FR 2645381 A1 19901005 FR 8904407 A 19890404 *CIRCUIT DE COMMANDE D'ECOUTE AMPLIFIEE." La présente invention a pour objet un circuit de commande d'une écoute amplifiée comportant un régulateur shunt agencé pour réguler à une première valeur de référence la ten- sion d'alimentation d'un amplificateur dont la sortie est con- nectée à un dispositif d'écoute, ainsi qu'un dispositif de commande produisant une tension de commande pour agir sur le gain de l'amplificateur au moins en fonction du courant tra- versant le régulateur shunt et comportant un dispositif de mé- morisation d'une tension de contrôle de gain. Un tel circuit est connu de la demande de brevet eu- ropéen 189.711. Avec ce circuit, le gain de l'amplificateur est abaissé lorsque le courant traversant le régulateur shunt diminue de façon importante. Lorsque le courant traversant le régulateur shunt est considéré comme normal, le gain de l'am- plificateur garde sa valeur nominale. Ce circuit est plus particulièrement destiné à fonc- tionner dans le cas de signaux d'amplitude constante (p. ex. tonalités). Par contre, il ne convient pas pour corriger le gain en présence de signaux donc l'amplitude varie constamment (parole) car, dépourvu de toute temporisation, il agit alors comme un simple circuit d'écrêtage, ce qui produit des harmo- niques, et donc de la distortion. En outre, il consomme un ma- ximum de courant lorsque le courant disponible sur la ligne est minimal. Le circuit tel que défini dans notice d'application TEA 7531 de THOMSONCSF met en oeuvre le même principe de base mais avec une modification importante consistant à mettre en oeuvre un circuit parallèle résistancecapacité, le gain de l'amplificateur étant commandé en fonction de la valeur de la tension aux bornes de ladite capacité. Ce montage présente l'inconvénient d'être intrinsèquement instable et ne peut valablement fonctionner qu'avec des constantes de temps éle- vées (plusieurs secondes) susceptibles de réduire l'amplitude des oscillations. L'invention a pour objet un circuit du type men- tionné, mais de conception différente de manière à éviter les instabilités et à permettre d'obtenir des constantes de temps satisfaisantes pour un contrôle automatique de gain de manière à éviter que l'on perçoive des signaux distordus sur le haut- parleur d'écoute amplifiée. Le circuit selon l'invention est ainsi caractérisé en ce que le dispositif de commande comporte: - un premier moyen pour faire varier selon une première loi de variation ladite tension mémorisée, dans un premier sens cor- respondant à une augmentation du gain lorsque le régulateur shunt est traversé par un courant et pour interrompre cette action dans le cas contraire. - et un deuxième moyen pour faire varier, selon une deuxième loi de variation plus rapide que la première, ladite tension mémorisée dans un deuxième sens opposé au premier lorsque la tension d'alimentation disponible aux bornes d'alimentation de l'amplificateur descend en dessous d'une deuxième valeur de référence inférieure à la première valeur de référence. Le courant traversant le régulateur shunt est ainsi uniquement utilisé pour autoriser que l'amplificateur atteigne son gain nominal. Le deuxième moyen entre en action lorsque la tension aux bornes d'alimentation de l'amplificateur est infé- rieure à la première valeur de référence. Dans ce cas, et par le principe même d'un régulateur shunt, aucun courant ne tra- verse ce dernier et le premier moyen est inactif. On évite ainsi le problème d'instabilité du dispositif de l'art anté- rieur et on peut choisir pour la diminution du gain de l'am- plificateur une loi de variation présentant une constante de temps plus faible que dans l'art antérieur. La deuxième valeur de référence peut être choisie voisine de la tension d'alimentation minimale correspondant à un fonctionnement correct de l'amplificateur. Selon un mode de réalisation particulièrement avan- tageux, le dispositif de mémorisation comporte une branche-sé- rie