FR 2687871 A1 19930827 FR 9202164 A 19920225 PROCEDE ET DISPOSITIF DE FILTRAGE POUR LA REDUCTION DES PREECHOS D'UN SIGNAL AUDIO-NUMERIOUE L'invention concerne un procédé et un dispositif de filtrage pour la réduction des prééchos d'un signal audionumérique. Le stockage, la transmission ou le traitement des signaux sonores numérisés, signaux audio-numériques, se heurtent actuellement au problème du débit de transmission numérique nécessaire. Des techniques telles que le codage par transformée fréquentielle sont alors utilisées, afin de permettre de discriminer le débit de transmission nécessaire, tout en conservant la qualité du signa'l d'origine. Cependant, du fait même de l'extrême variété des signaux sonores, les procédés ou techniques précités ne permettent pas toujours de conserver la qualité du signal d'origine. Le codage par transformée fréquentielle a, jusques ici, été largement utilisé pour le codage du son hautefidélité. De manière générale, ce type de codage procède par découpage du signal audio-numérique, temporel, en blocs de N échantillons, suivi d'une pondération par une fenêtre de chaque bloc, puis par une transformation temps/fréquence délivrant un jeu de coefficients, lesquels sont codés et enfin transmis. Pour une description plus détaillée de ce type de codage, on pourra utilement se reporter à la demande de brevet français 89 13649, inventeur Yannick MAHIEUX, publiée sous le numéro 2 653 280. Plusieurs transformées fréquentielles peuvent être utilisées, mais la Transformée en Cosinus Discrète Modifiée, TCDM, est particulièrement intéressante et permet une réduction plus importante du débit, grâce à l'utilisation de fenêtres de pondération aux bords adoucis, associée à un fort recouvrement de N/2 échantillons entre deux blocs successifs, ainsi que représenté en figure la. Dans ce type de codage par transformée, le bruit de codage résultant de la quantification des coefficients issus de la transformée est réparti uniformément sur toute la durée de chaque bloc. Lorsque le bloc d'échantillons contient une non stationnarité telle que celle provoquée par exemple par l'attaque brusque d'un instrument à cordes, confer figure lb, alors le spectre en fréquence du signal est à peu près plat. Cependant, les processus de codage précités réalisent généralement une mise en forme spectrale du bruit, confer la demande de brevet français précitée. Ainsi, pour un bloc contenant une transition brusque, le spectre du bruit est à peu près plat et d'un niveau constant pour toute la durée du bloc. Par conséquent, en ce qui concerne la partie du signal audio-numérique précédant l'attaque, le spectre de bruit est bien supérieur à celui du signal et, ainsi que représenté en figure lc, dans le domaine temporel, la dégradation constituant le phénomène de prééchos peut être très importante. Lorsque, d'autre part, le système de codage utilise la transformée TCDM, les deux blocs précédant la transition sont affectés des prééchos, du fait du chevauchement de N/2 échantillons entre fenêtres successives. Parmi les méthodes proposées pour réduire ou éliminer les prééchos, l'une d'elles préconise l'emploi de facteurs d'échelle appliqués au bloc d'échantillons avant le traitement par transformée fréquentielle, de façon à réduire la différence de niveau entre les parties antérieure et postérieure à la transition. Au décodage, par l'application de facteurs d'échelle inverses, le niveau du bruit est réduit dans les zones de faible énergie et le phénomène des prééchos diminué en conséquence. Pour une description plus complète, on pourra se reporter par exemple à l'article de Sugiyama : Adaptive Transform Coding with an adaptive Block Size, Proceedings of ICASSP 90, Albuquerque, pp 1093-1096. Une telle méthode, lorsqu'une transformée TCDM est utilisée, ne peut cependant pas être employée, car, du fait des facteurs d'échelle, il n'est pas possible de procéder, abstraction faite du codage, à une reconstruction parfaite du signal audio-numérique. Une deuxième méthode, parmi les méthodes précitées, peut consister en l'emploi de blocs de longueur variable, la taille de la transformée, pour un bloc d'échantillons comportant une transition brusque étant réduite à N/8 points, ce qui permet de limiter ainsi la durée de la dégradation, confer par exemple le document 1S0-IEC-WG8- MPEG 89/205. Bien que cette deuxième méthode puisse être employée lorsqu'une transformée TCDM est utilisée, les fenêtres de pondération des blocs d'échantillons doivent être modifiées. En outre, il est nécessaire de détecter la transition sur le bloc suivant le bloc actuel en cours de traitement, ce qui accroît le retard du système de codage. Enfin, pour les blocs de longueur réduite, la résolution fréquentielle est diminuée et, en conséquence, l'efficacité du codage l'est aussi. Une troisième méthode, enfin, a fait l'objet d'une demande de brevet français n" 91 03715 déposée le 27 mars 1991. Dans la méthode décrite dans cette demande de brevet, le filtre dont les paramètres varient en fonction des caractéristiques locales du signal et du bruit opère, au niveau du décodeur, un filtrage de type filtrage de Kalman sur les échantillons du signal reconstruit qui sont affectés par le phénomène des prééchos. La solution proposée par la dernière méthode citée permet d'éliminer les inconvénients inhérents aux deux autres méthodes mentionnées. Toutefois, elle ne permet pas dans tous les cas une reconstruction parfaite du signal audio-numérique d'origine pour des raisons de charge importante de calcul, laquelle ne permet pas un traitement en temps réel. En effet, pour les raisons précitées, les modèles utilisés par le filtrage de type filtrage de Kalman sont nécessairement limités et, ce filtre étant calculé de façon adaptative au niveau du décodeur, l'information disponible n'est pas toujours suffisante pour définir ce dernier de façon optimale. Le procédé et le dispositif de filtrage pour la réduction des prééchos d'un signal audio-numérique objets de la présente invention ont pour but de remédier aux inconvénients des méthodes antérieures précédemment citées. Le procédé de