FR 2668859 A1 19920507 FR 9013791 A 19901107 La présente invention a pour objet un dispositif pour engendrer un rayonnement électromagnétique comprenant au moins une antenne alimentée par au moins un générateur. Un tel dispositif est susceptible de trouver son application dans de nombreux domaines, et notamment dans celui de la détection de présence ou d'intrusion, dans celui de la réduction de surface équivalente radar d'une cible, ou encore dans celui des liaisons par satellite. On connaît déjà des dispositifs de ce type dans lesquels l'antenne est du type connu sous le nom de "monopôle", c'est-à-dire qu'elle est constituée par un unique fil rayonnant disposé perpendiculairement à un plan de masse. Dans certains cas, l'extrémité libre de ce fil est pourvue d'une plaque conductrice, le plus souvent de forme carrée ou circulaire, parallèle au plan de masse. On parle alors de "monopôle chargé". Ces deux types d'antennes présentent l'avantage d'être de dimensions réduites relativement à la longueur d'onde du rayonnement pour lequel elles sont prévues. Toutefois, elles présentent l'inconvénient de ne pas pouvoir être adaptées afin de se comporter, pour le générateur qui les alimente, comme une charge dont la partie réelle est proche d'une valeur déterminée, le plus souvent 50iL et dont la partie imaginaire est nulle. On connaît aussi des dispositifs dans lesquels l'antenne est une antenne connue de l'homme du métier sous le nom d'antenne "plaquée". Dans une telle antenne, l'élément rayonnant est une plaque conductrice disposée sur un substrat diélectrique qui lui sert de support mécanique, le substrat diélectrique étant lui-même déposé sur un plan conducteur, ou plan de masse. L'alimentation de l'élément rayonnant s'effectue le plus souvent grâce à un câble coaxial dont le conducteur extérieur est relié au plan de masse et dont le conducteur central est relié à l'élément rayonnant après traversée du substrat diélectrique.Celui-ci ayant essentiellement un rôle de support mécanique de l'élément rayonnant peut d'ailleurs être remplacé par une structure en nid d'abeille dont le comportement est voisin de celui de l'air, ou encore être supprimé lorsque le maintien mécanique de l'élément rayonnant est assuré par d'autres moyens. Dans le domaine spatial, il est parfois prévu un fil conducteur, ou fil de masse, entre l'élément rayonnant et le plan de masse, pour évacuer les charges statiques qui s'accumulent sur l'élément rayonnant lors de la rotation du satellite dans l'espace. Afin de ne pas perturber les phénomènes de rayonnement, ce fil de masse est relié à un point de l'élément rayonnant correspondant à un noeud du champ électrique à la fréquence de travail de l'antenne.Ainsi, le fil de masse n'est parcouru par aucun courant à la fréquence de travail, et ne modifie en rien le fonctionnement de l'antenne du point de vue du rayonnement. Une telle antenne présente l'avantage d'être relativement facilement adaptable. Cependant elle souffre de l'inconvénient de dimensions relativement importantes relativement à la longueur d'onde de travail. En effet, elle se comporte, en première approximation, comme une cavité avec deux murs électriques, correspondant respectivement à l'élément rayonnant et au plan de masse, reliés par un mur magnétique à pertes qui coïncide avec le périmètre de l'élément rayonnant. Les fréquences auxquelles une telle antenne est susceptible de rayonner sont les diverses fréquences de résonance discrètes de la cavité correspondant aux modes de type Tmnp suivant la direction perpendiculaire au plan de masse, avec p = 0 du fait de la faible dimension de cette cavité selon cette direction.Ces fréquences sont liées aux dimensions de l'élément rayonnant et d'autant plus basses que ces dimensions sont grandes. Ainsi, lorsque l'on s'impose une fréquence de travail, il est nécessaire de prévoir un élément rayonnant suffisamment grand pour qu'une au moins des fréquences de