FR 2629598 A1 19891006 FR 8114643 A 19810728 Système de localisation d'une source de signaux ondulatcires. L'invention est relative à une technique de localisation dans l'espace permettant d'obtenir la direction et la vitesse d'une source de signaux ondulatoires par rapport à un récepteur. On connait déjà des systèmes de localisation dans lesquels une source d'ondes électromagnétiques émet des signaux qui sont captés par un récepteur et traités en vue de déterminer deux paramètres définissant la direction de la source par rapport à un repère de référence solidaire du récepteur. Dans certains de ces systèmes, utilisés notamment aux aéroports pour faciliter la phase d'approche et l'atterrissage des avions,les signaux à la sortie du récepteur sont affectés d'une modulation spatiale obtenue, par exemple, au moyen d'un dispositif d'antennes, émettrices ou réceptrices, animées d'un mouvement circulaire réel ou simulé électriquement. Selon l'un de ces systèmes, décrit par exemple dans la Demande de Brevet français déposée en 1974 par le Demandeur et publiée sous le n0 2 261 540, le message reçu à bord est prédétecté de manière à mettre en évidence une différence de modulation de phase entre les signaux issus d'une balise comportant deux antennes disposées aux extrémités d'un bras tournant,qui soit indépendante du décalage Doppler résultant de la vitesse de l'avion par rapport au sol. Les signaux sont ensuite traités dans un calculateur optique comprenant une source lumineuse modulée en fonction de ces signaux. La lumière issue de cette source traverse un masque tournant pour produire une fonction d'éclairement sur un écran,dont l'analyse permet de mettre en évidence deux paramètres définissant la direction de la balise tournante.Cependant, en raison de la non linéarité du traitement de prédétection, la fonction, ditc d'ambiguité, obtenue à la sortie du calculateur par lecture de la fonction d'éclairement de l'écran présente des lobes secondaires refatiuement importants qui peuvent s'avérer genants lorsque les signaux reçus comportent de nombreux échos parasites. On connait également des systèmes à balises tournantes,dits VOR Doppler,dans lesquels les signaux captés par un récepteur à bord d'un aéronef sont démodulés de façon non linéaire en fréquence ou en phase dans un discriminateur de fréquence ou de phase. Ces systèmes ne permettent d'obtenir qu'un seul angle définissant la direction de la balise. En outre, la procédure non linéaire de traitement qu'ils mettent en oeuvre les rend très sensibles à la présence d'échos parasites, voire sujets à la fabrication#de faux échos. En outre, les procédures actuellement connues ne permettent pas de traiter des signaux dont la structure est telle qu'il n'est pas possible d'éliminer le décalage Doppler affectant leur fréquence, par exemple lorsque ces signaux proviennent d'une seule antenne tournante. Ces procédures ne permettent pas non plus d'obtenir simultanément une information précise sur la vitesse relative de la source par rapport au récepteur à partir de l'analyse des signaux reçus. L'invention vise à résoudre ces difficultés. Elle a notamment pour objet un système de localisation permettant de déterminer la direction et la vitesse relative d'une source de signaux ondulatoires par rapport à un récepteur, les signaux à la sortie dudit récepteur étant modulés en phase en fonction d'au moins un paramètre caractéristique de la direction de la source par rapport au récepteur, et décalés en fréquence,par rapport aux signaux émis par la source,d'une valeur Doppler inconnue en fonction de la vitesse relative de la source et du récepteur, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de traitement propres à déterminer au moins une composante de la transformée de Fourier,en module et/ou en phase,des signaux reçus en fonction dudit paramètre de direction pendant un intervalle de temps suffisant pour permettre de décrire la modulation de phase desdits signaux,et suffisamment bref pour que la variation de la fréquence Doppler pendant cet intervalle de temps n'excède pas une valeur prédéterminée. Dans le cas où les signaux de sortie sont modulés en fonction de deux paramètres de la direction source-récepteur, ladite transformée de Fourier est déterminée en fonction de ces deux paramètres. De préférence, l'intervalle de temps sélectionné est au moins égal à une période de la modulation de phase du signal reçu. La fréquence de cette modulation de phase ezt notamment choisie en fonction de l'accélération relative possible de la source et du récepteur de telle sorte que la variation de fréquence Doppler correspondante pendant la période de modulation n'excède pas une valeur de résolution choisie à 112- vance pour la mesure de la vitesse. La transformée de Fourier est une opération linéaire qui ne nécessite aucune multiplication des signaux par eux-memes ou par d'autres signaux et qui évite notamment la formation de faux échos et signaux parasites analogues. En outre, ce traitement linéaire a pour conséquence une amélioration très sensible du rapport signal sur bruit des signaux issus du traitement. L'invention permet d'obtenir simultanément et en temps réel les coordonnées de site et de gisement de la direction par rapport au récepteur d'une ou plusieurs-sources ainsi que leur vitesse relative. La mesure de vitesse peut notamment être obtenue à l'aide d'un traitement de démodulation Doppler dans lequel les échantillons de signaux recueillis pendant une période de modulation spatiale des signaux traités, telle qu'un tour d'antenne, sont démodulés par une multitude de répliques possibles de la fréquence Doppler, en série avec l'opération de transformée de Fourier, de telle sorte qu'à l'issue de ce traitement on dispose d'une suite de valeurs de module d'une fonction d'ambiguité,dont le maximum correspond à la valeur réelle du décalage Doppler présent dans les signaux et aux valeurs effectives d'angles de site et de gisement de la direction recherchée. En raison de la linéarité du traitement, cette opération de démodulation peut être effectuée avant ou après l'cpération de transformée de Fourier. Selon un mode de réalisation avantageux, notamment lorsqu'on utilise des antennes disposées suivant un contour fermé, notamment circulaire,et commutées par voie électronique, on prévoit que la période de modulation spatiale des signaux reçus soit suffisamment brève par rapport à la période Doppler minimale (vitesse relative maximale) pour que la phase Doppler soit pratiquement constante pendant une période de modulation. La transformée de Fourier des signaux reçus au cours de chaque période de modulation spatiale permet alors d'obtenir directement les valeurs d'angles de site et de gisement correspondant à la direction recherchée. Il est possible, à partir d'une sélection des valeurs de la transformée de Fourier obtenues au cours de périodes de modulation successives des signaux, d'obtenir une distribution de valeurs à laquelle on peut faire subir une analyse spectrale pour déterminer la fréquence Doppler des signaux reçus. L'invention se prête en outre do façon particulièrement heureuse à diverses techniques d'amélioration du rapport signal sur bruit à la sortie des opérations de traitement. Selon une forme de réalisation, elle permet notamment d'obtenir les paramètres désirés par visualisation directe d'un point dont les coordonnées définissent la direction recherchée et dont la couleur correspond à la vitesse relative de la source par rapport au récepteur. Elle prévoit une autre forme de réalisation dans laquelle, par combinaison des signaux issus du traitement pour des répliques de fréquences Doppler différentes, on parvient à diminuer de façon très sensible les lobes latéraux de la fonction d'ambiguité. L'invention peut être mise en oeuvre avec des performances tout à fait remarquables à l'aide d'un calculateur optique en lumière incohérente effectuant la transformée de Fourier des signaux reçus en fonction des paramètres angulaires définissant la direction recherchée. Ce calculateur permet de pratiquer une fonction veille ou une fonction poursuite. Les explications suivantes et la description d'exemples de réalisation donnés à titre non limitatif font référence aux dessins ci-après, dans lesquels - la figure 1 représente un système de localisation à antenne tournante auquel peut être appliquée l'invention - la figure 2 représente un autre type d'antenne pour un système tel que celui de la figure 1 - la figure 3 représente un autre mode de réalisation d'un système de localisaiton auquel est applicable l'invention - la figure 4 représente très schématiquement un dispositif de démodulation de signaux dans trois dimensions selon l'invention - la figure 5 est un diagramme de répliques de fréquences utilisées dans l'appareil de la figure 4 - la figure 6 illustre un calculateur optique de transformée de Fourier utilisable conformément à l'invention. - la figure 7 illustre schématiquement une forme de mise en oeuvre de l'invention avec traitement Doppler en queue - la figure 8 représente une autre forme de réalisation de l'invention - la figure 9a illustre schématiquement l'énergie correspond dant à une fonction de Bessel dans un plan de coordonnées polaires et la figure 9b, le diagramme de cette fonction dans un plan perpendiculaire u v ;; - les figures 10a, 10b, et 10c représentent différents types de fonctions de Bessel selon la représentation utilisée pour la figure 9 - les figures lla, llb et lic sont des diagrammes d'énergie correspondant à la distribution d'énergie des fonctions de Bessel respectivement des figures 10a, 10b et 10c - la figure 12 illustre une technique d'apodisation selon l'invention ; - la figure 13 illustre schématiquement un circuit permettant la mise en oeuvre d'une autre technique d'apodisation selon l'invention ; - les figures 14 et 15 sont des diagrammes représentant des fonctions de Bessel obtenues dans deux types de distributions d'antennes sous-échantillonnées. Un système de localisation conforme à l'invention et destiné, par exemple, à faciliter l'approche et l'atterrissage d'avions dans un aéroport, comprend au sol une balise 11 formée d'une antenne omnidirectionnelle 10 (figure 1) montée sur un bras 14 de longueur R tournant autour d'un axe vertical 12 à la vitesse angulaire Q . L'antenne émet un rayonnement électromagnétique micro-ondes de pulsation w. Une antenne de référence 16 émet un signal impulsionnel (ou top) de synchronisation à chaque tour de l'antenne 10, par exem ple lorsque la direction du bras 14 coïncide avec une direction de référence ON, par exemple le nord géographique. Un avion 20 se déplace par rapport au centre de rotation 0 de l'antenne 10, avec une vitesse relative V le long de la ligne 22 joignant le centre 0 à l'avion 20. Cette ligne 22, qui définit la direction de l'avion par rapport à la balise, est caractérisée par deux angles, un angle b entre la ligne 22 et l'axe vertical 12 et un angle, dit de gisement, e entre le plan vertical défini par l'avion 20 et l'axe 12 et l'axe de référence ON dans le plan horizontal de rotation de l'antenne 10. L'angle de site est le complément à s de l'an. gle b . 