FR 2652470 A1 19910329 FR 8912708 A 19890928 La présente invention se rapporte à un procédé et à un dispositif de limitation des remontées de lobes secondaires du spectre émis par une installation d'émission de puissance à mono-porteuse numérique modulée à deux ou quatre états de phase. Elle concerne plus particulièrement, mais pas exclusivement, le domaine des télécommunications par satellite utilisant les nouvelles techniques de transmission numérique. Les émissions dans la direction d'un satellite mettent en jeu des puissances élevées en raison de l'éloignement du satellite. Les amplificateurs de puissance utilisés pour générer ces émissions sont généralement du type TUBE A ONDES PROGRESSIVES (TOP), KLYSTRON, ou ETAT SOLIDE. Leur puissance à saturation, pour des raisons économiques évidentes, est toujours réduite au minimum. Elle est néanmoins, en émission monoporteuse, prévue suffisante pour permettre une limitation satisfaisante de la remontée des lobes secondaires qui se produit sur une porteuse numérique lorsque la puissance à émettre se rapproche de la puissance à saturation, ces lobes secondaires risquant alors de perturber les émissions sur les fréquences adjacentes. Pour donner un ordre de grandeur, l'organisme international "INTELSAT" qui détient actuellement la majorité du trafic international par satellites, spécifie que la densité d'énergie émise sur les remontées de spectre d'une mono-porteuse numérique en QPSK (modulation à quatre états de phase), type IBS/IDR, doit rester inférieure de 26 dB à la densité moyenne d'énergie de la porteuse dans sa bande. Dans le cas d'un amplificateur à TOP, cette réjection de 26 dB n'est possible actuellement que si le recul de sortie, ou "Back-Off", de ce TOP se situe au voisinage de 5 dB, ce qui pénalise le prix de revient de l'installation en raison de la puissance à saturation relativement élevée que doit nécessairement présenter ce TOP pour permettre 11 obtention d'un recul suffisant. Pour pallier à cet inconvénient, il a déjà été proposé des moyens de linéarisation directe des amplificateurs de puissance hyperfréquence utilisés dans ce type d'émetteur. Ces moyens consistent à reproduire, à l'aide d'un montage approprié, une non-linéarité qui compense celle créée par l'amplificateur de puissance. Un tel équipement fonctionne à la fréquence de l'amplificateur, c'est à dire en hyperfréquence, ce qui conduit à un coût non négligeable inhérent à la technologie hyperfréquence, notamment pour des émetteurs de petite ou moyenne puissance. L'invention vise à restreindre, sans augmentation de coût substantielle, la puissance utilisable de ces amplificateurs de puissance, par limitation des remontées de lobes secondaires du spectre émis par une installation d'émission de puissance à mono-porteuse numérique modulée à deux ou quatre états de phase (modulation BPSK ou QPSK). Elle consiste, au niveau du modulateur mais après le filtrage numérique en bande de base, à détecter réellement ou fictivement l'enveloppe du signal modulant normalement obtenue en sortie de ce modulateur, et à appliquer au signal, toujours au niveau de ce modulateur, une modulation de phase, auxiliaire et correctrice, par cette enveloppe de porteuse modulée, cette modulation de phase suivant une loi de modulation opposée à celle due à la conversion Amplitude/Phase de l'amplificateur de puissance de l'émetteur. De toute façon, l'invention sera bien comprise, et ses avantages et autres caractéristiques ressortiront, lors de la description suivante de quelques exemples non limitatifs de réalisation, en référence au dessin schématique annexé dans lequel - Figure 1 est la fonction de transfert Amplitude/Amplitude d'un amplificateur de puissance à TOP utilisé dans une installation d'émission de puissance en direction d'un satellite ; - Figure 2 est la fonction de transfert Amplitude/Phase de ce même amplificateur à TOP ; - Figures 3 à 5 représentent respectivement les spectres de sortie obtenus, par simulation, pour ce même amplificateur à TOP et pour trois reculs d'entrée, respectivement 8 dB, 10 dB, 12 dB, auxquels correspondent respectivement des reculs de sortie de 2,9 dB, 4,4 dB, et 6 dB ;; - Figure 6 montre de même, pour un recul d'entrée 5 dB donnant un recul de sortie de 2,3 dB, le spectre de sortie qui serait obtenu en supprimant complètement la réponse en phase de ce même amplificateur à TOP ; - Figure 7 montre le spectre qui serait obtenu dans les mêmes conditions que la figure 6, mais en ne gardant que le quart de la variation de phase due à la réponse Amplitude/Phase ; - Figure 8 est un schéma synoptique d'un premier