FR 2737577 A1 19970207 FR 8601055 A 19860124 PROCEDE ET DISPOSITIF DE TRAITEMENT DE SIGNAUX RADAR PAR AFFINAGE DOPPLER La présente invention se rapporte au traitement des signaux d'un radar de cartographie aéroporté. L'obtention de cartes radar de bonne qualité est nécessaire pour effectuer la reconnaissance d'objectifs au sol (tels que carrefours, ponts). La qualité de ces cartes dépend essentiellement de la résolution en distance et en gisement du radar. Or la résolution naturelle en gisement est égale à l'ouverture du faisceau d'antenne. En mode "cartographie", cette résolution est insuffisante et doit être améliorée par un traitement spécifique consistant à "affiner" artificiellement le faisceau. Une technique d'affinage consiste à utiliser l'effet Doppler produit par le déplacement du porteur par rapport au sol pour séparer angulairement les échos de sol. Le traitement consiste à faire une corrélation entre le signal reçu et un signal théorique, ou signal de référence, afin d'éliminer du signal reçu tous les échos provenant de cibles non situées dans une direction déterminée. Ce traitement est mis en oeuvre différemment suivant le type de radar de cartographie utilisé. Il existe en effet deux types de radars de cartographie: les radars "S.L.A.R" ("Side Looking Airborne Radar") et les radars dits "de pointe avant". Les radars "S.L.A.R" sont des radars à antenne latérale, c'est-à-dire dans lesquels le faisceau d'antenne, d'ouverture GA, est fixe, I'axe A de ce faisceau faisant en permanence un angle de 90" avec la direction de déplacement du porteur (voir figure 1).L'intérêt de ce type de radar est que la résolution en gisement est maximale à 90". En effet la fréquence Doppler Fd réémise par une cible C située dans une direction faisant un angle a avec le vecteur vitesse du porteur s'exprime en fonction de l'angle a sous la forme: 2V Fd(a) = X cos o (où V est la vitesse du porteur et X la longueur d'onde du signal émis). La dérivée de cette fonction s'exprime en fonction de sin o et est donc maximum pour a = 900. Ce type de radar a cependant pour inconvénient de ne permettre la localisation de cibles que lorsque le porteur passe à côté de celles-ci et est donc inutilisable lorsqu'on souhaite localiser des cibles situées devant le porteur. Pour ce type d'application notamment, on a recours aux radars "de pointe avant". Dans ce type de radar le faisceau d'antenne, d'ouverture eA, balaye en permanence une zone angulaire comprise entre +o1 par rapport au vecteur vitesse du porteur (voir figure 2). Dans les radars "S.L.A.R.", la fréquence Doppler Fd réémise par toute cible varie, au cours de sa durée d'éclairement par le 2V #A faisceau, de # cos (90 - 2 ), lorsque la cible commence à être éclairée, à 2V cos (900 + 2 ) lorsque la cible finit d'être éclairée, en passant par 0, lorsque la cible se trouve dans l'axe du faisceau. L'affinage Doppler peut alors s'effectuer par corrélation entre d'une part un signal de référence présentant au cours du temps d'éclairement d'une cible dite de référence située dans une direction déterminée, une telle variation de fréquence Doppler et d'autre part le signal effectivement reçu par le radar pendant cette durée.Ce dernier comporte en effet un "mélange" de fréquences Doppler provenant de cibles situées dans diverses directions et n'ayant par conséquent pas toutes la même loi de variation de fréquence Doppler que la cible de référence au cours de la durée d'éclairement de celleci car, suivant la localisation de ces cibles par rapport à la cible de référence, elles commencent ou finissent d'être éclairées plus ou moins tôt que celleci. Ainsi, seules les cibles situées dans la même direction que la cible de référence pour une période considérée sont conservées à l'issue de la corrélation. Un tel traitement n'est pas applicable aux radars "de pointe avant" car la fréquence Doppler réémise par une cible située dans une direction D faisant un angle a avec le vecteur vitesse du porteur est alors pratiquement fixe et égale à 2V cos a pendant toute sa durée d'éclairement. Dans un tel radar l'ordre de grandeur relatif de la