résonance de la cavité coïncide avec la fréquence de travail. De plus, la bande passante d'une telle antenne, c'est-àdire la bande de fréquence à l'intérieur de laquelle le coefficient de réflexion à son entrée reste inférieur à un seuil donné, est relativement faible. Ainsi, il apparaît qu'aucun dispositif connu ne permet d'obtenir à la fois une bonne adaptation entre l'antenne et le générateur, et un encombrement relativement réduit. En effet, une antenne "monopôle", chargée ou non, présente un encombrement réduit mais nécessite l'emploi d'un générateur puissant du fait de l'impossibilité d'adapter. Par contre, une antenne plaquée permet d'utiliser un générateur moins puissant du fait qu'il est possible d'adapter l'antenne à ce générateur, mais son encombrement est relativement important. La présente invention vise à pallier les inconvénients précédents en procurant un dispositif dans lequel l'antenne est simultanément adaptée et de dimensions réduites, ce qui permet de parvenir à un meilleur compromis qu'avec les dispositifs de l'art antérieur. A cet effet, elle a pour objet un dispositif pour engendrer un rayonnement électromagnétique à au moins une fréquence de travail, comprenant au moins une antenne alimentée par au moins un générateur engendrant l'énergie à rayonner, ladite antenne comprenant un plan de masse, éventuellement conformé, et un élément rayonnant parallèle audit plan de masse, ledit élément rayonnant etant relie d'une part audit générateur par l'intermédiaire d'un premier fil conducteur et d'autre part audit plan de masse par l'intermédiaire d'un deuxième fil conducteur, caracterisé par le fait que ledit deuxième fil conducteur est disposé pour être parcouru par un courant à la fréquence de travail et pour être couplé par couplage inductif audit premier fil conducteur, à la frequence de travail. Dans le dispositif de l'invention, on ne dispose pas le deuxième fil conducteur, encore appelé fil de masse, comme dans les dispositifs connus dans le domaine spatial pour lesquels il se trouve raccordé à l'élément rayonnant en un point correspondant à un noeud de champ électrique à la fréquence de travail. Au contraire, on dispose le fil de masse pour qu'il soit parcouru par un courant à la fréquence de travail, c'est-à-dire qu'on le raccorde à l'élément rayonnant en un point ou le champ électrique à la fréquence de travail n'est pas nul. Le comportement de l'antenne plaquée à la fréquence de travail s'en trouve modifié. Notamment, et en première approximation, l'impédance équivalente à l'antenne, à la fréquence de travail, apparaît comme le résultat de la mise en série d'une première et d'une deuxième impédance, la première impédance étant celle du premier fil conducteur, ou fil d'alimentation, la deuxième impédance étant celle d'un circuit comprenant, en parallèle, l'impédance du condensateur ayant pour armatures l'élément rayonnant et le plan de masse, et l'impédance du fil de masse.L'impédance équivalente à l'antenne, telle qu'elle vient d'être décrite, est le siège de deux phénomènes de résonance, l'un relatif à une résonance de type série mettant en oeuvre l'ensemble de ses éléments constitutifs, l'autre relatif à une résonance de type parallèle mettant en oeuvre les seuls éléments dûs au fil de masse et au condensateur formé par l'élément rayonnant et le plan de masse. Du fait du couplage inductif entre le fil d'alimentation et le fil de masse, la fréquence de résonance parallèle reste toujours voisine de la fréquence de résonance série, ce qui, par exemple, augmente la valeur de la partie réelle de l'impédance équivalente à l'antenne au voisinage de la fréquence de résonance série, sans dégrader sa partie imaginaire qui reste proche de zéro.Ce phénomène de double résonance permet donc d'adapter l'antenne au générateur soit en jouant sur les dimensions géométriques de l'antenne pour amener son impédance d'entrée à la bonne valeur, soit en disposant, entre