FR 2667461 A1 19920403 FR 9011983 A 19900928 MODULE AMPLIFICATEUR DE CLASSE G. Description La présente invention a pour objet un module amplificateur de puissance de classe G comprenant une première et une deuxième borne d'alimentation respectivement à une première et à une deuxième source de tension d'alimentation respectivement de valeur haute et basse, ainsi qu'un premier et un deuxième transistor de puissance, et comportant également une borne de sortie. Dans les amplificateurs de puissance de classe G de type connu, les transistors de sortie sont disposés en série et pour amplifier des signaux positifs et négatifs (double alternance), quatre sources de tension sont nécessaires. Selon l'amplitude et le signe du signal de sortie, une tension de basse ou de haute valeur absolue de tension est choisie, ce qui permet d'obtenir un meilleur rendement pour les faibles valeurs de tension de sortie. Les deux inconvénients de ces amplificateurs sont, outre la nécessité déjà mentionnée d'utiliser quatre sources de tension (deux positives, deux négati vers)1 la perte de puissance dûe à la mise en série des transistors. L'idée de base de l'invention est, pour remédier aux inconvénients précités, d'utiliser une structure parallèle, et dont la conception permette de réaliser un amplificateur double alternance avec seulement deux sources de tension d'alimentation de même signe (une de valeur absolue basse, une de valeur absolue élevée). Dans ce but un module d'amplificateur selon l'invention est caractérisé en ce que les trajets de courant principal des premier et deuxième transistors sont disposés respectivement d'une part entre la première borne d'alimentation et la borne de sortie et d'autre part entre la deuxième borne d'alimentation et la borne de sortie et en ce qu'il comporte des moyens de commutation à seuil pour aiguiller un signal d'entrée vers la base du premier ou du deuxième transistor selon que le signal de sortie est, en valeur absolue, supérieur ou inférieur audit seuil. Selon un mode de réalisation avantageux, il comporte un premier miroir de courant présentant un gain supérieur à 1 et comportant une entrée pour recevoir le signal d'entrée et les moyens de commutation présentent une première et une deuxième position pour connecter une sortie du premier miroir de courant vers la base respectivement du premier ou du deuxième transistor. Les moyens de commutations peuvent alors comporter un comparateur agencé pour comparer le signal de sortie avec ledit seuil et dont la sortie attaque une entrée de courant d'un commutateur actionnable entre lesdites première et deuxième positions. Le comparateur peut comporter un étage différentiel présentant un troisième et un quatrième transistor dont les trajets de courant principal sont disposés entre une première source de courant et une première branche respectivement d'un troisième et d'un quatrième miroir de courant présentant une deuxième branche, la deuxième branche du troisième miroir de courant étant connectée à une deuxième source de courant et à la base d'un cinquième transistor dont le trajet de courant principal est connecté entre ladite sortie du premier miroir de courant et la base du premier transistor de puissance, et la deuxième branche du quatrième miroir de courant étant connectée à une troisième source de courant et à la base d'un si- xième transistor dont le trajet de courant principal est connecté entre ladite sortie du premier miroir de courant et la base du deuxième transistor de puissance, le cinquième et le sixième transistor constituant ledit commutateur. Le premier et le deuxième transistor de puissance peuvent être de types opposés, en particulier de type npn pour le premier et de type pnp pour le deuxième. Dans ce cas, dans une technique intégrée à transistors complémentaires, le deuxième transistor peut tenir des tensions en inverse élevées et donc permettre une première tension d'alimentation élevée. Selon un mode de réalisation préféré, un cinquième miroir de courant est disposé entre les moyens de commutation et la base du deuxième transistor et présentant un gain en courant adapté pour compenser un écart de gain entre le premier et le deuxième transistor de puissance. L'invention concerne également un amplificateur de classe G caractérisé en ce qu'il comporte deux modules et des moyens pour générer pour les modules des signaux d'entrée en opposition de phase, en ce qu'il comporte un premier et un deuxième commutateur de signe connecté à la sortie respectivement du premier et du deuxième module, lesquelles constituent la sortie de l'amplificateur, le premier et le deuxième commutateur de signe étant commandés par des signaux de commande en opposition de phase de manière à mettre à la masse la sortie du deuxième module lorsque le signe du signal d'entrée rend le premier module actif, et vice versa. On obtient ainsi un fonctionnement pour des signaux à double alternance, avec seulement deux sources de tension de référence de même signe. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple non limitatif, en liaison avec les dessins qui représentent - les figures la et lb un circuit de classe G série selon l'art antérieur, et la figure lb une allure de courbes de rendement d'un circuit de classe G en général - la figure 2 un amplificateur de classe G comportant deux mo dules selon l'invention en classe G parallèle - la figure 3 une coupe d'un circuit intégré montrant deux transistors de puissance complémentaires - la figure 4, un schéma d'un module selon l'invention - la figure 51 une application d'un amplificateur selon l'in vention à un lecteur de disque optique (standard CD ou CD vidéo) - les figures 6 et 7, respectivement un mode de réalisation d'un dispositif de commutation d'un module selon l'inven tion1 et un mode de réalisation de deux sous-étages consti tuant un module. Selon la figure la, un amplificateur de classe G série comporte comme étage de sortie quatre transistors (deux npn Qi et Q2, deux pnp Q'1 et Q'a) dont les trajets de courant principal sont en série entre deux sources de tension d'alimentation respectivement positive V+1 et négative V-1. Le point commun aux transistors Q1 et Qa est alimenté à une tension d'alimentation positive V+2 Pour des signaux de faible valeur absolue attaquant les bases des transistors, seuls les transistors Qa et Q'2 sont actifs. Pour des signaux de valeur plus élevée, les transistors Q1 et Q' sont mis en conduction. il en résulte que le rendement R est amélioré à faible niveau par rapport à un montage classique en classe B. Ceci est illustré par la figure lb. La courbe en traits pleins correspond à la classe B. Dans la partie I de la courbe, le rendement est faible. En effet, sur une charge résistive, le courant de sortie Io est pratiquement égal au courant fourni par l'alimentation. Si on appelle Va la tension d'alimentation et Vs la tension ae sortie, le rendement R vaut à peu près V s R a La classe G permet de diminuer la tension Va pour les faibles signaux et d'augmenter ainsi le rendement R (courbe III). Le montage série décrit ci-dessus présente un inconvénient d'une perte non négligeable de rendement pour des signaux élevés en raison de la mise en série des trajets de courants de deux transistors par sens de courant, et par la chute de tension dans les diodes D et D'. Selon la figure 2, un amplificateur selon l'invention comporte deux modules 1 et 2 capables d'amplifier chacun une alternance des signaux d'entrée. Pour des signaux d'une seule polarité, un seul module peut être mis en oeuvre. Un module 1 comporte des transistors de puissance T1 et Ta dont les trajets de courant principal sont en paral lèle, entre une source de tension positive V1 et une sortie S pour le transistor T1 et une source de tension positive V2 de valeur inférieure à V1 et la sortie S pour le transistor T2. Un interrupteur I aiguille un signal d'entrée E1 vers la base du transistor T2 si le niveau en sortie S est inférieur à un seuil donné, choisi en correspondance avec la valeur de la tension Va, ou vers la base du transistor T1 si le niveau en sortie S est supérieur au seuil donné. On obtient ainsi un fonctionnement en classe G parallèle. Le module 2 est identique au module 1, avec les références E', S', T'1, T'a et I' au lieu de E, S, T1, T2 et I. Les signaux E et E' sont produits par les sorties respectivement non inverseuses et inverseuses d'un amplificateur Ao. Des transistors T3 et T'3 ont leur trajet de courant principal connecté entre les sorties respectivement S et S' et un point de potentiel donné, en général la masse.Ils fonctionnent en commutation et alternativement gra- ce à des signaux de commande C1 et C2 appliqués à leur base respective et en opposition de phase. Pour des transistors T3 et T'3 de type npn, lorsque E a une tension positive (E' négatif) C2 est au niveau haut, le transistor T'3 est passant et S' est à la masse, C1 est au niveau bas, et le transistor T3 est bloqué. La sortie S est donc active et S' est à la masse. Lorsque E' a une tension positive (E négatif), C1 est au niveau haut, le transistor T3 est passant et S est à la masse C1 est au niveau bas, et le transistor Tr3 est bloqué. La sortie S' est donc active et S est à la masse. Une charge connectée entre les sorties S et S' est donc traversée par des courants pouvant avoir l'un ou l'autre sens. Le transistor T1 est représenté comme étant du type npn, et le transistor T2, du type pnp. Ceci permet d'augmenter l'écart entre V1 et V2, la limite étant donnée en tous cas par la tenue en inverse de la jonction base-émetteur du transistor Ta. Cette tenue est meilleure pour les transistors pnp, en particulier