2 L'avion 20 est équipé d'une antenne réceptrice omnidirectionnelle 24 reliée à un dispositif hyperfréquence 26 de prétraitement des signaux. L'avion 20 est également équipé d'une antenne non représentée pour capter les signaux de synchronisation. Les signaux hyperfréquence reçus à des instants successifs présentent des différences de phase qui résultent de la difé- rence de marche des rayonnements respectifs issus de l'antenne 10. La variation de ces différences de marche au cours du temps dépend de la direction 22 et, en conséquence, les signaux reçus portent une information relative aux angles de gisement et de site qui définissent cette direction. En outre, en raison de la vitesse relative de l'avion par rapport à la balise il, la fréquence des signaux captés par l'antenne 24 est décalée, par l'effet Doppler, par rapport R la porteuse des signaux émis d'une valeur qui dépend de la vitesse radiale V. Les signaux reçus sont, après transposition en fréquence au moyen du dispositif 26, appliqués simultanément à deux mélangeurs 28 et 30 aux entrées respectives 32 et 34 desquels sont appliqués des signaux en quadrature respectivement cos a > 't, et sin 't délivrés par des oscillateurs locaux. Les sorties 36 et 38 délivrent des signaux qui représentent, de façon bien connue, les composantes complexes en quadrature du signal reçu par l'antenne 24 (voies "cosinus" et voies "sinus"), l'évolution de ces signaux, respectivement C(t) et en enfonction du temps pouvant être représentée par les expressions (1) C (t) = a cos f (t) s (t) = a sin f (t) avec # (t) = # + #dt - 2#R/# sin # cos (#t - #) Dans ces expressions a est une amplitude;; est une phase origine inconnue #d est une pulsation égale à (2) wd = w (1-V) -w' c dans laquelle w x V est un décalage de pulsation lié à l'effet Doppler ré sculptant de la vitesse radiale V de l'avion 20 par rapport au centre 0 de la balise tournante 11. Ce décalage w x V est positif lorsque l'avion se rapproche de la balise c 11 et négatif dans le cas contraire. La mesure de #d est donc une mesure de la vitesse inconnue V. X est la longueur d'onde des signaux de pulsation w. Dans l'expression # (t), le terme cos (#t - i) est un terme de phase-gui varie périodiquement dans le temps e la fréquence 2 x/R, Le terme (at - ) traduit le décalage e de la phase de la modulation par rapport à la phase nt du mouvement de l'antenne tournante, l'origine de cette dernière étant connue grace à l'utilisation des tops de référence reçus de l'antenne 16. La mesure de la phase de la modulation spatiale des signaux reçus permet donc de déterminer l'angle inconnu #. Le terme 2nR x sin b est un terme que l'on qualifiera de t'profondeur de modulation de phase" qui détermine l'amplitude de la modulation de la phase des signaux reçus en fonction du mouvement de rotation de l'antenne. Cette profondeur, ou amplitude, dépend de angle b qui est un des paramètres définissant la direction 22. Il traduit notamment le fait que la modulation de phase est nulle dans l'axe 12 (zénith de l'antenne de la balise) et maximale dans son plan. Les termes 2nR et A sont connus. La mesure de la profondeur de modulation permet donc de déterminer l'angle b. Au lieu d'utiliser une antenne animée d'un mouvement mécanique de rotation, il est possible de simuler un tel mouvement en utilisant pour une balise 31 une configuration de plusieurs antennes 301 à 30N (figure 2) réparties le long d'une circonférence 32 dans un plan horizontal, par exemple au sol de 1 'aéroprt, et alimentées suc~ssivement par un générateur de fréquence 36 grâce à un commutateur 34 tournant à la vitesse angulaire Q. Pendant la rotation du commutateur 34, chacune des antennes 301 à 30 est excitée pendant un intervalle de temps élémentaire T. Comme dans le cas de la figure 1, une antenne d'émission de tops de référence 38 est alimentée par un générateur 40 chaque fois que le commutateur 34 alimente l'une des antennes 30 correspondant à une direction de référence. Selon un autre mode de réalisation d'une balise 41 (figure 3), une pluralité d'antennes statiques 421 à 42N sont disposées le long d'un contour circulaire 43 dans un plan horizontal. Ces antennes émettent simultanément des signaux d'hyperfréquence, modulés par exemple linéairement en fréquence par des signaux en forme de dent de scie, de période To, mais décalés d'une antenne à la suivante d'un intervalle de temps T = To/N-1. On choisit la période To pour être égale à la période de rotation 2s d'une antenne commutée électriquement du type décrit fi en référence à la figure 2.On a représenté en association avec l'antenne 42i, un diagramme 45i de variation de sa fréquence f,en ordonnée,en fonction du temps t en abscisse, cette fréquence variant linéairement entre une valeur f et f + A F pendant une durée To Les signaux émis par l'antenne voisine 42. présentent donc la même forme en dent de scie 45i+l Une antenne de référence 48 est également prévue, alimentée par un générateur 49 au début de la période To de l'une des antennes 421 à 42N prise comme référence. Une antenne de réception 50 disposée sur un aéronef capte les signaux en provenance de la balise 41. Ces signaux sont appliqués à l'entrée d'un étage hyperfréquence 52, puis traités dans un décodeur 53 comprimant chacune des rampes de fréquence 45 pour les transformer en impulsions cohérentes de période Tow Un tel dispositif de décodage peut être constitué à lai- de de lignes dispersives à ondes acoustiques de surface dites SAW. Les signaux impulsionnels délivrés à la sortie 54 du décodeur sont démodulés par des signaux d'oscillateurs locaux en quadrature dans des mélangeurs 55 et 56 pour obtenir à leurs sorties respectives 57 et 58 des signaux correspondant des voies cosinus et sinus. Par rapport au dispositif d'antenne de la figure 2, la balise 41 confère un meilleur rapport signal- sur bruit au signal reçu par l'antenne 50 en raison de l'émission continue d'énergie par chacune ses antennes 421 à 42N. Ce type d'antenne permet donc d'émettre davantage de puissance, ce qui peut être avantageux dans le cas où la modulation de la fréquence, et par conséquent la période de rotation apparente des signaux émis par chaque antenne pour une fréquence déterminée, est brève. Les voies cosinus et sinus de signaux captés à partir de signaux d'antenne émis par des balises 31 ou 41 peuvent s'exprimer, pour chaque échantillon correspondant à l'émission d'une des antennes 30n ou 42n, par la relation suivante (3) Cn = a cos 4 > n Sn = a sin fn (t) = ç + d t + 2nR sin cos tillons x x t exprime la dérive linéaire de phase due à l'effet Doppler, identique pour tous les échantillons (2w R/#) sin représente une profondeur de modulation de phase qui dépend de l'angle inconnu b. représente le gisement de la nième antenne, c'est-àdire l'angle entre la direction de la nième antenne par rapport au centre du contour circulaire 32 ou 43 par rapport à une direction correspondant à l'émission des tops par l'antenne de référence 38 ou 48. La phase d'origine de la modulation de phase correspond à l'angle de gisement e de la direction balise-récepteur. Quel que soit le type de système d'émission adopté (figures 1 à 3), les deux composantes en quadrature (C n et Sn) comportent simultanément trois informations indépendantes, respectivement relatives aux deux paramètres angulaires 6,9 et à la vitesse radiale V. Plus précisément, les signaux reçus par l'antenne sont modulés en phase périodiquement selon une loi dans laquelle l'origine de la modulation de phase contient l'information représentative du gisement de la direction source-récepteur, la profondeur de cette modulation de phase contient l'information représentative du site de la direction source-récepteur et la fréquence porteuse des signaux reçus contient l'information de la vitesse radiale de la source par rapport au récepteur. Afin d'extraire ces trois variables indépendantes, on met en oeuvre, conformément à l'invention, une procédure de traitement linéaire basée sur la technique du filtre adapté. Conformément à cette technique, on considère une pluralité d'échantillons des signaux à traiter, sélectionnés de préférence sur une période de modulation spatiale desdits signaux ou sur un multiple de cette période. Si le nombre d'échantillons complexes ainsi obtenus est P, on produit une pluralité de signaux dits répliques comprenant chacune P valeurs. Ces valeurs sont obtenues