FR 2685091 A1 19930618 FR 7228060 A 19720803 La présente invention se rapporte, d'une manière générale, aux systèmes de poursuite et de guidage et concerne, en particulier, des systèmes dans lesquels des signaux radar provenant d'un émetteur sont utilisés pour commander l'interception d'une cible par un missile. Il est bien connu dans la technique que les systèmes de poursuite et de guidage dits "semi-actifs" ont une large application dans le domaine de la commande de l'interception d'une cible par un missile. Un système "semi-actif" est un système dans lequel une cible intéressante et un missile sont tous deux irradiés par de lté- nergie haute-fréquence provenant d'un radar. Une partie de lténer- gie réfléchie par la cible est reçue par le missile en même temps que lténergie directement transmise à partir du radar. Par traitement de ces signaux dans le missile sont produits des signaux de guidage qui provoquent l'interception de la cible par le missile. Lessignaus de guidage représentent l'angle d'azimut, l'angle de site et leurs taux de variation respectifs, ainsi que la vitesse de rapprochement entre le missile et la cible. Bien qu'un système semi-actif conserve sa précision et sa fiabilité jusqu'à la portée maximale du radar, 1'expérience a prouvé que certaines conditions de fonctionnement peuvent donner lieu à des diZficultés qui compromettent la performance à tout moment. Les conditions de fonctionnement principales, qui compromettent la performance, sont entre autres le brouillage dA aux échos du sol et le bruit. Les signaux de brouillage par les échos du sol et le bruit sont traités en combinaison avec les signaux de poursuite de cible, de sorte que de grandes quantités d'échos du sol tentent à saturer des éléments de traitement. Cette saturation affecte la linéarité du récepteur et peut ainsi provoquer une erreur impossible à corriger ou une dégradation irrémédiable de l'information directionnelle mesurée. Compte tenu de ce qui précède, l'invention a essentiellement pour objet de créer un système perfectionné pour la poursuite semiactive d'une cible et le guidage d'un missile en vue d'assurer une interception. Un autre but de l'invention est de réduire l'effet de saturation de grandes quantités d'échos du sol ou de bruit reçues par le système dans une plus grande mesure que jusqu'à présent. Pour atteindre ces buts et d'autres encore, il est essentielle. ment prévu suivant l'invention de poursuivre les décalages de fré quence dus à l'effet Doppler, dits ici par abréviation "décalages Doppler't résultant du mouvement relatif entre un émetteur radar, un missile et une cible, ainsi que les variations de fréquence dudit émetteur radar, de manière à en tirer des signaux de commande pour un oscillateur local hyperfréquence commun d'un récepteur.Lorsque les signaux de sortie de cet oscillateur local sont mélangés, dans des mélangeurs séparés, avec les signaux haute-fréquence reçus par l'antenne de poursuite de cible du missile et avec les signaux haute-fréquence reçus par l'antenne à fréquence de référence du missile, les signaux à fréquence intermédiaire résultants sont traités pour produire des signaux de commande appropriés qui font, à leur tour, varier la fréquence de l'oscillateur local hyperfréquence commun de telle manière que les signaux à fréquence intermédiaire résultants de signaux haute-fréquence reçus par l'antenne de poursuite de cible du missile soient maintenus à une fréquence sensiblement constante en dépit de variations des décalages Doppler ou de la fréquence émise. D'autres caractéristiques de l'invention apparaîtront au cours de la description qui va suivre. Aux dessins annexés, donnés uniquement à titre d'exemples - la Fig. 1 représente une application de l'invention à un système de guidage de missile à radar semi-actif; - la Fig. 2 est un schéma symbolique simplifié du récepteur représenté sur la Fig. 1; et - la Fig. 3 est un schéma symbolique montrant une application de l'invention à un système radar monopulsé de phase à ondes entretenues utilisant une technique de codage par modulation d'amplitude. On va maintenant examiner la Fig. 1 et l'on notera tout d'abord que le mode de réalisation particulier représenté est un système de guidage de missile à radar semi-actif. En conséquence, un radar