FR 2702110 A1 19940902 FR 9302198 A 19930222 Procédé de contrôle automatique de fréquence pour la réception de signaux multiporteuses, et récepteur correspondant. Le domaine de l'invention est celui de la réception de signaux numériques. Plus précisément, l'invention concerne la réception de signaux transmis simultanément sur une pluralité de fréquences porteuses. En d'autres termes, l'invention s'applique aux récepteurs de signaux transmis selon la technique du multiplexage par répartition en fréquence (en anglo-saxon : Frequency Division Multiplex (FDM)). A titre d'exemple, le système de transmission de l'invention peut être du type du système de diffusion numérique décrit notamment dans le brevet francais FR-86 09622 déposé le 2 juillet 1986 et dans le document "Principes de modulation et de codage canal en radiodiffusion numérique vers les mobiles" (M. Alard et R. Lassalle ; Revue de l'U.E.R, n" 224, août 1987, pp. 168-190), et connu sous Ie nom de système COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex (multiplexage de fréquences orthogonales codées)). Ce système COFDM, qui sera décrit plus en détail par la suite, repose notamment sur la combinaison de deux principes essentiels. Le premier principe est la répartition de l'information à transmettre sur un grand nombre de porteuses modulées chacune à un faible débit, afin de réduire l'effet de sélectivité du canal de transmission. Le second principe du système COFDM consiste à corréler par un procédé de codage des éléments d'information consécutifs et à les transmettre en des points distants du domaine temps-fréquence (technique de l'entrelacement en temps et en fréquence). L'éloignement de ces points est choisi de façon à assurer l'indépendance statistique des perturbations qu'ils risquent de subir lors de la transmission. Le codage employé est de type convolutif. Il est avantageusement associé à un décodage mettant en oeuvre un aIgorithme de Viterbi en décision douce. Le système COFDM a notamment été développé dans le cadre du projet européen Eurêka 147 "DAB" (Digital Audio Broadcasting (diffusion audionuméri que)). Il est également candidat à la normalisation pour la diffusion terrestre de la télévision numérique. L'invention s'applique plus généralement à tous les systèmes de transmission, dès lors qu'ils mettent en oeuvre plusieurs fréquences porteuses transmises simultanément. Le nombre de ces fréquences porteuses est indifférent. Plus précisément, I'invention concerne le contrôle automatique de fréquence (CAF) dans les récepteurs de ces systèmes multiporteuses. Cette opération, connue en soi, consiste à ajuster dans un récepteur la fréquence d'oscillation d'un oscillateur local, de façon que celle-ci soit le plus proche possible de la fréquence de modulation d'un signal transmis. La nature bidimensionnelle (temporelle et fréquentielle) des signaux émis dans ces systèmes impose en effet, dans les récepteurs, la mise en oeuvre d'un échantillonnage selon les deux axes temporel et fréquentiel. La détermination des instants d'échantillonnage dans le temps est, classiquement, le résultat de la synchronisation temporelle du récepteur. L'échantillonnage en fréquence découle de l'application d'un banc de filtres (ou d'une technique équivalente) sur les échantillons temporels. Ce banc de filtres associe à chaque échantillon (ou symbole) reçu la séquence d'éléments de données reçus correspondant à cet échantillon. Dans le cas de la technique COFDM déjà citée, cet échantillonnage en fréquence consiste en l'application d'une transformée de Fourier discrète (dont le calcul est aisé à l'aide de l'algorithme dit "Fast Fourier Transform", ou transformation de Fourier rapide (FFT)), qui est équivalente à un banc de filtres orthogonaux. La position de ce banc de filtres dans le domaine des fréquences est déterminée dans chaque récepteur par la fréquence d'un oscillation de l'oscillateur local. La précision de l'échantillonnage en fréquence dépend donc directement de l'écart de fréquence entre cette fréquence d'oscillation et la fréquence de modulation nominale du signal émis. Un décalage en fréquence du banc de filtres peut avoir plusieurs effets néfastes sur la démodulation d'une fréquence porteuse particulière d'un signal émis à l'aide d'une pluralité de fréquences porteuses. Tout d'abord, l'écart entre la fréquence du signal émis et la fréquence de l'oscillateur local introduit une erreur de phase par rapport à la phase nominale fixée par la modulation. Par ailleurs, le résultat du filtrage est atténué, la position de la porteuse considérée ne correspondant pas au maximum du profil de filtrage associé, comme cela est le cas lorsque l'accord de I'oscillateur local est parfait. Enfin, lorsque le système de transmission met en oeuvre des fréquences porteuses orthogonales (cas par exemple d'un signal COFDM), un écart de fréquence peut introduire un bruit dû à la perte d'orthogonalité entre les fréquences porteuses, dit bruit d'interférence interporteuse. Ces différents inconvénients seront décrits plus en détail par la suite, en relation avec la figure 3. Pour éviter, ou tout au moins limiter le plus possible ces inconvénients, il est donc nécessaire que la fréquence de l'oscillateur local soit réglée de façon très précise. Ainsi, dans le cas d'un système COFDM, la précision de cet oscillateur doit être très supérieure à 10-5 (précision en général acceptable pour les systèmes monoporteuses). En effet, si l'on considère le cas d'un signal COFDM pour lequel l'écart entre deux fréquences porteuses est de 10kHz et la fréquence de modulation de lGIXz (ordres de grandeur classiques), une précision de l0-5 de l'oscillateur local (c'est-à-dire une précision de 10kHz) peut provoquer un décalage d'une porteuse lors de la réception, rendant bien sûr impossible toute interprétation du signal reçu. Une première solution à ces problèmes est bien sûr d'utiliser des oscillateurs locaux de très haute précision. Toutefois, de tels oscillateurs locaux sont d'un coût très élevé, incompatible avec les applications grand public auxquelles sont destinés les récepteurs de ces systèmes de diffusion. Il est donc nécessaire de faire appel à des moyens de contrôle automatique de fréquence, pour ajuster la fréquence de l'oscillateur local en fonction d'une analyse du signal reçu. On connaît déjà, notamment par le document "A new system of sound broadcasting to mobile receivers" ("Un nouveau système de diffusion de sons vers des récepteurs mobiles") (R. Halbert, M. Alard, B. Le Floch, D. Pommier Conference Eurocom 88), une première méthode d'application du CAF. Cette méthode connue consiste en une élévation à la puissance n (n étant le nombre d'états de phase possible de la modulation utilisée) du signal démodulé, suivi d'une intégration. Toutefois, cette méthode semble être insuffisamment précise, en particulier dans le cas des systèmes à porteuses orthogonales. Pour augmenter la précision du CAF, on a alors pensé à insérer dans le signal transmis des motifs de synchronisation fréquentielle connus des récepteurs et récurrents dans le temps. Ce procédé de diffusion est notamment décrit dans le brevet FR 90 01492, déposé le 6 février 1990. Selon ce procédé, les récepteurs extraient du signal reçu des motifs de synchronisation fréquentielle (consistant par exemple en un symbole de données portant un nombre réduit de fréquences porteuses, dont la position et la phase sont connues des récepteurs) et les comparent avec les caractéristiques prédéfinies qu'ils doivent