FR 2717906 A1 19950929 FR 8411967 A 19840727 SYSTEME RADAR DE SURVEILLANCE DE L'ESPACE AERIEN L'invention se rapporte aux systèmes radar de surveillance de l'espace aérien, et elle concerne plus précisément un tel système radar opérant avec des impulsions cohérentes codées. Les principes de base des systèmes radar à impulsions cohérentes sont largement exposés dans la littérature technique correspondante, notamment, dans l'ouvrage de M.I. SKOLNICK "Radar Handbook" 1970, édité par McGraw Hill. Dans les applications militaires du radar, la mission d'un système radar de surveillance de l'espace aérien et d'établir les "pistes" de pénétration des aéronefs hostiles et d'alerter le système d'armes en fournissant à celui-ci un temps de décision compatible avec le temps des réactions des armes. Or, la capacité de manoeuvre et de pénétration des hostiles s'accroît de façon continue, si bien que les aéronefs sont capables d'évoluer dans la basse altitude, même lorsque les conditions atmosphériques s'avèrent particulièrement défavorables. De plus, la protection des aéronefs s'est notablement renforcée par la mise en oeuvre de moyens de contre-mesures électroniques évoluées. Afin de contrecarrer une telle menace aérienne, les performances des systèmes radar de surveillance de l'espace aérien doivent être étendues, notamment, dans le domaine de la basse altitude. Pour établir, de façon continue, les trajectoires de pénétration des hostiles, le système radar doit fournir des plots de détection, même lorsque les cibles évoluent tangentiellement à l'antenne radar et être capable de discriminer les échos des hostiles des divers signaux parasites, et particulièrement les échos en provenance des véhicules terrestres, et, ceci sans accroître le taux des fausses alarmes, lequel provoquerait la saturation de l'extracteur de plots. Les principaux signaux parasites susceptibles de produire des signaux de fausse alarme sont : les signaux de retour du sol caractérisés par un glissement de fréquence Doppler nul, ou extrêmement faible ; les signaux diffus rétrodiffusés par les pertur bations atmosphériques ; les "chaffs" et les "anges", et les signaux d'échos ponctuels en provenance des véhicules terrestres, lesquels sont animés d'une vitesse de déplacement relativement importante. Enfin, le système radar ne doit pas être particulièrement sensible aux signaux de contre mesures électroniques émis intentionnellement par l'adversaire. Les radars VCM mettent en oeuvre des techniques de l'art antérieur parfaitement connues, et d'une manière générale, ils permettent d'effectuer un classement des signaux captés par l'antenne radar, en fonction du glissement de fréquence Doppler introduit par le déplacement des objets mobiles illuminés. Dans de tels systèmes radar à effet Doppler, la phase de l'onde porteuse des impulsions rayonnées par l'antenne radar est retenue et comparée à la phase de signaux captés par cette antenne, afin de fournir une mesure de la phase relative des signaux émis et reçus. Cette phase relative est, constante d'une impulsion à la suivante, dans le cas de signaux radar réfléchis par un objet fixe, tandis qu'elle varie au cours du temps dans le cas d'un objet mobile ayant une composante de vitesse radiale Vr, non nulle, par rapport à l'antenne radar. L'opération de comparaison de la phase des signaux émis et des signaux reçus est effectuée par un détecteur cohérent du type "complexe", c'est-à-dire un détecteur qui détecte les deux composantes orthogonales I et Q des signaux échos. H en résulte que le détecteur cohérent délivre des signaux bipolaires en impulsions dont l'amplitude est constante dans le cas d'objets fixes et des signaux bipolaires en impulsions modulées sinusoldalement en amplitude dans le cas d'objets mobiles. Pour accroître les performances de détection et de poursuite discontinue des cibles mobiles constituées par des aéronefs, il a déjà été proposé des systèmes radar, dits, de visualisation des cibles mobiles (VCM), connus également sous la dénomination MTD (Moving Target Detection) dans la littérature anglo-saxonne. Par opposition aux systèmes radar à élimination des signaux parasites, dans lesquels la probabilité de détection des aéronefs en vol est limitée, les systèmes radar VCM visent à extraire les échos d'aéronefs superposés aux signaux parasites. Dans les radars VCM connus, un processeur élabore une "carte des échos fixes" laquelle est continuellement mise à jour. Cette carte des échos fixes après multiplication par un coefficient constant fournit le seuil de détection du récepteur pour chacune des cases distance. Cette méthode de discrimination des cibles mobiles exige de mémoriser de l'ordre de 400.000 mots de données. De plus, les échos des véhicules terrestres fournissent un nombre prohibitif de signaux de fausse alarme et le système radar est relativement sensible aux signaux de contre-mesure électroniques. Le but de l'invention est de fournir un système radar VCM dans lequel les signaux échos parasites, incluant les signaux échos en provenance des véhicules terrestres, produisent un taux de fausse alarme extrêmement faible. Pour atteindre ce but, un système radar de surveillance de l'espace aérien comprend: un émetteur qui émet cycliquement une pluralité de salves d'impulsions cohérentes codées et fournit un signal d'identification de la salve d'impulsions en cours; un récepteur qui délivre des signaux numériques pour chacune des cases distance et un banc de N filtres Doppler qui couvre la totalité du spectre des signaux échos ; ce banc de filtres Doppler est connecté à deux voies de signal une première voie, ou voie de détection, qui comporte des moyens de détection des signaux d'échos ponctuels et une seconde voie, ou voie de contrôle qui reçoit le signal d'identification de la salve d'impulsion en cours et comporte des moyens pour générer N signaux de pondération des filtres Doppler qui sont fournis à l'entrée de commande d'un moyen d'inhibition, ce moyen d'inhibition ayant son entrée de signal connectée à la sortie de la voie de détection et sa sortie connectée à une unité d'exploitation tel qu'un extracteur de plots. D'autres caractéristiques de l'invention apparaîtront dans la description détaillée qui va suivre, faite en regard des dessins annexés, sur ces dessins: - la figure 1 est un diagramme qui représente la couverture horizontale d'un système radar opérant avec des salves d'impulsions codées; - la figure 2 représente, en fonction du temps, la séquence des salves d'impulsions émises; - la figure 3 représente le spectre des signaux radar parasites