d'éclairement de cible 10 (qui peut être un émetteur radar à impulsions, à ondes entretenues ou du type Doppler pulsé, non représenté), une cible réflectrice 11 et un missile 12 sont représentés dans des positions relatives d'interception.Le missile 12 comprend une antenne de poursuite de cible 13 capable de recevoir de l'énergie réfléchie par la cible éclairée 11 ainsi que des signaux d'écho du sol et du bruit (non représentés); une antenne à fréquence de référence 14, capable de recevoir de l'énergie directement du radar d'éclairement de cible 10, un récepteur 15 capable de traiter l'énergie reçue par l'antenne de poursuite de cible 13 et par l'an tenne à fréquence de référence 14, de manière à fournir des signaux d'ordre au système de guidage 16. Celui-ci, qui est de construction classique, ne sera pas décrit de façon détaillée.Les signaux de guidage représentent, généralement, l'angle d'azimut et l'angle de site (ou leurs taux de variation), entre la cible 11 et la ligne de visée de l'antenne de poursuite de cible 13 ainsi que la vitesse de rapprochement entre le missile 12 et la cible 11 telle qu'elle est déterminée d'après les principes du décalage Doppler. Le système de guidage 16 fournit des signaux d'entrée au système de servo-commande (non représenté) de l'antenne de poursuite de cible 13 et aux commandes aérodynamiques (non représentées) du missile 12, de manière à maintenir la cible 11 dans le champ d'action de l'antenne et à assurer l'interception de la cible 11 par le missile 12. Si l'on examine maintenant simultanément les Fig. 1 et 2, on peut voir qu'une partie de l'énergie haute-fréquence rayonnée par le radar d'éclairement de cible 10 de la Fig. 1 est reçue par l'antenne à fréquence de référence 14 du missile où elle apparat sous la forme d'un signal d'une fréquence f1. La fréquence f1 est égale à la fréquence émise f0 de ce radar modifiée, suivant le principe de Doppler, d'une quantité foVIM/c, (où c est la vitesse de la lumière et VIM, la vitesse relative entre le radar d'éclairement de cible 10 et le missile 12).En conséquence, dans l'exemple considéré, on a f1 = fo (1 - VIM/c). L'énergie haute-fréquence réfléchie par la cible éclairée 11 est reçue par l'antenne de poursuite de cible 13 et apparat sous la forme d'un signal d'une fréquence f2. La fréquence f2 est égale à la fréquence f0 émise par le radar d'éclairement de cible 10, décalée d'après le principe de Doppler d'une quantité fo (VIT + VMT)/c, où VIT est la vitesse relative entre ce radar et la cible et VMT, la vitesse relative entre le missile 12 et la cible 11. En conséquence, dans l'exemple représenté, on a: f2 = fo[1 + (VIT + VMT)/c] = f1 + foVD/c où VD = VIM + VIT + VMT. En d'autres termes, la fréquence des signaux provenant de la cible éclairée 11, au moment où ces signaux sont reçus par l'antenne de poursuite de cible 13, est fonction de la fréquence émise fO, de la vitesse relative VIT entre le radar d'éclairement de cible 10 et la cible éclairée 11 et de la vitesse relative VMT entre cette cible et le missile 12. D'une manière analogue, la fréquence des signaux provenant du radar d'éclairement de cible 10, au moment où ces signaux sont reçus par l'antenne a fréquence de référence 14, est fonction de la fréquence émise f et de la vites o se relative V1M entre le radar d'éclairement de cible 10 et le missile 12.Il en résulte alors que, si des signaux à fréquence intermédiaire à bande étroite d'une fréquence centrale prédéterminée A doivent être obtenus par battement des signaux reçus par l'antenne de poursuite de cible 13, en présence des variations des paramètres indépendants qui viennent d'être mentionnés, à savoir fo, VIT, VMT et VIM, la fréquence d'un oscillateur local, en l'occurrence l'oscillateur local hyperfréquence 19, doit être ajustée en fonction des variations de fréquence de ces paramètres; ici f = fA + f1 + f V /c. Dans le cas présent, ces variations de fréquence actionnent oD des première et seconde boucles de commande, respectivement dénommées ci-après "boucle de poursuite de fréquence de référence 17" et "boucle de poursuite de fréquence Doppler 18". Si l'on examine maintenant plus particulièrement la Fig. 2, on peut voir que les signaux d'entrée de la boucle de poursuite de fréquence Doppler 18 sont en fait