FR 2666704 A1 19920313 FR 9011211 A 19900911 "DISPOSITIF SEMICONDUCTEUR INTEGRE HYPERFREQUENCES INCLUANT UN CIRCUIT AMPLIFICATEUR A COMMANDE AUTOMATIQUE DE GAIN" L'invention concerne un dispositif semiconducteur intégré hyperfréquences incluant un circuit amplificateur à commande automatique de gain, comprenant des moyens pour détecter l'amplitude de la porteuse de son signal de sortie et des moyens pour commander son gain en fonction de la valeur de cette amplitude. L'invention trouve son application dans la réalisation d'amplificateurs à gain variable placés dans les étages d'entrée des récepteurs en télécommunication ou dans le domaine de la radio, ainsi que dans le domaine de la réception d'émissions de télévision par satellites. Ces récepteurs reçoivent en effet des signaux qui varient dans de grandes proportions, souvent 20 à 30 dB, et doivent fournir en sortie des signaux constants. Un tel amplificateur est connu de la publication de TZU-WANG PAN et alii dans "Journal of Solid-State circuits, Vol.24, N04, August 1989, p.951-961". Cette publication décrit un amplificateur à gain variable réalisé au moyen de transistors bipolaires en technologie C-MOS. Ce circuit utilise un amplificateur de Gilbert en faisant référence à la publication de B. Gilbert dans "IEEE, J.Solid-State Circuits, Vol.SC-3, pp.353-365, Déc.1968". Ce circuit utilise les effets parasites latéraux et verticaux dans les transistors bipolaires pour faire varier la transconductance et donc le gain d'une cellule amplificatrice. Ce circuit présente les désavantages d'être complexe, d'être uniquement réalisable au moyen de transistors bipolaires et d'être tel que la linéarité de la transconductance ne peut être obtenue que si le courant de collecteur dans les transistors amplificateurs répond à certaines conditions, et notamment est suffisamment grand. Un but de la présente invention est de fournir un dispositif incluant un circuit amplificateur dont l'amplitude de la porteuse du signal de sortie est maintenue constante quelle que soit l'amplitude de la porteuse du signal d'entrée avec de meilleures performances que le circuit connu. Un but de la présente invention est de fournir un tel dispositif dont l'amplificateur présente un gain variable sur une plus grande dynamique que le circuit connu. Un but de la présente invention est de fournir un tel dispositif dont l'amplificateur présente un gain variable sur une grande dynamique avec une loi de variation en décibels plus linéaire que celle du circuit connu. Un but de la présente invention est de fournir un tel dispositif dont l'amplificateur travaille à des fréquences plus élevées que le circuit connu, et peut notamment travailler en hyperfréquences. Les but de l'invention sont atteints au moyen du dispositif décrit dans le préambule et en outre caractérisé en ce que le circuit amplificateur comprend une chaîne directe formée d'une pluralité de N étages amplificateurs (N > 1) et une chaîne de contre-réactions qui appliquent respectivement sur les entrées des étages amplificateurs des tensions de référence VREF de valeurs croissantes du dernier étage vers le premier et en ce que les moyens pour commander le gain comprennent une pluralité de P étages de commande des contreréactions (O 0 P É N) qui rendent ces dernières actives l'une après l'autre, en commençant par celle du dernier étage amplificateur, à mesure que l'amplitude de la porteuse croit audelà de valeurs prédéterminées. Il en résulte que le nombre de contre-réactions actives est d'autant plus grand que l'amplitude de la porteuse du signal de sortie est grande. De plus, les derniers étages amplificateurs, et plus particulièrement le dernier étage amplificateur, qui présentent les niveaux les plus élevés en amplitude, sont toujours ceux dont le gain est le plus réduit par les moyens prévus selon l'invention. Par conséquent, le type de commande automatique du gain selon l'invention présente en outre l'avantage de réduire l'intermodulation qui apparaîtrait autrement dans un tel circuit amplificateur à plusieurs étages en cascade. Dans une mise en oeuvre de l'invention, le dispositif est caractérisé en ce que les moyens pour détecter l'amplitude de la porteuse comprennent un circuit qui délivre une tension continue VCAG de grandeur égale à l'amplitude de la porteuse, et en ce que les étages de commande des contreréactions sont mis en fonction par cette tension continue VCAG, dès qu'elle croît au-delà des valeurs prédéterminées. Ainsi, les étages de commande transmettent respectivement chacun la