traitement des prééchos d'un signal audio-numérique d'origine, suite d'échantillons x(n) constitués en blocs de N échantillons x(n) transmis suite à un processus de codage, puis de décodage, le processus de codage consistant en une étape de traitement par transformée fréquentielle en coefficients y(k) suivie d'une étape de codage de ces coefficients pour assurer la transmission de coefficients codés Cy(k) et le processus de décodage consistant en une étape de décodage des coefficients codés transmis en coefficients y'(k) suivie d'une étape de traitement par transformée fréquentielle inverse pour reconstituer le signal d'origine après transmission x'(n), est remarquable en ce qu'il consiste, en outre, au cours du processus de codage, suite à l'étape de codage des coefficients pour transmission des coefficients codés, à effectuer une étape de décodage des coefficients codés Cy(k) et de traitement par transformée fréquentielle inverse des coefficients codés pour reconstituer le signal décodé x"(n), puis à déterminer le gabarit optimal de filtrage parmi un ensemble de gabarits de filtrage donné et les paramètres de gain du filtrage associé pour reconstituer le signal d'origine x(n). Les paramètres de gain et de gabarit de filtrage et les coefficients codés Cy(k) sont transmis simultanément vers le processus de décodage. Après l'étape de décodage des coefficients transmis et l'étape de traitement par transformée fréquentielle inverse pour reconstituer le signal d'origine après transmission x'(n), le filtrage adapté de ce signal est effectué pour reconstituer le signal d'origine après transmission et traitement xt(n). Le système de traitement des prééchos d'un signal audio-numérique d'origine, suite d'échantillons x(n) constitués en blocs de N échantillons successifs, transmis entre un dispositif codeur et un dispositif décodeur, le dispositif codeur comportant un module de traitement par transformée fréquentielle en coefficients y(k) et un module de codage de ces coefficients pour assurer la transmission des coefficients codés et le dispositif de décodage comportant un module de décodage des coefficients codés transmis en coefficients (y'k) et un module de traitement par transformée fréquentielle inverse pour reconstituer le signal d'origine transmis x' (n), est remarquable en ce qu'il comprend, en outre, au niveau du dispositif codeur, en aval du module de codage, un module de décodage des coefficients codés délivrant des coefficients estimés, un module de traitement par transformée fréquentielle inverse des coefficients estimés pour reconstituer le signal décodé x"(n) et un module de sélection des paramètres optimaux du filtrage et de mémorisation des paramètres du filtrage adapté, gain g(j) et gabarit Hj(f) de ce filtrage adapté. Un circuit de multiplexage temporel des coefficients codés et des paramètres de filtrage adapté permet d'assurer la transmission simultanée de ces derniers vers le dispositif décodeur. Le procédé et le système objets de l'invention trouvent application au traitement, à la transmission et à la mémorisation de signaux audio-numériques dans l'industrie des phonogrammes ou vidéogrammes. Une description plus détaillée du procédé et du système objets de la présente invention sera donnée ciaprès dans la description et les dessins dans lesquels, outre les figures la à lc relatives à l'art antérieur, - la figure 2a représente, à titre de schéma illustratif, les étapes de mise en oeuvre du procédé objet de l'invention, - la figure 2b représente, à titre de schéma illustratif, un détail de mise en oeuvre du procédé de traitement des prééchos objet de l'invention tel que représenté en figure 2a, - la figure 3a représente, sous forme de schéma bloc, un système de traitement des prééchos permettant la mise en oeuvre du procédé de traitement des prééchos objet de la présente invention, - la figure 3b représente, à titre d'exemple, un détail de réalisation d'un module de sélection de filtre con stitutif, au niveau du codeur, du système représenté en figure 3a, - la figure 3c représente, à titre d'exemple, un détail de réalisation d'un sous-module de sélection de filtre constitutif du module de sélection de filtre représenté en figure 3b, - la figure 4a représente un détail de réalisation du module de filtrage optimal au niveau du décodeur, selon l'objet de la présente invention, - la figure 4b représente un chronogramme des signaux transmis après traitement dans lesquels le phénomène des prééchos est supprimé. Une description plus détaillée du procédé de filtrage pour la réduction des prééchos d'un signal audionumérique sera maintenant donnée en liaison avec les figures 2a et 2b. D'une manière générale, le procédé objet de la présente invention réalise le traitement des prééchos d'un signal audio-numérique d'origine constitué par une suite d'échantillons x(n) constituée par exemple en blocs comprenant N échantillons. Ces échantillons sont transmis suite à un processus de codage puis de décodage.Le processus de codage peut consister en une étape, notée 100, de traitement par transformée fréquentielle, telle qu'un traitement par transformée en cosinus directe modifiée, cette étape étant suivie d'une étape 101 de codage des coefficients y(k) obtenus suite à l'étape 100 en coefficients codés notés Cy(k), alors que le processus de décodage consiste par exemple en une étape, notée 200, de décodage des coefficients codés transmis en coefficients y'(k) suivie d'une étape de traitement par transformée fréquentielle 201 inverse, cette transformée étant une transformée en cosinus directe modifiée inverse, pour reconstituer le signal d'origine après transmission, noté x'(n). Ainsi qu'on l'a en outre représenté en figure 2a, le procédé objet de l'invention consiste, au cours du processus de codage, suite à l'étape de codage 101 précitée, à effectuer sur les coefficients codés Cy(k) une étape de décodage et de traitement par transformée fréquentielle inverse de ces coefficients codés pour reconstituer le signal décodé noté x"(n). D'une manière générale, le signal décodé x"(n) obtenu au niveau du codage après mise en