FR 2687865 A1 19930827 FR 9201946 A 19920220 L'invention concerne un transconducteur de précision, elle concerne également un amplificateur à gain variable qui l'incorpore. En effet, les dispositifs de conversion, tension/courant sont maintenant couramment utilisés dans de nombreux circuits, tels que les amplificateurs à gain variable et les multiplieurs analogiques. Ils constituent le coeur de ces dispositifs et leurs propriétés participent essentiellement aux performances de ces circuits, déterminant la distorsion, le gain, la consommation et la bande passante. De nombreux modes de réalisation de transconducteurs ont déjà été décrits. La plupart d'entre eux sont des circuits MOS (semiconducteurs à structure métal-oxyde). On se référera par exemple à l'article de Zhenhua WANG and Walter GUGGENBUEHL, "A voltage-controllable linear MOS transconductor using bias offset technique", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 25, pages 315-317, Février 1990. Ces circuits MOS présentent les inconvénients propres à cette technologie, en particulier une faible transconductance. Ainsi, il est possible, dans de tels dispositifs, d'obtenir une bonne linéarité de la réponse, mais les gains obtenus sont toujours faibles et les décalages de tension d'entrée (offset) importants. C'est la raison pour laquelle on a également proposé des transconducteurs bipolaires. Dans l'un des dispositifs décrits dans le document de Rudy J. Van de PLASSCHE, "A wide-band monolithic instrumentation amplifier" IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 10, pages 424-431, Décembre 1975, deux amplificateurs symétriques comportant des transistors bipolaires sont reliés par une résistance R. Ce dispositif permet d'obtenir une bonne linéarité et un gain important, mais le courant de sortie dépend du gain dynamique en base commune a = iC/ie des transistors utilisés. Or, ce gain dépend lui-même fortement de la température et constitue une source d'erreur. Un autre circuit a été proposé par Robert A. BLAUSCHILD, "An open loop programmable amplifier with extended frequency range", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 16, pages 626-633, Décembre 1981, qui nécessite des résistances relativement grandes, ce qui donne un gain faible. Il est donc alors nécessaire de rechercher un compromis entre la linéarité et le gain. Enfin, S. POOKAIYAUDOM et W.SURAKAMPONTORN, "An integrable précision voltage-to-current converter with bilateral capability", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-13, NO 3, Juin 1978, décrivent un dispositif transconducteur destiné à fonctionner à une fréquence relativement faible. Dans ce dispositif, l'effet Early n'est pas compensé, le signal de sortie dépend également du coefficient a et la dynamique d'entrée est restreinte. Le but de l'invention est donc de proposer un circuit transconducteur présentant des propriétés améliorées par rapport aux dispositifs connus, en particulier une meilleure linéarité, une faible dépendance en température, une grande dynamique d'entrée, un fort gain et un faible offset (décalage de tension d'entrée). A cet effet, l'invention concerne un transconducteur de précision comprenant deux composites symétriques ayant chacun une entrée de tension V=, une sortie de courant Io.t, une liaison avec la masse par l'intermédiaire d'une source de courant et une liaison avec l'autre composite. Une résistance Ro est interposée entre les deux composites. Selon l'invention, chaque composite comporte une paire de transistors bipolaires et un transistor-miroir de sortie également bipolaire. La base du premier transistor de ladite paire est l'entrée V=, son émetteur est relié à la source de courant et à la résistance Ro, son collecteur est relié par une source de courant lo à une tension d'alimentation Vdd. Le collecteur du deuxième transistor de ladite paire est relié à la résistance Ro, son émetteur est relié à la tension d'alimentation Vdd, et sa base est reliée à la source de courant lo Une résistance est interposée entre son émetteur et la tension d'alimentation V. Le transistor-miroir a sa base reliée à la base du deuxième transistor de ladite paire, son émetteur est relié à une borne d'une résistance dont l'autre borne est reliée à la tension d'alimentation Vdd, son collecteur est la sortie de courant Tout. Un condensateur est placé entre la base du transistor-miroir et la masse. Les sources de courant