FR 2666703 A1 19920313 FR 9011213 A 19900911 La présente invention concerne un convertisseur d'énergie électrique quasi-résonant. Elle vise également une configuration symétrique de ce convertisseur. La recherche d'une fiabilité et d'une capacité accrues des équipements électroniques actuels, notamment dans les systèmes embarqués, a conduit au développement des convertisseurs d'énergie électrique, notamment des convertisseurs continu-continu, qui mettent en oeuvre des techniques de découpage à haute fréquence désormais bien connus. Or, l'accroissement des fréquences de découpage nécessaire pour l'obtention de progrès significatifs en terme de puissance massique s'est heurté au problème des pertes par commutation dans les interrupteurs de ces convertisseurs et par conséquent à celui de rendements médiocres. Une solution satisfaisante à ces problèmes a été la mise au point et le développement considérable des convertisseurs de type résonant dans lesquels les interrupteurs à semi-conducteur ne commutent qu'à courant ou tension nulle, éliminant ainsi les pertes par commutation. Parmi les convertisseurs mettant en oeuvre la technique de résonance, on distingue ceux dans lesquels la charge fait partie intégrante du circuit résonant de ceux, dits quasi-résonants, pour lesquels la résonance ne concerne que les interrupteurs tandis que la charge ne subit pas d'oscillation de ses grandeurs électriques. On connait déjà des convertisseurs d'énergie électrique notamment des convertisseurs continu-continu, quasi-résonants reliés en amont à une source de tension continue et en aval à une charge, de préfèrence inductive à laquelle est associée une diode de roue libre reliée en anti-parallèle. Cependant, les convertisseurs quasi-résonants actuels présentent un mauvais facteur de dimensionnement de leurs interrupteurs, ce qui a pour effet de les pénaliser vis à vis de structures à commutation classique. En effet, on observe que les contraintes maximales de courant supportées par le commutateur principal des convertisseurs actuels sont supérieures au moins au double du courant dans la charge. A titre d'exemple d'un tel convertisseur selon l'art antérieur, le convertisseur quasi-résonnant 1 illustré en figure 1 comprend un organe principal de commutation 3 relié en série avec une source de tension continue E, une inductance L de résonance et une charge 2 appelant un courant Is et à laquelle est reliée en antiparallèle une diode de roue libre DRL. Le convertisseur 1 comprend en outre un commutateur auxiliare commandé monodirectionnel en courant Taux, par exemple un transistor, dont le collecteur est relié en aval de l'inductance L, à la cathode de la diode de roue libre DR L et l'émetteur est relié à une première borne d'un condensateur de résonance C. Une diode auxiliaire Daux est prévue en parallèle sur le transistor auxiliaire Taux.La seconde borne du condensateur de résonance C est reliée à la borne négative de la source de tension continue E et à l'anode de la diode de roue libre DRL. L'organe principal de commutation 3 comprend habituellement un commutateur principal commandé unidirectionnel en courant T, notamment un transistor de type NPN, auquel est associée une diode principale D reliée en anti-parallèle sur ce dernier. Le convertisseur 1 est commandé en mode de découpage de façon classique et produit les formes d'onde représentées en figure 2. Le transistor principal T est commandé en mode conducteur d'un instant initial to à un instant final tf tandis que le transistor auxiliaire Taux n'est commandé en mode conducteur qu'à partir d'un instant t2. Cette séquence de commande est bien sûr répétée de façon cyclique pour obtenir un découpage. A partir de l'instant initial to avant lequel on suppose que la diode de roue libre DRL est passante, la conduction du transistor principal T provoque une croissance linéaire du courant iT dans le transistor principal T et du courant iL dans l'inductance L jusqu'à ce que ces courants atteignent la valeur du courant Is appelé par la charge 2 supposée fortement inductive, à un instant t1 La diode de roue libre DRL qui conduisait jusqu'à présent un courant iDRL égal à la différence entre le courant de charge Is et le courant iT ou IL, se bloque lorsque le courant iL devient