FR 2742551 A1 19970620 FR 8605884 A 19860423 Récepteur interférométrique de signaux électromagnétiques. L'invention concerne un récepteur interférométrique de signaux électromagnétiques, qui peut servir à la mesure passive de la direction d'arrivée de signaux électromagnétiques, ainsi qu'à la localisation des sources émettrices, comme des radars. Elle s'applique notamment, mais non exclusivement, aux systèmes de contre-mesures radars. La tendance actuelle dans le domaine des radars est de modifier de manière pseudo-aléatoire les caractéristiques radioélectriques de leur rayonnement. On sait ainsi modifier la largeur d'impulsion, la fréquence d'émission, la polarisation de l'onde émise et reçue, ainsi que la fréquence de répétition à laquelle opère le radar, notamment. La seule grandeur difficile à modifier rapidement est la position physique du radar. Si l'on se place du côté d'un récepteur de contre-mesure électronique, il en résulte que la direction d'arrivée des signaux du radar est une grandeur relativement stable, donc précieuse pour décider et réagir. En conséquence, ces récepteurs de contre-mesure électronique doivent réaliser une mesure précise de la direction d'arrivée des signaux incidents. I1 est par ailleurs souhaitable que cette mesure de direction possède différentes autres caractéristiques - mode opératoire mono-impulsion ("monopulse") afin de permettre un tri des impulsions reçues, en ambiance électromagnétique dense; - sensibilité suffisante pour permettre aussi le traitement des radars de type HFR (haute fréquence de répétition) et CW (onde continue); - probabilité d'interception maximale des signaux dont la fréquence est comprise dans la bande de réception, ce qui signifie que le récepteur utilisé doit être de type "large bande instantanée", par opposition aux récepteurs qui explorent une large bande par multiplexage temporel; et -précision suffisante pour la localisation d'éléments hostiles et pour le pointage de l'antenne d'émission de contre-mesure, en particulier si celle-ci est à balayage électronique. Certains systèmes actuellement connus utilisent des récepteurs à détection directe, c'est-à-dire qui opèrent une détection quadratique de l'amplitude du signal reçu. Ils sont alors associés à des dispositifs de goniométrie d'amplitude, dont la réalisation typique consiste en quatre antennes spirales à large bande, disposées en équerre, et couvrant au total un secteur de 3600. A partir d'une comparaison des amplitudes détectées en sortie des différentes antennes, on peut calculer l'angle d'arrivée du signal reçu. Cette solution procure une grande probabilité d'interception, mais n'offre pas une précision et une sensibilité suffisantes, du moins si l'on tient compte du fait que le nombre d'antennes spirales est limité, pour des raisons d'encombrement, particulièrement contraignantes s'il s'agit d'un système aéroporté. D'autres systèmes connus utilisent des récepteurs de type super-hétérodyne, qui fonctionnent par exploration progressive de la bande de fonctionnement, à l'aide d'un signal d'oscillateur local variable. Ces récepteurs superhétérodynes peuvent aussi fonctionner avec un système de goniométrie d'amplitude. Ils souffrent alors du même manque de précision que les récepteurs à détection directe. Mais les récepteurs super-hétérodynes peuvent également travailler avec un système cohérent de goniométrie de phase, c'est-à-dire un interféromètre. Ces dispositifs permettent le calcul de la direction d'arrivée des signaux à partir de la mesure de la phase différentielle de signaux provenant d'antennes large bande, convenablement espacées. La sensibilité et la précision de mesure sont bonnes. Par contre, le temps nécessaire à l'exploration de la bande de fonctionnement fait que la probabilité d'interception est fortement amoindrie. La présente invention a précisément pour but de remédier à ces inconvénients, en utilisant un récepteur que l'on peut considérer comme étant de type homodyne. On verra également que l'information de phase est maintenue, sans qu'il soit nécessaire de procéder à un balayage en fréquence de l'oscillateur local. Fonctionnellement, les signaux sont transposés d'une fréquence fixe (égale à la valeur de la fréquence intermédiaire désirée) de telle sorte qu'après mélange avec le signal d'oscillateur local, qui a la forme du signal reçu, amplifié, limité et éventuellement filtré fréquentiellement, on dispose de signaux à la fréquence intermédiaire voulue. L'invention s'applique en particulier au cas où les moyens