FR 2710802 A1 19950407 FR 9411521 A 19940927 La présente invention concerne en général un dispositif d'attaque d'une charge comprenant un transistor de puissance, et plus particulièrement un circuit de protection pour un transistor de puissance qui est périodiquement rendu conducteur et non conducteur en réponse à un signal oscillant produit par la charge/décharge d'un condensateur. Dans la technique antérieure, dans tout dispositif de commande pour mettre sous tension/hors tension des lampes clignotantes, ou un appareil de commande à modulation par impulsions de largeur variable (MILV), on prévoit un transistor de puissance en série avec le trajet du courant utilisé pour fournir à une charge un courant continu provenant d'une source d'alimentation à courant continu. Ce transistor est rendu périodiquement conducteur et non conducteur en réponse à un signal oscillant en chargeant/déchargeant un condensateur. En d'autres termes, dans ce type de dispositif, le condensateur de charge/décharge est soumis à une charge/décharge via une résistance d'une manière telle que la tension aux bornes du condensateur varie entre deux valeurs présélectionnées. Ce fonctionnement périodique du transistor de puissance pour le rendre conducteur/non conducteur est exécuté d'une manière telle que le transistor est rendu passant pendant l'opération de charge du condensateur, et non passant pendant sa décharge. Par ailleurs, un tel signal d'attaque (signal MILV) ayant le rapport cyclique désiré est engendré en comparant les tensions présentes aux bornes du condensateur, qui sont modifiées par les opérations de charge/décharge, à une tension de référence, et le transistor de puissance est alors rendu conducteur/non conducteur en réponse à ce signal MILV. D'autre part, on emploie un dispositif de protection, tel que celui décrit dans la demande de brevet japonais mise à la disposition du public nO 59-32224 (1984) dans le transistor de puissance utilisé dans ce dispositif d'attaque d'une charge. Plus précisément, dans le but de protéger le transistor de puissance contre les surintensités ou la dissipation des surchauffes, lesquelles sont dues à un court-circuitage ou au débranchement du trajet du courant dans lequel ce transistor de puissance est inséré, ce dispositif de protection fonctionne de la façon suivante : à l'issue d'un temps prédéterminé, étant donné que le transistor de puissance est rendu conducteur, il y a appréciation du fait que des surintensités peuvent ou non traverser le transistor de puissance en vérifiant si la tension présente aux bornes de ce transistor connecté au trajet du courant de la charge est supérieure ou non à une tension prédéterminée. On remarquera que cette tension correspond à la tension collecteur-émetteur VCE lorsqu'un transistor bipolaire est employé comme transistor de puissance, ou bien cette tension correspond à la tension drain-source VDS lorsqu'un transistor à effet de champ (FET) est utilisé comme transistor de puissance. Lorsque l'appréciation indique que des surintensités peuvent traverser le transistor de puissance, ce dernier est rendu non conducteur obligatoirement et continuellement via un circuit d'enclenchement constitué d'un thyristor et de transistors. Cependant, le dispositif de protection classique ci-dessus soulève le problème que la dissipation de la chaleur du transistor de puissance augmente progressivement et que le transistor de puissance risque alors d'être détruit électriquement même si l'on emploie ce dispositif de protection. Cela est dû au fait que, lorsque soit le signal d'attaque du transistor de puissance est mis à l'état hors-marche, soit le commutateur d'alimentation est amené à l'état hors-marche, celui-ci étant fourni en étant séparé du trajet du courant entre l'alimentation et la charge, l'opération d'enclenchement effectuée par le circuit d'enclenchement est amorcée, et le transistor de puissance peut être de nouveau rendu conducteur si l'opération suivante d'attaque de la charge a commencé, d'où il résulte que lorsque le transistor de puissance est rendu périodiquement conducteur/non conducteur par le dispositif d'attaque ci-dessus, ou lorsque le commutateur de l'alimentation est fermé de manière répétée, le transistor de puissance sera soumis à une surchauffe. En d'autres termes, selon le dispositif de protection classique, après l'écoulement d'un temps donné, étant donné que le transistor de puissance est rendu conducteur, il y a appréciation d'une surintensité provoquée par le court-circuitage de la charge, ou d'une augmentation de la résistance interne du transistor de puissance sur la base de la tension aux bornes de ce transistor, et par conséquent, le transistor de puissance est rendu non conducteur. I1 en résulte qu'un courant peut nécessairement circuler dans le transistor de puissance pendant une durée déterminée après qu'il ait été rendu conducteur. En conséquence, lorsque le transistor de puissance est rendu périodiquement conducteur/non conducteur par le dispositif d'attaque ci-dessus, ou bien lorsque le commutateur d'alimentation est fermé/ouvert de façon répétée, le courant doit circuler dans ce commutateur pendant une durée présélectionnée même s'il y a utilisation du dispositif de protection. I1 en résulte que ce courant peut accroître la dissipation de la chaleur du transistor de puissance, et finalement peut détruire électriquement le transistor. De plus, le dispositif de protection classique est susceptible d'être soumis aux effets néfastes du bruit, et par conséquent soulève le problème que le transistor de puissance est obligatoirement rendu non conducteur même s'il n'est pas traversé par une surcharge; c'est-à-dire, à titre d'exemple, que des surcharges sont constatées par erreur par suite de l'apparition d'un bruit dans le trajet du courant dans le cas de l'emploi du transistor de puissance, de sorte que le circuit d'enclenchement fonctionnera, ou bien ce circuit sera directement actionné par le bruit. On doit remarquer que, pour éviter une telle appréciation erronée des surcharges provoquées par le bruit, après constatation des surcharges par la tension aux bornes du transistor de puissance, ce signal d'appréciation peut être retardé par le circuit intégral, etc., pour fournir le signal d'appréciation retardé au circuit d'enclenchement. Dans ce cas, un circuit à retard tel que le circuit intégral doit être prévu séparément, mais il ne pourrait éviter le fonctionnement erroné du circuit d'enclenchement provoqué par le bruit. La présente invention a pour objet de résoudre les problèmes exposés ci-dessus et par conséquent a comme objet principal de fournir un dispositif de protection pour transistor de puissance, capable de procéder à une appréciation correcte, sans l'effet néfaste du bruit, du fait qu'une surcharge traverse ou non un transistor de puissance qui est rendu périodiquement conducteur/non conducteur en réponse à un signal oscillant produit en chargeant/déchargeant un condensateur, comme on l'a décrit ci-dessus, et qui est en outre capable de protéger avec sûreté le transistor de puissance à l'issue de l'appréciation de la surcharge. Pour atteindre l'objet principal, un dispositif d'attaque d'une charge selon un premier aspect de la présente invention comporte : un condensateur de charge/recharge; un circuit de charge/recharge pour charger/recharger le condensateur à une constante de temps donnée d'une façon telle que la tension présente aux bornes du condensateur varie entre une limite supérieure préétablie et une limite inférieure préétablie; un circuit d'attaque pour rendre conducteur un transistor de puissance connecté en série à un trajet du courant employé pour fournir un courant entre une source d'alimentation à courant continu et une charge, d'où l'attaque de la charge lorsque le circuit de charge/décharge provoque la charge du condensateur, ou bien la tension aux bornes du condensateur est supérieure ou égale à une tension prédéterminée définie entre la limite supérieure et la limite inférieure; un moyen d'appréciation d'une surcharge pour apprécier le fait que la tension présente aux bornes du transistor de puissance connectées au trajet du courant dépasse ou non la tension d'appréciation d'une surcharge; un moyen de changement de tension supérieure afin de modifier la limite supérieure de la tension à laquelle le circuit de charge/décharge arrête l'opération de charge du condensateur et commence sa décharge, pour la faire passer à une valeur normalement supérieure à une tension correspondant à l'appréciation de l'arrêt de l'attaque lorsque le moyen appréciant les surcharges apprécie le fait que la tension aux bornes dépasse la tension d'appréciation des surcharges; et un premier moyen d'arrêt de l'attaque pour rendre obligatoirement non conducteur le transistor de puissance et en outre pour maintenir le circuit de charge/décharge à l'état de charge du condensateur en appréçiant le fait que la tension aux bornes du condensateur est ou non supérieure ou égale à la tension d'appréciation de l'arrêt de l'attaque lorsque la tension présente aux bornes du condensateur devient supérieure ou égale à la tension d'appréciation de l'arrêt de l'attaque. Comme on l'a décrit ci-dessus, le dispositif d'attaque de la charge selon le premier aspect de la présente invention comporte le dispositif d'attaque pour rendre conducteur/non conducteur le transistor de puissance en réponse au signal oscillant obtenu en chargeant/déchargeant le condensateur. Dans ce dispositif d'attaque de la charge, le moyen appréciant les surintensités appréciera le fait que la surcharge traverse ou non le transistor de puissance en vérifiant le fait que la tension présente aux bornes du transistor de puissance dépasse ou non la valeur d'appréciation des surcharges. Alors, lorsque ce moyen appréciant les surcharges apprécie le fait que la tension aux bornes du transistor de puissance dépasse la tension correspondant d'appréciation des surcharges, le moyen changeant la tension limite supérieure modifie cette tension pour la faire passer à la tension d'appréciation de l'arrêt de l'attaque, tension limite supérieure à laquelle le circuit de charge/décharge employé dans le dispositif d'attaque arrête la charge du condensateur pour commencer sa décharge. Le premier moyen arrêtant l'attaque apprécie le fait que la tension aux bornes du condensateur est ou non supérieure ou égale à la tension d'appréciation de l'arrêt de l'attaque. Lorsque la tension aux bornes devient supérieure à la tension, normalement élevée correspondant à l'appréciation de l'arrêt de l'attaque, le transistor de puissance est rendu de force non conducteur de manière à maintenir le circuit de charge/décharge à l'état de charge de ce circuit. En d'autres termes, selon la présente invention, lorsque la tension présente aux bornes du transistor dépasse la tension d'appréciation des surcharges, et que le moyen appréciant les surcharges apprécie que la surcharge traverse le transistor de puissance, le circuit de charge/décharge continue à charger le condensateur jusqu'à ce que la tension à ses bornes devienne supérieure ou égale à la tension normalement supérieure à la tension d'appréciation de l'arrêt de l'attaque. Lorsque la tension présente aux bornes du condensateur devient supérieure à la tension d'arrêt de l'attaque, le premier moyen d'arrêt de l'attaque rend non conducteur le transistor de puissance. Comme conséquence, selon la présente invention, la durée définie après que le moyen appréciant les surcharges apprécie l'apparition d'une surcharge, et jusqu'à ce que le transistor de puissance soit rendu non conducteur, est retardée par la durée de charge du condensateur. Si la tension aux bornes du transistor de puissance est ramenée à la tension normale pendant cette durée, étant donné que le moyen changeant la tension limite supérieure arrête son fonctionnement, le circuit de charge/décharge arrête l'opération de charge du condensateur et commence l'opération de décharge. Comme conséquence, conformément au dispositif d'attaque d'une charge de la présente invention, même lorsque le moyen appréciant les surcharges apprécie de manière temporaire et erronée l'apparition d'une surcharge due à l'effet néfaste du bruit, le transistor de puissance n'est pas obligatoirement rendu non conducteur. En outre, comme le circuit de charge/décharge employé dans le dispositif d'attaque est utilisé à cause de son retard, il peut être réalisé sans employer un circuit à retard spécifique. Alors, le moyen d'arrêt de l'attaque non seulement rend obligatoirement non conducteur le transistor de puissance lorsque la tension aux bornes du condensateur est supérieure à la tension d'appréciation de l'arrêt de l'attaque, mais maintient aussi le circuit de charge/décharge à l'état de charge du condensateur. Comme conséquence, après que le transistor de puissance ait été rendu non conducteur car la présence d'une surcharge a été appréciée, le condensateur