oeuvre de l'étape 102 de décodage et de traitement par transformée fréquentielle inverse est considéré comme identique au signal d'origine après transmission x'(n) obtenu après la mise en oeuvre de l'étape 201 de traitement par transformée inverse au niveau du décodage, car ces deux signaux diffèrent uniquement par l'étape de transmission des coefficients codés Cy(k) vers le processus de décodage, cette transmission, réalisée de manière classique, étant réputée ne pas altérer sensiblement les valeurs des coefficients codés précités. En outre, ainsi qu'on l'a représenté en figure 2a, le procédé objet de la présente invention consiste ensuite à déterminer à l'étape 103 le gabarit optimal de filtrage parmi un ensemble de gabarits de filtrage donné. Le gabarit optimal de filtrage est obtenu par détermination des paramètres de gain et de gabarit, c'est-à-dire de fonction de transfert du filtrage associé correspondant, permettant de reconstituer le signal d'origine x(n). Le procédé objet de la présente invention consiste alors ensuite à transmettre simultanément vers le processus de décodage les coefficients codés Cy(k) et les paramètres de gain notés g(j) et de gabarit de filtrage adapté vers le processus de codage précité. Selon un mode de mise en oeuvre avantageux non limitatif, on notera que le paramètre de gabarit de filtrage transmis peut, par exemple, être constitué par le numéro d'ordre j d'un élément de filtrage déterminé constitutif de l'ensemble de gabarits de filtrage donnés précédemment mentionné. Suite à la transmission des coefficients codés Cy(k), et des paramètres de gain g(j) et de filtrage j vers le processus de décodage, le procédé objet de la présente invention consiste à effectuer au niveau du décodage, après l'étape 200 de décodage des coefficients transmis et l'étape de traitement 201 par transformée fréquentielle inverse pour reconstituer le signal d'origine après transmission x' (n), un filtrage adapté du signal d'origine après transmission précité pour reconstituer le signal d'origine après transmission et traitement, ce signal étant noté xt(n) et l'opération de filtrage adapté étant notée 202 sur la figure 2a. Bien entendu, le signal xt(n) est réputé sensiblement identique au signal d'origine x(n), le phénomène de prééchos ayant été supprimé. La mise en oeuvre du procédé de traitement des prééchos d'un signal audio-numérique objet de la présente invention est basée sur le principe ci-après. Pour un signal d'origine x(n), le bruit de préécho b(n) et le signal d'origine décodé et reconstruit au niveau du processus de décodage après le traitement par transformée fréquentielle inverse vérifie la relation x'(n) = x(n)+b(n), avec x'(n) = x"(n). Au niveau du codage, les trois signaux précités sont connus, car x'(n) = x"(n), alors qu'au niveau du décodage, seul le signal d'origine après transmission x'(n) est disponible. Les transformées de Fourier de ces signaux étant notées respectivement X(f), B(f) et X'(f), les spectres correspondants X(f) et B(f) sont généralement disjointes et, par conséquent, le bruit b(n) peut être éliminé dans le signal d'origine après transmission x'(n) à l'aide d'un filtre dont la réponse impulsionnelle sera notée h(n) et la fonction de transfert dans le domaine fréquentiel sera notée H(f). En outre, pour les échantillons précédant une attaque brusque, le signal d'origine x(n) présente très souvent un spectre limité en fréquence. I1 s'agit en effet de l'extinction de la note précédente, laquelle correspond en général à une sinusoïde basse fréquence. Le filtre de réponse impulsionnelle h(n) est donc un filtre de type passe-bas. L'étape 103 de sélection du filtre telle que représentée en figure 2a est effectuée dans le domaine fréquentiel. D'une manière générale, on considèrera que le filtre hj(n) est choisi au cours de cette étape de sélection dans un ensemble de M filtres dont la réponse impulsionnelle est notée hi, avec i E [O,M-13. Ce choix est effectué de façon que le résultat du produit de convolution x"(n) * hj(n), où j égale l'une des valeurs de i précité, soit le plus proche possible de x(n). Le filtre ainsi retenu est celui pour lequel le produit, dans le domaine des fréquences, Hj(f).X"(f) est le plus proche du spectre de la transformée de Fourier X(f) précitée. Les performances du procédé objet de l'invention sont naturellement accrues si un gain g(j) est associé au filtre hj(n). Selon un aspect particulièrement avantageux du procédé objet de la présente invention, celui-ci prend en compte la distance entre le spectre du signal d'origine X(f) et le produit g(j).Hj(f). Les paramètres de gain g et de gabarit de filtrage ayant été sélectionnés, le numéro du filtre j et la valeur du gain g sont alors transmis vers le processus de décodage. Le processus de décodage au niveau de l'étape 202 effectue alors une étape de filtrage à partir de la réponse impulsionnelle hj(n) du filtre par le calcul du produit de convolution du signal d'origine après transmission x'(n) issu de l'étape 201, par le produit g.hj(n) pour les échantillons concernés par le phénomène de préécho. Une description plus détaillée du processus de sélection du filtre mis en oeuvre à l'étape 103 de la figure 2a sera donnée en liaison avec la figure 2b. Le problème de la sélection du filtre et du calcul du gain consiste à rechercher, dans un ensemble de fonctions de transfert, ou de gabarits Hi, avec i E (O,M-1], le filtre ou gabarit Hj optimal et à calculer le gain g(j) correspondant tel que la distance euclidienne entre le spectre du signal d'origine X(f) et le spectre du signal décodé filtré soit minimale. La distance euclidienne retenue finalement sélectionnée s'écrit Fe/2 Mini C > ( X(f)-g.Hj(f).X"(f) ) ] (1) k=O Dans cette relation, Fe est la fréquence d'échantillonnage du signal d'origine. Dans la suite de la description, on note g(j) = g, la valeur du gain obtenue pour la valeur de la distance euclidienne minimale. Conformément à un aspect particulièrement avantageux du procédé objet de la présente invention, le calcul de la distance euclidienne est effectué en une étape 1030 suite à un traitement par transformée de Fourier discrète du signal d'origine x(n) et du signal décodé x"(n) obtenu après la mise en oeuvre de l'étape 102. Le traitement par transformée de Fourier discrète est effectué par transformée de Fourier discrète de taille P, avec P N/2 Min, > ( X(k)-g.Hj(k).X"(k) ) ] (2) Le gain optimal g est alors donné par la relation g = Num(j)/Dem(j). (3) Le filtre, ou gabarit optimal Hj, est alors celui qui est obtenu lorsque l'expression Num2(j)/Dem(j) est maximale.L'étape 1030 de calcul de la distance euclidienne est donc suivie des étapes 1031 et 1032 permettant, d'une part, le calcul du gain optimal et, d'autre part, le choix du filtre optimal correspondant. On notera que dans les relations 2 et 3 précédentes définissant, d'une part, le gain optimal g et, d'autre part, le filtre optimal Hj, les expressions sont définies par les relations ci-après N/2 (4) Num(j) = > Hj,r(k).