FR 2707054 A1 19941230 FR 9307479 A 19930621 L'invention se rapporte aux convertisseurs de tensions continues en tensions alternatives, particulièrement (mais non exclusivement) pour alimenter des tubes fluorescents. Elle trouve application dans le domaine de l'éclairage et/ou signalisation pour véhicule, notamment pour un feu de recul ou un feu de stop équipé d'un tube fluorescent. Les montages des convertisseurs les plus simples et les moins coûteux pour l'alimentation des tubes fluorescents, sont en grande majorité des systèmes autooscillants. La figure 1 montre le schéma de principe d'un tel convertisseur classique. Une source ST délivre une tension continue dont la polarité positive "+" est reliée au primaire 1 d'un transformateur 2. L'autre extrémité du primaire est reliée à la polarité négative "-" par l'intermédiaire d'un transistor I remplissant une fonction d'interrupteur. Chacune des extrémités de l'enroulement secondaire du transformateur 2, est raccordée à l'une des deux bornes d'une charge constituée par un tube fluorescent FL. Le transistor I est du type bipolaire, sa base est reliée, d'une part via une résistance R1 à un enroulement spécial 4 du transformateur 2, et d'autre part à la polarité positive "+" par une autre résistance Ri. Quand le transistor I est conducteur, sa base est alimentée par l'enroulement spécial 4. Quand le transformateur sature, le courant dans la base du transistor I diminue très rapidement. La tension au primaire 1, et donc celle appliquée à la base du transistor I par l'enroulement spécial, deviennent négatives, et le transistor se bloque. Au fur et à mesure que le transformateur restitue à la charge l'énergie accumulée pendant la phase précédente, la tension aux bornes de l'enroulement spécial 4 diminue en valeur absolue. Grâce à la résistance Ri reliant la polarité "+" positive à la base du transistor, la jonction base émetteur de ce dernier finit par redevenir passante. Le transistor tend à redevenir conducteur, ce qui, à son tour, tend à faire augmenter son courant de base, et ainsi de suite, ceci formant une période de la fréquence de découpage suivant laquelle la tension délivrée par la source ST est découpée à l'aide du transistor interrupteur I. Ces convertisseurs présentent notamment les inconvénients suivants: - la fréquence de découpage est variable, elle dépend entre autres des variations de l'impédance de la charge et de la valeur de la tension d'alimentation - la valeur de la fréquence de découpage est limitée (à environ 50 KHz) par les pertes dans le transformateur (qui sature et désature à chaque période de fonctionnement). I1 est à noter que le transistor bipolaire en commutation "dure" limite également la fréquence de découpage. La faible valeur de la fréquence de découpage interdit une véritable miniaturisation du transformateur et des dispositifs de filtrage du courant de ligne, c'est à dire du courant qui circule dans la source ST. En outre, le caractère variable de la fréquence de découpage complique le filtrage et le blindage du dispositif. La présente invention a pour but d'éviter les inconvénients et défauts ci-dessus cités. Elle propose à cet effet un montage de convertisseur permettant, de manière simple, de travailler avec une fréquence de découpage fixe et de valeur élevée, afin d'une part d'améliorer le filtrage en autorisant par exemple l'utilisation de filtres accordés, et d'autre part d'autoriser une forte réduction de l'encombrement du transformateur, en vue notamment de permettre l'utilisation du convertisseur de l'invention pour l'alimentation d'un tube fluorescent miniature, par exemple d'un type susceptible d'être monté dans un véhicule automobile. Le montage proposé par l'invention permet en outre de réduire les pertes lors des commutations ,et de réaliser aisément les fonctions utiles à mieux assurer l'indépendance du flux lumineux, entre autres par rapport aux conditions de température, et à la valeur de la tension continue. L'invention concerne donc un dispositif convertisseur de tension comportant, un transformateur, une source de tension délivrant une tension continue, une charge à laquelle est appliquée une tension d'alimentation délivrée par l'enroulement secondaire du transformateur, ladite tension continue étant appliquée à l'enroulement primaire du transformateur par l'intermédiaire d'au moins un élément de commutation, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un dispositif de commande indépendant du transformateur, ledit dispositif de commande délivrant des signaux de commande appliqués à l'élément de commutation afin de commander de façon cyclique les états "passant" et "bloqué" de ce dernier. