FR 2689350 A1 19931001 FR 9203813 A 19920330 MODULATEUR D'AMPLITUDE A BANDE LATERALE RESIDUELLE POUR SIGNAUX ANALOGIOUES ECHANTILLONNES OU NUMéRIQUES ET SON UTILISATION EN TELEVISION La présente invention concerne un modulateur d'amplitude à bande latérale résiduelle pour signaux analogiques échantillonnés ou pour signaux numériques, et son utilisation en télévision. La modulation à bande latérale résiduelle est actuellement utilisée pour la diffusion terrestre et pour la transmission sur réseau câblé de signaux de télévision. De manière classique, ainsi que représenté en figure la, la modulation précitée est réalisée à l'émission. Le signal à transmettre, signal modulant, u(t), est transposé autour d'une fréquence porteuse de valeur fl, par multiplication du signal u(t) par le signal de porteuse yO(t) = A.cos2W1t. Une porteuse modulée yl(t) est ainsi obtenue par modulation d'amplitude classique à double bande puis appliquée à un circuit de filtrage G, de type Nyquist, supprimant partiellement une des bandes latérales. Le filtre précité est actuellement réalisé sous formée analogique soit par des circuits accordés L, C, ou plus récemment par des filtres à ondes acoustiques de surface. Les filtres précités présentent toutefois certains défauts, tels que des distorsions de temps de propagation de groupe, des phénomènes d'échos, de dérive en température, lesquels engendrent des distorsions sur le signal démodulé. La présente invention a pour objet de remédier aux inconvénients précités par la mise en oeuvre d'un modulateur d'amplitude à bande latérale résiduelle sous forme numérique. Un autre objet de la présente invention est la mise en oeuvre d'un modulateur d'amplitude à bande latérale résiduelle au moyen de filtres numériques transversaux à loi de phase linéaire, en fonction de la fréquence, ce qui permet d'obtenir, pour le modulateur ainsi réalisé, une loi de réponse amplitude-fréquence quasi parfaite et totalement reproductible. Un autre objet de la présente invention est également la mise en oeuvre d'un modulateur d'amplitude à bande latérale résiduelle sous forme numérique à faible coût, en raison de l'utilisation de circuits numériques non spécifiques normalement disponibles dans le commerce. Un autre objet de la présente invention est enfin l'utilisation d'un modulateur d'amplitude à bande latérale résiduelle pour la transmission de signaux numériques codés à 2N états d'amplitude, où N désigne le nombre de bits sur lequel les échantillons numériques du signal à transmettre sont codés, et, notamment, de signaux de télévision de type D/D2-MAC Paquets ou haute définition D/D2-HD MAC Paquets, pour lesquels il est nécessaire de garantir une qualité maximale du signal jusqu'à la réception chez l'usager. Le modulateur d'amplitude à bande latérale résiduelle pour signaux analogiques échantillonnés ou numériques, formés d'une suite d'échantillons u(k), objet de la présente invention, est remarquable en ce qu'il comprend, en cascade, un circuit de suréchantillonnage, dont le rapport de suréchantillonnage est t 2, destiné à supprimer tout risque de repliement de spectre des échantillons par filtrage, un premier circuit de filtrage passe-bas, permettant de limiter la largeur de bande du signal numérique en un signal x(k) en bande de base, un circuit modulateur d'amplitude recevant le signal x(k) en bande de base et un signal de modulation yO(k) de fréquence f1 et délivrant un signal modulé y1(k), un deuxième circuit de filtrage passe-bas recevant le signal modulé yl(k) et réalisant un filtrage de Nyquist autour de la fréquence f1 du signal de modulation, ce deuxième circuit de filtrage délivrant un signal modulé filtré y2(k), un circuit de conversion numérique analogique recevant le signal modulé filtré y2(k) et délivrant un signal analogique y3(t) correspondant à un signal de modulation de porteuse modulée et filtrée. Le modulateur d'amplitude à bande latérale résiduelle pour signaux numériques objet de la présente invention trouve application à la transmission par diffusion terrestre ou sur réseau câblé des signaux et programmes radiodiffusés et/ou télévisés. Une description plus détaillée du modulateur d'amplitude à bande latérale résiduelle pour signaux numériques objet de l'invention, et de l'utilisation de celui-ci, sera donnée en liaison avec les figures ci-après dans lesquelles outre les figures la, lb relatives à l'art antérieur, - la figure 2a représente un schéma synoptique fonctionnel du modulateur objet de l'invention, - la figure 2b représente la fonction de transfert amplitu de relative-fréquence du premier filtre incorporé dans le modulateur objet de l'invention, tel que représenté en figure 2a, - la figure 2c représente la fonction de transfert amplitu de relative-fréquence du deuxième filtre incorporé dans le modulateur