continue à être chargé même après que cette tension aux bornes atteigne la tension d'appréciation de l'arrêt de l'attaque. Enfin, cette tension aux bornes est maintenue comme tension maximum rechargeable dans le circuit de charge/décharge. En conséquence, selon la présente invention, après que le transistor de puissance a été rendu non conducteur, cet état non conducteur est maintenu en chargeant le condensateur. Même lorsque le premier moyen d'arrêt de l'attaque apprécie d'une manière temporaire et erronée le fait que la tension présente aux bornes du condensateur devient inférieure à la tension d'appréciation de l'arrêt de l'attaque à cause du bruit après que le premier moyen d'arrêt de l'attaque ait rendu non conducteur le transistor de puissance, il n'y a aucun risque que l'état non conducteur du transistor de puissance soit amorcé. Lorsque le moyen d'arrêt de l'attaque apprécie de manière erronée le fait que la tension aux bornes du condensateur devient supérieure à la tension d'appréciation de l'arrêt de l'attaque à cause du bruit, le transistor de puissance est rendu temporairement non conducteur en réponse à cette appréciation erronée. Dans ce cas, comme le condensateur n'est pas chargé d'une manière telle que la tension à ses bornes devient supérieure ou égale à la tension d'appréciation de l'arrêt de l'attaque, l'état non conducteur du transistor de puissance n'est pas maintenu. De plus, comme on l'a décrit ci-dessus, dans la présente invention, lorsque l'état non conducteur du transistor de puissance est enclenché par la charge du condensateur, et alors que la tension aux bornes du condensateur devient inférieure à la tension d'appréciation d'arrêt de l'attaque, cet état d'enclenchement est amorcé. Par conséquent, même si le commutateur de l'alimentation employé séparément dans le trajet du courant entre l'alimentation et la charge est fermé de façon répétée, l'état non conducteur du transistor de puissance peut être maintenu, mais ce transistor ne sera pas mis à l'état non conducteur toutes les fois qu'il y a fermeture du commutateur de l'alimentation. La demanderesse a étudié les protections contre les surtensions du transistor de puissance mentionné ci-dessus, dans le cas où le dispositif cidessus d'attaque d'une charge est appliqué à un dispositif d'attaque de charge du type à deux bornes, où le transistor est utilisé comme ce qu'on appelle un commutateur du côté haut. Plus précisément, dans le dispositif de commande classique employant un élément semi-conducteur, on connaît un circuit de protection contre les surtensions tel que celui décrit dans la demande de brevet japonais mise à la disposition du public nO 50-36942 dans lequel l'élément semi-conducteur de sortie connecté à l'alimentation ne peut être détruit lorsqu'il se produit une surtension dans l'alimentation. Alors, l'élément semi-conducteur de sortie est rendu passant de force par le courant de rupture de la diode Zener, et cette surtension est absorbée dans la charge de l'élément semi-conducteur de sortie. Cependant, lorsqu'on applique un tel circuit classique de protection contre les surtensions au dispositif d'attaque du type à deux bornes (borne de connexion de la source de courant continu et borne de connexion de la charge) pour rendre conducteur/non conducteur le transistor de puissance à canal N employé comme "commutateur du côté haut" dans le trajet du courant entre la source de courant continu et la charge, le transistor de puissance est rendu conducteur/non conducteur à une fréquence présélectionnée pendant l'apparition de surtensions et alors ce transistor de puissance est l'objet d'une surchauffe. Dans le pire des cas, il y a le risque que le transistor de puissance soit détruit par la chaleur. On expliquera maintenant plus en détail ce problème classique. Tout d'abord, comme représenté en figure 8, par exemple, le dispositif d'attaque du type à deux bornes pour attaquer le transistor de puissance 86 à canal N, connecté en série au trajet du courant entre la batterie 80 et la charge 82 en même temps que le commutateur principal 84, comprend une source d'alimentation auxiliaire 92. Cette source 92 fournit l'énergie au circuit de commande interne 88 et au circuit d'attaque 90, etc., en chargeant le condensateur C10 de la source d'alimentation via la diode D10 par la tension apparaissant aux deux bornes (source drain) du transistor de puissance 86 lorsque le commutateur principal 84 est à l'état fermé et le transistor de puissance 86 est à l'état non conducteur, et aussi par les charges électriques stockées dans ce condensateur C10, et la tension aux bornes du transistor de puissance 86. Par conséquent, lorsque le circuit classique de protection contre les surtensions qu'on décrit cidessus est appliqué au dispositif d'attaque du type à deux bornes, ce circuit peut être agencé, comme indiqué par la référence 94 en figure 8, avec des diodes Zener ZDll à ZD13 qui deviennent conductrices lorsque la tension de la source d'alimentation Vc sortant de la source d'alimentation auxiliaire 92 atteint une limite supérieure prédéterminée. En outre, ce circuit de protection contre les surtensions comprend le transistor de protection TR15 pour rendre obligatoirement conducteur le transistor d'attaque TR16 prévu dans le circuit d'attaque 90, ce qui a pour effet de rendre conducteur le transistor de puissance 86, et aussi des résistances R51 et R52 pour rendre conducteur le transistor de protection TR15 (c'est-à-dire que le transistor de puissance est rendu conducteur) par les courants de rupture traversant les diodes Zener ZDll à ZD13. On remarquera dans le dispositif d'attaque de la figure 8 que le circuit d'attaque 90 pour rendre conducteur/non conducteur le transistor de puissance 86 est construit de façon à rendre conducteur le transistor de puissance 86 en appliquant la tension Vc de la source d'alimentation via les résistances R14 et R15 à la grille du transistor de puissance 86 lorsque le transistor d'attaque TR16 rendu conducteur/non conducteur en réponse au signal de commande provenant du circuit de commande 88 est amené à l'état non conducteur. En outre, le dispositif d'attaque comporte la diode Zener ZD14 de protection contre les surtensions qui limite la tension de la grille du transistor de puissance 86 à une valeur inférieure à une valeur présélectionnée lorsque la tension Vc de l'alimentation devient anormale (surtension). Dans le circuit 94 de protection contre les surtensions ayant l'agencement expliqué ci-dessus, lorsque le commutateur principal 84 est à l'état fermé, et aussi lorsque le transistor de puissance 86 est à l'état non conducteur, la tension VB de la batterie devient une surtension. Si la tension aux bornes (tension d'alimentation Vc) du condensateur C10 de l'alimentation alimenté en énergie par la batterie 80 dépasse les tensions de rupture des diodes Zener ZDll à ZD13, le transistor de protection TR15 est alors rendu conducteur, d'où il résulte que le transistor de puissance 86 est rendu obligatoirement conducteur. Lorsque le transistor de puissance 86 est rendu conducteur pendant l'apparition d'une surtension, le courant circule à partir de la batterie 80 via le transistor de puissance 86 et le commutateur principal 84 jusqu a la charge 82, de sorte que la tension aux bornes de la charge 82, c'est-à-dire le potentiel de la masse KG du dispositif d'attaque, est sensiblement égale à la tension obtenue en soustrayant la tension à l'état conducteur du transistor de puissance 86 de la tension VB de la batterie 80. A ce moment là, la tension d'alimentation Vc dans le dispositif d'attaque correspond à la tension aux bornes du condensateur C10 de l'alimentation auxiliaire 92 sur la base du potentiel de la masse KG. Alors, dans cette situation, étant donné que le potentiel à la polarité positive du condensateur C10 de l'alimentation devient supérieur à celui de la batterie 80, aucune opération de charge du condensateur C10 à partir de la batterie 80 n'est exécutée, et la tension d'alimentation Vc est immédiatement abaissée par l'opération de décharge entre le condensateur C10 et le circuit de commande 88 et le circuit 94 de protection contre les surtensions. En réponse à l'abaissement de cette tension Vc, le transistor de protection TR15 employé dans le circuit 94 de protection contre les surtensions est rendu non conducteur et le transistor de puissance 86 est également amené à l'état non conducteur. Alors, lorsque le transistor de puissance 86 est rendu non conducteur, étant donné que la tension VB de la batterie égale à la surtension est de nouveau appliquée au condensateur C10 de l'alimentation, la tension Vc croît. I1 en résulte que le circuit de protection contre les surtensions devient actif et que le transistor de puissance 86 est rendu non conducteur. En d'autres termes, comme on l'a décrit cidessus, lorsque le circuit classique de protection contre les surtensions est appliqué au dispositif d'attaque du type à deux bornes, ce dispositif d'attaque fonctionne comme un circuit oscillant, et le transistor de puissance est périodiquement rendu conducteur/non conducteur. Alors, à ce moment là, la fréquence d'oscillation est déterminée par les capacitances de jonction des diodes Zener ZDll à ZD13 et la capacitance du condensateur C10 de l'alimentation devient normalement plusieurs centaines de KHz. Par exemple, lorsqu'il se produit une surtension pendant une longue durée par suite de la diminution de la charge, ce dispositif d'attaque oscillera de façon répétée. D'autre part, la fréquence de fonctionnement du circuit d'attaque 90 représenté en figure 8 est déterminée sur la base des résistances R14, R15 et la capacitance de la grille du transistor de puissance 86, de sorte que, lorsque le transistor de protection TR15 est rendu conducteur/non conducteur à la fréquence d'oscillation ci-dessus, la tension de la grille devient stable à un potentiel intermédiaire qui est défini entre la tension présente lorsque le transistor de protection TR15 est rendu conducteur et la tension au moment où ce transistor est rendu non conducteur. I1 en résulte que le transistor de puissance 86 ne peut être attaqué dans une zone de saturation parfaite où la résistance interne du transistor devient minimum, et par conséquent, il sera fixe dans une région de saturation où il se trouve à l'état à moitié conducteur. Comme conséquence, lorsque la surtension est produite pendant une longue durée, la perte dans le transistor de puissance 86 est augmentée par rapport au courant de charge, et la dissipation de la chaleur du transistor 86 augmente. Dans le pire des cas, le transistor de puissance 86 sera détruit thermiquement. La présente invention a été réalisée dans l'objectif de résoudre les problèmes venant d'être décrits et, par conséquent, a comme objet secondaire de fournir un circuit de protection contre les surtensions tel qu'il peut empêcher la destruction d'un transistor de puissance dans le cas où il y a attaque du transistor de puissance employé comme commutateur du côté haut dans le trajet du courant entre une source d'alimentation à courant continu et une charge par un dispositif d'attaque du type à deux bornes; lorsqu'il se produit une surtensions dans la source d'alimentation à courant continu, le transistor de puissance peut être rendu conducteur avec sûreté sans qu'il y ait fonctionnement du dispositif d'attaque comme circuit oscillant. Pour atteindre le second objet venant d'être décrit, un dispositif de protection contre les surtensions selon un second aspect de l'invention est caractérisé dans le circuit d'attaque d'une charge décrit ci-dessus en ce que le trajet du courant possède une borne de connexion d'une source d'alimentation à courant continu, et un commutateur de connexion d'une charge pour connecter la charge. Ce dispositif de protection contre les surtensions est employé dans un dispositif d'attaque d'une charge équipé d'une source d'alimentation auxiliaire connectée en parallèle au transistor de puissance, afin de stocker des charges électriques dans un condensateur d'alimentation par une tension qui apparaît aux bornes du transistor de puissance, et afin de produire une tension d'alimentation par les charges électriques stockées dans le condensateur de l'alimentation et la tension présente aux deux bornes de la connexion de la source d'alimentation à courant continu et de la connexion de la charge; et un circuit de charge fonctionnant par la réception de la fourniture d'énergie à partir de la source d'alimentation auxiliaire, afin de rendre conducteur/non conducteur le transistor de puissance en réponse à un signal de commande appliqué de l'extérieur, ce qui a pour effet d'attaquer la charge. Le dispositif de protection contre les surtensions comprend : un moyen d'appréciation des surtensions afin d'apprécier le fait qu'il se produit une surtension dans la source d'alimentation à courant continu lorsque la tension appliquée à partir