FR 2710416 A1 19950331 FR 8500205 A 19850108 Procédé et dispositif de radar à impulsions opérant en agilité de fréquence avec traitement Doppler cohérent, et affinage Doppler. L'invention concerne les radars à impulsions. Dans la technique des radars, il est courant de parler de "traitement cohérent". Cette expression recouvre deux réalités différentes : en premier lieu, le traitement cohérent à l'intérieur de chaque impulsion émise, tel qu'on le réalise dans la "compression d'impulsions"; en second lieu, le traitement cohérent d'impulsion à impulsion, qui s'effectue non plus seulement sur une seule impulsion, mais au contraire sur une suite d'impulsions émises par le radar. L'expression "traitement cohérent" vise ici le second cas, c'est-à-dire le traitement cohérent d'impulsion à impulsion. Le traitement cohérent d'impulsion à impulsion est utilisé dans tous les radars Doppler à fréquence fixe. I1 est également utilisé dans les systèmes radar dont la fréquence porteuse est modulée linéairement en fréquence, pour obtenir, par filtrage des signaux reçus, une meilleure résolution en distance. A côté de cela, on connaît des systèmes radar qui émettent en agilité de fréquence, c'est-à-dire que les impulsions successives sont émises sur une fréquence qui est choisie pratiquement au hasard à l'intérieur d'une plage prédéterminée de fréquences porteuses. Les échos reçus en correspondance avec chaque impulsion émise sont traités après compensation de cette agilité de fréquence. Mais, jusqu'à présent, ce traitement n'a pas été un traitement cohérent d'impulsion à impulsion. L'un des buts de la présente invention est de permettre un tel traitement cohérent, dans un système radar qui soit agile à l'émission, avec une fréquence d'émission modulée, en particulier linéairement. Par ailleurs, dans certaines applications, il est souhaitable de déterminer l'inclinaison de la cible, c'est-à-dire l'angle entre la direction d'observation et l'axe principal de la cible, qui est par exemple un navire. Complexe, la mesure de cette inclinaison n'a pas, jusqu'à présent, été réalisée de manière satisfaisante, en particulier à grande distance. D'un autre côté, la technique dite "affinage Doppler" permet, à partir d'un dépointage de l'antenne radar relativement au vecteur vitesse de son porteur, puis d'un filtrage en fréquence des échos reçus, d'accéder à une résolution angulaire très fine, laquelle permet à son tour une meilleure connaissance des caractéristiques de la cible, et, dans une certaine mesure, de son mouvement. La présente invention a donc comme autre but de permettre l'usage de l'affinage Doppler, pour mesurer l'inclinaison des cibles, dans un radar émettant en agilité de fréquence. De façon générale, on connaît un procédé de radar à impulsion, selon lequel on émet des impulsions radar successives, et l'on effectue un traitement cohérent, d'impulsion à impulsion, sur les échos reçus. Selon un premier aspect, général, de l'invention, la fréquence d'émission est agile, c'est-à-dire qu'elle comporte une compo sante tirée au sort de façon aléatoire ou quasi-aléatoire à l'intérieur d'une plage choisie de fréquences d'émission possibles, et une composante variable modulée selon une loi prédéterminée; le traitement cohérent comprend - une phase préliminaire de compensation de l'agilité de fréquence, ramenant les échos ainsi compensés à une fréquence de référence unique, cette phase réalisant aussi une compen sation de ladite modulation, et - une phase de traitement cohérent, d'impulsion à impulsion, pour les échos ainsi ramenés à la fréquence de référence. Ceci fournit une résolution en distance globale qui est définie par la combinaison de la résolution en distance, non ambiguë, liée à la largeur d'impulsion ou au temps d'ouverture du récepteur, de la résolution dite en distance, ambiguë, apportée par l'agilité de fréquence, et de la résolution en distance/ vitesse apportée par la modulation et le filtrage de fréquence correspondant. Très avantageusement, ladite composante variable est modulée selon une loi de fréquence linéaire sur une plage prédéterminée. Selon un autre aspect de l'invention, la plage de modulation est d'une largeur supérieure à l'écart maximal entre deux fréquences' d'émission possibles consécutives. Dans un mode de réalisation très