FR 2739453 A1 19970404 FR 8404722 A 19840327 La présente invention se rapporte à un procédé et un dispositif d'élimination adaptative de fouillis dans un radar Doppler à impulsions à deux voies de réception en quadrature émettant avec une largeur de faisceau correspondant à une rafale de N impulsions, dans lequel on effectue une modélisation autorégressive des signaux de fouillis et un filtrage adapté du signal reçu retardé. Les radars actuels comportent déjà un dispositif d'élimination de fouillis basé sur la réjection de bandes données et centrées sur des fréquences fixées a priori (zéro pour le fouillis de sol) ou estimées en temps réel pour les fouillis mobiles. Dans le cas de fouillis dont l'étendue est relativement importante tant en gisement qu'en distance (échos de pluie, de mer, de végétation...), on effectue en général une estimation de la vitesse moyenne des échos parasites sur la zone perturbée et on élimine une bande de fréquences centrée sur cette valeur moyenne. Cependant, une telle méthode a pour inconvénients quelle n'est pas adaptative quant au nombre de types de fouillis éliminés (seulement deux en général), quant à la puissance des échos de fouillis contenue dans la bande éliminée, ce qui entraîne l'élimination d'une cible éventuelle de même fréquence Doppler que celle du fouillis même si sa surface équivalente radar est supérieure, et quant à la largeur de bande rejetée, ce qui entraîne soit la présence de résidus d'échos de fouillis dans le signal filtré, soit l'élimination de cibles dont la fréquence Doppler est proche de celle des échos de fouillis. Pour éviter ces inconvénients, il est nécessaire d'effectuer un filtrage adaptatif, ctest-à-dire dont la fonction de transfert est à tout instant et en temps réel aussi proche que possible de l'inverse de la densité spectrale de puissance instantanée des échos de fouillis. Dans un article de J-L. Zolésio intitulé "Elimination de bruit coloré en radar Doppler utilisant une modélisation autorégressive (AR)" paru dans le compte rendu du neuvième colloque sur le traitement du signal et ses applications (Nice,du 16 au 20 mai 1983) et dans la demande de brevet français n" 83 14673 déposée par la demanderesse le 15 septembre 1983 et intitulée "Procédé et dispositif pour la détermination adaptative des coefficients d'un filtre transversal d'ordre n permettant d'éliminer les signaux de fouillis dans un radar Doppler à impulsions", il est proposé d'éliminer le fouillis par un filtrage adaptatif basé sur une modélisation autorégressive en temps réel des échos de fouillis et un calcul de moyenne mixte en distance et gisement permettant d'éliminer les échos de fouillis tout en conservant dans une très large mesure les signaux utiles de cibles. Cette méthode repose sur l'hypothèse que les échos de fouillis sont à spectre étroit, qu'ils sont spatialement étendus et qu'ils sont localement stationnaires tant spatialement que temporellement. La première caractéristique autorise une modélisation autorégressive de ces échos et les deux dernières sont utilisées comme critère distinctif pour obtenir un signal qui ne soit représentatif que du fouillis et non d'éventuelles cibles.Pour le filtrage, on calcule un filtre unique pour tous les signaux venant des M cellules de résolution d'une zone polluée en faisant, par une intégration aussi cohérente que possible de tous ces M signaux, une estimation d'un signal moyen représentatif du fouillis sur les M cellules de résolution, mais pas d'une éventuelle cible présente dans une de ces cellules. On estime alors les coefficients de réflexion d'un filtre en treillis, puis on calcule les coefficients d'un filtre transversal par un algorithme d'inversion, ce filtre transversal étant utilisé pour filtrer les signaux retardés des M cellules de résolution. Un tel procédé présente une bonne adaptativité et des performances très notablement améliorées par rapport aux techniques classiques d'élimination de fouillis. La charge de calcul pour le traitement est relativement faible, mais ce procédé, qui consiste à calculer un signal moyen sur les M cellules puis à estimer les coefficients de réflexion sur ce signal moyen, donc sur un faible nombre d'échantillons, impose d'utiliser un estimateur à convergence rapide qui peut en général présenter des difficultés de mise en oeuvre. Par ailleurs, on observe une perte d'adaptativité pour les gains de réjection dans certaines conditions de cibles superposées à du fouillis. Un objet de l'invention est de remédier à ces inconvénients en prévoyant un procédé selon lequel on détermine les coefficients de réflexion d'un seul filtre en treillis commun aux signaux des M cellules de résolution de la zone considérée. Selon l'invention, il est donc prévu un procédé d'élimination adaptative de fouillis dans un radar Doppler à impulsions à deux voies de réception en quadrature émettant avec une largeur de faisceau correspondant à une rafale de N impulsions, dans lequel on effectue une modélisation autorégressive des signaux de fouillis