FR 2729024 A1 19960705 FR 9415951 A 19941230 ANNULUR D'ECHO ACOUSTIQUE AVEC FILTRAGE EN SOUS-BANDES La présente invention concerne les annuleurs d'écho destinés à être utilisés dans les installations téléphoniques. Elle trouve une application particulièrement importante dans les installations susceptibles de comporter des terminaux zains libres1 ou portables. Parmi ces installations, on peut notamment citer les systèmes de radiotéléphonie cellulaires numériques, les terminaux de visiophonie en bandes étroite (8 Khz) et élargie (16 Khz), les terminaux du réseau filaire classique. Le principe d'un annuleur d'écho est illustré en figure 1 de la présente demande. La figure 1 montre un terminal proche", qui peut être un poste de téléconférence, un combiné téléphonique zains libres", etc....Le signal x entrant par une ligne de réception LR et provenant d'un terminal éloigné 8 est amplifié par un amplificateur 10, puis diffusé par un haut-parleur 12. Les ondes sonores provenant du haut-parleur 12 sont transmises par couplage acoustique (schématisé par un trajet 13) vers un ou des microphones 14 destinés à recevoir la parole du locuteur. Le microphone 14 est relié à un amplificateur 16 et le signal de sortie z est transmis, par une ligne d'émission LE, vers le terminal éloigné. Le locuteur éloigné placé à ce terminal éloigné 8 entendra en conséquence non seulement ce qui lui est éventuellement destiné, mais aussi un écho de ses propres paroles, avec un retard lié à la durée de transmission par les canaux LE et LR, perturbé par la fonction de transfert du trajet acoustique 13. L'annuleur d'écho comporte un filtre adaptatif FA qui reçoit le signal d'entrée x et dont la sortie attaque l'entrée soustractive d'un soustracteur 18 dont l'entrée additive reçoit la sortie de l'amplificateur 16. Les coefficients du filtre FA sont automatiquement adaptés à partir du signal d'erreur e émis sur la ligne LE, égal à la différence entre le signal z (constitué par l'écho en l'absence de signal utile) et la sortie de filtre. En l'absence de parole du locuteur au terminal équipé, le signal d'erreur est constitué par un simple résidu d'écho. Souvent l'annuleur d'écho est muni d'un détecteur de présence de parole du locuteur proche, appelé détecteur de double parole (en abrégé DIP), qui bloque ou ralentit l'adaptation du filtre FA pendant que le locuteur local parle, pour éviter qu'il soit perturbé par la parole locale. En général, les filtres des annuleurs d'écho des installations téléphoniques sont des filtres numériques adaptatifs transverses utilisant un algorithme simple, tel que l'algorithme du gradient ou plus fréquemnent l'algorithme du gradient stochastique normalisé, dit NLMS. Un problème majeur dans la réalisation d'un annuleur d'écho est dû au grand nombre de coefficients requis pour tenir compte de la longueur de la réponse impulsionnelle du trajet 13 dans toute la bande téléphonique. Plusieurs milliers de coefficients sont nécessaires pour la fréquence d'échantillonnage courante de 8 Khz (bande étroite) ou 16 Khz (bande élargie). Pour rendre le volume de calcul compatible avec la puissance de calcul des processeurs de signaux numériques disponibles, on a proposé de fractionner la bande passante dans laquelle l'annulation d'écho est à effectuer en plusieurs sous-bandes, traitées chacune par une voie ayant un filtre d'analyse, un annuleur affecté à la sous-bande et un filtre de synthèse. Cette approche se heurte à des difficultés. Ou bien les filtres sont prévus pour que les sous-bandes soient séparées, pour éviter les effets du repliement de spectre dans chaque sous-bande, ce qui se traduit par la présence de brèches dans le spectre du signal reconstitué par combinaison des sorties des bancs de synthèse. Ou bien on adopte une