avantageux, les fréquences d'émission possibles, discrètes, sont décalées entre elles et par rapport à la fréquence de référence d'un écart de fréquence prédéterminé, ou d'un multiple de celui-ci. Dans ce cas, l'écart maximal entre deux fréquences d'émission possibles consécutives est bien entendu égal à cet écart de fréquence prédéterminé. Selon un autre aspect de l'invention, le traitement préliminaire des échos reçus comprend une rotation de phase, multiple de l'écart de fréquence prédéterminé, le facteur de multiplication faisant intervenir un indice rerésentant la fréquence porteuse tirée lors de l'émission correspondante. Selon un autre aspect de l'invention, le traitement cohérent, d'impulsion à impulsion, est effectué sur une pluralité de voies distance échelonnées à proportion inverse de l'écart de fréquence prédéterminé. Ceci permet notamment d'utiliser la même rotation de phase pour plusieurs voies distance. Suivant différentes variantes, le tirage au sort peut être effectué de sorte que la même fréquence porteuse d'émission ne revienne pas avant un nombre prédéterminé d'impulsions émises à d'autres fréquences porteuses, ce qui permet une réduction de l'ambiguïté de distance; on peut aussi faire en sorte que les impulsions émises définissent un motif répétitif dont les fréquences sont initialement tirées au sort. Dans une application particulièrement intéressante de l'invention, l'émission/réception se fait à bord d'un mobile. I1 est alors très avantageux que le traitement préliminaire des échos reçus comprenne une compensation de l'effet Doppler moyen dû à ce mobile, éventuellement de l'effet Doppler moyen dû à la cible, lorsque celui-ci a pu être déterminé. Dans cette même application, l'émission/réception peut se faire, de manière commutable, selon une direction dépointée par rapport au vecteur vitesse du mobile, lequel est en principe rapide par rapport aux cibles. Le traitement cohérent d'impulsion à impulsion, distribué selon une pluralité de voies distance, est alors un traitement Doppler qui permet de mesurer l'inclinaison de l'axe principal de la cible sur l'axe d'observation, et même dans certains cas d'analyser les cibles avec une résolution tellement fine qu'elle permet leur identification. Bien entendu, l'agilité de fréquence d'impulsion à impulsion garantit de plus de très bonnes performances d'anti-brouillage. L'invention fournit également un dispositif radar à impulsions. De façon connue, un tel dispositif comprend des moyens pour émettre des impulsions radar successives, et des moyens pour recevoir les échos correspondant à chaque impulsion émise, ainsi que pour les traiter de façon cohérente, d'impulsion à impulsion. Le dispositif selon l'invention comporte - des moyens générateurs d'agilité, aptes à produire une composante agile, tirée au sort, de la fréquence d'émission; - un générateur d'une composante modulée de la fréquence d'émission; - des circuits d'émission pour appliquer à une antenne un signal impulsionnel à émettre, résultant du mélange de ces deux composantes; - des moyens de commande de réception, compte tenu de l'agilité; - un générateur de signal local de compensation de l'agilité, relié à ces moyens de commande; - un générateur de signal local de compensation de la modulation; - des circuits de réception cohérente des signaux captés par l'antenne, comportant un mélange avec les deux signaux locaux, ainsi qu'une démodulation synchrone; - un circuit de traitement préliminaire des signaux démodulés, relié aux moyens de commande, pour compenser l'effet en phase de l'agilité de fréquence et fournir en sortie une pluralité de voies distance; et - un banc de filtres de fréquence dans chaque voie distance. Ceci permet un traitement cohérent, d'impulsion à impulsion, dans un radar Doppler à impulsions modulées en fréquence et douées d'agilité. Ce dispositif peut comporter les caractéristiques plus particulières déjà mentionnées à propos du procédé. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l1examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est un schéma synoptique général d'un mode de réalisation de l'invention; - les figures 2A à 2C sont des diagrammes permettant de mieux comprendre la définition de la résolution distance dans le dispositif selon l'invention; et - la figure 3 est un schéma montrant comment un mobile peut analyser l'inclinaison d'une cible. Sur la figure 1, une antenne radar 10 est reliée à un duplexeur 11, tel qu'un circulateur. Une première entrée du circulateur 11 reçoit la sortie de circuits d'émission 20, qui comportent par exemple un tube à ondes progressives. Les circuits 20 peuvent également comprendre toutes sources de très haute fréquence opérant par exemple en bandes KU, et possédant une puissance moyenne importante, qui peut se traduire par une puissance émise importante, sous réserve d'un taux de répétition assez élevé. La fréquence de fonctionnement des circuits d'émission 20 est définie par une entrée qu'ils reçoivent d'un commutateur 26, excité par un circuit 27 définissant la fréquence de récurrence des impulsions d'émission du radar. La fréquence de répétition est par exemple de 100 kHz. La fréquence d'émission pour la récurrence en cours est définie par la sortie d'un mélangeur 127, dont les deux entrées reçoivent une composante dite agile Fa, et une composante de modulation Fb. La composante Fa est définie par la sortie d'un premier synthétiseur 125, propre à délivrer sur commande une fréquence choisie parmi une série de fréquences d'émission possibles, discrètes, écartées entre elles d'une grandeur AF qui est par exemple de 5 MHz. Dans le même exemple, le nombre de fréquences d'émission possibles peut être égal à 120, ce qui fournit une plage d'agilité de fréquence s'étendant sur 600 MHz. La fréquence délivrée par le synthétiseur 125 est tirée au sort par un circuit de gestion des fréquences d'émission 129. Le tirage au sort peut être permanent, consistant à chaque fois à tirer au sort un nombre i qui est un indice correspondant au numéro d'ordre de l'une des sorties du synthétiseur. Comme déjà décrit, le tirage au sort est de préférence effectué de sorte que la même fréquence porteuse d'émission ne revienne pas avant un nombre prédéterminé de récurrences opérant sur d'autres fréquences porteuses. En variante, les impulsions émises peuvent définir un motif répétitif dont les fréquences sont initialement tirées au sort une fois pour toutes. La seconde composante Fb de la fréquence d'émission est définie par un générateur 128 d'une modulation linéaire de fréquence. De préférence, la plage de modulations est égale à 2 AF, et l'excursion linéaire de fréquence sur cette plage s'effectue en 5 ms. Il est préféré que l'émission récurrente s'effectue avec un facteur de forme compris entre 0,3 et 0,5. Le signal émis par l'antenne 10, àchaque récurrence, et pendant le temps d'émission, résulte donc de la somme des composantes Fa et Fb (ou, en variante, de la différence de celles-ci). Un organe 200 définit, de manière connue, une zone de recherche, dans laquelle le dispositif radar va exercer son acuité. De la position relative de la zone de recherche et du porteur du radar, il résulte un temps d'aller-retour des ondes électromagnétiques. Compte tenu de ce temps d'aller-retour, un dispositif 201 définit une commande de fréquence de réception, connaissant la fréquence d'émission qui était utilisée au départ des signaux maintenant captés. A la réception, la seconde entrée du duplexeur 11 est reliée à un commutateur 220, définissant un temps d'ouverture du récepteur sous la commande d'un circuit 221. La figure 2A montre que le temps d'ouverture du récepteur, défini par la fenêtre OR, est un peu supérieur à la durée DI d'une impulsion d'émission élémentaire. Il est noté au passage que le dispositif radar observe une plage de distances correspondant à la durée d'une récurrence. La figure 2A montre qu'il en résulte une première résolution distance. Celle-ci est normalement apportée par la largeur de l'impulsion émise. Mais, en réalité, comme l'émission est à fort facteur de forme, la résolution est plutôt définie par le temps d'ouverture du récepteur, qui est un peu supérieur. A ce stade, il n'y a pas d'ambiguïté en distance, compte tenu du fait que l'émission possède une agilité de fréquence de récurrence à récurrence, c'est-à-dire d'impulsion émise à impulsion émise. Avant de revenir à la réception dans le radar, il convient d'examiner la figure 2B. Celle-ci illustre la composante de la résolution en distance qui est apportée par l'agilité de fréquence. Cette composante de la résolution