( Xr(k).X"r(k)+Xi(k).X"i(k) ) + k=O Hi,j(k).( Xi(k).X"r(k)-Xr(k).X"i(k) ) et N/2 Dem(j)( Hj,r2(k)+Hj,i2(k) ).( X"r2(k)+X"i2(k) ) (5) k=O. Dans les expressions précitées, Xr(k) et X"r(k) sont les parties réelles de X(k), respectivement X"(k), Xi(k) et X"i(k) en étant les parties imaginaires. De même, Hj,r et Hj,i sont les parties réelles et imaginaires de la fonction de transfert ou gabarit optimal Hj. L'étape 1032 précédente est alors suivie, ainsi que représenté en figure 2b, d'une étape de mémorisation du gain g et du numéro de filtre j optimal correspondant. Les valeurs de gain g(j), soit la valeur g correspondante et de gabarit de filtrage, sont repérées et mémorisées par leur adresse. Une description plus détaillée d'un système de traitement des prééchos d'un signal audio-numérique conforme à l'objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec les figures 3a et suivantes. Ainsi qu'on l'a représenté en figure 3a, le dispositif codeur 1 comprend un module 10 de traitement par transformée fréquentielle en coefficient y(k) du signal suite d'échantillons x(n) d'origine. Ce module de traitement par transformée directe fréquentielle de type TCDM, par exemple, ne sera pas décrit, car il correspond à un module classique. Le codeur comporte en outre un module 11 de codage de ces coefficients pour assurer la transmission des coefficients codés Cy(k). Le système objet de la présente invention comporte également, au niveau du décodeur 2, un module 20 de décodage des coefficients codés transmis Cy(k) en coefficients y' (k) et un module 21 de traitement par transformée fréquentielle inverse, TCDM inverse, par exemple, pour reconstituer le signal d'origine transmis x'(n). Conformément à un aspect avantageux du système objet de la présente invention, celui-ci comporte, en outre, au niveau du dispositif codeur en aval du module de codage 11 un module 12 de décodage des coefficients codés délivrant des coefficients estimés y"(k), un module 13 de traitement par transformée fréquentielle inverse des coefficients estimés y"(k) pour reconstituer le signal décodé x"(n). Les modules 12 de décodage et 13 de traitement par transformée fréquentielle inverse, TCDM inverse, ne seront pas décrits, car ils correspondent exactement au module 20, respectivement 21, au niveau du décodeur, ces modules étant connus de l'art antérieur. Ainsi qu'on le notera à l'observation de la figure 3a, le codeur 1 comporte également un module 14 de sélection des paramètres optimaux du filtrage et de mémorisation des paramètres de filtrage adapté, gain g(j) et gabarit Hj(f), du filtrage adapté considéré. Enfin, un circuit de multiplexage 15 permet d'assurer un multiplexage temporel des coefficients codés Cy(k) et des paramètres de filtrage numéro j du filtre optimal retenu et du gain g optimal correspondant vers le dispositif décodeur 2. Le dispositif décodeur 2 comporte un module de filtrage 22. D'une manière générale, le module de filtrage 22 comprend avantageusement un circuit de filtrage comportant une pluralité de modules de filtrage élémentaires présentant des paramètres de filtrage déterminés distincts, et un circuit d'adressage à partir des paramètres de filtrage adapté reçus g et hj du module de filtrage adapté correspondant. Ce module de filtrage adapté reçoit le signal d'origine transmis x'(n) et délivre le signal d'origine après transmission et traitement xt(n). Le système de traitement des prééchos d'un signal audio-numérique, objet de l'invention, tel que représenté en figure 3a opère, conformément au procédé tel que décrit précédemment dans la description, la transmission simultanée des coefficients de transformée Cy(k) et des paramètres de filtrage, numéro du filtre j et gain optimal g de celuici, étant assurée par l'intermédiaire du circuit de multiplexage 15 et de circuits de transmission correspondants, lesquels ne seront pas décrits, ces circuits correspondant à des circuits de l'art antérieur parfaitement connus de l'homme de métier. Le module de filtrage 22 au décodeur 2 permet alors, par simple adressage des valeurs de gabarit de filtrage mémorisées et à partir des valeurs de gain, de réaliser le traitement par filtrage du signal d'origine après transmission x'(n) pour restituer le signal d'origine après transmission et traitement xt(n). Une description plus détaillée d'un mode de réalisation avantageux du module de sélection du filtre 14 représenté en figure 3a sera donnée en liaison avec la figure 3b. On notera que ce mode de réalisation permet bien entendu un traitement en temps réel du signal d'origine x(n) et donc la transmission des coefficients de transformée Cy(k) et des paramètres de filtrage avec un retard au plus égal à une période d'échantillonage du signal d'origine. Ainsi qu'on l'a représenté en figure 3b, le module 13 de sélection des paramètres optimaux du filtre et de mémorisation des paramètres de filtrage adapté, gain g(j) et gabarit Hj(f) du filtrage adapté, comprend un sous-module 130 de traitement par transformée de Fourier discrète TFD sur P échantillons, avec P Ainsi, le sous-module 130 délivre respectivement les coefficients de transformée de Fourier directe X(k) et X"(k). On notera que les signaux de transformée de