FR 2635424 A1 19900216 FR 8910258 A 19890728 La présente invention concerne un modulateur utilisé en transmission numérique ou l'équivalent. La modulation par déplacement de fréquence (FSK) est connue comme modulation classique pour transmettre un signal numérique par un fil ou comme signal radio. La modulation FSK est un cas spécial de modulation de fréquence. Quand un signal de modulation numérique est mis au ni- veau logique "0", un signal ayant une fréquence fO est transmis. Quand le signal est mis au niveau logique "1", un signal ayant une fréquence fl est transmis. Cette modulation est avantageuse en ce qui concerne un rapport signal/bruit élevé lors d'une démodulation et un agencement simple de circuit et elle est mise en oeuvre dans une variété d'applications. Un oscillateur à fréquence réglée par variation de tension (VCO) est utilisé comme modulateur FSK classique pour obtenir un signal FSK. Plus spécifiquement, un signal de modulation numérique est introduit directement ou après conversion de tension à la borne de commande de l'oscillateur à fréquence réglée par variation de tension. Quand le signal de modulation numérique est mis au niveau logique "0", l'oscillateur à fréquence réglée par variation de tension est mis en oscillation à la fréquence fO. Cependant, quand le signal de modulation numérique est mis au niveau logique "1", l'oscillateur à fréquence réglée par variation de tension est mis en oscillation à la fréquence fl. Dans ces conditions, on utilise le signal de sortie de l'oscillateur à fréquence réglée par variation de tension comme un signal de transmission sans traitement. Un circuit oscillateur qui génère un bruit à faible phase doit être utilisé comme oscillateur à fréquence réglée par varia- tion de tension pour empêcher la génération d'un bruit à la fré- quence fl quand l'oscillateur à fréquence réglée par variation de tension est mis en fonctionnement à la fréquence fO et pour empê- cher la génération d'un bruit à la fréquence fO quand l'oscilla- teur à fréquence réglée par variation de tension est mis en fonc- tionnement à la fréquence fl. A cette fin, un circuit oscillateur qui met en oeuvre un dispositif piézoélectrique tel qu'un disposi- tif à ondes acoustiques de surface (SAW) comme source d'oscilla- tions est généralement utilisé pour le circuit oscillateur ci- dessus. Dans un modulateur FSK classique ayant l'agencement ci- dessus, pour augmenter suffisamment la plage de fréquence variable de l'oscillateur à fréquence réglée par variation de tension, c'est-à-dire, la différence entre les fréquences f0 et fl, il faut un résonateur ayant une faible charge Q. Par contre, pour réduire le bruit de phase, il faut un résonateur ayant une grande charge Q, ce qui représente deux exigences contradictoires. Pour garantir une différence relativement grande entre les fréquences f0 et fl, on ne peut pas utiliser le dispositif tel qu'un résonateur à ondes acoustiques de surface à quartz ayant de bonnes caractéristiques de température et une grande charge Q. De plus, quand le niveau logique du signal de modulation numérique passe du niveau "0" au niveau "1" ou vice versa, la fréquence d'oscillation de l'oscilla- teur à fréquence réglée par variation de tension varie progressi- vement de la fréquence f0 à la fréquence fi ou de la fréquence fl à la fréquence f0 en raison de la constante de temps de sa boucle d'oscillation. Pour cette raison, quand on augmente le débit en bits du signal numérique d'entrée, une variation de fréquence de l'oscillateur à fréquence réglée par variation de tension ne peut venir à bout de la variation de fréquence. On a proposé un autre modulateur FSK pour obtenir un signal FSK dans lequel le signal de sortie d'un premier oscillateur mis en oscillation à la fréquence f0 et le signal de sortie d'un deuxième oscillateur mis en oscillation à la fréquence fl sont commutés par un circuit de commutation selon un signal de modula- tion numérique. Cependant, ce modulateur a un agencement de circuit compliqué en comparaison du modulateur FSK mettant en oeuvre l'oscillateur à fréquence réglée par variation de tension. Il est difficile de maintenir une précision relative des fréquences d'oscillation des premier et deuxième oscillateurs sans réglage pendant une fabrication en série. De plus, il est difficile d'em- pêcher une interférence, une modulation croisée, et une oscillation bloquée entre les oscillateurs quand un ensemble d'oscillateurs à haute fréquence sont disposés sur une seule plaquette de circuit imprimé ou sur un seul substrat de circuit intégré à semiconducteur. Par conséquent, on ne peut pas réaliser concrètement le modulateur FSK mentionné ci-dessus. Les caractéristiques de fonctionnement du modulateur FSK classique mettant en oeuvre l'oscillateur à fréquence réglée par variation de tension dépendent des caractéristiques d'un dispositif piézoélectrique utilisé dans un circuit oscillateur. La différence de fréquence de sortie quand le signal de modulation numérique est au niveau "0" et au niveau "1", et les caractéristiques de température du résonateur ne peuvent pas être choisies de façon arbitraire. De plus, ce modulateur FSK ne peut pas être utilisé quand le débit en bits du signal de modulation numérique est élevé. Quand on utilise un ensemble de modulateurs et un circuit de commutation pour commuter les signaux de sortie de ces oscilla- teurs, l'agencement d'ensemble du circuit devient volumineux. De plus, la différence entre les fréquences de sortie ne peut pas être maintenue constante sans réglage pendant une fabrication en série, et une modulation croisée et une oscillation bloquée se produisent entre les oscillateurs. Par conséquent, il n'est pas facile de réaliser un agencement de circuit pratique. La présente invention a été faite en tenant compte de la situation cidessus, et elle a pour but de fournir un modulateur FSK compact permettant de sélectionner de façon arbitraire la différence de fréquence de sortie quand un signal de modulation numérique est au niveau "0" et au niveau "1", en maintenant la différence constante sans réglage pendant une fabrication en série, et mis en fonctionnement à un débit élevé en bits du signal de modulation numérique. Le modulateur selon la présente invention est caractérisé en ce qu'il comprend un ensemble de résonateurs piézoélectriques, un ensemble de circuits oscillateurs, disposés dans une corres- pondance univoque avec les résonateurs piézoélectriques, pour sortir des signaux de différentes fréquences, et un circuit com- mutateur pour sélectionner un signale. prédéterminé de l'ensemble de signaux de différentes fréquences selon une valeur du signal numérique à moduler et pour sortir le signal de fréquence sélectionnée comme signal de modulation. Un résonateur à ondes acoustiques de surface convient comme résonateur piézoélectrique. Dans le modulateur selon la présente invention, l'ensemble de circuits oscillateurs sont mis en oscillation à différentes fréquences selon les fréquences de résonance des résonateurs qui leurs sont connectés. Un signal de l'ensemble des signaux de sortie d'oscillation est sélectionné et sorti par le circuit com- mutateur selon la valeur du signal de modulation numérique. C'est- à-dire que le signal modulé en FSK est sorti par le signal de modulation numérique. On notera que le circuit commutateur réagit rapidement à une variation du signal numérique d'entrée puisqu'il n'est soumis qu'à l'opération de commutation. L'ensemble des fréquences des signaux de sortie peut être établi arbitrairement, et la différence entre les fréquences peut être maintenue constante sans réglage pendant une fabrication en série. On prévoit un modulateur FSK compact qui peut être utilisé, même si le débit en bits du signal de modulation numérique est élevé, ce qui réduit au minimum le bruit de phase du signal de sortie, et qui a de bonnes caractéristiques de température et une stabilité élevée. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention seront mis en évidence dans la description suivante, donnée à titre d'exemple non limitatif, en référence aux dessins annexés dans lesquels: la Figure 1 est un schéma représentant un circuit selon un exemple de réalisation de la présente invention; la Figure 2 est un schéma de circuit représentent unagen- cement d'un circuit oscillateur représenté sur la Figure 1; la Figure 3 est un schéma de circuit représentant unagen- cement d'un circuit commutateur représenté sur la Figure 1; la Figure 4 est un schéma représentant un circuit selon un autre exemple de réalisation de la présente invention; la Figure 5 est un schéma représentant un agencement dans lequel la présente invention est appliquée à un émetteur; la Figure 6 est un schéma de circuit représentant unagen- cement d'un circuit oscillateur représenté sur la Figure 5; et la Figure 7 est un schéma de circuit représentant un agen- cernent d'un circuit commutateur représenté sur la Figure 5. On va décrire des exemples de réalisation préférés de la présente invention en se référant aux dessins annexés. La Figure 1 est un schéma représentant un circuit selon un exemple de réalisation de la présente invention. Sur la Figure 1, un premier résonateur à ondes acoustiques de surface (SAW) 2 et un deuxième résonateur à ondes acoustiques de surface 3 qui sont constitués d'un grande nombre d'électrodes élémentaires sont formés sur un substrat piézoélectrique 1. Les résonateurs à ondes acoustiques de surface 2 et 3 sont respective- ment connectés à des premier et deuxième circuits oscillateurs 5 et 6 formés sur un substrat de circuit intégré (CI) à semiconduc- teur 4. Les signaux de sortie des circuits oscillateurs 5 et 6 sont introduits dans un circuit commutateur 7 formé sur le même substrat de circuit intégré 4 que celui des circuits oscillateurs et 6. Le signal de sortie du circuit commutateur 7 est sorti par une borne de sortie 8. Un signal de modulation d'entrée est introduit par une borne d'entrée 9 dans le circuit commutateur 7. On notera que des tensions provenant d'une borne de source d'ali- mentation (non représentée) sont fournies aux circuits 5, 6 et 7 formés sur le substrat de circuit intégré à semiconducteur 4. Dans cet agencement de circuit, les fréquences de résonance des premier et deuxième résonateurs à ondes acoustiques de surface 2 et 3 sont établies de manière à ce qu'elles coïncident avec une fréquence de signal de sortie fO nécessaire quand un signal de modulation numérique introduit par la borne d'entrée 9 est mis au niveau logique "O" et avec une fréquence de signal de sortie fl nécessaire quand le signal de modulation numérique introduit par la borne d'entrée est mis au niveau logique "1", respectivement. Les fréquences de résonance des résonateurs à ondes acoustiques de surface 2 et 3 peuvent être légèrement décalées des fréquences d'oscillation réelles selon les caractéristiques des circuits oscillateurs 5 et 6. A cet égard, les fréquences de ré- sonance des résonateurs à ondes acoustiques de surface 2 et 3 sont quelquefois déterminées en tenant compte de ce décalage. Quand le signal de modulation numérique introduit par la borne d'entrée 9 est mis au niveau logique "O", le circuit commu- tateur 7 sélectionne et engendre en sortie un signal de sortie d'oscillation du circuit oscillateur 5. Cependant, quand le signal de modulation numérique est mis au niveau logique "1", le circuit commutateur 7 engendre en sortie le signal d'oscillation de sortie du circuit oscillateur 6. Dans le circuit ayant l'agencement de la Figure 1, le pre- mier circuit oscillateur 5 est mis en oscillation à la fréquence fO correspondant à la fréquence de résonance du premier résonateur à ondes acoustiques de surface 2. Le deuxième circuit oscillateur 6 est mis en oscillation à la fréquence fl correspondant à la fré- quence de résonance du deuxième résonateur à ondes acoustiques de surface 3. Quand le signal de modulation numérique introduit par la borne d'entrée 9 est mis au niveau logique "0", le signal ayant la fréquence d'oscillation fO provenant du premier circuit oscilla- teur 5 est sorti par la borne de sortie 8 au moyen du circuit com- mutateur 7. Quand le signal de modulation numérique d'entrée est mis au niveau logique "1", le signal ayant la fréquence d'oscilla- tion fl provenant du deuxième circuit oscillateur 6 est sorti par la borne de sortie 8. C'est-à-dire qu'un signal modulé en FSK par le signal de modulation numérique introduit par la borne d'entrée 9 est sorti par la borne de sortie 8. On notera que les premier et deuxième circuits oscillateurs et 6 sont agencés au moyen de circuits identiques car les niveaux de sortie et les caractéristiques de température de ces circuits sont établis pour qu'ils soient égaux entre eux. La Figure 2 représente un agencement de circuit détaillé représentant un agencement des premier et deuxième circuits oscil- lateurs 5 et 6. Les premier et deuxième circuits oscillateurs 5 et 6 sont formés sur un seul substrat de circuit intégré à semiconducteur. Afin de réduire au minimum l'interférence entre les circuits oscillateurs, les circuits oscillateurs de la Figure 2 constituent un circuit amplificateur différentiel. Sur la Figure 2, des tran- sistors 100 et 101 constituent une paire de transistors d'amplifi- cation différentielle. Les collecteurs des transistors 100 et 101 sont connectés à une borne de source d'alimentation 104 par l'in- termédiaire de résistances 102 et 103 ayant respectivement la même valeur de résistance. Les émetteurs des transistors 100 et 101 sont connectés à une borne de masse 106 par l'intermédiaire d'une source de courant continu 105 commune. Les bases des transistors et 101 sont connectées à la borne de sortie d'un circuit de polarisation 109 par l'intermédiaire de résistances 107 et 108 ayant respectivement la même valeur de résistance. On notera que le circuit de polarisation 109 est connecté entre la borne de source d'alimentation 104 et la borne de masse 106 pour générer une tension de polarisation. Les éléments de circuit ci-dessus constituent le circuit amplificateur différentiel. Les bases des transistors 100 et 101 (qui sont les entrées du circuit amplificateur différentiel) sont respectivement connectées à des bornes de connexion 110 et 111 pour les résonateurs à ondes acoustiques de surface. Les collec- teurs des transistors 100 et 101 (c'est-à-dire, la sortie du cir- cuit amplificateur différentiel) sont connectés à des bornes de connexion 112 et 113 pour les résonateurs à ondes acoustiques de surface et à des bornes de sortie 114 et 115 des circuits oscilla- teurs, respectivement. Le circuit ayant l'agencement ci-dessus sert de circuit oscillateur quand les résonateurs à ondes acoustiques de surface 2 et 3 sont connectés aux bornes de connexion 110, 111, 112 et 113. Quand les résonateurs à ondes acoustiques de surface à un accès 2 et 3 tels que représentés sur la Figure 1 sont connectés, ils sont connectés entre une des bornes de connexion 110 et 111 et une des bornes de connexion 112 et 113. Afin de faire osciller le circuit amplificateur différen- tiel à une basse fréquence suffisante pour qu'il serve d'amplifi- cateur idéal presque exempt d'un retard de phase, les résonateurs à ondes acoustiques de surface sont connectés entre les bornes de connexion 110 et 113 ou entre les bornes de connexion 111 et 112. Afin de faire osciller le circuit amplificateur différentiel à une haute fréquence, il est facile de le faire osciller quand les résonateurs à ondes acoustiques de surface à un accès sont con- nectés entre les bornes de connexion 110 et 112 ou entre les bornes de connexion 111 et 113 car les phases des tensions de sortie ap- paraissant aux collecteurs des transistors 100 et 101 sont retar- dées d'une constante de temps déterminée par les résistances 102 et 103, une capacité parasite dans les chemins de collecteur-base des transistors 100 et 101, et une capacité parasite des résona- teurs à ondes acoustiques de surface. Dans le but de faciliter la description, on suppose qu'un résonateur à ondes acoustiques de surface à un accès est connec- té entre les bornes de connexion 110 et 112 dans la description suivante. Un signal d'oscillation de sortie de ce circuit oscillateur est extrait comme la différence entre les signaux de sortie des bornes de sortie 114 et 115 respectivement connectées aux collec- teurs des transistors 100 et 101. Le rapport de la puissance introduite par le résonateur à ondes acoustiques de surface à un accès à la borne de connexion à la puissance apparaissant à la borne de connexion 112, c'est- à-dire le gain de puissance de l'amplificateur différentiel est établi pour qu'il compense suffisamment la perte dans le résona- teur à ondes acoustiques de surface à un accès. Le gain de puis- sance est déterminé par les caractéristiques des transistors 100 et 101, la valeur présente de la source de courant continu 105, et les valeurs de résistance des résistances 102 et 103. Dans le circuit (Figure 2) ayant l'agencement ci-dessus, un signal de réaction positif est introduit par la borne de con- nexion 112, c'est-à-dire, la sortie du circuit amplificateur dif- férentiel, à la borne de connexion 110, c'est-à-dire, l'entrée de l'amplificateur différentiel par l'intermédiaire du résonateur à ondes acoustiques de surface à un. accès.. Le circuit de la Figure 2 est alors mis en oscillation, et un signal d'oscillation de sortie apparaît entre les bornes de sortie 114 et 115. A ce moment-là, la fréquence d'oscillation est une fré- quence qui diminue l'impédance du résonateur à ondes acoustiques de surface à un accès, c'est-à-dire, la fréquence de résonance. Rigoureusement parlant, une fréquence est donnée telle que la somme du déphasage transmis d'une extrémité à l'autre extrémité du réso- nateur à ondes acoustiques de surface à un accès et du déphasage de la tension transmise de la borne de connexion 110 à la borne de connexion 112 et amplifiée est un multiple entier de 0 ou de 360 . Le déphasage de la tension