FR 2665322 A1 19920131 FR 9009697 A 19900730 CONVERTISSEUR POUR ALIMENTATION DE LAMPES L'invention concerne les circuits électroniques qui alimentent les lampes d'éclairage, et tout particulièrement (mais non exclusivement) les tubes fluorescents. On connaît des circuits d'alimentation qui utilisent des thyristors comme élément de commutation de puissance, mais l'inconvénient des thyristors est d'une part le fait qu'on ne sait pas les bloquer lorsqu'ils sont parcourus par un courant, et d'autre part le fait qu'ils résistent très mal à des conditions de fonctionnement anormales. On préfère donc utiliser des circuits à transistors, les transistors pouvant être bloqués à tout moment par action sur la base (ou la grille pour un transistor à effet de champ) et étant beaucoup moins vulnérables aux conditions de fonctionnement anormales. Le circuit à transistor le plus couramment utilisé pour alimenter des tubes fluorescents est représenté sur la figure 1. Ce circuit, appelé "ballast électronique", est alimenté par la tension alternative du réseau (220 volts/50 hertz par exemple); il utilise un pont redresseur RD, deux transistors TR1, TR2, un transformateur à un enroulement primaire RK et deux enroulements secondaires RK1, RK2 pour alimenter les bases de ces transistors en opposition de phase, une inductance L, et un condensateur C. La lampe à alimenter est désignée par la référence LMP. Parmi les inconvénients de ce type de circuit, on peut mentionner les suivants - il est nécessaire d'utiliser deux transistors pour alimenter le tube sans composante continue (qui le détériorerait); or un transistor de puissance est un élément coûteux; et de plus, il faut un transformateur à deux enroulements secondaires pour assurer la commande des deux bases; - le courant consommé est modulé à une fréquence élevée qui nécessite de rajouter un filtre d'entrée à inductances et capacités avant le pont redresseur, ou au moins un condensateur après le pont (le plus souvent les deux); ceci pour ne pas réinjecter des courants parasites indésirables dans le réseau d'alimentation; - lorsque l'alimentation se fait à partir du réseau sinusoïdal à 50 ou 60 hertz, les normes vont devenir de plus en plus sévères et obligeront les consommateurs (et par conséquent le fabricant de circuits d'alimentation pour lampes) à consommer un courant à peu près sinusoïdal à la fréquence du réseau de façon à limiter le taux d'harmoniques introduits sur le réseau; or le circuit de la figure 1 ne consomme pas de manière naturelle un courant sinusoïdal à la fréquence du réseau et il n'est pas facile de le modifier pour qu'une consommation sinusoïdale soit possible; - il est nécessaire d'utiliser des artifices pour amorcer certains tubes au moment du démarrage (bilame court-circuitant le tube pendant une phase de préchauffage, ou condensateur aux bornes du tube); - la fréquence de commutation du circuit est limitée par les pertes de commutation des transistors. Pour éviter certains des inconvénients mentionnés ci-dessus, on a déjà proposé des circuits tels que celui de la figure 2. Le circuit de la figure 2 est un convertisseur d'alimentation de lampes fluorescentes, comprenant deux étages. Le premier étage est un convertisseur élévateur; le deuxième est similaire à celui de la figure 1. Il y a dans le premier étage un transistor supplémentaire avec un circuit de commande qui permet de rendre le courant consommé par le circuit à peu près sinusoïdal, à la fréquence du réseau d'alimentation (le détail de ce circuit de commande n'est pas représenté). On peut éviter l'utilisation d'un filtre d'entrée. Enfin, le tube peut avoir une tension d'amorçage plus élevée que la tension d'alimentation du réseau car le premier étage du convertisseur peut engendrer des tensions supérieures à la tension crête du réseau. Mais ce circuit de la figure 2 est complexe et coûteux. La présente invention a pour but de proposer un nouveau type de convertisseur d'alimentation de lampes qui évite au moins partiellement les inconvénients des circuits de la technique antérieure; elle a pour but en particulier de proposer un circuit qui fonctionne avec un seul interrupteur comme moyen de commutation de puissance. Selon l'invention on propose un circuit d'alimentation de lampes d'éclairage comprenant une inductance principale et un circuit oscillant comprenant une inductance secondaire, un condensateur et une lampe à alimenter, l'inductance principale étant montée en série avec le circuit oscillant pour permettre d'alimenter ce dernier en énergie à travers l'inductance principale, le circuit d'alimentation comprenant encore un transistor de