comprenant une résistance en série avec un condensateur de mémorisation, et dont une première extrémité est connectée au pôle de mode commun et dont la deuxième extrémité qui délivre ladite tension mémorisée, est en contact avec une borne de contrôle de gain de l'amplificateur. L'amplificateur peut être agencé de manière que le gain soit une fonction croissante de la tension de commande. De la sorte, le condensateur ne se charge que lorsqu'un maximum de courant est disponible. Le premier moyen peut comporter une source de cou- rant d'intensité donnée et un premier dispositif de commuta- tion agencé pour commander la charge dudit condensateur de mé- morisation par ladite source de courant, seulement lorsque du courant traverse le régulateur shunt. On obtient ainsi que, lorsque l'alimentation du circuit est considérée comme satis- faisante, le gain de l'amplificateur atteigne de manière con- trôlée sa valeur nominale. Le deuxième moyen peut comporter un deuxième dispo- sitif de commutation agencé pour commander la décharge tempo- risée dudit élément capacitif selon ladite deuxième loi. Le premier et le deuxième dispositif de commutation peuvent présenter respectivement un premier et un deuxième circuit à seuil référencés chacun au point commun à deux ré- sistances d'un groupe de trois résistances disposées en série aux bornes de l'alimentation du circuit. Le deuxième dispositif de commutation peut compor- ter un transistor de commutation dont le trajet collecteur- émetteur est disposé entre la deuxième extrémité de ladite branche série et le pôle de mode commun. Selon un mode de réalisation avantageux, une cin- quième résistance peut être disposée en série entre ladite borne de contrôle de gain et le trajet collecteur-émetteur du- dit transistor de commutation et sa valeur est alors choisie de manière à maintenir celui-ci en saturation lors de ladite décharge temporisée du condensateur de mémorisation. Selon un mode de réalisation préféré, le premier moyen comporte un comparateur de courant pour comparer le cou- rant traversant le régulateur shunt à un courant de référence. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple non limi- tatif, en liaison avec les dessins qui représentent: - la figure 1, un poste d'abonné selon l'art antérieur, et comportant un circuit d'écoute amplifié dont la tension d'ali- mentation est contrôlée par un régulateur shunt. - la figure 2, un circuit de contrôle de gain d'un amplifica- teur d'écoute amplifiée selon le brevet européen 189.711 pré- cité, et la figure 3 selon le circuit TEA 7531 de THOMSON-CSF. - la figure 4, un circuit selon l'invention, et - la figure 5, un mode de réalisation préféré de l'invention. Sur toutes les figures, les mêmes signes de réfé- rence désignent les éléments identiques. Selon la figure 1, un poste d'abonné comporte un circuit de transmission TC dont les entrées sont connectées à une ligne délivrant un courant IL, ainsi qu'à un microphone M. Les sorties alimentent un écouteur E et un circuit d'écoute amplifié 10. Le circuit de transmission délivre un courant I qui alimente le circuit d'écoute amplifiée 10, lequel comporte un amplificateur A, un haut-parleur 1 et un régulateur shunt (R1, R2, Ao, T2, RE). Ce dernier a pour fonction d'empêcher que la tension d'alimentation VB de l'amplificateur A ne dé- passe une valeur de référence V0. Les deux résistances R1 et R2 forment une branche série disposée aux bornes d'alimenta- tion du circuit d'écoute amplifiée. Leur point milieu M est connecté à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur Ao dont l'entrée inverseuse est portée à une tension de référence VREF. La sortie de l'amplificateur A0 est connectée à la ba- se d'un transistor T1 dont le trajet collecteur-émetteur est connecté aux bornes d'alimentation du circuit d'écoute ampli- fiée, et qui présente une résistance d'émetteur RE. Lorsque la tension au point M est supérieure à VREF, le transistor T1 est passant et dérive un courant Is, ce qui tend à