est définie par la largeur de la cellule de résolution distance qui est liée à la plage d'agilité. Cette largeur est illustrée sous la forme de pics sur la figure 2B. Il est attaché à cette seconde composante de la résolution en distance une ambiguïté, qui peut être considérée comme liée à l'écart maximum que peuvent présenter deux fréquences adjacentes sur l'ensemble des fréquences ambiguës. En pratique, l'écart entre deux fréquences consécutives est constant, il est noté AF, et c'est de cet écart que dépend l'ambiguïté de la résolution en distance apportée par l'agilité de fréquence. Comme on le verra ci-après, à la-modulation linéaire de fréquence d'émission, on fera correspondre un filtrage en fréquence. Il en résulte une troisième composante de résolution, cette fois en distance/vitesse, qui est illustrée sur la figure 2C. L'homme de l'art reconnaîtra un diagramme en sin x/x, dont le pas est égal à l'excursion de la modulation linéaire de fréquence. La figure 2C montre qu'il est souhaitable de choisir une plage ou excursion de modulations linéaires qui soit supérieure à l'écart AF entre deux fréquences consécutives de l'agilité. Dans ces conditions, la résolution donnée par la figure 2C est plus fine que l'ambiguïté créée par l'agilité de fréquence (figure 2B) et l'ensemble du système qui accumule les effets des différentes résolutions n'a plus aucune ambiguïté de distance. En pratique, on choisit une plage de modulations égale au double de l'écart entre deux fréquences adjacentes. Ceci est souhaitable car la résolution apportée par la modulation linéaire, qui porte sur une combinaison de la distance et de la vitesse (Doppler),ne peut être a priori centrée sur les maxima de la fonction de résolution liée à l'agilité, car ceux-ci ne dépendent que de la distance, alors que la composante de résolution distance/vitesse fait intervenir un effet de vitesse ou Doppler qui est a priori inconnu. Comme on le verra plus loin, cette particularité va permettre la mesure de l'inclinaison de la cible. On revient maintenant à la figure 1. La fermeture du commutateur 220 définit donc un créneau d'ouverture du récepteur, tel que noté OR sur la figure 2A. Le commutateur 220 est suivi d'un mélangeur 230, qui reçoit un signal local de compensation d'agilité, en provenance d'un second synthétiseur 225, opérant au pas AF comme le premier synthétiseur 125, et bien entendu avec le même jeu de fréquences discrètes. Le circuit de commande 201 déjà mentionné agit sur le synthétiseur 225 pour lui faire délivrer le signal local approprié, compte tenu de la fréquence d'émission qui était utilisée à la création des signaux radar qui ont produit les échos que l'on reçoit maintenant, en-provenance de la zone de recherche visée, telle que définie par l'organe 200. En sortie du mélangeur 230, l'effet de fréquence lié à l'agilité est compensé. En pratique, les fréquences élaborées par le second synthétiseur 225 ne sont pas exactement les mêmes que celles du premier synthétiseur 125, mais au contraire décalées d'une quantité prédéterminée par rapport à celui-ci. Cette quantité prédéterminée, notée Fi2, correspond à la fréquence fixe d'un oscillateur local 240. La sortie de l'oscillateur local 240 est appliquée à un mélangeur 242, qui reçoit sur sa seconde entrée la sortie du générateur de modulation linéaire 128. On réalise ainsi immédiatement la compensation de la modulation linéaire de fréquence, avant même d'appliquer le second signal local au second mélangeur 244 de la voie de réception. Celui-ci est relié à la sortie du premier mélangeur de réception 230 par l'intermédiaire d'un amplificateur à large bande 232. La largeur de bande de cet amplificateur 232 est choisie suffisante pour passer l'ensemble de la modulation linéaire de fréquence. Pour sa part, la valeur Fi2 de la seconde moyenne fréquence est adaptée à la découpe de l'émission dans le temps, de façon à avoir une séparation des signaux reçus au cours de deux récurrences successives. Les signaux ainsi obtenus après le second changement de fréquence, en sortie du second mélangeur 244, sont appliqués à un amplificateur à bande étroite 246. Les signaux reçus par celui-ci, qui sont de type vidéo, possèdent par exemple une plage de fréquences de l MHz , pour une valeur Fi2 égale à 59 MHz. L'oscillateur 