FR 2688617 A1 19930917 FR 9202975 A 19920312 CIRCUIT ELECTRONIQUE POUR LE CONTROLE NUMERIQUE DES PARAMETRES DE LA REPONSE AMPLITUDE FREQUENCE DANS LES FILTRES ACTIFS A CAPACITES COMMUTEES a) Domaine technique Selon la classification internationale des brevets, l'invention est ciassée et marquée de signe H 03 K 23/02, dont on marque: "Les compteurs d'impulsions avec des chaînes numériques, comprenant une chaîne de degrés identiques bistables, qui passent successivement d'un état dans l'autre par des impulsions successives et qui sont conduites simultanément à plus d'un degré. b) Problème technique Le problème technique que l'on résout par cette invention concerne la construction d'un circuit numérique pour le contrôle et l'ajustement des paramètres de la réponse amplitude fréquence des filtres actifs à capacités commutées. c) Conditions techniques Pour obtenir une réponse amplitude fréquence optimale d'audition et de parole, qui est à la base de la méthode verbotonale, les solutions de l'équipement électroacoustique, servant au traitement des vices d'articulation et à la rééducation de l'audition, connues jusqu'à présent, étaient basées sur les filtres électroniques aux composantes discrètes R, L, et C et, dans le dernier temps, sur les filtres actifs aux amplificateurs opérationnels intégrés. Sur une telle base technologique on a pu construire des filtres ayant une sélectivité (pente d'atténuation) suffisamment grande, mais avec des possibilités très modestes de changement et d'ajustement des paramètres de ces filtres.Toute modification de la réponse amplitude fréquence d'un tel filtre d'ordre supérieur exige le changement des valeurs nominales d'un grand nombre de composantes, ce qui a réduit les possibilités de l'ajustement de la réponse amplitude fréquence à un nombre limité de fréquences de coupure et de pentes d'atténuation. Le changement continu des paramètres du filtre d'ordre supérieur est, dans cette technologie, très complexe et, au point de vue commercial, trop cher. Voilà pourquoi est à chaqun de ces appareils électroacoustiques nécessairement inhérente une limitation technique dans le choix de la réponse amplitude fréquence, idividuelle et optimale pour la rééducation de l'audition des personnes déficientes de l'audition et pour la correction de la parole. L'apparition des commutateurs électroniques bilatéraux dans la technologie semiconductrice (FET, MOSFET et CMOSFET) ouvre de nouvelles possibilités dans la construction des filtres à capacités commutées. Les paramètres de ces filtres dépendent des valeurs nominales des composantes R et C, mais aussi, directement, de la fréquence du rythme, ce qui peut servir de nouvelle variable pour le changement et l'ajustement réponse amplitude fréquence et réponse phase fréquence du filtre; d) Description de la solution technique L'invention qui est le sujet de la présente requête résout le problème du changement continu dela réponse amplitude fréquence dans les filtres d'ordre supérieur, dans le but de l'ajustement précis de la réponse individuelle optimale-sur les appareils verbotonaux pour la rééducation de l'audition et de la parole. Nous allons présenter l'invention en délails à l'aide de trois schémas: Figure 1; Schéma de principe de l'appareil verbotonal complet, Figure 2; Schéma électronique détaillé du générateur de fréquence de rythme, et Figure 3 (a et b); Exemples de courbes de réponse amplitude fréquence de l'appareil verbotonal Figure 1 Le module d'entrée de l'appareil verbotonal (PA) est un préamplificateur de bruit bas, à l'entrée duquel on branche des signaux venant des microphones électret, des magnétophones ou de quelque autre source émettant des audiosignaux. Le circuit préamplificateur inclut le régulateur de niveau d'entrée, le crête-mètre du niveuau d'entré, ainsi que les deux régulateurs de tonalité, I'un pour les fréquences graves et l'autre pour les fréquences aiguës.Le signal de sortie du préamplificateur est branché parallèlement aux entrées de quatre modules