pour chaque réplique en prenant P échantillons de signaux dont la loi de variation a la même forme que celle des signaux à traiter mais dont la structure correspond à une combinaison particulière de valeurs des paramètres inconnus de gisement, site et vitesse. On produit une telle réplique pour toute combinaison possible desdits paramètres dans le domaine d'évolution présumé de ces derniers. On multiplie les P échantillons du signal à traiter par les P échantillons de chaque réplique pour obtenir P produits élémentaires pour chaque réplique,que l'on somme pour obtenir, pour la combinaison de paramètres de cette réplique, une valeur complexe d'une fonction dite fonction d'ambiguité du signal. Cette fonction d'ambiguité décrit les propriétés du système qui se trouve à l'origine des signaux traités. Si l'on calcule le carré du module de la fonction d'ambiguité ainsi obtenue, on peut déterminer une combinaison desdits paramètres pour laquelle la valeur de ce module est maximale. Cette combinaison correspond à la combinaison de paramètres qui définit précisément la structure des signaux traités. Conformément à une forme de réalisation de l'invention, on détermine la période de modulation de phase engendrée par la rotation de l'antenne dans le cas des systèmes des figures 1 à 3,de telle manière que la variation de vitesse relative de la source et du récepteur pendant cette période soit infé- reiure à la résolution que l'on cherche à obtenir, et l'on effectue une transformée de Fourier complexe des signaux reçus selon les paramètres de gisement et de site sur les signaux correspondant à cette période. Il convient donc de déterminer un ensemble de répliques de site et de gisement possibles pen-dant une période de modulation spatiale.Selon cette forme de réalisation de l'invention, on démodule les échantillons des signaux au moyen d'une pluralité de répliques de la fréquence Doppler (dl ... wdn ... etc.). On effectue la tranqformée de Fourier complexe de chacun des produits résultants de cette démodulation pour l'ensemble des répliques de gisement et de site. L'ensemble des valeurs de la transformée de Fourier pour l'ensemble des répliques Doppler constitue une fonction d'ambiguité dont une valeur, maximale, correspond à une combinaison de valeurs de site, de gisement et de Doppler qui représente la valeur vraie des #aramètres qui déterminent la forme des signaux traités. Selon une autre forme de réalisation, on agence le système de telle façon que les signaux reçus aient une période de modulation qui soit extrêmement brève vis-à-vis de la période Doppler qui est à considérer compte tenu du domaine des vitesses relatives probables de la source et du récepteur. Dans ces conditions, la phase due au Doppler des signaux reçus ne varie pratiquement pas pendant la période de modulation de ceux-ci. On prévoit alors d'effectuer directement un traitement de transformée de Fourier sur ces signaux pour plusieurs périodes de modulation successives. Pour chacune de ces périodes de modulation, le maximum de module de la transformée de Fourier permet d'obtenir les coordonnées de site et de gisement de la direction recherchée. Il est alors possible, à partir des valeurs sélectionnes de la transformée de Fourier obtenue, telles que les maxima successifs de son module, d'analyser la variation de la phase Doppler par une analyse spectrale et, en conséquence, de mesurer la vitesse radiale. La détermination et le choix des répliques dépendent du type de fonction assignée au système de localisation. En fonction "veille", c'est-à-dire pour surveiller un espace de très grande étendue, 3600 en gisement et 900 en site par exemple, on est conduit à traiter tous les signaux captés pour un nombre de combinaisons de valeurs de site et de gisement permettant de couvrir cet espace. Pour que la couverture de cet espace soit complète en utilisant des répliques obtenues à partir de valeurs discrètes, il est nécessaire que le choix de ces valeurs réponde au critère d'échantillonnage de Shannon. Le traitement permet la détection d'un nombre élevé de sources correspondant chacune à un maximum de la transformée de Fourier dans l'espace surveillé.En fonction "poursuite c est-à-dire pour suivre l'évolution d'une source, par exemple portée par un mobile,en direction et en vitesse, le domaine d'évolution possible étant en général relativement limité entre deux mesures, un nombre restreint de répliques suffit pour réaliser le filtre adpaté permettant le traitement du signal. On peut passer d'une fonction veille à une fonction poursuite en détectant un module de la fonction d'ambiguité qui dépasse un seuil prédéterminé correspondant à une combinaison de valeurs de paramètres déterminant les signaux reçus, combinaison dont on effectue la poursuite. Un critère permettant de déterminer un nombre de répliques en b en site et en gisement satisfaisant pour une localisa- tion précise d'une direction dans l'espace (fonction veille) est le suivant (4) m#, # = 4#S/# dans laquelle S est la surface balayée par l'antenne 10 ou la surface délimitée par les contours circulaires 32, 43 (figures 1,2,3). En ce qui concerne les répliques Doppler, on adopte de préférence un nombre de répliques md défini par la relation (5) md = T. #V dans laquelle EV est la plage des vitesses relatives présumées source-récepteur. Cette plage peut couvrir la vitesse nulle. T est la période de modulation de la phase du signal, c'est-à-dire la période de rotation de l'antenne. Le nombre total M de répliques que l'on utilise en fonction veille avec les critères précédents correspond au produit de ~md par m#,#, soit : Pour chacune de ces répliques, le calculateur produit une valeur de la fonction d'ambiguité. Ce calculateur possède donc M sorties. Les signaux traités étant analogiques, il faut choisir un nombre d'échantillons minimum qui soient représentatifs du signal. Ce nombre définit le nombre d'entrées du calculateur. Pour la mise en oeuvre du seul traitement site-gisement, dans le cas d'un mouvement continu d'antenne, le nombre minimum ne # d'échantillons est défini par la relation (7.1) n#,# = 4#R # en fonction du critère de Shannon, c'est-à-dire que le nombre d'échantillons est égal au nombre de demi-longueurs d'ondes contenues dans la circonférence décrite par l'antenne. En raison du décalage Doppler dû à la vitesse radiale, il convient d'augmenter ce nombre d'échantillons de la valeur T#V/#. Le nombre d'échantillons retenu peut être égal à (7.2) P = 4wR + TAV Ibnsle cas d'une simulation d'un mouvement tournant à l'aide de N antennes stationnaires (figures 2 et 3), le nombre d'échantillons est égal à (7.3.) P = N + TAv Un calculateur 70 (figure 4) comprend un convertisseur analogique-numérique 72, à deux entrées 60, 61 connectées aux sorties 36 et 38 du circuit de réception de la figure 1 ou aux sorties 57, 58 du circuit de la figure 3. On considère que les signaux sont traités en "complexe", c'est-à-dire que l'on effectue parallèlement des opérations identiques sur les voies cosinus C(t) et sinus S(t) qui représentent les composantes complexes des signaux à traiter.Sur la figure 4, on a indiqué par un seul bloc fonctionnel à deux entrées, en sinus et en cosinus, chacun des circuits utilisés. On adoptera par convention des nombres de référence pairs pour les entrées et sorties de la voie cosinus et impairs pour les entrées et sorties de la voie sinus. Aux sorties 62 et 63 respectivement du convertisseur 72, sont reliées deux mémoires respectivement 64 et 65 permettant de réaliser une compression des signaux numériques dans le temps. Chacune de ces mémoires enregistre en série l'ensemble des P échantillons à la cadence d'une horloge 66 qui est déclenchée à partir d'un amplificateur 67 par les signaux de synchronisation captés en provenance de l'antenne de référence 16, 38 ou 48 des figures 1 à 3. Ces mémoires ensuite sont lues séquentiellement à un rythme md fois plus rapide (entrées 100 et 101 des mémoires 64 et 65). Une ième séquence d'échantillons mémorisés d'indice i apparait donc aux sorties 74 et 75 de ces mémoires pendant chaque intervalle de temps élémentaire successif de durée égale à T/md (T période de rotation de l'antenne d'émission). Les sorties 74 et 75 des mémoires sont appliquées aux entrées respectives 78 et 79 d'un circuit de modulation 80 qui possède une entrée 81 connectée à la sortie d'un oscillateur local 82. L'oscillateur local 82 est commandé à partir de l'horloge 66 sur son entrée 83 pour produire md signaux différents dont les pulsations sont étagées dans la plage de pulsations Doppler présumée après transposition à une fréquence md fois plus élevée des signaux d'entrée. La durée de chacun de ces signaux est égale à T/md, de sorte que la représentation de la fréquence des signaux présents à l'entrée 81 du modulateur 80 peut être fournie par la figure 5 en supposant que les répliques avant compression s'étalaient entre -md/2T et +md/2T. Selon un mode de réalisation avantageux, on prévoit que l'écart de fréquence entre deux signaux successifs issus de l'oscillateur local 82 est égal à l/(md T),c'est-à-dire que chaque réplique de fréquence représentée par un de ces signaux est séparée de la suivante par un pas d'une valeur égale à la fréquence de rotation de l'antenne émettrice, en tenant compte de la compression dans le temps par la lecture rapide des mémoires 64 et 65. Les échantillons de sortie du modulateur 80 (figure 4) sont respectivement appliqués aux entrées 84 et 85 d'un circuit d'addition 86 propre à les additionner deux par deux, ou trois par trois ... , le nombre d'additions étant déterminé pour respecter le critère d'échantillonnage de Shannon de la modulation de phase des signaux sur les sorties 88 et 89. Les sorties sinus et cosinus 89 et 88 sont appliquées