vitesse du porteur et de la vitesse de balayage de l'antenne est en effet tel que l'angle o est pratiquement constant au cours de la durée d'éclairement de la cible considérée. Les méthodes de traitement connues pour les radars "de pointe avant" consistent à effectuer un traitement préalable afin de se placer artificiellement dans le cas du radar "S.L.A.R" puis à utiliser tel quel le traitement décrit précédemment pour les radars "S.L.A.R.". Ce traitement préalable consiste en une transposition de la fréquence Doppler des signaux reçus, par la fréquence Doppler réémise par une cible fictive qui serait en permanence sur l'axe du faisceau au cours de la durée d'éclairement d'une cible déterminée C, située dans une direction faisant un angle a avec le vecteur vitesse du porteur.La fréquence Doppler de cette cible fictive varie en effet, au cours de la durée d'éclairement de la cible réelle C, de 2V cos (o - 2 A , lorsque la cible réelle commence à être éclairée, T 2 la direction de l'axe du faisceau étant alors &alpha;- s à 2V cos(&alpha; + #A), lorsque la cible réelle finit d'être éclairée, # 2 la direction de l'axe du faisceau étant alors a + 2 en passant par 2V cos o, lorsque l'axe du faisceau se trouve dans la direction de la cible réelle. Le signal transposé ayant la même allure que le signal reçu dans le cas du radar "S.L.A.R.", le même traitement par corrélation que dans le cas du radar "S.L.A.R." peut être effectué. Cette transposition préalable a cependant pour inconvénient de compliquer le traitement et d'accroître inutilement le volume de calculs nécessaires à sa mise en oeuvre. La présente invention a pour objet un procédé et un dispositif de traitement permettant notamment de réduire le volume de calculs nécessaires. Le procédé de traitement suivant l'invention est essentiellement caractérisé en ce qu'il consiste à - mémoriser pour chaque cellule de résolution en distance du radar N échantillons successifs du signal reçu par le radar, correspondant au signal reçu au cours de N récurrences successives, ces N récurrences comportant la récurrence relative au gisement considéré GA de l'antenne et les N-1 récurrences précédentes (avec ## N # , où #A est l'ouverture du faisceau d'antenne, # la #TR vitesse de rotation de l'antenne et TR = - générer à une fréquence d'échantillonnage FR égale à la fréquence de récurrence du radar N échantillons successifs d'un signal de rétérence de fréquence Doppler déterminée correspondant à un #A gisement déterminé G0 (avec G0 = Ga~ suivant le sens de 2 rotation de l'antenne);; - mémoriser les N échantillons ainsi générés; - effectuer, pour chaque cellule de résolution en distance du radar, une corrélation entre les N échantillons mémorisés du signal reçu et les N échantillons mémorisés du signal de référence, afin d'éliminer tous les échos provenant de cibles non situées dans la direction de gisement G0 ; - renouveler les opérations précédentes pour différents gisements GA de l'antenne, distants entre eux de .TR. D'autres objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, faite en relation avec les dessins ciannexés dans lesquels: - les figures I et 2 (décrites précédemment) sont relatives à l'état de la technique; - les figures 3a et 3b sont des diagrammes destinés à illustrer le principe du traitement suivant l'invention; - la figure 4 est un schéma synoptique d'un dispositif de traitement suivant l'invention; - les figures 5 à 8 sont des schémas montrant plus en détail les éléments constitutifs de la figure 4. On se réfère maintenant aux figures 3a et 3b pour expliquer le principe de l'invention. On considère une cible C située dans une direction D faisant un angle o avec le vecteur vitesse V de l'avion (porteur), à une certaine distance "d" du radar R. Du fait de la vitesse de rotation de l'antenne, de l'ouverture #A du faisceau d'antenne et du fonction nement par récurrence du radar à la fréquence FR = 1 ,cette FR TR cible C bénéficie d'un éclairement pendant N récurrences, avec #A N = . #.T@ On a ainsi représenté sur la figure 3a la position du faisceau ère et la ième pour la 1 et la N récurrence, l'axe