puissance et un circuit de commande apte à commander la mise en conduction et le blocage du transistor pour - fermer périodiquement le circuit oscillant sur lui-même et permettre sa mise en oscillation libre, amortie par la lampe, - puis rouvrir le circuit oscillant pour interrompre l'oscillation, et refournir alors de l'énergie dans le circuit oscillant à travers l'inductance principale avant une nouvelle mise en oscillation libre. Le transistor est de préférence commandé de manière que son blocage intervienne peu après une demi période d'oscillation libre du circuit oscillant. Sa mise en conduction intervient après une durée variable (et réglable) après une période complète d'oscillation libre. Par "transistor de puissance" on entend non seulement les transistors bipolaires classiques, NPN ou PNP, mais aussi les transistors à effet de champ, les transistors à effet de champ à grille isolée, les transistors bipolaires à commande par grille isolée (IGBT, de l'anglais "insulated gate bipolar transistor), et d'une façon générale tous les composants blocables (M.C.T. - SIT etc...). En parallèle sur le transistor, il y a en principe une diode antiparallèle qui assure le passage d'un courant de sens inverse du courant qui peut circuler en conduction normale dans le transistor. Dans une première réalisation, le condensateur du circuit oscillant est en série avec la lampe dans une première branche du circuit oscillant, l'inductance secondaire étant en série avec le transistor dans une deuxième branche du circuit oscillant, les deux branches étant en parallèle et cet ensemble en parallèle étant placé en série avec l'inductance principale. Dans une deuxième variante de réalisation, l'inductance secondaire et le condensateur sont en série dans une première branche, le transistor est dans une deuxième branche en parallèle avec la première, et cet ensemble en parallèle est en série avec l'inductance principale. Dans ce cas, on peut prévoir que l'inductance secondaire est constituée au moins pour partie par l'enroulement primaire d'un transformateur, la lampe étant connectée aux bornes de l'enroulement secondaire de ce transformateur. Pour faciliter la conduction du transistor, on prévoit de préférence que sa base est alimentée en courant à travers un petit transformateur dont le primaire est parcouru par le courant collecteur du transistor On montrera comment le circuit selon l'invention permet d'amorcer des tubes de tension d'arc supérieure à la tension d'alimentation du réseau, sans qu'il soit nécessaire de faire intervenir des circuits auxiliaires d'élévation de tension. On montrera également qu'il est possible d'agir sur la forme du courant consommé par le circuit pour la rendre la plus sinusoïdale possible (à la fréquence du réseau). Enfin on verra comment le convertisseur peut travailler à fréquence très élevée (donc avec des inductances et capacités de faible valeur) grâce au fait qu'il n'y a pas de pertes à l'ouverture du transistor qui se bloque au moment où le courant qui le traverse est nul. Ce circuit permet d'alimenter non seulement des tubes fluorescents mais aussi d'autres sortes de lampes telles que des lampes halogènes ou tout autre type de lampes. Avec l'avènement des semiconducteurs de puissance comprenant sur le même substrat de circuit intégré un transistor de puissance et une électronique de commande associée, l'invention devient particulièrement intéressante puisqu'elle comporte un nombre très réduit d'éléments non intégrables ou difficilement intégrables tels que des condensateurs et inductances D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels - la figure 1 représente un circuit classique d'alimentation de lampes selon l'art antérieur; - la figure 2 représente un autre circuit de l'art antérieur; - la figure 3 représente un schéma de principe de convertisseur selon l'invention;; - la figure 4 (4a à 4g) représente des diagrammes de tension et courants expliquant le fonctionnement du circuit selon l'invention; - la figure 5 représente un circuit permettant de rendre sinusoïdale la consommation de courant du convertisseur; - la figure 6 représente un perfectionnement pour la commande de la base du transistor de puissance; - la figure 7 représente une variante de schéma de réalisation de l'invention. Le schéma de principe du circuit selon l'invention est représenté à la figure 3. Le circuit est destiné à être alimenté par le réseau alternatif de distribution publique d'énergie, par exemple un réseau à 220 volts ou 110 volts et 50 ou 60 hertz. La tension d'alimentation sinusoïdale est redressée par un pont redresseur double alternance RD. La tension