Fourier directe délivrés sont en fait les signaux Xr(k), Xi(k) avec k = 0,... ,P/2-1, et X'r(k), X"i(k) avec k = 0,... ,P/2-1. Les indices r et i désignent ici les parties réelles et imaginaires des transformées de Fourier directes précitées pour les signaux d'origine et signaux décodés correspondants. On notera bien sur que le calcul de la transformée de Fourier discrète peut être réalisé au moyen des circuits bien connus de transformée de Fourier rapide FFT. En outre, ainsi qu'on l'a représenté en figure 3b, le module de sélection des paramètres optimaux du filtre comprend un sous-module 131 de calcul de valeurs remarquables Sl(k), S2(k), S3(k), et S4(k) à partir des coefficients de transformée X(k) et X"(k). On notera que les valeurs remarquables précitées sont représentatives de l'énergie et de la distribution d'énergie du signal d'origine et du signal décodé dans les P échantillons pris en considération, indépendamment des modules de filtrage considérés. On notera également que cette indépendance résulte du modèle retenu pour les réponses en fréquence.Ainsi, le calcul des valeurs remarquables précitées peut donc être fait préalablement à la procédure de sélection des modules de filtrage et n'a donc pas besoin d'être réalisé pour chacun des M modules de filtrage constituant l'ensemble de modules de filtrage dans lequel le filtre optimal est choisi, ce qui permet de réduire fortement la charge de calcul. En outre, le module de sélection des paramètres optimaux du filtre 13 comporte ensuite un sous-module 132 de sélection des modules de filtrage, lequel reçoit en entrée les valeurs remarquables précitées et délivre les paramètres de filtrage adapté, gain g(j) et gabarit Hj(f) du filtrage adapté, ces paramètres étant délivrés sous forme du numéro j du module de filtrage retenu et de valeur de gain g correspondante. Enfin, un module de codage 133 est prévu, lequel permet de délivrer des coefficients codés correspondants Q(j) et Q(g), lesquels peuvent être transmis pour transmission par le multiplexeur 15 vers le décodeur 2. Selon une caractéristique avantageuse du sousmodule 131 de calcul des valeurs remarquables, celui-ci permet de calculer les valeurs remarquables ci-après vérifiant les relations Sl(k) = (X"r(k))2+(X"i(k))2 (6) S2(k) = Xr(k).X"r(k)+Xi(k).X"i(k) (7) S3(k) = S4(k-l)+Sl(k) (8) S4(k) = S5(k-l)+S2(k) (9) On notera que ces valeurs sont toutes calculées pour k = 0,...,P/2-1, avec S3(0) = 0 et S4(0) = 0. Une description plus détaillée du sous-module de sélection des modules de filtrage 132 représenté en figure 3b sera donnée en liaison avec la figure 3c. D'une manière générale, le sous-module de sélection des modules de filtrage effectue essentiellement le calcul de deux valeurs numériques notées Num(i) et Dem(i) et permet d'effectuer la recherche du gabarit ou filtre Hj permettant d'obtenir un rapport Num2(j)/Dem(j) maximum. D'une manière générale, les caractéristiques de gabarit des modules de filtrage peuvent etre déterminées compte tenu des remarques ci-après relativement aux modalités de filtrage effectif des signaux considérés. Afin de suivre d'éventuelles non stationnarités du signal d'origine x(n), le bloc de transformée de N échantillons à traiter délivrés par le module de traitement 130 de la figure 3b peut être subdivisé en sous-blocs de P points avec P N = 1024 échantillons, celui-ci peut être divisé en quatre sous-blocs de P = 256 échantillons. Il existe donc ainsi quatre valeurs de gain g et quatre numéros de filtre j à transmettre. Une description plus détaillée du processus de sélection de filtre sera donnée ci-après relativement à un sous-bloc de taille P, les traitements étant identiques pour chacun des sous-blocs successifs. Les modules de filtrage hi(n) sont des filtres à réponse impulsionnelle finie et symétrique. Ces modules de filtrage constituent donc des filtres à phase nulle et les relations 4 et 5 précédentes deviennent N/2 Num(j) = 2 Hj,r(k).( Xr(k).X"r(k)+Xi(k).X"i(k) ) (10) k=O et N/2 Dem(j) =Hj,r2(k).( X"r2(k)+X"i2(k) ) (11) k=O. Les modules de filtrage correspondants sont des modules filtre passe-bas, dont seule la fréquence de coupure change. Pour une fréquence d'échantillonnage de 48 kHz du signal audio-numérique d'origine, les paramètres suivants peuvent être retenus à titre d'exemple le nombre de modules de filtrage retenu est par exemple M = 32, et la longueur de leur réponse impulsionnelle est L = 49, cette longueur étant mesurée en durée d'échantillons. Ces modules de filtrage sont définis par a réponse en fréquence ci-après Hi,r(f) = 1,0 pour f Hi,r(f) = A pour f > fa(i), soit dans la bande atténuée. En terme de coefficient de transformée de Fourier discrète Hi,r(k) = 1,0 pour k Hi,r(k) = A pour k > ka(i). Pour 60 dB d'atténuation, le coefficient A vaut 0,001 et la bande de transition, soit kc(i) Pour chacun des modules de filtrage précédemment définis, les trois parties élémentaires de la réponse en fréquence sont identiques et seule la limite de la bande passante change, soit kc(i), et par conséquent celle de la bande atténuée ka(i). On notera bien sûr que la décomposition du gabarit ou de la fonction de transfert Hi,r de chaque module de filtrage en ces trois parties élémentaires permet de simplifier sensiblement le calcul des paramètres Num(i) et Dem(i) nécessaires à la sélection du rang j du module de filtrage considéré et de la valeur de gain g correspondante. On notera que les M fréquences de coupure des modules de filtrage fc(i) peuvent être déterminées en fonction de divers critères, par exemple, une répartition logarithmique sur l'échelle des fréquences. Les M réponses en fréquence étant fixées, des procédures connues de l'état de la technique pour réaliser le calcul des filtres peuvent etre utilisées afin de déterminer les réponses impulsionnelles, lesquelles sont stockées en mémoire au niveau du décodeur. Sur la figure 3c, on a représenté un agencement particulier du module de sélection de filtre dans un mode de réalisation avantageux non limitatif. Ainsi que représenté sur la figure précitée, le module 132 de sélection des modules de filtrage comporte