présenter, si l'accord de I'oscillateur local est parfait. Le résultat de cette comparaison permet d'ajuster la fréquence de i'oscillateur local. Plus précisément, selon ce brevet, l'ajustement de l'accord de I'oscillateur local doit reposer sur une analyse des modules des éléments de données de synchronisation fréquentielle délivrés par le banc de filtres (ou la transformation de Fourier). En effet, la méthode de CAF doit être très résistante d'une part au bruit de transmission, et d'autre part aux distorsions du canal. L'homme du métier a toujours été persuadé que, pour mieux résister à ces dernières, il était nécessaire de fonder le traitement d'ajustement de l'oscillateur local sur une analyse des modules (au sens mathématique du terme, selon la technique de décomposition d'une valeur complexe en son module et sa phase) des éléments de données démodulés, du fait que le module de la réponse en fréquence du canal varie beaucoup moins rapidement en fonction de la fréquence que sa phase. Toutefois, L'analyse de ces modules implique un prétraitement spécifique, et donc coûteux en capacité et temps de calcul. II est en effet nécessaire d'effectuer une multiplication complexe par échantillon. Plus précisément, chaque échantillon est multiplié par un coefficient complexe prédéfini (un jeu de coefficients étant stocké dans une mémoire morte) avant l'application de la FFT. L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients des méthodes de contrôle automatique de fréquence connues. Ainsi, un objectif essentiel de l'invention est de fournir un tel procédé, permettant de combattre d'une part le problème de rotation de phase due aux décalages de fréquences, et d'autre part le problème spécifique aux signaux OFDM de perte d'orthogonalité entre les fréquences porteuses. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir un procédé de CAF pour systèmes de diffusion multiporteuses faisant appel à des motifs de synchronisation fréquentielle qui soit simpIe et peu coûteux (en temps de calcul et en coût de revient) à mettre en oeuvre. En particulier, l'invention a pour objectif de fournir un tel procédé qui soit compatible avec des applications grand public, telIes que la réalisation de récepteurs de sons et/ou d'images, notamment pour les mobiles. Ainsi, un objectif de l'invention est de fournir un tel procédé permettant de recourir, dans les récepteurs, à l'utilisation d'oscillateurs locaux de précision classique. L'invention a également pour objectif de fournir un tel procédé, qui ne nécessite ni le calcul des modules des éléments de données de synchronisation fréquentielle, ni aucun autre prétraitement particulier des éléments de données délivrés par le banc de filtres. Un autre objectif de l'invention est de fournir un tel procédé qui ne nécessite aucune modification ni adaptation des émetteurs et de la structure des signaux émis, dès lors que ceux-ci comprennent des motifs de synchronisation fréquentielle. En d'autres termes, un objectifs de l'invention est de fournir un tel procédé qui soit compatible avec les autres procédés connus, et notamment les procédés basés sur une analyse des modules. Ainsi, I'utilisation du procédé de I'invention ne doit pas être obligatoire, mais être au contraire une caractéristique optionnelle des récepteurs. Un autre objectif particulier de l'invention est encore de fournir un tel procédé, qui soit utilisable dans les systèmes de diffusion mettant en oeuvre Ia technique COFDM. Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints selon l'invention grâce à un procédé de contrôle de la fréquence d'oscillation d'un oscillateur local d'un récepteur de signaux numériques, procédé du type destiné à ajuster ladite fréquence d'oscillation sur la fréquence de modulation nominale d'un signal reçu, lesdits signaux numériques étant transmis à l'aide d'une pluralité de N fréquences porteuses, sous la forme d'une succession de symboles de données, chacun desdits symboles de données comprenant un ensemble de N éléments de données modulant chacun une desdites fréquences porteuses, au moins un symbole de synchronisation fréquentielle étant régulièrement inséré parmi lesdits symboles de données, ledit symbole de synchronisation fréquentielle étant constitué d'au moins un élément de données de synchronisation fréquentielle modulant une fréquence porteuse de synchronisation fréquentielle sélectionnée parmi lesdites N fréquences porteuses, ledit élément de données de synchronisation fréquentielle présentant des caractéristiques connues dudit récepteur, le signal reçu étant en outre affecté par une distorsion induite par le canal de transmission, procédé selon lequel, pour au moins un desdits symboles de synchronisation fréquentielle - on démultiplexe ledit symbole de synchronisation fréquentielle reçu, de façon à obtenir N éléments de données reçus;; - on détermine, pour au moins une desdits éléments de données de synchronisation fréquentielle dudit symbole de synchronisation fréquentielle, une estimation de l'écart de fréquence entre ladite fréquence d'oscillation et ladite fréquence nominale, au moyen d'un calcul prenant en compte la valeur de l'élément de données de synchronisation et la valeur d'au moins un des éléments de données reçus adjacents, sous la forme d'un rapport arithmétique permettant d'éliminer au moins partiellement ladite distorsion; - on ajuste ladite fréquence d'oscillation en fonction de ladite estimation de l'écart de fréquence. Ainsi, selon le procédé de l'invention, il n'est plus nécessaire de calculer les modules des éléments de données reçus, ce qui permet de limiter fortement les calculs nécessaires pour le CAF. Cette approche nouvelle et inventive va clairement à l'encontre des a priori de l'homme du métier, qui a toujours considéré qu'il était nécessaire d'utiliser les modules. En effet, les éléments de données, considérés directement, sont beaucoup plus dépendants des distorsions induites par le canal de transmission que leurs modules, et il apparaît qu'aucune analyse efficace n'est possible sur un élément de données considéré indépendamment. L'invention s'affranchit de ce problème en s'appuyant sur une approche nouvelle, consistant à prendre en compte plusieurs éléments de données (et non leurs modules) et à calculer un rapport homogène de certains de ces éléments de données (plus précisément, pour un élément de données de synchronisation fréquentielle, on prend en compte l'élément de données reçu correspondant et au moins un des éléments de données portés par des fréquences porteuses voisines, ou adjacentes). On vérifie en effet, mathématiquement, que ce rapport n'est pas (ou peu) affecté par les distorsions du canal, bien que chaque élément de données le soit. Ce rapport correspond avantageusement à un rapport de deux sommes pondérées des éléments de données d'un symbole. Bien sûr, certains des coefficients pondérateurs (et dans la pratique, Ia plupart d'entre eux) peuvent être nuls. Ils sont choisis de façon que le résultat du rapport soit représentatif de l'écart de fréquence que l'on cherche à corriger. Avantageusement, au moins certains desdits symboles de synchronisation fréquentielle comprennent au moins deux éléments de données de synchronisation fréquentielle, et ledit rapport arithmétique prend en compte les valeurs d'au moins deux desdits éléments de données de synchronisation fréquentielle et d'au moins un des éléments de données adjacents à l'un desdits éléments de données de synchronisation fréquentielIe. En effet, si chaque porteuse