dispositif de mise en oeuvre de l'invention ; - Figure 9 est un schéma synoptique d'un autre dispositif de mise en oeuvre de l'invention ; - Figure 10 est une variante du dispositif de la figure 9. En se reportant tout d'abord aux figures 1 et 2, il est représenté - En figure 1 la courbe de réponse Amplitude/Amplitude 1 d'un amplificateur de puissance à TOP utilisable dans une installation de puissance, numérique et à mono-porteuse, en direction d'un satellite. Sur ce graphique, le recul d'entrée est porté en abscisses, à un dB par carreau, et le recul de sortie est porté en ordonnées, également à un dB par carreau. - En figure 2 la courbe de réponse Amplitude/Phase 2 de ce même amplificateur à TOP. Le recul d'entrée est porté en abscisses, à 5 dB/carreau, et le déphasage est porté en ordonnées, à 5 degrés/carreau. Ces deux caractéristiques sont non linéaires, et la courbe 1 montre que lorsque le niveau d'entrée augmente, il apparait une certaine compression du niveau de sortie, ce qui n'est pas particulièrement surprenant. En revanche, la courbe 2 montre que la phase, que l'on pourrait s'attendre à voir sensiblement constante, varie considérablement avec le niveau d'entrée de l'amplificateur. Le signal en sortie de l'amplificateur est donc finalement à la fois comprimé en amplitude et modulé en phase en fonction de l'enveloppe du signal modulant à l'entrée de cet amplificateur. Or l'on sait qu'une uns mono-porteuse numérique en BPSK ou en QPSK (modulation à deux ou à quatre états de phase) présente une importante modulation de son enveloppe qui est due au filtrage émission. Ces non-linéarités ont pour effet néfaste d'entraîner la remontée des lobes secondaires dans le spectre émis en sortie de l'amplificateur de puissance. A titre illustratif, les figures 3, 4, et 5 représentent les spectres de sortie 3, 4, 5 obtenus par simulation pour ce même TOP pour trois reculs d'entrée, respectivement 8dB, 10 dB, et 12 dB, auxquels correspondent respectivement des reculs de sortie de 2,9 dB, 4,4 dB, et 6 dB. Sur ces graphiques, les fréquences sont classiquement portés en abscisses, et les décibels sont portées en ordonnées avec 5 dB/carreau. Sur la figure 3 (recul de sortie de 2,9 dB), les remontées de lobes secondaires 6,7 présentent un maximum de densité d'énergie émise qui est inférieur d'environ 22 dB à la densité moyenne de l'énergie de la porteuse dans sa bande, ce qui est insuffisant par rapport aux normes INTELSAT qui préconisent une différence d'au moins 26 dB. Dans le cas de la figure 4 (recul de sortie de 4,4 dB), la différence est d'environ 24 dB, et est donc encore insuffisante. Cette différence est en revanche de l'ordre de 27 dB dans le cas de la figure 5 (recul de sortie de 6 dB), ce qui correspond bien aux performances souhaitées. De ces trois courbes 3, 4, 5, il apparaît que pour obtenir, avec cet amplificateur à TOP, une réjection de 26 dB sur les lobes latéraux 6 et 7, il faut utiliser un TOP dont le recul de sortie se situe autour de 5 dB. L'invention, qui vise à diminuer le recul de sortie nécessaire pour un tel amplificateur de puissance, se base sur l'observation faite par l'inventeur, selon laquelle l'effet de modulation de phase, du à la caractéristique non-linéaire Amplitude/phase de cet amplificateur, est largement prépondérant pour ce phénomène de remontée de lobes secondaires sur l'effet de compression d'amplitude du à sa caractéristique nonlinéaire Amplitude/Amplitude. A titre illustratif de cette constatation, la figure 6 montre le spectre 8 tracé, par simulation et toujours pour ce même TOP, en supprimant (fictivement) complètement la réponse en phase de la figure 2, et en ne gardant donc que la caractéristique non-linéaire en amplitude de la figure 1. Cette courbe 8 a été tracée pour un recul d'entrée de 5 dB donnant un recul de sortie de 2,3 dB, et l'on constate alors que l'on obtient une réjection des lobes secondaires 6 et 7 qui est sensiblement égale à la valeur de 26 dB souhaitée. Il apparaît finalement qu'il est possible, si l'on arrive à supprimer la distorsion de phase, de gagner sensiblement pour une même réjection des lobes secondaires, 3 dB sur la puissance nécessaire pour l'émetteur : pour une puissance à émettre donnée, il est possible d'utiliser un amplificateur qui, à saturation émet deux fois moins de puissance, donc beaucoup moins onéreux. Le procédé de l'invention a en conséquence pour objet d'introduire très en amont et plus précisément au niveau du modulateur et après filtrage numérique, une prédistorsion en phase permettant de compenser l'effet du à la non-linéarité de phase, qui est