FR 2646923 A1 19901116 FR 8407237 A 19840510 Dispositif récepteur radar adaptatif L'invention concerne d'une manière générale le radar, et plus particulièrement les moyens de réception utilisés dans certains radars évolués. On sait que, d'une manière générale, un récepteur radar comprend, outre l'aérien d'émission/réception, des circuits de réception proprement dite, ainsi que des circuits de traitement. Dans certaines applications, la tâche des circuits de réception et de traitement est rendue difficile, car ils doivent distinguer le signal utile recherché non seulement du bruit, mais aussi de signaux de retour perturbateurs, déliberément produits pour ressembler au signal émis par la cible ou masquer celui-ci. Le signal utile est par exemple un signal rétrodiffusé par un objectif, signal que l'on appelle aussi écho de peau". Contrairement au bruit, les signaux perturbateurs délibérés sont émis d'une manière relativement cohérente avec le signal d'émission du radar, et d'une manière tendant à masquer l'écho de peau. Le problème que la présente invention vise à résoudre est d'utiliser la polarisation du rayonnement électromagnétique reçu par le radar, afin d'améliorer la détection des signaux utiles. En d'autres termes, il s'agit d'obtenir un récepteur à polarisation adaptative. La Demanderesse a fait les observations suivantes - les signaux rétrodiffusés (échos de peau) par les objectifs ou cilles aériennes comportent des composantes de polari sation multiples (échos complexes), et ce bien que l'onde d'illumination émise par le radar soit en général d'une polarisation bien déterminée, le plus souvent une polarisa tion linéaire - les signaux de brouillage, perturbateurs, auxquels s'intéresse l'inven tion, rayonnés par les cibles aériennes, sont polarisés. Il sont en géné raz émis selon un compromis entre les polarisations verticales et horizontales, c'est-à-dire en polarisation "inclinée".En pratique, la polarisation de ces signaux est soit du type ellip tique à fort taux d'ellipticité, et dépend de la direction d'observation,soit à polarisation quasi-circulaire. Pour résoudre le problème, l'invention prévoit une réception radar adaptative, qui fait intervenir, de manière connue, l'aérien d'émission/réception, les circuits de réception proprement dite et les circuits de traitement. Selon une caractéristique générale de l'invention, l'aérien d'émission/ réception comporte deux antennes voisines, autant que possible confondues, et propres à travailler selon deux polarisations différentes (deux polarisations orthogonales, linéaires, elliptiques ou circulaires), les circuits de réception comprennent deux voies connectées respectivement aux deux antennes et fournissant deux signaux correspondants respectifs ; pour leur part, les circuits de traitement comprennent des moyens de conversion angulaire propres à engendrer deux autres signaux normalisés, relatifs à des axes de polarisation ayant tourné d'un angle choisi par rapport aux axes des antennes, des moyens pour déterminer à partir de ces deux autres signaux une première grandeur scalaire quadratique représentant l'énergie reçue en polarisation elliptique selon lesdits axes tournés de l'angle choisi, des moyens à fonction de transfert de filtrage optimal de cette première grandeur scalaire quadratique, et des moyens utilisant la sortie de filtrage optimal pour asservir ledit angle choisi en fonction de ladite première grandeur scalaire quadratique. D'autres caractéristiques et avantages. de l'invention apparattront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est un premier schéma de principe illustrant les moyens d'asservissement angulaire; - la figure 2 est un second schéma de principe illustrant d'une manière générale la combinaison des deux signaux obtenus après l'asservissement angulaire; et - les figures 3 et 4 illustrent deux réalisations parti culières de certains organes de la figure 2. Sur la figure 1, les références Al et A2 désignent deux antennes opérant selon des polarisations orthogonales, et de-préférence à centres de phase confondus, c'est-à-dire intégrées l'une à l'autre, bien qu'on puisse également utiliser deux anten zones très voisines. Un mode de réalisation particulier de deux antennes intégrées l'une à l'autre est décrit dans la Demande de Brevet N" 84 06 804 déposée le 2 Mai 1984 au nom de la Demanderesse. L'antenne