de réception comprennent plusieurs voies séparées associées à des antennes définissant une ou plusieurs bases d'interférométrie. Par la suite, on considérera pour simplifier le cas de deux antennes définissant une seule base d'interféro métrie. L'homme de l'art sait qu'en pratique on utilise au moins trois antennes, de façon à disposer d'autant de bases d'interférométrie. Pour résoudre le problème précité, l'invention propose un récepteur de signaux électromagnétiques qui est du type comprenant - au moins deux voies de réception radio-fréquence, comportant chacune une antenne; - des moyens pour mélanger séparément les signaux de sortie des deux voies de réception radio-fréquence à un ou des signaux locaux; - deux voies d'amplification à fréquence intermédiaire reliées aux sorties respectives de ces moyens de mélange; et - des moyens de traitement des signaux issus des deux voies d'amplification à fréquence intermédiaire. A partir de cette structure connue, l'invention est remarquable par le fait que les moyens de mélange comprennent, sur chaque voie - un premier mélangeur, à bande latérale unique, recevant un signal local de fréquence fixe, égale à la valeur de la fréquence intermédiaire; et - un second mélangeur recevant pour signal local un signal reçu de référence, semblable à celui des deux voies de réception. Comme on le verra plus loin, il est avantageux d'interposer des isolateurs hyperfréquences entre chaque antenne et le premier mélangeur, et surtout entre les premier et second mélangeurs. Le signal reçu de référence pourrait être tiré de l'une des voies de réception normales. I1 est cependant estimé préférable qu'il soit tiré d'une voie de réception auxiliaire comportant des moyens amplificateurs limiteurs, à la suite de sa propre antenne, qui est avantageusement plus directive que celles des voies de réception principales. Selon un autre aspect de l'invention, la voie de réception de référence contient des moyens de filtrage fréquentiels, qui permettent une sélection des signaux en fonction de leurs caractéristiques spectrales, notamment pour éviter une perturbation par des signaux amis. Selon un autre aspect du dispositif proposé, chaque voie d'amplification à fréquence intermédiaire comprend deux filtres passe-bande encadrant un amplificateur de fréquence intermédiaire propre à délivrer une indication de niveau; les sorties des deux voies sont reliées à un comparateur de phase opérant par démodulation cohérente. Les informations en sinus et cosinus issues du démodulateur cohérent et les indications de niveau sont numérisées par un convertisseur analogique-numérique. Dans la mesure où les informations numériques de phase sont elles aussi en sinus et cosinus, il est approprié d'utiliser des mémoires mortes pour en tirer l'information de phase véritable. Enfin, selon encore un autre aspect de l'invention, les moyens de traitement comprennent en outre une pile du type premier entré-premier sorti, associée à un générateur de poursuite et à une unité de traitement. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est un schéma de principe d'un récepteur interférométrique selon l'invention; - la figure 2 est un schéma plus détaillé, en ce qui concerne la partie analogique du récepteur selon l'invention; et - la figure 3 est un schéma également plus détaillé, mais en ce qui concerne une partie numérique du récepteur interférométrique selon l'invention. Sur la figure 1, une première voie de réception principale est définie par une antenne spirale Al, un premier mélangeur M12, un second mélangeur M14 et une voie de fréquence intermédiaire FI1 faisant partie des étages de fréquence intermédiaire EFI. Une seconde voie de réception principale, identique à la première (autant que possible en pratique) est constituée de l'antenne A2, du premier mélangeur M22, du second mélangeur M24 et de la seconde voie de fréquence intermédiaire FI2. Les premiers mélangeurs M12 et M22 reçoivent un générateur GFI de fréquence intermédiaire, un premier signal local dont la valeur est égale à celle sur laquelle sont accordés les étages de fréquence intermédiaire EFI. Les seconds mélangeurs M14 et M24 reçoivent un second signal local qui est en fait un signal reçu tiré d'une antenne de réception auxiliaire AR, suivie notamment d'un amplificateur limiteur ALR de la loi de référence. Les sorties des deux voies de fréquence intermédiaire FI1 et FI2 sont appliquées à un dispositif de traitement de phase TP, suivi la plupart du temps d'organes de visualisation VI. L'homme