FR 2669165 A1 19920515 FR 9113151 A 19911024 La présente invention concerne de façon généra le les systèmes radio possédant un émetteur et un récepteur et, pLus particulièrement, un appareil et un procédé permettant de linéariser et de commander le gain de l'amplificateur de puissance de L'émetteur dans un système de multiplexage par répartition dans le temps (TDM) par échantillonnage sélectif du signal de sortie de l'amplificateur à L'aide du récepteur, traitement du signal visant à déterminer une valeur de correction, et application de la valeur de correction au signal d'entrée de l'amplificateur ou à L'étage de gain pour faire varier le signal de sortie. Un système de transmission radio-est constitué, au minimum, d'un émetteur et d'un récepteur. L'émetteur et le récepteur sont interconnectés par une voie de radiofréquence pour autoriser la transmission d'un signal d'information entre eux. Un émetteurrécepteur comporte généralement à la fois un récepteur et un émetteur. La partie émetteur de L'émetteur-récepteur comporte généralement un amplificateur de puissance de radiofréquence (RF) servant à augmenter la puissance du signal émis. Les amplificateurs de puissance RF possèdent généralement une caractéristique non linéaire pour leur fonction de transfert relativement à leurs signaux d'entrée et de sortie sur une partie de leur gamme utile de puissance de sortie. Cette non-linéarité apparait sous la forme d'un gain dépendant du niveau d'entrée sur une partie de la gamme de fonctionnement du niveau d'entrée. Alors que le concept d'amplification de puissance RF est bien compris dans le domaine de la transmission des signaux par radio, L'ampLification de puissance RF pour des signaux à multiplexage par répartition dans le temps (TDM) offre de nouveau défits dans le domaine des téléphones mobiles terrestres. L'usage accru des systèmes de transmission cellulaires a conduit, dans de nombreux cas, à la complète utilisation de toutes les voies de transmission disponibles de la bande de fréquence attribuée aux transmissions radiotéléphoniques cellulaires. Dans un autre système cellulaire proposé pour augmenter la capacité aux Etats-Unis dlAmerique, ci-après appelé système cellulaire numérique des Etats-Unis d'Amérique (USDC), une voie RF est partagée (en multiplexage par répartition dans le temps) entre plusieurs abonnés tentant de faire accès au système radio dans certaines de diverses tranches de temps en multiplexage par répartition dans le temps. Ceci permet la transmission de plus d'un signal sur la même fréquence, par utilisation du partage temporel séquentiel d'une seule voie entre plusieurs radiotéléphones. Les tranches de temps sont placées dans des blocs de transmission se répétant périodiquement, si bien qu'une transmission radio considérée peut être interrompue périodiquement, des signaux non liés entre eux étant entrelacés avec des signaux émis dans d'autres tranches de temps. Le schéma de modulation Linéaire particulier qui a été choisi pour le système USDC est appelé la modulation différentielle par déplacement de phase quadrivalente (QDPSK) à déphasage tut/4. Dans un schéma de modulation QDPSK à déphasage w/4, les signaux de parole sont codés en un train de données série. Le train de données série est démultiplexé en deux trains de données secondaires et est traité de manière à produire des échantillons discrets dans le temps pour les composantes de signal "en phase" (I) et en ture" (Q) d'une constellation QDPSK. L'échantillon de signal discret est utilisé dans les opérations classiques de traitement de signaux numériques (DSP). Les schémas de modulation linéaires, comme la QDPSK à déphasage tut/4, possèdent généralement des largeurs de bande étroites et des enveloppes de signal non constantes. La largeur de bande étroite optimise le rendement du spectre de radiofréquence. Alors que les procédés de modulation Linéaires peuvent donner un rendement élevé pour te spectre, les amplificateurs de puissance RF non linéaires introduisent des composantes de distorsion qui tendent à étaler le spectre et, par conséquent, à supprimer tout avantage relatif à la fréquence spectrale. L'application d'un filtrage passe-bas au signal d'émission, ce qui permet d'obtenir une largeur de bande étroite, provoque une variation de L'enveLoppe du signal et, par conséquent, interdit la pleine uti Lisation de la région linéaire de l'amplificateur. Pour optimiser le rendement de l'amplificateur, on peut aussi utiliser la région de fonctionnement non linéaire.Si l'on utilise la région non Linéaire, l'amplificateur peut fonctionner avec un niveau de sortie plus élevé et, alors, être limité par la tension d'alimentation, le courant de polarisation ou la dissipation thermique. Une réalisation formidable consisterait donc à produire un amplificateur de puissance RF pour émetteur qui serait à la fois linéaire et doté d'un rendement convenable en puissance. Dans les systèmes cellulaires, on est couramment obligé d'ajuster la puissance de sortie sur un certain nombre de valeurs moyennes