FR 2635388 A1 19900216 FR 8217069 A 19821012 PROCEDE ET DISPOSITIF ELECTROMAGNETIQUE DE DETECTION A COR RELATION ET FUSEE DE PROXIMITE COMPORTANT UN TEL DISPOSITIF La présente invention concerne un procédé et un dispositif de détection électromagnétique à corrélation, appliqué plus particulièrement à la réalisation de fusées de proximité actives, de très faibles dimensions et poids, transportées par des engins, appelés également "missiles", se déplaçant à grande vitesse. Une fusée de proximité doit effectuer la mise à feu de la charge explosive transportée par le missile lorsque la cible fixe ou mobile se trouve dans un certaine zone à proximité de ltengin. Cette explosion doit avoir lieu avec la plus grande probabilité, même en présence de fort brouillage. Le dispositif de détection et de déclenchement doit donc être léger, peu encombrant, robuste et fiable et ne doit pas perturber les qualités aérodynamiques du missible porteur. Il existe plusieurs types de dispositifs de détection parmi lesquels ceux qui assurent la mise à feu après avoir estimé la distance à la cible par des procédés exploitant soit l'effet Doppler, soit la technique des impulsions brèves. Les dispositifs du premier type sont extrêmement sensibles au brouillage, même simple et présentent une probabilité élevée de déclenchements parasites. Ceux du deuxième type nécessitent une puissance crête très importante étant donné le faible facteur de forme nécessité par la suppression des ambiguités en distance. Un tel dispositif en plus de son encombrement et de son poids, peut déclencher la mise à feu en dehors de la zone prévue étant donné l'ambiguité de vitesse qu'il présente. Le procédé de corrélation permet de réaliser un dispositif de détection sans ambiguité de distance ou de vitesse, avec une puissance crête d'émission très inférieure à celle des dispositifs précédents, ce qui permet de rendre l'émission plus discrète. De plus, la probabilité de faux déclenchement en dehors de la zone prévue pour la mise à feu ou en présence de brouillage important est très réduite. Les fusées de proximité conçues jusqu'à présent selon ce procédé utilisent une modulation de phase de l'onde hyperfréquence émise, soit avec une phase O, soit avec une phase 17 . Cette modulation est commandée par un code pseudo-aléatoire. Ce type de modulation permet d'éliminer les ambiguités et d'augmenter considérablement le facteur de forme de la suite d'impulsions. A la réception, l'onde reçue, renvoyée par la cible, est mélangée avec une fraction de l'onde hyperfréquence non modulée en phase. On obtient alors un signal vidéofréquence dont le signe dépend de la phase O ou lt de l'onde hyperfréquence reçue après réflexion sur la cible. Le retard entre le signal vidéo et l'onde émise correspondante dépend de la distance de la cible et de retards connus propres aux circuits.On peut alors corréler le signal vidéo avec le code émis retardé de façon à éliminer la modulation codée du signal vidéo pour une distance cible donnée et à restituer le signal utile. Dans de tels dispositifs la présence d'un modulateur de phase O-X et des circuits annexes, commande et isolateurs, rend la réalisation de l'ensemble hyperfréquence plus complexe. Il en est de même dans la chaîne de réception étant donné la présence de parasites de commutation introduits par le modulateur O-TZ . De plus un tel modulateur O- La présente invention a pour but de remédier aux inconvénients précités et permet de réaliser un dispositif de détection particulièrement fiable assurant la mise à feu dans une zone parfaitement délimitée. Un autre objet de la présente invention est un procédé de détection permettant de réaliser un dispositif de détection dont la puissance crête d'émission est peu élevée, qui peut travailler à des fréquences hyperfréquence extrêmement élevées, et qui est peu encombrant. Un autre objet de la présente invention est un dispositif de détection particulièrement simple et peu coûteux. Un autre objet de la présente invention est d'utiliser une modulation et un circuit à simple ou double corrélation permettant de reconstituer à partir du signal vidéo, dont la moyenne est sensiblement nulle, un signal continu, caractéristique d'un signal reçu d'une cible située à une distance donnée du radar à corrélation. Selon l'invention, le procédé de détection électromagnétique à corrélation permettant de détecter la présence d'une cible à une distance inférieure ou égale à une distance prédéterminée d'un radar à onde continue est caractérisé en ce que la fréquence émise par le radar varie alternativement autour de la fréquence nominale Fo qui constitue également la valeur moyenne de la fréquence émise et en ce que les fronts montants et descendants d'un code pseudoaléatoire commandent lesdites variations de la fréquence d'émission, positives et négatives respectivement par rapport à- ladite fréquence moyenne Fo, la durée ts de chaque variation étant inférieure à la durée d'un échantillon de code. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée faite ci-après avec référence aux figures ci-annexées qui représentent: - la figure 1, le schéma synoptique d'un mode de réalisation préférentiel à simple corrélation du dispositif selon l'invention; - la figure 2 la forme des signaux en différents points du dispositif de la figure 1 dans le cas d'une cible ponctuelle immobile par rapport au radar ; et - la figure 3, le schéma synoptique d'un autre mode de réalisation à double corrélation du dispositif selon l'invention. Comme il a déjà été mentionné, le dispositif de détection électromagnétique ne doit effectuer la mise à feu du dispositif associé que lorsque la fusée de proximité constituant l'ensemble et portée par le missile pénétre dans la zone de distance assignée L par rapport à la cible ou ce qui revient au même lorsqu'une cible est détectée à la distance assignée L du radar émetteur-récepteur à bord du missile. L'explosion doit avoir lieu avec la plus grande probabilité, même en présence de brouillage. Pour être difficilement repérable par les éventuels dispositifs de contre-mesure, le détecteur selon l'invention utilise un émetteur de faible puissance sur une fréquence extrêmement élevée et un aérien éclairant la cible pendant un temps qui est court par rapport à la durée du trajet parcouru par l'onde émise.Le dispositif peut comprendre comme dans la figure 1 deux aériens différents pour l'émission et la réception ou comme dans la figure 3 un seul aérien associé à un circulateur. Des dispositifs annexes connus n'entrant pas dans le cadre de la présente invention assurent le guidage du missile. Dans le dispositif de détection électromagnétique à correlation conforme à l'invention, le radar à onde continue émet un signal hyperfréquence dont la fréquence subit des variations autour d'une fréquence nominale Fo. Les variations sont alternativement positives et négatives par rapport à la fréquence Fo, ont une même durée ts et suivent une courbe identique (quand on considère la valeur absolue des variations par rapport à Fo) de façon à ce que la fréquence d'émission présente une valeur moyenne égale à la fréquence nominale Fo. Ces variations positives ou négatives (fréquence d'émission supérieure ou inférieure à la fréquence moyenne Fo) sont commandées par les fronts montants et descendants respectivement d'un code pseudo-aléatoire dont chaque échantillon a une durée t et qui a une péride (2" -I)-avec n nombre naturel,la durée A ts de chaque variation étant alors choisie inférieure à cette durée t pour que la fréquence revienne à la fréquence nominale Fo pendant la dernière partie (de durée 5 - tts) de l'échantillon dont le front a déclenché la variation de fréquence. De façon préférentielle on choisit égale à 1/2 I'intégrale de chaque courbe de variation (positive ou négative par rapport à Fo pendant un temps réel Ats) calculée sur la durée r de l'échantillon de code correspondant au front de commande, afin que, au bout du temps Ats, I'onde hyperfréquence émise soit déphasée des par rapport à ce qu'elle aurait été si la fréquence émise était restée Fo. Pour des raisons de simplification, selon un mode de réalisation préférentiel non limitatif, les variations de la fréquence d'émission sont constituées par des sauts de fréquence de F à o Fo - #F ou à Fo + #F commandés par les transitions niveau haut/niveau bas ou niveau bas/niveau haut respectivement d'un code pseudo-aléatoire. Les émissions à la fréquence Fo + #F ou Fo - #F ont une durée#ts. La valeur F est choisie telle que au bout d'un temps t @ @@@@@ @ @@@ @@ @@@ @@s l'onde hyperfréquence émise Fo # # F soit déphasée de # par rapport à ce qu'elle aurait été si la fréquence émise était restée Fo, ce qui peut être exprimé par la relation: 2#F. #ts = 1 Le radar émet donc une onde hyperfréquence modulée par des rampes de phase passant de a à O ou de O à en un intervalle de temps #ts, le début de la rampe cosncidant avec une transition niveau haut/niveau bas ou niveau bas/niveau haut d'un code pseudoaléatoire.Les rampes de phase sont séparées par des paliers de phase O ou a selon le niveau en fin de rampe, ces paliers correspondant à l'émission d'un signal à la fréquence F o La figure 1 représente le schéma synoptique d'un mode de réalisation préférentiel non limitatif du dispositif faisant l'objet de l'invention et correspondant à la détection d'une cible située à une distance inférieure ou égale à une distance assignée d =mc#/2, où m est un nombre entier positif ou nul inférieur à 2"- 1, c est la vitesse de la lumière etc la largeur d'un échantillon de code. Dans la partie émission, le générateur 1, constitué par exem ple de façon non-limitative par une diode Gunn couplée à une diode varactor, délivre