FR 2687790 A1 19930827 FR 9202104 A 19920224 Système de mesure de bruit de phase La présente invention concerne un système de mesure de bruit de phase dans un signal entrant ayant une fréquence porteuse dans la gamme des micro-ondes, du mégahertz à quelques dizaines de gigahertz. Le signal entrant est par exemple produit par une source électronique, telle qu'un oscillateur, un synthétiseur de fréquence, un émetteur radar, ou un émetteur d'une station de radiocommunication notamment pour la téléphonie ou la télévision, dont la qualité est à évaluer. I1 est connu que pour évaluer la qualité d'une source de signal, il est nécessaire de caractériser le signal produit par la source dans le domaine spectral. La pureté spectrale du signal produit est essentielle afin que les informations supportées par le signal soient reçues et detectées avec un minimum d'erreur, et que le signal produit ne perturbe pas d'autres équipements électroniques proche de la source ou ne brouille pas la réception d'autres signaux. Bien que les principales grandeurs physiques, telles que amplitude, fréquence et phase, caractérisant un signal produit par une source soient définies avec une précision relativement élevée, ces grandeurs sont perturbées par les bruits de toute nature intrinsèques aux composants de la source. Dans le domaine spectral, le signal produit par la source peut être caractérisé par le spectre de fréquence ou le spectre de phase. L'invention ne concerne que la mesure du spectre du bruit de phase. Le bruit de phase par exemple limite la portée d'un émetteur radar, ou dégrade la qualité d'une image de télévision dans un récepteur, ou bien limite la précision de positionnement orbital d'un satellite. Actuellement, les systèmes de mesure de bruit de phase comprennent un analyseur de spectre de bruit ABR qui est précédé par des moyens de démodulation de phase hétérodyne comme montré schématiquement à la figure 1. Le signal entrant SE produit par une source micro-onde est appliqué à une entrée d'un premier mélangeur ME1 dont une autre entrée reçoit un signal SL ayant une fréquence proche de la fréquence porteuse du signal SE et produit par un oscillateur local OL. Le mélangeur MEl produit ainsi un signal de battement S1 qui a une fréquence intermédiaire plus basse que la fréquence porteuse et qui est appliqué à une première entrée d'un second mélangeur ME2. Le mélangeur ME2 est utilisé comme détecteur de phase dans une boucle de maintien en quadrature de phase d'un signal de référence SRE appliqué à une seconde entrée du mélangeur ME2. La boucle comprend un circuit d'asservissement CA incluant notamment un filtre et un amplificateur, et un oscillateur de référence OR commandé en tension par le circuit d'asservissement. Le signal de différence de phase instantanée S2 sortant du mélangeur ME2 est appliqué au circuit CA et également à l'analyseur ABR qui mesure le bruit de phase du signal SE. Si le signal entrant SE dont le bruit de phase est à mesurer est: SE(t) = AE cos[2ff.FEt + Q(t)] où AE est l'amplitude, F E la fréquence, t la variable temps et (t) la fonction aléatoire définissant le bruit de phase, le signal S2(t) à traiter par l'analyseur est proportionnel à K. [H(t). b(t)], où K dénote la constante de démodulation fonction de la sensibilité des mélangeurs, et H(t) dénote la fonction de transfert de la boucle de maintien en quadrature. Bien que la conception des circuits précédant l'analyseur soit relativement simple, la mesure du bruit de phase demeure très délicate principalement pour les trois motifs suivants - un déphasage v/2 entre les signaux S1 et SRE ne peut être maintenu avec une précision élevée dans une gamme étendue de la fréquence FE, comprise entre le mégahertz et quelques dizaines de gigahertz, compte-tenu des défauts de linéarité de la réponse de phase du mélangeur-détecteur de phase ME2; - la constante de calibration de démodulation K doit être déterminée quelle que soit la forme temporelle des divers signaux