redressée V1 est utilisée pour alimenter en série un ensemble d'une inductance principale L0 et d'un circuit oscillant LC. Le circuit oscillant comporte principalement une inductance L1, qu'on appellera inductance secondaire, et un condensateur C1. On peut également considérer comme faisant partie du circuit oscillant la lampe LMP à alimenter. La lampe constitue une charge pour le circuit oscillant, c'est- -dire qu'elle amortira les oscillations de ce circuit. Dans l'exemple décrit ici la lampe est un tube fluorescent. Un transistor de puissance Q (transistor bipolaire ou transistor à effet de champ ou IGBT) est placé dans le circuit oscillant de manière à permettre soit une oscillation libre de celui-ci lorsque le transistor est rendu conducteur (fermeture du circuit oscillant sur lui-même) soit une interruption de l'oscillation lorsque le transistor est bloqué (ouverture du circuit oscillant). Une diode D antiparallèle est placée entre le collecteur et l'émetteur du transistor Q. Elle assure la conduction d'un courant inverse dans l'inductance L1, le transistor ne pouvant laisser passer qu'un courant direct lorsqu'il est rendu conducteur. Par courant direct on entend un courant du collecteur vers l'émetteur pour un transistor NPN, le contraire pour un transistor PNP. La diode a donc son anode du côté émetteur pour un transistor NPN, et du côté collecteur pour un transistor PNP. Le transistor a sa base (ou sa grille dans le cas d'un transistor à effet de champ ou un IGBT) commandée par un circuit de commande CMD. Ce circuit de commande définit les moments auxquels le transistor est rendu conducteur et les moments pendant lesquels il est maintenu bloqué. Dans l'exemple de la figure 3, le circuit oscillant est organisé en deux branches parallèles entre deux noeuds de circuit A et B. La première branche comporte le condensateur C1 en série avec la lampe à alimenter. La deuxième branche comporte l'inductance L1 en série avec le transistor Q (la diode D étant en parallèle avec le transistor). En rendant conducteur le transistor Q on ferme la maille constituée par ces deux branches en parallèle et le circuit L1C1 peut osciller si l'on a stocké au préalable une énergie dans le condensateur. En bloquant le transistor, on ouvre cette maille et le circuit ne peut plus osciller. Pour compléter la description de la figure 3, on notera que dans le cas de certaines lampes fluorescentes, un condensateur ou un bilame est placé en parallèle avec la lampe, pour faciliter le préchauffage des électrodes au moment de l'amorçage initial. Ce condensateur ou ce bilame ne joue pas de rôle spécifique dans la présente invention. On va maintenant expliquer le fonctionnement du circuit en référence aux figures 4a à 4g qui représentent les formes d'onde de tension et courant en divers points du circuit. Tout d'abord on précise que le circuit oscillant L1C1 possède une fréquence d'oscillation propre très élevée par rapport à la fréquence du réseau d'alimentation. L'intérêt d'une fréquence élevée est de réduire la taille de l'inductance L1 et la capacité C1. Cette fréquence d'oscillation propre peut être de plusieurs dizaines de kilohertz, par exemple 30 kHz; dans ce cas on peut utiliser une inductance de l'ordre du millihenry pour une capacité de quelques nanofarads. Ces valeurs numériques correspondent aux tubes les plus courants. Le circuit peut cependant être utilisé pour des puissances beaucoup plus importantes (tubes de quelques KW-tubes ou lampes en parallèle). La période d'oscillation libre est en effet donnée par la racine carrée du produit de l'inductance et de la capacité, multipliée par 2 Pi. La figure 4 représente ce qui se passe à l'échelle des oscillations du circuit oscillant L1 C1 et non à l'échelle de la fréquence du réseau. La figure 4a représente l'ordre de commande de mise en conduction appliqué au transistor Q. C'est un créneau de durée t renouvelé cycliquement avec une période T. On verra plus loin que la période T peut varier, et en particulier varier au cours d'une même période de la tension sinusoïdale du réseau d'alimentation. Pendant le créneau de durée t, le transistor est rendu conducteur; en dehors de ce créneau, il est bloqué. le cycle de fonctionnement sera décrit en partant d'un instant tl correspondant au début d'un créneau de durée t. La figure 4b représente le courant IL1 circulant dans l'inductance L1, du noeud A vers le noeud B. Dès la mise en conduction du transistor Q, le circuit oscillant commence son oscillation (oscillation amortie par la présence de la lampe et dont la pseudo-période est proportionnelle à la racine carrée du produit LlCl). Cette