tension de référence VREF à la sortie de l'amplificateur auquel la contre-réaction est appliquée1 dès que la tension continue VCAB croît au-delà de la valeur prédéterminée pour l'étage considéré. Dans ces conditions, le type de commande automatique de gain selon l'invention permet un choix et une application aisés des tensions décalées VREF aux sorties des étages amplificateurs. L'avantage qui en résulte est une meilleure linéarité. Dans une mise en oeuvre de l'invention, le dispositif est caractérisé en ce que chaque étage de commande comprend un transistor à effet de champ monté en interrupteur entre la tension de référence VREF pour l'étage amplificateur considéré et l'entrée de cet étage, et commandé par la tension continue VCAG. Ainsi, la commande des contre-réactions est particulièrement simple à mettre en oeuvre, et le choix des tensions de référence VREF est aisé, en fonction de la limitation du gain voulu pour l'étage et la tension de seuil du transistor à effet de champ interrupteur. Dans une mise en oeuvre de l'invention, le dispositif est caractérisé en ce que le transistor à effet de champ interrupteur est un MESFET normalement pincé en l'absence de tension grille-source, monté en parallèle sur une forte résistance. Dans ces conditions, le circuit intégré est particulièrement compact et simple à réaliser, car les contreréactions incluent un nombre d'éléments très restreint. L'invention sera mieux comprise au moyen de la description suivante illustrée par les figures annexées dont - la figure 1 qui représente schématiquement un circuit amplificateur à contrôle automatique de gain - la figure 2 qui représente schématiquement un circuit amplificateur à contrôle automatique de gain dans un exemple de réalisation - la figure 3 qui représente la courbe de variation du gain du circuit de la figure 2, réalisé au moyen des éléments du tableau I, en fonction de la valeur de la tension de contrôle. En référence avec la figure 1, le circuit amplificateur à commande automatique de gain, pour un dispositif semiconducteur intégré hyperfréquences, comprend une chaîne directe, et une chaîne de contre-réactions. La chaîne directe est formée d'une pluralité de N étages amplificateurs A1, A2, A3... AN où N > 1, couplés en cascade. Le premier étage amplificateur reçoit sur son entrée E, un signal hyperfréquences dont l'amplitude de la porteuse est variable. Le circuit amplificateur fournit sur la sortie S du dernier (Nième) étage un signal hyperfréquences, dont l'amplitude de la porteuse est maintenue constante quelle que soit l'amplitude de la porteuse du signal d'entrée. A cet effet, les moyens de l'invention permettent d'obtenir que la loi de variation du gain du circuit amplificateur soit linéaire en dB. D'autre part, les moyens de l'invention permettent d'obtenir la constance de l'amplitude de la porteuse lorque l'amplitude de la porteuse du signal d'entrée varie sur une grande dynamique. En outre1 le circuit amplificateur muni des moyens de l'invention peut travailler en hyperfréquences, contient un nombre restreint d'éléments, est facilement intégrable et présente un danger d'intermodulation très faible. Le circuit amplificateur, en référence avec la figure 1, est muni d'un circuit D pour détecter l'amplitude de la porteuse de son signal de sortie et fournir une tension continue VCAG de la grandeur de l'amplitude de cette porteuse. Dans une forme de réalisation particulière, le circuit D peut être constitué d'une diode et d'une capacité, ou bien encore d'un circuit convertisseur analogique-numérique. Ces types de circuits sont connus en général de l'homme du métier et ne seront donc pas décrits ici plus avant. Pour obtenir une loi de variation du gain linéaire en dB, le circuit amplificateur comprend des moyens pour contrôler son gain en fonction de la valeur de la tension continue VCAGr donc en fonction de l'amplitude de la porteuse du signal de sortie. Le circuit amplificateur comprend des boucles de contre-réaction qui appliquent respectivement aux entrées des étages amplificateurs des tensions de référence, VREFlr VREF2... VREFNr de valeurs croissantes du dernier étage vers le premier. Ainsi, lorsque chacune de ces tensions continues se trouve appliquée à l'entrée des étages amplificateurs, c'est le gain des derniers étages et plus particulièrement le gain du dernier étage amplificateur, qui sont(est) le plus réduit, puisque la porteuse de leur(son) signal d'entrée se voit appliquer une tension de référence VREF de niveau plus bas que celle qui est appliquée sur les