans lequel le facteur de forme du courant circulant dans l'inductance peut être optimisé. Ce but est atteint par le fait que les moyens de commande comportent un second interrupteur électronique connecté de manière à bloquer le premier interrupteur électronique lorsqu'il est conducteur, des moyens de mesure du courant dans le premier interrupteur électronique, des moyens, connectés aux moyens de mesure de courant, pour commander la mise en conduction du second interrupteur électronique lorsque le courant dans le premier interrupteur électronique atteint un seuil prédéterminé, des moyens de couplage fournissant des signaux représentatifs de la tension aux bornes de la première inductance, des moyens de transmission desdits signaux à l'électrode de commande du premier interrupteur électronique de manière à ce que l'annulation de courant dans la première inductance provoque la mise en conduction du premier interrupteur électronique, une résistance de démarrage étant connectée entre la première borne d'entrée et l'électrode de commande du premier interrupteur électronique. ,f Selon un développement de l'invention, les moyens de couplage comportent une seconde inductance couplée magnétiquement à la première inductance, les moyens de transmission comportant un circuit RC série connecté à la seconde inductance et à l'électrode de commande du premier interrupteur électronique. Les moyens de mesure du courant dans le premier interrupteur électronique comportent, de préférence, une première résistance de mesure connectée en série avec le premier interrupteur électronique, la tension aux bornes de la première résistance de mesure étant appliquée à une électrode de commande du second interrupteur électronique. Selon un autre développement de l'invention, le convertisseur comporte des moyens de régulation de la tension de sortie aux bornes du premier condensateur, lesdits moyens de régulation comportant des moyens de prépolarisation de l'électrode de commande du second interrupteur électronique. Les moyens de prépolarisation comportent des moyens de comparaison de la tension de sortie à une tension de référence et des moyens de modification de la tension de polarisation appliquée à l'électrode de commande du second interrupteur connectés à la sortie des moyens de comparaison. Les moyens de modification de la tension de polarisation comportentde préférence, un optocoupleur connecté à la sortie des moyens de comparaison et des moyens de polarisation du premier optocoupleur. Les moyens de polarisation de l'optocoupleur comportent une troisième inductance couplée magnétiquement à la première inductance et connectée en série avec une seconde diode aux bornes d'un second condensateur, entre une borne de sortie de l'optocoupleur et un point situé en aval du premier interrupteur électronique. Le convertisseur comporte, de préférence, des moyens de mise en marche du convertisseur, provoquant le blocage du second interrupteur électronique lors de l'application d'un ordre de mise en marche. 1l peut également comporter des moyens de mesure du courant de sortie du convertisseur, lesdits moyens comportant une seconde résistance de mesure connectée en série avec la première diode, entre la première diode et la seconde borne de sortie. Les moyens de mesure du courant de sortie peuvent comporter des moyens de mesure de valeur moyenne connectés aux bornes de la seconde résistance de mesure, et des moyens de transmission de ladite valeur moyenne. D'autres avantages et caractéristiques ressortiront plus clairement de la description suivante de modes de réalisation particuliers de l'invention, donnés à titre d'exemple et représentés par les dessins annexés dans lesquels La figure 1 représente le schéma d'un convertisseur abaisseur selon l'art antérieur. Les figures 2a, 2b, 2c et 3a, 3b, 3c illustrent les formes d'onde du courant dans le transistor T1, la diode D1 et l'inductance L1 du convertisseur selon la figure 1, respectivement dans le cas d'un convertisseur à démagnétisation incomplète et d'un convertisseur à démagnétisation complète. La figure 4 illustre un convertisseur selon l'invention. Les figures Sa à 5e illustrent respectivement les formes d'onde du courant dans le transistor T1, la diode D1 et l'inductance L1, de la tension aux bornes de la diode D1, de l'inductance L1 et entre les points E et B dans un convertisseur selon la figure 4. La figure 6 représente un mode de réalisation particulier du convertisseur selon la figure 4, complété par des moyens de régulation de la tension de sortie. La figure 7 illustre