auxquelles sont respectivement reliés les émetteurs du premier transistor de chaque composite, ont les mêmes caractéristiques. Les transistors de chaque paire sont avantageusement complémentaires, l'un étant de type NPN et l'autre de type PNP. L'amplificateur à gain variable de l'invention a une entrée de tension V=, une sortie de courant Iout et une entrée de courant de contrôle de gain. Elle comporte un transconducteur, tel que décrit plus haut. L'entrée de l'amplificateur est celle du transconducteur. Le signal de sortie du trans conducteur est modulé par des différentiels cascodes dont le gain est commandé par le courant de contrôle de gain. Le courant de sortie Iout est égal à la différence, des courants produits par chacun de ces différentiels cascodes. Dans un mode de réalisation préféré, des dispositifs cascodes sont traversés par le courant d'entrée des deuxièmes transistors de chaque composite du transconducteur. Les deuxièmes transistors de chaque composite du transconducteur sont avantageusement associés chacun à un transistor monté en émetteur suiveur. De préférence, l'amplificateur à gain variable comporte des circuits de compensation de courant de base, chacun associés à l'un des deuxièmes transistors de chaque composite du transconducteur, de manière à éliminer son courant d'entrée. De préférence, deux entrées accueillent le courant différentiel de contrôle de gain. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description de modes de réalisation particuliers qui va suivre, en référence aux dessins annexés, dans lesquels - la Figure 1 est une représentation d'un circuit trans conducteur connu - la Figure 2 est une représentation du trans conducteur de précision de l'invention - la Figure 3 est une représentation de l'amplificateur à gain variable de l'invention. La Figure 1 représente donc un circuit transconducteur connu, dont le fonctionnement sera explicité ci-après, afin de simplifier la présentation de celui de l'invention. Ce circuit comporte deux transistors bipolaires Ql, Q2 dont les émetteurs sont reliés à l'une des bornes 1, 2 d'une source de courant la, dont l'autre borne 3, 4 est reliée à la masse. Une résistance Ro, placée entre les bornes 1 et 2, relie les émetteurs des transistors Q1 et Q2.Les bases des transistors reçoivent la tension d'entrée, respectivement Vi=+ et Vin-, la sortie de courant Iout est formée par les collecteurs des transistors (Iout = Iout+ - Iou) La fonction de transfert de ce circuit est la suivante Iout = Iout+ - Iout- = 2&alpha; [Vin+ - Vin- + Vbe2 - Vbe1] Ro où V e représente, pour chacun des transistors, la différence de tension entre la base et l'émetteur, et a représente le gain dynamique en base commune de chaque transistor (a = iC/i). Selon l'invention, chaque transistor de ce circuit connu est remplacé par un composite comportant une paire de transistors bipolaires Q1a/Q1b, Q2a/Q2 De plus, un transistor Q1c, Q2c dit "transistor-miroir" symétrise le circuit et produit le courant de sortie, respectivement Iout+, Iout Plus précisément, la base du premier transistor de chaque composite constitue l'entrée, respectivement Vin+, Vin-. Son émetteur est connecté à une source de courant Ia1 Les Les sources de courant Ia1 et I & sont de même nature et ont la même valeur. Elles sont elles-mêmes reliées à la masse. La résistance Ro est placée entre les émetteurs de chacun de ces transistors Q1a, Q2a. Les collecteurs des premiers transistors de chaque paire sont reliés à une source de courant lo aux points 5, 6, l'autre borne de ces sources de courant 7, 8 étant connectée à la tension d'alimentation Vffi. Là base du deuxième transistor de chaque composite est reliée par la borne 5, 6 aux collecteurs du premier transistor correspondant. L'émetteur du deuxième transistor de chaque composite est relié par l'intermédiaire d'une résistance Re2, Re3 à la tension d'alimentation Vdd. Son collecteur rejoint la même borne 1, 2 de la résistance Ro que l'émetteur du premier transistor. Chacun des transistors-miroirs Qlco Qzc a sa base commune par les bornes 5, 6 à la base du deuxième transistor du composite. Leur émetteur est relié par une résistance Re1, Re4 à la tension d'alimentation Vdd. Les émetteurs de Qlcr Q2c servent de sortie et recopient le courant, respectivement Iout+, Iout-. Les caractéristiques des courants des sources Io1 et Io2 sont les mêmes. Les deuxièmes transistors Q1 s Q2 de