des filtres, ainsi que, directement, à l'atténuateur ATT1 du canal linéaire (non-filtré). Les sorties des audiosignaux des modules de filtre (OUT) sont branchées, par des atténuateurs correspondants (ATT2, ATT3, ATT4 et ATT5) aux entrées d'un sommateur (INS2, 3, 4 et 5), tandis qu'à l'entrée (INS1) du même amplificateur on branche, par l'atténuateur ATT1, le signal du canal linéaire. Les atténuateurs depuis ATT1 jusqu'à ATT5 permettent une atténuation variable du signal de chaque canal à part, dans l'intervalle entre O et -80dB, avec une résolution d'1 dB, à l'aide des boutons de commande et de l'échelle d'atténuation, se trouvant sur la face de devant de l'appareil.Ainsi on trouve, à la sortie du sommateur (SA), le spectre modifié du signal, qui est branché à l'entrée du préamplificateur (PA). La modification se fait par le choix des réponses amplitude fréquence des modules de filtres et par l'ajustement des niveaux des canaux au moyendes atténuateurs (ATT1-ATTS) déjà mentionnés. Par le régulateur-du volume (VOL) le signal du spectre modifié est branché à l'entrée de l'amplificateur de sortie (OA). A sa sortie on peut connecter le casque, le vibrateur ou le haut-parleur chacun à part ou mutuellement combinés. Les modules de filtres actifs sont des circuits avec des capacités commutées. Leur construction permet le changement numérique de la pente d'atténuation (sélectivité), grâce à la combinaison codée (3-bite) aux entrées commandées par les sélecteurs SI, S3, S5 et S7. Ainsi on peut choisir une de huit formes possibles de courbes de réponse amplitude fréquence, avec une pente d'atténuation, allant de 6 à 60dB par octave. Au fond, le LPF est un filtre passe-bas, le HPF un filtre passe- haut, tandis que les filtres BPF1 et BPF2 sont deux- filtres passe- bande. La fréquence coupure et centrale des filtres dépend non seulement des valeurs statiques de construction, mais aussi, directement de la fréquence du rythme qui, par les sélecteurs S2, S4, S6 et S8, est connectée à l'entrée de chaque module de filtre. Cela veut dire qu'avec le changement de la fréquence du rythme on déplace linéairement la courbe réponse amplitude fréquence du -filtre. Les signaux des fréquences de rythme sont des signaux répétitifs de forme d'onde rectangulaire, avec des niveaux de tension logique, s'échéllonnant comme "0" et "1 ", et qui sont générés dans un générateur spécial (CPG).La valeur de la fréquence du rythme doit être de 50 à 100 fois plus grande que les fréquences de coupure ou les fréquences centrales des filtres, pour que les distorsions de la quantification soient petites et le rapport signal-bruit suffisamment grand. Le choix des courbes de réponse amplitude fréquence et leur ajustement sont expliqués ci-dessous. Les sélecteurs S1, S3, S5 et S7 nous permettent, grâce à leurs combinaisons codées 3-bites, le choix d'une de 8 formes possibles de courbes de réponse amplitude fréquence. Par exemple: le BPF1 peut avoir une courbe passe-bande d'une octave, avec des pentes d'atténuation symétriques des deux côtés de 60dB par octave, tandis que, pour le LPF, nous pouvons, par exemple, choisir une courbe de réponse amplitude fréquence passe-bas, avec une pente d'atténuation de 20dB par octave vers les fréquences aiguës et une pente de 6dB par octave vers les fréquences graves. Les fréquences de coupure des filtres se déterminent par le choix de la fréquence de rythme au moyen des sélecteurs S2, S4, S6 ou S8. Les fréquences de rythme, à la sortie du générateur CPG, de 1 à 12 ont une valeur dans la série augmentant par intervalles d'une demi-octave. Les fréquences de coupure peuvent être également changées dans des intervalles discrets de demi-octave. La Figure 1 nous montre que chaque module de filtre peut être branché à n'importe laquelle de six fréquences successives. De cette manière chaque filtre a la possibilité du choix d'une d'entre six fréquences de coupure ou fréquences centrales possibles, d'après la spécification suivante: LPF 90; 125; 180; 250; 