d'une extrémité à l'autre extré- mité du résonateur à ondes acoustiques de surface à un- accès est changé brusquement pour être à peu près égal à 180 dans une étroite bande de fréquences ayant la fréquence de résonance comme fréquence centrale. Par conséquent, le circuit est mis en oscilla- tion à une fréquence qui satisfait la condition ci-dessus de la somme des déphasages incluse dans la bande étroite de fréquences ayant la fréquence de résonance comme fréquence centrale. Quand la fréquence est déviée de la fréquence de résonance, l'impédance du résonateur à ondes acoustiques de surface à un:accès- est augmen- tée en augmentant la perte. Par conséquent, le circuit amplifica- teur différentiel doit avoir un gain supplémentaire correspondant à la perte du résonateur à ondes acoustiques de surface à un- accès. Dans la description ci-dessus, un résonateur à ondes acous- tiques de surface à deux eraccès est connecté au circuit oscilla- teur représenté sur la Figure 2. Cependant, un résonateur à ondes acoustiques de surface à deux -ac6ès peut être connecté à ce cir- cuit oscillateur. Quand un résonateur à ondes acoustiques de sur- face à un accès est connecté, le circuit amplificateur différen- tiel ne comporte qu'une entrée et une sortie, aussi le circuit amplificateur ne peut exécuter une opération différentielle par- faite. Cependant, quand un résonateur à ondes acoustiques de sur- face à deux accès est connecté au circuit oscillateur, l'opéra- tion différentielle parfaite peut être exécutée. On va décrire un cas o un résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès est connecté au circuit oscillateur représenté sur la Figure 2. Un-accès du résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès est connecté aux bornes de connexion 110 et 111, et l'autreaccès du résonateur est connecté entre ies bornes de con- nexion 112 et 113. Une tension alternative appliquée entre les bornes de con- nexion 110 et 111 du circuit amplificateur différentiel est ampli- fiée et apparaît entre les bornes de connexion 112 et 113. La phase du signal de sortie est inversée. Le résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès est connecté pour qu'il ait des polarités telles que les tensions apparaissant aux deux - accès aient des phases inversées pendant une résonance. Cependant, pendant un fonctionnement à haute fréquence, les phases des ten- sions de sortie apparaissant entre les collecteurs des transistors 100 et 101 sont grandement retardées par la constante de temps déterminée par les résistances 102 et 103, une capacité parasite dans les chemins collecteur-base des transistors 100 et 101, et une capacité parasite entre les électrodes du résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès. Dans ce cas, l'oscillation peut être facilitée quand les tension apparaissant aux. deux accès ont la même phase pendant une résonance. Afin de régler les tensions apparaissant à. un accès et.à l'autre accès pour qu'elles aient la même phase ou des phases opposées, on inverse la polarité de connexion d'un; des accès. Dans certains cas, on peut modifier la conception du résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès pour décaler les distances acoustiques des deux accès de 1/2 de la longueur d'onde. Le signal d'oscillation de sortie de ce circuit est ex- trait comme la différence entre les signaux de sortie des bornes de sortie 114 et 115 respectivement connectées aux collecteurs des transistors 100 et 101. Le gain de puissance entre les bornes d'entrée et de sortie du circuit amplificateur différentiel constitué par des éléments autres que le résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès, c'est-à-dire le rapport de la puissance de sortie entre les bornes de connexion 112 et 113 à la puissance d'entrée entre les bornes de connexion 110 et 111, est réglé pour qu'il compense suf- fisamment la perte du résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès. Le rapport est déterminé par les caractéristiques des transistors 100 et 101, la valeur decourant dela source de courant continu 105, et les valeurs de résistance des résistances 102 et 103. Dans le circuit (Figure 2) ayant l'agencement ci-dessus, le signal de sortie du circuit amplificateur différentiel, c'est-à- dire, le signal de sortie apparaissant entre les bornes de con- nexion 112 et 113, est renvoyé positivement à l'entrée du circuit amplificateur différentiel, c'est-à-dire entre les bornes de con- nexion 110 et 111 par l'intermédiaire du résonateur à ondes acous- tiques de surface à deux accès. Par conséquent, le signal d'oscil- lation de sortie apparaît entre les bornes de sortie 114 et 115. Dans ce cas, la fréquence d'oscillation est une fréquence obtenue quand l'impédance entre les accès du résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès est abaissée. Rigoureusement parlant, La fréquence est donnée de telle sorte que la somme du déphasage de la tension transmise d'un accès à l'autre accès du résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès et du dé- phasage de la tension transmise des bornes de connexion 110 et 111 aux bornes de connexion 112 et 113 et amplifiée est un multiple entier de 0 ou de 3600. Le déphasage de la tension transmise d'un accès à l'autre accèsdu résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès est changé brusquement pour être à peu près égal à 180 dans une bande étroite de fréquences ayant la fréquence de résonance comme fréquence centrale. Par conséquent, le circuit est mis en oscilla- tion à une fréquence qui satisfait la condition ci-dessus de la somme des déphasages dans la bande étroite de fréquences ayant la fréquence de résonance comme fréquence centrale. Quand la fré- quence est déviée de la fréquence de résonance, l'impédance du résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès est augmen- tée en augmentant la perte. Par conséquent, le circuit amplifica- teur différentiel doit avoir un gain supplémentaire correspondant à la perte du résonateur à ondes acoustiques desurface àdeux accès. On va décrire ci-dessous un effet obtenu en utilisant le circuit oscillateur représenté sur la Figure 2 qui est utilisé dans le modulateur représenté sur la Figure 1. Un courant de source d'alimentation passant par la borne de source d'alimentation 104 dans le circuit de la Figure 2 est constitué d'un courant passant dans le circuit de polarisation 109 et d'un courant passant dans la source de courant continu 105 par l'intermédiaire des résis- tances 102 et 103 et des transistors 100 et 101. Par conséquent, le courant passant par la borne de source d'alimentation 104- n'est constitué que d'une composante de courant continu, et un courant à haute fréquence ayant la fréquence d'oscillation ne passe pas par la borne de source d'alimentation 104 pour la raison sui- vante. Le circuit de polarisation 109 n'applique qu'une tension de polarisation en courant continu aux transistors 100 et 101, de sorte que seul le courant continu passe et un courant continu pré- déterminé passe dans la source de courant continu 105. Les tran- sistors 100 et 101 exécutent une opération différentielle dans la- quelle le courant d'un transistor augmente quand le courant de l'autre transistor diminue. La somme des courants passant par les résistances 102 et 103 est toujours maintenue constante. Même si un autre circuit oscillateur est connecté à la source d'alimenta- tion en courant continu connectée entre la borne de source d'ali- mentation 104 et la borne de masse 106, les circuits oscillateurs ne deviennent pas des sources de bruit l'un par rapport à l'autre. La Figure 3 est un schéma de circuit détaillé représentant un agencement du circuit commutateur 7 de la Figure 1. Puisque le circuit intégré est utilisé, le circuit commu- tateur 7 a un agencement d'entrée/sortie différentiel. Une des premières bornes d'entrée différentielle 201 servant à recevoir un signal de sortie du premier circuit oscillateur 5 est connectée à la base d'un transistor 202, et l'autre des premières bornes d'entrée différentielle 201 est connectée à la base d'un transistor 203. Une des deuxièmes bornes d'entréedifférentielle 204 servant à recevoir un signal de sortie du deuxième circuit oscillateur 6 est connectée à la base d'un transistor 205, et l'autre des deuxiè- mes bornes d'entrée différentielle 204 est connectée à la base d'un transistor 206. Les émetteurs des transistors 202 et 203 sont connectés au collecteur d'un transistor 207. Les émetteurs des transistors 205 et 206 sont connectés au collecteur d'un transistor 208. Les collecteurs des transistors 202 et 205 sont connectés à une borne de source d'alimentation 211 par l'intermédiaire d'une résistance 209. Les collecteurs des transistors 203 et 206 sont connectés à la borne de source d'alimentation 211 par l'intermé- diaire d'une résistance 210. Les émetteurs des transistors 207 et 208 sont connectés à une borne de masse 213 par l'intermédiaire d'une source de courant continu 212. Un circuit de polarisation 