FR 2662844 A1 19911206 FR 9014861 A 19901128 CIRCUIT D'ATTAQUE D'AMPLIFICATEUR DE DéTECTION POUR DISPOSITIF DE MEMOIRE A SEMI-CONDUCTEURS La présente invention concerne un circuit d'attaque d'amplificateur de- détection pour amplifier les données stockées dans les cellules de mémoire d'un dispositif de mémoire à haute densité, et, en particulier, un circuit d'attaque d'amplificateur de détection dans lequel l'intensité du courant de crête rencontré pendant l'attaque de l'amplificateur de détection du dispositif de mémoire est réduite, de façon que la stabilité de l'amplificateur de détection soit améliorée, les signaux pour exciter l'amplificateur de détection ont une pente double, et la tension active de remise à l'état initial à l'entrée du noeud de verrouillage d'un amplificateur de détection à MOS à canal P est fixée à un niveau de tension interne. De nombreux types différents de dispositifs de mémoires à semi-conducteurs ont été récemment mis au point, et, dans tous ces dispositifs de mémoires, des amplificateurs de détection pour amplifier les données stockées dans les cellules de mémoires sont utilisés. Cependant, dans la mesure ou la densité du dispositif de mémoire à semi-conducteurs augmente, il apparait des problemes tels que l'intensité du courant de crête des signaux d'excitation de l'amplificateur de détection est portée à un niveau élevé, et l'amplificateur de détection perd de sa stabilité pendant l'excitation de l'amplificateur de détection. Des dispositions ont donc été prises afin de réduire l'intensité du courant de crête des signaux d'excitation de l'amplificateur de détection, de réduire les parasites produits par ceux-ci, et de renforcer la stabilité de l'amplificateur de détection. La Figure 1 représente l'amplificateur de détection classique et un circuit d'attaque de celui-ci, qui sont communément utilisés. Comme représenté sur ce dessin, cet amplificateur de détection classique comporte deux transistors MOS à canal P reliés à un noeud de verrouillage LAp, deux transistors MOS à canal N reliés à un noeud de verrouillage LAND, et des lignes BLL, BLR de bits reliées aux bornes de grilles des transistors MOS, une pluralité d'agencements comme celui ci-dessus formant une pluralité d'amplificateurs de détection SA1 - SAN. Le circuit d'attaque d'amplificateur de détection comporte: un transistor Q1 MOS à canal P, de forte puissance, et un transistor Q2 MOS à canal N, de forte puissance, pour attaquer les amplificateurs de détection, respectivement reliés aux noeuds de verrouillage LAP, LAN, et aussi respectivement reliés à une borne de tension externe Vcc et à une borne de potentiel de terre Vss; et des inverseurs INV1, INV2 reliés respectivement aux bornes de grilles des transistors MOS Q1, Q2. Le fonctionnement du circuit classique d'attaque d'amplificateur de détection constitué comme indiqué plus haut sera maintenant décrit en référence à la Figure 2. Pendant les opérations de remise active à l'état initial de l'amplificateur de détection, si un signal RAS d'échantillonnage d'adresses d'une rangée passe à un niveau bas, un signal sp de validation de remise active à 11 état initial passe alors à un niveau élevez Ce signal est inversé par l'inverseur INVI pour passer à un niveau bas, de facon qui soit introduit à la borne de grille du transistor d'attaque QI pour débloquer le transistor Q1. De la même manière, pendant l'opération de détection de l'amplificateur de détection à MOS à canal N, si le signal RAS d'échantillonnage d'adresses d'une rangée passe à un niveau bas, un signal SN de validation de détection passe alors à un niveau bas, puis ce signal est inversé par l'inverseur INV2 pour passer à un niveau élevé, de façon à être introduit dans la borne de grille du transistor Q2 pour débloquer le transistor Q2. Ainsi, les amplificateurs de détection classiques sont commandés par les opérations de déblocage/blocage des transistors MOS d'attaque Q1, Q2. Par conséquent, lorsque les transistors MOS d'attaque QI et Q2 sont débloqués, des courants de crête Iccp et Issp sont produits et leur intensité augmente brusquement, en produisant de ce fait des parasites de forte puissance. En outre, les potentiels des noeuds de verrouillage communs LAP, LAN pour les amplificateurs de détection varient sous une forme rapide comme représenté sur la Fig. 2 par les formes d'ondes des signaux d'attaque LAP, BILAN, et, par conséquent, la stabilité des amplificateurs de détection miniaturisés est encore davantage détériorée. Afin d'améliorer la stabilité de l'amplificateur de détection, le circuit classique d'attaque d'amplificateur de détection peut être constitué de telle sorte que des doubles échantillonnages de détection soient réalisés au cours des fonctionnements successifs d'au moins deux transistors. Cependant, puisque, dans ce cas, un grand nombre de transistors doivent être commandés, il devient très compliqué et difficile de commander ceux-ci. Afin de surmonter les inconvénients décrits plus haut, les dimensions des transistors MOS Q1, 92 pour attaquer les amplificateurs de détection SA1 à SAN sont divisées, et ces transistors MOS divisés sont reliés aux amplificateurs de détection correspondants, comme représenté sur la Figure 1B. Cependant, dans un tel circuit d'attaque d'amplificateur de détection, la capacité parasite des noeuds LAp, kAs augmente en raison du grand nombre d'amplificateurs de détection, et, par conséquent, la vitesse de détection est ralentie, et, par ailleurs, l'aménagement des circuits et la formation des doubles pentes de détection deviennent difficiles. Le circuit d'attaque d'amplificateur de détection représenté sur la Figure 1B est semblable à celui de la Figure 1A. sauf qu'une pluralité de transistors d'attaque Q11 à Q1n, 921 à 92n sont respectivement reliés aux amplificateurs de détection SA1 à SAn.Ainsi, les transistors Q1i à Qîn MOS à canal P d'attaque d'amplificateurs de détection et les transistors Q21 à Q2n MOS à canal N d'attaque d'amplificateurs de détection, qui sont disposés d'une manière répartie sont montés respectivement entre les noeuds de verrouillage communs LAP, LAN et les bornes Vcc, Vss. Ainsi, lors des opérations d'attaque des amplificateurs de détection, si le signal RAS d'échantillonnage d'adresses d'une rangée de la Figure 2 passe à un niveau bas, les transistors Q11 à Qln MOS à canal P et les transistors Q21 à Q2n MOS à canal N sont débloqués/bloqués par les signaux sp de validation de remise active à l'état initial et par les signaux SN de validation de détection qui ont été inversés par les inverseurs INV1 et INV2, en commandant de ce fait les opérations des amplificateurs de détection. Lors de l'attaque des amplificateurs de détection, les transistors Qli à Qln ou Q21 à Q2n sont donc débloqués simultanément de façon à produire une augmentation brutale de l'intensité des courants de crête, et, par conséquent, les potentiels des noeuds de verrouillage LAP, LAN varient brusquement, ce qui détériore la stabilité des amplificateurs de détection miniaturisés. En outre, puisque les transistors d'attaque d'amplificateurs de détection sont disposés d'une manière répartie au sein de l'ensemble de cellules de mémoire, ce système est difficile à concilier avec un principe de détection permettant d'attaquer un amplificateur de détection à l'aide d'un signai d'attaque à double pente, à cause de l'aménagement difficile des circuits et d'une augmentation de la surface des puces. Comme représenté sur la Figure 2 par le chronogramme pour le circuit classique d'attaque d'amplificateur de détection, les valeurs