FR 2645692 A1 19901012 FR 8903613 A 19890320 SYSTEME POUR LA TRANSMISSION SECRETE DE SIGNAUX AUDIT La présente invention concerne la cryptophonie. Le système utilise un dispositif de codage de la parole, de la musique ou de tout signal porté par un canal audiofréquence transitant par un moyen de transmission ou de stockage qui serait susceptible d'être intercepté par des usagers non autorisés de telle manière que ceux-ci ne puissent pas jouir pleinement du signal audio-fréquence. Un dispositif de décodage permet à l'usager autorisé de profiter pleinement du message sonore ou musical, ou des données transmises ou stockées sur un support de mémoire intermédiaire. Le principe de l'invention réalise un cryptage variable temporellement avec un ou plusieurs niveaux d'embrouillage qui donnent la possibilité de coder de manière dynamique le signal sonore. Un des aspects caractéristiques de l'invention est la possibilité de transmettre en haute fidélité le signal musical sans introduire de parasites, de modifications de bande passante ou de dynamique, dues au procédé de cryptage. Cet aspect est particulièrement intéressant notamment pour la transmission de signaux audio de télévision à péage où l'abonné est en droit d'avoir un signal de qualité et où la chaine à péage veut se protéger contre la fabrication et l'utilisation de décodeurs pirates.Si le signal crypté par la chaine à péage transite par une diffusion hertzienne de masse plutot que par une transmission par cable, la facilité du piratage pose un problème de cryptage crucial à la chaine qui peut mettre en cause sa crédibilité. Le dispositif de codage utilisé pour l'invention comprend: -un filtre passe-bas d'entrée destiné à limiter de manière précise la bande passante du signal audio, -un modulateur destiné à réaliser une inversion de la bande passante du signal autour de la fréquence de modulation, elle-meme située au dessus de la bande passante du signal audio, et -un filtre passe-bas destiné à extraire du signal sortant du modulateur, les composantes situées dans la bande basse d'inversion. Le dispositif de décodage comprend un dispositif soit symétrique soit complémentaire du système de codage comprenant en tout cas: -un premier filtre passe-bas destiné soit à limiter la bande passante reçue sur le décodeur, soit à éliminer des signaux indésirables tels que des résidus de fréquence ligne en TV, soit à éliminer des signaux utilisés par ailleurs pour la signalisation mais qui ne sont pas des signaux audio codés -un modulateur fonctionnant à la même fréquence d'inversion que celle du codeur, -un deuxième filtre passe-bas destiné à extraire du signal sortant du modulateur, les composantes situées dans la bande basse d'inversion. Le principe d'inversion par modulateur du spectre audiofréquence autour d'une porteuse fixe pendant la transmission est connu depuis de nombreuses années; en effet, le premier brevet français de cryptophonie par inversion de spectre N 1.285.941 date de 1961. Dans tous les procédés de cryptophonie par inversion de spectre, le problème principal est d'obtenir avec une grande économie de moyens, un cryptage variable avec le temps qui ne provoque pas de clics intempestifs ou de limitation de la bande passante. Un système destiné par exemple au codage de la chaine cryptée Canal Plus', brevet N"2.580.885, réalise successivement une double inversion de spectre tout d'abord autour d'une fréquence fixe et ensuite autour d'une fréquence variable entre deux valeurs multiples l'une de l'autre. Pour permettre cette variation instantanée et abrupte de fréquence de modulation, cette réalisation doit obligatoirement commuter deux fréquences multiples l'une de l'autre sinon, au moment de la transition, un transitoire est généré qui s'entend au décodage. L'invention décrite ici propose, non seulement de réaliser une variation abrupte de fréquence de modulation, mais encore de fournir une pluralité de fréquences de retournement ce qui permet de crypter entre, non plus deux, mais plusieurs fréquences dynamiques de retournement. Ainsi, au lieu d'avoir comme dans l'art antérieur, soit un système tout ou rien de cryptage, soit un système à deux états de cryptage utilisant une double inversion de fréquence à l'émission comme à la réception, nous avons maintenant un système à plusieurs valeurs discrètes de fréquence de retournement. L'art antérieur indiquait, notamment dans le brevet N"2 416 597, des moyens pour rendre variable la fréquence de modulation par des circuits analogiques. La présente invention consiste en un système de cryptage basé sur une inversion par rapport à une fréquence obtenue par des rapports de division variables d'une horloge mère, préférablement une horloge utilisant un résonateur à quartz. Ces changements abrupts de fréquence de modulation s'opèrent à des instants synchrones entre l'émetteur et le récepteur. Une des caractéristiques nouvelles de l'invention est que le changement abrupt et instantané de fréquence de modulation ne s'entend pas dans le signal audio, si et seulement si, le changement de fréquence, donc de période de modulation, s'opère à la fin de ladite période entière précédant le changement. En d'autres termes, si nous enchaînons de manière continue, des périodes connues successives de modulation, nous pouvons faire varier le déplacement de spectre résultant de manière abrupte et très rapidement, sans entrainer de distorsions audibles sur le signal audio. Nous entendons par abrupt, un saut de spectre de l'ordre de, par exemple 1000 Hz instantanément, mais non limité à cette valeur. La difficulté liée à l'invention est de synchroniser dans des limites raisonnables les instants de changement de période de modulation à l'émission et à la réception, mais ce système n'impose aucune contrainte sur le moment de la commutation par rapport au signal modulé, telle qu'une commutation pendant un silence. D'autre part, ce système de cryptophonie peut utiliser soit un générateur de séquence pseudo-aléatoire cablé pour enchainer les suites de valeurs de fréquence de modulation, soit utiliser pour calculer cette séquence un algorithme de calcul de registre pseudo-aléatoire en période maximale, avec ou sans polynome complémentaire et avec ou sans matrice de rebouclage qui pourra favorablement être réalisé par un microprocesseur programmé. L'aspect propre de la génération de valeurs pseudo-aléatoires n'est pas traité dans cette description car nous nous sommes attachés aux moyens représentant le Support du cryptage, étant entendu qu'il est supposé que les valeurs pseudo-aléatoires décidant de la séquence de cryptage sont générées suivant le même algorithme à l'émission comme à la réception et que les moyens de génération de séquences pseudo-aléatoires sont connus de l'homme de l'art. Nous décrirons plus loin, des moyens de synchroniser les instants de changement de période de modulation 9 l'émission, comme à la réception. Nous verrons plus loin comment est réalisé précisément le changement séquentiel de périodes de modulation à la fin d'une période entière, mais un aspect essentiel de l'invention est que le diviseur programmable qui génère les périodes de modulation par comptas est chargé non pas directement par une valeur modifiable à volonté à n'importe quel moment, mais que la valeur à décompter est chargée ou rechargée continuellement exactement à la fin d'une période ou d'une demi-période entière. Ce système est avantageusement réalisé par un registre situé en amont du compteur-décompteur qui contient la prochaine valeur de période à compter qui ne prendra effet que lorsque le décomptage atteindra zéro.De cette manière, et contrairement aux systèmes connus actuellement, nous enchainons sans sauts de phase aléatoires, les instants de changement de fréquence, ce qui est une caractéristique indispensable pour ne pas générer de parasites ou clics dans la transmission. D'autre part les instants de changement de fréquence de modulation peuvent etre préparés à l'avance par un circuit annexe cablé ou un microprocesseur programmé, et chargés dans le registre intermédiaire à un moment asynchrone par rapport à la période de modulation, ce qui facilite grandement le cablage du système en amont et dans le cas où ce système est intégré dans un microprocesseur, ce chargement asynchrone n'oblige pas le logiciel à, soit attendre continuellement le bon moment de chargement, soit à générer une interruption et servir très rapidement le chargement de cette nouvelle valeur. Un autre avantage lié à l'invention est la flexibilité de la profondeur de cryptage. En effet, en rendant dynamique la fréquence de cryptage, nous obtenons deux nouveaux paramètres qui qualifient les niveaux de cryptage. Soit FO la fréquence la plus basse de modulation réalisée, et F(t) la valeur instantanée de la fréquence à l'instant t. La quantité de décalage en fréquence D=F(t)-FO, est le premier paramètre du niveau de cryptage. Le temps entre deux changements de fréquence est le deuxième paramètre. L'effet psychoacoustique d'une variation de fréquence de modulation est apprécié avec un codeur utilisant une modulation variable suivant les circuits de l'invention décrits plus loin, et un décodeur à fréquence fixe situé à la fréquence FO, simulant un pirate tentant d'écouter le signal. En effet, le décalage D entre les deux fréquences utilisées, provoque un décalage de même valeur, constante sur toutes