du faisceau ayant dans le premier cas une direction A1 et dans le dernier cas une direction AN, avec le sens de rotation indiqué. L'angle o étant pratiquement fixe pendant toute la durée d'éclairement de la cible C, la fréquence Doppler Fd réémise par cette cible pendant toute cette durée d'éclairement est fixe. Si l'on considère par ailleurs une direction déterminée, ou direction de référence liée à l'antenne, par exemple dans le cas considéré la direction AN correspondant à l'axe du faisceau pendant la Nième récurrence, faisant un angle &alpha; - #A/2 avec la direction # de l'avion, la fréquence Doppler Fd réémise par une cible fictive qui o serait située dans une direction appelée direction de référence liée à l'écho, et faisant avec le vecteur vitesse V de l'avion un angle a égal #A à l'angle &alpha;; - entre la direction de référence liée à l'antenne et #A le vecteur vitesse de l'avion, augmenté de , est également fixe 2 au cours du temps d'éclairement de cette cible, où elle coexiste avec la fréquence Doppler réémise par la cible réelle C. Le même raisonnement peut être tenu pour des cibles autres que la cible C, la fréquence Doppler réémise par ces cibles étant également fixe au cours de leur temps d'éclairement, et en particulier au cours de la fraction de ce temps d'éclairement qui est commune avec le temps d'éclairement de la cible fictive, en considérant toujours la même direction de référence.Ces différentes cibles étant ainsi définies chacune par une fréquence Doppler qui lui est propre, il est possible d'éliminer par corrélation toutes les cibles qui ne seraient pas situées dans la même direction que la direction de référence liée à l'écho, étant entendu qu'une telle corrélation est effectuée successivement pour plusieurs directions de référence afin de réaliser un affinage Doppler complet sur toute la zone angulaire balayée par l'antenne. Cette corrélation est effectuée à partir d'un certain nombre d'échantillons du signal reçu et à partir d'un nombre correspondant d'échantillons du signal de référence. Un moyen simple de disposer d'un certain nombre d'échantillons du signal reçu pour une cellule de résolution en distance donnée correspondant par exemple à la distance "d" de la cible C est de mémoriser les N échantillons du signal reçu pendant le temps d'éclairement de la cible C considérée, soit pendant la récurrence considérée et pendant les N-l récurrences précédentes. On a ainsi représenté sur la figure 3a en traits hâchurés une cellule de résolution en distance du radar éclairée au cours de la Nième récurrence.La phase de chacun des N échantillons du signal Doppler de fréquence fixe Fd réémis par une cible telle que C s'écrit respectivement, pour chacune des N récurrences: 2#FdTR, 2#Fd(2TR), ... 2#Fd(NTR)en prenant par exemple comme origine des temps le début de la première récurrence. Un moyen simple de générer un nombre N d'échantillons du signal de référence, correspondant aux N récurrences successives considérées, est d'utiliser un intégrateur permettant à partir de la fréquence fixe Fd0, de générer une suite de phases linéaire telle que 2 # Fd0(TR), 2 # Fd0 (2TR)... 2 # Fd0(NTR), en prenant la même origine des temps que précédemment. A titre d'exemple, on a représenté-sur la figure 3b, suivant une représentation vectorielle, N échantillons du signal reçu au cours de N récurrences successives en indiquant la phase de chacun des vecteurs correspondants, dans le cas où le signal comporterait un écho unique de fréquence Doppler Fd. L'opération de corrélation consistant à faire tourner chaque vecteur de rang "n" d'une quantité égale à 2 'r Fd (nTR), et à faire la somme des N vecteurs ainsi 0 obtenus, on voit que le vecteur résultant obtenu à l'issue de la corrélation a une amplitude maximum (obtention d'un pic de corré- lation) pour Fd = F c'està-dire pour une cible C située dans la d0 direction de référence liée à l'écho. Pour une récurrence donnée le même traitement est effectué successivement pour les différentes cellules de résolution en distance du radar, soit au total M cellules de résolution en distance, d'où une