l'antenne et le générateur, un circuit d'adaptation de type connu. Cette propriété est générale et se retrouve, avec des paramètres d'antenne très différents, à des fréquences de travail qui peuvent être choisies quelconques. Cependant, il est particulièrement intéressant de noter que le fonctionnement ci-dessus peut être obtenu pour des fréquences sensiblement inférieures aux fréquences de travail habituelles des antennes plaquées connues. Par exemple, pour un dispositif de l'art antérieur dont l'élément rayonnant est un carré de 2 x 2 cm, la fréquence minimale de travail est de 7,5 GHz, car cette fréquence correspond à celle du premier mode de résonance de la cavité délimitée par l'élément rayonnant et le plan de masse. Pour un dispositif conforme à l'invention pourvu du même élément rayonnant, il est possible de travailler à une fréquence de 1,8 GHz par exemple, avec un coefficient de réflexion à l'entrée de l'antenne de -11 dB, mesuré par rapport à 50 IL . Il est donc possible de transmettre une quantité d'énergie importante à l'antenne, sous une impédance de 50 R , à cette fréquence relativement basse. Cette énergie est ensuite rayonnée, aux pertes diélectriques et metalliques près de l'antenne, pertes qui restent très faibles.Il en résulte, que, dans les applications où les questions d'encombrement sont critiques, un dispositif conforme à la présente invention sera préférable aux dispositifs de l'art antérieur. Par ailleurs, le dispositif de l'invention, mettant en oeuvre une antenne plaquée à double résonance, est de conception et de réalisation relativement simple, et présente une bande passante relativement large. Son diagramme de rayonnement reste sensiblement le même en fonction de la fréquence, et il est relativement proche d'un diagramme hémisphérique, sauf dans la direction perpendiculaire au plan de masse et à l'élément rayonnant. Enfin, le faible encombrement des antennes permet facilement leur utilisation avec un radôme, et en réseau. En effet, dans le cas d'une utilisation en réseau, le faible encombrement relatif de chaque antenne élémentaire réduit les phénomènes parasites d'interaction entre ces antennes élémentaires. Avantageusement, la distance entre le premier fil conducteur et le deuxième fil conducteur est inférieure à sensiblement le dizième de la longueur d'onde à la fréquence de travail. Dans ce cas, le gain d'antenne obtenu est relativement grand. Avantageusement encore, le rapport entre les rayons du premier et du deuxième fils conducteurs est inférieur ou égal à sensiblement 0,75. Dans ce cas, les fréquences de résonance série et parallèle sont très proches l'une de l'autre. Dans une forme de réalisation particulière, une des dimensions dudit élément rayonnant est suffisante pour qu'une partie de l'énergie dudit générateur excite un mode de résonance de la cavité formée par ledit élément rayonnant et ledit plan de masse. Dans ce cas, on obtient un diagramme pratiquement hémisphérique, car l'élément rayonnant travaille en partie conformément à l'invention et en partie conformément à l'art antérieur relatif aux antennes plaquées connues. En effet, pour ces antennes connues, la direction perpendiculaire au plan de masse est une direction de rayonnement, ce qui compense l'absence de rayonnement dans cette direction pour le mode à double résonance de l'invention. La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description suivante de la forme de réalisation préférée du dispositif de rayonnement de l'invention, faite en se référant aux dessins annexés, sur lesquels - la fig. l représente une vue en perspective du dispositif de l'invention, - la fig. 2 représente les variations, en fonction de la fréquence, des parties réelle et imaginaire de l'impédance d'entrée de l'antenne du dispositif de la fig. 1, relevées expérimentalement, - la fig. 3 représente les variations,~ en fonction de la fréquence, du module du coefficient de réflexion à