oscillation résulte du fait que préalablement à l'instant tl la capacité C1 a été chargée à une tension qu'on appellera V2. Le courant IL1 varie pseudo-sinusoïdalement, c'est-à-dire avec une forme sinusoïdale amortie exponentiellement, l'amplitude crête théorique de la sinusoïde non amortie étant égale au produit de la tension V2 par la racine carrée du rapport C/L. IL1 passe par un maximum au bout d'un quart de la pseudo période d'oscillation libre, puis décroît, passe par zéro à un instant t2 (au bout d'une demi période) et devient ensuite négatif. La figure 4c représente le courant ILO dans l'inductance principale LO. En fait, l'inductance principale a une valeur bien supérieure à l'inductance secondaire L1, par exemple 30 fois plus, de sorte qu'à l'échelle des périodes d'oscillation du circuit oscillant L1 C1, le courant ILO peut très bien être considéré comme pratiquement constant et positif (courant allant de la tension d'alimentation redressée V1 vers la lampe, courant entrant vers le noeud A). ILO est en fait le courant global consommé par le convertisseur chargé par la lampe d'éclairage. On verra que pratiquement ILO croit légèrement pendant une période d'oscillation du circuit oscillant pour décroître légèrement ensuite lorsque l'oscillation est interrompue et jusqu'à une nouvelle mise en oscillation libre. A titre d'exemple l'inductance principale LO a une valeur de plusieurs millihenrys à plusieurs dizaines de millihenrys. La figure 4d représente le courant IC circulant dans la capacité C1 et par conséquent aussi dans la lampe .LMP. Ce courant, noté avec un sens positif du noeud B vers le noeud A, est tout simplement la différence entre le courant IL1 dans l'inductance L1 et le courant ILO dans l'inductance LO IC = IL1 - ILO Sa forme suit donc la forme pseudo-sinusoïdale du courant IL1, mais décalée de la valeur presque constante du courant d'alimentation ILO. Lors du déclenchement du créneau de mise en conduction du transistor Q, le courant IL1 effectue une demi période d'oscillation libre, de tl à t2. A un instant t'2 suivant de près l'instant t2, on commande l'interruption de la mise en conduction du transistor (interruption du courant de base ou de la tension de grille). Cependant, ce blocage du transistor Q n'empêche pas le courant de circuler dans l'inductance L1. En effet, le courant dans l'inductance est alors négatif si t'2 est assez proche de t2 c'est-à-dire si t'2 est compris entre l'instant t2 de passage du courant de sa valeur positive à sa valeur négative et l'instant t3 où le courant tend à repasser naturellement, en oscillation libre amortie, de sa valeur négative à une valeur positive. Et puisque le courant est négatif, il circule librement dans la diode antiparallèle D, que le transistor Q soit ou non bloqué. C'est pourquoi le courant IL1 dans l'inductance secondaire L1 effectue bien une période complète d'oscillation amortie, bien que le transistor ait été bloqué après la première demi-periode. Le courant dans la lampe effectue aussi cette période d'oscillation complète de tl à t3, avec toutefois un décalage de niveau égal à ILO par rapport à IL1. A l'instant t3, puisque le transistor Q est bloqué et que la diode D ne peut conduire un courant IL1 positif, le courant IL1 s'annule définitivement. L'oscillation libre amortie est interrompue. Le courant ILO, maintenu presque constant par l'inductance ILO circule alors nécessairement dans la capacité et dans la lampe puisque l'autre branche du circuit oscillant ne peut plus laisser passer de courant (IC = -ILO). Ce courant recharge alors la capacité C1 qui s'était déchargée par suite de l'amortissement dû à la lampe. On prépare ainsi le circuit oscillant pour une nouvelle oscillation libre, en lui refournissant l'énergie qui s'est perdue par amortissement dans la charge au cours de l'oscillation précédente. L'instant t4 désigne l'instant auquel on redéclenche une oscillation libre par mise en conduction du transistor. De t3 à t4 on recharge la capacité Cl. Et ainsi de suite : on déclenche une oscillation libre; cette oscillation permet une alimentation de la lampe pendant une période complète de l'oscillation; le circuit oscillant perd de son énergie au cours de l'oscillation; on interrompt l'oscillation et on redonne de l'énergie au circuit oscillant (par recharge de la capacité) pendant cette interruption; et on peut ensuite redéclencher une période d'oscillation. La figure 4e représente le potentiel VC aux bornes de la capacité C. On suppose qu'on part d'un potentiel V2 à la fin d'une période de recharge de la capacité par le courant ILO. Le potentiel VC effectue une oscillation