les fréquences incidentes. Par exemple, si le signal incident Fl est sinusoidal à une fréquence de 100 Hz, et le décalage D de 7 Hertz, le signal sinusoidal généré FG est de 107 Hertz, soit FG=FI+D. Si Fl est un signal comportant des harmoniques telles que F(1 )=FI, F(2)=2xFl,...,F(n)=nxFI, le signal généré comportera les mêmes harmoniques, à la même amplitude mais tels que FG(n)=nxFI+D. Par exemple, si F(1)=100, F(2)=200, F(3)=300, alors Fi(1)=107, FG(2)=207, FG(3)=307. Nous constatons que, à partir d'un spectre harmonique, nous obtenons un spectre inharmonique car FG(2) est différent de 2xFG(1) et FG(3) est différent de 3xFG(1).Cette inharmonicité s'ajoute au décalage global de fréquence vers le haut, (ou vers le bas si nous modulions avec D=FO-F(t) ) pour produire un effet néfaste à double titre sur l'intelligibilité du signal. Nous constatons qu'un décalage D de 5 à 10 Hertz du spectre n'est généralement pas décelé par une oreille non exercée, mais qu'un musicien professionnel attentif arrivera à décerner l'inharmonicité d'un signal musical passant par cette transformation.Nous constatons que si D est entre 20 et 40, tout auditeur trouvera la musique "fausse'. Même ce petit niveau de cryptage variable peut être suffisant pour rendre intelligible (volontairement) la parole, mais rend très agaçant l'écoute de la musique, et en tout cas interdit un enregistrement de qualité Hifi. Si D est autour de 400, I'auditeur comprend encore la parole et certains bruits mais la déformation rend pénible le suivi d'une action dramatique ou d'une discussion, la musique est inaudible. Si D est autour de 1000, la compréhension de la parole est difficile, la gène constante.Si D=150O, nous atteignons la limite pratique de reconnaissance de la parole, le sens du discours ne pouvant être perçu. Si D=2000, seuls quelques mots aléatoirement peuvent être reconnus. Nous avons ainsi un moyen fiable de connaitre le niveau de cryptage que nous voulons appliquer pour une transmission suivant la qualité et l'infidélité que nous voulons transmettre à un pirate. Ce premier paramètre D, sera selon l'objet de l'invention continuellement variable de manière pseudo-aléatoire, de telle manière que nous ne puissions pas suivre le niveau de cryptage, même si nous possédons le meme circuit de réception que celui décidé par le crypteur.Les effets mentionnés ci-dessus sont garantis en changeant par exemple toutes les secondes de fréquence de modulation, ce qui interdit à un décrypteur illicite de 'rechercher' le niveau en essayant tous les niveaux jusqu'à obtenir un signal clair. Il est à noter que. ces essais psychoacoustiques sont obtenus dans des conditions rigoureuses de qualité, en utilisant comme source de signal par exemple, un signal musical provenant d'un compact-disc. D'autre part, nous considérons comme 'hautefidélité' un signal qui suivrait le codage-décodage variable sans qu'une oreille musicale attentive puisse discerner la moindre modulation parasite ni le moindre instant de commutation. Nous avons, sans aucun problème, la possibilité de changer beaucoup plus rapidement de niveau, soit par exemple de 5 à 20 fois par seconde, sans entrainer de perte perceptible de qualité de signal. Une autre caractéristique notable de l'invention est le principe nouveau de filtrage variable en fonction de la variation de la fréquence de modulation. Dans le brevet N"2.580.885 déjà cité, nous avons page 8 lignes 33 à 36 et page 9,-lignes 1 à 4, une constatation d'impuissance devant le problème de modulation à fréquence variable. Dans un des aspects de l'invention, si nous réalisons, grâce par exemple a l'emploi de filtres passebas à capacités commutées (FCC en abrégé), un décalage précis, programmable et reproductible de la fréquence de filtrage, nous sommes assurés d'avoir toujours une bande passante constante. En effet, les FCC ont leur fréquence centrale dépendante d'une horloge digitale extérieure qui peut avantageusement être générée par un oscillateur asservi en phase par la fréquence de modulation.Un autre aspect des FCC, inconnu de l'homme de l'art, est que nous pouvons très rapidement changer la fréquence de commutation sans provoquer de modifications du signal audio traversant le filtre. Ceci à deux conditions: le signal de commutation doit changer après une période entière sinon nous avons un transitoire de commutation, et le signal audio doit évidemment être borné en fréquence par la fréquence minimum que pourra transmettre le FCC, sinon nous percevons un filtrage passe-bas variable des harmoniques du signal audio, ce qui est normal car nous changeons la fréquence centrale du filtre. Cette possibilité qui n'a pas été utilisée, à notre connaissance dans un circuit, permet de suivre quasiinstantanément les sauts de fréquence de modulation que nous nous imposons, par exemple moins de 5 ms pour un saut de 1000 Hertz à F0=13000 Hz.Dans le cas où nous pilotons le FCC par une boucle à verrouillage de phase (PLL en anglais), le servo-mécanisme d'accrochage de la boucle est dépendant de la constante de temps du filtre situé en aval du détecteur de phase. II faudra prendre soin de ne pas sortir des possibilités de l'accrochage de la boucle et d'avoir une rapidité de réponse aux transitoires compatible avec le saut de fréquence que nous nous imposons. Mais deux possibilités combinables nous sont offertes : nous pouvons limiter les sauts instantanés de fréquence à une valeur plafond, et réaliser un filtre passe-bas de PLL à faible constante de temps. Ce dernier provoquera des rebondissements dépassant la nouvelle valeur de fréquence-cible si le servo-mécanisme est sous-amorti, mais dans cette configuration de circuit, cela n'est pas grave car le filtrage passe-bas du FCC va intégrer ce dépassement de la fréquence de commutation. Nous verrons par après dans la description des circuits, les ordres spécifiques des filtres que nous avons utilisés avec succès.Si l'utilisation de FCC est très économique et permet grâce à l'utilisation de technologies intégrables, une très grande compacité de circuit, il est tout à fait possible, notamment pour obtenir une très haute qualité dans le codeur situé en tête de réseau, d'utiliser les filtres passe-bas dont la fréquence de coupure est commandable par des moyens analogiques, éventuellement pilotés par un Convertisseur Numérique Analogique (DAC en anglais) tels que les circuits utilisés communément dans les filtres de synthétiseurs de musique analogiques qui sont des filtres à état variable (State Variable Filters en anglais), programmables par une tension, ou bien commuter par commutateur analogique, des capacités ou des résistances représentatives des fréquences de coupures desdits filtres que nous voulons sélectionner. Une autre caractéristique notable de l'invention, est l'utilisation d'un modulateur par commutateurs analogiques pilotés par la fréquence de modulation. Comme nous le verrons dans la description du circuit, les caractéristiques de réjection de la fréquence porteuse dans le signal de sortie sont très bonnes, car si nous arrivons à appairer les résistances deux à deux le constituant, nous pouvons obtenir une réjection meilleure que 60dB, ce qui nous permet d'inclure complètement la fonction modulateur dans un circuit intégré, sans avoir à prévoir de réglage extérieur au circuit pour notamment doser une réinjection de la porteuse en opposition de phase. Pour résumer, les circuits utilisés dans le cadre de l'invention sont simples et faciles à intégrer dans un circuit monolithique, les niveaux de complexité du système sont variables sans altérer les principes de l'invention pour permettre un type de cryptophonie adapté aux besoins de l'application du secret. Par exemple, et sans limiter les utilisations à ces descriptions, nous envisageons une utilisation de ces circuits pour le canal son d'une télévision à péage; dans ce cas, les niveaux de cryptage n'ont pas à être très nombreux (par exemple N=16), les temps entre deux décalages rapides (par exemple T=1 seconde) et les valeurs grandes (par exemple Dmax= 1000 0 Hz). II s'agit d'empêcher un décodeur pirate de suivre confortablement une émission de TV payante sans obligatoirement vouloir empêcher la compréhension par hasard de quelques mots. Dans le cas d'un codage pour une radio à péage FM par exemple musicale, il suffit d'opérer avec N=10, Dmin=50, Dmax=500 Hz, T=20 s.Nous savons que toute modification même légère du signal musical rend l'écoute très agaçante, nous jouons ici sur la disparition de la haute-fidélité pour les auditeurs non-autorisés. Par contre, dans le cas d'une cryptophonie pour téléphone à fil ou radio-téléphone, si nous voulons interdire la compréhension, même partielle et que nous nous permettons éventuellement de limiter la bande passante à par exemple 4 KHz, nous pouvons opérer avec N=64,Dmin=50, Dmax=3200, T=0,1 s, ce qui rend le canal très protégé. Evidemment, ces paramètres étant programmables instantanément, nous pouvons envisager de définir des styles de cryptage variables que nous pouvons appliquer de manière dynamique en cours de transmission. Cette possibilité permet un fonctionnement éventuellement moins durci dans le cas d'une transmission en milieu très perturbé.Si la qualité de la transmission s'améliore, le niveau de durcissement du cryptage peut augmenter. Nous pouvons aussi décourager la construction de décodeurs pirates en préparant