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit de certains de ses modes de réalisation, description faite en référence aux figures annexées parmi lesquelles - la figure 1 déjà décrite représente un convertisseur classique; - la figure 2 est un schéma de principe, partiellement sous forme de blocs fonctionnels, d'un dispositif de conversion suivant l'invention; - la figure 3 est un schéma montrant un mode de réalisation préféré des blocs fonctionnels représentés a la figure 2; - les figures 4a à 4f illustrent des phases caractéristiques du fonctionnement du convertisseur de l'invention; - la figure 5 est un chronogramme illustrant la forme d'une tension d'alimentation appliquée à la charge; - la figure 6 est une courbe montrant des variations de la puissance appliquée à la charge; - la figure 7 illustre un autre mode de réalisation d'un premier circuit correcteur montré à la figure 2; - la figure 8 représente le schéma d'une autre version du dispositif de l'invention; - la figure 9 est le schéma d'un mode de réalisation d'un circuit de correction montré à la figure 8. La figure 2 montre le schéma d'un dispositif convertisseur de tension DCT conforme à l'invention. Le dispositif convertisseur DCT comporte un transformateur TR ayant d'une part un enroulement primaire 5, auquel est appliqué une tension continue E délivrée par une source ST de tension continue , et ayant d'autre part un enroulement secondaire 6 délivrant une tension d'alimentation VA qui est appliquée à une charge FL. La charge FL est constituée par exemple par un tube fluorescent. Une première extrémité el du primaire 5 est reliée à la polarité positive "+" de la tension continue E. La seconde extrémité e2 du primaire 5 est reliée à la polarité négative "-" de la tension E, par l'intermédiaire d'un élément de commutation ou interrupteur K. Dans un mode de réalisation, le commutateur K comporte un interrupteur statique, notamment de type semi-conducteur du type à faibles pertes de commutation. Dans un autre mode de réalisation, le commutateur K comporte un transistor du type à effet de champ, du type MOS par exemple, dont le drain D est relié à la première extrémité el, et dont la source est reliée à la polarité négative "-" de la tension continue E. Dans un autre mode de réalisation préféré, décrit à titre non limitatif, le commutateur K comporte un transistor MOS en parallèle par son chemin drain-source avec une diode zener DZ est en parallèle avec l'interrupteur K, l'anode de la diode étant reliée à la source du transistor MOS et sa cathode au drain. L'interrupteur K est commandé par un dispositif de commande CD délivrant des signaux de commande SD servant à conférer a l'interrupteur K ses états "fermé" ou "ouvert" c' est à dire "passant" ou "bloqué". Suivant une caractéristique de l'invention, le dispositif de commande CD est indépendant du transformateur TR. Le dispositif de commande CD comprend un oscillateur 11 délivrant des impulsions IDS à une fréquence qui constitue la fréquence à laquelle sont délivrés les signaux de commande SD. I1 est à noter que cette fréquence peut être maintenue fixe durant tout le fonctionnement. Les signaux de commande SD sont des signaux de tension constitués par des cycles d'états logiques "1" et "0". Chaque cycle est formé par exemple par un état logique "1" suivi d'un état logique "0". Dans l'exemple non limitatif décrit, d'une part l'état logique "0" correspond au potentiel de la polarité négative "-" de la source ST qui peut en outre être portée à un potentiel de référence, tel que la masse par exemple; d'autre part, l'état logique "1" correspond à une valeur de tension suffisante pour provoquer la conduction, en régime de saturation, de l'interrupteur ou transistor K, transistor K à la grille G duquel sont appliqués les signaux de commande SD. Dans ces conditions, chaque cycle des signaux de commande SD comprend une première phase PH1 durant laquelle l'interrupteur K est "fermé" (le transistor étant conducteur), suivie d'une seconde phase PH2 durant laquelle l'interrupteur K est "ouvert" (le transistor étant bloqué). Le dispositif de commande CD comporte un circuit comparateur 12 à deux entrées (non représentées) appelé circuit de rapport cyclique, permettant suivant une caractéristique de l'invention, d'ajuster le rapport cyclique des deux phases PH1, PH2 en fonction de la puissance électrique à appliquer à la charge FL, c'est à dire