la caractéristique tension de sortie/courant de sortie d'un convertisseur selon les figures 4 ou 6. Les figures 8a et 8b représentent respectivement les formes d'onde de la tension VL1 aux bornes de l'inductance L1 et de la tension V3 entre les points E et B d'un convertisseur selon les figures 4 ou 6, lorsque le point de fonctionnement est situé dans la partie c-d de la caractéristique tension de sortie/courant de sortie de la figure 7. La figure 9 illustre un mode de réalisation particulier d'un circuit de commande du convertisseur selon la figure 6. La figure 10 représente un mode de réalisation particulier d'un circuit de mesure du courant de sortie pouvant être utilisé dans un convertisseur selon les figures 4 et 6. Sur la figure 4, les éléments identiques à ceux de la figure 1 portent les mêmes références. I1 s'agit du transistor T1, de l'inductance L1, des condensateurs C1 et C2 des bornes d'entrée 1 et 2, des bornes de sortie 3 et 4, et des tensions V1 et V2 d'entrée et de sortie. Une résistance R1 est connectée en série avec le transistor T1 en amont d'un point A commun à l'inductance L1 et à la diode D1. La tension VR1 aux bornes de R1 est ainsi représentative du courant IT1 parcourant le transistor T1. Un interrupteur électronique commandé, constitué sur la figure 4 par un thyristor rapide TH, est connecté entre l'électrode de commande du transistor T1 (point E) et le point A. L'électrode de commande du thyristor TH est connectée à un point B commun au transistor T1 et à la résistance R1. Une résistance de démarrage R2 est connectée entre la borne d'entrée 1 et le point E. Une inductance auxiliaire L2, couplée magnétiquement à l'inductance L1, est connectée en série avec un condensateur C3 et une résistance R3 entre les points A et E. Une résistance R4 est connectée entre les points E et A. Le convertisseur représenté à la figure 4 fonctionne de la manière suivante (figures Sa à Se): Comme dans les convertisseurs connus le transistor T1 est conducteur pendant une première partie du cycle (tlO-tll), (t12-t13) pendant laquelle la diode D1 est bloquée et l'énergie emmagasinée dans l'inductance L1. Puis, pendant une seconde partie du cycle (tll-tl2, tt3- tel4), l'énergie emmagasinée dans L1 est restituée au circuit connecté en sortie, la diode D1 étant alors conductrice et le transistor T1 bloqué. En fonctionnement normal, les formes d'onde des signaux lTl, ID1, IL1, VD1 (tension aux bornes de D1), VL1 (tension aux bornes de L1) et V3 (tension entre les points B et E) sont respectivement du type représenté aux figures Sa à Se. Les périodes de transition, notamment lors du blocage de T1 et de la mise en conduction de D1, ont été négligées sur les figures. Pendant la première partie d'un cycle, le transistor T1 est conducteur. La tension VD1 aux bornes de D1 est sensiblement égale à la tension d'entrée V1 (figure 5d), les tensions aux bornes de T1 et R1 étant négligeables par rapport à V1. La tension VL1 (figures 5e) aux bornes de L1 est alors voisine de V1-V2. Le courant IL1 augmente. Lorsqu'IL1 atteint (en tll ou tut3) une valeur prédéterminée Imax (figure 5a), la tension VR1 aux bornes de la résistance R1 atteint une tension de seuil nécessaire à la mise en conduction du thyristor TH. Le thyristor, devenant conducteur, court-circuite alors la jonction grille-source de Tt bloquant ainsi le transistor T1. Le courant IT1 s'annule alors (tll ou tel3). La diode D1 devient conductrice et le courant IL1, égal au courant ID1 diminue. Au début de la seconde partie du cycle, la tension VD 1 passe ainsi à une valeur négative, faible, et une tension VL1 voisine de -V2 apparaît aux bornes de L1 (VD1 est alors négligeable vis à vis de V2). Une tension VL2 de même signe que VL1 et proportionnelle à celle-ci est générée aux bornes de l'inductance auxiliaire L2. Lorsque la tension VL2 devient négative au début de la seconde partie du cycle, cette variation est transmise par le circuit R3C3 à l'électrode de commande du transistor T1, (V3, figure 5 f) confirmant ainsi le blocage de T1, et polarisant en inverse TH qui se bloque. Pendant la seconde partie du cycle, l'inductance L1 se démagnétise. Lorsque les courants IL1 et ID1 s'annulent, l'inductance L1 est totalement démagnétisée et la tension à ses bornes s'annule brusquement. Le front de montée de VL1 à la fin de la seconde partie du cycle (tel2, tut4) est transmis (V3, fig. 5f) par l'intermédiaire de la bobine auxiliaire L2 et du circuit R3C3 à l'électrode de commande de T1 qui redevient conducteur. Un nouveau cycle commence alors. Ainsi, le transistor