l'entrée de l'antenne du dispositif de la fig. 1, relevées expérimentalement et calculées théoriquement, - la fig. 4 représente les variations, en fonction de la direction d'observation, du gain de l'antenne du dispositif de la fig. 1, et, - la fig. 5 représente le schéma électrique équivalent à l'antenne du dispositif de la fig. 1. En se référant à la figure 1, un dispositif pour engendrer un rayonnement électromagnétique comprend une antenne 1 alimentée par un générateur 2, ici par l'intermédiaire d'un câble coaxial 5. Le générateur 2 engendre l'énergie à rayonner à une fréquence de travail. L'antenne 2 comprend d'une part un plan de masse 11, et d'autre part un élément rayonnant 12, ici en forme de plaque plane, parallèle au plan de masse 11. Ici, l'élément rayonnant 12 est mécaniquement supporté par un substrat diélectrique 6, ici une structure connue de l'homme du métier sous le nom de "structure en nid d'abeille" d'épaisseur h faible par rapport aux dimensions de la plaque dans le plan horizontal. Un tel substrat a un comportement proche de celui de l'air, dans la mesure où il présente une constante diélectrique relative de 1,2 et des pertes très faibles. Sur la figure 1, le plan de masse 11 et l'élément rayonnant 12 sont horizontaux. L'élément rayonnant 12 est relié au générateur 2 par un fil conducteur 3, perpendiculaire à cet élément rayonnant 12 et donc vertical sur la figure, qui est le conducteur central du coaxial 5. De façon connue, le conducteur extérieur du coaxial 5 est soudé à la face libre du plan de masse 11, le conducteur central 3, ou fil d'alimentation, se prolonge au delà du conducteur extérieur 5 pour traverser sans le toucher, le plan de masse 11, puis le substrat diélectrique 6, et il est soudé à l'élément rayonnant 12. L'élément rayonnant 12 est également relié au plan de masse 11 par l'intermédiaire d'un fil conducteur 4, ou fil de masse, perpendiculaire à l'élément rayonnant 12 et au plan de masse 11 et donc vertical sur la figure 1.Le fil de masse 4 est ici simplement soudé à une de ses extrémités, au plan de masse 11 et à son autre extrémité, à l'élément rayonnant 12. Comme cela a déjà été signalé, le fil de masse 4 est disposé pour être parcouru par un courant à la fréquence de travail du générateur 2, et il est suffisamment proche du fil d'alimentation 3 pour être couplé, par couplage inductif à la fréquence de travail, à ce dernier. Cette condition est réalisée de manière satisfaisante lorsque la distance d entre le fil d'alimentation 3 et le fil de masse 4 est inférieure à sensiblement le dizième de la longueur d'onde à la fréquence de travail dans le substrat diélectrique 6, longueur d'onde qui est ici proche de la longueur d'onde rayonnée du fait de la valeur proche de 1 de la constante diélectrique relative de ce substrat 6. Le rayon al du fil d'alimentation 3 est inférieur au rayon a2 du fil de masse 4 et le rapport al/a2 est inférieur ou égal à sensiblement à 0,75. Le demandeur a en effet observé que lorsque les conditions sur la distance d et sur le rapport a1/a2 sont remplies, un gain d'antenne relativement grand est obtenu pour le dispositif. La forme de l'élément rayonnant 12 n'est pas critique, et elle peut être quelconque, et notamment rectangulaire, circulaire, ovale, et ainsi de suite. Par contre, et comme cela sera mieux compris dans la suite, la valeur de la surface de l'élément rayonnant 12 a une influence sur la valeur de la fréquence de travail. Les emplacements du fil d'alimentation 3 et du fil de masse 4 relativement à l'élément rayonnant 12 ne sont pas critiques, à condition, évidemment, que le point de l'élément rayonnant 12 auquel est relié le fil de masse 4 ne soit pas un noeud de champ électrique à la fréquence de travail, puisqu'il est primordial que ce fil de masse 4 soit parcouru par un courant à la fréquence de travail. I1 semble cependant préférable que les points de raccordement de l'élément rayonnant 12 au fil