FR 2696060 A1 19940325 FR 9211268 A 19920922 Procédé et dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, notamment pour véhicule automobile. L'invention concerne la régulation automatique du gain d'un amplificateur à gain commandé d'un système électroacoustique en fonction du rapport signal/bruit ambiant. Elle trouve une application particulièrement avantageuse dans la compensation du bruit ambiant des chaînes audiofréquences électroacoustiques à amplificateur à gain commandé, en particulier à plusieurs canaux, notamment celles incorporées au sein de véhicules automobiles. Des solutions ou tentatives de solutions très différentes ont été proposées dans ce domaine, pour tenter de résoudre un problème très important inhérent à ce genre de dispositif de régulation, à savoir l'identification de la nature du signal saisi par le capteur du dispositif. Ce signal saisi peut en effet être du bruit produit par la voiture, du signal issu des hauts-parleurs ou bien un mélange des deux dans une proportion plus ou moins grande. Or, et surtout si ce capteur est un microphone, la moindre erreur dans la discrimination entre le signal et le bruit entraîne immédiatement une réaction positive, le signal s'auto-amplifie sur luimême et le système atteint rapidement son gain maximum dans un processus comparable à l'effet LARSEN. Afin de contourner cette difficulté, il a été proposé dans un congrès de L'AXES en 1988 d'utiliser comme capteur un détecteur de vibrations fixé sur la carrosserie de la voiture après avoir mis en évidence une certaine corrélation entre le bruit à l'intérieur de l'habitacle et les vibrations de la carrosserie. Outre le fait que cette solution n'est pas idéale car la corrélation n'est que partielle, elle n'élimine pas totalement le problème de discrimination du signal et du bruit car les ondes sonores issues des haurs-parleurs provoquent des vibrations de la carrosserie qui excitent le détecteur. D'autres dispositifs utilisent, dans la chape de traitement du signal issu du microphone, un filtre passe-bas d'ordre élevé avec une fréquence de coupure d'environ 15 Hz qui élimine ainsi radicalement les ondes issues des hauts-parleurs dont la fréquence est toujours plus élevée. Ces dispositifs ne sont pas performants car ils éliminent aussi les composantes du spectre de bruit situées dans le domaine des fréquences audibles pour ne garder que les composantes inaudibles qui ne sont pas gênantes. Pour que ces systèmes fonctionnent correctement, il faudrait que le niveau des fréquences de bruit gênantes soit proportionnel au niveau des fréquences situées audessous de 15 Hz, ce qui n'est absolument pas le cas. Enfin, une troisième voie largement utilisée en sonorisation de lieux publics consiste à mesurer le bruit en l'absence de signal. Ces systèmes fonctionnent très bien lorsque le signal est "hâché" comme par exemple la voie humaine qui laisse des périodes de silence fréquentes pendant lesquelles il est possible d'effectuer sans erreur possible la mesure du bruit. Mais lorsqu'il s'agit de musique, il peut se passer plusieurs minutes sans un seul instant de silence, ce qui élimine ce type de dispositif pour le type d'application visé. Dans les dispositifs destinés à l'automobile, les meilleurs résultats sont actuellement obtenus de la manière suivante. Un microphone saisit un signal complexe composé de bruit produit par la voiture et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs. Ce signal est filtré au travers d'un filtre passe-haut destiné à éliminer les fréquences de bruit très basses et qui ne sont pas gênantes pour l'audition, puis est redressé pour être comparé à du signal utile ou pur prélevé après l'amplificateur à gain commandé, filtré par un filtre identique et redressé Un étalonnage du comparateur en modulation de bruit rose est préalablement effectué en l'absence de bruit ambiant, de manière à rendre comparables les deux tensions issues des redresseurs respectifs des canaux de signal pur et de signal complexe. Le problème soulevé par ces dispositifs est la non linéarité de la chaîne électroacoustique haut-parleur/local/micro. Un relevé de courbe de réponse au niveau du micro fait apparaître des variations autour d'une valeur moyenne qui atteignent couramment 15 dB. Ces 15 dB représentent l'incertitude de ces dispositifs à distinguer le signal du bruit. Aussi, si l'on ne veut pas qu'ils confondent le signal et le bruit, il faut adopter lors du réglage une marge de sécurité de 15 dB, c'està-dire faire en sorte que le comparateur qui commande l'augmentation du gain ne puisse basculer que si la tension issue du canal micro et arrivant au comparateur est supérieure de plus de 15 dB à la tension issue du canal de signal pur. Cette marge de sécurité implique que le gain n'augmente que si le niveau de la pression acoustique partielle de bruit est supérieur de près de 15 dB à celle du signal Si les spectres de signal et de bruit étaient situés dans les mêmes fréquences, ce type de système ne pourrait pas fonctionner car la "sonie" du signal resterait toujours très inférieure à celle du bruit et le signal resterait inaudible.Or, le spectre de bruit d'une voiture est très riche en fréquences graves peu masquantes pour des fréquences de signal situées dans le milieu du spectre sonore comme la parole hrnnaine, et il est ainsi possible de distinguer nettement un signal dans une ambiance de bruit qui lui est 15 dB supérieure à condition que les fréquences qui composent le bruit soient suffisarnrnent différentes de celles qui composent le signal. L'inconvénient de ce type - de systèmes est qu'ils utilisent principalement comme fréquences de bruit des fréquences qui sont peu gênantes pour l'audition et il se produit souvent des phénomènes que l'homme du métier désigne par l'expressiorl "plwénomènes de surcompensation", et qui sont interprétés comme un dysfonctionnement du système. Des arnéliorations sensibles peuvent être apportées en utilisant un égaliseur pour linéariser la chaîne électro-acoustique haut-parleur/ local/micro, on peut alors abaisser la marge de sécurité à 6 dB. Cette marge permet de travailler avec un filtre plus restrictif dont la fréquence de coupure est de 250 Hz et présentant une atténuation de 20 dB à 100 Hz, ce qui limite les phénomènes de surcompensation en abaissant la pression acoustique partielle de bruit à 5 dB au-dessus de celle du signal au moment du basculement du comparateur. Néanmoins, ces sytèmes sont inaptes à une large diffusion car outre la persistance d'un phénomène de surcompensation, ils travaillent toujours à la licite de la stabilité. Cette stabilité est encore plus précaire lorsqu'il s'agit d'appareils multicanaux qui sont les plus courants en automobile. En effet, dans ces appareils il est habituel de prendre comme tension de signal pur de comparaison la somme des tensions de chaque canal. Cette méthode demande de prévoir une marge de sécurité supplémentaire de 10 dB. En effet, dans une installation à 4 hauts-parleurs, lorsque le conducteur ne veut conserver que le canal avant gauche car le reste de la famille dort et qu'il veut écouter les informations, après les manoeuvres des boutons de balance et de fader, la tension de signal pur n'est plus que le quart de ce qu'elle était lorsque les deux réglages étaient en leur point milieu, soit une baisse de 12 dB. Par contre, si comme il est souhaitable, le microphone est situé à proxilazité de la tête du conducteur et, comme il est causant, le haut-parleur avant gauche est situé à l'extrémité gauche de la planche de bord, la composante de signal pur parvenant au microphone n'a que fort peu baissé (environ 2 dB), car elle est principalement issue du haut-parieur avant gauche.On obtient donc un déséquilibre de 10 dB au niveau du comparateur. Enfin, ces systèmes sont munis d'un dispositif de détecteur de seuil dont la fonction est d'interdire une montée du gain lorsque le niveau du signal descend au-dessous d'un certain seuil, - 40 dB, par exemple. Ce dispositif, qui empêche une montée du gain entre deux plages de disque, est cependant insuffisant à éviter une montée intempestive du gain entre deux mots successifs lorsqu'un speaker parle de manière hésitante dans toute autre condition semblable quand le niveau du signal ne descend pas au-dessous du seuil mais qu'il n'est pas de manière transitoire représentatif de son niveau à prendre en compte. Toutes ces raisons expliquent pourquoi aucun système de commande automatique de volume n'a aujourd'hui atteint un niveau de diffusion capable de satisfaire le marché de l'autoradio. L'invention vise à apporter une solution plus satisfaisante à ce problème. Un but de l'invention est de pennettre une régulation automatique de l'arnplificateur en utilisant un filtrage passe-haut présentant une courbe d'atténuation très restrictive dans le domaine des basses fréquences. Un autre but de l'invention est de proposer un dispositif multicanaux d'une stabilité inconditionnelle et n'étant pas sujet à des phénomènes de surcompensation ni à des montées intempestives du gain sur des "quasi-blancs", donc apte à une large diffusion sur le marché de l'automobile. L'invention a encore pour but d'éliminer les instabilités pendant les manipulations de réglage de balance et de fader dans les installations multicanaux. L'invention a donc pour objet un procédé de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, du type de celui évoqué ci-dessus, c'est-à-dire dans lequel on effectue un premier traitement, comportant un premier soustraitement de filtrage, sur un signal complexe prélevé dans le local à l'aide