de l'art comprendra que les limitations quant à la bande de fonctionnement sont apportées par les composants micro-ondes, en particulier les amplificateurs, les mélangeurs, les antennes. I1 est également rappelé qu'en pratique, le récepteur interférométrique comprendra une troisième voie de réception principale, suivie d'une voie correspondante de fréquence intermédiaire, l'ensemble n'étant pas représenté ici pour simplifier. Ces solutions à plusieurs antennes permettent d'établir plusieurs bases d'interférométrie, et par là d'une part d'améliorer la précision de la mesure, d'autre part de lever les ambiguités, qui existent lorsqu'on est en présence de décalages de phase dépassant +1800 dans la bande de fonctionnement. Comme déjà indiqué, l'antenne AR de la voie de référence peut avoir une couverture différente de celles Al et A2 des voies de mesure. Elle peut être par exemple plus directive pour assurer un tri des menaces par filtrage spatial. La voie de référence schématisée sur la figure 1 par le seul amplificateur limiteur ALR peut également comprendre des organes de filtrage fréquentiels, convenablement réglés pour éliminer les signaux indésirables, ami et/ou ennemi. Bien entendu, les signaux ainsi filtrés sur la voie de référence ne seront pas pris en compte pour la mesure de la direction d'arrivée des signaux utiles. Sur la figure 2, il apparaît que les antennes Al et A2 définissent entre elles une base d'interférométrie de dimension d. On suppose que des signaux incidents arrivent, selon une direction qui forme un angle e avec l'axe des antennes. On ne décrira maintenant qu'une seule voie, les éléments de l'autre étant par principe identiques, et possédant une référence numérique augmentée de 10. Le signal perçu par l'antenne Al est appliqué à un isolateur hyperfréquence I11, qui précède le mélangeur M12 à bande latérale unique. Celui-ci est suivi d'un ou plusieurs isolateurs I13, puis du second mélangeur M14. La voie de référence comporte, après l'antenne auxiliaire AR,un isolateur IR1, suivi de l'amplificateur limiteur ALR. Agencé pour procurer un gain de 85 à 90 décibels, celui-ci peut comporter plusieurs étages séparés par autant de filtres. C'est également entre ces étages que pourront être prévus les moyens de filtrage fréquentiel fin pour l'élimination des signaux indésirables. La sortie de l'amplificateur ALR fournit le signal local de référence SRR. Celui-ci est appliqué à un diviseur de puissance DPR, ici à deux branches. Comme précédemment indiqué, on ne considérera que la branche qui va vers la première voie de réception principale. Celle-ci comprend un organe d'ajustement de phase TR16, suivi d'un atténuateur AT15, qui délivre enfin le signal local au mélangeur 14. L'ajustement de phase est réalisé par le dispositif TR16 par exemple sous la forme d'une ligne de longueur variable. Cet ajustement permet de tenir compte des déphasages différentiels qui peuvent exister entre les différentes voies de réception principales. Si on note Fe la fréquence d'entrée sur le premier mélangeur M12, FI la fréquence créée par le générateur GFI, le signal de sortie du mélangeur M12 comprend en particulier les fréquences Fe + FI et Fe - FI. On admet par exemple que c'est la fréquence Fe - FI qui est choisie pour le traitement de la phase. Dans ce cas, il est fortement souhaitable que le mélangeur M12 à bande latérale unique possède une réjection de la fréquence image telle qu'il atténue la raie image Fe + FI, avec un facteur d'atténuation au moins égal à 18 décibels, et de préférence à 20 décibels. La valeur de fréquence Fs obtenue en sortie du mélangeur M12 est donc décalée de FI par rapport à Fe. Chacun des isolateurs mentionnés plus haut peut être réalisé sous la forme d'un circulateur, dont deux portes sont utilisées, tandis que la troisième est branchée sur une charge adaptée de 50 ohms. Ces isolateurs assurent tout d'abord l'adaptation (au sens des hyperfréquences) entre les différents composants microondes. Plus particulièrement, les isolateurs tels que I11, I21, IR1, ont pour but d'éliminer des effets néfastes tenant au taux d'ondes stationnaires que peut présenter chaque antenne à l'égard des circuits placés en aval. Ils évitent aussi les conséquences néfastes des effets de couplage entre les antennes des voies de réception principales et de référence. Un isolateur tel que I13, placé entre les deux mélangeurs, est plus critique. Pour cette raison, il peut devoir être doublé. I1 a en effet pour fonction d'éviter que les forts signaux locaux