355; 500 Hz, BPF1 180; 250; 355; 500; 710; 1k Hz, BPF2 1,4; 2; 2,8; 4; 5,6; 8 kHz et HPF 1,4; 2; 2,8; 4; 5,6; 8 kHz. En plus du changement de fréquence de coupure ou de fréquence centrale nominales des filtres par pas de demi-octaves, la réponse amplitude fréquence peut être aussi continuellement déplacée de zt20% autour de la valeur nominale de la fréquence choisie. On-ltobtient par la construction particulière du générateur de fréquences de rythme (CPG), qui permet le changement de toutes les 12 fréquences de rythme synchrone et continu, dans le même intervalle de +20% autour de la valeur nominale, par un régulateur. C'est en fait un levier à glissière et une échelle correspondante calibrée, se trouvant sur la face de devant de l'appareil, marqué par RST sur la Figure 1. Quelques exemples de ce déplacement conitnu de courbes de réponse amplitude fréquence sont représentés sur la Figure 3 (a et b). Figure 3a Sur la Figure 3a est représentée la courbe de réponse amplitude fréquence du module BPF1. Nous avons choisi la passe-bande d'une demi-octave avec des pentes d'atténuation symétriques de 60dB/oct et avec la valeur nominale de la fréquence centrale de 1 kHz. Cette courbe de réponse amplitude fréquence peut, grâce au régulateur RST, se déplacer continuellement à l'intérieur de la zone marquée de pointillé, sans que sa forme fondamentale en soit modifiée.Si on prend l'octave comme l'unité de mesure, le glissement de +20% correspond à un intervalle d'un peu plus de + 1/4-octave. Pour cette raison, la courbe de réponse amplitude fréquence d'un filtre de %octave, poussé jusqu'à 20% se recouvre un peu avec la courbe de réponse amplitude fréquence du filtre de la fréquence nominale suivante, déplacée en bas de 20%. De cette manière on a réussi à éviter complètement les "trous" dans l'exploration de l'audiospectre avec des filtres d'une largeur de bande d'une Y2- octave. Fiqure 3b La Figure 3b représente une courbe de réponse amplitude fréquence complexe, réalisée par l'activation de tous les filtres. Sur le LPF nous avons choisi une réponse amplitude fréquence passe-bas avec la fréquence de coupure de 125Hz et avec une pente d'atténuation de 60dB/oct. L'atténuateur correspondant ATT2 est réglé à une atténuation de -15dB. Sur le BPF1, nous avons choisi le passe-bande avec largeur d'une octave avec des pentes symetriques de 60dB/oct et une fréquence centrale de 500Hz. L'atténuateur correspondant ATT3 est posé sur OdB. Sur le BPF2, nous avons choisi le passe-bande avec largeur d'une 'J2-octave, et avec des pentes symétriques de 60dB/oct et une fréquence-centrale de 2kHz.L'atténuateur correspondant ATT4 est posé sur -1 OdB. Le quatrième module HPF, est réglé sur le passe-haut avec une fréquence de coupure de 5,6kHz et avec une pente d'atténuation de 60dB/oct. L'atténuateur correspondantATr5 est posé sur -20dB. En atténuant au maximum l'ATT1 on exclut le signal du canal linéaire (non filtré), de sorte que la courbe de réponse amplitude fréquence totale, à la sortie du sommateur SA, a la forme que nous voyons représentée sur la Figure 3b. (Dans la présentation du total de la courbe de réponse amplitude fréquence on a négligé, pour simplifier, les effets. des déplacements des phases qui, aux endroits de coïncidence des réponses amplitude fréquence de certains filtres, modifient quelque peu la courbe totale.) Dans le but d'obtenir des réponses amplitude fréquence totales optimales, correspodant aux besoins de la rééducation ou de la thérapie, cette réponse amplitude fréquence totale peut, grâce au régulateur RST, glisser continuellement dans le cadre de fréquence de + 20% de la valeur nominale, c.