aux entrées d'un calculateur de transformée de Fourier à deux dimensions 90, dont les sorties 92 et 93 délivrent respectivement les parties réelle et imaginaire de la transformée de Fourier complexe à deux dimensions. Ces signaux sont appliqués aux entrées d'un circuit quadratique 94 qui les élève au carré. Les sorties du circuit 94 sont sommées échantillon par #chan- tillon dans un circuit de sommation 95 qui délivre,en 97,un signal représentant M valeurs du carré du module de la fonction d'ambiguité à un dispositif de présentation ou d'exploitation 98. Si l'on utilise l'écriture condensée de la notation complexe, les signaux présents à la sortie du circuit 86 sont de la forme 14 i S P dans laquelle t' traduit le temps accéléré md fois et 6f est le résidu de fréquence Doppler après transposition par le ième signal de fréquence dont la pulsation est w'di pour le ième des P échantillons.Les P/2 échantillons complexes résultants sont appliqués au calculateur de transformée de Fourier complexe à deux dimensions 90 qui produit, à chaque intervalle de temps T/md, c'est-à-dire pour chaque réplique de fréquence appliquée par l'oscillateur local 82, un nombre me, de valeurs de la fonction d'ambiguité, correspondant à me répliques différentes possibles. Cette opération se reproduit md fois pendant une période de modulation T de sorte que le nombre de valeurs complexes de la fonction d'ambiguité aux sorties 92 et 93 du transformateur de Fourier 90 correspond à M = md x me s valeurs différentes au cours d'une période de modulation de l'antenne. Un transformateur de Fourier complexe à deux dimensions 90 peut être réalisé sous la forme d'un calculateur optique en lumière incohérente (fig 6). Il est connecté aux sorties 88 et 89 de l'additionneur 86. Un convertisseur numérique-analogique 100 est re#lié aux circuits excitateurs 102 et 103 alimentant deux rampes de photodiodes respectives 104 et 105. Chacune des rampes comprend P photodiodes disposées en des points selon des abscisses qui établissent une correspondance avec la distribution dans le temps des échantillons successifs du signal reçu sur les entrée 60 et 61 du calculateur de la figure 4. Ainsi, pour des signaux en provenance d'un système à antenne tournante du type de la figure 1, échantillonnés régulièrement dans le temps, les diodes des rampes 104 et 105 sont disposées régulièrement selon deux droites parallèles et sont alimentées successivement en syn chronisme avec le mouvement de l'antenne. De même pour une balise 31 ou 41, chaque couple de diodes des rampes 104 et 105 correspond à une antenne, l'abscisse de ces diodes le long de la rampe correspondant à l'abscisse curviligne de l'antenne comptée à partir de la direction définie par l'émission des tops de référence. Les dispositifs 102 et 103 modulent l'intensité lumineuse produite par chacune des diodes des rampes 104 et 105 autour d'une valeur moyenne aO en fonction de la valeur du signal respectif Cn, S correspondant à la nième antenne. Ainsi, n les signaux de modulation des diodes des rampes sont respectivement Xn est l'abscisse de la nième diode recevant l'échantillon de signal n,et L est la longueur des rampes respectives. En face des rampes 104 et 105 et perpendiculairement à leur direction sont alignés deux écrans 110 et 111 à surfaces pho tosensibles intégratrices associées à des moyens de lecture respectifs 112 et 113. Chacun des écrans est doté d'un système d'axes cartésien, e en abscisse parallèlement aux rampes, et sin b en ordonnée, pour le repérage des points de sa surface. Entre les rampes et les écrans sont disposés trois masques 115-, 116 et 117 coplanaires et alignés perpendiculairement à la direction des rampes. Ces masques ont une transparence variable dans leur plan selon les lois de modulation respectives (10) T1 (X,Y) = 1 + cos f (X,Y) T2 (X,Y) = 1 + sin t (X,Y) T3 (X,Y) = 1 - cos W (X,Y) # (x,yp)= cos [yp cos 2#X/L'] Y = 2xR sin p dans lesquelles T1, T2, T3 sont des valeurs de transparence positives modulées en fonction de la position de chaque point autour d'une valeur 1 par une fonction f des coordonnées X et Y de ce point; Y représente l'ordonnée d'une ligne d'indice p de ces p masques parallèlement aux rampes. On remarque que, le long de chaque ligne d'ordonnée Y ,la fonction de transparence de chacun de ces masques est pério- dique avec une période L'. On prévoit que la longueur des masques est au moins égale à 2 L'. Le rapport entre la période de modulation L' et la longueur des rampes L est égal au rapport des distances du plan des écrans 110, 111 au plan des masques 115 à 117 d'une part et, au plan des sources 104 et 105 d'autre part. Le rapport de la hauteur de chaque masque 115 à 117 à celle de chaque écran 110 à 111 est égal à (L-L')/L. Des diaphragmes non représentés sont prévus pour que, en fonction des dispositions respectives des sources des masques et des écrans,on ne puisse apercevoir, à partir de tout point 118 de l'écran 110, la rampe 104 qu'à travers le masque 115 et la rampe 105 qu'à travers le masque 116. De même, à partir de tout point 119 de l'écran 111, on ne peut voir la rampe 104 qu'à travers le masque 116 et la rampe 105 qu'à travers le masque 117 à l'exclusion de toute autre combinaison. En conséquence, chaque point de l'écran 118 reçoit un éclairement qui correspond à la superposition d'une modulation de la fonction d'éclairement de la rampe 104 par une réplique correspondante de transparence du masque 115 déterminée par les coordonnées 8 et mp du point 118, avec une modulation de la fonction d'éclairement de la rampe 105 par une réplique de transparence correspondante du masque 116. De meme, pour le point 119 de memes coordonnées 6 et sp dans l'écran 111, on obtient un éclairement correspondant à la superposition de deux corrélations des fonctions d'éclairement 104 et 105 par des répliques de transparence respectives des masques 116 et 117 respectivement. A chaque point de l'écran de coordonnées 6 et sp correspond une pluralité de points du masque 115 le long d'un segment parallèle à la rampe 104,qui transmettent les rayons lumineux de chaque photodiode de cette rampe vers le point 118. En raison de la similitude de forme entre les lois de variation de la transparence du masque parallèlement aux rampes et la loi de modulation de l'intensité lumineuse le long de ces rampes, les valeurs de transparence de ces points constituent une réplique de la fonction d'éclairement de la rampe 104 dont la structure est déterminée par les coordonnées EO et sin Sin op définit l'ordonnée Yp du segment sur lequel sont pla p p cées ces répliques.L'ordonnée Y définit la profondeur de p modulation de la loi de transparence du masque le long du segment considéré selon la relation Y p = (2xR'R)sin Op, tO définit l'abscisse origine de ce segment correspondant à une extrémité de la rampe 104. A partir de cette origine, les points du segment décrivent une période complète de modulation de transparence du masque. Chaque point de l'écran 110 ou 111, repéré par les coordonnées d'un éliment photosensible discret à la surface de cet écran, définit donc dans chacun des masques auquel il est associé une fonction de transparence qui est une réplique de la loi de modulation des signaux à traiter. Parmi ces éléments photosensibles il en existe un pour lequel la réplique associée reproduit la fonction d'éclairement des rampes, caractérisé par une phase origine e et une profondeur de modulation (2xi/1) sin b. En ce point de l'écran, l'éclairement issu de la rampe 104 à travers le masque 115 est maximum.La disposition des masques et des rampes décrite permet de trouver un seul point 118 de l'écran 110 (si les signaux traités proviennent d'une seule balise) pour lequel un maximum de l'éclairement issu de la rampe 105 à travers le masque 116 coln- cide avec un maximum de l'éclairement issu de la rampe 104 à travers le masque 115. Les échantillons appliqués aux rampes 104 et 105 correspondent à une période de modulation du signal traité. Si l'on intègre l'éclairement reçu pendant cette période par l'écran 110, on obtient la relation Cette fonction d'éclairement peut être décomposée en termes qui peuvent être assemblés en quatre groupes (12.1) 111 = 2a (12~2) 112 - (12.3) 113 = (12.4) 114 = a cos ç O d) Dans cette dernière relation d est proportionnel à l'écart angulaire entre la position vraie , #, # et la position estimée tO, sp;;Jo est la fonction de Bessel de première espèce. Les trois premiers termesI11, I12 et I13 sont des termes parasites qui ne dépendent pas de la direction définie par les angles e et #. Le dernier terme 114 est un terme utile qui correspond à la transformée de Fourier recherchée. Le deuxième terme varie seulement en fonction de l'angle # ; il est donc constant sur chaque ligne d'écran parallèle aux rampes. Pour des raisons analogues, la fonction d'éclairement de l'écran 111 comprend trois termes parasites continus et un terme utile, ce dernier ayant la forme (13) I24 = a sin @ JO (2 > R On constitue la surface des écrans 110 et 111 par des barrettes photodétectrices juxtaposées et alignées parallèlement aux rampes 104 et 105. A l'aide d'un dispositif de lecture non représenté, on lit séquentiellement chacune de ces barrettes et on applique les signaux à des filtres passe-haut respectifs 122 et 123 qui délivrent à leurs sorties 124 et 125 les signaux correspondant aux parties utiles de la transformée de Fourier selon les expression (12.4) et (13). On prévoit avantageusement de disposer devant chacun des écrans 110 et 111 des écrans correcteurs de gain 128 et 129 dont les transparences sont déterminées après un étalonnage préalable pour compenser les variations de gain des éléments photosensibles composant la surface de chacun de ces écrans. Dans le calculateur représenté à la