une onde hyperfréquence dont la fréquence est égale à F - t F, ou Fo, ou F + n F. La commutation entre ces o o trois fréquences étant commandée par un signal Vc, désigné dans la figure 1 par la référence B et délivré par un circuit 2. Ce circuit de commande 2 comprend un circuit 22 générant le signal Vc de commande dont la tension varie au rythme d'un code pseudoaléatoire A élaboré par le circuit 21. Ce circuit 21 est par exemple constitué par un registre à décalage à réaction, composé de n étages et commandé par l'horloge 3. La périodicité de ce code est égale à N# , # étant la durée d'un incrément et N étant égale à 2n - 1. Dans un tel code pseudoaléatoire, la différence entre le nombre d'échantillons positifs et négatifs d'une séquence est toujours égale à +1 et la multiplication du code par lui-même retardé redonne le code d'origine mais avec un nouveau retard. Le signal Vc de commande peut être un signal impulsionnel de valeur moyenne nulle et dont les impulsions, de largeur arts, et de niveau +V, ou -V, ont leur front montant, ou descendant respectivement, qui coincide avec chaque front montant, ou descendant respectivement, du code pseudo-aléatoire A. Le signal hyperfréquence C modulé par les sauts de fréquence F0//F0-FetF0//F0 + n F est émis par l'antenne 4, renvoyé par la cible et reçu par l'antenne réception 6. Dans la partie réception 100, le signal reçu E, après avoir été mélangé dans un circuit 7 à une fraction du signal émis C, prélevée par le coupleur 5 contient les informations distance et-vitesse de la cible. Si la distance d entre la fusée de proximité et la cible est telle que les signaux émis et reçus ne sont pas en quadrature au niveau du mélangeur 7, le signal de sortie G du mélangeur n'est pas nul. Ce signal G est d'abord appliqué à un amplificateur 8, soit linéaire soit limiteur, assurant une réception à taux de fausse alarme constant, puis à l'entrée d'un circuit de corrélation 9 dont l'autre entrée reçoit le code pseudo-aléatoire A généré par le circuit 21 et convenablement retardé d'une quantité Tm puis amplifié par le circuit 10 à un niveau # l. La valeur Tm dépend de la distance L = mc#/2 assignée pour la détection de la cible.Dans le mode de réalisation non limitatif de la figure 1, le code retardé de Tm est obtenu en combinant dans un circuit logique "OU EXCLUSIF" 14 le code de référence A et ce même code retardé de m-, que l'on désigne par A (m#) et qui peut être délivré par un circuit de retard ou comme dans la figure 1 par la sortie de la bascule du registre 21 correspondant au retard mZ. Le retard Tm pourrait être également obtenu à l'aide d'un circuit de retard ou encore, simplement en raccordant l'entrée du circuit de corrélation 9 à la sortie de la bascule du registre 21 correspondant au retard Tm désiré. La sortie I du corrélateur 9 est appliquée à l'entrée d'un circuit de filtrage 11 des fréquences Doppler dont la bande passante correspond à la gamme de vitesse envisagée pour les cibles. Ce filtre Doppler large bande peut être également complété par un banc de filtres Doppler, non représentés, correspondant chacun à un canal Doppler et indiquant la vitesse relative de la cible. Ce circuit de filtrage Doppler 11 est suivi d'un circuit de détection 12. Le signal détecté ayant une certaine amplitude est ensuite appliqué à un circuit 13 où il est comparé à un seuil s dont la valeur est déterminée selon les fluctuations de bruit de façon à obtenir une probabilité de fausse alarme très faible en l'absence de signal et à une probabilité de détection élevée sur la cible utile.Dès qu'il dépasse ce seuil c'est-à-dire lorsque la cible est à une distance d au plus égale à la distance L choisie pour le déclenchement de la charge, le circuit de comparaison 13 délivre un signal impulsionnel S vers le circuit de mise à feu (non représenté) de la charge pyrotechnique transportée par le missile. Dans la suite de cette description, on suppose que la distance c # L de détection est choisie égale à , # étant la largeur d'un 2 échantillon de code et c la vitesse de la lumière. L'invention est ensuite généralisée pour une distance de détection multiple (m fois) de 2 Les figures 2A à 21 représentent les signaux en différents points du schéma synoptique de la figure 1. Les indices A, B, C, D, E, F, G, H, I se réfèrent aux points et signaux indiqués dans la figure 1. L'indice A correspond au code pseudo-aléatoire généré par le circuit 21 de la figure 1. L'indice B correspond au signal de commande Vc du signal émis. L'indice C correspond au signal émis par l'antenne d'émission 4 du radar, signal dont la fréquence est Fo - #F, Fo ou Fo + #F selon le niveau -V, O ou +V du signal de commande Vc. L'indice D correspond à la phase #E E du signal émis C par rapport à la phase de référence choisie comme celle du signal hyperfréquence émis en permanence à la fréquence