de synchronisation fréquentielle n'est pas affectée par la distorsion du canal, elle reste sensible au bruit qui s'ajoute aux échantillons, notamment en présence d'évanouissement. Pour limiter ce problème, on calcule donc une estimation de l'écart de fréquence à l'aide de plusieurs éléments de synchronisation fréquentielle (par exemple 16), puis on détermine une estimation globale de l'écart de fréquence (encore appelée "moyenne" par la suite, bien qu'il ne s'agisse pas d'une moyenne réelle, au sens classique du terme) en donnant un poids moins important à celles correspondant à des porteuses ayant subi un évanouissement. Notons que, dans la pratique, cette "moyenne" (estimation gIobale) peut être obtenue directement, si les coefficients pondérateurs des deux sommes du rapport sont déterminés de façon adéquate. Par ailleurs, de façon préférentielle, on annule la partie imaginaire desdits rapports arithmétiques, ladite partie imaginaire étant induite par le bruit de transmission dudit signal. Cela permet de supprimer le terme imaginaire non significatif ajouté par le bruit à I'estimation calculée. Ainsi, cette estimation (et en particulier son numérateur, qui est le terme critique) est très robuste vis-à-vis du bruit. Comme cela apparaîtra plus clairement par la suite, les trois caractéristiques présentées ci-dessus indépendamment (pour des raisons de simplification de la présentation) peuvent bien sûr être regroupées dans un calcul unique. Avantageusement, le procédé de I'invention comprend une étape préalable de limitation dudit écart de fréquence à une valeur inférieure ou égale à fs/2, fs étant l'écart entre deux fréquences porteuses consécutives. En effet, le calcul de l'estimation décrit auparavant ne s'applique que dans ce contexte. Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, l'ajustement de ladite fréquence d'oscillation prend en compte le signe de ladite estimation dudit écart de fréquence. Dans un mode de réalisation particulier de I'invention, lesdits symboles de synchronisation fréquentielle comprennent un nombre M de fréquences porteuses modulées par des éléments de données de synchronisation fréquentielle inférieur au nombre N de fréquences porteuses. Par exemple, lesdits symboles de synchronisation fréquentielle comprennent L'ensemble d'éléments de données {Ck}osksN-ff où C k est un élément de données de synchronisation fréquentielle non nul si et seulement si k = 16.p + 8, p entier. D'autres types de motifs de synchronisation peuvent également être utilisés, tels que ceux décrits dans la demande de brevet FR 90 01492 déjà cité. De façon avantageuse, L'écart fréquentiel entre deux desdites M fréquences porteuses est choisi de façon qu'il soit supérieur à deux fois l'écart maximal entre ladite fréquence d'oscillation et ladite fréquence de modulation nominale. Ainsi, chaque éIément de synchronisation fréquentielle peut être considéré indépendamment (avant de calculer la moyenne des estimations). Selon un mode de réalisation avantageux et particulièrement simple, ledit rapport arithmétique s'écrit (Xr - )/X0, où XO est un éIément de données de synchronisation fréquentielle reçu correspondant à une fréquence porteuse de synchronisation fréquentielle X4 et X1 sont les éléments de données recrus correspondant respectivement aux fréquences porteuses précédant et suivant ladite fréquence porteuse de synchronisation fréquentielle. Ce rapport, particulièrement simple à calculer, donne en effet une estimation très fiable et suffisamment précise de L'écart de fréquence. Par ailleurs, il est bien à noter que, bien que le procédé décrit ci-dessus s'applique à tout les systèmes à multiplexage par répartition en fréquence, il est particulièrement avantageux pour les systèmes mettant en oeuvre des porteuses orthogonales, et notamment le système COFDM. En effet ceux-ci requièrent des CAF très précis, que l'invention permet d'obtenir avec des calculs limités, par rapport aux autres méthodes connues. Enfin, I'invention concerne également les récepteurs et les dispositifs de CAF mettant en oeuvre ce procédé. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante de plusieurs modes de réalisation de l'invention, donnés à titre d'exemples illustratifs et non limitatifs, et des dessins annexés dans lesquels - la figure 1 est un schéma synoptique global d'un système de diffusion de signaux COFDM de type connu; - la figure 2 illustre la structure du signal transmis dans le système de diffusion de la figure 1; - la figure 3 illustre la position du peigne de porteuses reçu par un récepteur, dans le cas d'un accord parfait, puis d'un accord imparfait; - la figure 4 représente la structure globale, connue en soi, d'un dispositif de contrôle automatique de fréquence; - la figure 5 est un organigramme simplifié présentant le principe général du procédé de l'invention;; - la figure 6 est un exemple de symbole de synchronisation fréquentielle pouvant être utilisé dans le procédé de la figure 5; - la figure 7 présente un mode de réalisation particulier des moyens d'analyse de la figure 4, mettant en oeuvre le procédé de la figure 5. Avant de présenter en détail un mode de réalisation préférentiels de l'invention, on rappelle tout d'abord ci-dessous les caractéristiques principales du système de diffusion COFDM, auquel s'applique avantageusement l'invention, puis on décrit le phénomène des évanouissements et la façon de les compenser, en exploitant la diversité en temps du canal de transmission. li est à noter, cependant, que l'invention ne se limite en aucun cas à ce système de diffusion particulier, présenté seulement à titre d'exemple, mais peut au contraire s'appliquer à tous les systèmes de diffusion mettant en oeuvre une pluralité de fréquences porteuses (techniques FDM ou OFDM). La figure 1 est donc un schéma synoptique d'une chaîne d'émission et de réception d'un système mettant en oeuvre la technique COFDM. Les caractéristiques de ce système de diffusion sont notamment décrites dans l'article "Principes de modulation et de codage canal en radiodiffusion numérique vers les mobiles" de3à cité. Le système de diffusion numérique COFDM est basé sur l'utilisation conjointe d'un dispositif de codage de canal et d'un procédé de modulation par multiplexage de fréquences orthogonales. Le codage canal met en oeuvre un code convolutif. Le procédé de modulation proprement dit de ce système connu permet de s'affranchir des problèmes liés à la sélectivité en fréquence du canal. I1 consiste à assurer la répartition d'éléments numériques constitutifs du signal de données dans l'espace fréquence-temps et à émettre simultanément des jeux d'éléments numériques sur une pluralité de voies de diffusion parallèles au moyen d'un multiplex de fréquences utilisant des porteuses orthogonales. En particulier, ce type de modulation permet d'éviter que deux éléments successifs du train de données soient émis à la même fréquence. Bien que I'invention ne concerne pas spécifiquement l'aspect du codage canaI 119 (ce sont en effet les caractéristiques de la modulation (OFDM) qui imposent l'usage d'un CAF très précis), on le décrit rapidement, de façon qu'un système complet de radiodiffusion comprenant des récepteurs conformes à l'invention soit présenté. Les données numériques source Il à transmettre sont donc soumises à un codage convolutif 12. Le principe général d'un tel code est d'associer à chaque valeur source une valeur codée dépendante de cette valeur source et d'au moins une des valeurs qui la précède. Du fait