entrants SE susceptibles d'être mesurés par le système; - la fonction de transfert H(t) de la boucle de maintien en quadrature doit être déterminée avec précision, l'asservissement dépendant notamment des fluctuations en fréquence des composants précédant la boucle, particulièrement du signal à mesurer et de sa transposition. Un tel système de mesure de bruit de phase nécessite ainsi l'intervention d'un spécialiste pour régler préalablement les composants du système en fonction des grandeurs physiques, notamment fréquence et amplitude, du signal entrant à mesurer pendant une durée pouvant atteindre plusieurs dizaines de minutes. L'homme du métier rencontre notamment les difficultés suivantes - dérive élevée de la fréquence du signal entrant à mesurer ce qui rend très difficile le maintien de la quadrature de phase entre les signaux S1 et SRE - variation de l'amplitude AE du signal entrant pendant le cycle de mesure ce qui nécessite une nouvelle calibration du système de mesure, particulièrement en sortie des oscillateurs; - la forme temporelle du signal entrant est rarement un signal pur, tel qu'un signal sinusoïdal à raie étroite, et les déformations temporelles du signal entrant affectent directement la constante de calibration de démodulation et empêchent souvent la détermination de celle-ci; - la fonction de transfert H(t) dépend d'éléments extérieurs à la boucle de maintien quteux- mêmes doivent être réglés. La présente invention vise à obvier aux inconvénients et difficultés de réglage des systèmes de mesure de bruit de phase connus, en faisant appel à un système de mesure du bruit de phase dans un signal entrant, comprenant des moyens pour transposer en fréquence le signal entrant en un signal transposé ayant une fréquence intermédiaire inférieure à la fréquence porteuse du signal entrant, des moyens pour maintenir en quadrature de phase le signal transpose et un signal de référence asservi en dépendance de la phase du signal transposé afin de produire un signal de différence de phase, et des moyens pour traiter le bruit de phase en fonction du signal de différence de phase. Plus particulièrement, l'invention poursuit principalement au moins l'un de deux objectifs. Un premier objectif consiste à déterminer la constante de démodulation, c'est-à-dire à calculer celle-ci, quelles que soient la fréquence porteuse et les variations en amplitude du signal entrant afin que le signal appliqué aux moyens pour maintenir en quadrature soit stable en fréquence au voisinage de la fréquence intermédiaire, et stable en amplitude, et soit un signal quasiment pur. A cette fin, le système de mesure selon l'invention comprend des moyens interconnectés entre les moyens pour transposer et les moyens pour maintenir pour filtrer en bande étroite et réguler en amplitude ledit signal transposé afin de produire un signal pur filtré à ladite fréquence intermédiaire, dénué des harmoniques de celle-ci, et régulé à une amplitude prédéterminée quasi-constante, ledit signal pur étant appliqué aux moyens pour maintenir. De préférence, les moyens pour filtrer et réguler comprennent un filtre passe-bas ou passebande dont la largeur de bande contient ladite fréquence intermédiaire, sans les harmoniques de celle-ci et avec la largeur de bande du bruit de phase, et un circuit d'amplification à commande automatique de gain imposant une régulation du signal filtré à ladite amplitude prédéterminé. Un second objectif de l'invention consiste à affranchir les moyens de maintien en quadrature des fluctuations temporelles de la fréquence porteuse du signal entrant de manière à maintenir la quadrature de phase quelles que soient ces fluctuations en fréquence. Le second objectif est atteint selon l'invention lorsque les moyens pour maintenir en quadrature comprennent des moyens insérés dans une boucle de phase pour sensiblement reporter des fluctuations de fréquence du signal transposé dans ledit signal de référence. De préférence, les moyens pour