faire chuter VB. Lorsque la tension au point M est inférieure à VREF, le transistor T1 est bloqué et le régulateur shunt est inactif. Dans la région de fonctionnement intermédiaire, le régulateur shunt dérive un courant fonction de la valeur de VB. On a alors: R1 + R2 Vo = R2 VREF Pour éviter que la tension VB ne chute trop rapi- dement en dessous de VO, un condensateur C est connecté aux bornes d'alimentation. En général, le condensateur C est un composant discret associé à un circuit intégré d'écoute ampli- fié qui alimente le haut-parleur 1. Selon la figure 2, un transistor T2 dont la base est reliée à celle des transistors T1 à travers une résistance RB a son trajet collecteur-base disposé en série avec une source de courant SC, formant ainsi une branche série connec- tée aux bornes d'alimentation. Le point commun à la source de courant et au collecteur du transistor T2 est connecté à la base d'un transistor T3 dont le collecteur est connecté à l'entrée G de contrôle de gain de l'amplificateur A et dont l'émetteur est connecté au pôle de mode commun. Une diode Dl est en outre branchée dans le sens direct entre la base et l'émetteur du transistor T3, pour former un miroir de courant. Lorsque VB est supérieur à VO, le transistor T2 est passant et une franction du courant de la source de cou- rant SC traverse la diode D1 et est recopié par le courant collecteur du transistor T3. Ce dernier courant s'annule dès que la valeur instantanée du courant Is atteint un seuil fi- xé par RB, la valeur du courant de la source de courant SC et le rapport des dimensions des émetteurs des transistors T1 et T2. Lorsque VB est inférieur & Vo, le transistor T2 est bloqué et le courant de la source de courant SC traverse la diode D1, ce qui fait que le courant de collecteur du tran- sistor T3 est maximal. Ceci est un inconvénient car le courant consommé par le circuit de réduction de gain est maximal jus- tement lorsque le courant disponible sur la ligne est le plus faible. Dans la région de fonctionnement intermédiaire, le transistor T3 est traversé par un courant qui est la différen- ce entre le courant délivré par la source de courant SC et le courant de collecteur du transistor T2. Ce courant ne convient pas pour corriger le gain en présence de signaux tels que la parole, car, dépourvu de tem- porisation, il fonctionne en écrêteur, et l'auditeur entend des signaux distordus. Selon la figure 3, le circuit présente une branche parallèle Rg, Cg destinée à mémoriser une tension de contrôle automatique de gain. Un amplificateur A1 a son entrée inver- seuse connectée à l'émetteur du transistor T1 pourvu de la ré- sistance d'émetteur RE et son entrée non inverseuse est por- tée à une tension de référence V'REF. Sa sortie commande par tout ou rien la commutation d'un interrupteur 20 (par exemple un transistor monté en région de commutation). Cet interrup- teur 20 est disposé en série entre la source de courant SC et la branche parallèle Rg, Cg. La borne de cette branche paral- lèle, connectée à l'interrupteur 20, est connectée également à l'entrée d'un amplificateur CAG dont l'autre entrée est porté au potentiel de référence V"REF et dont la sortie est con- nectée à l'entrée G de contrôle automatique de gain de l'am- plificateur A. Lorsque VB sortie de l'amplificateur A1 est au niveau haut et l'interrup- teur 20 est fermé, donc la source de courant SC d'intensité Isc charge le condensateur Cg à une tension Vcg. (VCgmax =Rg X Isc) Lorsque VB> V0, le transistor T1 conduit et la sortie de l'amplificateur A1 est au niveau 0 ce qui fait que l'interrupteur 20 est ouvert. La fermeture de l'interrupteur intervient lorsque le courant collecteur Is du transistor T1 atteint un niveau tel que: REIs = V'REF car Is-courant émetteur de T1. Le contrôle automatique de gain est activé lorsque la tension aux bornes de Cg est supérieure à V'REF. Lorsque VB devient inférieur à V0, l'interrupteur est fermé et le condensateur Cg se charge (constante de temps déterminée