214 est connecté à une source de courant continu 212. Un circuit de polarisation 214 est connecté à la base du transistor 207. La base du transistor 208 est connectée à une borne d'entrée de modu- lation 216 par l'intermédiaire d'une résistance 215. Les collec- teurs des transistors 202, 203, 205 et 206 sont connectés aux bor- * nes de sortie différentielle 217. On notera qu'une source d'ali- mentation en courant continu est connectée entre la borne de masse 213 et la borne de source d'alimentation 211. Dans le circuit (Figure 3) ayant l'agencement ci-dessus, quand le signal de modulation numérique introduit par la borne d'entrée de modulation 216 est mis au niveau logique "0", c'est-à- dire, quand le potentiel à la borne d'entrée de modulation 216 est suffisamment inférieur à une tension appliquée par le circuit de polarisation 214 à la base du transistor 207, le transistor 208 est invalidé pour bloquer le courant. Le courant provenant de la source de courant continu 212 passe par le transistor 207. De plus, le courant provenant de la source de courant continu 212 passe par les résistances 209 et 210 et les transistors 202 et 203. Pour cette raison, une borne d'entrée de signaux 201 a son signal am- plifié de façon différentielle par les transistors 202 et 203 et il apparait à une borne de sortie 217. Cependant, puisqu'un courant ne passe pas dans le transistor 208, le courant ne passe pas dans les transistors 205 et 206 non plus. Les transistors 205 et 206 ne servent pas d'éléments d'amplificateur, et le signal introduit à la borne d'entrée différentielle 204 n'est pas amplifié. Par conséquent, le signal introduit par la borne d'entrée diffé- rentielle 201, c'est-à-dire, uniquement le signal de sortie du premier circuit oscillateur 5 est amplifié. Le signal amplifié apparait à la borne de sortie différentielle 217. Quand le signal de modulation numérique est mis au niveau logique "1", c'est-à-dire, quand le potentiel à la borne d'entrée de modulation 216 est suffisamment supérieur à la tension appli- quée par le circuit de polarisation 214 à la base du transistor 207, le transistor 207 est invalidé, et un courant passe dans celui-ci. Le courant provenant de la source de courant continu 212 passe par le transistor 208. De plus, le courant provenant de la source de courant continu 212 passe par les résistances 209 et 210 et les transistors 205 et 206. Par conséquent, le signal introduit par la borne d'entrée différentielle 204 est amplifié de façon différentielle par les transistors 205 et 206, et le signal ampli- fié apparait à la borne de sortie différentielle 217. Cependant, puisqu'un courant passe dans le transistor 207, des courants ne passent pas dans les transistors 202 et 203. Les transistors 202 et 203 ne servent pas d'éléments d'amplificateur, et le signal introduit par la borne d'entrée différentielle 201 n'est pas am- plifié. Par conséquent, le signal introduit par la borne d'entrée différentielle 204, c'est-à-dire, uniquement le signal de sortie du deuxième circuit oscillateur 6 est amplifié. Le signal amplifié est sorti par la borne de sortie différentielle 217. Comme on l'a décrit plus haut, dans le circuit commutateur représenté sur la Figure 3, quand le signal de modulation numérique est mis au niveau logique "0", le signal introduit par la borne d'entrée différentielle 201 est amplifié, et le signal amplifié est sorti. Cependant, quand le signal de modulation numérique est mis au niveau logique "1", le signal introduit par la borne d'en- trée différentielle 204 est amplifié, et le signal amplifié est sorti. Puisqu'un condensateur et une résistance ayant une valeur élevée de résistance qui augmentent la constante de temps ne sont pas inclus dans le circuit commutateur, le circuit peut être mis en fonctionnement à vitesse élevée. Les transistors 202 et 203, et les transistors 205 et 206 de la Figure 3 servent respectivement d'amplificateurs différen- tiels. Même si un bruit est appliqué entre la borne de masse 213 et la borne de source d'alimentation 211, ou entre les bornes d'entrée 201 et 204, le bruit en entrée peut être éliminé et il n'est pas sorti par la borne de sortie différentielle 217. Un courant passant de la source d'alimentation connectée entre la borne de masse 213 et la borne de source d'alimentation 212 au circuit commutateur n'est constitué que d'un courant passant dans le circuit de polarisation 214 et d'un courant passant par la source de courant continu 212. Par conséquent, seul le courant con- tinu passe dans le circuit commutateur. Le circuit commutateur représenté sur la Figure 3 ne devient pas une source de bruit pour les autres circuits (par exemple, un circuit oscillateur) connec- tés à la source d'alimentation. Le circuit commutateur représenté sur la Figure 3 convient pour le circuit intégré pour les raisons précédentes. On va décrire ci-dessous l'effet de l'exemple de réalisa- tion représenté sur la Figure 1. Le circuit commutateur 7 repré- senté sur la Figure 1 sélectionne simplement un des signaux de sortie des circuits oscillateurs 5 et 6 et engendre en sortie le signal sélectionné. Pour cette raison, le circuit commutateur peut être mis en fonctionnement à vitesse élevée et peut facilement venir à bout d'une variation du signal de modulation numérique introduit par la borne d'entrée 9. Par conséquent, même si le débit en bits du signal de modulation numérique est élevé, il ne se pose aucun problème. La fréquence f0 du signal de sortie obtenu quand le signal de modulation numérique est au niveau logique "O" et la fréquence fl du signal de sortie obtenu quand le signal de modulation numé- rique est au niveau logique "1" peuvent être déterminées indépen- damment respectivement par les résonateurs à ondes acoustiques de surface 2 et 3. Pour cette raison, les fréquences fO et F1 peuvent être réglées indépendamment de la charge Qs des résonateurs à ondes acoustiques de surface 2 et 3. Les résonateurs ayant une grande charge Qs et d'excellentes caractéristiques de température peuvent être utilisés comme résonateurs à ondes acoustiques de surface 2 et 3. Par conséquent, on peut obtenir une source de si- gnaux FSK stable ayant un faible bruit de phase. En outre, puisque les résonateurs à ondes acoustiques de surface 2 et 3 sont formés sur le seul substrat piézoélectrique 1, il se produit des variations des fréquences de résonance des réso- nateurs pendant une fabrication en série de façon égale dans les deux résonateurs 2 et 3. Plus spécifiquement, quand la fréquence de résonance d'un résonateur est diminuée, la fréquence de réso- nance de l'autre résonateur est diminuée en conséquence, et vice versa. Pareillement, puisque les circuits oscillateurs 5 et 6 sont formés sur le seul substrat semiconducteur 4, les variations de caractéristiques entre ceux-ci sont faibles. Par conséquent, la différence entre les fréquences fO et fl peut être maintenue cons- tante sans réglage, même pendant une fabrication en série. On peut réaliser l'exemple de réalisation représenté sur la Figure 1 au moyen de deux puces, c'est-à-dire, une puce du substrat piézoélectrique 1, et une puce du substrat de circuit intégré à semiconducteur 4. On peut rendre compact le boîtier de l'agencement de circuit résultant. La présente invention n'est pas limitée à l'exemple de réalisation particulier décrit plus haut. On peut faire différents changements et différentes modifications dans l'esprit et le cadre de l'invention. La Figure 4 est un schéma représentant un circuit selon un autre exemple de réalisation de la présente invention. Les mêmes références numériques que dans le premier exemple de réalisation indiquent les mêmes parties dans le deuxième exemple de réalisation, et on omettra une description détaillée de celui-ci. Des premier, deuxième, troisième et quatrième résonateurs à ondes acoustiques de surface 2, 3, 10 et 11 sont formés sur un substrat piézoélectrique 1, et ils sont connectés respectivement à des premier, deuxième, troisième et quatrième circuits oscilla- teurs 5, 6, 12 et 13 formés sur un substrat de circuit intégré à semiconducteur 4. Les signaux de sortie des circuits oscillateurs - 5, 6, 12 et 13 sont introduits dans un circuit commutateur 14 formé sur le substrat de circuit intégré 4. Un signal de sortie du circuit commutateur 14 apparaît à une borne de sortie 8. Un signal de modulation à 2 bits d'entrée est introduit par des bornes d'en- trée 15 et 16 du circuit commutateur 14. On notera qu'une tension est appliquée par une borne de source d'alimentation (non représen- tée) à chacun des circuits ci-dessus. Dans le circuit (Figure 4) ayant l'agencement ci-dessus, quand un signal de modulation numérique à deux bits introduit par les bornes d'entrée 15 et 16 est mis à "00", un signal ayant une fréquence d'oscillation fO provenant du premier circuit oscilla- teur 5 apparaît à la borne de sortie 8. Cependant, quand le signal de modulation numérique à deux bits est mis à "01", un signal ayant une fréquence d'oscillation