FR 2750546 A1 19980102 FR 9608310 A 19960628 AMPLIFICATEUR PASSE-TOUT POUR SIGNAUX HYPERFREQUENCES La présente invention concerne un amplificateur passe-tout et un déphaseur analogique variable pour signaux hyperfréquences. Les amplificateurs passe-tout peuvent être utilisés dans toutes les applications qui nécessitent une correction de phase ou de temps de propagation de groupe d'un signal. Ils peuvent ainsi être utilisés pour réaliser des déphaseurs analogiques. La caractéristique d'une fonction de transfert passe-tout implique que le module de l'amplitude du signal soit indépendant de la fréquence. Ces amplificateurs passe-tout agissent donc sur la phase du signal sans altérer la réponse en amplitude en fonction de la fréquence, mais en présentant un gain de l'amplitude du signal de sortie par rapport à l'amplitude du signal d'entrée. La présente invention combine donc les caractéristiques d'une fonction de transfert passe-tout (correction de la phase du signal) et d'un amplificateur (augmentation de l'amplitude du signal d'entrée) et ceci dans une large bande de fréquences qui peut s'étendre des fréquences VHF aux hyperfréquences. Un circuit passe-tout à un seul transistor est connu et décrit dans le document IEEE Transactions on Circuit Theory, Vol. CT-20, nO 1, Jan. 1973, pp. 24-30, "Single-Transistor All-Pass Networks", H. Rubin, R. K. Even. Ce circuit passe-tout, représenté à la figure 1, est constitué d'un transistor bipolaire T dont la base constitue l'entrée de signal E et le collecteur la sortie de signal S. Une résistance R c est placée entre le collecteur et une source de tension continue positive Vcc et une autre résistance R e est placée entre l'émetteur et la source de tension continue négative -Vee. Une admittance Y (impédance Z) imaginaire pure, soit donc une susceptance B est placée entre la base et le collecteur du transistor bipolaire T. Il est montré que si une condition, qui sera appelée dans la suite, condition de passe-tout, sur les diverses conductances du circuit est vérifiée, la fonction de transfert en tension T(O) constituée du rapport de la tension de sortie et de la force électromotrice du générateur s'écrit G - Y(u)) (1) T(O) = K G + Y(o) où o est la pulsation K est un coefficient inférieur à 1 G est une conductance propre au circuit tenant compte des diverses conductances du circuit. La forme de cette fonction de transfert est identique à celle du réseau passif dit à résistance constante, appelé également treillis symétrique à résistance constante. On peut noter que ce résultat reste vrai même si le circuit représenté par l'admittance Y placé entre la base et le collecteur du transistor bipolaire n'est pas imaginaire pure mais est représentée par une résistance placée en parallèle avec la susceptance B. La fonction de transfert possède donc les caractéristiques passe-tout, c'est-à-dire que son amplitude est indépendante de la fréquence et également de la susceptance B. La condition de passe-tout est, dans ce document, indépendante du gain en courant ss du transistor bipolaire T. De plus, le module de l'amplitude de la fonction de transfert est inférieur à l'unité. Ainsi, le circuit présente des pertes et atténue le signal d' entrée. Ce document décrit également une réalisation comprenant plusieurs étages à transistor bipolaire et formant une fonction de transfert passe-tout du sixième ordre. Elle est constituée de sept étages à transistor bipolaire connectés en cascade qui, en allant de l'entrée à la sortie comprend un étage collecteur commun, un étage du type passe-tout tel que décrit précédemment, un deuxième étage collecteur commun, un deuxième étage passe-tout, un troisième étage collecteur commun, un troisième étage passe-tout et enfin un quatrième étage collecteur commun. Un étage collecteur commun ayant un gain en tension voisin de l'unité et un étage passe-tout ayant un gain en tension inférieur à l'unité (K Dans le domaine des hyperfréquences, la précédente solution présente l'inconvénient fondamental de ne pas utiliser le potentiel d'amplification des transistors utilisés. La présente invention est basée sur les deux points suivants - une topologie différente de l'étage passe-tout qui conduit à une condition de passe-tout différente, condition qui dépend de la transconductance du transistor utilisé et