mémorisation des échantillons du signal reçu dans une mémoire organisée en M lignes, correspondant à ces M cellules de résolution en distance, et en N colonnes, correspondant aux N récurrences successives, cette mémoire étant écrite colonne par colonne et lue ligne par ligne. Pour une cellule de résolution en distance donnée, chaque nouvelle récurrence donne lieu à un nouveau traitement, à partir du signal reçu au cours de cette récurrence et des signaux reçus au cours des N-l récurrences précédentes. Pour une cellule de résolution distance donnée, les traitements successifs ainsi effectués se chevauchent donc dans la mesure où un certain nombre de récurrences sont utilisées en commun pour ces différents traitements. Ainsi dans le cas de l'exemple considéré à la figure 2, le traitement lors de la Nième récurrence se fait à partir des signaux @@@@ reçus au cours de N récurrences allant de la première à la Nieme le traitement lors de la (N+1)ième récurrence se ferait à partir des signaux reçus au cours de N récurrences allant de la 2ième à la (N+l)leme, et ainsi de suite, d'où une écriture de la mémoire des signaux reçus conservant les données les plus récentes et écrasant l'information la plus ancienne. On se réfère maintenant à la figure 4 qui décrit l'architecture générale du dispositif de traitement suivant l'invention. Le signal radar reçu par ce dispositif pour une récurrence donnée et pour une cellule de résolution en distance donnée stex- prime classiquement sous la forme de deux composantes en quadrature X5 et YS s'exprimant elles-mêmes l'une en fonction de cos (2 xr Fdt) et l'autre en fonction de sin (2 lr Fdt) où Fd désigne la fréquence Doppler réémise par une cible relativement à la récurrence et à la cellule de résolution en distance considérées, étant entendu que le signal reçu est en fait la superposition des composantes (X5, Y5) provenant de diverses cibles relativement à la récurrence et à la cellule de résolution en distance considérées. Les signaux d'entrée XS, YS sont sous forme numérique, l'échantillonnage des signaux étant commandé à partir de signaux de synchronisation pendant un nombre déterminé M de cellules de résolution en distance de chaque récurrence radar. Le dispositif de traitement suivant l'invention comporte tout d'abord un transformateur de coordonnées 1, afin d'opérer ultérieurement non pas en coordonnées cartésiennes (Xs, Y5) mais en coordonnées polaires (p5, #S) ce qui permet de réduire sensiblement le volume de calculs nécessaires au traitement. Le transformateur de coordonnées 1 assure la transformation: Le dispositif de traitement suivant l'invention comporte ensuite une mémoire de signal reçu 2, organisée en M lignes correspondant à M cellules de résolution en distance et en N colonnes correspondant à N récurrences, cette mémoire permettant de mémoriser les différents échantillons ( PS GS) délivrés par le transformateur de coordonnées 1. Le dispositif de traitement suivant l'invention comporte également un corrélateur 3 permettant d'effectuer successivement pour chacune des M lignes de la mémoire de signal 2, une corrélation entre les N échantillons de signal reçu (P5, #S) stockés dans cette ligne et les N échantillons du signal de référence (Pli' eR) stockés dans une mémoire de référence 4. Les échantillons du signal de référence ( PR, eR) sont délivrés par un générateur de signal de référence 5 qui reçoit pour cela un certain nombre d'informations d'un opérateur arithmétique 6, cet opérateur arithmétique recevant lui-même un certain nombre de paramètres relatifs au radar et à l'avion. Il est par ailleurs prévu un dispositif 7 de correction de la fréquence de référence calculée, dont le rôle sera expliqué ultérieurement. Le signal Z de sortie du dispositif de traitement, ou signal vidéo affiné, est obtenu en sortie du corrélateur 3. On décrit maintenant de façon plus détaillée chacun des blocs de la figure 1. Selon la figure 6, le stockage des signaux reçus est effectué dans une mémoire 21 à accès aléatoire de taille N x M. Une mémoire auxiliaire 20 de taille M + M architecturée en "flip-flop" assure la réception