pour les différentes salves d'impulsions émises; - la figure 4 est un bloc diagramme qui montre les principaux éléments du récepteur radar - la figure 5 est un diagramme qui représente la matrice des cases distance du système radar; - la figure 6 est un diagramme qui représente la matrice des cases distance-vitesse du système radar - la figure 7 est un bloc diagramme qui montre une forme de réalisation du banc des filtres Doppler qui est connecté à la sortie du récepteur radar - la figure 8 est un diagramme qui montre l'organisation des mots de données d'une case distance; - la figure 9 est un diagramme qui montre la courbe de réponse en fréquence G(f) du banc des filtres Doppler; - la figure 10 est une courbe qui montre la réponse en fréquence d'un élément du banc des filtres Doppler - la figure 11 est un bloc diagramme qui représente les principaux éléments des circuits de traitement des données numériques de sortie du banc des filtres Doppler - la figure 12 est un bloc diagramme qui représente une forme de réalisation des circuits de la voie de contrôle des circuits de traitement; - les figures 13a, 13b et 13c sont des diagrammes qui représentent la courbe de réponse du banc des filtres Doppler en fonction du glissement de fréquence Doppler apparent du signal écho détecté dans une case distance ; - la figure 14 est un bloc diagramme qui représente un mode de réalisation des circuits de calcul de la valeur moyenne des signaux de bruit du récepteur - la figure 15 est un bloc diagramme qui représente une forme de réalisation du détecteur automatique des signaux d'échos ponctuels - la figure 16 est un diagramme de levée d'ambigulté en vitesse, pour un couple de mesures ambigOes; - la figure 17 est un bloc diagramme qui représente une forme de réalisation préférée de l'invention - la figure 18 montre l'organisation des mots de données d'entrée des circuits de traitement correspondant à une case distance - la figure 19 montre l'organisation des mots de données insérés dans les emplacements complémentaires - la figure 20 montre l'organisation des données de sortie des circuits de traitement - la figure 21 montre une représentation du mot de levée d'ambigulté ; - la figure 22 est un bloc diagramme qui représente une variante de réalisation de la voie de détection. La figure 1 représente la couverture horizontale d'un système radar du type non ambigu en distance et ambigu en vitesse. Ce système radar opère avec des salves d'impulsions codées, identifiées par les références U et V, dont les périodes de récur- rence respectives sont TRu et TRv avec, par exemple, TRu inférieure à TRv. La distance de détection non ambigüe Rna est donnée par la relation suivante Rna = C2 . TRu où C est la vitesse de propagation des ondes électromagnétiques. La vitesse radiale non ambigüe ERha est donnée par la relation suivante : C Rn.a = 8Fc Rna où Fc est la fréquence porteuse microonde des impulsions émises. La distance de détection maximale Rmax, égale ou inférieure à Rn. a, est divisée en M cellules-distance identiques, dont la distance unitaire ss P correspondante est donnée par la relation suivante #R=C #=Rmax 2 - M où T est la durée des impulsions rayonnées par l'antenne. Une cible mobile dont la vitesse égale à VT présente une vitesse radiale RVT à laquelle correspond un glissement de fréquence Doppler Fd donnée par la relation suivante Fd = 2R . Fc C Dans un tel système radar l'intervalle de traitement cohérent (I.T.C.) ou (C.I.P. Coherent Interval Processing, selon la dénomination anglo-saxonne) correspond à la durée Ti de chacune des salves d'impulsions émises donnée pour la relation Ti = P. TRi avec P le nombre d'impulsions d'une salve de période de récurrence TRi. L'antenne du système radar tourne avec une vitesse angulaire )A et lors de la rotation de l'antenne une cible est illuminée par au moins les deux salves d'impulsions U et V, aussi l'angle Qu.v est-il inférieur à l'ouverture A du diagramme d'antenne. D'un autre côté, il faut considérer la vitesse maximale VT.max des aéronefs à détecter, laquelle est égale à Kv fois la vitesse de mesure non ambigüe Rn.a du système radar. Le facteur Kv est donné par la relation suivante Kv = (VTmax . Rmax . Fc) C/8 La figure 2 représente en fonction du temps t, la séquence d'émission des salves d'impulsions U et V. Chacune des salves d'impulsions est constituée de P impulsions équidistantes de période de récurrence TRu ou TRv ; les grandeurs des paramètres TRu et TRv sont liés par la relation générale suivante: mu m TR = TR u v avec mu et mv des entiers. Il faut noter que le nombre de salves différentes est au minimum égal à deux, mais peut être supérieur si le produit de la distance maximale de détection Rmax et la vitesse maximale VTmax des cibles est une grandeur élevée, notablement supérieure à la quantité C2/8Fc. Puisqu'un objet de l'invention est de cbsser les signaux échos reçus en fonction de leur vitesse radiale, le système radar doit effectuer plusieurs mesures successives de la vitesse radiale apparante d'une cible, puis d'associer ces mesures ambigües afin de lever, tout au moins partiellement, les ambigultés de vitesse correspondantes. Cette levée d'ambiguîté de la vitesse radiale des cibles détectées est obtenue par un choix judicieux du nombre de salves U, V, ..., W et leurs périodes de récurrence TRi respectives, en prenant en compte les autres paramètres du radar. Sur la figure 2, les salves d'impulsions sont contigües et les cycles d'émission successifs sont identifiés par leur rang (i-l), i, (i+l), etc. Toutefois, pour éliminer les effets du phénomène de "second balayage" un espacement des salves d'impulsions est nécessaire ou selon une variante de réalisation, la première impulsion de chacune des salves n'est pas prise en compte par le récepteur du système radar. Diverses variantes de codage des salves d'impulsions sont envisageables. D'une façon générale, le couple (Fci, TRi) doit être varié d'une salve à la suivante, avec Fci et TRi, respectivement, la fréquence porteuse et la période de récurrence des impulsions de la salve d'impulsion de rangs. Les circuits de l'émetteur permettant de générer cycliquement des salves d'impulsions codées pouvent être réalisés suivant des techniques connues et alors ne seront pas décrits. La figure 3 représente le spectre S(fd) des signaux de clutter pour chacune des salves d'émission U et V. Le spectre des signaux de clutter est centré sur les raies du spectre des signaux émis. Ce spectre comporte une région étroite, située au voisinage des raies d'émission, cette région correspond aux retours de