égal à Is et la tension Vs aux bornes de la charge devient alors sensiblement égale à la tension continue E si on suppose négligeable les chutes de tension dans le transistor principal T et dans l'inductance L.A partir de l'instant t1 la charge 2 reçoit un courant Is sous une tension Vs sensiblement égale à E et il y a donc transfert d'énergie de la source de tension continue E vers la charge 2. A l'instant t2, la mise en conduction du transistor auxiliaire Taux est commandée et a pour effet d'une part d'annuler la tension Vs aux bornes de la charge 2 puisque le condensateur C se comporte alors physiquement comme un court-circuit, et d'autre part, d'initier un phénomène de résonance dans un circuit constitué par la source de tension continue E, l'organe principal de commutation 3, l'inductance L et le condensateur C. Ainsi le courant iT dans le transistor principal T croit sinusoidalement à partir de la valeur Is avec une amplitude égale à dont l'expression peut être obtenue aisément par les méthodes classiques de calcul de circuits électriques ; il en est de même pour la tension Vs aux bornes de la charge qui varie sinuisoidalement avec une amplitude égale à E à partir d'une valeur nulle à l'instant t2. Le courant ic dans le condensateur C subit une évolution sinusoïdale d'amplitude égale à La période commune des oscillations respectives des courants iT r iC et de la tension Vs est fonction des valeurs respectives de la capacité du condensateur C et de l'inductance L. A l'instant t3 le courant ic dans le condensateur C s'inverse, ce qui provoque la mise en conduction de la diode auxiliaire Daux qui se substitue au transistor auxiliaire Taux. A l'instant t4 le courant iL s'annule et s' inverse et la diode principale D entre alors en conduction.Les courants iL dans l'inductance L etin dans la diode D sont alors identiques, le courant iD poursuivant l'évolution sinusoïdale initiée dans le transistor principal T dont la tension aux bornes vT est maintenant négative. La commande de blocage des deux transistors principal T et auxiliaire Taux à l'instant tF n'a aucun effet sur l'évolutaion des grandeurs électriques iD ' Vs et ic puisque ces deux transistors étaient déjà de fait bloqués parce qu'une tension négative était appliquées entre collecteur et émetteur. Lorsque le courant iD dans la diode principale D s'annule et tend à s'inverser à l'instant t5 r la diode principale D se bloque. L'évolution des grandeurs électriques est alors interrompue et la tension Vt aux bornes de l'organe principal de commutation 3, qui était sensiblement nulle depuis la commande de conduction du transistor principal T à l'instant t1 suivie de la mise en conduction de la diode principale D à partir de l'instant t4, est alors égale à la différence entre la source de tension continue E et la valeur instantanée de la tension Vs aux bornes de la charge. Le condensateur C se décharge à courant constant appelé par la charge 2 qui voit sa tension aux bornes Vs décroître sensiblement linéairement jusqu'à s'annuler tandis que la tension VT aux bornes du transistor principal T croit sensiblement linéairement jusqu'à atteindre la valeur de la tension continue E. L'annulation de la tension Vs provoque le blocage de la diode auxiliaire Daux et la mise en conduction de la diode de roue libre DaL. En conclusion, l'examen des contraintes électriques iT, VT subies par le transistor principal T montre que ce dernier doit supporter un courant crête supérieur au moins au double du courant Is dans la charge. Cette surintensité nécessite un surdimensionnement du transistor principal T et des pertes supplémentaires dans ce composant, avec pour corollaire une dégradation du rendement du convertisseur. Le but de la présente invention est de rémédier à ces inconvénients en proposant un convertisseur d'énergie électrique, notamment un convertisseur continucontinu, quasi- résonant relié en amont à une source de tension continue et en aval à une charge de nature inductive associée à une diode de roue libre reliée à celle-ci en anti-parallèle, comprenant un organe principal de communion bidirectionnel en courant, un commutateur auxiliaire commandé undirectionnel en courant, notamment un transistor, et une diode auxiliaire dont l'anode est reliée