objet de l'invention tel que représenté en figure 2a, - la figure 3 représente un diagramme général du modulateur objet de la présente invention dans lequel un résidu de porteuse est réinjecté en sortie pour reconstituer une porteuse modulée, - la figure 4a représente un schéma détaillé d'un modula teur selon l'invention plus particulièrement destiné à la transmission de signaux de télévision numérique. - la figure 4b représente le spectre d'un signal remar quable obtenu après modulation par la mise en oeuvre du modulateur objet de la présente invention, - la figure 4c représente le spectre du signal effective ment obtenu après modulation par la mise en oeuvre du modulateur objet de l'invention, - la figure Sa représente le gabarit de la fonction de transfert théorique qui doit être obtenue du fait du filtrage réalisé successivement par le premier et le deuxième circuit de filtrage, - la figure 5b représente la fonction de transfert dans un plan atténuation-fréquences du deuxième circuit de filtrage, - la figure 5c représente la fonction de transfert d'un filtre élémentaire dans un plan atténuation-fréquence, dans un mode de réalisation du premier circuit de filtrage formé par deux de ces filtres élémentaires mis en cascade, - la figure 5d représente la fonction de transfert globale du filtrage obtenu du fait de la mise en oeuvre des filtres dont la fonction de transfert est représentée en figures 5b et 5c. Une description plus détaillée d'un modulateur d'amplitude à bande latérale résiduelle pour signaux numériques conforme à l'objet de la présente invention sera maintenant donnée en liaison avec les figures 2a, 2b et 2c. Sur la figure 2a, on a représenté le modulateur objet de la présente invention, celui étant adapté au traitement d'une suite d'échantillons codés, notés u(k). Le modulateur comprend, ainsi que représenté sur la figure 2a précitée, un circuit 1 de suréchantillonnage des échantillons u(k) dont le rapport de suréchantillonnage est > à 2. Ce circuit de suréchantillonnage est destiné à supprimer tout risque de repliement du spectre des échantillons par filtrage ultérieur ainsi qu'il sera décrit, ci-après, dans la description. Le circuit de suréchantillonnage 1 délivre des signaux suréchantillonnés consistant à une suite d'échantillons notés u*(k). Le modulateur comprend en outre, un premier circuit de filtrage passe-bas noté 2 de type 1/2 Nyquist permettant de limiter en fait la largeur de bande du signal numérique en un signal x(k) en bande de base à partir du signal délivré par le circuit de suréchantillonnage 1, la suite d'échantillons u*(k). En outre, dans la chaine formée par la cascade précédemment mentionnée, un circuit modulateur d'amplitude doit être prévu, lequel reçoit d'une part, le signal x(k) en bande de base et d'autre part, un signal de modulation noté yO(k) de fréquence f1 et délivrant un signal modulé yl(k). Un deuxième circuit de filtrage passe-bas noté 4 est prévu, lequel reçoit alors le signal modulé y1(k) et réalise un filtrage de Nyquist autour de la fréquence f1 du signal de modulation yO(k). Ce deuxième circuit de filtrage délivre un signal modulé filtré noté y2(k). Un circuit de conversion numérique analogique 5 est alors prévu dans la chaine, ce circuit 5 recevant le signal modulé filtré y2(k) et délivrant un signal analogique y3(t), ce signal analogique correspondant à un signal de modulation de porteuse modulée et filtrée. Selon une caractéristique particulièrement avantageuse du modulateur objet de la présente invention, le premier et le deuxième circuit de filtrage 2 et 4 sont formés par des filtres numériques transversaux. Sur les figures 2b et 2c, on a représenté la fonction de transfert ou gabarit du premier respectivement deuxième circuit de filtrage, c'est-à-dire, leur atténuation relative en fonction de la fréquence. Le premier circuit de filtrage permet de limiter la largeur de bande du signal à transmettre, par l'intermédiaire du signal suréchantillonné u*(k), à une fréquence de coupure FM correspondant à la bande de base. Dans le cas d'une transmission numérique, ce premier circuit de filtrage permet de réaliser la fonction racine de Nyquist. Ce premier circuit de filtrage associé à un même circuit de filtrage en réception permet de garantir l'absence d'intermodulation inter-symbole pour 1 'ensemble du processus de transmission. Le deuxième circuit de filtrage 4 permet de réaliser l'atténuation de la bande latérale supérieure du'signal, ce deuxième circuit de filtrage réalisant un filtrage de Nyquist autour de la fréquence f1 du signal de modulation Yo(k) . On notera que le circuit modulateur 3 est avantageusement constitué par un circuit multiplicateur numérique lequel à partir des signaux échantillons x(k) délivrés par le premier circuit de filtrage 2 et des échantillons