d'un moyen de capture tel qu'un microphone, et contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs, de façon à obtenir un premier signal traité; parallèlement, on effectue un deuxième traitement, comportant un deuxième sous-traitement de filtrage, sur un signal utile prélevé en sortie de l'amplificateur à gain commandé de façon à obtenir un deuxième signal traité; on régule alors le gain de l'amplificateur en fonction d'une comparaison de niveau entre les deux signaux traités; selon une caractéristique générale de l'invention, chaque soustraitement de filtrage comporte un premier filtrage passe-haut à basse fréquence de coupure ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz; par ailleurs, on bloque l'augmentation du gain de l'amplificateur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du premier sous-traitement de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1, ou lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du deuxième sous-traitemnt de filtrage est supérieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1. n est également possible de résoudre le problème posé, à partir d'un procédé de commande automatique du gaz du type de celui évoqué ci-dessus, dans lequel selon l'invention, outre le fait d'utiliser un premier filtrage passe-haut à basse fréquence de coupure ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, on prévoit un égaliseur que l'on règle de façon à interdire, en l'absence de bruit, l'augmentation du gain de l'amplificateur par tout signal pur (ou utile) de fréquence inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut, ceci permet de supprimer le blocage de l'au gmentati on du gain de l'amplificateur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du deuxième sous-traitement de filtrage est supérieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1, et de ne conserver le blocage de l'augmentation du gain que lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du premier sous traitement de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1. n est encore possible de résoudre le problème posé, à partir d'un procédé de commande automatique du gain du type de celui évoqué cidessus, dans lequel, selon l'invention, on s'affranchit à la fois d'un égaliseur et du blocage de l'augmentation du gain de l'amplificateur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du deuxième sous-traitement de filtrage, est supérieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1. En effet, dans ce cas, et dans l'hypothèse où le système électroacoustique est autostable en-deçà de la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut, c'est-à-dire dans l'hypothèse où la chaîne électroacoustique ne présente pas de résonance propre à mettre le système en instabilité, il suffit, selon l'invention, outre le fait d'utiliser ce premier filtrage passe-haut à basse fréquence de coupure ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, de ne bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur uniquement lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du premier sous-traitement de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1. Selon un mode préféré de mise en oeuvre du procédé selon l'invention, il est prévu une phase d'étalonnage dans laquelle on injecte une modulation de bruit rose à l'entrée de l'amplificateur, et on effectue un réglage de niveau interdisant l'augmentation du gain de l'amplificateur par le premier signal traité, compte tenu d'une marge de sécurité choisie, enrre environ 1,5 dB et environ 4 dB, de préférence 2 dB. Cette phase d'étalonnage permet alors ultérieurement, dans une phase de fonctionnement normale, de ne déclencher une augmentation du gain de l'amlplificateur que lorsque le niveau du premier signal traité sera supérieur de 2 dB à celui du deuxième signal traité. Afin de vérifier l'auto stabilité du système électroacoustique, après la phase d'étalonnage en bruit rose, on injecte comme modulation de signal pur, un signal sinusoïdal de fréquence variable dont on fait croître la fréquence en l'absence de bruit ambiant depuis une fréquence de départ (par exemple 20 Hz) jusqu'à la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut (ici 180 Hz), et l'on vérifie qu'à aucun moment on n'obtient une augmentation du gain de l'amplificateur par le premier signal traité. Préalablement au premier filtrage passe-haut du premier soustraitement de filtrage, on filtre le signal complexe par un filtre auxiliaire passe-haut présentant une fréquence de coupure inférieure à celle du premier filtrage passe-haut, et l'on effectue la comparaison de niveau pour décider du blocage éventuel de l'augmentation du gain de l'amplificateur, entre le signal prélevé après ce filtrage auxiliaire et le signal correspondant prélevé après le premier filtrage passe-haut; une telle disposition permet notamment un fonctionnement correct du dispositif lorsque le véhicule est d'un type émettant des fréquences de bruit très basses. Afin de ne pas pénaliser les performances d'une telle régulation, on décide, pour chaque signal complexe et signal utile prélevé présents à l'entrée des chaînes de traitement correspondantes, du blocage éventuel de l'augmentation du gain avant d'avoir effectivement effectué l'augmentation éventuelle du gain de cet amplificateur compte tenu du rapport signal/bruit instantané. Selon une autre caractéristique générale de l'invention, plus particulièrement adaptée aux amplificateurs comportant une pluralité de canaux d'entrée et de sortie, on prélève à tout instant le signal utile sur le canal ayant le niveau de signal le plus puissant, ce qui permet notamment de s'affranchir des problèmes d'instabilité lors des réglages de balance et de fader. L'invention a également pour objet un dispositif de commande automatique du gain de l'amplificateur d'un système électroacoustique, comportant: - un moyen de capture, tel qu'un microplone, d'un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des haurs-parleurs, - des moyens d'acquisition d'un signal utile en sortie de l'amplificateur à gain commandé, - des premiers moyens de traitement du signal complexe, mcorporant des premiers moyens de filtrage, aptes à délivrer un premier signal traité, - des deuxièmes moyens de traitement du signal utile acquis, incorporant des deuxièmes moyens de filtrage, aptes à délivrer un deuxième signal traité, - des moyens de comparaison principaux des premier et deuxième signaux traités, aptes à délivrer un signal de comparaison principal; et - des moyens de commande aptes à commander l'augmentation ou la diminution du gain de l'amplificateur en fonction de la valeur du signal de comparaison principal; selon une première variante de l'invention, chaque moyen de filtrage comporte un premier étage de filtrage passe-haut à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième étage de filtrage passehaut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 décibels aux environs de 100 Hz; par ailleurs, il est prévu en outre des premiers moyens de comparaison auxiliaires, aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut des premiers moyens de filtrage, et à délivrer un premier signal de comparaison auxiliaire ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1, et une deuxième valeur dans le cas contraire; il est également prévu des deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires, aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut des deuxièmes moyens de filtrage, et à délivrer un deuxième signal de comparaison ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage passe-haut est supérieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage, par un coefficient prédétenniné supérieur à 1, et une deuxième valeur dans le cas contraire; les moyens de commande sont alors aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur lorsque les premiers ou les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires délivrent leurs premières valeurs respectives. Selon une autre variante de l'invention, il est prévu, outre un premier étage de filtrage passe-haut à basse fréquence de coupure, associé à un deuxième étage de filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 décibels aux environ de 100 Hz, un moyen d'égalisation réglé pour interdire, en l'absence de bruit, l'augmentation du gain de l'amplificateur pour tout signal pur (ou utile) de fréquence inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passehaut, l'incorporation d'un tel moyen d'égalisation permet alors de s'affranchir des deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires et de ne conserver que les premiers moyens de comparaison auxiliaires; les moyens de commande sont alors aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur, lorsque les premiers moyens de comparaison auxiliaires délivrent leur première valeur. Le moyen d'égalisation est avantageusement un égaliseur paramétrique à correction fixe disposé de préférence en aval de la sortie de l'amplificateur à gain commandé. Selon encore une autre variante de l'invention, il est possible de s'affranchir d'un égaliseur dans le cas où le système électroacoustique est autostable. Il suffit alors de prévoir, au sein de chacun des premier et deuxième moyens de filtrage, un premier étage de filtrage passehaut à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième étage de filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz; en combinaison, on peut s'affranchir des deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires et ne conserver que les premiers moyens de comparaison auxiliaires qui