figure 4 équipé d'un calculateur de transformée de Fourier 90 selon la figure 6, on a effectué une démodulation Doppler en tête de la transformée de Fourier permettant de démoduler le signal en fonction des paramètres de site et de gisement. La figure 7 représente un mode de réalisation de l'invention dans lequel on effectue la démodulation Doppler à l'aide d'un calculateur du type représenté à la figure 6. Selon ce mode de réalisation, on modifie le circuit de la figure 4 en supprimant le modulateur 80 et le circuit 86 de telle sorte que les sorties de lecture accélérée 74 et 75 sont directement appliquées aux entrées 88 et 89 du calculateur de la figure 6 par des liaisons 132 et 133 figurées en tirets sur la figure 4. L'écran 110 est composé d'une juxtaposition de photodiodes 135 à deux bornes respectivement 136 et 137 (figure 7). Dans un calculateur tel que celui de la figure 6, la borne 137 de chaque diode 135 est normalement reliée à la masse (ligne pointillée 138).La borne 136 est reliée à lten- trée-237 du circuit de lecture respectif à travers un condensateur 238 connecté entre cette entrée 237 et la masse. Le courant de charge de ce condensateur au moment de la lecture fournit une mesure de l'éclairement de la diode 135. Conformément à la variante de réalisation ici décrite dans laquelle on effectue une démodulation Doppler après la transformée de Fourier, on supprime la liaison 138 et on relie la borne 137 à la sortie 139 de l'oscillateur local 82, chacune des bornes 137 des diodes 135 étant reliée à cette sortie par des liaisons respectives 140 à travers une résistance de découplage 141.Ainsi, pour chaque réplique de pulsation Doppler 'd Z le signal de démodulation respectif est appliqué sur l'entrée 137 de chacune des diodes 135 pendant un temps suffisant pour la lecture des écrans 110 et 111 en réponse à l'application aux rampes 104 et 105 du produit d'une lecture des signaux dans les mémoires 64 et 65, de façon à effectuer, grâce aux propriétés non linéaires de conduction de la diode 135, une transposition de la fréquence des signaux d'éclairement tombant sur cette diode pendant une période de modulation. Exemple d'application NO 1 Pour un localisateur selon la figure 4 équipé d'un calculateur selon la figure 6, on considère - au sol, une antenne disposée à l'extrémité d'un bras de rayon R = 50 cm tournant à la vitesse de 30 tours par seconde T = 1/30 émettant une onde monochromatique de fréquence voisine de 10 gigahertz ( X =3cm). Le terme 2 it R/A influant sur la profondeur de modulation de phase des signaux émis est égal à 100 - en vol, un avion de trajectoire inconnue et de vitesse également inconnue dans une plag#e d'incertitude de 1 50 mè tres par seconde autour d'une valeur donnée (bV= 100) dont l'accélération n'introduit pas une variation de Doppler supérieure à 30 Hz en 1/30 de seconde. En appliquant la relation (5) on trouve : #V md = 100 (avec --- = 3300 Hz) Dans cet exemple les caractéristiques techniques des mémoires 64 et 65, de l'oscillateur 82 et du calculateur de transformée de Fourier, sont donc respectivement - mémoires 64, 65 : - capacité 256 valeurs (inscrites en l/30s) - vitesse de lecture : 256 valeurs en 1/3000S , soit une cadence voisine de 1MHz. - oscillateur 82 : 100 pas de fréquence Doppler de 3300 Hz (excursion de fréquence 330 Khz). - calculateur 90 : - 2 rampes de 256 diodes électrolumines centes adressées en 1/3000 (soit une bande passante des diodes > # ; MHz) - 3 masques comportant 66 franges espa cées de 100 vm sur la ligne ~ = 900 - 2 écrans comportant chacun 2500 photo diodes lues en 1/3000S (soit une bande passante de 10 MHz) - nombre d'informations de sortie en site, gisement, distance 25.104 - volume du calculateur : compris dans un cube de 5 cm de côté. Si on réalise une fonction veille on applique les signaux de sortie du sommateur 97 (fig. 4) à un détecteur de seuil non représenté. ta sortie du détecteur de seuil est appliquée à un circuit de chronométrage synchronisé avec les tops d'horloge reçus dans le circuit 67. On détecte ainsi une fenêtre de 1/30005 dans laquelle se trouve le maximum, la position de cette dernière dans la période de modulation déterminant la valeur de la fréquence Doppler correspondant à ce maximum et, en conséquence, la vitesse relative de l'avion par rapport à la balise 11.En outre, l'analyse de la position du pic de la fonction d'ambiguïté à l'intérieur de cet intervalle de 1/3000 permet, par chronométrage en synchronisme avec les signaux de commande de la lecture des écrans 110 et 111 du calculateur optique 90 de déterminer les coordonnées en e et en b de la direction recherchée. Exemple d'application n0 2 On. utilise une antenne constituée selon la figure 2, ou, de préférence, une antenne du type de' la figure 3 capable d'émettre une puissance de 300 watts pour obtenir un rapport signal/bruit de 30 db à 20 kilomètres. La structure d'antenne utilisée comprend 100 antennes disposées sur une circonférence de rayon R = 0,25 m et émettant une onde monochromatique de longueur d'onde X = 3 centimètres. La vitesse angulaire apparente de l'antenne correspond à une période de rotation T = 100 microsecondes. Si la vitesse de l'avion 20 est inconnue dans une plage de vitesse de 90 mètres par seconde mais que le sens du déplacement est connu, le décalage de fréquence Doppler maximal correspondant est d'environ 3300 hertz. On remarque en conséquence que pendant une période de rotation de l'antenne la phase Doppler varie au maximum de 2 x/3. Cette valeur est suffisamment faible pour que l'on puisse considérer que la phase Doppler wdt est constante pendant 100 microsecondes. Les circuits de mélange 55 et 56 (figure 3) sont attaqués, par les signaux délivrés par des oscillateurs locaux, à une pulsation déterminée à partir de la pulsation w des signaux émis pour que les signaux aux sorties 57 et 58 soient sensiblement stationnaires (à la fréquence Doppler près), cette fréquence étant de + 1500 hertz. On obtient deux séries de 100 échantillons successifs d'une microseconde de durée élémentaire, ces signaux ayant respectivement la forme, pour l'échantillon de signal d'indice i, sur les voies cosinus C. et sinus Si : (14) C. = a cos 4 > i Si = a sin fi 4 > i = cp + çd + 2nR sin b cos i i étant la phase Doppler fixe par hypothèse pendant 100 microsecondes. Les signaux Ci et Si sont appliqués aux entrées d'un calcula i i teur optique 180 (figure 8) qui comprend deux rampes 182 et 183 reliées aux sorties 57 et 58, chaque rampe comportant 100 diodes électroluminescentes dont la répartition correspond à la répartition des antennes le long du contour circulaire 43. L'intensité d'éclairement de chaque diode des rampes 182 et 183 correspond ainsi au signal émis par une antenne respective de la balise 41. Le calculateur comprend trois masques, respectivement 184, 185 et 186 identiques aux masques du calculateur de la figure 6 et deux écrans 190 et 191 comprenant chacun 2500 photodétecteurs intégrateurs lus en 100 microsecondes. Les signaux des sorties 194 et 195 sont élevés au carré par des éléments quadratiques 196 et 197 puis sommés dans un circuit 198 qui délivre sur la sortie 199, à chaque tour d'antenne, une succession de 2500 valeurs représentant le carré du module de la transformée de Fourier des signaux reçus Ces signaux sont analysés par un système d'écartométrie 200 qui détermine, en synchronisme avec les signaux d'horloge captés à partir des signaux émis par l'antenne de référence 48 (horloge 201), l'instant to qui correspond au maximum du module sur la sortie 199, valeur qui correspond aux coordonnées de gisement ff et de site de la direction recherchée. Aux instants t0+T to+2T, on peut commander une porte 211 placée sur une ligne à la sortie 195 du dispositif de lecture de l'écran 191 de façon à permettre de recueillir dans un analyseur de spectre 212 les échantillons de signaux à ces instants. La valeur de ces échantillons est définie au mième tour d'antenne par la relation (15) Sm (to + mT) = a cos cpdm = 2sm6fT ou 6f est le décalage Doppler supposé constant pendant la durée des m tours d'antennes, l'expression çdm représentant la rotation de phase Doppler pendant m tours. Les échantillons recueillis sont transformés de manière connue en créneaux de durée 100 ps et de hauteur correspondant à l'amplitude de ces échantillons. Le signal obtenu portant l'information Doppler, peut être numérisé à une cadence de 10 kilohertz puis analysé en fréquence selon un algorithme de transformée de Fourier rapide (FFT) pour en déduire le décalage Doppler 6f avec une résolution compatible avec l'accélération du mobile. Exemple d'application n0 3 Si le traitement des signaux ne nécessite pas une vitesse trop élevée (cas de-l'exemple d'application n0 1), on peut remplacer le calculateur optique par un transformateur de Fourier mettant, par exemple, en oeuvre deux lignes à ondes acoustiques de surface et prenant en charge les signaux aux sorties 88 et.89 (figure 4). Ce transformateur de Fourier opérant, par construction, sur des matrices carrées de valeurs il faut, pour traiter les signaux émis par une antenne tournante, adresser convenablement les informations dans la matrice pour les disposer suivant une distribution circulaire qui correspond à la distribution géométrique, au cours du temps, des positions successives de l'antenne sur la circonférence. Les procédures de localisation décrites peuvent être également appliquées pour des signaux provenant d'un avion émettant une onde monochromatique de fréquence connue qui est captée par un système d'antennes tournantes de réalisation semblable à celle des figures 1 à 3, mais fonctionnant en réception et relié à un système localiseur identique au système décrit. Les procédures décrites permettent notamment la localisation