et un filtrage adapté du signal reçu retardé et dans lequel on choisit pour cela l'étendue de la zone perturbée par un écho de fouillis important en déterminant les rafales perturbées, c'est-à-dire en déterminant l'indice i de la première impulsion de la première rafale perturbée ainsi que le nombre E de ces rafales et, pour chaque rafale, les L portes en distance délimitant cette zone entre les distances dmin et d , ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il consiste - à estimer, pour chaque ordre d'un filtre en treillis commun, le coefficient de réflexion moyen à partir des NM échantillons complexes du signal reçu des M = LE cellules de résolution de ladite zone perturbée; - à retarder ledit signal reçu du temps nécessaire au calcul desdits coefficients de réflexion ; et - à effectuer le filtrage dudit signal reçu retardé par un filtre en treillis commun utilisant ces coefficients de réflexion estimés. L'invention concerne également un dispositif d'élimination adaptative de fouillis mettant en oeuvre le procédé précédent, pour un radar Doppler à impulsions à deux voies de réception en quadrature comportant un redistributeur des signaux reçus qui fournit à sa sortie des suites de N échantillons correspondant chacune aux signaux reçus d'une cellule de résolution de la zone perturbée, ledit dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend en série P cellules de filtre en treillis précédées chacune d'un ensemble de mémoires assurant la mise en mémoire des signaux d'entrée pendant le temps nécessaire au calcul du coefficient de réflexion correspondant et le retard d'une période d'échantillonnage entre la voie retardée et la voie directe de la cellule de filtre en treillis, un module de comptage de signes associé à chaque cellule de filtre en treillis, un premier module commun de calcul des coefficients de réflexion et de correction de phase éventuelle à partir des valeurs fournies par lesdits modules de comptage, un second module commun en série avec le premier module pour effectuer la correction de module sur lesdits coefficients de réflexion et un circuit de commande de cellule de filtre associé à chaque cellule de filtre en treillis pour commander le fonctionnement de l'ensemble de mémoires, de la cellule de filtre en treillis, du module de comptage de signes et des premier et second modules communs à partir des informations de synchronisation et de taille de zone fournies par le radar. Ainsi, on effectue une estimation de coefficient de réflexion sur chacune des M cellules considérées, puis on calcule le coefficient de réflexion moyen utilisé pour le filtre en treillis commun, ceci successivement pour chaque ordre du filtre. Ce calcul parallèle-série impose certes une charge de calcul plus importante mais les estimateurs de coefficients de réflexion n'ont pas besoin d'être à convergence rapide, ce qui facilite la mise en oeuvre. Les performances obtenues sont encore améliorées et l'adaptativité est très bonne. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des dessins joints où - la figure 1 est le schéma d'une chaîne de traitement du signal radar utilisant un dispositif d'élimination de fouillis selon l'invention; - la figure 2 représente une portion de l'espace balayé par le radar, qui comporte une zone perturbée par du fouillis; - la figure 3 est un schéma de principe expliquant le procédé selon l'invention; - la figure 4 représente un schéma fonctionnel du dispositif selon 1' invention; - la figure 5 est un schéma des circuits de commande de filtre utilisés dans le dispositif selon l'invention; - la figure 6 représente le schéma d'un ensemble de mémoires et d'une cellule de filtre en treillis utilisés dans le dispositif selon l'invention;; - la figure 7 est un schéma d'un module de comptage de signes; - la figure 8 est un schéma des modules communs de calcul du coefficient de réflexion ; et - la figure 9 représente des diagrammes de signaux explicitant le fonctionnement du dispositif d'élimination de fouillis selon l'invention. Sur la figure 1, est représentée une chaîne de traitement du signal radar comportant un dispositif EB d'élimination de fouillis, ou bruits colorés, selon la présente invention. Cette chaîne comprend également un redistributeur des vecteurs reçus constitué d'une mémoire tampon MT et dont le rôle sera précisé ci-dessous. Elle comporte, en outre, un corrélateur COR et des circuits d'exploitation du signal utile TS qui peuvent comporter, par exemple, un calculateur de module suivi d'un détecteur à seuil ainsi que d'un estimateur de vitesse. Cette d d chaîne de traitement du signal reçoit les composantes ai@ et bi@ des échantillons du vecteur signal Xid, fournis par les codeurs COD1 et COD2 respectivement de la voie en phase et de la voie en quadrature.Ces codeurs échantillonnent dans le temps les signaux de sortie des mélangeurs MEL1 et MEL2 recevant, d'une part, le signal moyenne fréquence Xi(t) e-j#t et, d'autre part, les signaux de référence et ej(#t + #/2) fournis par l'oscillateur local