FR 2608857 A1 19880624 FR 8617799 A 19861219 CONVERTISSEUR CONTINU-CONTINU DU TPE "FORWARD" A COMMUTA TION A COURANT NUL ET A FONCTIONNEMENT EN COURANTS BIDIREC TIONNELS. L'invention vise à la égalisation d'un convertisseur continu-continu à faibles pertes de commutation aux fréquences élevées, qui soit de faible coût pour des puissances peu importantes, de l'ordre de la centaine de watts par exemple. Elle concerne plus particulièrement un convertisseur comportant un transformateur de puissance dont l'enroulement primaire ést couplé à une source de tension continue par un organe commutateur, tandis qu'un organe à conductibilité unidirectionnelle et un condensateur sont connectés en série avec l'enroulement secondaire du transformateur, ce convertisseur étant - d'une part, du type "forward", c'est-à-dire dans lequel les polarités sont telles que cet organe à conductibilité unidirectionnelle soit conducteur lorsque l'organe de commutation est conducteur, - d'autre part, dans leauel l'énergie est emmagasinée sous forme magnétique en utilisant l'inductance de fuite du transformateur de puissance et sous forme électrique car le condensateur, qui constitue un circuit LC avec ladite inductance de fuite, - enfin, dans lequel le circuit de commande de l'organe de commutation est agencé - d'une part, pour que l'organe de commutation soit passant pendant des cycles successifs séparés par des intervalles de temps et dont chacun se termine à un zéro de courant dudit organe de commutation, - d'autre part, pour que le condensateur, dont la tension est unipolaire, se décharge dans la charge pendant des fractions prédéterminées desdits cycles et sans qu'une fraction de son énergie soit restituée à l'inductance de fuite (ce qui supprime une cause de dissipation). La commutation à zéro de courant supprime les pertes de commutation, tandis que le caractère unipolaire de la tension aux bornes du condensateur supprime le risque d'instabilité du montage. Un convertisseur du type qui vient d'être défini est notamment décrit dans US-A-4 415 959 déposé le 20 Mars 1981 au nom de Vinciarelli. Dans ce convertisseur, l'organe à conductibilité unidirectionnelle impose l'unidirectionnalité du courant dans les deux enroulements du transformateur et la durée de charge du condensateur est L étant l'inductance de fuite du transformateur. Cette durée est une fonction lentement variable du courant dans la charge et les caractéristiques de sortie tension-courant du dispositif sont finalement fortement dépendantes dudit courant dans la charge ; d'où résultent un certain nombre d'inconvénients qui seront exposés plus complètement dans la suite. L'invention se propose de s'affranchir de ces inconvénients et de réaliser un convertisseur continu-continu qui cumule les avantages inhérents aux convertisseurs du type défini ci-dessus et ceux du convertisseur forward classique à commutation forcée au blocage, grâce à la bidirectionnalité du courant dans les deux enroulements du transformateur. Le convertisseur suivant l'invention est principalement caractérisé par l'adjonction d'un second organe de commutation bidirectionnel - avantageusement un transistor MOS connecté en série avec l'enroulement secondaire du transformateur et le condensateur et commandé directement par la tension aux bornes dudit condensateur. D'autres caractéristiques, ainsi que les avantages de l'invention, apparaltront clairement à la lumière de la description ci-après. Au dessin annexé La figure 1 est le schéma de principe d'un convertis seur conforme à un mode d'exécution préféré de l'invention La figure 2 illustre les formes d'ondes en différents points du montage de la figure 1 ; et La figure 3 représente les courbes caractéristiques de sortie d'un tel montage, comparées à celles du montage selon le brevet américain. A la figure 1, on a représenté un convertisseur continu continu du type n forward" comprenant - une source de tension continue +E ; - un transformateur de puissance ayant un enroulement primaire L1 et un enroulement secondaire L2 ; - un organe de commutation T1 en série avec L1 entre les deux bornes de la source ; - un premier organe à conductibilité unidirectionnelle D1 en série avec L2 et orienté pour être passant en même temps que