de la source d'alimentation auxiliaire dépasse une tension d'appréciation prédéterminée; un moyen d'établissement de tension d'appréciation afin d'établir la tension d'appréciation à une première tension d'appréciation à moins que le moyen d'appréciation des surtensions apprécie l'apparition de la surtension, et afin d'établir la tension d'appréciation à une seconde tension d'appréciation inférieure à la première tension d'appréciation suivant une valeur présélectionnée lorsque le moyen d'appréciation des surtensions apprécie l'apparition de la surtension, et ensuite jusqu'à ce que le moyen d'appréciation des surtensions apprécie l'apparition de la surtension; et un moyen de protection pour rendre conducteur le transistor de puissance lorsque le moyen d'appréciation des surtensions apprécie l'apparition de la surtension. Dans le dispositif de protection contre les surtensions ayant l'agencement venant d'être décrit, selon le second aspect de la présente invention, le moyen d'appréciation des surtensions apprécie le fait qu'il se produit une surtension dans la source d'alimentation à courant continu lorsque la tension de la source d'alimentation auxiliaire dépasse une tension d'appréciation prédéterminée. Lorsque ce moyen d'appréciation des surtensions apprécie l'apparition de la surtension, le moyen de protection rend conducteur le transistor de puissance. La tension d'appréciation dans le moyen d'appréciation des surtensions est établie à la première tension d'appréciation par le moyen d'établissement de la tension d'appréciation à moins que le moyen d'appréciation des surtensions apprécie l'apparition de la surtension. Lorsque l'apparition de la surtension est appréciée par le moyen d'appréciation des surtensions, le moyen d'établissement de la tension d'appréciation établit la tension d'appréciation à une seconde tension d'appréciation inférieure à la première suivant une tension présélectionnée après que le moyen d'appréciation des surtensions n'apprécie pas l'apparition de la surtension. En d'autres termes, selon le second aspect de la présente invention, une caractéristique dite "caractéristique d'hystérésis" est fournie dans la tension d'appréciation du moyen d'appréciation des surtensions. Lorsque la surtension de la source d'alimentation à courant continu est appréciée par le moyen d'appréciation des surtensions, la tension employée pour apprécier la tension est ultérieurement changée pour passer à la seconde tension d'appréciation inférieure à la tension d'appréciation normale (première tension d'appréciation). Comme résultat, la durée définie après que le transistor de puissance a été rendu conducteur et jusqu'à ce que la tension de la source d'alimentation auxiliaire soit abaissée pour rendre non conducteur le transistor de puissance peut être prolongée, de sorte que le transistor de puissance est rendu conducteur/non conducteur à vitesse élevée lorsque la surtension est produite dans la source d'alimentation à courant continu. Comme conséquence, selon le second aspect de la présente invention, le transistor de puissance peut être protégé avec sûreté, en ne souffrant pas du problème classique que, lorsqu'il se produit une surtension dans la source d'alimentation à courant continu, le transistor de puissance est rendu conducteur/non conducteur à des vitesses élevées et par conséquent est l'objet d'une surchauffe, comme dans le dispositif classique d'attaque d'une charge. De plus, la demanderesse s'est penchée sur la destruction thermique du transistor de puissance en relation avec le circuit d'attaque d'une charge qu'on a décrit ci-dessus. Plus particulièrement, dans le dispositif d'attaque d'une charge du type à deux bornes qu'on a décrit ci-dessus, lorsque le commutateur principal (commutateur indicateur de direction) est fermé, il n'y a pratiquement aucune différence de potentiel entre les bornes du transistor de puissance. En conséquence, même dans cette situation, la source d'alimentation auxiliaire est nécessaire, laquelle emploie le condensateur de l'alimentation utilisé pour faire fonctionner le circuit d'attaque afin d'attaquer le transistor de puissance. Cependant, la tension de la source de l'alimentation auxiliaire diminue lorsque la tension produite aux bornes du transistor de puissance est abaissée dans le cas où ce transistor correspondant à l'élément de commutation est rendu non conducteur, c'est-à-dire lorsque la tension de sortie de l'alimentation à courant continu est abaissée dans le but de produire la tension d'alimentation en utilisant la tension de sortie de la source d'alimentation à courant continu. I1 en résulte que, lorsque la tension de sortie de la source d'alimentation à courant continu est abaissée, le transistor de puissance est placé dans l'état d'attaque à basse tension. I1 n'y a aucun problème si la tension d'attaque du transistor de puissance est la tension se trouvant dans la zone de saturation où la résistance interne du transistor devient minimum. Lorsque la tension d'attaque est ainsi abaissée, la résistance interne croît, de sorte que la dissipation de la chaleur augmente, ce qui se traduit par la destruction thermique. Un troisième objet de la présente invention est donc de fournir un dispositif d'attaque d'une charge qui, lorsque la tension de sortie soit de la source d'alimentation à courant continu, soit de la source d'alimentation auxiliaire est abaissée, l'opération d'attaque du transistor de puissance est arrêtée pour supprimer la dissipation de chaleur de ce transistor, et alors la destruction thermique du transistor peut être évitée. Pour atteindre le troisième objet ci-dessus, un troisième aspect de la présente invention est caractérisé en ce que, dans le dispositif d'attaque d'une charge qu'on a décrit ci-dessus, un moyen de détection de la tension de sortie pour la source d'alimentation à courant continu ou la source d'alimentation auxiliaire est employé, et ce moyen de détection de la tension de sortie comporte un second moyen d'arrêt de l'attaque afin de stopper l'opération d'attaque du transistor de puissance lorsque la tension de sortie soit de la source d'alimentation à courant continu, soit de la source d'alimentation auxiliaire s'abaisse. Selon le dispositif d'attaque d'une charge ayant le troisième aspect ci-dessus de la présente invention, lorsque la tension de sortie de la source d'alimentation à courant continu est abaissée, la diminution de cette tension de sortie est détectée par le moyen de détection de tension de sortie et ensuite l'opération d'attaque du transistor de puissance est stoppée. Comme conséquence, on peut éviter que le transistor de puissance soit attaqué sous une faible tension telle que sa résistance interne devient élevée. En conséquence, on peut éviter la destruction thermique qui est provoquée par la dissipation de chaleur du transistor de puissance attaqué sous une faible tension. La présente invention sera bien comprise lors de la description suivante faite en liaison avec les dessins ci-joints dans lesquels La figure 1 est un schéma des circuits d'un dispositif d'attaque d'une charge selon un premier mode de réalisation de la présente invention; La figure 2 représente schématiquement les circuits d'un dispositif d'attaque d'une charge, dans laquelle tous les modes de réalisation de la présente invention ont été montés; La figure 3 est un diagramme de temps pour indiquer les opérations du dispositif d'attaque d'une charge représenté en figure 1; La figure 4 est un schéma des circuits d'un dispositif d'attaque d'une charge selon un second mode de réalisation de la présente invention, correspondant à une variante d'exemple du premier mode de réalisation; La figure 5 est un schéma d'un circuit de protection contre les surtensions employé dans le dispositif d'attaque d'une charge de la présente invention; La figure 6 est un diagramme de temps pour représenter les opérations du circuit de protection contre les surcharges de la figure 5; La figure 7 est un schéma d'une variante d'exemple du circuit de protection contre les surcharges employé dans le dispositif d'attaque d'une charge de la figure 5; La figure 8 est un schéma du circuit classique de protection contre les surcharges pour le dispositif d'attaque d'une charge représenté en figure 5 et en figure 7; La figure 9 est un schéma du circuit d'un autre dispositif d'attaque d'une charge selon un cinquième mode de réalisation et un sixième mode de réalisation de la présente invention; La figure 10 est un diagramme de temps pour indiquer les opérations du dispositif d'attaque d'une charge représenté en figure 9; et La figure 11 est un schéma des circuits pour une variante d'exemple du dispositif d'attaque d'une charge représenté en figure 9. En liaison avec les dessins, on décrira maintenant un dispositif d'attaque d'une charge selon un mode de réalisation de la présente invention. La figure 2 représente schématiquement un agencement d'ensemble des circuits d'un indicateur de direction pour véhicule, auquel la présente invention peut s'appliquer. La figure 1 représente un schéma des circuits d'un dispositif de protection contre les surcharges à MOSFET de puissance qu'on emploie dans cet indicateur de direction, dans lequel le MOSFET de puissance correspond à l'un des transistors de puissance. Comme représenté en figure 2, l'indicateur de direction d'un véhicule selon un premier mode de réalisation de la présente invention est constitué de lampes indicatrices de direction lOL, lOR qui sont montées sur les côtés gauche et droit du véhicule, respectivement; d'un commutateur 12 d'indication de direction actionné par le conducteur du véhicule de manière à mettre sous tension l'une des lampes lOL, lOR; et un MOSFET de puissance 16 à canal N. Le MOSFET 16 est monté dans un trajet du courant constitué du commutateur 12, d'un fusible 15 et d'une batterie 14, grâce auquel l'énergie de la batterie 14 est fournie aux lampes lOL et lOR. L'une des lampes lOL et lOR, qui est connectée par le commutateur 12, clignote en branchant et déconnectant périodiquement ce trajet du courant lorsque le commutateur 12 est fermé. Pour brancher/déconnecter ce trajet du courant, le drain du MOSFET de puissance 16 est connecté via une borne TB à la batterie 14, et sa source via une borne TL au commutateur 12. Une source d'alimentation auxiliaire constituée d'une résistance R16, d'une diode D1, et d'un condensateur d'alimentation C1 est montée entre les bornes TB et TL, auxquelles le MOSFET 16 est relié, et cette source est montée en parallèle avec le MOSFET 16. Cette source d'alimentation auxiliaire charge le condensateur C1 avec une tension sensiblement égale à la tension de sortie de la batterie 14 produite entre les bornes TB et TL lorsque le commutateur 12 est fermé pour relier la borne TL à l'une des lampes indicatrices lOL et lOR, et en outre, le MOSFET 16 est rendu non conducteur. Cette tension produite entre les bornes est appliquée au dispositif d'attaque d'une charge comme tension d'alimentation. Lorsque le MOSFET 16 est amené à l'état conducteur, d'où la présence de la tension entre les bornes TB et TL, la tension aux bornes du condensateur C1 est appliquée au dispositif d'attaque d'une charge comme tension d'alimentation. Au condensateur C1 est connecté un circuit à tension constante constitué d'un circuit intégré à courant constant IC, d'une diode Zener D2 et d'un transistor TR1. Sur la base de la tension constante sortant de ce circuit, diverses tensions de référence peuvent être produites qui sont utilisées pour commander à l'état conducteur/non conducteur le MOSFET de puissance 16. D'autre part, on a prévu dans ce dispositif indicateur de direction pour véhicule, selon le présent mode de réalisation, un circuit d'attaque 31 pour attaquer le MOSFET 16; un circuit d'intégration constitué d'un condensateur de charge/décharge CO et d'une résistance RO, et un circuit de clignotement 22 pour produire un signal de clignotement S1 comme signal de commande qu'on a décrit ci-dessus. Les lampes indicatrices lOL et lOR sont amenées à clignoter par la charge/décharge du condensateur CO par l'application de la tension de commande de la charge/décharge via un inverseur IN1 au circuit d'intégration lorsque le commutateur 12 est fermé. Le dispositif indicateur de direction comprend en outre un circuit de décharge rapide 24 afin de décharger rapidement le condensateur de charge/décharge CO en détectant le fait que le commutateur 12 est ouvert et que le transistor TR2 est rendu conducteur; un moyen appréciant les surintensités comme défini dans le premier aspect de la présente invention, correspondant à un circuit permettant d'éviter qu'une surintensité ne circule dans le MOSFET 16 en détectant cette circulation, d'où il résulte que le clignotement des lampes lOL et lOR sous l'effet du circuit 22 est empêché. Le dispositif indicateur de direction comporte en outre un circuit 26 d'arrêt d'attaque, ayant un moyen de changement