d'alimentation 3 et au fil de masse 4 se situent dans la zone centrale de l'élément rayonnant 12, de façon à éviter des perturbations susceptibles d'apparaître si ces points de raccordement sont trop proches des bords de l'élément rayonnant. Comme cela a déjà été expliqué, le fonctionnement du dispositif qui vient d'être décrit repose sur un phénomène de double résonance qui se produit pour l'antenne constituée par le plan de masse 11, le fil d'alimentation 3, l'élément rayonnant 12 et le fil de masse 4. Comme cela sera mieux compris dans la suite à propos du schéma équivalent de cette antenne, celle-ci est le siège d'une résonance de type série, et d'une résonance de type parallèle. Si la fréquence de résonance de type série était très éloignée de la fréquence de résonance de type parallèle, l'antenne ne pourrait fonctionner efficacement sur aucune de ces deux fréquences, car pour chacune d'entre elles, les valeurs des parties réelle et imaginaire de l'impédance d'entrée ne sont pas simultanément dans les bonnes conditions, c'est-à-dire que la partie réelle n'a pas une valeur suffisamment proche de 50gL , par exemple, lorsque la partie imaginaire est nulle. L'adaptation de l'antenne ne serait donc pas possible.Par contre, dans le dispositif de l'invention, les fréquences de résonance restent assez proches l'une de l'autre pour que la présence de la résonance de type parallèle augmente la valeur de la partie réelle de l'impédance équivalente à l'antenne au voisinage de la résonance de type série. La valeur élevée de l'impédance d'entrée de l'antenne rend facile son adaptation à 50 t; par un circuit d'adaptation du type connu de l'homme du métier. Par ailleurs, et bien que le phénomène de double résonance puisse être mis en oeuvre pour une fréquence de travail quelconque, il est particulièrement intéressant que ce phénomène puisse se produire à des fréquences nettement inférieures aux fréquences de travail habituelles des antennes plaquées, ce qui comme on l'a vu, confère un encombrement réduit au dispositif de l'invention, et facilite son utilisation en réseau. Par exemple, la longueur d'onde de travail peut atteindre 8 à 10 fois la plus grande dimension de 1 'élément rayonnant. Le phénomène de double résonance est illustré sur la figure 2, qui représente les variations de la partie réelle et de la partie imaginaire de l'impédance d'entrée ZE de l'antenne 1, relevée expérimentalement, pour une antenne présentant les caractéristiques géométriques suivantes - élément rayonnant de forme carrée de 2 cm de côté, - distance b de 0,6 cm entre fil d'alimentation 3 et fil de masse 4, - rayon al de 600 microns pour le fil d'alimentation 3, - rayon a2 de 800 microns pour le fil de masse 4, et, - épaisseur h de 1,37 cm pour le substrat diélectrique 6. Sur la figure 2, la partie réelle de l'impédance d'entrée est représentée en trait plein, et la partie imaginaire en trait pointillé, et les valeurs des fréquences de résonance série et parallèle sont notées fs et fp respectivement. La fréquence fs vaut ici approximativement 1,8 GHz et la fréquence fp 1,7 GHz. La partie réelle de l'impédance d'entrée passe par un maximum au voisinage de la fréquence fp, maximum qui vaut approximativement 160 et décroit ensuite, mais, au voisinage de la fréquence f5, pour laquelle la partie imaginaire s'annule, la partie réelle vaut encore approximativement 110 , ce qui permet une adaptation relativement bonne. Ceci est illustré sur la figure 3, qui montre les variations du coefficient de réflexion à l'entrée. La courbe en trait plein représente un relevé expérimental, tandis que la courbe en trait pointillé représente les variations théoriques, obtenues à partir du schéma équivalent qui sera exposé dans la suite. La figure 3 montre un accord relativement bon entre la théorie et l'expérience, le coefficient de réflexion à l'entrée, noté sll présentant, au voisinage de la fréquence f5, un minimum accusé