FR 2706232 A1 19941216 FR 9306792 A 19930607 Paquet de signalisation pour un système de communication. La présente invention concerne un paquet de signalisation pour un système de communication. Dans les systèmes de communication, le système paneuropéen cellulaire numérique de radiocommunication connu sous le nom de système GSM par exemple, les communications transitent entre un terminal et une station de base par des canaux de communication véhiculant des signaux radio. De tels systèmes comprennent une pluralité de canaux prévus soit pour l'émission des terminaux à destination des stations de base, soit pour l'émission des stations de base à destination des terminaux. Parmi ces derniers canaux, figure un canal de contrôle émis en permanence qui permet à un terminal d'accéder au système par la station de base qui émet ce canal afin de pouvoir établir des communications. Le terminal doit donc identifier ce canal de contrôle pour acquérir les informations qui lui permettent de se déclarer dans le système. Parmi ces informations on trouve notamment des informations de synchronisation, c'est pourquoi il est habituel de parler de procédure de synchronisation. La solution généralement adoptée pour la synchronisation se déroule en deux étapes. Dans un premier temps le terminal mesure la puissance de tous les canaux affectés à la réception. Ensuite, le terminal essaie de se synchroniser sur le canal reçu avec la plus forte puissance et s'il n'y parvient pas, il essaie sur les autres canaux en les prenant par ordre de puissance à la réception décroissante jusqu'à ce qu'il puisse effectivement se synchroniser. Cette solution est d'ailleurs celle qui figure dans les recommandations 4.08 et 5.08 du GSM. La procédure de synchronisation est engagée systématiquement lorsque le terminal est mis en marche mais aussi, de manière plus générale, à la suite d'une perte de synchronisation, c'est-à-dire lorsque la liaison radio acheminée notamment par le canal de contrôle entre la station de base et le terminal a été interrompue. Cette interruption peut être volontaire, il s'agit par exemple de l'arrêt du terminal, mais elle peut également être involontaire. En effet, il peut arriver que le terminal soit provisoirement dans l'impossibilité de se synchroniser car les conditions de réception radio ne sont pas satisfaisantes. C'est par exemple le cas lorsqu'il est dans un tunnel ou plus généralement lorsqu'il se trouve dans une zone d'ombre au sens radio du terme. La synchronisation proprement dite comprend généralement deux phases. La première phase dite synchronisation fréquentielle consiste à faire l'acquisition de la référence de fréquence de la station de base, tandis que la seconde phase, dite synchronisation temporelle consiste à faire l'acquisition de la référence de temps de la station de base. Le GSM prévoit à cet effet que le canal de contrôle BCCH comporte deux sous-canaux, un sous-canal de contrôle de fréquence FCH pour la synchronisation fréquentielle et un sous-canal de synchronisation SCH pour la synchronisation temporelle. Le sous-canal de contrôle de fréquence se présente sous la forme d'un paquet correspondant à une sinusoïde pure émis à intervalles de temps réguliers. Le terminal doit donc rechercher ce paquet pendant une durée qui correspond sensiblement à la période de répétition du paquet. Du fait de la nature du paquet et des moyens mis en oeuvre pour sa détection, il n'est pas possible de déterminer son début ni sa durée, si bien qu'il est nécessaire de recourir au sous-canal de synchronisation pour obtenir la synchronisation temporelle. Le sous-canal de synchronisation suit le sous-canal de contrôle de fréquence avec un retard connu. Il comprend une séquence de symboles pourvue d'une fonction d'autocorrélation convenable. Le terminal qui connaît cette séquence de synchronisation procède donc à la corrélation de cette séquence avec la séquence des symboles reçus. Du fait de l'imprécision sur la référence temporelle de la station de base, le terminal ne connaît pas avec précision lequel des symboles reçus correspond au premier symbole de la séquence de synchronisation et il faut donc procéder à de nombreuses corrélation en décalant 1 'une des séquences par rapport à l'autre afin d'identifier le pic de corrélation. Un premier but de l'invention est donc d'améliorer les performances de la procédure de synchronisation. Par ailleurs, dans la plupart des systèmes de radiocommunication la chaîne de transmission des signaux radio comprend un élément qui est mobile. La conséquence de cet état de fait est qu'un tel signal radio voit sa fréquence modifiée suite à l'effet Doppler. Le décalage Doppler se produit naturellement dans le GSM si le terminal est mobile, et sa valeur est d'autant plus grande que la vitesse du terminal est élevée. Or s'il est relativement aisé de détecter la sinusoïde pure du souscanal de contrôle de fréquence lorsque celle-ci a une fréquence connue, au moyen d'un filtre sélectif par exemple, il n'en est pas de même lorsque cette fréquence est affectée d'un décalage Doppler inconnu. I1 faut alors prévoir un filtre dont la bande passante tient compte du décalage Doppler maximum dans les deux sens, ce qui conduit à une sérieuse dégradation des performances du filtre. De plus, le déplacement de fréquence est beaucoup plus important dans les systèmes utilisant des satellites défilant, ce qui est le cas notamment du système connu sous le nom de Globalstar. Le principe d'un tel système est d'utiliser un satellite, qui défile en orbite basse à une altitude par