de tension supérieure, un moyen d'arrêt d'attaque; un circuit 28 produisant une tension d'appréciation afin de produire la tension d'appréciation du moyen appréciant les surintensités dans le circuit 26; un moyen appréciant les surtensions tel que défini dans le second aspect de la présente invention, lequel détecte une situation extraordinaire (surtension) de la tension VB de la batterie à partir de la tension Vc de l'alimentation qui est appliquée à partir de la source d'alimentation auxiliaire, ce qui a pour effet de rendre obligatoirement conducteur le MOSFET de puissance 16; et un circuit 30 de protection contre les surtensions ayant un moyen d'établissement d'une tension d'appréciation et un moyen de protection. On remarquera que le circuit de clignotement 22 est connu dans la technique; il charge/décharge de manière répétée le condensateur de charge/décharge CO en conformité avec la séquence mentionnée ci-dessous, et produit un signal de clignotement S ayant un niveau bas pour rendre conducteur le MOSFET de puissance 16 pendant l'opération de charge. Plus précisément, la tension constante VT obtenue à partir du circuit à tension constante est subdivisée de manière à produire une tension limite supérieure et une tension limite inférieure du condensateur CO, et la sortie de l'inverseur IN1 est réglée au niveau haut jusqu'à ce que la tension présente aux bornes du condensateur de charge/recharge CO atteigne la tension limite supérieure, de sorte que le condensateur CO est chargé à une constante de temps donnée. Lorsque la tension aux bornes du condensateur CO atteint la tension limite supérieure, la sortie de l'inverseur IN1 est réglée au niveau bas, alors que cette tension aux bornes atteint ensuite la tension limite inférieure, de sorte que le condensateur CO est déchargé à une constante de temps prédéterminée. On décrira plus en détail les constituants du circuit 26 d'arrêt d'attaque, du circuit 28 de production de la tension d'appréciation, du circuit 30 de protection contre les surtensions, du circuit d'attaque 31, et du circuit 24 de décharge rapide. [PREMIER MODE DE REALISATION] Tout d'abord, on a représenté en figure 1 la présente invention définie par son premier aspect, à savoir un dispositif d'attaque d'une charge équipé d'un circuit de protection contre les surintensités selon un premier mode de réalisation de la présente invention. La figure 1 représente plus en détail l'agencement des circuits internes du circuit de clignotement 22, du circuit 26 d'arrêt d'attaque et du circuit 28 de production de la tension d'appréciation parmi les circuits représentés en figure 2. On remarquera que les mêmes références qu'en figure 2 seront employée pour désigner les mêmes éléments de circuit en figure 2, et également dans les dessins suivants. Comme circuit de clignotement 22 représenté en figure 2, le dispositif indicateur de direction du véhicule est équipé selon ce mode de réalisation d'un circuit de charge/décharge. Ce circuit de charge/décharge est constitué d'un circuit d'intégration comprenant le condensateur CO de charge/décharge et la résistance RO; des résistances de division R1, R2, R3 et R4 pour subdiviser la tension de sortie VT obtenue au circuit à tension constante pour produire les diverses tensions de référence; et un comparateur COl pour comparer la tension VOS aux bornes du condensateur CO aux tensions de référence produites à partir de ces résistances R1 à R4 afin de produire un signal au niveau haut lorsque la tension VOS devient supérieure à la tension de référence. Ce circuit de charge/décharge comporte en outre un inverseur IN1 afin d'inverser le signal de sortie obtenu au comparateur COl pour fournir le signal inversé au circuit d'intégration; et un transistor TR2 pour recevoir la sortie du comparateur COl via une résistance R5 à sa base, et pour mettre à la masse le point de jonction entre les résistances R2 et R3 lorsque la sortie du comparateur COl passe au niveau haut. Normalement, le point de jonction entre les résistances R3 et R4 est mis à la masse via un transistor TR3 fonctionnant comme moyen de changement de la tension de référence. Dans ce circuit de charge/décharge, la tension limite supérieure VTA et la tension limite inférieure VTC sont généralement produites par les résistances R1 à R3 lorsque le condensateur est chargé et déchargé, de sorte que le condensateur CO est chargé et déchargé. En d'autres termes, la sortie du comparateur COl passe au niveau bas jusqu'à ce que la tension VOS aux bornes du condensateur de charge/décharge CO atteigne la tension limite supérieure VTA=VT( R2+R3) / (R1+R2+R3) obtenue en subdivisant la tension de sortie VT présente au circuit à tension constante par la résistance R1, et les résistances R2 et R3, durée pendant laquelle le condensateur CO est chargé via la résistance RO par le signal au niveau haut provenant de l'inverseur IN1. Alors, la tension VOS aux bornes du condensateur CO atteint la tension limite supérieure VTA, le niveau de la sortie du comparateur COl est inversé pour passer au niveau haut, et ainsi les charges électriques stockées dans le condensateur CO sont déchargées via la résistance RO dans l'inverseur IN1. A ce moment là, comme la sortie du comparateur COl est au niveau haut, le transistor TR2 est rendu conducteur, et les tensions de référence appliquées au comparateur COl passent à la tension limite inférieure VTC=VTxR2/(R1+R2) obtenue en subdivisant la tension de sortie VT provenant du circuit à tension constante par les résistances R1 et R2. Comme résultat, pendant la période où, après que la tension VOS aux bornes du condensateur CO a atteint la tension limite supérieure VTA, et que cette tension VOS devient la tension limite inférieure VTC, le niveau du signal de la sortie du comparateur COl devient un niveau haut et alors l'opération de décharge du condensateur CO se poursuit. Ensuite, lorsque la tension VOS aux bornes du condensateur de charge/décharge CO atteint la tension limite inférieure VTC, le niveau du signal de la sortie du comparateur COl passe au niveau bas, et la tension de référence appliquée au comparateur COl passe à la tension limite supérieure VTA. I1 en résulte que, lorsque la tension VOS aux bornes du condensateur CO atteint la tension limite inférieure VTC par suite de l'opération de décharge, le condensateur CO est de nouveau chargé jusqu'à ce que la tension VOS atteigne la tension limite supérieure VTA. Ensuite, la sortie du comparateur COl est appliquée comme signal d'attaque rendant conducteur/non conducteur le MOSFET de puissance 16 au transistor TR6 utilisé pour constituer le circuit d'attaque du MOSFET 16. En d'autres termes, ce signal entré dans le transistor TR6 correspond au signal de clignotement S1 représenté en figures 2, 5 ou 7. Ce signal est appliqué de la même manière dans les autres modes de réalisation. Le transistor TR6 reçoit à sa base le signal de sortie provenant du comparateur COl via une résistance R13, et est amené à l'état conducteur lorsque ce signal de sortie est au niveau haut, d'où il résulte que la tension provenant de la source d'alimentation auxiliaire est appliquée à la grille du MOSFET 16 à partir du point de jonction entre une résistance R14 et une résistance R15, lequel est mis à la masse. C'est-à-dire que le transistor TR6 provoque le passage à l'état conducteur du MOSFET 16 pendant l'opération de charge du condensateur CO dans laquelle le niveau de sortie du comparateur COl passe au niveau bas, d'où il résulte que le transistor TR6 provoque le passage à l'état non conducteur du MOSFET 16 pendant l'opération de décharge du condensateur CO, dans laquelle le niveau de sortie du comparateur COl passe au niveau haut, de sorte que le MOSFET 16 est périodiquement rendu conducteur/non conducteur en réponse aux sorties du comparateur CO1. De plus, on fournit dans ce dispositif d'indication de direction selon le présent mode de réalisation un autre comparateur C02 fonctionnant en moyen d'appréciation des surintensités. Ce comparateur C02 recherche une tension (qu'on désignera ciaprès par tension à l'état conducteur") "VD" correspondant à la tension entre source et drain VDS du MOSFET 16, et prend une décision quant à savoir si oui ou non une surintensité traverse le MOSFET 16 en vérifiant que oui ou non cette tension VD dépasse une tension Vref d'appréciation des surintensités. On remarquera que la tension Vref peut être réglée à la valeur appropriée déterminée par un circuit de production d'une tension d'appréciation des surintensités constitué d'un circuit 20 de détection du courant de la charge, d'une résistance R7 et d'une résistance R8 sur la base des conditions d'utilisation du MOSFET 16, c'est-à-dire de la tension d'alimentation et de la température. En d'autres termes, le circuit 20 synthétise la tension de sortie VT obtenue au circuit à tension constante, la tension d'alimentation étant proportionnelle à la tension de la batterie provenant de la source d'alimentation auxiliaire, d'où la production d'une tension qui correspond au courant dans la charge traversant les lampes indicatrices de direction lOL ou lOR lorsque le MOSFET de puissance 16 est rendu conducteur. En outre, ce circuit 20 de détection du courant de la charge produit la tension Vref d'appréciation des surintensités qui correspond à la surintensité circulant sous les tensions respectives d'alimentation et les températures respectives lorsque le MOSFET 16 est rendu conducteur, en subdivisant cette tension produite par la résistance R7 et la résistance R8, car cette tension a été corrigée pour être adaptée à une tension qui correspond à la caractéristique de température du MOSFET 16 au moyen d'une diode. Alors, le comparateur C02 d'appréciation des surintensités sortira un signal d'appréciation VC au niveau haut de manière à rendre conducteur le transistor TR3 lorsque le MOSFET de puissance 16 fonctionne normalement et la tension à l'état conducteur VD est inférieure à la tension Vref. Le comparateur C02 sortira un autre signal d'appréciation VC ayant un niveau bas de manière à rendre non conducteur le transistor TR3 lorsqu'une appréciation est faite selon laquelle la tension VD à l'état conducteur dépasse la tension Vref, et la surintensité traverse le MOSFET de puissance 16. I1 en résulte que, comme indiqué antérieurement, la tension limite supérieure VTA est appliquée normalement au comparateur COl comme tension de référence pour l'opération de charge du conden sateur CO. Lorsque le comparateur C02 apprécie que la surintensité traverse le MOSFET 16, une seconde tension limite supérieure VTB=VT(R2+R3+R4)/(R1+R2+R3+R4) qui est supérieure à la tension limite supérieure VTA est entrée dans le comparateur CO1. Comme conséquence, lorsque la surintensité traverse le MOSFET 16, le condensateur de charge/décharge CO est chargé jusqu'à la seconde tension limite supérieure VTB qui dépasse la tension limite supérieure normale VTA au moyen de l'opération de comparaison effectuée par le comparateur CO1. Alors, le dispositif d'indication de direction comprend en outre selon ce mode de réalisation un comparateur C03 fonctionnant comme moyen d'arrêt d'attaque, pour comparer la tension VOS présente aux bornes du condensateur CO qui est chargé/déchargé de la manière décrite ci-dessus avec une tension VTS d'appréciation d'arrêt d'attaque qui est produite par les résistances R9 à R10 utilisées pour subdiviser la tension de sortie VT obtenue au circuit à tension constante, et qui est plus ou moins inférieure à la seconde tension limite supérieure VTB. Le comparateur C03 sort un signal de niveau haut lorsque la tension VOS aux bornes du condensateur CO est supérieure à cette tension VTS. Le dispositif d'indication de direction comporte en outre une résistance Rîl et un transistor TR7 pour rendre obligatoirement non conducteur le MOSFET 16 en mettant à la masse la grille de ce MOSFET via la résistance R15 lorsque le signal de sortie provenant du comparateur C03 est au niveau haut; et une résistance R12 et un transistor TR5 pour régler obligatoirement la tension du comparateur COl au niveau bas en mettant à la masse le trajet du signal d'attaque du MOSFET 16 qui est défini entre le comparateur COl via la résistance R13 et la base du transistor TR6 lorsque le signal de sortie du comparateur C03 est d'une façon similaire au niveau haut. Comme conséquence, lorsqu'il est apprécié que la surintensité traverse le MOSFET 16 à partir du comparateur C02, le condensateur CO est chargé à une tension dépassant la tension limite supérieure normale VTA, et alors la tension aux bornes de ce condensateur CO atteint la tension VTS d'appréciation de l'arrêt de l'attaque, le MOSFET 16 est rendu non conducteur et la sortie du comparateur COl est maintenue au niveau bas. Après que le MOSFET 16 a été rendu non conducteur, le condensateur CO de charge/décharge est continuellement chargé. Le dispositif d'indication de direction selon ce mode de réalisation