FR 2744299 A1 19970801 FR 9601180 A 19960126 CCNVEFIISSEUR OCNTINU/CONTINU À FkIELE TENSION D'AIJKENTATION La présente invention concerne le domaine des convertisseurs continu/continu qui sont généralement des systèmes d'alimentation à découpage dits de "pompe de charge" destinés à délivrer une tension plus élevée qu'une tension d'alimentation qu'ils reçoivent en entrée. L'invention s'applique plus particulièrement au fonctionnement et au démarrage d'un convertisseur continu/continu sous une faible tension d'alimentation. La figure 1 représente, partiellement sous forme de bloc, un exemple de convertisseur continu/continu classique. Le convertisseur comporte deux bornes d'entrées, dont l'une, P, est plus positive que l'autre, M, qui reçoivent une tension d'alimentation continue Vdd. La borne M est généralement une borne de masse. Une inductance L est montée en série avec une diode D entre la borne P et une première borne de sortie positive AUX du convertisseur. Une deuxième borne de sortie du convertisseur est constituée par la borne M. Un condensateur de stockage C est placé entre les bornes AUX et M. Un commutateur K est placé entre la borne M et le point A de liaison entre l'inductance L et la diode D. Le commutateur K est commandé par un oscillateur (OSC) 1 qui délivre un signal rectangulaire fixant des périodes de fermeture et d'ouverture du commutateur K. L'oscillateur 1 est alimenté par la tension Vdd. Le commutateur est généralement constitué d'un transistor MOS vertical (VDMOS), le signal de commande délivré par l'oscillateur 1 étant appliqué à la grille G du transistor VEMOS. Le recours à une technologie MOS pour la réalisation du commutateur K est notamment lié au fait qu'un transistor MOS entraîne moins de perte qu'un transistor bipolaire lors des commutations, en raison de sa rapidité, et qu'un transistor MOS nécessite moins de puissance d'entrée dans la mesure où il est commandé en tension. Le recours à un transistor VDMOS est lié à l'augmenta- tion de tension de sortie Vaux que réalise le circuit. En effet, un transistor MOS latéral classique ne peut fonctionner, en raison de limitations technologiques, que pour des tensions de sortie inférieures à environ 15 volts, alors qu'un transistor VDMOS peut supporter jusqu'à 60 volts sur son drain lorsqu'il n'est pas passant.De plus, un transistor VDMOS supporte de forts courants (jusqu'à environ 1 ampère) avec une faible résistance drain-source à l'état passant (de l'ordre de 4 ohms). Or, le courant qui circule dans le commutateur K vers la fin de chaque période de fermeture du commutateur K peut atteindre des valeurs très élevées, fonction de la tension d'alimentation, de la valeur de l'inductance et du temps de fermeture du commutateur K.Par exemple, pour une tension d'alimentation Vdd de 18 volts, une inductance L d'environ 100 pH et une période de fermeture du commutateur K d'environ 5 us, le courant peut atteindre environ 900 mA dans le transistor VEMOS. Un tel courant conduirait à réaliser un transistor MOS latéral démesuré (la largeur de sa grille devrait être de l'ordre de 45 mm pour une longueur de l'ordre de 5 um). Pendant les périodes où le commutateur K est fermé, l'inductance L emmagasine de l'énergie qu'elle restitue, au condensateur C et à une charge (non représentée) connectée aux bornes AUX et M, pendant les périodes où le commutateur K est ouvert. Hors des périodes où l'inductance L restitue un courant vers la charge, le condensateur C alimente cette dernière. Le condensateur C est choisi d'une capacité suffisante pour qu'il permette un fonctionnement du circuit en élévateur de tension. Un régulateur 2 est généralement raccordé entre la borne AUX et une borne 3 de commande de l'osciîîateur. Ce régulateur est destiné à interrompre le signal de commande délivré par 1'oscillateur 1 lorsque la tension Vaux a atteint une valeur souhaitée. Le fonctionnement en élévateur de tension d'un circuit, tel que représenté à la figure 1, dépend du dimensionnement des différents composants, en particulier de l'inductance L et du condensateur C, ainsi que des périodes de fermeture du commutateur K. Un inconvénient d'un convertisseur classique est lié à la tension-seuil d'un transistor VDMOS qui est de l'ordre de 2,6 volts à 250C. En effet, le convertisseur ne peut pas fonctionner si la tension d'alimentation Vdd n'est pas supérieure à la tension-seuil du transistor VEMOS. De plus, la tension-seuil d'un transistor VDMOS varie en fonction de la température de fonctionnement. Par exemple, à une température de 25"C, la