au tube fluorescent dans l'exemple. Les signaux de commande SD sont délivrés par le circuit de rapport cyclique 12, à partir des impulsions IDS qui lui sont appliquées par l'oscillateur 11. Dans l'exemple non limitatif de la description, le rapport cyclique est commandé à partir de plusieurs paramètres dont l'un est le courant i' dans la charge FL, et un autre est la température, la température ambiante par exemple. A cet effet dans l'exemple de la figure 2, le circuit de rapport cyclique 12 est commandé, d'une part par un premier signal correcteur Scl délivré par un premier circuit correcteur 13, en fonction du courant i' dans la charge FL, et d'autre part par un second signal correcteur Sc2 élaboré par un second circuit correcteur 14 en fonction de la température ambiante. Le premier circuit correcteur 13 permet de réaliser une régulation de la puissance consommée dans la charge. Dans un mode préféré de réalisation, la régulation de la puissance se fait en courant seulement, puisque la tension est mieux maîtrisée dans le dispositif de l'invention que dans les dispositifs de l'art antérieur. Pour cela on réalise une mesure du courant d'utilisation i' ou courant dans la charge. A cette fin, un capteur de courant 15 capte le courant d'utilisation i' et délivre un signal électrique Si' proportionnel à ce dernier, ce signal Si' étant appliqué au premier circuit correcteur 13. L'homme de métier saura quand une mesure de puissance complète est nécessaire et comment la réaliser. Le capteur de courant 15 est en lui-même classique; il peut être constitué par exemple d'une manière traditionnelle, par un shunt (pouvant être par exemple une simple résistance), éventuellement associé à un dispositif transformant la tension alternative aux bornes du shunt en une tension continue représentative de la valeur crête ou de la valeur efficace du courant. Le premier circuit correcteur 13 peut lui aussi être constitué par des éléments classiques, comprenant par exemple un amplificateur opérationnel ou différentiel (non représenté a la figure 2) monté en comparateur, et comparant l'image Si' du courant i' à une valeur de référence, pour délivrer par exemple le premier signal correcteur Scl sous la forme d'une tension proportionnelle à la différence, et commander le rapport cyclique en fonction de cette différence. La régulation de courant ainsi réalisée permet notamment de s'affranchir des variations importantes de flux lumineux, liées notamment aux variations de la tension continue E dans les systèmes non régulés. I1 est à noter que par exemple, sur la plage de tensions rencontrées dans un véhicule automobile (9 à 12 volts), l'expérience montre que le flux lumineux total émis par le tube fluorescent dans un feu de recul et alimenté par un convertisseur de l'état de la technique, comme celui de la figure 1, peut varier d'un facteur 3, ce qui est facilement perceptible à l'oeil humain et justifie la régulation ci-dessus proposée. Le second signal correcteur Sc2 est un créneau de tension (non représenté) dont la durée augmente quand la température ambiante diminue. Son action sur le circuit de rapport de cycle 12 est telle que quand il est présent, le signal de commande SD appliqué à l'interrupteur K est de rapport cyclique plus élevé que lorsqu'il absent. En fait ce créneau ou second signal de correction Sc2 est délivré une fois, au démarrage, et sa durée est grande devant la période des impulsions IDS délivrées par l'oscillateur 11. Ceci permet de réaliser une régulation du courant i' d'utilisation avec surintensité au démarrage, la durée de cette surintensité dépendant de la température (la surintensité étant maintenue d'autant plus longtemps que la température est plus basse). Cette surintensité initiale permet d'assurer une montée rapide du flux lumineux émis par le tube FL quand la température ambiante est basse. En effet, à faible température, le mercure contenu dans le tube ne s'évapore pas et l'arc dans le tube n'émeut pas suffisamment d'ultraviolets pour exciter convenablement la couche luminescente déposée sur la surface extérieure du tube. La surintensité initiale correspond à l'application d'une puissance nettement supérieure à la puissance nominale du tube FL, et constitue une surpuissance initiale qui permet une mise en température plus rapide du tube, ce dernier étant généralement enfermé dans un boitier de résistance thermique élevée (matière plastique transparente). La figure 3 est un schéma électrique d'une forme de réalisation préférée du dispositif de commande CD montré à la