des signaux à fréquence intermédiaire tirés des signaux reçus par l'antenne de poursuite de cible 13 par battement classique dans un mélangeur équilibré 20 et dans un filtre à bande étroite 21. Ce dernier élément est avantageusement un amplificateur à fréquence intermédiaire ayant une fréquence centrale fA et une largeur de bande inférieure à la différence entre la fréquence de l'oscillateur local hyperfréquence 19 et le fréquence du signal reçu par l'antenne de poursuite de cible 13. Les signaux produits par le filtre à bande étroite 21 sont utilisés pour commander la boucle de poursuite de fréquence Doppler 18, par l'intermédiaire d'un discriminateur 22. Le discriminateur 22, de fréquence centrale fA, est utilisé pour commander un oscillateur à pilotage par tension 23 qui produit des signaux d'une fréquence nominale 6 = fB + foVD/c, où fB est une fréquence fixe connue. Les signaux produits par l'oscillateur local hyperfréquence 19 sont également traités par battement dans un mélangeur équilibré 24 avec des signaux reçus par l'antenne à fréquence de référence 14. Les signaux résultants comprennent une fréquence f5 = fA + foVD/c. Ces signaux sont filtrés par un amplificateur à large bande 27 dont la bande passante est centrée sur une fréquence fA et dont la largeur de bande est supérieure à 2 f0 (max) VD (max/c) où VD (max) est la plus grande vitesse de rapprochement prévue et f0 (max), la fréquence de transmission maximale prévue, ladite largeur de bande étant par ailleurs inférieure à 2 f . Les signaux résultants de l'- o amplificateur 27 sont appliqués à un comparateur de phase 26. Les signaux produits par l'oscillateur à pilotage par tension 23 sont décalés en fréquence d'une quantité C par l'oscillateur local 28 et le mélangeur équilibré 25 pour produire des signaux d'une fréquence f7 = fB + fC + foVD/c.Les fréquences fB et fC sont choisies telles qu'on ait fB + fC = fA # Les signaux produits par le mélangeur équilibré 25 sont, en conséquence, à la même fréquence que le signal traité par l'amplificateur 27, soit fA + foVD/c. Les signaux du comparateur de phase 26, en combinaison avec un réseau conformateur 29, sont utilisés pour commander l'oscillateur local hyperfréquence 19. Celui-ci peut être avantageusement constitué par un circuit détecteur et intégrateur. En conséquence, si le récepteur poursuit la fréquence Doppler f de la cible, o/c V et la fréquence f de l'émetteur, le comparateur c D o de phase 26 reçoit deux signaux en relation de phase. En conséquence, dans cette condition de poursuite, l'oscillateur local hyperfréquence 19 engendre un signal d'une fréquence égale à sa fréquence nominale, A + (f1 + f0V/c), et l'oscillateur à pilotage par tension 23 engendre un signal égal à sa fréquence nominale, fB + foVD/c. Etant donné que f3 est une fréquence connue, VD peut être déterminé par la fréquence du signal engendré par l'oscillateur à pilotage par tension 23.Si la fréquence d'émission f ou la fré o quence Doppler foVD/c varient, les signaux f5 et f7 subissent une variation de phase relative pour produire un signal de tension de commande de l'oscillateur local hyperfréquence 19, de manière à refléter les conditions modifiées et à maintenir ainsi le système continuellement en poursuite des fréquences dtémission et Doppler. Comme précédemment décrit, l'invention traite de l'énergie haute-fréquence reçue par l'antenne de poursuite de cible 13 d'une manière telle que le signal d'information d'angles soit à une fréquence fixe, fA, au niveau du premier étage à fréquence intermédiaire. Ceci permet un filtrage à bande étroite de l'information de poursuite de la cible par le missile pour réduire la quantité d'échos de sol, et autres signaux parasites reçus, transmis aux autres éléments de traitement. Bien que la largeur de bande de la boucle de poursuite de fréquence de référence 17 est large pour tenir compte des variations de la fréquence Doppler, les signaux reçus par l'antenne à fréquence de référence 14 sont relativement exempts de bruit par rapport aux signaux reçus par l'antenne de poursuite de cible 13. Les signaux reçus par l'antenne à fréquence de référence 14 ne sont, généralement, affectés que par des effets de bruit et des gaz de propulsion du moteur du missile qui sont faibles devant le bruit de la