normalement obtenu en sortie de l'amplificateur de puissance. Par ailleurs, l'inventeur a observé que la correction ainsi obtenue avait pour avantage de ne pas être sensible. A titre illustratif, la figure 7 montre le spectre 9 obtenu par simulation, toujours pour ce même TOP, en ne gardant que le quart de la variation de phase due à sa caractéristique non-linéaire Amplitude/Phase : le résultat est très peu différent du précédent. Ceci montre que la distorsion due à la réponse Amplitude/phase, bien qu'étant la cause principale de distorsion, n'est pas très critique quant à la précision à apporter pour améliorer les remontées du spectre.Cette remarque est très intéressante car, la correction de phase à apporter n' étant pas très sensible, et les émetteurs ayant tous sensiblement les mêmes réponses en phase, il est possible de mettre en oeuvre la présente invention à l'aide de dispositifs pré-correcteurs convenant à la fois pour tous les amplificateurs d'un même type. Le procédé de l'invention consiste, au niveau du modulateur mais après le filtrage numérique en bande de base, à détecter réellement ou fictivement l'enveloppe du signal modulant normalement obtenue en sortie de ce modulateur, et à appliquer au signal, toujours au niveau de ce modulateur, une modulation de phase, auxiliaire et correctrice, par cette enveloppe de porteuse modulée, cette modulation de phase auxiliaire suivant une loi opposée à celle due à la conversion Amplitude/Phase de l'amplificateur de puissance de l'émetteur. Un premier dispositif (entièrement numérique) de mise en oeuvre de ce procédé est schématisé sur la figure 8, relative à une modulation à quatre états de phase, ou QPSK, et qui représente le modulateur, avec dispositif 10 de pré-correction conforme à l'invention. Classiquement, le train numérique en bande de base est séparé en deux trains indépendants, P et Q, chacun de fréquence moitié, qui sont appliqués aux deux entrées 11 et 12 du dispositif de filtrage numérique 13. Les deux trains filtrés A et B en sortie 14 et 15 du filtre numérique 13 représentent respectivement le terme réel A et le terme imaginaire B du signal analytique A + iB représentatif de la modulation QPSK qui sera obtenue plus loin, en sortie du modulateur. Le module de ce signal analytique est l'information représentative du signal modulant. Pour détecter fictivement cette enveloppe, ces voies A et B sont appliquées, en 16 et 17, à un circuit 18 de calcul numérique de cette valeur de R par application de la formule R2 = A2 + B2 Cette valeur R ainsi calculée est appliquée en 19 à un circuit de calcul 20 dans lequel ont été préalablement rentrées, par l'accès 21, les valeurs des déphasages (R) qui donnent la courbe de variation opposée à la réponse Amplitude/Phase (figure 2) de l'amplificateur de puissance de l'installation. A chaque valeur de R appliquée en 19 correspond ainsi dans le circuit 20 une valeur de déphasage 9(R), et ce même circuit de calcul fournit directement sur ses sorties 22 et 23 la valeur du sinus et du cosinus de cet angle 9. Ces valeurs sin (p(R) et cos (R) en 22 et 23 sont appliquées à un autre circuit de calcul numérique 24, qui reçoit également les trains A et B précités, et qui effectue la rotation de phase correctrice souhaitée du vecteur signal complexe "A + iB" par calcul du produit (A + iB) i-ç(R) En pratique, cette rotation de phase se ramène simplement à la réalisation des deux opérations numériques suivantes X = A. cos (R) - B.sin (R) Y = A. sin (R) + B.cos 9(R) où X et Y sont les deux trains numériques "pré-corrigés en phase" en sorties 25 et 26 du circuit de calcul 24. I1 est bien évident que le MODEM de la figure 8 étant un MODEM numérique, le circuit 10 de pré-correction de phase est en fait totalement intégré à ce MODEM, et n'est donc réalisé que par des ajouts de programmation (ou "SOFTWARE"), sans ajout d'aucun élément électronique matériel proprement dit. Les deux trains X et Y sont appliqués ensuite à la partie restante du modulateur, qui comporte très classiquement sur chaque voie une convertisseur Digital/Analogique 27, 28, un filtre analogique, 29,30, et un modulateur en anneau respectif 31, 32 recevant chacun la fréquence intermédiaire en provenance de l'oscillateur local 33, l'un à travers un déphaseur de 90 degrés 34, et l'autre directement, afin d'obtenir les deux voies en quadrature souhaitées en 35 et 36, ces deux voies étant ensuite classiquement additionnées en 37 pour obtenir en 38 le train finalement modulé à quatre états de phase, ce train étant appliqué à la partie restante de la chaîne de transmission comportant l'amplificateur de