exemple d'environ 1390 kilomètres et selon une vitesse par exemple de l'ordre de 7,2 kilomètres par seconde, comme relais entre le terminal et la station de base. Le satellite reçoit donc le signal radio en provenance de la station de base et la réémet en direction du terminal. Le rôle joué par ce satellite est un simple rôle de "miroir" : il transmet tel que le signal qu'il reçoit de la station de base, en effectuant tout au plus une transposition de fréquence. Le déplacement fréquentiel dépend de la vitesse et de la position relative du satellite par rapport au terminal, qui lui-même peut être considéré comme fixe. Il apparat qu'il faut corriger ce déplacement de fréquence. Un second but de l'invention est donc de fournir des moyens de correction du décalage fréquentiel dû à l'effet Doppler. D'autre part, dans les systèmes de radiocommunication, les canaux de communication proprement dits sont souvent transmis comme suit. Un émetteur émet une séquence de symboles dans un canal de transmission à destination d'un récepteur. La séquence émise subit des altérations dans le canal de transmission si bien que la séquence de symboles reçus par le récepteur ne lui est pas identique. La principale de ces altérations est l'interférence entre symboles qui est due au fait qu'un symbole émis peut emprunter plusieurs trajets dans le canal de transmission. En effet si deux trajets au moins présentent un écart supérieur à la distance séparant deux symboles émis successivement, un symbole empruntant un de ces trajets va venir interférer avec un symbole suivant empruntant un autre trajet plus court. Pour corriger l'interférence entre symboles dans le récepteur, on utilise un égaliseur qui, pour fonctionner correctement, doit connaître la réponse impulsionnelle du canal de transmission. A cette fin, des symboles particuliers émis dans une séquence d'apprentissage sont des symboles connus. La séquence d'apprentissage est choisie en fonction des caractéristiques du canal de transmission et plus particulièrement en fonction de sa longueur. En effet, compte tenu du fait que les symboles sont semis régulièrement et présentent donc une périodicité que l'on nomme durée-symbole, la longueur du canal se définit comme le nombre de durée-symboles qui est équivalent à la différence du trajet le plus long et du trajet le plus court de ce canal. Pour établir la réponse impulsionnelle du canal, on utilise, dans le récepteur, un dispositif d'estimation de canal qui génère une réplique de cette séquence d'apprentissage et la corrèle avec la séquence correspondante de symboles reçus. Le résultat de la corrélation est un jeu de coefficients hi où i varie de O à L, L étant la longueur du canal, ce jeu de coefficients étant prévu pour renseigner l'égaliseur. Le trajet le plus direct du canal est représenté par ho, tandis que les autres coefficients représentent les trajets plus longs qui produisent des interférences avec le premier. Il apparaît que l'estimation du canal ne peut être réalisée qu'une fois que la synchronisation a été réalisée. De plus, il faut prévoir un paquet spécifique, la séquence d'apprentissage, à cet effet. Un troisième but de l'invention est donc de fournir des moyens pour l'estimation du canal. En résumé, dans tout système de communication, on s'aperçoit qu'il faut de nombreux signaux de signalisation pour établir une communication. Le terme de synchronisation se comprend ici dans le sens le plus général et comprend notamment les informations de synchronisation, celles nécessaires à la correction du décalage Doppler, celles qui sont utiles pour l'estimation du canal de transmission. La présente invention a ainsi pour objet de simplifier les traitements de ces signaux de signalisation. A cet effet on prévoit un paquet de signalisation pour un système de communication qui comporte un signal de référence modulé selon une loi de modulation qui est une fonction prédéterminée du temps dans ce paquet. De plus, le signal de référence est modulé en fréquence. En outre, la loi de modulation est une fonction linéaire du temps. On obtient ainsi un signal de référence qui comporte de manière intrinséque une information qui permet de retrouver l'instant d'émission d'un point quelconque de ce signal. Une première application consiste à réaliser un dispositif d'estimation du décalage Doppler d'une porteuse véhiculant un tel paquet de signalisation comprenant - un oscillateur local, - un mélangeur recevant la porteuse et le signal de sortie de l'oscillateur local, - un filtre recevant le signal de sortie du mélangeur pour produire un signal à fréquence intermédiaire, - un circuit d'analyse recevant le signal à fréquence intermédiaire pour produire un signal de déplacement représentant l'écart de fréquence dû à l'effet Doppler entre une fréquence théorique et la fréquence du signal à fréquence intermédiaire, - un circuit de commande commandant l'oscillateur local pour établir une estimation du décalage Doppler à partir du signal de déplacement. De plus, dans ce dispositif, le circuit de commande commande l'oscillateur local pour réduire cet écart de fréquence. Selon un premier mode de réalisation de ce dispositif, le circuit d'analyse comprend au moins un premier filtre adapté au signal de référence et centré sur la fréquence théorique, un circuit de correction pour produire un premier facteur de forme du signal de sortie de ce filtre, et le circuit de commande agit sur l'oscillateur local pour maximiser le premier facteur de forme. De plus, le circuit de commande commande l'oscillateur local par