simultanée de plusieurs sources de signaux de vitesse et de direction différentes par la détection des pics respectifs de la transformée de Fourier des signaux captés. Il est commode de représenter les modules de la fonction d'ambiguïté issus des calculateurs des figures 4 et 8 à l'aide d'une représentation dans un plan doté d'un système de coordonnées polaires par rapport à un point 0 (figure 9A), le module W (d) de la fonction d'ambiguité obtenue pour un o écart Doppler nul, c'est-à-dire pour une valeur de réplique Doppler appliquée par l'oscillateur local 82 égale à la valeur réelle du Doppler dans les signaux traités (l'écart 6f' entre la réplique Doppler et la valeur réelle est nul) peut être représentée par l'expression (16) WO (d) = a2 J02 (2 R d) ;; 6f = 0 Dans cette relation, Wo(d) est la valeur.du module de la fonction d'ambiguité pour le résidu Doppler 6f' nul et un point défini par la distance d définie ci-après. JO est la fonction de Bessel de première espèce d'ordre zéro. On a représenté, figure 9, un axe de référence ON et un point P' dont les coordonnées polaires comptées à partir de l'origine O sur l'axe N sont respectivement e en argument et sinus b en module. L'amplitude des valeurs de la fonction d'ambiguité correspondant à une réplique 6 bp déterminée dans les signaux issus du calculateur de la figure 4 peut être représentée par une série d'anneaux concentriques au point P'. Ces amplitudes sont représentées sur la figure 9b le long d'une ligne u v passant par le point P', pour la fonction WO (d). d est la distance entre le point P' et un point Q dans le diagramme de la figure 9a défini par ses coordonnées 8 et sinus Op correspondant à une réplique particulière de la trans p formée de Fourier. Pour la fonction Wo(d), on constate que l'amplitude au point P' (d=0) est maximale. Cette fonction est composée d'une série de lobes concentriques au point P' dont les amplitudes maximales vont en décroissant au fur et à mesure que d augmente. L'amplitude du lobe ou pic central représentée à la figure 9p correspond à la valeur a2 de la relation (16). L'amplitude des lobes de la fonction Wo(d) décroit rapidement comme une fonction de l/x dans laquelle x est égale à (2xR/A)d. Pour chaque réplique Doppler à laquelle correspond une transformée de Fourier à deux dimensions, on obtient une fonction d'ambiguité dont le carré du module W peut être exprimé sous n une forme (17) Wn (d) = a2 J 2 (2sR d) qui représente également des lobes ou anneaux concentriques à la position P' ; l'indice n représentant la fonction qui correspond à la nième réplique Doppler comptée à partir de la valeur 6 f' = O. Seule la fonction Wo(d) présente un maximum très marqué pour P' ; au contraire, la valeur de toutes les autres fonctions n (d) est nulle en ce point. L'amplitude du lobe latéral de la fonction JO (2sR/X) est de - 8db. Non seulement il est possible d'obtenir les mesures des paramètres angulaires par un traitement linéaire dans lequel on n élimine pas l'influence de la vitesse, mais le système selon l'invention permet d'obtenir simultanément une mesure très précise de la vitesse. En outre, si l'avion est également équipé d'un autre dispositif de mesure de vitesse, telle que sa vitesse relative par rapport au vent, il devient possible d'en déduire la vitesse du vent à l'altitude de vol, ce qui peut représenter une information très utile lors des manoeuvres d'atterrissage. Enfin, le traitement linéaire réalisant le filtre adapté au signal conduit dans les exemples choisis à un rapport signal sur bruit optimal qui correspond à une bande passante équivalente de bruit égale à 1/T. Un traitement non linéaire des mêmes signaux conduirait à une bande équivalente de bruit, plus de 400 fois plus large en fréquence, soit une perte relative de 16 db. On a constaté d'autre part que la réjection du pic principal par rapport aux lobes latéraux pouvait encore être considérablement améliorée par des techniques dites d'apodisation. Ces techniques d'apodisation sont notamment fondées sur la structure du module de la fonction d'ambiguïté en fonction du rang des répliques Doppler utilisées, ces fonctions étant repérées de O à n dans l'ordre des répliques depuis la réplique fournissant un résidu Doppler 6f' nul. On a représenté sur la figure lOa des lignes d'iso-amplitude de la fonction J02 où JO est la fonction de Bessel de première espèce et d'ordre zéro qui constitue le terme principal du module de la fonction d'ambiguïté de la relation (16) pour un résidu Doppler 6f' nul, dans un plan doté de coordonnées polaires semblable à celui de la figure 9a. La distribution d'amplitude correspondante perpendiculairement à ce plan est visible à la figure lla. 2 On a représenté la fonction J1 correspondant à la réplique d'indice 1 dont le décalage de fréquence par rapport à la réplique d'indice O est : 6f' = I/T. On constate, d'après la figure llb, que cette fonction présente une amplitude nulle au point d = O. Sur la figure lOc est représentée la fonction Jn2 correspon dant à un décalage en fréquence 6f' = n/T par rapport à la réplique correspondant à la fonction de la figure lOa. Cette fonction présente une amplitude nulle,ou voisine de O,dans un cercle autour du point d = 0, dont le rayon dn est défini par la relation approximative (2# R/ #)dn # n(# voisin de) A partir de la valeur xn = (2 Y.R/ A) dn (figure llc), on cons tate que la décroissance de la fonction W est voisine de l/x. n On met à profit ces constatations pour réaliser une apodisation ayant pour but de réduire le niveau de tous les lobes de la fonction d'ambiguïté autres que le pic central. Selon un premier mode de réalisation applicable lorsqu'on désire effectuer une présentation visuelle des résultats du calcul, par exemple à bord d'un avion, on utilise un-oscilloscope à tube cathodique pour la visualisation en couleurs 250 (figure 12) dont on module l'intensité de spot sur son entrée 252 en fonction du niveau du module de la fonction d'ambiguité obtenu par exemple par un circuit d'extraction de racine carrée placé à la sortie 97 du calculateur de la figure 4. On commande le balayage du spot de cet oscilloscope 250 sur son entrée 254 en synchronisme avec la lecture de la sortie du transformateur de Fourier complexe à deux dimensions 90.Ainsi, par exemple, si celui-ci est un calculateur optique du type représenté à la figure 6, on balaye chaque ligne de l'oscilloscope en réponse au balayage de chaque ligne des écrans 190 et 191 de façon a obtenir une variation de l'intensité du spot en fonction de l'angle de gisement le long de chaque ligne, le passage d'une ligne à la suivante étant effectué en synchronisme avec la lecture des lignes successives des écrans 190 et 191. Pour la série de signaux issus de la modulation des signaux reçus par une réplique Doppler égale au Doppler de l'avion, on obtient sur l'écran 255 de l'oscilloscope 250 une image comportant un point d'éclairement maximum 256 entouré de franges 257 ouvertes vers le haut. A un instant donné, dans le cas 6f'= n/Tle système de franges 257 correspond à une fonction d'ambiguïté Wn (d) dans le système d'axe adopté pour les écrans 110 et 111. Cette fonction est déterminée par la valeur Jn représentée par la figure loc dans le système de coordonnées polaires exposé à propos de ces figures. Chaque système de franges Wn (d) tel que représenté à la figure 12 sur l'écran 255, correspond à une réplique Doppler d'indice n.Ces systèmes de franges se succèdent à une cadence très rapide, par exemple égale à 1/3000 de seconde dans l'exemple 1. Conformément à un aspect de l'invention, on attaque l'entrée de commande 259 du signal de chrominance de l'oscilloscope couleur 250 à l'aide d'un signal dont le niveau est déterminé par la valeur du rang n des répliques de fréquence utilisées. Ainsi, à chaque fonction d'ambiguité Wn (d), correspond un motif de couleur prédéterminée sur l'écran 255. Toutefois, en raison de la très rapide succession de ces motifs au cours d'une période de rotation de 1 t antenne et de la persistance des impressions rétiniennes, l'oeil de l'observateur intègre les couleurs qui se succèdent rapidement en tout point de l'écran, sauf au point 256 correspondant aux coordonnées e et b de la direction recherchée qui est brillamment éclairé dans une couleur qui correspond à la fréquence Doppler du signal traité (colncidenoe de. la réplique correspondant à cette couleur avec la valeur vraie du Doppler).On remarque en effet par l'observation des figures loa à loc et lla à llc que 2 seule la fonction JO présente un lobe principal. En tout autre point de l'écran à la distance d du point 256, l'oeil tend à percevoir une superposition de couleurs. On prévoit que les signaux attaquant l'entrée de chrominance 259 du tube cathodique 250 pour l'ensemble des répliques Doppler sont répartis dans l'ensemble du spectre de la lumière visible. Si l'on tient compte de la relation suivante des fonctions de Bessel on peut donc faire en sorte qu'en tout autre point que 256 la superposition des éclairements dûs aux différentes fonctions Wn apparaisse à l'oeil comme sensiblement uniforme et de tonalité blanche ou blanchâtre. On prévoit également une deuxième forme d'apodisation dans laquelle on combine les fonctions d'ambiguité obtenues pour chaque valeur de réplique Doppler deux à deux. Les signaux de la sortie 97 du dispositif de sommation 95 du calculateur de la figure 4 sont appliqués à un extracteur de racine carrée 96 (figure 13) dont la sortie 40 peut être connectée, via un multiplexeur 242, soit à une mémoire 244 reliée à une entrée 245 d'un amplificateur différentiel 220, soit directement à une deuxième entrée 246 de l'amplificateur 220. Le multiplexeur 242 est commandé par son entrée 250, à partir de l'oscillateur local 82 utilisé dans