des jeux de paramètres différents qui seront -par exemple appliqués de manière plus complexes chaque semestre. Parmi les difficultés liées au principe de l'invention, nous avons deux problèmes que nous devons résoudre: 1- synchroniser les instants de changement de période de modulation entre l'émetteur et le récepteur 2-transmettre ou non les clés de départ dans les registres pseudo-aléatoires fournissant les bits représentatifs des niveaux de cryptage. Dans le cas de cryptophonie bidirectionelle comme le radio-téléphone par exemple, une séquence de transmission peut s'établir à la connexion pour transmettre les clés ou sa représentation cryptée. Cette séquence, réalisée en clair, se poursuivra par la synchronisation des deux générateurs, et seuls les instants de changement de fréquence peuvent éventuellement être recadrés temporellement par la transmission d'une horloge sous forme d'une modulation particulière. Eventuellement, cet échange de clés peut se faire à un moment différent de l'échange de conversation pour ne pas signer le message crypté. II est aussi possible de ne pas transmettre les clefs si les deux systèmes de transmission se sont préalablement mis d'accord sur une clé dépendant par exemple du jour, de l'heure ou du numéro de correspondant.Comme nous pouvons transmettre par une sous-porteuse, comme décrit par après suivant l'invention, les informations d'instants de changement, nous n'avons qu'à garantir une synchronisation de séquence par exemple a plus ou moins une seconde près. Le système de réception recevant par exemple, un top d'horloge toutes les secondes, il suffira de garantir un synchronisme des changements à plus ou moins 500 microsecondes. Suivant les configurations de circuit, nos expériences ont montré que le système pouvait en tout cas tolérer sans distorsion notable, un retard dans le changement d'environ une dizaine de périodes de modulation . Nous pouvons très facilement garantir une dérive de fréquence de l'horloge du radio-téléphone d' une seconde par jour si nous ne voulons pas de calage temporel absolu en début de conversation. Dans le cas d'une utilisation du procédé de l'invention par une chaine de TV à péage, nous avons plusieurs possibilités pour synchroniser ces instants de changement. Par exemple, si nous modulons à 12800 Hz, fréquence choisie par la chaine de TV à péage Canal Plus, la période est de 78 microsecondes, le retard tolérable est de 780 microsecondes. La présence du signal de télévision nous donne un cadre de synchronisation temporel qui est précis à une ligne près soit 64 microsecondes pour le standard français. Nous n'aurons donc aucun problème pour réaliser, par exemple un changement toutes les 50 trames, si nous pouvons identifier avec au moins un bit (élément binaire d'information) le départ de la séquence des 50 trames. Actuellement, la chaine à péage Canal Plus réalise la synchronisation des décodeurs par une ligne codée transmise à chaque trame, soit un débit apparent de 50 bauds. En fait, cette ligne présente une séquence redondante qui contient non seulement une séquence unique de synchronisation de paquets de trames, mais elle transmet aussi des niveaux de cryptage. II est très facile pour l'homme de l'art d'utiliser cette séquence légèrement transformée pour transmettre non seulement les synchronisations de paquets de trames qui serviront au cadre plus général de synchronisation des changements de période de modulation, mais encore1 pour transmettre une image codée des adresses et des mots de départ des registres pseudo-aléatoires qui fourniront les niveaux de cryptage variables avec le temps, Ceci est un problème propre aux transmissions de cryptophonie unidirectionelle avec un seul émetteur et une pluralité de récepteurs qui, s'allumant aléatoirement, doivent se synchroniser au vol avec l'émetteur. Evidemment, le type de transmission suivant l'invention n'est pas spécifiquement dépendant de tel ou tel standard de télévision (Pal, Sécam,NTSC, Mac ou D2Mac), mais n'est pas non plus dépendant du moyen de la tran mission du signal : cable, diffusion terrestre hertzienne ou sati'rite car ce procédé s'accommode de tout canal son standard moyennant éventuellement une préaccentuation des fréquences aigûes à l'émission. Un autre moyen de réalisation avantageux de l'invention est de relier la cryptophonie dynamique à la cryptographie dynamique. C'est-8-dire que si nous considérons que pour une chaine à péage, tout l'effort de cryptage et de transmission et de synchronisation des procédures se fait pour l'image suivant de multiples procédés décrits ou utilisés, il est simple d'utiliser une très faible partie des bits (éléments binaires d'information) générés, transmis, reçus et synchronisés pour la cryptographie de l'image. Dans ce cas, il suffit de convenir à la conception du système, que par exemple, toutes les 50 trames, les 4 premiers bits représentatifs du cryptage de l'image seront utilisés pour le cryptage du son sur 16 niveaux. Dans ce cas aussi1 la qualité du secret de la cryptophonie est complètement dépendante de la qualité du secret de l'image.Un pirate devra décoder l'image pour décoder le son. Un autre moyen de transmettre les bits de cryptophonie est d'utiliser une voie de transmission numérique suivant des standards déjà existants, par exemple la transmission. de type DIDON qui occupe quelques lignes en début d'image et qui est a haut débit binaire, ou bien un type de cryptage duobinaire tels que ceux utilisés dans les standards européens de télévision type MAQ. Pour ce qui est de la synchronisation des instants de changement de période, il est préférable de transmettre en avance les prochaines valeurs correspondantes aux prochaines périodes à appliquer. En effet, nous pouvons préparer d'une seconde sur l'autre, dans, par exemple, le microprocesseur de gestion du décryptage, les calculs pour obtenir la prochaine valeur de période; plutot que d'opérer un ordre brusque qui viendrait peut-être à être mal transmis, il est envisageable de préparer le travail à faire puis de l'exécuter a tempo.Dans un autre soucis de vérifier la bonne marche du système, il est envisageable de transmettre continuellement des variations pas par pas du mot représentatif du niveau de cryptage pour tout à la fois permettre, des sauts moins brusques de fréquence et, une vérification sur plusieurs périodes du fait que les préparations de valeurs ont bien été transmises. Si une valeur de période prévue pour une future transition s'écartait de plus d'un pas, il serait possible de remplacer le pas défectueux (mal transmis) par une interpolation entre deux pas situés de part et d'autre du pas défectueux. Ce système serait aussi utilisable dans le cas d'une interruption momentanée de la transmission en radio-téléphonie, car chaque processus de codage et de décodage vivrait sa propre vie sans synchrqnisation effective.Si nous rétablissons la communication du coté réception, un processus de récupération par interpolation permettra de ne pas perdre le synchronisme. Si, nous ne pouvions récupérer des bits perdus, la communication ne serait brouillée en tout cas que pendant un court instant. Dans le cas où, I'objet de l'invention s'applique à la cryptophonie d'un canal de transmission qui ne soit pas relié à un signal sur lequel nous puissions facilement se synchroniser comme la télévision, il est possible d'utiliser le fait que le signal audio est strictement borné en fréquence à l'émission comme à la réception. Dans une disposition de l'invention, nous transmettons les informations binaires et de synchronisation par l'intermédiaire d'une porteuse située en dehors des fréquences utiles, par exemple au dessus de la fréquence de modulation, mais en dessous de la fréquence maximale audio permise sur le canal de transmission. L'homme de l'art connait plusieurs moyens de transmettre un débit binaire de au minimum 10 baud, plus favorablement 100 baud et de mélanger sur ce canal dit de signalisation, I'horloge, un sous-multiple ou un sur-multiple de l'horloge de changement de période, et les données binaires afférentes au principe de cryptage : mots de départ de registres pseudoaléatoires eux même codés, nature de ces registres, 'styles de cryptage plus ou moins durcis, ensembles de paramètres de la transmission, horloges absolues ou relatives. Les moyens axe moduler le signal du canal de synchronisation sont connus de l'homme de l'art, nous citerons pour mémoire, la modulation d'amplitude, la modulation de fréquence avec une excursion limite ou la modulation de phase .La technique de modulation peut indifféremment être par type non-retour à zéro ou tout autre méthode connue ou bien être représentée par plus que deux niveaux telle que la modulation duo-binaire. Les moyens de recevoir cette modulation sont connus : pour la modulation d'amplitude, soit un détecteur de niveau précédé d'un redressement et d'une intégration ou bien une détection de crête ou une détection tout ou rien de porteuse. Ou bien, pour la modulation de fréquence ou de phase, un système de boucle à verrouillage de phase comportant ou non un diviseur dans la boucle, ou un déphaseur avec son détecteur associé. Un autre moyen réalisé pour gérer la transmission par porteuse est d'utiliser un compteur programmable inclus éventuellement dans un microprocesseur monolithique (Monochip en anglais). Dans ce cas, nous pouvons avantageusement