par Cg, Rg et SC) . Le gain baisse donc avec un certain retard correspondant à la charge du condensateur C qui se poursuit. Cg continue à se charger tant que VB n'a pas de nouveau atteint Vo. En pratique, la baisse du gain est surcompensée. La remontée du gain se produit par décharge du condensateur Cg à travers la résistance Rg. La remontée du gain tend à faire retomber VB en dessous de V0. Il en résul- te en pratique une modulation d'amplitude triangulaire du si- gnal. Pour diminuer cet inconvénient, un condensateur Cg de forte valeur (quelques lOpF), donc non intégrable, est chargé par un courant faible (SC a alors un courant de quelques pA). L'amplitude de la modulation triangulaire n'est alors plus gê- nante, mais subsiste la contrainte d'un condensateur Cg de va- leur élevée, et le fait que le condensateur Cg doit être char- gé au moment o le courant disponible est le plus faible. La courbe de gain en fonction de la tension VCg est donnée à la figure 3a. Cette courbe est d'allure décroissante. En outre, la constante de temps ainsi induite (Rg Cg) est de l'ordre de 1 sec. ce qui est sans effet sur les distorsions produites par des pointes d'amplitude de la voix, pour lesquelles il faut un système qui réponde rapidement. Selon la figure 4, un circuit selon l'invention comporte trois résistances en série R'1, RT1 et Rz connectés entre les bornes d'alimentation de l'amplificateur A (non re- présenté). L'amplificateur Ao a son entrée non inverseuse con- nectée au point commun aux résistances R"I et Rz. Le circuit présente également le transistor T1, la résistance RE, de l'amplificateur A1, la source de courant SC et l'interrupteur 20, agencés comme sur la figure 3, mais l'émetteur du transis- tor T1 est connecté à l'entrée non inverseuse de l'amplifica- teur A1. En outre, la mémorisation et l'utilisation de la tension de contrôle de gain sont réalisées de manière très différente. Une branche série constituée par une résistance Rlg et un condensateur de mémorisation Clg est connectée entre le pôle de mode commun et l'entrée de contrôle de gain G de l'amplificateur A. L'interrupteur 20, par exemple un tran- sistor fonctionnant en régime de commutation, a pour fonction de mettre la source de courant SC en contact avec la branche série (point G) lorsque le régulateur shunt dérive du courant (transistor T1 non bloqué), ce qui permet, comme d'ailleurs dans le cas de la figure 3, de charger de manière temporisée le condensateur C'lg pour atteindre le gain maximal. Pour décharger le condensateur C'lg (et produire une diminution du gain de l'amplificateur A en abaissant la tension au point G', on met en oeuvre un dispositif à seuil qui discrimine un deuxième seuil de tension inférieur au seuil du régulateur shunt. Un amplificateur A2 a son entrée non inverseuse portée au potentiel VREF et son entrée inverseuse connectée au point commun aux résistances R'1 et R'z. La sortie de l'amplificateur AZ est connectée à la base d'un transistor Ti dont le trajet collecteur-émetteur est disposé entre le point G' et le pôle de mode commun. Une ré- sistance R2g peut être disposée entre le collecteur du tran- sistor T2 et le point G' et sa valeur est choisie de manière à assurer que le transistor T2 soit dans son état de saturation lorsqu'il est commandé à l'ouverture. La première valeur de seuil Vo, qui commande le fonctionnement du régulateur shunt vaut: R'1 + R"I + R2 Vo= R2 VREF La deuxième valeur de seuil V1 qui commande la dé- charge du condensateur de mémorisation CIg vaut: R'î + R"l + R2 Vl= R'l+ R2 VREF VB>VD, le transistor T1 dérive un courant de shunt Is. Pour REIs)V'REF, la sortie de l'amplificateur A1 est au niveau maximal, ce qui commande la fermeture de l'interrupteur 20. La source de courant SC charge le condensateur Clg. Lorsque le condensateur Clg est complètement chargé, le gain de l'amplificateur A est maximal. Lorsque VB est compris en- tre V1 et Vo0, le régulateur shunt ne dérive plus de courant, et l'interrupteur 20 est