FR 2642917 A1 19900810 FR 8901679 A 19890209 CIRCUIT D'AMPLIFICATION HYPERFREQUENCE A DISTORSION REDUITE L'invention concerne les amplificateurs hyperfréquences, par exemple les amplificateurs dont l'élément amplificateur principal est un tube hyperfréquence tel qu'un tube à ondes progressives (T.O.P.), ou un klystron, mais aussi les amplificateurs à etat solide réalisés à partir de composants semiconducteurs. Les fréquences considérées peuvent aller de plusieurs dizaines ou centaines de mégahertz jusqu'à plusieurs dizaines de gigahertz, voire plus encore. Les applications sont par exemple dans les télécommunications. Lorsqu'on réalise des amplificateurs en hyperfréquences, on se heurte à des problemes de non-linéarites lorsque la puissance à l'entrée de l'amplificateur augmente. Le gain en puissance est en effet à peu près constant tant que la puissance d'entrée reste faible, mais il diminue par un phénomène de saturation lorsque la puissance de sortie devient proche de la puissance maximale que l'amplificateur peut fournir. De même, la rotation de phase introduite par l'amplificateur est constante pour de faibles puissances d'entrée mais elle commence à varier pour des plus fortès puissances. Ces non linéarités introduisent des problèmes de distorsion de signal et se traduisent notamment par l'apparition d'harmoniques indésirables; ou, lorsque les amplificateurs doivent amplifier plusieurs signaux de fréquences différentes, les distorsions se traduisent par une intermodulation entre ces signaux, avec apparition d'un spectre de raies d'intermoduiation gênant. Par exemple, pour deux fréquences F1 et F2 à amplifier, séparées par un intervalle. dF = F1-F2, on verra apparaitre des fréquences d'intermodulation à Fl+dF, FI+2dF, etc., et aussi F2-dF, F2-2dF, etc. Pour corriger cette distorsion indésirable, on a proposé deux types de solution. La première solution consiste a placer en amont de l'élément d'amplification un circuit dit "linéariseur1,, qui a une courbe de gain en puissance qui varie exactement à l'inverse de la courbe de gain de l'élément d'amplification de maniere à corriger la non-linéarité de cette dernière. Autrement dit, si la courbe de gain en puissance (puissance de sortie en fonction de la puissance d'entrée) du tube hyperfréquence est linéaire pour les puissances basses puis s infléchit progressivement vers le bas jusqu'à saturation complète, on utilisera un linéariseur dont la courbe de gain est d'abord linéaire puis se redresse vers le haut pour les puissances élevées. Le produit des gains du tube et du circuit linéariseur est alors constant sur une plus grande plage de puissances.De même, le circuit linéariseur sera construit pour établir une rotation de phase d'abord constante pour les puissances basses, puis inverse de la rotation de phase du tube hyperfréquence pour les puissances plus élevées. Le circuit linéariseur est un circuit actif, construit à base de transistors ou de diodes. Mais il est très délicat à réaliser, il doit être réglé individuellement pour chaque tube, et la plage de puissances d'entrée pour laquelle il fonctionne correctement est malgré tout assez limitée. De plus, ces circuits sont très coûteux en composants, et ils sont très sensibles à la température, ce qui les rend inutilisables dans beaucoup d'applications. L'autre type de solution auquel on a pensé est l'établissement d'une contre réaction, comme on l'utilise classiquement dans des circuits à basse fréquence : si on relie la sortie de l'amplificateur à son entrée par l'intermédiaire d'un circuit à gain constant, d'une part on réduit le gain global du circuit, mais d'autre part on réduit dans la même mesure l'influence du gain propre de l'amplificateur sur le gain global de l'étage, c'est-a-dire que les non linéarités sont réduites (à condition bien sûr que la boucle de réaction ne soit pas elle-même sujette à des non-linesrités). Malheureusement cette solution, bien adaptée aux basses fréquences, ne fonctionne pas en haute fréquence car les risques d'oscillation deviennent extrêmement élevés. On ramène en effet à l'entrée de l'amplificateur un signal très fortement déphasé puisqu'il inclut la somme