avantageusement une pluralité de quatre blocs de mémorisation 1321, 1322, 1323, 1324 de type mémoire vive, ces blocs étant destinés à recevoir et mémoriser les valeurs remarquables Sl(k), S2(k), S3(k), S4(k) délivrées par le sous-module 131 de calcul ce celles-ci. Chaque bloc de mémorisation, de manière classique, est adressable en lecture en fonction des adresses physiques i des modules de filtrage et, bien entendu, des valeurs kc(i) et ka(i) définissant la subdivision de ces derniers en bandes passantes, bandes de transition et bandes atténuées ainsi que mentionné précédemment.On notera que les blocs de mémorisation précités délivrent chacun en leur sortie les valeurs remarquables pour le module de filtrage considéré, suite à adressage correspondant, les blocs de mémorisation 1321, 1322 délivrant les valeurs Sl(k) respectivement S2(k) pour k appartenant à [kc(i), ka(i)], alors que le,s blocs de mémorisation 1323, 1324 délivrent la valeur remarquable S3 respectivement S4 pour la valeur de k respectivement égale à kc(i), ka(i), k = P/2. On notera bien sûr, ainsi que représenté sur la figure 3c, que les valeurs correspondantes de k sont obtenues à partir de mémoires 1320a, 1320b, lesquelles sont adressées par la valeur courante i représentant le numéro du module de filtrage considéré. Les mémoires 1320a, 1320b, peuvent être constituées par des mémoires de type mémoire morte. En outre, ainsi que représenté sur la figure 3c, le sous-module de sélection de filtre comprend un circuit de mémorisation 1325 d'un tableau de valeurs Tra(k) et Tra2(k), ces valeurs étant représentatives de la réponse en fréquence de référence de la bande de transition. En outre, deux circuits soustracteurs 1326a et 1326b, reçoivent de la sortie des troisième et quatrième blocs de mémorisation, les valeurs remarquables S3(P/2) et S3(ka(i)) respectivement S4(P/2) et S4(ka(i)), et délivrent chacun la différence S3(P/2)-S3(ka(i)), et respectivement S4(P/2)-S4(ka(i)). Le sous-module de sélection de filtre comporte également une pluralité de 4 circuits multiplicateurs, notés 1327a à d. Le premier circuit multiplicateur 1327a reçoit, d'une part, la valeur remarquable Sl(k) délivrée par le premier bloc de mémorisation et, d'autre part, la valeur Tra2(k) délivrée par le circuit de mémorisation 1325. Ce premier circuit multiplicateur délivre le produit Sl(k)*Tra2(k). Le deuxième circuit multiplicateur 1327b reçoit, d'une part, la valeur remarquable S2(k) délivrée par le deuxième bloc de mémorisation 1322 et, d'autre part, la valeur Tra(k) du tableau de valeurs délivrées par le circuit de mémorisation 1325 et délivre le produit S2(k)*Tra(k). Le troisième circuit multiplicateur 1327c reçoit, d'une part, la différence S3(P/2)-S3(ka(i)) délivrée par le premier soustracteur 1326a et, d'autre part, une valeur constante référencée A2. Cette valeur A2 est égale à une valeur A2, la valeur A représentant le niveau de la réponse en fréquence dans la bande coupée. Le troisième multiplicateur 1327c délivre le produit A2*( S3(P/2)-S3(ka(i)) ). Enfin, le quatrième circuit multiplicateur 1327d reçoit, d'une part, la différence S4(P/2)-S4(ka(i)i) délivrée par le deuxième soustracteur 1326b et, d'autre part, la valeur constante A précitée. Il délivre le produit A*( S4(P/2)-S4(ka(i)) ). Enfin, ainsi qu'on l'observera sur la figure 3c, un premier et un deuxième circuits sommateurs 1328a, 1328b sont prévus. Le premier circuit sommateur 1328a reçoit, d'une première part, par l'intermédiaire d'un circuit accumulateur, noté AC1, la valeur cumulée Demt(i) des produits délivrés par le premier multiplicateur 1327a, d'une deuxième part, la valeur Demp(i) égale à la valeur remarquable S3(kc(i)) délivrée par le troisième bloc de mémorisation 1323 et, d'une troisième part, le produit Demc(i) délivré par le troisième multiplicateur 1327c. Le premier sommateur 1328a délivre la somme Dem(i) correspondante. Le deuxième circuit sommateur 1328b reçoit, d'une première part, par l'intermédiaire d'un circuit accumulateur AC2, la valeur cumulée Numt(i) délivrée par le deuxième multiplicateur, d'une deuxième part, la valeur Nump(i) = S4(kc(i)) délivrée par le quatrième bloc de mémorisation 1324 et, d'une troisième part, la valeur Numc(i) délivrée par le quatrième multiplicateur. Il délivre la somme Num(i) correspondante. Les sommes correspondantes Dem(i) et Num(i) délivrées par le premier respectivement le deuxième sommateur 1328a, 1328b, sont délivrés à un circuit 1324 de sélection du gain g(i) = Num(i)/Dem(i) et du filtre optimal Hj pour Num2(i)/Dem(i) maximum. Le fonctionnement du sous-module de sélection de filtrage 132 représenté en figure 3c est alors le suivant Compte tenu du type de réponse en fréquence des modules de filtrage et de la décomposition de cette réponse en trois parties élémentaires identiques quant à leur forme pour tous les modules de filtrage, les valeurs Num(i) et Dem(i) délivrées au circuit 1329 de sélection du gain et du gabarit de filtrage optimal sont obtenues de la façon ciaprès - Dans la bande passante Demp(i) = S3(kc(i) (12) Nump(i) = S4(kc(i) (13) - Dans la bande de transition oekai) Dest(i) = / Sl(k)*Tra2(k-kc(i)) (14) k=kc(i) ka(i) Numt(i) = S2(k)*Tra(k-kc(i)) (15) k=kc(i). On notera qu'en ce qui concerne les valeurs Tra(k) délivrées par le circuit de mémorisation 1325, que cellesci correspondent à la réponse en fréquence de référence de la bande de transition, cette valeur de référence est supposée être la même pour tous les modules de filtrage. Les valeurs Tra2(k) sont les valeurs précédentes de Tra(k) élevées au carré. Le circuit de mémorisation 1325 peut d'ailleurs être constitué par une mémoire morte, par exemple. Dans la bande atténuée Demc(i) = A2*( S3(P/2)-S3(ka(i)) ) (16) Numc(i) = A*( S4(P/2)-S4(ka(i)) ). (17) Les valeurs délivrées par les sommateurs 1328a et 1328b utilisées par le circuit 1329 de sélection du gain sont finalement obtenues par Dem(i) = Demp(i)+Demt(i)+Demc(i) (18) Num(i) = Nump(i)+Numt(i)+Numc(i). (19) Pour chacun des modules de filtrage, c'est-à-dire pour chaque valeur d'indice i, le circuit 1329 de sélection du gain vérifie si