le circuit de la figure 4, pour effectuer la démodulation Doppler des signaux de lecture des mémoires 64 et 65. Lorsque l'oscillateur local 82 module les signaux correspondant à une période de modulation de phase par une valeur de réplique Doppler n/T, les échantillons correspondants du module de la fonction d'ambiguité en sortie du circuit 96 sont emmagasinés en série dans la mémoire 244. L'oscillateur 82 est commandé pour effectuer la modulation suivante des signaux à traiter à l'aide d'une réplique de valeur(n +.2)/T, c'est-à-dire séparée de la réplique précédente par un pas de fréquence de 2/T. Les échantillons du module de la fonction d'ambiguïté correspondant à cette démodulation par la réplique(n + 2)/T sont alors transmis directement à l'entrée 246 de l'amplificateur différentiel 220 grâce à une commande appropriée du multiplexeur 242 à partir de l'oscillateur local 82. En même temps, la mémoire 244 est lue de telle sorte que les échantillons présents sur l'entrée 245 de l'amplificateur différentiel 220 sont soustraits des échantillons présents sur son entrée 246. Le signal à la sortie 222 de l'amplificateur 220 est un signal Wn,n+2 = Wn - Wn+2 Ce mode de réalisation met à profit la propriété des fonctions de Bessel selon laquelle (19) (19.1) Jn (x) Jn Jn+2 (x) pour x > n+2. (19.2) Jn2 (x) # Jn+22 (x)#0 pour x n n+2 (x)--O pour x La relation (19.2) traduit le fait que les amplitudes des fonctions de Bessel d'ordre n au voisinage du pic d'ambigui- té sont nulles (figures lOc et llc). Si l'on rapproche la relation (17) des relations (19.1) et (19.2), on constate que l'on a mis à profit l'égalité subs tantielle des fonctions J2 et J2 n n+2 pour atténuer très for- tement l'amplitude des lobes de la fonction d'ambiguïté résul tante W n+2 en soustrayant ces valeurs pour des valeurs de n, n+2 répliques échelonnées de deux pas de la fréquence de la modulation spatiale de phase. L'atténuation des lobes secondaires est particulièrement forte pour la fonction dtambiguïté différentielle W0,2. Pour la mise en oeuvre de la démodulation Doppler par l'appareil de la figure 4, on peut donc prévoir de commander ltos- cillateur 82 de façon à produire des modulations successives par des couples de deux fréquences séparées d'un pas de 2/T et par exemple opérer selon la séquence suivante les couples à l'aide desquels on détermine dens le circuit de la figure 13 chaque valeur de la fonction d'ambigul- té différentielle étant les couples compris entre deux corchets Sur la sortie 222, la valeur de la fonction d'ambiguité correspondant aux coordonnées e et # de la direction recherchée est alors la suivante (20) W0 2 = Jo2 (x) -. 2 W 0,2 = J02 (x) - J22 (x). Grace à cette technique, le premier lobe latéral par rapport au pic central a une amplitude relative de - 18 dB. Ainsi, la mise en oeuvre de cette variante de l'invention conduit à une amélioration notable de la réjection. Cette technique d'apodisation peut également être appliquée dans le cas de la figure de l'Exemple 2 (figure 8) lorsqu'on ne recherche pas l'information Doppler à la sortie 199 de ce calculateur. On opère le traitement de transformation de Fourier à deux dimensions en quatre temps. Dans le premier temps, on alimente les oscillateurs locaux des circuits 55, 56 (fiture 3) avec une fréquence f' correspondant à la pulsation w' et l'on adresse les rampes lumineuses 182 et 183 avec les signaux reçus. Les éclairements correspondants sont mémorisés par les surfaces des écrans 190 et 191. Dans un deuxième temps, on supprime le signal d'excitation des rampes 182 et 183 et on lit les écrans 190 et 191, les résultats étant transférés dans des mémoires respectives (soit des mémoires analogiques de type CCD, soit des mémoires numériques après conversion appropriée). Cette lecture s'effectue dans l'exemple 2 en 100 microsecondes, la mémoire comprenant 2 500 mots. Dans un troisième temps, les oscillateurs attaquent les circuits 55 et 56 de la figure 3 par une fréquence f'+ 20 KHz, cette dernière valeur correspondant au double de la fréquence de rotation simulée de l'antenne (2/T), et on attaque les rampes lumineuses 182 et 183 pour charger les écrans 190- et 191. Dans un quatrième temps, après avoir interrompu cette excita- tion, on vient lire les contenus des écrans 190 et 191 en 100 microsecondes et on retranche les résultats de cette lecture en synchronisme aux valeurs mémorisées-au cours du deuxième temps. On obtient ainsi à la sortie de l'amplificateur différentiel, un signal de la forme : W = rotation très rapide des antennes, il devient possible, tout en s'affranchissant du Doppler, d'obtenir une analyse des coordonnées définissant la direction source-récepteur avec une excellente courbe de réponse. On remarque qu on pourrait,en variante, au lieu de modifier la fréquence de modulation appliquée aux circuits 55 et 56, également modifier la fréquence émise par ces antennes sur chaque tour de façon à effectuer un traitement sur quatre tours d'antennes, le premier tour étant effectué avec une émission à la pulsation w, le deuxième tour sans émission, le troisième tour avec une émission sur un tour à la pulsation w +2Q , et la quatrième tour sans émission. Avec des systèmes suivant l'invention, la résolution angulaire en gisement et en site ne dépend pas des valeurs de gisement, mais dépend des valeurs de site de la direction recherchée. On constate que ces valeurs de résolution en site et en gisement sont égales pour un angle de site de 450. Dans les configurations d'approche à l'atterrissage d'un avion, il peut être intéressant d'incliner l'axe de rotation de l'antenne d'environ 600 par rapport à la verticale pour obtenir, dans un cône de 600 d'ouverture totale, une résolution pratiquement égale sur les deux angles de gisement et de site. Dans l'exemple n0 1 cité précédemment, on obtient, après apodisation selon la technique de la figure 13,par ex#emple, une résolution angulaire d'environ 0,50. On peut améliorer cette résolution par une procédure classique d'ecartométrie, c'est-à-dire en opérant une détection fine des angles e et b à partir d'une première détection à l'issue d'une fonction veille. Lorsqu'on effectue une surveillance dans un domaine d'observation angulaire limité, on peut se contenter d'une distribution d'antennes sous-échantillonnées. En effet, pour que le pic de la fonction d'ambiguïté corresponde sans indétermination à la valeur d'angle e et b recherchée dans tout l'espace, il convient que la distribution traitée soit échantillonnée de façon suffisamment dense. Le critère définissant le nombre d'échantillons est satisfait lorsque N, le nombre d'antennes est supérieur ou égal à 4 it R/X. Lorsque le nombre d'antennes diminue, on constate que le module de la fonction d'ambiguité obtenu correspond aux figures 14a et 14b selon une représentation semblable à celle de la figure 9a. Au lieu d'obtenir des lobes latéraux de forme annulaire régulière autour du pic central 300, on obtient des séries de lobes discontinus discrets 302 disposés selon des couronnes de diamètres croissants 302, 304, etc. On observe, pour un nombre N donné, des remontées de la fonc tion tion d'ambiguïté N (x) à des distances x telles que x = N,2N, 3N. A l'intérieur de l'intervalle défini entre le centre et la première couronne de remontée, on peut traiter la fonction d'ambiguïté dans les mêmes conditions que précédemment, lorsque le domaine d'observation est limité à un secteur donné autour d'un axe éventuel de guidage qui peut être créé par des moyens connus. A l'intérieur de ce domaine, les techniques d'apodisation précédemment exposées sont utilisables. Dans le cas des figures 14a et 14b les antennes sont réparties de façon régulière sur le contour circulaire respectif 32 et 43 (figures 2 et 3). On a représenté aux figures 15a et 15b des diagrammes analogues à ceux des figures 14a et 14b dans le cas où cette ré partition est aléatoire. Dans ce cas les lobes latéraux sont répartis au hasard dans tout le plan d'observation contrairement au cas de la distribution sous échantillonnée régulière pour laquelle ils sont répartis sur des anneaux concentriques. Comme on l'a indiqué précédemment, les systèmes qui viennent d'être décrits ne sont pas limités à une localisation de mobiles en vue de faciliter la circulation aux alentours des aéroports et atterrissages. On peut en particulier les appliquer à des voilures tournantes en utilisant au moins une antenne aux extrémités des pales d'un hélicoptère qui capte les signaux d'une balise au sol et qui est équipé d'un système de traitement linéaire à trois dimensions conforme à l'invention. On peut également appliquer les principes de l'invention à des systèmes de navigation aérienne dans lesquels plusieurs balises identiques sont disposées sur un territoire et commutées en synchronisme dans le cadre d'un réseau commun. Une application possible de ces principes, notamment dans les cas de localisation dans un angle solide relativement étroit, consiste dans un système de recalage de centrale inertielle,par exemple pour avion ou missile stratégiqueià l'aide d'antennes du type représenté aux figures 2 et 3. Ces balises peuvent être dispersées sur un territoire de façon à permettre un tel recalage chaque fois que le véhicule se trouve en vue directe. Le domaine de calcul des paramètres de site, gisement et vitesse est alors limité à l'estimation de la dérive de la centrale inertielle pour ces trois paramètres. On peut, dans ces conditions, se contenter de balises au sol composées d'antennes disposées sur des circonférences de grandes dimensions et sous-échantillonnées, émettant des fréquences variables selon un code tel qu'illustré par la figure 3. Avec un rayon de 10 mètres, une longueur d'onde de 3 centimètres et 100 antennes par balise, on peut obtenir une précision finale de localisation angulaire voisine de 50 micro radians (soit 50 mètres d'écart à 1000 kilomètres de distance de la balise). Les principes de l'invention peuvent également être appliqués à tout système de localisation de balise à partir d'un engin aérien, d'un satellite, etc., et pour toutes applications telles que le sauvetage. Ils peuvent notamment être appliqués au traitement de signaux ondulatoires autres qutélectromagna- tiques et par exemple acoustiques. Ces derniers trouvent notamment des applications dans le domaine marin ou sous-marin. Un exemple en est fourni par la localisation de balises le long de conduites d'hydrocarbures sous-marines ou de têtes de puits off-shore. Revendications. 