provenant de la voie de référence ne remontent à travers le mélangeur M14, pour se mélanger avec la fréquence FI dans le mélangeur M12, puis redescendre vers le mélangeur M14, avec les mêmes caractéristiques que les signaux reçus de cette voie de réception principale. Pareil cheminement fournirait en effet de fausses indications à la voie de fréquence intermédiaire associée. Le rôle de la voie de référence est de fournir un signal SLR limité à un niveau prédéterminé et constant dans la dynamique instantanée et la bande de fréquence considérées. Les atténuateurs AT15 et AT25 opèrent sur une valeur typique de 3 décibels, de façon à fournir un signal de niveau satisfaisant aux seconds mélangeurs M14 et M24. Du fait du réglage permis par les organes TR16 et TR26, on peut considérer qu'en sortie des mélangeurs M14 et M24, le spectre des signaux d'entrée est ramené à une fréquence intermédiaire FI à bande étroite, la phase différentielle entre voies étant conservée. Les valeurs de la fréquence intermédiaire elle-même et de la bande passante associée sont imposées par deux contraintes. On doit choisir une valeur de FI telle que le traitement vidéofréquence soit le plus aisé possible, en même temps qu'une bande passante permettant la prise en compte d'impulsions courtes. Chacune des deux voies de fréquence intermédiaire comprend un filtre passe-bande tel que F17, suivi d'un amplificateur limiteur tel que AL18, et d'un nouveau filtre passe-bande F19. I1 en est de même pour la seconde voie, avec des références numériques augmentées de 10. Les quatre filtres F17, F19, F27, F29 ont la même bande passante et sont centrés sur la valeur FI de la fréquence intermédiaire. Le rôle des filtres F17 et F27 est de filtrer les produits d'intermodulation autres que FI en sortie des mélangeurs M14 et M24. Pour leur part, les filtres F19 et F29 ont surtout pour but d'assurer la réjection des distorsions harmoniques engendrées par la fonction limitrice (notamment) des amplificateurs AL18 et AL28. Pour tous ces filtres, une forte réjection hors bande (au-delà de deux fois la fréquence intermédiaire) est souhaitable. Par forte réjection, on entend ici une atténuation supérieure ou égale à 60 décibels. Les sorties des deux voies de fréquence intermédiaire attaquent un comparateur de phases CP30, dont on suppose qu'il fournit ici des informations de sinus et de cosinus. En plus de leur fonction consistant à procurer un niveau suffisant pour attaquer ces comparateurs de phases, les amplificateurs AL18 et AL28 fournissent des indications de niveau nl et n2, relatives à leurs signaux d'entrée respectifs. En pratique, un amplificateur tel que AL18 comprend plusieurs étages, et le niveau est mesuré à l'aide de diodes de détection placées entre deux de ces étages. Une utilisation potentielle de l'indication de niveau est de donner un signal de présence, propre à déclencher l'échantillonnage de la mesure de phase, ceci n'étant donné qu'à titre d'exemple. Les informations de niveau et de phase sont appliquées à un convertisseur analogique-numérique CN35. On a supposé sur la figure 3 qu'il fournit directement l'information numérique de phase et les informations numériques de niveau. En fait, si le comparateur de phase fournit une information analogique en sinus et cosinus, celle-ci peut être alors numérisée à l'état brut, puis transformée en phase par une mémoire morte convenable, comme celle illustrée en T41, T42 et T43 au début de la figure 3. On observera que l'on retrouve ici trois voies de mesure, ce qui correspond au mode de réalisation préférentiel qui n'était pas illustré jusqu'à présent. Un comparateur de phases fournissant deux informations en sinus et cosinus peut être composé d'un diviseur de puissance, de deux mélangeurs et d'un déphaseur 0/900. La figure 3 fait encore apparaître un type de traitement numérique envisageable pour le récepteur interférométrique de l'invention. Les informations numériques de phase 1 à 3 sont appliquées à des circuits de mémoire T45 formant une pile numérique FIFO, c'est-à-dire premier entré-premier sorti. Une information sur la fréquence des signaux reçus, établie par un récepteur annexe qui peut être de type classique, est également appliquée sous forme numérique à une pile FIFO, à chaque fois en correspondance d'une information de phase associée. On y ajoute les informations de niveau numérisées,comme déjà indiqué, remarque étant faite que celles-ci peuvent être utilisées seulement par une unité de décision chargée de prendre en compte les