ou les deux antennes fournissent donc deux signaux séparés correspondant respectivement à des polarisations linéaires différentes. Avantageusement, les deux antennes ou deux parties d'antenne sont séparées en quatre quadrants, qui permettent, de manière connue, la construction d'un signal somme, ainsi que de signaux de différence gisement et de différence site. On admet dans la présente description que c'est le signal somme de chacune des deux antennes qui est utilisé, le traitement des signaux de différence gisement ou de différence site pouvant se faire de la même manière. L'antenne Al définit ainsi une voie X tandis que l'antenne A2 définit une voie Y. Les deux voies sont respectivement appli quées à des étages de réception R1 et R2, qui fournissent sur leurs sorties des signaux X et Y. L'homme de l'art sait qu'il existe plusieurs manières de former les signaux radar pour le traitement - les étages R1 et R2 peuvent être de simples récepteurs hyperfréquence à large bande, auquel cas les signaux X et Y possèdent également la nature de signaux hyperfréquence à large bande. - Les étages R1 et R2 peuvent comporter un changement de fré quence, auquel cas les signaux X et Y sont des signaux de fréquence intermédiaire à bande plus étroite. - De façon encore plus élaborée, les étages R1 et R2 peuvent comporter un passage des signaux sous forme numérique, auquel cas les signaux X et Y sont alors des signaux numériques représentant l'amplitude et la phase, à chaque instant, des signaux respectivenent reçus par les antennes Al et A2. Le signal X est appliqué à deux modulateurs M11 et M12, tandis que le signal Y est appliqué à deux autres modulateurs M21 et M22. Une amplification intermédiaire (non représentée) peut intervenir. Les modulateurs M11, Mî2, M21, M22 sont des modulateurs analogiques, dans les deux premiers cas susvisés où les signaux X et Y sont disponibles sous forme analogique. Avec des signaux numériques, les modulateurs M11, M12, M21 et M22 sont des opérateurs numériques de multiplication. Un signal représentatif d'un angle choisi ss est appliqué à deux organes MMI et MM2, capables de produire respectivement un signal représentatif de sinus ss et de cosinus ss . Les organes MMt et MM2 peuvent être constitués par exemple d'une simple mémoire numérique adressée en fonction de l'angle ss. Sous forme analogique ou numérique, le signal représentatif de sinus ss est appliqué aux modulateurs M12 et M21. Pour sa part, le signal représentatif de cosinus ss est appliqué aux modulateurs Mil et M22. Un premier sommateur analogique ou numérique S1 produit la somme algébrique des sorties des deux modulateurs Mii et M21. Un second sommateur analogique ou numérique S2 produit la somme algébrique (une différence dans l'exemple représenté) entre les sorties des modulateurs M22 et M12. On note U le signal de sortie du sommateur S1 et V le signal de sortie du sommateur S2. Le signal U est appliqué à un circuit DCG qui lui fait subir une détection de niveau, afin de produire un signal de commande automatique de gain noté CAG à destination des étages de réception R1 et R2. On obtient ainsi une normalisation des signaux U et V par rapport au niveau ou module du signal U. L'homme de l'art comprendra que l'on peut maintenant écrire U = u/lul et v = v/lul Une variante consiste naturellement à utiliser le signal V au lieu de U pour la normalisation, ou bien à utiliser conjointement les deux signaux U et V.Dans ce dernier cas, le dénominateur des expressions de U et V s'écrit luh + IvP Les signaux U et V sont appliqués à un organe de sélection de cases CA1, qui reçoit un signal de commande A élaboré d'une manière décrite plus loin. Ce circuit de sélection CA1 réalise une sélection temporelle/fréquentielle, afin de prélever dans les signaux U et V des parties correspondant à des cases distance et/ou vitesse choisies. Les signaux disponibles en sortie de l'organe CA1 sont alors notés Ua et Va. Ils sont appliqués à un circuit GS1, qui a pour fonction de produire la première grandeur scalaire quadratique. il convient de rappeler que les éléments décrits jusqu'à présent fonctionnent en réception cohérente, c'est-à-dire en traitant sur deux voies la partie réelle et la partie imaginaire du signal (la partie imaginaire étant en quadrature par rapport à la partie réelle), ou, en d'autres termes, l'amplitude