du lien ainsi créé entre les valeurs codées, il est alors possible, au décodage, de reconstruire la séquence des valeurs source même lorsqu'une valeur codée reçue est fausse, à l'aide d'un décodage à maximum de vraisemblance, tel qu'un décodage de Viterbi à décision douce (c'est-à-dire un décodage délivrant une estimation de la valeur reçue et une pondération représentative de la confiance que l'on peut accorder à cette estimation). Avantageusement, un code externe du type Reed-Solomon ou CSRS (Cyclotomatically Shortened Reed Solomon (code de Reed Solomon cyclotomatiquement raccourci)) peut être concaténé au code convolutif. Les données source peuvent bien sûr être de tout type, qu'il s'agisse de signaux sonores, de signaux d'images ou de signaux de données. Elles peuvent de plus correspondre à plusieurs sources d'origines distinctes, émises simultanément. Ainsi, par exemple, la demande de brevet FR 90 16383 déposée le 19.12.1990 au nom des mêmes déposants propose une organisation des données en trames et en canaux permettant d'assurer notamment la transmission simultanée de plusieurs canaux sonores (correspondant par exemple aux canaux stéréophoniques de plusieurs stations de radio), d'images fixes ou animées, d'informations de type télétexte, de signaux de radiomessagerie, etc... Comme on l'a déjà précisé, le système COFDM repose sur l'utilisation simultanée d'une pluralité de fréquences porteuses émises simultanément. Le nombre N de porteuses peut être quelconque. II est classiquement de l'ordre de quelques centaines (il pourrait également être de l'ordre de quelques unités). Chacune de ces porteuses est modulée à un faible débit (par rapport au débit nécessaire pour un système monoporteuse correspondant). Cela permet de réduire L'effet de sélectivité du canal. Le signal global émis est donc un signal large bande (occupant par exemple une bande de quelques Mégahertz). Cette bande large est un avantage, dans le cas de systèmes conçus pour tirer parti des trajets multiples, tel que le COFDM. En effet, du fait de l'étalement de la réponse du canal de transmission, il est très improbable qu'un évanouissement profond affecte simultanément l'ensemble du signal. A titre d'exemple, dans une bande de fréquence de 8 Mhz, on peut définir 512 fréquences porteuses séparées de 15625 Hz. Parmi celles-ci 448 sont utilisables, après élimination de la fréquence centrale du spectre et des porteuses latérales (1/8e du spectre) pour tenir compte des contraintes de filtrage. Dans un signal OFDM, et contrairement aux signaux des méthodes classiques de multiplexage en fréquence, les spectres des différentes porteuses se recouvrent mutuellement. Toutefois, le signal complet vérifie certaines conditions d'orthogonalité, permettant la séparation des informations associées aux différentes porteuses, par exemple en utilisant la technique de la transformation de Fourier (ainsi que cela est précisé plus loin). En d'autres termes, la notion d'orthogonalité des fréquences porteuses sous-entend que les spectres des porteuses peuvent se chevaucher, à la condition que, lorsque un des spectres présente sa puissance maximale, c'est-à-dire à la fréquence précise de la porteuse correspondant à ce spectre, tous les autres spectres ont une puissance nulle. Le décodage n'est donc pas perturbé si l'on considère cette fréquence précise. L'interférence intersymbole introduite notamment par les trajets multiples lors de la transmission peut affaiblir cette orthogonalité. Pour éviter ce problème, on insère un intervalle de garde (pendant lequel aucun décodage n'est effectué) entre chaque symbole émis. La durée de cet intervalle de garde est choisie supérieure à l'étalement de la réponse impulsionnelle du canal. Le module de codage convolutif 12 délivre des éléments de données codées Ck 13 appartenant à un alphabet de modulation. Le choix de l'alphabet spécifie le type de modulation utilisé. Par exemple, pour une modulation à 4 états de phase (MDP4), l'alphabet utilisé est {1 + i, 1 - i, -1 + i, - i}. De nombreux autres types de modulation peuvent être utilisés, tels que les modulations MDP8, I6QAM ou les modulations par codage en treillis selon la méthode d'Ungerboeck. Les éléments de données codés 13 sont ensuite soumis à une opération 14 de répartition dans l'espace fréquence-temps, qui consiste à associer à chacune des fréquences porteuses des éléments de données sélectionnés dans la suite des données codées 13 de façon à briser, par brassage, la corrélation des distorsions subies par les échantillons transmis. Par espace temps-fréquence, on entend un ensemble de points répartis selon deux axes perpendiculaires, l'axe du temps et l'axe des fréquences. Selon l'axe des fréquences, on distingue autant de points qu'il y a de fréquences porteuses. Selon l'axe du temps, un point correspond à la durée d'un symbole. Par exemple, cette répartition assure au minimum que deux données source successives ne soient pas transmises consécutivement et/ou sur une même fréquence porteuse. Plus généralement, l'éloignement dans l'espace temps-fréquence entre deux données codées successives est au minimum tel que l'indépendance statistique entre ces données soit assurée. Dans la pratique, cette répartition 14 dans l'espace temps-fréquence peut correspondre à un entrelacement en temps 14A consistant par exemple en une application sélective de retards de différentes durées, suivi d'un entrelacement en fréquences 148, consistant en une affectation sélective des éléments de données retardés aux différentes porteuses. Chaque fréquence porteuse est ensuite modulée par la séquence d'éléments de données Ck qui lui est destinée après l'entrelacement en temps et en fréquence 14. Cette opération de modulation peut être effectuée par l'application d'une transformation de Fourier rapide inverse (FFT1) 16 sur la suite 15 d'éléments de données entrelacés délivrée par le module 14. Le module de transformation inverse 16 délivre des symboles élémentaires de modulation 17 correspondant à la modulation simultanée des N fréquences porteuses et destinés chacun à être transmis pendant l'intervalle de temps Ts = ts + A, où ts est la durée du symbole "utile", sur laquelle portera la démodulation et où A représente la durée de l'intervalle de garde (par exemple: A = Tus/4) Ces symboles 17 sont ensuite émis, de façon classique, à l'aide d'un module d'émission 18 classique, qui effectue notamment la conversion numérique/analogique des symboles 17, puis une transposition du signal analogique correspondant dans le domaine des radiofréquences. Chaque symbole émis x(t) peut s'écrire: pour t E [O, TsJ oÙ fk = fO + k/ts et avec: N : nombre de porteuses du multiplex de porteuses orthogonales f0 : fréquence arbitraire Ck: élément de l'alphabet de modulation. Le signal émis dans un canal de transmission 19 (présentant généralement des trajets multiples) est reçu dans un module de réception 110, également classique. Si l'intervalle de garde est plus long que la réponse impulsionnelle du canal, et si celui-ci varie lentement par rapport à la durée Ts d'un symbole (invariance du canal pendant la durée d'un symbole), chaque symbole reçu (non affecté par l'interférence intersymbole) peut se mettre sous la forme où Hk représente la réponse du canal 19 à la fréquence fk. Dans le module de réception 110, le signal reçu est démodulé sur les voies en phase et en quadrature d'un oscillateur local de transposition à la fréquence 0 d- 1/(2T) et échantillonné par un convertisseur analogique/numérique