maintenir en quadrature peuvent comprendre un mélangeur mélangeant le signal filtré et régulé et le signal de référence en le signal de différence de phase, des moyens d'asservissement en quadrature de phase recevant le signal de différence de phase, plusieurs oscillateurs susceptibles de produire des signaux de référence calés sur la fréquence intermédiaire et ayant des plages d'incertitudes de fréquence différentes, des moyens pour mesurer la dérive de fréquence dans le signal transposé, et des moyens de commutation pour sélectionner l'un desdits oscillateurs ayant une plage d'incertitude de fréquence compatible avec la dérive de fréquence mesurée afin que l'oscillateur sélectionné soit commandé en tension par les moyens d'asservissement et fournisse ledit signal de référence au mélangeur. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préférées de l'invention en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels - la figure 1 est un bloc-diagramme schématique d'un système de mesure de bruit de phase selon la technique antérieure, commenté précédemment; et - la figure 2 est un bloc-diagramme schématique d'un système de mesure de bruit de phase selon une réalisation préférée de l'invention. En référence à la figure 2, un système de bruit de phase selon l'invention comprend essentiellement, à partir d'une borne d'entrée BE où est appliqué un signal entrant SE, un circuit de transposition en fréquence 1, un circuit de calibration de fréquence et de régulation en amplitude 2, un circuit de maintien en quadrature 3, et un circuit de traitement de signal programmable 4. Le signal entrant 5E provient d'une source de signal, tel qu'un oscillateur, un synthétiseur de fréquence, un émetteur d'un système radar, ou un émetteur de signal de télévision, par exemple. Le signal SE a une fréquence porteuse FE, une phase bE et une amplitude AE qui sont instables en raison de phénomènes perturbateurs intrinsèques à la source. A titre d'exemple, le signal SE peut être une onde porteuse, modulée ou non, dont la fréquence est comprise dans une large plage entre quelques mégahertz, typiquement 10 MHz, à quelques dizaines de gigahertz, typiquement 18 GHz. Dans ces conditions, tous les composants inclus dans les circuits 1 à 3 sont des composants hyperfréquences, et le signal SE est transmis au système par un guide d'onde, tel que câble coaxial. Le circuit de transposition en fréquence 1 fonctionne comme un démodulateur hétérodyne et comprend classiquement un mélangeur 11 et un oscillateur local 12 de préférence à fréquence réglable. Une première entrée du mélangeur est reliée à la borne BE pour recevoir le signal SE à fréquence élevée FE, et une seconde entrée du mélangeur est reliée à la sortie de l'oscillateur 12 pour recevoir un signal hyperfréquence à fréquence ajustable F1. Le mélangeur 11 comprend un élément non linéaire qui transpose le signal SE à fréquence élevée FE en un signal SFI appliqué à l'entrée du circuit 2 et ayant une fréquence intermédiaire FI plus basse, telle que FI = FE - F1, La fréquence intermédiaire est de tordre de quelques mégahertz afin que les composants dans les circuits 2 et 3 soient plus simples et moins onéreux. Des déformations temporelles importantes, et donc le bruit de phase dans le signal entrant SE sont reportes dans le signal à fréquence intermédiaire SUFI, dit également signal de battement harmonique. Le circuit de calibration en fréquence et de régulation en amplitude 2 comprend essentiellement un filtre passe-bas ou passe-bande 21 et un circuit d'amplification à commande de gain automatique (CAG). Le filtre 21 est un filtre à faible bruit dont le gabarit est défini par les deux conditions suivantes, afin de délivrer un signal filtré pur à fréquence intermédiaire SF, c'est-à-dire un signal à bande très étroite - la borne supérieure de la bande passante t FI du filtre 21 est plus grande que, ou de préférence égale à, la fréquence maximale de mesure FM relative au bruit de phase, - la