puissance dont la rotation de phase est ainsi pré-corrigée. Il faut noter que les signaux (P, Q), (A, B), (X, Y) sont définis (aux points où ils sont représentés)sous forme numérique (le passage en analogique étant effectué par les codeurs digital/analogique 27, 28). Autrement dit, toutes les opérations précédentes sont des opérations de calcul numérique. Pour créer cette modulation de phase dont le spectre va occuper sensiblement le double du spectre initial et en tenant compte du filtrage nécessaire pour supprimer les harmoniques de la fréquence d'échantillonnage (pour constituer les voies analogiques à émettre), il faut disposer d'un minimum de 4 échantillons par symbole. La réalisation de la figure 8 est entièrement numérique, et a en conséquence pour avantage de pouvoir être réalisée sans aucun ajout de matériel, par simple ajout de "SOFTWARE", c'est à dire de programmation. On decrira maintenant, en référence à la figure 9, un mode analogique de réalisation de cette pré-correction de rotation de phase. Sur cette figure 9, la référence 39, désigne le modulateur QPSK proprement dit, qui reçoit sur son entrée 40 le train numérique modulant. Il en sort en 41 la porteuse en fréquence intermédiaire, modulée à quatre états de phase dans cet exemple, qui est appliquée au circuit de pré-correction de phase 10 de l'invention. Le signal en 41 voit son enveloppe détectée dans un circuit de détection 42, et ce signal d'enveloppe détectée est appliqué à un circuit de réponse analogique 43 représentatif de la courbe "Amplitude/Phase" inverse de celle de l'amplificateur de puissance (figure 2) et apte à fournir sur sa sortie 44 un coefficient de pente de modulation, en degrés/dB, apte à commander, en sens inverse de la modulation de phase créée plus loin par l'enveloppe du signal modulant dans l'amplificateur de puissance, un modulateur de phase auxiliaire 45 qui reçoit le signal en 41. Le train ainsi pré-corrigé en phase sort du pré-correcteur 10 en 46 pour être appliqué à la partie restante de la chaîne de transmission. Enfin, la figure 10 montre une variante de réalisation du correcteur 10 de la figure 9, qui est en fait une solution hybride numérique-analogique car elle comporte une partie des éléments de la figure 8. Selon cette forme de réalisation, les voies A et B en sortie du dispositif 13 de filtrage numérique en bande de base sont, comme dans le cas de la réalisation selon la figure 8, appliquées à un circuit 18 de calcul numérique du module du signal analytique A + iB c'est à dire de détection de l'enveloppe du signal modulant obtenue après filtrage numérique en bande de base. En revanche, l'analogie avec le dispositif de la figure 8 s'arrête là, car la partie restante du correcteur de phase fonctionne de façon plutôt semblable à la réalisation selon la figure 9. En conséquence, la valeur numérique de l'enveloppe R en sortie 19 de l'organe de calcul 18 est convertie en signal analogique dans un convertisseur digital-analogique 47, et ce signal d'enveloppe est appliqué, à l'instar du dispositif selon la figure 9, à un circuit de réponse analogique 43 représentatif de la courbe "Amplitude/Phase" inverse de celle de l'amplificateur de puissance situé en aval de la chaîne, et apte à fournir sur sa sortie 44, un coefficient de pente de modulation inverse de celui relatif à la modulation de phase qui sera créée par l'enveloppe du signal modulant dans l'amplificateur de puissance. Le signal ainsi créé en 44 commande un modulateur de phase auxiliaire correcteur 45, qui reçoit en 41 le signal issu de la partie restante 48 (après filtrage par 13) du modulateur, et le signal finalement pré-distordu en phase sort comme précédemment de ce modulateur auxiliaire 45 en 46 pour être appliqué à la partie restante de la chaîne de transmission. Le signal en sortie de l'émetteur est finalement totalement corrigé en distorsion de phase, de sorte que les spectres corrigés obtenus, comme la demanderesse a pu le vérifier pour des reculs d'entrée inférieurs à 10 dB, sont pratiquement identiques aux courbes selon la figure 6 (correction de phase totale, selon une loi à pente constante) et selon la figure 7 (correction de phase partielle des trois quarts). Comme il va de soi, l'invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'être décrits. C'est ainsi que la possibilité d'ajouter à la précorrection de phase une pré-correction en amplitude n'est pas exclue du cadre de la présente invention, et que d'autres modes de mise en oeuvre seraient imaginables. Dans tous les modes de réalisation, la chaîne émission (entre le modulateur et l'entrée de l'émetteur) doit