F o L'indice E correspond au signal reçu par l'antenne de réception 6. C'est le signal émis et renvoyé par la cible située à une distance d du radar. Il subit donc un certain retard #t égal à la somme des temps de parcours radar vers cible et cible vers radar. De plus les fréquences émises sont augmentées de la fréquence Doppler Si la cible est animée d'une vitesse relative par rapport au radar. L'indice F correspond à la phase R du signal reçu E. L'indice G correspond à la phase du signal vidéo délivré par le mélangeur 7 de la figure 1, #V = #E - #R étant obtenue en attribuant la valeur +1 à un signal vidéo de phase O, la valeur -1 à un signal vidéo de phasen et la valeur O à un signal vidéo de phase Ai/2. L'indice H correspond au code pseudo-aléatoire identique au code représenté en A mais retardé d'une certaine quantité Tm selon la distance L (L = mc 2 /2) assignée pour la détection de la cible et amplifié à + 1. L'indice I correspond au signal en sortie du circuit de corré lation 9 de la figure I réalisant la corrélation du signal illustré sur la figure 2G avec le code pseudo-aléatoire retardé de Tm, représenté sur la figure 2H. A titre d'exemple non limitatif, le code pseudo-aléatoire sur la figure 2A est un code à 7 moments généré par le circuit 21 qui est constitué par un registre à décalage à trois étages. On envisage dans un premier temps le cas particulier et très théorique d'une cible ponctuelle immobile à une distance d par c # rapport au radar, avec L = (m = 1). 2 Il s'écoule donc un temps At = 2d/c, où c est la vitesse de la lumière, entre l'instant où le signal est émis et celui où l'antenne reçoit le signal renvoyé par la cible. Si la distance d est précisément la distance L= c# choisie 2 pour déclencher l'explosion de la charge pyrotechnique, le signal reçu est identique mais retardé par rapport au signal émis d'une quantité #t = # . C'est ce signal reçu qui est illustré par la figure 2E. La phase #R du signal reçu E est identique à la phase représentée par la figure 2D du signal émis C (représenté par la figure 2C) mais présente pour la même raison un retard = = Elle est représentée sur la figure 2F. Le signal reçu E ensuite mélangé à une fraction du signal émis. La phase du signal vidéo délivré par le mélangeur 7 est égale à #V=#E-#R On peut représenter différemment ce signal en donnant l'amplitude + 1 au signal vidéo de phase O et - 1 au signal vidéo de phase + # . La table de vérité équivalente est la suivante Phase#E du signal émis C - O O T t lere entrée du mélangeur 7 Phase#R du signal reçu E - || o | # | o | # 2ème entrée du mélangeur 7 Phases du signal vidéo +1 -1 -1 +1 La table de vérité ci-dessus correspond à la fonction "OU EXCLUSIF" du signal émis et du signal reçu. Ce résultat établi dans le cas plus particulier de sauts de fréquence est valable également dans le cas de variations quelconques de durée Ats symétriques de part et d'autre de Fo. La valeur moyenne du signal de sortie est sensiblement nulle. Ce signal vidéo est appliqué au circuit de corrélation 9 de la figure 1 ainsi que le code pseudo-aléatoire, équivalent à une inversion près, généré par le circuit 2, retardé d'une quantité T1 et amplifié juqu'à une amplitude + 1. Le résultat de la combinaison par une fonction "OU EXCLUSIF" dtun code pseudo-aléatoire et du même code retardé de b t =t (largeur d'un échantillon) est ce même code, à une inversion près, retardé d'une quantité T1 = 5 r . Il est représenté sur la figure 2H.Si on généralise, le code retardé de Tm peut être obtenu en combinant par une porte "OU EXCLUSIF" le code d'origine A et ce même code retardé de m#. C'est ce qui est représenté dans la figure 1 où le circuit logique 14 réalise la combinaison "OU EXCLUSIF" des codes A et A tmt) et délivre le code A (Tm) qui est ensuite amplifié avant de corréler le signal vidéo reçu. La figure 21 représente le signal issu de la corrélation du signal vidéo de la figure 2G et du code pseudo-aléatoire équivalent représenté sur la figure 2H. La valeur moyenne de ce signal est non nulle et caractérise la présence d'une cible à la distance d = c#t/2 = ct /2. Si la distance d est supérieure à la distance L = c2 la 2 valeur moyenne dépasse le seuil fixé s et la charge explose déclenchée par le signal S délivré par le circuit de comparaison 12 de la figure 1. Dans le cas plus réaliste où la cible est affectée d'une certaine vitesse VR par rapport à l'organe récepteur, la distance d varie de façon continue. On suppose que le signal émis est identique à celui qui a été généré dans le cas d'une cible immobile et qui a été représenté par la figure 2C, avec sa phase illustrée par la figure 2D. Le code utilisé et le signal de commande VC sont également ceux des figures 2A et 2B respectivement. Le signal est renvoyé par la cible mobile. Il est donc soumis à l'effet Doppler. A la fréquence Fo