donc de sa taille; - un arrangement différent des différents étages nécessaires pour réaliser une fonction de transfert passe-tout d'ordre quelconque. Le premier point implique de pouvoir agir sur la taille des transistors, ce qui est possible en utilisant une technologie monolithique micro-ondes (MMIC). De plus, un choix judicieux des valeurs de quelques paramètres qui seront précisés dans la suite, permettra de réaliser l'adaptation du circuit à l'entrée et à la sortie, critère essentiel d'une bonne utilisation du circuit pour des signaux hyperfréquences. Le second point permet d'obtenir une amplification du signal d'entrée et ceci dans une large bande de fréquence s'étendant des fréquences VHF aux hyperfréquences, associée à une bonne adaptation en entrée et en sortie, dans toute la bande passante de l'amplification. Aussi, l'invention a pour objet un amplificateur passe-tout pour signaux hyperfréquences, caractérisé en ce qu'il comporte un étage passe-tout d'entrée et un étage passe-tout de sortie introduisant chacun une modification de la phase du signal, et un étage d'amplification intermédiaire, et en ce que lesdits étages passe-tout d'entrée et de sortie réalisent respectivement l'adaptation de l'amplificateur passe-tout en entrée et en sortie. L'étage d'amplification pourra comporter un ou plusieurs étages passe-tout supplémentaires disposés en alternance avec des étages amplificateurs proprement dits. Selon l'invention, chaque étage passe-tout comporte un transistor contre-réactionné par un dipôle comprenant une première et une seconde branche montées en parallèle, la première branche étant essentiellement constituée d'une résistance et la seconde branche étant essentiellement réactive. L'invention est particulièrement intéressante dans le domaine des déphaseurs analogiques pour signaux hyperfréquences. A cet effet, un développement de l'invention a consisté en l'intégration de l'amplificateur passe-tout selon l'invention dans un déphaseur variable analogique pour signaux hyperfréquences. En effet, les déphaseurs analogiques classiques, qui sont souvent réalisés avec des éléments passifs, ne présentent pas de gain en transmission directe. Aussi l'invention concerne également un déphaseur variable analogique pour signaux hyperfréquences comprenant un amplificateur passe-tout tel que défini ci-dessus caractérisé en ce que ladite seconde branche du dipôle comporte une réactance variable, essentiellement sans pertes et réglable par une seconde tension de commande continue. Ainsi, selon l'invention, le déphaseur analogique tel que revendiqué permet d'obtenir sur une large bande passante un déphasage analogique variable par une tension de commande continue, une adaptation en entrée et en sortie satisfaisante ainsi qu'un gain en transmission directe éventuellement réglable si nécessaire par une tension de commande continue. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés, donnés à titre d'exemple non limitatifs, dans lesquels, outre la figure 1 déjà décrite, - la figure 2 représente un amplificateur passetout selon l'invention dans sa configuration minimale; - la figure 3 représente un déphaseur variable analogique selon l'invention dans sa configuration minimale; et - la figure 4 représente un schéma bloc de généralisation des figures 2 et 3. La figure 2 montre le schéma électrique d'un amplificateur passe-tout pour une configuration minimale à trois étages de l'invention et pour une admittance de contre réaction constituée d'un dipôle parallèle à deux branches , la première branche étant essentiellement constituée d'une résistance et la seconde d'un dipôle série inductance-condensateur. Le schéma électrique de la figure 2 comporte un étage passe-tout proprement dit, référencé 1, un étage amplificateur proprement dit, référencé 2, et un étage passe-tout proprement dit, référencé 3, l'ensemble étant connecté entre une entrée de signal E et une sortie de signal S. L'étage passe-tout référencé 1, comporte, dans cet exemple - un transistor à effet de champ, T1 monté en source commune - un circuit de contre réaction reliant la grille et le drain du transistor T1 et, qui comporte deux branches montées en parallèle et constituées pour la première, d'un dipôle série inductance-condensateur (Ll-Cl) , et pour la seconde essentiellement d'une