discrètes. Il est souhaitable de maintenir ce réglage de la puissance de sortie moyenne sur une va leur précise, malgré les variations du gain de l'amplificateur avec La température, la tension d'alimentation et la charge appliquée. Traditionnellement, on réalise cela en utilisant un redresseur à diode, compensé en température, détectant la puissance de sortie, qui produit une tension continue proportionnelle aux crêtes de l'enveloppe du signal de puissance de sortie. Le détecteur à diode n'est pas intéressant pour un système USDC, puisqu'il n'effectue une mesure précise de la puissance que sur un intervalle relativement petit de la puissance du signal.Le système USDC impose une gamme de puissance de sortie qui est plus élevée que ce que peut classiquement traiter un détecteur à diode. La modulation en système USDC entraîne également une variation de L'enveLoppe du signal émis, ce qui provoque une mesure erronée de la puissance moyenne du signal par le détecteur à diode de détection de croates. Une voie d'approche précédemment utilisée pour réduire les problèmes associés à l'emploi d'amplificateurs de puissance d'émission non linéaires fait appel à une table de recherche de facteurs de correction prédéfinis et à va leurs complexes. Dans la table de recherche, on utilise comme pointeurs les composantes en phase (I) et en quadrature (Q) du signal de modulation pour déterminer une paire de facteurs de correction de gain. On applique la paire de facteurs de correction de gain aux va leurs des composantes I et Q avant l'amplification afin de pré-déformer le signal d'émission. La pré-déformation du signal d'émission annule la déformation ajoutée par l'amplificateur de puissance RF, qui est due à la nonlinéarité.Le résultat obtenu est un signal de sortie émis qui est presque linéaire par rapport au signal d'entrée sur la région non Linéaire de l'amplificateur. Cette approche ne compense pas les variations de la fonction de transfert de gain non linéaire de l'amplificateur avec le temps, qui sont dues à la température, la tension d'alimentation ou la charge appliquée. De plus, pour assurer une bonne linéarisation, il faut donner à la table de recherche une dimension irréaliste. Il existe un grand nombre de paires de signaux I et Q de modulation qui ont la même puissance moyenne et, par conséquent, le même réglage de gain, de sorte qu'on trouve dans la table beaucoup d'éléments redondants. Une autre approche de la technique antérieure qui a été employée pour résoudre les problèmes associés à l'amplificateur de puissance non Linéaire consiste à faire appel à un système de commande à contre-réaction à coordonnées cartésiennes. Ce système utilise, pour régler La modulation amplifiée d'émission, une boucle de réaction à largeur de bande élevée continue précise, car elle rencontre la non-linéarité de l'amplificateur de puissance. On soustrait au signal d'entrée le signal de sortie déformé de l'amplificateur de puissance afin d'obtenir un facteur de correction de déformation. On applique le facteur de correction au signal d'entrée, de sorte qu'on obtient de l'amplificateur de puissance un signal de sortie linéaire effectif.Les problèmes qui sont associés à cette approche sont le retard provoqué par le filtrage du signal d'entrée avant son application à l'amplificateur de L'émetteur, ce qui créé une instabilité dans la boucle, ainsi que la nécessité de devoir maintenir un déphasage ajusté dans l'amplificateur de L'émetteur quelles que soient les variations de l'impédance de charge, du niveau d'excitation et de la tension d'alimentation électrique. Il est donc souhaitable de pouvoir ajuster avec précision la puissance de sortie moyenne sur l'intervalle spécifié dans le système USDC. Il est également souhaitable de pouvoir amplifier Les signaux de radiofréquence à L'aide d'un amplificateur de puissance d'émission qui est à la fois linéaire et doté d'un rendement convenable en puissance, mais qui n'impose pas une grosse mémoire pour des facteurs de correction ou bien une instabilité de l'amplifica- teur due à des retards. On décrit un appareil permettant de faire varier un premier signal produit dans un émetteur-récepteur. L'émetteurrécepteur comporte une antenne, depuis laquelle L'émetteur de L'émetteur-récepteur émet un premier signal et dans laquelle un deuxième signal est produit par induction. Un sélecteur permet de choisir entre le premier et le deuxième signal et, lorsque le premier signal est sélectionné, un signal sélectionné est produit. Le signal sélectionné est soumis à un traitement, qui produit un signal traité, lequel est utilisé pour produire le premier signal ayant subi la variation. La description suivante, conçue à titre d'illustration, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages ; elle s'appuie sur Les dessins annexés, parmi lesquels la figure 1 est le schéma de principe d'un émetteurrécepteur comportant un émetteur, un récepteur et une partie d'un dispositif de traitement de signaux qui peut employer l'invention ; la figure 2 est le schéma de principe d'une