et la phase du signal. Les signaux X,Y, de même que U et V, possèdent donc une partie réelle et une partie imaginaire, en représentation complexe. A ce titre, ils sont assimilables à des vecteurs. Il en est naturellement de même pour les signaux Ua et Va. Dans ces conditions, la première grandeur scalaire quadratique peut être obtenue en constituant le produit scalaire du signal Ua avec le conjugué complexe du signal Va, et en prenant la partie réelle de ce produit scalaire. Sous les réserves que l'on exposera ci-après, le calcul montre et l'expérience confirme que le signal de sortie de l'organe GS1 peut alors servir à une écartométrie d'axes de polarisation, qui correspond à une démodulation de la voie V par la voie U, ou inversement. On considère qu'il arrive sur les antennes Al et A2 un signal de polarisation elliptique par rapport à des axes X' et Y', différents des axes X et Y des deux antennes. On note S(t) l'enveloppe analytique de ce signal temporel incident. Dans le cas le plus général, les composantes elliptiques du signal incident, considéré dans ses axes propres, peuvent être définies comme suit - sur l'axe OX', le signal a pour amplitude complexe a.S (a réel) - sur l'axe OY', le signal a pour amplitude complexe jbS (b réel et inférieur à a en valeur absolue, c'est-à-dire en module par convention). On note a l'angle que forment les axes OX' et OY' avec les axes OX et OY des deux antennes Al et A2. Les signaux captés correspondant au signal incident susvisé sont alors - sur la voie X SX = aS cos a - jbS sin a - sur la voie Y SY = aS sin a + jbS cos a On se rappellera maintenant que le dispositif de la figure 1 procure des signaux U et V correspondant à des axes ayant tourné d'un angle ss par rapport aux axes X et Y des deux antennes. il a été observé par la Demanderesse que, pourvu que ss-a ne soit pas trop grand, la première grandeur scalaire fournie par l'organe GS1 comme définie ci-dessus, est de la forme si la normalisation s'effectue par rapport à U, ou si la normalisation s'effectue par rapport à U et V conjointement. Ainsi, le signal de sortie de l'organe GS1 représente bien une grandeur d'écartométrie de la forme B-a , propre à constituer un asservissement. Il est observé au passage que l'asservissement fonctionne même en polarisation circulaire, puisqu'on a alors a = b, et que l'un et l'autre des signaux U et V sont représentatifs du signal incident. Avant l'asservissement proprement dit, le signal de sortie de l'organe GS1 est appliqué à un dispositif FO possédant une fonction de transfert choisie, propre à réaliser un filtrage optimal permettant la recopie correcte des variations des axes de polarisation du signal incident considéré, afin de permettre le calcul de l'angle. En effet, d'après les relations données plus haut, il apparait que le gradient d'écartométrie est fonction du taux d'ellipticité du signal incident, dont le récepteur radar n'est pas maître. il convient donc de prévoir un filtrage optimal afin d'éviter des effets d'instabilité potentielle.La Demanderesse considère actuellement que, plutôt que des asservissements élémentaires classiques du deuxième ordre par exemple, il vaut mieux utiliser un dispositif de filtrage optimal tel qu'un filtre de Kalman, ou un filtre de Kalman généralisé. Ce filtre optimal FO est sous le contrôle d'une unité de commande UC, qui reçoit par des liaisons numériques avec le filtre FO des informations lui permettant de régir l'asservissement. En particulier, il existe quatre quadrants possibles pour la comparaison des axes propres X' et Y' du signal incident aux axes X et Y des deux antennes Al et A2. Cette unité de commande UC est propre à modifier les signes des sommateurs Si et S2 afin de choisir le quadrant convenable, en fonction des signaux délivrés à chaque fois par l'organe GS1 à travers le filtre FO. Une fois qu'un signal incident recherché a été détecté, l'unité de commande ferme l'interrupteur I, ce qui permet donc la fermeture d'une boucle d'asservissement pour la définition de l'angle ss précité. La sortie du filtre optimal FO est alors appliquée à un comparateur CD, qui fait évoluer ss à partir d'une valeur de référence. Dans une application particulière, le dispositif radar est installé à bord d'un mobile, muni d'une plate-forme, inertielle par exemple, qui définit en permanence le mouvement des axes