FR 2607642 A1 19880603 FR 8617152 A 19861202 CIRCUIT DARLINGTON A COMMANDE CASCODE La présente invention concerne un montage d'interrupteur de puissance de type Darlington à commutation ultrarapide utilisable dans des circuits électroniques de puissance. L'invention a été faite dans le cadre d'études menées au laboratoire d'électrotechnique et d'électronique de puissance de l'Ecole Supérieure d'Ingénieurs de Marseille (ESIM). Parmi les modes de commande rapide des transistors bipolaires, la commande par ouverture d'émetteur, couramment appelée dans la technique commande cascode, s'est avérée parti culièrement efficace. Ce mode de commande pour un transistor bipolaire de type NPN va être rappelé en relation avec la figure 1. Cette figure représente une charge L connectée en série avec les bornes principales d'un transistor de puissance T dont l'émetteur est connecté à une tension de référence (la masse) par l'intermédiaire d'un interrupteur auxiliaire T3. Pour la commande à la fermeture la base du transistor T est connectée à une source de courant IB La base du transistor T est également reliée à la masse par l'intermédiaire d'une diode Zener DZ, couramment en parallèle avec un condensateur C. A l'ouverture, la source de courant IB est déconnectée et l'interrupteur T3 est ouvert.L'ouverture de cet interrupteur auxiliaire T3 force le courant qui circulait préalablement dans le sens collecteur-émetteur (cas d'un transistor NPN) à s'écouler par la jonction collecteur/base et la diode Zener DZ. I1 en résulte un courant inverse de base très important égal au courant collecteur et un blocage ultrarapide du transistor. Ce circuit cascode présente de nombreux avantages - commutation ultrarapide à l'ouverture - faible temps de stockage et faible temps de descente - commutation rapide à la fermeture - grande facilité de commande par exemple l'emploi d'un transistor MOS comme interrupteur auxiliaire T3 rend le circuit particulièrement simple à mettre en oeuvre. I1 en résulte que le transistor de puissance T peut être utilisé au mieux de ses possibilités et en particulier que l'on peut atteindre une commutation sous tension élevée allant jusqu'à la tension d'avalanche de la jonction collecteur/base. Dans la pratique, pour les montages de puissance, au lieu d'utiliser un transistor bipolaire T unique, on utilise généralement, notamment pour réduire le courant de commande de base, des montages de type Darlington. On a donc essayé d'adapter à ces montages de type Darlington le montage cas code mentionné précédemment. Une telle adaptation peut être réalisée de la façon indiquée en figure 2. On retrouve dans cette figure 2 les éléments précédemment mentionnés charge L, transistor auxiliaire T3, source de courant IB, diode Zener DZ, condensateur C. Le transistor bipolaire de puissance NPN T est remplacé par deux transistors T1 et T2 dont les collecteurs sont interconnectés, l'émetteur du transistor pilote T1 étant connecté à la base du transistor principal T2 et la base du transistor pilote recevant le courant de commande de base. On a également illustré en figure 2 des résistances en parallèle sur les jonctions émetteur/base des transistors T1 et T2. En outre, des diodes de déstockage D sont connectées dans le sens passant de l'émetteur à la base du transistor pilote T1.Ainsi, à l'ouverture, quand l'interrupteur T3 est ouvert, le courant s'écoule par la jonction collecteur/base du transistor T2, les diodes D et la diode Zener DZ, pour bloquer très rapidement le transistor T2. En l'absence des diodes de déstockage D, le courant s'écoulerait par avalanche dans la jonction émetteur/base du transistor T1 ce qui pourrait détruire ce transistor. Ce type de montage cascode ne permet que la commutation rapide du transistor T2 mais n'accélère pas la durée de commutation à l'ouverture du transistor T1. D'un point de vue global, on arrive donc à la durée de commutation normale d'un transistor bipolaire unique (le transistor bipolaire -T1). C'est là un premier avantage par rapport au cas où ce montage cascode ne serait pas prévu et a il faudrait prévoir la durée correspondant aux deux transistors T1 et T2. Un objet de la présente invention est de prévoir un nouveau type de montage cascode pour circuit Darlington permettant vraiment d'obtenir pour le montage Darlington dans son ensemble un temps de commutation correspondant au temps de commutation d'un transistor unique en montage cascode. Pour atteindre cet objet ainsi que d'autres, la présente invention prévoit un circuit Darlington comprenant au moins un transistor pilote et un transistor de puissance à ouverture par l'émetteur, comprenant un interrupteur auxiliaire dispose entre 1 emeweur du transistor principal et la tension de référence.Ce circuit comprend en outre une diode connectée dans le sens passant de l'émetteur du transistor pilote à la base du transistor principal et des moyens à conduction unidirectionnelle à seuil connectés aux bases des transistors pilote et principal, ces moyens étant non conducteurs quand le courant de base normal est appliqué à ces transistors et conducteurs quand un courant collecteur-base circule dans les transistors pilote et principal, la différence entre les tensions de seuil de ces moyens étant supérieure à la chute de tension en direct de la jonction émetteur/base du transistor pilote et de la diode. Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens à conduction unidirectionnelle à seuil sont des diodes Zener. Selon un mode de réalisation de l'invention, la diode Zener connectée à la base du transistor du premier étage du montage Darlington est connectée en parallèle avec, ou est remplacée par, un deuxième interrupteur auxiliaire commandé en opposition de phase par rapport à l'interrupteur auxiliaire. Grâce à l'invention, on obtient les avantages des circuits Darlington bipolaires et de la commande par ouverture d'émetteur (commande cascode), à savoir - fonctionnement possible à la fois en haute tension, fort courant et fréquence élevée - très grande rapidité de commutation à la fermeture et à l'ouverture minimisant les pertes de commutation - très faible temps de délai entre l'ordre de commande et la réponse en puissance - grande facilité de commande ne nécessitant qu'une seule source d'alimentation. I1 en résulte la possibilité d'une commutation sous tension très élevée allant jusqu'à la tension d'avalanche collecteur/base des transistors. Ces objets, caractéristiques et avantages ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés plus en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite en relation avec les figures jointes parmi lesquelles la figure 1 représente un montage de transistor à commande cascode selon l'art antérieur la figure 2 représente un montage de circuit Darlington à commande cascode selon l'art antérieur la figure 3 représente de façon très schématique un montage de Darlington à commande cas code selon la présente invention la figure 4 représente diverses variantes et détails du montage selon la présente invention ; et la figure 5 représente des chronogrammes de tensions et courants en divers points du circuit de la figure 3. Dans ces diverses figures. de mêmes références alphanumériques désignent des éléments analogues ou identiques. On retrouve en figure 3 un montage Darlington constitué d'un transistor pilote T1 et d'un transistor principal T2. Toutefois entre émetteur du transistor pilote T1 et la base du transistor principal T2 est insérée une diode rapide D1 polarisée dans un sens propre à permettre la transmission du courant de base depuis l'émetteur du transistor T1 vers la base du transistor T2. Sur la base du transistor T1 est connectée, comme en figure 2, une diode Zener DZ1, éventuellement en parallèle avec un condensateur C1 constituant de façon connue un réservoir d'énergie pour aider à la commutation des diodes au moment de la fermeture et résolvant les problèmes de fronts d'énergie (sur tensions) liés à la présence d'éléments inductifs qui se manifestent toujours quand le circuit fonctionne à haute fréquence. En outre, à la base du transistor T2, en aval de la diode D1 comme cela est représenté dans la figure, est disposée une deuxième diode Zener DZ2, également éventuellement montée en parallèle avec un condensateur C2. Les diodes Zener DZ2 et DZ1 ont des tensions d'avalanche telles que, quand l'interrupteur T3 est ouvert, la diode D1 est bloquée, c'est-à-dire que la différence VZ2 - VZ1 entre ces deux tensions doit être supérieure aux chutes de tension en direct de la jonction émetteur/base du transistor T1 et de la jonction de la diode D1. En pratique, cette différence.doit être supérieure à 2 volts. D'autre part, la tension de seuil de la diode Zener DZ1 est imposée par les conditions de fonctionnement du circuit lors de la commande de base normale à la conduction, c'est-à-dire qu'il convient qu'il n'y ait pas de fuite en fonctionnement normal. En pratique, on pourra par exemple choisir VZ1 de l'ordre de 5 volts et VZ2 supérieur à 7 volts. Quand l'interrupteur auxiliaire T3 est ouvert, les courants de collecteur des transistors T1 et T2 s'écoulent respectivement par les diodes Zener DZ1 et DZ2 pour décharger très rapidement ces deux transistors, l'état de polarisation du transistor T1 permettant ce passage de courant du fait que la diode D1 se comporte comme un interrupteur. En d'autres termes, à l'ouverture, ce montage est équivalent à deux transistors commandés indépendamment par ouverture d'émetteur. La figure 4 représente divers détails et variantes de réalisation de l'invention. En plus des éléments figurant en figure 3 et indiqués par les mêmes références, on voit apparaître deux diodes dites d'antisaturation D2 et D3 respectivement connectées entre la source de courant de base et les collecteurs des transistors T1 et T2 et entre cette même source et la base du transistor T1. Ce réseau antisaturation classique améliore de façon connue les performances de commutation à l'ouverture. D'autre part, les points d'anode des diodes zener DZ1 et DZ2 sont connectés à la masse non pas directement mais par l'intermédiaire des diodes respectives D4 et D5. Ces diodes ont une fonction antiretour et servent dans le cas où une tension inverse risque d'être appliquée par exemple quand le réseau de commutation selon l'invention est utilisé dans un onduleur, auquel cas les diodes Zener pourraient conduire une partie du courant qui devrait normalement passer par une diode roue libre connectée en parallèle avec le transistor principal T2 et le transistor auxiliaire T3. En figure 4, on peut également voir en parallèle sur la diode Zener DZ1 un transistor T4 commandé en opposition par rapport au transistor auxiliaire T3. Ce transistor T4 en parallèle ovoc la diode DZ1 prend le relais de celle-ci immédiatement après l'ouverture et permet de réduire