et le déphaseur D. Le fonctionnement du redistributeur MT va maintenant être expliqué en relation avec la figure 2 qui représente une partie de l'espace balayé par le radar. Dans le cadre d'un radar à compression d'impulsions, il est nécessaire, comme représenté sur la figure 1, de faire suivre ce redistributeur d'un corrélateur. Ce corrélateur, comportant une voie en phase et une voie en quadrature, fournit alors, à la fin du traitement, une impulsion comprimée associée à chaque porte en distance. Cette impulsion comprimée se traitant comme une impulsion non comprimée de radar à impulsions simples, on se placera dans le cas d'un radar à impulsions simples ou non comprimées.C'est donc le redistributeur qui sera censé fournir directement ses signaux au dispositif EB d'élimination du bruit coloré selon ia présente invention, sans qu'il soit fait mention du traitement effectué par le corrélateur. La figure 2 représente une portion de l'espace balayé par le radar avec en ordonnées les distances d comprises entre do et dM et en abscisses les indices d'impulsions. Pour le traitement, les impulsions émises sont regroupées en rafales de N impulsions. Chaque rafale correspond au nombre d'impulsions émises pendant le temps d'observation de la cible. Si l'on considère, pour simplifier, le cas d'un radar à une seule fréquence d'émission, ce temps d'observation est égal au temps de passage de l'antenne sur cette cible. On va maintenant considérer une zone perturbée s'étendant de la distance d = d . à la distance d = d min maux et agissant pendant E rafales, c' est-à-dire de l'impulsion d'indice i à l'impulsion d'indice i+EN-1.Le traitement, décrit ici dans le cadre d'une perturbation s'étendant sur E rafales (de e = 1 à e = E) et sur L portes en distance comprises entre les distances dmin et dmax, s'applique donc à une zone perturbée de M= LE cellules de résolution du radar. Les échantillons Xid+(e-1)N-1+ne, du vecteur signal (e ayant une valeur entre I et E et n@ ayant une valeur entre I et N) sont fournis e par les codeurs COD1 et COD2 sous la forme xd d ad + j b. i+(e-1)N-1+ne = ai@+(e-1)N-1+ne + j bi@+(e-1)N-1+ne Ils sont écrits ligne par ligne dans la mémoire MT tels que représentés sur le tableau qui suit. Sens d'écriture (ligne par ligne) XidO............ Xidmin.......... Xid............. Xidmax.......... XidM Xi+1dO........... Xi+1dmin.......... Xi+1d........... Xi+1dmax........ Xi+1dM rafale 1 # Xi+n1-1dO........ Xi+n1-1dmin....... Xi+n1-1d........ Xi+n-1dmax...... Xi+n1-1dM Xi+N-1dO......... Xi+N-1dmin......... Xi+N-1d......... Xi+N-1dmax......... Xi+N-1dN Xi+NdO........... Xi+Ndmin.......... Xi+Nd........... Xi+Ndmax.......... Xi+NdM rafale 2 # Xi+N-1+n2d0...... Xi+n-1+n2dmin...... Xi+n-1+n2d...... Xi+n-1+n2dmax...... Xi+N-1+n2dM Xi+2N-1dO........ Xi+2N-1dmin........ Xi+2N-1d........ Xi+2N-1dmax........ Xi+2N-1dM Xi+(E-1)NdO...... Xi+(E-1)Ndmin...... Xi+(E-1)Nd...... Xi+(E-1)Ndmax...... Xi+(E-1)NdM rafale E # Xi+(E-1)N-1+nEdO. Xi+(E-1)N-1+nEdmin. Xi+(E-1)N-1+nEd. Xi+(E-1)N-1+nEdmax. Xi+(E-1)N-1+nEdM Xi+EN-1dO........ Xi+EN-1dmin........ Xi+EN-1d........ Xi+EN-1dmax........ Xi+EN-1dM En fait, la mémoire MT est constituée de deux doubles mémoires (du type RAM). Une première double mémoire est affectée à l'écriture des échantillons relatifs à la deuxième rafale, d'indice e= 2, pendant que la seconde double mémoire est affectée à la rafale précédente, d'indice e = 1, et ainsi de suite.Ces mémoires sont doubles et comportent une première mémoire affectée à la mémorisation des composantes en phase ai(e-1)N-1+1d e et une seconde mémoire est affectée à la mémorisation des composantes en quadrature bd i+(eî)Nî+ne Cette mémoire MT restitue les informations concernant la zone perturbée sous la forme d'une première succession de L suites complexes #Xi+n1-1dmin#, ... #Xi+n1-1d#, ... #Xi+n1-1dmax#, n1 variant entre 1 et N, chaque suite comprenant les N échantillons venant d'une cellule de résolution du radar dont le gisement correspond à la position de la rafale 1 et dont la distance varie entre d et d .La min maux mémoire MT fournit ensuite une deuxième succession de L suites complexes correspondant à la rafale 2, #Xi+N-1+n2dmin#, ... #Xi+N-1+n2dmax et ainsi de suite. On a ainsi redistribué les signaux reçus de façon à disposer successivement des N échantillons correspondant à chacune des M cellules de résolution de la zone perturbée par des échos de fouillis, ce qui est nécessaire pour le dispositif d'élimination de fouillis selon l'invention, comme on va le voir ci-dessous. La figure 3 représente le schéma de principe de ce dispositif. Comme on l'a mentionné au début, le principe du procédé d'élimination adaptative de fouillis selon 1 invention consiste à calculer, pour chaque ordre d'un filtre en treillis, le coefficient de réflexion pour chaque cellule de résolution, puis à effectuer une moyenne de ces coefficients de réflexion pour en déduire un coefficient unique pour un filtre en treillis commun à toutes les cellules de résolution de la zone perturbée. On