propres du mobile par rapport à un référentiel absolu. Un organe DL intervient alors pour déterminer la composante de gîte "locale" due aux mouvements du mobile par rapport au référentiel absolu. Et la contribution de cette gite est naturellement retirée, dans le comparateur CD, avant la définition de l'angle B. La valeur de l'angle ss déterminée comme il vient d'être dit est alors appliquée aux mémoires MMI et MM2 qui définissent sinus ss et cosinus B, ce qui permet maintenant la poursuite du signal incident, dont les axes propres sont alignés sur ceux dans lesquels sont calculées les grandeurs U et V. Comme le sait l'homme de l'art, l'organe DL a pour fonction de découpler les axes de polarisation du radar par rapport aux mouvements de la plate-forme du mobile, au moyen d'une correction calculée à partir des cosinus directeurs des deux antennes dans les axes de la référence inertielle de bord. il est maintenant fait référence à la figure 2. Sur celle-ci, les signaux U et V sont appliqués à un autre organe de sélection CA2, qui peut d'ailleurs être confondu avec l'organe CA1 de la figure 1, puisqu'il reçoit comme lui les informations A. il délivre donc des signaux Ua et Va qui sont appliqués à un organe GS2, lequel détermine la seconde grandeur scalaire quadratique. Dans le mode de réalisation décrit, il s'agit de la partie imaginaire du produit scalaire Ua.Va*. Cette seconde grandeur scalaire sera notée I dans la suite. La Demanderesse a observé qu'elle est représentative du taux d'ellipticité - b du signal incident considéré, et sur lequel a fonctionne l'asservissement de la figure 1. Par ailleurs, les signaux U et V sont appliqués à un autre organe de sélection CB, semblable dans sa structure aux circuits CA1 et CA2, mais recevant des informations de commande B qui peuvent être différentes de A. Les signaux de sortie Ub et Vb de l'organe CB sont appliqués à un étage de traitement TF, dont la structure sera décrite plus loin. Cet étage de traitement produit une combinaison linéaire de ces signaux, éventuellement déphasés de 2 t et avec multiplication par le signal I de l'un des termes de la combinaison linéaire. Le signal finalement obtenu, noté SF, est appliqué à un circuit de post-traitement PT, qui réalise une détection-extraction, accompagnée le cas échéant d'une écartométrie, d'une poursuite en distance et/ou en vitesse, ainsi que des autres fonctions classiques dans un radar du type considéré. Un tel circuit peut être réalisé d'une manière connue de l'homme de l'art, car ses fonctions sont indépendantes du traitement préalable qula subi le signal qui lui est appliqué. Par sa fonction de détection-extraction, le dispositif de post-traitement PT est propre à définir les cases distance ou distance/vitesse A et B précitées. On décrira maintenant deux applications préférentielles du dispositif de l'invention, auxquelles correspondent deux réalisations différentes de la figure 2. Dans une première application, le signal appelé jusqu'à présent "signal incident" est un signal perturbateur créé en polarisation elliptique. Les informations A et B sont alors de préférence différentes, afin que la détermination ou estimation des axes propres de polarisation du signal perturbateur incident soit effectuée préférentiellement dans des cases distance ou distance/vitesse relative dans lesquelles ne figure pas le signal utile, qui est alors de préférence l'écho de peau d'une cible telle qu'un aéronef. Les informations A correspondent donc aux cases de ce signal incident. Les informations B correspondent au contraire aux cases où l'on attend le signal utile. Le circuit TF réalise alors la fonction D = iV - IU, et possède la structure illustrée sur la figure 3. Sur cette figure, on retrouve l'organe CB. Dans cette réalisation, l'organe PF1 possède sur la voie V un déphaseur de 900 noté TF10, qui fournit jV. Sur la voie U, il comporte un modulateur analogique ou un multiplieur numérique qui reçoit d'une part le signal U et d'autre part le signal I. Ce modulateur est noté Tri2. Les sorties des éléments TF10 et TF12 sont appliquées respectivement à une entrée d'addition et de soustraction d'un sommateur TF15 qui fournit le signal D. La polarisation de la réception du radar a dans ce cas été adaptée au signal perturbateur incident. La contribution de ce signal perturbateur incident dans le signal D qui