FR 2663172 A1 19911213 FR 9007543 A 19900612 La présente invention a pour objet un circuit amplificateur de puissance audiofréquences utilisant des tubes électroniques comme composants actifs et dont la liaison au haut-parleur s'obtient sans transformateur de sortie. Les amplificateurs sans transformateur de sortie connus à ce jour sont conventionnellement désignés en langue anglaise sous l'appellation "OUTPUT TRANSFORMER LESS" ou en abré gé "O.T.L.. La particularité de ces circuits est la liaison directe de la sortie de l'amplificateur au haut-parleur à basse impédance et donc la suppression du transformateur de liaison et d'adaptation dtimpédance, cause de limitation de la bande passante, de distorsion et de rotation de phase. Ce genre de circuit est toujours très apprécié pour les amplificateurs haute fidélité de haut de gamme du fait de ses qualités musicales liées à la bande passante qui peut aller de quelques Hertz à 500 Kilohertz, voire au-delà.Malgré leurs qualités particulières, les amplificateurs à tubes électroniques sans transformateur de sortie ou "O.T.L." sont très peu fabriqués. Cela provient du fait que dans la réalisation de ce type de circuit interviennent de nombreuses contraintes ou défauts qu'il est nécessaire de corriger. En effet, les amplificateurs O.T.L.demandent des alimentations en tension continue largement dimensionnées et incluant des condensateurs électrochimiques de filtrage dont les valeurs de capacités s'expriment en milliers de microfarads. Les tubes électroniques utilisés, qui peuvent être des associations de tubes en parallèle, doivent pouvoir traiter des courants anodiques importants.Une des contraintes les plus importantes est que ces tubes doivent présenter une résistance interne très faible, caractéristique qui n'est le fait que de quelques types de tubes triodes de puissance, d'approvisionnement difficile et coûteux. L'utilisation de tubes tétrodes ou penthodes, moins onéreux, connectés en triodes est toutefois possible mais en augmentant le nombre des tubes nécessaires ou en acceptant une forte baisse du rendement. Les amplificateurs O.T.L. connus à ce jour fonctionnent selon des variantes du concept "Double Cathode Folower" à entrées déphasées ou "Demi-Pont Suiveur" et non inverseur. Avec ces types de circuits, la tension de sortie audiofréquences disponible aux bornes du hautparleur est toujours très inférieure aux tensions des signaux d'entrée nécessaires au fonctionnement de l'amplificateur, ce qui rend très délicate la réalisation des étages précédents.De plus, le taux de distorsion propre de l'amplificateur travaillant en forts courants est généralement élevé et nécessite l'emploi d'une contre réaction énergique provoquant des instabilités du point moyen de fonctionnement, difficiles à maîtriser et augmentant le taux d'intermodulation transitoire, llim- pédance complexe et réactive du haut-parleur étant incluse dans la boucle de contre-réaction. Un autre inconvénient des amplificateurs O.T.L. est d'avoir la ligne d'alimentation du haut-parleur à un potentiel élevé par rapport à la masse, ce qui comporte des risques d'électrocution ou de courts-circuits. Certains circuits O.T.L. ont toutefois une borne du haut-parleur reliée au commun ou masse, mais cela conduit à une réduction des performances ou à une plus grande complexité de l'amplificateur. Le circuit nouveau selon l'invention remédie à tous ces inconvénients. I1 concerne un dispositif amplificateur de puissance pour audiofréquences, à sortie basse impédance, sans transformateur de sortie, fonctionnant en charge d'anodes et amplification de tension avec inversion de phase, utilisant des tubes électroniques de types triodes, ou tétrodes et penthodes connectées en triodes ou aussi des tétrodes ou penthodes utilisées avec résistance d'écran et condensateur de découplage. Le fonctionnement du circuit nouveau est très largement indépendant de la résistance interne des tubes utilisés. Ce circuit nouveau est particulièrement caractérisé par le fait que le point nodal et de masse auquel est reliée une des deux bornes du haut-parleur se situe à la jonction de la cathode d'un premier tube et de l'anode d'un second tube, ce potentiel de masse correspondant au point milieu de la tension d'alimentation. Le circuit nouveau selon l'invention fonctionne selon les principes "Double Cathode Commune" et "Demi-Pont Inverseur" par opposition à "Double Cathode Folower" et "Demi Pont Suiveur" pour les