fréquence de sous-échantillonnage d'alimentation des sous-bandes qui est supérieure à la fréquence critique de sous-échantillonnage ou décimation afin de former des bandes de garde qui évitent les repliements de spectre, mais cela augmente notablement la vitesse de calcul requise. Ou bien encore on admet un recouvrement latéral des sous-bandes et on tient compte de la contribution des sous-bandes adjacentes dans chaque voie affectée à une sous-bande.Cette dernière solution (U-S-A-4 956 838) donne des résultats satisfaisants, mais elle a l'inconvénient de compliquer notablement la constitution de l'annuleur d'échos. On sait par ailleurs que les algorithmes utilisés habituellement dans les annuleurs d'échos, et en particulier l'algorithme du gradient stochastique, laissent subsister un écho résiduel appréciable dans un environnement bruité. On connaît un certain nombre d'algorithmes de filtrage permettant en théorie de réduire l'erreur résiduelle. On connaît en particulier l'algorithme des moindres carrés récursif, ou RLS, qui donne de meilleures performances que l'algorithme NLMS couramment utilisé en annulation d'échos. Il a en contre partie l'inconvénient d'être complexe et de présenter des zones d'instabilité. Pour ces raisons, il n'a pas été implanté dans des annuleurs d'échos acoustiques, du fait notamment que la complexité de mise en oeuvre exigerait un matériel important et des durées de calcul incompatibles avec les retards acceptables dans les communications téléphoniques. Par exemple, suivant la norme européenne CSM de téléphonie cellulaire numérique, le temps maximal de traitement autorisé dans une station est de 0,1 s. La présente invention vise à fournir un annuleur d'écho permettant de réduire une valeur e à une valeur très faible et cependant ayant une complexité et un temps de traitement acceptables. Pour cela, il a été nécessaire tout d'abord de faire un certain nombre de constatations. La première constatation est qu'il est possible de réduire notablement la complexité des calculs en combinant l'utilisation d'une version rapide de l'algorithme des moindres carrés récursif à décomposition QR, ayant la propriété d'être récursif sur l'ordre et des propriétés numériques particulièrement satisfaisantes (robustesse à la précision finie, stabilité tout en maintenant l'efficacité de l'algorithme RLS), et un traitement en sous-bandes, alimentées chacune par sous-échantillonnage. La seconde est que l'algorithme QR-RLS a une efficacité telle que la contribution des sous-bandes latérales devient négligeable, même lorsque les bandes ont un recouvrement partiel qui évite la présence de brèches dans le spectre reconstitué sans pour autant nécessiter la complexité requise de filtres tenant compte de la contribution des sous-bandes latérales. La présente invention propose en conséquence un annuleur d'écho destiné à être utilisé entre une interface acoustique mains-libres et un réseau de télécommunications, comprenant plusieurs voies de traitement montées en parallèle et affectées chacune à l'une de plusieurs sousbandes adjacentes de la bande spectrale du signal de sortie, chaque voie comprenant un filtre d'analyse recevant le signal, affecté d'écho, à émettre après correction d'écho, un second filtre d'analyse recevant le signal entrant et alimentant un filtre adaptatif mettant en oeuvre l'algorithme RLS à décomposition QR du signal entrant, à ordre récursif ou non, et fournissant un écho estimé dans la sous-bande respective à l'entrée soustractive du soustracteur, et un filtre de synthèse. Le réseau peut notamment être un réseau GSM, un réseau RTC, etc... Très souvent, le phénomène d'écho n'a pas la même importance dans toutes les sous-bandes. Dans un certain nombre d'installations par exemple, le phénomène