sol, et, une région plus étendue, limitée par la fréquence Fdc qui correspond au clutter atmosphérique et aux signaux échos en provenance des véhicules terrestres. Dans les régions claires du spectre, situées entre les fréquences FR/2 et Fdc, la sensibilité de détection du système radar est limitée uniquement par l'énergie du bruit thermique du récepteur radar, tandis que dans les régions situées entre les fréquences - Fdc et Fdc la sensibilité de détection est limitée par le niveau des retours de sol et du clutter atmosphérique. La figure 4 est un bloc diagramme qui représente les principaux éléments du récepteur du système radar. L'amplificateur I à fréquence intermédiaire (Fl) est connecté à un détecteur cohérent 2 qui reçoit deux signaux de référence à fréquence FI, délivrés par un oscillateur local cohérent 3. Ce détecteur cohérent délivre deux signaux vidéo bipolaires SIN and COS, on rappelle qu'on entend par signal vidéo bipolaire un signal modulant une porteuse, obtenu par battement de la porteuse modulée avec une oscillation à la fréquence de la porteuse; dans le cas présent, on utilise deux oscillations en quadrature, afin d'obtenir respectivement la composante sinus et la composante cosinus. Ces signaux sont appliqués aux entrées d'un convertisseur 4 analogique-numérique (A/N). Ce convertisseur reçoit un signal d'horloge Hs, lequel échantillonne, pour chacune des M cases distances, les signaux vidéo bipolaires SIN et COS, afin de coder sous une forme numérique les deux composantes de sortie I et Q des signaux vidéo correspondants. Ces composantes I et C des signaux sont appliquées aux entrées d'un processeur numérique 5 de données binaires. Ce processus numérique reçoit en outre, un signal indicatif de la salve d'impulsions en cours U et V et des signaux d'horloge Hx synchrones de la fréquence de répétition du radar et de la fréquence de l'échantillonnage Fs des signaux de sortie du détecteur cohérent 4. Le processeur numérique comprend, connectés en série : un banc de filtres Doppler 6 qui fournit des données sortie Am,n ambigües en vitesse et des circuits de traitement 7 qui assurent la détection automatique et le clas se ment des données Am,n. Les données de sortie du processeur sont identifiées par le terme Dm,n dans lequel D constitue des données de mesure, pour une case distance de rang m et une case vitesse de rang n. Ces données de sortie Dm,n sont fournies à un extracteur de plots afin d'établir ultérieurement les pistes des aéronefs en vol à l'intérieur du domaine de détection du système radar. Les éléments 1-3 et 4 dont différentes formes de constructions sont parfaitement connues ne seront pas décrits. La figure 5 représente la matrice des cellules distance en amont du banc de filtres Doppler 6, dans le cas d'une salve d'émission comportant P impulsions équidistantes de période de récurrence TR. Suivant l'axe Z des temps radar, la matrice des cellules distances comprend M colonnes numérotées de 0 à (M-l). Sur l'axe des temps t cette matrice comprend P rangées de cellules distances numérotées de O à (P-l). Chacune des cellules distance de la matrice est identifiée par un terme am p dans lequel le facteur a est proportionnel au niveau du signal présent dans une cellule distance de rang m et p. Le facteur a est une grandeur complexe représentée par ses deux composantes orthogonales I et Q, comme montré sur le diagramme, situé en regard de la matrice de cases pour la case distance de rang m comprenant P cellules distance 0 à (P-l). Les grandeurs de ces composantes de signaux I et Q sont représentés par un nombre binaire incluant un bit de signe. Le produit M . bT;avec AT la durée d'une cellule distance, est égal ou inférieur à la période de récurrence TR de la salve d'émission de plus courte période. Le nombre de cellules distances de la matrice est égale à 2P . M si l'on considère les deux composantes I et Q des signaux mesurés. Pour assurer une dynamique d'amplitude importante des signaux, les composantes I et Q sont codées avec un nombre élevé de bits, généralement compris entre 10 et 14 bits. La figure 6 représente la matrice des cases distance-vitesse en aval du banc de filtres Doppler 6. Suivant l'axe 17 du temps radar la matrice des cases-distance comprend M colonnes numérotées de O à (M-l). Sur l'axe des fréquences cette matrice de cases comprend N rangées de cellules-vitesse correspondant au nombre N des filtres élémentaires du banc de filtres Doppler. Chacune des casesdistance-vitesse est identifiée par un terme Am,n, dans lequel le facteur A est proportionnel au module du signal filtré correspondant à une case distance de rang m et à un filtre Doppler de rang n. Le facteur A est une grandeur représentée par un nombre binaire comportant un nombre élevé de bits afin de ne pas dégrader la précision de mesure des filtres, dans le but ultérieurement de détecter le filtre Doppler qui fournit le signal de plus fort niveau pour une case distance donnée. La figure 7 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre les éléments du banc de filtres Doppler 6. Deux couples de mémoire à accès aléatoire 50 (mémoires RAM) adressables en lecture et en écriture reçoivent par l'intermédiaire d'un premier commutateur électronique 51, les composantes I et Q des signaux am,p' Les couples de mémoires RAM 50a, 50b et 50c, 50d sont connectés cycliquement à la cadence d'émission des salves d'impulsions U et V formées chacune de P impulsions. La fonction de ces mémoires RAM est par exemple de mémoriser temporairement les signaux du récepteur correspont à deux salves d'émission consécutives. Un second commutateur électronique 52 permet de transférer alternativement le contenu de chacun des couples de mémoires RAM, à l'entrée commune d'une pluralité de filtres passe-bande FDn, avec n compris entre zéro et (N-i). Chacun de ces filtres Doppler fournit des données de sortie identifiées par le terme Am,n, dans lequel, le facteur A est représentatif du niveau d'énergie des signaux présents dans une case distance/vitesse de rang m et n pour la salve d'impulsion précédente, tandis que les signaux du récepteur correspondant à la salve d'impulsion actuelle sont inscrits dans l'autre coupe de mémoire RAM. Les données de sortie Am,n des filtres Doppler FDo à FDN I sont appliquées aux entrées d'un troisième commutateur 53 qui fournit les données de sortie Am,n, sous forme série, sur un bus de données 100. La figure 8 montre l'organisation des données numériques fournies par le banc de filtres Doppler et disponibles sur le bus 100, pour une case distance de rang m. Les N données Am,n