figure 2. L'oscillateur 11, le circuit de rapport cyclique 12, le premier et le second circuits correcteurs 13, 14, sont réalisés chacun à l'aide d'un amplificateur du type circuit intégré formant comparateur. I1 est à noter qu'il est courant de trouver de tels amplificateurs comparateurs à raison de quatre dans un même boîtier, à très faible coût, ce qui montre que bien que présentant une complexité un peu plus grande que dans l'art connu, le dispositif convertisseur de l'invention reste à un coût relativement faible. Un premier comparateur Al sert à constituer l'oscillateur 11. Son entrée positive (+) est reliée au point milieu d'un pont de deux résistances R1, R2, dont l'une est reliée a la masse et l'autre à une tension positive V+. La sortie S1 de Al est reliée à l'entrée positive (+) par une résistance R3, à la tension V+ par une résistance R4, et à l'entrée inverseuse (-) de Al par une résistance R5. Une capacité C1 est en outre connectée entre l'entrée inverseuse (-) de Al et la masse. Ceci permet d'obtenir à l'entrée inverseuse (-) du premier comparateur Al, les impulsions IDS (non représentées) ayant la forme de dents de scie. On peut indiquer, à titre d'exemple non limitatif, que pour une fréquence de l'ordre de par exemple 128 kHz, la tension V+ de l'ordre de 12 volts, les résistances R1, R2, R3, R4, R5 ont respectivement une valeur d'environ 47.000 ohms, 47.000 ohms, 47.000 ohms, 4.700 ohms, 10.000 ohms. Un second comparateur A2 réalise le circuit de rapport cyclique 12. L'entrée positive (+) du second comparateur A2 est reliée à un générateur de tension de référence, ici constitué au point milieu B1 d'un pont formé par deux résistance R6, R7, dont l'une R6 est reliée à la tension positive V+, et dont l'autre est reliée à la masse; la sortie S2 de A2 est reliée à V+ par une résistance R8. Le potentiel au point B1 constitue une tension de référence VS destinée à constituer un seuil de fonctionnement. Les entrées inverseuses (-) des deux comparateurs Al, A2 sont réunies, de telle sorte que les impulsions IDS élaborée à l'aide de la capacité C1 sont aussi sur l'entrée (-) de Al. Dans ces conditions, le second comparateur A2 présentant un grand gain, sa sortie S2 délivre des signaux rectangulaires à partir des dents de scie IDS appliquées à son entrée inverseuse (-). Ces signaux rectangulaires constituent les signaux de commande SD appliqués à l'interrupteur K, et ils sont à une même fréquence que celle des impulsions en dents de scie IDS. De la comparaison accomplie par le comparateur A2 entre les impulsions en dent de scie IDS présentent à son entrée inverseuse (-), et la tension de référence ou de seuil VS présente sur son autre entrée (+), il résulte que sur sa sortie S2 les signaux de commande SC, aussi bien dans leur partie formant créneau positif (état "1") que dans celle formant créneau négatif (état "0"), ont une largeur qui dépend de la valeur de la tension de seuil au point B1. Dans ces conditions, il est clair qu'il suffit de modifier la valeur de la tension de seuil VS présente au point B1 pour modifier le rapport cyclique des deux états "0" et "1". Un troisième comparateur A3 sert à constituer le premier circuit correcteur 13. Son entrée positive (+) est reliée d'une part par une résistance R9 à la masse, et d'autre part par une résistance R10 en un point B2 où sont reliés une diode de référence DR et une résistance Rîl dont l'autre extrémité est à la tension positive V+, l'anode de DR étant à la masse. L'entrée inverseuse (-) de A3 est reliée par une résistance R12 à un point B3 où sont également connectés d'une part, une capacité C2 dont l'autre côté est à la masse, et d'autre part une résistance R13 ayant son autre extrémité connectée à un point B4. Au point B4 sont également connectées la cathode d'une diode D3 et une résistance R14; l'autre extrémité de R14 et l'anode de D3 sont à la masse. Le signal Si' délivré par le capteur de courant 15 (signal proportionnel au courant i' dans la charge FL) est appliqué au point B4 où il engendre ainsi qu'au point B3, une tension qui est comparée à celle qui est définie au point B2 par la diode de référence DR. La sortie S3 du troisième comparateur A3 est reliée d'une part à son entrée inverseuse (-) par une résistance de contre-réaction R15, d'autre part à la tension positive V+ par une résistance R16, et enfin par l'intermédiaire d'une résistance R17 elle est reliée au point B1 où est développée la tension de seuil VS c'est à dire à l'entrée positive (+) du second comparateur A2. Le montage ainsi réalisé