du déphasage propre de l'amplificateur et du déphasage de la boucle de réaction. Cette somme peut atteindre facilement plusieurs dizaines de rotations complètes de phase à la fréquence de travail de l'amplificateur. Pour une fréquence même très voisine, on risque d'aboutir a une rotation de phase de 1800 (å 3600 près) avec un gain de boucle supérieur à 1, donc à une oscillation. En fait le bruit toujours présent a toutes les chances d'engendrer une oscillation.La solution. ne serait énvisageable - pratiquement qu'avec des filtres très sélectifs, et avec une seule fréquence de travail. Elle ne serait pas applicable dans le cas où l'amplificsteur doit trsnsmettre des signaux a plusieurs fréquences porteuses (dans le cas des répéteurs téléphoniques par exemple) ou des signaux à bande relativement large. La présente invention propose une solution nouvelle à ce problème d'élimination des distorsions de gain et de phase des amplificateurs hyperfréquence. Selon l'invention, on propose d'utiliser un système à contre-réaction, mais dans lequel la contre réaction fait intervenir des coupleurs de signaux à plusieurs entrées, ces coupleurs permettant de contrôler précisément les déphasages de manière à ne pas ramener à l'entrée de l'amplificateur un signal qui soit déphasé de 180 degrés par rapport à la sortie. Par coupleur on entend un circuit hyperfréquence qui a au moins deux entrées pour recevoir deux signaux hyperfréquences El et E2 et au moins une sortie et qui fournit sur sa sortie une combinaison linéaire S1 = AEl + BE2 des signaux d'entrée, A et B étant des coefficients = complexes correspondant a la fois à un certain gain (le plus souvent inférieur à 1) et un certain déphasage. L'utilisation des coupleurs se fera selon l'invention en général de la manière suivante : un circuit d'amplification hyperfréquence å distorsion réduite comprendra un amplificateur hyperfréquence et au moins deux coupleurs; le premier coupleur reçevra sur une entrée un signal d'entrée à amplifier et sur une autre entrée la sortie de l'autre coupleur; sa sortie sera connectée à l'entrée de l'amplificateur. Le deuxième coupleur. recevra sur une entrée une fraction du signal de sortie de l'amplificateur et sur une autre entrée un signal combiné au signal d'entrée (ce signal combiné pouvant d'ailleurs parfois être directement le signal d'entrée lui-même ou une fraction de ce signal). En fait, on pourra le plus souvent dire que sur cette autre entrée du deuxième coupleur on applique un signal qui est une combinaison linéaire, à coefficients complexes, de deux grandeurs dont l'une est le signal d'entrée, cette combinaison se limitant parfois au signal d'entrée lui-même affecté éventuellement d'un coefficient, ce coefficient pouvant être un retard pur. Dans un mode de réalisation de l'invention, la disposition est la suivante : le premier coupleur a deux sorties fournissant deux combinaisons des signaux qu'il reçoit sur ses deux entrées (entrées qui reçoivent l'une le signal d'entrée à amplifier et l'autre la sortie du deuxième coupleur). L'une des sorties du premier coupleur est reliée à l'entrée de l'amplificateur, et l'autre sortie fournit un signal qui est une combinaison entre d'une part le signal d'entrée à amplifier et d'autre part la sortie du deuxième coupleur. C'est cette combinaison qui est appliquée à une entrée du deuxième coupleur qui reçoit par ailleurs une fraction du signal de sortie. Les liaisons entre coupleurs peuvent se faire par l'intermédiaire d'atténuateurs ou d'amplificateurs à faible gain pour rattraper les pertes de gain introduites dans les coupleurs. Les coupleurs sont réalisés par exemple par des coupleurs hybrides microondes qui sont des circuits passifs (en principe), réalisés sous forme de conducteurs déposés sur des substrats de ceramique (alumine en général) et dont la disposition géométrique détermine les coefficients complexes de couplage entre la ou les sorties et les entrées. L'utilisation de coupleurs selon l'invention permet d'établir, non pas directement comme dans les circuits basse fréquence, mais indirectement, une contre réaction qui fait que le gain global de l'étage ne dépend plus que