circuits antérieurs. Sous certaines conditions, le circuit nouveau selon l'invention peut présenter un gain en tension supérieur à 1, facilitant en cela la conception des étages précédents.Le circuit nouveau selon la figure 1 se compose principalement, à titre d'exemple, des éléments suivants - 2 tubes électroniques de type triodes,tétrodes ou penthodes connectées en triodes, ou association en parallèle de plusieurs tubes. - 2 sources de polarisation qui peuvent être des batteries de piles de tensions comprises entre - 15 et -40 Volts, l'une de ces sources étant ajustable pour permettre l'équilibrage du circuit. - 2 condensateurs électrochimiques de capacités éga les ou supérieures à 2000 Microfarads. - I haut-parleur de type courant à basse impédance. La tension d'alimentation, de l'ordre de 300 Volts, par exemple, doit provenir d'une alimentation bien dimensionnée comme il est indispensable pour alimenter un circuit audiofréquences de qualité. Une description détaillée du nouveau circuit est donnée dans ce qui suit au regard de 2 figures sur lesquelles apparaissent - A la figure 1, le circuit amplificateur selon l'inventiono - A la figure 2, une représentation synoptique d'un circuit déphaseur utilisé en combinaison avec le circuit de la figure 1. Le concept nouveau proposé pour le circuit amplificateur audiofréquences sans transformateur de sortie et utilisant des tubes électroniques, selon l'invention, se différencie très nettement dans son mode d'opération dynamique des circuits utilisés à ce jour. En effet, dans le circuit nouveau proposé en figure 1, le point de jonction de la cathode K1 du tube V1 et de l'anode A2 du tube V2 devient le point nodal N1 et de masse virtuelle en courant continu et audiofréquences. La connection entre le point N1 et le point de masse est une liaison équipotentielle qui n'est le siège d'aucun courant.En fonctionnement en courant continu, le pôle positif (+Vccl) et le pôle négatif (-Vccl) de l'alimentation Vccl sont symétriquement répartis au point de vue potentiel, de part et d'autre du point nodal N1 et masse confondus, à raison de la valeur de l/2Vccl entre anode et cathode de chaque tube V1 et V2. La symétrie de tension entre N1 et +Vccl d'une part, et N1 et -Vccl d'autre part, est ajustée par le réglage incorporé à la tension négative de polarisation Poll.Le courant continu traversant les tubes V1 et V2 est matérialisé par les petites flèches Iccl.Toujours en fonctionnement en courant continu, le point S1 relié à la borne 2 du haut-parleur HP1 se trouve au même potentiel que N1 et masse, et aucun courant continu ne traverse HP1 de fa çon permanente. I1 n'y a de ce fait pas de danger d'électrocution ou de court-circuit entre la masse et la ligne alimentant HPl. Si HP1 ne permet pas la liaison en courant continu, il y a lieu de relier ces bornes 1 et 2 par une résistance de valeur ohmnique très supérieure à son impédance, ceci afin de connecter en tension continue le point S1 à N1 et masse. Lorsque les signaux audiofréquences à amplifier El et E2, de phases opposées, sont appliqués aux grilles G1 du tube V1 et G2 du tube V2 respectivement, l'amplification différentielle de courant de V1 et V2 produit des courants alternatifs audiofréquences traversant HP1 selon les grosses flèches IBF1 par l'intermédiaire des condensateurs C1 et C2.Ces variations différentielles de courant dans V1 et V2 apparaissent sous forme de tensions et de puissance audiofréquences entre la masse et le point S1 du fait de l'impédance de HP1. Ces tensions alternatives disponibles entre S1 et les points confondus N1 et masse se retrouvent également présentes avec les mêmes phases et amplitudes aux points +Vccl et -Vccl du fait de la très faible impédance par rapport aux audiofréquences de C1 et de C2 et de la très faible impédance aux mêmes signaux audiofréquences entre +Vccl et -Vccl. Le point S1 est référencé au point de vue des signaux audiofréquences et tension continue par rapport à N1 et masse au travers de HP1. Le circuit nouveau selon la figure 1 est considéré comme fonctionnant en "Double Cathode Commune" et "Demi Pont Inverseur" par opposition aux circuits antérieurs fonctionnant en "Double Cathode Folower" et "Demi-Pont Suiveur". Les tensions audiofréquences de commande El et E2 sont en opposition de phase. Le signal El malgré sa phase relative de 1800 est le signal de commande direct par rapport à la masse.Le signal audiofréquences E2 provenant du déphaseur représenté