utiliser à l'émission, la fonction génération de fréquence pour fournir la porteuse. Cette génération de fréquence peut être évidemment variable et mouuler la porteuse soit en phase, soit en fréquence, soit par un bit de contrôle en tout ou rien . Cette porteuse est mélangée avec le signal audio retourné dynamiquement. A la réception, un filtre passe-haut supplémentaire isole cette porteuse et après détection de passage à zéro, ou amplification à grand gain, elle est présentée à l'entrée du compteur programmable de réception qui est situé dans le microprocesseur monolithique de réception.Ce compteur programmable est programmé en mode fréquencemètre et va ainsi détecter soit les variations de phase soit les variations de fréquence. Dans le cas de la modulation d'amplitude, un filtre passe-bande accordé peut être utilisé avec un détecteur classique qui sera branché sur l'un des bits d'un port d'entrée du microprocesseur ou sur la ligne d'interruption. Dans une autre configuration de l'invention, en vue de simplifier la tâche du microprocesseur monochip et du logiciel, il est envisagé d'utiliser une interface de communication asynchrone programmable (Asynchronous Communication Interface Adapter en anglais ou ACIA). Ce type d'interface, ainsi que les compteurs programmables sont très souvent présents dans les microprocesseurs 8 bits monolithiques. L'utilisation de ces circuits n'occasionne donc pas de coûts supplémentairest une fois que nous avons installé le microprocesseur qui est de toutes façons très conseillé pour des raisons d'encombrement, de simplicité de réalisation, de coût et de programmabilité dynamique.Cet ACIA en conjonction ou non, avec le compteur programmable peut à l'émission, coder la porteuse suivant des mots de 8 bits encadrés par un bit de départ et un bit de stop suivant un type de codage NRZ et à une vitesse de transmission de, par exemple, 150 baud. En réception, un système similaire va traiter le signal asynchrone après démodulation. Il est enfin possible de travailler avec des microprocesseurs qui possèdent in-situ non seulement un ACIA, mais un véritable MODEM intégré. La seule contrainte est de leur permettre de travailler à une fréquence de modulation de l'ordre de 15 kHz par exemple, situé en tout cas au dessus de la fréquence de modulation. Dans une utilisation effective de l'invention en radiotéléphonie, en radio ou TV à péage dans laquelle l'émetteur déciderait d'obtenir un maximum de garanties sur l'identité du correspondant, une grande sécurité et une modification possible très rapidement des algorithmes de cryptage pseudo-aléatoires, il est envisagé d'utiliser une carte à puce ou à mémoire qui contiendrait toutes les informations destinées à l"-atentification éventuelle et les titres d'accès au système-de transmission. Si le système de génération de séquences de bits pseudo-aléatoires venait par malveillance à être connu du public, il est très facilement possible d'envoyer aux utilisateurs autorisés une nouvelle carte contenant un nouvel algorithme sans changer en rien le matériel de décodage et les circuits suivant le principe de l'invention. Evidemment, le concepteur de la nouvelle carte à puce connaîtrait les limites techniques du procédé suivant l'invention, paramètres acceptables par le réseau de transmission et adapterait en conséquence les performances dynamiques des modifications de niveaux de cryptage. D'autre part, les circuits suivant l'invention peuvent être utilisés suivant plusieurs configurations : en radio-téléphonie par exemple, il est possible de commuter le système de codage en système de décodage, comme nous le verrons dans la description. Ceci permet d'économiser sur les circuits dans le cas d'une transmission en simplex. II est aussi possible d'émettre sur un canal en clair et de recevoir sur l'autre en crypté ou l'inverse pour n'avoir qu'un circuit de cryptage à l'alternat. En transmission full-duplex, deux circuits seront utilisés, mais il est possible d'avoir la même synchronisation et le même algorithme de cryptage synchrone pour les deux procédés simultanés. Une des applications du procédé selon l'invention est la cryptophonie appliquée à une transmission sur un canal audio mais qui ne porte pas des informations de parole : par exemple et non limité à ceux-ci, numérotation à fréquences vocales (Dual-Tone Multi-Frequency, DTMF en anglais), transmission par MODEM (Modulateur-Démodulateur) entre deux ordinateurs ou terminaux, transmissions en Fac-similé sur le réseau téléphonique commuté ou radio, Radiotélétype, etc... Dans ces types de transmission, le fait de décaler le spectre de manière dynamique entraine une impossibilité soit de reconnaître les fréquences précises de signalisation, soit de suivre les modulations-démodulations de données.Le fait que ces systèmes fonctionnent généralement suivant des normes très strictes de précision en fréquence, permet de réaliser un cryptage léger, avec Dmax=500 par exemple, pour brouiller complètement un système de réception non-autorisé. II est possible aussi avec ce système d'empêcher un utilisateur de pénétrer dans un système informatique ou de téléphonie quel qu'il soit car la signalisation devenant variable en fréquence, le pirate ne pourra même pas se connecter au système. L'avantage décisif du procédé suivant l'invention est qu'il respecte les normes, les installations existantes par sa fidélité de restitution et qu'il peut etre installé par après si nous voulons durcir une installation existante. Une autre application selon l'invention, est de pouvoir enregistrer le signal crypté sur n'importe quel support connu de l'homme de l'art, principalement magnétique, optique ou sur une mémoire d'ordinateur, suivant des procédés analogiques ou digitaux. Ce cryptage et sa représentation digitale sur la piste de signalisation peuvent etre stockés ensemble ou séparément sur une autre piste analogique ou sur une piste complémentaire digitale comme par exemple, les sub-codes d'un compactdisc. De cette manière, il est possible de réaliser un stockage crypté de l'information audiofréquence, parole, musique ou données, de fournir à une pluralité d'utilisateurs cette information sans risquer que celle-ci soit décodée illicitement ou de permettre que chacun n'ait accès qu'aux informations qui le concernent. La description qui va suivre, se référant aux dessins annexés décrivant des exemples non limitatifs fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 est le schéma de principe global de la transmission codée. La figure 2 décrit le principe du décodeur à simple retournement fixe de type Canal Plus dans sa réalisation première. La figure 3 est l'ensemble des spectres des signaux traités suivant les procédés de retournement à fréquence fixe. La figure 4 est l'ensemble des spectres des signaux traités suivant le procédé de l'invention à fréquence variable La figure 5 décrit le principe d'un décodeur à fréquences de retournement variables utilisant des filtres à capacités commutées. La figure 6 décrit les précautions d'emploi d'un FCC. La figure 7 est le schéma du modulateur par commutateurs digitaux. La figure 8 est le schéma éclaté du générateur de fréquences variables utilisé selon le principe de l'invention. La figure 9 est le schéma d'un compteur programmable du commerce utilisable pour le principe de l'invention. La figure 10 est le schéma bloc complet du système de transmission à fréquence de retournément variable suivant l'objet de l'invention. La figure Il est le schéma d'un codeur ou d'un décodeur suivant le principe de l'invention La figure 12 est le schéma d'un codeur ou d'un décodeur suivant le principe de l'invention dont tous les filtres sont à fréquence variable. La figure 13 est un schéma suivant le principe de l'invention où nous transmettons sur une porteuse de signalisation, les instants de changement de niveau de cryptage et éventuellement les données numériques afférentes aux générations pseudo-aléatoires. La figure 14 est un schéma d'utilisation de Invention où toutes les fréquences utiles sont générées par un même oscillateur contrôlé par un résonateur à quartz. Le dispositif de la figure 1 rappelle le principe global d'une transmission cryptée par inversion de spectre, l'entrée audio 1 est connectée à un filtre passe-bas 2 qui est connecté au modulateur 3 dont l'entrée 5 présente la fréquence de modulation; la sortie du modulateur 3 est connectée à un deuxième filtre passe-bas 4 destiné à éliminer la bande supérieure de modulation; le filtre 4 est connecté à un émetteur radio fréquence 6 qui transite par une communication hertzienne cryptée 7 qui est reçue par un récepteur 8 dont la sortie audiofréquence est connectée à un troisième filtre passe-bas 9 connecté à un modulateur 10 dont l'entrée de modulation 12 présente une fréquence similaire à celle présente sur 5; ce modulateur 10 est connecté à un quatrième filtre passe-bas 11 qui fournit à la sortie 13 un signal en clair. Dans cette configuration classique, les différents filtres passe-bas ont des rôles différents : le premier filtre 2, filtre la bande audio pour éviter une distorsion de recouvrement entre des fréquences aigûes présentes dans le signal t et la fréquence de modulation 5; le filtre 4 est destiné à éliminer la bande de modulation supérieure issue du modulateur 3; sa fréquence de coupure doit être centrée au moins sur la fréquence de modulation 