porteuses des premiers étages amplificateur. Pour obtenir une commande automatique du gain, de manière à conserver le niveau de l'amplitude de la porteuse du signal de sortie constant quel que soit le niveau de celle du signal d'entrée, les moyens pour contrôler le gain du circuit amplificateur comprennent une pluralité de P étages de commande des contre-réactions (où O * P Les étages de commande appliqués à chaque boucle de contre-réaction sont notés respectivement C1, C2... CN. En référence avec la figure 1, il n'est pas prévu d'étage de commande de contre-réaction appliqué à l'étage amplificateur A1. La tension de référence VREF1 peut être appliquée continuellement, à travers une résistance par exemple, comme il sera montré plus loin. Ainsi, lorsque la valeur de la tension continue VCAG croît, les tensions de référence VREF sont appliquées d'abord aux derniers étages, puis lorsque la tension continue VCAG croît encore, aux étages suivants en allant vers les premiers. Il en résulte que selon l'invention on applique aux entrées des différents étages amplificateurs A1...An, des tensions de référence VREFî. . .VREFN, à la fois déca- lées en grandeur -la valeur de la tension VREF diminuant lorsque l'ordre de l'étage Ai augmente dans la chaîne directe- et décalées dans le temps- les tensions VREF étant appliquées dans l'ordre du dernier étage vers le premier. A cet effet, les étages de commande C1... CN comprennent un transistor à effet de champ monté en interrupteur entre la tension de référence VREF pour l'étage considéré et l'entrée dudit étage. Ce transistor interrupteur est commandé par la tension continue VCAG. Son type et sa tension de seuil sont prévus, en relation avec la valeur des tensions de référence VREF, pour rendre les boucles de contre-réaction actives l'une après l'autre, en commençant par celle du dernier étage amplificateur, à mesure que la valeur de la tension continue VCAG croît. Lorsque la valeur de la tension continue VCAB croît au-delà d'une valeur prédéterminée en fonction de la tension VREF et de la tension de seuil du transistor, alors ce dernier devient passant, et la tension VREF entière se trouve appliquée à l'entrée de l'étage amplificateur concerné. Dans une mise en oeuvre préférentielle, le transistor à effet de champ est du type MESFET normalement pincé en l'absence de tension grille-source. Il est monté en interrupteur entre la tension VREF et l'entrée de l'étage amplificateur considéré. Une résistance de forte valeur est montée en parallèle. Sa grille reçoit la tension continue VCAG à travers une résistance. Lorsque la tension VCAG dépasse une valeur dépendant de VREF et de la tension de seuil du transistor, la résistance de forte valeur se trouve court-circuitée par le transistor qui est équivalent à une zone ohmique, et la tension VREF est appliquée à l'entrée de l'étage amplificateur concerné, sans perte de niveau de tension. Ainsi, les tensions VREF sont facilement appliquées de manière décalée, en valeur et dans le temps, aux entrées des étages amplificateurs. En référence avec la figure 2, dans un exemple de mise en oeuvre de l'invention particulièrement avantageux, les étages amplificateurs sont au nombre de trois, et sont constitués chacun par des étages amplificateurs différentiels. Ces étages différentiels sont formés d'une paire de transistors à effet de champ de préférence du type MESFET normalement pincé en l'absence de tension grille-source, respectivement T11, T12 pour le premier étage différentiel, T21, T22 pour le deuxième, T3I, T32 pour le troisième. Les paires différentielles de transistors sont polarisées à travers des résistances, respectivement R11/R12r R21/R22r R31/R321 par la tension d'alimentation continue VDD. Chaque paire différentielle est en outre connectée par les sources couplées des transistors appariés, à un transistor à effet de champ de préférence du type MESFET normalement pincé en l'absence de tension grille-source, dont la source est reliée à la masse, et dont la grille reçoit une seconde tension d'alimentation continue VB. Ces transistors sont respectivement Tes, T25r T35 pour les premier, deuxième et troisième étages différentiels. Les paires différentielles sont montées en cascade, les sorties différentielles d'une paire étant appliquées aux entrées de la suivante. En référence avec la figure 2, pour chaque étage différentiel, est prévu un couple d'étages de commande de contre-réaction qui s'appliquent respectivement à chacune des entrées de l'étage différentiel concerné. Pour le troisième étage