d'une part à la borne de sortie de courant du commutateur auxiliaire et d'autre part, à une première borne d'un condensateur dont la seconde borne est reliée à la borne négative de la source de tension continue, l'organe principal de commutation étant relié en série avec la source de tension continue, la charge et un composant inductif disposé en amont du commutateur ausililaire. Suivant l'invention, la borne d'entrée de courant du commutateur auxiliaire est reliée en amont de l'organe principal de commutation et la cathode de la diode auxiliaire est reliée en aval dudit organe principal de commutation. Ainsi, l'organe principal de commutation n'est plus situé dans la maille de résonance qui est alors constituée uniquement de la source de tension continue, du composant inductif, du commutateur auxiliaire et du condensateur. L'organe principal de commutation n'est donc plus soumis à la surintensité observée dans les topologies de convertisseur selon l'art antérieur. On obtient ainsi une structure de convertisseur de meilleur rendement et dont l'organe principal de commutation ne nécessite plus d'etre surdimensionné. Dans une forme de réalisation préférée de l'invention, l'organe principal de commutation bidirectionnel en courant comprend un commutateur principal commandé unidirectionnel en courant, notamment un transistor, associé à une diode principale reliée à celui-ci en anti-parallèle, de sorte que la borne d'entrée du commutateur auxiliaire est reliée à la cathode de la diode principale et la cathode de la diode auxiliaire est reliée à l'anode de ladite diode principale Dans cette forme de réalisation de l'invention, qui inclut la structure la plus répandue actuellement pour un organe principal de commutation, à savoir la combinaison d'un transistor et d'une diode, c'est le transistor principal qui bénéficie directement de l'élimination de la surintensité. Suivant un autre aspect de l'invention, il est proposé une configuration symétrique du convertisseur d'énergie électrique quasi-résonant décrit ci-dessus, reliée en amont à une source de tension continue et en aval à une charge de nature inductive, comprenant - un premier organe principal de commutation bidirectionnel en courant, - un premier commuteur auxiliaire commandé unidirectionnel en courant, notamment un transistor et une première diode auxiliaire dont l'anode est reliée à la borne de sortie de courant du premier commutateur auxiliaire et à une première borne d'un premier condensateur, - un second organe principal de commutation bidirectionnel en courant dont une première borne est reliée à une seconde borne du premier organe principal de commutateur, - un second commutateur auxiliaire commandé unidirectionnel en courant, notamment un transistor, et une seconde diode auxiliaire dont l'anode est reliée à la cathode de la première diode auxiliaire, la borne d'entrée de courant du second commutateur auxiliaire et la cathode de la seconde diode auxiliaire étant reliées ensemble à une première borne d'un second condensateur, Les secondes bornes respectives des premier et second condensateurs étant reliées respectivement à la seconde borne du second organe principal de commutation et à la première borne du premier organe principal de commutation, les première et seconde bornes respectives des premier et second organes principaux de commutation étant reliées respectivement aux bornes positive et négative de la source de tension continue via respectivement des premier et second composants inductifs Cette configuration symétrique est caractérisée en ce que la borne d'entrée de courant du premier commutateur auxiliaire est reliée à la première borne du premier organe principal de commutation et la borne de sortie du second commutateur auxiliaire est reliée à la seconde borne du second organe principal de commutation. D'autres particularités et avantages de l'invention apparaitront encore dans la description ci auprès. Aux dessins annesés, donnés à titre d'exemple non limitatifs - la figure 1 est un schéma simplifié d'un convertisseur continu-continu quasi-résonant de type hacheur série, représentatif de l'art antérieur - la figure 2 montre les formes d'ondes caractéristiques de ce type de convertisseur - la figure 3 est un schéma simplifié