de façon synoptique en figure 2, est égal d'une part à l'amplitude du signal non déphasé El, additionné dans le circuit déphaseur, du signal de sortie amplifié en S1, de même phase que E2 ; ce signal prélevé en S1 est transmis par la ligne dite de "Bootstrap" depuis S1 au déphaseur de la figure 2 par l'intermédiaire du condensateur Cbstl (Fig.l). Sur la figure 1, la hauteur des sinusoïdes en regard des points El, E2 et S1 indique les rapports d'amplitudes relatifs des tensions audiofréquences. Les chiffres 0 et 180, adjoints à ces mêmes sinusoides, indiquent la phase relative en degrés. Le pôle positif de la tension d'alimentation +Vcc2 de la figure 2 proviendra d'une source indépendante de +Vccl. Le pôle négatif de la tension d'alimentation -Vcc2 (Fig.2) sera relié à N1 et masse de la figure 1. Les blindages des conducteurs, véhiculant des signaux audiofréquences seront également reliés à N1 et masse de la figure 1. Un autre type de déphaseur pour le circuit de la figure 1 selon l'invention peut être constitué à partir d'un transformateur pour audiofréquences comportant 2 enroulements secondaires identiques, l'un des enroulements fournissant le signal direct entre masse et l'entrée El du tube V1, l'autre enroulement ayant l'une de ses connections inversées de fa çon à fournir le signal déphasé à l'entrée E2, et ayant l'autre connection reliée au point S1 qui est référencé en audiofréquences par rapport à N1 et masse.Contrairement aux circuits antérieurs, le circuit nouveau de la figure 1 selon l'invention, fonctionne en inverseur de phase ; la tension de sortie audiofréquences amplifiée en S1 est déphasée de 180 par rapport au signal d'entrée El. I1 peut être dit dans ces conditions que le circuit selon l'invention fonctionne avec charge d'anodes ; par ailleurs il fonctionne en amplificateur de tension et dans le cas d'impédance relativement élevée de HP1, la tension de sortie audiofréquences en S1 peut être supérieure à la tension d'entrée El. Ce gain en tension qui peut être supérieur à l'unité est d'autant plus appréciable que le produit de la pente des tubes utilisés et de l'impédance de HP1 est plus élevé.Cette notion de gain en tension facilite la mise au point de l'étage déphaseur de la figure 2. Les deux sections amplificatrices V1 et V2 se trouvent par rapport aux signaux audiofréquences amplifiés en parallèle sur le hautparleur HP1, ce qui permet de considérer que l'impédance optimale de HP1 est au moins huit fois inférieure à l'impédance entre anodes d'un circuit classique de type "Push Pull" utilisant les mêmes tubes avec transformateur de sortie. Le rendement du circuit nouveau représenté en figure 1 est très largement indépendant de la résistance interne des tubes V1 et V2. Outre l'utilisation des tubes triodes à très faible résistance interne, indispensables aux circuits O.T.L. antérieurs ou à défaut tétrodes ou penthodes connectées en triodes, de faible résistance interne, le circuit nouveau de la figure 1 peut utiliser d'une part des triodes ou tétrodes et penthodes connectées en triodes, de résistance interne quelconque et d'autre part des tétrodes ou penthodes utilisées avec la grille écran alimentée en tension continue à travers une résistance, la jonction de cette résistance et de la grille écran étant reliée à la cathode du même tube ou à la masse par un condensateur de découplage. L'expérimentation d'un circuit aussi simple que celui de la figure 1 selon l'invention fait apparaître un fonctionnement parfaitement stable. I1 permet en outre de constater qu'en utilisant en HP1 un haut-parleur d'impédance de 8 Ohms ou même moins, c'est à dire 5 à 10 fois inférieure à la valeur d'impédance considérée optimale, la puissance audiofréquences disponible peut être légèrement réduite sans qu'il y ait apparition d'autres inconvénients, avec même l'avantage de réduire les effets causés par les inégalités d'impédances en fonction de la fréquence, dûes notamment à des résonnances électriques ou comportements réactifs des systèmes haut-parleus ou enceintes acoustiques. La distorsion par harmoniques du circuit nouveau selon la figure 1 se situe facilement au dessous de 2 à 3 % sans appariement des composants et sans application de contre réaction. Cette distorsion par harmoniques diminue par ailleurs en relation avec l'abaissement de l'impédance de HP1. Ce niveau de distorsion peut être réduit par application de contre réaction. Le circuit nouveau selon l'invention peut être