vient d'être obtenu se trouve alors fortement minimisée. Dans cette application, si l'on réalise une recopie de la polarisation du signal incident perturbateur à mieux que 0,1 radian, et en admettant que le signal utile possède pour sa part une polarisation aléatoire, on obtient dans le signal D un gain qui est au moins de l'ordre de 20 dB, par rapport à ce que donnerait l'un ou l'autre des signaux X et Y disponibles à l'entrée. Un tel gain est très intéressant, surtout si l'on tient compte de l'existence d'une distance d'auto-protection, pour une cible accompagnée d'un brouilleur. La description qui précède se place dans le cadre d'un fonctionnement en régime permanent, où l'on a en pratique déjà déterminé les cases A d'une part, B d'autre part, correspondant respectivement au brouilleur et au signal utile, et asservi le dispositif de la figure 1 pour la poursuite des axes de polarisation propre du brouilleur. L'homme de l'art sait que le fonctionnement du dispositif de l'invention nécessite un certain nombre de phases préalables, dont le principe est connu. Au niveau de l'extracteur (dispositif PT), on recherche d'abord la présence des signaux, en règle générale par détection de contraste Ceci permet de déterminer les cases distance vitesse, ou distance/vitesse, dans lesquelles se trouvent des signaux ponctuels.On peut alors rechercher, en faisant fonctionner le dispositif de la figure 1 en boucle ouverte, les cases dans lesquelles se trouve un comportement cohérent, sur les mêmes axes de polarisation propre, pour un signal incident perturbateur se présentant en polarisation elliptique d'ellipticité déterminée (si l'on fait intervenir l'ellipticité, le signal I de la figure 2 est alors appliqué à l'unité de commande UC de la figure 1). Lorsque toutes ces cases ont été déterminées, peut alors intervenir la poursuite angulaire du signal incident perturbateur ou brouilleur ainsi déterminé. Les autres échos, qui contiennent le signal utile, peuvent alors être analysés classiquement. Comme précédemment indiqué, on les retrouve en sortie du dispositif PT du radar, mais avec un gain d'au moins 20 dB par rapport aux situations antérieures. il est maintenant fait référence aux figures 2 et 4. Dans une autre application, l'invention fournit un récepteur à polarisation adaptative qui fonctionne non pas par rapport à un signal incident perturbant le signal utile, mais par rapport au signal utile lui-même. Cette application intéresse le cas d'un signal cible polarisé, ou à polarisation lentement variable. La situation est à peu près la même que précédemment, sauf que le signal utile est maintenant le même que celui par rapport auquel on adapte la polarisation. En conséquence, les informations des cases A et B sont en principe les mêmes. C'est ce qu'illustre la figure 4. Le circuit de sélection CB fournit alors en fait des signaux Ua et Va, qui sont appliqués à un organe noté maintenant TF2. Un déphaseur de 900 TF20 est placé en tête de la voie Va. Il est suivi d'un modulateur TF22, qui reçoit le signal I de l'organe GS2. Un sommateur TF25 assure alors la somme des deux voies, ce qui fournit un signal S' selon la relation suivante S' = U + jIV Le signal S' ainsi obtenu est asservi à la polarisation du signal utile reçu, qu'il peut suivre de manière fine. Bien entendu, les phases d'acquisition préliminaire sont les mêmes que précédemment, sous réserve que les cases A et les cases B sont maintenant confondues. Dans cette seconde application, le gain que l'on obtient par rapport aux dispositifs antérieurs dépend fortement de la réponse en polarisation de l'écho de la cible, ce gain ne peut donc être chiffré a priori. Toutefois, à côté de ces considérations sur le gain, cette seconde application offre d'autres avantages : elle permet d'analyser, dans une certaine mesure, la distribution de polarisation des signaux utiles incidents. Elle permet aussi de réduire l'effet du scintillement des signaux complexes de cible radar, qui s'analyse à la fois en fluctuation de niveau et en "glint, c'est-à-dire fluctuation d'angle. Enfin, pour une cible déterminée, on peut aussi faire varier la direction des axes suivant laquelle on analyse la polarisation, ce qui permet d'obtenir une sorte de "réponse en polarisation" d'une cible déterminée. En résumé, le récepteur proposé est susceptible de diverses applications, dont deux ont été décrites, qui le rendent - soit adapté à la polarisation instantanée du signal rétro diffusé par la cible, - soit adapté à une polarisation elliptique orthogonale de celle des signaux de brouillage émis par la cible. On remarque par ailleurs la souplesse du procédé appliqué dans le dispositif de l'invention, puisque ce dernier continue à fonctionner, même en présence d'une polarisation circulaire au lieu d'une polarisation elliptique. Enfin, l'illumination radar en polarisation circulaire permet en combinaison avec le dispositif selon l'invention, une atténuation substantielle des échos atmosphériques de pluie. Revendications 1.