fl provenant du deuxième circuit oscil- lateur 6 apparaît à la borne de sortie 8. Quand le signal de modu- lation numérique à deux bits est mis à "10", un signal ayant une fréquence d'oscillation f2 provenant du troisième circuit oscilla- teur 12 apparait à la borne de sortie 8. Quand le signal de modu- lation numérique à deux bits est mis à "11", un signal ayant une fréquence d'oscillation f3 provenant du quatrième circuit oscilla- teur 13 apparaît à la borne de sortie 8. C'est-à-dire qu'on peut réaliser une modulation FSK à quatre valeurs en mettant en oeuvre le signal de modulation numérique à deux bits introduit par les bornes d'entrée 15 et 16. Les autres opérations de circuit du deuxième exemple de réalisation sont les mêmes que celles du pre- mier exemple de réalisation représenté sur la Figure 1. On peut effectivement obtenir le même effet dans le deuxième exemple de réalisation que dans le premier exemple de réalisation. Pareillement, on peut obtenir une modulation FSK à trois valeurs ou cinq valeurs ou plus. Selon la présente invention, un modulateur FSK de hautes performances peut être agencé comme on l'a décrit plus haut. Un émetteur mettant en oeuvre une modulation FSK peut être agencé selon encore un autre exemple de réalisation de la présente inven- tion. La Figure 5 est un schéma représentant un modulateur FSK servant d'émetteur. Sur la Figure 5, des premier et deuxième résonateurs à ondes acoustiques de surface à deux accès 21 et 22 sont formés sur un substrat piézoélectrique 1 et sont connectés à des premier et deuxième circuits oscillateurs 23 et 24 formés sur un substrat de circuit intégré à semiconducteur 4, respectivement. Les signaux de sortie des circuits oscillateurs 23 et 24 sont introduits dans un circuit commutateur 25 formé sur le même substrat de circuit intégré à semiconducteur 4 que celui des cir- cuits oscillateurs 23 et 24. Un signal de sortie du circuit commu- tateur 25 est amplifié par un circuit amplificateur de puissance 26, et le signal amplifié est sorti par une borne de sortie 8. Un signal de modulation d'entrée est introduit par une borne d'entrée 9 dans le circuit commutateur 25. Les circuits oscillateurs 23 et 24, le circuit commutateur , et le circuit amplificateur de puissance 26 ont pour fonction de faire varier simultanément la consommation d'énergie et le ni- veau du signal de sortie. Les signaux de sortie d'un circuit de contrôle de puissance 27 formé sur le substrat de circuit intégré à semiconducteur 4 sont respectivement introduits par les bornes de commande, c'est-à-dire, les bornes de contrôle de puissance de ces circuits. Le circuit de contrôle de puissance 27 a deux entrées: une entrée est utilisée pour régler la consommation de courant et les niveaux de sortie de tous les circuits formés sur le substrat de circuit intégré à semiconducteur 4 et il est connecté à une borne d'entrée 28; et l'autre entrée est utilisée pour valider ou invalider l'ensemble des circuits formés sur le substrat de circuit intégré à semiconducteur 4 et il est connecté à une borne d'entrée 29. On notera qu'une tension est appliquée par une borne de source d'alimentation (non représentée) aux circuits 23, 24, 25, 26 et 27 formes sur le substrat de circuit intégré à semiconducteur 4. Pour faciliter la description, on suppose qu'un signal servant à faire fonctionner l'ensemble des circuits, par exemple, un signal numérique au niveau logique "1" est introduit par la borne d'entrée 29, qu'une résistance de réglage de puissance est connectée entre la borne d'entrée 28 et une source d'alimentation (non représentée), et que l'ensemble des circuits sont mis en fonc- tionnement avec une consommation de courant prédéterminée. On suppose également qu'une antenne est connectée à la borne de sortie 8 par l'intermédiaire d'un circuit d'accord ( non) représenté). L'antenne peut être connectée directement à la borne de sortie 8 par l'intermédiaire du circuit d'accord. Le substrat piézoélectrique 1 et le substrat de circuit intégré à semiconducteur 4 de la Figure 5 sont montés dans un seul boitier. La fréquence de résonance du premier résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès 21 et la fréquence de résonance du deuxième résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès 22 sont réglées de manière à ce qu'elles coïncident avec la fré- quence f0 du signal de sortie nécessaire quand le signal de modu- lation numérique introduit par la borne d'entrée 9 est au niveau logique "O" et avec la fréquence fl du signal de sortie nécessaire quand le signal de modulation numérique est au niveau logique "1", respectivement. Les fréquences de résonance des résonateurs à ondes acoustiques de surface 21 et 22 peuvent être légèrement déviées des fréquences d'oscillation réelles à cause des caracté- ristiques des circuits oscillateurs 23 et 24. Les fréquences de résonance des résonateurs à ondes acoustiques de surface 21 et 22 sont définies en tenant compte de la déviation ci-dessus dans certains cas. Quand le signal de modulation numérique introduit par la borne d'entrée 9 est mis au niveau logique "O", le circuit commu- tateur 25 sélectionne un signal d'oscillation de sortie du circuit oscillateur 23. Cependant, quand le signal est mis au niveau lo- gique "1", le circuit commutateur 25 sélectionne un signal d'oscil- lation de sortie du circuit oscillateur 24. Dans le circuit (Figure 5) ayant l'agencement ci-dessus, le premier circuit oscillateur 23 est mis en oscillation à la fré- quence fO correspondant à la fréquence de résonance du premier résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès 21. Le deuxième circuit oscillateur 24 est mis en oscillation à la fré- quence fl correspondant à la fréquence de résonance du deuxième résonateur à ondes acoustiques de surface à deux accès 22. Quand le signal de modulation numérique introduit par la borne d'entrée 9 dans le circuit commutateur 25 est mis au niveau logique b"0", le signai ayant la fréquence d'oscillation f0 provenant du premier circuit oscillateur 23 est sorti. Cependant, quand le signal de modulation numérique est mis au niveau logique "1", le signal ayant la fréquence d'oscillation fi provenant du deuxième circuit oscillateur 24 est sorti. C'est-à-dire qu'un signal modulé en FSK par le signal de modulation numérique introduit par la borne d'entrée 9 est sorti par le circuit conmmutateur 25. Le signal modulé en FSK est amplifié par le circuit am- plificateur de puissance 26 et propagé comme onde radio par une antenne connectée à la borne de sortie 8 par l'intermédiaire du circuit d'accord., Les premier et deuxième circuits oscillateurs 23 et 24 peuvent être constitués par des circuits identiques de la même manière que dans le premier exemple de réalisation. La Figure 6 est un schéma de circuit représentant un agen- cement des premier et deuxième circuits oscillateurs 23 et 24. Le circuit oscillateur représenté sur la Figure 6 est une modification du circuit oscillateur de la Figure 2 et il est cons- titué par un agencement d'amplificateur différentiel de la même manière que sur la Figure 2. Sur la Figure 6, les transistors 100 et 101 constituent une paire de transistors d'amplification différentielle. Les col- lecteurs des transistors 100 et 101 sont connectés à une borne de source d'alimentation 104 par l'intermédiaire des chemins de collecteur-émetteur de transistors 116 et 117 et de résistances 102 et 103 ayant les mimes valeurs de résistance. Les émetteurs des transistors 100 et 101 sont connectés à une borne de masse 106 par l'intermédiaire d'une source de courant continu 118 commune. Les bases des transistors 100 et 101 sont connectées à une sortie d'un circuit de polarisation 119 par l'intermédiaire de résistances 107 et 108 ayant la même valeur de résistance. Les bases des transistors 116 et 117 sont connectées direc- tement à l'autre sortie du circuit de polarisation 119. Les bases des transistors 120 et 121 dont les collecteurs sont connectés à la borne de source d'alimentation 104, sont connectées aux col- lecteurs des transistors 116 et 117, respectivement. Les émetteurs des transistors 120 et 121 sont connectés à la borne de masse 106 par l'intermédiaire des chemins de collec- teur-émetteur des transistors 122 et 123 et des sources de courant continu 124 et 125. Les bases des transistors 122 et 123 sont con- nectées à leurs collecteurs, de sorte que les transistors 122 et 123 servent de diodes. Les sourcesde courant continu 118, 124 et ont pour fonction de faire varier leurs valeurs de courant, et leurs bornes de commande sont connectées à la borne de contrôle de puissance 126. Le circuit de polarisation 119 est connecté à la borne de source d'alimentation 104 et à la borne de masse 106 pour constituer une source d'alimentation et il a pour fonction de faire varier la consommation de courant. La borne de commande du circuit de polarisation 119 est connectée à la borne de contrôle de puis- sance 126. Les circuits ci-dessus constituent un circuit amplifica- teur