partiellement du gain de l'élément amplificateur principal (tube hyperfréquence), tout en permettant un contrôle rigoureux du déphasage introduit. Les éléments utilisés dans la contre réaction (coupleurs, conducteurs, et amplificateurs de gain faible ou atténuateurs) sont des éléments globalement linéaires, sur des plages Iargement supérieures aux plages de puisssance auxquels ils seront soumis. Ces puissances sont en effet beaucoup plus faibles que celles qui peuvent transiter dans le tube amplificateur principal. On ne reporte donc pas dans la contre réaction les problèmes de non linéarité qu'on veut éviter dans le tube principal. Dans une autre réalisation, le circuit d'amplification est constitué de la manière suivante : le premier coupleur reçoit d'une part le signal d'entrée et d'autre part la sortie de l'autre coupleur; sa sortie est reliée à l'entrée de l'amplificateur. Le deuxième coupleur reçoit d'une part une fraction du signal de sortie de l'amplificateur, et d'autre part le signal d'entrée à amplifier, retardé par une ligne à retard. Le retard introduit par la ligne à retard est de préférence égal au retard global de phase introduit dans le trajet du signal d'entrée vers le premier coupleur puis 9 travers le premier coupleur, puis à travers l'amplificateur, puis dans la boucle de prélèvement de la fraction de signal de sortie jusqu'au deuxième coupleur. L'invention présente les avantages suivants - sensibilité à la température plus faible qu'avec l'utilisation de circuits linéariseurs, même si les gains ou atténuations présents dans la boucle de contre réaction varient avec la température; - diminution importante de la distorsion en puissance et en phase; - stabilité de fonctionnement (faibles risques d'oscillation) du fait des faibles longueurs électriques dans la boucle de réaction. Par ailleurs l'invention permet de réaliser une amélioration de la distorsion à un coût réduit par rapport aux solutions antérieures. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaitront à Ia lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels - la figure I représente un premier mode de réalisation de l'invention; - la figure 2 représente un deuxième mode de réalisation de l'invention. Le mode de réalisation représenté à la figure I comprend un amplificateur hyperfréquence AMP de gain G, ce gain étant constant pour une certaine plage de puissances d'entrée et subissant une saturation progressive à mesure que la puissance de sortie se rapproche d'un maximum, L'amplificateur AMP est par exemple un tubes à ondes progressives ou un klystron, mais il peut être aussi un amplificateur à I'état solde (réalisé avec des transistors en arséniure de gallium ou d'autres composés III-V), ou un circuit hybride utilisant des composants semiconducteurs III-V. Le gain G considéré ici est mathématiquement une quantité complexe, c'est-8-dire qu'il correspond à la fois à un gain en amplitude et à une rotation de phase. La phase comme l'amplitude subit une dastersion, c"'t-à-dire que la rotation de phase ne varie pas avec la puissance d'entrée pour les faibles puissances mais varie de plus en plus avec la puissance d'entrée à mesure que cette dernière augmente. Le circuit d'amplification de la figure 1 comprend en outre un premier coupleur de signaux H1 et un deuxième coupleur de signaux H2, pour établir une contre réaction sans risque d'oscillation permettant, au prix d'une réduction globale de gain du circuit, de réduire la distorsion de ce gain. Le premier coupleur HI comprend une première entrée El recevant un signal d'entrée E à amplifier. Dans la suite, par commodité, on désignera le plus souvent par la même référence à la fois une entrée ou une sortie et le signal hyperfréquence présent sur cette entrée ou cette sortie. Le coupleur H1 possède une autre entrée E'1 recevant un signal issu d'un deuxième coupleur H2. Le premier coupleur HI possède dans cet exemple deux sorties S1 et S'I. La sortie SI est reliée à l'entrée de l'amplificateur AMP de gain G. La sortie S'1 fournit un signal destine à être reçu par le deuxième coupleur. La fonction du premier coupleur H1, comme railleurs celle des autres coupleurs qui