FR 2700083 A1 19940701 FR 9215943 A 19921230 AMPLIFICATEUR A DISTORSION STABLE POUR SIGNAUX AUDIO La présente invention s'applique dans le domaine de l'électronique pour signaux audio. Elle concerne un circuit analogique de traitement ou d'amplification des signaux électriques audio. Les circuits audio doivent être linéaires, c'est-à-dire générer le moins possible de distorsion. Ce terme recouvre les déformations que le circuit fait subir au signal et qui sont liées à ce signal, par opposition au bruit ou aux signaux parasites qui sont décorrélés du signal. La mesure de la distorsion produite par un circuit se fait traditionnellement en utilisant des signaux d'amplitude constante et consiste à mesurer le rapport entre l'énergie des signaux générés par la distorsion et l'énergie du signal de test. Cette méthode de mesure ne tient pas compte de deux faits - d'une part, la perception par le système auditif des signaux générés par la distorsion ne dépend pas que de leur énergie, - d'autre part, l'utilisation de signaux de test de niveau stable ne définit pas complètement le comportement des circuits testés : ainsi les variations fréquentes de niveau des signaux habituellement amplifiés par les circuits audio ( signaux d'origine musicale ) peuvent générer, surtout dans les amplificateurs à transistor, des signaux parasites de très basse fréquence liés à l'amplitude du signal qui, s'ils restent inaudibles et s'ils sont généralement éliminés par les circuits eux-mêmes, peuvent moduler les distorsions, les rendant ainsi plus audibles. Par exemple, dans le cas d'un circuit générant une distorsion composée de distorsion d'ordre 2 avec une amplitude de 0,5 E et de distorsion d'ordre 3 avec une amplitude de 0,25 t ( donc très linéaire ), la superposition d'un signal perturbateur très basse fréquence ( quelques Hertz ), va conduire à une modulation de la distorsion du signal utile, à la fréquence du signal perturbateur. Ce phénomène reste en général négligeable mais, si l'amplitude du signal perturbateur est importante, il devient significatif : dans le cas de notre exemple une amplitude du signal perturbateur 10 fois supérieure au signal utile conduit à une modulation de la distorsion d'ordre 2 d'environ 6 dB, la rendant ainsi beaucoup plus perceptible par le système auditif ( phénomène dit d'émergence en psycho-acoustique ). Les phénomènes générateurs de tels signaux perturbateurs très basse fréquence peuvent être - les modifications de tension base-émetteur des transistors résultant des variations de température de leurs jonctions liées aux variations de la puissance dissipée dans ces transistors en fonction de l'amplitude du signal, - les variations des tensions d'alimentation dont les filtres sont généralement calculés pour filtrer les fréquences des signaux utiles, alors que la consommation peut varier au rythme plus lent des variations de l'amplitude du signal, surtout si tous les circuits ne travaillent pas en classe A. Les circuits audio à transistor utilisent habituellement de forts taux de contre-réaction pour être les plus linéaires possibles, mais ces taux de contreréaction élevés conduisent à des gains en boucle ouverte importants y compris pour les signaux continus. Le point de repos en sortie est donc soumis à des dérives importantes en boucle ouverte. La contre-réaction globale a donc deux rôles : réduire les non-linéarités et stabiliser le point de repos en sortie. Mais ce double rôle conduit, ainsi qu'il sera démontré par la suite, à amplifier très fortement des signaux perturbateurs très basse fréquence ( qui correspondent aux dérives du point de repos en sortie ) par rapport au signal utile à l'entrée de l'amplificateur, générant une intermodulation entre le signal utile et les dérives du continu en un point critique pour la distorsion. La présente invention permet de réaliser des circuits à transistor (ou à transistor et tube) utilisant de forts taux de contre-réaction tout en évitant ces phénomènes de modulation des distorsions. Pour cela, les circuits réalisés selon- l'invention séparent l'action de linéarisation de la contre-réaction de la stabilisation du point de repos en sortie ; ils filtrent les signaux réinjectés à l'entrée par la boucle de contre-réaction en éliminant en amont de la boucle de contre-réaction les signaux perturbateurs générés dans l'amplificateur en assurant la stabilisation du point de repos en sortie, et ils stabilisent le fonctionnement de l'étage d'entrée. L'influence des tensions de décalage ou offset et des signaux basse fréquence (quelques Hz) est ainsi notablement diminuée.Des variantes préférées permettent en outre d'accroître significativement la linéarité du circuit, l'idée de base en étant l'identification du fait que, ainsi qu'il sera démontré par la suite, la linéarité intrinsèque du comparateur de l'étage d'entrée est importante pour obtenir une compensation de la distorsion par action de la contreréaction, ce qui fait qu'une stabilisation et a fortiori une réduction de la distorsion d'un amplificateur contre-réactionné impliquent pour l'étage d'entrée la maîtrise des signaux d'entrée, de son point de polarisation, de la stabilité de sa fonction de transfert et de la linéarité de sa fonction de transfert. La présente invention concerne ainsi un amplificateur à distorsion stabilisée pour signaux audio du type comportant une contre-réaction et pouvant en outre selon des variantes présenter une distorsion plus faible que les montages de l'art antérieur. L'invention concerne tout d'abord un amplificateur à transistors pour signaux audio comportant un premier et un deuxième étage présentant une boucle de contre-réaction globale entre la sortie du deuxième étage qui constitue la sortie de l'amplificateur et l'entrée du premier étage, le deuxième étage présentant une boucle de contre-réaction locale entre sa sortie et son entrée, la boucle de contre-réaction globale et la boucle de contre-réaction locale présentant, respectivement, un premier et un deuxième éléments comparateurs, caractérisé en ce que l'amplificateur comporte un moyen permettant d'empêcher que la tension de décalage présente en sortie du premier étage ne se retrouve à la sortie de l'amplificateur et en ce que le deuxième étage est contre-réactionné au moins en continu de telle