cible, et le brouillage par les échos de sol qui affectent, généralement, les signaux reçus par l'antenne de poursuite de cible 13. Comme le comprendront aisément les spécialistes, l'oscillateur local hyperfréquence 19 engendre des bandes latérales de bruit à modulation de fréquence en plus du signal à la fréquence A + 1 + f V /c. Il est désirable de supprimer les bandes latérales de modu oD lation en fréquence dans un environnement engendrant des signaux parasites. On obtient cette suppression en utilisant une boucle de poursuite de fréquence de référence 17 d'une largeur de bande suffisamment grande (1) Pour réduire les bandes latérales de modulation de fréquence à un niveau égal ou inférieur à l'écho Doppler, et (2) pour reproduire les "caractéristiques" de bruit à modulation de fréquence de l'émetteur. On va maintenant examiner la Fig. 3 sur laquelle est représenté un schéma symbolique d'une application de l'invention à un système radar à ondes entretenues monopulsées utilisant une technique de codage par modulation d'amplitude; on peut voir que le dispositif comprend : une section hyperfréquence 33, une section filtrage à bande étroite 34 où les signaux à fréquence intermédiaire produits par la section d'antenne 33 sont filtrés dans une bande étroite; une section modulation d'amplitude (AM) 35 où le signal-différence d'azimut, #AZ, et le signal-différence de site, # EL, sont super- posés en quadrature sous la forme de signaux de bande latérale pour former le signal-somme, ; une section 36 normalisation de gain du récepteur, ou le-gain dü récepteur est normalisé par E ; une section détection AM 37 où les bandes latérales, qui représentent n .t O sont détectées; une section détection en quadrature AZ EL 38 où l'information d'angle de site #p et l'information d'angle d'azimut #y sont déterminées et une section boucle de poursuite de fréquence Doppler et de fréquence de référence 39 où la fréquence Doppler et la fréquence d'émission sont poursuivies. L'antenne de poursuite de cible 40 de la sectl nyperfréquen- ce 33 est constituée par quatre éléments récepteurs agencés d'une manière compatible avec la description d'une antenne monopulsée de phase présentée dans Microwave Journal, octobre et novembre 1959, page 28, Fig. 1. Les opérations d'addition et de soustraction des impulsions sont traitées dans la section arithmétique "monopulsée" 41 d'une manière classique par des éléments hyperfréquence tels qu'un anneau de "Tés magiques" comme décrit dans Introduction to Radar Systems, par Merrill I. Skolnik, McGraw-Hill Book Company, 1962, page 176. Les signaux haute-fréquence résultants peuvent être représentés comme suit ou V102 est le signal-somme; V103 le signal-différence d'azimut; V104 le signal-différence de site. En conséquence a(t) représente l'enveloppe du signal de référence; e p l'angle de site, et e y l'angle d'azimut comme décrit brièvement dans Skolnik, page 181, y compris l'équa- tion 5.31. Le signal reçu par l'antenne à fréquence de référence 42 peut être représenté par où a21 (t) est une quantité en relation avec l'enveloppe du signal de fréquence de référence. L'oscillateur local hyperfréquence 43 qui peut être, par exemple un oscillateur a semi-conducteurs ou un klystron produit un signal nominal représenté par V105 = sin 2 (fA + f1 + f0 v)t c qu'on fait battre avec les signaux produits par la section arithmétique "monopulsée" 41 dans des mélangeurs équilibrés 44, 45 et 46. Toutefois, avant son battement avec le signal-somme V102 dans le mélangeur équilibré 44, le signal de sortie V105 de l'oscillateur local hyperfréquence est déphasé de 900 par le générateur de quadrature 48, de manière à produire un signal V106 qui peut être représenté par V106 = cos 2# (fA + f1 + fo VD)t. c Le signal V105 de l'oscillateur local hyperfréquence est également soumis à des battements avec le signal V101 de l'antenne à fréquence de référence dans le mélangeur équilibré 47. Les signaux produits par la section hyperfréquence 33 sont V107 = K a(t) [cos 2# fAt] V108 = K eya(t) [cos 2 # fAt] V109 = K epa(t) [cos 2 # fAt] V110 K E a21(t) [sin 2 # (fA)] où K est une constante associée au processus de mélange. Il est à noter que des mélangeurs équilibrés réels produisent également des fréquences harmoniques de celles qui sont