résistance R1 ; dans la seconde branche, un condensateur C3 monté en série avec la résistance R1 découple la grille et le drain du transistor T1; - un transistor à effet de champ T4, qui assure la fonction de charge active et dont la grille et la source sont court-circuitées, le noeud commun résultant étant relié au drain du transistor T1 ; le drain du transistor T4 est connecté à une source de tension continue positive Vdl et à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur C12 - des éléments de connexion et/ou de polarisation de la grille du transistor T1 : une résistance R3 connectée entre une source de tension continue négative Vgl et la grille du transistor T1, et un condensateur C9 connecté entre la source de tension continue négative Vgl et la masse. Dans cet exemple, la topologie de l'étage passetout référencé 3 est identique à celle de l'étage passe-tout référencé 1. Les éléments référencés T3, T6, R2, R5, L2, C2, C4, Cll, C14, Vd3 et Vg3 dans l'étage passe-tout 3 correspondent respectivement aux éléments référencés T1, T4, R1, R3, L1, C1, C3, C9, C12, Vdl et Vgl dans l'étage passe-tout 1. L'étage amplificateur référencé 2, comporte, dans cet exemple - un transistor à effet de champ T2 monté en source commune - un transistor à effet de champ T5 qui assure la fonction de charge active et dont la grille et la source sont court-circuitées, le noeud commun résultant étant relié au drain du transistor T2 ; le drain du transistor T5 est connecté à une source de tension continue positive Vd2 et à la masse par un condensateur C13 - des éléments de connexion et/ou de polarisation de la grille du transistor T2 : une résistance R4 est connectée entre une source de tension continue négative Vg2 et la grille du transistor T2, et un condensateur C10 est connecté entre la source de tension continue négative Vg2 et la masse. La tension continue négative Vg2 peut être ajustée si nécessaire pour contrôler le gain de transmission directe de l'amplificateur passe-tout. L'entrée de signal E de l'amplificateur passe-tout est reliée à l'entrée de l'étage passe-tout référencé 1 (grille du transistor T1) par un condensateur C5. La sortie de l'étage passe-tout référencé 1 (drain du transistor T1) est reliée à l'entrée de l'étage amplificateur référencé 2 (grille du transistor T2) par un condensateur C6. La sortie de l'étage amplificateur référencé 2 (drain du transistor T2) est reliée à l'entrée de l'étage passe-tout référencé 3 (grille du transistor T3) par un condensateur C7. La sortie de l'étage passe-tout référencé 3 (drain du transistor T3) est reliée à la sortie de signal S de l'amplificateur passe-tout par un condensateur C8. Les deux étages passe-tout référencés 1 et 3 doivent être réalisés en vérifiant approximativement les deux conditions particulières exposées ci-dessous - la condition de passe-tout qui s'écrit où pour l'étage passe-tout référencé 1, gm = Gml*Z0 Z0 gp = R1 zo g1 = R3 ZO ZO Z0 g2 = + + R4 Rdsl Rds4 où Z0 est l'impédance de normalisation, généralement égale à 50 Ohms en hyperfréquences, Gml est la transconductance petit signal équivalente du transistor T1, gp est la conductance réduite associée à la résistance placée entre la grille et le drain du transistor T1, Rdsl est la résistance drain source petit signal équivalente du transistor T1, Rds4 est la résistance drain source petit signal équivalente du transistor T4, et où pour l'étage passe-tout référencé 3, gm = Gm3*Z0 ZO gp = - R2 ZO ZO ZO gl = - + + R5 Rds2 Rds5 ZO ZO g2 = + Rds3 Rds 6 Gm3 est la transconductance petit signal équivalente du transistor T3, gp est la conductance réduite associée à la résistance placée entre la grille et le drain du transistor T2, Rds2 est la résistance drain source petit signal équivalente du transistor T2, Rds3 est la résistance drain source petit signal équivalente du transistor T3, Rds5 est la résistance drain source petit signal équivalente du transistor T5, Rds6 est la résistance drain source petit signal équivalente du transistor T6 - une approximation de la condition d'adaptation qui s'écrit (3) gp 2 où pour l'étage passe-tout référencé 1 ZO gp = ~~~ R1 et où pour l'étage passe-tout référencé 3 Z0 gp = ~~~ R2 Plus précisément, si gl et g2 sont nuls, il faut que gp = 1/2, sinon il suffit que gp soit légèrement supérieur à 1/2. De l'analyse des