d'un convertisseur continu-continu quasi-résonant conforme à l'invention; - la figure 4 illustre les formes d'onde caractéristique du convertisseur selon l'invention ; - la figure 5 est un schéma simplifié d'une configuration symétrique du convertisseur représenté à la figure 1, permettant un fonctionnement dans deux quadrants et représentatif de l'art antérieur - la figure 6 représente une configuration symétrique du convertisseur quasi-résonant conforme à l'invention. Une forme de réalisation effective d'un convertisseur continu-continu quasi-résonant selon l'invention est représenté en figure 3 qui illustre la structure d'un convertisseur 10 relié en amont à une source de tension continue E et en aval à une charge 2 à laquelle est associée une diode de roue libre DRL montée en anti--parallèle. Il faut noter que de-s réfèrences des éléments identiques à ceux des figures 1 et 2 ont été conservées dans les figures 3 et 4. En poutre, les transistors utilisés dans les formes de réalisation décrites sont des transistors bipolaires de type NPN. Le convertisseur 10 comprend un organe principal de commutation 3 constitué d'un commutateur principal commandé unidirectionnel en courant T, notamment un transistor et d'une diode principale D dont la cathode est reliée au collecteur du transistor principal et dont l'anode est reliée à l'émetteur dudit transistor principal T, suivant une technique classique. I1 comprend en outre un transistor auxiliaire Taux dont le collecteur est relié à la cathode de la diode principle D et d'une diode auxiliaire Daux dont la cathode est reliée à l'anode de ladite diode principale D. L'émetteur du transistor auxiliaire Taux et l'anode de la diode auxiliaire fisux sont reliés ensemble à une première borne d'un condensateur C dont la seconde borne est reliée à la borne négative de la source de tension continue E et à l'anode de la diode de route libre DRL. Un composant inductif ou inductance L est placé en amont de l'organe principal de commutation 3, en série avec la source de tension continue E. L'examen suivant des formes d'onde illustrées en figure 4 va montrer de façon claire l'élimination de toute surintensité dans le transistor principal T au sein du conertisseur selon l'invention. Ainsi, avec une séquence de commande des deux transistors principal T et auxiliaire Taux identique à celle exposée lors de l'étude du convertisseur selon l'art antérieur, on obtient de l'instant initial to à l'instant tz, une évolution identique à celle rencontrée dans l'art antérieur, concernant le courant iT dans le transistor principal T, le courant iL dans le composant inductif L, la tension VT aux bornes du transistor principal T, la tension Vs aux bornes de la charge 2 et le courant ic dans le condensateur C. En revanche, à partir de l'instant t2 de mise en conduction du transistor auxiliaire Taus, le courant iT reste constant et égal au courant Is appelé par la charge 2 tandis que le courant iL dans le composant inductif L et donc fourni par la source de tension continue 5, est égal à la somme instantanée dudit courant iT et d'un courant sinusoïdal ic d'amplitude Is dans le condensateur C.Comme dans l'art antérieur, la tension Vs aux bornes de la charge s'effronde immédiatement à l'instant tg, du fait de la mise en court-circuit physique provoquée par l'application d'une variation de tension brutale aux bornes du condensateur C, puis subit classiquement une évolution sinusoïdale de valeur et de pente initiales nulles et d'amplitude égale au double de la tension continue E. Lorsqu'à l'instant t3, le courant ic dans le condensateur C, s'annule et s'inverse, la diode auxiliaire Duaux prend le relais du transistor auxiliaire Taux et le courant iT dans le transistor devient l'image du courant iL dans l'inductance L qui à ce stade est en phase de décroissance sinusoïdale. Lorsque le courant iL s'annule et s'inverse à l'instant t4, la diode principale D prend le relais du transistor principal T et le courant iT dans ce dernier devient donc nul. Les évolutions respectives du courant ID dans la diode principale, de la tension Vs aux bornes du transistor principal T, de la tension Vs aux bornes de la charge 2 et du courant ic dans le condensateur C sont alors en tout point semblables à