-à-d. à l'intérieur de l'intervalle pointillé, comme cela est représenté sur la Figure 3b. L'indicateur lumineux L1 (selon la Figure 1) se trouvant sur la face de devant de l'appareil, activé par le générateur des fréquences de rythme, avertit, par son clignotement, I'opérateur du déplacement de la fréquence nominale et de la réponse amplitude fréquence totale, effectué par le RST. Quand le RST est en position zéro, les valeurs nominales des fréquences centrales et de celles de coupure, sont en vigueur et l'indicateur L1 n'est pas allumé. Figure 2 Le générateur de rythme (CPG selon la Figure 1) est représenté en détail dans le schéma électronique, sur la Figure 2. Nous avons déjà dit dans la description précédente qu'à la sortie du générateur doivent apparaître simultanément 12 rectangulaires, dont la fréquence v? croissant en série de t/2-octaves. La valeur de la fréquence de rythme doit être 50 ou 100 fois supérieure à la fréquence de coupure ou à la fréquence centrale, choisies parmi les modules de filtres. Etant donné qu'une activation simultanée de plusieurs filtres à diverses fréquences de rythme est prévue, les fréquences dans la série doivent être mutuellement synchrones. Sinon, à cause de petites fluctuations inévitables de fréquences des oscillateurs indépendants, apparaîtraient des produits intermodulaires, que l'on entendrait, dans la zone auditive, comme un trouble inadmissible, perçu comme sifflement. Les courbes de réponse amplitude fréquence doivent être en outre continuellement déplacées de +20% autour des valeurs nominales par un régulateur commun. Comme les fréquences de coupure et les fréquences centrales se trouvent entre 90Hz et 8000Hz, nous pouvons, dans le filtre même, utiliser l'option du facteur de proportion 50 ou 100, entre la fréquence de rythme et la fréquence caractéristique du filtre. II s'ensuit que les fréquences de rythme devraient former une série croissante de 'octave allant de 9kHz jusqu'à 400kHz.Le facteur de t/2-octave étant le nombre irrationnel (42) et les fréquences de rythme devant être synchrones, il fallait recourir à l'approximation et réaliser une série synchrone de fréquences, dont l'intervalle serait à peu près d'une 1/2-octave. Il faudrait en même temps satifaire le critère selon lequel l'erreur entre les valeurs théoriques et réalisées ne devrait pas dépasser =t 1 %, ce qui, vu le domaine de l'application, peut être considéré d'approximation satisfaisante. A l'intérieur du sytème du générateur de rythme il falait résoudre le problème de l'indicateur décrit (lui) de l'écart (dans l'intervalle de e20%) de la fréquence de coupure ou de la fréquence centrale du filtre, par rapport à la valeur nominale. Ce problème technique complexe est résolu par la présente invention de la manière suivante: D'après le schéma, représenté sur la Figure 2, le générateur de rythme possède un oscillateur de base réglé par la tension (VCO), réalisé par le circuit intégré IC10. La fréquence nominale de l'oscillateur est de 2MHz et se présente en forme d'onde rectangulaire sur la broche 4 du circuit mentionné.A l'intérieur de l'lCî 0 se trouve le comparateur de phase, dont le sous-circuit est la porte OU EXCLUSIF (EXOR) utilisé à l'aide des éléments extérieurs R2 et C2, pour le redoublement de la fréquence de l'oscillateur, de sorte que sur la broche 2 de l'IC10, apparaissent les rectangulaires dont la fréquence est de 4MHz. Sur l'entrée réglée de 'oscillateur (broche 9) on branche ia tension continue déterminée par le diviseur, fait de Ri, RST et P10. L'oscillateur s'ajuste sur la fréquence nominale quand le glisseur sur le potentiomètre linéaire (RST) se trouve en position centrale (position zéro). L'ajustement se fait par le trimmer P10 et par le condensateur vaiable C1. Les positions extrêmes du glisseur RST correspondent aux déplacements de fréquence de 20%. La fréquence s'ajuste à ces valeurs extrêmes au moyen des trimmers Pî 1 et PI 3. Ainsi on obtient que la fréquence de rythme sur la broche 2 de l'IC10 a, pour la position centrale du glisseur (RST) la valeur de 4MHz, pour la position inférieure extrême la valeur de 3,2MHz et pour la position supérieure extrême du même glisseur la valeur dé 5,8MHz (régulation de +20%). En attribuant aux composantes R1, Psi 0, Ps11, Pi 3 et C1 d'autres valeurs, on peut, en déplaçant le glisseur du RST, obtenir un déplacement