équations (2) et (3), on peut donc conclure que si Z0 est égal à 50 Ohms, les valeurs approchées de R1 et Gml pour l'étage passe-tout référencé 1 et de R2 et Gm3 pour l'étage passe-tout référencé 3 sont les suivantes R1 = R2 = 100 Ohms, Gml = Gm3 = 20 milliSiemens. La contrainte sur la valeur de la transconductance des transistors T1 et T3 implique, qu'une réalisation des transistors en technologie monolithique est favorable puisque, pour une technologie donnée, c'est l'ajustement de la taille des transistors qui permet de satisfaire au mieux les équations (2) et (3). Toutes ces améliorations concernant les amplificateurs passe-tout peuvent être prises en compte pour la réalisation de déphaseurs analogiques variables pour signaux hyperfréquences. La figure 3 montre le schéma électrique d'un amplificateur déphaseur variable analogique pour une configuration minimale à trois étages de l'invention et pour une admittance de contre réaction constituée d'un dipôle parallèle à deux branches, la première branche étant essentiellement constituée d'une résistance et la seconde essentiellement constituée d'un condensateur à capacité variable. Le schéma électrique de la figure 3 comporte un étage déphaseur proprement dit, référencé 4, un étage amplificateur proprement dit, référencé 5, et un étage déphaseur proprement dit, référencé 6. La seule différence observable dans cette figure par rapport à celle de la figure 2 concerne la réalisation du circuit de contre réaction des transistors T1 et T3. Le circuit de contre réaction reliant la grille et le drain du transistor T1 comporte - deux branches montées en parallèle entre la grille et le drain du transistor T1 et constituées pour la première essentiellement, d'un condensateur C15 monté en série avec une diode à capacité variable D1 (varicap) et un condensateur C1, et pour la seconde d'une résistance R1 montée en série avec un condensateur C3; le condensateur C15 permet de découpler l'anode de la diode D1 de la grille du transistor T1; de la même façon, le condensateur C1 découple la cathode de la diode D1 du drain du transistor T1 et le condensateur C3 découple la grille du transistor T1 du drain de ce même transistor T1. - des éléments de connexion et/ou de polarisation de la diode D1 : une résistance R7 est connectée entre la cathode de la diode D1 et la masse; une résistance R6 est connectée entre l'anode de la diode D1 et une source de tension continue négative variable Vvl; enfin un condensateur C17 est connecté entre la source de tension négative variable Vvl et la masse. Le circuit de contre réaction placé entre la grille et le drain du transistor T3 est identique au circuit de contre réaction placé entre la grille et le drain de T1. C'est pourquoi, seule la description du circuit de contre réaction de T1 est détaillée. Les éléments référencés R2, R8, R9, C2, C4, C16, C18, Vv2 et D2 dans l'étage déphaseur 6 correspondent respectivement aux éléments référencés R1, R6, R7, C1, C3, C15, C17, Vvl et D1 dans l'étage déphaseur 4. La source de tension continue négative variable Vvl de l'étage déphaseur référencé 4, tout comme la source de tension négative variable Vv2 de l'étage référencé 6, permettent de faire varier respectivement les capacités équivalentes des diodes D1 et D2. Comme la fonction de transfert est de type passe-tout, le module du gain de transmission directe est indépendant de la fréquence et de la valeur des capacités équivalentes à D1 et D2. Par contre le déphasage du signal de sortie par rapport au signal d'entrée est fonction de la valeur de ces capacités. Dans les deux exemples de réalisation décrits, tous les transistors sont des transistors à effet de champ, de préférence de type MESFET. Il pourrait s'agir cependant de transistors bipolaires. Pour englober les différents cas possibles, on utilisera le terme "électrode de commande" pour désigner la grille d'un transistor à effet de champ ou la base d'un transistor bipolaire, le terme "électrode de transfert" pour désigner le drain d'un transistor à effet de champ ou le collecteur d'un transistor bipolaire, et le terme "électrode de référence" pour désigner la source d'un transistor à effet de champ ou l'émetteur d'un transistor bipolaire. Ainsi, la définition des paramètres gl et g2 qui apparaissent dans l'équation (1) devient, pour