5, et doit présenter une coupure très abrupte pour éviter de transmettre des fréquences situées au-delà de la fréquence de modulation 5 qui, si elles étaient présentes sur le modulateur 10, entraineraient aussi une distorsion de recouvrement; le filtre 9 doit de manière symétrique au rôle du filtre 2, éliminer les fréquences parasites qui pourraient avoir été ajoutées par le processus de modulation radiofréquence 6 et 8, ou des parasites sur la transmission 7, ou des résidus de diaphonie entre les cables situés entre 8 et 9 dans le cas de transmission cryptée sur support de TV; le filtre il réalise une élimination de la bande -supérieure de modulation et doit en tout cas éliminer la porteuse 12 si celle-ci est dans le spectre audible. Des aménagements à ces règles générales peuvent être favorablement apportés si nous sommes par exemple dans le cas de cryptophonie unidirectionelle car dans ce cas le coût du dispositif de cryptage de 1 à 4 est unique et peut être très performant, tandis que nous chercherons à diminuer le coût des décodeurs 8 à 13 qui seront en très grand nombre. La figure 2 indique le schéma-bloc du décodeur utilisé par la chaine Canal Plus pour environ trois millions de décodeurs fabriqués à ce jour. Le circuit de décryptage entre l'entrée audio 14 et la sortie 13 est formé d'un premier filtre passe bas 9, d'un modulateur 10 et d'un deuxième filtre passebas 11. Le modulateur 10 est piloté par une fréquence fixe 12 de référence de 12800 Hz obtenue par une boucle à verrouillage de phase constituée par un bloc 16 et un diviseur digital de fréquence 17. Le bloc 16 est constitué d'un détecteur de phase suivi d'un filtre passe-bas lui-même pilotant un oscillateur commandé en tension.Cette boucle à verrouillage de phase se synchronise en phase sur l'entrée 15 qui est une fréquence à 50 Hz issue de la fréquence trame de télévision; I'oscillateur asservi oscille donc à 50x256=12800 Hz, qui est la fréquence de retournement. La figure 3 explique les spectres obtenus à chaque stade de transformation du signal. Nous avons choisi à titre d' exemple la fréquence de retournement de 12800Hz, mais ce principe s'applique quelle que soit la fréquence fixe choisie. Le spectre A représente la sortie du premier filtre passe-bas lorsque nous désirons un retournement de fréquence à 12800Hz. Le filtrage devra théoriquement être plat jusqu'à la fréquence maximum de la bande passante choisie par l'émetteur, par exemple 10500Hz pour une transmission de télévision, et couper, à, par exemple, -60 dB les fréquences à partir de la fréquence de modulation. Le spectre B représente le résultat à la sortie du modulateur : inversion de bande autour de la fréquence de modulation. Le spectre C indique le spectre après filtrage du deuxième filtre passe-bas qui devra théoriquement entre plat jusqu'à la fréquence de modulation et couper toutes les fréquences au delà. Ce filtrage théorique étant par définition impossible à réaliser, nous tolérerons par exemple, une fréquence de coupure pratique de 11000Hz et utiliserons un filtre du 12 éme ordre, si nous sommes dans le cas d'une diffusion de haute qualité. L'avantage de filtrer très énergiquement en C, est de simplifier le filtrage ultérieur par le troisième filtre passe-bas qui pourra couper à partir de 13000Hz et être seulement du septième ordre. Le spectre D représente le résultat à la sortie du deuxième modulateur: inversion de bande autour de la fréquence de modulation. Le spectre E est le spectre final issu du quatrième filtre passe-bas qui est au moins du 7 éme ordre et préférablement du 9 éme ordre où nous cherchons principalement à éliminer la fréquence porteuse qui est un résidu très désagréable à entendre. La figure 4 représente les spectres obtenus si nous décidons de faire varier la fréquence de modulation à titre d'exemple de 12800Hz comme dans l'exemple précédent à 13800Hz. Le spectre F représente la sortie du premier filtre passe-bas qui sera équivalent au spectre A. Le spectre G montre que, à la sortie du modulateur, une fréquence de modulation variable vers le haut translate en bloc les spectres vers le haut. Le spectre H est celui que nous devrons obtenir après le deuxième filtre passe-bas si la fréquence de modulation est positionnée à 12800Hz, comme dans le spectre C. Si la fréquence de modulation est à 13800Hz, nous devrons avoir une courbe équivalente à celle présentée par le spectre 1 en pointillés.Une question se pose, si nous filtrons trop abruptement sur le deuxième filtre passe-bas, le signal va perdre des fréquences aigûes à ce stade; mais ces fréquences aigûes issues du premier modulateur sont représentatives des fréquences graves après le deuxième retournement. Donc, filtrer trop les fréquences aigûes issues du premier modulateur revient à filtrer trop les fréquences graves perçues par l'auditeur. Nous avons donc plusieurs choix possibles: limiter le spectre grave en filtrant avec un filtre passe-haut avant le premier filtre passe-bas, ce qui n'est envisageable que pour une transmission de qualité moyenne, ou bien limiter l'excursion de fréquence Dmax de la porteuse en restant dans une zone raisonnable avec des filtres à fréquences fixes, ou bien, faire varier la fréquence de coupure du deuxième filtre passebas pour suivre les évolutions de la fréquence de modulation.Dans ce cas, nous avons le spectre variable I à l'issue du deuxième filtre passe-bas. Le spectre J montre le spectre à l'issue du deuxième modulateur et le spectre K est le spectre résultant à l'issue du quatrième filtre passe-bas. Il est à noter que le troisième filtre passe-bas peut avantageusement être fixe s'il passe, sans trop atténuer, la fréquence de modulation; s'il atténuait trop le signal par le fait que sa fréquence de coupure soit par exemple fixée à 12800Hz, L'effet résultant sur le signal perçu par l'auditeur serait une suppression variable des fréquences graves en fonction de la fréquence de modulation, comme un passe-haut dont nous ferions varier continuellement la fréquence de coupure dans les graves..Naturellement, =suivant le principe de l'invention, si le troisième filtre passe-bas est variable avec la fréquence de modulation, la transmission n'en sera que meilleure. Dans une certaine réalisation suivant l'invention, nous pouvons donc parfaitement tolérer le fait que le troisième filtre passe-bas soit à fréquence fixe, pour simplifier les circuits et diminuer les coûts, ceci sans amener de distorsion sur le signal à la condition que l'excursion de fréquence soit telle que la fréquence maximum de modulation soit à l'intérieur de la bande passée par le filtre, mais toutefois que le filtre atténue suffisamment les fréquences parasites, notamment dans le cas d'une transmission de TV, la fréquence ligne de 15625Hz. La figure 5 représente un nouveau décodeur à fréquence de modulation variable utilisant des filtres a capacités commutées (FCC). Le circuit de décryptage situé entre l'entrée 14 et la sortie 13 est constitué par un filtre FCC 9, un modulateur 10 et un filtre FCC 11; la fréquence de modulation du modulateur 10 est obtenue par un sélecteur 22 commandé par un signal de commande 23 qui positionne soit une fréquence fixe issue d'un diviseur 21, soit une fréquence variable présente sur une entrée 24; Le générateur de fréquence de référence 18, préférablement à quartz, présente une fréquence d'oscillation divisée successivement par deux avec le diviseur 19 qui alimente le filtre FCC 9, puis par un autre diviseur par deux 20, qui alimente le filtre FCC 11.Dans une configuration possible du décodeur, nous pouvons avoir un oscillateur 18 à 3.276.800Hz qui fournit la fréquence de référence de 9 à 1638400Hz pour obtenir une fréquence de coupure de 1638400/100=16384Hz car dans une réalisation possible des FCC, il convient de fournir au circuit passe-bas une fréquence de référence cent fois supérieure à la fréquence de coupure du filtre; la fréquence de coupure du deuxième filtre sera de 8192Hz et la division par 64 du diviseur 21 fournira 12800Hz au modulateur. Dans les figures qui vont suivre, une description exhaustive de système utilisant des filtres FCC à séquence de coupure variable sera présentée. La figure 6 montre un mode de réalisation privilégié des filtres à capacités commutées. Entre l'entrée 25 du filtre et sa sortie 27, nous intercalons de chaque coté du FCC, un filtre analogique passe-bas antirepliement. En effet comme il est connu de l'homme de l'art, l'entrée digitale de fréquence 26 doit être suivant la réalisation interne du filtre, de cent fois la fréquence de coupure du filtre passe-bas. Etant donné que le FCC fonctionne suivant le principe de l'échantillonnage, il est indispensable d'avoir à l'entrée du filtre un signal débarrassé de toute fréquence approchant cette fréquence de commutation 26 sinon, une distorsion due au repliement de spectre sera générée, et à la sortie, il convient de filtrer le signal avec une fonction d'intégration (passe-bas) pour restituer le signal sans ses composantes multiples de la fréquence d'échantillonnage.Nous utilisons favorablement pour ce faire des filtres du deuxième ordre composés d'une part de R1,R2,C1,C2 et d'autre part de R3,R4,C3,C4. La fréquence de coupure de ces filtres étant par exemple choisie 40% au dessus de la fréquence maximum à transmettre. par le filtre, nous sommes assurés qu'une dispersion sur les valeurs absolues des composants