FR 2728416 A1 19960621 FR 9415361 A 19941215 PROCèDE POUR EQUILIBRER LES VOIES D'UN AXPLIPICATHUR DB TYPE "LINC". L'invention se situe dans le domaine des transmissions hertziennes et concerne plus particulièrement les dispositifs d'émission. L'invention est applicable notamment aux transmissions téléphoniques ou à la diffusion de signaux numériques en particulier de télévision utilisant la modulation MAQ (modulation d'amplitude en quadrature) ou OFDM (multiplex par division de fréquences orthogonales). L'invention s'applique également au traitement de tout signal analogique pouvant être numérisé. Pour ces types de modulation et, plus généralement pour tout signal n'ayant pas une enveloppe constante, se pose le problème de la linéarité de l'amplification. En effet, les amplificateurs de puissance, tels que les amplificateurs à tube à ondes progressives (TOP) sont généralement non linéaires dans leur zone de meilleur rendement. Une solution connue pour remédier à cet inconvénient consiste à réaliser une amplification linéaire au moyen de composants non linéaires. Les amplificateurs mettant en oeuvre cette technique sont connus sous la dénomination d'amplificateurs "LINC". Une description de tels amplificateurs est donnée par exemple dans l'article "Linear Amplification with Nonlinear Components" par D.C. CoX, publié dans la revue IEEE Transactions On Communication, Décembre 1974, pages 1942 à 1945. Le principe de l'amplification LINC est basé sur la décomposition du signal à émettre en deux composantes à enveloppe constante. Ainsi, dans le cas d'une modulation MAQ, le signal temporel à émettre est de la forme S0(t) = x(t).cos(wt) + y(t).sin(wt) où x et y sont deux composantes respectivement en phase et en quadrature représentatives des symboles à émettre et w est la fréquence de la porteuse. En posant a(t) = [x2 (t) + y2 (t)È, on en déduit S0(t) = a(t).cos[wt avec cos [+(t)] = x(t)/a(t) sin [+(t)] = y(t)/a(t) En posant V 2 Max [a (t)], on peut définir une phase v telle que sin [v(t)] = a(t)/V. On peut alors définir deux signaux S1 et S2 à enveloppe constante S1(t) = V/2 sin [wt - +(t) + #(t)] S2(t) = -V/2 sin [wt - +(t) - #(t)] On a alors SO(t) = s1(t) + S2(t). Ainsi, les signaux S1 et S2 à enveloppe constante peuvent être amplifiés séparément par des amplificateurs non linéaires et ensuite combinés. En pratique, les composantes x et y à émettre sont décomposées en quatre composantes I1, Q1, I2, Q2 selon les équations Il (t) = [x(t) - C(t) . y(t)] Ql(t) = k [c(t) . x(t) + y(t)] I2(t) = [x(t) + C(t) . y(t)] Q2(t) = [-C(t) . x(t) + y(t)] avec C(t) = [(V2 (t) - a2(t))/a2(t)] On a alors S1(t) = Il (t) . cos(wt) + Ql(t) . sin(wt) S2(t) = I2(t) . cos(wt) + Q2(t) . sin(wt) Ainsi, les deux couples I1, Q1 et I2, Q2 définissent chacun un signal de modulation à deux composantes en phase et en quadrature. Chaque couple définit aussi une voie de l'amplificateur. Bien entendu, une telle décomposition peut être effectuée pour un signal quelconque de la forme S0(t) = a(t) . cos[wt - 4?(t)J. Le procédé rappelé ci-dessus permet donc en principe d'utiliser pour chaque voie une amplification non linéaire. Ceci présuppose toutefois que les deux voies sont parfaitement équilibrées. Or, en pratique, on se trouve toujours confronté à un déséquilibre des voies du essentiellement à des différences entre les caractéristiques des amplificateurs de puissance utilisés : déséquilibre en gain, en phase et en courbe de réponse (ondulations). Dans le cas par exemple d'une modulation MAQ, ces déséquilibres entrainent à la réception des interférences intersymboles et des dispersions des signaux démodulés. De plus, la dégradation est d'autant plus importante que l'ordre de la modulation MAQ est élevé : MAQ16 et surtout MAQ64. Pour résoudre ce problème, on pourrait prévoir au niveau des récepteurs des dispositifs de correction tels que boucles à verrouillage de phase et égaliseurs. I1 est cependant préférable de chercher à compenser le déséquilibre des voies au niveau de l'émetteur. Dans ce but, l'invention a pour objet un procédé pour corriger le déséquilibre entre les deux voies d'amplification d'un amplificateur de type "LINC", c'est-à-dire à amplification linéaire réalisée avec des composants non linéaires, ledit amplificateur comportant des moyens de décomposition pour calculer à partir