d'écho est beaucoup plus intense et doit être corrigé de façon beaucoup plus complète dans les sous-bandes basses ou dans les sousbandes médianes. Dans ce cas, il est possible de n'utiliser des filtres mettant en oeuvre l'algorithme QR-RLS que dans les sous-bandes les plus affectées d'écho, tandis que les filtres affectés aux autres sous-bandes mettent en oeuvre un algorithme plus simple, tel que l'algorithme du gradient stochastique NLMS, voire même l'algorithme du signe. Dans la pratique, on utilisera un fractionnement de la bande téléphonique en un nombre de sous-bandes compris entre 4 et 8 pour des signaux en bande étroite (8 Khz) et quatre à seize pour des signaux en bande élargie (16 Khz). Au-delà de 8, on arrive à des taux de sous-échantillonnage trop faibles, pour des taux d'échantillonnage en pleine bande courants de 8 et 16 Khz (bande étroite et bande élargie). De plus le gain supplémentaire à espérer ne justifie pas la complexité accrue. La longueur totale des filtres (nombre de prises ou ordre des filtres) sera généralement comprise entre 64 et 300. Dans le cas d'un terminal mains-libres placé dans un véhicule et entre 256 et 512 dans le cas d'un terminal mains-libres placé dans une salle, ceci dans le cas de signaux bande étroite. Pour des signaux en bande élargie (16 Khz) ces ordres de grandeur seront généralement doublés. I1 a en effet été constaté qu'au-delà de cette valeur la réduction des coûts à espérer ne diminuait que très lentement, sauf à adopter des filtres trois à quatre fois plus longs. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit de modes particuliers de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La description se réfère aux dessins qui l'accompagnent, dans lesquels - la figure 1, déjà mentionnée, montre la constitution de principe d'un annuleur d'écho - la figure 2 est un synoptique de principe montrant une constitution possible d'annuleur d'écho suivant l'invention Avant de décrire l'invention, on rappellera des indications sur les annuleurs d'écho utilisés en téléphonie et les notation qui seront utilisées.On désigne par x (n) le signal d'entrée à l'instant tn (échantillon n) z (n) l'écho e (n) le signal résiduel à l'instant n, en supposant qu'il n'y a pas parole locale (erreur résiduelle) h le filtre transverse d'annulation d'écho Xn+1' N (n) la matrice à n+l lignes et N colonnes à l'instant n, de la forme X(n) = x (0) 0......... 0 x (1) x(0) ............... 0 x (n) ........... xn-N+1 Zn+1 ,1(n) la matrice d'écho à l'instant n, de la forme où # est un facteur d'oubli. En+1, n{n} désigne la matrice colonne des signaux résiduels e (0),...e(n) Suivant l'algorithme classique récursif des moindres carrés, dits RLS, on cherche à minimiser, en l'absence de parole locale, l'estimateur de variance de sortie e (n) = que l'on peut écrire sous la forme suivante, en utilisant une notation matricielle En+1 (n) =Zn+1,1 (n) -Xn+1,N(n) . H Comme on l'a indiqué plus haut, l'invention utilise une décomposition du signal d'entrée de type QR, qui met en oeuvre une matrice de transformation orthogonale Q (c'est-à- dire dont le produit par sa transposée est égal à la matrice identité), à n+l lignes et n+l colonnes, permettant de donner naissance à une matrice R(n) triangulaire haute à N lianes et N colonnes suivant la relation, à l'instant n Cette transformation permettra de réaliser l'adaptation du filtre par un processus de mise à jour permanent de la décomposition QR. La minimisation au sens des moindres carrés est effectuée en appliquant la transformation QR à l'équation (1) ; le calcul montre que la matrice orthogonale Q obéit à la relation de mise à jour suivante Xn.l,N Î1o; .x(n-N+l) Xn.lN(n)= On-NN L n,l 1 X (n)x(n-l) x(n-N+1) On voit qu'on peut obtenir la matrice Q(n) à partir de