de crête de l'intensité des courants Icc et Iss des signaux d'attaque sont très élevées, et les variations de tension des signaux d'attaque c?rLAp et oLAN sont très rapides. Comme décrit plus haut, le circuit classique d'attaque d'amplificateur de détection présente des inconvénients tels que, pendant l'opération d'attaque des amplificateurs de détection, et, en particulier, au moment du déblocage des transistors d'attaque, l'intensité du courant de crête des signaux d'attaque ciLAP et BILAN a des valeurs très fortes, les variations des tensions d'attaque sont très grandes, la vitesse de détection de celles-ci deviennent très lentes du fait de l'accroissement de la capacité parasite, l'aménagement du circuit devient difficile et la formation de la double pente de détection devient difficile elle aussi. La présente invention vise à surmonter les inconvénients du circuit classique décrits ci-dessus. La présente invention vise par conséquent à réaliser un circuit d'attaque d'amplificateur de détection dans lequel les tensions des bornes de grille des transistors d'attaque sont commandées pendant le fonctionnement des transistors par un circuit de polarisation qui comprend des transistors MOS formant un circuit symétrique au transistor- d'attaque, de façon que le transistor d'attaque puisse être débloqué lentement, et que les signaux d'attaque LAP et oLAn puissent respectivement avoir des pentes montantes ou descendantes linéaires, en réduisant de ce fait l'intensité des courants de crête des signaux d'attaque, et en améliorant la stabilité des amplificateurs de détection miniaturisés. La présente invention vise égaiement à réaliser un circuit d'attaque d'amplificateur de détection dans lequel, pendant l'attaque de la remise active à l'état initial des amplificateurs de détection, la tension externe Vcc pour les ensembles de cellules de mémoire est fixée à un niveau interne (d'environ 4 V), de façon que les détériorations des caractéristiques du dispositif à cellules puissent être évitées. La présente invention vise par ailleurs à réaliser un circuit d'attaque d'amplificateur de détection qui n'est validé que pendant le mode de remise active à l'état initial, en supprimant de -ce fait le courant supplémentaire de réserve, ce qui peut se produire dans la technique classique en raison de l'utilisation d'un circuit de production de tension interne. La présente invention vise par ailleurs à réaliser un circuit d'attaque d'amplificateur de détection dans lequel deux circuits symétriques de courant sont formés, et sont attaqués de manière séquentielle, de façon que les signaux d'attaque d'amplificateurs de détection puissent avoir des pentes linéaires doubles, en permettant de ce fait une attaque rapide et stable des amplificateurs de détection. Pour atteindre les objectifs ci-dessus, selon une forme de réalisation de la présente invention, il est réalisé un circuit d'attaque d'amplificateur de détection pour attaquer une pluralité d'amplificateurs de détection, constitués chacun de deux transistors MOS à canal P et de deux transistors MOS à canal N, comportant un circuit de commande de remise active à l'état initial pour recevoir un signal sp de validation de remise active à l'état initial via sa borne d'entrée et pour produire un signal dLAP, ledit circuit de commande de remise active à l'état initial étant monté entre lesdits amplificateurs de détection et la borne Vcc de source de courant, et un circuit de commande de détection pour recevoir des signaux SN de validation de détection via sa borne d'entrée et pour produire un signal LAN de commande de détection, ledit circuit de commande de détection étant monté entre les amplificateurs de détection et les bornes Vss de terre, caractérisé en ce que ledit circuit de commande de remise active à l'état initial comporte: un circuit symétrique de courant comportant un ou plusieurs transistors d'attaque MOS à canal P, et un autre transistor MOS à canal P pour régler le débit de courant des transistors d'attaque; un circuit inverseur pour commander le fonctionnement du circuit symétrique de courant en fonction des signaux sp de validation de remise active à l'état initial, ledit circuit inverseur comprenant un transistor MOS à canal P et un transistor MOS à canal N; et un transistor MOS à canal N, qui sert de source de courant constant pour ledit circuit symétrique de courant et qui reçoit une tension de polarisation Vbias, via sa borne de grille, et dont une borne de drain est reliée à une borne de source du transistor MOS à canal N du circuit inverseur, et une borne de source est reliée à la borne Vss de terre, grâce à quoi le potentiel des signaux 6LAp de commande de remise active à l'état initial est commandé de façon que la forme d'onde du signal LAP ait une pente montante linéaire, et en ce que ledit circuit de commande de détection comporte:: un circuit symétrique de courant comprenant un ou plusieurs transistors d'attaque MOS à canal N et un autre transistor MOS à canal N pour régler le débit de courant des transistors d'attaque; un circuit inverseur pour commander le fonctionnement du circuit symétrique de courant en fonction des signaux SN de validation de détection, ledit circuit inverseur comprenant un transistor MOS à canal N et un transistor MOS à canal P; et un transistor MOS à canal P qui sert de source de courant constant pour ledit circuit symétrique de courant et reçoit une tension de polarisation Vbias via sa borne de grille, et dont une borne de source est reliée à une borne de drain du transistor MOS à canal P dudit circuit inverseur, et une borne de drain est reliée à une borne Vcc de source extérieure de courant, grâce à quoi le potentiel des signaux MILAN est commandé de façon que la forme d'onde du signal oLBN ait une pente descendante linéaire. Selon une autre forme de réalisation de la présente invention, il est réalisé un circuit d'attaque d'amplificateur de détection pour attaquer une pluralité d'amplificateurs de détection, comprenant un circuit de commande de remise active à l'état initial qui est pourvu d'un ou plusieurs transistors d'attaque MOS à canal P montés entre les amplificateurs de détection et la borne Vcc de source extérieure de courant, ledit circuit d'attaque d'amplificateur de détection comprenant: : un circuit de polarisation pour régler le débit de courant dudit transistor d'attaque MOS à canal P constitué par un transistor MOS à canal P pour former un circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque MOS à canal P, ledit transistor MOS à canal P étant relié à la borne de grille dudit transistor d'attaque MOS à canal P, un circuit inverseur pour commander le fonctionnement du circuit symétrique de courant en fonction du signal sp de validation de remise active à l'état initial, ledit circuit inverseur comportant un transistor MOS à canal P et un transistor MOS à canal N, et un transistor MOS à canal N qui sert de source de courant constant pour ledit circuit symétrique de courant et reçoit une tension de polarisation Vbias via sa borne de grille et dont une borne de drain est reliée à la borne de source du transistor MOS à canal N du circuit inverseur, et une borne de source est reliée à une borne de terre; un circuit comparateur pour détecter la tension VLAP des noeuds de verrouillage des amplificateurs de détection et pour comparer le résultat détecté avec une tension de référence VREF, ledit circuit comparateur consistant en un circuit d'amplificateur différentiel et une source de courant constant; et un circuit à déclenchement pour faire passer le circuit