T1 - un condensateur C en série avec L2 et D1 ;; - un puits de courant constant - un second organe à conductibilité unidirectionnelle D2 en parallèle sur C et orienté pour empêcher l'inversion de la tension aux bornes de C (L1 et L2 ayant les polarités relatives indiquées par les points et la tension VC aux bornes du condensateur la polarité indiquée par la flèche, D2 devient conducteur dès que VC s'annule, empêchant ainsi VC de devenir négatif) - un circuit de commande K de l'organe de commutation - un second organe de commutation Ta en parallèle sur D1 et apte à être commandé par la tension VC aux bornes de C. Le transformateur de puissance est réalisé de manière telle que son inductance de fuite secondaire L soit petite vis-àvis de la self du secondaire L2. L est, par définition, une 2 inductance fictive, égale à (LlL2-m4)/Ll, m étant l'induc- tance mutuelle entre L1 et L2. I1 doit être bien compris que des inductances réelles pourraient être ajoutées en série avec le primaire et/ou le secondaire : elles modifieraient alors la valeur de L. Avantageusement, T1 est un transistor MOS ayant une grille 91' une source sl et un drain dl. De même, T2 est un transistor MOS ayant une grille g2, une source s2 et un drain d2. La grille g1 est reliée au circuit de commande K, tandis que la grille g2 est reliée à la borne positive de C. D1 et D2 sont des diodes. Le puits de courant constant peut en pratique être constitué par une inductance beaucoup plus grande que L, en série avec la charge aux bornes communes de C et de D2 et qui sera parcourue par un courant pratiquement constant pendant le cycle de transfert d'énergie du condensateur vers la charge. A la figure 2, on a représenté en abscisses le temps t et en ordonnées en (a), le courant iT1 à travers T1 (sinusolde) et la tension VT1 aux bornes de T1 en (b), le courant iL dans l'enroulement secondaire (sinusoide) et le courant iD2 dans D2 en (c), le courant iC dans C et la tension VC à ses bornes. Pendant une première phase de fonctionnement qui part de l'instant t0 où le circuit de commande amorce T1, on a une croissance linéaire de iT1 et de iL et une décroissance linéaire de iD2. En effet, la tension induite au secondaire L2 polarise D1 dans le sens passant. La tension VC reste nulle, car D2 est polarisée dans le sens passant et débite un courant iD2 égal à la différence entre IS et iL. A l'instant tl, iL est devenu égal à Is, si bien que 1D2 est nul et que D2 va se polariser en sens inverse. C commence alors à se charger. A l'instant t2, VC est chargé à une tension le courant IL atteint sa valeur maximum tandis que le courant iT1 atteint sa valeur maximum 1 A l'instant t3, IL devient inférieur à IS et Vc atteint sa valeur maximum 2mE. En outre ic passe par zéro et change de signe. A l'instant t4 où iL s'est annulé et change de signe, il est évident que D1 ne peut plus conduire. Par contre, T2 peut conduire dès l'instant, compris entre t2 et t4, où Vc est positive et supérieure à la tension de seuil VC0 de grille du MOS. La conduction de T2 entre t4 et t5 permet le passage d'un courant IL de signe inversé, t5 est l'instant où la tension VC devient inférieure à VCO. La commande du blocage de T1 par le circuit K s'effectue à l'instant du deuxième passage à zéro de iTl, qu'il est facile de faire colncider avec t5. L'expérience et le calcul montrent que la durée de conduction tCT1 de T1 est pratiquement indépendante de la valeur de Is, ce qui permet d'utiliser une bascule monostable comme circuit de commande. Le MOS T1 devra être choisi pour que sa diode parasite ne conduise pas de courant dans le sens inverse. On notera que dans le montage décrit, le MOS T1 est utilisé en mode bidirectionnel (iT1 s'inverse à l'instant t4) si bien que tout problème de recouvrement avec sa diode parasite est supprimé. Le MOS T2 n'augmente pas la complexité du circuit de commande, du fait qu'il ne nécessite aucune commande propre, sa commande s'effectuant par la tension aux bornes du condensateur, ou par un diviseur capacitif si la tension globale est trop élevée. Ce montage combine les avantages du convertisseur forward classique à commutation forcée au blocage à ceux du dispositif du brevet américain cité, qui sont - absence de pertes au blocage