atteignant environ -11 dB. La bande passante, à l'intérieur de laquelle le coefficient de réflexion reste à moins de 3dB de sa valeur minimale, est de 28 %. La figure 4 représente le gain "réalisé" du dispositif en fonction de l'angle e entre la direction d'observation et la perpendiculaire 10 à l'élément rayonnant 12 et au plan de masse 11 de la figure 1. Le gain dit "réalisé" est le gain de l'antenne, compte tenu de tous les facteurs qui peuvent affecter la transformation de la puissance du générateur 2 en puissance rayonnée, comme la désadaptation entre le générateur 2 et l'antenne 1, même si, comme on l'a vu, celle-ci reste faible, les pertes dans le diélectrique de l'antenne, et les pertes dans les conducteurs métalliques, qui sont également faibles. La courbe de gain de la figure 4 est donc très proche de la courbe de directivité qui n'a donc pas été représentée dans un souci de simplicité. I1 apparaît que le rayonnement est du même type que celui obtenu avec un simple fil perpendiculaire à un plan de masse ("monopôle"), c'est-à-dire - lobe à symétrie de révolution, - rayonnement maximal parallèlement au plan de masse, rayonnement nul perpendiculaire à l'antenne, - polarisation linéaire avec champ électrique dans un plan perpendiculaire à l'antenne, - couverture presque hémisphérique sauf dans l'axe (la directivité d'une antenne idéale est de 3 dB). Néanmoins les effets de bord du support et dans une moindre mesure ceux dus à la forme de la structure introduisent quelques déformations. Sur l'exemple considéré, le rayonnement a une directivité maximale de +3 dB, le gain "réalisé" maximal de l'antenne est de 2.5 dB, c'est-à-dire à 0.5 dB du maximum possible avec un tel diagramme de rayonnement. La chute du gain pour un angle e de 90 degrés provient de la diffraction par les arêtes du plan de masse. Ces caractéristiques se retrouvent quelle que soit la fréquence de travail choisie. Sur la figure 5, on a représenté l'impédance équivalente à l'antenne 1, c'est-à-dire l'impédance vue par le générateur 2 qui alimente l'antenne. Le schéma de la figure 5 est en particulier utile pour la détermination des caractéristiques géométriques de l'antenne 1 lorsque l'on a défini le comportement électrique optimal souhaité pour celle-ci. Sur la figure 5 - Lm représente l'inductance du fil de masse 4, rm sa résistance de rayonnement, - Lco représente l'inductance du fil d'alimentation 3, rco sa résistance de rayonnement, - M est l'inductance de mutuelle entre le fil de masse 4 et le fil d'alimentation 3, - C est la capacité du condensateur ayant pour armatures l'élément rayonnant 12 et le plan de masse 11, et, - rM est une résistance de rayonnement de "mutuelle" qui décrit au niveau de l'énergie rayonnée l'interaction entre les deux fils, ctest-à-dire qui traduit le fait que l'énergie rayonnée par les deux fils simultanément diffère de la somme des énergies qui seraient rayonnées par chacun d'entre eux en l'absence de l'autre. Ces différents paramètres sont reliés par des formules analytiques de type connu aux caractéristiques géométriques de l'antenne 1. Toutefois, avant d'entrer dans le détail de ces formules pour deux exemples particuliers d'antenne, il est intéressant de noter que, si l'on suppose le couplage nul entre le fil d'alimentation 4 et le fil de masse 3, ce qui entraîne la nullité de M et de rM, l'impédance équivalente de l'antenne 1 apparaît comme résultant de la mise en série de l'impédance équivalente au fil d'alimentation 3 et d'un ensemble comprenant, en parallèle, le condensateur C et l'impédance équivalente au fil de masse 4.Une telle impédance présente une résonance parallèle, qui est la résonance du condensateur C avec l'inductance Lm du fil de masse, et une résonance série, qui est la résonance du circuit parallèle précédent avec l'inductance Lco du fil d'alimentation. L'introduction du couplage entre les fils, et donc de paramètres M et rM non nuls modifie le