d'au moins un signal temporel d'entrée deux signaux numériques de modulation constitués chacun de deux composantes et associés respectivement auxdites deux voies de l'amplificateur, des moyens pour générer deux composantes en phase et en quadrature d'une porteuse, des moyens de modulation fournissant pour chaque voie un signal modulé représentant sous forme analogique la somme de deux signaux résultant respectivement de la modulation en amplitude desdites deux composantes de la porteuse par respectivement les deux composantes d'un desdits signaux de modulation, des dispositifs d'amplification recevant après une éventuelle transposition de fréquence lesdits signaux modulés, des moyens de sommation des signaux de sortie desdits dispositifs d'amplification, ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il consiste à effectuer sur au moins une desdites voies une prédistorsion par filtrage adaptatif d'un signal numérique présent sur ladite voie, ledit filtrage adaptatif étant prévu pour minimiser l'erreur entre une ou plusieurs valeurs de référence représentatives de l'amplitude du ou des signaux d'entrée et respectivement une ou plusieurs valeurs de mesure correspondantes obtenues à partir du signal de sortie des moyens de sommation. Le procédé présente en outre l'avantage d'adapter en permanence la correction malgré les évolutions du déséquilibre dans le temps. Le filtrage adaptatif peut s'appliquer sur le signal numérique modulé qui est présent juste avant la conversion numérique-analogique. Cette solution présente l'avantage de la simplicité mais n'est applicable que si la fréquence de la porteuse n'est pas trop élevée pour la technologie disponible des filtres et des convertisseurs numériques-analogiques. Aussi, le filtrage adaptatif sera avantageusement appliqué sur les deux composantes du signal de modulation d'au moins une voie. Selon un mode de réalisation particulier adapté aux modulations MAQ et OFDM, le procédé est caractérisé en ce que ledit signal d'entrée étant constitué de deux composantes respectivement en phase et en quadrature, lesdites valeurs de référence sont celles desdites composantes en phase et en quadrature du signal d'entrée et en ce que lesdites valeurs de mesure correspondantes sont obtenues par atténuation du signal de sortie des moyens de sommation et démodulation au moyen des deux composantes de ladite porteuse, ladite atténuation étant dimensionnée de façon à diviser l'amplitude du signal de sortie des moyens de sommation par une valeur approchée des gains des dispositifs d'amplification Le filtrage adaptatif pourra être appliqué sur chacune des voies.Par ailleurs, si on veut éviter tout risque d'instabilité, on prévoira en outre que les adaptations des filtrages appliqués sur les deux voies soient effectuées alternativement. En variante, le filtrage adaptatif est appliqué sur une seule voie et on effectue un second filtrage adaptatif des deux composantes du signal de modulation de l'autre voie, ledit second filtrage adaptatif étant prévu pour minimiser l'erreur entre les deux composantes du signal de modulation de ladite autre voie et des valeurs de mesure obtenues par atténuation du signal de sortie du dispositif d'amplification de ladite autre voie et démodulation au moyen des deux composantes de ladite porteuse, ladite atténuation étant dimensionnée de façon à diviser l'amplitude du signal de sortie du dispositif d'amplification de ladite autre voie par une valeur approchée du gain du dispositif d'amplification de ladite autre voie. Comme précédemment, tout problème d'instabilité pourra être évité si l'adaptation du filtrage à appliquer sur une voie et l'adaptation du second filtrage appliqué sur l'autre voie sont effectuées alternativement. D'autres aspects et avantages de l'invention apparaîtront dans la suite de la description en référence aux figures. - La figure 1 représente un schéma d'ensemble d'un amplificateur LINC auquel peut s'appliquer le procédé selon 1' invention. - Les figures 2 à 4 représentent plusieurs variantes de réalisation mettant en oeuvre le procédé selon 1' invention. La figure 1 représente à titre d'exemple non limitatif la structure d'un amplificateur LINC dans le cas d'une modulation MAQ. Le signal d'entrée est constitué de deux signaux x, y obtenus à partir de symboles correspondants