différentiel. Les bases des transistors 100 et 101 (c'est-à- dire, l'entrée du circuit amplificateur différentiel) sont connec- tées aux bornes de connexion 110 et 111 pour les résonateurs à ondes acoustiques de surface. Les émetteurs des transistors 122 et 123 (c'est-à-dire la sortie du circuit amplificateur différen- tiel) sont connectés aux bornes de connexion 112 et 113 pour les résonateurs à ondes acoustiques de surface, respectivement. Les sorties des circuits oscillateurs sont reliées aux bornes de sortie 114 et 115 respectivement connectées aux bases des transistors 100 et 101. Pour faciliter la description, on suppose qu'un signal de commande provenant du circuit de contrôle de puissance 27 de la Figure 5 est appliqué à la borne de contrôle de puissance 126, que la consommation de courant des sources de courant continu 118, 124 et 125 est réglée pour qu'elle ait une valeur prédéterminée, et que les sources de courant continu sont mises en fonctionnement dans ces conditions. Le circuit (Figure 6) ayant l'agencement décrit plus haut peut être mis en fonctionnement comme circuit oscillateur quand des résonateurs à ondes acoustiques de surface à un accès ou à deux accès sont connectés aux bornes de connexion 110, 111, 112 et 113. Le procédé de connexion des résonateurs à ondes acoustiques de surface et leur fonctionnement sont les mêmes que ceux de la Fi- gure 2, et on omettra leur description détaillée. On ne décrira ci-dessous que les différences. Les potentiels de collecteur des transistors 100 et 101 servant de paire d'amplification différentielle sont établis à des valeurs obtenues en soustrayant les tensions de base-émetteur (c'est-à-dire, environ 0,7 volt) des transistors 116 et 117 des tensions appliquées par le circuit de polarisation 119 aux bases des transistors 116 et 117. Par conséquent, les potentiels de collecteur des transistors 100 et 101 sont maintenus effectivement constants, même dans l'état d'oscillation. En particulier, la tension alternative de collecteur qui pose un problème dans le cas d'un agencement à haute fréquence est renvoyée négativement par la capacité parasite des chemins de collecteur-base des transis- tors 100 et 101. Mais comme les potentiels de collecteur des transistors 100 et lO1 sont maintenus effectivement constants, même dans l'état d'oscillation, les gains des transistors 100 et 101 sont ainsi réduits de façon équivalente. Les courants de collecteur des transistors 100 et 101 passent dans les résistances 102 et 103 et les chemins de collec- teur-émetteur des transistors 116 et 117. Les signaux alternatifs introduits par les bornes de connexion 110 et 111 sont amplifiés, et les signaux amplifiés sont introduits dans les bases des tran- sistors 120 et 121. Un circuit constitué des transistors 120 et 122 et de la source de courant continu 124 et un circuit constitué des transis- tors 121 et 123 et la source de courant continu 125 servent res- pectivement d'amplificateurs-tampons dits à émetteur suiveur. Les tensions alternatives appliquées aux bases des transistors 120 et 121 sont sorties par les bornes de connexion 112 et 113 par l'in- termédiaire respectivement des amplificateurs-tampons à émetteur suiveur. Puisque les signaux sont sortis par les amplificateurs- tampons, le circuit de la Figure 6 n'est pas affecté de façon nuisible par les impédances des résonateurs à ondes acoustiques de surface, ce qui permet d'obtenir un signal stable. Un signal de sortie du circuit oscillateur est obtenu par la base de chacun des transistors 100 et 101. Cependant, ce signal de sortie peut être obtenu par le collecteur de chacun des transistors 116 et 117 ou par l'émetteur de chacun des transistors 122 et 123. Dans le circuit oscillateur de la Figure 6, un courant passant par la source d'alimentation connectée entre la borne de source d'alimentation 104 et la borne de masse 106 passe complète- ment par les sources de courant continu 118, 124, et 125, et le circuit de polarisation 119. Les valeurs de courant des sources de courant continu 118, 124 et 125 et la consommation de courant du circuit de polarisation 119 peuvent être réglées par un signal appliqué à la borne de contrôle de puissance 126. C'est-à-dire que la consommation de courant de tout le circuit peut être contrôlée par le signal appliqué à la borne de contrôle de puissance 126. Dans certains cas, la consommation de courant de tout le circuit peut être établie pour qu'elle soit nulle pour arrêter le fonction- nement du circuit, c'est-à-dire que le circuit peut être mis dans l'état d'attente. Quand les valeurs de courant des sources de courant continu 118, 124 et 125 sont changées, les valeurs des courants passant par les transistors sont changées en conséquence, de sorte que le gain du circuit amplificateur différentiel est également changé. Par conséquent, le niveau du signal d'oscillation de sortie des bornes de sortie 114 et 115 peut être également con- trôlé par le signal appliqué à la borne de contr5le de puissance 126 en plus de la consommation de courant de tout le circuit. On va décrire ci-dessous un effet obtenu en utilisant le circuit oscillateur de la Figure 6 comme émetteur de la Figure 5. Sur la Figure 6, un courant passant de la source d'alimentation connectée entre la borne de source d'alimentation 104 et la borne de masse 106 au circuit de la Figure 6 passe complètement par les sources de courant continu 118, 124 et 125 et le circuit de pola- risation 119. Par conséquent, le courant passant à partir de la source d'alimentation n'est constitué que d'un courant continu et ne comprend pas de courant à haute fréquence. Pour cette raison, même si un autre circuit oscillateur est connecté à la source d'alimentation, les circuits oscillateurs ne servent pas de sources de bruit entre eux. Comme autre effet, on peut contr5ler la consommation de courant de tout le circuit et le niveau d'oscillation de sortie. Dans la description ci-dessus, les circuits oscillateurs de la Figure 6 sont donnés à titre d'exemple comme premier et deuxième circuits oscillateurs de la Figure 5. La Figure 7 est un schéma de circuit détaillé représentant un agencement du circuit commutateur 25 représenté sur la Figure 5. Puisqu'on utilise un circuit intégré, le circuit commuta- teur 25 a un agencement d'entrée/sortie différentielle. Une des premières bornes d'entrée différentielle 201 pour recevoir le signal de sortie du premier circuit oscillateur 23 est connectée à la base d'un transistor 218, et l'autre des premières bornes d'entrée différentielle 201 est connectée à la base d'un transistor 219. Une des deuxièmes bornes d'entrée différentielle 204 pour recevoir le signal de sortie du deuxième circuit oscilla- teur 24 est connectée à la base d'un transistor 220, et l'autre des deuxièmes bornes d'entrée 204 est connectée à la base d'un tran- sistor 221. Les émetteurs des transistors 218 et 219 sont connectés à une borne de masse 213 par l'intermédiaire d'une première source de courant continu 222 commune. Les émetteurs des transistors 220 et 221 sont connectés à la borne de masse 213 par l'intermédiaire d'une deuxième source de courant continu 223 commune. Les émetteurs des transistors 224 et 225 sont connectés au collecteur du transistor 218, et les émetteurs des transistors 226 et227 sontconnectés au collecteur du transistor 219. Les émetteurs des transistors 228 et 229 sont connectés au collecteur du tran- sistor 220. Les émetteurs des transistors 230 et 231 sont connectés au collecteur du transistor 221. Les bases des transistors 224, 227, 228 et 230 sont connectées à une première borne de modulation d'entrée 232. Les bases des transistors 225, 226, 228 et 231 sont connectées à une deuxième borne de modulation d'entrée 233. Les collecteurs des transistors 224 et 228 sont connectés à une borne de source d'alimentation 211 par l'intermédiaire d'une résistance 234. Les collecteurs des transistors 227 et 231 sont connectés à la borne de source d'alimentation 211 par l'intermédiaire d'une résistance 235. Les collecteurs des transistors 225, 226, 229 et 230 sont directement connectés à la borne de source d'alimentation 211. Les collecteurs des transistors 224 et 228 sont connectés à une des bornes de sortie différentielle 217, et les collecteurs des transistors 227 et 231 sont connectés à l'autre des bornes de sortie différentielle 217. Les première et deuxième sources de courant continu 222 et 223 ont pour fonction de faire varier la valeur du courant. Les bornes de commande des sources de courant 222 et 223 sont connec- tées à une borne de contrôle de puissance 236. Pour faciliter la description, on suppose qu'un signal de commande provenant du circuit de contrôle de puissance 27 de la Figure 5 est appliqué à la borne de contrôle de puissance 236, que les valeurs de courant des sources de courant continu 222 et 223 sont contrôlées pour qu'elles aient des valeurs prédéterminées, et que les sources de courant 222 et 223 sont mises en fonctionnement dans ces conditions. Les