exprimées dans V107, V108, V109' V110. Toutefois, il est évident que ces harmoniques seront rejetés et, par conséquent, peuvent être négligés. Les signaux produits par la section hyperfréquence 33 sont traités par la section filtres à bande étroite 34. La section filtres à bande étroite est constituée par des pré-amplificateurs 49, 50, 51 et par des filtres à bande étroite 52, 53, 54. Les filtres à bande étroite 52, 53, 54 peuvent être des filtres à cristal. Les filtres 52, 53 et 54 ont leur fréquence centrale en fA et une largeur de bande de moins d'un Idiz et dans tous les cas, très inférieure à 2 f1. En conséquence, les signaux traversant la section filtres à bande étroite 34 peuvent être représentés par V111 = K a(t) cos 2 # fAt V112 = K eya(t) cos 2 # fAt V113 = K epa(t) cos 2 # fAt. Les signaux produits par la section filtres à bande étroite 34 sont traités par la section codage par modulation d'amplitude 35. Les signaux V111' V112, V113 sont transcodés en un unique signal V119 dans lequel les signaux d'azimut et de site V112 et V113 apparaissent en quadrature entre eux et sous la forme de bandes latérales du signal-somme V111. Ce codage s'effectue, pour préciser, par (1) mélange du signal produit par l'oscillateur 55, V114 = cos 2#@t avec le signal-différence de site V1 13 dans le modulateur équilibré 57; (2) déphasage du signal engendré par l'oscillateur 55, V114, de 900 au moyen du générateur de quadrature 56, ce qui produit le signal V115 = sin 2#fEt; (3) mélange du signal V115 et du signal-différence d'azimut V112 dans le modulateur équilibré 58; (4) sommation des signaux produits par les modulateurs équilibrés 57 et 58 (c'est-à-dire des signaux V117 et V118) avec le signal-somme V111 dans les réseaux de sommation 59 et 60 pour produire le signal modulé en amplitude V119. Les signaux produits par les modulateurs équilibrés 57 et 58 et les réseaux de sommation 59 et 60 peuvent être représentés par V116=K1 eya(t) [sin 2#(fA+fE)t + sin 2 # (fA-fE)t] V117=K1 epa(t) [cos 2# (fA+fE)t + cos 2 # (fA-fE)t] Vîî8=K1 a(t) [ey sin 2 # (fA#fE)t] + ep cos 2 #(fA#fE)t] y p V119=K1 a(t) [cos 2 # fAt+ey sin 2 # (fA#fE)t+ep cos 2 # (fA#fE)t] 2 2 = K1a (t) [1+E sin (2 # fEt+ # )] cos 2 # fAt et où K1 est une constante associés au processus de mélange. Les harmoniques de fréquence supérieure engendrés par les modulateurs 57 et 58 sont négligés étant donné qu'ils sont filtrés par divers éléments de traitement tels que les réseaux de sommation 59 et 60. Il est désirable que la fréquence du signal produit par ltos- cillateur 55, f , soit supérieure à la largeur de bande des filtres à bande étroite 52, 53, 54 de façon qu'une interférence quelconque reçue par l'antenne de poursuite de cible 40 qui apparaîtrait dans la région de fréquence f soit rejetée par les filtres 52, 53, 54 et n'interfère pas directement avec l'information d'angle codée. Le signal V1l9 produit par la section modulation d'amplitude 35 est traité par la section normalisation de gain du récepteur 36 où les signaux-différence d'azimut et de site sont maintenus dans une relation constante par rapport au signal-somme sur toute la gamme dynamique du signal de champ. Le gain de l'amplificateur à fréquence intermédiaire 61 est contrôlé par le signal de sortie de 1'amplificateur de contrôle automatique de gain 62. La boucle de contrôle automatique de gain résultante doit répondre exclusivement au niveau du signal-somme K1a(t), c'est-à-dire au signal porteur V111 pour des angles de visée de l'antenne de poursuite de cible légèrement décalés. La caractéristique de réponse en fonction du temps de la boucle de contrôle automatique de gain peut être obtenue par une conformation de fréquence correcte de ladite boucle.Une conversion de fréquence du signal produit par l'amplificateur à fréquence in termédiaire 63, ctest-à-dire du signal V120 = cos 2 7f fAt [1 ffi E sin (21 V121 = cos 2 # (fA # fF)t [1 + E sin (2 # fEt + #)]. L'oscillateur 64 est généralement un oscillateur piloté par quartz. Le signal V121 est traité par l'amplificateur à fréquence intermédiaire 66 dont la bande passante est établie autour d'une fréquence centrale fA - fF et dont la largeur de bande est propre à filtrer dans une mesure appréciable les fréquences comprises dans la gamme de f + f . En