la matrice de transformation précédente estimée Q(n-l) et d'un ensemble de N rotations de Givens permettant d'éliminer la dernière ligne de la matrice de signal d'entrée A où Q(n) désigne le produit de N rotations de Givens consécutives Qn+1, n+i (n) = Q#N-1 . . .Q#Q La rotation ei permet d'éliminer l'échantillon x (n-i) dans la matrice Colonne : 1 i ligne I I I \1t anl Qe. o et finalement, en ne conservant que les lignes et colonnes concernant N rotations, on arrive à une formule de mise à jour définissant la matrice orthogonale de transformation Q#N+1,N+l : Il est possible d'évaluer l'erreur résiduelle a posteriori e(n) qui est le dernier terme du vecteur E e(n) = Et n+1,1 (n) [O, .... O,1]t qui peut également s'écrire, en désignant par Eq le vecteur résultant de la transformation orthogonale de E par Q : e(n) = Eqtn 1,1 , (n) . Qn+1,n+1(n)[O,....,0,1]t On montre que e(n) est équivalent à e(n) = e q eq(n) &gamma;N-1(n) 0 où e q est le dernier terme de E q Eq(n) Tii est égal à 12(n) = e (n)/t (n) e étant l'angle de rotation de Givens normalisé. Un calcul d'erreur résiduelle a priori conduit de son côté à l'évaluer à e (n) = eq Une estimation du dernier terme eq (n) du vecteur d'erreur après rotation pourra être la moyenne géométrique des erreurs a priori et a posteriori. L'implémentation d'un algorithme rapide QR-RLS a déjà été proposée dans des domaines autres que l'annulation d'écho et ne sera donc pas décrite en détail. On pourra se reporter à ce sujet à des articles tels que Ling, Givens Rotation Based Least-Squares Lattice and Related Algorithms", IEEE Trans. on Signal Processing, VOL. 39,No 7, Juillet 1991. Regalia et al, On the duality between fast QR methods and lattice methods in least square adaptive filtering ieee Trans. on ASSP, VOL. 39, No 4, page 879-891, avril 1991. B. Yang, J.F. Bôme, ZRotation-Based RLS Algorithms: Unified Derivations, Numerical Properties, and Parallel Implementations1, IEEE Trans. on Signal Processing, VOL. 40, No 5, Mai 1992. Seuls seront donc donnés ici des exemples de répartition des blocs fonctionnels nécessaires pour mettre en oeuvre des modes de réalisation particuliers. L'annuleur d'écho représenté schématiquement en figure 2 utilise un découpage en quatre sous-bandes. Les éléments correspondant à ceux de la figure 1 sont désignés par le même numéro de référence. On supposera par la suite que l'annuleur est destiné à une installation téléphonique mains-libres, destinée à fonctionner dans la bande allant de 300 Hz à 3,4 Khz, avec échantillonnage à 8 Khz, ceci ne restreignant pas l'utilisation d'un tel procédé à des terminaux mains-libres en bande élargie (16 Khz). L'annuleur comprend un convertisseur analogiquenumérique d'entrée 22, qui attaque deux filtres 24 et 26 montés en parallèle. Le filtre 24 est un filtre passe haut ou passe bande, ayant par exemple une fréquence de coupure basse d'environ 2 Khz. Le filtre 26 est un filtre passe bas, ayant sensiblement la même fréquence de coupure, de façon à éviter un recouvrement entre bandes. Chacun des filtres 24 et 26 est suivi d'un circuit de sous-échantillonnage 28, destiné à effectuer une décimation dans un rapport 2 et à orienter les échantillons vers l'un et l'autre de deux filtres d'analyse. On constitue ainsi, à l'aide des filtres 30a, 30b, 30c, et 30d, quatre sous-bandes qui vont par exemple respectivement jusqu'à 1 Khz, de 1 à 2 Khz, de 2 à 3 Khz, et de 3 à 4 Khz. Les filtres 30 peuvent être de type classique. On peut notamment utiliser des filtres en quadrature conjugué, dits CQF, ou des filtres miroirs en quadrature, dits QMF, et des filtres à réponse impulsionnelle infinie, dits RII. On peut également utiliser des filtres à décomposition en ondelettes dits WDF, qui permettent un découpage plus fin. Chacun des