partie d'un démodulateur du récepteur, montrant des trajets de réception commutés possibles ; la figure 3 est le schéma de principe d'un dispositif de traitement de signaux qui peut employer l'invention ; et la figure 4 est un graphe montrant trois fonctions reliant le signal d'entrée au signal de sortie d'un amplificateur de puissance. Le mode de réalisation préféré de l'invention échantil Lionne le signal de sortie de l'amplificateur de puissance de L'émetteur à L'aide du récepteur pendant une tranche de temps d'émission dans un signal TDM. Le signal de sortie démodulé de l'amplificateur de puissance est comparé avec le signal d'entrée du modulateur de manière à permettre la création des va leurs de correction de la table de recherche. Les va leurs de correction sont appliquées à chaque niveau de signal d'entrée du modulateur. Cette table est remise à jour pendant le fonctionnement de L'émetteur afin que soient apportées les corrections liées à des changements des caractéristiques de la fonction de transfert de l'amplifica- teur.Le trajet qui part de L'ampLificateur de puissance de L'émetteur, passe par le récepteur et revient à l'amplificateur de puissance détermine un trajet de réaction servant à linéariser l'amplificateur de puissance, de façon à permettre un fonctionnement efficace. La figure 1 représente le schéma de principe d'un émetteur-récepteur comportant un émetteur, un récepteur et une partie d'un dispositif de traitement de signaux. Un signal reçu type, à savoir une tranche de temps de réception d'un signal TDM, est appliqué via une antenne 101 à un filtre passe-bande 103 du récepteur. La réponse filtrée 104 subit une démodulation de déphasage en quadrature dans le démodulateur de déphasage en quadrature 105 du récepteur. Le signal démodulé est constitué de composantes respectivement "en phase" (I) et "en quadrature" (Q). Les composantes en quadrature I et Q sont appliquées à un processeur de signaux numériques (DSP) 107 via un convertisseur analogique-numérique (A/D) d'échantillonnage 109. Un signal émis type, à savoir une tranche de temps d'émission d'un signal TDM, est créé dans le processeur de signaux numériques 107 et est ensuite appliqué à un modulateur de déphasage en quadrature 111 de L'émetteur sous la forme de composantes de signal I"IN et IN via un convertisseur numérique-ana logique (D/A) 113. Le modulateur de déphasage en quadrature 111 de L'émetteur combine les composantes de signal I"N et Q"N en un signal d'excitation 112 de L'émetteur. Le signal d'excitation 112 est amplifié à L'aide d'un amplificateur de puissance 115 et est alors appliqué à L'antenne 101 via un filtre passe-bande 117 de L'émetteur. Le filtre passe-bande 103 du récepteur et le filtre passe-bande 117 de L'émetteur présentent respectivement des gammes de fréquence différentes afin d'isoler Les parties récepteur et émetteur de L'émetteur-récepteur. Dans le mode de réalisation préféré de l'invention, un coup Leur 119 applique une partie du signal de sortie de l'amplifi- cateur de puissance 115 au démodulateur de déphasage en quadrature 105 du récepteur via un atténuateur 120. Le rôle de L'atténuateur 120 est de réduire le niveau de signal sortant du coupleur jusqu'à des niveaux compris dans la gamme dynamique du récepteur, ceci d'une manière ajustée. Un signal de commande 121 du récepteur, venant du processeur de signaux numériques 107, configure le démodulateur de déphasage en quadrature 105 du récepteur afin qu'il reçoive ou bien un signal venant de L'antenne 101 ou bien le signal de sortie de l'amplificateur 115 de L'émetteur.C'est le circuit de récepteur identique du démodulateur de déphasage en quadrature 105 du récepteur qui est utilisé pour démoduler les signaux provenant de ces deux sources. La figure 2 représente une partie du démodulateur de déphasage en quadrature du récepteur qui sélectionne entre deux signaux possibles 104 et 106 en fonction de L'état du signal de commande 121 du récepteur. Le signal de commande 121 du récepteur actionne le commutateur 405 de façon qu'il sélectionne le signal reçu qui est appliqué depuis L'antenne 101 ou depuis l'amplifica- teur 115 de L'émetteur. Lorsque le contact 410 du commutateur est couplé à une borne 406, un mélangeur 407 et un oscillateur local 409 convertissent le signal d'émission 106 venant de l'amplifica- teur de puissance 115 en la fréquence intermédiaire (IF) normale traitée par des mélangeurs 401 et 403.De même, lorsque le contact 410 du commutateur est couplé à une borne 408, un mélangeur 417 et un oscillateur local 415 convertissent un signal de porteuse reçu 104 venant de L'antenne 101 en la fréquence IF normale traitée par les mélangeurs 401 et 403. On utilise des oscillateurs locaux 409 et 415 distincts du fait des valeurs différentes des fréquences d'émission et de réception. Un oscillateur local 411 et un déphaseur à 900 413 produisent des fonctions classiques de démodulation du récepteur. Les signaux de sortie des mélangeurs 401 et 403, à à savoir les signaux des composantes I et Q, sont respectivement