après un filtrage de mise en forme approprié (filtres de NYQUIST). Les signaux x, y, supposés sous forme numérique, sont traités par des moyens de décomposition 1, par exemple réalisés au moyen d'un processeur de signaux, pour fournir les quatre composantes I1, Q1, I2, Q2 des deux signaux de modulation, conformément aux formules mentionnées précédemment. Après un filtrage passe-bas 2 qui est optionnel, ces signaux de modulation sont appliqués à des moyens de modulation M1, M2 qui reçoivent d'autre part les deux composantes en phase MI et en quadrature MQ d'une porteuse.Pour chaque signal de modulation, la composante en phase I1 ou I2 est mélangée avec la composante en phase MI de la porteuse, tandis que la composante en quadrature Q1 ou Q2 est mélangée avec la composante en quadrature MQ. Pour chaque voie, les signaux ainsi obtenus sont additionnés pour fournir les signaux numériques SN1, SN2 qui correspondent, après conversion numérique-analogique C1, C2, aux signaux modulés S1, S2. Après une éventuelle transposition D1, D2 de fréquence RF, les signaux S1 et S2 sont amplifiés respectivement par des dispositifs d'amplification Al, A2 dont les sorties, respectivement Gl.Sl et G2.S2, sont sommées par un coupleur de puissance 3 pour fournir le signal de sortie S. La figure 2 représente une première possibilité de mise en oeuvre du procédé selon l'invention. Sur la figure 2, on retrouve avec les mêmes références les différents éléments constitutifs de l'amplificateur LINC de la figure 1. Un filtre programmable H est inséré entre les moyens de modulation M2 et le convertisseur numériqueanalogique C2 de la seconde voie. Le filtre H est par exemple un filtre à réponse impulsionnelle finie dont les coefficients sont fournis par un système de calcul 4, réalisé par exemple au moyen d'un processeur de signaux. Le système 4 reçoit les signaux numériques SN1, SN2 issus respectivement des moyens de modulation M1, M2 ainsi qu'un signal de mesure S'1 + S'2 représentatif du signal de sortie S et obtenu à partir de ce dernier par atténuation A3, transposition de fréquence RF et conversion analogique-numérique.Le système 4 est programmé pour mettre en oeuvre un algorithme de minimisation de l'erreur e entre le signal de mesure S'1 + S'2 et la somme des signaux SN1 et SN2. L'algorithme sera par exemple un algorithme des moindres carrés LMS. Idéalement, l'atténuateur A3 devrait être dimensionné de façon à diviser l'amplitude du signal de sortie S par la moyenne des gains G1 et G2 des amplificateurs Al et A2. Comme ces gains ne sont pas toujours connus exactement, il faudra se contenter d'une valeur approchée. L'expérience montre cependant qu'une imprécision sur l'atténuation, par exemple de l'ordre de 10%, ne nuit pas de façon significative à la correction du déséquilibre. Bien que le schéma de la figure 2 montre que l'atténuation s'applique uniquement sur le signal analogique de sortie, on pourrait aussi réaliser l'atténuation en partie lors du prélèvement du signal analogique au moyen d'un coupleur asymétrique et en partie au cours du traitement numérique avant comparaison avec le signal de référence. Des moyens de retard R sont insérés entre les moyens de modulation M1 et le convertisseur numérique-analogique C1 de la première voie. Le circuit R est dimensionné de façon à introduire un retard DT égal à celui occasionné par le filtre H. De même, le signal obtenu par la somme des signaux SN1 et SN2 est retardé avant d'être comparé au signal de mesure S'1 + S'2. Les retards à appliquer DT' et DT" correspondent respectivement aux retards introduits dans les parties numériques et analogiques comprises entre les sorties des modulateurs M1 et M2 et la sortie du convertisseur analogique-numérique C3. Comme tous les éléments numériques du montage sont synchrones, le retard DT' peut être déterminé exactement en fonction des différents temps de cycle des opérations effectuées et du nombre d'étages du filtre H. Si le retard DT" n'est pas négligeable, on pourra prévoir avantageusement qu'il soit ajustable et commandé automatiquement par le système de calcul, par exemple au moyen d'un algorithme basé sur un calcul de corrélation. Dans la réalisation représentée à la figure 3, un filtre programmable H2 est inséré entre les moyens de filtrage 2 et les moyens de modulation M2 de la