bande de réjection du filtre 21 contient tous les harmoniques de la fréquence intermédiaire FI afin d'éliminer quasiment les déformations temporelles dues aux fluctuations initiales de la fréquence entrante FE. Afin de fixer les idées, un filtre 21 défini par une fréquence centrale FI = 10 MHz à t ss FI = 1 MHz autorise des mesures de bruit de phase jusqu'à 1 MHZ dans le signal entrant à fréquence porteuse FE et élimine sans difficulté les harmoniques k.FI = 20, 30, 40...MHz, où k est un nombre entier supérieur ou égal à deux. Selon la réalisation préférée illustrée à la figure 2, puisque l'oscillateur 12 a une fréquence réglable, le filtre 21 est un filtre "suiveur" (en terminologie anglo-saxonne "tracked filter") afin que la fréquence centrale FI du filtre poursuive l'ajustement de la fréquence FE - F1, via une liaison de commande 22 entre le filtre 21 et un fréquencemètre 36 inclus dans le circuit de maintien en quadrature 3. Selon une autre variante, la liaison 22 est remplacée par une liaison entre l'oscillateur 12 et le filtre 21. Le signal ainsi filtré SF est appliqué à l'entrée d'un amplificateur hyperfréquence à commande automatique de gain 23 inclus dans le circuit 2. L'amplificateur 23 amplifie le signal SF avec un gain variable tel que le signal SR délivré par l'amplificateur ait une amplitude régulée à une valeur quasi-constante prédéterminée AR. Cette régulation est assurée par un circuit de commande de gain classique 24 qui boucle la sortie de l'amplificateur sur l'entrée de commande en gain de l'amplificateur et qui est schématisé par une combinaison à diode et résistance dans la figure 2. La constante de démodulation K due à la transposition de fréquence dans le circuit 2 étant directement proportionnelle à la valeur d'amplitude de régulation AR dans le cas d'un signal "sinusoïdal pur", cette constante K est alors parfaitement déterminée et stable. Une précision d'amplitude inférieure à 0,1 dB peut être obtenue. Le signal SR à fréquence "pure" et amplitude "constante" est alors appliqué à une première entrée d'un mélangeur 31 dans le circuit 3. Le circuit de maintien en quadrature 3 comprend, outre le mélangeur 31, un moyen de bouclage de la sortie du mélangeur à une seconde entrée du mélangeur. Selon l'invention, le moyen de bouclage assure très précisément la poursuite en fréquence dans le signal filtré SF, donc dans le signal régulé SR, afin de maintenir la quadrature de phase entre le signal pur à fréquence intermédiaire FI, et un signal à fréquence de référence variable SREF appliqué à la seconde entrée du mélangeur 31. Le moyen de bouclage comprend un circuit d'asservissement d'oscillateurs 32, plusieurs oscillateurs commandés en tension (OCT) 331 à 33J, deux circuits de commutation à commande numérique 34 et 35, et le fréquencemètre 36. Le circuit d'asservissement 32 est connu en soi et comprend essentiellement un filtre passe-bas de boucle relié à la sortie du mélangeur 31 et suivi d'un amplificateur programmable. L'amplificateur permet d'ajuster la bande-passante d'asservissement à une valeur compatible avec la stabilité du signal entrant SE à mesurer. Le mélangeur 31 se comporte comme un comparateur de phase maintenant un déphasage de 7T/2 entre le signal de référence SREF et le signal régulé SR et produisant un signal de différence de phase SDp à traiter par le circuit 4. Tous les oscillateurs 331 à 33J sont destinés à produire des signaux de référence ayant la même fréquence centrale FI' asservie sur la fréquence intermédiaire pure FI des signaux filtré SF et régulé SR. Toutefois, les fluctuations en fréquence de ces oscillateurs sont différentes, de manière à ce que la fréquence centrale FI' puisse être décalée progressivement en fonction de la dérive en fréquence du signal filtré SF. Les plages d'incertitude en fréquence des oscillateurs 331 à 33J sont consécutives dans une bande de fréquence de 0 Hz à au moins la fréquence maximale intermédiaire et par exemple s'élargissent