des échantillons en provenance du transformateur de coordonnées 1 et l'inscription des échantillons de la récurrence précédente dans la mémoire 21. La réception est effectuée au rythme de l'échantillonnage et l'inscription au rythme de calcul du corrélateur. Pendant un cycle de calcul, les N échantillons correspondant à la cellule de résolution en distance traitée sont lus dans la mémoire 21 et transmis au corrélateur. Le corrélateur 3 est constitué par une série de N opérateurs élémentaires associés d'une part à une des N mémoires élémentaires (ou colonnes) de la mémoire 21 et d'autre part à une des N mémoires élémentaires (ou colonnes) de la mémoire de référence 4. La génération du signal de référence se fait également en coordonnées polaires. La fréquence Doppler de référence Fd s'exprime sous la forme Fado X cos a0 soit en considérant les pro jections S0 (site) et Go (gisement) de l'angle o0 respectivement dans le plan vertical et dans le plan horizontal ainsi que les projections et VV > du vecteur vitesse dans ces deux plans: 2VH 2VV Fd0=[ cosG0cosS0- cosG0sin ## avec G# = GA + #/@ (suivant le sens de rotation de l'antenne), où GA est le gisement de l'axe du faisceau de l'antenne à l'instant considéré. La génération du signal de référence nécessite donc la connaissance du gisement instantané GA de l'antenne, du site S0 de la cellule de résolution en distance traitée et des composantes VH et VV du vecteur vitesse de l'avion. Les incertitudes de mesure des paramètres VH, VV et nécessitent l'utilisation d'un dispositif 7 de correction de la fréquence calculée pour l'élaboration du signal de référence. Lorsque le gisement de l'antenne est voisin de zéro, la fréquence moyenne des signaux reçus est centrée sur la valeur 2VH 2VV fd0r = cosSm - sin 5m (oùSm désigne le site moyen de # # la zone de terrain éclairée par le faisceau). Cette fréquence moyenne Fd est comparée à la fréquence Fd calculée à partir des #0@ #0@ paramètres estimés VH, VV et Sm fournis par le système de 2VH 2Vv navigation:Fd@ = #/# cos Sm 1 V sin Sm. La différence après Oc filtrage constitue le signal d'erreur dont il est tenu compte dans la génération du signal de référence. Le site des cellules de résolution en distance variant peu d'une cellule à l'autre, le signal de référence n'est calculé que toutes les "m" cellules de résolution en distance, soit M calculs par recur M m rence, d'où une mémoire de référence de m lignes et N colonnes. La génération du signal de référence est décrite à la figure 7. M Pendant une récurrence les m fréquences F correspondant aux m d0 m tranches de site de la récurrence suivante sont calculées par l'opérateur arithmétique 6, suivant la formule donnée précédemment. Le calcul de chaque fréquence est effectué par l'opérateur arithmétique, suivant la formule donnée précédemment, à partir des paramètres avion et radar (VH, VV, X, Cg, S et en tenant compte du terme de correction fourni par le correcteur de fréquence 7. M/m phases initiales #0 correspondant aux différentes fréquences Fd0 et fonction de l'origine des temps choisie sont ainsi stockées dans une mémoire 25.Pour chaque tranche de site, un intégrateur 24 fournit, à partir de la valeur de phase initiale e0 correspondante, les N valeurs de phase #R du signal de référence. Comme on le verra ultérieurement, les N valeurs du module PR du signal de référence sont générées par un circuit 28 en fonction du produit V. sin Go fourni par l'opérateur arithmétique 6. Ces N valeurs de module #R associées aux N valeurs de phase #R constituent le signal de référence qui est stocké dans la mémoire de référence 4 (figure 1 ou 6). L'opération de corrélation consiste à effectuer les calculs: Z étant le module du signal de corrélation, ou signal vidéo affiné. Le corrélateur 3 est constitué de N opérateurs élémentaires et de deux circuits accumulateurs. Selon la figure 8 chaque opérateur élémentaire 29n est constitué d'une table de transcodage 30n délivrant les signaux cos(#S-#R) et sin (#S-#R), d'un multiplieur 31n effectuant le produit #S . #R, et de multiplieurs 32n et 33n délivrant les termes xcn = #S . #R . cos(#S - #R) et = = #@# . pu . sin (## - 4p). Deux accumulateurs 34 et 35 délivrent les signaux corrélés xcn et. Ycn (où les dif fervents signaux xcn et YCn proviennent des différents operateurs élémentaires tels que l'opérateur 29n) Le module Z du signal vidéo affiné peut être approché par la formule suivante:: Z = Max [Xc, Yc ] + Min [Xc, Yc] où Max [Xc, Yc] désigne la plus élevée des valeurs Xc et Yc w et Min [Xc, Yc] la plus faible des valeurs Xc et Yc Le module Z du signal vidéo affiné est obtenu en utilisant simplement un comparateur 36 qui compare les valeurs Xc et Yc, et qui commande des circuits de décadrage (ou décalage binaire) 37 et 38 permettant de calculer respectivement les termes 2 Xc et 2 Le module Z est obtenu en sortie d'un additionneur 39. Ainsi si Xc > Yc' Z = Xc + Yc et si Xc # Ycs Z =2 Xc + Yc Le procédé de traitement suivant l'invention peut être amélioré en effectuant une séparation des échos reçus en fonction de leur rang d'ambiguité en distance. Cette séparation est obtenue d'une part en effectuant un codage de la phase du signal émis, tel que certaines impulsions sont déphasées de 1800, et d'autres non, suivant une séquence aléatoire, et d'autre part en déphasant identiquement les échantillons reçus, de façon à ce que seuls les échos non ambigus ne soient pas altérés à l'issue de ces deux opérations, les échos ambigus étant rejetés. Les tableaux suivants illustrent les opérations effectuées, pour un exemple particulier de séquence aléatoire, respectivement dans le cas d'un écho non ambigu et dans le cas d'un écho ambigu. n 123 N c 0 1 1 - - - - - - 0 ##E 0 # # - - - - - - . 0 AX O w w O ##E+##R 0 o 0 0 n 1 2 3 - - - - - - N c 0 1 1 - - - - - - 0 ##E 0 # # - - - - - - 0 ##R 0 0 # - - - - - - # ##E+##R 0 # 0 - - - - - - # On considère une séquence aléatoire "c" de N chiffres "0" ou "1", où N est égal au nombre de récurrences successives prises en compte dans l'opération de corrélation. L'impulsion de signal émis lors de la nième récurrence est déphasée d'une quantité ##E égale à 0 ou # suivant que le chiffre de rang "n" de la séquence aléatoire "c" est égal à 0 ou 1. Les ieme échantillons du signal reçu lors de la n récurrence sont déphasés d'une quantité ### égale au déphasage A appliqué à l'émission lors de cette même récurrence. Ainsi, pour un écho non ambigu, c'est-àdire tel que l'émission et la réception correspondante interviennent au cours d'une même récurrence, la somme A + ##R est toujours égale à 0, quel que soit le numéro n de la récurrence.En revanche, pour un écho ambigu, la somme ##E + 66R n'est pas toujours égale à 0 sur l'ensemble des N récurrences. Ainsi seuls les échos non ambigus ont une loi de phase linéaire au cours des N récurrences. Par conséquent seuls les échos non ambigus et situés de plus dans une direction identique à la direction de référence sont conservés à l'issue de l'opération de corrélation. Le déphasage des échantillons reçus de la quantité A est effectué par exemple dans le transformateur de coordonnées 1 tel que représenté sur la figure 5. Ce transformateur de coordonnées comporte deux mémoires mortes 10 et 11 contenant respectivement des tables de transcodage permettant, à partir des composantes XS et YS, d'obtenir les composantes p5 et #S telles que: YS et #S = Arc tg XS La mémoire 11 fournissant la phase #S est par ailleurs adressée par le signal "c" (séquence aléatoire appliquée à l'émission) afin d'apporter un déphasage supplémentaire 0 ou # suivant le rang n de la récurrence considérée. On explique maintenant la génération du module #R des N échantillons du signal de référence. D'une manière générale, le module #R de la totalité de ces N échantillons pourrait être choisi égal à une valeur quelconque, et de préférence égal à l'unité pour des raisons de simplification. Le module #R peut aussi être modulé par une loi de pondération permettant d'améliorer la fonction de corrélation. Cependant, conformément à un autre aspect de l'invention, le module de chacun des échantillons du signal de référence est calculé de façon à assurer une adaptation du nombre N d'échantillons du signal