sorte que les signaux perturbateurs basse fréquence générés dans le second étage soient réduits par la contreréaction du second étage ce qui stabilise son point de fonctionnement. Un tel montage évite en outre de mettre en oeuvre un transformateur en sortie du deuxième étage. Selon une variante avantageuse, l'amplificateur est caractérisé en ce que le premier et/ou le deuxième élément comparateur est tel qu'il présente au moins un transistor critique susceptible de produire des variations de sa fonction de transfert en fonction de l'amplitude des signaux et en ce que ledit transistor est agencé pour présenter une tension collecteur - émetteur VCE faible et/ou constante avec un courant sensiblement contant dans son trajet de courant principal de manière à produire une dissipation thermique stable et/ou faible dans ledit transistor critique. Ceci permet par exemple que le transistor d'entrée du premier étage ait sa puissance dissipée réduite et/ou stabilisée par réduction de sa tension émetteur-collecteur (à environ 1 V) et/ou par stabilisation de son courant collecteur et de sa tension émetteur-collecteur. La réduction et/ou la stabilisation de la puissance dissipée dans ce transistor et éventuellement dans d'autres transistors du comparateur du premier étage fait que ce comparateur présente une fonction de transfert qui ne varie pas en fonction de l'amplitude des signaux traités. I1 en va de même pour le deuxième étage, mais celui-ci est de ce point de vue beaucoup moins critique ainsi qu'il sera démontré dans la suite de la description. L'amplificateur peut être alors caractérisé en ce que lesdits transistors critiques à dissipation stable ou faible, et faisant partie d'un comparateur, sont isolés thermiquement des variations de température induites par d'autres composants, ou stabilisés thermiquement par une stabilisation qui leur est extérieure. Selon une autre variante de l'amplificateur, le premier étage utilise une charge active, par exemple de forte impédance, de manière à lui conférer un gain élevé et le second étage comporte une contre-réaction qui traite également les signaux dans la bande audio. Selon une variante avantageuse, l'amplificateur est caractérisé en ce que le premier et/ou le deuxième étage utilise un comparateur de grande linéarité présentant deux sous-étages en série pour former une contre-réaction locale. Selon une autre variante avantageuse, l'amplificateur est caractérisé en ce que le premier comparateur présente une combinaison d'éléments actifs dont les non-linéarités intrinsèques se compensent. Selon un mode de réalisation particulièrement avantageux, l'amplificateur est caractérisé en ce que le premier étage comprend deux modules dont chacun présente un premier transistor d'un premier type de conductivité dont la base constitue une borne d'entrée pour un signal d'entrée, les émetteurs du premier transistor de chaque module étant couplés pour former un étage différentiel, et un moyen pour maintenir un courant sensiblement constant dans le trajet collecteur-émetteur du premier transistor, ledit moyen comportant un circuit de contre-réaction présentant un trajet de courant principal entre une borne active constituant une sortie du premier étage et l'émetteur du premier transistor, en ce que ledit moyen est constitué par une première source de courant connectée au collecteur du premier transistor et en ce que le circuit de contre-réaction est agencé de manière telle que la valeur dudit courant principal est fonction de la différence entre la tension d'une source de tension de référence et le potentiel du collecteur du premier transistor, le gain du circuit de contre-réaction étant choisi de manière telle que le potentiel du collecteur du premier transistor soit sensiblement constant. Selon un mode de réalisation préféré de cette variante, l'amplificateur est caractérisé en ce que le trajet de courant principal du circuit de contreréaction comporte un deuxième transistor d'un deuxième type de conductivité opposé au premier type de conductivité, dont le collecteur est connecté à l'émetteur du premier transistor, dont la base est connectée au collecteur du premier transistor, et dont l'émetteur est connecté à l'émetteur d'un troisième transistor d'un premier type de conductivité, dont la base est connectée à ladite source de tension de référence, et dont le collecteur constitue ladite sortie du premier étage. La boucle de contre-réaction du second étage stabilise le point de repos en sortie. Pour éliminer les composantes continues issues du premier étage, le deuxième étage peut ainsi comporter un condensateur disposé en série à l'entrée du deuxième étage et, dans ce cas, la contre-réaction du second étage peut être indépendante de la fréquence, ou bien le deuxième étage peut se comporter comme un filtre grâce à la sélectivité de sa boucle de contre-réaction locale. Selon un mode de réalisation préféré, l'amplificateur qui présente une boucle de contreréaction par pont diviseur résistif entre la sortie du second étage et une entrée du premier étage est tel que le premier étage comporte un étage différentiel d'entrée et le deuxième étage, également du type différentiel, présente une boucle de contre-réaction locale comportant un circuit intégrateur dont l'entrée est connectée à la sortie du deuxième étage et dont la sortie est connectée à une première entrée d'un étage différentiel de contre-réaction ayant une deuxième entrée à potentiel constant, les sorties de l'étage différentiel de contre-réaction étant couplées aux entrées respectives du deuxième étage, de manière à réaliser un filtre actif qui élimine d'une part les signaux continus ou basse fréquence issus du premier étage et d'autre part, ceux générés dans le deuxième étage, ce qui stabilise son point de fonctionnement. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple non limitatif, en liaison avec les dessins qui représentent - la figure 1, un amplificateur à deux étages de l'art antérieur, - la figure 2, un amplificateur présentant une contre-réaction classique, - la figure 3, deux étages amplificateurs en série, - la figure 4, un schéma d'un amplificateur à deux étages selon l'invention, - la figure 5, un mode de réalisation de l'amplificateur selon la figure 4, - la figure 6, un autre mode de réalisation de l'amplificateur selon la figure 4, - la figure 7, un autre mode de réalisation de l'amplificateur selon la figure 4, - la figure 8, un mode de réalisation préféré du premier étage de l'amplificateur selon la figure 4, - la figure 9, un autre mode de réalisation du premier étage de l'amplificateur selon la figure 4, - la figure 10, un mode de réalisation préféré de l'amplificateur selon la figure 5. Les circuits amplificateurs audio contreréactionnés de type connu ont souvent une structure voisine de celle de la figure n 1 : ils utilisent un étage d'entrée différentiel à deux transistors T1 et T2 couplés par les émetteurs à une source de courant I12 et un amplificateur A2 dont l'entrée inverseuse est couplée au collecteur du transistor T1 (relié à une source de courant d'alimentation VA à travers une résistance RS1) et/ou dont l'entrée non inverseuse est couplée au collecteur du transistor T2 (relié à une source de courant d'alimentation VA à travers une résistance RS2 ). La contre-réaction est obtenue en rétro-couplant la sortie de l'amplificateur A2 à la base du transistor T2 à travers un pont diviseur résistif ( RCl, RC2 ). La linéarité d'un tel circuit résulte principalement de l'action de la contreréaction globale qui réduit les non-linéarités. La théorie qui explique l'action de la contre-réaction est souvent formulée ainsi Soit un amplificateur Ao dont la tension d'entrée est notée v, et la tension de sortie V. Une fonction de transfert définit la relation entre ces deux grandeurs V=f(v) Cette fonction de transfert peut être développée suivant Taylor et s'écrire : V=f(v)=a0+a1v+a2v2+a3v3+a4v4+a5v5+....... La distorsion est générée par la partie non-linéaire D de cette fonction D(v)=a2v2+a3v3+a4v4+a5v5+....... (1) On peut donc écrire V=Ao(v-vo)+D(v) (2) avec Ao = le gain de l'amplificateur D(V'o) vo=v'o+ , avec v'o= la tension de décalage Ao ( ou "offset" ) d'entrée = la tension qu'il faut appliquer à l'entrée pour obtenir une tension nulle en sortie. En général vo=v'o et dans la suite du texte on assimilera vO à la tension de décalage. D(v) = la partie non-linéaire de la fonction de transfert qui génère la distorsion. L'application de la contre-réaction conduit à réinjecter le signal d'entrée à travers un réseau de gain ss ( voir la figure n02 ). Un comparateur COMP effectue la comparaison entre le signal de sortie du réseau et la tension d'entrée du montage vin La tension d'entrée de l'amplificateur Ao devient v=vin-ss V (3) En éliminant v entre les équations (2) et (@) On trouve la fonction de transfert de l'amplificateur rebouclé par la contre-réaction V = Ao D(v) 1+Aoss 1+Aoss (4) qui peut aussi s'écrire Si le gain de l'amplificateur est élevé, on a Aoss > > 1 ; la fonction de transfert (5) devient D(v) V #1/ss (vin-vo) + Aoss (6) La comparaison des fonctions de transfert de l'amplificateur en boucle ouverte (2) et de l'amplificateur en boucle fermée (6) montre les effets de la contreréaction - La contre-réaction impose au montage un gain égal à l'inverse du gain du réseau de contre-réaction ( à condition que le gain initial du montage soit suffisamment élevé ). - La tension de décalage d'entrée n'est pas affectée par la contre-réaction. - La distorsion est divisée par le gain de boucle Aoss En conséquence, on cherche habituellement à augmenter le gain en boucle ouverte des circuits amplificateurs pour accroître le gain de boucle et ainsi améliorer la linéarité en boucle fermée. Mais dans le domaine audio, l'application de cette stratégie ne semble pas donner des résultats sonores satisfaisants lorsqu'on recherche une qualité extrême.Un tel insuccès est expliqué par l'analyse plus poussée des phénomènes de distorsion dans les étages d'amplification, qui suit Si on pose d(v)=#### Ao (7) On peut écrire la fonction de transfert de l'amplificateur en boucle ouverte sous la forme V=Ao(v-vo+d(v)) (2') La fonction de transfert de l'amplificateur~e ~zoucle fermée devient ainsi V #1/ss (vin-vo+d(v)) (6') La comparaison des nouvelles expressions des fonctions de transfert de l'amplificateur en boucle ouverte (2') et de l'amplificateur en boucle fermée (6') montre mieux les effets de la contre-réaction sur la non-linéarité : d(v) est une distorsion intrinsèque définie à l'entrée, comme la tension de décalage est définie en entrée.Comme la tension de décalage, la distorsion intrinsèque est amplifiée avec le gain imposé par la contre-réaction. On peut considérer que l'amplificateur Ao ( figure 2 ) amplifie linéairement une tension qui est affectée d'une distorsion propre à la fonction de comparaison entre vin et pv et que cette distorsion n'est pas compensée par la boucle de contreréaction : comme la tension de décalage, cette distorsion intrinsèque est assimilable à une erreur de mesure systématique. Dans un amplificateur contre-réactionné, la distorsion présente en sortie est donc la distorsion intrinsèque multipliée par le gain imposé par la contre-réaction. Selon l'invention, pour maîtriser la distorsion, on met en oeuvre une stratégie d'utilisation de la contre-réaction plus élaborée que la simple recherche d'un gain élevé en boucle ouverte. Lors de la conception d'un montage amplificateur, le gain de l'amplificateur en boucle fermé (1/13) est très souvent défini à l'avance ; ainsi, pour réduire la distorsion, le paramètre à surveiller en boucle ouverte n'est pas le gain Ao qu'on cherche habituellement à augmenter par tous les moyens, mais la distorsion intrinsèque qu'il faut chercher à minimiser. La distorsion intrinsèque est définie par d(v)= (7) Cette formule montre bien que l'augmentation du gain Ao en boucle ouverte ne conduit à un gain de linéarité en boucle fermée que si cette augmentation ne se traduit pas par une augmentation égale ou supérieure de la distorsion en boucle ouverte. Pour maîtriser la distorsi@, -- faut maîtriser D(v). Or D(v) est de la forme D(v)=a2v2+a3v3+a4v4+a5v5+....... (1) D(v)=v2(a2+a3v+a4v2+a5v3+.......) (1') Selon cette formule, D(v) croit en première approximation comme le carré de v ( la tension d'entrée en boucle ouverte ) ; il faut donc que cette tension soit la plus faible possible. En remplaçant V défini par (4) dans (3) on peut exprimer v en fonction de vin vin ssAo vo ss D(v) v= + 1 + ssAo 1 + ssAo 1 + ssAo (8) en tenant compte de Aoss > > 1 et de (7) on obtient vin v # + vo + d(v) (9) Mais cette analyse n'est pas complète : la charge de l'amplificateur influe aussi sur v.Si on note AV la chute de tension de sortie provoquée par la fourniture de courant à la charge, la tension de sortie est Vout=V - #V Vout= Ao(v - vo+ d(v)) - #V En posant SV= AV Ao on obtient Vout= Ao(v - vo + d(v) -#V ( 2''') L'action de la contre-réaction s'écrit :: v = vin -ss Vout (3') La fonction de transfert de l'amplificateur en boucle fermée devient Vout #1/ss(vin - vo+ d(v) - #V ) (6'') La tension d'entrée est alors vin v # + vo + d(v) - #V (9') L'analyse du cas particulier de deux amplificateurs en série ( figure 3 ) permet de décomposer la distorsion intrinsèque, de comprendre les faiblesses de l'art antérieur et de saisir la stratégie de lutte contre la distorsion objet de la présente invention. Soient deux amplificateurs en série A1 et A2 de gain respectivement A01 et A02 et ayant pour fonction de transfert fl et f2. En utilisant les deux fonctions de transfert exprimées selon (2'') , on a V1=f1(v1)= Ao1(v1 - vo1 + d1(v1)) V2 = f2(v2) = Ao2 (V2 - v02 + d2(v2)) (11) et en tenant compte de v = vl, de V2 = V et de Vl = v2, on obtient la fonction de transfert globale V = Ao1Ao2#v - vo1 - ### + d1(v) + ####### (12) Si nous analysons cette formule nous voyons que - le gain global est le produit des gains des deux amplificateurs Ao=Ao1Ao2 (13) - la tension de décalage est donnée par : : vo2 vo = vo1 + (14) C'est principalement celle du premier étage, puisque la tension de décalage du second étage est divisée par le gain du premier étage -la distorsion intrinsèque est égale à la distorsion intrinsèque du premier étage plus la distorsion intrinsèque du second étage divisée par le gain du premier étage d2(v2) d(v)=d1(v)+ Ao1 (15) L'application d'une contre-réaction globale conduit, en utilisant (6''), à V #1/ss#vin - vo1 - ### + d1(v) + ###### - #V# Ce qui conduit à une distorsion qui vaut d2(v2) D=1/ss #d1(v)+ # (17) avec une tension d'entrée v qui, selon (9'), vaut vin d2(v2) v # + vo + d1(v) + - #V ssAo Ao1 L'analyse de ces résultats permet de compre mment on peut compenser la distorsion par une action optimale de la contre-réaction : la distorsion est donnée par D=1 (dî(v)+d2(V2)) 13 A01 (17 > Pour réduire la distorsion, on peut agir sur chaque. terme de cette expression - le terme 1/13 est souvent défini à l'avance et peut difficilement être réduit, - le terme dl (v) dépend de la linéarité du premier étage et de l'amplitude de v ; il est donc préférable que le premier étage soit linéaire et que l'amplitude de v soit faible, - le terme d2 (v2) /Ao1 dépend de la linéarité du second étage, de l'amplitude de v2 et du gain du premier étage ; il est donc préférable que le second étage soit linéaire et que le premier étage ait un gain élevé. L'amplitude de v2 est liée à l'amplitude du signal de sortie et donc difficilement réductible. Si le gain du premier étage est important, c'est donc la linéarité du premier étage et l'amplitude de v qui sont critiques pour la distorsion. Or v vaut va vin +dl(V)+d2(V2) aV ssAo A01 (18) Pour réduire la distorsion, on peut agir sur chaque terme de l'expression de v:: - le terme vin/13Aodépend du signal d'entrée et du gain de boucle ; le signal d'entrée est donné ; il est donc préférable que le gain de boucle soit élevé, et c'est une règle bien connue, - le terme vO est lié aux tensions de décalage et est généralement considéré comme fixe, - nous avons déjà considéré les termes liés à la distorsion, - le terme #V (#V/Ao) dépend du courant fourni à la charge qu'on ne maîtrise pas, de l'impédance de sortie en boucle ouverte qu'il est préférable de réduire et du gain en boucle ouverte qui doit être élevé. On peut résumer cette analyse en disant que dans une chaîne d'amplification contre-réactionnée, le premier étage ( c'est-à-dire le premier circuit actif rencontré par le signal, celui qui fait office de comparateur de la boucle de contre-réaction ) est critique pour la linéarité, surtout si son gain est important, puisque sa distorsion intrinsèque n'est pas réduite par l'action de la contre-réaction. La distorsion des autres étages conduit à accroître un terme du signal d'entrée du premier étage et donc sa distorsion intrinsèque, mais leur distorsion est masquée par le gain du premier étage, alors que le gain de ces étages permet de réduire un autre terme du signal d'entrée. Ceci nous permet de définir les règles de conception pour minimiser la distorsion dans un circuit contreréactionné comportant plusieurs étages qu'on peut diviser entre le premier étage Ai et le ou les autre(s) étage(s) (regroupés en un second étage) A2 Il faut d'abord que le premier étage Ai soit - de gain élevé pour masquer les distorsions des étages suivants, - très linéaire puisque sa distorsion intrinsèque n'est pas réduite par la contre-réaction et que les actions de la contre-réaction pour réduire les non-linéarités des étages suivants et la chute de tension due à la charge, accroissent son signal d'entrée. Il est préférable ensuite que le second étage A2 soit - de gain élevé pour contribuer à réduire le premier terme de l'expression de v (18) - linéaire pour limiter sa contribution au nonlinéarités du montage, malgré le masquage de sa distorsion par le gain du premier étage Ai, et qu'ainsi la compensation de ses distorsions par par la contre-réaction ne provoque des distorsions dans le premier étage Ai. Il est préférable enfin que la résistance de sortie soit faible pour éviter que la réduction de Av par la contre-réaction ne provoque des distorsions dans le premier étage Al. On notera que, selon la théorie développée ci-dessus, une contre-réaction locale dans le premier ou le second étage ne conduit qu'à réduire le gain de l'étage considéré sans modifier ni sa tension de décalage, ni sa distorsion intrinsèque et que l'impact d'une contre-réaction locale sur la distorsion semble négatif - pour le premier étage, une contre-réaction locale réduit le gain de cet étage et donc le gain global, accroissant ainsi le premier terme de l'expression (18), et en outre, démasque les distorsion du second étage, - pour le second étage, une contre-réaction locale réduit le gain de cet étage et donc le gain global, accroissant ainsi le premier terme de