le critère Num2(i)/Dem(i) maximum est vérifié. Dans l'affirmative, les valeurs Num(j) et Dem(j) sont conservées, la valeur du gain g(j) correspondante est mémorisée, ainsi que la valeur j correspondante précitée. A la fin de l'examen de tous les modules de filtrage, c'est-à-dire à la fin de l'itération sur la valeur de i, i appartenant à [0,M-1], il est alors possible de calculer le gain g, ce gain étant ensuite quantifié par le module de codage 133 représenté en figure 3b. Bien entendu, cette quantification peut être effectuée directement à partir des valeurs de Num(j) et Dem(j). On indiquera à titre d'exemple non limitatif que le module de codage 133 peut consister en un quantificateur uniforme à 4 bits de dynamique [0,2]. On indiquera également que l'indice j du filtre optimal peut quant à lui être transmis sur log2(M)bits. On notera enfin, en ce qui concerne le système de traitement des prééchos objet de la présente invention tel que représenté en figure 3a, qu'au niveau du décodeur 2, les traitements à effectuer comportent la lecture de la réponse impulsionnelle hj(n) dans une mémoire de M éléments. L'adresse de la réponse impulsionnelle hj(n) correspondante est donnée simplement par l'indice j reçu suite à la transmission et le filtrage effectué au niveau du module de filtrage 22, la réponse impulsionnelle précitée étant multipliée par le gain déquantifié. Le gain déquantifié est considéré correspondre au gain g transmis pendant le processus de transmission. Le module de filtrage tel que représenté en figure 4a peut comprendre un module d'adressage en lecture 220, lequel, à partir de la valeur de j transmise, permet d'obtenir la réponse impulsionnelle hj(n). Un premier module multiplicateur 221 recevant la réponse impulsionnelle hj(n) et la valeur de gain g déquantifiée délivre le produit g.hj(n) à un deuxième module multiplicateur 222, lequel délivre le produit de convolution xt(n) = x'(n)*(g.hj(n)) constituant le signal d'origine après transmission et traitement. La figure 4b représente le résultat de la mise en oeuvre du procédé objet de la présente invention sur un signal siège d'un phénomène de préécho ainsi que représenté en figure lc. A l'observation de la figure 4b précitée, on constate que le bruit de préécho est supprimé et que la forme d'onde restituée, soit xt(n) = (x'(n)*g*hj(n)) est très proche du signal d'origine. On a ainsi décrit un procédé et un dispositif de filtrage pour la réduction des prééchos d'un signal audionumérique particulièrement performant dans la mesure où un fonctionnement tout à fait satisfaisant a été obtenu sur de nombreux types de signaux affectés de prééchos. En outre, le procédé et le dispositif objets de la présente invention sont particulièrement simples à mettre en oeuvre, en particulier au niveau du décodeur où le traitement, c'està-dire le filtrage, est réduit et correspond ainsi aux possibilités offertes. REVENDICATIONS 1) Procédé de traitement des prééchos d'un signal audio-numérique d'origine, suite d'échantillons x(n) constitués en blocs de N échantillons, transmis suite à un processus de codage puis de décodage, le processus de codage consistant en une étape de traitement par transformée fréquentielle en coefficients y(k) suivie d'une, étape de codage de ces coefficients pour assurer la transmission de coefficients codés Cy(k), et le processus de décodage consistant en une étape de décodage des coefficients codés transmis en coefficients y'(k) suivie d'une étape de traitement par transformée fréquentielle inverse pour reconstituer le signal d'origine après transmission x'(n), caractérisé en ce que ledit procédé consiste en outre, au cours du processus de codage, suite à l'étape de codage des coefficients pour transmission des coefficients codés - à effectuer une étape de décodage des coefficients codés Cy(k) et de traitement par transformée fréquentielle inverse desdits coefficients codés pour reconstituer le signal décodé x"(n), - à déterminer le gabarit optimal de filtrage parmi un ensemble de gabarits de filtrage donné et les paramètres de gain dudit filtrage associé pour reconstituer ledit signal d'origine x(n), - à transmettre simultanément vers le processus de décodage lesdits coefficients codés Cy(k) et lesdits paramètres de gain et de gabarit de filtrage adapté, puis au cours du processus de décodage, - à effectuer, après l'étape de décodage des coefficients transmis et l'étape de traitement par transformée fréquen tielle inverse pour reconstituer le signal d'origine après transmission x'(n), ledit filtrage adapté dudit signal d'origine après transmission x'(n) pour reconstituer ledit signal d'origine après transmission et traitement xt(n). 2) Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape consistant à déterminer les paramètres de gain et de gabarit dudit filtrage consiste - à effectuer une transformée de Fourier dudit signal d'origine x(n) pour obtenir le spectre fréquentiel X(f) de celui-ci, - à effectuer une transformée de Fourier dudit signal décodé x"(n) pour obtenir le spectre fréquentiel X"(f) ce celui ci, - à déterminer, à partir d'un ensemble de valeurs de gain g(j) et d'un ensemble de gabarits de filtrage, de fonction de transfert Hj(f) dans le domaine de fréquence, le produit de filtrage P(f) = g(j)Hj(f).X"(f) dudit spectre fréquentiel X"(f) dudit signal décodé, - à déterminer la distance euclidienne minimale d(X(f),P(f)) du spectre fréquentiel du signal d'origine et dudit produit de filtrage et à mémoriser les valeurs correspon dantes de gain g(j) et de gabarit de filtrage Hj(f) constituant lesdits paramètres de gain et de gabarit de filtrage adapté. 3) Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdites valeurs de gain g(j) et de gabarit de filtrage formant lesdits ensembles de valeurs de gain et de gabarit de filtrage sont repérées et mémorisées par leur adresse. 