correspond la fréquence Doppler Fd, et aux fréquences Fo + F et Fo - AF correspondent des Fdl et Fd2 respectivement. On a toujours 2 # F.t5 = I à l'émission. La fréquence Doppler d'une cible animée d'une vitesse VR par rapport au radar émettant la fréquence fE est de façon connue 2VR @E égale à -,c étant la vitesse de la lumière. c On a par conséquent: 2VR Fo Fd = c 2VR 2VR #F Fd1 = (Fo + #F) = Fd + c c 2VR 2VR Fd2 = (Fo - #F) = Fd - #F. Le code pseudo-aléatoire présente en une période TR un nombre égal nO de fronts montants et de fronts descendants. Il se produit donc un nombre nO de sauts de fréquence Fo//Fo + A F, Fo//Fo - A F à l'émission et (Fo + Fd)// Fo + # F + Fdl, (Fo + Fd)//Fo - #F + Fd2 à la réception. Chaque émission, ou réception, à la fréquence Fo + # F, ou Fo + #F + Fdl et Fo - # F @ Fd2 respectivement, durent. A la réception une période TR de code correspond à un intervalle de temps nO # ts de réception à la fréquence Fo + + F + Fdl, un intervalle de temps no # ts de réception à la fréquence Fo - #F + Fd2 et un intervalle de temps (T R - 2no. #t@) de réception à la fréquence Fo + Fd. La rotation de phase # D due à une fréquence Doppler f@ est dans le cas général pendant l'intervalle de temps AT @ #D = 2#fD #T = 2#x fE x #T c Dans le cas décrit ci-dessus, on obtiendra donc une rotation de phase égale à: #D = 2# Fd (TR - 2no#ts) + no Fdl #ts + no Fd2#ts 2VR Si on remplace Fdl et Fd2 par leur expression Fd + 2VR#F c 2VR et Fd - # F respectivement, les termes contenant # F c s'annulent dans l'expression de la rotation de phase # D qui récrit en définitive : 2VR #D = 2#Fd TR = 2#x Fo x TR. c La rotation de phase cl D due à la fréquence Doppler pendant une période TR de code pseudo-aléatoire est donc la même que si la fréquence de l'onde émise avait été en permanence Fo. De ce point de vue, le dispositif se comporte exactement comme un système de modulation par sauts de phase O -It. La tension obtenue en sortie du corrélateur 9 est un signal récurrent à la fréquence Doppler Fd R Fo. La présence de ce c signal est caractéristique de la présence d'une cible à la distance c # d = L = (puisque c'est le cas envisagé) de l'organe émetteur- récepteur. Mais le principe reste le même pour toutes les valeurs de la distance assignée L du radar par rapport à la cible qui sont un multiple m de c2t 2 En effet à chaque distance assignée ainsi définie comme égale mcL à 2 & peut correspondre un code pseudo-aléatoire équivalent retardé d'une quantité Tm par rapport au code commandant l'émission et par conséquent l'opération de corrélation est réalisable. Inversement un code pseudo-aléatoire de corrélation retardé d'une quantité Tm par rapport à un code de référence, ici le code d'émission, correspond d'après la théorie connue des codes pseudoaléatoires à la corrélation du code de référence et du code de référence retardé d'une quantité m Z où Z est la largeur d'un échantillon de code et m est un nombre entier égal à ou compris entre 1 et 2n-1. Donc à un retard Tm du code de corrélation correspond une distance assignée radar-cible égale à mc2 la détection d'une cible située à cette distance du radar et éventuellement l'explosion de la charge contenue dans la fusée de proximité. La figure 3 représente le schéma synoptique d'un autre mode de réalisation du dispositif de détection selon l'invention, dans lequel la partie réception est à double corrélation et permet la détection d'une cible situé à une distance d inférieure ou égale à une distance quelconque L qui n'est pas obligatoirement un multiple entier de 2 @/2 ou t est la largeur d'un échantillon de code. La partie émission utilise le procédé, selon l'invention, de modulation par variations de la fréquence d'émission autour de la fréquence nominale Fo tel que décrit plus haut. Pour les mêmes raisons de simplification de la figure 1, la fréquence d'émission est modulée par des sauts de fréquence FollFoF et Fol/Fo -ssF. Les circuits assurant des fonctions identiques pour les modes de réalisation des figures 1 et 3 sont désignés par les mêmes références. Pour la partie émission on retrouve donc dans la figure 3 un circuit 2 qui permet d'élaborer un signal de commande Vc de la fréquence du signal hyperfréquence généré par le circuit 1 constitué par exemple de façon non limitative par une diode Gunn couplée à une diode Varactor. Le circuit 2 se compose également d'un circuit logique 21 qui, piloté par une horloge 3 de fréquence H' élabore un code pseudo-aléatoire de référence A. Comme dans le cas de la figure 1, le signal de commande Vc peut être un signal impulsionnel de valeur moyenne nulle dont les impulsions de largeur # ts et d'amplitude +V, ou -V, ont leur front montant, ou descendant respectivement, qui coincide avec le front montant1 ou descendant respectivement, du code pseudo-aléatoire de référence A généré par le circuit 21. Le