a schématisé ce principe sur le dispositif de la figure 3 correspondant aux deux premiers ordres du filtre. Pour chaque suite de N échantillons correspondant à une cellule de résolution de la zone perturbée, on a représenté une cellule de filtre en treillis séparée, FT11 à FTIM pour l'ordre 1, FT21 à FT2M pour l'ordre 2. Un calculateur de coefficient de réflexion, CCr1, CCr2, calcule les coefficients de réflexion pour chaque cellule de filtre en treillis de l'ordre considéré et fait la moyenne de ces coefficients pour en déduire un coefficient de réflexion unique, Crl, Cr2, qui est utilisé pour le filtrage par toutes les cellules de filtre en treillis de l'ordre considéré. Chaque cellule de filtre en treillis, par exemple la cellule FT11, comprend de manière classique une voie dite directe et une voie retardée.Si l'on désigne par et(n-l) et ft(n-1) les signaux aux entrées des voies directe et retardée et par e t (n) et ft(n) les signaux aux sorties de ces voies, le filtrage utilisé consiste à calculer à partir des signaux d'entrée et du coefficient de réflexion Cr, les signaux de sortie selon les relations et(n) = e t (n-i) - Crf t (n-1)z (1) f t (n) = f t (n-I)z - Cre* (n-l) où z est un opérateur retard et le signe * symbolise le conjugué de la valeur complexe du coefficient Cr. Les cellules de filtre en treillis, telles FT11 ou FT21, comportent donc un registre, 10, 20 introduisant un retard R, égal à une période d'échantillonnage, dans la voie retardée, des mémoires 11, 12 ou 21, 22 conservant en mémoire les signaux d'entrée pendant un temps k.R nécessaire au calcul du coefficient de réflexion et des multiplieurs 13, 14 ou 23, 24 et des additionneurs-soustracteurs 15, 16 ou 25, 26 exécutant les calculs selon les relations (1). Les entrées des cellules de filtre d'ordre p sont les sorties correspondantes des cellules d'ordre p-i. Pour les cellules de filtre d'ordre 1, les entrées des voies directe et retardée sont reliées entre elles et reçoivent les échantillons lus dans le redistributeur MT (figure 1). Comme on l'a déjà mentionné, puisque l'on calcule M valeurs de coefficients de réflexion dont on fait ensuite la moyenne, on peut se contenter d'un algorithme de calcul à convergence lente. On a choisi d'utiliser un estimateur dérivé du coefficient de corrélation de deux variables gaussiennes qui, à partir du signe des parties réelles et imaginaires des N échantillons de chacune des M cellules de résolution de la zone perturbée, fournit la valeur moyennée du coefficient de réflexion selon les relations où sign désigne la fonction signe et où m, n et k sont les indices servant à repérer respectivement la cellule de résolution du radar, l'échantillon dans la réponse radar et la partie réelle (valeur 1) ou imaginaire (valeur 2) de cet échantillon. Cependant, cet estimateur n'est stable que statistiquement et on peut donc obtenir des valeurs de coefficient de réflexion erronées avec module supérieur à 1. Selon le procédé de l'invention, on procède donc à une double correction de la valeur calculée. On ramène d'abord toute valeur de partie réelle ou imaginaire du coefficient supérieure à 1 à la valeur 1. Ceci équivaut à une correction de phase sur le vecteur représentatif du coefficient Cr. On effectue ensuite une correction de module en normalisant ce vecteur, c 'est-à-dire en ramenant la valeur du module du coefficient Cr à 1. On garantit ainsi la stabilité des filtres obtenus. Les principes du procédé d'élimination de fouillis selon l'invention ayant été ainsi exposés, la figure 4 représente le schéma fonctionnel du dispositif selon l'invention mettant en oeuvre ce procédé. On a choisi une structure du type "pipe-line" en remplaçant les M cellules de filtre FT11 à FTIM, FT21 à FT2M d'un ordre donné par une cellule de filtre en treillis unique effectuant un traitement série des échantillons des M cellules de résolution considérées. Le dispositif comprend donc, pour un filtrage d'ordre P, P cellules de filtre en treillis FT1, FT2,... FTP précédées chacune d'un ensemble de mémoires MEM1, MEM2, ... MEMP remplissant les fonctions, retard de la voie retardée et mise en mémoire, des éléments 10, 11, 12 ou 20, 21, 22 de la figure 3. A chaque cellule est associé un module de comptage de signes M01, M02,... MOP permettant d'obtenir les valeurs N1 et N2 des relations (2) et (3) ci-dessus.Le calcul des coefficients de réflexion et la correction de phase éventuelle s'effectuent dans un premier module commun de calcul M1, la correction de module dans un second module commun de calcul M2. Ces deux modules M1 et M2 sont utilisés en multiplex dans le temps par toutes les cellules de filtre en treillis d'ordre 1 à P. Enfin, chaque cellule de filtre et les éléments associés sont commandés par un circuit de commande de cellule de filtre,CF1, CF2,... CFP, qui détermine la séquence des opérations. Ces circuits de commande reçoivent tous des informations Adrpe du système radar indiquant la taille de la zone perturbée considérée, c'est-à-dire les valeurs des