en technologie complémentaire. Ceci est illustré à la figure 3. Le transistor npn (correspondant à T1 et à T'1) est disposé dans un caisson délimité par le susbstrat p 30, et un puits p 16. Son collecteur 12 de type n est partie d'une couche épitaxiée sur le substrat 30, et comporte une couche enterrée 15 Une région très dopée 14 de type n sert de contact collecteur. Le transistor pnp (correspondant à T2 et T'2) est disposé dans un caisson délimité par un puits n 27 et un co-substrat enterré 26 de type n. La base 21 et l'émetteur 20 sont diffusés à partir de la surface. Une couche 25 de type p enterrée au sein du co-substrat 26 constitue le collecteur du transistor et un puits 28 p+ sert à sa prise de contact.Il résulte de cette description sommaire d'une technique par ailleurs connue que la jonction base-émetteur du transistor pnp (entre les régions 20 et 21) est réalisée avec des dopages correspondant à ceux de la jonction collecteur-base (entre les régions 11 et 12) du transistor npn complémentaire, jonction qui par nature est conçue pour fonctionner en inverse. Selon la figure 4, le signal d'entrée E est appliqué à un miroir de courant M1 de gain supérieur à 1 dont la première branche est constituée par le trajet de courant principal d'un transistor T et dont la deuxième branche, ou branche de sortie est connectée à l'interrupteur I pour diriger le courant soit vers la base du transistor T1, soit vers celle du transistor T2. Un miroir de courant M2 de gain différent de 1 et en général supérieur à 1 peut être interposé entre l'interrupteur I et la base du transistor T2 pour compenser la différence de gain éventuelle entre les transistor T1 et Tz. Pour des transistor T1 et Ta réalisés en technologie complémentaire, un gain de l'ordre de deux est à prévoir pour le miroir de courant Ma. Un amplificateur A1 compare la sortie S à une tension de référence Vref et sa sortie commande l'interrupteur I. La figure 5 illustre une utilisation d'un amplificateur selon la figure 2 (ou d'un module amplificateur) dans un lecteur de disque numérique (par exemple "CD") portable. La tension V1 est produite par des piles et la tension V2, à partir de la tension V1 grâce à un convertisseur dont le rendement dépasse 80 %. Quatre amplificateurs classe G sont utilisés pour commander le moteur AM déplaçant le bras de lecture (amplificateur Agio), les commandes de correction radiale et de mise au point du bloc de lecture optique ORB (respectivement amplificateur A20 et A30) et du moteur DM de rotation du disque (amplificateur A40). Un calculateur de position PCA reçoit des signaux de contrôle de position du bloc de lecture optique ORB pour les introduire à des entrées des amplificateurs A10, A201 A30 et A40. Un circuit d'interface utilisateur IF reçoit des commandes de l'utilisateur US, d'un décodeur audio DA et les introduit dans le servo-correcteur SC. Le décodeur audio DA présente des sorties audio gauche L et droite R. Le fonctionnement des amplificateurs A10, A20, A30 et A4o en classe G permet de disposer d'une première zone (tension Va) à rendement élevé correspondant au fonctionnement en continu du lecteur de compact-disque (lecture sans perturbation), et d'une deuxième zone (tension V1) à puissance de sortie plus élevée correspondant à un fonctionnement exceptionnel, suite à un choc nécessitant une remise en position rapide, à un démarrage ou bien à un saut de piste (accès rapide).On arrive ainsi pour un appareil portatif à augmenter la durée de vie des piles ou des batteries chargées, ou bien à diminuer la consommation électrique d'un lecteur de salon. Selon la figure 6, l'amplificateur A1 qui commande l'interrupteur I comporte un étage différentiel pnp à émetteurs couplés (transistors T4 et T7). La base du transistor T4 est connectée à la sortie S. La base du transistor T7 reçoit la tension de référence Vref. Les émetteurs interconnectés des transistors T4 et T7 sont connectés à une source de courant I2 (et éventuellement 13 en parallèle avec Iz). Le collecteur du transistor T4 est connecté à un miroir de courant un transistor Ts est monté en diode entre le collecteur de T4 et la masse1 et sa base est connectée à celle d'un transistor Ts dont le trajet de courant principal est en série avec une source de courant I1.Le collecteur du transistor T7 est connecté à une autre source de courant : un transistor T8 est monté en diode entre le collecteur de T7 et la masse, et sa base est connectée à celle d'un transistor T8 dont le trajet de courant principal est en série avec une source de courant 14. Le point commun au transistor Ts et à la source de courant I1 est connecté à la base d'un transistor T20 dont le trajet de courant principal est disposé en série entre une source de courant Is et la base du transistor Ta (avec interposition éventuelle du miroir de