240 possède une deuxième sortie propre à définir une fréquence de démodulation synchrone, dont la valeur tient compte de la bande de fréquence transmise par l'amplificateur 246. Cette sortie entre dans un mélangeur 211 auquel un circuit 210 fournit une indication de l'effet Doppler moyen lié au porteur du radar, lorsque celui-ci est mobile, ainsi qu'au mouvement de la cible, lorsque ce mouvement a pu être déterminé ou estimé. La sortie du mélangeur 211 est appliquée directement à un premier mélangeur de démodulation synchrone 234; elle est appliquée à travers un déphaseur de w/2 référencé 235 à un second mélangeur de démodulation synchrone 236, qui opère donc en quadrature par rapport au premier. Les signaux fournis par les deux mélangeurs de démodulation synchrone 234 et 236 sont respectivement repris par des échantillonneurs 254 et 256 opérant sous la commande d'un circuit d'échantillonnage 250. La cadence d'échantillonnage est par exemple de 1000 nanosecondes. Les signaux vidéo ainsi échantillonnés font alors de préférence l'objet d'un codage sous forme numérique. On admet ici que ce codage s'effectue à l'intérieur de l'organe 260. Chaque échantillon est ainsi défini comme un échantillon numérique complexe. Mise à part cette conversion sous forme numérique, l'organe 260 est essentiellement un opérateur de rotation de phase, placé sous le contrôle de l'organe de commande 201. On suppose que l'agilité porte sur n fréquences Fi (i= 1 à n), fréquences qui sont écartées entre elles de AF ou de k fois AF (pour des fréquences non adjacentes). A partir d'un échantillon par récurrence du radar, l'opérateur 260 va créer n échantillons de même module que l'échantillon initial, et dont les phases diffèrent de la phase d'origine d'une quantité égale à 27 (F. - F1) F1) c où F. est la fréquence centrale du récepteur (centrale signifie abstraction faite de la modulation) à la récurrence utilisée, et F1 est l'une quelconque des fréquences utilisées, qui est prise comme référence. Bien entendu, d désigne la distance à laquelle on cherche la cible, et c désigne la vitesse de propagation des ondes électromagnétiques du radar. Comme la distance d est inconnue, on teste toutes les valeurs possibles de cette distance, en créant pour cela n portes distance, correspondant aux valeurs de d égales à c di = i - - 2n #F i variant de 1 à n. Si l'on se rapporte à la figure 2B, ceci correspond à une résolution distance égale à c/2n #F , avec une ambiguïté égale c å -. #F En particulier, si AF vaut 5 MHz et n = 120, la résolution est d'environ 25 cm, et l'ambiguïté est de 30 m. L'homme de l'art comprendra que cette résolution, très fine, exige de déplacer les portes distance à la vitesse moyenne des cibles. Ceci se fait en décalant la référence de modulation d'une quantité égale au Doppler moyen, comme décrit à propos des organes 210 et 211 de la figure 1. Par tailleurs, il n'est pas possible de choisir indépendamment la résolution en vitesse radiale et la plage de vitesse analysée. Il faudra en effet que, pendant le temps de filtrage, .qui est sensiblement égal à l'inverse de la bande passante des filtres du traitement proprement dit, la cible reste dans la même voie distance. Pour prendre un exemple, avec une résolution de 20 cm, si la plage de vitesses est de + 20 m/s, le temps de filtrage est au plus de 10 2 s, ce qui correspond à une résolution Doppler de 100 Hz. La figure fait apparaître les n voies distance, qui sont constituées chacune d'un circuit de préfiltrage, noté 275, suivi d'un banc de filtres de vitesse ou Doppler, noté 280. Ces filtres opérant typiquement à 200 Hz dans l'exemple illustré, l'organe 280 sera en fait un dispositif de transformée de Fourier rapide, possédant p sorties, associées à un indice j variable de 1 à p. Si l'on considère une zone d'observation de 750 m, cela correspond à un temps de 5 vs, qui est donc égal à la moitié de la période de répétition. La bande de filtrage dans l'organe 280 étant de 200 Hz, la pente de modulation, qui est de 2 GHz par seconde, entraîne une excursion de pseudo-Doppler égale à 10 kHz pour la zone d'observation. Pour sa part, la plage d'effets Doppler réelle, compte tenu des vitesses propres des cibles et des écarts de gisement dans le lobe d'antenne, est en tout d'environ 10 kHz. Il apparaît donc