différentiel, le couple d'étages de commande comprend ainsi le transistor et la résistance T33 et R33 d'une part et le transistor et la résistance T34 et R34 d'autre part. Pour le second étage différentiel, le couple d'étages de commande comprend ainsi le transistor et la résistance T23 et R23 d'une part, et le transistor et la résistance T24 et R24 d'autre part. Les transistors des couples d'étages de commande sont reliés par leurs sources qui reçoivent respectivement une tension de référence VREF3 pour le troisième couple d'étages de commande appliqué au troisième étage différentiel, et VREF2 pour le deuxième couple d'étages de commande appliqué au deuxième étage différentiel, VREF3 et VREF2 répondant à la condition VREF3 Ainsi le second étage différentiel reçoit, sur les entrées de sa paire différentielle une tension continue VREF2 de valeur supérieure à VREF3, et seulement lorsque la tension continue VCAG atteint une valeur supérieure à celle pour laquelle la tension continue VREF3 est appliquée aux entrées du troisième étage différentiel. Donc le gain du troisième étage est atténué pour les valeurs de la tension continue VCAG les plus faibles, et à valeur de VCAG donnée, est plus atténué que celui du deuxième étage. Si l'homme du métier choisit convenablement les tensions de référence VREF2, VREF3 et la taille des transistors des étages de commande, par des essais rapides, par exemple par simulation par ordinateurs, il est alors aisé d'obtenir une loi de variation linéaire en dB pour le gain du circuit amplificateur complet. Le principe de fonctionnement de la commande de contre-réaction d'un étage est le suivant. Le gain Aj d'un étage amplificateur d'ordre j, en source commune est du type Aj = ~gm RL où gm est la transconductance et RL est la résistance de charge d'un transistor amplificateur. Le gain d'un tel étage peut donc être modifié - soit en changeant la valeur de gm ce qui est fait dans le cas du multiplicateur de Gilbert connu du document cité au titre d'état de la technique, - soit en changeant la valeur de RL, ce qui est fait dans le cas de la présente invention. En effet, la variation de RL est obtenue par la mise en parallèle, en alternatif, du transistor de l'étage de commande de contre-réaction correspondant à l'étage amplificateur d'ordre j+1, sur la résistance de charge de l'étage amplificateur d'ordre j. Par exemple, en référence avec la figure 2, les résistances de charge de l'étage amplificateur d'ordre 1 sont R11 et R12. Les transistors T23 et T24 des étages de commande suivants, qui sont utilisés en zones ohmiques, viennent courtcircuiter les résistances R11 et R12 pour diminuer le gain en alternatif de l'étage amplificateur d'ordre 1, sans modifier son point de polarisation en continu. Le fait que la polarisation en continu n'est pas modifiée est très important pour conserver une bonne linéarité au gain de l'amplificateur, même lorsque ce gain est faible. Ceci n'était pas réalisable au moyen du montage de Gilbert cité. Il en résulte que le dispositif selon l'invention présente des performances nettement meilleures que le dispositif connu de l'état de la technique cité. De plus, l'utilisation de transistors à effet de champ permet un fonctionnement en hyperfréquences. De préférence, en référence avec la figure 2, on applique aux entrées du premier étage amplificateur différentielr lesquelles reçoivent les signaux d'entrée complémentaires VE et VEr une tension de référence VREF1r qui peut être telle que VREF = VREF2, si on applique cette tension VREF1 à travers des résistances par exemple R13/R14. Le tableau I donne un exemple de valeurs pour réaliser le circuit de la figure 2. En appliquant une tension d'alimentation VDD = 5V une tension d'alimentation VB = 0,7V et une différence entre les tensions de référence VREF3 et VREF2 de 012V, on obtient comme montré sur la courbe de la figure 3 que le gain de l'amplificateur complet soit linéaire en dB, entre -20dB et +60 dB, en fonctionnant à une fréquence de 260 MHzr avec VREF3 = 2V VREF2 = 2,2V TABLEAU I Valeur des résistances en kQ R11 = R12 = 2 R13 = R14 = 5 R21 = R22 = 2 R23 = R24 = 5 R31 = R32 = 2 R33 = R34 = 5 R25 = R26 = 5 R35 = R36 = 5 Largeur de grille W des transistors en m T11, T12r T21r T22r T31, T32 : W = 50 T23r T24, T33, T341 T15, T25, T35 : W = 100 Valeur des capacités en pF C11 = C12 = 1pF C21 = C22 = 1pF REVENDICATIONS 1. Dispositif semiconducteur intégré hyperfréquences incluant un circuit amplificateur à commande automatique de gain, comprenant des moyens pour détecter l'amplitude