comporte en outre un transistor TR4 de décharge rapide qui est monté en parallèle avec le condensateur CO; et un circuit 24 de décharge rapide afin de décharger rapidement le condensateur CO en rendant non conducteur le transistor TR4 lorsque la tension VT sortant du circuit à tension constante est abaissée à un niveau prédéterminé en liaison avec la réduction de la tension d'alimentation. Ce circuit 24 de décharge rapide présente une telle fonction. Plus précisément, lorsque le commutateur 12 est ouvert, la tension de l'alimentation fournie à partir de la source d'alimentation auxiliaire est abaissée, de sorte que ce dispositif ne peut fonctionner dans les conditions normales, le condensateur de charge/décharge CO est rapidement déchargé. I1 en résulte que les charges électriques stockées dans ce condensateur CO sont déchargées jusqu'à zéro, d'où il résulte que l'opération de charge du condensateur CO commence à partir de la condition initiale lorsque le commutateur 12 est fermé, et donc les lampes indicatrices lOL ou lOR clignotent à une période constante juste après la fermeture du commutateur 12. On remarquera que le fonctionnement du circuit 24 de décharge rapide sera décrit plus en détail dans un cinquième mode de réalisation et dans les modes de réalisation ultérieurs. On remarquera aussi que les parties des circuits entourées par une ligne en trait mixte dans l'agencement des circuits pour constituer le dispositif d'indication de direction du présent mode de réalisation, à l'exception du MOSFET de puissance 16, de la résistance R16, du circuit d'intégration comprenant la résistance RO et le condensateur de charge/décharge CO, et du condensateur C1 de l'alimentation, sont stockés dans un seul ensemble à circuits intégrés. En figure 1, le symbole "VR" indique une tension aux bornes de la lampe lOR, et le symbole "VL" une tension présente aux bornes de la lampe lOL, respectivement. On décrira maintenant le fonctionnement du dispositif d'indication de direction de véhicule ayant l'agencement des circuits décrit ci-dessus, conformément au premier mode de réalisation de l'invention, en liaison avec le diagramme de temps représenté en figure 3. En figure 3, les référence VOS, VD, VC, VR et VL représentent les tensions apparaissant aux diverses parties des circuits de la figure 1. Comme représenté en figure 3, lorsque le commutateur 12 est fermé par le conducteur du véhicule pour mettre sous tension la lampe indicatrice lOR, et que par conséquent celle-ci mis à l'état de marche (Rfermé), les opérations de charge/décharge du condensateur CO sont amorcées par le circuit de charge/décharge constitué du comparateur CO1, du transistor TR2, de l'inverseur IN1, etc. Le MOSFET de puissance 16 est rendu conducteur/non conducteur via le transistor TR6 en réponse à la sortie du comparateur COl pour faire clignoter la lampe lOR. Ici, bien que la tension à l'état conducteur du MOSFET 16 dépasse la tension Vref d'appréciation des surintensités due à l'appel de courant, le signal d'appréciation VC sortant du comparateur C02 passe au niveau bas, ce qui indique que la surintensité traverse le MOSFET 16 lorsque la lampe indicatrice lOR commence à être mise sous tension, étant donné que la tension VOS présente aux bornes du condensateur CO n'atteint pas la tension VTS d'appréciation de l'arrêt de l'attaque, le MOSFET 16 n'est pas rendu non conducteur en réponse à la sortie provenant du comparateur C03. De plus, étant donné que l'appel de courant est atténué après quelques dizaines de millisecondes, la sortie du comparateur C02 revient immédiatement au niveau haut, ce qui indique que le MOSFET 16 fonctionne normalement, de sorte qu'aucun effet néfaste n'est provoqué pour le fonctionnement en clignotement de la lampe indicatrice lOR. En outre, lorsque le MOSFET 16 est rendu non conducteur pendant le clignotement de la lampe indicatrice lOR, étant donné que la tension entre source et drain VDS du MOSFET 16 devient égale à la tension de la batterie, le signal d'appréciation VC sortant du comparateur C02 a un niveau bas qui indique que la surintensité traverse le MOSFET 16. A ce moment là, comme le condensateur CO est en décharge, la tension VOS à ses bornes ne passe pas à une valeur supérieure à la tension VTS d'appréciation de l'arrêt de l'attaque, mais aussi le MOSFET n'est pas rendu non conducteur par le comparateur C03. Comme indiqué par la flèche "a" en figure 3, même lorsque la tension VD dépasse la tension Vref d'appréciation des surintensités due au bruit alors que la lampe indicatrice lOR est sous tension, étant donné que la tension VOS aux bornes du condensateur CO ne devient pas supérieure à la tension VTS, le MOSFET 16 n'est pas rendu non conducteur par le comparateur C03. Comme représenté par la flèche "b" en figure 3, il y a des cas où la sortie du comparateur C03 passe au niveau haut sous l'effet du bruit, et alors le MOSFET 16 est rendu non conducteur. Dans ce cas, comme le bruit disparaît et que la sortie du comparateur C03 est ramenée au niveau bas, le MOSFET 16 est à l'état d'enclenchement et n'est pas enclenché. D'autre part, comme représenté par la flèche "c" en figure 3, lorsque la surintensité circule continuellement pendant le fonctionnement à l'état conducteur du MOSFET 16, le condensateur CO est chargé à une tension dépassant la tension limite supérieure VTA grâce au fonctionnement du comparateur C02, du transistor TR3, du comparateur COl et de l'inverseur IN1. A l'instant où la tension aux bornes du condensateur de charge/décharge CO devient supérieure à la tension VTS d'appréciation de l'arrêt de l'attaque par suite de cette opération de charge, le comparateur C03 fait passer le MOSFET 16 à l'état non conducteur. En d'autres termes, selon ce mode de réalisation, lorsque la surintensité circule pendant l'état conducteur du MOSFET 16, cet état conducteur est maintenu pendant une période de charge comme temps de retard tel que la tension VOS aux bornes du condensateur CO atteint la tension VTS à partir de la tension limite supérieure VTA. Après ce temps, le MOSFET 16 passe de l'état conducteur à l'état non conducteur. A ce moment là, comme le comparateur C03 maintient la sortie du comparateur COl au niveau bas, le condensateur CO est déchargé jusqu'à ce que la tension VOS à ses bornes atteigne le niveau de la sortie de l'inverseur IN1. Comme conséquence, lorsque la surintensité traverse le MOSFET 16, après que le comparateur C03 ait rendu non conducteur le MOSFET 16, cet état est maintenu. Comme décrit ci-dessus dans ce mode de réalisation de l'invention, dans le cas où la surintensité traverse le MOSFET 16 alors que celui-ci est rendu conducteur, le condensateur de charge/décharge CO est chargé jusqu'à la tension supérieure à la tension VTS d'appréciation de l'arrêt de l'attaque. Comme un tel temps de retard défini après l'appréciation de la surintensité jusqu'au passage à l'état non conducteur du MOSFET 16 est réglé, même lorsque le MOSFET 16 est continuellement rendu conducteur pendant la durée définie par l'addition du temps de la mise sous tension des lampes lOL et lOR à ce temps de retard, le MOSFET 16 peut supporter suffisamment les conditions thermiques. Dans le cas où une telle surintensité se produit, et que le MOSFET 16 peut être instantanément détruit, étant donné que le fusible 15 fond, le MOSFET 16 n'est pas détruit. Ensuite, comme représenté par la flèche "d" en figure 3, si la tension VTS d'appréciation de l'arrêt de l'attaque qui est entrée dans le comparateur C03 devient supérieure à la tension VOS aux bornes du condensateur CO par suite du bruit lorsque le comparateur C03 provoque le passage à l'état non conducteur du MOSFET 16, la sortie du comparateur C03 devient alors temporairement le niveau bas, et donc les transistors TR5 et TR7 passent à l'état non conducteur. Cependant, comme la tension VOS aux bornes du condensateur CO est supérieure à la seconde tension limite supérieure VTB à ce moment là, le comparateur COl sort un signal au niveau haut grâce auquel le condensateur CO est déchargé jusqu'à la tension limite inférieure VTC. I1 en résulte que, même si la sortie du comparateur C03 passe temporairement au niveau bas sous l'effet du bruit alors que le comparateur C03 rend non conducteur le MOSFET 16, ce MOSFET est maintenu à l'état non conducteur par la sortie du comparateur CO1. A ce moment là, le condensateur CO est déchargé par la sortie du comparateur CO1. Cependant, le temps d'application du bruit est très court, et lorsque le bruit est éliminé, la sortie du comparateur C03 devient de nouveau le niveau haut, de sorte que la tension VOS du condensateur CO n'est pas inférieure à la tension VTS, et l'état non conducteur du MOSFET 16 est maintenu avec sûreté. En outre, la surintensité traverse le MOSFET 16, et la tension VOS du condensateur CO devient inférieure à la tension VTS après que le comparateur C03 ait rendu non conducteur le MOSFET 16. Une telle situation se produit lorsque le conducteur du véhicule coupe le commutateur 12 et que la tension de l'alimentation est abaissée, et ensuite le condensateur de charge/décharge CO est rapidement déchargé par les opérations du circuit 24 à décharge rapide. I1 en résulte que, même lorsque le conducteur ferme le commutateur 12 après que le comparateur C3 ait rendu non conducteur le MOSFET 16 et avant que le circuit 24 de décharge rapide fonctionne, le MOSFET n'est pas amené à l'état conducteur. Alors, il n'y a pas le risque que le commutateur 12 soit fermé de façon répétée, de sorte que le MOSFET 16 se trouve soumis à une surchauffe et qu'il est alors électroniquement détruit. Comme on l'a expliqué précédemment, dans le dispositif d'indication de direction selon le présent mode de réalisation, lorsqu'il est apprécié que la surintensité traverse le MOSFET de puissance 16, le temps de retard est établi en employant le circuit de charge/décharge pour déterminer la période de clignotement de la lampe indicatrice. Lorsqu'il est apprécié que la surintensité traverse le MOSFET 16 pendant ce temps de retard, le MOSFET est rendu non conducteur. En conséquence, lorsque l'apparition de la surintensité est l'objet d'une appréciation effectuée par erreur à cause du bruit, il n'y a pas le risque que le MOSFET 16 soit rendu non conducteur. En outre, comme aucun circuit spécifique à retard n'a besoin d'être employé, l'agencement d'ensemble du circuit peut être simple. Après que le MOSFET de puissance 16 a été rendu non conducteur, le circuit de charge/décharge est employé. L'état non conducteur du MOSFET est maintenu alors que la tension VOS aux bornes du condensateur CO devient inférieure à la tension VTS d'appréciation de l'arrêt de l'attaque, de sorte que le MOSFET 16 peut être rendu non conducteur avec sûreté sans recevoir quelque influence de la part du bruit après que le MOSFET 16 ait été rendu non conducteur. Comme l'état non conducteur du MOSFET est amorcé lorsque le circuit 24 de décharge rapide est actionné en liaison avec l'abaissement de la tension de l'alimentation, même lorsque le commutateur 12 est fermé de façon répétée, lequel constitue le commutateur d'alimentation du présent dispositif, après que le MOSFET 16 a été rendu non conducteur, celui-ci n'est pas rendu non conducteur toutes les fois que cette opération de commutation est exécutée. Alors, on peut empêcher que le MOSFET 16 soit détruit par répétition de l'opération de fermeture du commutateur 12. On décrira ce point plus en détail après le cinquième mode de réalisation. [SECOND MODE DE REALISATION] Dans le mode de réalisation qu'on vient de décrire, on a expliqué que le MOSFET 16 est rendu conducteur/non conducteur en réponse à la sortie du comparateur COl pour charger/décharger le condensateur CO, ce qui a pour effet de faire clignoter les lampes indicatrices. La présente invention peut être appliquée à un autre dispositif d'attaque tel que le MOSFET 16 est rendu conducteur/non conducteur en réponse à un signal MILV ayant un rapport cyclique prédéterminé, d'où la commande du courant de charge d'un moteur et d'une lampe. Quant à cet agencement du circuit, on procèdera à sa description en liaison avec la figure 4. Comme représenté en figure 4, dans le cas où une charge 40 est commandée par MILV en employant le MOSFET de puissance 16, en plus de l'agencement des circuits du premier mode de réalisation qu'on a décrit ci-dessus, on emploie un comparateur C04. Ce comparateur C04 compare la tension aux bornes du condensateur CO à la tension de référence obtenue en divisant la tension constante provenant du circuit à tension constante par une résistance variable VR1 et une résistance R20, et produit un signal ayant un niveau bas lorsque la tension aux bornes du condensateur est supérieure ou égale à cette tension de référence. La sortie du comparateur C04 est entrée via une résistance R13 dans un transistor TR6 pour attaquer le MOSFET de puissance. Les autres agencements des circuits sont semblables à ceux du