chacune des paires et les transistors-miroirs Q1c, Q2c sont de préférence identiques. Les premiers transistors de chaque paire Q1a, Qza doivent être complémentaires de leurs deuxièmes transistors Q1b, $Q2b. L'expérience montre que ce circuit constitue un transconducteur de précision ayant une très bonne linéarité, une grande dynamique, un grand gain et il est stable en température. Cette expérimentation confirme les calculs théoriques, selon lesquels le fonctionnement du transconducteur peut être décrit de la façon suivante. On désigne ci-après par r0 la résistance de sortie dynamique petits signaux de chacune des sources de courant lo, Va la tension d'Early du transistor équivalent à la paire Q1a/Q1b, Vt la tension thermique, gm1b et gm2b les transconductances respectives des transistors Q1b et Q2b. Ainsi, en négligeant, pour le calcul, les résistances Re, les gains respectifs du composite de droite et du composite de gauche sont Ar = gm2b x r0 = A x I2b/Io A1 = = gmlb x rO = A x I1b/Io, où A = Va/Vt. En assimilant chacun des composites à un asservissement en boucle fermée, on obtient Vbe1a = Al X Vbeol 1 + A1 Vbe2a = Ar x Vbeor 1 + Ar = = Vbeo + Vin/2A et Vbeor = Vbeo - Vin/2A où Vbeo est la tension base-émetteur continue des transistors Q1a et Q2a pour une tension d'entrée Vin nulle, et Vin/2A est la contribution de l'effet Early à la tension Vbe. On en déduit après quelques approximations A1 = A (Ir + Vi=/Ro) et Ar = A (Ir - Vi/Ro) lo lo Iout = 2 (Vin+ - Vin- - Vbe1a + Vbe2a) Ro et, par un développement limité au second ordre en dans lequel l'erreur de gain est et la non-linéarité est On constate ainsi que, d'après la théorie, l'erreur de gain GE et la non-linéarité NL proviennent essentiellement de l'effet Early et de la dépendance du signal des gains A1 et Ar. Pour l'essentiel, la non-linéarité de la réponse provient d'un terme du deuxième ordre par rapport à la tension d'entrée normalisée Vin/R0 x I=, divisée par le gain d'étage bipolaire A = Va/Vt. Cela permet d'obtenir une conversion de haute précision pour une transconductance élevée 2/Ro donnée. Ainsi, Ro peut être choisie aussi petite qu'il est nécessaire pour obtenir le gain voulu. Cela permet également d'obtenir un offset (décalage) faible par rapport à celui procuré par les circuits déjà connus. Le transconducteur, décrit jusqu'à présent, est particulièrement et avantageusement appliqué à la réalisation d'un amplificateur à gain variable à faible distorsion, dont il constitue une partie essentielle. Cet amplificateur est décrit en référence à la Figure 3. Dans ce montage, on retrouve, pour chacun des composites symétriques du transconducteur, les éléments (paire de transistors bipolaires, transistor-miroir, résistances de charge, sources de courants) décrits plus haut avec les mêmes références et les mêmes fonctions. Ils ne seront donc pas décrits ici à nouveau. Toutefois, sans que cela n'affecte en quoi que ce soit le fonctionnement, les positions respectives de la tension d'alimentation et de la masse sont inversées, et les transistors de type NPN sont échangés en des transistors de type PNP et inversement. L'amplificateur à gain variable comporte une entrée de contrôle de gain Igc+, go- 9 qui, par l'intermédiaire des convertisseurs courant-tension 10, 11, commande le gain des miroirs 12, 13 et par là, remplit sa fonction sur l'ensemble du circuit. Les entrées 10, 11 accueillent le courant différentiel de contrôle de gain. L'entrée de tension V=~, Vin+ de l'amplificateur est l'entrée de même référence du transconducteur. La sortie de courant Iout 14 résulte de la différence des courants Iout+ et Iout-, respectivement produits par les circuits-miroirs 12, 13. Le signal de sortie du transconducteur est modulé par des différentiels cascodes Qza/Qzb, Q4ar Q4 dont le gain est commandé par le courant de contrôle de gain, le courant de sortie Iout étant la différence des courants produits par chacun de ces différentiels cascodes. Les deuxièmes transistors Q1bs Q2v des composites sont associés à l'entrée à des transistors Q7, Q8 montés en cascodes. De même, en sortie, les éléments Q3a/Q3br Q4a/Q4 cascodent Qlc et Q2c et permettent ainsi, à la fois de s'affranchir de l'effet Early, et d'asservir le contrôle de gain du transconducteur. De plus, les deuxièmes transistors Q1b, Q2b de chaque composite du trans conducteur sont associés chacun à un transistor Q1f, Q2s monté en émetteur