FR 2648969 A1 19901228 FR 8908288 A 19890621 La présente invention concerne, d'une maniée générale, des montages à transistors comportant, agencés en série, un circuit "puits de courant", c'est-à-dire un circuit générateur de courant dont la charge est raccordée en amont de ce dernier par rapport à la masse, et un transistor d'isolation, qui est agencé en série avec ce circuit, et dont le substrat se trouve relié à la masse. La présente invention trouve une application privilégiée dans les montages amplificateurs dits "de transconductance" réalisés sur un substrat unique. Cependant d'autres applications de la présente invention sont possibles. La figure 1 représente un schéma de principe d'un anplificateur de transconductance connu dans l'art antérieur. Un tel amplificateur est réalisé normalement a partir de transistors à effet de champ agencés sur un substrat commun. I1 comporte - en premier lieu, agencées entre une masse 11 et une alimentation Vcc, une branche primaire 12 et une branche secondaire 12' de puissance comportant une branche primaire, respectivement une branche secondaire, d'un circuit miroir de courant raccordées à l'alimentation Vcc. Dans l'exemple de réalisation illustré le circuit miroir de courant est réalisé par une paire de transistors MOS-P M7, M8 de géométrie identique, le transistor M7 constituant ici la branche primaire des circuits miroir de courant, le transistor M8 en constituant la branche secondaire. La source des transistors M7 et M8 est raccordée à l'alimentation, tandis que le drain de chacun des transistors constitue la sortie de la branche considérée. De façon classique le drain et la grille du transistor M7 (constituant la branche primaire du miroir de courant), sont raccordés, les grilles des transistors M7 et M8 étant elles-mêmes raccordées. On sait que dans ces conditions le courant traversant le transistor M8 est substantiellement l'image du courant "Maitre" traversant le transistor M7 un transistor d'isolation M3 (respectivement M4). Dans l'art antérieur présentement decrit les transistors M3 et M4 sont des MOS-N.de géométrie identique ; ces transistors sont polarisés par une source de tension V32 destinée à les maintenir dans un état saturé un circuit "puits de courant", réalisé ici par un MOS N agencé pour être dans un état saturé. Sur la figure 1 le transistor faisant fonction de puits de courant de la branche primaire 12 porte la référence MS tandis que celui de la branche secondaire 12' porte la référence M6. Les transistors M5 et M6 sont de géométrie identique. Ils sont polarisés par des tensions référencées VB3 destinées à les maintenir dans un état saturé. - en second lieu, un circuit différentiel d'entrée constitué ici par une paire de transistors d'entrée Ml, M2 de géométrie identique (ici des MOS-P) . La paire diffërentielle M1, M2 est montée en série entre une source de courant, (ici un transistor MOS-P référencé en M10) et, respectivement, le drain de chaque transistor MOS N puits de courant M5, M6 dans lesdites première (12) et seconde (12') branches de puissance. La source de courant réalisé par le transistor M10 est raccordée à l'alimentation et à la source de chacun des transistors d'entrée M1, M2. Le transistor M10 fonctionne en régime saturé et à cet effet sa grille est raccordée à une source de tension appropriée VBO. Les grilles du transistor M1 et M2 sont raccordées aux bornes d'entrée de l'amplificateur respectivement référencées PI et MI ; - et enfin une sortie (OUT) ménagée sur la branche secondaire 12' de puissance entre le transistor d'isolation M4 et la sortie de la branche secondaire M8 du miroir de courant. Dans le montage illustré en figure 1 il a été rajouté dans la branche secondaire de puissance (12') un second transistor d'isolation M9 constitué ici par un MOS-P fonctionnant en régime saturé (sa grille étant raccordée à une source de tension VB1 appropriée). Le fonctionnement du circuit de la figure 1 est bien connu de l'homme de l'art et ne sera par conséquent pas décrit en détail ici. On sait ainsi que le gain d'un tel montage amplificateur dépend - d'une part- de la transconductance du transistor M2 (ou M1) - d'autre part d'un facteur