premier mode de réalisation. D'une façon similaire au mode de réalisation expliqué ci-dessus, dans le dispositif d'attaque par commande MILV ayant l'agencement des circuits qu'on décrit ci-dessus, le MOSFET de puissance 16 peut être de préférence protégé sans effet néfaste dû au bruit, et de plus, lorsque, par exemple, un moteur est employé pour constituer la charge 40, on peut obtenir les avantages mentionnés ci-dessous. On suppose que, lorsque le moteur est démarré en réponse au signal d'attaque ayant un rapport cyclique faible avec un temps de conduction court, le moteur est bloqué mécaniquement par suite de problèmes dans le système mécanique. A ce moment là, comme la tension VDS entre source et drain du MOSFET 16 croît, la sortie du comparateur C02 d'appréciation des surintensités passe au niveau bas, de sorte que le condensateur de charge/décharge CO continue à être chargé, le rapport cyclique du signal d'attaque pour le MOSFET 16 devient 100 %, et donc le couple d'entraînement du moteur devient maximum. I1 en résulte que, dans le cas d'un tel phénomène de blocage du moteur, le problème soulevé par le système mécanique peut être résolu automatiquement par le couple d'entraînement maximum, et par conséquent, cette situation de blocage peut être libérée. On remarquera que, lorsque soit le phénomène de blocage du moteur ne peut être libéré par le signal d'attaque ayant le rapport cyclique de 100 %, soit la surintensité est provoquée par suite d'un mauvais fonctionnement du système électrique, le MOSFET de puissance 16 est rendu conducteur à l'instant où la tension VOS aux bornes du condensateur de charge/décharge CO devient supérieure à la tension VTS d'appréciation de l'arrêt de l'attaque. Par conséquent, le MOSFET 16 ne peut être détruit électriquement, et les motifs du câblage ne peuvent être endommagés. [TROISIEME MODE DE REALISATION] En liaison maintenant avec la figure 5, on décrira plus en détail l'agencement du circuit d'attaque 31 et du circuit 30 de protection contre les surtensions. Comme représenté en figure 5, le circuit d'attaque 31 est agencé selon ce mode de réalisation de façon à employer le transistor d'attaque TR6 qui est rendu conducteur/non conducteur en réponse au signal de clignotement S1 sortant du circuit de clignotement 22 semblable au dispositif classique qu'on a représenté en figure 8; lorsque le transistor TR6 est porté à l'état non conducteur (c'est-à-dire, lorsque le signal S1 se trouve au niveau bas), le MOSFET 16 est rendu conducteur en appliquant la tension Vc de l'alimentation via les résistances R14 et R15 à la grille du MOSFET 16. En outre, ce circuit d'attaque 31 est équipé des diodes Zener ZD4 et ZD5 de protection contre les surtensions qui peuvent limiter la tension de la grille du MOSFET 16 à une valeur inférieure à une tension prédéterminée lorsque la tension Vc de l'alimentation devient anormale (apparition d'une surtension). Alors le circuit 30 de protection contre les surtensions de ce mode de réalisation appréciera la situation anormale (surtension) de la tension VB de la batterie sur la base de la tension Vc de l'alimentation qui est appliquée à partir de la source d'alimentation auxiliaire, et par conséquent rend obligatoirement conducteur le MOSFET de puissance 16. D'une façon semblable au dispositif classique représenté en figure 8, ce circuit 30 de protection contre les surtensions est constitué des diodes Zener ZD1 à ZD3 qui sont conductrices lorsque la tension Vc de l'alimentation atteint une valeur limite supérieure VHH prédéterminée; un transistor de protection TR12 pour rendre obligatoirement non conducteur le transistor d'attaque TR6 employé dans les circuits d'attaque 31 de manière à rendre conducteur le MOSFET 16; et des résistances R31 et R32 pour rendre conducteur le transistor de protection TR12 (c'est-à-dire que le MOSFET est rendu conducteur) par application d'une tension de polarisation au transistor de protection TR12 par suite des courants de rupture traversant les diodes Zener ZD1 et ZD3 alors que ces diodes sont conductrices. En outre, le circuit 30 de protection contre les surtensions du présent mode de réalisation comprend un transistor TRll du type NPN et un transistor TR13 du type PNP. La base de ce transistor TRll est connectée via une résistance R35 au point de jonction entre une résistance R31 et une résistance R32, avec son émetteur relié à la ligne de masse (potentiel KG de la masse) de ce dispositif, et son collecteur connecté via une résistance R33 et une résistance R34 à la ligne d'alimentation (tension VC de l'alimentation) de ce dispositif. La base du transistor TR13 est reliée au point de jonction entre la résistance R33 et la résistance R34, et l'émetteur ainsi que le collecteur de ce transistor sont connectés aux deux bornes de la diode Zener ZD1. Par conséquent, dans le circuit 30 de protection contre les surtensions de ce mode de réalisation, lorsque la tension Vc de l'alimentation atteint la limite supérieure VHH, les diodes Zener ZD1 à ZD3 sont conductrices et le transistor de protection TR12 est rendu conducteur. En même temps, le transistor TR13 est rendu conducteur, et les deux extrémités de la diode Zener ZD1 sont court-circuitées par le transistor TR13. Ensuite, alors que la tension Vc de l'alimentation passe au-dessous de la tension inférieure VHL qui est inférieure à la tension limite supérieure VHH déterminée par les tensions de rupture des diodes Zener ZD2 et ZD3 suivant la tension de rupture de la diode Zener ZD1, l'état conducteur du transistor de protection TR12, à savoir l'état conducteur du MOSFET de puissance, est maintenu. En liaison maintenant avec le diagramme de temps de la figure 6, on décrira les opérations et les effets du dispositif d'indication de direction de véhicule qui emploie l'agencement des circuits venant d'être décrit. Comme l'agencement du circuit de clignotement 22 est semblable à celui du premier mode de réalisation, on en omettra l'explication. Tout d'abord, une zone "A" de la figure 6 représente le fonctionnement normal du circuit de clignotement. Ensuite, comme représenté dans la zone "B" de la figure 6, lorsqu'il se produit une surtension dans une situation telle que le commutateur indicateur de direction 12 est fermé, étant donné que le dispositif est ouvert pour la batterie 14, le MOSFET de puissance 16 et les circuits internes de ce dispositif ne sont pas détruits électriquement par cette surtension. D'autre part, comme représenté dans la zone "C" de la figure 6, lorsque le commutateur 12 est à l'état fermé et que le signal de clignotement S1 est au niveau haut, c'est-à-dire que le MOSFET 16 est à l'état non conducteur, une surtension est produite. Lorsque la tension Vc de l'alimentation atteint la tension limite supérieure VHH, il y a rupture des diodes Zener ZD1 à ZD3 employées dans le circuit 30 de protection contre les surtensions, et le transistor de protection TR12 est rendu conducteur, de sorte que le MOSFET de puissance 16 est amené de force à l'état conducteur. A l'instant où la surtension se produit, celle-ci est appliquée entre les bornes TB et TL (c'est-à-dire, entre la source et le drain du MOSFET 16). Cependant, après augmentation de cette tension jusqu'à sensiblement la tension limite supérieure VHH, le MOSFET 16 est rendu conducteur, de sorte que cette surtension est immédiatement abaissée. Alors, comme on l'a décrit ci-dessus, lorsque le MOSFET 16 est rendu conducteur, la tension Vc de l'alimentation est progressivement diminuée à partir de la tension limite supérieure VHH conformément à la capacitance du condensateur C1 de l'alimentation et aussi aux courants de consommation du circuit interne. D'autre part, lorsque le MOSFET 16 est rendu conducteur, et qu'en même temps, les deux transistors TRll et TR13 employés dans le circuit 30 de protection contre les surtensions sont rendus conducteurs, les deux extrémités de la diode Zener ZD1 sont court-circuitées. En conséquence, l'état conducteur du MOSFET 16 est maintenu jusqu'à ce que la tension Vc de l'alimentation devienne la tension limite inférieure VHL, et la commande normale de mise à l'état conducteur/non conducteur du MOSFET 16 est reprise à l'instant où la tension Vc de l'alimentation est réduite à la tension limite inférieure VHL. Pendant cette période, étant donné qu'aucune surtension de cette sorte, dépassant la tension limite supérieure VHH, n'est appliquée au MOSFET de puissance 16 et au circuit interne, il n'y a aucun risque que le MOSFET 16 et les semi-conducteurs employés dans le circuit soient détruits électriquement à cause de cette surtension. Comme la grille du MOSFET 16 est polarisée par une tension définie sur la base des tensions de rupture de diodes Zener ZD4 et ZD5, le MOSFET 16 est amené à un très bon état conducteur. En outre, comme le MOSFET 16 n'est pas rendu conducteur/non conducteur par le signal de haute fréquence, il n'y a aucun risque que le MOSFET 16 soit détruit thermiquement, ce qui est complètement différent du dispositif de la technique antérieure. Par ailleurs, dans le cas où il se produit une surtension, comme représenté dans la zone "D" de la figure 6, au moment où le MOSFET 16 est amené à l'état conducteur en réponse au signal de clignotement S1 sortant du circuit de clignotement 22, cette surtension est déchargée à partir du MOSFET 16 soit dans la lampe lOL, soit dans la lampe lOR, lesquelles constituent une charge. Par conséquent, aucune surtension n'est appliquée au MOSFET 16, ainsi qu'au circuit interne, et par conséquent, aucun problème n'est soulevé. Comme on l'a décrit précédemment en détail, dans le dispositif d'indication de direction selon ce mode de réalisation, les diodes Zener ZD1 à ZD3 sont employées comme moyen d'appréciation des surtensions afin d'apprécier l'apparition d'une telle surtension. Lorsque la tension Vc de l'alimentation atteint la tension limite supérieure VHH déterminée sur la base des tensions de rupture des diodes Zener ZD1 à ZD3, une décision est prise qu'il y a apparition d'une surtension, et par conséquent, le MOSFET 16 est entraîné à l'état conducteur. En outre, après la venue à l'état conducteur du MOSFET 16, les deux bornes de la diode Zener ZD1 sont court-circuitées. La tension d'appréciation des surtensions est changée en tension limite inférieure VHL, laquelle est déterminée par les tensions de rupture des diodes Zener ZD2 et ZD3. I1 y a prolongement de la durée pendant laquelle, après la venue à l'état conducteur du MOSFET 16, la tension Vc de l'alimentation est abaissée, et alors le MOSFET 16 est rendu non conducteur. En conséquence, selon ce mode de réalisation, on peut résoudre le problème classique dans lequel le MOSFET 16 est rendu conducteur/non conducteur à des vitesses élevées lors de l'apparition de la surtension, d'où il résulte la surchauffe du MOSFET 16. Ainsi, on peut protéger avec sûreté le MOSFET de puissance. [QUATRIEME MODE DE REALISATION] On remarquera que dans le mode de réalisation décrit ci-dessus, le circuit 30 de protection contre les surtensions est agencé en employant les diodes Zener ZD1 à ZD3 pour apprécier la présence de la surtension. En variante, ce circuit 30 de protection contre les surtensions peut être construit comme représenté en figure 7. Plus précisément, la tension Vc de l'alimentation est subdivisée en employant une résistance de division R36 et une résistance de division R37, et la tension constante VT provenant du circuit à tension constante est également subdivisée en utilisant trois résistances R38 à R40 pour produire une tension de référence Vref (=VHH) pour apprécier la présence d'une surtension. Un comparateur C07 est employé pour comparer la tension de référence Vref à la tension subdivisée VCC de la tension Vc de l'alimentation obtenue par les résistances R36 et R37. Lorsque la tension subdivisée VCC devient supérieure ou égale à la tension de référence Vref, un signal d'appréciation des surtensions (niveau haut) est produit dans ce comparateur C07 de façon à rendre conducteur le transistor de protection TR12 via la résistance R31. En outre, pendant l'opération d'appréciation des surtensions, le transistor TR13 est rendu conducteur via une résistance R41 par réception du signal d'appréciation provenant du comparateur C07, de sorte que la résistance de division R40 permettant de produire la tension de référence Vref est court-circuitée, et par conséquent, la tension de référence Vref est remplacée par une autre tension de référence Vref (=VHL) inférieure à la valeur normale. En conséquence, on peut obtenir dans cette variante de réalisation un effet semblable à celui du mode de réalisation décrit cidessus. Etant donné que le circuit 30 de protection contre les surtensions est ainsi agencé, la tension de détection des surtensions (VHH), la tension libérant les surtensions (VHL), et la durée d'appréciation des surtensions peuvent être établies librement par rapport au circuit de protection contre les surtensions