que les organes de préfiltrage 275 peuvent posséder une bande de 20 kHz. Il résulte de l'ensemble de ces paramètres que l'ambiguïté liée à l'agilité de fréquence est de 30 m, en correspondance du pas de fréquence de 5 MHz. La résolution apportée par la modulation linéaire et le filtrage en fréquence est de 15 m, en correspondance de l'excursion de 10 MHz. Il résulte de ceci que les maximums de l'ambiguïté liés à l'agilité apparaissent dans des filtres de sortie des organes 280 dont les rangs different d'un multiple de deux. De plus, l'écart entre deux filtres successifs est assez petit pour que l'on puisse mesurer la fréquence de l'écho avec une précision qui dépend du rapport signal/bruit P. L'écart-type est sensiblement égal à 100 z : Il est maintenant fait référence à la figure 3, qui permettra de rappeler comment s'opère l'affinage Doppler. On sait que la résolution angulaire d'un radar est normalement fixée par les dimensions de l'aérien, exprimées en longueurs d'onde. Mais, sous certaines conditions que connaît l'homme de l'art, il est possible d'améliorer cette résolution par l'affinage Doppler. Pour cela, il est nécessaire que les différents objets que l'on cherche à séparer aient sensiblement la même vitesse, ce qui est le cas normalement d'une série d'échos de sol, ou bien d'une série de points dont la vitesse relative est très faible par rapport à la vitesse du porteur du radar. L'affinage Doppler suppose encore que la projection du vecteur vitesse du porteur sur le plan de l'antenne ait une valeur importante. La figure 3 montre l'exemple d'un porteur référencé MAD, dont l'antenne 10 est dépointée d'un gisement d'environ 300 par rapport au vecteur vitesse V du porteur MAD. La résolution angulaire est obtenue en effectuant un filtrage en fréquence. La fréquence Doppler d'un écho fixe situé dans le gisement g est FD = LD co FD = 2D/# cos g Si l'on note b la largeur de bande du filtre élémentaire, la résolution angulaire g se calcule en dérivant l'expression ci-dessus, ce qui donne b# = b#/2V sin g Si l'on suppose que le terme V sin g peut atteindre des vitesses aussi élevées que 400 m/s, un filtre de 200 Hz donne en bande KU une résolution angulaire Ag qui est de l'ordre de 5 x 10 3 radians. A cette résolution angulaire on peut également associer une mesure de fréquence dont la précision sur écho ponctuel est fonction du rapport signal/bruit R. On tire de ce qui précède: a(Ag) = bx 4V sin g En pratique, il est possible d'atteindre un rapport signal/ bruit de 20 dB dans une bande de 200 Hz, ce qui donne un écart type sur Ag de 2,5 x 10 4 radians. L'homme de l'art appréciera que cette précision angulaire est à peu près dix fois meilleure que celle que permettent les techniques d'écartométrie nono-impulsion que l'on connalt par ailleurs. Il est a observer de plus que cette technique antérieure n'est pratiquement utilisable qu'à des distances assez iaibles, en particulier ini-érieures à 5 km. En pratique, la mesure nouvellement proposée s'accompagne d'un effet perturbateur : les mouvements de la cible autour de son centre de gravité créent un Doppler différentiel, source d'erreur dans la mesure de #y, donc de l' in- clinaison. On ne peut pas compenser cette erreur nais elle est faible si les vitesses ae rotation sont lentes (cas d'un bateau) et si la -projection de la vitesse du mobile sur le plan de 1' antenne est grande (400 m/s dans l'exemple choisi). On décrira maintenant comment l'affinage Doppler peut être réalisé à partir du dispositif de la figure 1. Deux échos ponctuels sont supposés apparaître, le premier dans les filtres j et j+1 de la voie i, et le second dans les filtres j' et j'+1 de la voie distance i'. L'écart de distance Ex entre ces deux échos est #x = i' - i/n x 30 m + K 30 m L'écart de fréquence AF est mesuré sur les deux bancs de filtres en se servant des mesures fines faites sur les filtres j et j+1 d'une part, et j' et j'+1 d'autre part. Pour déterminer l'effet Doppler réel, il suffit d'écrire que l'écart de fréquence est la somme de l'effet de la modulation linéaire et de l'effet Doppler réel. On en tire #fd = #f - (i'-i/n + K) 400 Hz Or, on a par ailleurs D #fd #y = 2V/# sin g Dans le mode de réalisation particulier qui se trouve décrit, et pour une distance de 20 km, il vient Ay = 0.5 Af - ( n ) 200 + K 