sont aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut des premiers moyens de filtrage, et à délivrer un premier signal de comparaison auxiliaire ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage, par un coefficient prédételminé supérieur à 1 et une deuxième valeur dans le cas contraire, les moyens de commande sont alors aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur, lorsque les premiers moyens de comparaison auxiliaires délivrent leur première valeur. La fréquence de coupure de chaque premier étage de filtrage passe-haut est avantageusement comprise entre environ 150 Hz et environ 200 Hz, de préférence 180 Hz, tandis que la fréquence de coupure de chaque deuxième étage de filtrage passe-haut peut être comprise entre environ 500 Hz et 2000 Hz de préférence 1000 Hz. Selon un mode de réalisation de l'invention, chacun des premier et deuxième moyens de filtrage comporte un filtre passe-haut ayant une pente de 18 dB par octave environ, fondant le premier étage de filtrage passe-haut, suivi d'un filtre passe-haut ayant une pente de 6 dB par octave, formant en combinaison avec le filtre de pente 18 dB par octave, le deuxième étage de filtrage passe-haut. Chaque moyen de comparaison auxiliaire peut comporter un comparateur dont l'entrée est reliée à l'entrée du premier étage de filtrage passe-haut correspondant par une première résistance et à la sortie de cet étage passe-haut par une deuxième résistance, le rapport de la première résistance sur la deuxième résistance définit ledit coefficient prédéterminé qui est avantageusement compris entre environ 1,33 et environ 2. Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens de commande comportent un premier transistor reliant la sortie des premiers moyens de traitement à l'entrée d'un suiveur de tension dont la sortie est reliée à l'entrée de commande de l'amplificateur à gain commandé, et dont la base est reliée à la sortie de chaque moyen de comparaison auxiliaire par l'intermédiaire d'un moyen formant un OU logique; il est également prévu un deuxième transistor, disposé entre la masse et l'entrée du suiveur de tension, dont la base est commandée par la sortie des moyens de comparaison principaux qui cornportent un comparateur dont l'entrée est reliée aux sorties des deux moyens de traitement par deux résistances de valeurs inégales et de rapport choisi. L'égaliseur est avantageusement escamotable ce qui permet de l'incorporer ou non dans le dispositif selon l'invention. La présence de l'égaliseur dans le dispositif rend inopérants les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires. ll est en outre particulièrement avantageux que le premier moyen de filtrage comporte un étage auxiliaire de filtrage passe-haut, disposé entre le moyen de capture et le premier étage de filtrage passe-haut correspondant, ayant une fréquence de coupure inférieure à celle de ce premier étage de filtrage passe-haut, de préférence égale à 100 Hz, et une pente la plus élevée possible, par exemple 18 dB par octave. Selon une autre caractéristique générale de l'invention, dans laquelle l'amplificateur à gain commandé comporte plusieurs canaux d'entrée et de sortie, les moyens d'acquisition comportent des moyens de discrimination connectés sur les canaux de sortie de l'amplificateur à gain commandé, et aptes à délivrer à tout instant en sortie le signal issu du canal de sortie ayant le fort niveau. Selon un mode de réalisation de l'invention, dans lequel l'amplificateur comporte une première paire de canaux respectivement reliés à une première paire de hauts-parleurs, et une deuxième paire de canaux respectivement reliés à une deuxième paire de hauts-parleurs, les moyens de discrimination comportent:: - quatre entrées de signal respectivement reliées aux quatre canaux, - quatre blocs de commutation commandés, reliant respectivement les quatre entrées à la sortie des moyens de discrimination, - un premier moyen de comparaison de la somme des niveaux des canaux de la première paire avec la somme des niveaux des canaux de la deuxième paire, - des premiers moyens de commande aptes a ouvrir ou fermer les deux commutateurs reliés à une même paire en fonction du résultat de cette première comparaison, - des deuxièmes moyens de comparaison de la somme des niveaux d'un canal de la première paire et du canal homologue de la deuxième paire, avec la somme des niveaux de l'autre canal de la première paire et du canal homologue de la deuxième paire, - des deuxièmes moyens de commande propres à ouvrir ou fermer l'un des deux commutateurs, non ouverts sous l'action des premiers moyens de commande; le seul commutateur, finalement fermé, est celui reliant à la sortie des moyens de discrimination, le canal ayant le plus fort niveau de signal. Chaque bloc de commutation comporte avantageusement deux transistors dont les coi]ecteurs, comrnuns, sont reliés à l'entrée de signal correspondante et à la sortie des moyens de discrimillation; les émetteurs sont reliés à la masse et les bases respectives sont commandées par les sorties respectives de deux comparateurs des deux moyens de comparaison. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après des dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un synoptique général schématique d'un mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention; la figure 2 illustre plus en détail une partie du dispositif de la figure 1; la figure 3 illustre une courbe d'atténuation d'un filtre passe-haut utilisé dans le dispositif de la figure 1; la figure 4 illustre plus en détail une partie d'un égaliseur incorporé au sein du dispositif de la figure 1; et la figure 5 représente un synoptique plus détaillé des moyens de discrimination du dispositif de la figure 1. Sur la figure 1 la référence 1 désigne un amplificateur à gain commandé, tel que celui commercialisé par la société PHILIPS sous la référence TDA i 074. Cet amplificateur 1 possède quatre canaux d'entrée et de sortie, référencés 2, 3, 4 et 5, ainsi qu'une entrée de commande de gain 6 représentant les broches "neuf" et "dix" du composant TDA 1074, réunies pour cette application. n fait partie d'un système électroacoustique audio fréquence, par exemple incorporé au sein d'un véhicule automobile, et est relié, par l'intermédiaire des quatre canaux, d'un égaliseur éventuel 7, et d'un moyen d'amplification de puissance 8, aux quatre hauts-parleurs 9 disposés classiquement par paire à l'avant et à l'arrière du véhicule. La chaîne de commande du gain de cet amplificateur I se compose de deux parties essentielles. La première partie comporte un moyen de capture tel qu'un microphone d'ambiance 10, apte à capter un signal complexe contenant un mélange de bruit amblant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs. Ce microphone 10 est relié à l'entrée A de premiers moyens de traitement 1 1 du signal complexe dont une sortie D est reliée-par l'intermédiaire d'une résistance 12 à l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 14, fonctionnant en comparateur, et dont l'entrée non inverseuse est reliée à la masse.La deuxième partie de la chaîne de commande comporte des moyens d'acquisition d'un signal utile ou pur prélevé en sortie de l'amplificateur à gain commandé 1, et incorporant ici des moyens de discrimination 20, dont on reviendra plus en détail ci-après sur la structure et la fonction. Sont également prévus des moyens de réglage de niveau 21, tels qu'un potentiomètre. La sortie du potentiomètre est reliée à l'entrée A de deuxièmes moyens de traitement 22 du signal utile acquis, dont une sortie D est reliée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 14 par une résistance 13 inférieure à la résistance 12 dans un rapport R égal à la valeur de la résistance 12 sur la résistance 13. La valeur de ce rapport exprimée en dB représente la marge de sécurité du dispositif. La sortie du comparateur 14 est reliée à la base d'un transistor PNP 16, fonctionnant en commutateur, par l'intermédiaire d'une résistance de base 15. L'émetteur de ce transistor 16 est relié à la masse et son collecteur est relié par l'intermédiaire d'une résistance 17 à Ventrée d'un suiveur de tension l9 dont la sortie commande le gain de l'amplificateur 1. La référence 23 désigne un amplificateur logaritlmlique dont la fonction est de fournir une tension apte à piloter l'amplificateur à gain commandé. Son entrée est reliée à la sortie D des premiers moyens de traitement, et sa sortie est reliée au collecteur du transistor 1S, donc à l'entrée du suiveur de tension 19, par l'intermédiaire de la maille émetteur-collecteur d'un transistor NPN 29, dont on reviendra plus en détail ci-après sur la fonction, ainsi que par une autre résistance 30. Cet amplificateur logarithmique 23 est classiquement composé d'un amplificateur opérationnel 24 dont l'entrée non inverseuse est reliée à la masse, et dont l'entrée inverseuse est attaquée par une résistance 25. Cet amplificateur 24 est contre réaction par une résistance 26 en parallèle avec deux diodes en série 27 et 28, la cathode de la diode 28 étant reliée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur 24. Le principe de base du fonctionnement de ce dispositif est alors le suivant. Lorsque le niveau du signal traité disponible en sortie D des premiers moyens de traitement 11, est supérieur, compte tenu de la marge de sécurité, au niveau du signal traité disponible en sortie D des deuxièmes moyens de traitement 22, c'est-à-dire lorsque le niveau du signal complexe traité est supérieur, compte tenu de la marge de sécurité, au niveau du signal pur traité, la