yO(k) constituant le signal de modulation permet de délivrer le signal yl(k) produit des échantillons correspondants au deuxième circuit de filtrage 4. On obtient ainsi, en sortie du deuxième circuit de filtrage 4, le signal modulé filtré y2(k), ce signal constituant en fait un signal modulé en amplitude à bande latérale résiduelle, réplique échantillonnée du signal obtenu dans le cas de l'art antérieur, conformément au schéma représenté en figure la. Enfin, la chaine précitée constitutive du modulateur objet de la présente invention, comprend également un circuit de conversion numérique analogique 5, lequel reçoit le signal modulé filtré y2(k) et délivre un signal analogique y3(t) correspondant à un signal de modulation de porteuse modulée et filtrée, ce signal analogique correspondant sensiblement, effectivement, au signal y2(t) obtenu par les modulateurs de l'art antérieur tels que représentés en figure la. Sur la figure 3, on a représenté une variante de réalisation avantageuse non limitative du modulateur objet de la présente invention, dans le cas où on souhaite réaliser un modulateur à bande latérale résiduelle à porteuse conservée. Dans un tel cas, le modulateur, selon l'invention, comprend, en outre, une voie génératrice de porteuse résiduelle, notée 6, cette voie recevant en entrée un signal d'horloge noté CLK de référence et délivrant en sortie un résidu de porteuse d'amplitude déterminée. Le signal résidu de porteuse étant noté RP sur la figure 3. En outre, un circuit additionneur 7 est prévu, ce circuit additionneur 7 recevant d'une part, le signal analogique y3(t)délivré en sortie du circuit de conversion numéri-que analogique 5 et d'autre part, le résidu de porteuse RP. I1 délivre le signal à porteuse conservée noté y4(t). On notera bien sûr que le circuit additionneur 7 peut être réalisé par tout circuit additionneur analogique classique. Une description plus détaillée d'un mode de réalisation préférentiel du modulateur objet de l'invention sera donnée en liaison avec la figure 4. Selon la figure précitée, le deuxième circuit de filtrage 4 comprend un filtre numérique transversal 40 formant une première voie et un circuit de retard 41 formant une deuxième voie, les deux voies précitées étant parallèles et réunies par un circuit 42 de multiplexage recevant sur une première respectivement deuxième entrée de multiplexage, les signaux délivrés par la première respectivement la deuxième voie précitée. Le circuit de multiplexage 42 reçoit en outre, sur une entrée de commande de multiplexage un signal de commande de multiplexage à la fréquence 4Fs, où Fs désigne la fréquence d'échantillonnage des échantillons ou suites d'échantillons u(k). Bien entendu, l'ensemble des circuits du modulateur tels que représentés en figure 4 est synchronisé par un circuit d'horloge recevant en entrée un signal de référence d'horloge CLK à la fréquence d'échantillonnage Fs. Le circuit d'horloge noté 8 comprend, par exemple, un circuit mélangeur 80 recevant le signal d'horloge CLK, un circuit 82 oscillateur à fréquence commandée VCO dont l'entrée de commande est reliée au circuit mélangeur 80 par l'intermédiaire d'un filtre 81, le circuit oscillateur à fréquence commandée 82 délivrant par exemple, un signal dont la fréquence est égale à quatre fois la fréquence d'échantillonnage, 4Fs en sortie.Deux circuits diviseurs de fréquence en cascade 83 et 84 permettent de délivrer, respectivement, à partir du signal engendré par le circuit oscillateur à fréquence contrôlée 82, un signal de fréquence 2Fs puis respectivement un signal de fréquence Fs, lequel est réinjecté au niveau du circuit mélangeur 80 pour réaliser une boucle de phase.Le circuit 82, circuit oscillateur à fréquence commandée, délivre les signaux de commande de multiplexage et de commande de conversion numérique analogique à la fréquence 4Fs et également les signaux de commande d'échantillonnage du premier circuit de filtrage 2 et du filtre numérique transversal 40 formant le deuxième circuit de filtrage 4 à la fréquence 2Fs, ainsi que, finalement, le signal de modulation yO(k) lequel dans le mode d'exemple non limitatif de la figure 4 présente une fréquence f1 égale à la fréquence d'échantillonnage Fs ainsi qu'il sera décrit ci-après dans la description. En outre, on notera que le circuit de conversion numérique analogique 5 peut d'une manière avanta-geuse comprendre un module de conversion numérique analogique proprement dit 50, suivi d'un circuit de filtrage 51, le filtre 51 étant un filtre de type passe-bas analogique permettant de réaliser une correction d'amplitude de type X/sinX. Ce type de correction est connu de l'homme de l'art et, à ce titre, ne sera pas décrit en détail. En outre, une telle correction peut être effectuée sous forme numérique par une modification correspondante