sont rangées en série suivant un ordre croissant et sont suivies d'emplacements complémentaires X, Y, Z et S destinés à recevoir des données d'état, telle que l'identification de la salve d'impulsions en cours et des données de calcul, tel que le niveau moyen du bruit du récepteur, la donnée Am,n de plus fort niveau et le numéro du filtre Doppler correspondant. La durée Tc d'une case distance est proportionnelle au nombre N des filtres Doppler et inversement proportionnel au nombre M des cases distance. La figure 9 représente, sous une forme simplifiée, représente la réponse en fréquence G(f) du banc de filtres Doppler qui est disposé à la sortie du convertisseur A/N du récepteur. Ce banc de filtres, du type numérique, est centré sur la fréquence nulle du spectre des signaux vidéo et couvre la bande de fréquence s'étendant de - FR/2 à FR/2. Le banc des filtres Doppler comprend N éléments (filtres élémentaires) qui sont inférencés de 0 à (N-l). L'élément référencé Fo permet de transférer les signaux dont les fréquences sont centrées autour de la fréquence nulle ou égale à un multiple de la fréquence de répétition FR = TR 1. L'élément référencé FN/2 est appelé, ici, le filtre Doppler central, du fait qu'il est positionné sur la fréquence FR/2 et ses multiples impairs. Ce filtre FN/2 transfert les signaux de bruit thermique du récepteur, dont les fréquences sont comprises dans sa bande passante, mais éventuellement des signaux échos en provenant des aéronefs détectés par le système radar. On devra noter que les largeurs de bandes des filtres élémentaires (FDo à FDN-I) sont sensiblement identiques et qu'elles dépendent de la durée de l'ITC, laquelle est fonction du nombre P des impulsions des salves d'émission. On pourra aussi noter que la totalité des signaux de sortie du récepteur est transférée à la sortie du banc de filtres. La fonction principale du banc de filtres Doppler est de classer les signaux échos suivant leur glissement de fréquence Doppler apparent et, conjointement, de fournir un gain d'intégration, donc d'accroître le rapport signal à bruit. 1l est préférable de disposer d'un nombre N élevé de filtres élémentaires, afin d'élaborer une mesure précise du glissement de fréquence Doppler des signaux échos, d'une part, et d'assurer une sensibilité de détection plus uniforme d'autre part. Toutefois, les filtres élémentaires adjacents ayant un chevauchement important, en présence d'un signal écho, le banc de filtres fournira une pluralité de réponses qui pourront être différenciés ultérieurement par leur amplitude relative. Dans ce cas, on dit que le banc des filtres Doppler "suréchantillonne en fréquence" les signaux de sortie du récepteur. La figure 10, à titre illustratif, montre la courbe de réponse en fréquence de l'élément central FN/2 du banc des filtres Doppler. On peut noter que si le glissement de fréquence Doppler des signaux d'échos lents est inférieur à 0,2 fois la moitié de la fréquence de récurrence FR des salves d'impulsions, seuls sont transférés les signaux de bruit thermique générés par le récepteur radar, et, éventuellement, les échos des cibles rapides tels que les aéronefs. La courbe de réponse des autres éléments du banc des filtres Doppler est sensiblement identique à celle de l'élément central FN/2. En conséquence, on peut voir que les données de sortie Am, N/2 de l'élément central FN/2 pourront être exploitées pour fournir une mesure au niveau moyen des signaux de bruit thermique du récepteur. Le niveau moyen des signaux de bruit thermique fixe le seuil de sensibilité de détection du système radar. Les éléments du banc des filtres Doppler sont préférentiellement du type "Réponse Impulsionnelle Finie" ou FIR selon la dénomination anglo-saxonne et mettent en oeuvre une structure transversale. De façon inhérente, ce type de filtres passe-bande est stable et la courbe de réponse en fréquence peut être conformée au spectre des signaux, en réglant judicieusement les valeurs des coefficients du filtre. Les structures transversales programmables exigent un nombre élevé de composants, toutefois de telles structures réalisées selon une technique d'intégration à très grande échelle (VLSI) sont maintenant disponibles. La figure 11 est un bloc diagramme fonctionnel qui se rapporte au processeur numérique 5 de la figure 4 et montre une forme de réalisation des circuits de traitement 7 des données numériques Am,n élaborées par le banc de filtres Doppler 6. Les données d'entrée Am,n des circuits de traitement 7 sont appliquées à deux voies de signal: une première voie ou voie de détection dont la fonction est de détecter tous les signaux échos en provenance d'objets ponctuels mobiles ou fixes, et une seconde voie, ou voie de contrôle, dont les fonctions sont de contrôler les signaux échos détectés par la première voie de signal d'une part, et de fournir une mesure non ambigüe f6n du signal radar de plus fort niveau présent dans chacune des cases distance. La voie de détection comprend un détecteur 70 du type TFAC (à taux de fausse alarme constant) qui fournit des données de sortie représentatives du rapport de l'amplitude des signaux échos ponctuels au niveau moyen des signaux environnants. Ce détecteur TFAC est connecté à l'entrée d'un circuit d'inhibition 71 qui comporte une entrée de commande. La voie de contrôle comprend des circuits de calcul et de contrôle 72 qui élaborent N signaux de commande binaires (Co - CN I) qui sont fournis à l'entrée de commande du circuit d'inhibition 71. On rappelle que l'émetteur 10 fournit un signal d'identification (U, V) de la salve d'impulsions en cours. Ce signal d'identification est envoyé à la voie de contrôle et sa fonction est de gérer les circuits de calcul des données de sortie Ret (C0 - CN 1) La figure 12 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation des circuits de contrôle et de calcul 72. Les données numériques Am,n sont fournies à un circuit de calcul 150 qui recherche pour chacune de M cases distance la valeur supérieure (SUP.Am,n) des données Am,n et retient le numéro (No.Fn) du filtre Doppler correspondant. Les données numériques Am,n sont également fournies à un circuit de calcul 151 qui calcule la valeur moyenne /ub des signaux de bruit thermique du récepteur. Le résultat de calcul /ub est multiplié, dans un opérateur 153, par un facteur constant Ks supérieur à l'unité pour obtenir une donnée de seuil Xus et la donnée de calcul SUP.Am,n sont appliquées aux entrées d'un comparateur de niveau numérique 152, lequel fournit un signal de sortie, ou signal de validation VE, lorsque la valeur SUP.Am,n