faisant intervenir la transconductance des transistors M4 et M9 et la résistance de drain des trarsistors M2, M4, M6, M9 et MS. En général ce gain est élevé et est théoriquement de l'ordre de 10 000. En pratique, toutefois, le gain de l'amplificá- teur illustré en figure 1 est sensiblement moins élevé. Une raison de la diminution du gain réside dans le fait que certains transistors, et notamment les transistors d'isolation MOS-N M3 et M4 sont sujets à un phenomene dit de "courant de substrat". En effet, dans les transistors MOS a canal N, une faible fraction du courant drain-source se trouve injectée dans le substrat. Comme le substrat est commun au montage il se trouve relié à la masse 11 de l'ensemble : un circuit de pertes se trouve bouclé et un courant de pertes généré. Ce dernier est appelé : courant de substrat. La valeur du courant de substrat, qui peut atteindre 10 % du courant drain-source est d'autant plus importante que l'épaisseur d'oxyde de la grille des transistors MOS-N est faible, la tension drain-source du transistor considéré est élevée. Ainsi, si l'on considère l'amplificateur décrit à l'appui de la figure 1, pour les tensions de sortie (VONT) suffisamment élevées (de l'ordre de 5V), si un courant se trouve injecté sur la sortie, une partie de ce courant se trouve également injectée dans le substrat du transistor d'isolation M4. Ce phénomène a divers effets qui préjudicient au bon fonctionnement de l'amplificateur. En premier lieu même si la valeur du courant de substrat n'est que de l'ordre de 1% de la valeur absolue du courant de drain, elle est, en revanche, de l'ordre de 80% pour toutes les variations du courant de drain, ces dernières constituant "l'inforr.ation utile" traversant le transistor d'isolation M4. De plus le courant de substrat ne traverse pas le transistor M6. Un phénomène semblable se produit dans la branche primaire 12 au niveau des transis tors M3 et M5. 11 s'ensuit, notamment, une diminution de la résistance de sortie, car la partie du courant déviée par le substrat, au niveau du transistor M4, ne produit pas de variation de la tension de sortie. Ce phénomène augmente avec la tension de sortie et, ainsi, lorsque cette dernière passe de 2v à 7V, en régime de petits signaux le gain chute d'un facteur 5, voire 10 ou plus ce qui proscrit l'emploi d'un montage tel que celui illustré en figure 1 pour des tensions d'alimen tation supérieures à 5V dans certaines technologies (notam ment celles ou l'épaisseur d'oxyde est inférieure à 500 A). En second lieu le courant de substrat étant différent dans les transistors M3 et M4 il s'ensuit la création de ce que l'on appelle, dans les milieux concernes un "offset" c'est-à-dire la nécessité d'appliquer une certaine tension à l'entrée pour avoir une sortie nulle. Un objet de la présente invention est de proposer un montage amplificateur de transconductance dans lequel le phénomène de courant de substrat dénoncé ci dessus est diminué dans sa réalité et ses conséquences de façon notable, le gain réel de l'amplificateur augmentant dans d'importantes proportions pour s'approcher du gain théorique. Ce but est atteint dans un amplificateur de transconductance conforme à l'invention présentant d'une manière générale la structure ci-avant décrite en rempla çant lesdits transistors d'isolation MOS-N de chaque branche de puissance par des transistors bipolaires de type NPN. Grâce à ces dispositions on évite les inconvénients liés à la présence d'un courant de substrat dans les transistors MOS-N précédemment utilisés comme transistors d'isolation dans les branches de puissance. En effet, dans les transistors bipolaires de type NPN il n' existe pas de courant de substrat. Il existe certes un courant de base, ayant éventuellement une valeur de l'ordre de 1% de celui de collecteur, cependant ce rapport reste constant pour toutes les variations du courant de collecteur, au contraire du courant de substrat dans un MOS-N. On observera que seuls les transistors d'isolation M3 et M4 sont remplacés par des transistors NPN à l'exclusion des MOS-N montés en puits de courant M5 et M6. En effet s'agissant de ces derniers leur tension entre drain et source reste