FR 2699783 A1 19940624 FR 9215568 A 19921217 GENERATEUR A INDUCTION A PUISSANCE DELIVREE VARIABLE L'invention concerne un générateur à induction, susceptible de faire varier la puissance délivrée notamment au niveau d'un circuit secondaire, ledit générateur étant alimenté par le secteur d'alimentation électrique triphasé, notamment 380-400 Volts, 50-60 Hz. On connaît depuis déjà longtemps des générateurs à induction, comportant un circuit oscillant intégrant un condensateur et une inductance en parallèle. Ce circuit oscillant est monté en série avec un interrupteur commandé travaillant en haute fréquence, et est alimenté par une tension continue obtenue par redressement du secteur monophasé. Cet interrupteur est avantageusement fermé lorsque la tension à ses bornes est voisine de zéro. Ses périodes de fermeture ont une durée telle, quelles permettent l'accumulation d'énergie dans le circuit oscillant, l'énergie ainsi stockée étant déchargée dans un circuit secondaire lorsque l'interrupteur est ouvert, cette décharge induisant des courants de FOUCAULT dans ce circuit secondaire, dont la fréquence est égale à la fréquence propre dudit circuit oscillant Le circuit secondaire est généralement constitué par une pièce de métal que l'on veut chauffer, qui est couplé magnétiquement, dans l'air, avec l'inductance du circuit oscillant. Ces générateurs connus actuellement sont alimentés par le secteur monophasé, typiquement 230 Volts alternatif. De fait, les interrupteurs commandés pour ce type d'application sont des interrupteurs rapides, typiquement constitués par des semi-conducteurs, notamment des transistors bipolaires MOS ou IGBT. Ces interrupteurs sont soumis, lors de leur ouverture à une tension voisine de 1 000 Volts, pour une tension efficace de 230 Volts. On connaît des semi-conducteurs susceptibles de résister à de telle tension, voire à des tensions supérieures et typiquement à des tensions voisines de 1 500 Volts. En revanche, lorsque l'on utilise le secteur d'alimentation triphasé, les tensions d'ouverture aux bornes de tels semi-conducteurs peuvent atteindre et même dépasser 2 000 Volts, pour une tension efficace de 400 Volts, aboutissant à leur déterioration quasi-instantanée. En d'autres termes, les semiconducteurs disponibles sont inadaptés pour résister à de telles tensions. L'objet de l'invention est donc de proposer un dispositif susceptible de permettre la réalisation de tels générateurs, alimentés par le secteur triphasé alternatif. En effet, le besoin pour de tels générateurs devient sans cesse croissant, notamment pour des applications industrielles nécesitant de fortes puissances incompatibles avec le secteur 230V monophasé, tout particulièrement dans le cadre d'appareils pour cuisine industrielle, notamment grosses friteuses, marmites, etc... Selon l'invention, on procède tout d'abord à la réalisation de l'oscillation d'un circuit resonant parallèle monté en série avec un interrupteur commandé, l'ensemble étant monté aux bornes d'un pont redresseur alimenté par deux des phases seulement du secteur triphasé, puis, dès lors que l'oscillation de ce circuit résonant est obtenue, on procède au branchement de la dernière phase sur ledit pont redresseur. En d'autres termes, l'invention consiste à obtenir l'oscillation du circuit résonant selon un principe d'alimentation monophasé, puis ensuite à procéder au branchement de l'alimentation triphasé. Avantageusement, la troisième phase n'est reliée au pont redresseur que lorsque sa tension est inférieure à la tension crête détectée aux bornes de celuici. L'invention concerne donc un générateur à induction alimenté par le secteur triphasé alternatif comprenant: - un circuit primaire intégrant un redresseur définissant une borne positive et une borne négative, auxquelles sont montés en série un circuit oscillant intégrant une inductance, destinée à être couplée magnétiquement dans l'air à un circuit secondaire, et un interrupteur commandé destiné à ouvrir ou fermer ledit circuit primaire; - un interrupteur monté sur l'une des trois phases du secteur en amont du pont redresseur, et destiné à couper l'alimentation de cette phase