nombres N et M. Chaque circuit reçoit, d'autre part, des signaux de synchronisation de filtre Sf et d'avertissement de début de réponse Avr au début de chaque suite de N échantillons et les envoie, convenablement retardés, au circuit de commande suivant. Enfin, chaque circuit de commande envoie à l'ensemble de mémoires associé les adresses de mémoire Adri, Adr2, ... AdrP nécessaires et, aux autres circuits associés, des signaux de commande que l'on verra plus en détail ci-dessous. La figure 5 est un schéma d'un circuit de commande quelconque CF. On a supposé qu'il s'agissait de celui recevant les signaux Sf et Avr, donc du premier, mais tous sont identiques. Ce circuit CF fournit le signal Sf comme signal Pr de prise de résultat en sortie du module de comptage MO associé et comme remise à zéro Sc de ce module. Ce même signal Sf, retardé par un premier circuit à retard 34, constitue un signal Pc de prise en compte du coefficient de réflexion à l'entrée de la cellule de filtre en treillis FT associée et, retardé de nouveau par un second circuit à retard 35, constitue le signal Sfr de synchronisation de filtre retardé, envoyé au circuit de commande suivant. D'autre part, le circuit de commande CF comprend deux compteurs binaires COM1 et COM2 préchargeables à des valeurs fournies par une mémoire PROM1 adressée par 1e signal Adrpe. Le compteur COM1 est chargé à la valeur 28-N+p-1, p étant l'ordre de la cellule de filtre, chaque fois qu'il reçoit un signal Avr sur son entrée "Load" et compte alors des impulsions d'horloge du dispositif jusqu'à sa pleine capacité, soit 28.Le signal sur la sortie de retenue RC alors obtenu bloque le compteur COM1 par l'intermédiaire d'un inverseur 31 qui fournit un signal de blocage sur l'entrée En du compteur, ce signal de blocage constituant un signal d'inhibition Inc envoyé au module de comptage associé MO. Ce compteur COM1 compte donc N-p impulsions d'horloge avant d'envoyer le signal d'inhibition.En effet, il est bien connu que, selon l'ordre du filtre, p échantillons doivent être considérés comme non significatifs pour un filtre d'ordre p. Le compteur COM2 comprend un bouclage par l'intermédiaire d'un inverseur 32 entre sa sortie de retenue RC et son entrée "Load". Chaque fois qu'il atteint sa capacité maximum 2 6, il se recharge à la valeur 2 -NM-7-1 fournie par la mémoire PROM1. Les sorties de données du compteur COM2 fournissent des adresses Adr pour l'ensemble de mémoires MEM associé. Comme on le voit, le compteur COM2 fournit NM+7 adresses différentes qui varient cycliquement. On a choisi un nombre NM+7 supérieur à NM pour laisser le temps aux circuits de calcul du coefficient de réflexion d'effectuer le calcul de ce coefficient après la mise en mémoire des NM échantillons. Les capacités 28 et 216 des compteurs ont été choisies pour que le circuit de commande soit adapté aux valeurs maximales des nombres M et N, par exemple 64 et 128. Enfin, le circuit de commande comporte un circuit à retard 33 qui reçoit le signal Avr et fournit un signal d'avertissement de début de réponse retardé Avrr au circuit de commande suivant. La figure 6 représente une cellule de filtre en treillis FT et l'ensemble de mémoires MEM associé, ces deux éléments ayant la même constitution pour tous les ordres de filtrage. Les parties réelle et imaginaire des échantillons d'entrée et(n-l), f (n-l), du coefficient de réflexion Cr et des échantillons de sortie et(n), ft(n), sont identifiées respectivement par R et I. Les échantillons d'entrée sont envoyés à des mémoires 100 à 103 à écriture et lecture par l'intermédiaire d'interfaces à trois états 106 à 109 et, pour les échantillons f t (n-i) de la voie retardée, d'un registre à retard d'une période d'horloge 104 et 105. Les entrées de commande d'écriture-lecture R/W des mémoires 100 à 103 reçoivent le signal d'horloge Clk du dispositif à la fréquence d'échantillonnage.Les mémoires sont donc lues pendant la première moitié de la période d'horloge et écrites pendant la seconde moitié. Les bus d'entrée-sortie sont reliés, d'une part, aux interfaces 106 à 109 et, d'autre part, à des registres de sortie 110 à 113 commandés par le complément du signal d'horloge Clk. Enfin, les éléments binaires de signe S1, S2, Srl, Sr2 des parties réelle et imaginaire des échantillons d'entrée sont prélevés à l'entrée des interfaces 106à109 pour être envoyés vers le module de comptage de signes associe. Les mémoires 100 à 103 sont lues et écrites cycliquement sous la commande des adresses Adr reçues du circuit de commande CF associe. Le coefficient de réflexion Cr venant du module commun M2 est appliqué à deux registres d'entrée 120, 121 commandés par le signal Pc de prise en compte du coefficient fourni par le circuit de commande CF. La cellule de filtre en treillis FT comporte une partie voie directe FT' et une partie voie retardée FT" qui sont similaires. Chaque partie comprend quatre multiplieurs 131 à 134, 141 à 144 et deux additionneurssoustracteurs 135, 136, 145, 146 pour calculer le facteur à retrancher