signaux d'entrée des première et deuxième bornes de modulation d'entrée 232 et 233 servent de signaux d'entrée diffé- rentielle. Dans la description suivante, on suppose que le signal de modulation numérique est converti en un signal différentiel qui est ensuite appliqué aux bornes de modulation d'entrée 232 et 233, et que le potentiel à la première borne de modulation d'entrée 232 est suffisamment supérieur à celui à la deuxième borne de modulation d'entrée 233 quand le signal de modulation numérique est au niveau logique "0", et que le potentiel de la deuxième borne de modulation d'entrée 233 est suffisamment supérieur à celui à la première borne de modulation d'entrée 232 quand le si- gnal de modulation numérique est au niveau logique "1". Dans le circuit commutateur (Figure 7) ayant l'agencement ci-dessus, quand le signal de modulation numérique est mis au niveau logique "0i, c'est-à-dire, quand le potentiel à la pre- mière borne de modulation d'entrée 232 est suffisamment supérieur à celui à la deuxième borne de modulation d'entrée 233, les poten- tiels de base des transistors 225, 226, 228 et 231 sont inférieurs aux potentiels de base des transistors 224, 227, 229 et 230. Les transistors 225, 226, 228 et 231 sont bloqués, et il n'y a pas de courants passant dans ceux-ci. Pour cette raison, les courants de collecteur des transistors 218 et 219 passent dans les résistances 234 et 235 et les chemins de collecteur-émetteur des transistors 224 et 227. Les courants de collecteur des transistors 220 et 221 passent dans les chemins de collecteur-émetteur des transistors 229 et 230. Par conséquent, le signal introduit par les bornes d'entrée différentielle 201 est amplifié de façon différentielle par les transistors 218 et 219, et le signal amplifié de façon différentielle est sorti entre les bornes de sortie 217. Cependant, puisque les courants de collecteur des transistors 220 et 221 ne passent pas dans les résistances 234 et 235, le signal introduit par les bornes d'entrée différentielle 204 n'est pas sorti par les bornes de sortie 217. C'est-à-dire que seul le signal de sortie introduit par le circuit oscillateur 23 dans les bornes d'entrée différentielle 201 est amplifié et apparaît entre les bornes de sortie 217. Quand le signal de modulation numérique est mis au niveau logique "1", c'est-à-dire, quand le potentiel à la deuxième borne de modulation d'entrée 233 est suffisamment supérieur à celui de la première borne de modulation d'entrée 232, les potentiels de base des transistors 224, 227, 229 et 230 sont inférieurs à ceux des transistors 225, -226, 228 et 231. Les transistors 224, 227, 229 et 230 sont bloqués, et il n'y a pas de courants passant dans ceux-ci. Pour cette raison, les courants de collecteur des transis- tors 220 et 221 passent dans les résistances 234 et 235 et les chemins de collecteur-émetteur des transistors 228 et 231. Les courants de collecteur des transistors 218 et 219 passent dans les chemins de collecteur-émetteur des tiansistors 225 et 226. Le signal introduit entre les bornes d'entrée différentielle 204 est amplifié de façon différentielle par les transistors 220 et 221, et le signal amplifié de façon différentielle est sorti entre les bornes de sortie 217. Cependant, puisque les courants de collecteur des transistors 218 et 219 ne passent pas dans les résistances 234 et 235, le signal introduit par la borne d'entréedifférentielle 201 n'est pas sorti entre les bornes de sortie 217. C'est-à-dire que seul le signal de sortie du circuit oscillateur 24 envoyé aux bornes d'entréediffére"tielle 204 est amplifié, et le signal amplifié est sorti entre les bornes de sortie 217. Comme on l'a décrit plus haut, dans le circuit commutateur représenté sur la Figure 7, quand le signal de modulation numéri- que est mis au niveau logique "0", le signal introduit entre les bornes d'entrée différentielle 201 est amplifié et sorti. Cepen- dant, quand le signal de modulation numérique est mis au niveau logique "1", le signal introduit par les bornes d'entrée différen- tielle 204 est amplifié et sorti. Puisqu'un condensateur et une résistance ayant une valeur de résistance élevée qui augmentent la * constante de temps ne sont pas présents dans le circuit commuta- teur, le circuit commutateur peut fonctionner à vitesse élevée. Sur la Figure 7, les transistors 218 et 219 et les transis- tors 220 et 221 servent respectivement d'amplificateurs différen- tiels. Même si un bruit est appliqué entre la borne de masse 213 et la borne de source d'alimentation 211 ou entre les bornes d'en- trée 201 et 204, le bruit peut être éliminé et il n'est pas sorti entre les bornes de sortie différentielle 217. De plus, un courant passant de la source d'alimentation connectée entre la borne de masse 213 et la borne de source d'alimentation 211 au circuit com- mutateur est constitué d'un courant passant dans la première source de courant continu 222 et d'un courant passant dans la deuxième source de courant continu 223. C'est-à-dire que le courant n'est constitué que du courant continu. Pour cette raison, le cir- cuit commutateur représenté sur la Figure 7 ne devient pas une source de bruit pour les autres circuits (par exemple, un circuit oscillateur) connectés à la source d'alimentation. Dans le circuit commutateur tel que décrit plus haut en référence à la Figure 7, tous les courants passant de la source d'alimentation connectée entre la borne de source d'alimentation 211 et la borne de masse 213 passent dans les sources de courant continu 222 et 223. Les valeurs de courant des sources de courant continu 222 et 223 peuvent être contrô6lées par le signal appliqué à la borne de contrle' de puissance 236. C'est-à-dire que la con- sommation de courant de tout le circuit commutateur peut être contrôlée par le signal appliqué à la borne de contrôle de puis- sance 236. Dans certains cas, la consommation de courant de tout le circuit peut être établie pour qu'elle soit nulle pour arrêter le fonctionnement de circuit, c'est-à-dire que le circuit peut être établi dans l'état d'attente. Quand les valeurs de courant des sources de courant continu 222 et 223 sont changées, les va- leurs des courants passant dans les transistors sont changées en conséquence, de sorte que le gain du circuit amplificateur diffé- rentiel est également changé. Par conséquent, le niveau du signal de sortie des bornes de sortie 217 peut être également contr8lé en plus de la consommation de courant de tout le circuit. Le circuit commutateur représenté sur la Figure 7 a une caractéritique de vitesse de commutation élevée. Par exemple, dans le circuit commutateur représenté sur la Figure 3, un signal d'en- trée supposé ne pas être sorti peut fuire jusqu'à la borne de sortie ou la borne d'entrée opposée au moyen d'une capacité para- site des chemins de collecteur-base des transistors 202, 203, 205 et 206. Cependant, dans le circuit commutateur reprsenté sur la Figure 7, les transistors 224, 227, 228 et 231 sont connectés entre les collecteurs des transistors 218, 219, 220 et 221 et la borne de sortie 217 et entre les collecteurs des transistors 218 et 219 et les collecteurs des transistors 220 et 221. Par conséquent, même si une capacité parasite est présente dans les chemins de collecteur-base des transistors 218, 219, 220 et 221, le signal de fuite a une amplitude très faible, et la vitesse de commutation peut être augmentée. Un agencement du circuit commutateur 25 de la Figure 5 est donné à titre d'exemple sur la Figure 7. L'émetteur représenté sur la Figure 5 comprend le circuit amplificateur de puissance 26 et le circuit de contrôle de puissan- ce 27 en plus des circuits oscillateurs 23 et 24 et du circuit com- mutateur 25. On peut mettre en oeuvre un agencement de circuit permettant d'obtenir une puissance de sortie suffisante du circuit amplifi- cateur de puissance 26. Il est préférable d'agencer le circuit de manière à ce qu'il contr8le la consommation de courant de tout le circuit et le niveau de signal de sortie. Quand on prend en compte l'efficacité de conversion de puissance, il est souvent plus pré- férable d'agencer un circuit avec une seule extrémité d'un circuit amplificateur différentiel. Dans ce cas, puisque les circuits oscillateurs et le circuit commutateur ont un agencement de circuit amplificateur différentiel et;qoe lesautres circuits agissent r-o - aisément contre- eux Y, le circuit amplificateur de puissance n'a pas besoin d'avoir un agencement de circuit amplificateur diffé- rentiel. Dans ce cas, si un signal de sortie différentiel du circuit commutateur est un signal de sortie différentiel, on utilise une des bornes de sortie. Le circuit de contrôle de puissance est agencé de telle sorte qu'un courant passant de la source d'alimentation par la résistance de réglage de puissance connectée à la borne d'entrée 28 est converti en un signal de commande, et ce signal de commande est fourni aux circuits respectifs. Le circuit de contrôle de puis- sance est agencé de préférence