T1 devient conducteur dès que le courant IL1 dans la bobine s'annule, c'est à dire dès que la bobine est démagnétisée et se bloque lorsque le courant IL1 atteint une valeur Imax. prédéterminée. L'inductance auxiliaire L2 transmet à l'électrode de commande de T1 un front de montée représentatif de l'annulation du courant IL1, provoquant ainsi la mise en conduction de T1. Le blocage de T1 est provoqué par la mise en conduction du thyristor TH lorsque la tension aux bornes de R1, représentative de lTl, atteint un seuil prédéterminé. Ce blocage de T1 est alors confirmé par l'intermédiaire de L2, R3 et C3 qui transmettent à l'électrode de commande de T1 une inversion de la tension VL1 due au blocage de T1. il est ainsi possible d'obtenir un facteur de forme optimum pour les courants IL1, IT1, ID1 quelles que soient les valeurs de V1 et de la puissance de sortie sans pilotage ni alimentation auxiliaire. Le rapport cyclique et la fréquence sont définis par la valeur du seuil de courant Imax. La durée de chacune des parties du cycle dépend de la valeur de Imax., de la valeur de L1 et est inversement proportionnelle à la tension VL1 correspondante, c'est à dire à V1-V2 pendant la première partie du cycle et à V2 pendant la seconde partie du cycle. Le convertisseur présente également les avantages des convertisseurs à démagnétisation complète. Ainsi la diode D1 n'a pas besoin d'être une diode rapide. I1 n'est pas nécessaire de prévoir de réseau d'aide à la commutation aux bornes de T1 et de D1. I1 n'y a pas non plus de pertes à la mise en conduction de T1 et au blocage de D1. Contrairement aux convertisseurs connus, il ne nécessite ni alimentation auxiliaire pour la commande, ni isolation de la commande. La commande PWM est supprimée, le convertisseur étant auto-oscillant. La résistance de démarrage R2 permet le démarrage du convertisseur lors de l'application d'une tension d'entrée V1 entre les bornes d'entrée 1 et 2. Les résistances R2 et R4 forment un pont diviseur entre la borne 1 et le point A. Dès que l'électrode de commande de T1 (point E) est à une tension suffisante vis à vis du point A, le transistor T1 devient conducteur (saturé) et l'inductance Lt commence à emmagasiner de l'énergie. Une tension VL1 positive apparaît alors aux borric4s de L1, et une tension VL2, en phase avec VL1, apparaît également aux bornes de l'inductance auxiliaire L2. Cette tension est transmise au point E par l'intermédiaire de R3 et C3, confirmant ainsi la saturation du transistor T1. Un mode particulier de réalisation du thyristor TH est représenté à la figure 6. Dans ce mode de réalisation TH est constitué par deux transistors bipolaires TI (de type NPN) et T3 (de type PNP) et une résistance RS. L'électrode de commande, ou base, du transistor T2 constitue l'électrode de commande du thyristor TH. Elle est connectée au point B par l'intermédiaire d'une résistance R6. L'émetteur de T2 est connecté au point A, tandis que le collecteur de T2 est connecté, par l'intermédiaire de la résistance RS, au point E. Un condensateur C4 est connecté entre la base et l'émetteur de T2. Le circuit R6C4 est destiné à filtrer en haute fréquence la tension VR1 aux bornes de R1, de manière à éviter une mise en conduction intempestive de TH. La base de T3 est connectée au collecteur de T2, tandis que l'émetteur de T3 est connecté au point E et le collecteur de T3 à la base de T2. Ainsi, dès que VR1 dépasse la tension base - émetteur nécessaire à la mise en conduction de T2, celui-ci se sature et la tension développée aux bornes de RS rend T3 conducteur. La figure 6 représente, de plus, un circuit de régulation de la tension V2 de sortie du convertisseur. Le circuit de régulation comporte deux résistances R7 et R8 connectées en série entre les bornes de sortie 3 et 4. Le point commun à R7 et R8 est appliqué à une première entrée, non inverseuse, d'un amplificateur 6. Une tension de référence Vref est appliquée à une seconde entrée, inverseuse, de l'amplificateur 6. La sortie de l'amplificateur 6 est connectée, par l'intermédiaire d'une résistance R9, à l'entrée d'un optocoupleur 7. Une première sortie de l'optocoupleur 7 est connectée, par l'intermédiaire d'une résistance R10, à la base de T2. Une seconde sortie de l'optocoupleur est connectée au point B par l'intermédiaire d'un condensateur CS en parallèle sur un circuit série constitué par une seconde inductance auxiliaire L3 et une diode D2. La diode D2 est dans le sens passant de B vers la seconde sortie de l'optocoupleur. Le couplage entre L1 et L3 est tel que le condensateur CS