schéma, comme cela apparaît sur la figure 5, pour rapprocher les fréquences de résonance série et parallèle. Dans le cas d'un élément rayonnant 12 de forme circulaire, de rayon R, les formules analytiques permettant le calcul des éléments du schéma équivalent sont les suivantes où: h : épaisseur du substrat diélectrique, : :permittivité relative du substrat diélectrique, R : rayon de l'élément rayonnant, al et a2 : rayons des fils d'alimentation et de masse, d : distance entre les deux fils, vO : vitesse de la lumière dans le vide, : :vitesse de la lumière dans le substrat, 9 : l'impédance caractéristique du vide, g :constante d'Euler (1.781). Dans le cas d'un élément rayonnant 12 de forme rectangulaire de longueur L et de largeur W, les formules analytiques du schéma équivalent sont les suivantes C = Co +2 Ce1 + 2 Ce2 avec Co = #o #r LW/h Cel et Ce2 étant des capacités de bord dues à l'épanouissement des lignes de champ données par les formules ou h : épaisseur du substrat diélectrique, : :permittivité relative du substrat diélectrique, L,W: dimensions de l'élément rayonnant, al et a2 : rayons des fils d'alimentation et de masse, d : distance entre les deux fils, vO : vitesse de la lumière dans le vide, : :vitesse de la lumière dans le diélectrique, p :impédance caractéristique du vide, g : constante d'Euler (1.781). Dans le cas d'un élément rayonnant de forme quelconque, il est à la portée de l'homme du métier d'adapter les formules précédentes, qui à l'exception de la formule donnant la mutuelle et la résistance de rayonnement de mutuelle, sont bien connues. I1 est à noter que la formule donnant rM ne dépend pas de la forme de l'élément rayonnant, et peut donc être utilisée dans tous les cas. Ces formules ont été établies en supposant que le plan de masse se comporte comme un réflecteur. Cette approximation est d'autant plus valable que ses dimensions sont grandes devant la longueur d'onde de travail. Dans le cas contraire, les valeurs des résistances de rayonnement rm, rco, rM données ci-dessus sont à diviser par 2. Le schéma équivalent et les formules précédentes permettent d'utiliser le procédé suivant pour déterminer les caractéristiques géométriques d'une antenne devant avoir un comportement donné. Tout d'abord, on choisit la valeur de la surface de l'élément rayonnant et de la constante gr pour obtenir une fréquence approximative de fonctionnement proche de la fréquence de travail souhaitée. Ceci est rendu possible car la valeur de la surface de l'élément rayonnant et celle de r imposent, lorsqu'un choix de forme a été fait pour l'élément rayonnant, choix qui n'est pas critique, une valeur de la capacité C. La fréquence approximative de fonctionnement est celle pour laquelle le coefficient de réflexion à l'entrée, calculé à partir des éléments du schéma équivalent, passe par un minimum. Ensuite, on fait varier les valeurs des paramètres a1, a2 et d, qui régissent le couplage entre les deux fils, pour obtenir un rapprochement des deux fréquences de résonance. Comme ce rapprochement se traduit par une réduction de la valeur minimale du coefficient de réflexion, on utilise encore les variations du coefficient de réflexion comme critère pour faire varier les paramètres al, a2 et d de façon à obtenir, au voisinage de la fréquence de travail, le coefficient de réflexion à l'entrée aussi faible que possible. A titre d'exemple, si la fréquence de rayonnement de l'antenne doit être de 2 GHz avec un substrat diélectrique en nid d'abeilles de constante r = 1.2, alors, sachant qu'une diminution de la surface S du plan métallique supérieur, de forme carrée, augmente la fréquence à laquelle se situe le minimum du coefficient de réflexion, une recherche des paramètres géométriques optimaux s'effectue de la façon suivante. 