l'expression (18). La théorie développée ci-dessus recommande donc pour réduire la distorsion, d'éviter les contre-réactions locales et de faire bénéficier tous les étages de tout le gain qu'on veut reboucler. Mais cette recommandation ne tient pas compte des restrictions imposées par les problèmes de stabilité de boucle qui limitent dans la pratique le gain de boucle global et donc le gain global en boucle ouverte. Une contre-réaction locale peut donc aider à réduire les distorsions si elle permet d'augmenter le gain contreréactionné en contournant les problèmes de stabilité de boucle. D'autre part, pour stabiliser la distorsion, il faut, dans les différentes formules, maîtriser les termes correspondant aux tensions continues ( les tensions de décalage ) ; il est couramment admis que ces termes ne font intervenir que des tensions continues sans relation avec la distorsion. En réalité, les tensions continues sont importantes parce qu'elles modifient les points de polarisation des éléments actifs. En particulier, la relation (18) montre que la tension de décalage globale d'entrée ( "offset" ) détermine principalement la tension continue d'entrée et donc modifie le point de polarisation de l'étage d'entrée qui est déterminant pour la distorsion selon le point de fonctionnement sur la courbe de la fonction de transfert du premier étage, la nature et l'amplitude de ses distorsions peuvent changer. Un point important pour la stabilité de la distorsion est donc la stabilité de la tension de décalage ; en effet il est couramment admis que les fonctions de transfert sont stables, alors qu'elles dépendent des caractéristiques des composants et que ceux-ci ( en particulier les transistors voient leurs caractéristiques ( principalement leurs tensions base-émetteur ) varier avec la température. Les variations de température sont liées aux conditions thermiques ambiantes et à la dissipation interne fonction du signal ( distorsion thermique ) . Parmi les causes de variation de la tension de décalage, il faut noter également les évolutions des tensions d'alimentation. Dans le cas des signaux audio, la non-stabilité de la distorsion en renforce la perception et donne donc des effets très désagréables pour les oreilles. Cela nous conduit à compléter les règles de conception d'amplificateurs audio : pour stabiliser la distorsion, les tensions de décalages produites par le montage ne doivent pas être réinjectées à l'entrée du premier étage par la boucle de contre-réaction. I1 est en outre préférable que le premier étage ( le comparateur de la boucle ) soit très stable et dépourvu de distorsion thermique. On notera que la stratégie traditionnelle de lutte contre la distorsion, à savoir un accroissement du gain en boucle ouverte, conduit à obtenir en entrée du comparateur de l'amplificateur ( en un point où la contre-réaction n'a pas d'effets sur la distorsion ) le signal utile ( vin divisé par le gain de boucle, c'est-à-dire très petit devant l'offset ; ainsi une modulation de la tension de décalage aura sur la distorsion les effets pernicieux décrits plus haut. On notera qu'une contre-réaction locale dans le second étage ne change pas l'offset global ( voir (14) ) ni les problèmes de modulations de distorsion, et qu'une contreréaction locale dans le premier étage dégrade l'offset global en démasquant celui du second étage et peut aggraver les problèmes de modulations de distorsion. Analysons la distorsion du schéma de la figure 1 : dans ce schéma très classique, le premier étage est constitué d'un circuit différentiel à deux transistors T1 et T2. Sa fonction de transfert est de la forme Elle n'est guère linéaire dès que v a une certaine amplitude. En général, les étages suivants sont peu linéaires puisqu'on attend une linéarité globale résultant de leur gain élevé et de l'action de la contre-réaction. Cette action peut donc se traduire, à l'entrée de l'amplificateur, par des signaux d'une amplitude suffisante pour dégrader à l'entrée la distorsion intrinsèque qui sera amplifiée avec le gain du montage. I1 faut minimiser v. Une augmentation de Ao2, comme la théorie classique pousse beaucoup de concepteurs à le faire avec les limites imposées par la stabilité de la boucle, ne permet que de diminuer le premier terme de l'expression (18) ; si cette augmentation conduit à dégrader la linéarité du second étage, il est possible que, malgré le masquage de la distorsion du second étage A2 par le gain du premier étage A1 ( voir (17) ), la distorsion globale soit augmentée. D'autre part, cette augmentation va accroître les risques de modulation de la distorsion par les variations d'offset. La distorsion de ce montage est, en effet, sensible aux variations de la tension de décalage d'entrée de tout le montage ( variations des alimentations et des températures de jonction des transistors ) et à la distorsion thermique du premier étage ( T1, T2 ), car le signal utile y est faible devant les dérives du continu ; en outre, habituellement on ne se soucie guère des variations de la tension de décalage du second étage puisqu'on compte sur la contre-réaction globale pour stabiliser son point de fonctionnement. Pour cela, on renforce même parfois la contre-réaction en continu par un condensateur en série avec Rc2 ou par un montage intégrateur en parallèle avec Rcl. Cette action ne peut qu'aggraver les problèmes ae modulation de distorsion. L'utilisation d'une contre-réaction locale par résistances d'émetteur Ri et R2 ( respectivement entre l'émetteur de T1 et la source de courant I12, et entre émetteur de T2 et la source de courant 112 ) ne résoud pas les problèmes de modulation de distorsion par les dérives de polarisation : le premier étage est plus linéaire mais son gain est plus faible. Sa distorsion thermique n'est pas modifiée puisque la dissipation reste la même. Sa distorsion intrinsèque n'est pas modifiée, donc ses propres nonlinéarités ont toujours le même effet et les non-linéarités des autres étages sont moins masquées. En revanche, cette disposition peut simplifier des problèmes de stabilité de la boucle de contre-réaction. Selon l'invention, en application de la théorie exposée ci-dessus, on cherche - à stabiliser la distorsion en évitant que les tensions continues et très basse fréquences ne soient réinjectées par la