tension seuil est d'environ 2,6 volts alors qu'elle est d'environ 2,92 volts à une température de -55 C. Il en résulte que pour une tension d'alimentation Vdd égale à 2,7 volts, qui constitue la tension d'alimentation minimale d'un grand nombre de circuits standards, le convertisseur ne démarre pas à -55 "C. Un autre inconvénient d'un circuit, tel que représenté à la figure 1, est que le temps nécessaire pour que la tension Vaux atteigne une valeur souhaitée supérieure à la tension d'alimentation Vdd est très important si la tension d'alimentation Vdd n'est que légèrement supérieure à la tension-seuil du transistor VDMOS (par exemple, une tension d'alimentation de 2,7 volts à une température de 25"C). En effet, bien que le transistor VUMOS soit dimensionné pour supporter de forts courants (tout en restant dans sa région ohmique) lorsque sa tension grille-source (donc la tension d'alimentation) est élevée, pour une faible tension grille-source du transistor, le courant est faible (de l'ordre de 15 mA) et la résistance drain-source à l'état passant est impor tante, ce qui limite la quantité d'énergie qui peut être emmagasinée dans l'inductance L à chaque période de fermeture de l'in- terrupteur K. De plus, cela limite la puissance disponible en sortie. La présente invention vise à pallier les inconvénients des convertisseurs continu/continu classiques en proposant un convertisseur qui puisse fonctionner sous une faible tension d'alimentation, pouvant descendre jusqu'à environ 2 volts. Pour atteindre cet objet, la présente invention prévoit un convertisseur continu/continu comportant - une inductance et une diode montées en série entre une borne positive d'alimentation et une borne positive de sortie - un condensateur de stockage monté entre ladite borne positive de sortie et une borne négative - un premier commutateur constitué d'un transistor MOS latéral monté entre l'anode de ladite diode et ladite borne négative ; - un deuxième commutateur constitué d'un transistor MOS vertical monté en parallèle sur ledit premier commutateur ; - un premier montage à charge active placé entre lesdites bornes positive et négative d'alimentation et destiné à commander ledit premier commutateur ; - un deuxième montage à charge active placé entre ladite borne positive de sortie et ladite borne négative et destiné à commander le deuxième commutateur ; et - un oscillateur délivrant un signal périodique de commande des charges actives desdits montages. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comporte des moyens de limitation de la tension grille-source du transistor MOS vertical. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comporte des moyens de limitation du courant traversant le transistor MOS latéral. Selon un mode de réalisation de la présente invention, lesdits moyens de limitation de courant comportent au moins un transistor bipolaire intercalé entre l'anode de ladite diode et le drain dudit transistor MOS latéral, la base dudit transistor bipolaire recevant un courant constant. Selon un mode de réalisation de la présente invention, lesdits moyens de limitation de courant sont constitués d'un montage Darlington à base de transistors bipolaires dont le courant est fixé par une source de courant constant. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comporte des moyens de limitation de la tension grille-source du transistor MOS latéral. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles la figure 1 décrite précédemment est destinée à exposer l'état de la technique et le problème posé ; la figure 2 représente un mode de réalisation d'un convertisseur continu/continu selon la présente invention ; la figure 3 est un schéma électrique détaillé d'un mode de réalisation du convertisseur représenté à la figure 2 ; et la figure 4 illustre, sous forme de chronogrammes, le fonctionnement d'un convertisseur selon la présente invention. Pour des raisons de clarté, les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références aux différentes figures. Toujours pour des raisons de clarté, les chronogrammes de la figure 4 ne sont pas à l'échelle. Comme le représente la figure 2, un convertisseur continu/continu selon l'invention comporte, comme précédemment, une inductance L montée en série avec une diode D entre une borne positive P d'alimentation continue et une borne positive AUX de sortie, ainsi qu'un oscillateur 1 et un condensateur de stockage C. Selon la présente invention, un premier commutateur K1, constitué d'un transistor MOS latéral, est placé entre l'anode A