pseudo périodique amortie comme le courant IL1 mais avec un décalage de phase sensiblement égal à un quart de période. Puisque l'oscillation dure une période complète, la charge de la capacité se trouve pratiquement à son maximum à l'instant t3 où l'oscillation est interrompue. Mais ce maximum est une valeur V3 inférieure à V2 à cause de l'amortissement. La période d'interruption qui suit permet de faire repasser la tension VC de V3 à V2 sous l'effet du courant de charge ILO. On comprend mieux alors la forme du courant ILO pendant l'intervalle de t3 à t4, ILO est un courant de charge d'une capacité : au fur et à mesure que la charge de la capacité augmente par transfert d'énergie de l'inductance LO dans la capacité Cl, le courant ILO diminue. Il augmente à nouveau au cours de l'oscillation libre pour revenir à sa valeur précédente. On notera, pour compléter l'explication du fonctionnement, que les tensions V2 et V3 aux bornes du condensateur C1 sont nettement plus élevées que la tension aux bornes de la lampe : par exemple, pour une lampe fluorescente de tension d'arc 60 ou 80 volts, la tension aux bornes du condensateur peut très bien être de plusieurs centaines de volts (par exemple V2 = 600 volts et V3 = 400 volts). L'énergie stockée dans le circuit oscillant L1 C1 est alors très supérieure à l'énergie consommée à chaque période d'oscillation amortie. La période d'oscillation amortie (Ta = t3-tl) est déterminée uniquement par les caractéristiques des composants du circuit oscillant. La durée t du créneau de mise en conduction du transistor Q doit être égale à un peu plus que la durée de la première demi période (t2-tl). Elle ne doit pas être inférieure à t2-tl. Par ailleurs il faut être certain que le blocage du transistor Q intervient avant l'instant t3 si on veut interrompre l'oscillation; sinon on repart pour une nouvelle oscillation libre amortie. Il faut donc que le circuit de commande CMD soit conçu pour fournir des créneaux de durée t précisément déterminés en relation avec la période Ta, soit par un calcul préalable soit par une synchronisation de la commande par rapport à l'oscillation libre (par exemple détection du premier passage par zéro du courant d'oscillation pour déclencher le blocage du transistor juste après ce passage par zéro). On peut noter qu'on pourrait très bien envisager un mode de réalisation dans lequel la mise en oscillation libre durerait deux périodes complètes ou plusieurs périodes complètes avant une interruption pour recharge de l'énergie de la capacité. Il n'y a pas de pertes de commutation dans le transistor puisqu'il est bloqué à un moment où le courant qui le traverse est nul. On peut donc le faire fonctionner à haute fréquence sans qu'il soit nécessaire d'utiliser un transistor ayant des propriétés exceptionnelles de commutation à fréquence élevée. Un transistor classique peu coûteux est acceptable. A ce propos, on peut mentionner que la fréquence de fonctionnement peut être bien supérieure à celle que permettrait un thyristor dans les mêmes conditions; en effet, pour un thyristor il est nécessaire de prévoir avec certitude que la durée t3-t2 est bien supérieure au temps de recouvrement du thyristor; sinon, le thyristor se redéclenche automatiquement; or le temps de recouvrement d'un thyristor est assez élevé. Si on calcule au moins approximativement les échanges d'énergie dans le convertisseur de la figure 3, on s'aperçoit qu'on peut établir une relation approchée entre la durée Ta de l'oscillation libre et la tension V2 que prend le condensateur C1 à la fin de chaque cycle. Dans cette relation, la tension V2 est d'autant plus élevée que le rapport Ta/T est proche de l'unité. Cela veut dire que l'on peut choisir l'instant T de redéclenchement de la conduction du transistor de manière que la tension V2 prise par le condensateur C1 en début de cycle soit suffisamment élevée. Cela permet d'avoir une tension V2 suffisamment élevée pour obtenir l'amorçage du tube fluorescent. Il est tout-à-fait possible en particulier d'obtenir une tension V2 plus élevée que la valeur crête de la tension d'alimentation V1 du circuit. On peut donc, sans utiliser de circuit élévateur de tension alimenter par ce convertisseur des tubes fluorescents ayant des tensions d'amorçage supérieures à la valeur crête de la tension du réseau de distribution. Il suffit de choisir convenablement le rapport Ta/T entre la période d'oscillation libre amortie et la durée du cycle périodique de mise en conduction du transistor de puissance. Ce choix d'un rapport convenable Ta/T peut être fait au moment de l'amorçage initial du tube (à froid) si on a besoin