de polarisation à un niveau élevé ou bas afin d'établir ou de couper le circuit de polarisation en réponse aux signaux de sortie du circuit comparateur, grâce à quoi la tension de remise active à l'état initial est fixée, - indépendamment de la tension fournie de l'extérieur, à un niveau de tension interne constant (d'environ 4 V). Selon encore une autre forme de réalisation de la présente invention, il est réalisé un circuit d'attaque d'amplificateur de détection pour attaquer une pluralité d'amplificateurs de détection, comprenant un circuit de commande de remise active à l'état initial qui est pourvu d'une pluralité de transistors d'attaque MOS à canal P montés entre une borne Vcc de tension externe et lesdits amplificateurs de détection, ledit circuit d'attaque d'amplificateur de détection comportant:: un premier transistor MOS à canal P qui forme un premier circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque afin de régler- le débit de courant du transistor d'attaque, et dont les bornes de grille et de source sont reliées à la borne de grille dudit transistor d'attaque; un premier transistor MOS à canal N. dont la borne de drain est reliée à la borne de grille du transistor d'attaque et à la borne de source dudit premier transistor MOS à canal P, et qui reçoit, via sa borne de grille, un premier signal d'horloge Elspl de validation de remise active à l'état initial;; une première source de courant constant destinée à servir de source de courant constant pour ledit premier circuit symétrique de courant, ladite première source de courant constant étant constituée par un deusième transistor MOS à canal N qui reçoit une tension de polarisation Vbias via sa borne de grille, et dont la borne de drain est reliée à la borne de source du premier transistor MOS à canal N; un troisième transistor MOS à canal P qui forme un second circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque, et dont les bornes de grille et de source sont reliées à la borne de grille dudit transistor d'attaque;; un second transistor MOS à canal N dont la borne de drain est reliée à la borne de grille du transistor d'attaque et à la borne de source dudit transistor MOS à canal P et qui reçoit à sa borne de grille un second signal d'horloge SP2 de validation de remise active à l'état initial; une seconde source de courant constant destinée à servir de source de courant constant pour le second circuit symétrique de courant, ladite seconde source de courant constant étant constituée par un quatrième transistor MOS à canal N qui reçoit la tension de polarisation Vbias via sa borne de grille et dont la borne de drain est reliée à la borne de source dudit troisième transistor MOS à canal N; et une porte OU pour recevoir les premier et second signaux ersP1 et esP 2 de validation de remise active à l'état initial et pour produire en sortie un signal d'horloge EN de commande d'attaque, ladite porte OU étant reliée à la borne de grille du transistor d'attaque par l'intermédiaire d'un troisième transistor MOS à canal P, grâce à quoi lesdits premier et second circuits symétriques de courant sont établis séquentiellement de façon qu'un signal de commande LAP de remise active à l'état initial ait une double pente linéaire. Selon encore une autre forme de réalisation de la présente invention, il est réalisé un circuit d'attaque d'amplificateur de détection pour attaquer une pluralité d'amplificateurs de détection, comportant un circuit de commande de détection pourvu d'un ou plusieurs transistors d'attaque MOS à canal N montés entre les amplificateurs de détection et une borne de terre Vss, ledit circuit d'attaque d'amplificateur de détection comprenant:: un premier transistor MOS à canal N qui forme un premier circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque afin de régler le débit de courant dudit transistor d'attaque, et dont les bornes de grille et de drain sont reliées à la borne de grille dudit transistor d'attaque MOS à canal N; un premier transistor MOS à canal P dont la borne de source est reliée à la borne de grille dudit transistor d'attaque et à la borne de drain dudit premier transistor MOS à canal N, et oui reçoit un premier signal SN1 de validation de détection par l'intermédiaire de sa borne de grille;; une première source de courant constant destinée à servir de source de courant constant pour ledit premier circuit symétrique de courant, ladite première source de courant constant étant constituée par un deuxième transistor MOS à canal P qui reçoit une tension de polarisation et dont la borne de source est reliée à la borne de drain dudit premier transistor MOS à canal P; un second transistor MOS à canal N qui forme un second circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque, et dont les bornes de grille et de drain sont reliées à la borne de grille dudit transistor d'attaque MOS à canal N;; un troisième transistor MOS à canal P dont la borne de source est reliée à la borne de grille dudit transistor d'attaque et à la borne de drain dudit second transistor MOS à canal , et qui reçoit un second signal d'horloge SN2 de validation de détection; une seconde source ae courant constant destinée à servir de source de courant constant pour ledit second circuit symétrique de courant, ladite seconde source de courant constant étant constituée par un quatrième transistor MOS à canal P qui reçoit une tension de polarisation Vbias par l'intermédiaire de sa borne de drain, et dont la borne de source est reliée à la borne de drain dudit troisième transistor MOS à canal P; et un troisième transistor MOS à canal N, qui reçoit un signal d'horloge EN de commande d'attaque, et dont la borne de source est reliée à la terre et la borne de drain est reliée à la borne de grille dudit transistor d'attaque, grâce à quoi lesdits premier et second circuits symétriques de courant sont établis séquentiellement de façon qu'un un signal XLAN de commande de détection ait une double pente linéaire. La présente invention sera décrite d'une façon plus détaillée, à propos de la forme préférée de réalisation de la présente invention, en référence aux dessins annexés sur lesquels: la Figure 1 est une représentation schématique du circuit classique d'attaque d'amplificateur de détection; la Figure 2 est un chronogramme pour les signaux d'attaque produits dans le circuit classique d'attaque d'amplificateur de détection de la Figure 1; la Figure 3 est une représentation schématique de la première forme de réalisation du circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon la présente invention; la Figure 4 est un chronogramme pour les signaux d'attaque produits dans le circuit d'attaque d'amplificateur de détection de la Figure 3;; la Figure 5 est un schéma de principe représentant la seconde forme de réalisation du circuit d'attaque d'amplificateur de détection de la présente invention, dans laquelle les signaux de commande de remise active à l'état initial sont fixés; la Figure 6 est une représentation schématique détaillée de la seconde forme de réalisation du circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon la présente invention représentée sur la Figure 5; la Figure 7 est une représentation détaillée d'un circuit semblable à la seconde forme de réalisation de circuit de la Figure 6, mais sous une forme légèrement modifiée; la Figure 8 est un chronogramme pour les signaux d'attaque produits dans la seconde forme de réalisation de la présente invention;; la Figure 9 est une représentation schématique et un chronogramme de la troisième forme de réalisation du circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon la présente invention, dans laquelle une double pente est réalisée pendant la remise active à l'état initial; et la Figure 10 est une représentation schématique et un chronogramme de la quatrième forme de réalisation du circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon la présente invention, dans laquelle une double pente de détection est réalisee. La première forme de réalisation du circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon la présente invention sera décrite en référence aux figures 3A et 3B. Selon la Figure 3A, un transistor Q10 MOS à canal P de forte puissance et un transistor Q20 MOS à canal N de forte puissance sont respectivement reliés aux noeuds de verrouillage LAP, LAN de N amplificateurs de détection SA1 à SAN. Selon la Figure 3B, le circuit est le même que celui de la Figure 3A, sauf qu'une pluralité de transistors Q101 à Ql0n MOS à canal P et une pluralité de transistors Q201 à Q20n MOS à canal N divisés pour donner le nombre N (au lieu d'un seul transistor MOS à canal P et d'un seul transistor MOS à canal N sur la Figure 3A > sont respectivement montés d'une manière répartie par l'intermédiaire des noeuds de verrouillage LAP, LAn des N amplificateurs de détection SA1 à SAN. Sur les circuits des figures 3A et 3B, chacun des amplificateurs de détection SA1 à SAN est constitué de deux transistors MOS à canal P et deux transistors MOS à canal N. Les noeuds de verrouillage LAP, LAN des amplificateurs de détection sont respectivement reliés à VCC et Vss par l'intermédiaire dudit transistor ou desdits transistors d'attaque MOS à canal P Q10 ou Q101 à QlOn, et du transistor ou des transistors MOS à canal N Q20 ou Q201 à Q20n. Par ailleurs, un transistor Q11 MOS à canal P, dont les bornes de grille et de source sont reliées aux bornes de grille desdits transistors d'attaque Q10 ou Q1OI à QlOn MOS à canal P, est prévu de façon à former un circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque MOS à canal P, en réglant de ce fait le débit du courant dudit transistor ou desdits transistors d'attaque Q10 ou Q101 à Ql0n pendant la remise active à l'état initial desdits amplificateurs de détection. Les bornes de grille et de source dudit transistor Q11 sont reliées à la borne de sortie d'un circuit inverseur constitué par un transistor Q12 MOS à canal P et un transistor Q13 MOS à canal N, de façon que le fonctionnement du circuit symétrique de courant précité soit commandé par un signal sp de validation de remise active à l'état initial. La borne de source du transistor Q13 MOS à canal N est reliée à un transistor Q14 MOS à canal N qui sert de source de courant constant pour le circuit symétrique de courant. Ledit transistor 914 MOS à canal N reçoit une tension de polarisation Vbias par l'intermédiaire de sa borne de grille, et sa borne de source est reliée à une borne de terre Vss, et les bornes de drain desdits transistors & 1, Q12 MOS à canal P sont elles aussi reliées à une borne Vcc formant source de courant. Parallèlement, le circuit symétrique de courant nécessite une source de courant constant, et, selon la présente invention, la source de courant constant est conçue de telle manière que la tension Vbias de grille d'un transistor Q14 MOS a une valeur intermédiaire entre Vcc et Vss, et est proportionnelle à Vcc. Le fonctionnement du circuit d'attaque d'amplificateur de détection conçu comme décrit ci-dessus va maintenant être décrit. Pendant les opérations de remise active à l'état initial des amplificateurs de détection, si un signal RAS d'échantillonnage d'adresse de rangée vient à se trouver à un niveau bas de façon être dans un cycle actif, un signal sp de validation de remise active à l'état initial introduit dans le circuit inverseur est établi pour avoir un niveau élevé, et le transistor Q12 MOS à canal P est débloqué. Ainsi, le signal de sortie du circuit inverseur est établi pour avoir un niveau bas, ce qui a pour conséquence que le transistor Qîl MOS à canal P du circuit symétrique de courant est débloqué, et que les transistors d'attaque Q10 ou Q101 à QlOn sont également débloqués, en guidant de ce fait le courant IP du transistor Q11 jusqu'à la source Q14 de courant constant. Le signal LAPG au noeud LAPG est donc établi pour avoir une tension intermédiaire entre le niveau élevé et le niveau bas, qui est inférieur à [ Vcc - Vth j, de façon que les transistors d'attaque Q10 ou Q101 à QlOn soient débloqués lentement, Vth étant la tension de seuil du transistor d'attaque. De la sorte, les transistors d'attaque Q10 ou Q101 à QlOn disposés sur le côté du noeud LAP sont agencés avec le transistor Qîl MOS à canal P pour former un circuit symétrique de courant, de façon que les courants des transistors d'attaque Q10 ou lÛi à QlOn circulent à un débit proportionnel au débit de courant du transistor Qll MOS à canal P. Pendant les opérations de remise active à l'état initial, le courant de crête du signal 6LAP de commande de remise active à l'état initial est donc rendu réglable en fonction des dimensions des transistors correspondants, et le potentiel du noeud LAr est modifié linéairement, de façon que la stabilité des amplificateurs de détection très miniaturisés soit améliorée. De meme, pendant l'opération de détection effectuée par les amplificateurs de détection, le débit de courant des transistors d'attaque est réglé, en disposant le transistor Qlb MOS à canal N, dont les bornes de grille et de source sont reliées aux bornes de grilles des transistors Q20 ou Q201 à Q20n MOS à canal N d'attaque d'amplificateur de détection, de telle manière qu'il forme un circuit symétrique de courant avec lesdits transistors d'attaque MOS à canal N. Par ailleurs, les bornes de grille et de drain du transistor Q1 > sont reliées à la borne de sortie d'un circuit inverseur constitué par un transistor Q16 MOS à canal N et un transistor Q17 MOS à canal P, de telle manière que le fonctionnement du circuit symétrique de courant est commandé en fonction du signal SN de validation de détection. La borne de drain du transistor Q17 MOS à canal P est reliée à un transistor Q18 MOS à canal P qui sert de source de courant constant pour le circuit symétrique de courant, La borne de grille du transistor Q18 MOS à canal P est destinée à recevoir une tension de polarisation de niveau intermédiaire entre Vcc et Vss, et la borne de drain du transistor Ql8 est destinée à recevoir une tension d'une borne Vcc formant source extérieure de courant, tandis que les bornes de source des transistors Q15, Q16 MOS à canal N sont reliées à une borne de terre Vss. L'opération de commande de détection dans le circuit décrit ci-dessus est effectuée de la manière suivante. En référence à la Figure 4, si le signal RAS d'échantillonnage d'adresses de rangée vient à se trouver à un niveau bas, ce qui indique un cycle actif, le signal ç > sN de validation de détection introduit dans le circuit inverseur est également établi pour avoir un niveau bas, ce qui provoque un blocage du transistor Q16 MOS à canal N et un déblocage du transistor Q17 MOS à canal P. Ainsi, le signal sortant du circuit inverseur se présente avec un niveau élevé, de façon que le transistor 915 MOS à canal N du circuit symétrique de courant soit débloqué1 et que les transistors d'attaque Q20 ou Q201 à Q20n soient également débloqués. De la sorte, le courant des transistors d'attaque Q20 ou Q201 à Q20n est amené à circuler à un débit proportionnel au courant du transistor 915, de façon que les transistors d'attaque soient débloqués lentement. Les