suffisamment faible pour qu'ils ne présentent pas un courant de substrat suffisamment important et, en tout état de cause, le courant du substrat dans ces transistors n'a pas les mêmes conséquences que celui dans les transistors M3 et M4. La présente invention n'est nullement limitée au montage ci-avant défini. Ainsi, par exemple, s'agissant d'un montage amplificateur de transconductance symétrique inverse de celui décrit à l'appui de la figure 1 (c'est-a-dire un montage où les transistors MOS-N sont remplacés par des transistors MOS-P et inversement), il s'avère que le second transistor d'isolation monté dans la branche secondaire de puissance est un MOS de type N, qui se trouve monté en série avec le transistor MOS-N constituant la branche secondaire du circuit miroir de ccurant, la source de ce dernier transistor étant raccordé à la masse. Le second transistor d'isolation est ici aussi sujet au courant de substrat, ce dernier ne traversant pas de ce fait le transistor puits de courant constituant la branche secondaire du circuit miroir de courant. Il s'ensuit alors, comme dans le montage écrit à l'appui de la figure 1, une baisse notable du gain et de la résistance de sortie du montage amplificateur. Pour pallier cet inconvénient la présente invention propose, dans ce montagne, de remplacer le second transistor d'isolation MOS-N par un transistor bipolaire de type NPN. Grace à ces dispositions on évite d'avoir un courant de substrat important, le rapport entre le courant de base et courant de collecteur d'un tel transistor restant constant meme en régime de petits signaux ; de plus la résistance effective de sortie reste importante puisque le transistor MOS-N puits de courant constituant la branche secondaire du circuit miroir de courant ne se trouve pas court-circuité. D'une manière générale l'inventeur a constaté que l'invention pouvait être appliquée à tout type de montage comportant, agencés en série, un circuit puits de courant et un transistor d'isolation MOS-N dont le substrat est relié à la masse du montage. En effet un circuit de pertes se trouve bouclé du fait de la liaison entre le substrat du transistor d'isolation et la masse du montage, ce circuit étant parcouru par un courant de substrat qui est dévié dans le transistor MOS-N d'isolation et qui ne traverse pas le circuit puits de courant. Ce phénomène peut s'avérer particulièrement genant en régime de petits signaux (la gêne pouvant prendre diverses formes telles que : perte de gain s'il s'agit d'un amplificateur, diminution de la résistance de sortie, etc ...). L'invention vise donc à améliorer d'une manière générale les circuits comportant un tel ensemble en remplaçant le transistor d'isolation MOS-N par un transistor bipolaire de type NPN. Lorsque le transistor d'isolation se trouve de surcroit raccordé à une borne de sortie, l'invention, permet ainsi d'obtenir en pratique une résistance de sortie importante. Les caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront d'ailleurs de la description qui va suivre en regard des dessins annexés sur lesquels - la figure 1 a déja été décrite - les figures 2 à 4 sont des schémas de principe démontage à transistors de l'art antérieur - les figures la à 4a sont des montages correspondant aux montages des figures 1 à 4 améliorées conformément à l'invention. Le schéma illustré en figure la est celui d"un amplificateur de transconductance semblable à celui décrit ci-dessus à l'appui de la figure 1 ; on observe toutefois que les transistors d'isolation M3 et M4 ont été remplacés par des transistors bipolaires de type NPN référencés en Q3 (branche primaire de puissance 12) et Q4 (branche secondaire 12' de puissance). En fonctionnement les transistors Q3 et Q4, qui sont polarisés par une source de tension VB2 appliquée à leur base de telle sorte qu'ils soient conducteurs, remplissent leur office de transistors d'isolation tout comme les transistors MOS-N M3 et M4 en figure 1. Cependant les transistors Q3 et Q4 ne sont pas sujets au phénomène de courant substrat dénoncé ci-dessus. Seul reste possible un courant de base mais, ainsi qu'il ressort des explications données plus haut, le rapport courant de