de manière temporaire. Avantageusement, l'interrupteur commandé est constitué par deux transistors semi-conducteurs montés en cascade, c'est à dire que le collecteur de l'un est relié à l'émetteur de l'autre, la grille de chacun d'eux étant reliée à un circuit de commande, au niveau duquel s'effectue le réglage effectif de la puissance délivrée par le générateur par variation de la durée de fermeture des deux transistors, une diode montée en inverse et un condensateur étant montés en outre entre le collecteur et l'émetteur de chacun desdits transistors De la sorte, et par un choix approprié de la capacité de chacun de ces deux condensateurs, la tension d'ouverture aux bornes de chacun de ces transistors semi-conducteurs se trouve réduite à une valeur au plus égale à 1 000 Volts pour une tension crête en sortie de redresseur de 566 Volts (correspondant à une tension de 400 Volts efficaces entre phases), valeur tout à fait supportable par les semi-conducteurs du commerce. Avantageusement, les deux transistors semi-conducteurs constitutifs de l'interrupteur commandé sont identiques, et les deux condensateurs montés en parallèle à leur borne ont également une capacité identique. Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, on monte en parallèle aux bornes positive et négative du redresseur, d'une part une résistance associée à un interrupteur, typiquement un transistor, et d'autre part un condensateur. La manière dont l'invention peut être réalisée et les avantages qui en découlent ressortiront mieux des exemples de réalisation qui suivent, donnés à titre indicatif et non limitatif à l'appui des figures annexées. La figure 1 est une représentation schématique du circuit électrique du dispositif conformément à l'invention. La figure 2 est une représentation du graphe représentatif de la variation de la tension en sortie du pont redresseur en fonction du temps, lorsque l'interrupteur I1 sur la troisième phase est ouvert, avant démarrage de l'oscillation, c'est à dire avant fermeture de l'interrupteur commandé (3). La figure 3 est une représentation de la variation des tensions aux bornes respectives des deux transistors semi-conducteurs de l'interrupteur commandé en fonction du temps lorsque l'oscillation a démarré. La figure 4 est une représentation de l'enveloppe de la tension aux bornes de l'interrupteur commandé en fonction du temps lorsque l'interrupteur I1 sur la troisième phase est ouvert, et lorsque l'interrupteur k est également ouvert. La figure 5 est une représentation schématique de l'enveloppe de la tension de l'oscillation aux bornes de l'interrupteur commandé (3) en fonction du temps lors de la fermeture de l'interrupteur I1 de la troisième phase. La figure 6 est une représentation schématique d'une première forme de réalisation du circuit driver de l'interrupteur commandé. La figure 7 est une représentation schématique d'une autre forme de réalisation du circuit driver de l'interrupteur commandé. La figure 1 représente le schéma électrique simplifié du dispositif conforme à l'invention. Celui-ci comporte tout d'abord le secteur d'alimentation électrique triphasé alternatif 400Volts efficace entre phases (soit 566 Volts crête), référencé par ses trois phases (P1,P2,P3), reliés chacune à un redresseur (4), typiquement constitué par un pont de diodes, bien connu pour sa fonction et son application. De manière connue, un tel pont redresseur (4) définit deux bornes, respectivement une borne positive (9) et une borne négative (10), auxquelles est branché le circuit conforme à l'invention. Aux bornes (9) et (10) sont montés en série tout d'abord un circuit résonant parallèle (1), comportant de manière connue en parallèle une inductance L et un condensateur Co, puis un interrupteur commandé (3), décrit en détail ultérieurement. En outre, sont également montés en parallèle aux bornes (9) et (10) du pont redresseur (4) d'une part, une résistance R en série avec un interrupteur I2, et d'autre part un condensateur C, la fonction de ces différents éléments étant également décrites ultérieurement. Enfin, on a représenté par le schéma électrique (2) le circuit secondaire