les tensions de seuil et donc de limiter les pertes d'énergie. Au lieu d'être en parallèle avec la diode DZ1, le transistor T4 pourrait remplacer cette diode. Auque cas, la tension de seuil de la diode Zener DZ2 peut être réduite. On diminue ainsi de façon globale la consozmation énergie du circuit à l'ouverture On a représenté en figure 4, pour la commande de base du transistor T1, une source de tension E en série avec un interrupteur I et une résistance RO. Cet interrupteur I n'a pas été représenté dans les figures précédentes mais est toujours prévu dans les montages classiques et est ouvert au moment où l'on ouvre l'interrupteur auxiliaire T3. On notera qu'avec le montage selon la présente invention, en raison de l'existence de la diode Zener DZ1, il devient possible de supprimer cet interrupteur I (normalement un transistor) si la tension E est inférieure à la tension de seuil de la diode zener DZ1 majorée de la chute de tension dans la diode D3.Ceci simplifie encore le circuit de commande, cette commande se faisant totalement et uniquement en ce cas par le transistor auxiliaire T3 (cas où le transistor T4 n'existe pas). La figure 5 représente l'allure des tensions dans les circuits des figures 3 et 4 quand le transistor auxiliaire T3 est successivement fermé puis ouvert. On peut y voir successivement - la tension grille/source VGST3 du transistor auxiliaire T3, - le courant de collecteur total passant dans une charge (IC total), - le courant de base IBT1 du transistor T1, - le courant de base IBT2 du transistor T2, - la tension de base VBT1 du transistor T1, - la tension de base VBT2 du transistor T2, - la tension VD1 aux bornes de la diode D1. La présente invention est susceptible de nombreuses variantes qui apparaitront à l'homme de l'art. En particulier, on pourra faire les adjonctions classiques normalement prévues dans les circuits Darlington. Par exemple, on a représenté en figure 4, sans référence, des résistances émetteur/base pour les transistors T1 et T2. D'autre part, les divers composants ne sont pas limités aux exemples précis indiqués ci-dessus. Notamment, alors que les éléments DZ1 et DZ2 ont toujours été mentionés ci-dessus comme étant des diodes Zener, d'autres éléments à conduction unidirectionnelle et à seuil pourraient être prévus. En outre, au lieu de prévoir un montage Darlington à un étage principal et un étage pilote, on pourrait prévoir comme cela est classique un montage Darlington à chaîne de transistors pilotes, par exemple un montage à trois transistors. Selon la présente invention, dans ce cas, une diode correspondant à la diode D1 sera montée en série avec l'émetteur de chacun des transistors pilotes et un élément à seuil telle qu'une diode Zener sera connecté sur la base de chacun des transistors pilote et principal pour décharger le courant vers la masse à l'ouverture. Dans la présente description et dans les revendications ci-après, on ne considère que le cas de transistors bipolaires de type NPN. I1 sera clair pour l'homme de l'art que la présente invention s'applique directement au cas de transistors PNP avec des modifications évidentes de polarisations. En outre, chacun des transistors considérés peut être remplacé par un ensemble de transistors en parallèle, de même que des diodes pourront être remplacées par des montages de diodes en série. REVENDICATIONS 1. Circuit Darlington comprenant au moins un transistor pilote (T1) et un transistor de puissance (T2) à ouverture par l'émetteur, comprenant un interrupteur auxiliaire (T3) disposé entre l'émetteur du transistor principal et une tension de référence, caractérisé en ce qu'il comprend en outre - une diode (D1) connectée dans le sens passant de l'émetteur du transistor pilote (T1) à la base du transistor principal (T2), et - des moyens à conduction unidirectionnelle à seuil (DZ1, DZ2) connectés aux bases des transistors pilote et principal, ces moyens étant non conducteurs quand le courant de base normal est appliqué à ces transistors et conducteurs quand un courant collecteur-base circule dans les transistors pilote et principal, la différence entre les tensions de seuil de ces moyens étant supérieure à la chute de tension en direct de la jonction émetteur/base du transistor pilote et de la diode (D1). 2 Circuit Darlington selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens à conduction unidirectionnelle à seuil sont des diodes Zener. 3. Circuit Darlington selon la revendication 2, caractérisé en ce que le montage Darlington comprend plus de deux transistors, auquel cas une diode est connectée en série avec chaque émetteur relié à la base d'un transistor suivant et chaque base est connectée à la tension de référence par l'intermédiaire d'une diode Zener. 4. Circuit Darlington selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce que la diode Zener connectée à la base du transistor du premier étage du montage Darlington est connectée en parallèle avec, ou est remplacée par, un deuxième interrupteur auxiliaire (T4) commandé en opposition de phase par rapport à l'interrupteur auxiliaire (T3). 5. Circuit Darlington selon la revendication 2, caractérisé en ce que chacune des diodes Zener est connectée à la tension de référence par ll-intermédiaire d'une diode antiretour. 6. Circuit Darlington selon la revendication 2, caractérisé en ce que chacune des diodes Zener est connectée en parallèle avec un condensateur (Cl, C2).