200 où Af est exprimé en Hertz et #y en mètres. L'ambiguïté liée à la valeur de K n'existe pas dans la pratique, car il suffit de choisir deux points de la cible qui sont suffisamment rapprochés pour que y soit inférieur à 200 mètres, et la valeur k se trouve ainsi fixée. On peut donc en déduire Ex, ainsi que l'inclinaison de la cible par rapport à l'axe de visée de l'antenne du radar en appliquant la formule tg D = Bien entendu, pour amoindrir les effets de l'ambiguïté, il est possible d'augmenter la pente de la modulation linéaire, par exemple dans un rapport 2. L'ambigulté serait ainsi portée à 400 mètres. Cela nécessite un élargissement correspondant de la bande des préfiltrages 275, ainsi qu'un accroissement de la charge de calcul dans les filtres de transformée de Fourier rapide 280. Revendications 1.- Procédé de radar à impulsions, selon lequel on émet des impulsions radar successives et l'on effectue un traitement cohérent, d'impulsion à impulsion, sur les échos reçus, caractérisé - en ce que la fréquence d'émission est agile, c'est-à-dire qu'elle comporte une composante (Fa) tirée au sort de façon aléatoire ou quasi-aléatoire à l'intérieur d'une plage choisie de fréquences d'émission possibles, et une compo sante variable (Fb) modulée selon une loi prédéterminée, - en ce que le traitement cohérent comprend une phase préliminaire de compensation de l'agilité de fréquence (225,260), ramenant les échos ainsi compensés (240) à une fréquence de référence unique, ainsi que de compensation de ladite modulation (242), et une phase de traitement cohérent (275,280), d'impulsion à impulsion, pour les échos ainsi ramenés à la fréquence de référence, ce qui fournit une résolution en distance globale définie par la combinaison de la résolution distance, non ambiguë, liée à la largeur d'impulsion ou au temps d'ouverture du récepteur, de la résolution distance, ambiguë, apportée par l'agilité de fréquence, et de la résolution distance/vitesse apportée par la modulation (128) et le filtrage de fréquence corres pondant (275,280). 2.- Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite composante variable (Eb) est modulée selon une loi de fréquence linéaire sur une plage prédéterminée (128). 3.- Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que la plage de modulation est d'une largeur supérieure à l'part maximal entre deux fréquences d 'émission possibles consécutives. 4.- Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les fréquences d'émission possibles, discrètes, sont décalées entre elles et par rapport à la fréquence de référence d'un écart de fréquence prédéterminé, ou d'un multiple de celui-ci (AF). 5.- Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que le traitement préliminaire des échos reçus comprend une rotation de phase (260) multiple de l'écart de fréquence prédéterminé, le facteur de multiplication faisant intervenir un indice représentant la fréquence porteuse tirée lors de 1 'émission correspondante. 6.- Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que le traitement cohérent, d'impulsion à impulsion, est effectué sur une pluralité de voies distance échelonnées à proportion inverse de l'écart de fréquence prédéterminé, ce qui permet d'utiliser la même rotation de phase pour plusieurs voies distance (275, 280 avec i=1 à n). 7.- Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que le tirage au sort est effectué de sorte que la même fréquence porteuse d'émission ne revienne pas avant un nombre prédéterminé d'impulsions émises à d'autres fréquences porteuses, ce qui permet une réduction de l'ambiguïté de distance. 8.- Procédé selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que les impulsions émises définissent un motif répétitif dont les fréquences sont initialement tirées au sort. 9.- Procédé selon l'une des rcvendications 1 à 8, dans lequel l'émission/réception se fait à bord d'un mobile, caractérisé en ce que le traitement préliminaire des échos reçus comprend une compensation de l'effet Doppler dû à ce mobile (210). 10.- Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que l'émission/réception peut se faire, de manière commutable, selon une direction dépointée par rapport au vecteur vitesse du mobile (MAD), lequel est rapide par rapport aux cibles (N), le traitement cohérent d'impulsion à impulsion distribué sur une pluralité de voies distance étant un traitement Doppler qui permet de mesurer l'inclinaison de l'qxe principal de la cible sur l'axe d'observation. 