celles rencontrées dans le convertisseur selon l'art antérieur correspondant aux figures 1 et 2 et décrit précédemment. Ainsi, avec l'agencement du convertisseur selon l'invention, le courant iT dans le transistor principal T ne subit aucune oscillation positive et sa valeur crête est confondue avec la valeur du courant is appelé par la charge 2. Les figures 5 et 6 illustrent des configurations symétriques mettant en oeuvre ce convertisseur continu-continu, respectivement selon l'art antérieur (figure 5) et selon l'invention (figure 6). Les éléments et agencements communs aux deux configurations présentent des références identiques et la description des parties communes aux deux configurations ne sera effectuée qu'une seule fois. Les convertisseurs symétriques 30, 40 sont reliés en amont à une source de tension continue E et en aval à une charge 2 appelant un courant Is bidirection -nel. Chaque convertisseur 30, 40 comprend un premier organe principal de commutation 41 et un second organe principal de commutaion 42, chacun desdits premier et second organes principaux de commutation 41, 42 comprenant un transistor principal T1, T2 e une diode principale D1, D2 en anti-parallèle sur le transistor principal T1, T2 correspondant.Les deux organes principaux de commutation sont agencés de sorte que la cathode de la première diode principale D1 est reliée à la borne positive de la source de tension continue E via un premier composant inductif L1 et de sorte que l'anode de la seconde diode principale D2 est reliée à la borne négative de ladite source de tension continue E via un second composant inductif L2. Les deux premier et second composants inductifs L1, L2 sont magnétiquement couplés. Une première borne de la charge 2 est reliée à une borne commune à l'anode de la première diode principale D1 et à la cathode de la seconde diode principale D2. Une première diode auxiliaire Dai a sa cathode reliée à la borne commune des premier et second organes principaux de commutation 41, 42 et son anode reliée, d'une part, à une première borne d'un premier condensateur C1, et, d'autre part à la borne de sortie (émetteur) d'un premier transistor auxiliaire Taxi. Il est également prévu une seconde diode auxiliaire Da 2 dont l'anode est reliée à la cathode de la première diode auxiliaire Dai et dont la cathode est reliée, d'une part, à une première borne d'un condensateur C2 et, d'autre part, à la borne d'entrée de courant (collecteur) d'un second transistor auxiliaire Ta 2. Les secondes bornes respectives des premier et second condensateurs Cl, C2 sont reliées respectivement à l'anode de la seconde diode principale D2 et à la cathode de la première diode principale D1. Ce qui vient d'être décrit constitue les éléments de structure communs aux configurations respectivement selon l'art antérieur et selon l'invention. Les éléments distinctifs, en particulier les caractéristiques originales de l'invention, vont maintenant être décrits en référence aux figures 5 et 6. Dans la configuration symétrique 30 selon l'art antérieur, en référence à la figure 5, la borne de sortie de courant (émetteur) du second transistor auxiliaire Ta2 est directement reliée à l'anode de la seconde diode auxiliaire Da2 et donc mise au point commun entre les deux premier et second organes principaux de commutation 41, 42.De même, la borne d'entrée de courant (collecteur) du premier transistor auxiliaire Dal est directement reliée à la cathode de la première diode auxiliaire Dal et donc également au point commun entre les deux premier et second organes principaux de commutation 41, 42 En revanche, dans la configuration symétrique 40 selon l'invention, représentée de façon schématique sur la figure 6, la borne d'entrée de courant (collecteur) du premier transistor auxiliaire Tai est reliée à la seconde borne du second condensateur C2 et à la cathode de la première diode principale D1 tandis que la borne de sortie (émetteur) du second transistor auxiliaire Ta 2 est reliée à la seconde borne du premier condensateur Ci et à l'anode de la seconde diode principale Dz.On montre aisément que cet agencement de composants auxiliaires Taxi, Dal ; Ta2, Da2 correspond à une topologie symétrique identique à celle du convertisseur selon l'invention tel que