basecourant de collecteur reste constant pour toutes les variations du courant de collecteur. Ainsi en régime de petits signaux le gain ne chute pas de façon sensible. L'amplificateur de transconductance retrouve ainsi un gain important pour les tensions d'alimentation allant jusqu'à 10 volts avec de faibles variations de gain en fonction des variations de la tension de sortie. La figure 2 illustre un schéma de principe d'un amplificateur de transconductance qui est le symétrique inverse de celui illustré en figure 1 : les transistors MOS-N sont remplacés par les transistors MOS-P et inversement. Les références pour désigner les divers éléments du schéma sont semblables, la lettre "M" (en figure 1) ayant été remplacée par un "M"'(en figure 2), le symbole "VB" (en figure 1) ayant été remplacé par "VB'" (en figure 2). On observe que le miroir de courant constitué par des MOS-N M'7 M'6 se trouve raccordé à la masse, les transistors M'7 et M'8 étant des lors des puits de courant, tandis que les puits de courant MS, M6 de la figure 1 sont remplacés par des sources de courant M'5, M'6 raccordées à une source de tension positive VCC. On observe que le second transistor d'isolation M'9 est devenu un transistor MOS-N raccordé au puits de courant constitué par le transistor M'8. Le transistor M'9 est sujet au phénomène de courant de substrat explicité plus haut, le courant de substrat court-circuitant le transistor M'8 avec notamment pour conséquence une diminution du gain de l'amplificateur et de sa résistance de sortie. Conformément à l'invention, figure 2a, le transistor d'isolation MOS-N M'9 est remplacé par un transistor bipolaire Q'9 de type NPN, ce qui permet, notamment, de retrouver un gain réel proche du gain théorique. En figure 3 il est illustré, d'une manière générale, un schéma de montage 30 comportant, un circuit puits de courant Sa raccordé à la masse 11 et un transistor d'isolation MOS à canal N Mb, ce transistor d'isolation étant lui-même raccordé au reste (31) du circuit 30. La portion 31 du circuit 30 comporte notamment la charge du circuit puits de courant Sa, cette portion du circuit pouvant elle-même etre raccordée, éventuellement, à la masse 11 et à l'entrée du circuit puits de courant Sa (liaisons facultatives schématisées en traits mixtes). Le schéma de la figure 4 correspond å celui de la figure 3, le circuit puits de courant Sa étant constitué par un MOS à canal N Ma polarisé par une source de tension VBa de telle sorte qu'il soit en régime saturé. De même, dans les schémas des figures 3 et 4, une source de tension VBb polarise le transistor Mb de telle sorte que ce transistor soit dans un régime saturé. Le transistor MOS a canal N Mb, dont le substrat est relié à la masse 11, est sujet au phénomène de courant de substrat, dans les mêmes conditions que celles explicitées plus haut. Ce courant de substrat peut avoir divers effets néfastes sur le fonctionnement des circuits des figures 3 et 4, en fonction de la nature des portions 31 de ces circuits. La présente invention permet d'éliminer le phénomène de courant de substrat et d'éviter ainsi les effets néfastes liés à un tel phénomène. Ainsi, conformément à l'invention, on remplace le transistor Mb par un transistor bipolaire de type NPN référence en Qb (figures 3a et 4a). De la sorte on permet ainsi à l'essentiel des variations du courant de collecteur porteuses d'informations de traverser le circuit puits de courant (Sa ou Ma). Une telle disposition présente l'avantage supplémentaire d'avoir une résistance de sortie élevée lorsque la sortie OUT du montage se trouve disposée entre la portion de circuit 31 et le collecteur du transistor d'isolation Qb, alors que dans le cas des figures 3 et 4 la résistance de sortie est en réalité diminuée par rapport à sa valeur théorique à cause du phénomène de courant de substrat causé par le transistor MOS-N Mb. On voit ainsi que la présente invention loin de se limiter aux seuls montages amplificateurs à transconductance permet d'améliorer les performances de tous types de montage dans lesquels se trouvent un ou plusieurs ensembles comportant un circuit puits de courant agencé en série avec un transistor