de la porteuse de son signal de sortie et des moyens pour commander son gain en fonction de la valeur de cette amplitude, caractérisé en ce que le circuit amplificateur comprend une chaîne directe formée d'une pluralité de N étages amplificateurs (N > 1) et une chaîne de contre-réactions qui appliquent respectivement sur les entrées des étages amplificateurs des tensions de référence VREF de valeurs croissantes du dernier étage vers le premier et en ce que les moyens pour commander le gain comprennent une pluralité de P étages de commande des contre-réactions (0 $ P 4 N) qui rendent ces dernières actives l'une après l'autrer en commençant par celle du dernier étage amplificateur, à mesure que l'amplitude de la porteuse croît au-delà de valeurs prédéterminées. 2. Dispositif selon la revendication 1r caractérisé en ce que les moyens pour détecter l'amplitude de la porteuse comprennent un circuit qui délivre une tension continue VCAG de grandeur égale à l'amplitude de la porteuse, et en ce que les étages de commande des contre-réactions sont mis en fonction par cette tension continue VCAG dès qu'elle croît au-delà des valeurs prédéterminées. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que chaque étage de commande comprend un transistor à effet de champ monté en interrupteur entre la tension de référence VREF pour l'étage amplificateur considéré et l'entrée de cet étage, et commandé par la tension continue VCAG. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le transistor à effet de champ est un MESFET normalement pincé en l'absence de tension grille-source, monté en parallèle sur une résistance forte sur la grille duquel la tension continue VCAG est appliquée à travers une résistance. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que les tensions de référence VREF appliquées aux entrées des différents étages amplificateurs sont choisies pour que la loi de variation du gain du circuit amplificateur soit linéaire en dB. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que le nombre N d'étages amplificateurs, le nombre p d'étages de commande et les tensions VREF de référence sont choisis pour obtenir que l'amplitude de la porteuse du signal de sortie reste constante quand l'amplitude de la porteuse du signal d'entrée varie sur une grande dynamique. 7. Dispositif selon l'une des revendications 3 à 6, caractérisé en ce que les étages amplificateurs de la chaîne directe sont des étages différentiels, et en ce que pour un étage amplificateur différentiel donné l'étage de commande de contre-réaction comprend deux transistors interrupteurs identiques couplés à la même tension de référence VREF et appliqués chacun respectivement à une entrée dudit étage. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les étages amplificateurs différentiels sont formés chacun de deux transistors à effet de champ qui reçoivent un signal d'entrée hyperfréquences et son complémentaire sur les grilles qui sont couplés par leur source à une source de courant commandée en tension, et qui sont reliés par leur drain à une tension d'alimentation continue VDD à travers une charge résistive. 9. Dispositif selon la revendication 8r caractérisé en ce que les transistors à effet de champ des étages différentiels sont des MESFETS normalement pincés en l'absence de tension grille-source. 10. Dispositif selon l'une des revendications 8 ou 9r caractérisé en ce que la source de courant est un MESFET normalement pincé en l'absence de tension grille-source dont la grille reçoit une tension d'alimentation continue VG et dont la source est reliée à la masse. 11. Dispositif selon l'une des revendications 4 à 10, caractérisé en ce que les transistors des étages de commande sont tous identiques et en ce que les tensions de référence VREF croissantes d'un étage à l'autre à partir du dernier sont fournies à partir d'une alimentation continue par un pont de résistances. 12. Dispositif selon l'une des revendications 4 à lir caractérisé en ce que le nombre N d'étages amplificateurs est 3r le nombre P d'étages de commande est 2, et en ce que la tension de référence VREF la plus élevée est appliquée directement sur la (les) entrée(s) du premier étage amplificateur sans l'intervention d'étage de commande. 13. Dispositif selon l'une des revendications 2 à 12 caractérisé en ce que le circuit qui délivre la tension continue VCAG à partir de l'amplitude de la porteuse du signal de sortie détectée est choisi entre un circuit comprenant une diode et une capacité, et un circuit convertisseur analogique-numérique.