du mode de réalisation expliqué ci-dessus. En outre, étant donné que ce circuit 30 de protection contre les surtensions ne possède aucune caractéristique de température comme une diode Zener, la protection contre les surtensions peut être exercée avec une précision élevée. Bien que le dispositif de protection contre les surtensions de la présente invention ait été appliqué au dispositif d'indication de direction d'un véhicule dans le mode de réalisation décrit ci-dessus, la présente invention peut s'appliquer à un dispositif dans lequel un MOSFET de puissance à canal N utilisé comme commutateur du côté haut est attaqué par un circuit d'attaque du type à deux bornes, grâce à quoi on peut obtenir un avantage semblable à celui du mode de réalisation décrit ci-dessus. [CINQUIEME MODE DE REALISATION] On procèdera maintenant à une description d'un mode de réalisation du troisième aspect de la présente invention en liaison avec la figure 9. On remarquera dans le dessin que, étant donné que le fonctionnement de base pour rendre conducteur/non conducteur le MOSFET de puissance 16 par l'emploi du condensateur de charge/décharge CO a été expliqué en liaison avec le premier mode de réalisation, on en omettra la description. En figure 9, la résistance R4 est supprimée. Une partie caractéristique du circuit de la figure 9 est un circuit empêchant une attaque à basse tension qui a la construction suivante le circuit comprend une résistance R21 et une résistance R22 qui subdivisent le potentiel à la jonction TR9 polarisée par la tension subdivisée par les résistances R21 et R22, fonctionnant en moyen de détection de la tension de sortie, défini dans la présente invention. Ce circuit empêchant l'attaque à basse tension comporte en outre un transistor TR8 fonctionnant comme second circuit d'arrêt de l'attaque afin de commander de force la valeur de la sortie du comparateur COl pour la faire passer à un niveau bas qui correspond au potentiel de la masse KG dans ce dispositif, dans lequel, lorsque la tension subdivisée par les résistances R21 et R22 est abaissée pour rendre non conducteur le transistor TR9, une tension de polarisation lui est appliquée via la résistance R20, et alors la sortie du comparateur COl est appliquée à la borne TL, et un circuit empêchant l'application d'une tension En employant le circuit empêchant l'attaque à basse tension qu'on explique ci-dessus, il est possible d'empêcher que le MOSFET 16 soit attaqué à basse tension car la tension aux bornes du condensateur C1 de l'alimentation est abaissée, et ensuite le MOSFET 16 est détruit thermiquement. On remarquera que le circuit d'attaque du MOSFET 16 est constitué de ce circuit ND1 à porte NON ET, d'une résistance R13 dont une extrémité est connectée à la borne positive du condensateur C1 de l'alimentation et dont l'autre extrémité est reliée à la grille du MOSFET 16, et d'un transistor TR7. Ce transistor TR7 est amené à l'état conducteur lorsque la sortie du circuit ND1 est au niveau haut, et alors le MOSFET 16 est rendu non conducteur par connexion de la grille du MOSFET à la borne TL correspondant à la borne de masse de ce dispositif. Le transistor TR6 est mis à l'état non conducteur lorsque la sortie du circuit ND1 est au niveau bas, et alors le MOSFET 16 est rendu conducteur par l'application de la tension des bornes du condensateur C1 entre la grille et la source du MOSFET 16. En réalité, dans le circuit représenté en figure 9, un autre transistor TR10 est prévu en dehors du transistor TR9, grâce à quoi le transistor TR8 correspondant à un second circuit d'arrêt de l'attaque est commandé. En outre, on emploie un transistor TR4 de décharge rapide monté en parallèle avec le transistor TR8, qui fonctionne en commutateur pour décharger les charges électriques stockées dans le condensateur de charge/décharge CO. Ce transistor TR4 de décharge rapide correspond à un circuit tel que, lorsque le commutateur 12 d'indication de direction est fermé, le condensateur de charge/décharge CO est déchargé, d'où il résulte que le circuit peut être attaqué à partir de l'état initialisé lorsque le commutateur 12 est ultérieurement fermé. En d'autres termes, le circuit 24 de décharge rapide détecte à partir de la tension VB de la batterie qui est appliquée à ce dispositif que le commutateur 12 est ouvert lorsque le MOSFET de puissance 16 est rendu non conducteur, d'où il résulte que le transistor TR4 est rendu conducteur pour décharger rapidement le condensateur CO. Comme conséquence, lorsque le commutateur 12 est ensuite fermé, l'opération de charge du condensateur CO commence à partir d'une condition initiale telle qu'il n'y a aucune charge électrique, de sorte que soit la lampe lOL, soit la lampe lOR clignote pendant une durée constante juste après la fermeture du commutateur 12. On remarquera que ce circuit 24 de décharge rapide peut être utilisé pour décharger rapidement le condensateur de charge/décharge CO lorsque la tension constante VT sortant du circuit à tension constante devient inférieure à une tension présélectionnée, d'où il résulte que ce dispositif ne peut fonctionner dans les conditions normale. On procèdera maintenant à une description de la façon de détecter avec sûreté que le commutateur 12 est ouvert dans un tel dispositif d'indication de direction de véhicule du type dit à "deux bornes", qu'on représente en figure 9. La tension pouvant attaquer le transistor est produite entre les bornes TB et TL lorsque le MOSFET 16 est mis à l'état non conducteur alors que le commutateur 12 est fermé. Lorsque le commutateur 12 est ouvert, aucune tension n'est produite entre les bornes TB et TL. De plus, la tension produite entre les bornes TB et TL lorsque le commutateur 12 est fermé alors que le MOSFET 16 est mis à l'état non conducteur est sensiblement égale à la tension de la batterie. Ainsi, selon ce mode de réalisation de l'invention, il est possible d'apprécier si oui ou non la tension entre les bornes TB et TL est inférieure à une tension prédéterminée en vérifiant si oui ou non le transistor TR9 est rendu non conducteur d'une manière telle qu'une tension de polarisation correspondant à la tension entre les bornes TB et TL est produite au moyen des résistances R21 et R22, et cette tension de polarisation est alors appliquée à la base du transistor TR9. Le transistor TR10 est rendu conducteur/non conducteur en même temps que le MOSFET 16, de sorte qu'il est possible d'apprécier les états conducteur/non conducteur des MOSFET 16 à partir de cet état. Lorsque les transistor respectifs TR9 et TR10 sont mis à l'état non conducteur, une appréciation est faite soit sur l'état ouvert du commutateur 12, soit sur l'état d'abaissement de la tension de la batterie, de sorte que le transistor TR4 à décharge rapide est rendu conducteur (en même temps, le transistor TR8 empêc direction du présent mode de réalisation, à l'exception du MOSFET 16, de la résistance R16, du circuit d'intégration constitué de la résistance RO et du conducteur de charge/décharge CO, et du condensateur C1 de l'alimentation, sont stockés dans un même ensemble à circuits intégrés. Cela est semblable au cas de la figure 2. En figure 9, le symbole "VR" indique la tension présente aux bornes de la lampe indicatrice lOR, et le symbole "VL" la tension présente aux bornes de la lampe lOL, et le symbole "VC" la tension présente aux bornes du condensateur C1 de l'alimentation, respectivement. On procèdera maintenant à la description des opérations du dispositif d'indication de la direction d'un véhicule, ayant l'agencement des circuits décrit ci-dessus, selon le cinquième mode de réalisation, en liaison avec le diagramme de temps de la figure 10. En figure 10, les symboles VOS, VQ, VC, VR et VL représentent les tensions apparaissant aux diverses parties du circuit de la figure 1. Comme représenté en figure 10, lorsque le commutateur 12 est fermé par le conducteur du véhicule pour mettre sous tension la lampe lOR, et par conséquent est à l'état (Rfermé), les deux transistors TR4 et TR8 sont mis à l'état conducteur si la tension VB de la batterie n'atteint pas une tension prédéterminée VTD, de sorte que les deux extrémités du condensateur de charge/décharge CO sont court-circuitées, et la sortie du comparateur COl est également commandée pour être au niveau bas. En conséquence, dans le cas où la tension de la batterie est basse, le MOSFET de puissance 16 n'est pas rendu conducteur, et la basse tension est appliquée à la grille du MOSFET 16, de sorte qu'il est impossible d'éviter que ce MOSFET ne soit thermiquement détruit. Ensuite, si la tension de batterie croît et atteint une tension prédéterminée VTD, les deux transistors TR4 et TR8 sont à l'état non conducteur. Comme la tension VOS aux bornes du condensateur de charge/décharge CO devient OV à ce moment là, la sortie du comparateur COl devient un niveau haut. Ensuite, le condensateur CO est chargé par la sortie de ce comparateur COl jusqu'à ce que la tension VOS présente à ses bornes atteigne la tension limite supérieure VTA. Lorsque cette opération de charge commence, étant donné que la tension VOS aux bornes du condensateur CO est égale à OV, la sortie du comparateur d'amorçage C05 devient le niveau bas. Cette situation se poursuit pendant une période prédéterminée TD définie après le départ de l'opération de charge, et jusqu'à ce que la tension VOS aux bornes du condensateur CO atteigne la tension d'amorçage VTB. I1 en résulte que le MOSFET 16 n'est pas rendu conducteur après le commencement de l'opération de charge du condensateur CO et jusqu'à l'écoulement de la période TD prédéterminée. Après l'écoulement de la période prédéterminée, le MOSFET 16 est rendu conducteur. Ensuite, après que le commencement de l'opération de charge du condensateur CO et aussi après l'écoulement de la période TD prédéterminée, et que la sortie du comparateur C05 devient alors le niveau haut, le MOSFET 16 est rendu périodiquement conducteur/non conducteur en réponse à la sortie du comparateur CO1, laquelle varie en conformité avec le circuit oscillant décrit ci-dessus. La lampe lOR clignote en réponse à l'état conducteur/non conducteur. Alors, lorsque le commutateur 12 est ouvert pendant cette opération de clignotement, aucune tension n'est produite entre les bornes TB et TL même si le MOSFET 16 est à l'état non conducteur. Cette situation est appréciée par les transistors TR9 et TR10, et par conséquent, les transistors TR4 et TR8 sont commandés pour passer à l'état conducteur. I1 en résulte que, lorsque le commutateur 12 passe de l'état fermé à l'état ouvert, le condensateur de charge/décharge CO est rapidement déchargé par le transistor TR4, de sorte que la tension aux bornes de ce condensateur devient OV. En outre, comme la sortie du comparateur COl est commandée au niveau bas par le transistor TR8, le MOSFET 16 est également mis à l'état non conducteur. Comme décrit ci-dessus, lorsqu'après le passage du commutateur 12 à l'état ouvert, le conducteur du véhicule agit sur le commutateur 12 pour mettre sous tension la lampe lOR, ou la lampe lOL, et qu'alors le commutateur 12 est mis à l'état fermé fermé ou Lfermé), le circuit oscillant démarre l'opération de charge du condensateur CO si la tension de la batterie atteint la tension présélectionnée VDT. A ce moment là, comme la sortie du comparateur COS devient le niveau bas jusqu a ce que la tension VOS aux bornes du condensateur CO atteigne la tension VTB, le MOSFET 16 est amené à l'état conducteur après la fermeture du commutateur 11 et après qu'une période de temps donnée TD se soit écoulée. Ensuite, ce MOSFET 16 est mis à l'état non conducteur à l'instant où la période de temps constante s'est écoulée pendant laquelle la tension VOS aux bornes du condensateur CO devient la tension limite supérieure VTA. Comme résultat, conformément à ce cinquième mode de réalisation, lorsque la tension de la batterie atteint la tension présélectionnée VTD, le minutage de l'allumage de la lampe lOL, ou de la lampe lOR, immédiatement après le passage à l'état fermé du commutateur 12, et le temps d'allumage peuvent être rendus stables en permanence. La raison pour laquelle l'opération d'attaque du MOSFET 16 est empêchée par le fonctionnement du comparateur C05 pendant une telle période TD donnée alors que le commutateur 12 est placé à l'état fermé, d'où le commencement de l'opération de charge du condensateur CO par le circuit oscillant, et qu'ensuite la tension VOS aux bornes de ce condensateur atteint la tension d'amorçage VTB, est de stocker avec sûreté les charges électriques capables d'attaque ce dispositif pendant cette période d'empêchement. Comme période TD, une période de temps est établie qui nécessite de charger dans le condensateur C1 de l'alimentation, au moins des charges électriques qui sont consommées de manière à fournir la tension d'alimentation lorsque le MOSFET 16 est rendu conducteur. I1 en résulte que, selon ce mode de réalisation, même