avec le troisième comparateur A3 permet d'effectuer la mesure du courant i' d'utilisation et sa comparaison avec la valeur de référence définie par la diode de référence DR, et de fournir en fonction de la différence, en sortie S3 du troisième comparateur A3, une tension qui constitue le premier signal correcteur Scl. Le premier signal correcteur Scl est appliqué, par l'intermédiaire de la résistance R17, au point B1 où il modifie, si nécessaire, la tension de seuil VS pour modifier le rapport cyclique des phases PH1, PH2 en fonction de la puissance à appliquer à la charge FL. Le quatrième comparateur A4 sert à faire le second circuit de correction 14. Son entrée inverseuse (-) est reliée d'une part, à une troisième capacité C3 dont l'autre côté est à la masse, et d'autre part à un élément capteur de température CT; ce dernier est du type par exemple formé par un élément dont la résistance varie avec la température, par exemple avec un coefficient négatif (CTN). L'autre extrémité du capteur de température CT est reliée en un point de jonction B5 d'une résistance R18 avec une résistance R19; l'autre extrémité de R18 est reliée à la tension positive V+, et l'autre extrémité de R19 est reliée à l'entrée positive (+) de A4 où est également connectée une résistance R20 dont l'autre extrémité est reliée à la masse. Dans cette configuration, le quatrième comparateur A4 réalise un monostable qui, à la mise sous tension, délivre sur sa sortie S4 un créneau positif (non représenté) qui forme le second signal correcteur Sc2. Ce second signal correcteur Sc2 est appliqué par l'intermédiaire d'une résistance R21, à la tension de seuil VS présente au point B1. La durée du créneau formant le signal Sc2 correspond au temps de charge de la troisième capacité C3, lequel temps de charge augmente en même temps que la résistance du capteur CT, c'est à dire quand la température diminue. Les figures 4a à 4f représentent des schémas équivalents du montage formé à la figure 2 par l'interrupteur K, la diode zener DZ, le transformateur TR, la charge ou tube FL auxquels est appliquée la tension continue E, à des phases caractéristiques du fonctionnement. La figure 4a est le schéma équivalent du montage en fonctionnement à vide; le tube (ou charge) FL(non représenté) est éteint, l'interrupteur K est ouvert, et le transformateur est représenté par une self L. La figure 4b est le schéma équivalent du montage lorsque le tube FL est éteint et que l'on ferme l'interrupteur K (non représenté), c'est à dire que 1' on entre dans la première phase PH1; le courant i a pour valeur: i=(E/L)t, où E est la tension continue, L est la self du transformateur, t est le temps ; A la fin de la première phase PH1, la valeur du courant i est: i=(E/L)T1, où T1 est la durée de la première phase PH1. La figure 4c est le schéma équivalent du montage dans la seconde phase PH2, quand l'interrupteur K non représenté) est ouvert avec le tube éteint. La self L développe une tension VL telle que: VL = VZ - E, où VZ est la tension d'avalanche ou zener engendrée par la diode zener DZ quand elle est en conduction inverse lorsqu'un courant suffisant la traverse. Le courant i s'exprime: i = i(O)+((E-VZ)/L)t, où i(o) est le courant en début de la seconde phase PH2. La diode zener DZ doit être choisie de façon à ce que la tension zener VZ soit plus grande que la tension continue E. Dans ces conditions, le courant i est décroissant au cours du temps. La seconde phase PH2 prend fin lorsque le courant i s'annule, et à cet instant la diode zener se bloque. La durée T2 de la seconde phase PH2 correspond à: T2 = (E/(VZ-E))T1. I1 est à noter qu'il peut exister une étape intermédiaire de fonctionnement, étape dans laquelle l'interrupteur K est ouvert et où la diode zener DZ est bloquée, si le tube FL ne s'est pas allumé dans la seconde phase PH2, c'est à dire si la tension d'alimentation VA délivrée par l'enroulement secondaire 6 pendant cette seconde phase est inférieure à la tension d'amorçage nécessaire à la décharge dans le tube FL. La tension d'alimentation VA est égale à: VA = m.VL = m. (VZ - E), où m est le rapport de transformation du transformateur, c'est à dire le rapport des nombres de spires des enroulements 5,6. La condition ci-dessus mentionnée peut apparaître transitoirement de manière aléatoire (très rarement si le dimensionnement est correct). Dans ce cas on repasse immédiatement aux conditions de fonctionnement de la première phase PH1 (la durée de cette étape intermédiaire peut être très brève car la prolonger ne présente aucun