d'isolation de type MOS à canal N, interposé entre le circuit puits de courant et sa charge, et dans lesquels le phénomène de courant de substrat, lié à la présence du transistor d'isolation de type MOS à canal N, est prejudiciable. REVENDICATIONS 1. Montage à transistors comportant au moins un ensemble comportant, agencés en série, un circuit puits de courant (Sa, Ma, M5, M6, M'8) et un transistor d'isolation dont le substrat est relié à la masse (11), caractérisé en ce que le transistor d'isolation (Q3, Q4, Q'9, Qb).est un transistor bipolaire de type NPN. 2. Montage à transistors comportant au moins un ensemble comportant, agencé en série, un circuit puits de courant (M5, M6, M'8, Sa, Ma) raccordé à une masse (11) et un transistor d'isolation, dont le substrat est relié å la masse, ce transistor d'isolation étant interposé entre une entrée du circuit puits de courant et une borne de sortie (OUT) du montage, caractérisé en ce que le transistor d'isolation (Q4, Q'9, Qb) est un transistor bipolaire de type NPN. 3. Montage à transistors selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, dans lequel le circuit puits de courant est essentiellement réalisé par un transisor MOS à canal N (M5, M6, M'7, M'8), raccordé par sa source à la masse (11) et par son drain audit transistor d'isolation, sa grille étant raccordées à une source de tension (VB3, VBa) adapté à le maintenir dans un état saturé. 4. Montage amplificateur de transconductance sur un substrat comportant, d'une part, agencées entre une masse (11) et une alimentation (VCC), une branche primaire (12) et une branche secondaire (12') de puissance comportant respectivement une branche primaire (M7) et une branche secondaire (M8) d'un circuit miroir de courant raccordées à l'alimentation (VCC), chaque branche de puissance comportant en outre, montésen série entre la branche considérée du miroir de courant et la masse, un transistor d'isolation et un transistor MOS de type N (M5, M6) agencé en puits de courant et raccordé à la masse et, d'autre part une paire différentielle de transistors d'entrée (M1, M2) montés en série entre une source de courant, raccordée à l'alimentation, et le drain du transistor MOS-N agencé en puits de courant (M5, M6), respectivement dans lesdites première (12) et seconde (12') branches de puissance, la sortie du montage (OUT) étant ménagée sur la branche secondaire (12') de puissance, entre le transistor d'isolation et la sortie de la branche secondaire (M8) du miroir de courant, montage caractérisé en ce que le transistor d'isolation (Q3, Q4) de chaque branche de puissance (12, 12') est un transistor bipolaire de type NPN. 5. Montage selon la revendication 4, caractérisé en ce que le second transistor d'isolation (M9) est agencé entre la sortie de la branche secondaire du miroir de courant (M8) et la sortie du montage (OUT). 6. Montage amplificateur de transconductance sur un substrat comportant, d'une part, agencées entre une masse (11) et une alimentation (Vcc), une branche primaire et une branche secondaire de puissance comportant respectivement une branche primaire (M'7) et une branche secondaire (M'8) d'un circuit miroir de courant raccordées à la masse, chaque branche de puissance comportant en outre, montés en série entre la branche considérée du miroir de courant et une alimentation (VCC), un transistor d'isolation MOS de type P (M'3, M'4) et un transistor MOS de type P (M'5, M'6) agencé en source de courant et raccordé à ladite alimentation (VCC) et, d'autre part une paire différentielle de transistors d'entrée (M'1, M'2) montés en série entre une source de courant (M10), raccordée à la masse, et le drain du transistor MOS-P agencé en source de courant (M'5, M'6) respectivement dans lesdites première et seconde branches de puissance, la sortie du montage (OUT) étant ménagée sur la branche secondaire de puissance, entre le transistor d'isolation (M'4) et un second transistor d'isolation, lui-meme interposé entre la sortie de la branche secondaire du circuit miroir de courant et ledit transistor d'isolation MOS-P (M'4), montage caractérisé en ce que le second transistor d'isolation (Q'9) est un transistor bipolaire de type NPN.