lorsque le commutateur 12 est fermé alors que le condensateur de l'alimentation est complètement déchargé, les charges électriques stockées dans le condensateur C1 sont déchargées alors que le MOSFET 16 est rendu conducteur. I1 n'y a aucun risque que le temps de conduction du MOSFET 16 devienne instable. Ainsi, la commande stable à l'état conducteur/non conducteur du MOSFET peut être exécutée en permanence. [SIXIEME MODE DE REALISATION] Le dispositif d'indication de direction de véhicule selon ce sixième mode de réalisation est constitué de résistances de division R17 et R18 afin de subdiviser la tension de sortie VT du circuit à tension constante de manière à produire une tension de référence VTB' (tension d'amorçage) qui est légèrement inférieure à la tension limite inférieure VTC. En outre, ce dispositif emploie un comparateur d'amorçage C05 pour comparer la tension d'amorçage VTB ' =VTxR18 / (R17 +R18 ) subdivisée par les résistances R17 et R18 avec la tension VOS aux bornes du condensateur de charge/décharge CO. Ce comparateur C05 sort un signal au niveau bas lorsque cette tension VOS est inférieure à la tension VTB', et un autre signal au niveau haut lorsque la tension VOS devient supérieure à la tension VTB'. Dans ce dispositif, la sortie du comparateur C05 est appliquée au circuit ND1 à porte NON ET, de sorte que le niveau du signal sortant du circuit ND1 possède nécessairement le niveau haut jusqu'à ce que la tension VOS du condensateur CO atteigne la tension VTB' quelle que soit la sortie du comparateur oscillant CO1. Par conséquent, le MOSFET de puissance 16 est rendu non conducteur. En d'autres termes, selon ce sixième mode de réalisation, le signal de clignotement S1 (signal d'attaque) appliqué au transistor d'attaque TR6 peut être obtenu en soumettant à une opération NON ET le signal qui est produit en inversant le signal de sortie du comparateur COl par l'inverseur IN2, ainsi que le signal sortant du comparateur C05. [SEPTIEME MODE DE REALISATION] On remarquera que dans le cinquième mode de réalisation expliqué ci-dessus, on emploie un circuit d'appréciation qui est constitué du transistor TR9 pour apprécier l'état d'abaissement de la tension entre les bornes TB et TL, et du transistor TR10 pour apprécier l'état non conducteur du MOSFET de puissance 16, comme circuit d'appréciation tant de l'état ouvert du commutateur 12 d'indication de direction que de l'état d'abaissement de la tension de la batterie sur la base de la tension entre les bornes TB et TL lorsque le MOSFET 16 est rendu non conducteur. Comme l'opération d'appréciation ne peut être exécutée dans un tel circuit d'appréciation lorsque le MOSFET 16 est rendu conducteur, lorsque le commutateur 12 est ouvert pendant l'état conducteur du MOSFET 16, cette situation ne peut être détectée par ce circuit d'appréciation, de sorte que le condensateur de charge/décharge CO ne peut être déchargé rapidement. Pour détecter rapidement l'opération de commutation du commutateur 12 pour le faire passer de l'état fermé à l'état ouvert quels que soient les états conducteur/non conducteur du MOSFET 16, on peut employer un comparateur d'appréciation C06 comme cela est représenté en figure 11. Plus précisément, ce comparateur C06 compare une tension apparaissant au point de jonction entre la diode D1 et la résistance R16, qui est appliquée via la résistance R25, à la tension de référence obtenue en subdivisant la tension constante VT provenant du circuit à tension constante par utilisation des résistances R26 et R27. Alors, lorsque cette tension de la jonction est inférieure à la tension de référence, c'est-à-dire que la tension présente entre les bornes TB et TL est inférieure à la tension de référence, un signal de niveau haut sort du comparateur C06. En d'autres termes, si le commutateur 12 est à l'état fermé alors que le MOSFET 16 est à l'état conducteur, le courant pour mettre sous tension la lampe lOL, ou la lampe lOR, circule alors entre les bornes TB et TL. En conséquence, bien qu'une tension très basse soit produite entre les bornes TB et TL, lorsque le commutateur 12 est ouvert, aucun courant ne circule entre les bornes TB et TL, de sorte qu'il n'y a pas production d'une très faible tension. I1 en résulte que, comme représenté en figure 11, si une telle mesure est prise, le fonctionnement du commutateur 12 à la fermeture-ouverture peut être estimé comme n'ayant aucun rapport avec les états conducteur/non conducteur du MOSFET 16, de sorte que le condensateur CO peut être déchargé rapidement; c'est-à-dire qu'une tension de référence très basse est produite au moyen des résistances R26 et R27, le condensateur d'appréciation C06 apprécie l'état ouvert du commutateur 12 en vérifiant si oui ou non la tension de la jonction entre la résistance R16 et la diode D1 est inférieure à cette tension de référence très basse. Alors, les transistors TR4 et TR8 sont rendus conducteurs en réponse au signal au niveau haut obtenu à partir de ce comparateur C06. On remarquera que le comparateur C06 ne peut apprécier l'état d'abaissement de la tension de la batterie lorsque l'état ouvert du commutateur 12 ne peut être apprécié par ce comparateur C06 même si le MOSFET 16 est conducteur. Par conséquent, comme dans le premier mode de réalisation de la figure 1, un autre circuit d'appréciation doit être employé de façon que l'état d'abaissement de la tension de la batterie soit apprécié pour arrêter l'opération d'attaque du MOSFET 16. Ce circuit peut apprécier l'état d'abaissement de la tension de la batterie d'après la tension existant entre les bornes TB et TL pendant l'état non conducteur du MOSFET 16. En figure 11, on représente un agencement des circuits du dispositif d'indication de direction selon le second mode de réalisation, dans lequel le circuit d'appréciation constitué des transistors TR9 et TR10 employés dans le dispositif indiqué en figure 9 a été changé en circuit d'appréciation, expliqué cidessus, qui est constitué du comparateur C06. Comme des parties du circuit autres que celles décrites ci-dessus sont entièrement semblables à celles du dispositif de la figure 1, les mêmes numéros de référence qu'on utilise en figure 1 sont employés, et leur description est omise. La présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'être décrits; elle est au contraire susceptible de modifications et de variantes qui apparaîtront à l'homme de l'art. REVENDICATIONS 1 - Dispositif d'attaque d'une charge, caractérisé en ce qu il comprend - un condensateur de charge/décharge (CO); - un circuit de charge/décharge pour charger/décharger le condensateur à une constante de temps donnée d'une manière telle que la tension aux bornes du condensateur varie entre une tension limite supérieure donnée et une tension limite inférieure donnée; - un circuit d'attaque (31) pour rendre conducteur un transistor de puissance (16) connecté en série au trajet du courant employé pour fournir à une charge (lOL; lOR) un courant à partir d'une source d'alimentation à courant continu (14), d'où l'attaque de la charge lorsque le circuit de charge/décharge provoque la charge du condensateur, ou bien la tension présente aux bornes du condensateur est supérieure ou égale à une tension prédéterminée qui est définie entre la tension limite supérieure et la tension limite inférieure; - un moyen d'appréciation des surintensités pour apprécier si oui ou non la tension aux bornes du transistor de puissance qui est connecté audit trajet du courant dépasse une tension d'appréciation des surintensités; - un moyen de changement de tension limite supérieure afin de changer ladite tension limite supérieure à laquelle le circuit de charge/décharge arrête l'opération de charge du condensateur et commence son opération de décharge, pour lui faire prendre une valeur normalement supérieure à une tension d'appréciation d'arrêt d'attaque lorsque ce moyen d'appréciation des surintensités apprécie que ladite tension aux bornes dépasse ladite tension d'appréciation des surintensités; et - un premier moyen d'arrêt d'attaque (26) pour rendre obligatoirement non conducteur le transistor de puissance (16) et en outre pour maintenir le circuit de charge/décharge à l'état de charge du condensateur (CO) en appréciant si oui ou non la tension présente aux bornes du condensateur est supérieure ou égale à ladite tension d'appréciation d'arrêt d'attaque lorsque cette tension aux bornes du condensateur devient supérieure ou égale à la tension d'appréciation d'arrêt d'attaque. 2 - Dispositif selon la revendication 1, dans lequel le moyen d'appréciation des surintensités produit une tension qui correspond à un courant traversant la charge, et en outre, corrige cette tension à une valeur adaptée à la caractéristique de température du transistor de puissance (16). 3 - Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que - le trajet du courant possède une borne de connexion (TB) de la source d'alimentation à courant continu (14) et une borne de connexion (TL) de la charge, et un commutateur (12) de connexion de la charge afin de connecter la borne de connexion de la charge, et la charge est prévue à cette borne de connexion de la charge; - un dispositif de protection contre les surtensions (30) est employé dans le dispositif d'attaque de la charge équipé d'une source d'alimentation auxiliaire (C1; R16) montée en parallèle avec le transistor de puissance (16), afin de stocker des charges électriques dans un condensateur d'alimentation (C1) par une tension apparaissant aux bornes dudit transistor (16), et pour produire une tension d'alimentation par les charges stockées dans le condensateur et la tension présente aux deux bornes de la connexion de la source d'alimentation à courant continu et la connexion de la charge (TB; TL); et un circuit de la charge actionné par la réception de la fourniture d'énergie par ladite source d'alimentation auxiliaire, afin de rendre conducteur/non conducteur le transistor de puissance (16) en réponse à un signal de commande (S1) entré depuis l'extérieur, d'où l'attaque de la charge; - un moyen d'appréciation des surtensions pour apprécier le fait qu'une surtension se produit dans la source d'alimentation à courant continu lorsque la tension appliquée à partir de la source d'alimentation auxiliaire dépasse une tension d'appréciation donnée; - un moyen d'établissement de tension d'appréciation pour établir cette tension d'appréciation à une première tension à moins que ledit moyen d'appréciation des surtensions apprécie l'apparition de la surtension, et pour établir la tension d'appréciation à une seconde valeur inférieure à la première valeur d'appréciation suivant une tension donnée lorsque le moyen d'appréciation des surtensions apprécie l'apparition de la surtension, et ensuite jusqu'à ce que le moyen d'appréciation des surtensions apprécie l'apparition de la surtension; et - un moyen de protection pour rendre conducteur le transistor de puissance (16) lorsque le moyen d'appréciation des surtensions apprécie l'apparition de cette surtension. 4 - Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 précédentes, caractérisé en ce que: - un moyen de détection de tension de sortie est prévu pour la source d'alimentation à courant continu, ou la source d'alimentation auxiliaire; et - lorsque ce moyen de détection de tension de sortie détecte un état d'abaissement de la tension sortant de la source d'alimentation à courant continu, ou de la source d'alimentation auxiliaire, il arrête l'opération d'attaque du transistor de puissance. 5 - Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que, lorsque le moyen de détection de tension de sortie détecte l'état d'abaissement de la tension sortant de la source d'alimentation à courant continu, ou de la source d'alimentation auxiliaire, le second moyen d'arrêt d'attaque stoppe l'opération d'attaque du transistor de puissance en changeant la sortie du circuit de charge/décharge. 6 - Dispositif selon la revendication 4 ou la revendication 5, caractérisé en ce que - un moyen de détection d'état est prévu qui détecte l'état d'abaissement de la tension sortant du moyen de détection de tension de sortie et aussi les états conducteur/non conducteur du transistor de puissance (16); et - lorsque l'état non conducteur du transistor de puissance est détecté par ce moyen de détection d'état, le condensateur de charge/décharge est rapidement déchargé. 7 - Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 6 précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend en outre - un circuit empêchant la sortie d'un signal d'attaque afin d'empêcher la sortie du signal d'attaque du transistor de puissance entre le circuit de charge/décharge et le dispositif d'attaque du transistor de puissance lorsque la tension aux bornes du condensateur de charge/décharge devient inférieure ou égale à une tension donnée inférieure à deux valeurs différentes qui sont modifiées pendant les opérations de charge/décharge.