- Dispositif récepteur radar adaptatif, du type comprenant un aérien (A) d'émission/réception, des circuits (R) de réception, et des circuits (T) de traitement, caractérisé en ce que - l'aérien d'émission/réception comprend deux antennes voi sines (A1,A2) propres à travailler selon deux polarisations orthogonales, - les circuits de réception comprennent deux voies (R1,R2), connectées respectivement aux deux antennes, et fournissant deux signaux respectifs correspondants (X,Y), - les circuits de traitement (T) comprennent :: . des moyens de conversion angulaire (M11,M12,M21,M22,S1,S2) propres à engendrer deux autres signaux normalisés (U,V), relatifs à des axes de polarisation tournés d'un angle ss par rapport aux axes des antennes orthogonales, . des moyens (CA1,GS1) pour déterminer à partir de ces deux autres signaux une première grandeur scalaire quadratique représentant l'énergie reçue en polarisation elliptique selon lesdits axes tournés d'un angle B, . des moyens (FO) à fonction de transfert de filtrage optimal de cette première grandeur scalaire quadratique, et . des moyens (UC,I,MM1,MM2) pour définir un asservissement de l'angle B en fonction du filtrage optimal. 2.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les deux antennes sont sensiblement confondues. 3.- Dispositif selon l'une des revendications 1 et 2, installé à bord d'un mobile, caractérisé en ce que les moyens d'asservissement comportent des moyens (DL,CD) pour tenir compte de la gite locale due taux mouvements de ce mobile dans l'asservissement de l'angle ss. 4.- Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la normalisation est obtenue par contrôle automatique du gain des deux voies de réception en fonction du niveau de l'un au moins desdits autres signaux (U,V). 5.- Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la première grandeur scalaire quadratique représente la partie réelle du produit scalaire desdits deux autres signaux normalisés. 6.- Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les circuits de traitement comportent en outre des moyens pour déterminer à partir desdits deux autres signaux (U,V) une seconde grandeur scalaire quadratique représentant le taux d'ellipticité des signaux reçus en polarisation elliptique selon lesdits axes tournés d'un angle 6. 7.- Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que la seconde grandeur scalaire quadratique est la partie imaginaire. du produit scalaire des deux signaux (U,V). 8.- Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens de traitement (TF) pour élaborer un signal utile à partir d'une combinaison des deux signaux (U,V), et de ladite seconde grandeur scalaire, ainsi que des moyens de post-traitement propres à effectuer les traitements radar classiques sur les signaux ainsi obtenus, ainsi qu'S définir des cases distance/ vitesse correspondantes. 9.- Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit de post-traitement définit deux jeux différentes (A,B) de cases distance/vitesse, en ce que les deux grandeurs scalaires sont déterminées en relation avec l'un (A) de ces jeux de cases, en ce que les moyens de traitement (TF1) reçoivent les signaux (U,V) délimités à l'autre jeu (B) de cases, et en ce qu'ils déterminent un signal différentiel de la forme jV-I.U, où j désigne le symbole imaginaire en représentation complexe, et. I désigne la seconde grandeur scalaire quadratique 10.- Dispositif selon l'une des revendications caractérisé en ce que les deux jeux de cases sont les mêmes, et en ce que le circuit de traitement (TF2) détermine un signal de la forme S' = U + jIV, où j désigne le symbole des imaginaires en représentation complexe et I est la seconde grandeur scalaire quadratique.