appliqués au convertisseur A/D 109. L'avantage qu'il y a à utiliser un circuit de récepteur identique permet d'éliminer les éléments matériels supplémentaires qu'il serait, sinon, nécessaire d'employer pour recevoir le signal 106 de sortie de L'ampLificateur d'émission. On détermine L'état du signal de commande 121 du récepteur à L'aide de llinfor- mation de synchronisation extraite du signal reçu normal. Le signal de commande 121 du récepteur détermine quel signal va être reçu en fonction de la position fonctionnelle des tranches de temps d'émission et de réception d'un signal TDM associé à L'émetteur-récepteur. Pendant la tranche de temps de réception de L'émetteur-récepteur, le signal de commande 121 du récepteur donne instruction au démodulateur de déphasage en quadrature 105 du récepteur de recevoir un signal de porteuse 104 provenant de L'antenne 101. Pendant la tranche de temps d'émission de L'émetteur-récepteur, le signal de commande 121 du récepteur donne instruction au démodulateur de déphasage en quadrature 105 du récepteur de recevoir le signal d'émission provenant de liamplifi- cateur de puissance 115. Pendant la tranche de temps d'émission de L'émetteurrécepteur, le démodulateur de déphasage en quadrature 105 du récepteur reçoit le signal de sortie 106 de l'amplificateur de puissance qui provient du coup Leur 119 et qui est appliqué par l'intermédiaire de l'atténuateur 120. Le démodulateur de déphasage en quadrature 105 du récepteur démodule le signal de sortie en ses composantes en quadrature, lesquelles sont alors appliquées au processeur de signaux numériques 107 via le convertisseur A/D 109, ce qui donne les composantes de signal IOUT et QOUT. Les composantes de signaL OUT et OUT sont traitées dans le DSP 107 afin que le signal d'entrée de L'amplificateur de puissance 115 puisse être ajusté. Les signaux d'entrée ajustés I'IN et Q' sont appliqués par le DSP 107 au convertisseur D/A 113 sous IN la forme des signaux I"IN et Q"IN, ainsi qu'au modulateur de déphasage en quadrature 111 de L'émetteur Le modulateur de déphasage en quadrature 111 de L'émetteur module les composantes en quadrature I"IN et Q"IN afin de former un signal d'excitation de L'émetteur qui est alors amplifié par l'amplificateur de puissance 115.Le niveau du signal d'entrée appliqué à l'amplificateur de puissance 115 est ajusté en même temps qu'une va leur de correction quidonne un signal de sortie linéaire par rapport au signal d'entrée initial tel qu'vil existe avant L'ajustement. Le signal de sortie de L'ampLificateur de puissance 115 est appliqué via le filtre passebande 117 de L'émetteur à L'antenne 101. Le signal de commande de gain, soit H, qui est déterminé par le DSP 107 est appliqué via Le convertisseur D/A 123 à L'ampLificateur de puissance 115. Comme décrit ci-dessus, on compense la non-linéarité du gain de L'ampLificateur de puissance 115 en ajustant le niveau du signal d'entrée qui est présenté à L'ampLificateur de puissance 115 au moyen du modulateur 111 sur la base de la va leur de L'énergie du signal d'entrée, afin de compenser la non-linéarité de gain de l'amplificateur de puissance. La non-linéarité de l'amplificateur de puissance peut être décrite comme la variation de son gain avec le niveau du signal d'entrée. On détermine la va leur de correction en échantillonnant le signal de sortie de l'amplificateur de puissance 115. Le signal d'entrée et le signal échantillonné appliqués au DSP 107 remettent à jour la va leur de correction utilisée pour chaque niveau de signal d'entrée. Les facteurs qui amènent l'amplificateur à fonctionner dans la région non linéaire comprennent les variations de gain associées aux grands signaux, les effets de saturation et de coupure, les variations de température, les variations du niveau du signal d'entrée, et les perturbations des points de polarisation internes produites par L'énergie réfléchie sur la sortie de l'amplificateur d'émission en relation avec le taux d'ondes stationnaires (VSWR) de L'antenne. Il est également souhaitable de choisir de faire fonctionner L'ampLificateur dans la région non linéaire, puisque l'amplificateur est plus efficace dans la région non linéaire. La compensation des effets de non-linéarité permet une nette augmentation du rendement de l'amplificateur de puissance 115. Les avantages procurés par un amplificateur de puissance 115 doté d'un bon rendement peuvent s'appLiquer aux émetteursrécepteurs fixes aussi bien que mobiles qui utilisent un amplificateur de puissance. Les avantages particuliers procurés à un émetteur-récepteur fixe ou mobile comprennent : un temps de parole plus long, une plus petite taille pour Les accumulateurs, un fonctionnement à température moins élevée, et une fiabilité accrue. On se reporte maintenant à la figure 3, qui représente le schéma de principe d'un dispositif de traitement de signaux pouvant employer l'invention. La suite du texte décrit de façon générale comment le signal de sortie de l'amplificateur, à savoir 1OUT et QOUT est traité dans le DSP 107 pour permettre la