de la fonction de transfert du premier filtre 2. On notera également que la voie génératrice 6 d'un signal de porteuse résiduelle peut avantageusement comprendre un filtre d'entrée 60 recevant le signal d'horloge CLK à la fréquence d'échantillonnage Fs des échantillons u(k), un module de décalage de phase 61 permettant d'ajuster la valeur de la phase de la porteuse résiduelle PR, ainsi qu'un module de réglage d'atténuation, module atténuateur variable 62, ce qui permet d'obtenir au niveau du circuit additionneur 7 un indice de modulation désiré pour le signal y4(t). Le fonctionnement correspondant du modulateur pour signaux numériques objet de la présente invention tel que invention tel que représenté en figure 4 sera décrit dans un mode d'utilisation particulier, avantageux non limitatif ciaprès. La suite d'échantillons u(k) à l'entrée du modulateur objet de la présente invention est considérée formée par des échantillons codés sur N bits de fréquence égale à I/Ts, Ts représentant la durée d'un échantillon. Dans le cas de la transmission d'un signal numérique de débit D bits/s, chaque échantillon de la suite d'échantillons est codé sur N bits pour une modulation à 2N états d'amplitude. Ainsi, à titre d'exemple non limitatif, chaque échantillon du train d'échantillons entrant transmet un bit par échantillon pour une modulation à deux états d'amplitude, deux bits par échantillon pour une modulation à quatre états d'amplitude, trois bits par échantillon pour une modulation à huit états d'amplitude. Dans le cas d'un signal de transmission de télévision de type D2 MAC ou HDMAC constitué par une suite d'échantillons codés sur N = 8 bits à la fréquence d'échantillonnage Fs = 20,25 MHz, le signal u(t) en fonction du temps peut s'écrire sous la forme u(t) =Euk.U(t-kTs) (1) k Dans la relation précitée, on note que uk désigne la valeur de l'échantillon codé sur N bits de la suite d'échantillon u(k), U(t) désigne une fenêtre rectangulaire définie sur l'intervalle fermé EO,Ts]. Les échantillons uk de la suite d'échantillons u(k) sont soumis à l'opération de suréchantillonnage au niveau du circuit de suréchantillonnage 1, laquelle consiste à définir la suite d'échantillons u*(k) définie par u*2k = uk u*2k+1 = 0 (2) Le signal analogique fonction du temps résultant peut alors être écrit sous la forme u*(t) = z u*k U(t-kT) (3) k Dans cette relation T = Ts/2. La suite d'échantillons issue du suréchantillonnage u*(k) est soumise au filtrage réalisé par le premier circuit de filtrage 2, lequel est par exemple constitué par un filtre à P coefficient réalisant le filtrage en racine de Nyquist, précédemment mentionné. La suite d'échantillons x(k) de fréquence 1/T obtenue à la sortie du premier circuit de filtrage 2 s'écrit P x(k) = z hp. u*k-p (4) p=l Dans cette relation hp désigne le coefficient d'ordre p du filtre correspondant. Le signal analogique x(t) correspondant à la suite d'échantillons x(k) précédente s'écrit x(t) = s xk.U(t-kT) (5) k Le circuit modulateur 3 permet alors d'effectuer le produit du signal x(t) par le signal de porteuse yO(t) dont l'expression s'écrit :: yO(t) = cos2E1t, soit sous forme échantillonnée à la fréquence 1/T y0 (kT) = cos (2u.f1.kT) (6) Pour une fréquence porteuse fl égale à 1/Ts, fréquence d'échantillonnage Fs de la suite des échantillons u(k) appliquée en entrée du modulateur, alors le signal de porteuse y0(t) s'écrit sous forme échantillonnée yO(kT) = cos kit = (1)k (7) ainsi, dans la réalisation sous forme numérique, l'opération de modulation réalisée par le circuit modulateur 3 revient simplement à inverser le signe d'un échantillon sur deux de la suite x(k) d'échantillons.Le signal échantillonné délivré par le circuit modulateur 3 s'écrit alors y1(k) = (-l)kxk (8) Le signal analogique de porteuse modulée équivalent y1(t) s'écrit alors y1(t) = Sylk.U(t-kT) (9) k Le diagramme amplitude fréquence ou spectre Y1(f) du signal y1(t) précité constituant la porteuse modulée à double bande est représenté en figure 4b. Le signal y1(t) précité est alors soumis par l'intermédiaire du deuxième circuit de filtrage 4 au filtrage de Nyquist, lequel permet de supprimer partiellement la bande latérale supérieure du signal précité. Comme le spectre du signal y1(t) s'étend au delà de la fréquence 3/2Ts, cela signifie que la fréquence d'échantillonnage du signal filtré par le deuxième circuit de filtrage précité doit être supérieure à 3/Ts, afin d'éviter les distorsions dues au phénomène de repliement de spectre. La fréquence d'échantillonnage 4/Ts, c'est-à-dire la fréquence du signal de commande d'échantillonnage du deuxième circuit de filtrage 4, prise égale à la valeur 4/Ts (ou 4Fs), représente alors un compromis satisfaisant. Le deuxième circuit de filtrage 4 étant un filtre de Nyquist autour de la fréquence Fs, sa réponse