approximations successives en appliquant une correction de fréquence de part et d'autre de la fréquence qui produit le plus grand facteur de forme afin de rechercher à nouveau le facteur de forme le plus élevé, les recherches successives s'effectuant en diminuant la valeur de la correction de fréquence jusqu'à un seuil de correction prédéterminé. ou bien, une amplitude de décalage valant sensiblement le maximum du décalage Doppler du signal à fréquence intermédiaire, le dispositif comprend de plus un deuxième et un troisième filtre adapté au signal de référence et centré sur la fréquence théorique diminuée respectivement augmentée de l'amplitude de décalage, le circuit de correction établissant outre le premier facteur de forme un deuxième et un troisième facteur de forme du signal de sortie du deuxième respectivement du troisième filtre adapté, et produisant le signal de déplacement proportionnel à l'opposé du barycentre des fréquences centrales des filtres adaptés pondérées par les facteurs de forme correspondant. On peut prévoir que le circuit de commande commande l'oscillateur local de sorte que le signal à fréquence intermédiaire ait une fréquence augmentée du signal de déplacement. Une deuxième application consiste à réaliser un dispositif de synchronisation sur une porteuse véhiculant un tel paquet de signalisation, le signal de référence ayant une durée T et étant émis périodiquement avec une période de répétition Tr, une période de mesure ayant une durée prédéterminée supérieure ou égale à T + Tr, ce dispositif comprenant - un oscillateur local, - un mélangeur recevant la porteuse et le signal de sortie de l'oscillateur local, - un filtre recevant le signal de sortie du mélangeur pour produire un signal à fréquence intermédiaire, - un circuit d'analyse recevant le signal à fréquence intermédiaire pour produire d'une part un signal de changement de fréquence si le signal de référence n'est pas détecté et d'autre part un signal de déplacement de fréquence représentant l'écart entre une fréquence théorique et la fréquence du signal à fréquence intermédiaire, - un circuit de commande commandant 1'oscillateur local pour qu'il s'accorde sur la porteuse puis, à la suite d'une période de mesure, pour qu'il s'accorde sur une autre porteuse en présence du signal de changement de fréquence ou bien pour réduire la valeur du signal de déplacement de fréquence en l'absence du signal de changement de fréquence. De plus, le circuit d'analyse comprend au moins un premier filtre adapté au signal de référence et centré sur la fréquence théorique, un circuit de correction pour produire un premier facteur de forme du signal de sortie de ce filtre, et le circuit de commande agit sur l'oscillateur local pour maximiser le premier facteur de forme. En outre, le circuit de commande commande l'oscillateur local par approximations successives en appliquant une correction de fréquence de part et d'autre de la fréquence qui produit le plus grand facteur de forme afin de rechercher à nouveau le facteur de forme le plus élevé, les recherches successives s'effectuant en diminuant la valeur de cette correction de fréquence jusqu'à un seuil de correction prédéterminé. Selon une variante du dispositif de synchronisation, le signal de référence étant émis périodiquement avec une période de répétition Tr, ce dispositif comprend - un oscillateur local, - un mélangeur recevant la porteuse et le signal de sortie de l'oscillateur local, - un filtre recevant le signal de sortie du mélangeur pour produire un signal à fréquence intermédiaire, - un circuit d'analyse recevant le signal à fréquence intermédiaire pour produire un signal de déplacement de fréquence représentant l'intervalle de temps séparant la réception de deux paquets de signalisation successifs, - un circuit de commande commandant l'oscillateur local pour réduire l'écart entre le signal de déplacement de fréquence et la période de répétition Tr. Une troisième application consiste à réaliser un dispositif d'estimation d'un canal de transmission au moyen d'une porteuse véhiculant un tel paquet de signalisation comprenant - un oscillateur local, - un mélangeur recevant la porteuse et le signal de sortie de l'oscillateur local, - un filtre recevant le signal de sortie du mélangeur pour produire un signal à fréquence intermédiaire, - un circuit d'analyse recevant le signal à fréquence intermédiaire et le ramenant en bande de base pour produire un spectre de ce canal, - un circuit de commande commandant l'oscillateur local pour établir une estimation de ce canal à partir du spectre de canal. De plus, le signal de référence présentant une fréquence de pente constante - , le circuit de commande commande l'oscillateur local pour qu'il produise une fréquence dont la pente R est opposée à celle du signal de référence à compter de la réception de ce signal par le trajet to le plus court du canal, le spectre de canal présentant un ensemble de raies identifiées chacune par sa fréquence ri et son amplitude hi, une raie déterminée correspondant à un trajet ti et ayant une fréquence en rapport avec la longueur de ce trajet, le circuit de commande produisant cette estimation en caratérisant chaque trajet ti par sa contribution qui est proportionnelle à l'amplitude de la raie correspondante hi et par son retard Ti qui vaut (ri - ru)/, ceci pour tout i compris entre 0 et n si l'on considére (n + 1) trajets distincts. L'invention apparaîtra maintenant de manière plus précise dans le cadre d'exemples de réalisation en se référant aux figures annexées qui