transistors d'attaque Q20 ou Q201 à Q20n sont agencés sous la forme d'un circuit symétrique de courant avec le transistor Q15 MOS à canal N, de telle manière que les courants des transistors d'attaque Q20 ou Q201 à Q20n circulent à un débit proportionnel au débit du courant du transistor Q15 MOS à canal N. Ainsi, pendant l'opération de détection, le courant de crete du signal LAN de commande de détection est réglé en fonction des rapports de dimensions des transistors respectifs, et le potentiel au noeud LAN varie linéairement, si bien que la stabilité du dispositif de mémoire à semiconducteurs à haute densité miniaturisé est améliorée. Si les rapports largeur/longueur respectifs des canaux des transistors QlO, Q101 à QlOn, Q20, Q201 à Q20n, Qll et Q15, qui constituent le circuit symétrique de courant, sont indiqués par WlO/Lp, WlOl/Lp à QlOn/Lp, W20/Ln, W201/Ln à W20Ln W20n/Ln, Wll/Lp et W15/Ln, et si les courants passant par les transistors Qll, Q15 pendant le fonctionnement du circuit symétrique de courant sont indiqués par IP, IN, les courants Icca, Issa des signaux drap, OLAN de commande de remise active à l'état initial et de détection sont alors régis par les formules suivantes:: W10 WlOl + W102 + W103 + WlOn Icca = - X IP = x IP [1] Wll Wll W20 W201 + W202 + W203 + W20n Issa = --- X IN = X IN 2] W15 W15 Dans les formules [1] et [23, on voit que les courants de crête Iccap et Issap des signaux de commande de remise active à l'état initial et de détection sont déterminés par les rapports de dimensions des transistors correspondants. En conséquence, les courants des transistors d'attaque Q10 ou RlOl à Afin, et Q20 ou Q2-O1 à Q20n circulent à un débit proportionnel aux débits de courant des transistors Qîl, Q15 qui, ensemble, constituent le circuit symétrique de courant. Comme représenté sur la Figure 4, la suite des signaux d'horloge de commande pour les amplificateurs de détection selon le circuit d'attaque d'amplificateur de détection de la présente invention est la même que dans la technique antérieure, sauf que les courants de crête des signaux LAp, efLAN de commande de remise active à l'état initial et de détection aux noeuds de verrouillage sont réduit sensiblement de moitié en comparaison du circuit classique représenté sur la Figure 2, tandis que les potentiels des signaux LAp, pLAs de commande de remise active à l'état initial et de détection selon la présente invention varient linéairement. Les figures 5 à 8 sont des représentations schématiques de circuits et des chronogrammes pour la seconde forme de réalisation du circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon la présente invention, dans laquelle les signaux de commande de remise active à l'état initial sont fixés à un niveau de tension interne (d'environ 4 V). Dans un dispositif de mémoire à semi-conducteurs à haute densité, il est nécessaire que la tension de remise à l'état initial pour les cellules de mémoire soit fixée à un niveau de tension interne indépendamment de la tension externe. Afin de satisfaire à cette condition, la présente invention comporte un circuit comparateur constitué par un amplificateur différentiel coopérant avec le circuit symétrique de courant. Comme représenté sur les figures 5 et 6, la seconde forme de réalisation du circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon la présente invention est constituée comme décrit ci-après. Une pluralité de transistors MOS à canal P d'amplificateurs de détection SAI à SAN sont reliés à un noeud de verrouillage LAp, et un transistor d'attaque Q10 est relié à celui-ci, la borne de drain du transistor d'attaque Q10 étant reliée à une borne Vcc de source extérieure de courant. Le circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon la présente invention comporte en outre un circuit de polarisation 10, un circuit à déclenchement 20 ét un circuit comparateur 30. Plus spécifiquement, la borne de grille du transistor d'attaque Q10 de la Figure 6 est reliée au circuit de polarisation 10 de telle manière que la tension de grille du transistor d'attaque Q10 est commandée de faço-n que le signal LAP de commande de remise active à l'état initial ait une pente montante linéaire. Le circuit de polarisation 10 pour régler le débit de courant du transistor d'attaque Q10 comprend: un transistor Qll MOS à canal P relié à la borne de grille du transistor d'attaque Q10 de façon à former un circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque Q10; un circuit inverseur pour commander le fonctionnement du circuit symétrique de courant, constitué par un transistor Q12 MOS à canal P et un transistor Q13 MOS à canal N, ledit circuit inverseur étant relié aux bornes de source et de grille du transistor Q11; et un transistor Q14 MOS à canal N destiné à servir de source de courant constant pour le circuit symétrique de courant, ledit transistor étant relié à la borne de source du transistor Q13 MOS à canal N dudit circuit inverseur. Les bornes de drain des transistors &commat;117 Qil, 012 sont reliées à la borne Vcc de source extérieure de courant, et la borne de grille du transistor Q14 reçoit une tension de polarisation Vbias, sa borne de source étant reliée à une borne Vss de terre. Le circuit 20 à déclenchement, qui fait passer le circuit de polarisation 10 à un état élevé ou bas afin de débloquer ou de bloquer le circuit de polarisation 10 en fonction des signaux de sortie du circuit comparateur, comprend: un transistor Q21 MOS à canal P dont la borne de drain est reliée à la borne Vcc de tension externe; un transistor Q22 MOS à canal N dont les bornes de grille et de drain sont respectivement reliées aux bornes de grille et de source du transistor Q21; un transistor Q23 MOS à canal N dont la borne de drain est reliée à la borne de source du transistor Q22 MOS à canal N, et dont la borne de source est reliée à la borne Vss de terre; une porte NON-ET NAND dont l'une des bornes d'entrée est reliée à la borne de source du transistor Q21 et à la borne de drain du transistor Q22, et dont l'autre borne d'entrée reçoit le signal d'horloge de validation os; et un inverseur INV3 relié à la borne de sortie de ladite porte NON-ET. Le circuit comparateur 3O, qui détecte la tension VLAP du noeud de verrouillage des amplificateurs de détection et la compare à la tension de référence VR E F et sort le résultats, comprend: une source Q35 de courant constant et un circuit d'amplification différentielle constitué par deux transistors Q31, Q33 MOS à canal P et deux transistor Q32, Q34 MOS à canal N. La tension de référence VREF est fournie à la borne de grille du transistor Q32, alors que la tension VL A P du noeud de verrouillage est fournie à la borne de grille du transistor Q34. Le fonctionnement de la seconde forme de réalisation du circuit d'attaque d'amplificateur de détection de la présente invention, qui a pour fonction de fixer la tension de remise active à l'état initial, et oui est conçu comme indiqué plus haut, sera maintenant décrit en référence aus formes d'onde de la Figure 8. Si le signal d'horloge de validation ds pour le circuit d'attaque d'amplificateur de détection a un niveau élevé, le circuit comparateur 30 produit un signal de niveau bas qui passe à un niveau élevé Pendant qu'il traverse le circuit à déclenchement 20. Ainsi, le signal de niveau élevé est introduit dans le circuit de polarisation 10 afin de débloquer lentement le transistor d'attaque t2lO, de la même manière que dans la description en référence à la Figure 3, pour finalement mettre en fonction les amplificateurs de détection SA1 à