au rythme de 1/T, avec T = tJN. Le signal 111 obtenu s'écrit (n = O à n-l) Ce signal 111 est soumis à une transformation (FFT) 112, symétrique de la transformation 16. Cette transformation 112 délivre les données 113 suivantes sur l/e71semble [(-1)k z(n131, = o a N-l Ces données 113 subissent ensuite le décodage 120, symétrique au codage canal 120. Elles sont tout d'abord démodulées (114). La démodulation peut être cohérente ou différentielle. Dans le cas d'une démodulation différentielle 114, et si l'on pose: Xi,k = Hjk.Ci.k où l'indice j représente la dimension temporelle, la démodulation consiste à utiliser au rang j un estimateur simplifié du canal déduit du rang j-1: Hi,k = Xl4,k / Cjl,k On obtient donc les éléments de données estimées Ci,k = Xi.k / Hj,k. Ces éléments de données 115 sont ensuite soumis à un module de désentrelacement 116, effectuant les opérations inverses du module 14, de façon à reconstituer l'ordre d'origine des symboles, qui sont ensuite dirigés dans un module de décodage 117, effectuant un décodage à maximum de vraisemblance a posteriori, tel qu'un décodage de Viterbi à décision douce. En effet, dans la pratique, il apparaît toujours du bruit lors de la transmission des signaux. Le signal reçu doit donc alors s'écrire Xj,k = Hi,k Cj,k + Nisk où Njk est un bruit gaussien complexe dont chaque composante possède une 2 variance #jk. j,k Le décodage selon le critère de maximum de vraisemblance a posteriori consiste alors à minimiser l'expression: Le module de décodage fournit ainsi, après un éventuel décodage du code concaténé, si un tel code a été mis en oeuvre à l'émission, le signal 118 correspondant au signal source 11. Dans le système COFDM, les symboles transmis sont avantageusement organisés en trames de symboles. La figure 2 présente, à titre d'exemple, une telle structure. Plus précisément, la figure 2 illustre une trame constituée de M symboles successifs. Chaque trame débute avantageusement par quatre symboles particuliers S1, S2, S3 et S4 dont le rôle est précisé par la suite. Elle comprend ensuite un certain nombre de symboles utiles S5 à SM, comprenant chacun N porteuses orthogonales modulées 21. Le symbole SI est un symbole nul, permettant d'une part d'effectuer une synchronisation analogique, et d'autre part d'effectuer l'analyse spectrale du canal de diffusion. Le symbole S2 est un second symbole de synchronisation constitué par un multiplex non modulé de toutes les fréquences porteuses, à enveloppe sensiblement constante. II permet de recaler plus précisément la synchronisation par analyse de la réponse impulsionnelle du canal. Le rôle et le mode de réalisation de ces symboles SI et S2 sont décrits dans le brevet FR SS 15216, déposé le 18.11.88, au nom des mêmes déposants. Bien sûr, ces symboles de synchronisation ne sont pas obligatoires vis-à-vis de l'invention. Le symbole S3 est quant à lui un symbole de vobulation, donnant une référence de phase pour la démodulation de chaque porteuse des symboles suivants, lorsque celles-ci sont modulées différentiellement. Enfin, le symbole S4 est un symbole de synchronisation fréquentielle, utilisé dans le procédé de l'invention pour ajuster la fréquence de l'oscillateur local du récepteur. A nouveau, ces symboles S3 et S4 sont optionnels, et non obligatoires pour la mise en oeuvre de l'invention. Par synchronisation fréquentielle, on entend la transposition depuis le domaine temporel dans le domaine dual des fréquences de l'opération connue de synchronisation temporelle (par insertion de mots de synchronisation) dans les systèmes monofréquences. Ainsi qu'on l'a déjà indiqué, un tel symbole de synchronisation fréquentielle comporte au moins un élément de données présentant des caractéristiques connues du récepteur. Trois exemples de symboles de synchronisation fréquentielle sont donnés dans le brevet FR 90 01492 déjà cité - un symbole dans lequel seules quelques fréquences porteuses sont conservées, les autres étant mises à zéro, ces fréquences conservées constituant le motif de synchronisation fréquentielle (ce type de symbole est illustré par la figure 6, discutée par la suite) - un symbole dont le motif de synchronisation fréquentielle est constitué par la suppression d'au moins une fréquence porteuse; - un symbole dont le motif de synchronisation fréquentielle est constitué par un mot de service connu du récepteur, modulant au moins une des fréquences porteuses du symbole. Plus généralement, un symbole de synchronisation fréquentiel doit être tel qu'au moins une des porteuses qui le constitue soit identifiable par le récepteur. I1 faut donc que l'élément de données modulant cette porteuse soit connu du récepteur, et différent des éléments de données qui modulent les porteuses adjacentes (de façon à ne pas confondre la porteuse de référence avec ses voisines). La figure 3 présente la position du peigne de porteuses reçu dans un récepteur, par rapport à la réponse en fréquence 31 du banc de filtres réalisé par la transformée de Fourier, dans le cas d'un accord parfait 32 de l'oscillateur local, puis d'un accord imparfait 33. La réponse en fréquence 31 du banc de filtres est constituée de la superposition de la réponse en fréquence 34A, 34B, 34c de chaque filtre. Chacune de ces réponses 34c comprend un lobe principal 35, qui est la partie utile du filtre, et une série de lobes secondaires 36A, 36B, 36c qui créent une interférence interporteuse (les lobes secondaires d'un filtre influant sur les lobes principaux des filtres voisins). Toutefois, le signal est conçu de façon que l'interférence interporteuse s'annule aux fréquences F1, F2, F3,... correspondant au maximum du lobe principal de chaque filtre (principe de l'orthogonalité des fréquences porteuses). Ainsi, lorsque l'accord est parfait (32), chacune des porteuses 37 est filtrée par un seul filtre 34c En revanche, lorsque cet accord est imparfait (33), il apparaît un écart de fréquence Sf entre chaque porteuse 38 et le maximum 39 du filtre correspondant. Le filtrage restitue en conséquence un bruit d'interférence interporteuse, dû aux lobes secondaires 31OAX 31OB 31OC*BE Par ailleurs, le résultat du filtrage est atténué, la porteuse 38 ne coïncidant plus avec le maximum 39 du lobe principal. De plus, cet écart de fréquence ajoute à la phase nominale fixée par la modulation un terme d'erreur A 27r = 2 Sf Ts, l'observation se faisant sur la durée Ts d'un symbole. La figure 4 présente la structure générale (connue en soi) d'un dispositif de contrôle automatique de fréquence. Le signal 41 reçu par le récepteur est tout d'abord démodulé, classiquement, par multiplication 42 par une fréquence d'oscillation fr délivrée par un oscillateur contrôlé en tension (OCT) 43. L'objectif recherché est bien sûr que la fréquence fur soit le plus proche possible de la fréquence de modulation nominale fi du signal reçu 41. Le signaI démodulé 44 est ensuite filtré, à l'aide d'un filtre passe-bas 45, délivrant la partie utile 46 du signal puis échantillonné, à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique 47. Les échantillons numériques 48 sont soumis à une transformation de Fourier (FFT) 414, correspondant à l'application du banc de filtre décrit en relation avec la figure 3. Cette transformation associe à chaque symbole reçu les éléments de données reçus 415 correspondant. Ces éléments de données 415 sont d'une part décodées (49), et d'autre part transmise à un module 410 d'analyse numérique, chargé d'estimer l'écart de phase = = fr - fO. L'invention porte