de 40%, n'influera pas sur la bande passante résultante du FCC plus les filtres anti-repliement. Avec cette précaution, ces filtres analogiques sont facilement intégrables dans un circuit monolithique comme le proposent certains fondeurs de silicium à la demande, connus de l'homme de l'art. La figure 7 représente une réalisation d'un modulateur digital tel qu'utilisé dans une des réalisations de l'invention. Entre son entrée 28 et sa sortie 29, sont présents deux jeux de commutateurs analogiques pilotés par des signaux de femieture 30 et 31 qui sont en opposition de phase. Ce circuit est à deux états; I'un étant: 30 haut et 31 bas, L'autre étant 30 bas et 31 haut. Le gain général du circuit est de -1 dans un état et de +1 dans l'autre. Une des caractéristiques de ce circuit est que la précision de ce gain est dépendante premièrement du rapport des deux résistances connectées au pôle négatif de l'ampli opérationel et du rapport des deux résistances connectées au pôle positif de l'ampli opérationnnel et deuxièmement du rapport entre la résistance à l'état passant du commutateur analogique par rapport à la valeur de la résistance R. Si nous souhaitons intégrer dans un circuit monolithique ce modulateur, il est facile d'obtenir des rapports de deux résistances garantis à 1%, même si la valeur absolue de la résistance R est à plus ou moins 40%.D'autre part si la résistance à l'état passant du commutateur est garantie inférieure ou égale à 100 Ohm et que R est par exemple de 1 Megohm, nous pouvons de manière globale prévoir une erreur de gain différentielle inférieure à 1%. Dans ce cas, ce modulateur présente non seulement l'avantage décisif d'être intégrable sans difficulté dans un circuit monolithique à la demande, mais encore, il présente une réjection de la porteuse en sortie assurée meilleure que 40 dB, ce qui conduit à ne pas faire de réglages manuels ou automatiques supplémentaires pour améliorer cette réjection. L'homme de l'art sait que dans les autres types de circuits utilisés pour produire un modulateur, il doit exister au moins un réglage destiné à améliorer la réjection de la porteuse.Ceci est possible, soit en réglant le point moyen d'action du courant différentiel d'un modulateur analogique par multiplicateur de courant, soit dans beaucoup d'autres cas, une partie de la porteuse est réinjectée en opposition de phase avec celle-ci en sortie de modulation, et nous sommes obligés de régler l'amplitude ou la phase de cette réinjection. D'autre part, lorsque nous utilisons un modulateur analogique classique, nous devons fournir à l'entrée de modulation un signal sinusoidal, donc nous devons filtrer le signal généralement carré issu des oscillateurs et des diviseurs. Dans le cas où nous utilisons un modulateur suivant la figure 7, réalisation favorable de l'invention, on pilote les entrées 30 et 31 par un signal digital direct sans filtrage.Naturellement, nous pouvons utiliser pour réaliser l'objet de l'invention, un modulateur différent de celui-ci et connu de l'homme de l'art, mais avec les difficultés décrites cidessus. La figure 8 décrit le principe du générateur de fréquence variable utilisé pour l'objet de l'invention. La fréquence variable présente en sortie 43 est obtenue par décomptage d'une horloge mère 40, préférablement obtenue directement ou indirectement à partir d'un oscillateur régulé par quartz; Ce décompteur est composé de deux décompteurs huit bits 37 et 38 connectés par un moyen 39 en série de telle manière qu'ils forment un décompteur seize bits au total et dont la sortie 41 est rebouclée de telle manière que les valeurs stockées dans les registres 32 et 35 soient rechargées dans les décompteurs par l'intermédiaire de leurs entrées parallèles au moment du passage à zéro du décomptage.En d'autres termes, le cycle de décomptage commence par un chargement en parallèle dans les décompteurs de la valeur à décompter, puis chaque cycle de l'horloge 40, décompte la valeur du décompteur jusqu'à ce que celui-ci atteigne zéro, signalé par la sortie 41 qui va réinitialiser indéfiniment le cycle suivant. Une bascule D 42, permet d'obtenir un signal de rapport cyclique 5050 de fréquence moitié. Pour changer la valeur chargée dans le décompteur, nous devons écrire par la commande de chargement 34 une valeur seize bits parallèle grâce aux entrées des registres 33 et 36.Ainsi, nous avons un circuit de division programmable d'une horloge 40 qui fournit un signal carré 43 et dont la période ne peut changer que lors de la fin d'une demi-période précédente, ce qui fait que les transitions entre n'importe quelles périodes générées par un changement sur le rapport de division 33 et 36 se feront sans périodes intermédiaires aléatoires ou sauts de phase. Ceci est obtenu avec un instant de chargement par 34 qui est asynchrone avec l'horloge 40 ou le résultat 43 car le registre tampon 32,35 permet d'attendre le bon moment pour changer de période lors du signal sur 41.Nous avons représenté dans cette figure un registre de décomptage de 16 bits, nous aurions pu prendre n'importe quel nombre de bits de comptage sans changer l'objet du circuit; la précision des sauts de fréquence, ou plutôt l'écart entre deux fréquences générées dépend du nombre que nous pouvons charger dans le registre. Nous constatons que pour obtenir une fréquence de sortie donnée sur 43, plus le nombre chargé en 33,36 est grand, plus le rapport de division sera grand et plus la fréquence d'entrée 40 devra être grande, mais plus grande sera la précision de la génération de fréquencé. Dans le cas qui nous occupe,c'est-à-dire la cryptographie à fréquence variable, l'écart entre les différentes fréquences générées n'a pas à être suivant telle ou telle valeur, il suffit que le codeur et le décodeur agissent sur les mêmes fréquences connues par avance.Par contre, pour éviter toute distorsion, il est indispensable dans l'objet de l'invention que ces fréquences soient obtenues précisément et instantanément et sans erreurs dans les transitions entre deux fréquences, ce qui est le cas avec ce générateur, contrairement à l'art antérieur qui limitait un ou plusieurs de ces paramètres.Sans changer l'objet de ce circuit, des configurations dépendantes de celui-ci peuvent être obtenues avec un nombre de bits différents des registres tampon et du décompteur; nous pouvons éventuellement ne charger que le registre 35 contenant les bits de poids binaire- faible et laisser fixe le registre 32 s'il ne doit pas changer à chaque chargement; nous pouvons éventuellement éliminer la bascule D 42, si nous ne souhaitons pas fournir au modulateur un signal carré; nous pouvons éventuellement utiliser un compteur au lieu d'un décompteur et il générerait un signal de sortie lorsque le compteur qui démarrerait de zéro atteindrait la valeur maximum stockée dans le registre tampon; nous pouvons utiliser enfin tout moyen de comptage programmable par une valeur digitale N qui fournirait un signal tel que la fréquence de sortie soit égale la fréquence d'entrée divisée par un diviseur N et ayant au moins un moyen de charger N de telle manière qu' un changement abrupt de N provoque un changement de période à l'issue de la période en cours. La figure 9 présente un moyen de génération de fréquence par générateur programmable utilisable pour l'objet de l'invention tel qu'il est décrit par les fabricants de circuits intégrés périphériques de systèmes à microprocesseur et connu de l'homme de l'art. Un compteur seize bits 49 va compter, dans un mode de fonctionnement spécifique du circuit, les impulsions présentes sur l'entrée 50 et fournira grâce à la logique de contrôle 47 un signal carré sur la sortie 51.La logique de contrôle 47 contient non- seulement la bascule de sortie décrite plus haut mais peut aussi, sous le couvert du registre de contrôle 48, générer une impulsion de chargement parrallèle séquentiel des registres huit bits 44 et 46 qui sont connectés au bus du microprocesseur 45. ia procédure de chargement des registres se fait en deux fois car dans la plupart des cas, le bus est de largeur 8 bits. Le registre de contrôle et la logique de contrôle vont permettre de reconnaître l'adresse du registre concerné par l'écriture mémoire de l'instruction du microprocesseur et charger de la bonne manière l'octet de poids fort et de poids faible. Dans certains circuits de comptage programmable (Programmable Timer en anglais), un double tamponnage est assuré en amont du compteur pour charger les registres 44 et 46 en une fois avec seize bits d'un coup car sinon, si nous nous trouvons dans une configuration de séquence où nous avons chargé seulement l'octet de poids binaire fort et que l'octet de poids binaire faible n'est pas encore modifié au moment où le compteur seize bits prend sa valeur de décomptage, nous aurons une valeur introduite erronée. La figure îC: représente le système complet de cryptophonie à fréquence variable. Le codeur entre son entrée 1 et sa sortie 58 comporte un filtre passe bas 2 à fréquence fixe 52, un modulateur 3,un deuxième filtre passe-bas à fréquence variable 53 générée par une boucle à verrouillage de phase 55 comportant un diviseur dans la boucle dont l'entrée est dépendante de la fréquence 5 de modulation. Cette fréquence 5 est fournie par un générateur programmable 54 qui divise une fréquence de référence 56 par un rapport de division N variable présent sur son entrée 