filtres 30 est suivi d'un souséchantillonneur 32 et d'un soustracteur 34 qui reçoit la sortie d'un filtre d'annulation respective 36a, 36b, 36c, ou 36d. Pour effectuer l'analyse et la synthèse en sousbande du signal, on peut utiliser des schémas de décomposition en sous-bandes et de recomposition autres que la recomposition en arbre binaire telle qu'elle a été décrite précédemment. Par exemple, on peut choisir des décompositions en bancs de filtres, modulés ou non, uniformes ou non, qui ne limitent pas le choix de la structure de la décomposition en sous-bande. Comme on la indiqué plus haut, il sera souvent avantageux de n'effectuer un filtrage de type QR-RLS que dans la bande basse, c'est-à-dire dans les sous-bandes alimentées par les filtres 30a et 30b. En revanche, les filtres 36c et 36d (bandes hautes) peuvent mettre en oeuvre l'algorithme LMS normalisé, qui demande une puissance de calcul beaucoup plus faible, l'algorithme QR-RLS n'est mis en oeuvre que dans les deux sous-bandes médianes. De façon plus générale, on pourra utiliser l'algorithme QR-RLS pour les filtres adaptatifs des sousbandes à forte énergie du signal d'entrée et un algorithme moins complexe (NLMS par exemple) dans les sous-bandes d'énergie plus faible. Le choix peut être effectué après une analyse préalable du niveau moyen des énergies du signal d'entrée dans chacune des sous-bandes du type de décomposition considérée. Les soustracteurs 34 attaquent un circuit de synthèse 38 symétrique des circuits d'analyse. Dans le cas illustré, il comporte des sur-échantillonneurs 40, opérant par adjonction de zéros et interpolation, des filtres passebandes 42, des additionneurs 44, un nouveau banc de suréchantillonneurs 46, deux filtres de sortie 48 et un additionneur 50 fournissant e (n). Les filtres adaptatifs 36a à 36d qui attaquent l'entrée soustractive des soustracteurs 34 reçoivent le signal x (n) réparti en sous-bandes par l'intermédiaire de deux bancs de filtres successifs 52 et 54 et de deux bancs de sous-échantillonneurs 56 et 58 ayant les mêmes caractéristiques que les filtres et que les sous échantillonneurs utilisés pour l'analyse de z (n). Le notre total de prises des filtres adaptatifs, ou ordre des filtres, sera en général compris entre 64 et 256, ce dernier nombre étant révélé suffisant même dans le cas d'une installation de téléconférence dans une salle de grande dimension, avec des durées de réverbération longues. La répartition des coefficients entre les différentes sousbandes sera généralement égale, dans la mesure où toutes les sous-bandes mettent en oeuvre le même algorithme.En revanche, la complexité plus grande de l'algorithme QR-RLS pourra conduire à une répartition inégale entre les sousbandes qui utilisent cet algorithme et les sous-bandes qui utilisent un algorithme conduisant à des calculs moins complexes. Si par exemple l'annuleur utilise un fractionnement en quatre sous-bandes, dont deux utilisent l'algorithme QR-RLS, seize coefficients peuvent être affectés à chacune de ces sous-bandes et trente deux coefficients aux deux autres sous-bandes. On rapproche ainsi les durées de calcul pour les divers filtres adaptatifs. En général, la mise en oeuvre pourra ainsi être effectuée en implémentant les filtres adaptatifs sur des processeurs de signaux disponibles à l'heure actuelle, tel que le processeur 320 C 50 de Texas Instruments. Le facteur d'oubli de l'algorithme QR-RLS, qui intervient dans le calcul récursif peut être choisi à une valeur fixe. Dans la pratique, il est nécessaire que le facteur d'oubli soit supérieur à (n-1)/n, ou n est le nombre de coefficients du filtre considéré. Contrairement aux algorithmes RLS rapides (et aux algorithmes transversaux RLS rapides) où la valeur du facteur d'oubli doit être suffisamment