les deux exemples de réalisation donnés en figure 2 et 3 - gl est égal à la somme des inverses des résistances apparaissant à l'électrode de commande du transistor de l'étage passe-tout ou de l'étage déphaseur, dans un schéma électrique petit signal de l'amplificateur, multipliée par l'impédance de normalisation ZO, tous les condensateurs des figures 2 ou 3 étant considérés comme des court-circuits. - g2 est égal à la somme des inverses des résistances apparaissant à l'électrode de transfert du transistor de l'étage passe-tout ou de l'étage déphaseur, dans un schéma électrique petit signal de l'amplificateur, multipliée par l'impédance de normalisation ZO, tous les condensateurs des figures 2 ou 3 étant considérés comme des court-circuits. Une réalisation plus complète de l'invention, est présentée à la figure 4 sous la forme d'un schéma bloc. Ce schéma bloc comprend obligatoirement un nombre impair d'étages; le premier bloc du schéma est obligatoirement un étage passe-tout ou déphaseur proprement dit, référencé 1 ou 4, vérifiant les équations (2) et (3). Ce premier bloc est ensuite connecté à un étage amplificateur proprement dit, référencé 2 ou 5, lui-même connecté à un étage passetout ou déphaseur proprement dit, vérifiant uniquement l'équation (2); le schéma bloc se termine obligatoirement par un étage amplificateur proprement dit, référencé 2 ou 5, suivi d'un étage passe-tout ou déphaseur proprement dit, référencé 3 ou 6, vérifiant les équations (2) et (3). REVENDICATIONS 1 - Amplificateur passe-tout pour signaux hyperfréquences, caractérisé en ce qu'il comporte un étage passe-tout d'entrée (1) et un étage passe-tout de sortie (3) introduisant chacun une modification de la phase du signal, et un étage d'amplification (2) intermédiaire, et en ce que lesdits étages passe-tout d'entrée (1) et de sortie (3) réalisent respectivement l'adaptation de l'amplificateur passe-tout en entrée et en sortie. 2 - Amplificateur passe-tout selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un ou plusieurs étages passe-tout supplémentaires dans l'étage d'amplification disposés en alternance avec des étages amplificateurs proprement dits. 3 - Amplificateur passe-tout selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que chaque étage passe-tout comporte un premier transistor (T1,T3) contre-réactionné entre son électrode de commande et son électrode de transfert par un dipôle comprenant une première et une seconde branche montées en parallèle, la première branche étant essentiellement constituée d'une résistance (R1,R2) et la seconde étant essentiellement réactive (L1-Cl,L2-C2). 4 - Amplificateur passe-tout selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que chaque étage amplificateur (2) proprement dit comporte un second transistor monté en électrode de référence commune et dont l'électrode de transfert est polarisée par une charge active (T5). 5 - Amplificateur passe-tout selon la revendication 4, caractérisé en ce que ladite charge active est un troisième transistor (T5) dont l'électrode de commande et l'électrode de référence sont court-circuitées et reliées à l'électrode de transfert du second transistor, et dont l'électrode de transfert est connectée à une source de tension continue positive (Vd2). 6 - Amplificateur passe-tout selon l'une des revendications 1 à 5 caractérisé en ce que le gain des étages amplificateurs (2) proprement dits est réglable par une première tension de commande continue (Vg2). 7 - Amplificateur passe-tout selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que lesdits transistors (T1, T3, T5) sont des transistors à effet de champ. 8 - Amplificateur passe-tout selon l'une des revendications 1 à 7 caractérisé en ce qu'il est réalisé sous forme de circuit intégré en technologie monolithique micro-onde (MMIC). 9 - Déphaseur variable analogique pour signaux hyperfréquences comprenant un amplificateur passe-tout selon l'une des revendications précédentes caractérisé en ce que ladite seconde branche du dipôle comporte une réactance variable et réglable électroniquement par une seconde tension de commande continue (Vvl). 10 - Déphaseur variable analogique pour signaux hyperfréquences selon la revendication 9 caractérisé en ce qu'il est réalisé sous forme de circuit intégré en technologie monolithique micro-onde (MMIC).