suiveur. Des transistors Qal à Q=4 sont montés en diode de niveau évitant le blocage du transconducteur par saturation des transistors Q1b et Q2b- Des dispositifs de compensation de courant de base Q5/M1/M2, Q6/M3/M4 s'ajoutent aux transistors Q1f, Q2f de chaque composite du transconducteur, de manière à éliminer les courants d'entrée de Q1f et Q2. Les lignes 15 et 16 assurent la polarisation des différents composants à partir de circuits classiques, non représentés ici. Un ensemble de polarisation 17 est utilisé par les miroirs cascodes 12, 13. A titre d'exemple, un coefficient de multiplication de 8 des circuits-miroirs 12, 13 d'une part, et Q2b, Q2o d'autre part, permet d'améliorer la transconductance d'ensemble tout en réduisant la consommation pour une tension d'entrée nulle, cela sans diminuer l'amplitude d'entrée. Pour une résistance 18, de charge Rload donnée, le gain maximum est alors GmaX = 16 Rload/Ro, et l'amplitude maximum du signal d'entrée peut être augmentée proportionnellement à Ro à condition que la stabilité du circuit reste assurée. L'expérimentation de ce circuit a confirmé les résultats annoncés par la théorie, soulignant sa bonne stabilité AC, sa linéarité, sa stabilité en température pour une grande amplitude du signal d'entrée. REVENDICATIONS 1. Transconducteur de précision comprenant deux composites symétriques ayant chacun une entrée de tension Vin, une sortie de courant Tout, une liaison avec la masse par l'intermédiaire d'une source de courant (lai, Ia2) et une liaison avec l'autre composite, une résistance (Ro) étant interposée entre les deux composites, caractérisé en ce que - chaque composite comporte une paire de transistors bipolaires (Q1a/Q1b, Q2a/Q2b) et un transistor-miroir de sortie (Q1c, Q2=) bipolaire - la base du premier transistor de ladite paire (Q1a, étant l'entrée Vin, son émetteur étant relié à la source de courant (Ia1, Ia2) et à la résistance (Ro)r son collecteur étant relié par une source de courant (Io) à une tension d'alimentation Vdd ; - le collecteur du deuxième transistor de ladite paire étant relié à la résistance (Ro), son émetteur étant relié à la tension d'alimentation Vdd, et sa base étant reliée à la source de courant (Io), une résistance (Re2, Re3) est interposée entre l'émetteur du deuxième transistor et la tension d'alimentation - le transistor-miroir ayant sa base reliée à la base du deuxième transistor de ladite paire, son émetteur étant relié à une borne d'une résistance (Re1, Re4), dont l'autre borne est reliée à la tension d'alimentation Vdd et son collecteur étant la sortie de courant Tout, un condensateur (Ci, C2) étant placé entre la base du transistor-miroir et la masse. 2. Transconducteur de précision selon la revendication 1, caractérisé en ce que les transistors de chaque paire sont complémentaires, l'un étant de type NPN et l'autre de type PNP. 3. Amplificateur à gain variable ayant une entrée de tension Vin, une sortie de courant Tout, une entrée de contrôle de gain (Igc+, I-) comportant un transconducteur selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que l'entrée de l'amplificateur est celle du transconducteur, et que le signal de sortie du transconducteur est modulé par des différentiels cascodes (Qza/Qz Q4az Q4b) dont le gain est commandé par le courant de contrôle de gain, le courant de sortie Iout étant la différence des courants produits par chacun de ces différentiels cascodes. 4. Amplificateur à gain variable selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comporte des dispositifs cascodes (Q7, Q8) traversés par le courant d'entrée des deuxièmes transistors (Q1b, Q2 ) de chaque composite du transconducteur. 5. Amplificateur à gain variable selon l'une des revendications 3 et 4, caractérisé en ce que les deuxièmes transistors (Qi, Q2 > ) de chaque composite du transconducteur sont associés chacun à un transistor (Q1f, Q2e monté en émetteur suiveur. 6. Amplificateur à gain variable selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte des circuits de compensation de courant de base (Q5/M1/M2, Q6/M3/M4), chacun associés à l'un des transistors (Q1f, Q2s) de chaque composite du transconducteur, de manière à éliminer son courant d'entrée. 7. Amplificateur à gain variable selon l'une quelconque des revendications 3 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte deux entrées (10, 11) accueillant le courant différentiel de contrôle de gain.