courant M2). Le point commun au transistor T8 et à la source de courant 14 est connecté à la base d'un transistor T10 dont le trajet de courant principal est disposé entre la source de courant Is (formant avec la source de courant Io le miroir de courant M1 dans un rapport k) et la base du transistor T1. Les transistors T10 et T20 constituent l'interrupteur I dont la commande est effectuée par l'étage différentiel T4, T7 constituant l'amplificateur A1. Le fonctionnement est le suivant. Suivant le signe de la différence entre la tension au point S et la valeur de la tension de référence Vref, il y a déséquilibre entre les deux branches de l'étage différentiel (T4, T7), et circulation, dans l'une de ces branches, d'un courant recopié par l'un des miroirs de courant (Ts, Ts) (T8, Ts). Exemple : I1 = 14 = 10 pA I2 = 20 pA Une source de courant 13, de valeur sensiblement égale à Is divisé par le gain en courant des transistor T10 ou T20 peut être disposée en parallèle avec la source de courant 13. Ceci permet de faire fonctionner les transistors T10 et T20 à rapport IC/IB constant (I2 = 2I1 = 214). Selon la figure 7, le signal E fourni par une sortie en courant de l'amplificateur Ao est appliqué à la base d'un transistor T16 dont le trajet de courant principal est en série avec une source de courant 16. Le point commun à la source de courant 16 et au transistor T16 est connecté à la base du transistor T, qui est relié à la sortie S à travers une résistance R1. Une diode D1 est disposée entre la base de T1 et l'émetteur de T. Le collecteur du transistor T est connecté au trajet de courant principal d'un transistor T12 monté en diode, en série avec une résistance R12.Le transistor T12 forme un miroir de courant avec un transistor T13 (interconnexion des bases de T12 et T13), le trajet de courant principal du transistor T13 étant disposé entre une résistance R13 et les émetteurs des transistors T10 et T20. Les résistrances R12 et R13, référencées au potentiel V1, sont traversées par les courants respectivement Io, et Is (= kIo). Le miroir de courant M2 est constitué par deux transistors T21 et T22 dont les bases sont interconnectées. Le transistor T21, monté en diode par interconnexion base-collecteur a son trajet de courant principal disposé en série entre celui du transistor T20 et une résistance R21 référencée à la masse. Le transistor Taa a son trajet de courant principal disposé en série entre la base de T2 et une résistance R22 référencée à la masse. Entre la source de tension V2 et la base de T2, sont disposés en série une résistance R2 et une diode D2 en direct. La présence optionnelle de la résistance R1 et de la diode D1 mentionnées précédemment, permet de compenser la chute du gain en courant du transistor T1. En effet, la tension aux bornes de l'ensemble série diode D1, résistance R1 vaut la tension base-émetteur du transistor T1. Au fur et à mesure que le courant augmente, la tension aux bornes de la résistance R1 augmente, diminuant celle aux bornes de la diode, et limitant donc son courant. Celui-ci est dirigé vers la base du transistor T1, compensant la chute de son gain en courant. Le même raisonnement s'applique à la résistance R2 et à la diode D2. Le gain de l'amplificateur en boucle ouverte est le produit des gains en courant des transistors T16, T, du miroir de courant M1 et du gain procuré par le transistor T1 (égal à celui de T2 multiplié par le gain de source de courant T211 T22). On peut disposer une résistance de contre-réaction Rc entre la sortie S et la base du transistor T16. La commutation de signe mettant ou non à la masse (ou à un potentiel donné, par exemple celui d'une deuxième source de tension) la sortie S du module, est obtenue en comparant la tension de collecteur du transistor T16 à une valeur de référence. Pour ce faire, un étage différentiel (T3o, T31) à émetteurs.couplés alimentés par une source de courant r 1 o référencée au potentiel V1 compare la tension collecteur de T16 appliquée à la base de T30 à la tension d'une diode D3 connectée d'une part à la base de T31 et d'autre part au collecteur de T31 et à la masse. Ceci permet de détecter quand le signal d'entrée atteint un faible niveau positif. Le courant collecteur de T30 est amplifié par des miroirs de courant à gain supérieur à l'unité et disposés en cascade (T32, T33) et (T34, T35) référencés à V2. Le collecteur de T35 attaque un Darlington de sortie (T36, T3), le collecteur du transistor T3 étant connecté à la sortie S. Un transistor T37 dont la base est connectée à celle de T3 et à l'émetteur de T36, dont le collecteur est connecté à la base de T36 et dont l'émetteur est connecté au collecteur de T3 permet d'éviter une sur-saturation du commutateur de signe en limitant son courant de base. Une résistance R36 disposée entre la base et l'émetteur (mis