de la diode D et la borne M. Un deuxième commutateur K2, constitué d'un transistor MOS vertical (VDMOS), est placé en parallèle sur le commutateur K1. Les commutateurs K1 et K2 sont commandés à partir d'un signal périodique rectangulaire Vg délivré par une borne G de sortie de l'oscillateur 1 reliée aux grilles respectives des transistors K1 et K2. Une caractéristique de la présente invention est que le potentiel de la grille du transistor MOS latéral K1 varie entre le potentiel positif Vdd de la tension d'alimentation et la masse, alors que le potentiel de la grille du transistor MOS vertical K2 varie entre le potentiel positif de la tension de sortie Vaux et la masse (comme cela est symbolisé par le pointillé à la figure 2). Le commutateur K1 constitue un commutateur de démarrage du convertisseur selon la présente invention, dans la mesure où la tension-seuil d'un transistor MOS latéral est sensiblement plus faible que celle d'un transistor MOS vertical. Par exemple, la tension-seuil Vth(K1) du transistor K1 est de l'ordre de 1,2 volts alors que celle Vth(K2) du transistor K2 est de l'ordre de 2,6 volts. Ainsi, tant que la tension Vaux est inférieure à la tension Vth(K2), seul le commutateur K1 fonctionne pour provoquer une augmentation progressive de la tension au point A et, par conséquent, de la tension de sortie Vaux. Le fonctionnement d'un convertisseur selon la présente invention sera mieux compris en relation avec les figures 3 et 4. La figure 3 représente un schéma électrique détaillé d'un mode de réalisation d'un convertisseur tel que représenté à la figure 2. La figure 4 représente, sous forme de chronogrammes, la tension de commande Vg, les tensions grille-source Vgs aux bornes des commutateurs K1 et K2, ainsi que les courants I I(K1) et I I(K2) qui traversent ces commutateurs. Le signal de commande Vg, délivré par la borne G de l'oscillateur 1 (non représenté à la figure 3), est appliqué aux grilles des transistors K1 et K2 par l'intermédiaire de montages à charge active, respectivement 4 et 5. Un premier montage 4 est associé au transistor MOS latéral K1. Il comporte un transistor bipolaire T1 monté en série avec une première source de courant constant 6 entre la borne P et la borne M. Le transistor T1 est monté en diode et un transistor bipolaire T2, monté en série avec un transistor MOS latéral M1 entre la borne P et la borne M, est monté en miroir de courant sur le transistor T1.Le collecteur du transistor T2, qui est relié au drain du transistor M1, est connecté à la grille du transistor K1 tandis que la grille du transistor M1 est reliée à la borne G. Un deuxième montage 5, présentant une structure similaire et comportant des transistors bipolaires T3 et T4, une deuxième source de courant constant 7 et un transistor MOS latéral M2, est placé entre les bornes AUX et M et est associé au transistor MOS vertical K2. Les montages à charge active 4 et 5 sont classiques et un montage similaire au montage 4 est généralement utilisé pour commander le transistor MOS vertical K du circuit de la figure 1. On notera simplement que le signal appliqué aux grilles respectives des transistors K1 et K2 se trouve inversé par rapport au signal de commande Vg délivré par l'oscillateur 1. Le transistor K1 est associé à un dispositif de protection qui limite la tension à ses bornes et le courant qui le traverse. Ce dispositif est constitué d'un montage "Darlington" de transistors bipolaires T5 et T6 intercalé entre la borne A et le drain du transistor K1. Une troisième source de courant constant 8, montée en série avec un transistor bipolaire T7 entre la borne P et la borne M, sert à fixer le courant de base du transistor T5 au moyen d'un transistor bipolaire T8 monté en miroir de courant sur le transistor T7, lui-même monté en diode. Une résistance R de forte valeur est placée entre l'émetteur du transistor T5, donc la base du transistor T6, et la borne M.Ainsi, la source de courant 8 et les transistors T5, T6, T7 et T8 fixent le courant maximum I1 (figure 4) pouvant circuler dans le transistor K1 lorsque de l'énergie est emmagasinée dans l'inductance L. Trois diodes D1, D2 et D3 servent à polariser le transistor T5 en fixant le potentiel de sa base à trois tensions de jonction PN. Il en résulte que, lorsque le montage Darlington conduit, c'està-dire pendant les périodes de fermeture du transistor K1, la tension aux bornes du transistor K1 est limitée à une tension de jonction PN. Ainsi, le transistor K1 est protégé, même lorsque la tension au point A devient voisine de la