est plus grande que la valeur de seuil lus. Ce signal de validation VE est appliqué à l'entrée de commande d'un circuit de porte 154 qui reçoit la donnée No.Fn;ce circuit de porte délivre la donnée validée (NiFn) pour chacune des N cases distances. Les données de sortie de la porte de validation 154 sont appliquées à l'entrée d'un élément de retard 155, d'une durée d'une salve d'impulsions. L'entrée et la sortie de l'élément de retard 155 sont connectées à des circuits de calcul 156 qui reçoivent, d'autre part, le signal d'identification (U, V) de la salve en cours. Les circuits de calcul 156, génèrent d'une part, pour chacune des cases distance, les N données (Co - Cl 1) correspondant aux N filtres Doppler et d'autre part, une donnée de mesure Rm correspondant à la mesure de la levée d'ambiguîté en vitesse. Cette donnée Rrn est placée dans l'un des emplacements complémentaires d'une case distance. Les figures 13a, 13b et 1 3c représentent, à titre illustratif, les fonctions de transfert G(f) du banc de filtres Doppler en aval de l'opér mobile rapide est éclipséé lors d'une salve d'impulsions donnée elle sera visible sur la salve d'impulsions précédente ou la suivante. La figure 13c correspond au cas, où le glissement de fréquence Doppler apparent du signal SUP.Am,n est important et correspond à un filtre Doppler Fn. Alors la donnée Cn est au niveau haut et tous les filtres Doppler sont inhibés à l'exeption du filtre Doppler Cn. On voit maintenant plus clairement que la réponse en fréqence G(f) du banc des filtres Doppler est adaptée pour chacune des cases distances du radar. La figure 14 est un bloc diagramme qui représente une forme de réalisation du circuit de calcul 210 de la donnée lub correspondant au niveau moyen des signaux de bruit thermique du récepteur. Les données d'entrée, Am,n fournies par le banc de filtres Doppler sont appliquées à l'entrée d'un registre d'entrée 211 pour échantillonner les valeurs Am.N/2, correspond au filtre Doppler central FN/2 positionné sur la fréquence de récurrence FR/2 de la salve d'impulsions en cours de traitement. Ces données Am.N/2 sont appliquées par l'intermédiaire d'un commutateur 212 à un opérateur numérique 213 qui effectue l'opération suivante Lorsque la valeur de m est égale à la grandeur de M, la donnée de sortie de l'opérateur de calcul 213 est stockée dans un registre de sortie 214 et la sortie de cet opérateur de calcul est remis à zéro. La sortie du registre de sortie 214 est rebouclée sur une seconde entrée du commutateur 212, lequel comporte une entrée de commande qui est connectée à la sortie d'un comparateur de niveau numérique 215. Ce comparateur numérique comporte une entrée de signal qui est connectée à la sortie du registre d'entrée 211 et une entrée de référence qui reçoit un signal de seuil /us proportionnel au niveau moyen 'ub des signaux de bruit thermique du récepteur. Le signal de seuil K1 . /ub est obtenu en multipliant la donnée de mesure lub par un facteur constant K1, à l'aide de l'opérateur de multiplication 216. Lorsque les grandeurs des données Am, N/2 est supérieure à la grandeur de seuil Kl . /ub, le comparateur de niveau génère un signal de commande du commutateur 212. H en résulte que ces données Am, N/2 de très forte amplitude ne sont pas prises en compte par l'opérateur de calcul 213, et que ces données sont remplacées par la donnée calculée /ub. On voit maintenant que la fonction du comparateur 215 est d'éliminer les erreurs de mesure qui seraient introduites par des signaux électromagnétiques d'interférence incohérents rayonnées par des systèmes radar situés dans le voisinage ou des signaux de contre-mesure électromagnétiques émis intentionnellement par un adversaire potentiel. La donnée /u est élaborée pendant une salve d'impulsions et la donnée de sortie lub résulte de la salve d'impulsions précédente. On peut noter que la donnée /u étant obtenue à partir d'un nombre M d'échantillons de bruit, la valeur de lub représente parfaitement la valeur moyenne des signaux de bruit du récepteur. Dans le but de réduire le nombre ou la "taille" des composants électroniques, le dispositif de la figure peut opérer avec des données d'entrée comprimées en amplitude, par exemple, avec des données A'm,n = log Am,n ; pour se faire l'opérateur de multiplication 216 doit être remplacé par un opérateur d'addition. La figure 15 est un bloc diagramme qui représente un mode de réalisation du dispositif de détection automatique 70. On rappelle que la fonction d'un dispositif de détection du type TFAC est de discriminer les échos pontuels tels que les signaux de bruit thermique ou les signaux de clutter et de rejeter les signaux diffus. Il en résulte que les signaux échos en provenance des véhicules terrestre et des constructions humaines devront être éliminés ultérieurement à la sortie du détecteur TFAC, c'est la fonction de la voie de contrôle d'inhiber ces signaux échos. Un élément de retard 71 qui reçoit les données de signal Am,n comporte une prise centrale 72 et une pluralité de prises intermédiaires régulièrement disposées de part et d'autre de cette prise centrale, afin de disposer d'un nombre suffisant de données de signal pour établir une valeur moyenne des signaux adjacents au signal écho à détecter. Les prises intermédiaires "amont" 73 sont connectées à un opérateur de moyennage 74 qui effectue l'opération suivante: Les prises intermédiaires "aval" 75 sont connectées à un opérateur de moyennage 76 qui effectue l'opération similaire suivante Un opérateur de comparaison 77 dont les entrées sont respectivement connectées aux opérateurs de moyennage 74 et 76 effectue l'opération suivante Vd = SUP . /ul /u2 Un opérateur 78 ayant une première entrée connectée à la prise centrale 72 de l'élément retardateur 70 et une seconde entrée connectée à l'opérateur de comparaison 77 effectue l'opération suivante Am,n Bmin = Am1n Vd Enfin, un comparateur à seuil 79, compare la grandeur de la donnée Bmin à une valeur de seuil de détection VD fixe. Lorsque la grandeur de la donnée Bmin est supérieure à la valeur de seuil VD, le comparateur fournit une donnée de sortie Dm,n qui indique qu'un signal d'écho ponctuel a été détecté. Dans le but de réduire le nombre de la "taille" des composants, les données d'entrée Am.n du dispositif peuvent être comprimées en amplitude, par exemple, les données d'entrée peuvent être de la forme: A'm.n = Log Am.n Dans ce cas, I'opérateur de division 78 doit être remplacé par un opérateur de soustraction. La figure 16 représente le diagramme de levée d'ambigulté en vitesse d'un système radar opérant