intérêt). La figure 4d est le schéma équivalent du montage dans le fonctionnement avec tube FL allumé. Dans l'hypothèse (probable) que la fréquence de découpage du convertisseur est très grande devant l'inverse des constantes de temps thermiques de l'arc dans le tube, l'impédance du tube FL est équivalente à une résistance notée R. La figure 4e est le schéma équivalent du montage quand le tube est allumé dans la première phase PH1. La tension continue E est appliquée à la self L et à la résistance R ( représentant le tube FL) qui sont montées en parallèle, et qui sont parcourus respectivement par un courant il et m.i'. Dans ces conditions: - l'évolution du courant il est il=(E/L)t+il(0), il(0) étant le courant il à l'instant de la fermeture de l'interrupteur K, et t le temps; - le courant I' a pour valeur: i'=(m.E)/R, (m étant le rapport de transformation); - le courant i = il+i'. La première phase PH1 dure jusqu'à l'ouverture (commandée) de l'interrupteur K. La figure 4f est le schéma équivalent dans le cas du tube allumé dans la seconde phase PH2, c'est à dire avec l'interrupteur K ouvert. Dans ces conditions: L.(dil/dt) + (R/m2).il = 0; il = i'=-iî/m. La seconde phase PH2 dure jusqu'à la fermeture (commandée) de l'interrupteur K. En faisant l'hypothèse que: E-(R.i')/m Pour simplifier, dans l'hypothèse que: (R/m2L).T2 La figure 5 représente la forme de la tension d'alimentation VA entre les bornes de l'enroulement secondaire 6 du transformateur TR: - à un instant tl, la tension VA passe à une valeur positive m.E et conserve cette valeur jusqu'à un instant t2 où elle passe à une valeur négative VA . L'intervalle de temps T1 entre les instants tl et t2 représente la première phase PH1; - à l'instant t2, le passage à VA~ marque le début de la seconde phase PH2 ayant une durée T2, jusqu'à un instant t3 où la tension VA passe à m.E et où débute une première phase PH1 suivante. La tension VA a en régime établi une valeur moyenne nulle, on a donc: m.E.Tl + VA~.T2 =0, et VA = - m.E (T1/T2). Soit Veff. la valeur efficace de la tension d'alimentation VA: où T'= Tl/(Tl+T2) est le rapport cyclique de la commande de K. La puissance P délivrée au tube FL est donc: P = (m2E2/R) . T'/(1-T'); où m est le rapport de transformation; E est la tension continue; R est la résistance équivalente du tube ou charge FL; T' est le rapport cyclique des première et seconde phase PH1, PH2 avec T'=Tl/(Tl+T2). La figure 6 présente une courbe qui illustre la variation de la puissance appliquée au tube FL ou charge, en fonction du rapport cyclique T' de la commande de l'interrupteur K pour le découpage suivant les phases PH1, PH2. Dans le cadre de notre hypothèse simplificatrice, la puissance délivrée à la charge est une fonction monotone du rapport cyclique T', indépendante de la fréquence de découpage. La figure 7 est le schéma d'une variante d'exécution du premier circuit correcteur 13 montré à la figure 2. Le premier circuit correcteur 13, dans sa forme de réalisation montrée à la figure 3, est un montage du type linéaire, mais il est possible de remplacer ce montage par un montage fonctionnant par tout ou rien. Etant donné la faible bande passante de l'oeil humain, les constantes de temps du système peuvent être assez grande (de l'ordre par exemple de 10 millisecondes). Le troisième comparateur (repéré A3' dans cette version) reçoit le signal Si' (proportionnel à i' dans la charge) sur son entrée inverseuse (-): le signal Si' est appliqué au point de jonction de R14, R13 et de la cathode de la diode D3 (ces éléments sont montés comme dans la figure 3); l'autre extrémité de R13 est reliée à l'entrée inverseuse (-) où est également connectée la capacité C2 dont l'autre côté est à la masse. L'entrée positive (+) du comparateur A3' est reliée d'une part à la masse par la résistance R9, d'autre part elle est reliée par une résistance R25 à la sortie S3 qui elle-même est connectée à la tension positive V+ par la résistance R16; en outre l'entrée positive (+) est reliée par la résistance R10 au point de jonction B2 de la diode de référence DR et de la résistance Roll. Le signal Si' est ainsi comparé à la référence fournie par la diode DR, et le signal correcteur Scl' qui en résulte sur la sortie S3 est transmis, par l'intermédiaire d'une résistance de sommation R17, au point B1 (entrée positive (+) de A2) où il peut influer sur la tension de seuil VS. La figure 8 est le schéma du dispositif convertisseur de 1 'invention suivant une version différente de celle montrée à la figure 2, différente quant à la façon