SAN. Dans cet tat, la tension du signal dLAP de commande de remise active à l'état initial augmente linéairement, et, si cette tension atteint un niveau identique à la tension de référence VREF, le circuit comparateur 30 constitué par les transistors Q31, Q33, Q32, Q34 et Q35 produit un signal de niveau élevé, et ledit circuit à déclenchement 20 produit un signal de niveau bas. Par conséquent, le signal osP de validation de remise active à l'état initial est invalidé et le transistor d'attaque est donc bloqué. De la sorte, la tension de ç3LAP est détectée par l'intermédiaire d'une ligne de détection, et la tension de LAP et la tension de référence VREF ayant un potentiel interne VINT sont comparées l'une avec l'autre. Si la tension au noeud LAP est inférieure à la tension de référence VREF, le signal BSP de validation de remise active à l'état initial est validé, de facon à débloquer lentement le transistor d'attaque d'amplificateur de détection, tandis que si la tension du noeud LAP est égale ou supérieur à la tension de référence VREF, le circuit comparateur 30 produit un signal de niveau élevé qui passe à un niveau bas pendant la traversée du circuit à déclenchement.Ainsi, le signal osp de validation de remise active à l'état initial est invalidé en provoquant le blocage du transistor d'attaque, et, donc, la tension du signal eiLAP de commande de remise active à l'état initial est fixée au niveau de la tension interne, comme représenté sur la forme d'onde de la Figure 8. De la sorte, la tension du signal LAP est maintenue au niveau de la tension de référence VREF. La Figure 7 représente un exempie de circuit utilisé pour fixer la tension de remise active à l'état initial selon la présente invention, et elle montre une légère modification du circuit d'attaque d'amplificateur de détection des figures 5 et 6. Sur la Figure 7, le repère 30 désigne un circuit comparateur, 40 désigne un circuit à déclenchement, 50 désigne un circuit de polarisation, et 60 désigne un décaleur de niveau. Le circuit comparateur 30 est réalisé sous la même forme que celui de la Figure 6, tandis que le circuit à déclenchement 40 comporte un inverseur constitué par deux transistors 941, 84-. Le circuit de polarisation 50 comprend deux transistors Q51. Q52 formant une source de courant, et il comprend aussi un circuit symétrique de courant constitué par les deux transistors Q51, Q52 et par le transistor d'attaque Q50, ce qui constitue la différence par rapport au circuit de la Figure 6, dans lequel le circuit de polarisation 10 comporte un circuit symétrique de courant constitué par le transistor d'attaque Q10 et le transistor Qll. Sauf mention contraire ci-dessus, tous les autres éléments du circuit de la Figure 7 sont identiques à ceux de la Figure 6. Ainsi, le fonctionnement du circuit d'attaque d'amplificateur de détection de la Figure 7 se déroule presque de la même manière que pour celui de ia Figure 6. De la sorte, si le signal d'horloge os de validation du circuit d'attaque d'amplificateur de détection a un niveau élevé, le niveau de tension de ce signal est identique au niveau de la tension interne, et ce signal et porté au niveau Vcc de la tension externe par le décaleur 60 de niveaul de façon que le transistor Q61 soit bloqué presque simultanément. Le signal d'horloge os de validation du circuit d'attaque d'amplificateur de détection est introduit dans le transistor Q35 qui forme une source de courant constant pour le circuit comparateur 30, de façon que le signal de sortie du circuit comparateur 30 passe à un niveau bas. Le signal de sortie de niveau bas du circuit comparateur 30 est introduit dans l'inverseur du circuit 40 à déclenchement pour être transformé en signal de niveau élevé qui est introduit dans le circuit de polarisation 50 pour déclencher le circuit de polarisation 50. Ainsi, le potentiel du noeud LAPG a un niveau intermédiaire comme représenté sur la Figure 8, de façon que le courant du transistor d'attaque 950 augmente lentement Jusqu'à la tension de référence VR E F . De la sorte, le débit du courant est commandé par les transistors 1951, Q52 de telle manière qu'un courant constant passe par le transistor d'attaque Q50 pour les amplificateurs de détection. Dans ce circuit, comme dans le circuit de la Figure 3, la source de courant constant est réalisée de telle façon que la tension Vbias de grille du transistor MOS Q55 servant de source de courant constant a un niveau intermédiaire proportionnellement au niveau de Vcc et entre Vcc et Vss, si bien qu'une courant constant passe par le circuit symétrique de courant. Cependant, dans la technique antérieure, des opérations de détection et de remise active à l'état initial du type à double pente sont difficilement réalisables pour améliorer la stabilité des amplificateurs de détection et la sensibilité de détection, car les transistors d'attaque d'amplificateurs de détection sont disposés d'une manière dispersée dans les ensembles de la mémoire, et, par conséquent, l'adoption d'un procédé à double pente devient difficile à cause de l'agencement des circuits et des dimensions des puces. Afin de surmonter ce problème, la présente invention emploie au moins deux circuits symétriques de courant de telle manière que les circuits symétriques de courant respectifs soient mis en service successivement, ce qui permet d'adopter un procédé à double pente. Les figures 9 et 10 représentent un schéma de circuit et un chronogramme pour le circuit d'attaque d'amplificateur de détection de la présente invention, dans lequel une double pente est obtenue lors de la réalisation des opérations de détection et de remise active à l'état initial. Sur la Figure 9, un transistor Qlll MOS à canal P, qui constitue un premier circuit symétrique de courant avec un transistor d'attaque QllO MOS à canal P, est prévu afin de régler le débit de courant du transistor d'attaque Q110, et les bornes de grille et de source du transistor Qllî sont reliées à la borne de grille du transistor d'attaque 8110. Un autre transistor Q114 MOS à canal P, relié à la borne de grille du transistor d'attaque 9110 et aux bornes de grille et de source du transistor Q111, est prévu de façon que le transistor Q114 forme un second circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque Q110. En outre, un premier transistor Q112 MOS à canal N est relié à la borne de grille dudit transistor d'attaque Q110 et aux bornes de grille et de source du transistor Q111 du premier circuit symétrique de courant, tandis qu'un premier signal d'horloge ospi de validation de remise active à l'état initial est fourni à la borne de grille du transistor Q112. La borne de source du premier transistor Q112 MOS à canal N est reliée à un autre transistor Q113 MOS à canal N qui constitue une source de courant constant, et qui reçoit par l'intermédiaire de sa borne de grille une tension de polarisation de niveau intermédiaire entre Vcc et Vss. Un second transistor Q115 MOS à canal N est relié à la borne de grille du transistor d'attaque et aux bornes de grille et de source du transistor Q114 du second circuit symétrique de courant, tandis qu'un second signal d'horloge 5P2 P 2 de validation de remise active à l'état initial est introduit à la borne de grille du transistor Q115. La borne de source du second transistor Q115 MOS à canal N est reliée à un transistor Q116 MOS à canal N dont la borne de grille reçoit une tension de polarisation de niveau intermédiaire entre Vcc et Vss, et qui constitue une source de courant constant. Entre la borne de grille du transistor d'attaque Q110 et les