sortie du comparateur 14 est positive, ce qui bloque le transistor 16 et permet, à condition que le transistor 29 soit passant, d'attaquer l'entrée du suiveur de tension 19 avec ce signal traité présent en sortie D des premiers moyens de traitement, intégré selon une constante de temps (par exemple 4 secondes) définie par le produit de la valeur d'un condensateur 18 connecté entre l'entrée positive du suiveur de tension et la masse, par la somme des résistances 30 et 17. L'augmentation du gain de l'amplificateur à gain commandé 1, est alors autorisée. A contrario, lorsque le niveau du signal pur traité, disponible en sortie D des deuxièmes moyens de traitement, est supérieur, compte tenu de la marge de sécurité, au niveau du signal homologue disponible en sortie des premiers moyens de traitement 11, la sortie du comparateur est négative, ce qui rend passant le transistor 16, permettant au condensateur 18 de se décharger à travers la résistance 17, ce qui conduit à une diminution du gain de l'amplificateur 1. La base du transistor 29 est commandée, via un pont résistif 31 et 32 relié par ailleurs à l'alintentation positive du dispositif, par la tension anodique de deux diodes 33 et 36, dont les cathodes respectives sont reliées aux sorties de deux comparateurs 34 et 37 appartenant respectivement à des premier et deuxième moyens de comparaison auxiliaires 35 et 38 -dont on va maintenant décrire plus en détail la structure en se référant plus particulièrement à la figure 2. Sur cette figure, on vost que les premiers moyens de comparaison auxiliaires 35 comportent deux redresseurs sans seuil 54 et 55 respectivement reliés aux deux sorties B et C des premiers moyens de traitement 11. Plus particulièrement, le redresseur sans seuil 54, relié à la sortie B, et fournissanL un signal redressé positivement, comporte de façon classique un amplificateur opérationnel dont l'entrée positive est reliée à la masse, et dont l'entrée négative, attaquée par un condensateur en série avec une résistance, est contre-réactionnée par une première diode. Une autre diode est montée en série avec la première, les deux diodes étant montées en parallèle aux bornes d'une résistance et d'un condensateur de filtrage. Le sens du redressement est fourni par le sens de montage des diodes (anode reliée à l'entrée inverseuse de l'anplificateur). Le redresseur sans seuil 55, fournissant une tension redressée négative, est de structure analogue à celle du redresseur sans seuil 54 au sens de montage près des deux diodes. Les sorties de ces deux redresseurs sans seuil 54 et 55 sont respectivement reliées à l'entrée positive du comparateur 34 par l'intermédiaire de deux résistances 56 et 57. L'homme du métier remarque donc ici que les premiers moyens de comparaison auxiliaires, et plus particulièrement le comparateur 34, sont aptes à comparer le niveau du signal présent en sortie B au niveau du signal présent en sortie C des premiers moyens de traitement 11, à un coefficient prédéterminé près. En d'autres termes, le comparateur 34 compare le niveau du signal en B-au produit du niveau du signal en C par un coefficient prédéterminé, défini par le rapport de la résisance 56 sur la résistance 57. Ce rapport est avantageusement choisi entre 1,33 environ et environ 2, pour des raisons qui seront explicitées plus en détail ci-après. Le point B matérialise ici la sortie d'un étage auxiliaire de filtrage passe-haut 39 dont l'entrée A est reliée au microphone 10. Cet étage auxiliaire comporte en entrée un condensateur 47 en série avec une résistance 48 reliée à la masse. L'entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel 40 est reliée d'une part à la masse par une résistance 41, et d'autre part au point commun de la résistance 48 et du condensateur 47 par l'intellllédiaire de deux condensateurs en série 42 et 46. L'entrée inverseuse de cet amplificateur 40 est reliée au point commun des deux condensateurs 42 et 46 par une résistance 43, ainsi qu'à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 44. L'amplificateur est contre-réactionné par une résistance 45.L'ensemble forme un filtre passe-haut ayant une fréquence de coupure de 50 Hz à 100 Hz avec une pente de 18 dBloctave. Le pont résistif 44 et 45 fournit un gain de 50 à cet étage auxiliaire 39, ce qui penser d'adapter à un niveau correct le niveau du signal reçu du microphone la. La sortie B de cet étage auxiliaire de filtrage passe-haut 39, réalise également l'entrée d'un premier étage de filtrage passe-haut 49, sans gain, ayant une fréquence de coupure de 180 Hz et une pente de 18 dB/octave. La structure de ce premier étage de filtrage passe-haut 49 est identique à celle du circuit à amplificateur opérationnel de l'étage auxiliaire 39. La sortie C de ce premier étage de filtrage passe-haut 49 est reliée à l'entrée d'un deuxième filtre passe-haut 50, ayant une fréquence de coupure sensiblement égale à 1000 Hz et une pente de 6 dB/octave. Un tel filtre est réalisé de façon classique par un condensateur 52 de 4,7 nF connecté en série à la masse avec une résistance 51 de 47 kR. La combinaison de l'étage de filtrage 49 et de l'étage de filtrage 50 forme un filtre passe-haut ayant une fréquence de coupure de l'ordre de 1000 Hz ainsi qu'une courbe d'atténuation CA (figure 3) présentant une atténuation de l'ordre de - 40 dB à 100 Hz, et de l'ordre de -20 dB à 200 Hz. Le signal disponible en sortie du filtre 50 est ensuite détecté en crête par un détecteur de crêtes positives 53 dont la sortie D représente celle des premiers moyens de traitement 11. Les deuxièmes moyens de traitement 22 sont analogues aux premiers moyens de traitement 1 l à une seule différence près, à savoir que l'étage de filtrage auxiliaire ayant une fréquence de coupure de 100 Hz est supprimé car inutile. Les ponts A et B sont donc confondus. La sortie des seconds moyens de filtrage attaque cette fois- ci un détecteur de crêtes négatives. Les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires 38 sont analogues aux premiers moyens de comparaison auxiliaires 35 à la différence que le point E est relié cette fois-ci à l'entrée négative du comparateur 37 dont l'entrée positive est reliée à la masse (figure 1). Selon une variante de réalisation du dispositif selon l'invention, il est prévu d'insérer en aval de l'amplificateur à gain commandé 1, l'égaliseur 7 qui est, à cet effet, avantageusement réalisé sous la forme d'un boîtier escamotable, que l'utilisateur peut enficher dans son coffret d'autoradio. L'insertion de cet égaliseur 7 a pour effet de connecter le point d'alimentation négative à l'entrée inverseuse du comparateur 37, ce qui force sa sortie à une valeur positive, ce qui, en combinaison avec la diode 36, inhibe les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires 38. Cet égaliseur, avantageusement de type paramétrique et à correction fixe, est illustré scllématiquement sur la figure 4. I1 est agencé d'une façon générale pour éviter, en l'absence de bruit, un basculement du comparateur 14 dans le sens d'une augmentation du gain de l'amplificateur pour toute fréquence de signal pur inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passe haut 49, c'est-à-dire pour toute fréquence inférieure ou égale à 180 Hz dans le cas présent. L'égaliseur comporte entre l'entrée F et la sortie G de chaque canai, un amplificateur opérationnel 58 monté en inverseur, de gain unité déterminé par les deux résistances 60 et 59 de valeurs égales, par exemple 22 kQ. Il est en outre prévu une ou plusieurs cellules d'égalisation 61, connectées aux bornes de l'étage inverseur, et comportant un amplificateur opérationnel 66 monté en filtre passebande de fréquence réglable par des résistances 68 de valeurs égales, comprises entre 470 Q et 470 kQ et ajustées en fonction de l'installation. L'amplificateur 66 est alimenté par un pont diviseur constitué par les résistances 63 et 64.Par ailleurs, deux résistances couplées 62 de valeur variable, connectées en série aux bornes de l'entrée F et de la sortie G, constituent un ensemble potentiométrique qui permet de faire varier le gain du filtre passe-bande en fonction du rapport des deux résistances 62, tandis que la largeur de bande passante est réglée par le rapport de la résistance 63 sur la résistance 64. Dans le cas présent, la somme des deux résistances 62 est prise égale à 47 kQ, tandis que la résistance 63 a une valeur inférieure à 2 M!;2, également ajustée en fonction de l'installation. On va maintenant se référer plus particulièrement à la figure 5 pour décrire plus en détail les moyens de discrimination 20. L'entrée H des moyens de discrimination 20 est connectée aux quatre canaux 2,3,4,5 que l'on va considérer ici par paires, à savoir, par exemple, une première paire de canaux 3 et 4 respectivement reliés aux deux hauts-parleurs arrière et une deuxième paire de canaux 2 et 5 respectivement reliés aux deux hauts-parleurs avant. Les quatre canaux sont reliés à la sortie I de ces moyens de discrimination par quatre blocs de commutation commandés. Deux de ces blocs sont respectivement constitués de deux transistors identiques PNP ou NPN portant les références 85, 86, 93 et 94. Les deux autres blocs sont respectivement constitués de deux transistors complémentaires PNP et NPN 87,88; 97,98. Les émetteurs de chacun des deux transistors fondant Un bloc de commutation. sont reliés à la masse, tandis que les deux collecteurs sont reliés d'une part à un canal par une résistance 101, et à la sortie I par une résistance 102. Un bloc de commutation sera considéré comme ouvert, c'est-à-dire ne reliant pas le canal correspondant à 1a sortie, lorsque l'un des deux transistors le constituant sera passant. Le bloc de commutation sera considéré comme fermé, c'est-à-dire reliant le canal correspondant à la sortie lorsque les deux transistors le constituant seront bloqués. L'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 71, monté en comparateur, est reliée par l'intermédiaire d'un redresseur sommateur 75, composé de deux résistances 81 et 82, respectivement reliées à la première paire de canaux 3 et 4, et suivies d'une cellule de redressement analogue à celle du redresseur 54. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 71 est reliée par un autre redresseur sommateur 76, sa et 84, de structure analogue à celle du redresseur sommateur 75, à la deuxième paire de canaux 2 et 5. Un deuxième amplificateur opérationnel 72, analogue à l'amplificateur 71, est également monté en comparateur. Son entrée négative est reliée également par l'intermédiaire d'un redresseur sommateur 73,77,78 à un canal de la première paire et à un canal de la deuxième paire, en d'autres ternies, par exemple, ici, au canal avant gauche 5 et au canal arrière gauche 4. L'entrée positive de ce comparateur 72 est reliée par un autre redresseur sommateur 74,79,80, respectivement aux deux autres canaux des deux paires, c'est-à-dire ici aux canaux avant et arrière droits. La sortie du comparateur 71 est reliée, par l'intermédiaire de quatre résistances de base 95,89,91 et 100 aux bases respectives des quatre transistors 85,93,87 et 97 des quatre blocs de commutation, tandis que la sortie du comparateur 72 est reliée par l'intermédiaire des quatre résistances de base 96,99,90 et 92, aux bases respectives des quatre transistors associés 94,98,86 et 88 de ces quatre blocs de commutation. On va maintenant décrire en détail le foncnonnement du dispositif selon l'invention. La courbe d'atténuation CA du deuxième étage de filtrage passe haut a été choisie voisine de celle de l'enveloppe spectrale de la parole humaine dans son versant grave (fréquence inférieure à 1000 Hz), car il a été observé qu'elle correspondait statistiquement à l'enveloppe la plus probable et la plus utile du signal. L'adoption d'une telle courbe permet, d'une part, de prendre en compte les bruits de voiture effectivement gênants pour masquer notamment la parole humaine, ou tout signal musical ayant une enveloppe spectrale comparable, et, d'autre part, d'atténuer fortement les bruits de fréquence basse qui ne sollt pas vraiment gênants en ce qui concerne le masquage du signal. Si la courbe d'atténuation choisie ici contribue à l'obtention de très bonnes performances du dispositif, il a été observé que l'on pouvait adopter d'une façon générale un filtre passe-haut ayant une fréquence de coupure comprise entre environ 500 Hz et environ 2000 Hz, et une atténuation au moins de l'ordre de 30 db aux environs de 100 Hz. Le bruit émis par une voiture étant en général riche dans les fréquences basses, I'adoption d'une courbe d'atténuation selon l'invention contribue à une diminution de la densité spectrale de bruit et donc à une différence réduite entre le niveau du signal bruité en sortie D des premiers moyens de traitement 1 1 et le niveau du signal non bruité en sortie D des deuxièmes moyens de traitement 22. Si l'on souhaite éviter un basculement intempestif du dispositif dans le sens d'un emballement, une solution consisterait à adopter une marge de sécurité, relativement importante.Néanmoins, ceci n'est pas satisfaisant car cela conduirait à ce que le comparateur 14 commande le transistor 16 afin d'autoriser l'augmentation du gain de l'amplificateur, qu'en présence d'un niveau de bruit tel que de toutes façons l'auditeur ne percevrait plus du tout le signal émis par le hautparleur bien avant le basculement du système. Aussi, a-t-il été observé qu'il convenait d'adopter une marge de sécurité comprise entre environ 5 dB et environ 4 dB, de préférence de l'ordre de 2 dB. Pour procéder à l'étalonnage du dispositif, on opère de la façon suivante. On introduit une modulation de bruit rose dans l'amplificateur à gain commandé et, à l'aide du potentiomètre 21, on opère un réglage de niveau de façon à obtenir des tensions de sortie respectives aux points D des premiers moyens de traitement 1 1 et des deuxièmes moyens de traitement 22, égales en valeur absolue. Compte tenu de ce réglage et de la marge de sécurité choisie, le comparateur 14 ne déclenchera une augmentation du gain que lorsque la tension au niveau du point D des premiers moyens de traitement, sera de 2 dB (marge de sécurité) supérieure à celle disponible au point D des deuxièmes moyens de traitement 22. Un rapide calcul montre qu'à ce moment, la pression acoustique partielle de bruit ambiant est de 2 dB inférieure à celle de la modulation sonore issue du haut-parleur, soit une amélioration de 13 dB par rapport au dispositif connu sans égaliseur et de 7 dB pour ceux munis d'égaliseur, de la qualité de fonctionnement de ce type de système au niveau des phénoeènes de surcompensation. L'homme du métier comprendra qu'avec une telle marge de sécurité, les risques d'emballement du dispositif en fonctionnement normal avec du signal bruité, sont importants. Aussi, les premier et deuxième moyens de comparaison auxiliaires 35 et 38 contribuent-ils, dans la première variante de réalisation du dispositif, à éviter un tel emballement, au même titre que les premiers moyens de comparaison auxiliaires 35 en combinaison avec l'égaliseur 7, dans la deuxième variante de réalisation, et que les premiers moyens de comparaison auxiliaires 35 seuls, dans la troisième variante de l'invention, concernant une chaîne électroacoustique autostable. Les premiers moyens de comparaison auxiliaires 35 comparent le niveau du signal bruité prélevé avant le premier étage de filtrage passe-haut 49 avec le niveau de ce même signal prélevé en sortie de cet étage de filtrage 49, compte tenu du rapport des résistances 56 et 57. Ainsi, lorsque le niveau du signal prélevé au point B est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé au point C par le rapport des résistances 56 sur 57, la tension délivrée par le comparateur 34 est négative, ce qui bloque le transistor 29 et échantillonne la tension par le suiveur de tension 19 si le transistor 16 n'est pas passant Le suiveur 19 conserve grâce au condensateur 18 sa valeur et empêche l'augmentation du gain de l'amplificateur 1 et par conséquent un emballement du dispositif. I1 a en effet été observé qu'il convenait de bloquer le transistor 29 lorsque le niveau du signal en B n'est pas suffisamment supérieur au niveau du signal en C, car dans ce cas, le signal traité délivré par les premiers moyens de traitement 11 peut ne pas être représentatif d'un bruit de voiture. Dans le cas contraire, c'est-à-dire lorsque le niveau du signal prélevé au point B est supérieur au produit du niveau du signal prélevé au point C par le rapport des résistances 56/57, il est alors fortement probable que le signal délivré par les premiers moyens de traitement soit réellement entaché d'un bruit de voiture. Le transistor 29 est alors dans son état passant obtenu par la combinaison de la sortie positive du comparateur 34 et de la diode 33. Le choix du rapport des résistances 56/57 (entre environ 1,33 et environ 2) est un compromis expérimental entre, d'une pari un autoblocage du système quand le bruit ambiant contient des fréquences élevées, et, d'autre part, une difficulté de blocage entraînant une surcompensation néfaste au bon fonctionnement du dispositif. Par ailleurs, la constante de temps définissant la vitesse de réaction du transistor 29 (définie par la valeur de la résistance et du condensateur des redresseurs sans seuil 54 et 55, et prise ici égale de l'ordre de 1/10 de seconde), est très faible par rapport à la constante de temps définie par les résistances 30, 17 et le condensateur 18 (de l'ordre de 4 secondes). Aussi, bien que les transistors 16 et 29 réagissent à la même vitesse, seule une fraction de la tension délivrée par l'amplificateur logaritlique 23 sera appliquée au suiveur de tension 19, le temps que le transistor 29 se bloque. En d'autres termes, on décide ici du blocage éventuel de l'augmentation du gain de l'amplificateur par l'intennédiaire du transistor 29, avant que le basculement du comparateur 14 ait éventuellement commandé cette augmentation. En ce qui concerne le choix de la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passe-haut 49, il a été observé que cette fréquence devait être plus basse que la fondamentale d'une voix basse d'homme, et plus haute que la fondamenrnle la plus haute d'un bruit de voiture. Une solution donnant satisfaction a conduit à choisir une fréquence se situant aux alentours de 180 Hz bien que l'on puisse étendre cette plage entre environ 150 Hz et environ 200 Hz. Par ailleurs, bien qu'il soit possible de s'affranchir de l'étage auxiliaire de filtrage passe-haut 39, ayant une fréquence de coupure de tordre de 50 Hz (mais pouvant aller jusqu'à 100 Hz environ), il a été jugé préférable de prélever le signal au point B, c'est-à-dire avant l'étage de filtrage 49, mais après cet étage auxiliaire 39, de façon à filtrer des fréquences de bruit très basses qui peuvent se produire dans certains types de véhicules. Dans ce cas, en l'absence d'un tel étage auxiliaire de filtrage 39, il conviendrait d'augmenter le rapport des résistances 56 à 57 d'une façon trop impoltante qui nuirait au bon fonctionnement du dispositif comme cela a été expliqué plus haut. Le choix de la fréquence de coupure