se charge à une tension VCS, positive par rapport au point B, lorsque VL1 et VL3 (tension aux bornes de L3) sont négatives, c'est à dire pendant la seconde partie du cycle, lorsque T1 est bloqué. La diode D2 empêche la décharge de CS pendant la première partie du cycle. Ainsi, la tension VCS est appliquée entre le point B et le collecteur du transistor T4 de sortie de l'optocoupleur 7. Lorsque la tension V2 de sortie du convertisseur est inférieure à un seuil prédéterminé, la tension d'entrée de l'amplificateur 6 est inférieure à la tension de référence Vref et l'optoeoupleur 7 est bloqué. T4 est donc bloqué et la tension de seuil provoquant la conduction de T2 est inchangée. Par contre, lorsque la tension V2 dépasse ledit seuil prédéterminé, le signal de sortie de l'amplificateur est proportionnel à l'erreur, c'est à dire à la différence entre sa tension d'entrée représentative de V2 et Vref. Le transistor T4 de sortie de l'optocoupleur fournit un courant d'autant plus important que l'erreur est élevée. Une tension de prépolarisation de la base de T2 est ainsi crée aux bornes de la résistance R6. Cette tension est d'autant plus importante que l'erreur est élevée. La tension VR1, image du courant IT1, nécessaire à la mise en conduction de T2, donc au blocage de T1, est donc d'autant plus faible que l'erreur est grande. Le courant Imax circulant dans la bobine et destiné à la charge de C2 diminue d'autant plus que V2 dépasse le seuil prédéterminé. La diminution de Imax conduit à une diminution de la durée des première et seconde partie du cycle, et, en conséquence, à une augmentation de la fréquence du cycle du convertisseur. Ainsi, à vide , la fréquence est élevée tandis qu'en charge, la fréquence diminue. Ceci permet de réguler automatiquement les pertes fer sans l'inductance L1. La tension Vref peut être obtenue par tout moyen approprié. A titre d'exemple elle peut être dérivée de la tension de sortie V2 au moyen d'un circuit série (non représenté) constitué par une résistance et une diode Zener de tension appropriée. Les convertisseurs des figures 4 et 6 permettent, de plus, d'obtenir une bonne protection en cas de court-circuit dans une charge connectée aux bornes de sortie 3 et 4. La figure 7 représente la tension V2 de sortie du convertisseur en fonction du courant I2 moyen de sortie. Cette courbe comporte trois tronçons ab, bc et cd. Le premier tronçon, ab, correspond au mode régulation du convertisseur : la tension V2 reste constante pour un courant I2 croissant. Le second tronçon, bc, correspond à un mode limitation. En cas de surcharge, lorsque le courant I2 augmente au delà du point b, la tension V2 chute, la régulation ne permettant pas de maintenir V2 à la valeur prédéterminée désirée. Ce mode limitation est remplacé par un mode attente correspondant au tronçon cd, lors d'une surcharge plus importante ou d'un court-circuit. Dans ce cas une diminution de V2 s'accompagne d'une diminution de I2. I1 est ainsi possible de diminuer le courant Ic de court-circuit, le tronçon ce représenté en pointillé et prolongeant le tronçon bc, indiquant le comportement des convertisseurs de type connu. Les figures 8a et 8b illustrent le fonctionnement du convertisseur en mode d'attente. A un instant tl6, à la fin de la première partie (tlS-tl6) du cycle, la tension VL1 passe à -V2 comme sur la figure Se. Cependant,en cas de court-circuit dans la charge la valeur de V2 est très faible et, lorsque l'inductance L1 est totalement démagnétisée, à un instant t17, le passage à zéro de VL1 produit une variation de tension correspondante de V3 insuffisante pour assurer la mise en conduction du transistor T1 et le démarrage d'un nouveau cycle. T1 reste bloqué, VL1 et IL1, restent nuls. Après l'instant t17, la tension V3 augmente lentement, le condensateur C3 se chargeant à travers les résistances R2 et R3. La constante de temps de charge de C3 est fonction des valeurs de R2, R3, R4 et C3. A un instant tris, la tension V3 atteint une valeur suffisante pour mettre en conduction T1 et un nouveau cycle commence. Le cycle est donc augmenté d'une période d'attente ta = t18-t17 pendant laquelle le courant ILl est nul. Le courant moyen de charge de C2 diminue donc, et la tension V2 diminue également, jusqu'à s'annuler au point d de la caractéristique V2 (I2). Le convertisseur décrit ci-dessus peut avantageusement être utilisé pour la charge des batteries d'une alimentation sans interruption. Dans ce cas il est complété par un circuit de mise en marche dont un mode particulier de réalisation est illustré à la figure 