ouvert. Le condensateur Clg conser- ve sa valeur mémorisée. Le condensateur C est susceptible de compenser pendant un court- instant. Si la valeur de VB con- tinue de baisser et franchit le deuxième seuil Vl, alors le transistor T, passe à l'état ouvert, et le condensateur C1 se décharge à travers la résistance Rlg (et éventuellement R2g). La chute de tension à travers Rlg modifie la tension au point G' et modifie instantanément le gain. La constante de temps de décharge est très courte, ce qui permet d'abaisser le gain de manière quasi-instantanée. Le transistor T4 doit donc être prévu pour passer un tel courant. La consommation du haut-parleur est ainsi diminuée de telle sorte que VB cesse de décroître et sans avoir à décharger trop fortement Cg. La valeur de Rlg (et éventuellement de R2g) est ajustée de préférence pour que la tension aux bornes de Clg rejoigne la nouvelle valeur à mémoriser avec un seul dépassement de faible amplitude, et de ce fait relativement bref (environ 10 ms en pratique). Par contre, la recharge du condensateur Clg, dé- chargé en tout ou partie, ne peut reprendre que lorsque VB a de nouveau atteint le seuil Vo et que le régulateur shunt dé- rive un courant Is significatif. Le condensateur CIg se recharge alors progressivement grâce à la source de courant SC et le gain recommence à augmenter. Cette recharge s'effectue - plus lentement que la décharge et est susceptible de s'inter- rompre dès que le courant shunté Is est trop faible. La sta- bilité du système est donc très bonne. En outre, le condensa- teur Clg ne peut se charger que lorsqu'un maximum de courant est disponible. La courbe du gain en fonction de Vcg est donnée à la figure 4a. Cette courbe est d'allure croissante. Comme la décharge de Clg est rapide, on peut choisir pour Vl une valeur proche de la valeur d'alimentation minimale pour laquelle le fonctionnement de l'amplificateur A- est correct (faible distortion). Ceci a également pour avanta- ge que les chutes brutales de gain se situent alors sur des crètes très importantes de la parole et ne sont pas audibles. En effet, une chute brutale de gain produit une forte distor- sion, mais l'oreille ne remarque ce type de distorsion que lorsque leur fréquence de répétition est rapide. Il n'est pas nécessaire d'utiliser un condensateur de valeur élevée. On peut choisir pour Cjg une valeur de 0,5pF, et une source de courant de 1pA. La présence éventuelle de la ré- sistance R2g permet de limiter si besoin est le courant de décharge à travers le transistor T4 et d'éviter le cas échéant une décharge trop brutale du condensateur Clg qui entraine- rait un passage au gain minimum chaque fois que se produit une perturbation. A titre d'exemple, on peut avoir RIg = 3,6kg et R2g = OQ. En pratique, l'écart entre Vo et V1 peut être de l'ordre de quelques centaines de mV pour une tension Vo de l'ordre de 3,5V. La figure 5 correspond à un mode de réalisation préféré selon lequel on s'affranchit des variations dMes au procédé. Au lieu de comparer REIs et V'REF, on compare Is à un courant de référence IREF (à un coefficient multiplica- teur près). Pour ce faire, une source de courant de référence IREF est connectée entre la source de tension d'alimentation et l'entrée inverseuse de l'amplificateur A1, et un transistor Til monté en diode (transistor npn dont le collecteur et la base sont court-circuités) est monté entre l'entrée inverseuse de l'amplificateur A1 et l'émetteur du transistor T1 de même type. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur A1 est con- nectée à la base du transistor T1. L'amplificateur A1 agit alors en comparateur et me- sure Is r étant le rapport entre les surfaces d'émetteur des transis- tors T1 et Tli. Un avantage supplémentaire est que RE n'interve- nant pas dans la mesure, sa valeur peut être choisie pour op- timiser la stabilité de la boucle régulant la tension VB. En outre, il est relativement facile d'obtenir que r et IREF varient peu l'un par rapport à l'autre avec le procédé alors qu'il est plus difficile de déterminer V'REF et RE en cor- rélation l'un par rapport à l'autre. 