tension Vaux souhaitée en régime établi. On notera que le nombre de transistors du montage Darlington dépend du courant maximal que l'on souhaite fixer pour le transistor K1. On notera également que le montage Darlington pourra être remplacé par un seul transistor bipolaire dont le courant de base est fixé par une source de courant constant. Pour éviter que, lors de l'ouverture du commutateur K1, la brusque variation de potentiel du point A, transmise au drain du transistor K1 par la capacité collecteur/émetteur du transistor T6, entraîne une trop forte tension aux bornes du transistor K1, deux diodes D4 et D5 sont montées en série entre le drain du transistor K1 et la borne M. Ces diodes limitent donc à deux tensions de jonction la tension aux bornes du commutateur K1 lorsque le montage Darlington ne conduit pas. La grille du transistor K1 est protégée au moyen d'une diode Zener DZ1 connectée entre grille et source. Le montage à charge active 5 associé au transistor K2 a pour rôle de reproduire, sur la grille du transistor K2, un signal périodique correspondant au signal délivré par l'oscillateur 1 mais avec des potentiels d'états qui correspondent aux potentiels respectifs de la borne AUX et de la borne M. Le potentiel de la grille du transistor K2 est limité au moyen de diodes Zener DZ2 et DZ3. Les diodes Zener DZ2 et DZ3 sont réalisées de façon à ce que leur tension-seuil cumulée V2 soit nettement supérieure à la tension Vth(K2). Dans l'exemple représenté à la figure 4, on suppose que la tension-seuil du transistor K2 est légèrement inférieure à la tension Vdd d'alimentation. Tant que la tension Vgs(K2) n'a pas atteint une valeur suffisante, c'est-à-dire tant que la tension de sortie Vaux du circuit n'est pas sensiblement supérieure à la tension-seuil du transistor K2, la résistance drain-source à l'état passant de ce transistor est très élevée, comme dans le cas d'un circuit classique. Par contre, le transistor K1 qui possède une tension-seuil nettement inférieure (de l'ordre de 1 volt) peut être correctement commandé même si la tension d'alimentation est inférieure à la tension-seuil du transistor K2. La fermeture du transistor K1 provoque une croissance linéaire du courant qui le traverse jusqu'à atteindre la valeur I1 fixée par la source de courant 8. Lors de l'ouverture du transistor K1 (et du transistor K2), l'énergie emmagasinée dans l'inductance L est transférée au condensateur C, ce qui provoque une augmentation de la tension de sortie Vaux. Le courant qui circule dans le transistor K2 augmente progressivement pendant les premières périodes du signal de commande avec la diminution progressive de la résistance drainsource à l'état passant du transistor K2 sous l'effet de l'augmentation progressive de sa tension grille-source. Lorsque la tension Vgs(K2) devient suffisante pour que la résistance drain-source du transistor K2 soit nettement inférieure à la résistance drain-source à l'état passant du transistor K1 (qui, elle, est constante dans la mesure où la grille du transistor K1 est toujours attaquée par une tension de même valeur, approximativement égale à Vdd), la quasi-totalité du courant circulant dans l'inductance L traverse le transistor K2. Comme l'illustre la figure 4, un léger courant continue à circuler dans le transistor K1 à chaque début de période de fermeture des transistors K1 et K2, en raison de la rapidité de commutation du transistor K1 par rapport au transistor K2. En régime établi, la tension grille-source du transistor K2 est fixée par la tension V2 correspondant au seuil cumulé des diodes Zener DZ2 et DZ3. A titre d'exemple particulier de réalisation, un convertisseur tel que représenté à la figure 3 peut être réalisé avec des composants dimensionnés de la façon suivante W/L(K1) = 3000/4 DZ1, DZ2, DZ3 = 5,5 V ; R = 100 tN ; I6 = 20 mA ; I7 = 20 mA ; I8 = 100 mA L = 100 pH ; et C = 100 nF. La tension minimale d'alimentation, permettant le fonctionnement du convertisseur selon l'invention, correspond à la tension la plus grande entre la tension-seuil du transistor K1 et la tension-seuil cumulée des diodes connectées entre le collecteur du transistor T8 et la borne M. Elle dépend donc du nombre de transistors du montage Darlington. Dans l'exemple représenté, la tension minimale de fonctionnement est de trois tensions de jonction, soit environ 2,1 volts à 25"C. Un avantage de la présente invention est qu'elle permet un démarrage d'un convertisseur continu/continu quelle que soit la tension d'alimentation Vdd par rapport à la tension-seuil du