essentiellement sur le fonctionnement de ce module d'analyse. L'estimation 411 de l'écart de fréquence est ensuite transmise à un convertisseur 412, qui délivre à l'oscillateur 43 une tension de commande 413 fonction de l'estimation de l'écart de fréquence. La figure 5 présente le principe général de détermination de l'erreur de phase selon l'invention, tel qu'effectué par le module 410 d'analyse. On effectue tout d'abord une première estimation 51 de l'écart de fréquence Sf, destiné à ramener celui-ci à une valeur inférieure à la moitié de la distance fi entre deux fréquences porteuses consécutives du signal reçu, en fonction des éléments de données reçus Xk et des éléments de données Ck connus du récepteur. Cette première estimation se fait selon une technique classique, tel que par exemple la détection de l'élément de données présentant une puissance maximale, dans le cas d'un motif de synchronisation comprenant une fraction du nombre des porteuses disponibles. Ensuite, lorsque l'écart Sf est inférieur à la demie-distance entre porteuses fs, une seconde estimation 52, plus précise, de l'écart Sf est déterminée. En effet, un système fondé sur un signal OFDM a besoin d'une fréquence de démodulation beaucoup plus précise que le demi-écart interporteuse. Pour ce faire, on prend en compte directement les éléments de données reçus Xk, et non plus leur module (ainsi que le préconisent les méthodes antérieures). La première étape 53 de cette seconde estimation consiste, pour au moins un élément de données de synchronisation fréquentielle (mais préférentiellement pour tous) d'un symbole de synchronisation fréquentielle à calculer un rapport de deux sommes pondérées de l'ensemble des éléments de données constituant ce symbole (certains des coefficients de pondération pouvant bien sur être nuls). Dans la pratique, on tient compte de l'élément de données correspondant à la fréquence porteuse modulée par un élément de synchronisation fréquentielle et des éléments de données correspondant à des fréquences porteuses adjacentes à celle-ci (on tient compte des deux, quatre (ou plus) plus proches fréquences porteuses). La caractéristique essentielle de l'invention repose sur ce principe du calcul d'un rapport d'éléments de données, qui permet de s'affranchir de la nécessité de calculer les modules de ces éléments de données, tout en offrant une très bonne résistance aux distorsions du canal de transmission. En effet, ainsi que cela apparaîtra plus clairement par la suite, ce rapport d'estimation n'est pas affecté par la distorsion du canal, bien que chaque élément de données le soit, du fait des simplifications induites par le rapport. Bien sûr, les coefficients de pondération appliqués à chacune des deux sommes doivent être choisis de façon que le résultat du rapport soit représentatif de l'écart de fréquence Sf. Un exemple de coefficients est donné par la suite. Si ce rapport n'est pas affecté par la distorsion du canal, il reste en revanche sensible au bruit qui s'ajoute aux éléments de données reçus, notamment dans le cas d'évanouissement du signal. Pour s'affranchir de ce problème on effectue une seconde étape 54 consistant à calculer une estimation globale du rapport, à partir des données 551 à 55L correspondant à chaque porteuse de synchronisation fréquentielle (valeurs de l'élément de synchronisation fréquentielle et des éléments adjacents). De cette façon, plus de poids est donné aux éléments de données correspondant à des porteuses n'ayant pas subi d'évanouissement. De plus, les échantillons de bruit polluant les différents rapports d'estimation sont indépendants et se détruisent partiellement lors du calcul de la moyenne, ce qui entraîne une réduction importante de la puissance relative du bruit. Dans la pratique, on effectue directement l'étape 54, comme cela apparaîtra par la suite, sans calculer (53) les rapports indépendamment pour chaque élément de synchronisation fréquentielle. En d'autres termes, les étapes 53 et 54 sont regroupées, et consistent en un calcul d'un rapport de deux sommes pondérées de l'ensemble des éléments de données d'un symbole, certains des coefficients de pondération pouvant être nuls. Enfin, dans le cas d'éléments de données complexes (au sens mathématique du terme), le bruit ajoute aux rapports d'estimation un terme imaginaire, qui n'a bien sûr pas à être pris en considération. Le procédé comprend donc une troisième étape 56 de suppression de ces termes imaginaires. De cette façon, les rapports d'estimation obtenus ne sont pas affectés par la distorsion du canal, et très robustes vis-à-vis du bruit. Il est à noter que le procédé de seconde estimation 52 décrit ci-dessus en trois étapes 53, 54 et 56 a été ainsi décomposé pour mieux faire apparaître les différentes caractéristiques de l'invention. Toutefois, il est clair que ces trois étapes peuvent être réunies dans une unique étape de calcul, ainsi que cela apparaîtra dans l'exemple de mise en oeuvre plus détaillé présenté par la suite. Par ailleurs, il convient également de noter que la caractéristique essentielle de l'invention est l'étape 53 de calcul de rapports, de façon à s'affranchir des problèmes de distorsions. Les étapes 54 de moyennage (estimation globale) et 56 de suppression de la partie imaginaire sont des étapes optionnelles, permettant de limiter les perturbations dues au bruit. On décrit maintenant plus en détail un mode de réalisation préférentiel de l'invention, basé sur l'utilisation d'un symbole de synchronisation fréquentielle constitué d'un nombre réduit de fréquences porteuses (fréquences porteuses de synchronisation fréquentielle), tel qu'illustré en figure 6. Dans l'exemple de la figure 6, on n'a gardé qu'une fréquence porteuse sur 16. Tout autre valeur peut bien sûr être choisie. Préférentiellement, cette valeur est sélectionnée de façon que les fréquences de synchronisation fréquentielle conservées soient isolées, et donc n'interfèrent pas entre elles. Dans le cas de la figure 6, cela revient à considérer que l'erreur en fréquence Sf est toujours, en valeur absolue, inférieure à 8 écarts inter-porteuses (8 f,). Ainsi, chacune des fréquences porteuses peut être considérée de façon indépendante pour déterminer une estimation de l'écart de fréquence Sf, et une moyenne peut ensuite être calculée. Le symbole de synchronisation fréquentielle de la figure 6 correspond, comme tout symbole, à une séquence d'éléments de données {Ck}o Ainsi qu'on l'a déjà précisé, dans le cas idéal, l'oscillateur local du récepteur délivre une porteuse à la fréquence utilisée pour démoduler le signal ci-dessus. Un échantilIonnage au rythme N/T (aux instants tn = mT+nT/N) donne alors la séquence (n variant de O à N Ne considérant dans la suite qu'un seul symbole, on allégera la notation en omettant l'exposant (m). En assimilant la séquence CZ,) à sa jumelle {(-l)nZn}, on constate que les {Ck} représentent la Transformée de Fourier Discrète des {Zn}. Dans le cas idéal où la fréquence de l'oscillateur local est exactement f0, la FFT des Zn redonne donc les données Ck. Afin de préciser l'effet d'un écart de fréquence sur une seule porteuse, on suppose maintenant que tous les éléments de données Ck d'un symbole sont nuls, à l'exception d'un seul, Cko. Bien sûr, si l'accord est parfait, c'est-à-dire si l'oscillateur local délivre une porteuse à la fréquence f la FFT restituera directement Cko. En revanche, SI le signal est démodulé par une porteuse à la fréquence (fo,-Rfs,), où R est un réel sans dimension de l'ordre de