détermination d'un signal d'entrée ajusté, à savoir I'IN et Q'IN. Un sélecteur 215 du récepteur détermine L'état du signal de commande 121 du récepteur. Le sélecteur 215 prend sa décision sur la base de L'état temporel de la voie de réception en accès multiple par division dans le temps (TDMA). Une source de données 207 produit les composantes en quadrature IIN et QIN en vue de leur émission. L'horloge de temps TDM 206 synchronise les activités d'émission de la source de données et la sélection des modes associés au démodulateur de déphasage en quadrature 105 du récepteur à mode double de la figure 1. Les données de quadrature sont appliquées à un dispositif de linéarisation 211 sous la forme IIN et Q IN via un filtre passe-bas 213. Le dispositif de linéarisation possède quatre signaux de sortie : PIN et K(PIN), qui sont appliqués à un dispositif 205 de détermination de la fonction de transfert inverse, et I'IN et Q' IN qui sont appLiqués au convertisseur DIA 113. Le dispositif de linéarisation 211 détermine PIN à partir des signaux d'entrée IIN et QIN, recherche dans la table de recherche une va leur de correction K(PIN), et multiplie chaque signal IIN et QIN par la va leur K(PIN) qui donne un signal d'entrée d'excitation de L'émetteur à gain ajusté, soit les signaux I'IN et Q'IN, appliqué au modulateur 111. Le signal d'entrée ajusté, soit IN et QUINT produit un signal amplifié sur la sortie de liampli- ficateur d'émission 115, lequel signal est linéaire par rapport au signal d'entrée IIN et QIN. La table de recherche est constituée par des facteurs de correction qui s'appliquent à chaque niveau du signal d'entrée pour produire une relation de gain linéaire net entre le niveau du signal d'entrée et le niveau du signal de sortie. Cette table est remise à jour au cours de chaque tranche de temps d'émission de l'amplificateur de puissance 115 lorsque L'émetteur-récepteur fonctionne, de sorte que les variations des caractéristiques de la fonction de transfert de L'ampLificateur sont corrigées aussitôt quelles apparaissent. Pour chaque paire échantillon discrète des signaux IIN et QIN' la puissance du signal d'entrée est calculée par le dispositif de traitement de signaux, après que le filtrage passe-bas est exécuté, à L'aide de L'équation suivante 2 2 PIN = (I IN + QIN ) PIN détermine, dans la table de recherche, le niveau de IIN et QIN qui doit être ajusté pour maintenir une relation linéaire entre L'entrée et la sortie de l'amplificateur de puissance 115. La table de recherche possède autant d'éléments que cela est nécessaire pour corriger avec précision les variations du gain de l'amplificateur de puissance.Dans le mode de réalisation préféré, une table à 100 éléments corrige les variations de gain de l'amplificateur sur un intervalle de 50 dB pour la puissance du signal, par pas de 0,5 dB. Puisqu'il n'existe qu'un seul élément dans la table pour chaque niveau du signal d'entrée, la table de recherche est sensiblement plus petite que la table de recherche de facteurs de correction à va leurs complexes qui a été citée précédemment. Le dispositif 205 de détermination de la fonction de transfert inverse remet périodiquement à jour la table de recherche afin de rendre compte des changements possibles des caractéristiques de distorsion de l'amplificateur de puissance. Par exemple, la linéarité de l'amplificateur dépend de l'impédance de charge qui lui est présentée par L'antenne de L'émetteur-récepteur. Cette impédance de charge dépend elle-même du fait que des objets métalliques peuvent être proches de L'antenne, si bien qu'il est souhaitable de remettre à jour la table de recherche puisque L'émetteurrécepteur la déplace avec lui. Dans le mode de réalisation préféré de l'invention, le dispositif 205 de détermination de la fonction de transfert inverse utilise un facteur de gain grossier H, les signaux d'émission reconstitués 1OUT et QOUT' PIN et K(PIN), la va leur de correction associée aux signaux PIN venant du dispositif de linéarisation, pour déterminer la valeur de correction de gain optimale K'CPIN) de La fonction de transfert inverse. Celle-ci est alors utilisée pour corriger la valeur courante de K(PIN) La table de recherche est remise à jour périodiquement à L'aide de nouveaux éléments de facteurs de correction lorsque la non-linéarité du gain de l'amplificateur de puissance varie. La partie réceptrice du récepteur à double mode démodule un échantillon atténué du signal de sortie de l'amplificateur de puissance. Les signaux de sortie en quadrature du précepteur, soit IOUT et QOUT sont utilisés pour mesurer le gain d'émission relatif à un niveau de signal d'entrée d'amplificateur d'émission ayant subi une 2 correction de gain, soit (K(PIN)2(PIN) à partir du niveau du signal de sortie, soit P = (I + Q 2), et à une atténuation D OUT OUT OUT donnée dans l'atténuateur et le coupleur.Le gain G' de l'amplifi- cateur d'émission relatif à un niveau d'entrée de l'amplificateur 2 d'émission ayant subi la correction de gain, soit (K(PIN) (PIN) peut être déduit de : G'(PIN) = POUT/((D)(PIN)(K(PIN)2) De façon générale, G'(P ) n'est pas une constante, sauf pour les IN amplificateurs vraiment Linéaire. On souhaite obtenir un gain linéaire idéal G. On va considérer la quantification de l'inter- valle attendu pour PIN en un ensemble discret de valeurs. Sur la base des valeurs de G'(PIN) obtenues comme ci-dessus indiqué, pour chacune des va leurs observées de PIN pendant le cours du fonctionnement de L'émetteur, il existe un facteur de correction optimal K' (PIN) K'(PIN) = (G/G'(PIN))0'5 où G est un gain net voulu connu, et G'(PIN) est une valeur mesurée. Pendant un fonctionnement normal, on applique la table de facteurs de correction à IIN et QIN pour produire des valeurs corrigées I'IN et Q' en ce qui concerne L'erreur de gain (et, par IN conséquent, La distorsion) apparaissant pour ce niveau particulier de PIN La table est également remise à jour de façon itérative pour rendre compte des variations de la distorsion, selon l'équa- tion de remise à jour suivante : K"(PIN) = K(P où K"(PIN) est la va leur d'ajustement de-gain remise à jour pour une va leur observée particulière de PIN. La constante a est un petit facteur de correction d'erreur. Ainsi, chaque élément de la table est ajusté à L'aide d'une partie du facteur de correction réel observé, lorsque la puissance d'entrée PIN relative à cet élément apparaît dans le signal de modulation, ce qui permet d'amener les éléments de la table de correction à se rapprocher des facteurs de correction réels, car les facteurs de correction réels dérivent avec le temps. S'il a été trouvé que K(PIN) diffère fortement de 1, au point que les va leurs ajustées I'IN et Q'IN se trouvent en dehors de la gamme utile des convertisseurs D/A de modulation, il est possible d'ajuster le gain d'émission général par l'intermédiaire d'un signal de commande distinct appliqué à un étage à gain ajustable avant l'amplificateur d'émission.Dans ce cas, Le facteur de correction correct devient : (H)(K(PIN)) = CGIG'CPIN))0,5 où H est Le gain de L'étage à gain ajustable pour le niveau de gain ajustable pour lequel K(PIN) est calculé ; ainsi, lorsque Les erreurs existant dans la valeur G'(PIN) mesurée sont corrigées pour chaque échantillon par K(PIN), en fonction de PIN, une correction de gain de marche généra le est appliquée par l'intermédiaire de la constante H, ce qui réduit l'amplitude des niveaux de sortie devant être manipulés par les convertisseurs D/A de modulation. Dans un autre mode de réalisation possible de l'inven- tion, la table de recherche pourra etre remplacée par un calcul de série exponentielle. Selon cet autre mode de réalisation, le signal de sortie du dispositif de détermination de la fonction de transfert inverse, soit K'(PIN), est une va leur de correction appliquée aux coefficients d'une équation en série exponentielle d'ajustement de gain. Il est possible d'obtenir les valeurs de correction de gain relatives à des échantillons de modulation en utilisant une approximation à la fonction de transfert de l'amplificateur d'émission et une fonction de transfert inverse dérivée. Au lieu de déduire un ensemble de facteurs de correction à partir d'une table, on résout une paire de matrices d'équations afin de retrouver les coefficients d'une série exponentielle de correction, c'est-à-dire une série exponentielle associée à la fonction de transfert inverse, qui est appliquée au gain de IIN et QIN pour produire IN et Q'IN. Pour des vecteurs X et Y représentatifs de L'énergie du signal d'entrée et du signal de sortie, chaque élément contenu dans X étant une valeur de l'ensemble de va Leurs PIN correspondant à une va leur POUT mesurée sur la sortie de l'amplificateur d'émission, à savoir un élément correspondant contenu dans Y, il existe Le système d'équations : 3 5 n a1(X) + a3(X3) + a5(X ) + ... + an(X ) = Y où les coefficients ak, avec k > 1, sont les termes de distorsion de la fonction de transfert de l'amplificateur d'émission exprimée sous La forme d'une série exponentielle, que l'on appelle également série de puissance. Si l'on connaît les va leurs mesurées du vecteur Y et les va leurs correspondantes du vecteur X, on peut résoudre n équations à n inconnues de façon à obtenir les va leurs an à l'ordre voulu de non-linéarité n.On peut ensuite obtenir la fonction de transfert inverse en résolvant le système d'équation : b1(f(X)) + b3(f(X))3 + b5(f(X))5 + ... + bn (f(x))n = (G)(X) où f(X) est la série exponentielle produisant Y, comme ci-dessus indiqué. On résout cet ensemble d'équations pour obtenir les coefficients b k à L'aide d'un ensemble de va leurs d'entrée de X et de va leurs résultantes mesurées de Y, afin de produire une série exponentielle qui, lorsqu'elle est appliquée à L'énergie d'entrée, produit une énergie de sortie normalisée.Pour effectuer une correction nominale jusqu'au 5e ordre de non-linéarité, il faut résoudre deux ensembles d'équation, chaque ensemble étant formé de trois équations à trois inconnus. Comme pour le procédé utilisant la table, il est possible de corriger les coefficients