représentent - la figure 1, un exemple de signal de référence selon l'invention, - la figure 2, un schéma représentant les éléments nécessaires à la mise en oeuvre d'un dispositif appliquant l'invention, - la figure 3, la forme du signal d'entrée et du signal de sortie d'un filtre adapté employé dans un mode de réalisation de l'invention, - la figure 4, la caractéristique fréquentielle en fonction du temps d'un signal en bande de base utilisé pour l'estimation d'un canal de transmission. En premier lieu, il convient de définir le paquet de signalisation objet de l'invention, en référence à la figure 1. Un paquet se définit comme le support d'un signal pendant une durée déterminée T. Ici ce signal, le signal de référence a un fréquence qui varie linéairement en fonction du temps. Si l'on prend comme origine du temps t le début du paquet, la fréquence instantanée f de ce signal peut alors se représenter par l'expression suivante Le signal est supposé d'amplitude constante et il peut se présenter naturellement sous une forme analogique ou bien numérique. D'autre part, ce paquet est transmis sur une porteuse de fréquence C, ce qui est usuel dans les systèmes de transmission. Ce paquet de signalisation se prête avantageusement à l'estimation et à la correction de décalage Doppler auquel est soumis la porteuse et cette application sera maintenant présentée. La figure 2 représente les éléments d'un récepteur nécessaire dans un mode de réalisation parmi d'autres possibles. De manière connue, ce récepteur comprend donc une antenne A pour recevoir la porteuse. Cette antenne est suivie d'un amplificateur LNA, généralement un amplificateur faible bruit. Le récepteur comprend également un mélangeur M qui reçoit d'une part le signal de sortie de l'amplificateur LNA et d'autre part le signal de sortie d'un oscillateur local VCO, un oscillateur commandé en tension par exemple. Cet oscillateur est commandé par un circuit de commande CC dont la fonction sera précisée par la suite. La sortie du mélangeur est raccordée à un filtre passe-bande BP qui produit comme signal de sortie un signal à fréquence intermédiaire IF. Ce filtre passe bande est réalisé conformément aux critères usuels de résection de bande latérale et de distorsion de phase. Sa fréquence centrale et sa bande passante seront définies par la suite. Le récepteur est prévu pour travailler à une fréquence intermédiaire bien précise que l'on appellera fréquence théorique fT, et qui correspond au cas où il n'y a pas de décalage Doppler. Si l'on considère maintenant que la porteuse est soumise à l'effet Doppler, le signal à fréquence intermédiaire va voir sa fréquence varier entre fT - Af et fT + Af où Af représente l'amplitude de décalage Doppler, ceci pour une valeur de commande de l'oscillateur local VCO qui devrait conduire à une fréquence égale à fT. Par conséquent on choisira la fréquence centrale du filtre passe-bande BP égale à fT et sa bande passante égale à celle du signal augmentée de 2.au. Selon l'invention, le récepteur comprend trois filtres adaptés au signal de référence - le premier MFl centré sur la fréquence théorique fT, - le second MF2 centré sur la fréquence théorique fT diminuée de l'amplitude de décalage Doppler, soit fT - Af, - le troisième MF3 centré sur la fréquence théorique fT augmentée de l'amplitude de décalage Doppler, soit fT + Af. Ces filtres adaptés peuvent consister, à titre d'exemple, en des filtres à ondes de surface. Dans ce cas, on a représenté à la figure 3 le signal d'entrée X et l'enveloppe Y du signal de sortie d'un tel filtre en prenant la même échelle de temps. Ce filtre présente un temps de propagation Tp et produit un signal de sortie dont la forme bien connue de l'homme du métier est en sinx/x amorti et qui présente donc un lobe principal dont la valeur crête vaut Ac et dont la largeur mesurée à une amplitude valant cette valeur crête Ac diminuée d'une valeur prédéterminée Ad (20 dB par exemple) vaut Tc. On détermine un facteur de forme W qui caractérise la forme du lobe principal. On pourrait choisir la valeur crête ou ou bien l'énergie contenue dans ce lobe ou bien encore la largeur Tc de ce lobe. Ici, à titre d'exemple on choisit le rapport de la valeur crête Ac, à la largeur Tc W = AC/Tc Chacun des trois filtres adaptés MF1, MF2, MF3 a une bande passante prévue pour qu'un signal d'entrée correspondant au signal de référence mais décalée en fréquence de Af par rapport à sa fréquence d'accord donne lieu à un facteur de forme W de valeur supérieure à un seuil de détection Sd de sorte que le lobe principal correspondant puisse être détecté. Le récepteur comprend de plus un circuit de correction CORR représenté dans la figure 2. Ce circuit reçoit les signaux des sortie des premiers MF1, second MF2 et troisième MF3 filtre adapté pour calculer respectivement un premier W1, un second W2 et un troisième W3 facteur de forme. Un facteur de forme dont la valeur est inférieure au seuil de détection Sd est forcé à zéro. Si le premier facteur de forme W1 est non nul, le circuit produit un signal de changement de fréquence CF à destination du circuit de commande CC, ce signal étant utilisé dans une autre application détaillée par la suite. De plus si le premier facteur de forme W1 est non nul, le circuit de correction CORR produit un signal de déplacement SH, également à destination du circuit de commande, comme suit SH = W2 Af SH Af W1 +W2 + I1 s'agit en fait de l'opposé du barycentre des fréquences centrales des filtres adaptés pondérées par les facteurs de forme correspondant. On peut