décrit précédemment en référence aux figures 3 et 4 Le principe de fonctionnement est d'ailleurs absolument similaire hormis le fait que la charge 2 appelle un courant de nature bidirectionnelle et que, pour le fonctionnement dans le deuxième quadrant correspondant à un courant appelé Is négatif, la deuxième inductance L2, grace au couplage magnétique L1, L2, fournit la différence de potentiel instantanée nécessaire à la circulation du courant dans la maille constituée par la deuxième inductance L2, le second organe principal de commutation 42 et la charge 2. I1 n'est donc pas nécessaire de décrire de façon détaillée l'évolution des grandeurs électriques associées à cette configuration symétrique. On obtient également une élimination des surintensités observées antérieurement dans les transistors principaux, ce qui permet d'améliorer le rendement et la capacité d'un convertisseur de configuration symétrique selon l'invention. Un dispositif écrêteur de tension 5 peut être avantageusement prévu au sein de la configuration symétrique 40 selon l'invention, comme au sein d'une configuration symétrique selon l'art antérieur. Le dispositif ecrêteur de tension 5, représenté sur les figures 5 et 6, comporte un condensateur d'écrêtage Cec dont une première borne est reliée à la borne négative de la source de tension continue E via une seconde résistance d'écrêtage R2 e c et dont la seconde borne est reliée à la borne positive de la source de tension continue E via une première résistance d'écrêtage Riez. Il comporte en outre une première diode d'écrêtage Diec dont l'anode est reliée à la première borne du condensateur d'écrêtage Cec et dont la cathode est reliée à la première borne du condensateur Ct, et une seconde diode d'écrêtage Dzec dont la cathode est reliée à la seconde borne du condensateur d'écrêtage Cec et dont l'anode est reliée à la première borne du second condensateur C2. Ce dispositif écrêteur de tensions a pour effet d'éliminer toute surtension sur l'ensemble des commutateurs du convertisseur selon l'invention. Cet effet, s'ajoutant à I'éliminaton des surintensités sur les transistors principaux grâce à l'invention, constribue encore à améliorer les performances de ce type de convertisseur, en termes de rendement et de puissance massique. Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux exemples décrits et représentés et de nombreux aménagements peuvent être apportés à ces exemples sans sortir du cadre de l'invention. On peut ainsi envisager bien d'autres types de commutateurs commandés unidirectionnels en courant que les transistors bipolaires NPN utilisés dans les formes de réalisation qui viennent d'être décrites, par exemple des transistors unipolaires de type MOSFET. En outre, de nombreuses formes de charge peuvent être alimentées avec le convertisseur selon l'invention, par exemple, des charges statiques ou des machines tournantes. Par ailleurs, la configuration symétrique selon l'invention permet d'effectuer l'alimentation de charges bidirection -nelles, par exemple, des machines électriques à commutation électronique. REVENDICATIONS 1. Convertisseur d'énergie électrique (10), notamment continu-continu, quasi-résonant relié en amont à une source de tension continue (E) et en aval à une charge de nature inductive (2) associée à une diode de roue libre (Drl) reliée à celle-ci en anti-parallèle, comprenant un organe principal de commutaion bidirectionnel en courant (3), un commutateur auxiliaire commandé undirectionnel en courant (Taux), notamment un transistor, et une diode auxiliaire (Daux) dont l'anode est relliée , d'une part; à la borne de sortie de courant du commutateur auxiliaire (Taux) et, d'autre part, à une première borne d'un condensateur (C) dont la seconde borne est reliée à la borne négative de la source de tension continue (E), l'organe principal de commutation étant relié en série avec la source de tension continue (E), la charge et un composant inductif (L) disposé en amont du commutateur auxiliaire (Taux), caractérisé en ce que la borne d'entrée de courant du commutateur auxiliaire (Taux) est reliée en amont de l'organe principal de commutation (3) et la cathode de la diode auxiliaire (fiaux) est reliée en aval dudit organe principal de commutation (3). 