de la fonction de transfert inverse lorsque la fonction de transfert de l'amplificateur d'émission varie avec les conditions de fonctionnement, en calculant périodiquement de nouveaux coefficients et en utilisant une partie des nouveaux coefficients pour amener les coefficients courants estimés à se rapprocher de leurs va leurs optimales. Dans le mode de réalisation préféré, on calcule la va leur PIN pour chaque nouvel ensemble de va leurs IIN et Q produites à la sortie des filtres passe-bas de modulation. On applique ensuite cette va leur PIN à la fonction de transfert inverse estimée de façon à produire une va leur P'IN, qui est le niveau de puissance d'entrée voulu nécessaire pour produire le niveau de puissance de sortie voulu lorsqu'il y a un traitement dans l'amplificateur d'émission non linéaire. On calcule un facteur de correction : IN = (PINIP' IN IN on multiplie ensuite par celui-ci, de la même maniére que pour l'élément de la table de recherche du mode de réalisation préféré, les va leurs IIN et QIN afin de produire la puissance P'IN voulue qui donnera la puissance de sortie instantanée à gain linéaire voulue, conduisant à un gain linéaire net pour la paire particulièvre de signaux de modulation IIN et Q IN La figure 4 est un graphe montrant trois courbes qui mettent en relation le niveau d'énergie d'entrée avec le niveau d'énergie de sortie de l'amplificateur de puissance. Le niveau d'énergie d'entrée de l'amplificateur de puissance est désigné par F et apparaît sur l'abscisse.Le niveau d'énergie de sortie de l'amplificateur de puissance est désigné par EOUT et apparaît sur l'ordonnée. Les trois courbes du graphe représentent respectivement une fonction de transfert 305, une fonction de transfert inverse 307, et une fonction de transfert linéaire idéale 309 de l'amplifi- cateur de puissance 115. De façon générale, la fonction de transfert de l'amplificateur de puissance 115 suivra la courbe 305 de la fonction de transfert. La pente de la courbe est linéaire sur La plus grande partie de la région de fonctionnement. Le graphe montre que la non-linéarité commence en un point 304. Au-dessus de ce point de transition, l'amplificateur de puissance 115 ne possède plus une caractéristique linéaire pour la fonction de transfert. La pente de La courbe 305 de fonction de transfert diminue, si bien qu'une variation du niveau du signal d'entrée ne produit pas une variation correspondante du niveau du signal de sortie. Le mode de réalisation préféré de l'invention décrit un procédé permettant de déterminer la courbe 305 de la fonction de transfert et la courbe 307 de la fonction de transfert inverse pour l'amplificateur de puissance 115. En utilisant un traitement de signaux, on peut déterminer, à partir de la fonction de transfert 305, une fonction de transfert inverse représentant la différence entre les courbes 307 et 309. En appliquant la fonction de transfert inverse sous la forme d'une table de va leurs de correction à la courbe 305 de fonction de transfert, on détermine une courbe 309 de fonction de transfert linéaire nette associée. Dans le mode de réalisation préféré, on fait fonctionner l'amplificateur 115 dans la région non Linéaire pour en améliorer le rendement. Le dispositif 205 de détermination de la fonction de transfert inverse a pour fonction de déterminer Le point de coordonnées 311 situe sur la courbe 305 de la fonction de transfert et de déterminer un deuxième point de coordonnée 313 sur La courbe 307 de La fonction de transfert inverse. Chaque point se trouve à une même distance d'un troisième point de coordonnées 315 se trouvant sur la fonction Linéaire 309. D'autres ensembles de points équidistants, qui ne sont pas désignés spécialement par des numéros, sont également présentés sur la figure pour montrer la relation existant entre les trois courbes. On multiplie les signaux d'entrée IIN et QIN du modulateur de déphasage en quadrature 111 de L'émetteur par un signal d'ajustement, qui représente une mesure du rapport du point 313 situé sur la courbe image 307 au point 315 se trouvant sur la courbe linéaire, de façon à ajuster le signal d'entrée de l'ampli- ficateur d'émission qui donne un signal de sortie Linéaire au point de coordonnée 315 de la courbe 309 de la fonction de transfert linéaire. Ainsi, on détermine la fonction de transfert et son inverse pour linéariser efficacement la fonction de transfert de l'amplificateur de puissance 115 sur sa gamme de fonctionnement non linéaire. Ainsi, en ajustant le signal d'entrée appliqué à l'ampli- ficateur de puissance 115, on détermine une fonction de transfert linéaire effective, sur la base du signal mesuré qui est recueiLLi à la sortie de l'amplificateur d'émission par un récepteur à mode double. Bien entendu, L'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir de l'appareil et du procéde dont la description vient d'être donnée à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Appareil servant à faire varier un premier signal produit dans un émetteur-récepteur, L'émetteur-récepteur comportant une antenne depuis laquelle L'émetteur de L'émetteur-récepteur émet le premier signal ayant subi la variation et dans laquelle un deuxième signal est induit, l'appareil étant caractérisé par un moyen servant à sélectionner (215) entre le premier signal ayant subi la variation (106) et le deuxième signal (104) de façon à produire un signal sélectionné lorsque le premier signal ayant subi la variation a été sélectionné ; un moyen servant à traiter ledit signal sélectionné afin de produire un signal traité ; et un moyen servant à faire varier le premier signal (106) en réponse audit signal traité afin de produire le premier signal (106) ayant subi la variation. 