de l'autre voie dans les relations (1). Pour cela, la partie FT' comporte en outre un soustracteur 130 permettant d'inverser le signe de la partie imaginaire du coefficient Cr pour obtenir la valeur conjuguée Cr. Les facteurs ainsi calculés sont soustraits par des additionneurssoustracteurs 139 et 140, 149 et 150 aux échantillons d'entrée correspondants, convenablement retardés par des circuits à retard 137, 138, 147, 148 laissant aux multiplieurs 131 à 134, 141 à 144 et aux additionneurs-soustracteurs 135, 136, 145, 146 le temps d'effectuer leurs calculs.Les signaux de sortie filtrés et(n), f t (n) sont envoyés à l'ensemble de mémoires de l'ordre de filtrage suivant. La figure 7 est le schéma d'un module de comptage de signes MO quelconque. Le principe du calcul effectif du coefficient de réflexion à partir des relations (2), (3) et (4) va d'abord être expliqué. Dans ces relations, la fonction sign X est égale à +1 si X > 0 et égale à -1 si X 0. En conséquence, on a l'égalité où N T est le nombre total d'échantillons, où X. et Y. peuvent être les i i parties réelle et imaginaire d'un échantillon i et où le signe 0 représente la fonction OU exclusif. En supposant N T = (N-p)M, nombre total d'échantillons utiles sur la zone considérée et pour l'ordre p, on peut écrire les relations (2) et (3) sous la forme Ce sont les valeurs N'1 et N'2 que calcule le module de comptage de signes MO de la figure 7. il comprend donc quatre portes OU exclusif 40 à 43, un inverseur 44 connecté à la sortie de la porte 42, puis deux compteurs COM3 et COM4 dont les entrées de comptage sont reliées respectivement aux sorties des portes 40 et 41 et aux sorties de l'inverseur 44 et de la porte 43, par l'intermédiaire de deux multiplexeurs MUXI et MUX2 qui sont commandés par le signal d'horloge Clk. Ainsi, au cours d'une période d'horloge Clk, les compteurs sont reliés successivement aux deux portes associées et comptent les signaux fournis car ils sont euxmêmes commandés par un signal d'horloge Clk2 à fréquence double de celle du signal Clk. Le comptage est interrompu, par le signal d'inhibition Inc, p échantillons avant la fin de chacune des suites de N échantillons. A la sortie des compteurs COM3 et COM4, sont prévus des registres de prise de résultat 45, 46 commandés par le signal de prise de résultat Pr fourni par le circuit de commande associé CF. Enfin, la remise à zéro des compteurs est assurée par le signal Sc de remise à zéro fourni par ce même circuit de commande. On dispose donc en sortie du module MO des valeurs N'1 et N'2 dès la fin de l'enregistrement des NM échantillons. La figure 8 représente le schéma des premier et second modules communs de calcul M1 et M2 qui permettent d'obtenir le coefficient de réflexion à partir des valeurs N'1 et N'2. Les additionneurssoustracteurs 160 et 161, suivis de registres 162, 163, recevant la valeur NT = (N-p)M fournie par une mémoire morte PROM2, délivrent les N1 N2 valeurs NT - N'1 = et N'2 - NT = # Les valeurs absolues de cas 2 2 #2 grandeurs sont comparées à la valeur (N-p)M fournie par la 2 mémoire PROM2 pour déterminer s'il y a lieu de faire une correction de N1 N2 phase, c'est-à-dire de remplacer une de ces valeurs ou par #2 (N-p)M avec le signe adéquat, Pour cela, on prend, à l'aide des 2 additionneurs-soustracteurs 164 et 165, la valeur absolue de 2 et 2 en commandant l'opération d'addition ou de soustraction à zéro par l'élément binaire de signe Sil ou Si2 correspondant. Des comperateurs 166, 167 comparent les valeurs absolues obtenues à la valeur ##(N-p)M et leur sortie commande des multiplexeurs MUX3 et MUX4 pour choisir soit la N1 N2 #2 valeur ou si elle est inférieure en valeur absolue à (N-p)M, 2 2 2 soit cette dernière valeur affectée du signe voulu par des additionneurssoustracteurs 168, 169 commandés par l'élément binaire de signe correspondant Sil, Si2. Enfin, les multiplieurs 170, 171 effectuent la multi 2 plication par , de façon à obtenir les parties réelle et #2(N-p)M imaginaire du coefficient de réflexion après correction en phase, mais avant correction en module. Cette dernière correction est effectuée par le module commun M2. Celui-ci comprend des multiplieurs 180 et 181 suivis d'un additionneur 184 pour obtenir le carré du module du coefficient calculé par M1. Ce carré du module sert à adresser une mémoire morte PROM3 qui fournit en réponse une valeur égale à l'inverse de la racine carrée de la valeur d'adressage, c'est-à-dire l'inverse du module. Les multiplieurs 185 et 186, recevant ces valeurs de la mémoire PROM3 et les parties réelle et imaginaire du coefficient calculé par le module M1 convenablement retardées par les circuits à retard 182 et 183, fournissent alors les parties réelle et imaginaire du coefficient de réflexion Cr normalisé. La figure 9 montre des diagrammes de signaux du dispositif d'élimination de fouillis selon l'invention. Le signal Sf de synchronisation du circuit de commande considéré détermine le début de l'arrivée des NM échantillons de la zone perturbée prise en