également choisir d'appliquer une valeur proportionnelle à ce barycentre ou de tout autre nature pourvu qu'elle représente l'écart entre la fréquence théorique fT et la fréquence du signal à fréquence intermédiaire. On rappelle que l'on s'attache à mesurer et à corriger le décalage Doppler de la porteuse C, sur laquelle, par hypothèse, figure le paquet de signalisation. On rappelle de plus que le paquet de signalisation de durée T est émis périodiquement selon une période de répétition Tr. Ainsi le circuit de commande CC commande l'oscillateur local VCO de sorte que le signal à fréquence intermédiaire IF soit à la fréquence fT lorsque la porteuse n'est pas affectée de Doppler. Au bout d'une période de mesure au moins égale à T + Tr, le circuit de correction aura nécessairement établi que le premier facteur de forme W1 est non nul puisque le premier filtre adapté a été réalisé à cet effet. Le circuit de commande reçoit à la fin de cette première période de mesure le signal de déplacement SH qui prend ici pour valeur D1. Il commande alors l'oscillateur local VCO pour qu'il produise une fréquence augmentée de D1. Il attend alors une deuxième période de mesure pour lire la nouvelle valeur D2 du signal de déplacement SH et corrige à nouveau l'oscillateur local VCO pour qu'il produise une fréquence augmentée de D2. Et ainsi de suite, si bien qu'après la nième période de mesure, le signal de déplacement SH vaut Dn. Lorsque Dn est inférieur à un seuil de correction Sc qui est estimé suffisant dans la présente application, 100 Hz par exemple, le décalage Doppler est corrigé et sa valeur D vaut On a prévu jusqu'à présent d'utiliser trois filtres adaptés. Or, dans de nombreux cas, l'amplitude du décalage Doppler hf permet de réaliser un seul filtre adapté centré sur la fréquence théorique fT dont la bande passante est calculée de sorte que don facteur de forme soit supérieur au seuil de détection Sd si le signal d'entrée correspond au signal de référence décalé de + Af. Dans ce cas, le circuit de commande CC commande l'oscillateur local VCO de sorte que le signal à fréquence intermédiaire IF soit à la fréquence fT lorsque la porteuse n'est pas affectée de Doppler. Le circuit de correction CORR produit maintenant comme signal de déplacement SH le facteur de forme issu de l'unique filtre adapté. Au bout d'une première période de mesure, le facteur de forme vaut WT0. Le circuit de commande CC commande alors l'oscillateur local VCO pour qu'il diminue la fréquence intermédiaire de hf/2 puis enregistre au bout d'une seconde période de mesure la valeur Wm0 du facteur de forme. Le circuit de commande CC commande alors l'oscillateur local VCO pour qu'il augmente la fréquence intermédiaire de Af/2 puis enregistre au bout d'une troisième période de mesure la valeur WMo. Il recherche alors laquelle des trois valeurs WTO, Wm0, WMo est la plus grande. On conviendra de la noter W et il apparaît que la fréquence F1 qui a produit cette valeur est la plus proche de la fréquence d'accord. Le circuit de commande CC commande maintenant l'oscillateur local VCO pour qu'il produise la fréquence intermédiaire F1 - au/4. Au bout d'une quatrième période de mesure, il enregistre la valeur Wml du signal de déplacement. I1 recherche alors laquelle des trois valeurs WT1, Wm1 ou WM1 est la plus grande. On conviendra de la noter WT2 et il apparat que la fréquence F2 qui a produit cette valeur est la plus proche de la fréquence d'accord. On procède ensuite de même en commandant l'oscillateur local pour obtenir les fréquences intermédiaires F2 + au/8. Et on poursuit cette recherche par approximations successives en divisant par deux l'excursion de fréquence à chaque pas pour obtenir Fn de sorte que Af/2n soit inférieur à un seuil de correction 5c qui est estimé suffisant dans la présente application, 100 Hz par exemple. Le décalage Doppler est alors corrigé et sa valeur vaut Fn On a décrit le dispositif de correction de décalage Doppler avec un ou trois filtres adaptés réalisés selon la technologie dite à onde de surface. Cet exemple a été choisi car il est bien connu de l'homme de métier, notamment lorsque la fréquence intermédiaire est de l'ordre d'une dizaine à quelques dizaines de MHz. L'homme de métier comprend tout aussi bien que ces filtres peuvent être réalisés en technologie numérique au moyen d'un processeur numérique de signal. Cette réalisation est particulièrement bien adaptée au cas des systèmes dits à bande étroite, dans lesquels des canaux sont espacés de l'ordre de 30 kHz par exemple. On peut alors choisir une fréquence intermédiaire égale à zéro pour traiter directement le signal en bande de base. I1 apparait de plus que l'ensemble des filtres adaptés et du circuit de correction peut se représenter comme une entité que l'on nommera circuit d'analyse. Par ailleurs, on a présenté le signal de référence comme un signal dont la fréquence varie linéairement avec le temps. Il s'agit bien sûr d'un simple exemple et l'on peut prévoir bien d'autres lois de variations, ceci d'autant plus aisément que le traitement du signal est numérique. En outre, le circuit d'analyse qui permet d'estimer le décalage Doppler a été réalisé au moyen d'un ou plusieurs filtres. Il existe d'autres solutions, notamment l'analyse spectrale, au moyen d'une transformée de Fourier rapide par exemple, que l'on ne développera pas plus car bien connues de l'homme de métier. On présentera maintenant un dispositif de synchronisation au moyen du paquet de signalisation déjà décrit. Le récepteur doit tenter de se synchroniser sur une