de l'étage 39 par rapport à celle de l'étage 49 influe également sur le choix du coefficient prédéterminé défini par le rapport des résistances 56157. Ainsi, pour un rapport de fréquence de l'ordre de 1/2, on choisira de préférence un coefficient de 1,33 alors que pour un rapport de l'ordre de 1/4, on préRerera un coefficient de l'ordre de 2. Les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires 38 permettent, dans la première variante de réalisation du dispositif, d'éviter un emballement du système, c'est-à-dire une augmentation irréversible du gain de l'amplificateur 1, sur du signal utile de fréquence inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passehaut 49, c'est-à-dire pour une fréquence inférieure ou égale à 180 Hz. En effet, en présence cette fois-ci d'un niveau de signal prélevé au point B des deuxièmes moyens de traitement 22, supérieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé au point C par le coefficient prédéterminé égal au rapport des résistances 56/57, le comparateur 37, en combinaison avec la diode 36, bloque le transistor 29, ce qui conduit le suiveur de tension à conserver sa valeur de commande précédente. n est possible de s'affranchir de ces deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires 38 par l'insertion de l'égaliseur 7 dans le système électro-acoustique qui, dans le mode de réalisation décrit, rend inopérant les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires 38. En effet, l'égaliseur 7 est ajusté à une valeur de réglage choisie telle que, pour aucune fréquence de signal pur inférieure à la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut, c'est-à-dire environ 180 Hz, le niveau de la tension issue du microphone et parvenant au comparateur principal 14 soit plus élevé que la tension issue des deuxièmes moyens de traitement, et parvenant à ce même comparateur, compte tenu bien sûr de la marge de sécurité adoptée. En d'autres termes, cette valeur de réglage est choisie de façon à éviter, en l'absence de bruit, un basculement du comparateur dans le sens d'une augmentation du gain de l'amplificateur pour toute fréquence de signal pur inférieure à 180 Hz. Ainsi, l'homme du métier comprendra, qu'avec un tel réglage, on évite en fonctionnement un emballement éventuel du système sur tout signal utile inférieur à 180 Hz. Légaliseur est placé de préférence en aval de l'amplificateur 1, car il contribue a la fois à la stabilité du dispositif et à la qualité de l'audition. Néanmoins, on pourrait le disposer ailleurs, par exemple juste avant les deuxièmes moyens de traitement 22. n est également possible, dans une autre variante de l'invention, de s'affranchir d'un tel égaliseur Ceci est possible dans le cas où le système électroacoustique est autostable en-decà de la fréquence de coupure (180 Hz) du premier étage de filtrage passe-haut.Au sens de la présente invention, un système électroacoustique est dit autostabie, en-decà de cette fréquence de coupure, si, après la phase d'étalonnage en bruit rose, on injecte comme modulation de signal pur, un signal sinusoïdal de fréquence variable dont on fait croître la fréquence en l'absence de bruit ambiant depuis une fréquence de départ, par exemple 20 Hz jusqu'à la fréquence de coupure (180 Hz), et si, à aucun moment, le comparateur principal 14 ne bascule dans le sens d'une augmentation du gain de l'amplificateur. Dans un tel cas, les premiers moyens de comparaison auxiliaires 35 sont à eux-seuls suffisants pour assurer la stabilité du système et, résoudre le problème posé en combinaison avec les filtres des premiers moyens de traitement 11. n convient également de noter que la combinaison des étages de filtrage 39 et 49 permet d'effectuer en outre une discrimination entre le bruit produit par le véhicule et la conversation des passagers, ce qui évite que cette conversation soit considérée comme un bruit qui conduirait à l'augmentation du gain dans le but de couvrir cette voix. Par ailleurs, l'utilisation de détecteurs de crêtes permet de réduire la disparité de réaction du dispositif vis-à-vis de notes pures soutenues se traduisant par un rapport signal/bruit très faible et des passages contenant beaucoup de transitoires dans lesquels le rapport signal/bruit est très fort Afin d'éviter les montées intempestives de gain sur des -"quasi blancs", il est prévu des moyens appropriés 103, qui peuvent être incorporés dans chacune des variantes évoquées ci-avalzt. Ces moyens 103 (figure 1) sont principalement constitués d'une cellule de redressement 104 analogue au redresseur 54, chargée de redresser le signal issu des moyens de discrimination 20, et qui alimente, d'une part, directement rentrée positive d'un amplificateur opérationnel 105 monté en comparateur, et d'autre part, son entrée négative par l'intermédiaire d'un pont diviseur de tension formé par des résistances 108 et 110 de valeurs sensiblement égales. Une résistance 109, connectée entre l'entrée négative 2 du comparateur 105 et le point d'alimentation positive, de valeur très grande devant celle des résistances 108 et 110, forme avec la résistance 108 un diviseur de tension dans un rapport de 40 à 50 dB. Un condensateur 107 est connecté entre l'entrée négative du comparateur 105 et la masse, et la sortie du comparateur 105 est reliée à la résistance de base 32 du transistor 29 par l'intermédiaire d'une diode 106. Ces moyens 103 fonctionnent de la manière suivante lorsqu'aucune modulation sonore n'est émise, ce qui correspond par exemple au début d'un disque, la tension issue du redresseur 104 est nulle, et, par la résistance 109 connectée au plus de l'alimentation, l'entrée inverseuse de l'amplificateur 105 est légèrement positive, ce qui rend sa sortie négative, et, par l'intermédiaire de la diode 106, bloque le transistor 29 et interdit la montée du gain en l'absence de modulation sonore. Dès la montée du signal, la sortie du comparateur 101 devient positive, ce qui rend passant le transistor 29.En régime stationnaire, du fait du pont résistif 106,104, la tension à l'entrée positive du comparateur 105 est supérieure à celle de l'entrée négative, ce qui a pour conséquence de maintenir la sortie du comparateur 105 positive et le transistor 29 dans son état passant. Si le signal baisse rapidement de plus de 6 dB, l'entrée positive du comparateur 105 suit instantanément cette baisse, mais pas son entrée négative, dont la baisse de tension est retardée par le condensateur 107. ta sortie du comparateur 105 redevient négative, ce qui bloque le transistor 29. Par contre, si la baisse du signal utile s'effectue progressivement, le condensateur 107 se déc.harge assez vite pour que la tension à l'entrée négative du comparateur 105 ne devienne pas plus grande que celle de l'entrée positive, ce qui permet au transistor 29 de demeurer passant et au gain de monter lorsque le signal baisse sans s'interrompre brusquement, ce qui préserve le but principal de l'ensemble du dispositif. On vient donc de voir que les moyens 103 sont aptes à bloquer l'augmentation du gain en l'absence de modulation sonore ou en présence d'une décroissance de signal utile supérieure à une décroissance prédéterminée (dans le cas présent une décroissance de plus de 6 dB et plus rapide que la décharge du condensateur 107). Les valeurs des différents éléments de ces moyens 103 résultent de choix expérimentaux. Néanmoins, de bons résultats ont été obtenus avec un condensateur 107 d'une valeur de 10 microfarads , une résistance 109 de l'ordre de 10 MQ, et des résistances 108 et 110 de l'ordre de 22 kQ. Afin de ne pas provoquer l'instabilité du système lors du réglage de la balance et/ou du fader de la chaîne, le premier comparateur 71 des moyens de discrimination 20, compare la somme des niveaux des canaux 3 et 4 de la première paire avec la somme des niveaux des canaux 2 et 5 de la deuxième paire et commande l'ouverture des deux commutateurs reliés à la paire fournissant la somme la plus faible, tandis que le deuxième comparateur 72 compare la somme des niveaux d'un canal de la première paire et du canal llomologue de la deuxième paire, avec la somme des niveaux de l'autre canal de la première paire et du canal homologue de la deuxième paire, et commande l'ouverture de celui des deux commutateurs, non ouverts sous l'action des premiers moyens de commande, et relié au canal dont le niveau a contribué à conduire à la somme la plus faible. Ainsi, le seul commutateur qui est finalement fermé, relie à tout instant la sortie I des moyens de discrimination 20 au canal ayant le plus fort niveau de signal. Concrètement, si le fader est actionné pour privilégier les deux canaux avant, la sortie du comparateur 71 est positive, ce qui rend passants les transistors 93 et 87, inhibant par conséquent les deux canaux arrière 3 et 4 (commutateurs ouverts). Si la balance est actionnée pour privilégier les canaux gauche 4 et 5, la sortie du comparateur 72 est négative, ce qui rend les transistors 86 et 88 passants, irihîbant par conséquent les deux canaux droits. Le comparateur 72 a donc ouvert le commutateur 86,85, qui n'avait pas été ouvert sous l'action du comparateur 71. Ainsi, seul le canal avant gauche S est relié à la sortie I des moyens de discrimination, les transistors 97 et 98 restant bloqués sous l'action des comparateurs 71 et 72. En procédant de cette manière, lorsque l'on s'écarte du point milieu des réglages de balance et de fader, le signal provenant de Vamplificateur 1 reste constant et celui provenant du microphone 10 ne peut que baisser. On peut obtenir alors une sous compensation, ce qui est