11.- Dispositif radar à impulsions, comprenant des moyens pour émettre des impulsions radar successives, et des moyens pour recevoir les échos correspondant à chaque impulsion émise, ainsi que pour les traiter de façon cohérente, d'impulsion à impulsion, caractérisé en ce qu'il comporte - des moyens générateurs d'agilité (125,129) aptes à produire une composante agile (Fa), tirée au sort, de la fréquence d'émission; - un générateur (128) d'une composante modulée (Fb) de la fréquence d'émission; - des circuits d'émission (20) pour appliquer (11) à une antenne (10) un signal impulsionnel à émettre, résultant du mélange de ces deux composantes; - des moyens de commande de réception (200,201), compte tenu de l'agilité; - un générateur de signal local de compensation de l'agilité (225), relié à ces moyens de commande (201); - un générateur de signal local de compensation de la modula tion (240,242); - des circuits de réception cohérente (220,221,230,232,244,246) des signaux captés par l'antenne, comportant un mélange avec les deux signaux locaux (230,244), ainsi qu'une démodulation synchrone (234,235,236); - un circuit (260) de traitement préliminaire des signaux démodulés, relié aux moyens de commande (201), pour compenser l'effet en phase de l'agilité de fréquence, et fournir en sortie une pluralité de voies distance; et - un banc de filtres de fréquence dans chaque voie distance (275,280), ce qui permet un traitement cohérent, d'impulsion à impulsion, dans un radar Doppler à impulsions modulées en fréquence, et douées d'agilité. 12.- Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce que le générateur de modulation (128) produit une composante modulée selon une loi de fréquence linéaire sur une plage prédéterminée. 13.- Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que la plage prédéterminée de modulation est d'une largeur supérieure à l'écart maximal entre deux fréquences d 'émission possibles consécutives que peuvent produire les moyens générateurs d'agilité (125). 14.- Dispositif selon l'une des revendications 11 à 13, caractérisé en ce que les moyens générateurs d'agilité (125) sont aptes à produire une série de fréquences d'émission discrètes, décalées entre elles d'un écart de fréquence prédéterminé, ou d'un multiple de celui-ci (AF). 15.- Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que le circuit de traitement préliminaire (260) est propre à faire subir, aux signaux issus de la démodulation synchrone, une rotation de phase multiple de l'écart de fréquence prédéterminé, le facteur de multiplication faisant intervenir un indice représentant la fréquence porteuse tirée lors de 1 'émission correspondante. 16.- Dispositif selon la revendication 15, caractérisé en ce que les voies distance sont échelonnées à proportion inverse de l'écart de fréquence prédéterminé, ce qui permet d'utiliser la même rotation de phase pour plusieurs voies distance. 17.- Dispositif selon l'une des revendications 11 à 16, caractérisé en ce que les moyens générateurs d'agilité sont agencés de sorte que la même fréquence porteuse d'émission ne revienne pas avant un nombre prédéterminé d'impulsions émises à d'autres fréquences porteuses, ce qui permet une réduction de l'ambigulté de distance liée à l'agilité. 18.- Dispositif selon l'une des revendications 11 à 17, caractérisé en ce que les impulsions émises définissent un motif répétitif dont les fréquences sont initialement tirées au sort. 19.- Dispositif selon l'une des revendications 11 à 18, dans lequel l'émission/réception se fait à bord d'un mobile, caractérisé en ce que la réception préliminaire des échos reçus comprend une compensation de l'effet Doppler dû à ce mobile (210). 20.- Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce que l'émission/réception peut se faire, de manière commutable, selon une direction dépointée par rapport au vecteur vitesse du mobile (MAD), lequel est rapide par rapport aux cibles (N), le traitement Doppler cohérent d'impulsion à impulsion, distribué sur une pluralité de voies distance, permettant de mesurer l'inclinaison de l'axe principal de la cible sur l'axe d'observation.