quelques unités (R est directement représentatif de l'écart de fréquence: Sf = Rfs), tout se passe comme si fk n'était plus égal à k/T, mais à (k+R)/T. On a donc: La FFT donne alors les échantillons :: soit Dans le cas du symbole de synchronisation fréquentielle de la figure 6, et si l'erreur en fréquence sf est inférieure à 8 écarts inter-porteuses f,, on peut considérer que l'on a affaire à une série de porteuses isolées n'interférant pas entre elles : I'expression (1) reste valable autour de chaque porteuse. On peut donc effectuer la même analyse pour chaque porteuse P16p+8 > analyse portant sur les symboles X16p+,6. Chaque analyse donnera une estimation de Sf, un moyennage étant ensuite effectué pour réduire les effets du bruit et se protéger des aléa du canal.On considère tout d'abord le cas d'une porteuse donnée 16, avec R Reprenant l'expression (1), on se trouve dans un cas où ko+R-k reste très petit devant N; (1) se simplifie donc en: On montre facilement que | Xk | est maximum lorsque ko+R-k est minimal, c'est-à-dire lorsque k est l'entier le plus proche de kotR. Un première estimation de Sf est donc obtenue aisément en repérant le maximum des Xk. Cette méthode, connue, permet au système de CAF de ramener la fréquence de l'OCT dans l'intervalle IEo-fs/2 +f,/2[. Cette première estimation correspond à l'étape 511 de la figure 5. Toutefois, ainsi qu'on l'a déjà rappelé, un système fondé sur le signal OFDM a besoin d'une fréquence de démodulation beaucoup plus précise que f0tf,/2. Un traitement complémentaire des échantillons reçus doit donc être effectué une fois que la fréquence de 1'OCT a été "dégrossie". La méthode d'affinage adoptée se doit être très résistante au bruit et aux distorsions du canal. Selon l'invention, on effectue un traitement direct des symboles complexes, sans en rechercher préalablement le module. Pour simplifier, on se recentrera par la suite sur Xko = Xl6p+8,posant Xk(P) = Xko kX -8 Pour une porteuse modulée par le symbole C0, la distorsion introduite par le canal se résume, de façon connue, à multiplier C0 par HO = H (f,-fk()-N/2T), où H(f) désigne Ia fonction de transfert du canaI. On reçoit donc les échantillons (d'après (2)): La principale caractéristique de l'invention est de calculer une estimation de l'écart de fréquence à l'aide d'un rapport d'éléments de données Xi de la forme suivante: certains des coefficients pondérateurs a et Pj pouvant bien sûr être nuls. Il apparaît alors clairement qu'une telle estimation n'est pas affectée par la distorsion introduite par le canal (H(f)), bien que chaque élément Xk le soit. En effet, les termes Ho disparaissent du rapport, par simplification. Dans un mode de réalisation particulièrement simple, on peut ne considérer que les deux éléments de données (renumérotés Xt et X 1) encadrant chaque élément X0 correspondant à une fréquence porteuse conservée. L'estimation de base utilisée dans ce cas selon l'invention peut alors être: soit: On obtient donc une estimation Ro directement représentative de l'écart de fréquence (R), d'autant plus que, R devenant rapidement faible, le dénominateur 1-R2 tend vers 1. D'autres estimations peuvent bien sûr être retenues, selon le même principe. De préférence, cette estimation est choisie de façon qu'elle soit une fonction impaire croissante en fonction de sWf, et si possible linéaire ou sensiblement linéaire. Dans la pratique, une valeur exacte de l'écart R n'est pas obligatoire, la tension de correction pilotant l'OCT ne tenant compte que du signe de l'estimation Ro. On peut toutefois noter que l'on peut déterminer la valeur exacte de R en résolvant l'équation du second degré correspondant à (4): R2 + 2/Ro.R -1 = 0 Si l'estimation Ro n'est pas affectée par la phase du canal, elle est en revanche très sensible au bruit qui s'ajoute aux échantillons, si Hko est très petit (cas d'un évanouissement). Il est donc nécessaire de "moyenner" (calcul d'une estimation globale) sur plusieurs porteuses, en donnant plus de poids aux porteuses n'ayant pas subi d'évanouissement. En outre, le bruit ajoute à Ro un terme imaginaire qui n'a pas à être pris en considération. Réintroduisant l'exposant (p), on obtient l'estimation complète En réalité, ces échantillons complexes Xk(P) représentent chacun deux échantillons réels: Xk(P) = Ak(P) + jBk(P), OÙ (P) Ak(P) et a Bk(P) sont réels. R1 s'écrit alors: Le terme critique de cette estimation est le numérateur, puisque c'est lui qui donne le signe de la tension de correction de l'O CT. Il est effectivement très robuste vis-à-vis du bruit, car les échantillons de bruit polluant les échantillons Ak(P) et Bk(P) sont indépendants et se détruisent partiellement lors de la sommation : dans cet exemple, la sommation divise par 16 la puissance relative du bruit. Plus précisément, chaque terme du numérateur peut s'écrire sous la forme: &alpha;p.#f/f + bp + bp où: (Xp2 est le coefficient d'atténuation du canal (sensiblement propor tionnel à Xo(P) 2), et b est le bruit. La somme des numérateurs vaut donc: ap2 peut s'écrire: ap2 = E[&alpha;p] ap avec: E[a2J: espérance mathématique de Cp2, constituant la partie utile de ap; termes résiduels indépendants et de moyenne nulle. On vérifie aisément que la partie utile de Qp2 (E[a2j) est constituée de termes qui s'additionnent constructivement, alors que les termes p, aussi souvent négatifs que positifs, se retranchent au moins partiellement les uns aux autres. Ils en est de même pour les termes de bruit bp, qui sont également indépendants et de moyenne nulle. La figure 7 illustre un mode de réalisation particulier du module 410 de la figure 4, mettant en oeuvre le procédé décrit ci-dessus. Les éléments de données 71 déterminés par la FFT sont transmis, sous la forme de deux échantillons réels Ak(P) et Bk(P), à un module 72 de première estimation, qui a pour but de ramener la valeur de R sous 1/2. Cette première estimation consiste à rechercher le maximum des Xk, pour chaque porteuse d'un symbole de synchronisation fréquentielle, en fonction des valeurs réelles de ce symbole {Ck} contenues dans une mémoire ROM 73. Tant que l'écart de fréquence correspond à une valeur R supérieure à 1/2, le module 72 de première estimation délivre au convertisseur un premier signal d'estimation 74, arrondi à l'entier le plus proche. En revanche, lorsque R devient inférieure à 1/2, les échantillons A,(PI et sont sont transmis (75) à un module 76 de seconde estimation, mettant en oeuvre le procédé de I'invention. Plus précisément, ce module 76 calcule, pour chaque symbole de synchronisation fréquentielle l'estimation R1, selon l'équation (5) et délivre cette estimation Ri au convertisseur. Le procédé de l'invention n'est bien sûr pas limité au mode de réalisation qui vient d'être décrit. En effet, on peut envisager de nombreux autres modes de réalisation, et notamment: - le nombre d'éléments de données pris en compte pour le calcul d'un rapport d'estimation peut prendre en compte plus de deux éléments de données voisins de l'élément considéré - des coefficients pondérateurs particuliers (autres que 1) peuvent être choisis - le nombre d'éléments de données pris en compte et/ou la valeur des coefficients pondérateurs peuvent être variables (par exemple en fonction d'une information complémentaire, telle que le niveau de bruit, l'importance de l'écart de fréquence, l'étalement de la réponse du canal, ..). L'invention s'applique également à d'autres types de symboles de synchronisation fréquentielie. Un tel symbole peut par exemple être