signal Vc commande les sauts de fréquence Fo//Fo + #F et Fo//Fo - t F du signal hyperfréquence engendré par le circuit 1. Chaque émission aux fréquences Fo + AF a une durée flots inférieure à . Les fréquences d'émission Fo -tF, Fo, Fo + tF correspondent respectivement aux niveaux - V,O + V du signal Vc de commande. Le dispositif représenté sur la figure 3 ne comprend qu'une antenne 40 pour l'émission et la réception, associée à un duplexeur 50 qui peut être constitué par un circulateur à ferrite dont le sens de circulation est indiqué par une flèche. Le duplexeur 50 comprend une voie entrée/sortie 51 vers l'antenne 40, une voie entrée 52 recevant le signal hyperfréquence délivré par le circuit 1 et une voie de sortie 53 appliquant le signal reçu par l'antenne 40, après avoir été renvoyé par la cible, à l'entrée du circuit réception 100. Le dispositif de la figure 3 est à double corrélation. Sa partie réception 100 comprend un premier sous-ensemble 60 qui est alimenté par le signal reçu par l'antenne 40 et transmis par le circulateur 50 sur sa sortie 53 et qui se compose d'un détecteur micro-onde associé à un premier amplificateur sélectif à la fré quence vidéo. Un deuxième sous-ensemble 70 comprend un premier multiplicateur recevant pour une première corrélation le code pseudo-aléatoire de référence A et le signal de sortie du premier sous-ensemble 60, et suivi d'un condensateur et d'un second amplificateur vidéofréquence. La sortie dudit second amplificateur alimente un troisième sous-ensemble 90 constitué par un second multiplicateur qui reçoit sur sa deuxième entrée le code pseudoaléatoire délivré par le circuit logique 21 et retardé d'une durée pToù p est un nombre réel positif ou nul.Le circuit logique 21 est comme on l'a déjà mentionné constitué de préférence d'un registre à décalage à n étages et délivre un code pseudo-aléatoire de référence A de période (2n - 1) @Pour une distance assignée quelconque pc# L = avec p un nombre réel positif quelconque,le code équivalent au signal reçu de la cible située à cette distance L = est le 2 code de référence retardé de pr, A (p r ). Le nombre réel positif ou nul 2 peut également être considéré comme la somme d'une partie entière P et d'une partie décimale k o inférieure à 1.Le code A (p ) peut donc être obtenu, selon le mode de réalisation non limitatif de la Figure 3, à partir du code de référence A retardé de Po# , A (Po# ), délivré par la sortie adéquate du registre à décalage 21, et affecté d'un retard supplémentaire k # inférieur à r introduit par un circuit 80. Ce code A (pZ) retardé de pu par rapport au code A est, après amplification, appliqué à l'entrée du second multiplicateur contenu dans le troisième sous-ensemble 90. On rappelle que ce code A (pr) correspond au signal reçu par l'antenne 40 après avoir été renvoyé par la cible située à la distance L = p c2 2 ( réel positif)assignée pour l'explosion de la charge. Le sous-ensemble 90 comprend également un circuit de filtrage Doppler dont la bande de fréquence correspond au domaine des vitesses relatives missile/cible. Comme dans le mode de réalisation de la figure 1, un circuit de détection avec cellule de post-intégration 12 et un circuit de comparaison 13 du signal d'entrée à un seuil ajustable s selon le niveau de bruit complètent le récepteur 100 à double corrélation. Comme dans le récepteur à simple corrélation de la figure 1, un dépassement du seuil s par le signal détecté produit un signal S qui déclenche la charge pyro-technique dont le missile porteur est équipé. La partie émetteur de ce mode de réalisation (Fig. 3) est identique à celui de la figure 1 et fonctionne selon le même principe. La partie réception à double corrélation 100 de la figure 3 fonctionne de la façon suivante. La fuite du circulateur 50 (entre l'entrée 52 et la sortie 53), qui est donc le signal émis atténué, polarise le détecteur micro-onde du sous ensemble 60. Ce détecteur effectue le produit entre la fuite et le signal reçu. On retrouve dans l'amplificateur vidéofréquence du sous ensemble 60 le produit du signal reçu avec le code de référence A et un signal parasite dû à la modulation d'amplitude résiduelle du modulateur de phase de la partie émission. Ce signal parasite est identique au code pseudo-aléatoire de référence A. Le premier corrélateur ( à la fréquence vidéo) constituée par le premier circuit multiplicateur contenu dans le sousensemble 70, réalise la corrélation du code pseudo-aléatoire de référence A, qui est appliqué à son entrée, avec le signal composite constitué par la somme du code pseudo-aléatoire de référence A et du produit de ce même code de référence A avec le signal reçu.ll délivre un signal correspondant à la somme dtune tension continue (provenant de la corrélation du code de référence A par lui-même) et du signal reçu lui-même. Un filtre passe-haut qui peut