2. Appareil selon La revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen de sélection appartient à un récepteur (105). 3. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de traitement calcule une fonction de transfert inverse. 4. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de traitement calcule une va leur de correction extraite d'une table de recherche. 5. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que Le moyen de traitement calcule une va leur de correction extraite d'une matrice de séries exponentielles. 6. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen appliquant la variation effectue L'ajustement du signal d'entrée (112). 7. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que Le moyen appliquant la variation effectue L'ajustement du gain (G) du signal d'entrée (112). 8. Procédé permettant de faire varier un premier signal dans un émetteur-récepteur, L'émetteur-récepteur comportant une antenne depuis laquelle L'émetteur de L'émetteur-récepteur émet le premier signal ayant subi La variation et dans laquelle un deuxième signal est induit, le procédé étant caractérisé par les opérations suivantes : effectuer la sélection entre le premier signal (106) ayant subi la variation et Le deuxième signal (104) afin de produire un signal sélectionné lorsque le premier signal est sélectionné ; traiter ledit signal sélectionné afin de produire un signal traité ; et faire varier le premier signal (106) en réponse à ladite opération de traitement afin de produire Le premier signal (106) ayant subi la variation. 9. Appareil permettant de faire varier le signal de sortie de L'émetteur d'un émetteur-récepteur, L'émetteur de L'émetteur-récepteur comportant un amplificateur de puissance qui amplifie Le signal de sortie en vue de son émission par une antenne, le récepteur de L'émetteur-récepteur recevant un signal de porteuse induit dans L'antenne, l'amplificateur de puissance possédant une fonction de transfert qui décrit la relation existant entre un signal d'entrée et le signal de sortie l'appareil étant caractérisé par un moyen servant à sélectionner (215) entre le signal de sortie (106) et le signal de porteuse (104) afin de produire un signal sélectionné dans le récepteur lorsque le signal de sortie a éte sélectionné ; un moyen servant à traiter ledit signal sélectionné et à obtenir L'inverse de la fonction de transfert afin de produire une va leur de correction ; et un moyen servant à ajuster le signal de sortie (106) en réponse à ladite va leur de correction afin de faire varier le signal de sortie (106). 10. Appareil permettant de linéariser le signal de sortie de L'émetteur d'un émetteur-récepteur fonctionnant dans un système TDM, L'émetteur de L'émetteur-récepteur comportant un amplificateur de puissance qui amplifie le signal de sortie en vue de son émission par une antenne, le récepteur de L'émetteur-récepteur recevant un signal de porteuse induit dans L'antenne, l'amplifica- teur de puissance possédant une fonction de transfert qui décrit la relation existant entre un signal d'entrée et Le signal de sortie, et un premier point de fonctionnement de la fonction de transfert défini par un échantillon du signal d'entrée et le signal de sortie, l'appareil étant caractérisé par un moyen servant à sélectionner (215) entre le signal de sortie (106) et le signal de porteuse (104) afin de produire un signal sélectionné dans le récepteur lorsque le signal de sortie a été sélectionné ; un moyen servant à déterminer un premier point de fonctionnement (311) de la fonction de transfert (305) associé audit signal sélectionné ; un moyen servant à déterminer un deuxième point de fonctionnement (313) de L'inverse de la fonction de transfert (307) associé audit premier point de fonctionnement ; un moyen servant à déterminer un troisième point de fonctionnement (315) à partir desdits premier et deuxième points de fonctionnement (311) et (313) ; un moyen servant à déterminer une va leur de correction en fonction des premier, deuxième et troisième points de fonctionnement (311, 313 et 315) ; ; un moyen servant à ajuster le signal d'entrée (112) en réponse à ladite va leur de correction afin de produire un signal d'entrée ajusté (112) ; et un moyen servant à faire varier le signal de sortie (106) en réponse audit signal d'entrée ajusté (112) afin de produire un signal de sortie linéarisé (106).