à la masse) de T3, permet de gagner en rapidité de commutation par évacuation de charges plus rapides. L'invention ne se limite pas aux modes de réalisation décrits et représentés. En particulier, des montages à transistors MOS pourraient être mis en oeuvre. Dans ce contexte, on comprendra que les termes "base" désignent également une électrode de porte d'un MOS, émetteur" une source d'un MOS, et "collecteur" le drain d'un MOS. Dans le cadre d'un amplificateur double alternance, les deux modules sont identiques et recevront des signaux en opposition de phase des sorties de l'amplificateur Ao, d'où les commutations en alternance des transistors T3 et T'3. Revendications 1. Module d'amplificateur de puissance de classe G comprenant une première et une deuxième borne d'alimentation respectivement à une première et à une deuxième source de tension d'alimentation respectivement de valeur haute et basse, ainsi qu'un premier et un deuxième transistor de puissance, et comportant également une borne de sortie, caractérisé en ce que les trajets de courant principal des premier (T1) et deuxième (Ta) transistors sont disposés respectivement d'une part entre la première borne d'alimentation (V1) et la borne de sortie (S) et d'autre part la deuxième borne d'alimentation (Va) et la borne de sortie (S) et en ce qu'il comporte des moyens de commutation à seuil (I) pour aiguiller un signal d'entrée vers la base du premier ou du deuxième transistor selon que le signal de sortie est, en valeur absolue, supérieur ou inférieur audit seuil. 2. Module selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un premier miroir de courant (Mt) présentant un gain en courant f et comportant une entrée pour recevoir le signal d'entrée (E) et en ce que les moyens de commutation (I) présentent une première et une deuxième position pour connecter une sortie du premier miroir de courant (M1) vers la base respectivement du premier (T1) ou du deuxième (T2) transistor. 3. Module selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de commutation comportent un comparateur (A1) agencé pour comparer le signal de sortie avec ledit seuil (Vref) et dont la sortie attaque une entrée de commande d'un commutateur (I) actionnable entre lesdites première et deuxième positions. 4. Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que le comparateur comporte un étage différentiel présentant un troisième (T4) et un quatrième (T7) transistor dont les trajets de courant principal sont disposés entre une première source de courant et une première branche respectivement d'un troisième (Ts, T9) et d'un quatrième (Ts, T6) miroir de courant présentant l'un et l'autre une deuxième branche, la deuxième branche du troisième miroir de courant (Ta, T9) étant connectée à une deuxième source de courant (I4) et à la base d'un cinquième transistor (tir) dont le trajet de courant principal est connecté entre ladite sortie du premier miroir de courant et la base du premier transistor de puissance (T1), et la deuxième branche du quatrième miroir de courant (Ts, T6) étant connectée à une troisième source de courant (Iî) et à la base d'un sixième transistor (T20) dont le trajet de courant principal est connecté entre ladite sortie du premier miroir de courant et la base du deuxième transistor de puissance (Tz) le cinquième (tin) et le sixième (T20) transistors constituant ledit commutateur. 5. Module selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le premier (T1) et le deuxième (T2) transistors de puissance sont de types opposés. 6. Module selon la revendication 4, caractérisé en ce que le premier transistor est de type npn, et le deuxième transistor de type pnp. 7. Module selon la revendication 6, caractérisé en ce que le premier (T1) et le deuxième (tua) transistor sont des transistors complémentaires. 8. Module selon une des revendications précédentes, caractérisé én ce qu'il comporte un cinquième miroir de courant (M2) disposé entre les moyens de commutation et la base du deuxième transistor et présentant un gain en courant adapté pour compenser un écart de gain entre le premier (T1) et le deuxième (T2) transistor de puissance. 9. Amplificateur de classe G, caractérisé en ce qu'il comporte deux modules selon une des revendications précédentes et des moyens pour générer pour les modules des signaux d'entrée en opposition de phase, en ce qu'il comporte un premier (T3) et un deuxième (T'3) commutateur de signe connectés à la sortie respectivement du premier et du deuxième module, lesquelles constituent la sortie de l'amplificateur (S, S'), le premier (T3) et le deuxième (T'3) commutateur de signe étant commandés par des signaux de commande en opposition de phase de manière à mettre à la masse la sortie du deuxième module lorsque le signe du signal d'entrée rend le premier module actif, et vice versa.