57. La sortie du codeur 58 est connectée à un décodeur par son entrée 61.Nous imaginons évidemment qu'entre la sortie du codeur 58 et l'entrée du décodeur 61, nous avons transmis (ou stocké et relu) le signal crypté.Le décodeur situé entre l'entrée 61 et la sortie 13 comporte un filtre passe-bas 9 à fréquence variable 59, un modulateur 10 et un deuxième filtre passe-bas fl à fréquence fixe 60. La fréquence variable 59 est obtenue par une boucle à verrouillage de phase 65, comportant un diviseur interne, asservie sur la fréquence de modulation 12. Cette fréquence variable de modulation 12 est obtenue par un diviseur programmable composé d'un compteur 62 qui divise une fréquence de référence 63 suivant un rapport de division N fourni par l'entrée 64. Comme décrit précédemment, le codeur entre 1 et 58 est situé à l'émetteur et ne comporte finalement comme paramètre variable que le nombre N présent sur l'entrée 57, toutes les fréquences étant générées à partir de cette valeur. Le décodeur entre 61 et 13, est situé au récepteur du signal et ne comporte comme paramètre variable que le nombre N présent sur l'entrée 64, toutes les fréquences étant générées à partir de cette valeur.Pour fixer les idées et à titre d'exemple non limitatif du fonctionnement de ce circuit, nous indiquons ci-dessous, des moyens simplifiés pour obtenir une qualité moyenne de codage et de décodage. La fréquence du FCC 52, que nous pouvons éventuellement mettre pour le passe-bas 2, peut-etre de 819200Hz soit un filtre du 7 éme ordre coupant la bande à 8192Hz et rejetant les fréquences au dela de 10000Hz; l'horloge 56, issue d'un oscillateur à quartz peut être de 4019200tir dans une des solutions qui peuvent générer la fréquence de retournement de 12800Hz, déjà utilisée par Canal Plus; le nombre N présent en 52 peut prendre les valeurs 314 à 34O de telle manière que la fréquence de retournement 5 puisse varier entre environ 12800Hz et 1t800Hz si nous voulons moduler de manière variable vers les fréquences basses, et N peut prendre les valeurs 314 à 290 de telle manière que la fréquence de retournement 5 puisse varier entre environ 12800Hz et 13859Hz, si nous voulons moduler de manière va able vers les fréquences hautes; N'oublions pas, pour le calcul, que si nous voulons un signal carré en entrée de modulateur, il faut enchainer des comptages de demi-périodes, et que traditionnellement dans les circuits utilisés le rapport de division est de (2Nt2), donc si nous voulons diviser par 314, le chiffre mis dans le compteur sera 156.La PLL 56 peut avoir dans sa boucle d'asservissement un diviseur par 100 de telle manière que la fréquence générée en 53 soit 100 fois supérieure à celle présente en 5, ce qui donnerait uné fréquence de coupure pratique du FCC égale à celle présente en 5 dans le cas où le FCC utilise un rapport de division d'horloge de 100 fois et est du 7 éme ordre; dans le décodeur, le circuit de génération de fréquence peut avantageusement être un oscillateur programmable (Programmable Timer en anglais) par le microprocesseur monochip qui va fournir les niveaux N de cryptage sur l'entrée 64. La PLL 65 va d'une manière symétrique multiplier la fréquence de retournement 12 par 100 pour piloter le filtre FCC 9 du 7 ème ordre, par une fréquence sur son entrée 59, cent fois supérieure à sa fréquence de coupure.Le dernier filtre 60 peut avantageusement être un FCC du 7 ème ou 9 ème ordre piloté par la même fréquence que 52 c'est a dire 819200Hz. Les circuits 62, 63,64 peuvent être comme nous l'avons vu intégrés à un microprocesseur monochip ou faire partie intégrante de circuit déjà existant en standard dans la configuration monochip proposée par les constructeurs de microprocesseurs. Cet proposition non-limitative est un exemple de réalisation peu coûteuse avec des performances moyennes destinées par exemple au radio-téléphone.Si nous souhaitons de très bonnes performances pour le codeur dans le cas d'un circuit en tête de réseau de télévision, il convient éventuellement d'avoir pour les filtres 2 et 4 des filtres d'ordre beaucoup plus élevés, surtout pour le circuit 4 qui devrait avoir un ordre 12 à fréquence variable, c'est évidemment un circuit délicat à réaliser mais qui n'est présent qu'une fois. Par contre, si nous souhaitons une réalisation économique pour les multiples décodeurs, un 7 ème ordre pour le filtre 9 et un 9 éme ordre pour le filtre 11 sont suffisants.Nous pouvons aussi tolérer dans un but de simplification et d'économie, avec toutes les précautions mentionnées auparavant, de laisser la fréquence du filtre 9 fixe si nous modulons suivant les restrictions décrites, ce qui supprime sur chaque décodeur la boucle à verrouillage de phase qui est difficile à intégrer à très bas prix dans l'état actuel de l'art. La figure il représente un décodeur suivant l'objet de l'invention à fréquence de retournement variable utilisable pour le cryptage d'un canal son de télévision. Entre l'entrée 58 et la sortie 13, se trouvent un filtre passebas 9 à fréquence variable 59, un modulateur et un filtre passe-bas à fréquence fixe 11, piloté par 60. Le circuit de génération de fréquence programmable 68 comporte un diviseur programmable 62 qui décompte une horloge 63 suivant une valeur 64 qui lui est présentée. Cette valeur 64 est obtenue par un circuit générateur de séquences pseudo-aléatoires 67 qui est alimenté par des mots de commande digitaux 66 qui proviennent de la transmission numérique sur le support de télévision.Ce support fournit les synchronisations trames et lignes pour fournir au circuit 62 les valeurs de division 64 aux bons instants synchronisés avec le circuit présent dans le codeur. D'autre part, le circuit 67, qui peut avantageusement être un microprocesseur programmable, reconnait les informations cryptées fournies par 66 sur le canal TV pour décider quelle séquence pseudo-aléatoire exploiter et où se positionner dans les séquences pseudo. La figure 13 présente un schéma bloc d'une transmission cryptée où nous indiquons les moyens pour réaliser une synchronisation entre l'émetteur et le récepteur des instants de changement de fréquence de retournement par la transmission d'un canal de signalisation. Le codeur présente les circuits déjà décrits 1,2,3,4, il comporte en outre un mélangeur audio 73 qui ajoute au signal crypté inversé, une porteuse de signalisation générée par un oscillateur 77. Cet oscillateur modulable par une commande en provenance du circuit maître de cryptage peut être un autre diviseur programmable par un rapport de division.M d'une même horloge 75 que celle fournie au circuit de division programmable 76 pour la génération de fréquence de retournement. Les moyens de transmission 6 et de réception 8 véhiculent le signal crypté et la porteuse de signalisation par un canal hertzien 7. le décodeur présente les circuits déjà décrits 9,10,11 et possède plus généralement un moyen 80 déjà décrit de piloter les fréquences des filtres 9 et 11 à partir ou non d'une fréquence de retournement 12 obtenue avec une horloge programmable 82. Mais ce décodeur possède en plus un circuit de réception de la porteuse de signalisation composé d'un filtre passehaut 83, d'un moyen de réception de la modulation de la porteuse 84 et d'un détecteur modulation d'amplitude, de fréquence ou de phase 85 qui peut fournir la valeur M au circuit de pilotage du décryptage qui peut favorablement être un circuit à microprocesseur programmé.Dans une réalisation simple et à titre d'exemple non limitatif, nous avons un diviseur programmable dans le circuit 77 qui génère deux fréquences différentes suivant deux valeurs de M, le signal carré résultant est filtré et mélangé dans le mélangeur 73 pour fournir une porteuse sinusJidale modulée en fréquence; le circuit 84 de réception amplifie et détecte le passage à zéro du signal de porteuse et fournit un signal digital au circuit 85 qui est un compteur programmable utilisé en fréquencemètre, de telle manière qu'il fournisse à chaque période de la porteuse de signalisation, une indication sur sa fréquence et qu'un processus détecte ainsi ces instants de transition.Dans une autre réalisation optionnelle représentée sur le même schéma, le canal de signalisation est modulé par un signal provenant d'un ACIA 78, interface de communication asynchrone série, généralement présent dans un circuit microprocesseur monochip et qui module suivant les mêmes moyens 79 que ceux décrits précédemment, la porteuse de signalisation, de telle sorte que, dans le décodeur, si nous choisissons une modulation de fréquence pour la porteuse de signalisation, nous pouvons utiliser une boucle à verrouillage de phase 87, munie d'un diviseur 86 qui va fournir au circuit ACIA 88, les données numériques séries asynchrones qui seront reconnues.Tous ces schémas-blocs contiennent des circuits connus de l'homme de l'art, c'est pourquoi nous n'entrerons pas dans le détail plus avant, le principe d'une transmission série asynchrone par modulateur-démodulateur étant bien documenté dans la littérature technique. La figure 14 représente une proposition de décodeur très simplifié, pouvant recevoir les signaux émis suivant les principes de l'invention. Le circuit du décodeur préférablement intégré dans un circuit intégré spécifique comprend entre son entrée audio 58 et sa sortie audio13, un premier filtre passe-bas FCC 9 piloté par une fréquence 59 générée