recevant l'énergie par induction magnétique du circuit résonant (1), le couplage magnétique étant avantageusement dépourvu de circuit magnétique de couplage, de sorte que le transfert d'énergie s'effectue par couplage magnétique direct dans l'air, voire dans un diéléctrique de même perméabilité magnétique égale à 1. On a donc symbolisé par L' l'inductance dudit circuit secondaire (2) et par Ch la charge alimentée par cette énergie. Dans certaines applications, ce circuit secondaire (2) est constitué par une pièce métallique, typiquement une casserole ou une marmite, que l'on veut chauffer. L'inductance L du circuit résonant parallèle (1) constitue directement dans l'exemple décrit, l'inducteur. Il va de soi que l'on pourrait mettre en série avec l'inductance L, une seconde inductance, dans l'hypothèse où l'inductance L ne servirait que d'inducteur. L'interrupteur commandé (3) est constitué préférentiellement de deux transistors semi-conducteurs T1 et T2, de conception MOS ou encore IGBT, bien connus pour leur application à la fermeture et à l'ouverture rapide d'un circuit. Ces deux transistors T1 et T2 sont montés en cascade. En outre, entre le collecteur et l'émetteur de chacun d'entre eux sont montées une diode D1 respectivement D2, montée en inverse, et, un condensateur C1 respectivement C2, tel qu'on peut le voir sur la figure 1.La grille ou éléctrode de commande de chacun de ces transistors T1 et T2 est pilotée simultanément au moyen d'un circuit indépendant, dénommé dans le domaine considéré par l'expression anglaise "driver" (6), celui-ci recevant lui-même une tension périodique rectangulaire continue 0 - 18 Volts en provenance d'un circuit de commande (7), dont l'un des paramètres de fonctionnement, à savoir notamment la période, peut être introduit par tout moyen, notamment au moyen d'un potentiomètre (8), d'un bouton poussoir, etc.. Ce circuit de commande (7) contrôle en permanence la valeur de la tension VT1 aux bornes de l'interrupteur commandé (3). Enfin, la phase P1 est raccordée au pont redresseur (4) par l'intermédiaire d'un interrupteur I1, typiquement constitué par un triac voire un relais, et dont le rôle est fondamental pour le bon fonctionnement du dispositif conforme à l'invention. il va être maintenant décrit le fonctionnement de ce dispositif. Lors du démarrage, l'interrupteur I1 est ouvert de sorte que le pont redresseur (4) n'est alimenté que par les deux phases P2 et P3 du secteur alternatif 400 Volts efficaces - 50 Hz. En outre, l'interrupteur I2 est fermé sur la résistance R. De la sorte, on obtient entre les bornes (9) et (10) en sortie du pont redresseur (4) une tension continue VC ronflée 100 Hz, le redressement étant du type double alternance et, le pont redresseur débitant uniquement dans la résistance R, les transistors T1 et T2 étant alors ouverts. On obtient une tension du type de celle représentée dans la figure 2. Le circuit de commande (7) et le driver (6) sont alors alimentés par les alimentations auxiliaires non représentées. Le circuit de commande (7) délivre au driver (6) une tension continue périodique rectangulaire 0 - 18 Volts. Le circuit de commande (7) détecte alors par tout moyen, et notamment par un pont diviseur, la tension VC minimum, alors présente en VT1, fonction du choix des valeurs des composants R et C, par exemple 120 Volts, et induit dès lors, par action du driver (6), la fermeture simultanée des transistors Ti et T2, afin de démarrer l'oscillation du circuit oscillant (1). Lorsque l'on procède à la fermeture de ces transistors, la tension aux bornes T1 et T2 est tout d'abord nulle ou quasiment nulle.Puis, au bout d'un temps At, déterminé par le circuit de commande par le biais du variateur potentiométrique (8) associé au circuit de commande (7), le driver induit l'ouverture simultanée des deux transistors T1 et T2. La tension VT1, mesurée entre le collecteur de T1 et la masse croit, passe par un maximum puis décroit jusque vers zéro, selon une loi de variation sinusoïdale, les diodes D1 et D2 montées en inverse se mettant alors à conduire. Ces deux diodes sont ainsi montées en inverse afin d'éviter toute inversion de