de référence en fonction du produit V. sin Cg, cette adaptation permettant elle-même d'assurer une suppression des "pics secondaires" de corrélation. En effet, le signal rediffusé par une cible unique de gisement G et de site nul engendre un signal échantillonné à la fréquence FR, de fréquence : 2V Fd =| cos G|mod F@ #A Comme on l'a vu précédemment, ce signal est échantillonné à la fréquence FR et est mémorisé sur N échantillons en considérant la durée totale d'éclairement de la cible. A l'issue de cette durée totale d'éclairement, le gisement de l'antenne est égal à GA = G0 + A/2 (#A étant l'ouverture du faisceau) et le signal ainsi mémorisé est alors corrélé avec un signal de référence de fréquence 2V Fd0 = | cos G0| mod FR un signal vidéo Z étant obtenu en # sortie du corrélateur. A la récurrence suivante, la cible considérée n'est plus éclairée par le faisceau, et le nouvel échantillon mémorisé a par conséquent une valeur nulle. L'antenne s'est déplacée de AG = nTR et la fré quence Fd du signal de référence est égale à kV cos (Go + AG). La @0 mémoire de signal reçu contient alors N-1 échantillons correspondant à la cible considérée. En supposant AG positif, la fréquence du signal de référence à diminué de: 2V 2V 2V cos G0 - cos (G0 + #G) = sin G0 . #G # # # Au bout de L récurrences, I'antenne s'est déplacée de L.AG = L. n. TR.La fréquence du signal de référence est alors égale à : ILV cos (G0 + L. AG)Imod FR Or il se peut que ce nombre L soit tel que l'on ait: 2V 2V cos(G0 + L . #G) = cos G + FR # # ou encore: |2V cos G0 + L . #G| mod FR = |2V cos G | mod FR # # Dans ce cas, la fréquence du signal de référence est à nouveau égale à la fréquence du signal engendré par la cible. Or pendant ces L récurrences, L échantillons de valeur nulle ont été rangés en mémoire. Par conséquent, si L Si on avait choisi AG Le fonctionnement n'est donc correct que si L > N. On est en effet certain qu'il n'y a plus alors en mémoire aucun échantillon relatif à la cible considérée. On peut calculer la valeur de L correspondante: 2V 2V cos(G0 + L . #G) = cos G + FR # # 2V sin G0 . L . #G = FR # # . FR2 soit L = 2. V. sin G0 X et FR étant constants, la valeur de L décroît lorsque le produit V. sin Go croît et la relation L > N n'est ainsi contraignante qu'aux forts gisements, lorsque la vitesse est élevée. Dans ce cas le problème peut être résolu en diminuant la valeur de N. Concrètement, la mémoire de signal reçu contient toujours N échantillons, mais la corrélation est effectuée sur un nombre N' inférieur à N, les échantillons extrêmes de la mémoire n'étant pas pris en compte lorsque L N' = N -2 (N - L) = 2L - N Pratiquement, ceci est réalisé en forçant les échantillons extrêmes du signal de référence à zéro, ce qui donne le même résultat.Le nombre d'échantillons nul est égal à zéro lorsque le #FR2 produit V . sin G0 est inférieur à la valeur et il est fonction 2N #FR2 du produit V . sin G0 lorsque celui-ci dépasse la valeur .C'est 2N pourquoi le circuit 26 de la figure 7, qui délivre le module R des N échantillons du signal de référence comporte une mémoire morte 28 adressée par un compteur 27 délivrant le rang de l'échantillon et par un mot représentatif de la valeur V. sin G délivrée par l'opérateur arithmétique 6. On a supposé le site de la cible nul car ce cas est le plus défavorable. Le site des zones observées étant en général très faible, ce paramètre n'est pas pris en compte pour le calcul de N'. On n'a pas tenu compte de la loi d'éclairement de l'antenne en supposant que la cible était ou non éclairée par le faisceau. La prise en compte de cette loi ne change pas le principe précédent mais seulement la loi de calcul de la valeur N' en fonction du produit V. sin G0. On a supposé la présence d'une seule cible. L'opération de corrélation étant linéaire, le problème reste identique en présence de plusieurs cibles. REVENDICATIONS 1. Procédé de traitement de signaux radar par affinage Doppler, destiné à un radar aéroporté du type "de pointe avant", caractérisé en ce qu'il consiste à: - mémoriser pour chaque cellule de résolution en distance du radar N échantillons