être un simple condensateur (contenu dans le sous ensemble 70 mais non représenté) élimine la tension continue. Il ne reste donc plus que le signal lui-même qui est alors amplifié et subit une deuxième corrélation dans le sousensemble 90 avec le code pseudo-aléatoire A (pn retardé de put (pu nombre réel positif ou nul) par rapport au code pseudo-aléatoire de référence A et correspondant au signal reçu. Le dépassement du seuil s par le signal reçu détecté et correlé correspond à une distance radar-cible inférieure ou égale à cette distance assignée L = pic/2 et déclenche la charge explosive. Comme on l'a déjà mentionné, les résultats établis et les circuits utilisés pour le cas particulier de sauts de la fréquence d'émission Fo /1 Fo +F et Fo // Fo -dF sont analogues pour des variations plus complexes de la fréquence d'émission pendant une durée tts autour de la fréquence nominale Fo. La présente invention est applicable principalement aux fusées de proximité dans lesquelles on cherche à travailler à des fréquences très élevées pouvant aller jusqu'aux ondes millimétriques. Dans ce cas, pour des raisons évidentes d'efficacité, le but de telles fusées étant de détruire, I'explosion doit se produire à proximité de la cible et de préférence à une distance assignée L =par/2 où E est un nombre réel positif ou nul, inférieur à n. On a ainsi décrit un procédé et un dispositif de détection électromagnétique à simple ou double corrélation, utilisables dans les gammes hyperfréquence élevées et détectant une cible située à pc# une distance au plus égale à du radar. 2 REVENDICATIONS 1. Procédé de détection électromagnétique à corrélation permettant de détecter la présence d'une cible à une distance inférieure ou égale à une distance prédéterminée d'un radar à onde continue, caractérisé en ce que la fréquence émise par le radar varie alternativement autour de la fréquence nominale Fo qui constitue également la valeur moyenne de la fréquence émise et en ce que les fronts montants et descendants d'un code pseudoaléatoire commandent lesdites variations de la fréquence d'émission, positives et négatives respectivement par rapport à ladite fréquence moyenne Fo, la durée tts de chaque variation étant inférieure à la durées d'un échantillon de code. 2. Procédé de détection selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour chaque front montant ou descendant du code pseudoaléatoire, calculée sur la durée t: de l'échantillon débutant par ledit front, l'intégrale de la courbe correspondante de variation de la fréquence émise par rapport à la fréquence nominale Fo est voisin de 1/2. 3. Procédé de détection selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que à la réception, le signal renvoyé par la cible est successivement: - mélangé à une partie du signal émis - amplifié; - corrélé par le code pseudo-aléatoire correspondant à la combinaison "OU EXCLUS1F" du code pseudo-aléatoire de référence et de ce même code de référence retardé d'une quantité, multiple entier de la durée d'échantillon; - filtré pour éliminer les fréquences autres que les fréquences Doppler correspondant à la gamme considérée des vitesses relatives de la cible par rapport au radar; - détecté ; puis - comparé à un seuil pour, en cas de dépassement dudit seuil, donner naissance à un signal impulsionnel. 4. Procédé de détection selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que, à la réception, le signal renvoyé par la cible est successivement - mélangé à une partie du signal émis; - amplifié; -corrélé avec le code pseudo-aléatoire de référence; - filtré dans un filtre passe-haut; - corrélé avec le code pseudo-aléatoire retardé d'une quantité quelconque; - filtré pour éliminer les fréquences autres que les fréquences Doppler correspondant à la gamme considérée des vitesses relatives de la cible par rapport au radar; - détecté ; puis - comparé à un seuil pour, en cas de dépassement dudit seuil, donner naissance à un signal impulsionnel. 5. Dispositif de détection électromagnétique de la présence d'une cible à une distance d inférieure ou égale à une distance L prédéterminée d'un radar à onde continue dont la fréquence d'émission peut varier de part ou d'autre de la fréquence nominale Fo pendant un temps ts, caractérisé en ce que la partie émission comprend des moyens de commande (2) des variations de la fréquence d'émission, positives et négatives alternativement par rapport à la fréquence nominale Fo et égales en valeur absolue, selon les fronts montants et descendants respectivement d'un code pseudo-aléatoire de référence de période (2fil - 1)Z , étant la largeur d'un échantillon supérieure à la durée t ts de chaque variation positive ou négative et n étant un nombre naturel supérieur à 1. 