polarité au niveau de chacun des transistors T1 et T2. Elles renvoient le courant sur le condensateur C, monté en parallèle avec la résistance R et l'interrupteur I2. Lorsque la tension VT1 passe par zéro, le circuit de commande (7) délivre au driver (6) la tension continue 0 - 18 Volts de durée At, autorisant par voie de conséquence la fermeture simultanée des transistors T1 et T2. Lorsque les diodes D1 et D2 ont fini de conduire, les transistors T1 et T2 conduisent simultanément jusqu'à la fin de la durée At, à l'issue de laquelle l'ordre d'ouverture est à nouveau donné par le driver (6). Le processus se poursuit ainsi. La durée de l'ouverture des transistors T1 et T2 ne dépend que de la période propre du circuit oscillant LCo, puisque celui-ci est alors en oscillation libre. La tension VT2 mesurée entre le collecteur de T2 et la masse M lors de la phase d'ouverture des transistors T1 et T2 est alors égale à la moitié de VT1 compte tenu des capacités des deux condensateurs C1 et C2 choisies égales. De la sorte, le rôle de ces deux condensateurs C1 et C2 est donc de répartir pour moitié les tensions à l'ouverture sur T1 et T2. Ils constituent en fait un diviseur potentiométrique de rapport 1/2. On a représenté sur le graphe de la figure 3 la variation des tensions VT1 et VT2 en fonction du temps, ainsi que le signal de commande 0 - 18 Volts correspondant. On observe donc et cela fort logiquement que lors des fermetures de tu et de T2, la tension à leur borne est nulle. En outre, à l'exception des durées pendant lesquelles ces tensions sont nulles, on a: VT1 = 2 VT2 On peut observer qu'au moment de l'ouverture de T1 et T2, la tension à leurs bornes croît relativement lentement, de par l'action des condensateurs C o, C1 et C2, qui limitent la surtension d'ouverture du courant dans l'inducteur L. On a représenté sur la figure 4 l'enveloppe de la tension oscillante VT1, qui est une onde 100 Hz ronflée correspondant à l'alimentation sur deux phases. On observe donc que la valeur moyenne de cette enveloppe ne correspond pas à la valeur maximum possible de VTi, mais est égale à: 2VM It OÙ VM désigne lavaleur maximum possible pour VT1. L'oscillation étant ainsi obtenue au niveau du circuit oscillant (1), on ouvre l'interrupteur I2, avantageusement constitué par un transistor, et l'on ferme l'interrupteur Il, fermeture intervenant uniquement lorsque la tension de la phase P1 par rapport à la masse, mesuré par exemple au moyen d'un pont diviseur RI et R2 est inférieur à VC. La troisième phase entre alors en service et l'on obtient une enveloppe de tension oscillante VT1 du type de celle représentée sur la figure 5. Comme on peut l'observer, cette tension est quasiment constante et proche de la tension maximum, les variations observées étant nettement moindres que celles de la figure 4. En outre, la valeur moyenne est beaucoup plus importante de sorte que l'on peut obtenir une puissance d'induction nettement supérieure. Cette procédure de démarrage d'un générateur à induction alimenté par le secteur alternatif triphasé, consistant à établir préalablement l'oscillation du circuit résonant sur deux phases, et au moment où la tension VC est minimale, permet ainsi d'éviter toute détérioration des transistors T1 et T2. En effet, dans l'hypothèse inverse où l'on ferme les transistors T1 et T2 alors que la tension à leur borne dépasse par exemple 500 Volts, c'est à dire dans le cas où l'on branche immédiatement les trois phases sur le pont redresseur, la charge brutale du condensateur Co et la décharge brutale de Cl et C2 provoquent dans chacun desdits transistors une croissance de courant incompatible avec leur possibilité de tenue aux variations de courant. Lorsque l'alimentation est encore sur deux phases P2 et P3, la consommation de la résistance R mise en circuit par l'interrupteur I2 évite que le condensateur C reste chargé à la tension crête, c'est à dire à VC = 566 Volts pour 400 Volts efficaces. Cette résistance doit obligatoirement ensuite être déconnectée pour ne pas consommer en permanence de l'énergie. A titre d'exemple, les valeurs suivantes peuvent être données aux différents composants