priorités entre les signaux reçus. Un récepteur annexe fournissant la fréquence va également donner, en général, des informations relatives à la largeur d'impulsion du radar considéré,le temps d'arrivée des impulsions, le facteur de forme, entre autres. En pareil cas, ces informations sont également introduites dans la pile P45, à chaque fois en correspondance des informations de fréquence et de phase associées. Toutes ces différentes informations sont ensuite appliquées à un générateur de poursuite constitué de plusieurs blocs T46-1 à T46-6 (par exemple). Ce générateur de poursuite est ainsi constitué d'un ensemble de filtres numériques permettant en particulier un tri des menaces par leurs directions d'arrivée, la phase et la fréquence étant à chaque fois connues. A partir de là, l'unité de traitement T48 du système de contre-mesure peut en déduire les réponses ou réactions appropriées, à savoir - visualisation des informations, - affinage de la mesure, - séquence de brouillage, - suivi d'efficacité du brouillage, - leurrage. L'homme de l'art comprendra que l'on peut envisager d'autres types de contre-mesure. Il n'est pas estimé nécessaire d'expliquer ici plus en détail la nature de ces contre-mesures, ni la façon dont on les mettra en oeuvre. En effet, la présente invention se situe principalement au niveau des moyens permettant d'établir les informations de base nécessaires à la mise en oeuvre des contre-mesures. Bien entendu, la présente invention n'est pas limitée au mode de réalisation décrit, mais s'étend à toute variante incluse dans le cadre des revendications ci-après. Revendications. 1. Récepteur de signaux électromagnétiques, du type comprenant: - au moins deux voies de réception radio-fréquence comportant chacune une antenne (Al, A2), - des moyens pour mélanger séparément (M12, M14, M22, M24) les signaux de sortie des deux voies de réception radio-fréquence à un ou des signaux locaux, - deux voies d'amplification à fréquence intermédiaire FI1, FI2)d reliées aux sorties respectives de ces moyens de mélange, et - des moyens de traitement (TP) des signaux issus des deux voies d'amplification à fréquence intermédiaire, caractérisé en ce que les moyens de mélange comprennent, sur chaque voie - un premier mélangeur (M12, M22), à bande latérale unique, recevant un signal local (FIp, FIq) de fréquence fixe, égale à la valeur de la fréquence intermédiaire, et - un second mélangeur (M14, M24) recevant pour signal local un signal reçu de référence (SRR), semblable à celui des deux voies de réception. 2. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que des isolateurs hyperfréquences (I13, I23) sont prévus entre les premiers et seconds mélangeurs. 3. Récepteur selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'un isolateur hyperfréquence (I11, I21) est prévu entre chaque antenne et le premier mélangeur associé. 4. Récepteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal reçu de référence (SRR) est tiré d'une voie de réception auxiliaire comportant sa propre antenne (AR) et des moyens amplificateurs limiteurs (ALR). 5. Récepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'antenne (AR) de la voie de réception auxiliaire est plus directive que celles (Al, A2) des voies de réception principales. 6. Récepteur selon l'une des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que la voie de réception de référence contient des moyens de filtrage fréquentiel. 7. Récepteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que chaque voie d'amplification à fréquence intermédiaire comprend deux filtres passe-bande (F17, F19; F27, F29) encadrant un amplificateur de fréquence intermédiaire (AL18, AL28) propre à délivrer une indication de niveau (nl, n2), les sorties des deux voies étant reliées à un comparateur de phase (CP30) opérant par démodulation cohérente. 8. Récepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que les informations en sinus et cosinus issues du démodulateur cohérent (CP30) et les indications de niveau (nl, n2) sont numérisées par un convertisseur analogiquenumérique (CN35). 9. Récepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens de traitement comprennent en outre des mémoires mortes (T41-T43) pour tirer l'information de phase des informations en sinus et cosinus. 10. Récepteur selon la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens de traitement comprennent en outre une pile (T45) du type premier entré-premier sorti, associée à un générateur de poursuite (T46) et à une unité de traitement (T48).