seront utilisés selon l'invention, est de fournir sur chacune de ses sorties une combinaison des signaux appliqués à ses entrées, les coefficients de la combinaison étant des coefficients complexes, ctest-à-dire que les coupleurs introduisent entre une entrée et une sortie à la fois un gain (en général inférieur à 1, c'est-à-dire plutôt une atténuation), et un déphasage. Les signaux de sortie du coupleur H1 peuvent donc s'exprimer sous la forme suivante: S1 = AlEI + Bye'1 S'i = B'lE1 + A'lE'1 En fait, on considèrera dans la suite que les coupleurs sont plus spocifique- comme c'est d'ailleurs généralement le cas des coupleurs du commerce, et que les coefficients A1, A'1, B1, B'1 sont liés entre eux. Plus précisément, on utilisera en principe des coupleurs sans pertes et sans réflexion de signal de la sortie vers l'entrée. Dans ce cas, on peut exprimer plus simplement les équations du coupleur sous la forme S1 = A1E1 + Bye'1 S'1 = B1tE1 - Ai*E'l, où A1* et B1t sont les quantités complexes conjuguées des quantités Al et B1 respectivement et où on a en outre AlA1* + BiBi* = 1 pour exprimer qu'il n'y a pas ou pratiquement pas de pertes d'énergie dans le coupleur. Le deuxième coupleur H2 possède deux entrées E2 et E'2, et deux sorties S2 et S'2, seule la sortie S2 étant véritablement utilisée et l'autre étant fermée sur une impédance caractéristique d'adaptation de 50 ohms. La première entrée E2 du coupleur H2 reçoit une fraction kS du signal de sortie S de l'amplificateur AMP. Le coefficient k est un coefficient complexe d'amplitude faible devant celle du gain G. Par exemple, le coefficient k correspond à un affaiblissement de puissance de 40 décibels. La deuxième entrée E'2 du coupleur H2 est connectée, directement ou indirectement, à la deuxième sortie S'1 du premier coupleur H1. Dans l'exemple représenté à la figure 1, la connexion se fait par l'intermédiaire dtun amplificateur K1 dont le gain p est faible (par exemple 6 dB) et qui sert essentiellement à rattraper les pertes de gain des signaux qui passent dans les coupleurs. Enfin, la sortie S2 du deuxième coupleur est reliée directement ou indirectement a la deuxième entrée E'1 du premier coupleur H1. Ici, on a représenté un amplificateur ou un atténuateur RZ de gain q entre S2 et E'1. Mais la connexion peut etre une connexion directe par un conducteur. La fraction kS du signal de sortie S présent en sortie de l'amplificateur AMP est prélevée par tout moyen compatible avec la structure physique de l'amplificateur AMP. Par exemple, c'est par un fil plongeant dans une cavité de sortie du tube hyperfréquence qu'on effectue le prélèvement lorsque le tube est un klystron ou un tube à ondes progressives. De préférence on intercale, entre la zone de prélèvement et 12entrée E2 du deuxième coupleur, un filtre FLT qui est un filtre à large bande (peu sélectif), ayant pour fonction d'éliminer le bruit présent dans le signal de sortie et d'éliminer les harmoniques du signal d'entrée afin que ces harmoniques ne soient pas réinjectés dans le circuit de contre réaction. Comme pour le premier coupleur H1, on peut définir pour le deuxième coupleur H2 des coefficients de couplage A2 et B2 SZ = A2E2 + B2E'2 Le circuit fonctionne alors de la manière suivante : le signal d'entrée à amplifier étant un signal E, et le signal en sortie de l'amplificateur AMP (qui est aussi la sortie du circuit selon l'invenffon), on voit que le signal en sortie S1 du coupleur H1 a une valeur S1 = AIE + Bye'1 Mais le signal à l'entrée E'1 est qS2. Et le signal en S2 est A2E2 + B2e'2, avec E2 = kS et E'2 = pS'1. D'où Si = A1E + Blq(A2kS + B2pS'1). Par ailleurs S1 est l'entrée de l'amplificateur de gain G; par conséquent S1 = S/G. S/G = A1E + Blq(A2kS + BZpS'1). Et d'autre part, S'1 est la deuxième sortie du premier coupleur, egale donc à Bi*E - A1izE'1, c'est-à-dire S'1 = B1*E - Al*q(A2kS + B2pS'1), ou encore S'1(1 +. Ai*qB2p) = Bi*E - Al*qA2kS En reprenant la valeur ci-dessus de S/G, et en remplaçant S'1 par la valeur qui vient d'être calculée, on trouve l'égalité suivante S/G = A1E + BlqA2kS + BIqB2p[Bl*E - Ai*qA2kS]/[1 + Ai*qBZp] De cette égalité qui ne fait plus intervenir comme signaux