2. Convertisseur (10) selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'organe principal de commutation bidirectionnel en courant (3) comprend un commutateur principal commandé unidirectionnel en courant (T), notamment un transistor, associé à une diode principale (D) reliée à celui-ci en anti-parallèle, de sorte que la borne d'entrée du commutateur auxiliaire (Taux) est reliée à la cathode de la diode principale (D) et la cathode de la diode auxiliaire (fiaux) est reliée à l'anode de ladite diode principale (D). 3. Configuration symétrique (40) du convertisseur d'énergie électrique quasi-résonant selon les revendications précédentes, reliée en amont à une source de tension continue (E) et en aval à une charge de nature inductive (2), comprenant - un premier organe principal de commutation bidirectionnel en courant (41), - un premier commutateur auxilIaIre commandé unidirectionnel en courant (Tal), notamment un transistor, et une première diode auxiliaire (Dal) dont l'anode est reliée à la borne de sortie de courant du premier commutateur auxiliaire (Tal) et à une première borne d'un premier condensateur (c1) - un second organe principal de commutation bidirectionnel en courant (42) dont une première borne est reliée à une seconde bore du premier organe principal de commutateur ( - un second commutateur auxIliaIre commandé unidirectionnel en courant Ta2), notamment un transistor, et une seconde diode auxiliaire (Da2) dont l'anode est reliée à la cathode de la première diode auxiliaire (Dal), la borne d' entrée de courant du second commutateur auxiliaire (Ta2) et la cathode de la seconde diode auxiliaire (Da2) étant reliées ensemble à une première borne d'un second condensateur (C2), - les secondes bornes respectives des premier et second condensateurs (C1, C2) étant reliées respectivement a la seconde borne du second organe principal de commutation (42) et à la première borne du premier organe principal de comxutation (il), - les première et seconde bornes respectives des premier et second organes principaux de commutation (T1, T2) étant reliées respectivement aux bornes positive et négative de la source de tension continue vie respectivement des premier et second composants inductifs (Li, L2) caractérisé en ce que la borne d'entrée de courant du premier commutateur auxiliaire (Tal) est reliée à la première borne du premier organe prIncIpal de commutation (41) et la borne de sortie du second commutateur auxiliaire (Ta2) est reliée à la seconde borne du second organe principal de computation (42). 4. Convertisseur selon la revendication 3, caractérise en ce que les premier et second organe principaux de commutation (41 , 42) comprennent respectivement un premier et un second commutateurs principaux commandés unidirectionnels en courant (T1, T2) notamment un transistor, et respectivement une premIère et une seconde diodes principales (D1, D2) reliées respectivement en anti-parallèle auxdits premier e second commutateux principaux (T1, T2), de sorte que la borne d'entrée de courant d premier commutateur auxIliaIre (Ta1) est reliée à la cathode de la première diode principale et la borne de sortie de courant d seco commutateur auxiliaire (Ta2) est reliée à l'anode de la seconde diode principale (D2) 5, Convertisseur selon l'une des revendications 3 ou 4, caractérise en ce que les premier et second composants inductifs (L1, L2) sont couplés magnétiquement. 6. Convertisseur selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce ça il comprend en outre des moyens (5) pour écrêter des surtensions aux bornes des organes principaux de commutation (41, 42), comportant un condensateur d'écrêtage (Cec), une première diode d'écretage (Dlec) dont la cathode est reliée à la première borne du premier condensateur (C1) et dont i'anode est reliée à une première borne du condensateur d'écretage (Cec), et une seconde diode d'écrêtage dont l'anode est reliée à la première borne du second condensateur et dont la cathode est reliée à la seconde bore du condensateur d'écrêtage (Cec), ledit condensateur d'écrêtage ayant sa première et seconde bornes reliées respectivement aux bornes négative et positive de la source de tension continue via respectivement des première et seconde résistances d'écrêtage (R2ec, R1ec)