porteuse au moins parmi une pluralité de porteuses dont les fréquences valent C1 à Cn. En se référant toujours à la figure 2, le circuit de commande CC commande l'oscillateur local VCO pour qu'il s'accorde sur la porteuse C1. I1 soit Tp + T, par rapport au début de ce paquet. On dispose ainsi d'une référence de temps. En outre, le circuit de commande peut mesurer la durée séparant les maxima des lobes principaux correspondants à deux paquets de signalisation successifs. Cette durée correspondant à la période de répétition Tr. On dispose ainsi d'une unité de temps. La référence de temps et l'unité de temps étant ainsi acquises, le récepteur est synchronisé temporellement. Lorsque la synchronisation est acquise, on utilise naturellement les mêmes corrections pour tous les canaux émis par la même station de base qu'ils soient véhiculés par la même porteuse ou par une porteuse différente. D'autre parut, on prévoit que ces corrections peuvent évoluer dans le temps comme dans tous les systèmes et on assure par conséquent le suivi de la synchronisation. On remarquera ici que pour acquérir la synchronisation temporelle, le signal de référence peut prendre les formes les plus diverses pourvu qu'une de ses caractéristiques varie avec le temps. On a prévu jusqu'à présent que c'était la fréquence, mais ce pourrait être l'amplitude, par exemple. I1 suffit que l'on puisse déterminer la position d'un point particulier dans la paquet de signalisation. Les étapes de correction du décalage Doppler et de synchronisation ont été présentées comme successives alors qu'elles peuvent s'entrelacer. En effet lors de la correction du décalage Doppler, on a corrigé l'écart de fréquence entre la station de base et le terminal quel que soit sa nature. Or il est possible d'acquérir la référence temporelle de la station de base avant d'effectuer l'estimation du décalage Doppler. La fréquence de répétition des paquets de signalisation qui est l'inverse de la période de répétition Tr est habituellement liée à la fréquence de la porteuse par une relation de proportionnalité mais lui est très largement inférieure si bien qu'elle est beaucoup moins affectée par l'effet Doppler. On peut donc , dans un premier temps faire l'acquisition de cette fréquence de répétition en mesurant l'intervalle de temps qui sépare deux lobes principaux successifs à la sortie d'un filtre adapté, comme cela a déjà été présenté. On obtient ainsi une bonne approximation de la référence de temps de la station de base et on corrige l'oscillateur local VCO au moyen du cicuit de commande CC pour qu'il adopte cette référence. On peut maintenant procéder à l'estimation du décalage Doppler comme exposé plus haut, cette estimation n'étant pratiquement plus entachée de l'erreur dûe au décalage des références temporelles de la station de base et du terminal. On peut ensuite affiner la synchronisation, également comme exposé ci-dessus. Une solution avantageuse consiste à réaliser la première partie du traitement du signal en analogique, au moyen d'un filtre à ondes de surface à bande passante relativement large par exemple, pour corriger l'oscillateur local VCO du décalage dû à l'écart des références fréquentielles et éventuellement d'une première estimation du décalage Doppler. La suite du traitement peut alors être réalisée en numérique. On présentera maintenant un dispositif d'estimation de canal au moyen du paquet de signalisation déjà décrit. Par hypothèse, le canal de transmission comporte n+l trajets distincts ti contribuant chacun avec un coefficient ai dans la transmission et apportant chacun un retard ri dans la transmission par rapport au trajet le plus court t0 pour lequel le retard fO est choisi égal à zéro et constitue donc la référence de temps, alors que i est un nombre entier compris entre 0 et n. Le signal transmis est le signal de référence représenté à la figure 1 dont la fréquence vaut, pour mémoire Le circuit de commande CC commande l'oscillateur local VCO de sorte que celui-ci produise une fréquence dont la pente présente une valeur opposée à celle du signal de référence à partir de la référence de temps Or cette pente vaut dont Le circuit d'analyse prend ici la forme d'un module d'analyse spectrale qui traite le signal reçu en bande de base dont les composantes fréquentielles évoluent en fonction du temps comme représenté à la figure 4, à une translation de fréquence près. Le circuit d'analyse qui procède à la transformée de Fourier du signal en bande de base produit un spectre qui se compose de raies chacune identifiée par sa fréquence ri et son amplitude hi où i varie de 0 à n. La raie principale qui correspond au trajet le plus court correspond à la fréquence r0 la plus élevée du spectre. La raie suivante qui correspond à un trajet affecté d'un retard z1 se présente à une fréquence r1. Connaissant r0 et rl, on en déduit r1 comme suit r1 = rO IL Ainsi, la iième raie qui correspond à un trajet affecté d'un retard ri se présente à une fréquence ri. Connaissant rO et ri on en déduit ri comme suit rj = r1- - Naturellement, les amplitudes hi des différentes raies sont proportionnelles aux coefficients ai et il suffit de faire une simple normalisation pour obtenir ces coefficients. Le canal est donc bien caractérisé par l'ensemble des couples (ri, ai) pour tout i variant de 0 à n. On fournira l'exemple numérique suivant à titre indicatif - excursion de fréquence : f2-f1 = 200 kHz - longueur du paquet de signalisation : T = 577 as - pente du signal de référence : - ffi = 346 MHz/s - résolution ou valeur minimale de fi+1 - ri : 2 gs. On entend par résolution la résolution temporelle qui permet de distinguer deux trajets voisins ti+î et ti. On la choisit en général inférieure à une durée-symbole. Dans ce cas, l'écart de fréquence minimal Ar entre les deux raies successives correspondantes vaudra = = ri - ri+1 = 693 Hz. En employant une transformée de Fourier rapide travaillant sur N échantillons à une fréquence d'échantillonnage Fer compte tenu de la résolution souhaitée, la relation suivante s'applique N 2 Fe r En choisissant la fréquence d'échantillonnage égale à 400 kHz, on adoptera avantageusement un nombre d'échantillons N de 1024. Par ailleurs, quel que soit le dispositif considéré, on ajoutera que le signal de référence peut prendre bien d'autres formes que celle correspondant à la figure 1. La loi de variation de fréquence peut être non linéaire et l'on peut prévoir, par exemple, que cette fréquence augmente puis décroisse ou bien l'inverse. L'intérêt de cette solution réside dans le fait que l'on peut effectuer plusieurs des traitements mentionnés ci-dessus au moyen d'un seul paquet de signalisation. Si l'on choisit une modulation numérique pour la porteuse, une modulation de phase convient pour aplliquer l'invention. Dans ce cas, on appliquera naturellement une loi de variation de phase connue au signal de référence. De plus, s'il ressort clairement de la description précédente que l'invention s'applique dans les systèmes à accès multiple par répartition dans le temps, l'homme du métier transposera sans difficultés cette application dans les systèmes à accès multiple par répartition dans les codes. Les applications du paquet de signalisation selon l'invention ont été décrites jusqu'à présent dans le domaine des radiocommunications. On peut trouver d'autres domaines, notamment celui des transmissions optiques. En effet, dans le cas d'une transmission à haut débit sur une fibre optique, il faut utiliser des régénérateurs de signaux qui doivent se synchroniser sur le signal qu'ils reçoivent. Ce problème est généralement résolu en disposant une en-tête au début d'un paquet de symboles à transmettre. Cependant, un symbole s'étale au cours de la transmission, ce qui donne lieu à de l'interférence intersymboles. La conséquence en est que la détection de cette en-tête sera beaucoup plus délicate. On peut utiliser le signal de référence précédemment décrit à la place de l'en-tête. Outre les avantages déjà cités, ce signal présente une meilleure immunité à l'étalement de symboles. REVENDICATIONS 1/ Paquet de signalisation pour un système de communication, caractérisé en ce qu'il comporte un signal de référence modulé selon une loi de modulation qui est une fonction prédéterminée (f) du temps dans ce paquet. 2/ Paquet de signalisation selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit signal de référence est modulé en fréquence. 3/ Paquet de signalisation selon la revendications 2, caractérisé en ce que ladite loi de modulation est une fonction (f) linéaire du temps. 4/ Dispositif d'estimation du décalage Doppler d'une porteuse véhiculant un paquet de signalisation selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 comprenant - un oscillateur local (VCO), - un mélangeur (M) recevant ladite porteuse et le signal de sortie dudit oscillateur local (VCO), - un filtre (BP) recevant le signal de sortie dudit mélangeur (M) pour produire un signal à fréquence intermédiaire (IF), - un circuit d'analyse (MF1, MF2, MF3, CORR) recevant ledit signal à fréquence intermédiaire (IF) pour produire un signal de déplacement (SH) représentant l'écart de fréquence dû à l'effet Doppler entre une fréquence théorique (ft) et la fréquence dudit signal à fréquence intermédiaire (IF), - un circuit de commande (CC) commandant ledit oscillateur local (VCO) pour établir une estimation dudit décalage Doppler à partir dudit signal de déplacement (SH). 5/ Dispositif d'estimation selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit circuit de commande (CC) commande de plus ledit oscillateur local (VCO) pour réduire ledit écart de fréquence. 6/ Dispositif d'estimation selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que ledit circuit d'analyse comprend au moins un premier filtre adapté (MF1) audit signal de référence et centré sur ladite fréquence théorique (fT), un circuit de correction (CORR) pour produire un premier facteur de forme (W1) du signal de sortie de ce filtre, et en ce que le circuit de commande (CC), agit sur ledit oscillateur local pour maximiser ledit premier facteur de forme (W1). 7/ Dispositif d'estimation selon la revendication 6, caractérisé en ce que ledit circuit de commande (CC) commande ledit oscillateur local (VCO) par approximations successives en appliquant une correction de fréquence de part et d'autre de la fréquence qui produit le plus grand facteur de forme (W1) afin de rechercher à nouveau le facteur de forme le plus élevé, les recherches successives s'effectuant en diminuant la valeur de ladite correction de fréquence jusqu'à un seuil de correction prédéterminé. 8/ Dispositif d'estimation selon la revendication 6 caractérisé en ce que, une amplitude de décalage (f) valant sensiblement le maximum du décalage Doppler dudit signal à fréquence intermédiaire (IF), il comprend de plus un deuxième (MF2) et un troisième (MF3) filtre adapté audit signal de référence et centré sur ladite fréquence théorique (fT) diminuée respectivement augmentée de ladite amplitude de décalage (au), ledit circuit de correction établissant outre ledit premier facteur de forme (W1) un deuxième (W2) et un troisième (W3) facteur de forme du signal de sortie dudit deuxième (MF2) respectivement dudit troisième (MF3) filtre adapté, et produisant ledit signal de déplacement (SH) proportionnel à l'opposé du barycentre des fréquences centrales desdits filtres adaptés (MF1, MF2, MF3) pondérées par lesdits facteurs de forme correspondant (W1, W2, W3). 