seconde voie. Dans ce cas, le filtre H2 opère sur les deux composantes en phase I2 et en quadrature Q2 du signal de modulation de la seconde voie. Comme précédemment, les coefficients du filtre H2 sont fournis par un système de calcul 5 programmé pour minimiser les erreurs eI, eQ entre d'une part les signaux numériques d'entrée x, y et d'autre part des signaux de mesure correspondants x', y' obtenus à partir du signal de sortie S.Plus précisément, les signaux x' et y' résultent d'une atténuation A3 du signal S suivie d'une transposition de fréquence RF, d'une conversion analogique-numérique C3 et d'une démodulation DM1, DM2 au moyen des composantes en phase MI et en quadrature MQ de la porteuse. L'atténuation A3 devrait ici être dimensionnée pour diviser l'amplitude du signal de sortie S par le gain G1 de l'amplificateur Al. Comme dans le cas de la réalisation précédente, on prévoit des moyens de retard R1 disposés entre le filtre 2 et le modulateur M1 de la première voie de façon à introduire un retard DT1 égal à celui provoqué par la filtre H2. De même, les signaux x et y subissent chacun les retards DT2 et DT3 avant comparaison avec les signaux de mesure homologues x' et y' de façon à compenser les retards dus respectivement aux parties numériques et analogiques placées entre les signaux d'entrée x, y et les sorties x' et y' des démodulateurs DM1 et DM2. Le système de calcul 5 sera par exemple programmé pour mettre en oeuvre un algorithme des moindres carrés LMS2 pour signaux complexes. En variante, on pourra remplacer le circuit à retard R1 de la première voie par un second filtre programmable symétrique du précédent et recevant ses coefficients du système de calcul 5. L'algorithme prendra alors en compte également les composantes I1 et Q1 de la première voie. Pour assurer la stabilité, les calculs et les mises à jour des coefficients des filtres des deux voies seront avantageusement effectués alternativement. Dans le troisième exemple de réalisation représenté à la figure 4, le filtrage adaptatif H2 de la seconde voie est réalisé de la même façon que précédemment. Pour la première voie, on utilise par contre un autre filtre programmable H1 placé entre le filtre 2 et le modulateur M1, dont les coefficients sont calculés de façon à minimiser les erreurs dl, dQ entre d'une part les composantes I1 et Q1 du signal de modulation de la première voie et d'autre part des signaux de mesure correspondants I' et Q' obtenus par atténuation A4, transposition de fréquence RF, conversion analogiquenumérique et démodulation DM3, DM4 du signal de sortie Gl.Sl de l'amplificateur Al de la première voie. Comme pour la première voie, la seconde voie pourra utiliser un algorithme des moindres carrés pour signaux complexes et mis en oeuvre par un processeur de signal 6. On prévoira également des moyens DT4, DT5 pour retarder les signaux I1 et Q1 avant de les comparer à leur homologue I' et Q'. En ce qui concerne la réalisation pratique des filtrages décrits à la figure 4, il convient de noter que les systèmes de calcul 5 et 6 peuvent utiliser un processeur de signaux unique exécutant de façon multiplexée les algorithmes LMS2 appliqués respectivement aux deux voies. Pour des raisons de stabilité, il sera préférable d'effectuer les adaptations des filtrages des deux voies de façon alternative. L'expérience montre qu'une prédistorsion adaptative appliquée sur une seule des voies peut suffire pour corriger les écarts entre les gains G1, G2 et entre les phases des amplificateurs Al, A2. S'il est par contre nécessaire de compenser aussi les différences entre les courbes de réponse des amplificateurs (ondulations), il conviendra alors d'appliquer aussi une prédistorsion sur l'autre voie soit de façon symétrique, soit conformément à la figure 4. I1 est à noter que dans les réalisations qui viennent d'être décrites, les filtres H, H1, H2 ont été présentés comme des filtres programmables séparés, tels que ceux qui sont disponibles sur le marché. Toutefois, ces filtres pourraient être intégrés aux systèmes de calcul 4, 5 dans la mesure où leurs performances sont compatibles avec la précision et la vitesse de traitement exigées par l'application. Le dimensionnement des filtres programmables tiendra compte de la qualité désirée de la correction. On peut noter qu'un surdimensionnement de