continu de la fréquence de l'oscillateur avec les valeurs extrêmes inférieure et supérieure en proportion de 1:10, ce qui est intéressant du point de vue de la construction de l'appareil, dans lequel il n'y a qu'un seul filtre, dont la fréquence de coupure devrait être modifiée dans la même proportion. Le signal décrit de la fréquence nominale de 4MHz est conduit parallèlement vers deux diviseurs de fréquence. Un diviseur est composé de l'lCî 1 et des 2/4 de 'ICI 2, l'autre de l'lC13 et des autres 2/4 de l'IC12. Le premier diviseur divise la fréquence d'entrée par 7, le duexième par 5, ce qui donne à leur sortie les rectangulaires, dont la fréquence nominale est de 571kHz, respectivement de 800kHz.Ainsi on obtient deux rythmes synchrones, dont la proportion de fréquences (7:5) ne diffère que d'1 % du facteur théorique de :/2octave (42). La série finale de 12 fréquences, servant au contrôle des filtres actifs à capacités commutées, est obtenue par la division des fréquences mentionnées 571 et 800kHz par les compteurs binaires IC14 et In15, comme on peut le voir sur la Figure 2. Les compteurs binaires ci-haut mentionnés corrigent en même temps la forme rectangulaire d'onde des impulsions de rythme, dans le sens du rapport impulsion/pause (cycle de travail) à 50%/50%. Par conséquent, à la sortie du générateur de rythme (CP OUTS), apparaissent simultanément des impulsions de rythme de forme d'onde rectangulaire avec une amplitude de Ct 6V.Leurs fréquences sont les suivantes: 8,93; 12,5; 17,9; 25; 35,7; 50; 71,4; 100; 143; 200; 286; 400 kHz. Par le glissement du levier de la position zéro vers les fréquences inférieures ou supérieures de l'oscillateur de base se déplacent synchroniquement les fréquences de toutes les 12 impulsions de rythme pour le même taux. Pour cette raison, le régulateur RST, est costitué comme un potentiomètre linéaire. L'échelle de RST sur la face de devant est graduée en pourcents de déplacements de fréquence de coupure et/ou centrale des filtres. La valeur, qui règle le changement de fréquence continu de 'oscillateur de base, est la tension continue (FCV) sur le glisseur de RST connecté à la broche 9 du IC10 (I'entrée de VCO). Ce fait est utilisé pour l'indication du changement de fréquences, c.-à-d. de l'écart des valeurs nominales. La tension est conduite à l'entrée des comparateurs de tension (Cl 7), tandis que sur les autres entrées de ces mêmes comparateurs on a branché la tension de référence, réalisée par le circuit des resistances: R3, R4, R5, R6 et P14. Les sorties des comparateurs, avec les diodes D1 et D2 et la résistance R7 constituent le circuit logique à fonction ET (AND).La sortie de ce circuit logique est branchée à l'entrée du compteur binaire ICi 6, tandis que sa sortie est, par le 1/4 de IC17 et par R8, branchée à la diode électroluminescente L1 (indicateur). Quand le levier du RST est dans sa position "zéro" (la fréquence de 'oscillateur a sa valeur nominale) on ajuste par le P14 la valeur de la tension de référence du comparateur , de sorte que les sorties des deux comparateurs (2/4 de IC17) sont en état de numéro logique "1" ll (haut niveau de tension). Cela est possible, car les tensions de référence des comparateurs mentionnés diffèrent à cause de l'effet du diviseur de tension R3, R5 d'environ 3%. A ce point la valeur de la tension FCV varie entre les valeurs de référence du comparateur.L'entrée de retour du compteur binaire IC16 se trouve à l'état "I", donc toutes ses sorties sont à l'état "0". L'indicateur luminescent L1 n'est pas allumé. Si l'on déplace le levier de RST dans n'importe quel sens, la valeur de la tension FCV changera, et la sortie d'un des comparateurs de tension passera à l'état zéro logique, par quoi le compteur ICi 6 passera en état de comptage. A sa sortie (broche 15) la fréquence des impulsions sera d'environ 2Hz, et c'est de cette fréquence que clignotera la diode électroluminescente Li. Ce sera un avertissement à 'opérateur, lui disant qu'il existe un déplacement