impulsionnelle s'annule aux instants t=kT=kTs/2 pour k différent de 0. Dans le mode de réalisation de la figure 4a, le facteur de suréchantillonnage étant pris = à 2 par exemple, un coefficient sur deux de la réponse impulsionnelle est nul, ce qui permet une réalisation sous forme polyphasée du deuxième circuit de filtrage 4 et du filtre numérique transversal 40 fonctionnant à la fréquence 2Fs. Le signal y1(t), c'est-à-dire son image échantillonnée yl(k) est alors appliqué au filtre numérique transversal 40 et au circuit de retard 41, lesquels sont tous deux échantillonnés à la fréquence 1/T. Le filtre transversal numérique 40 peut alors être constitué par un filtre numérique transverse à Q coefficients fonctionnant à la fréquence 1/T. Le filtre numérique 40 délivre, alors en sortie, un signal noté Vn lequel s'écrit Q Vn = s qk y1n-k (10) k=l dans laquelle qk désigne la valeur correspondante des coefficients du filtre numérique transversal 40, ce filtre étant supposé comporter un nombre Q impair de coefficients. La deuxième voie peut alors être formée par un élément de retard, dont le retard est égal à LxT avec L = Q-1 2 L'élément de retard peut être réalisé par exemple par un circuit de mémorisation des échantillons y1k correspondants lesquels sont lus avec le retard L précité. La suite des échantillons Un délivrés par l'élément de retard 41, s'écrit Un = yln-l (11) Le multiplexeur 42 recevant les suites de valeurs Vn et Un précédemment définies permet de multiplexer temporellement ces valeurs à une fréquence l/Tc égale au double de celle des échantillons de valeur Vn ou Un précités. Le signal de sortie y2(k), suite d'échantillons délivrée par le deuxième circuit de filtrage 4, c'est-àdire par le multiplexeur 42, peut alors s'écrire sous forme analogique suivant la relation y2(t) = s y2n.U(t-nTc) n avec y2n = Un (12) y2n+l = Vn Tc = Ts/4 On notera que signal y2(t) représentant la porteuse modulée à bande latérale résiduelle est alors appliquée au convertisseur numérique analogique 5, c'est-à-dire au module de conversion numérique analogique proprement dit 50, ce module étant piloté à la fréquence 1/Tc soit à la fréquence 4Fs. Le spectre Y3(f) du signal y3(t) effectivement obtenu après modulation et conversion numérique analogique est représenté en figure 4c. Ainsi, pour la transmission d'un signal de télévision de type D2 MAC ou H D MAC constitué par une suite d'échantillons codés sur N = 8 bits à la fréquence d'échantillonnage Fs = 20,25 MHz, la fréquence f1 du signal de modulation a pour valeur f1 = 20,25 MHz, la fréquence d'échantillonnage du premier circuit de filtrage passe-bas est fe1 = 2Fs = 40,50 MHz, la fréquence d'échantillonnage du deuxième circuit de filtrage 4 est égale à fe2 = 81 MHz et la fréquence du signal de commande de multiplexage est également égale à fcm = 4Fs = 81 MHz. Une description plus détaillée de la mise en oeuvre du premier 2 et du deuxième 4 circuit de filtrage sera maintenant donnée avec les figures 5a, 5b et 5c. Dans un mode de réalisation préférentiel, les spécications du premier 2 et du deuxième 4 circuit de filtrage ont été déterminés à partir des gabarits du filtre passebas en racine de Nyquist et du filtre à ondes de surface après transposition, dans le cas de la transmission de signaux de télévision de type HDMAC actuel autour de la fréquence de 20,25 MHz. On notera que la fonction de transfert du premier 2 et du deuxième 4 circuit de filtrage, fonction de transfert théorique, correspond à celle représentée en figure 5a. On notera, en particulier, que la réalisation d'un filtre de Nyquist sous forme numérique permet d'éliminer complètement l'interférence entre symboles lES ainsi que déjà mentionné dans la description. Compte-tenu du processus de suréchantillonnage utilisé, le facteur de suréchantillonnage étant pris égal à 2 ainsi que déjà mentionné précédemment, un coefficient sur deux de la réponse impulsionnelle est nul, ce qui permet un fonctionnnement sous forme polyphasée des filtres précités à une fréquence d'échantillonnage de 40,5 MHz au lieu de 81 MHz, des circuits MULAC de type classique, réalisés et commercialisés par le Centre National d'Etudes des Télécommmunications (CNET) 38000 GRENOBLE en France, pouvant alors être utilisés pour la réalisation de ces filtres. En ce qui concerne les méthodes de synthèse mises en oeuvre, on indique que le premier 2 et le deuxième 4 circuit de filtrage peuvent être calculés séparément, le seul intérêt d'une optimisation conjointe consistant, par exemple, à optimiser le premier circuit de filtrage 2 connaissant les paramètres du deuxième circuit de filtrage 4 pouvant être, alors, de réduire l'ondulation du filtre passe-bande résultant, au prix cependant d'une complexité de calcul plus grande. On notera que les méthodes de synthèse du premier et