6. Dispositif de détection selon la revendication 5, caractérisé en ce que pour chaque front montant ou descendant du code pseudoaléatoire calculée, sur la durée C de l'échantillon débutant par ledit front, l'intégrale de la courbe de variation de la fréquence émise par rapport à la fréquence nominale Fo est voisine de 1/2. 7. Dispositif de détection selon la revendication 5 ou 6, caractérisé en ce que, pour une distance L égale à put/2 avec p un nombre entier positif ou nul, c la vitesse de la lumière et r la largeur d'échantillon, la partie réception comprend: - des moyens mélangeur (7) du signal émis et du signal, renvoyé par la cible, affecté d'une fréquence Doppler, et reçu par l'antenne radar, qui délivrent un signal vidéofréquence - des moyens de corrélation (9) du signal vidéofréquence avec le code pseudo-aléatoire de référence retardé d'une quantité Tp qui dépend de la distance prédéterminée L et qui est introduite par des moyens de retard; - des moyens de filtrage (11) de la fréquence Doppler du produit de corrélation; - des moyens de détection (12) du signal délivré par les moyens de filtrage; et - des moyens de comparaison (13) du signal détecté en sortie des moyens de détection (12) à un seuil prédéterminé s et délivrant un signal impulsionnel S de présence lorsqu'il se produit un dépassement du seuil s. 8. Dispositif de détection selon la revendication 7, caractérisée en ce que les moyens de retard appliquant un retard Tp au code pseudo-aléatoire de référence commandant la fréquence du signal émis comprennent: - un circuit de retard du code de référence d'une quantité p ; et - un circuit logique effectuant la combinaison par une fonction "OU EXCLUSIF" du code de référence et du code de référence retardé de p 9.Dispositif de détection selon la revendication 5 ou 6, caractérisé en ce que, pour une distance L égale à pcr/2 avec p un nombre réel positif ou nul, c la vitesse de la lumière et r la largeur d'échantillon, la partie réception comprend: -des moyens mélangeurs (60) du signal émis et du signal, renvoyé par la cible, affecté d'une fréquence Doppler, et reçu par l'antenne radar, moyens mélangeurs qui délivrent un signal vidéofréquence; - des premiers moyens de corrélation (70) du signal vidéofréquence, délivré par les moyens mélangeurs (60), avec le code pseudo-aléatoire de référence;; - des moyens de filtrage pour éliminer la composante continue du produit de corrélation délivré par les premiers moyens de corrélation - des deuxièmes moyens de corrélation (90) du produit de corrélation filtré avec le code pseudo-aléatoire de référence retardé de p par des moyens de retard; - des deuxièmes moyens de filtrage (11) laissant passer la fréquence Doppler du signal délivré par les deuxièmes moyens de corrélation (90) - des moyens de détection (12) du signal délivré par les deuxièmes moyens de filtrage (11) ; et - des moyens de comparaison (13) du signal détecté, en sortie des moyens de détection (12), à un seuil préterminé s et délivrant un signal impulsionnel S de présence lorsqu'il se produit un dépassement du seuil s. 10. Dispositif de détection selon l'une quelconque des revendications 7 et 9, caractérisé en ce que le nombre p est inférieur à 2n-1. 11. Dispositif de détection selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens de commande (2) de la commutation de fréquence du signal émis comprennent: - un circuit (21) commandé par une horloge (3) et délivrant le code pseudo-aléatoire de référence ; et - un circuit (22) générant, à partir dudit code pseudo-aléatoire de référence, un signal dont le niveau présente, par rapport au niveau O, des variations de durée ts constituant une réplique des variations de la fréquence d'émission par rapport à la fréquence nominale Fo et déclenchées, pour les niveaux positifs et négatifs respectivement, par les fronts montants et descendants du code pseudo-aléatoire, le signal ainsi généré commandant les variations correspondantes de la fréquence d'émission. 12. Dispositif de détection selon la revendication 11, caractérisé en ce que le circuit (21) générant le code pseudo-aléatoire de référence est un registre à décalage de n étages. 13. Dispositif de détection selon la revendication 5, caractérisé en ce que le signal émis par le radar est généré par une diode Gunn couplée à une diode Varactor qui est commandée par le circuit de commande (2). 14. Fusée de proximité comportant un radar à onde continue émettant un signal de fréquence ajustable, une charge pyrotechnique et un dispositif de détection selon l'une quelconque des revendications 5 à 13, caractérisé en ce que l'explosion de la charge est déclenchée par le signal S délivré par le dispositif de détection dans le cas de la présence d'une cible à une distance inférieure ou égale à une distance prédéterminée L du radar. 15. Fusée de proximité selon la revendication 14, caractérisé en ce que la distance prédéterminée L est égale à pic/2, avec P un nombre positif ou nul, inférieur à n.