bornes de grille et .de source du transistor Q111 MOS à canal P est monté un transistor Q117 dont la borne-de drain est reliée à la borne Vcc de source extérieure de courant, tandis que la borne de grille du transistor Q117 reçoit un signal d'horloge EN qui sort d'une porte OU OR. Par ailleurs, les deux bornes d'entrée de la porte OU OR reçoivent respectivement les premier et second signaux d'horloge OSPi , OSP2 de validation de remise active à l'état initial. De la sorte, pendant les opérations de remise active à l'état initial, si un signal RAS d'échantillonnage d'adresses d'une rangée a un niveau bas de façon à être dans un cycle actif, le premier signal d'horloge ospi de validation de remise active à l'état initial est alors établi à un niveau haut. Ainsi, le transistor Q117 est bloqué, et le transistor Q11411e transistor Q112 et le transistor Q111 du premier circuit symétrique de courant sont débloqués, en débloquant de ce fait le transistor d'attaque Silo. Dans cet état, le potentiel du noeud LAP commence à augmenter lentement, et, au terme d'un certain laps de temps, quand le second signal d'horloge OSP2 de validation de remise active à l'état initial en vient à aoir un niveau élevé, le transistor Q115 qui constitue le second circuit symétrique de courant avec le transistor Q114 est débloqué, de facon que le débit du courant passant par le transistor d'attaque QllQ soit accru, en commandant de ce fait d'une maniere stable et rapide les amplificateurs de détection. Le circuit de commande de détection de la Figure 10, dans lequel est réalisée une double pente de détection, est également réalisé sous une forme semblable à celui de la Figure 9. De la sorte, un autre transistor Q121 MOS à canal N est prévu de manière à former un premier circuit symétrique de courant avec le transistor d'attaque Q120 MOS à canal N, de façon que le débit du courant passant par le transistor Q120 d'attaque d'amplificateur de détection soit réglé, tandis que, dans le meme but, les bornes de grille et de drain du transistor Q121 sont reliées à la borne de grille du transistor d'attaque qu20. Par ailleurs, un transistor Q124 MOS à canal N est prévu de manière à être relié à la borne de drille du transistor d'attaque et aux bornes de grille et de drain du transistor Q121, de façon que le transistor Q124 constitue un second circuit symétrique de courant avec le transistor d'attaque. En outre, un premier transistor W122 MOS à canal P est relié à la borne de grille du transistor d'attaque et aux bornes de grille et de drain du transistor Q121 du premier circuit symétrique de courant, tandis qu un premier signal d'horloge DSN1 de validation de détection est introduit à la borne de grille du transistor Q122. Par ailleurs, un second transistor Q125 MOS à canal P est relié à la borne de grille du transistor d'attaque et aux bornes de grille et de drain du transistor Q124 du second circuit symétrique de courant, tandis qu'un second signal d'horloge OsN2 de validation de détection est introduit à la borne de grille d transistor Q125. En outre, la borne de drain du second transistor Q125 MOS à canal P est reliée à un transistor Q126 MOS à canal P dont la borne de grille recoit une tension de polarisation de niveau intermédiaire entre la tension extérieure Vcc et la tension Vss de terre. D'autre part, la borne de grille du transistor d'attaque 9120 et les bornes de grille et les bornes de drain des transistors Q12-1, Q124 MOS à canal N sont reliées à un transistor Q127 dont la borne de source est reliée à une borne Vss de terre et dont la borne de grille reçoit un signal d'horloge EN de commande d:attaque. De la sorte, pendant les opérations de détection, si le signal RAS d'échantillonnage d'adresses d'une rangée a un niveau bas de facon à être dans un cycle actif, le premier signal d'horloge O5Ni de validation de détection passe à un niveau bas, et le signal.d'horloge çEN de commande d'attaque passe également à un niveau bas, de façon que le transistor Q127 soit bloqué et que le transistor Q122 soit débloqué. Ainsi, des signaux de niveau élevé sont introduits à la borne de grille du transistor d'attaque Q120, du transistor Q124 et du transistor 9121 du premier circuit symétrique de courant, ce qui a pour conséence que les transistors Q121, Q120 sont débloqués, et que le potentiel de oLAN commence principalement à chuter lentement.Au terme d'un certain tapis de temps, quand le second signal d'horloge OSN2 en vient à avoir un niveau bas, le transistor Wi24 qui constitue le second circuit symétrique de courant avec le transistor Q125 est débloaué, ce qui provoque une augmentation du débit de courant du transistor d'attaque Q120, en permettant de ce fait d'attaquer les amplifi.cateurs de détection d'une manière rapide et stable. En même temps, si les Largeurs de canaus des transistors Q110 Q111, Q114, Q114, Q120, Q121 et Ql24 oui constituent les circuits symétriques de courant, des figures 9 et 10 sont respectivement désignées par W110, Wlll. W114, 120, W121 et W124, et si ies courants passant par les transistors Qlll, Q114, Q121 et Q194- pendant le fonctionnement des circuits symétriques de courant sont respectivement désignés par LPI, IP2, IN1 et IN2 , les courants du signai de commande de remise active à l'état initial et les signaux #LAp, oLAN produits pendant les opérations de remise active à l'état initial et de détection sont régies par les formules suivantes: W110 Icca = X (IP1 + IP2 ) [3] W111 + W114 W120 Issa = X (INi + IN2 ) [43 W121 + W124 Comme l'indiquent les formules [3] et [41 ci-dessus, les valeurs de courants de crête des signaux de commande produits pendant les opérations de remise active à l'état initial et de détection sont déterminées d'après les rapports de dimensions des transistors et le débit de courant du premier circuit symétrique de courant.Le premier circuit symétrique de courant est mis en fonction le premier et est conçu pour etre plus petit que ie second circuit symétrique de courant qui est mis en fonction plus tard. De cette manière, les premier et second circuits symétriques de courant sont mis en fonction successivement, si bien que les potentiels du signal oLAP de commande de remise active à l'état initial et du signal oLAN de commande de détection ont une double pente linéaire, ce qui permet d'attaquer les amplificateurs de détection d'une facon rapide et stable. Selon la présente invention décrite plus haut, pendant le foncto-nnement du transistor d'attaque des amplificateurs de détection du dispositif de mémoire a semi-conducteurs, la tension de grille du transistor d'attaque est commandée par Le circuit de polarisation qui comporte un transistor MOS formant un circuit symétrique de courant avec le transistor d'attacllle. Par conséquent1 le transistor d'attaque est lentement débloque, de façon que les signaux de commande de remise active à l'état initial et de détection aient respectivement une pente montante ou descendante linéaire. Il en résulte une réduction des courants de crête des signaux de commande, ce qui permet de réaliser un circuit d'attaque d'amplificateur de détection dans lequel la stabilité des amplificateurs de détection miniaturisés est amélioree. Par ailleurs, le circuit d'attaque d'amplificateur de détection est pourvu de deux circuits symétriques de courant qui sont mis en fonction successivement, de façon que les signaux d'attaque d'amplificateur de détection peuvent être obtens sous la forme d'une double pente linéaire. En outre, le circuit de polarisation est pourvu d'un circuit de fixation dans lequel est inclus un circuit