d'obtenir la surintensité initiale notamment dans le dispositif de commande CD'. Dans la version de la figure 8 le second circuit correcteur 14 est supprimé, il est remplacé par un autre circuit correcteur appelé circuit inhibiteur 19. Ce dernier agit par exemple sur le capteur de courant 15 ou du moins sur du capteur de courant 15 soit rendu très faible par rapport à sa valeur nominale; ou bien le circuit inhibiteur 19 agit, comme dans l'exemple illustré à la figure 8, au niveau du premier circuit correcteur 13, de manière à réduire fortement la valeur du signal Si' qui est transmise. Dans les deux cas la boucle d'asservissement se verrouille alors sur sa butée supérieure, ce qui assure le sur-wattage de la lampe ou tube. Autrement dit, la conséquence de la forte réduction du signal Si' (image du courant i' d'utilisation) est que le premier circuit correcteur 13 délivre un signal correcteur Scl tel, que le commutateur K est commandé avec des signaux de commande SD ayant des premières phases PH1 de durée T1 très grande, afin de réaliser ainsi la surintensité au démarrage. La figure 9 montre à titre d'exemple non limitatif, le schéma d' un circuit inhibiteur 19 dépendant de la température, réalisant la fonction cidessus définie à la place du second circuit correcteur 14 et éventuellement en combinaison avec ce dernier. Le circuit inhibiteur 19 comporte un élément comparateur A5 semblable au comparateur A4 montré à la figure 3, et monté avec les mêmes éléments R18, R19, R20, capacité C3, capteur de température CT, que ce dernier, afin de produire à la sortie S3 un signal dtinhibition SIH constitué par un créneau (négatif dans exemple) dont la durée augmente quand la température baisse. Les différents éléments ci-dessus cités sont montés comme dans le cas de A4 de la figure 3, à la différence qu'ils sont reliés de manière inversée aux entrées (+), (-) de A5 (l'élément capteur de température CT et la capacité C3 sont reliés à l'entrée positive (+), alors que dans le cas de A4 à la figure 3, ils sont reliés à l'entrée inverseuse (-). En supposant que le signal Si' délivré par le capteur de courant 15 soit transmis au premier circuit correcteur 13 (partiellement représenté à la figure 9) d'une même manière que montré à la figure 3, il est appliqué en un point où sont réunis la résistance R14, la diode D3 et la résistance R13; la résistance R13 le transmet ensuite au point B3 de jonction avec la capacité C2 et une résistance R12 dont l'autre côté va vers l'entrée inverseuse (-) du troisième comparateur A3. On suppose que dans cette version comme dans celle montrée à la figure 3, les comparateurs Al à A5 sont du type ayant des sorties en collecteur ouvert. Dans l'exemple non limitatif décrit, la sortie S5 du cinquième comparateur A5 ou monostable est appliquée au point de jonction B3, de manière que quand cette sortie délivre le créneau négatif de durée dépendante de la température, pendant la durée de ce créneau, le signal Si' est pratiquement absorbé dans R13 de telle sorte qu'il est estimé comme étant très faible par le premier circuit correcteur 13. REVENDICATIONS 1) Dispositif convertisseur comportant, un transformateur (TR), une source de tension (ST) délivrant une tension continue (E), une charge (FL) à laquelle est appliquée une tension d'alimentation (VA), ladite tension continue (E) étant appliquée à l'enroulement primaire (5) du transformateur (TR) par l'intermédiaire d'au moins un élément de commutation (K), caractérisé en ce qu'il comporte en outre un dispositif de commande (CD) indépendant du transformateur (TR), le dispositif de commande (CD) délivrant des signaux de commande (SD) appliqués à l'élément de commutation (K) de façon cyclique, chaque cycle comprenant une phase (PH1) dans laquelle le commutateur (K) est mis à l'état passant et une autre phase (PH2) dans laquelle le commutateur est mis à l'état bloqué. 2) Dispositif convertisseur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la charge (FL) est un tube fluorescent. 3) Dispositif convertisseur suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le dispositif de commande (CD) comporte des moyens (Al, A2, A3, A4) pour modifier le rapport cyclique (T') des deux phases (PH1, PH2) en fonction d'une puissance à appliquer à la charge (FL). 4) Dispositif convertisseur suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la fréquence des signaux de commande (SD) est fixe. 5) Dispositif convertisseur suivant la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif de commande (CD) comporte des seconds moyens (A3, DR) pour ajuster ledit rapport cyclique (T') en fonction du courant (i') dans la charge (FL). 