compte. Les suites de N échantillons sont annoncées par les impulsions du signal Avr. Au bout des NM échantillons, le signal Pr permet la prise en compte des résultats à la sortie du module MO et le signal Sc la remise à zéro de ce module. L'impulsion du signal Pc qui suit autorise la prise en compte du coefficient de réflexion calculé par les modules communs M1 et M2. Comme on le voit, ces modules communs ne sont donc utilisés par la cellule de filtre en treillis considérée (ici, la première) et les circuits associés que pendant le temps compris entre une impulsion du signal Sf et l'impulsion, qui suit immédiatement, du signal Pc. Le reste du temps, ces modules sont donc libres pour traiter des calculs de coefficients de réflexion pour les cellules de filtre des autres ordres. Ainsi, le signal Sfr synchronisant le circuit de commande de l'ordre suivant apparaît immédiatement après le signal Pc. Bien entendu, l'exemple de réalisation décrit n'est nullement limitatif de 1 invention. En particulier, il est clair que le dispositif selon l'invention a un fonctionnement du type "pipe-line" et qu'en conséquence, il peut traiter en continu successivement des zones de M cellules de résolution. Bien qu'on ait décrit l'invention en envisageant le cas d'une zone particulière perturbée, on peut donc découper le panorama radar en zones contiguës de M cellules de résolution qui sont traitées successivement par le dispositif selon l'invention. Le découpage est effectué par le redistributeur MT qui fournit séquentiellement les groupes de NM échantillons de chaque zone. REVENDICATIONS 1. Procédé d'élimination adaptative de fouillis dans un radar Doppler à impulsions à deux voies de réception en quadrature émettant avec une largeur de faisceau correspondant à une rafale de N impulsions, dans lequel on effectue une modélisation autorégressive des signaux de fouillis et un filtrage adapté du signal reçu retardé et dans lequel on choisit pour cela l'étendue de la zone perturbée par un écho de fouillis important en déterminant les rafales perturbées, c'est-à-dire en déterminant l'indice i de la première impulsion de la première rafale perturbée ainsi que le nombre E de ces rafales et, pour chaque rafale, les L portes en distance délimitant cette zone entre les distances dmin et dmax, ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il consiste :: - à estimer, pour chaque ordre d'un filtre en treillis commun, le coefficient de réflexion Cr moyen à partir des NM échantillons complexes du signal reçu des M=LE cellules de résolution de ladite zone perturbée; - à retarder ledit signal reçu du temps nécessaire au calcul desdits coefficients de réflexion ; et - à effectuer le filtrage dudit signal reçu retardé par un filtre en treillis commun utilisant ces coefficients de réflexion estimés. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'estimation des coefficients de réflexion est effectuée pour chaque ordre du filtre en treillis - en utilisant un estimateur dérivé du coefficient de corrélation de deux variables gaussiennes fournissant le coefficient de réflexion Cr à partir des signes des parties réelle et imaginaire des échantillons d'entrée selon les relations où sign désigne la fonction signe et où m, n et k sont les indices servant à repérer respectivement la cellule de résolution du radar, l'échantillon dans la réponse radar et la partie réelle (valeur 1) ou imaginaire (valeur 2) de cet échantillon; - en effectuant une correction de phase sur le coefficient de réflexion calculé en ramenant à la valeur 1 les valeurs absolues de ses parties réelle et imaginaire lorsqu'elles sont supérieures à 1 ; et - en effectuant une correction de module du coefficient de réflexion, en divisant les parties réelle et imaginaire dudit coefficient de réflexion par le module calculé avant correction de module. 3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le filtrage en treillis pour un ordre donné est réalisé à partir des échantillons d'entrée sur une voie directe e t (n-1) et sur une voie retardée ft(n-1) : - en retardant les échantillons de la voie retardée d'une période d'échantillonnage par rapport aux échantillons de la voie directe ; et - en calculant les échantillons de sortie de la voie directe e t (n) et de la voie retardée f t (n) selon les relations: et(n) = et(n-1) - Crf t (n-1)z f t (n) ft(n-1)z - et(n-l) où z est un opérateur retard et Cr est le coefficient de réflexion estimé pour l'ordre du filtre considéré. 