1. Système de localisation pour déterminer la direction et la vitesse relative d'une source de signaux ondulatoires (24) par rapport à un récepteur (10), les signaux de sortie dudit récepteur étant modulés en phase en fonction d'au moins un paramètre caractéristique de la direction de la source par rapport au récepteur et décalés en fréquence par rapport à la fréquence d'émission de la source d'une valeur Doppler inconnue fonction de la vitesse relative (V) de la source et du récepteur, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de traitement (70) propres à. déterminer au moins une composante de la transformée de Fourier en module et/ou en phase des signaux reçus en fonction dudit paramètre de direction ( ) pendant un intervalle de temps suffisant pour permettre de décrire la modulation de la phase desdits signaux et suffisamment bref pour que la variation de la fréquence Doppler pendant cet intervalle de temps n'excède pas une valeur prédéterminée. 2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite transformée de Fourier des signaux reçus est déterminée en fonction de deux paramètres (i et b) caractéristiques de la direction source-récepteur. 3 Système selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que la modulation de phase des signaux reçus est périodique et ledit intervalle de temps est au moins égal à une période de la modulation de phase des signaux reçus 4. Système selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les moyens de traitement comprennent des moyens (80 ; 135) pour effectuer une démodulation Doppler du signal reçu en série avec, soit avant, soit après, ladite transformation de Fourier. 5. Système selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les moyens de traitement comprennent des moyens (80,82) pour démoduler lesdits signaux reçus pendant ledit intervalle de temps par une pluralité de répliques de la fréquence Doppler, lesdits moyens de traitement étant propres à déterminer ladite transformée de Fourier pour le produit de la démodulation des signaux reçus par chacune de ces répliques. 6. Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit démodulateur Doppler comprend des moyens de compression dans le temps (74,75) pour effectuer la démodulation des signaux reçus au cours d'un intervalle de temps prédéterminé pour l'ensemble desdites répliques pendant l'espace dudit intervalle de temps. 7. Système selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (98) propres à mesurer les paramètres de direction (5, b) et la fréquence Doppler à partir des signaux de fonction d'ambiguité présents à la sortie desdits moyens de traitement. 8. Système selon la revendication 3, caractérisé en ce que la source et/ou le récepteur (31 ou 41) sont sélectionnés pour que la variation de phase des signaux reçus sous l'effet de la fréquence Doppler soit faible pendant une période de modulation de la phase des signaux reçus en sorte que la transformée de Fourier desdits signaux au cours de chaque période de modulation permette d'obtenir directement une indication des paramètres angulaires définissant la direction recherchée. 9. Système selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (210) pour sélectionner une valeur respective de la transformée de Fourier à l'issue d'une période de modulation de phase pour plusieurs telles périodes de modulation et des moyens (212) pour analyser lesdites valeurs sélectionnées pour déterminer un paramètre en fonction de la fréquence Doppler pour déterminer la vitesse relative de la source et.du récepteur. 10. Système selon la revendication 9, caractérisé en ce que lesdites valeurs sélectionnées sont des maxima de ladite transformée de Fourier. 11. Système selon la revendication 9 ou 10, caractérisé en ce que ledit paramètre de fréquence est obtenu par une transformée de Fourier desdites valeurs. 12. Système selon l'une des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que ladite source ou ledit récepteur (10) est animé d'un mouvement périodique réel ou simulé, tel qu'un mouvement circulaire, dont la période détermine la période de modulation de phase des signaux reçus. 13. Système selon la revendication 12, caractérisé en ce que ladite source ou ledit récepteur comprend une pluralité d'antennes stationnaires (301 à 30N) réparties sur un contour fermé et des moyens de commutation (34) propres à coupler successi vemént chacune desdites antennes le long dudit contour à un générateur de signaux ondulatoires, respectivement un récepteur de signaux captés par lesdites antennes. 14. Système selon la revendication 12, caractérisé en ce que ladite source comprend une pluralité d'antennes stationnaires (421 à 42N) sur un contour fermé alimentées simultanément par des moyens générateurs propres à produire un signal de fréquence variable pour chacune de ces antennes selon une loi de variation dont l'origine est décalée dans le temps d'une antenne à la suivante le long du contour. 15. Système selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'avant d'être traités les signaux reçus sont démodulés par deux signaux de fréquence en quadrature (32,34) pour produire des signaux de composantes complexes des signaux reçus. 16. Système selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens pour déterminer la transformée de Fourier des signaux reçus comprennent. un calculateur 90 de transformée de Fourier complexe à deux dimensions. 17. Système selon la revendication 16, caractérisé en ce que ce calculateur est un calculateur optique comprenant une première et une deuxième rampe (104, 105) propres à émettre des signaux dont l'intensité est modulée en réponse à chacune desdites composantes complexes du signal reçu, la position du point d'émission variant le long de cette rampe en correspondance de la distribution dans le temps d'échantillons desdites composantes émis pendant une période de modulation dudit signal, au moins un écran (110) placé vis-àvis de cette première et de cette deuxième rampe, et des masques (115, 116) dont le pouvoir de transmission varie en fonction de la position de leurs points et propres à moduler chacun la fonction d'éclairement d'une rampe respective par une réplique de transmission fonction de la position du point de l'écran qui reçoit la lumière transmise. 18. Système selon la revendication 17, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de démodulation Doppler en sortie desdits écrans, chaque élément photosensible (135) de chaque écran étant attaqué par une série de répliques de la fréquence Doppler pendant des instants successifs. 19. Système selon l'une des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que l'écart entre les répliques de fréquence est un multiple de la fréquence de modulation de phase des signaux reçus. 20. Système selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de présentation des signaux de sortie comprenant un tube cathodique couleur (250) et des moyens (259) pour commander le signal de chrominance de ce tube cathodique en fonction du numéro d'ordre de la réplique de fréquence Doppler appliquée pendant l'intervalle de temps correspondant. 21. Système selon l'une des revendications précédentes, carac térisé en ce qu'il comprend des moyens pour effectuer ladite transformée de Fourier des signaux reçus pour une première fréquence de modulation linéaire de phase déterminée, des moyens pour déterminer ladite transformée de Fourier pendant une période de modulation suivante avec une deuxième fréquence de modulation linéaire de phase qui s'écarte de la première fréquence du double de la fréquence de ladite modulation de phase et des moyens (220! pour soustraire les deux fonctions obtenues point par point en sortie desdits moyens de transformation de Fourier. 22. Système selon la revendication 21, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour appliquer successivement des couples de répliques Doppler auxdits moyens de modulation séparées par des pas égaux au double (2/T) de la fréquence de modulation de phase des signaux traités et des moyens (220j pour soustraire les signaux deux à deux, les signaux de sortie correspondant au traitement par lesdits moyens de transformation de Fourier des produits successifs desdits signaux traités par les répliques de modulation Doppler. 23. Système selon la revendication 21, caractérisé en ce que la fréquence des signaux émis est incrémentée entre deux intervalles de temps correspondant à une période de modulation du signal d'une valeur égale à deux fois la fréquence de ladite modulation de phase. 24. Système selon l'une des revendications 12 à 14, caractérisé en ce que l'axe de rotation réel ou simulé du récepteur ou de ladite source est incliné dans une direction permettant d'égaliser la résolution en site et la résolution en gisement. 25. Système selon la revendication 13 ou 14 , caractérisé en ce que le nombre d'antennes de la source est sélectionné en fonction d'un angle solide correspondant-à un nombre de combinaisons de valeurs site-gisement limité pour la détermination de ladite direction source-récepteur.