6) Dispositif convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 3 ou 5, caractérisé en ce que le dispositif de commande (CD) comporte des troisièmes moyens (A4, CT) pour modifier ledit rapport cyclique en fonction de la température. 7) Dispositif convertisseur suivant la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif de commande (CD) comporte un circuit comparateur (12) à deux entrées dont l'une reçoit des impulsions (ils) délivrées par un circuit oscillateur (11), la sortie (S2) du circuit comparateur (A2) délivrant pour chaque impulsions (IDS) appliquée à son entrée (-) un signal de commande (SD) présentant la forme d'un créneau de tension dont la durée (T1) est déterminée au moyen d'un générateur d'une tension de référence (VS) appliquée à sa seconde entrée (+). 8) Dispositif convertisseur suivant la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comporte un capteur du courant (i') circulant dans la charge, délivrant un signal (Si') proportionnel à ce courant, lequel signal (Si') est appliqué à ltentrée(B3) d'un circuit correcteur (13) délivrant un signal correcteur (Scl) qui est appliqué à la seconde entrée (+) du circuit comparateur (12) afin de corriger éventuellement la tension de seuil (VS), le signal correcteur (Scl) étant fonction d'une différence entre ledit signal (Si') proportionnel au courant et une valeur de référence (DR) appliquée au circuit correcteur (13). 9) Dispositif convertisseur suivant la revendication 8, caractérisé en ce que le signal correcteur (Scl) est proportionnel à la différence entre la valeur de référence et ledit signal (Si') proportionnel au courant. 10) Dispositif convertisseur suivant la revendication 8, caractérisé en ce que le signal correcteur (Scl) est un signal en "tout ou rien". 11) Dispositif convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 7 ou 8 ou 9 ou 10, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit (14) du type circuit monostable, produisant à la mise sous tension un signal de correction (Sc2) dont la durée dépend de la température, dont l'entrée est à cette fin connectée à un capteur d'une température comme la température ambiante. 12) Dispositif convertisseur suivant la revendication 11, caractérisé en ce que le signal de correction (Sc2) est appliqué à la seconde entrée (+) du circuit comparateur (12) pour modifier la tension de seuil (VS). 13) Dispositif convertisseur suivant l'une des revendications 11 ou 12, caractérisé en ce que le signal de correction (Sc2) est appliqué à l'entrée (B3) du circuit correcteur (13) afin d'inhiber ledit signal (Si') proportionnel au courant dans la charge. 14) Dispositif convertisseur suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le commutateur (K) comporte un interrupteur statique du type semi-conducteur à faibles pertes de commutation, comme un transistor MOS. 15) Dispositif suivant la revendication 14, caractérisé en ce que le commutateur (K) comporte aussi une diode Zener (DZ) montée en parallèle sur le chemin drain-source du transistor, ledit transistor étant de type MOS, l'anode de la diode (DZ) étant connectée à la source du transistor (MOS). 16) Dispositif suivant la revendication 15, caractérisé en ce que la diode Zener est choisie de telle sorte que sa tension d'avalanche inverse (VZ) soit plus grande que la tension continue d'alimentation présente au primaire du transformateur. 17) Dispositif suivant la revendication 16, caractérisé en ce que le rapport de transformation du transformateur (TR) et la marge (VZ-E) de la tension d'avalanche (VZ) sur la tension continue (E) sont sélectionnés de façon à permettre d'atteindre la tension d'amorçage du tube fluorescent dans une situation normale dès la première ouverture du commutateur (K). 18) Dispositif suivant la revendication 11, caractérisé en ce que, pour assurer l'amorçage du tube fluorescent, en tenant compte de sa température, il comporte un moyen générateur d'une surintensité. 19) Dispositif selon la revendication 18, caractérisé en ce que le moyen générateur est constitué par la diode Zener mise en avalanche pendant au moins une période prédéterminée en conduction inverse, ladite période prédéterminée étant déterminée notamment par lesdits troisièmes moyens (A4,CT). 20) Feu pour véhicule, comme un feu de recul ou un feu de stop, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un tube fluorescent alimenté par un dispositif selon l'une des revendications précédentes.