utilisé selon les classes dites A ou AB. La polarisation des tubes peut être également obtenue par résistance dans la cathode des tubes V1 et V2. Ces résistances doivent être découplées par des condensateurs électrochimiques de fortes valeurs. La réalisation de circuits amplificateurs audiofréquences selon l'invention est du domaine des possibilités normales des techniciens ou des entreprises possédant la technique des amplificateurs audiofréquences à tubes électroniques. REVENDICATIONS 1) Dispositif amplificateur de puissance pour audiofréquences, à sortie basse impédance, sans transformateur de sortie, utilisant comme composants actifs des tubes électroniques, triodes, tétrodes ou penthodes, fonctionnant selon le principe de la charge d'anodes et le l'amplification de tension avec inversion de phase, amplificateur dont les tubes alimentés en série par une alimentation en tension continue et traversés par un courant continu, avec en partant du pôle positif de l'alimentation, l'anode d'un premier tube, puis sa cathode reliée à l'anode d'un deuxième tube dont la cathode retourne au pôle négatif de l'alimentation, caractérisé par le fait que le point de jonction de la cathode K1 d'un premier tube V1 et l'anode (A2) du deuxième tube V2 est le point nodal de référence (N1) et de masse virtuelle du circuit amplificateur. 2) Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le courant alternatif audiofréquences, matérialisé par les grosses flèches (IBF1) et généré par l'amplification différentielle en courant provoquant le déséquilibre du demi-pont inverseur de phase constitué par le premier tube (V1) et le second tube (V2), prend naissance à partir du point nodal de référence (N1) et de masse virtuelle et traverse l'impédance du haut-parleur (HP1), apparaissant sous forme de tension alternative amplifiée au point S1 référencé par rapport à Nî et masse. 3) Dispositif selon les revendications 1 et 2, caractérisé par le fait que la tension alternative audiofréquences présente au point S1 est transmise avec les mêmes amplitude et phase, d'une part au pôle positif de l'alimentation +Vccl et à l'anode Al du tube V1 et d'autre part au pôle négatif de l'alimentation -Vccl et à la cathode K2 du tube V2 par l'intermédiaire du condensateur C1 d'une part et du condensateur C2 d'autre part, ces condensateurs ayant une forte capacité et une réactance à la fréquence la plus basse à transmettre très inférieure à l'impédance du haut-parleur HP1. 4) Dispositif selon les revendications 1 et 2, carac- térisé par le fait que la tension de sortie audiofréquences présente au point S1 et référencée par rapport au point N1 et masse confondus est déphasée de 1800 par rapport à la tension d'entrée El appliquée à la grille (Gl) du tube V1, la tension El étant référencée par rapport à N1 et masse. 5) Dispositif amplificateur selon les revendications 1 et 2, caractérisé par le fait qu'il fonctionne selon le principe de l'amplification de tension entre le point nodal (N1) et masse virtuelle réunis et le point S1, donc aux bornes 1 et 2 du haut-parleur (HPl), le gain en tension par rapport à la valeur du signal d'entrée El présent à la grille (G1) du tube V1 pouvant être supérieur à l'unité et étant fonction en particulier du produit de la pente des tubes (V1) et (V2) et de l'impédance du hautparleur(HPl). 6) Dispositif amplificateur selon les revendications 1 à 4,caractérisé par le fait que le signal d'entrée E2 appliqué à la grille (G2) du tube V2 est de phase opposée au signal d'entrée El et que la tension de ce signal E2 provenant d'un circuit auxillaire de déphasage (Fig.2), est égal à la tension du signal El d'une part, majoré de la tension du signal de sortie en S1 d'autre part, la tension E2 se trouvant ainsi référencée par rapport au point S1, lui même référencé par rapport au point nodal (N1) et masse confondus. 7) Dispositif selon les revendications 1 à 6, caractérisé par le fait qu'il utilise en V1 et V2 des tubes triodes, ou tétrodes et penthodes connectées en triodes, dont la résistance interne peut être quelconque, en parculier élevée. 8) Dispositif selon les revendications 1 à 7, caractérisé par le fait qu'il utilise en V1 et V2 des tubes tétrodes ou penthodes utilisées avec alimentation de la grille écran par l'intermédiaire d'une résistance, la jonction résistance et grille écran de chaque tube V1 et V2 étant reliée à la cathode de chaque tube V1 et V2 ou à la masse par un condensateur de découplage.