ces filtres n'exige pas nécessairement une augmentation de puissance des systèmes de calcul, compte tenu du fait que la mise à jour des coefficients est effectuée peu fréquemment. REVENDICATIONS 1. Procédé pour corriger le déséquilibre entre les deux voies d'amplification d'un amplificateur de type "LINC", c'est-à-dire à amplification linéaire réalisée avec des composants non linéaires, ledit amplificateur comportant des moyens de décomposition (1) pour calculer à partir d'au moins un signal temporel d'entrée (x, y) deux signaux numériques de modulation constitués chacun de deux composantes (I1, Q1, I2, Q2) et associés respectivement auxdites deux voies de l'amplificateur, des moyens pour générer deux composantes en phase (MI) et en quadrature (MQ) d'une porteuse, des moyens de modulation (M1, M2) fournissant pour chaque voie un signal modulé (S1, S2) représentant sous forme analogique la somme de deux signaux résultant respectivement de la modulation en amplitude desdites deux composantes (MI, MQ) de la porteuse par respectivement les deux composantes d'un desdits signaux de modulation, des dispositifs d'amplification (Al, A2) recevant après une éventuelle transposition de fréquence (D1, D2) lesdits signaux modulés (S1, S2), des moyens de sommation (3) des signaux de sortie (Gl.Sl, G2.S2) desdits dispositifs d'amplification (Al, A2), ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il consiste à effectuer sur au moins une desdites voies une prédistorsion par filtrage adaptatif (H, H2) d'un signal numérique (SN2, I2, Q2) présent sur ladite voie, ledit filtrage adaptatif (H, H2) étant prévu pour minimiser l'erreur entre une ou plusieurs valeurs de référence (SN1 + SN2, x, y) représentatives de l'amplitude du ou des signaux d'entrée (x, y) et respectivement une ou plusieurs valeurs de mesure correspondantes (S'1+S'2, x', y') obtenues à partir du signal de sortie (S) des moyens de sommation (3). 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit filtrage adaptatif (H2) est appliqué sur les deux composantes (I2, Q2) du signal de modulation d'au moins une voie. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit signal d'entrée étant constitué de deux composantes respectivement en phase (x) et en quadrature (y), lesdites valeurs de référence sont celles desdites composantes en phase (x) et en quadrature (y) du signal d'entrée et en ce que lesdites valeurs de mesure correspondantes (x', y') sont obtenues par atténuation du signal de sortie (S) des moyens de sommation (3) et démodulation (DM1, DM2) au moyen des deux composantes (MI, MQ) de ladite porteuse, ladite atténuation (A3) étant dimensionnée de façon à diviser l'amplitude du signal de sortie (S) des moyens de sommation (3) par une valeur approchée des gains (G1, G2) des dispositifs d'amplification (Al, A2). 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que - ledit filtrage adaptatif (H2) est appliqué sur chacune desdites voies. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que les adaptations des filtrages appliqués sur les deux voies sont effectuées alternativement. 6. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit filtrage adaptatif (H2) est appliqué sur une seule voie et en ce qu'on effectue un second filtrage adaptatif (H1) des deux composantes (I1, Q1) du signal de modulation de l'autre voie, ledit second filtrage adaptatif (H1) étant prévu pour minimiser l'erreur entre les deux composantes (I1, Q1) du signal de modulation de ladite autre voie et des valeurs de mesure obtenues par atténuation (A4) du signal de sortie (Gl.Sl) du dispositif d'amplification (Ai) de ladite autre voie et démodulation (DM3, DM4) au moyen des deux composantes (MI, MQ) de ladite porteuse, ladite atténuation (A4) étant dimensionnée de façon à diviser l'amplitude du signal de sortie (Gl.S1) du dispositif d'amplification (Al) de ladite autre voie par une valeur approchée du gain (G1) du dispositif d'amplification (Al) de ladite autre voie. 7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'adaptation du filtrage appliquée sur une voie et l'adaptation du second filtrage appliquée sur l'autre voie sont effectuées alternativement. 8. Procédé selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que le ou lesdits filtrages adaptatifs (H, H1, H2) utilisent un algorithme des moindres carrés.