avoir une bande suffisante (au sens de l'absence de distorsion linéaire de phase) pour laisser passer le spectre élargi par cette modulation de phase de pré-correction. REVENDICATIONS 1 - Procédé de limitation des remontées de lobes secondaires (6, 7) du spectre émis par une installation d'émission de puissance à mono-porteuse numérique modulée à deux ou quatre états de phase, caractérisé en ce qu'il consiste, au niveau du modulateur (13, 27 à 37, 39, 13, 48) mais après filtrage numérique en bande de base (13), à détecter réellement (42) ou fictivement (18) l'enveloppe (R) du signal modulant (A + iB) normalement obtenue en sortie de ce modulateur, et à appliquer au signal, toujours au niveau de ce modulateur, une modulation de phase, auxiliaire et correctrice (24, 25), par cette enveloppe (R) de la porteuse modulée, cette modulation de phase suivant une loi de modulation opposée à celle due à la conversion Amplitude/phase (2) de l'amplificateur de puissance de l'émetteur. 2 - Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la détection (42) de l'enveloppe (R) du signal modulant ainsi que la modulation de phase correctrice (45) sont effectuées en sortie (41) du modulateur (39) et par des moyens analogiques (42, 43, 45),. 3 - Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la détection (18) de l'enveloppe (R) du signal modulant est effectuée fictivement, immédiatement en sortie du filtrage numérique en bande de base (13), par calcul numérique du module (R) du signal analytique (A + iB) représentatif de la modulation. 4 - Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que la modulation de phase correctrice est effectuée numériquement sur le signal (A, B) en sortie du filtrage numérique (13), par une rotation de phase [(A + iB)i ] correspondante à la phase correctrice [(p (R)] relative à la valeur de l'enveloppe calculée (R). 5 - Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que la modulation de phase correctrice est effectuée, en fonction de la valeur de l'enveloppe (R) ainsi calculée, en sortie (41) du modulateur (13, 48) et par des moyens analogiques (43, 45). 6 - Dispositif de mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte, immédiatement en sortie (41) du modulateur (39), des moyens (42) pour détecter réellement l'enveloppe du signal sur cette sortie (41), et pour appliquer ce signal d'enveloppe détectée à un circuit de réponse analogique (43) représentatif de la courbe "Amplitude/Phase" inverse de celle (2) de l'amplificateur de puissance de l'émetteur et apte à fournir sur sa sortie (44) un coefficient de pente de modulation apte à commander, en sens inverse de la modulation créée plus en aval par l'enveloppe (R) du signal modulant dans cet amplificateur de puissance, un modulateur de phase auxiliaire (45) qui reçoit le signal de sortie (41) du modulateur (39). 7 - Dispositif de mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte, immédiatement en sortie du dispositif (13) de filtrage numérique en bande de base équipant le modulateur, un dispositif (18) de calcul numérique du module (R = du signal analytique (A + iB) représentatif de la modulation, et d'application du résultat (19) de ce calcul à un circuit de calcul numérique (20) dans lequel ont été préalablement rentrées les valeurs des déphasages [(p(R)] qui donnent la courbe de variation opposée à la réponse Amplitude/Phase (2) de l'amplificateur de puissance de l'émetteur, ce circuit (20) fournissant sur sa sortie (22, 23) les valeurs numériques [cos (R) et sin (p(R)] nécessaires à la réalisation, par un autre circuit de calcul numérique (24) de la rotation de phase correctrice souhaitée [(A + iB) i 8 - Dispositif de mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte, immédiatement en sortie du dispositif (13) de filtrage numérique en bande de base équipant le modulateur, un dispositif (18) de calcul numérique du module du signal analytique (A + IB) représentatif de la modulation, et d'application de la valeur analogique de ce module à un circuit de réponse analogique (43) représentatif de la courbe Amplitude/Phase inverse de celle (2) de l'amplificateur de puissance de l'émetteur et apte à fournir sur sa sortie (44) un coefficient de pente de modulation apte à commander, en sens inverse de la modulation créée plus en aval par l'enveloppe (R) du signal modulant dans cet amplificateur de puissance, un modulateur de phase auxiliaire qui reçoit le signal de sortie (41) du modulateur (48, 45). 9 - Dispositif selon l'une des revendications 6 à 8, caractérisé en ce qu'il est utilisé dans une installation de télécommunications par satellite.