9 et par un circuit de mesure du courant dont un mode particulier de réalisation est représenté à la figure 10. Le circuit de mise en marche de la figure 9 comporte un transistor T5 connecté en parallèle sur le transistor T2 du convertisseur selon la figure 6. Sur la figure 9, TS est du type MOSFET. Sa grille est connectée à la borne d'entrée 1 du convertisseur par l'intermédiaire d'une résistance Roll. Un transistor T6 de sortie d'un optocoupleur 8 est connecté entre la grille et la source de TS. Une diode Zener D3 est également connectée entre la grille et la source de TS. Une diode d'entrée de l'optocoupleur 8 est connectée entre une borne de commande 9 et la masse. Lorsqu'une tension V4 appliquée entre la borne de commande 9 et la masse est nulle, le transistor T6 est bloqué. Le transistor T5, polarisé par Ril et D3, est conducteur et met en conduction T3, donc TH. TH court-circuite donc les points E et A et le transistor T1 est bloqué. Le cycle du convertisseur ne peut pas démarrer. Pour mettre en marche le convertisseur, une tension V4 suffisante pour saturer T6 est appliquée entre la borne de commande 9 et la masse. La saturation de T6 provoque le blocage de TS. Le convertisseur peut alors fonctionner normalement, son démarrage s'effectuant comme décrit plus haut au regard de la figure 6. La saturation et le blocage du thyristor TH peuvent être obtenus par d'autres types de circuits. Le circuit de mesure du courant I2 de sortie du convertisseur de la figure 10 comporte une résistance R12 connectée en série avec la diode D1, entre le point A et les bornes 2 et 4, une des bornes de la résistance R12 étant connectée directement à ces bornes. Le point F commun à la diode D1 et à la résistance R12 est connecté, par l'intermédiaire de résistances R13 et R14, à une entrée inverseuse d'un amplificateur 10. Cette entrée inverseuse est connectée par une résistance RIS à une tension d'alimentation, Vref dans le mode de réalisation préférentiel, et par une diode d'écrétage D4, connectée en inverse, aux bornes 2 et 4. Un condensateur de filtrage C6 inverseuse est positive et un signal de sortie non nul dès que la tension sur son entrée inverseuse devient négative. Les valeurs de R14 et R15 sont choisies de manière à ce que ce seuil soit atteint pour une valeur prédéterminée de la valeur moyenne de Il 1. Dans ce cas un signal de sortie est transmis par l'optocoupleur 11. La tension aux bornes de R12 est également représentative de la valeur moyenne du courant 12 de sortie, qui peut être exprimée par Imax / 2. A titre d'exemple, les valeurs des composants du circuit de mesure peuvent être choisis de manière à ce qu'un signal soit appliqué à la sortie de l'optocoupleur 11 lorsque le courant I2 destiné à charger la batterie d'une alimentation sans interruption descend au-dessous d'une valeur minimale Imin représentative d'un pourcentage prédéterminé de charge de la batterie. Ce pourcentage peut, par exemple, être de l'ordre de 90%. Cette information peut être transmise, par tout moyen approprié à un circuit de mesure de l'état de charge de la batterie. Elle peut aussi, après traitement avec la tension batterie, fournir une information sur le bon (ou mauvais) fonctionnement du chargeur. L'amplificateur 10, qui fonctionne en tout ou rien sur la figure 10, peut être polarisé de manière à fonctionner en linéaire. Dans ce cas les signaux de sortie de l'optocoupleur ne sont pas représentatifs du dépassement d'un seuil, mais de la valeur moyenne du courant de sortie du convertisseur. Le circuit de mesure de la figure 10 permet d'obtenir des signaux représentatifs du courant de sortie sans utilisation de transformateurs d'intensité ni transfert de niveau d'un capteur qui serait placé entre les bornes 1 et 3 du convertisseur. L'invention n'est pas limitée aux modes particuliers de réalisation représentés sur les figures. En particulier, le transistor T1 peut être constitué par tout interrupteur électronique commandé, par exemple par un transistor de type bipolaire, MOS, IGBT ou MCT Dans un convertisseur de faible puissance il est possible de remplacer TH par un transistor bipolaire unique. ,; . La résistance R1 de mesure du courant IT1 pourrait éventuellement être remplacé par un transformateur de courant. A titre d'exemple, dans un convertisseur destiné à la charge de batteries, la tension d'entrée V1 peut être de l'ordre de 400V, la tension de sortie V2 varier entre 60 et 150V, et le courant de sortie I2 être supérieur ou égal à 2A. REVENDICATIONS 1. Convertisseur abaisseur à démagnétisation complète comportant