1 1 REVENDICATIONS: 1. Circuit de commande d'écoute amplifiée comportant un régulateur shunt agencé pour réguler à une première valeur de référence la tension d'alimentation d'un amplificateur dont la sortie est connectée à un dispositif d'écoute, ainsi qu'un dispositif de commande produisant une tension de commande pour agir sur le gain de l'amplificateur au moins en fonction du courant traversant le régulateur shunt et comportant un dispo- sitif de mémorisation d'une tension de contrôle de gain carac- térisé en ce que le dispositif de commande comporte: - un premier moyen pour faire varier selon une première loi de variation ladite tension mémorisée, dans un premier sens cor- respondant à une augmentation du gain lorsque le régulateur shunt est traversé par un courant et pour interrompre cette 1.5 action dans le cas contraire. - et un deuxième moyen pour faire varier selon une deuxième loi de variation plus rapide que la première ladite tension mémorisée dans un deuxième sens opposé au premier lorsque la tension d'alimentation disponible aux bornes d'alimentation de l'amplificateur descend en dessous d'une deuxième valeur de référence inférieure à la première valeur de référence. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la deuxième valeur de référence est voisine de la tension d'alimentation minimale correspondant à un fonctionnement cor- rect de l'amplificateur. 3. Circuit selon une des revendications 1 ou 2 carac- térisé en ce que le dispositif de mémorisation comporte une branche série comprenant une résistance en série (Rjg) avec un condensateur de mémorisation (Clg), et dont une première extrémité est connectée au pôle de mode commun et dont l'autre extrémité, qui délivre ladite tension mémorisée, est en con- tact avec une borne de contrôle de gain de l'amplificateur. 4. Circuit selon la revendication 3 caractérisé en ce que la borne de contrôle de gain de l'amplificateur est telle que le gain est une fonction croissante de la tension de com- mande. 5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que le premier moyen comporte une source de courant (SC) d'in- tensité donnée et un premier dispositif de commutation (20) agencé pour commander la charge dudit condensateur de mémori- sation par ladite source de courant, seulement lorsque du cou- rant traverse le régulateur shunt. 6. Circuit selon une des revendications 3 à 5, carac- térisé en ce que le deuxième moyen comporte un deuxième dispo- sitif de commutation (T,) agencé pour commander la décharge temporisée dudit condensateur de mémorisation selon ladite deuxième loi. 7. Circuit selon les revendications 5 et 6 prises en- sembles, caractérisé en ce que le premier et le deuxième dis- positif de commutation présentent respectivement un premier (AO) et un deuxième (A2) circuit à seuil référencés chacun au point commun à deux résistances d'un groupe de trois résistan- ces (R'l, R"1, Rz) disposées en série aux bornes d'alimenta- tion du circuit. 8. Circuit selon une des revendications 5 à 7, carac- térisé en ce que le deuxième dispositif de commutation compor- te un transistor de commutation (T) susceptible de produire ou non ladite décharge temporisée et dont le trajet collec- teur-émetteur est disposé entre la deuxième extrémité de ladi- te branche série et le pôle de mode commun. 9. Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comporte une cinquième résistance (R2g) disposée en série entre ladite borne de contrôle de gain et ledit transis- tor de commutation et dont la valeur est choisie de manière à maintenir celui-ci en saturation lors de ladite décharge tem- porisée du condensateur de mémorisation. 10. Circuit selon une des revendication précédentes ca- ractérisé en ce que le premier moyen comporte un comparateur de courant (Tl1, T1, RE) pour comparer le courant traversant le régulateur shunt à un courant de référence (IREF).