9/ Dispositif d'estimation selon la revendication 8 caractérisé en ce que ledit circuit de commande (CC) commande ledit oscillateur local (VCO) de sorte que ledit signal à fréquence intermédiaire (IF) ait une fréquence augmentée dudit signal de déplacement. 10/ Dispositif de synchronisation sur une porteuse véhiculant un paquet de signalisation selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, ledit signal de référence ayant une durée T et étant émis périodiquement avec une période de répétition Trr une période de mesure ayant une durée prédéterminée supérieure ou égale à T + Tr, ce dispositif comprenant - un oscillateur local (VCO), - un mélangeur (M) recevant ladite porteuse et le signal de sortie dudit oscillateur local (VCO), - un filtre (BP) recevant le signal de sortie dudit mélangeur (M) pour produire un signal à fréquence intermédiaire (IF), - un circuit d'analyse (MF1, MF2, MF3, CORR) recevant ledit signal à fréquence intermédiaire pour produire d'une part un signal de changement de fréquence (CF) si ledit signal de référence n'est pas détecté et d'autre part un signal de déplacement de fréquence (SH) représentant l'écart entre une fréquence théorique (fT) et la fréquence dudit signal à fréquence intermédiaire (IF), - un circuit de commande (CC) commandant ledit oscillateur local (VCO) pour qu'il s'accorde sur ladite porteuse puis, à la suite d'une période de mesure, pour qu'il s'accorde sur une autre porteuse en présence dudit signal de changement de fréquence (CF) ou bien pour réduire la valeur dudit signal de déplacement de fréquence (SH) en l'absence dudit signal de changement de fréquence (CH). 11/ Dispositif de synchronisation selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit circuit d'analyse comprend au moins un premier filtre adapté (MF1) audit signal de référence et centré sur ladite fréquence théorique (fT), un circuit de correction (CORR) pour produire un premier facteur de forme (W1) du signal de sortie de ce filtre, et en ce que le circuit de commande (CC), agit sur ledit oscillateur local pour maximiser ledit premier facteur de forme (W1). 12/ Dispositif de synchronisation selon la revendication 11, caractérisé en ce que ledit circuit de commande (CC) commande ledit oscillateur local (VCO) par approximations successives en appliquant une correction de fréquence de part et d'autre de la fréquence qui produit le plus grand facteur de forme (W1) afin de rechercher à nouveau le facteur de forme le plus élevé, les recherches successives s'effectuant en diminuant la valeur de ladite correction de fréquence jusqu'à un seuil de correction prédéterminé. 13/ Dispositif de synchronisation sur une porteuse véhiculant un paquet de signalisation selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, ledit signal de référence étant émis périodiquement avec une période de répétition Trr ce dispositif comprenant - un oscillateur local (VCO), - un mélangeur (M) recevant ladite porteuse et le signal de sortie dudit oscillateur local (VCO), - un filtre (BP) recevant le signal de sortie dudit mélangeur (M) pour produire un signal à fréquence intermédiaire (IF), - un circuit d'analyse (MF1, MF2, MF3, CORR) recevant ledit signal à fréquence intermédiaire pour produire un signal de déplacement de fréquence (SH) représentant l'intervalle de temps séparant la réception de deux paquets de signalisation successifs, - un circuit de commande (CC) commandant ledit oscillateur local (VCO) pour réduire l'écart entre ledit signal de déplacement de fréquence (SH) et ladite période de répétition Tr. 14/ Dispositif d'estimation d'un canal de transmission au moyen d'une porteuse véhiculant un paquet de signalisation selon l'une quelconque des revendications 2 à 3 comprenant - un oscillateur local (VCO), - un mélangeur (M) recevant ladite porteuse et le signal de sortie dudit oscillateur local (VCO), - un filtre (BP) recevant le signal de sortie dudit mélangeur (M) pour produire un signal à fréquence intermédiaire (IF), - un circuit d'analyse recevant ledit signal à fréquence intermédiaire (IF) et le ramenant en bande de base pour produire un spectre dudit canal, - un circuit de commande (CC) commandant ledit oscillateur local (VCO) pour établir une estimation dudit canal à partir dudit spectre de canal. 15/ Dispositif selon la revendication 14 caractérisé en ce que, ledit signal de référence présentant une fréquence de pente constante (-), ledit circuit de commande (CC) commande ledit oscillateur local (VCO) pour qu'il produise une fréquence dont la pente (F) est opposée à celle dudit signal de référence à compter de la réception de ce signal par le trajet t0 le plus court dudit canal, ledit spectre de canal présentant un ensemble de raies identifiées chacune par sa fréquence ri et son amplitude hi, une raie déterminée correspondant à un trajet ti et ayant une fréquence en rapport avec la longueur de ce trajet ledit circuit de commande produisant ladite estimation en caratérisant chaque trajet ti par sa contribution qui est proportionnelle à l'amplitude de la raie correspondante hi et par son retard Ti qui vaut (ri - ru)/, ceci pour tout i compris entre 0 et n si l'on considére (n + 1) trajets distincts.