cycliquement avec deux salves d'impulsions codées U et V. A titre illustratif, on considère le cas suivant: mu m TRu = TRv avec mu = 2 et mv = 3 Il est utile de rappeler que ce système de radar ne comporte pas de vitesses aveugles puique la banc de filtres Doppler est continu, comme représenté sur la figure 9. Sur le diagramme de la figure 16 les vitesses ambigües respectives sont représentées sur l'abscisse et l'ordonnée, tandis que les vitesses non ambigus résultant de l'association par couple des vitesses ambigus sont représentées par des droites obliques. La partie hachurée du diagramme correspond aux vitesses faibles caractéristiques du clutter de sol et atmosphérique, des signaux échos de véhicules terrestres et des aéronefs en défilement par rapport à l'antenne du système radar. Différents algorithmes de calcul permettent de calculer la vitesse radiale non ambigu en fonction du couple de vitesses radiales ambigües. Il est également possible d'obtenir la vitesse radiale non ambigüe, si l'on programme une mémoire ROM (lecture seulement) dans laquelle les adresses de lecture sont fournies par le couple de valeurs ambigües. On décrira maintenant un mode de réalisation préféré de l'invention et, à titre illustratif, on considèrera un équipement radar de surveillance de l'espace aérien opérant avec des séquences formées de trois salves d'impulsions (U, V et W) qui sont répétées cycliquement. En effet, si l'on utilise plus de deux salves d'impulsions codées, le domaine de mesure distance-vitesse du radar peut être étendu, par exemple, si l'équipement radar fonctionne en bande S (3GHz) le domaine de mesure peut atteindre 50 Km2.s~l. Une première remarque s'impose ; les données des signaux traitées par le banc des filtres Doppler doivent être codées avec une dynamique d'amplitude importante, de l'ordre de 10 à 14 bits par exemple. En effet, la fonction principale du banc des filtres Doppler est de classer les signaux de sortie du récepteur en fonction de leur glissement de fréquence Doppler apparent (ambigu) dans le but de déterminer avec précision le filtre Doppler qui fournit la donnée de plus fort niveau. Lors des opérations de traitement ultérieures effectuées sur les données de sortie Am,n du banc des filtres Doppler, notamment, la détection automatique des signaux d'échos ponctuels, la dynamique d'amplitude des données Am,n peut être comprimée afin de réduire le nombre et la "taille" des composants. La figure 17 est un bloc diagramme fonctionnel d'une forme de réalisation préférée de l'invention. On considère que l'émetteur de l'équipement radar opère avec trois salves d'impulsions contigûes U, V et W qui se répètent cycliquement et que le nombre de cases distance est égal à M compris entre zéro et M-l, la case distance numérotée "zéro", correspondant à l'impulsion d'émission, et éventuellement les cases distance avoisinantes n'étant pas prises en compte. D'autre part, pour chacune des salves d'impulsions, le couple (Fc. FR)i est différent, avec Fc la fréquence porteuse d'émission, FR la fréquence de répétition des impulsions et i le "numéro" de la salve (U ou V ou W). Dans ce qui suit, on condidère Fc constant et FRi variable. Le nombre P des impulsions constituant une salve est numéroté de zéro à P-l, avec P constant pour toutes les salves et les impulsions de rang "zéro" ne sont pas prises en compte afin d'éliminer les "retours de second balayage". Les données numériques am,p fournies par le convertisseur A/N du récepteur radar sont appliquées aux entrées du banc des filtres Doppler 4, lequel "suréchantillonne" en fréquence les signaux de sortie du récepteur. On supposera que les filtres Doppler sont numérotés de zéro à N avec N égal à 15 et que le filtre Doppler numéroté "zéro" est positionné sur les raies du spectre des signaux d'impulsion émis. Le banc des filtres Doppler fournit des données de sortie numériques Am,n, où A est l'amplitude du signal présent dans la case de distance m et le filtre Doppler numéroté n (correspondant à la case de vitesse n). Les données Am,n disponibles sur le bus de sortie 100 sont fournis, d'une part, à un opérateur de compression en amplitude, par un exemple, un convertisseur LIN/LOG, 300, et d'autre part, sur un bus bidirectionnel 101, à un opérateur 30S qui extrait la donnée SUP.Am,n et le numéro No.Fn du filtre Doppler correspondant. Cette donnée SUP.Am,n est alors insérée à l'entrée du convertisseur LIN/LOG, tandis que la donnée N0.Fn est insérée sur le bus de sortie 110 du convertisseur LIN/LOG. Le numéro de la salve d'impulsions en cours est également insérée sur le bus 110. La figure 18 représente le rangement des mots de données transférés sur le bus de sortie 110 du convertisseur LIN/LOG. Une case distance comprend 20 mots de 8 bits, numérotés de 1 à 20 dont 16 mots représentatifs des données fournies par chacun des filtres Doppler et 4 mots complémentaires (X, Y, Z et S) réservés pour insérer des données de calcul et des données d'état. La figure 19 illustre la structure des mots référencés X, Y, Z et S: - le mot X représente la valeur moyenne lub des signaux de bruit thermique fournit par l'opérateur 310 selon la formule où A'm,N/2 = Log Am,N/2 et N/2 le numéro du filtre Doppler central FN/2. - le mot Y est non utilisé (N.V) et reste disponible pour insérer une donnée de calcul complémentaire, par exemple la valeur moyenne des signaux dans une case distance, si cela est nécessaire. - le mot Z représente la grandeur Log. SUP.Am,n. - le mot S est un mot d'état qui indique notamment: sur 2 bits le numéro (U, V, W) de la salve d'impulsions en cours; sur 4 bits le numéro NOFn du filtre Doppler correspondant à la donnée SUP.Am,n, et 2 bits complémentires non utilisés (N.U), mais disponibles. Si l'on se reporte à la figure 17, on voit que l'on dispose sur le bus de données 110 de tous les signaux de sortie du récepteur, ceuxci étant classés suivant leur glissement de fréquence Doppler apparent (Fo - F15), de la valeur des paramètres 'ub et Log SUP.Am,n, et, des données d'état No.Fn et numéro (V, U, W) de la salve d'impulsions en cours. Le bus de données 110 est connecté à une première voie de signal, dont la fonction est de détecter les signaux d'échos ponctuels avec une probabilité de détection Pd élevée et de rejeter les signaux diffus avec une probabilité de fausse alarme Pfa faible. Le bus de données 110 est également connecté à une seconde voie de signal dont les fonctions sont de lever les ambigüités de vitesse des signaux échos et d'adapter la courbe de réponse en fréquence du banc des filtres Doppler pour chacune des cases