du deuxième circuit de filtrage mises en oeuvre ont permis la détermination de filtres RIF optimum suivant le critère de minimisation de la norme de Chebyschev de l'écart pondéré entre la fonction que lVon souhaite obtenir et le filtre proprement dit. L'intérêt de cette méthode est de garantir la solution, si elle existe, qui fourni un nombre minimum de coefficients pour les filtres pour réaliser un gabarit don né. - Spécification et synthèse du deuxième circuit de filtrage 4 les spécifications du deuxième circuit de filtrage 4 sont déterminées et définies de façon à définir un filtre de Nyquist ayant un facteur de coupure p - 0,034, la spécification étant telle que pour 0 pour 19,35sf(MHz) pour f=20,25 MHz - 6 dB pour 20,95 39dB pour 20,15 f(MHz) 50dB Dans les relations précitées "ond" désigne le taux d'ondulation et "att" désigne l'atténuation exprimés en décibels. Cette spécification a été atteinte par la mise en oeuvre de 5 circuits MULAC pour réaliser un filtre de Nyquist de longueur 159. En fait, pour la spécification précédente, il est préférable de retenir dans la bande passante un intervalle unique jusqu'à 19,55 MHz où le taux d'ondulation est inférieur à 0,027 dB, la bande atténuée se déduisant par symétrie. La solution continue optimale avec 159 coefficients représentée en annexe 1 à la présente description vérifie strictement la condition de Nyquist et se caractérise par une ondulation de + 0,021 dB et une atténuation de 52,20 dB. L'optimisation de la synthèse discrète permet d'atteindre sensiblement les caractéristiques de la spécification améliorée précitée. Les représentations en fréquence correspondantes dans un plan atténuation-fréquences pour le deuxième circuit de filtrage 4 sont données à la figure 5b et les valeurs entières des coefficients d'atténuation du filtre correspondant sont données dans l'annexe 1 à la description précédemment mentionnée. Spécification et synthèse du premier circuit de filtrage 2. Le premier circuit de filtrage 2 est un filtre en racine de Nyquist autour de la fréquence 10,125 MHz dont le facteur de coupure est y=0,1. L'ondulation totale tolérée dans la bande se situe autour de 0,25 dB, tandis que la bande atténuée, qui contribue à la réjection des basses fréquences du spectre du signal modulé, se décompose de la façon ci-après - bande atténuée 1 dans l'intervalle [11,1375 MHz 11,19 MHz] atténuation > à 35 dB bande atténuée 2 dans l'intervalle tll,2 MHz ; 20,25 MHz] atténuation > à 70 dB. Des études menées relativement à la réalisation de la synthèse continue des spécifications précitées ont montré que le nombre minimum de circuits de type MULAC pour satisfaire une telle spécification est égale à 5. Toutefois, une telle méthode se heurte notamment à l'apparition de suroscillations au début de la bande de transition et à un problème d'augmentation du nombre de circuits MULAC, sans toutefois permettre l'obtention des spécifications dans la bande passante. Pour les raisons précitées, une solution de synthèse sous forme cascade a été préférée pour la réalisation du filtre en racine de Nyquist. La réalisation du filtre en racine de Nyquist sous forme cascade consiste essentiellement en une répartition de la spécification initiale sur deux filtres élémentaires identiques en cascade, l'ondulation de chaque filtre élémentaire mis en cascade devant être deux fois plus faible, alors que l'atténuation peut être réduite à 35dB au lieu de 70 dB de départ. La solution retenue pour la réalisation du filtre élémentaire correspondant nécessite cependant 4 circuits MULAC pour la réalisation de la spécification modifiée précitée. La réponse en fréquence du filtre élémentaire est donnée en figure 5c, les valeurs des coefficients pour chaque filtre élémentaire à 63 coefficients étant données en annexe 2 à la présente description. Avec le type de solution retenue précédemment, les spécifications modifiées sont largement satisfaites, avec une ondulation totale, pour le filtre résultant produit des deux filtres élémentaires, inférieure à 0,2 dB, une atténuation supérieure à 0,2 dB et un niveau de - 3,06 dB à la fréquence 10,125 MHz, au prix de la mise en oeuvre de 8 circuits MULAC. Bien entendu, le mode de réalisation précité peut être remplacé par un mode de réalisation direct, les filtres élémentaires en cascade étant remplacés par un filtre unique de spécification équivalente. En ce qui concerne la fonction de transfert globale du filtrage ainsi réalisé par la mise en oeuvre du premier 2 et deuxième 4 circuit de filtrage dans le modulateur objet de la présente invention, les opérations de suréchantillonnage au moyen du circuit de suréchantillonnage 1 pour un rapport de suréchantillonnage égal à 2 et de modulation à la fréquence fl = 20,25 MHz ont permis d'aboutir aux courbes de fonction de transfert