de frequence de rythme et que les valeurs des fréquences de coupure et centrales des filtres s'écartent de leurs valeurs nominales par un pourcentage adéquat. Cet écart peut se lire sur l'échelle calibrée correspondante du RST. La fréquence du clignotement de l'indicateur est obtenue par la division de la fréquence de 'oscillateur de base, comme on peut aussi le voir sur le schéma (Figure 2); par conséquent, elle suit les variations de 20%. On peut facilement remarquer que l'augmentation de la fréquence de rythme se traduit en clignotement plus rapide et que le déplacement du levier eh sens inverse se manifeste en clignotement plus lent par rapport à la fréquence nominale. Ainsi conçu, le générateur des fréquences de rythme, servant au contrôle des paramètres des filtres actifs à capacités commutées dans l'appareil verbotonal, représenté sur la Figure 1, améliore la qualité et l'efficacité de la rééducation de l'audition et de la parole, de l'enseignement des langues étrangères ainsi que la correction des troubles de la parole. REVENDICATIONS 1. Le cirquit électronique pour le contrôle numérique des paramètres de la réponse amplitude fréquence dans les filtres actifs à capacités commutées, caracterisé par selon le schéma de principe répresenté sur la Figure 1, ce que les sorties du générateur de rythme (CPG) sont par les sélecteurs (S2, S4, S6 et S8) branchées aux entrées (CP) de quatre modules de filtres (LPF, BPF1, BPF2 et HPF), la sortie du préamplificateur (PA) est branchée parallèlement aux entrées (IN) des mêmes quatre modules de filtres, dont les sorties (OUT), par les atténuateurs (ATT2, ATT3, ATT4 et ATT5), aussi bien que le canal linéaire (non filtré), par l'atténuateur ATT1, sont branchées aux entrées (INS: 1-5) du sommateur (SA), tandis que la sortie du sommateur même est, par le régulateur de volume (VOL), branchée à l'entrée de l'amplificateur de sortie (OA), à la sortie duquel est branché le transducteur électroacoustique (PH). 2. Le cirquit électronique pour le contrôle numérique des paramètres de la réponse amplitude fréquence dans les filtres actifs à capacités commutées, selon la révendication No 1, caracterisé par le fait que dans le générateur de rythme (CPG), selon le schéma électroinique détaillé répresenté sur la Figure 2, les broches de circuit intégré IC10 (I' oscillateur de base réglé par la tension) sont branchées la résistance R2, le condensateur C2, les résistances variables Pli et P13, le glisseur du potentiomètre RST, le condensateur variable Ci ainsi que les entrées des circuits intégrés IC11, IC13 (les diviseurs de fréquence) et IC17 (les comparateurs de tension), tandis que les broches des circuits intégrés IC11 et 1C13 sont branchés aux entrées et aux sorties du circuit intégré IC12 (le circuit logique à fonction NAND), la sortie du ICi 1 est branchée à l'entrée du ICi 5 (le diviseur de fréquence), et la sortie du IC13 à l'entrée du IC14 (le diviseur de fréquence), dont les sorties sont branchées aux 12 lignes de la barre de distribution de rythmes (CP OUTS). 3. Le cirquit électronique pour le contrôle numérique des paramètres de la réponse amplitude fréquence dans les filtres actifs à capacités commutées, selon la révendication No 1, caracterisé par le fait que dans le générateur de rythme (CPG), selon le schéma électroinique détaillé répresenté sur la Figure 2, qu'aux entrées du circuit integré IC17 (les comparateurs de tension) sont branchées les résistances R3 et R5, le condensateur C3, le glisseur du potentiomètre P14, le glisseur du potentiomètre RST, et l'entrée du circuit intégré IC10 (I' oscillateur de base réglé par la tension), tandis que les sorties de ce même circuit integré IC17 sont par les diodes Dl et D2 branchées à l'entrée de retour du circuit integré 1C16 (le diviseur de fréquence), dont l'entrée de rythme est branchée à la sortie du IC15 (le diviseur de fréquence), tandis que la sortie de IC16 est par 1/4 du ICi 7 et la résistance R8, branchée à la diode électro- luminescente Li.