que le signal d'entrée à amplifier E et le signal de sortie du circuit d'amplification selon l'invention, on calcule le gain S/E de ce circuit S/E = G[A1 + AlAl*qB2p + BiqBZpBi*j/[1 + Ai*BZpq - GBlqA2k] Avec des coupleurs sans pertes et sans réflexion, tels que A1A1* + B1B1* = 1, on simplifie le calcul du gain S/E de l'étage: le gain devient S/E = G(A1 + B2pq)/(1 + A1*B2pq - GBlqA2k) Selon l'invention, on s 'arrange. pour réduire à une valeur minimale en amplitude et en phase, le terme 1 + A1*B2pq, en choisissant de manière appropriée les coefficients de couplage A1* et B2, ainsi que les gains et déphasages introduits par les amplificateurs ou atténuateurs K1 et K2. Si on-minimise, dans la gamme de fréquences considérées, ce terme i + Ai*B2pq, ou tout au moins si on le rend faible devant le terme GBlqA2k, on peut considérer alors que le gain G est un coefficient multiplicateur à la fois au numerateur et au dénominateur et qu'il s'élimine donc de la formule donnant S/E. On aboutit alors à un gain de circuit qui est indépendant de G et qui ne subit donc pas les variations de celui-ci en fonction de la puissance. C'est ce qui permet de réduire la distorsion de l'amplificateur. Les coupleurs H1 et H2, les amplificateurs à faible gain Ki et K2, et les conducteurs de liaison sont des éléments suffisamment linéaires (en gain et en phase) en fonction de la puissance qui les traverse et dans la gamme de puissance relativement faible qui les traverse effectivement, pour ne pas introduire de leur côté des distorsions de gain. De plus, il est facile, compte-tenu du peu de sensibilité aux variations de puissance des termes intervenant dans la formule S/E, de choisir des valeurs telles que le signal E'1 ramené à l'entrée du premier coupleur ne soit pas en opposition de phase avec le signal d'entrée E, pour supprimer les risques d'oscillation. Comme le déphasage entre les signaux E et E'1 varie avec la fréquence, on aura une plage de fréquences acceptable, pour laquelle par exemple le déphasage n'est pas supérieur, en valeur absolue et à 3600 près, à 900. Si le déphasage reste dans ces limites pour la plage de fréquences considérée, on peut estimer en effet que les risques d'oscillation sont faibles. A titre d'exemple, les coupleurs H1 et H2 peuvent être identiques et être des coupleurs dits coupleurs 3dB fournissant sur leurs sorties les combinaisons suivantes des signaux à leur entrée Si = (El + E'1 ou S1 = (El + JE'1)/2i S'i = (El - E'1)/2iou S'1 = (-jE1 - E'1)/2+ 52 = (E2 + Et2}/2+ ou S2 = (E2 + jE'2)/2+ On notera que le rapport signal sur bruit est notablement amélioré (en pratique dans le rapport de l'affaiblissement introduit par les coupleurs). Une autre réalisation de circuit d'amplification à distorsion réduite selon l'invention est représentée à la figure 2. Dans cette réalisation, on cherche à compenser encore mieux la rotation de phase introduite par l'amplificateur AMP lui-même. Cette rotation est en effet très élevée puisqu'elle atteint facilement plusieurs dizaines de fois 3600 dans un tube à ondes progressives. On comprend que la moindre variation de fréquence peut faire tourner beaucoup cette phase, ce qui engendre même dans le circuit de la figure 1 des inconvénients que le schéma de la figure 2 élimine. En particulier on a remarqué que le gain du circuit d'amplification de la figure 1 présente des variations en fonction de la fréquence (comme des ondulations de la valeur du gain) dans la plage utile, et il serait souhaitable de supprimer ces variations. C'est ce que se propose de faire le schéma de la figure 2. A la figure 2, on a désigné par les mêmes références qu'à la figure 1 les éléments qui jouent sensiblement le même rôle. Dans ce schéma de la figure 2, on a besoin d'une part d'appllquer le signal d'entrée à amplifier à un premier coupleur H1 et d'autre part de l'appliquer, après l'avoir retardé dans une ligne à retard LR, à un deuxième coupleur H2. La solution choisie dans ce schéma est d'utiliser un diviseur de signal (ou répartiteur de signal). Le diviseur de signal, désigné par la référence H3, est en pratique réalisé de la même manière qu'un coupleur, par exemple un coupleur hybride