comparateur, et il devient donc possible de fixer au niveau de a tension interne (environ --I V) le signal de commande de remise active à l'état initial, en empêchant de ce fait la modification des caractéristiques d dispositif de mémoire. Par ailleurs, selon la présente invention, la validation n'est faite que pour l'opération de remise active à 3'état initial, ce qui donne un circuit d'attaque d'amplificateur de détection qui élimine le courant supplémentaire de réserve qui est propre au circuit classique de production de tension interne. Revendications 1. Circuit d'attaque d'amplificateur de détection pour attaquer une pluralité d'amplificateurs de détection, comprenant un circuit de commande de remise active à l'état initial1 pourvu d'une pluralité de transistors d'attaque (QîlO) MOS à canal P montés entre une borne Vcc de tension externe et lesdits amplificateurs de détection, ledit circuit d'attaque d'amplificateur de détection étant caractérisé en ce qu'il comporte:: un premier transistor (Ql.11) MOS à canal P qui forme un premier circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque afin de régler le débit de courant du transistor d'attaque1 et dont les bornes de grille et de source sont reliées à la borne de grille dudit transistor d'attaque; un premier transistor (Q112) MOS à canal N, dont la borne de drain est reliée à la borne de grille du transistor d'attaque et à la borne de source dudit premier transistor MOS à canal P, et qui reçoit, via sa borne de grille, un premier signal d'horloge spi de validation de remise active à l'état initial;; une première source de courant constant destinée à servir de source de courant constant pour ledit premier circuit symétrique de courant1 ladite première source de courant constant étant constituée par un deuxième transistor (Q113) MOS à canal N qui reçoit une tension de polarisation Vbias via sa borne. de grille, et dont la borne de drain est reliée à la borne de source du premier transistor MOS à canal N; un second transistor (Q114) MOS à canal P qui forme un second circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque, et dont les bornes de grille et de source sont reliées à la borne de grille dudit transistor d'attaque;; un troisième transistor (Q115) MOS à canal N dont la borne de drain est reliée à la borne de grille du transistor d'attaque et à la borne de source dudit transistor MOS à canal P et qui reçoit à sa borne de grille un second signal d'horloge SP2 de validation de remise active à l'état initial; une seconde source de courant constant destinée à servir de source de courant constant pour le second circuit symétrique de courant, ladite seconde source de courant constant étant constituée par un quatrième transistor (Q116) MOS à canal N qui reçoit la tension de polarisation Vbias via sa borne de grille et dont la borne de drain est reliée à la borne de source dudit troisième transistor MOS à canal N; et une porte OU (OR) pour recevoi.r les premier et second signaus-dsP1 et dsp2 de validation de remise active à l'état initial et pour produire en sortie un signal d'horloge EN de commande d'attaque, ladite porte OU étant reliée à la borne de grille du transistor attaque par l'intermédiaire d'un troisième transistor (Q117) MOS à canal P, grâce à quoi lesdits premier et second circuits symétriques de courant sont établis séquentiellement de façon qu'un signal de commande LAP de remise active à l'état initial ait une double pente linéaire. 2 . Circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon la revendication 1, caractérisé en ce que les tensions de polarisation appliquées aux bornes de grille desdits deuxième et quatrième transistors MOS à canal N, qui servent de sources de courant constant pour lesdits premier et second circuits symétriques de courant, sont maintenues à une valeur constante d'un niveau intermédiaire entre la tension externe et la tension de terre. 3. Circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le courant dudit premier circuit symétrique de courant est amené à circuler à un débit plus faible que celui dudit second circuit symétrique de courant. :'4. Circuit d'attaque d'amplificateur de détection pour attaquer une pluralité d'amplificateurs de détection, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de commande de détection pourvu d'un ou plusieurs transistors in120) d'attaaue MOS à canal N montés entre les amplificateurs de détection et une borne de terre Vss, ledit circuit d'attaque d'amplificateur de détection comprenant:: un premier transistor MOS (Q121) à canal N qui forme un premier circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque afin de régler le débit de courant dudit transistor d'attaque, et dont les bornes de grille et de drain sont reliées à la borne de grille dudit transistor d'attaque MOS à canal N; un premier transistor (Q122) MOS à canal P dont la borne de source est reliée à la borne de grille dudit transistor d'attaque et à la borne de drain dudit premier transistor MOS à canal N, et qui reçoit un premier signal sNi de validation de détection par l'intermédiaire de sa borne de grille;; une première source de courant constant destinée à servir de source de courant constant pour ledit premier circuit symétrique de courant, ladite première source de courant constant étant constituée par un deuxième transistor (Q123) MOS à canal P qui reçoit une tension de polarisation et dont la borne de source est reliée à la borne de drain dudit premier transistor MOS à canal P; un second transistor (9124) MOS à canal N qui forme un second circuit symétrique de courant avec ledit transistor d'attaque, et dont les bornes de grille et de drain sont reliées à la borne de grille dudit transistor d'attaque MOS à canal N;; un troisième transistor (Q125) MOS à canal P dont la borne de source est reliée à la borne de grille dudit transistor d'attaque et à la borne de drain dudit second transistor MOS à canal N, et qui reçoit un second signal d'horloge sN2 de validation de détection; une seconde source de courant constant destinée à servir de source de courant constant pour ledit second circuit symétrique de courant, ladite seconde source de courant constant étant constituée par un quatrième transistor (Q126) MOS à canal P qui reçoit une tension de polarisation Vbias par i1 intermédiaire de sa borne de drain1 et dont la borne de source est reliée à la borne de drain dudit troisième transistor MOS à canal P; et un troisième transistor (Q127) MOS à canal N, qui reçoit un signal d'horloge c5-EN de commande d'attaque, et dont la borne de source est reliée à la terre et la borne de drain est reliée à la borne de grille dudit transistor d'attaque, grâce à quoi lesdits premier et second circuits symétriques de courant sont établis séquentiellement de façon qu'un signal PLAN de commande de détection ait une double pente linéaire. 5 Circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon la revendication 4 , caractérisé en ce que la tension de polarisation appliquée aux bornes de grille desdits deuxième et quatrième transistors MOS à canal P, qui servent de sources de courant constant pour lesdits premier et second circuits symétriques de courant, est maintenue à une valeur constante d'un niveau intermédiaire entre la tension externe Vcc et la tension de terre Vss. 6. Circuit d'attaque d'amplificateur de détection selon l'une quelconque des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que le courant dudit premier circuit symétrique de courant est amené à circuler à un débit plus faible que celui dudit second circuit symétrique de courant.