conséquence, l'amplificateur à fréquence intermédiaire 66 produit un signal F123 qui peut être représenté par V123 = cos 2 Tr(fA - fF)t [1 + E sin (2fEt + Le signal produit par la section normalisation du gain du récepteur 36, V123, est alors traité par la section détection d'amplitude 37.Dans le mode de réalisation représenté, ce processus de détection s'effectue : (1) par filtrage à bande etroite du signal V123 dans le filtre 67, de manière à produire un signal V124 qui peut être représenté par V124 = cos 2 ff (fA - fE)t et (2) par battement du signal V124 avec le signal V123 dans le mélangeur équilibré 68 et filtrage dans le filtre passe-bas 69 pour produire un signal V126 qui peut être représenté par V126 = 1 + E sin (2 # f E t + La section détection en quadrature 38 traite alors le signal V126 de manière à extraire l'information d'angle d'azimut et l'information d'angle de site en vue de leur utilisation par le système de guidage 16.Le processus de détection s'effectue par battement du signal V126 avec le signal produit par l'oscillateur 55, V114, dans le mélangeur équilibré 70, ce qui produit un signal V127 qui peut être représenté par V128 = cos 2 # fEt + K2E [sin 4 # fEt + sin # ]; où K2 est une constante associée au processus de mélange, et par battement du signal V126 avec le signal provenant du générateur de quadrature 56, V115 dans le mélangeur équilibré 71, de manière à produire un signal V128 qui peut etre représenté par V128 = sin 2 # fEt + K2E [cos # - cos 4 # fEt] où K est une constante associée au processus de mélange.Les signaux V127, V128 sont traités par les amplificateurs 72, 73 qui ont chacun un gain de 1/K2 et des largeurs de bande qui affaiblissent les fréquences fE et au-dessus. En conséquence, les signaux produits par la section détection en quadrature, V129 et V130, peuvent être représentés par V129 = E sin # = ep V = E cos 8 = e 130 y La section boucle de poursuite de fréquence Doppler et de fréquence de référence 39 maintient la poursuite de la fréquence de décalage Doppler foVD/c et de la fréquence d'émission f0 essentiellement comme précédemment décrit à propos de la Fig. 2. La fréquence du signai V124 est détectée par le discriminateur de commande 74. La sortie du discriminateur 74 est utilisée comme signal de fréquence de commande pour l'oscillateur piloté par tension 75. Le signal nominal produit par l'oscillateur piloté par tension 75, V131, lorsque le discriminateur 74 fonctionne à sa fréquence centrale, comme précédemment décrit, peut s'exprimer comme suit V131 = sin 2 # (fB + foVD/c) Pour des raisons exposées plus haut à propos de la Fig. 2, le signal V131 est converti en fréquence par l'oscillateur 81 et le mélangeur équilibré 76.Le signal engendré par l'oscillateur 81, V peut être exprimé par 135' V135 = cos 2 # f@t En conséquence, le signal produit par le mélangeur équilibré 76, V133, peut être exprimé par V133 = K4 [sin 2 # (fB + fG + foVD/c)t + sin 2 # (fB - fG + foVD)t] où K4 est une constante associée au processus de mélange.Le signal V133 est traité par l'amplificateur à fréquence intermédiaire 77 pour filtrer les harmoniques indésirables et l'on obtient ainsi un signal V133 qui peut être exprimé comme suit V134 = K4 sin 2 # (fB + fG + foVD/c) Pour une raison qui va devenir évidente ci-après, fg et fG sont choisies telles qu'on ait fA fB +G Le signal V11Q produit par la section hyperfréquence 33 est également traité par l'amplificateur à fréquence intermédiaire 80 dans la section boucle de poursuite de fréquence Doppler et de fréquence de référence 39.L'amplificateur à fréquence intermédiaire 80 qui comporte une bande passante centrée sur la fréquence f et une largeur de bande supérieure à 2[f0 (max) VD (max)/c] comme précédemment décrit à propos de la Fig. 2 a son gain automatiquement contrôlé par l'amplificateur 79, de sorte qu'il engendre un signal qui peut être représenté par V132 = sin 2 # (fA + foVD/c). Le signal V132 est comparé en phase avec le signal V134 dans 134 un réseau comparateur de phase et conformateur 78 (comme décrit à propos de la Fig. 2), pour produire un signal de tension de commande de I'oscillateur local hyperfréquence 43. Le signal V131, comme précédemment décrit, peut être utilisé pour fournir une mesure de la vitesse de rapprochement entre le missile et la cible. En conséquence, V131 peut être exprimé par sin 2 fr(fB + f V/c) et en faisant battre ce signal avec un signal d'une fréquence fB, on peut déterminer V et l'utiliser en vue du traitement par le système de guidage 16o Ce traitement n'est pas représenté. Les bandes latérales de bruit à modulation de fréquence associées à l'oscillateur local hyperfréquence 43 sont suffisvnt supprimé par la boucle de poursuite de fréquence de référence 17 comme décrit à propos de la Fig. 2. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits; elle est susceptible de nombreuses variantes sans s'écarter pour autant de son cadre ou de son esprit. Ainsi, il est clair qu'on peut utiliser d'autres techniques de codage d1in- formation monopulsée en un unique canal, telles que l'addition de fréquences séparées pour les informations d'angle d'azimut et de site au signal porteur qui représente l'information de référence d'intensité des signaux, ou le multiplexage par partage de temps au moyen de systèmes radar à impulsions, par retard de l'information d'angle d'azimut, de l'information d'angle de site et de l'information de référence d'intensité des signaux. Il va de soi également que des systèmes de guidage de missile à radar actif ainsi qu'un système radar semi-actif peuvent utiliser l'invention, s'il est prévu un isolement approprié entre émetteur et récepteur. Il est clair, en outre, qu'un système de balayage conique au lieu du système monopulsé de phase décrit pourrait recevoir le système de traitement de fréquence utilisé suivant l'invention. Enfin, un radar monopulsé d'amplitude pourrait être utilisé, dans le mode de réalisation décrit, en remplaçant d'une manière appropriée l'antenne de poursuite de cible par une antenne convenant à un tel radar. - REVENDICATIONS. 1 - Récepteur pour système de commande et de guidage semi-actif dans lequel un missile, en réponse à des signaux radar reçus directement d'un émetteur radar et en fonction de signaux d'écho réfléchis par une cible, est dirigé vers cette cible en vue de l'intercepter, ledit récepteur étant caractérisé en ce qu'il comprend un système d'antenne avant et un système d'antenne arrière montés sur le missile de manière à recevoir, respectivement, des signaux d'écho de la cible et des signaux radar de l'émetteur radar, un canal de récepteur hétérodyne avant comprenant un premier mélangeur connecté au système d'antenne avant pour produire des signaux à fréquence intermédiaire correspondant aux signaux d'écho reçus par ledit système d'antenne avant, un canal de récepteur hétérodyne ar riere comprenant un second mélangeur connecté au système d'antenne arrière pour produire des signaux à fréquence intermédiaire correspondant à des signaux radar reçus par ledit système d'antenne arrière, un oscillateur local connecté aux premier et second mélangeurs pour produire des signaux locaux communs pour ces derniers, et des moyens sensibles à la phase capables, en réponse à la différence de phase entre les signaux à fréquence intermédiaire provenant du canal de récepteur hétérodyne avant et les signaux à fréquence intermédiaire provenant du canal de récepteur hétérodyne arrière, de faire varier la fréquence de l'oscillateur local. 2 - Récepteur suivant la revendication 1 caractérisé en ce que les moyens sensibles à la phase comprennent des moyens d'égalisation de la fréquence du canal de récepteur hétérodyne avant et de la fréquence du canal de récepteur hétérodyne arrière. 3 - Récepteur suivant la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de conversion de fréquence comprennent un oscillateur piloté par tension capable, en réponse à la fréquence des signaux du canal de récepteur hétérodyne avant, de produire des signaux dont la fréquence varie en fonction de celle desdits signaux, un oscillateur de référence, des troisièmes moyens mélangeurs capables, en réponse aux signaux de l'oscillateur piloté par tension et de l'oscillateur de référence, de produire des signaux d'une fréquence égale à celle des signaux du canal récepteur hétérodyne arrière et un discriminateur de phase capable, en réponse aux signaux provenant des troisièmes moyens mélangeurs et du canal de récepteur hétérodyne arrière, de produire des signaux propres à faire varier la fréquence de ltoscillateur local.