représentées en figure 5d dans un espace atténuation-fréquences. On a ainsi décrit un modulateur d'amplitude à bandes latérales résiduelles pour signaux numériques particulièrement performant dans la mesure où le modulateur objet de la présente invention peut être réalisé à partir de circuits numériques non spécifiques. Ces circuits, et en particulier les circuits de filtrage numérique utilisés, de type MULAC, sont des filtres numériques transversaux à phase linéaire, lesquels permettent d'obtenir une réponse amplitude fréquence quasi parfaite et parfaitement reproductible. On notera en particulier que le modulateur objet de la présente invention, en raison de sa réalisation à partir de circuits numériques non spécifiques, peut être totalement paramétré, ce qui permet, pour une structure déterminée de celui-ci, une utilisation dans des domaines aussi variés que la transmission de signaux numérique de données que de signaux de télévision par exemple. ANNEXE 1 2 O014615 -.00048828 -2 1111111111110 2 -.0000016s .00000000 0 0000000000000 3 .00053801 .00097656 4 0000000000100 4 -.00000079 .00000000 0 0000000000000 5 -.00063225 -.00024414 -1 1111111111111 6 -.00000186 .00000000 0 0000000000000 7 .00074240 .00122070 5 0000000000101 8 -.00000084 .00000000 0 0000000000000 9 -.00085912 -.00122070 -5 1111111111011 10 -.00000152 .00000000 0 0000000000000 11 .00099320 .00073242 3 0000000000011 12 -.00000109 .00000000 o 0000000000000 13 -.00113514 -.00073242 -3 1111111111101 14 -.00000152 .00000000 0 0000000000000 15 .00129592 .00122070 S 0000000000101 16 -.00000083 .00000000 0 0000000000000 17 -.00146696 -.00146484 -6 1111111111010 18 -.00000171 .00000000 0 0000000000000 19 .00166010 .00195312 8 0000000001000 20 -.00000104 .00000000 0 0000000000000 21 -.00186585 -.00170898 -7 1111111111001 22 -.00000137 .00000000 0 0000000000000 23 .00209376 .00195312 8 0000000001000 24 -.00000041 .00000000 0 0000000000000 25 -.00233633 -.00219727 -9 1111111110111. 26 -.00000172 .00000000 0 0000000000000 27 .00260875 .00244141 10 0000000001010 28 -.00000090 .00000000 0 0000000000000 29 -.00289653 -.00292969 -12 1111111110100 30 -.00000177 .00000000 0 0000000000000 31 .00321740 .00317383 13 0000000001101 32 -.00000088 .00000000 0 0000000000000 33 -.00356065 -.00366211 -15 1111111110001 34 -.00000180 .00000000 0 0000000000000 35 .00394057 .00366211 15 0o00000001111 36 -.00000068 .00000000 0 0000000000000 37 -.00435012 -.00439453 -18 1111111101110 38 -.00000187 .00000000 0 0000000000000 39 .00480368 .00463867 19 0000000010011 40 -.00000074 .00000*000 o 0000000000000 V 40 premiers coefficients du filtre 40 ANNEXE 1 (Suite) 1 -.0C52956; -.Z0537109 -22 1111111101010 f -.30000?9i .00000000 0 0000000000000 ;3 .00584180 .00585938 24 0000000011000 -.00000037 .00000000 0 0000000000000 45 -.00643979 -.00634766 -26 1111111100110 i6 -.00000203 .00000000 0 00000000u0000 47 .00710867 .00708008 29 0000000011101 48 -.00000064 .00000000 0 0000000000000 49 -.00784936 -.00781250 -32 1111111100000 50 -.00000211 .00000000 0 0000000000000 51 .00868647 .00878906 36 0000000100100 52 -.00000056 .00000000 0 0000000000000 53 -.00962963 -.00952148 -39 1111111011001 54 -.00000201 .00000000 0 0000000000000 55 .01071234 .01074219 44 0000000101100 56 -.00000044 .00000000 0 0000000000000 57 -.01195977 -.01196289 -49 1111111001111 58 -.00000202 .00000000 0 0000000000000 59 .01342735 .01342773 55 0000000110111 60 -.00000046 .00000000 0 0000000000000 61 -.01517194 -.01513672 -62 1111111000010 62 -.00000212 .00000000 0 0000000000000 63 .01730071 .01708984 70 0000001000110 64 -.00000020 .00000000 0 0000000000000 65 -.01995380 -.02001953 -82 1111110101110 66 -.00000216 .00000000 0 0000000000000 67 .02338313 .02319336 95 0000001011111 68 -.00000031 .00000000 0 0000000000000 69 -.02799743 -.02807617 -115 1111110001101 70 -.00000226 .00000000 0 0000000000000 71 .03459772 .03442383 141 0000010001101 72 -.00000030 .00000000 0 0000000000000 73 -.04486964 -.04492188 -184 1111101001000 74 -.00000207 .00000000 0 0000000000000 75 .06323210 .06323242 259 0000100000011 76 -.00000030 .00000000 0 0000000000000 77 -.10584284 -.10595703 -434 1111001001110 78 -.00000202 .00000000 0 0000000000000 79 .31822479 .31835938 1304 0010100011000 80 .49999958 .50000000 2048 0100000000000 - A 1 suite des coefficients du filtre 40 ANNEXE 2 1 .00150010 .00146484 3 000000000011 2 -.00413883 -.00390625 -8 111111111000 3 -.00033725 -.00048828 -1 111111111111 4 .00302909 .00292969 6 000000000110 S -.00010754 .00000000 0 000000000000 6 -.00403904 -.00390625 -8 111111111000 7 .00071298 .00048828 1 000000000001 8 .00533049 .00537109 11 000000001011 9 -.00144851 -.00146484 -3 111111111101 10 -.00649045 -.00634766 -13 111111110011 11 .00285868 .00292969 6 000000000110 12 .00802918 .00781250 16 000000010000 13 -.00447786 -.00439453 -9 111111110111 