élevée pour qu'il n'y ait pas une divergence initiale du calcul au début de la phase d'adaptation, l'algorithme QR-RLS rapide autorise une plage de réglage du facteur d'oubli beaucoup plus souple sans risque de divergence ou d'instabilité. I1 est en conséquence préférable de munir les filtres de moyens d'adaptation du facteur d'oubli 60. Sur la figure 2, de tels moyens 60 sont représentés uniquement pour les filtres adaptatifs 36a et 36b. Les moyens d'adaptation peuvent être généralisés aux filtres 36c et 36d mettant en oeuvre l'algorithme NLMS, où un contrôle similaire du pas d'adaptation peut être nécessaire ou préférable. Une stratégie qui est généralement avantageuse consiste à donner initialement à A une valeur aussi faible que possible, pour accélérer la convergence, c'est-à-dire une valeur à peine supérieure à (n-l)/n = 15/16 = 0,93 dans le cas envisagé plus haut. I1 peut être prévu une commande des moyens 60 par un détecteur de double parole et un détecteur de bruit environnant, sensible par exemple à un niveau de signal z (n), rapporté au niveau du signal x(n) supérieur à un seuil déterminé. L'adoption d'une valeur A proche de 1 en cas de détection de double parole permet en effet de réduire les perturbations dues au locuteur local dans l'adaptation, étant donné la rémanence qu'elle introduit. Une autre stratégie encore de choix de A consiste à mémoriser, dans les moyens 60, une loi de choix de A entre quelques valeurs, depuis (n-l)/n jusqu'à une valeur proche de 1, par exemple en fonction de l'énergie du signal. Les moyens 60 utilisés pour le réglage ou ajustage des paramètres de l'algorithme QR-RLS, tels que le facteur d'oubli l et l'ordre du filtre peuvent être fondés, soit sur des principes simples de critères énergétiques, soit sur des calculs de distorsions spectrales paramétriques ou non (par exemple, la distance d'Itakura, les distances cepstrales entre les voies du signal entrant prises en sortie de 58 (a,b,c, et d) et les voies du signal sortant de 32 (a,b,c,d) respectivement. Les moyens 60 peuvent être également utilisés pour l'ajustage du pas d'adaptation de l'algorithme NLMS . I1 est apparu qu'une augmentation du nombre de prises ne donne pas d'amélioration notable en matière d'annulation d'écho, sauf lorsqu'on dépasse un nombre de prises d'environ 1000, ce qui se traduit par une complexité de calcul et une cadence d'échantillonnages excessives. Quant aux filtres mettant en oeuvre l'algorithme NLMS dans certaines sous-bandes, ils comportent avantageusement des moyens d'ajustage du pas d'adaptation ou pas de convergence. Des moyens non représentés peuvent également être prévus pour régler automatiquement l'ordre du filtre dans chaque sous-bande en fonction de l'énergie du signal x(n) d'entrée dans chacune des sous-bandes, de façon à assurer une meilleure robustesse en double parole et en présence de bruit. Une stratégie de sélection de l'ordre des filtres est la suivante : pour un signal d'énergie nul dans une sousbande, les moyens d'ajustement réduisent à zéro l'ordre du filtre. Lorsque le signal dépasse un seuil, correspondant pratiquement à l'énergie maximale envisagée dans la sousbande, les moyens d'ajustage donnent au filtre correspondant un ordre maximal. Pour des énergies intermédiaires, l'ordre des filtres peut être réglé en plusieurs pas successifs, simulant par exemple une loi de variation exponentielle similaire à celle de la réponse impulsionnelle acoustique. L'invention permet d'arriver à une efficacité, mesurée dans les conditions fixées par la norme ERLE (Echo Return Loss Enhancement) d'environ 30 dB pour 256 prises. Un doublement du nombre de prises n'apporte pas d'amélioration notable. L'invention ne se limite pas au mode particulier de réalisation qui a été décrit à titre