successifs (P5, #S) du signal reçu par le radar, correspondant au signal reçu au cours de N récurrences successives, ces N récurrences comportant la récurrence relative au gisement considéré GA de l'antenne et les N-1 récurrences précédentes (avec #A N # , où #A est l'ouverture du faisceau d'antenne, # la #.TR vitesse de rotation de l'antenne et TR = 1/FR;; -générer à une fréquence d'échantillonnage FR égale à la fréquence de récurrence du radar N échantillons successifs (PR, #R) d'un signal de référence de fréquence Doppler déterminée Fdn correspondant à rotation de l'antenne); - mémoriser les N échantillons ainsi générés; - effectuer, pour chaque cellule de résolution en distance du radar, une corrélation entre les N échantillons mémorisés du signal reçu et les N échantillons mémorisés du signal de référence, afin d'éliminer tous les échos provenant de cibles non situées dans la direction de gisement G0; - renouveler les opérations précédentes pour différents gisements GA de l'antenne, distants entre eux de .TR 2.Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les N échantillons du signal de référence, de fréquence Doppler déter minée Fd s sont obtenus en générant une suite de phases (#R) 0 linéaire (2 # Fd0 (TR), 2 # Fd0 (2TR)... 2 # Fd0 (NTR)). 3. Procédé selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les échantillons de divers rangs "n" d'une suite de N échantillons du signal reçu par le radar au cours de N récurrences successives sont déphasés suivant une séquence aléatoire, les signaux émis par le radar au cours de ces N récurrences étant déphasés suivant la même séquence. 4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le nombre N d'échantillons du signal de référence est adapté en fonction du produit V . sin G0, étant maintenu à la valeur N si X FR2 V . sin G0 #FR2 V. sin G0 > 2N , afin d'assurer une suppression des pics secondaires de corrélation (V désignant la vitesse du porteur). 5. Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une des revendications 1, 2, 3 et 4, caractérisé en ce qu'il comporte: - des moyens (2) pour mémoriser, pour chaque cellule de résolution en distance du radar, N échantillons successifs du signal reçu par le radar, correspondant au signal reçu au cours de N récurrences successives, ces N récurrences comportant la récurrence relative au gisement considéré GA de l'antenne et les N-1 récurrences précé #A dentes (avec N # , où #A est l'ouverture du faisceau #.TR d'antenne et # la vitesse de rotation de l'antenne);; - des moyens (S) pour générer à une fréquence d'échantillonnage FR égale à la fréquence de récurrence du radar N échantillons successifs d'un signal de référence de fréquence déterminée corres #A pondant à un gisement déterminé G0 (avec G0 = GA ~ 2 - des moyens (4) pour mémoriser les N échantillons ainsi générés; - des moyens (3) pour effectuer, pour chaque cellule de résolution en distance du radar, une corrélation entre les N échantillons mémo- risés du signal reçu et les N échantillons mémorisés du signal de référence, afin d'éliminer tous les échos provenant de cibles non situées dans la direction de gisement Cg ; - des moyens pour renouveler les opérations précédentes pour différents gisements GA de l'antenne, distants entre eux de n .TR. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens pour générer N échantillons successifs du signal de référence comportent un intégrateur (24) apte à fournir une suite de phases linéaire. 7. Dispositif selon l'une des revendications 5 et 6, caractérisé en ce que les moyens pour mémoriser les échantillons de signal reçu comportent une mémoire (21) à M lignes et N colonnes (où M désigne le nombre de cellules de résolution en distance du radar) écrite colonne par colonne et lue ligne par ligne. 8. Dispositif selon l'une des revendications 5, 6, et 7 pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens (5) pour générer la suite de N échantillons (PR' du du signal de référence comportent des moyens (28) pour forcer à zéro le module des échantillons extrêmes situés en début et en fin AFR2 de cette suite, dans le cas où V. sin Go > 2N