distance de l'équipement radar. A cet effet, la seconde voie de signal élabore pour chacune des cases distances une suite de coefficients binaires (C0 CN-1) lesquels sont associés respectivement aux données Bm,n fournies par la voie de détection. La première voie de signal comprend un moyen de retard 31S du type LIFO (dernière entrée - première sortie) dont le retard est égal à une case distance-vitesse ; un circuit de détection automatique du type TFAC, 320, et un détecteur à seuil 325. Le détecteur TFAC fournit des données de sortie Bm,n qui représentent le rapport de l'amplitude des signaux échos ponctuels à la valeur moyenne des signaux diffus environnants. Le détecteur à seuil 325 compare les données Bm,n à une valeur de seuil fixe VD et délivre des données binaires D qui sont insérées sur le bus de sortie 120. Dans la seconde voie de signal, des registres d'entrée échantillonnent les données de calcul lub et log. SVP.Am,n, et les données d'état No.Fn et le numéro de la salve en cours (U ou V ou W). L'élément 335 calcule le rapport de la grandeur Log.SUP.Am,n à une valeur de seuil Vs = Ks. /ub, où lub est la valeur moyenne des signaux de bruit thermique et cet élément 335 valide la donnée NoFn, lorsque la grandeur Log.SUP.Am,n est supérieure à la valeur de seuil Vs, et ceci pour chacune des cases distances m. Pour permettre la levée des ambiguïtés de vitesse on doit disposer de trois données No.Fn, une donnée pour chacune des trois salves d'impulsions consécutives, à cet effet les données (N0.Fn)i I, (N0.Fn)i et (No.Fn).+1 sont mémorisées dans l'élément de mémoire 345, lequel comporte trois mémoires RAM (lecture-écriture) qui sont gérées par les circuits de gestion 340. Dans les mémoires RAM de l'élément 345 les données NoFn sont rangées de façon ordonnée, selon le numéro des cases distance, à cet effet elles sont adressées en lecture/écriture par un compteur ordinal d'adressage, sychrone des salves d'impulsions. L'élément 350 permet de calculer les coefficients de pondération (C0 - C(N I) des filtres Doppler et de lever l'ambigulté de vitesse pour chacune des cases distance, sous réserve que trois détections consicutives pour chacune des salves d'impulsions soient obtenues et, de lever partiellement l'ambigulté de vitesse si deux détections seulement sont disponibles. Un moyen d'effectuer les opérations cidessus peut être fourni par des mémoires ROM (lecture seulement) judicieusement programmée en fonction des paramètres de construction de l'équipement radar. La figure 20 en regard de la figure 18 représente la structure des mots de données du bus de sortie 120. On remarquera que les données du bus de sortie 120 sont retardées d'une case de distance par rapport aux mots de données correspondantes disponibles sur le bus de données 110. I1 suffit de noter que la donnée Rn est le mot de donnée identifiée par la référence numérique "4". D'autre part, un mot de données correspondant à un filtre Fn comprend: dans le bit LSB, la valeur du coefficient Cn, dans le bit adjacent, la valeur de la donnée "D" fourni par le détecteur de seuil 325 et les six autres bits représentant la grandeur du rapport de l'amplitude d'un signal d'écho ponctuel à la valeur moyenne des signaux environnants. La figure 21 représente les diverses forme de la donnée Rn relative à la mesure de levée d'ambiguîté d'un signal écho présent dans une case distance pour différentes conditions de détection de ce signal écho - condition a : 3 détections consécutives dans les salves d'impulsions U, V et W. Le bit MSB est au niveau 1 et h donnée Rn est définie sur 7 bits. La vitesse radiale d'un objet ponctuel (fixe ou mobile) est déterminée sans ambiguïté - condition b: 2 détections dans les salves d'impulsions U et W levée d'ambigulté partielle - condition c: 2 détections dans les salves d'impulsions U et V ou V et W - sans levée d'ambiguité - condition d : 1 seule détection dans les salves d'impulsions U ou V ou W; - condition e : non détection. Ici il faut noter que lorsque l'on accroît le nombre de salves d'impulsions dans une séquence d'illumination, la levée d'ambiguïté partielle peut être restreinte ; dans l'exemple ci-dessus seules deux salves d'impulsions particulières (U et W) parmi les trois (U, V et W) assurent une levée d'ambiguïté partielle. La figure 22 représente une variante de réalisation de la première voie de signal, dans laquelle est inclus un élément retardateur 355 d'une salve d'impulsions dans le but de faciliter l'organisation des mémoires RAM et ROM situées respectivement dans les éléments 345 et 350 de la seconde voie de signal. Cet élément retardateur peut être inséré par exemple entre les éléments 315 et 320 de la première voie de signal représentée à la figure 17. Si l'on analyse les données de sortie l'on voit que les signaux d'échos diffus sont rejetés par la voie de détection et que les signaux d'échos ponctuels fixes ou ayant une composante de vitesse radiale faible sont inhibés par la voie de contrôle. De plus l'extracteur de plots radar dispose pour chacune des cases de distance une information de levée d'ambiguïté, laquelle est une aide utile pour effectuer la synthèse des informations. On voit maintenant plus clairement les avantages que procurent l'invention : le nombre de mots de données stockés en mémoire est relativement réduit, la nature des données fournies à l'extracteur de plots, particulièrement le taux de fausse alarme réduit assure une initialisation rapide des pistes des aéronefs et le taux de "mitage" peut être faible. L'invention n'est pas limitée dans ses caractéristiques par la forme de réalisation particulière décrite à titre illustra tif. Le nombre de salves d'impulsions peut être différent, puisqu'il dépend non seulement du domaine de mesure distance-vitesse mais également des autres paramètres du radar, notamment, la bande microonde de fonctionnement et le temps d'illumination des cibles. Les valeurs des principaux paramètres de construction, données ici à titre indicatif, doivent être adaptées à la mission spécifique du système radar. L'architecture des circuits de traitement des données peut être différente, et elle dépend notamment de la configuration adoptée pour les bus de données et les types de circuits intégrés (Cl) utilisés. L'invention n'est pas limitée dans ses applications aux systèmes radar VCM mettant en oeuvre une antenne rotative, mais s'applique également aux systèmes radar VCM comprenant une antenne à balayage électronique. D'une façon générale, l'invention trouve son application dans les systèmes radar dans lesquels les signaux échos utiles et