sur substrat cramique, mais il a essentiellemont une entrée et deux sorties. En pratique on utilisera tout simplement un coupleur hybride à 3 décibels ayant deux entrées E3, E'3 et deux sorties S3, S'3, une seule entrée (E3) étant réellement utilisée et recevant le signal E à amplifier, l'autre (E'3) étant rellée à une charge d'adaptation de 50 ohms; le coupleur fournit sur chacune des sorties la moitié de l'énergie reçue de l'entrée E, avec un déphasage qui est soit le même sur les deux entrées, soit différent (mais connu); le déphasage pourra être par exemple de 900. La sortie S3 du diviseur de signal H3 est reliée directement à une première entrée El du premier coupleur H1; L'autre entrée E'1 du premier coupleur reçoit un signal de contre-réaction que l'on détaillera plus loin. Le premier coupleur H1 possède par ailleurs deux sorties S1 et S'1 dont une seule (S1) est véritablement utilisée, l'autre étant reliée à une charge d'adaptation de 50 ohms. La sortie S1, qui fournit une combinaison linéaire Si = AlEl + BlE'l des signaux d'entrée, est reliée à l'entrée de l'amplificateur AMP de gain G (tube hyperfréquence, ou circuit-intêgré ou circuit hybride). La sortie S de l'amplificateur AMP constitue aussi la sortie du circuit selon l'invention. Sur cette sortie S on prélève une fraction du signal amplifié. La fraction kS est transmise à travers un filtre passe-bande FLT au deuxième coupleur H2. Cette fraction est une faible fraction du signal S; par exemple l'affaiblissement correspondant au coefficient k est un affaiblissement de 40 décibels. Le filtre FLT sert à l'élimination de bruit, et des harmoniques des fréquences fondamentales du signal à amplifier. Le deuxième coupleur Ha possède comme le premier deux entrées E2 et E'Z et deux sorties S2 et S'2, seule la première sortie S2 étant véritablement utilisée, l'autre étant reliée à une charge d'adaptation de 50 ohms. La première entrée E2 du deuxième coupleur H2 reçoit la fraction kS 4u A zonal de sortie de l'amplificateur. La deuxième entrée E'2 reçoit, à travers une ligne à retard LR, la sortie S'3 du troisième coupleur H3 Autrement dit, le signal appliqué sur la deuxième entrée du coupleur H2 est en quelque sorte, à un coefficient d'atténuation près et à une phase (connue) près, le signal d'entrée E retardé d'un retard T. La sortie S2 du deuxième coupleur HZ est reliée, directement ou indirectement à la deuxième entrée E'1 du premier coupleur. Dans l'exemple de la figure 2, la liaison est directe, mais on pourrait prévoir entre la sortie S2 et l'entrée E'1 un amplificateur ou un atténuateur à faible gain, ou également un filtre ou un circuit d'élimination de bruit, etc. Le retard T de la ligne à retard n'est pas quelconque. I1 est tel que les signaux en E2 et E'2 restent autant que possible en phase (pour la gamme de fréquences considérées), c'est-à-dire que par exemple dans toute la gamme de fréquences de fonctionnement désirée les phases des signaux en E2 et E'2 ne s'écartent pas de plus de 900 dans un sens ou dans l'autre. De plus, le retard est destiné à compenser effectivement le fait que l'amplificateur AMP (surtout si c'est un tube à vide) introduit une rotation de phase de plusieurs dizaines de fois 3600. Cette rotation correspond au fait que la longueur du tube est importante et égale à plusieurs dizaines de fois la longueur d'onde correspondant à la fréquence du signal. Plus précisément, on utilise une ligne à retard qui correpond effectivement (et pas à 3600 près) au retard introduit par le tube, de manière à obtenir en E2 et E'2 un déphasage aussi faible que possible. En fait, la ligne à retard LR introduit un retard T tel que la somme des retards suivants:: - retard introduit dans le coupleur H3 entre l'entrée E3 et la sortie S'3 - retard T dans la ligne à retard, - retard dans les différents conducteurs entre S'3 et E'2, soit voisine (de préférence inférieure à un quart de longueur d'onde en plus ou en molns) de la somme des retards suivants - retard dans le coupleur H3 entre l'entrée E3 et la sortie S3, - retard dans le coupleur H1 entre entrée El et la sortie S1, - retard dans le tube (ctest-à-dire le retard le plus important), - retard