boucle de contre-réaction globale, tout en stabilisant le point de fonctionnement des circuits qui suivent le premier étage, - puis à augmenter la stabilité de la distorsion en stabilisant le fonctionnement du comparateur de la boucle ( premier étage ), - et, enfin, à réduire la distorsion. Pour cela on combine dans un montage globalement contre-réactionné, un premier étage ( le comparateur de la boucle, de préférence très linéaire et de gain élevé ) qui reste de préférence stable quand l'amplitude des signaux varie, et un second étage dont la stabilité ( et éventuellement la linéarité ) est( sont ) améliorée (s) par une contre-réaction. En outre pour éviter les problèmes liés à l'amplification des tensions continues et très basse fréquence issues du premier étage, on effectue un filtrage passe-haut, soit à l'aide d'un filtre passe-haut introduit entre le premier et le second étage, soit par contreréaction du deuxième étage. Le montage selon l'invention est prévu pour amplifier des signaux audio ne présentant pas de composante continue ou très basse fréquence. Dans le cas de la présence dans le signal à traiter d'une composante continue ou de signaux très basse fréquence, l'absence de contre-réaction sur ces signaux conduirait à un niveau élevé pour ces signaux au niveau du premier étage et pourrait ainsi induire, avec les non-linéarités de cet étage, une modulation de la distorsion ; il est donc préférable d'éliminer ces signaux en amont du montage par filtrage pour éviter que ce ne soient eux qui fixent le point de fonctionnement du premier étage. L'amplificateur objet de la présente invention est composé, dans le cas de la figure 4, de deux étages amplificateurs, rebouclés dans une contre-réaction globale/3 et dont le second étage voit son fonctionnement en continu stabilisé par une seconde contre-réactionqui lui est propre. La figure 5 montre un exemple d'un tel circuit réalisé sur la base du schéma de la figure 1, dans lequel on a ajouté un second étage d'entrée différentiel à deux transistors T7 et T8 de la même polarité que T1 et T2, couplés par les émetteurs à une source de courant 178, le collecteur de T7 étant couplé au collecteur de T2 et le collecteur de T8 étant couplé au collecteur de T1, la base de T7 est reliée à un potentiel fixe pouvant être la masse, la base de T8 est reliée à la sortie de A2 qui est la sortie du montage à travers un circuit intégrateur constitué d'un amplificateur A3 dont l'entrée inverseuse est reliée à la sortie de A2 à travers une résistance Rc3 et à sa propre sortie à travers une capacité Ccl, la base de T8 est ainsi reliée à la sortie de A3.Le circuit ajouté réalisant avec A2 un filtre actif qui à la fois élimine les signaux continus et très basse fréquence issus du premier étage et ceux qui pourraient être générés dans A2. Le point de fonctionnement de A2 est ainsi stabilisé. On notera que si cette réalisation raA V-l'art antérieur dans le cas évoqué ci-dessus où un montage intégrateur dans le réseau de contre-réaction stabilise le point de repos en sortie, la stabilisation est ici obtenue en agissant en un point aval par rapport au comparateur d'entrée que constituent T1 et T2, et donc sans en perturber le fonctionnement, alors que dans l'art antérieur, on perturbe le fonctionnement du premier étage en agissant sur son point de polarisation pour stabiliser le point de repos en sortie. La figure 6 montre un autre exemple d'un tel circuit réalisé sur la base du schéma de la figure 5, dans lequel on a amélioré la stabilité de la distorsion en limitant la dissipation de T1 et T2, en limitant la puissance qui y est dissipée grâce à un double montage cascode : un transistor Tg, de même polarité que T1, relie le collecteur de T1 au reste du circuit, son émetteur étant couplé au collecteur de Tlr sa base étant reliée à un potentiel Vpl tel que la tension émetteur-collecteur de T1 soit faible ( typiquement 0,8 V ) ; un transistor T6 de même polarité que T2, relie le collecteur de T2 au reste du circuit, son émetteur étant couplé au collecteur de T2, sa base étant reliée à un potentiel Vpl tel que la tension émetteur-collecteur de T2 soit faible ( typiquement 0,8 V ) On pourrait remplacer Vpl par des tensions respectivement asservies à des tensions faiblement supérieures ( typiquement de 0,8 V ) aux potentiels d'émetteur de respectivement T1 et T2. La réduction des tensions base-émetteur des transistors du comparateur du premier étage à une faible valeur est un moyen simple de réduire leur dissipation et ainsi de rendre leur température et donc leurs caractéristiques électriques indépendantes de l'amplitude des signaux traités. La figure 7 montre un autre exemple d'un tel circuit réalisé sur la base du schéma de la figure 6, dans lequel on a accru le gain du premier étage par utilisation d'une charge active ( donc de forte impédance ) et contreréactionné le second étage. Ceci permet d'augmenter le taux de contre-réaction réduisant les non-îinéarité%' VUVUV0cond étage et la chute de tension due à la charge et ainsi de réduire leur contribution à la tension d'entrée du premier étage, sans augmenter le gain en boucle ouverte et donc sans provoquer de problèmes de stabilité de la boucle globale. Pour cela, les résistances Rsl et Rs2 sont remplacées par deux transistors Tii et T12 de polarité opposée à T1 et T2, les émetteurs de Tii et T12 étant reliés au potentiel d'alimentation VA, les bases de Tll et T12 étant couplées entre elles et au collecteur de T12, le collecteur de Tii étant couplé aux collecteurs de T5 et T8 et à l'entrée inverseuse de A2, le collecteur de T12 étant couplé aux collecteurs de T6 et T7, une résistance de contre-réaction Rc4 étant branchée entre l'entrée inverseuse de A2 et la sortie de A2, l'entrée non-inverseuse de A2 ( si elle existe ) étant reliée à un potentiel fixe V2. Il est possible d'améliorer la linéarité des circuits décrits ci-dessus en utilisant comme comparateur de la boucle globale ( le premier étage ) un circuit plus linéaire. Ceci peut être obtenu par le surcroît de gain fourni par quelques éléments actifs et par une contreréaction locale, ou bien par un circuit dans lequel les nonlinéarités intrinsèques aux éléments actifs se compensent, la stabilité de ces circuits étant obtenue en réduisant et/ou stabilisant les