suivant une progression géométrique de raison RG typiquement égale à 100; ainsi, la plage Af1 de l'oscillateur 31 est de +10 Hz, celle Af2 de l'oscillateur 3 32 est de +(10 x RG) Hz = 1 kHz, celle # f3 de l'oscillateur 33 est de +(1 x RG) = 100 kHz, celle ss 4 de l'oscillateur 34 est de +(100 x RG) kHz = 10 MHz, etc... L'entrée du fréquencemètre 36 est reliée à la sortie du premier mélangeur 11 selon la réalisation illustrée à la figure 2, ou est reliée à la sortie du filtre 21 ou de l'amplificateur CAG 23 selon d'autres variantes. Le fréquencemètre mesure la dérive de fréquence du signal transposé SFI, ou de tout autre signal à fréquence intermédiaire SF, SR selon les autres variantes, pendant un temps très court TD, typiquement une seconde, afin de ne pas affecter la durée complète d'un cycle de mesure de bruit de phase TM, typiquement de plusieurs minutes. La valeur de la dérive est extrapolée pour la durée du cycle de mesure complet afin que le fréquencemètre 36 sélectionne l'un des oscillateurs 331 à 33J dont la plage d'incertitude en fréquence Af1 à LFj recouvre la valeur de la dérive précédemment définie, ce qui assure le maintien de la quadrature de phase pendant tout le cycle de mesure. La sélection d'oscillateur est assurée à travers les circuits de commutation 34 et 35 dont des entrées de sélection reçoivent, d'une sortie numérique du fréquencemètre, un mot représentatif du numéro de l'oscillateur sélectionné. Le circuit 34 a une entrée reliée à la sortie du circuit d'asservissement 32 et J sorties reliées respectivement aux entrées de commande en tension des oscillateurs 331 à 33a. Le circuit 35 a J entrées reliées respectivement aux sorties des oscillateurs 331 à 33J et une sortie reliée à la seconde entrée du mélangeur 31. En fonction du numéro codé produit par le fréquencemètre 36, le circuit 34 relie la sortie du circuit d'asservissement 32 à l'entrée de l'oscillateur sélectionné et le circuit 35 relie l'entrée de l'oscillateur sélectionné à la seconde entrée du mélangeur 31. Cette sélection d'oscillateur préserve en outre, la compatibilité entre la stabilité de l'oscillateur de référence sélectionné 331 à 33J et sa pureté spectrale, puisque plus un signal est stable, meilleure est sa pureté spectrale. La différence de phase instantanée entre les signaux SR et SREF est ainsi reproduite dans le signal SDp délivré par le mélangeur 31 jouant le rôle d'un détecteur de phase dont le caractère linéaire de la réponse de phase est mis en oeuvre au voisinage de la quadrature. Le signal d'erreur SDp contient ainsi les fluctuations de phase et par conséquent le bruit de phase du signal entrant SE, provenant de l'extérieur de la boucle d'asservissement dans le circuit 3 et affranchi des fluctuations en fréquence grâce à la compatibilité entre la dérive mesurée par le fréquencemètre et la plage d'incertitude en fréquence de I'oscillateur sélectionné. Tous les paramètres de la boucle d'asservissement, tels que constante de démodulation K, amplification d'asservissement et pente des oscillateurs de référence 331 à 33; étant définis, la fonction de transfert du bruit de phase H(t) est parfaitement connue et ne nécessite pas l'intervention d'un opérateur pour sa mesure. Le circuit de traitement de signal 4 - qui n'est pas décrit en détail, celui-ci n'appartenant pas aux caractéristiques de l'invention - calcule, après conversion analogique-numérique du signal SDp, le bruit de phase, et plus précisément le spectre du bruit de phase par transformation de Fourier, en fonction des paramètres précités. La démodulation du bruit de phase ainsi mise en oeuvre s'affranchit des difficultés selon la technique antérieure et assure ainsi la conformité des résultats, quelles que soient la forme, la stabilite et l'amplitude du signal entrant à mesurer SE. REVENDICATIONS 1 - Système de mesure du bruit de phase dans un signal entrant (SE), comprenant des moyens (1) pour transposer en fréquence le signal entrant en un signal transposé (SFI) ayant une fréquence intermédiaire (FI) inférieure à la fréquence porteuse (FE) du signal entrant, des moyens (3) pour maintenir en quadrature de phase le signal transposé (SFI) et un signal de référence (SREF) asservi en dépendance de la phase du signal transposé afin de produire un signal de différence de phase (SDp), et des moyens (4) pour traiter le bruit de phase en fonction du signal de différence de phase, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (2) interconnectés entre les moyens pour transposer (1) et les moyens pour maintenir (3) pour filtrer en bande étroite et réguler en amplitude ledit signal transposé (SFI) afin de produire un signal pur (SF, SR) filtré à ladite fréquence intermédiaire (FI), dénué des harmoniques de celle-ci, et régulé à une amplitude prédéterminée quasi-constante, ledit signal pur étant appliqué aux moyens pour maintenir. 2 - Système conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens pour filtrer et réguler (2) comprennent un filtre passe-bas ou passebande (21) dont la largeur de bande ( bFI) contient ladite fréquence intermédiaire, sans les harmoniques de celle-ci et avec la largeur de bande du bruit de phase, et un circuit d'amplification à commande automatique de gain (23, 24) imposant une régulation du signal filtré à ladite amplitude prédéterminé. 3 - Système conforme à la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens pour transposer (1) comprennent un oscillateur local (12) ayant une fréquence (F1) réglable en fonction de la fréquence porteuse (FE), et ledit filtre (21) est un filtre suiveur en fonction de la fréquence intermédiaire (FI) pendant de la différence entre la fréquence porteuse et la fréquence réglable. 4 - Système conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les moyens pour maintenir en quadrature (3) comprennent des moyens (33 - 36) insérés dans une boucle de phase (31-32-33) pour sensiblement reporter des fluctuations de fréquence du signal transposé (SFI) dans ledit signal de référence (BREF). 5 - Système conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les moyens pour maintenir en quadrature (3) comprennent un mélangeur (31) mélangeant le signal filtré et régulé (SR) et le signal de référence (SREF) en le signal de différence de phase (SDp), des moyens d'asservissement en quadrature de phase (32) recevant le signal de différence de phase, plusieurs oscillateurs (331 à 33J) susceptibles de produire des signaux de référence calés sur la fréquence intermédiaire (FI) et ayant des plages d'incertitude de fréquence différentes, des moyens (36) pour mesurer la dérive de fréquence dans le signal transposé (5FI)' et des moyens de commutation (34, 35) pour sélectionner l'un desdits oscillateurs à 33J) ayant une plage d'incertitude de fréquence compatible avec la dérive de fréquence mesurée afin que l'oscillateur sélectionné soit commandé en tension par les moyens d'asservissement et fournisse ledit signal de référence (SREF) au mélangeur (31). 6 - Système conforme à la revendication 5, caractérisé en ce que les plages d'incertitude en fréquence des oscillateurs (331 à 33I) sont consécutives dans une bande de fréquence variant de 0 Hz à au moins la fréquence intermédiaire (FI). 7 - Système conforme à la revendication 6, caractérisé en ce que les plages d'incertitude en fréquence s'élargissent progressivement suivant une progression géométrique. 8 - Système conforme à l'une quelconque des revendications 5 à 7 lorsqu'elle dépend de la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que l'entrée des moyens pour mesurer la dérive (36) est reliée à l'entrée du filtre (21), ou à la sortie du filtre (21), ou à la sortie du circuit d'amplification à commande automatique de gain (23, 24). 9 - Système conforme à la revendication 3 et à l'une quelconque des revendications 5 à 8, caractérisé en ce que ledit filtre suiveur (21) est ajusté en fréquence par les moyens pour mesurer la dérive (36), tels qu'un fréquencemètre.