4) Système de traitement des prééchos d'un signal audio-numérique d'origine, suite d'échantillons x(n) constitués en blocs de N échantillons successifs, transmis entre un dispositif codeur et un dispositif décodeur, le dispositif codeur comportant un module de traitement par transformée fréquentielle en coefficients y(k) et un module de codage de ces coefficients pour assurer la transmission des coefficients codés et le dispositif de décodage comportant un module de décodage des coefficients codés transmis en coefficients (y'k) et un module de traitement par transformée fréquentielle inverse pour reconstituer le signal d'origine transmis x'(n), caractérisé en ce que ledit système comporte en outre au niveau du dispositif codeur, en aval dudit module de codage - un module (12) de décodage des coefficients codés délivrant des coefficients estimés, - un module (13) traitement par transformée fréquentielle inverse desdits coefficients estimés pour reconstituer le signal décodé x"(n), - un module (14) de sélection des paramètres optimaux du filtrage et de mémorisation des paramètres de filtrage adapté, gain g(j) et gabarit Hj(f) dudit filtrage adapté, - des moyens (15) de multiplexage temporel desdits coef fi- cients codés et desdits paramètres de filtrage adapté pour assurer leur transmission simultanée vers ledit dis positif décodeur. 5) Système selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit module de sélection des paramètres optimaux du filtre et de mémorisation des paramètres de filtrage adapté, gain g(j) et gabarit Hj(f) du filtrage adapté, comprend - un sous module (130) de traitement par transformée de Fourier discrète, TFD, sur P échantillons avec P dudit signal d'origine x(n) et dudit signal décodé x"(n), ledit sous-module délivrant respectivement les coef fi- cients de transformée correspondants X(k), X"(k), - un sous-module (131) de calcul de valeurs remarquables Sl(k), S2(k), S3(k), S4(k), avec k E [0, P/2-1] à partir desdits coefficients de transformée X(k) et X"(k), lesdites valeurs remarquables étant représentatives de l'énergie et de la distribution d'énergie dans les P échantillons pris en considération, indépendamment des modules de filtrage, - un sous module (132) de sélection des modules de filtrage recevant en entrée lesdites valeurs remarquables Sl(k), S2(k), S3(k), S4(k), et délivrant les paramètres de filtrage adapté gain g(j) et gabarit Hj(f) du filtrage adapté, ces paramètres étant délivrés sous forme du numéro j du module de filtrage et de valeur de gain g(j) correspondante. 6) Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit sous-module de sélection des modules de filtrage comporte une pluralité de quatre blocs de mémorisation (1321 à 1324), de type mémoire vive, destinée à recevoir et mémoriser lesdites valeurs remarquables Sl(k), S2(k), S3(k), S4(k), chaque bloc de mémorisation étant adres sable en lecture en fonction des adresses physiques i des modules de filtrage, et délivrant chacun en leur sortie lesdites valeurs remarquables pour le module de filtrage considéré, des moyens (1325) de mémorisation d'un tableau de valeurs (Tra(k), Tra2(k)), représentatives de la réponse en fréquence de référence de la bande de transition, des moyens soustracteurs (1326a, 1326b) recevant de la sortie des troisième et quatrième bloc de mémorisation les valeurs remarquables S3(P/2) et S3(ka(i)) respective ment S4(P/2) et S4(ka(i)) et délivrant chacun la diffé renceS3(P/2)-S3(ka(i)) respectivements4(P/2)-S4(ka(i)), une pluralité de quatre circuits multiplicateurs (1327a à d), le premier circuit multiplicateur recevant, d'une part, la valeur remarquable Sl(k) délivrée par le premier bloc de mémorisation et, d'autre part, la valeur Tra2(k) du tableau de valeurs délivrée par les moyens de mémori sation et délivrant le produit Sl(k)*Tra2(k), le deuxième circuit multiplicateur recevant, d'une part, la valeur remarquable S2(k), délivrée par le deuxième bloc de mémorisation et, d'autre part, la valeur Tra(k) du tableau de valeurs délivrée par les moyens de mémorisa tion et délivrant le produit S2(k)*Tra(k), le troisième circuit multiplicateur recevant, dtune part, la différen ce (S3(P/2)-S3(ka(i)) délivrée par le premier soustrac teur et, d'autre part, une valeur constante A2 = A2, où A représente le niveau de la réponse en fréquence dans la bande coupée et délivrant la produit Demc(i) = A2 * ( S3(P/2) - S3(ka(i)) ), le quatrième circuit multiplica teur recevant, d'une part, la différence (S4(P/2) S4ka(i)) délivrée par le deuxième soustracteur et, d'autre part, la valeur constante A, et délivrant le produit Numc(i) = A * ( S4(P/2) - S4(ka(i)) ), -un premier circuit sommateur (1328a) recevant, d'une première part, par l'intermédiaire d'un circuit ac cumulateur (AC1) la valeur cumulée (Demt(i)) des produits délivrés par le premier multiplicateur, d'une deuxième part, la valeur Demp(i) = S3(kc(i)) délivrée par le troisième bloc de mémorisation et, d'une troisième part, le produit Demc(i) délivré par le troisième multi plicateur et délivrant la somme Dem correspondante, et, -un deuxième circuit sommateur (1328b) recevant, d'une première part, par l'intermédiaire d'un circuit ac cumulateur (AC2), la valeur cumulée Numt(i) délivrée par le premier multiplicateur, d'une deuxième part, la valeur Nump(i) = S4(kc(i)) délivrée par le quatrième bloc de mémorisation et, d'une troisième part, le produit Numc(i) délivré par le quatrième multiplicateur et délivrant la somme Num correspondante, et -un circuit (1329) de sélection du gain g(i) = Num(i) Dem(i) et du filtre optimal H(j) pour Num2(j)/Dem(j) maximal. 7) Système selon la revendication 4, caractérisé en ce que celui-ci comporte, en outre, au niveau du dispositif décodeur, - des moyens de filtrage comportant une pluralité de modules de filtrage élémentaire présentant des paramètres de filtrage déterminés distincts, - des moyens d'adressage à partir desdits paramètres de filtrage adapté reçus, du module de filtrage adapté correspondant, ledit module de filtrage adapté recevant ledit signal d'origine transmis x'(n) et délivrant ledit signal d'origine après transmission et traitement xt(n). 8) Système selon la revendication 7, caractérisé en ce que chaque module de filtrage élémentaire est défini par ses paramètres de filtrage, valeurs de gain g(i) et de gabarit de filtrage r repérés et mémorisées par leur adresse.