dissipations intervenant dans les composants critiques pour la fonction de transfert. La figure 8 montre un exemple d'un tel circuit dans lequel la linéarité a été obtenue par mise en oeuvre de plusieurs transistors et par deux contre-réactions locales en courant qui stabilisent les courants émetteur et donc les tensions VBE des deux transistors d'entrée. La distorsion thermique y est réduite car les deux transistors d'entrée ont également leurs tensions de collecteur stabilisées à une faible valeur par la tension de référence V1. La figure 8 propose selon l'invention un montage permettant en outre d'éliminer les problèmes de distorsion thermique mentionnés ci-dessus. Un transistor T3 a sa base connectée au collecteur de T1, et son collecteur à l'émetteur de T1. Un transistor T4 a sa base connectée au collecteur de T2, et son collecteur à l'émetteur de T2. La charge du collecteur des transistors T1 et T2 est constituée par des sources de courant, respectivement I3 et 14. Deux transistors T5 et T6 de même type que les transistors T1 et T2 ont leur base portée à un potentiel de référence V1 et leurs émetteurs connectés à ceux respectivement des transistors T3 et T4.Le collecteur des transistors T5 et T6 constitue les sorties S1 et S2 de l'étage différentiel ( résistances RSl et RS2 ). On remarquera également qu'à titre de variante les émetteurs des transistors T1 et T2 peuvent être couplés par une résistance R12, et connectés chacun à une source de courant, respectivement I1 et I2 ( non représentées ). Dans ce montage, le courant de contre-réaction est fixé par la différence entre le potentiel du collecteur des transistors T1 et T2 et la tension de référence V1. En effet, les transistors T3 et T5 d'une part et T4 et T6 d'autre part de type opposé étant couplés par leur émetteurs, le courant traversant leur trajet collecteurémetteur est fonction de la différence entre les tensions appliquées à leurs bases. D'autre part, le potentiel de collecteur du transistor T2 (ou T1 ) varie peu étant donné qu'il est verrouillé à V3 - VBE(T6 > - VBE(T4), VBE désignant la tension base-émetteur d'un transistor.La tension des collecteurs de T1 et T2 varie comme 2 fois la variation des tensions base-émetteur des transistors T3 et T5 d'une part et T4 et T6 d'autre part. En d'autres termes, le potentiel du collecteur des transistors T1 et T2 est pratiquement égal, à une constante donnée près, à la tension de référence. Comme en outre, le courant qui traverse le trajet collecteur-émetteur des transistors T1 et T2 est fixé par les sources de courant I3 et I4, la puissance dissipée dans les transistors T1 et T2 , qui est proportionnelle au produit VCE * IC est pratiquement constante ( IC désignant le courant de collecteur et VCE, la tension collecteurémetteur d'un transistor ). Comme le potentiel du collecteur des transistors T1 et T2 varie peu, les sources de courant I3 et I4 peuvent être remplacées par des résistances de valeur élevee ( par exemple 1 MOhm ). Toute variation du potentiel d'entrée du transistor T1 ( ou T2 ) tend à modifier la tension base-émetteur VBE de ce transistor. Cette modification du VBE induit une modification de son courant collecteur. Cette modification de courant se retrouve dans le courant de base du transistor T3 ( ou T4 ) puisque la charge du transistor T1 ( ou T2 présente un courant constant I3 ( ou 14 ). La variation du courant de base du transistor T3 ( ou T4 ) entraîne une variation de son courant collecteur qui par l'effet de la résistance d'émetteur du transistor T1 ( ou T2 ), conduit à reproduire les variations du potentiel d'entrée. C'est ainsi que la tension émetteur du transistor T1 ( ou T2 ) est asservie à sa tension de base avec un décalage constant au premier ordre, puisque c'est le VBE correspondant au courant imposé par la source de courant I3 ( ou 14 La distorsion thermique résulte des variations à court terme des températures de jonctions des transistors en fonction des signaux. Dans l'art antérieur, les dissipations modulées par l'amplitude des signaux font varier les caractéristiques des transistors, principalement la tension VBE et le gain en courant. Ainsi, dans le circuit différentiel classique, les variations thermiques de la tension base-émetteur VBE ont directement le même effet qu'une variation du signal d'entrée. Dans le circuit de la figure 8, la dissipation du transistor T1 ( ou T2 ) est stabilisée. Elle n'entraîne donc pas de modulation de la tension VBE. Le transistor T3 ( ou T4 ) travaille avec une tension émetteur-collecteur VCE faible, alors que le transistor T5 ( ou T6 ) voit des variations de courant et de tension émetteur-collecteur. Les tensions VBE des transistor T3-( ou T4 ) et T5 ( ou T6 ) qui travaillent en courant dans la boucle, ont peu d'effet sur le montage, en raison de la faible variation de la tension émetteur-collecteur du transistor T1 ( ou T2 ).Les variations des gains en courant ( essentiellement pour le transistor T5 ( ou T6 ) utilisé en base commune ) ont peu d'effet sur le montage grâce à la boucle de con@@@ @@@ction en courant. La valeur de la tension de référence V1 est choisie de manière que la tension collecteur-base VCB des transistors T1 et T2 soit relativement peu élevée, à savoir inférieure à quelques Volts, de préférence inférieure à 1 Volt et typiquement de l'ordre de 200 à 300 millivolts. EXEMPLE VA = 15 Volts ; V1 = 2 Volts I12 = 10 mA ; I3 = 14 = 2,5 mA RSl = RS2 = 4 KOhm R1 = R2 = 100 Ohm La figure 9 montre un autre exemple dans lequel la linéarité a été obtenue par compensation des tensions VBE dans les deux branches du circuit différentiel. Deux transistors Tg et T1o de même type que les transistors T1 et T2 ont leur base et leur collecteur en connexion croisée. Le collecteur de Tg et la base de T10 sont connectés à l'émetteur de T1.Les résistances R1 et R2 sont connectées en série sur les émetteurs de Tg et T10. La distorsion thermique est réduite grâce à la configuration cas code des transistors T5 et T6 qui impose une tension collecteur faible sur les transistors d'entrée et donc, limite la puissance dissipée dans ces transistors. La figure 10 montre un mode de réalisation préféré de l'amplificateur selon la figure 4, qui est obtenu en utilisant dans le schéma de la figure 7, le circuit d'entrée décrit dans la