4. Dispositif d'élimination adaptative de fouillis mettant en oeuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, pour un radar Doppler à impulsions à deux voies de réception en quadrature comportant un redistributeur (MT) des signaux reçus qui fournit à sa sortie des suites de N échantillons correspondant chacune aux signaux reçus d'une cellule de résolution de la zone perturbée, ledit dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend en série P cellules de filtre en treillis (FTI, ... FTP) précédées chacune d'un ensemble de mémoires (MEMI, MEM2, ... MEMP) assurant la mise en mémoire des signaux d'entrée pendant le temps nécessaire au calcul du coefficient de réflexion correspondant (Crl, Cr2, ...CrP) et le retard d'une période d'échantillonnage entre la voie retardée et la voie directe de la cellule de filtre en treillis, un module de comptage de signes (MOl, M02, ... MOP) associé à chaque cellule de filtre en treillis, un premier module commun (M1) de calcul des coefficients de réflexion et de correction de phase éventuelle à partir des valeurs fournies par lesdits modules de comptage, un second module commun (M2) en série avec le premier module pour effectuer la correction de module sur lesdits coefficients de réflexion et un circuit de commande de cellule de filtre (CF1, CF2, ...CFP) associé à chaque cellule de filtre en treillis pour commander le fonctionnement de l'ensemble de mémoires, de la cellule de filtre en treillis, du module de comptage de signes et des premier et second modules communs à partir des informations de synchronisation et de taille de zone fournies par le radar. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit ensemble de mémoires (MEMI, MEM2, ... MEMP) associé à une cellule de filtre donnée comprend des mémoires (100 à 103) pour enregistrer les suites d'échantillons venant de la cellule précédente, soit directement pour la voie directe, soit par l'intermédiaire de circuits de retard (104, 105) pour la voie retardée, les éléments de signe destinés au module de comptage (M01, M02, ...MOP) associé étant prélevés avant la mise en mémoire et les voies directe et retardée de l'ensemble de mémoires (MEMI) de la cellule d'ordre 1 recevant toutes deux les suites de N échantillons fournies par le redistributeur, en ce que la lecture et l'écriture dans lesdites mémoires (100 à 103) s'effectuent de manière alternée pendant chaque période d'échantillonnage, les adresses de mémoire étant fournies cycliquement par ledit circuit de commande associé (CF1, CF2, ... CFP), et en ce que chaque cellule de filtre en treillis (FTl, FT2, ... FTP) comporte des registres d'entrée (120, 121), commandés par le circuit de commande (CFI, CF2, ...CFP) associé pour ne prendre en compte la sortie du second module commun (M2) que lorsque le calcul du coefficient de réflexion correspondant est terminé, et des moyens de calcul (130 à 150) pour calculer, à partir des échantillons d'entrée e t (n-1) et ft(n-l) des voies directe et retardée après passage dans l'ensemble de mémoires associé et à partir du coefficient de réflexion Cr correspondant, les échantillons de sortie e t (n) et f t (n) selon les relations e t (n) = e t (n-l) - Crf t (n-l)z ft(n) = ft(n-1)z - C#et(n-1) où z est un opérateur retard. 6. Dispositif selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que chacun desdits modules de comptage de signes (M01, M02, ... MOP) comprend quatre portes OU exclusif (40 à 43), un inverseur (44), deux multiplexeurs (MUX1, MUX2) commandés par un signal d'horloge (Clk) à la fréquence d'échantillonnage, deux compteurs (COM3, COM4) commandés par une fréquence d'horloge double de la fréquence d'échantillonnage et deux registres de sortie (45, 46) pour effectuer, à partir des éléments binaires de signe des échantillons d'entrée de la cellule de filtre associée, le calcul des deux grandeurs N'1 et N'2 telles que où S1, S2, Srl et Sr2 sont les éléments binaires de signe respectivement des parties réelle et imaginaire des échantillons d'entrée sur les voies directe et retardée de la cellule de filtre correspondante et où NT = (N-p)M est le nombre total d'échantillons pris en compte pour le calcul, p étant l'ordre de la cellule de filtre en treillis considérée. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le premier module commun (M1) de calcul, permettant le calcul du coefficient de réflexion Cr corrigé en phase selon la relation générale Cr = N1 + jN2 #2NM comprend des premiers moyens (160 à 163) pour calculer les valeurs Ni = N N 1 N'i et 2 = N 2 - N , des seconds moyens (164 à 169, MUX3, MUX4) @ @ = NT - N @ et = N 2 - NT, des seconds moyens (104 a 109, N1 N2 pour comparer la valeur absolue desdites valeurs et à la 72 valeur 2 NT et la remplacer par cette dernière si celle-ci est plus petite et des troisièmes moyens (170, 171) pour obtenir les parties réelle et imaginaire du coefficient de réflexion avant correction de module en multipliant les valeurs @/@ et 2 par la T 2 T par la constante #2(N-p)M @2 2 les constantes NT = (N-p)M, NT et étant fournies par une @ #2NT mémoire morte (PROM2) adressée par le circuit de commande (CF1, CF2, CFP) de la cellule de filtre correspondante, et en ce que le second module commun (M2) comprend des moyens (180, 181, 184) pour calculer le module du coefficient fourni par ledit premier module commun (M1) et des moyens (182, 183, 185, 186, PROM3) pour diviser les parties réelle et imaginaire du coefficient fourni par ledit premier module commun par le module ainsi calculé, de manière à fournir en sortie le coefficient de réflexion Cr corrigé.