pour changer la consommation de courant selon la valeur de résistance de la résistance de réglage de puissance. Le circuit de contrôle de puissance est agencé pour qu'il ait pour fonction de valider et d'invalider lescircuits respectifs connectés à la sortie et au circuit de contrôle de puissance proprement dit selon un signal d'entrée de la borne d'entrée 29. On va décrire ci-dessous un effet de l'exemple de réalisa- tion représenté sur la Figure 5. Le circuit de la Figure 5 a le même effet que l'exemple de réalisation de la Figure 1 dans la mesure o la fonction de modu- lation FSK est concernée. De plus, presque toutes les fonctions du circuit (Figure 5) en tant qu'émetteur sont incorporées dans un seul bottier. Par conséquent, on peut agencer un système de trans- mission compact quand une source d'alimentation, une antenne, son circuit d'accord, et une résistance de réglage de puissance sont connectés à l'émetteur. La consommation de courant et le niveau du signal de sortie peut être contrôlé de fagon optimale au moyen de la résistance de réglage de puissance connectée extérieurement. Le circuit de la Figure 5 peut être validé ou invalidé au moyen d'un circuit extérieur. La consommation de courant de tout le circuit est établie pour qu'elle soit presque nulle, et le circuit est établi dans un état dit d'attente. On a décrit l'exemple de réalisation représenté sur la Figure 5. Les circuits oscillateurs et le circuit commutateur utili- sés dans la présente invention ne sont pas limités à ceux repré- sentés sur les Figures 2, 3, 6 et 7. Par exemple, la source de courant continu 105 et le cir- cuit de polarisation 109 inclus dans le circuit oscillateur (Fi- gure 2), et la source de courant continu 212 et le circuit de polarisation 214 inclus dans le circuit commutateur (Figure 3) peuvent avoir une fonction à courant variable et une fonction à consommation de courant variable. Par conséquent, ce circuit oscil- lateur et ce-circuit commutateur peuvent être utilisés à la place du circuit oscillateur et du circuit commutateur représentés sur la Figure 5. On peut utiliser comme circuit oscillateur différents cir- cuits oscillateurs indiqués dans la demande de brevet des Etats- Unis d'Amérique NO 312557 (demande de brevet japonais N 6345666). Enfin, on peut utiliser n'importe quels circuits oscilla- teurs et commutateurs si on peut obtenir les fonctions nécessaires dans la présente invention. Dans l'exemple de réalisation de la Figure 5, la fonction de contrôle de puissance, c'est-à-dire le circuit de contrÈle de puissance 27 peut être omis. Dans ce cas, la fonction de contrôle de consommation d'énergie et la fonction de contrôle de niveau de signal de sortie sont omises dans les autres circuits. Quand on peut obtenir une puissance nécessaire en sortie du circuit commu- tateur 25, on peut omettre le circuit amplificateur de puissance 26. Dans les exemples de réalisation mentionnés plus haut et -leurs modifications, les résonateurs à ondes acoustiques de surface sont formés sur un substrat piézoélectrique unique. Cependant, la présente invention n'est pas limitée à cela. On peut former un ensemble de résonateurs à ondes acoustiques de surface sur un ensemble de substrats piézoélectriques si leurs matériaux sont identiques. Dans les exemples de réalisation ci-dessus et leurs modi- fications, le résonateur à ondes acoustiques de surface est mis en oscillation. Cependant, le circuit oscillateur n'est pas limité à cela. On peut exécuter une oscillation en utilisant, par exemple, un filtre à ondes acoustiques de surface, une ligne à retard à ondes acoustiques de surface, un résonateur à cristal, un résona- teur à céramique, ou l'équivalent. Dans ce cas, on peut concevoir individuellement les formes des électrodes formées sur les sub- strats piézoélectriques. Dans ce cas, on peut former un ensemble de résonateurs sur un seul substrat piézoélectrique ou sur des substrats piézoélectriques individuels si leurs matériaux sont identiques. En plus des circuits oscillateurs et des circuits commu- tateurs, on peut former sur le substrat de circuit intégré à semi- conducteur d'autres circuits tels qu'un circuit amplificateur pour amplifier un signal d'entrée/sortie et un circuit pour convertir un signal de sortie en un signal numérique. On a décrit la présente invention en se référant aux exem- ples de réalisation particuliers et à leur modification. La pré- sente invention n'est pas limitée à ceux-ci. On peut faire diffé- rents changements et modifications dans l'esprit et le cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Modulateur caractérisé en ce qu'il comprend: un ensemble de résonateurs piézoélectriques (2,3;10,11; 21,22); un ensemble de circuits oscillateurs (5,6;12,13;23,24), disposés selon une correspondance univoque par rapport à l'ensemble des résonateurs piézoélectriques, pour engendrer des signaux de différentes fréquences en correspondance avec les résonateurs piézoélectriques correspondants; et un circuit commutateur (7;25) pour sélectionner un signal de fréquence prédéterminée parmi l'ensemble des signaux de diffé- rentes fréquences en fonction de la valeur d'un signal numérique à moduler, et pour sortir le signal de fréquence sélectionnée comme signal de modulation. 2. Modulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'ensemble de résonateurs piézoélectriques (2,3;10,11;21,22) sont formés sur un seul substrat piézoélectrique (1), et l'ensem- ble de circuits oscillateurs (5,6;12,13;23,24) et le circuit com- mutateur (7;25) sont formés sur un seul substrat (4) différent du substrat piézoélectrique. 3. Modulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit oscillateur (5,6;23,24) comprend une paire de tran- sistors (100,101) dont les collecteurs sont connectés à une source d'alimentation (104) par l'intermédiaire de résistances (102,103), dont les émetteurs sont mis à la masse (106) par l'intermédiaire d'une source de courant constant (105) commune, et dont les bases ou les émetteurs sont connectés au résonateur piézoélectrique (2,3; 21,22). 4. Modulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit commutateur (7;25) comprend un circuit amplificateur (202,203,205,206;218, 219,220,221) pour recevoir et amplifier de façon différentielle leb signaux de sortie du circuit oscillateur (5,6;23,24). 5. Modulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal numérique est un signal binaire, et le nombre de résonateurs piézoélectriques (2,3;21,22) et de circuit oscillateurs (5,6;23,24) est égal à deux chacun. 6. Modulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal numérique est un signal à quatre valeurs, et le nom- bre des résonateurs piézoélectriques (2,3,10,11) et des circuits oscillateurs (5,6,12,13) est égal à quatre chacun. 7. Emetteur caractérisé en ce qu'il comprend: un ensemble de résonateurs piézoélectriques (21,22); un ensemble de circuits oscillateurs (23,24), disposés selon une correspondance univoque par rapport à l'ensemble de réso- nateurs piézoélectriques, pour engendrer des signaux de différentes fréquences en correspondance avec les résonateurs piézoélectriques correspondants; un circuit commutateur (25) pour sélectionner un signal de fréquence prédéterminée parmi l'ensemble des signaux de différentes fréquences selon la valeur d'un signal numérique à moduler, et pour sortir le signal de fréquence sélectionnée comme signal de modula- tion; et un circuit amplificateur de puissance (26) pour amplifier le signal de sortie du circuit commutateur (25). 8. Emetteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'ensemble de résonateurs piézoélectriques (21,22) sont formés sur un seul substrat piézoélectrique (1), et l'ensemble de circuits oscillateurs (23,24) et le circuit commutateur (25) sont formés sur un seul substrat (4) différent du substrat piézoélectrique. 9. Emetteur selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de contrôle de puissance (27) pour commander les opérations de l'ensemble de circuits oscilla- teurs, du circuit commutateur (25) et du circuit amplificateur de puissance (26) selon un signal d'entrée. 10. Emetteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit oscillateur (23,24) comprend un circuit amplifica- teur (100,101) pour recevoir et amplifier de façon différentielle le signal de sortie du résonateur piézoélectrique (21,22). 11. Emetteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit commutateur (25) comprend un circuit amplificateur (218,219, 220, 221) pour recevoir et amplifier de façon différentielle les signaux de sortie du circuit oscillateur. 12. Emetteur selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une antenne connectée à une borne de sortie (8) du circuit amplificateur (26). 13. Emetteur selon la revendication 9, caractérisé en ce que le circuit de contrôle de puissance (27) contrôle la consomma- tion d'énergie du circuit oscillateur (23,24), du circuit commuta- teur (25), et du circuit amplificateur de puissance (26) pour qu'elle soit nulle.