figure 8. Un transistor T3 a sa base connectée au collecteur de T1, et son collecteur à l'émetteur de T1. Un transistor T4 a sa base connectée au collecteur de T2, et son collecteur à l'émetteur de T2. La charge du collecteur des transistors T1 et T2 est constituée par des sources de courant, respectivement I3 et 14. Deux transistors T5 et T6 de même type que les transistors T1 et T2 ont leur base portée à un potentiel de référence V1 et leurs émetteurs connectés à ceux respectivement des transistors T3 et T4. Le collecteur du transistor T5 est couplé aux collecteurs de T11 et T8 et à l'entrée inverseuse de A2, le collecteur du transistor T6 est couplé aux collecteurs de T12 et T7 et à la base de T12. REVENDICATIONS 1. Amplificateur à transistors pour signaux audio comportant un premier et un deuxième étage présentant une boucle de contre-réaction globale entre la sortie du deuxième étage qui constitue la sortie de l'amplificateur et l'entrée du premier étage, le deuxième étage présentant une boucle de contre-réaction locale entre sa sortie et son entrée, la boucle de contre-réaction globale et la boucle de contre-réaction locale présentant, respectivement, un premier et un deuxième éléments comparateurs, caractérisé en ce que l'amplificateur comporte un moyen permettant d'empêcher que la tension de décalage présente en sortie du premier étage ne se retrouve à la sortie de l'amplificateur et en ce que la boucle de contreréaction locale est telle que le deuxième étage est contre-réactionné au moins en continu de telle sorte que les signaux perturbateurs basse fréquence générés dans le second étage soient réduits par la contreréaction du second étage ce qui stabilise son point de fonctionnement. 2. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier étage comporte un étage différentiel (T1, T2 > d'entrée et en ce que le deuxième étage (A2), également du type différentiel, la boucle de contre-réaction globale présentant un pont diviseur résistif (RCl, RC2) entre la sortie du deuxième étage et une entrée du premier étage et en ce que la boucle de contre-réaction locale comporte un circuit intégrateur (A3, Ccl) et un étage différentiel de contre-réaction (T7, T8 > , l'entrée du circuit intégrateur étant connectée à la sortie du deuxième étage (A2) et sa sortie étant connectée à une première entrée de l'étage différentiel de contre-réaction (T7, T8) lequel présente une deuxième entrée à potentiel constant, les sorties de l'étage différentiel de contre-réaction (T7, T8 > étant couplées aux entrées respectives du deuxième étage (A2), de manière à réaliser un filtre actif qui élimine d'une part les signaux continus ou basse fréquence issus du premier étage et d'autre part, ceux générés dans le deuxième étage (A2) ce qui stabilise son point de fonctionnement. 3. Amplificateur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le premier et/ou le deuxième élément comparateur est tel qu'il présente au moins un transistor critique susceptible de produire des variations de sa fonction de transfert en fonction de l'amplitude des signaux et en ce que ledit transistor est agencé pour présenter une tension collecteur - émetteur VCE faible et/ou constante avec un courant sensiblement contant dans son trajet de courant principal de manière à produire une dissipation thermique stable et/ou faible dans ledit transistor critique. 4. Amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits transistors critiques à dissipation stable ou faible, et faisant partie d'un comparateur, sont isolés thermiquement des variations de température induites par d'autres composants, ou stabilisés thermiquement par une stabilisation qui leur est extérieure. 5. Amplificateur selon une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ledit premier étage (T1, T2) utilise une charge active de manière à lui conférer un gain élevé et en ce que ledit deuxième étage (A2) est contre-réactionné également pour les signaux dans la bande audio. 6. Amplificateur selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le premier et/ou le deuxième étage utilise un comparateur de grande linéarite présentant deux sous-étages ((T1, T3), (T2, T4)] en série pour former une contre-réaction locale. 7. Amplificateur selon une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le premier comparateur présente une combinaison d'éléments actifs [(T1, T10) (T2, Tg)] dont les non-linéarités intrinsèques se compensent. 8. Amplificateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le premier étage comprend deux modules dont chacun présente un premier transistor (T1) d'un premier type de conductivité dont la base constitue une borne d'entrée pour un signal d'entrée, les émetteurs du premier transistor (T1) de chaque module étant couplés pour former un étage différentiel, et un moyen pour maintenir un courant sensiblement constant dans le trajet collecteur-émetteur du premier transistor (T1), ledit moyen comportant un circuit de contre-réaction (T3, T5 > présentant un trajet de courant principal entre une borne active constituant une sortie du premier étage et l'émetteur du premier transistor (T1), en ce que ledit moyen est constitué par une première source de courant (I3) connectée au collecteur du premier transistor (T1) et en ce que le circuit de contre-réaction est agencé de manière telle que la valeur dudit courant principal est fonction de la différence entre la tension (V3) d'une source de tension de référence et le potentiel (VCT2) du collecteur du premier transistor (T1), le gain du circuit de contre-réaction étant choisi de manière telle que le potentiel du collecteur du premier transistor (T1) soit sensiblement constant. 9. Amplificateur selon la revendication 8, caractérisé en ce que le trajet de courant principal du circuit de contre-réaction comporte un deuxième transistor (T3) d'un deuxième type de conductivité opposé au premier type de conductivité, dont le collecteur est connecté à l'émetteur du premier transistor (T1) r dont la base est connectée au collecteur du premier transistor (T1), et dont l'émetteur est connecté à l'émetteur d'un troisième transistor (T5) d'un premier type de conductivité, dont la base est connectée à ladite source de tension de référence (V2), et dont le collecteur constitue ladite sortie du premier étage.