constitué de porteuses de références insérées parmi des porteuses "utiles" (portant des données utiles, c'est-à-dire constituant le signal à transmettre). Ces données utiles sont vues comme un bruit (à 0 dB) par l'estimateur. Ce bruit peut être éliminé en faisant un moyennage sur de nombreuses estimations (éventuellement sur plusieurs symboles). Par ailleurs, outre le contrôle automatique de fréquence, le procédé de l'invention peut également être utilisé pour corriger les défauts d'un récepteur et/ou les effets d'un canal de transmission dispersif. REVENDICATIONS I. Procédé de contrôle de la fréquence d'oscillation (fd d'un oscillateur local (43) d'un récepteur de signaux numériques, procédé du type destiné à ajuster ladite fréquence d'oscillation (f,) sur la fréquence de modulation nominale d'un signal reçu (41), lesdits signaux numériques étant transmis à l'aide d'une pluralité (21) de N fréquences porteuses, sous la forme d'une succession de symboles de données (S1 à SM), chacun desdits symboles de données comprenant un ensemble de N éléments de données modulant chacun une des dites fréquences porteuses, au moins un symbole de synchronisation fréquentielle (S4;; fiv.6) étant régulièrement inséré parmi lesdits symboles de données (S1 à SM), ledit symbole de synchronisation fréquentielle étant constitué d'au moins un élément de données de synchronisation fréquentielle modulant une fréquence porteuse (61, 62, 63) de synchronisation fréquentielle sélectionnée parmi lesdites N fréquences porteuses, ledit élément de données de synchronisation fréquentielle présentant des caractéristiques connues dudit récepteur, le signal reçu étant en outre affecté par une distorsion induite par le canal de transmission, procédé caractérisé en ce que, pour au moins un desdits symboles de synchronisation fréquentielle (fiv.6) - on démultiplexe (414) ledit symbole de synchronisation fréquentielle reçu, de façon à obtenir N éléments de données reçus (415 ; Xk) - on détermine (410;; fig.5 ; fig.7), pour au moins un desdits éléments de données de synchronisation fréquentielle dudit symbole de synchronisation fréquentielle, une estimation (411 ; R1) de l'écart de fréquence entre ladite fréquence d'oscillation et ladite fréquence nominale, au moyen d'un calcul prenant en compte la valeur de l'élément de données de synchronisation et la valeur d'au moins un des éléments de données adjacents, sous la forme d'un rapport arithmétique (551 à 55L) permettant d'éliminer au moins partiellement ladite distorsion - on ajuste (412) ladite fréquence d'oscillation (fur) en fonction de ladite estimation de l'écart de fréquence (411 ; Ri). 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit rapport arithmétique (551 à 55L) est un rapport de deux sommes pondérées desdits N éléments de données reçus (Xk). 3. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'au moins certains desdits symboles de synchronisation fréquentielle (fig.6) comprennent au moins deux éléments de données de synchronisation fréquentielle, et en ce que ledit rapport arithmétique (551 à 55L) \ prend en compte les valeurs d'au moins deux desdits éléments de données de synchronisation fréquentielle et d'au moins un des éléments de données adjacents à l'un des dits éléments de données de synchronisation fréquentielle. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'on annule (56) la partie imaginaire dudit rapport arithmétique, ladite partie imaginaire étant induite par le bruit de transmission dudit signal. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comprend une étape préalable de limitation (51 ; 72) dudit écart de fréquence à une valeur inférieure ou égale à f2, fus étant l'écart entre deux fréquences porteuses consécutives. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que l'ajustement (412) de ladite fréquence d'oscillation (f) prend en compte le signe de ladite estimation dudit écart de fréquence (411 ; R1). 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que lesdits symboles de synchronisation fréquentielle (fig.6) comprennent un nombre M de fréquences porteuses modulées par des éléments de données de synchronisation fréquentielle inférieur au nombre N de fréquences porteuses. 8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que lesdits symboles de synchronisation fréquentielle (fig.6) comprennent l'ensemble d'éléments de données {Ck}0sksN- > où Ck est un élément de données de synchronisation fréquentielle non nul si et seulement si k = 16.p + 8, p entier. 9. Procédé selon l'une quelconque des revendications 7 et 8, caractérisé en ce que l'écart fréquentiel entre deux des dites M fréquences porteuses est choisi de façon qu'il soit supérieur à l'écart maximal entre ladite fréquence d'oscillation et ladite fréquence de modulation nominale. 10. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que ledit rapport arithmétique (551 à 55 s'écrit s(Xi+1 - X4)iX., où: X est un élément de données de synchronisation fréquentielle reçu correspondant à une fréquence porteuse de synchronisation fréquentielle X,-1 et Xj+1 sont les éléments de données reçus correspondant respective ment aux fréquences porteuses précédant et suivant ladite fréquence porteuse de synchronisation fréquentielle correspondant à Xi, et i est un indice variant de 1 à M, M étant le nombre de fréquences porteuses de synchronisation fréquentielle prises en compte. 11. Procédé selon l'une quelconque des revendications I à 10, caractérisé en ce que lesdites N fréquences porteuses (21) sont des fréquences porteuses orthogonales. 12. Récepteur de signaux numériques, du type comprenant des moyens (412) de contrôle de la fréquence d'oscillation (fur) d'un oscillateur local (43), lesdits moyens (412) de contrôle étant destiné à ajuster ladite fréquence d'oscillation (fur) sur la fréquence de modulation nominale d'un signal reçu (41), lesdits signaux numériques (41) étant transmis à l'aide d'une pluralité (21) de N fréquences porteuses, sous la forme d'une succession de symboles de données (S1 à SM), chacun desdits symboles de données comprenant un ensemble de N éléments de données modulant chacun une des dites fréquences porteuses, au moins un symbole de synchronisation fréquentielle (S4; ; fiv.6) étant régulièrement inséré parmi lesdits symboles de données (S1 à SM), ledit symbole de synchronisation fréquentielle (S4; fiv.6) étant constitué d'au moins un élément de données de synchronisation fréquentielle modulant une fréquence porteuse (61, 62, 63) de synchronisation fréquentielle sélectionnée parmi lesdites N fréquences porteuses, ledit élément de données de synchronisation fréquentielle présentant des caractéristiques connues dudit récepteur, le signal reçu étant en outre affecté par une distorsion induite par le canal de transmission, caractérisé en ce qu'il comprend: - des moyens (414) de traitement de démultiplexage d'au moins un symbole de synchronisation fréquentielle, délivrant N éléments de données reçus (415; Xk); - des moyens (410) de calcul d'une estimation (411) de l'écart de fréquence entre ladite fréquence d'oscillation (fur) et ladite fréquence nominale, comprenant des moyens de calcul prenant en compte la valeur de l'élément de données de synchronisation et la valeur d'au moins un des éléments de données adjacents, sous la forme d'un rapport arithmétique permettant d'éliminer au moins partiellement ladite distorsion ; et - des moyens (412) d'ajustement de ladite fréquence d'oscillation (f,) en fonction de ladite estimation (411) de l'écart de fréquence.