dans le commutateur primaire T11 - utilisation de l'inductance parasite de fuites, - aucune surtension au blocage, ce qui est très avantageux dans le cas d'un découpage secteur, - très faible perturbation de la commande de grille de T1 par la commutation. En effet, comme le convertisseur forward classique, le montage décrit peut pratiquement fonctionner à fréquence constante. Pour en expliquer la raison, on se réfèrera à la figure 3 dans laquelle on a représenté les caractéristiques Vs/me (Vs étant la tension moyenne de sortie) en fonction de (IS étant le courant moyen de sortie) - en trait plein pour le montage décrit, - en pointillés pour un montage du type décrit dans le brevet américain susvisé. Les courbes 1 à 9 correspondent respectivement aux valeurs respectives 0,1 ; 0,2 ; 0,3 ; 0,4 ; 0,5 ; 0,6 ; 0,7 ; 0,8 et 0,9 du rapport f/fo, f étant la fréquence de commande. On voit que, dans le montage antérieur, les caractéristiques de sortie sont fortement dépendantes de Is. En particulier, le fonctionnement à vide est impossible à obtenir. Pour réaliser une source d'alimentation à tension fixe et à courant compris entre O Et Int il faut donc utiliser de grandes variations de la fréquence de commande. Dans le montage décrit, les caractéristiques de sortie sont sensiblement horizontales. I1 n'y a plus de problème de fonctionnement à vide et les variations de fréquence nécessaires au maintien d'une tension fixe de sortie sont très faibles. I1 en résulte que les problèmes d'asservissement du circuit de commande sont réduits, car les fonctions de transfert à utiliser sont proches de celles des alimentations classiques. Revendications 1. Convertisseur continu-continu comportant un transformateur de puissance dont l'enroulement primaire (L1) est couplé à une source de tension continue (+E) par un organe commutateur (T1), tandis qu'un organe à conductibilité unidirectionnelle (D1) et un condensateur (C) sont connectés en série avec l'enroulement secondaire du transformateur, ce convertisseur étant - d'une part, du type "forward", c'est-à-dire dans lequel les polarités sont telles que cet organe à conductibilité unidirectionnelle soit conducteur lorsque l'organe de commutation est conducteur, - d'autre part, dans lequel l'énergie est emmagasinée sous forme magnétique en utilisant l'inductance de fuite (L) du transformateur de puissance et sous forme électrique par le condensateur, qui constitue un circuit LC avec ladite inductance de fuite, - enfin, dans lequel le circuit de commande (K) de l'organe de commutation est agencé - d'une part, pour que l'organe de commutation soit passant pendant des cycles successifs séparés par des intervalles de temps et dont chacun se termine à zéro de courant dudit organe de commutation, - d'autre part, pour que le condensateur dont la tension est unipolaire se décharge dans la charge pendant des fractions prédéterminées desdits cycles et sans qu'une fraction de son énergie soit restituée à l'inductance de fuite (ce qui supprime une cause de dissipation), caractérisé par un second organe de commutation bidirectionnel (T2) connecté en série avec l'enroulement secondaire (L2) du transformateur et le condensateur (C) et commandé directement par la tension aux bornes dudit condensateur. 2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit second organe de commutation bidirectionnel est un transistor MOS (T2) connecté en parallèle sur le premier organe à conductibilité unidirectionnelle (D1) et dont la grille (92) est reliée audit condensateur (C). 3. Convertisseur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par un second organe à conductibilité unidirectionnelle (D2) connecté en parallèle sur le condensateur (C) et orienté pour empêcher inversion de la tension aux bornes du condensateur. 4. Convertisseur selon la revendication 3, caractérisé par un puits de courant constant (ifs) comprenant une inductance de valeur beaucoup plus grande que ladite inductance de fuite, et connecté en série avec la charge aux bornes communes du condensateur (C) et du second organe à conductibilité unidirectionnelle (D2). 5. Convertisseur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le premier organe de commutation bidirectionnel est un transistor MOS (T1).