nettement préférable à un emballement. Bien entendu, d'autres moyens peuvent être imaginés pour sélectionner le canal le plus puissant, par exemple un repérage optique sur des potentiomètres mécaniques ou bien la lecture de mémoires dans le cas de potentiomètres électroniques. De même, bien que tous les moyens de la présente invention ont été réalisés ici de façon analogique, on pourrait concevoir de les réaliser au moins en partie sous forme numérique, notamment en ce qui concerne les filtrages, au moyen par exemple d'un processeur de traitement du signal. REVENDICATIONS 1. Procédé de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, dans lequel a) on effectue un premier traitement (11), comportant un premier sous-traitement de filtrage, sur un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs, pour obtenir un premier signal traité, b) on effectue un deuxième traitement (22), comportant un deuxième sous-traitement de filtrage, sur un signal utile prélevé en sortie de l'amplificateur à gain commandé (1), pour obtenir un deuxième signal traité, c) on régule le gain de l'amplificateur (1) en fonction d'une comparaison de niveau entre les deux signaux traités, caractérisé par le fait que chaque sous-traitement de filtrage comporte un premier filtrage passe-haut (49) à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut (49,50 > à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, par le fait que l'on bloque l'augmentation du gain de l'amplificateur (1) lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut (39) du premier sous-traitement de filtrage, est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-13aut (49), par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1, ou lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut (49) du deuxième sous-traitement du filtrage est supérieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient pre-déterniné supérieur à 1. 2. Procédé de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, dans lequel a) on effectue un premier traitement (11), comportant un premier sous-traitement de filtrage, sur un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs, pour obtenir un premier signal traité, b) on effectue un deuxième traitement (22), comportant un deuxième sous-traitement de filtrage, sur un signal utile prélevé en sortie de l'amplificateur à gain commandé (1), pour obtenir un deuxième signal traité, c) on régule le gain de l'amplificateur (1) en fonction d'une comparaison de niveau entre les deux signaux traités, caractérisé par le fait que chaque sous-traitement de filtrage comporte un premier filtrage passe-llaut (49) à basse fréquence de coupure ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, par le fait que l'on prévoit un égaliseur que l'on règle (7) de façon à interdire l'augmentation du gain de l'amplificateur par tout signal utile de fréquence inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut (49), en l'absence de bruit, et par le fait que l'on bloque l'augmentation du gain de l'amplificateur (1) lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut (49) du premier sous-traitement de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut (49) par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1. 5. Procédé de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, dans lequel a) on effectue un premier traitement (11), comportant un premier sous-traitement de filtrage, sur un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs, pour obtenir un premier signal traité, b) on effectue un deuxième traitement (22), comportant un deuxième sous-traitemenr de filtrage, sur un signal utile prélevé en sortie de l'amplificateur à gain commandé (3), pour obtenir un deuxième signal traité, c) on régule le gain de I 'amplificateur (1) en fonction d'une comparaison de niveau entre les deux signaux traités, caractérisé par le fait que chaque sous-traitement de filtrage comporte un premier filtrage passe-haut (49) à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut (49,50) à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, par le fait que le système électroacoustique est autostable en-deçà de la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut, et par le fait que l'on bloque l'augmentation du gain de l'amplificateur (1) lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut (39) du premier sous-traitement de filtrage, est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut (49), par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1 4.Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait qu'il comporte une phase étalonnage dans laquelle on injecte une modulation de bruit rose à l'entrée de lsamplificateur, et on effectue un réglage de niveau interdisant l'augmentation du gain de l'amplificateur par le premier signal traité, compte tenu d'une marge de sécurité choisie entre environ 1,5 dB et environ 6 dB, de préférence 2 dB. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait que l'on choisit un deuxième filtrage passe-haut (49,50) présentant une courbe d'atténuation (CA) ayant une atténuation de l'ordre de - 40 dB à 100 Hz et de l'ordre de - 20 dS à 200 Hz. 6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que préalahiement au premier filtrage passe-haut (49) du premier sous-traitement de filtrage, on filtre (39) le signal complexe par un filtre auxiliaire passe-haut présentant une fréquence de coupure inférieure à celle du premier filtrage passe-haut (49), et par le fait que l'on effectue la comparaison de niveau pour décider du blocage éventuel de l'augmentation du gain de l'amplificateur, entre le signal prélevé après le filtrage auxiliaire (39) et le signal correspondant prélevé après le premier filtrage passe-haut (49). 7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que pour chaque signal complexe et signal utile prélevé, présents à l'entrée des chaînes de traitement correspondantes, l'on décide du blocage éventuel de l'augmentation du gain (29) avant d'avoir effectivement effectué l'augmentation éventuelle (16) de ce gain. 8. Procédé selon l'une des revendications 1 à 7, dans lequel l'amplificateur comporte une pluralité de canaux d'entrée et de sortie, caractérisé par le fait que l'on prélève à tout instant le signal utile sur le canal ayant le niveau de signal le plus élevé. 9. Dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, comportant: - un moyen de capture (10) d'un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs, - des moyens d'acquisition (20) d'un signal utile en sortie de l'amplificateur, - des premiers moyens de traitement (11) du signal complexe, incorporant des premiers moyens de filtrage, aptes à délivrer un premier signal traité, - des deuxièmes moyens de traitement (22) du signal utile acquis, incorporant des deuxièmes moyens de filtrage, aptes à délivrer un deuxième signal traité, - des moyens de comparaison principaux (14) des premier et deuxième signaux traités, aptes à délivrer un signal de comparaison principal, et - des moyens de commande (16) aptes à commander l'augmentation ou la diminution du gain de l'amplificateur en fonction de la valeur du signal de comparaison principal, caractérisé par le fait que chaque moyen de filtrage comporte un premier étage de filtrage passe-haut (49) à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième étage de filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure (49,50) et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, par le fait qu'il est prévu en outre des premiers moyens de comparaison auxiliaires (35), aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passehaut (49) des premiers moyens de filtrage, et à délivrer un premier signal de comparaison auxiliaire ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage (49) est inférieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage (49), par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1, et une deuxième valeur dans le cas contraire, - des deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires (38), aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut (49) des deuxièmes moyens de filtrage, et à délivrer un deuxième signal de comparaison ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage (49) est supérieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage, par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1, et une deuxième valeur dans le cas contraire, et par le fait que les moyens de commande (29) sont aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur lorsque les premiers (35) ou deuxièmes (38) moyens de comparaison auxiliaires délivrent leurs premières valeurs. 10. Dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, comportant - un moyen de capture (10) d'un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs, - des moyens d'acquisition (20) d'un signal utile en sortie de l'amplificateur, - des premiers moyens de traitement (11) du signal complexe, incorporant des premiers moyens de filtrage, aptes à délivrer un premier signal traité, - des deuxièmes moyens de traitement (22) du signal utile acquis, incorporant des deuxièmes moyens de filtrage, aptes à délivrer un deuxième signal traité, -' des moyens de comparaison principaux (14) des premier et deuxième signaux traités, aptes à délivrer un signal de comparaison principal, et - des moyens de commande (16) aptes à commander l'augmentation ou la diminution du gain de l'amplificateur en fonction de la valeur du signal de comparaison principal, caractérisé par le fait que chaque moyen de filtrage comporte un premier étage de filtrage passe-haut (49) à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième étage de filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure (49,50) et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, par le fait qu'il est prévu en outre un moyen d'égalisation (7) réglé pour interdire l'augmentation du gain de l'amplificateur pour tout signal utile de fréquence inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passe-haut (49), en l'absence de bruit, par le fait qu'il est prévu des premiers moyens de comparaison auxiliaires (35), aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut (49) des premiers moyens de filtrage, et à délivrer un premier signal de comparaison auxiliaire ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage (49) est inférieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage (49), par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1, et une deuxième valeur dans le cas contraire, et par le fait que les moyens de commande sont aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur lorsque les premiers moyens de comparaison auxiliaires (35) délivrent leur première valeur. 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé par le fait que le moyen d'égalisation est un égaliseur paramétrique à correction fixe, disposé en aval de la sortie de l'amplificateur à gain commandée (1). 12. Dispositif selon la revendication 11 prise en combinaison avec la revendication 9, caractérisé par le fait que l'égaliseur (7) est escamotable, et par le fait que la présence de l'égaliseur (7) dans le dispositif rend inopérants les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires (38). 13. Dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, comportant: - un moyen de capture (10) d'un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs, - des moyens d'acquisition (20) d'un signal utile en sortie de l'amplificateur, - des premiers moyens de traitement (11) du signal complexe, incorporant des premiers moyens de filtrage, aptes à délivrer un premier signal traité, - des deuxièmes moyens de traitement (22) du signai utile acquis, incorporant des deuxièmes moyens de filtrage, aptes à délivrer un deuxième signal traité, - des moyens de comparaison principaux (14) des premier et deuxième signaux traités, aptes à délivrer un signal de comparaison principal, et - des moyens de commande (16) aptes à commander l'augmentation ou la diminution du gain de l'amplificateur en fonction de la valeur du signal de comparaison principal, caractérisé par le fait que chaque moyen de filtrage comporte un premier étage de filtrage passe-haut (49) à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième étage de filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure (49,50) et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, par le fait que le système électroacoustique est auto stable en-deçà de la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passe-haut (49), par le fait qu'il est prévu des premiers moyens de comparaison auxiliaires (35), aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut (49) des premiers moyens de filtrage, et à délivrer un premier signal de comparaison auxiliaire ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage (49) est inférieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage (49), par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1, et une deuxième valeur dans le cas contraire, et par le fait que les moyens de commande sont aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur à gain commandé lorsque les premiers moyens de comparaison auxiliaires (35) délivrent leur première valeur. 14. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 13, caractérisé par le fait que la fréquence de coupure de chaque premier étage de filtrage passe-haut (49) est comprise entre environ 150 Hz et environ 200 Hz, tandis que la fréquence de coupure de chaque deuxième étage de filtrage passe-haut (49/50) est comprise entre environ 500 Hz et environ 2000 Hz, de préférence 1000 Hz. 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé par le fait que chacun des premier et deuxième moyens de filtrage comporte un filtre passe-haut (49) ayant une pente de 18 dB par octave environ, formant le premier étage de filtrage passe-haut (49), suivi d'un filtre passehaut (50) ayant une pente de 6 dB par octave, formant en combinaison avec le filtre de pente 18 dB par octave (49), le deuxième étage de filtrage passe-haut (49/50). 16. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 15, caractérisé par le fait que chaque moyen de comparaison auxiliaire comporte un comparateur (34,37) dont l'entrée est reliée à l'entrée (B) du premier étage de filtrage passe-haut correspondant, par une première résistance (56) et à la sortie (C) de cet étage passe-haut (49) par une deuxième résistance (57), le rapport de la première résistance (56) sur la deuxième résistance (57) définissant ledit coefficient prédéterminé. 17. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 16, caractérisé par le fait que le coefficient est compris entre environ 1,33 et environ 2. 18. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 17, caractérisé par le fait que les moyens de comparaison principaux (14) comparent les premier et deuxième signaux traités compte tenu d'une marge de sécurité choisie, et par le fait que les moyens de commande comportent: - un premier transistor (29) reliant la sortie (D) des premiers moyens de traitement (11) à l'entrée d'un suiveur de tension (19) dont la sortie est reliée à l'entrée de commande de l'amplificateur à gain commandé (1), et la base de ce transistor étant reliée à la sortie de chaque moyen de comparaison auxiliaire (35,38) par l'intermédiaire d'un moyen formant un OU logique (33,36), et - un deuxième transistor (16), disposé entre la masse et l'entrée du suiveur (19), dont la base est commandée par la sortie des moyens de comparaison principaux comportant un comparateur (14) dont l'entrée est reliée aux sorties des deux moyens de traitement (11,22) par deux résistances inégales (12,13), de rapport choisi, définissant ladite marge de sécurité. 19. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les premiers moyens de filtrage comportent un étage auxiliaire de filtrage passe-haut (39), disposé avant le premier étage de filtrage passe-haut (49), ayant une fréquence de coupure inférieure à celle du premier étage de filtrage passe-haut et une pente la plus élevée possible. 20. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 19, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens (103) aptes à bloquer l'augmentation du gain en l'absence de modulation sonore ou en présence d'une décroissance de signal utile supérieure à une décroissance prédéterminée 21.Dispositif selon la revendication 20 prise en combinaison avec la revendication 17, caractérisé par le fait que les moyens (103) comportent un comparateur (105) dont la sortie est reliée à la base du premier transistor (29) par l'intermédiaire d'une diode (106), dont l'entrée non inverseuse est reliée à la sortie d'une cellule de redressement (104), et dont l'entrée inverseuse est reliée, en premier lieu, à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur (107), en deuxième lieu, à la sortie de la cellule de redressement (104) par l'intermédiaire d'un pont résistif diviseur (108, 110), et, en troisième lieu, à un point d'alimentation par une résistance (109) de valeur très grande devant celle des résistances du pont résistif (108, 110). 22. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 21, caractérisé par le fait que l'amplificateur à gain commandé (1) comporte plusieurs canaux d'entrée et de sortie (2,3,4,5), ef par le fait que les moyens d'acquisition comportent des moyens de discrimination (20) connectés sur les canaux de sortie de l'amplificateur à gain commandé, et aptes à délivrer à tout instant en sortie (I) le signal issu du canal de sortie ayant le plus fort niveau. 23. Dispositif selon la revendication 22, caractérisé par le fait que l'amplificateur comporte une première paire de canaux respectivement reliés à une première paire de hauts-parleurs, une deuxième paire de canaux respectivement reliés à une deuxième paire de hauts-parleurs, par le fait que les moyens de discrimination (20) comportent:: - quatre entrées de signal respectivement reliées aux quatre canaux (2,3,4,5), - quatre blocs de commutation commandés, reliant respectivement les quatre entrées à la sortie des moyens de discrimination, - un premier moyen de comparaison (71) de la somme des niveaux des canaux de la première paire avec la somme des niveaux des canaux de la deuxième paire, - des premiers moyens de commande aptes à ouvrir ou fermer les deux commutateurs reliés à une même paire en fonction du résultat de cette première comparaison, - des deuxièmes moyens de comparaison (72) de la somme des niveaux d'un canal de la première paire et du canal homologue à la deuxième paire, avec la somme des niveaux de l'autre canal de la première paire et du canal homologue de la deuxième paire, et - des deuxièmes moyens de commande propres à ouvrir ou fermer l'un des deux commutateurs, non ouverts sous l'action des premiers moyens de commande. 24. Dispositif selon la revendication 23, caractérisé par le fait que chaque bloc de commutation comporte deux transistors dont les collecteurs, communs, sont reliés à l'entrée de signal correspondante et à la sortie des moyens de discrimination, dont les émetteurs sont reliés à la masse, et dont les bases respectives sont commandées par les sorties respectives des deux comparateurs (71,72).