momentanément d'une surtension d'amorçage, ou même en fonctionnement permanent si le tube a une tension d'arc supérieure à la tension d'alimentation. Pour compléter les explications de fonctionnement du circuit selon l'invention, on a représenté sur les figures 4f et 4g les formes d'onde de la tension VQ aux bornes du transistor Q et de la tension VAB entre les noeuds A et B du circuit. On va maintenant expliquer un avantage très important de l'invention qui est la grande facilité avec laquelle on peut faire consommer au convertisseur un courant approximativement sinusoïdal (redressé double alternance) à la fréquence du réseau. Comme on l'a déjà mentionné, cela est important pour limiter la réinjection sur le réseau de fréquences indésirables, en particulier d'harmoniques de la fréquence du réseau. Le courant consommé par le convertisseur est globalement le courant ILO, qui est sensiblement constant à l'échelle de quelques périodes d'oscillation libre du circuit L1 C1. Or ce courant dépend lui aussi du rapport Ta/T. On peut donc s'arranger pour faire varier le rapport Ta/T au cours d'une période de la tension du réseau à 50 hertz, la variation étant telle quelle produise une variation de courant ILO ayant une forme approximativement sinusoïdale redressée double alternance à la fréquence du réseau. Autrement dit, tout en ayant un courant ILO sensiblement constant à l'échelle de quelques périodes d'oscillations libres du circuit L1 C1 (donc sur quelques dizaines de microsecondes), Le circuit de commande est donc conçu pour permettre cet effet, par action sur la valeur de T (puisque Ta est fixé par les valeurs de construction de L1 et C1). Un moyen simple pour le faire est représenté à la figure 5 : le circuit de commande CMD reçoit un signal d'erreur E provenant d'un amplificateur AMP qui définit la différence entre une tension sinusoïdale redressée Vr et une tension VL0 proportionnelle au courant ILO. La tension sinusoïdale redressée est prélevée aux bornes d'un potentiomètre POT recevant la tension V1, tandis que la tension VL0 proportionnelle au courant ILO est prélevée par un capteur de courant CC inséré en série avec l'inductance LO et le circuit oscillant L1 C1. Ainsi, on affiche une tension de consigne Vr avec le potentiomètre POT, cette tension étant une tension sinusoïdale redressée double alternance. L'amplificateur AMP va fournir un signal d'erreur tendant à modifier la période T des créneaux de commande fournis par le circuit CMD, dans un sens tendant à rapprocher en permanence la valeur VL0 et la tension de consigne Vr. Le courant ILO sera une image de la tension sinusoïdale redressée fournie par le potentiomètre. Le courant consommé par l'ensemble du convertisseur chargé par une lampe d'éclairage pourra donc être sinusoïdal et respecter les contraintes de non réinjection d'harmoniques. Il ne sera pas nécessaire d'utiliser un filtre d'entrée pour la suppression des harmoniques de la fréquence du réseau. On voit par conséquent que le circuit selon l'invention permet d'effectuer d'une manière particulièrement simple le contrôle de consommation de courant, ce qui n'est pas toujours le cas. A la figure 6 on a représenté un perfectionnement dans lequel on utilise un petit transformateur pour alimenter en courant la base du transistor afin de faciliter la mise en conduction de celui-ci lors de l'apparition d'un ordre provenant du circuit CMD Ce perfectionnement se justifie du fait que le gain en courant des transistors de puissance est très faible (de l'ordre de 5) et il faut donc fournir un courant de base élevé pour fournir un courant collecteur élevé. Le transformateur a son primaire EP1 en série dans le collecteur du transistor et son secondaire ES1 en série avec la base. L'apparition d'un courant de collecteur croissant fortement au début de la mise en conduction du transistor provoque un courant correspondant dans la base pour faciliter par réaction positive la mise en conduction. A la figure 7 enfin, on a représenté une variante de réalisation dans laquelle 1./ l'inductance L1 n'est plus en série avec le transistor Q entre les noeuds A et B mais est en série avec le condensateur C1 dans l'autre branche entre les noeuds A et B (le transistor Q étant seul avec la diode D dans la première branche), 2./ l'inductance L1 est en fait constituée au moins pour partie par l'enroulement primaire EP2 d'un transformateur dont le secondaire ES2 alimente la lampe à allumer; la lampe est en pratique branchée directement aux bornes du secondaire. Le circuit fonctionne de la même manière que celui de la.figure 3, avec un cycle périodique comportant une phase d'oscillation