dans la boucle de retour entre la sortie S et l'entrée E2 du coupleur H2 - retard dans les différents conducteurs de liaison entre S3 et E2. En outre, on prévoit de préférence que le produit du gain G (mesuré pour des puissances faibles) par le coefficent de couplage Al entre l'entrée El et la sortie S1 du premier coupleur, et par le coefficient k (coefficient de prélèvement d'une fraction du signal de sortie S), est sensiblement égal aux pertes dans la ligne à retard LR. Cela revient à dire qu'on s'arrange pour que les signaux sur les entrées E2 et E'2 soient égaux non seulement en phase mais aussi en amplitude, dans des conditions de petite puissance, en l'absence de distorsion ou de saturation quelconque. Le circuit de la figure 4 permet donc d'établir à l'entrée du coupleur H2 deux signaux dont la différence représente un écart dû à une distorsion (en pratique la distorsion venant de l'amplificateur). C'est cette différence, si elle existe, qui est réinjectée sur l'entrée E'1 du coupleur H1 et combinée dans ce coupleur H1 au signal d'entrée à amplifier. Ce circuit permet une amélioration importante de la distorsion. De plus, il évite dans une large mesure des variations intempestives de gain avec la fréquence. REVENDICATIONS 1. Circuit d'amplification hyperfréquence à distorion réduite comprenant un amplificateur hyperfréquence (AMP), caractérisé en ce qu'il comporte au moins deux coupleurs de signaux (H1, H2), le premier coupleur (H1) reçevant sur une entrée (El) un signal d'entrée à amplifier et sur une autre entrée (E'1) la sortie (S2) de l'autre coupleur (H2), le premier coupleur ayant une sortie (S1) connectée à l'entrée de l'amplificateur (AMP), le deuxième coupleur (H2) recevant sur une première entrée (E2) une fraction du signal de sortie de l'amplificateur et sur une deuxième entrée (E'2) le signal d'entrée à amplifier ou un signal combiné au signal d'entrée à amplifier. 2. Circuit d'amplification selon la revendication l, caractérisé en ce que le premier coupleur (H1) a deux sorties (S1, S'1) fournissant deux combinaisons des signaux qu'il reçoit sur ses deux entrées, llune des sorties (S1) du premier coupleur étant reliée à l'entrée de l'amplificateur, et l'autre sortie (S'1) fournissant un signal qui est une combinaison entre d'une part le signal d'entrée à amplifier et d'autre part la sortie du deuxième coupleur, la deuxième sortie étant reliée à la deuxième entrée (E'2) du deuxième coupleur qui reçoit par ailleurs sur sa première entrée une fraction du signal de sortie. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisée en ce qu'un élément d'atténuation ou d'amplification (K1) est inséré entre la deuxième sortie (S'1) du premier coupleur (H1) et l'entrée (E'2) du deuxième coupleur (H2). 4. Circuit d'amplification selon la revendication 2 > caractérisé en ce qu'un élément dlatténuation ou d'amplification (K2) est inséré entre la sortie (S2) du deuxième coupleur (H2) et la deuxième entrée (E'1) du premier coupleur (H1). 5. Circuit d'amplification selon la revendication 1, caractérisé en ce que le deuxième coupleur (H2) reçoit d'une part une fraction (kS) du signal de sortie de l'amplificateur, et d'autre part un signal correpondant au signal d'entrée à amplifier, retardé par une ligne à retard (LR). 6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que le retard introduit par la ligne à retard correspond au retard de phase introduit dans le trajet du signal d'entrée vers le premier coupleur puis à travers le premier coupleur, puis à travers l'amplificateur, puis dans la boucle de prélèvement de la fraction de signal de sortie jusqu'au deuxième coupleur. 7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce qutil est prévu un diviseur de signal (H3) recevant sur une entrée (E) le signal d'entrée à amplifier, et fournissant sur deux sorties distinctes (53, S'3) un signal correpondant au signal à amplifier, éventuellement atténué et déphasé d'une valeur constante, l'une des sorties (S3) étant reliée au premier coupleur (H1) pour lui transmettre un signal correspondant au signal à amplifier et l'autre sortie (S'3) étant appliquée à entrée de la ligne à retard (LR).