1.Choix de la surface S : recherche de la fréquence l.l.Premier essai S = 5 cm x 5 cm; d = 1.5 cm; a1 = 450 e m, a2 = 600fi; h = 1 cm; r - 1.2 Résultat issu du schéma équivalent f =895 MHZ S11min = -1.52 dB. 1.2.Deuxième essai S = 2 cm x 2 cm; d = 1.5 cm; a1 = 450 #m, a2 = 600 m; h = 1 cm; #r = 1.2 Résultat issu du schéma équivalent f =2.245 GHz S11min = -7.13 dB. fréquence fixée approximativement. 2.Choix des rayons al, a2 et de la distance d recherche du S1loptimum 2.1.Premier essai S = 2 cmx 2 cm; d = 1.5 cm; a1 = 300m, a2 = 600#m; h = 1 cm; #r = 1.2 Résultat issu du schéma équivalent f = 2.19 GHz S11min = -7.7 dB. 2.2.Deuxième essai S = 2 cmx 2 cm; d = 1.5 cm; a1 = 100#m, a2 = 600#m; h = 1 cm; r = 1.2 Résultat issu du schéma équivalent f = 2.1 GHz S11min = -9.6 dB. 2.3.Troisième essai S = 2 cm x 2 cm; d = 1 cm; a1 = 100 #m, a2 = 800 #m; h = 1 cm; #r = 1.2 Résultat issu du schéma équivalent f = 2.05 GHz 5îlmin = -12.6 dB. Le troisième essai donne les cotes définitives de l'antenne afin qu'elle fonctionne à 2 GHz avec un coefficient de réflexion de -12 dB. Lorsque, comme cela a déjà été signalé, on désire que le dispositif fonctionne simultanément conformément à l'invention et conformément à l'art antérieur, pour obtenir un diagramme de rayonnement pratiquement hémisphérique, on prévoit un élément rayonnant allongé, par exemple en forme de bande. La plus grande des dimensions de cette bande assure le fonctionnement selon un mode de cavité résonante, conforme à celui des antennes plaquées actuellement connues. La faible surface de la bande permet d'augmenter la fréquence de travail selon le mode à double résonance conforme à l'invention, pour la faire coïncider avec la fréquence de résonance de la cavité résonante. Naturellement, il est possible de modifier le dispositif de l'invention pour prévoir d'alimenter plusieurs éléments rayonnant tels que 12 par un ou plusieurs générateurs comme il est connu de le faire pour les antennes réseaux. Dans tout ce qui précède, on a désigné, comme il est courant de le faire dans ce domaine, la métallisation inférieure réunie à la masse par l'expression plan de masse. Dans cette expression, le mot "plan" ne doit pas être pris dans son sens étroit désignant une surface rigoureusement plane, mais dans son sens large désignant une surface localement assimilable à une surface plane, mais susceptible d'être "conformée" pour épouser une surface non plane, par exemple le fuselage d'un aéronef. L'élément rayonnant est dans ce cas également "conformé" pour rester partout parallèle au "plan de masse conformé". Revendications 1. Dispositif pour engendrer un rayonnement électromagnétique à au moins une fréquence de travail comprenant au moins une antenne (1) alimentée par au moins un générateur (2) engendrant l'énergie à rayonner, ladite antenne comprenant un plan de masse (11), éventuellement conformé, et un élément rayonnant (12) parallèle audit plan de masse (11), ledit élément rayonnant (12) étant relié d'une part audit générateur (2) par l'intermédiaire d'un premier fil conducteur (3) et d'autre part audit plan de masse par l'intermédiaire d'un deuxième fil conducteur (4), caractérisé par le fait que ledit deuxième fil conducteur (4) est disposé pour être parcouru par un courant à la fréquence de travail et pour être couplé par couplage inductif audit premier fil conducteur (3), à la fréquence de travail. 2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel la distance (b) entre le premier fil conducteur (3) et le deuxième fil conducteur (4) est inférieure à sensiblement le dizième de la longueur d'onde à la fréquence de travail. 3. Dispositif selon l'une des revendications 1 ou 2, dans lequel le rapport entre les rayons (al, a2) du premier (3) et du deuxième (4) fils conducteurs est inférieur ou égal à sensiblement 0,75. 4.- Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel une des dimensions dudit élément rayonnant (12) est suffisante pour qu'une partie de l'énergie dudit générateur (2) excite un mode de résonance de la cavité formée par ledit élément rayonnant (12) et ledit plan de masse (11).