du circuit: R=220Q C = 3,9 pF Cl =C2=100nFà1000V Co = 200 nF à 2000 V L = 140 CLH Tl et T2 sont deux IGBT 50A/1200 V de TOSHIBA (marque déposée) avec diodes incorporées. La description qui suit, en relation avec les figures 6 et 7, est relative aux circuits driver (6) qui agissent au niveau des électrodes de commande des transistors T1 et T2. Dans le cas de la figure 6, le driver (6) est réalisé au moyen d'un transformateur d'impulsions à deux enroulements secondaires isolés entre eux, de telle sorte à assurer l'isolement galvanique de l'émetteur de T1 par rapport à la masse, ledit émetteur étant soumis à la tension VT2, et ce, notamment au moment de l'ouverture. Comme on peut l'observer, un enroulement secondaire L1 est monté en parallèle entre la grille et l'émetteur de T1 d'une part, et un enroulement secondaire L2 entre la grille et l'émetteur de T2 d'autre part. Le circuit primaire est assuré par un enroulement L3 relié à une alimentation continue 18 Volts et au collecteur d'un transistor T3, dont la base est reliée au circuit de commande (7) par une résistance, l'emetteur dudit transistor étant relié à la masse.Le transistor T3 reconstitue le signal de commande 0 - 18 Volts sur le primaire du transformateur T, qui le répercute simultanément sur les deux secondaires, et donc sur les grilles de T1 et T2. De la sorte, la durée At de fermeture desdits transistors T1 et T2 est bien la même que la durée At d'apparition de la tension de commande 0 - 18 Volts. Bien que cette solution soit avantageuse sur le plan de l'isolement galvanique des transistors T1 et T2, en revanche, elle s'avère relativement onéreuse dans la mesure où elle fait appel à un transformateur T. On peut lui préférer un circuit tel que représenté sur la figure 7, qui autorise un fonctionnement sans isolement galvanique. Lors de la fermeture des transistors T1 et T2, une tension de commande positive continue périodique et rectangulaire 0 - 18 Volts par exemple, est envoyée simultanément à T1, par le biais de la diode D3, et à T2 directement. Compte tenu du principe de fonctionnement décrit précédemment, la tension aux bornes de T1 et T2 est nulle à cet instant. Lors de leur ouverture, la tension de commande continue passe de 18 Volts à zéro: le transistor T2 se bloque en premier, sa grille étant alors mise au potentiel de son émetteur, suivi rapidement par T1, du fait de la mise en conduction du transistor T'1, qui décharge rapidement la capacité parasite grille - émetteur de T1, et maintient cette grille au même potentiel que cet émetteur. La mise en conduction rapide de T'1 est assurée par le courant de charge de C'1, puis par le courant dans R'1. Les diodes dl et d2 constituent un dispositif d'anti-saturation de T'1, de telle sorte à lui permettre une plus grande vitesse de commutation lors de l'ordre de fermeture consécutif de Ti et T2, c'est à dire par une tension de commande à nouveau positive de + 18 Volts. Lorsque les deux transistors T1 et T2 sont ouverts, l'émetteur de T1 et donc son électrode de commande sont au potentiel VT2 par rapport à la masse, potentiel qui atteint 1000 Volts dans l'exemple décrit pour une tension crête de 566 Volts. La diode D3 est donc ainsi choisie de telle sorte à pouvoir résister à une tension inverse supérieure à 1000 Volts. ll en est de même concernant C'1 et R'1. De fait, la durée de fermeture At des transistors T1 et T2 est une nouvelle fois fonction de la durée de la tension continue à 18 Volts, durée que l'on peut faire varier à volonté au moyen de l'organe de variation (8) associé au circuit de commande (7). On dispose de fait, avec le dispositif conforme à l'invention, d'un générateur d'induction pouvant fournir des puissances élevées. On peut très aisémant fair varier la puissance par le biais du circuit de commande associé à un sélecteur type potentiomètre ou boutons-poussoir, qui permet d'obtenir une variation progressive de la durée de fermeture At de l'interrupteur commandé (3). Si At est petit, l'énergie prise par l'inducteur L est faible, et la puissance induite dans la charge Ch l'est également. En revanche, si At est grand, l'énergie prise par l'inductance