d'exemple. En particulier, le nombre de sous-bandes peut être différent, bien qu'il soit en règle général inutile d'aller au-delà de seize sous-bandes en bande étroite et 32 en bande élargie. I1 est également possible d'utiliser différents algorithmes avec une répartition différente de celle qui a été donnée plus haut. REVENDICATIONS 1. Annuleur d'écho destiné à être placé entre une interface acoustique mains libres et un réseau de communication, comprenant plusieurs voies de traitement montées en parallèle et affectées chacune à l'une de plusieurs sous-bandes adjacentes de la bande spectrale du signal de sortie, allant vers le réseau, chaque voie comprenant un filtre d'analyse recevant le signal, affecté d'écho, à émettre après correction d'écho, un second filtre d'analyse recevant le signal entrant, provenant du réseau, et alimentant un filtre adaptatif fournissant un écho estimé dans la sous-bande respective à l'entrée soustractive du soustracteur et un filtre de synthèse, caractérisé en ce que le filtre adaptatif d'au moins certaines des sous bandes met en oeuvre l'algorithme RLS à décomposition QR du signal entrant, en version rapide, à ordre récursif ou non. 2. Annuleur d'écho selon la revendication 1, caractérisé en ce que seuls les filtres adaptatifs des sousbandes à plus forte énergie du signal d'entrée mettent en oeuvre l'algorithme QR-RLS, les filtres adaptatifs des autres sous-bandes mettant en oeuvre un algorithme moins complexe. 3. Annuleur d'écho selon la revendication 1, caractérisé en ce que seuls les filtres adaptatifs des sous bandes à basse fréquence mettent en oeuvre l'algorithme QR RLS, les autres filtres adaptatifs mettant en oeuvre un algorithme de moindre complexité, tel que l'algorithme du gradient stochastique normalisé NLMS. 4. Annuleur d'écho selon la revendication 1, caractérisé en ce que les filtres adaptatifs de sous-bandes médiane mettent en oeuvre l'algorithme QR-RLS, les autres filtres adaptatifs mettant en oeuvre l'algorithme des moindres carrés normalisés, ou l'algorithme du gradient stochastique normalisé. 5 . Annuleur d'écho selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le nombre total de prises des filtres est compris entre 16 et 75 en bande étroite. 6. Annuleur selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les filtres adaptatifs mettant en oeuvre l'algorithme QR-RLS comportent des moyens d'ajustage du facteur d'oubli. 7. Annuleur d'écho selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits moyens sont prévus pour faire varier le facteur d'oubli entre une valeur maximale en présence de double parole ou de bruit acoustique élevé et une valeur plus faible en présence de simple parole. 8. Annuleur selon la revendication 6 ou 7, caractérisé en ce que les dits moyens sont prévus pour faire varier le facteur d'oubli entre une valeur initiale minimale supérieure à (n-l)/n, où n est le nombre de prises du filtre, et une valeur maximale proche de 1, en cas de détection de double parole. 9. Annuleur d'écho selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par des moyens pour ajuster automatiquement l'ordre des filtres des sous-bandes en fonction croissante de l'énergie du signal x(n) entrant dans chaque sous-bande. 10. Annuleur d'écho selon la revendication 9, caractérisé en ce que lesdits moyens pour ajuster automatiquement l'ordre des filtres réduit l'ordre du filtre d'une sous-bande à 0 lorsque le signal entrant à une énergie nulle dans cette sous-bande et fixe l'ordre des filtres à une valeur maximale lorsque le signal entrant dépasse une valeur prédéterminée, en réglant l'ordre du filtre, pour les énergies intermédiaires, par pas successifs selon une loi de variation exponentielle moyenne similaire à celle de la réponse impulsionnelle acoustique.