transistor MOS vertical K2. Un autre avantage de la présente invention et que, en régime établi, on garantit au transistor K2 une résistance drainsource à l'état passant très faible en imposant une tension grille-source élevée qui est indépendante de la tension d'alimentation Vdd. Un autre avantage de la présente invention est qu'en ayant recours au transistor MOS latéral K1, la tension de sortie Vaux croit beaucoup plus rapidement qu'avec un transistor vertical, dans le cas d'une tension d'alimentation légèrement supérieure à la tension-seuil du transistor K2. En effet, la résistance drain-source à l'état passant est inversement proportionnelle à la différence entre la tension grille-source et la tension-seuil du transistor. Le fait que la tension grille-source du transistor K2 soit fixée de manière indépendante de la tension d'alimentation Vdd, entraîne que la tension de sortie souhaitée est obtenue très rapidement, même sous une faible tension d'alimentation Vdd. De plus, pour une faible tension d'alimentation, cela permet d'augmenter la valeur du courant maximum I2 pouvant traverser le transistor K2, ce qui permet, pour une même inductance L, une même fréquence du signal de commande et une même tension d'alimentation, de disposer d'une puissance nettement plus importante en sortie du convertisseur. Par exemple, en supposant que la valeur de l'inductance L est de 100 pH, que la fréquence du signal de commande est de 100 kHz et que la tension d'alimentation Vdd est de 3 volts, le courant circulant dans le transistor K2 à la fin de chaque période de fermeture (supposée égale à une demi-période du signal de commande) est de 120 mA alors qu'il n'est, dans les mêmes circonstances, que de 1,5 mA dans un convertisseur classique tel que représenté à la figure 1. Ainsi, la puissance disponible en sortie du convertisseur est ici de 72 mW alors qu'elle serait, pour un convertisseur classique, de 11,25 uW. Ainsi, pour une puissance de sortie donnée, l'invention permet de réduire l'encombrement du transistor VDMOS K2. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le nombre d'étages du montage Darlington dépend du courant maximum souhaité pour le transistor K1. De même, le nombre de diodes (D4, D5) de protection en tension du transistor K1 peut être modifié. En outre, le dimensionnement des différents transistors du convertisseur selon l'invention est à la portée de l'homme du métier en fonction des caractéristiques souhaitées pour le convertisseur. REVENDICATIONS 1. Convertisseur continu/continu du type comportant une inductance (L) et une diode (D) montées en série entre une borne (P) positive d'alimentation et une borne (AUX) positive de sortie, et un condensateur de stockage (C) monté entre ladite borne positive de sortie (AUX) et une borne négative (M), caractérisé en ce qu'il comporte - un premier commutateur (K1) constitué d'un transistor MOS latéral monté entre l'anode (A) de ladite diode (D) et ladite borne négative (M) ;; - un deuxième commutateur (K2) constitué d'un transistor MOS vertical monté en parallèle sur ledit premier commutateur (K1) - un premier montage à charge active (4) placé entre lesdites bornes positive (P) et négative (M) d'alimentation et destiné à commander ledit premier commutateur (K1) - un deuxième montage à charge active (5) placé entre ladite borne positive de sortie (AUX) et ladite borne négative (M) et destiné à commander le deuxième commutateur (K2) ; et - un oscillateur (1) délivrant un signal périodique de commande des charges actives (M1, M2) desdits montages (4, 5). 2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (DZ2, DZ3) de limitation de la tension grille-source du transistor MOS vertical (K2). 3. Convertisseur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de limitation du courant (I (I(K1)) traversant le transistor MOS latéral (K1). 4. Convertisseur selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits moyens de limitation de courant comportent au moins un transistor bipolaire (T6) intercalé entre l'anode (A) de ladite diode (D) et le drain dudit transistor MOS latéral (K1), la base dudit transistor bipolaire (T6) recevant un courant constant. 5. Convertisseur selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens de limitation de courant sont constitués d'un montage Darlington à base de transistors bipolaires (T5, T6) dont le courant est fixé par une source de courant constant (8). 6. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (DZ1) de limitation de la tension grille-source du transistor MOS latéral (K1).