L est grande, et la puissance induite dans la charge Ch aussi. La tension dont on dispose est proche constamment de la tension maximum possible, soit 2000 Volts crête à crête pour un secteur triphasé de 400 Volts efficace, de sorte que, d'une part, les différents composants du circuit sont moins sollicités en courant à puissance identique qu'avec un secteur monophasé 220 Volts efficace. REVENDICATIONS 1/ Générateur à induction alimenté par le secteur triphasé alternatif, caractérisé en ce qu'il comprend: - un circuit primaire intégrant un redresseur (4) auquel aboutissent les trois phases du secteur, ledit redresseur (4) définissant une borne positive (9) et une borne négative (10) auxquelles sont montés en série d'une part un circuit oscillant parallèle intégrant une inductance L, destinée à être couplée magnétiquement dans l'air à un circuit secondaire (2), et d'autre part un interrupteur commandé (3), destiné à ouvrir ou fermer ledit circuit primaire; - un interrupteur I1 monté sur l'une des trois phases du secteur triphasé, en amont du pont redresseur (4), et destiné à couper l'alimentation de cette phase de manière temporaire. 2/ Générateur à induction selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'interrupteur-.commandé (3) est constitué par deux transistors semiconducteurs T1 et T2 montés en cascade, l'électrode de commande de chacun d'eux étant reliée à un circuit de commande (6,7,8), au niveau duquel s'effectue le réglage effectif de la puissance délivrée par le générateur par variation de la durée de fermeture At des deux transistors T1 et T2, une diode montée en inverse, D1 respectivement D2, et un condensateur C1 respectivement C2 étant montés en outre entre le collecteur et l'émetteur de chacun desdits transistors. 3/ Générateur à induction selon la revendication 2, caractérisé en ce que les deux transistors semi-conducteurs Ti et T2 constitutifs de l'interrupteur commandé (3) sont identiques, et les deux condensateurs C1 et C2 montés en parallèle entre le collecteur et l'émetteur de chacun d'eux ont une capacité identique. 4/ Générateur à induction selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le circuit primaire comporte, en parallèle entre les bornes positive (9) et négative (10) du pont redresseur (4), d'une part une résistance R associée à un interrupteur 12, et d'autre part un condensateur C, destinés à onduler la tension en sortie du pont redresseur, lorsque l'interrupteur I1 sur la troisième phase est ouvert. 5/ Générateur à induction selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'interrupteur 12 est un transistor. 6/ Générateur à induction selon l'une des revendications I à 5, caractérisé en ce que l'interrupteur h est un triac ou un relais. 7/ Générateur à induction selon l'une des revendications 2 à 6, caractérisé en ce que le driver (6) du circuit de commande (7) est dépourvu d'isolement galvanique, et fonctionne à partir d'un signal de commande constitué par une tension continue périodique rectangulaire émanant du circuit de commande proprement dit (7), la durée de ladite tension rectangulaire correspondant à la durée de fermeture At de l'interrupteur commandé (3), et étant modifiable par un organe de variation (8) associé au circuit de commande (7). 8/ Générateur à induction selon l'une des revendications 2 à 6, caractérisé en ce que le driver (6) du circuit de commande (7) est isolé galvaniquement, et fonctionne à partir d'un signal de commande constitué par une tension continue périodique rectangulaire émanant du circuit de commande proprement dit (7), la durée de ladite tension rectangulaire correspondant à la durée de fermeture At de l'interrupteur commandé (3), et étant modifiable par un organe de variation (8) associé au circuit de commande (7). 9/ Générateur à induction selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que le circuit secondaire (2) est constitué par une inductance L' montée en série avec une charge Ch. 10/ Générateur à induction selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que le circuit secondaire (2) est constitué par une pièce ou un élément métallique que l'on désire chauffer.