un premier interrupteur électronique (T1) connecté en série avec une première inductance (L1) entre des premières bornes d'entrée (1) et de sortie (3), un premier condensateur (C2) connecté entre la première borne de sortie (3) et une seconde borne de sortie (4), une première diode (D1) connectée en parallèle et en inverse sur le circuit constitué par la première inductance (L1) et le premier condensateur (C2), et des moyens de commande connectés à une électrode de commande (E) du premier interrupteur électronique (T1), convertisseur caractérisé en ce que les moyens de commande comportent un second interrupteur électronique (TH; T2, T3, RS) connecté de manière à bloquer le premier interrupteur électronique (T1) lorsqu'il est conducteur, des moyens (R1) de mesure du courant (in1) dans le premier interrupteur électronique (T1), des moyens, connectés aux moyens (R1) de mesure de courant, pour commander la mise en conduction du second interrupteur électronique lorsque le courant (ITI) dans le premier interrupteur électronique atteint un seuil prédéterminé (Imax), des moyens de couplage (L2) fournissant des signaux (VL2) représentatifs de la tension (VL1) aux bornes de la première inductance, des moyens (R3, C3) de transmission desdits signaux à l'électrode de commande (E) du premier interrupteur électronique de manière à ce que l'annulation de courant (IL1) dans la première inductance (L1) provoque la mise en conduction du premier interrupteur électronique (T1), une résistance de démarrage (R2) étant connectée entre la première borne d'entrée (1) et l'électrode de commande (E) du premier interrupteur électronique (T1) 2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de couplage comportent une seconde inductance (L2) couplée magnétiquement à la première inductance (L1), les moyens de transmission comportant un circuit RC série (R3, C3) connecté à la seconde inductance (L2) et à 11 électrode de commande (E) du premier interrupteur électronique (T1). If 3. Convertisseur selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les moyens de mesure du courant (IT1) dans le premier interrupteur électronique (T1) comportent une première résistance de mesure (R1) connectée en série avec le premier interrupteur électronique, la tension (VR1) aux bornes de la première résistance de mesure (R1) étant appliquée à une électrode de commande du second interrupteur électronique (fli; T2, T3, RS). 4. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de régulation de la tension de sortie (V2) aux bornes du premier condensateur (C2), lesdits moyens de régulation comportant des moyens de prépolarisation de l'électrode de commande du second interrupteur électronique. 5. Convertisseur selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens de prépolarisation comportent des moyens (6) de comparaison de la tension de sortie (V2) à une tension de référence (Vref) et des moyens (C5, L3, D2, 7, R10, R6) de modification de la tension de polarisation appliquée à l'électrode de commande du second interrupteur connectés à la sortie des moyens (6) de comparaison. 6. Convertisseur selon la revendication S, caractérisé en ce que les moyens de modification de la tension de polarisation comportent un optocoupleur (7) connecté à la sortie des moyens (6) de comparaison et des moyens de polarisation du premier optocoupleur (7). 7. Convertisseur selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens de polarisation de l'optocoupleur (7) comportent une troisième inductance (L3) couplée magnétiquement à la première inductance (L1) et connectée en série avec une seconde diode (D2) aux bornes d'un second condensateur (CS), entre une borne de sortie de l'optocoupleur et un point (B) situé en aval du premier interrupteur électronique (T1). 8. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (V4, 9, 8, TS) de mise en marche du convertisseur, provoquant le blocage du second interrupteur électronique lors de l'application d'un ordre de mise en marche. if 9. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de mesure du courant de sortie (I2) du convertisseur, lesdits moyens comportant une seconde résistance de mesure (R12) connectée en série avec la première diode (dol), entre la première diode et la seconde borne de sortie (4). 10. Convertisseur selon la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens de mesure du courant de sortie comportent des moyens (R13, C6) de mesure de valeur moyenne connectés aux bornes de la seconde résistance de mesure (R12), et des moyens (11) de transmission de ladite valeur moyenne.