14 -.00935358 -.00927734 -19 111111101101 15 .00696978 .00683594 14 000000001110 16 .01097003 .01074219 22 000000010110 17 -.00996462 -.00976562 -20 111111101100 18 -.01230074 -.01220703 -25 111111100111 19 .01422525 .01416016 29 000000011101 20 .01382068 .01367188 28 000000011100 21 -.01966438 -.01953125 -40 111111011000 22 -.01497161 -.01513672 -31 111111100001 23 .02754478 .02734375 56 000000111000 24 .01620606 .01611328 33 000000100001 25 -.03905570 -.03906250 -80 111110110000 26 -.01700270 -.01708984 -35 11111101101 27 .05905746 .05908203 121 0000011 01 28 .01779882 .01757812 36 000000100100 29 -.10319520 -.10302734 -211 111100101101 30 -.01809948 -.01806641 -37 111111011011 31 .31741104 .31738281 650 0010100010f0 32 .51835805 .51855469 1062 010000100110 32 premiers coefficients du filtre élémentaire constitutif d'un premier circuit de filtrage cascade de deux filtres élémentaires. REVENDICATIONS 1) Modulateur d'amplitude à bande latérale résiduelle pour signaux analogiques échantillonnés ou numériques, formés d'une suite d'échantillons codés u(k), caractérisé en ce que ledit modulateur comprend en cascade - des moyens de suréchantillonnage, dont le rapport de suréchantillonnage est > 2, destinés à supprimer tout risque de repliement du spectre des échantillons par filtrage, - des premiers moyens de filtrage passe-bas, permettant de limiter la largeur de bande du signal numérique en un signal x(k) en bande de base, - des moyens modulateurs d'amplitude recevant, d'une part, ledit signal x(k) en bande de base et, d'autre part, un signal de modulation yO(k) de fréquence f1 et délivrant un signal modulé yl(k), - des deuxièmes moyens de filtrage passe-bas recevant ledit signal modulé yl(k) et réalisant un filtrage de Nyquist, autour de la fréquence f1 du signal de modulation, et délivrant un signal modulé filtré y2(k), - des moyens de conversion numérique-analogique recevant ledit signal modulé filtré y2(k) et délivrant un signal analogique y2(t) correspondant à un signal de modulation de porteuse modulée et filtrée. 2) Modulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits premiers et deuxièmes moyens de filtrage sont formés par des filtres numériques transversaux. 3) Modulateur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que, dans le cas de signaux numériques, les premiers moyens de filtrage réalisent en outre la fonction racine de Nyquist. 4) Modulateur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que lesdits moyens modulateurs sont constitués par un circuit multiplicateur numérique et en ce que lesdits deuxièmes moyens de filtrage comportent - un filtre numérique transversal formant une première voie, - un circuit de retard formant une deuxième voie, - un circuit de multiplexage recevant sur une première respectivement deuxième entrée de multiplexage les signaux délivrés par la première respectivement deuxième voie et sur une entrée de commande de multiplexage un signal de commande de multiplexage à la fréquence 4Fs où Fs désigne la fréquence d'échantillonnage des échantillons, - un circuit d'horloge recevant en entrée un signal de référence d'horloge CLK à la fréquence d'échantillonnage Fs et délivrant des signaux de commande de multiplexage et de commande de conversion numérique analogique à la fréquence 4Fs, et ledit signal de modulation à la fréquence f1 = Fs. 5) Modulateur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que, en vue de réaliser un modulateur à bande latérale résiduelle à porteuse conservée, celui-ci comprend, en outre - une voie génératrice d'un signal de porteuse résiduelle, recevant en entrée ledit signal d'horloge CLK et délivrant en sortie un résidu de porteuse d'amplitude déterminée, - des moyens mélangeurs recevant, d'une part, ledit signal analogique y3(t) correspondant au signal de modulation de porteuse modulée et filtrée, et, d'autre part, ledit résidu de porteuse et délivrant ledit signal à porteuse conservée y4(t). 6) Utilisation d'un modulateur selon l'une des revendications précédentes, dans laquelle dans le cas de la transmission d'un signal numérique de débit D bits/s, chaque échantillon de la suite d'échantillons est codé sur N bits pour une modulation à 2N états d'amplitude. 7) Utilisation selon la revendication 6, caractérisée en ce que pour un signal de transmission de télévision de type D2MAC ou HDMAC, constitué par une suite d'échantillons codés sur N = 8 bits à la fréquence d'échantillonnage Fs, - la fréquence fl dudit signal de modulateur a pour valeur: f1 = 20,25 MHz, - la fréquence d'échantillonnage desdits premiers moyens de filtrage passe-bas est fel = 2Fs = 40,50 MHz, - la fréquence d'échantillonnage desdits deuxièmes moyens de filtrage passe-bas est fe2 = 4fs = 81 MHz, - la fréquence du signal de commande de multiplexage est fcm = 4Fs = 81 MHz.l