les signaux échos parasites doivent être discriminés par leur vitesse de déplacement relative. REVENDICATIONS 1. Système radar de surveillance de l'espace aérien, comprenant un émetteur (10) qui émet cycliquement une séquence de (i) salves de P salves d'impulsions codées non ambigües en distance et fournit un signal d'identification (U, V) de la salve d'impulsions en cours, et un récepteur cohérent incluant un convertisseur A/N (4) qui délivre des données numériques (am,p) pour chacune de M cases distance incluses dans la distance non ambigüe, caractérisé en ce qu'il comprend connectés en série au convertisseur A/N : un banc de N filtres Doppler (6) qui couvre la totalité du spectre de fréquences des signaux échos et des circuits de traitement (7) des données numériques de sortie (Am,n) de ce banc de filtres; ces circuits de traitement comportent connectés à une entrée commune une voie de détection comportant un détecteur TFAC (70) relié à un circuit d'inhibition (71), et une voie de contrôle comportant des circuits de calcul (72) qui élaborent pour chacune des M cases distance des données (C - CNl) qui sont appliquées à l'entrée de commande du circuit d'ihibition afin d'adapter la réponse en fréquence du banc de filtres Doppler en fonction de la loi de distribution en amplitude des données de sortie Am,n de chacun des filtres (Fo - Fn), les données de sortie (Bm,n) du circuit d'inhibition (71) correspondant aux signaux échos de cibles mobiles tels que des aéronefs en vol. 2. Système radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que les circuits de calcul (72) de la voie de contrôle comportent, complémentairement, des moyens de lever des ambiguïtés de vitesse des objets détectés, ces moyens de lever d'ambiguïté fournissant des données de sortie complexes (Rn) indiquant et, d'une part, le nombre des salves d'impulsions détectées au cours d'un cycle de mesure et, d'autre part, le résultat de lever d'ambiguïté en vitesse correspondant. 3. Système radar selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le banc des filtres Doppler (6) suréchantillonne en fréquence les données de sortie (am,p) du convertisseur A/N (4) du récepteur radar, l'écartement en fréquence des filtres Doppler (Fg - Fun 1) étant inférieur à la bande passante de ces filtres Doppler. 4. Système radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que les circuits de calcul (72) de la voie de contrôle comprennent: un moyen (150) pour extraire la donnée de plus fort niveau SUP.Am,n et le numéro (N0. Fn) du filtre Doppler correspondant, un moyen (151) pour calculer la valeur moyenne (lux) des signaux de bruit thermique du récepteur, ces moyens d'extraction et de calcul étant connectés à la sortie du banc des filtres Doppler (6); un comparateur de niveau (152) ayant une première entrée qui reçoit la donnée extraite SUP.Am,n et une seconde entrée qui reçoit une tension de seuil ('us) proportionnelle à la donnée de bruit (ruz) calculée, ce comparateur de niveau (152) fournit un signal de validation (VE) d'un circuit de porte (154) dont l'entrée reçoit le numéro du filtre Doppler ayant fourni la donnée SUP.Am,n et des moyens de calcul (155 et 156) des données de contrôle (C0 - CNl) du circuit d'inhibition de la voie de détection (71), ces moyens de calcul étant contrôlés par le signal d'identification (U, V) de la salve en cours. 5. Système radar selon la revendication 4, caractérisé en ce que les circuits de calcul (155 et 156) qui sont connectés aux données indiquant le numéro (NoFn) du filtre Doppler ayant fourni la donnée de plus fort niveau et au signal d'identification (U, V) de la salve d'impulsions en cours comprend complémentairement un moyen de calcul de la vitesse radiale non ambigu d'un signal écho, ce moyen de calcul étant constitué par une mémoire ROM programmée (350) dans laquelle les signaux d'adresse sont fournis par les numéros (NoFn) des filtres Doppler ayant fourni une donnée de plus fort niveau SUP.Am,n au cours de (i) salves d'impulsions consécutives. 6. Système radar de surveillance de l'espace aérien, comprenant un émetteur (10) qui émet cycliquement une séquence de (i) salves d'impulsions cohérentes codées non ambigües en distance et qui fournit un signal dtidentification (U, V, 1) de la salve dfjmpul sions en cours, et, un récepteur cohérent incluant un convertisseur A/N (4) qui délivre des données numériques (am,n) pour chacune des M cases distance incluses dans la distance non ambigüe, caractérisé en ce qu'il comprend : un banc de filtres Doppler (6) qui fournit des données (Am,n) sur un bus de sortie (100), ce banc de filtres Doppler étant connecté au convertisseur A/N du récepteur ; un moyen de compression (300) de la dynamique d'amplitude des signaux de sortie du banc des filtres Doppler ; un moyen d'extraction (305) de la donnée de plus fort niveau SUP.Am,n et du numéro (N0. Fn) du filtre Doppler correspondant, ce moyen d'extraction ayant un bus d'entrée unidirectionnel (101) connecté au bus de sortie (100) et un bus de sortie unidirectionnel (102) connecté au bus de sortie (110) du moyen de compression (305), et connecté à ce bus de sortie (110), un moyen de calcul (310) de la valeur moyenne (lux) des signaux de bruit thermique du récepteur, et en ce qu'il comprend connecté à ce bus de sortie (110) deux voies de signal: une voie de détection qui fournit des données correspondant aux signaux d'échos ponctuels sur un bus de sortie (120) et une voie de contrôle dont la sortie est connectée à ce bus de sortie de la voie de détection et qui délivre des signaux de contrôle (C0 - CNl) permettant d'adapter la réponse en fréquence de chacun des N filtres Doppler et des données de mesure, indiquant, d'une part, le nombre de salves d'impulsions détectées au cours d'un cycle de mesure et, d'autre part, une mesure de lever d'ambiguïté en vitesse correspondant. 7. Système radar selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen de compression (300) des données de sortie du banc de filtres Doppler (6) est constitué par un convertisseur LIN/LOG. 8. Système radar selon la revendication 6, caractérisé en ce que la voie de détection comprend : un circuit de retard (315) d'une case distance, un détecteur TFAC (320) et un circuit de seuil de détection (325). 9. Système radar selon la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit de retard (315) disposé dans la voie de détection est constitué par une mémoire du type LIFO. 10. Système radar selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'un circuit de retard (3su) complémentaire est disposé dans la voie de détection.