extérieurement, un modulateur digital 10 suivant le schéma de la figure 7 dont l'entrée de fréquence 12 provient d'un diviseur programmable 93, un deuxième filtre passe-bas FCC 1 1 piloté par la fréquence 60 en provenance d'un diviseur 95 piloté par l'entrée 59.Pour piloter les différentes fréquences nécessaires aux organes de décodage, nous pouvons utiliser un générateur 89 piloté par un quartz 90 qui produit la fréquence F0, puis par division par 5, la fréquence F3 destinée au diviseur programmable 92, et par division par 16, la fréquence F1 destinée au circuit de décodage 96. Le circuit 92 peut avantageusement être un microprocesseur monochip masqué 93 comportant un diviseur programmable 94 qui divise F3 pour donner FX variable en fonction du temps.Pour fixer les idées, à titre d'exemple non limitatif, nous pouvons imaginer que FO soit à 26,625 MHz, fréquence choisie pour permettre une conversion analogique-numérique à fréquence vidéo sur le signal crypté qui permettra grâce à un processeur numérique rapide d'opérer un algorithme de décodage et de restituer par un convertisseur numérique-analogique, le signal décrypté. Fl sera donc à 1,664 MHz et F2 à 832 KHz. F3 sera à 5,325 Mhz et par une division par 416 pourra donner FX=12800 Hz pour des raisons éventuelles de compatibilité avec des systèmes existants. Nous pourrons en faisant varier ce diviseur programmable, obtenir des fréquences FX variables dans des limites décrites plus haut.Des variantes de ce circuit permettent d'intégrer non plus, par exemple, le diviseur 91 dans un ASIC 89 mais plutôt dans le circuit 96, la répartition de tous ces morceaux de circuit pouvant varier suivant les possibilités d'intégration que nous avons à disposition. D'autre part les rapports de division fixes de 89, 91 et 96 sont donnés à titre indicatif.Décrire ici toutes les combinaisons de rapport de division qui permettraient d'obtenir d'une part des fréquences de pilotage des filtres FCC et d'autre part une fréquence fixe de référence F3 et des rapports de division programmables par 92 et 94 est impossible Lors de la réalisation pratique des circuits des différentes figures, nous avons utilisé avec succès: Dans toutes les figures, les filtres passe-bas à capacités commutées peuvent être réalisés avec des TSG 8512 de la société Thomson (actuellement dénommée ST) pour les filtres du septième ordre et les TSG 8514 pour des filtres du 8 éme ordre ou des combinaisons de ceux-ci, La société Thomson propose, parmi d'autres, de réaliser des FCC suivant des gabarits surmesure jusqu'au 12 ème ordre.Il est possible aussi d'utiliser des circuits National Semiconducteur MF10 (5 ème ordre) ou MF6 (6 ème ordre) pour les FCC. Les commutateurs sont par exemple des circuits de type CMOS Motorola MC 14066, ou MC 14053, les oscillateurs à boucle de verrouillage de phase peuvent être du type CMOS Motorola MC14046, les diviseurs de fréquence et compteurs CMOS : 4013, 4018, 4520, 4060, 4522, 4024 suivant le rapport de division. Les registres peuvent être CMOS MC 14013, MC 14174, MC 14034. Les oscillateurs à quartz peuvent être des 4060 ou utilisant des 74HC04. Les amplificateurs opérationels sont soit intégrés aux FCC, soit du type TL084 à grande impédance d'entrée. Pour la réalisation du modulateur de la figure 7, les résistances R peuvent valablement appartenir à un réseau intégré de résistances, ce qui permet d'obtenir à bas prix un jeu de résistances dont la dispersion différentielle est faible. Les diviseurs de fréquence intégrés (programmable timers) notamment de la figure 9 connectables aux microprocesseurs sont du type Motorola MC 68B40 ou Intel 8253 ou préférablement 8254. Le circuit ACIA de la figure 13 peut être le Motorola MC 68B50, ou Zilog 8530. Les microprocesseurs utilisés avec succès sont du type Intel 8048 ou 8051 ou 8096 ou dans la famille Motorola MC 6805, ou Hitachi Ho64180; un microprocesseur ayant à l'intérieur du meme boitier, à la fois un diviseur programmable et un circuit de communication série est très conseillé. Revendications 1. Procédé de codage pour la transmission secrète de signaux audio, consistant à -effectuer un premier filtrage passe-bas du signal -moduler le signal ainsi filtré a l'aide d'un générateur de fréquence variable -effectuer un deuxième filtrage passe-bas du signal ainsi modulé caractérisé par le fait que le signal est modulé à l'aide d'une fréquence de modulation variable par pas discrets. 2. Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que les changements de fréquence de modulation sont réalisés à l'issue d'une période entière du signal modulant. 3. Dispositif suivant la revendication 1 et 2, caractérisé par le fait que le générateur de fréquence utilise un compteur à chargement parallèle qui est chargé avec une valeur de comptage à chaque demi-période du signal de modulation. 4. Dispositif suivant la revendication 1 à 3, caractérisé par le fait que le générateur de fréquence est un diviseur de fréquence programmable qui comprend un compteur, des moyens pour charger ce compteur par un registre comprenant lui-même des moyens de chargements,ce qui fait que le générateur change de période à l'issue de sa période précédente quel que soit le moment où est chargé le registre. 5. Dispositif suivant l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le deuxième filtre passe-bas est un filtre à fréquence de coupure variable suivant la fréquence de modulation. 6. Dispositif suivant la revendication 5, caractérisé en ce que le filtre à fréquence de coupure variable est un filtre à capacités commutées. 7. Dispositif suivant la revendication 6, caractérisé en ce que, le filtre à capacités commutées est piloté par un multiplicateur de fréquence composé d'une boucle à verrouillage de phase comportant un diviseur de fréquence dans la boucle, multipliant le signal de modulation par une valeur fixe. 8. Dispositif suivant la revendication 6, caractérisé en ce que, le filtre à capacités commutées est piloté par un oscillateur divisé par un diviseur programmable. 9. Procédé de décodage pour la transmission secrète de signaux audio émis par le dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 8 , consistant à -effectuer un premier filtrage passe-bas du signal -moduler le signal ainsi filtré à l'aide d'un générateur de fréquence variable -effectuer un deuxième filtrage passe-bas du signal ainsi modulé caractérisé par le fait que le signal est modulé à I'aide d'une fréquence de modulation variable par pas discrets. 10. Dispositif suivant l'une quelconque des revendications I à 9, caractérisé par le fait que c'est le premier filtre passe bas qui està fréquence de coupure variable. 11. Dispositif suivant l'une quelconque des revendications 1 à 10, destiné au cryptage de la voie son d'une transmission de télévision à péage, caractérisé en ce que la fréquence de modulation est pilotée par un diviseur programmable dont le rapport de division instantané est obtenu par un générateur pseudo-aléatoire dont les mots de départ sont transmis par une voie numérique présente sur le support de la transmission vidéo. 12. Dispositif suivant la revendication Il, caractérisé en ce que les changements de fréquence de la modulation sont synchronisés sur une fréquence sous-multiple de la période trame du support de transmission vidéo. 13. Dispositif suivant la revendication 8, caractérisé en ce que la génération pseudo-aléatoire de fréquences de modulation est pilotée par une partie des bits d'un générateur pseudo-aléatoire émanant d'un dispositif de codage digital de la transmission vidéo. 14. Récepteur de télévision, caractérisé en ce qu'entre son circuit de détection audiofréquence et son amplificateur audiofréquence, est inséré un dispositif suivant l'une quelconque des revendications 11 à 13. 15. Procédé suivant l'une quelconque des revendications 1 à 14 caractérisé par le fait que la synchronisation des instants des changements de fréquence entre l'émetteur et le récepteur est assurée par la transmission d'une porteuse modulée située à une fréquence supérieure à la fréquence de modulation principale qui est ajoutée au signal modulé à l'émission et filtrée par un filtre passe-haut à la réception 16. Dispositif suivant la revendication 15, caractérisé par le fait que la porteuse véhiculant les informations de synchronisation est modulée en fréquence et qu'une boucle à verrouillage de phase servira à la démodulation à la réception. 17. Dispositif suivant la revendication 15, caractérisé par le fait que la porteuse véhiculant les informations de synchronisation est modulée en phase et qu'une boucle à verrouillage de phase servira à la démodulation à la réception. 18. Dispositif suivant la revendication 15, caractérisé par le fait que la porteuse véhiculant les informations de synchronisation est modulée en amplitude et qu'un détecteur de niveau à seuil servira à la démodulation a la réception. 19. Procédé suivant l'une quelconque des revendications 15 à 18, caractérisé par le fait que la porteuse de synchronisation transporte aussi des éléments binaires représentatifs pour la synchronisation des registres de cryptage a l'émission et à la réception destinés à la programmation des sauts de fréquence. 20. Récepteur de radio, caractérisé en ce qu'entre son circuit de détection audiofréquence et son amplificateur audiofréquence, est inséré un dispositif suivant l'une quelconque des revendications 1 à 19.