libre pendant laquelle un courant important pseudo-sinusoïdal traverse le transformateur et donc la charge, et une phase d'interruption de l'oscillation pendant laquelle l'énergie perdue par amortissement est rechargée dans le condensateur C1. Là encore, la phase d'oscillation libre commence par une durée t, supérieure à une demi période d'oscillation amortie mais inférieure à une période entière Ta; pendant cette durée t, un créneau de mise en conduction est maintenu sur l'électrode de commande (base ou grille) du transistor Q. Puis, la deuxième demi période d'oscillation s'effectue par conduction inverse dans la diode D bien que le transistor soit bloqué. Enfin, le transistor et la diode bloqués ne laissent plus passer de courant et le courant ILO de l'inductance principale L0 circule dans le condensateur C1 qui se recharge jusqu'à l'instant t4 avec t4-tl=T. Le rapport Ta/T établi par le circuit de commande CMD permet encore de rendre sinusoïdale la consommation de courant dans le circuit. Enfin, parmi les avantages de l'invention, on peut mentionner le fait que la lampe est alimentée sans composante de courant continu, aussi bien dans le cas de la figure 3 que dans le cas de la figure 7. C'est particulièrement important dans le cas des tubes fluorescents qui sont détériorés par une composante continue. REVENDICATIONS 1. Circuit d'alimentation de lampes d'éclairage caractérisé en ce qu'il comprend une inductance principale (L0) et un circuit oscillant comprenant une inductance secondaire (L1), un condensateur (C1) et une lampe à alimenter (LMP), l'inductance principale étant montée en série avec le circuit oscillant pour permettre d'alimenter le circuit oscillant en énergie à travers l'inductance principale, le circuit d'alimentation comprenant encore un transistor de puissance (Q) et un circuit de commande (CMD) du transistor, apte à commander la mise en conduction et le blocage du transistor pour - fermer périodiquement le circuit oscillant LC sur lui-même et permettre sa mise en oscillation libre, amortie par la lampe, - puis faire rouvrir le circuit oscillant pour interrompre l'oscillation, et refournir alors de l'énergie dans le circuit oscillant à travers l'inductance principale avant une nouvelle mise en oscillation libre. 2. Circuit d'alimentation selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de commande est apte à bloquer le transistor peu après une demi période d'oscillation libre amortie du circuit oscillant. 3. Circuit d'alimentation selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le circuit de commande fournit des créneaux de commande de mise en conduction du transistor avec une périodicité T, cette périodicité variant au cours du temps. 4. Circuit d'alimentation selon la revendication 3, alimenté par une tension alternative redressée, caractérisé en ce que la périodicité des créneaux de mise en conduction est asservie à la forme d'onde de la tension d'alimentation redressée, de manière à faire consommer au circuit d'alimentation un courant variant en forme de sinusoïde redressée. 5. Circuit selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le transistor est un transistor bipolaire, un transistor à effet de champ, ou un transistor bipolaire à grille de commande isolée ou un autre composant blocable. 6. Circuit selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'une diode (D) est montée en antiparallèle sur le transistor (Q). 7. Circuit selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le condensateur (C1) est en série avec la lampe dans une première branche du circuit oscillant, l'inductance secondaire (L1) étant en série avec le transistor dans une deuxième branche du circuit oscillant, les deux branches étant en parallèle et cet ensemble en parallèle étant placé en série avec l'inductance principale (L0). 8. Circuit selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que l'inductance secondaire et le condensateur sont en série dans une première branche, le transistor est dans une deuxième branche en parallèle avec la première, et cet ensemble en parallèle est en série avec l'inductance principale. 9. Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'inductance secondaire est constituée au moins pour partie par l'enroulement primaire (EP2) d'un transformateur, la lampe étant connectée aux bornes de l'enroulement secondaire (ES2) de ce transformateur. 10. Circuit selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que la base du transistor est alimentée en courant par l'enroulement secondaire d'un petit transformateur dont le primaire (EP1) est parcouru par le courant collecteur du transistor.