FR 2615057 A1 19881110 FR 8706314 A 19870505 Procédé et dispositif de simulation de chemin d'écho pour tester des annuleurs d'écho. La présente invention concerne de maniere générale des problèmes rencontrés pour contrôler des performances d'un annuleur d'écho, par exemple, au terme de sa fabrication ou sprues une opération de maintenance. Actuellement, un annuleur d'écho, dit également suppresseur d'écho, est contrôlé en le faisant fonctionner avec divers types de câbles de transmission connus par expérience pour être les plus pénalisant par l'écho créé. Outre le fait qu'un tel contrôle de par son principe n'est pas complet, il présente plusieurs inconvénients. Les câbles de transmission utilisés doivent avoir une longueur importante afin de générer un signal d'écho convenable pour le coptrôle de l'annuleur. I1 en résulte le besoin de disposer sur le lieu du contrôle d'une infrastructure adaptée, telle qu'une surface de stockage des cales et des moyens de manutention. De plus, les opérations de manutention, de câblage et de décâblage des câbles entrainent un temps total nécessaire à l'exécution du contrôle qui est relativement élevé. Par ailleurs, la qualité du contrôle n'est pas satisfaisante. En effet, de maniere générale, les mesures sur. des systèmes de transmission numérique demandent une parfaite martyrise et connaissance des signaux présents dans le support de transmission et plus particulièrement des signaux de bruit. Un câble de longueur importante est difficilement contrôlable du point de vue des influenccs extérieures parasites, par exemple de type électromagnétique. La présente invention vise 9 fournir un procédé de test d'on annuleur d'écho et des dispositifs de simulation de chemin d'écho pour pallier les inconvénients de la technique antérieure évoqués ci-dessus. A cette fin, un procédé selon l'invention pour évaluer l'aptitude d'un annuleur d'écho à synthétiser une réponse impulsionnelle de chemin d'écho donnée, est caractérisé en ce que l'annuleur d'écho est testé pour une approximation de ladite réponse impulsionnelle donnée constituée par une pluralite de réponses impulsionnelles discrets de chemin d'écho ayant toutes une forme rectangulaire et déduites d'un échantillonnage à une fréquence déterminée de la réponse impulsionnelle donnée, et en ce que de l'aptitude de l'annuleur d'écho a synthétiser individuellement chacune desdites réponses impulsionnelles discrètes est évaluée son aptitude à synthétiser la réponse impulsionnelle de chemin d'écho donnée. Un dispositif de simulation de chemin d'écho pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention, interconnectant des premier et second équipements de transmission transmettant l'un vers l'autre des premier et second signaux numériques et comprenant chacun un annuleur d écho a évaluer, est caractérisé en ce qu'il comprend des premiers et seconds moyens d'adaptation 2 fils/4fils pour adapter des premiere et seconde voies de transmission unidirectionnelles de sens opposés incluses dans ledit dispositif a des premiere et seconde liaisons bidirectionnelles desservant lesdits premier et second équipements, des premiers moyens recevant le premier signal numérique transmis dans la premiere voie par le premier équipement a travers lesdits premiers moyens d'adaptation et présentant une réponse impulsionnelle de forme rectangulaire réglable en amplitude et en positions pour mettre en forme et injecter dans la seconde voie un premier signal d'écho dérivé du premier signal transmis dans la premiere voie, et des seconds moyens recevant le second signal numérique transmis dans la seconde voie par le second équipement à travers lesdits seconds moyens d'adaptation et présentant une réponse impulsionnelle de forme rectangulaire réglable en amplitude et en position, pour mettre en forme et injecter dans la première voie un second signal d'écho dérivé du second signal transmis dans la seconde voie. Le procédé selon l'invention présente l'avantage de requérir pour sa mise en oeuvre un dispositif de simulation de chemin d'écho ayant une réponse impulsionnelle de forme simple. Ce dispositif de simulation est par conséquent de structure peu complexe et peut être portable. De plus, la structure du dispositif de simulation est symétrique afin de pouvoir tester simultanément deux annuleurs d'écho dans des conditions proches de conditions réelles de transmission entre deux équipements. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaftront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préférées d'un dispositif de simulation selon l'invention en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels - la Fig. 1 montre shématiquement une configuration de test des annuleurs d'écho selon la technique antérieure - la Pig. 2 montre une forme d'onde réelle d'une réponse impulsionnelle de chemin d'écho dans un réseau téléphonique ;; - la Fig. 3 est un bloc-diagramme fonctionnel d'un dispositif de simulation d'un chemin d'écho selon l'invention - la Fig. 4 est un bloc-diagramme détaillé d'un générateur d'écho inclus dans un dispositif de simulation tel que représenté a la Fig, 3 - la Fig. 5 montre des formes d'onde de signaux de rythme et de signaux impulsionnels produits par le générateur d'écho montré a la Fig. 4 ; et la Fig. 6 montre des moyens supplémentaires inclus dans le générateur d'écho, pour régénérer un signal bipolaire reçu. Une configuration de test selon la technique antérieure est représentée à la Fig. 1. Cette configuration fait appel à deux équipements de transmission analogues ET1 et ET2 reliés par un capable C, par exemple de types paires symétriques. Les équipements ETl et ET2 comprennent chacun un annuleur d'écho à tester, AE1 et AE2 respectivement. Le premier équipement de transmission ET1 est montré cn détail. Il comprend outre 1'annuleur d'écho AE1, un modulateur Mol, un coupleur 2 fils/4 fils COI, tel qu'un transformateur différentiel, et un démodulateur DE1. L'annuleur d'écho AE1 comprend essentiellement, comme il est connu, un filtre transversal numérique adaptatif FT1 réalisant un produit de convolution entre un signal d'entrée à transmettre stl(t) vers l'équipement ET2, fourni sous forme numérique, et une suite de coefficients représentant une réponse impulsionnelle de chemin d'écho synthétisé re'l(t), rel(t) étant la réponse impulsionnelle réelle du chemin d'écho. L'annuleur d'écho AEI calcule une estimation de l'écho, dite écho synthétisé, e1(t) = st1(t)*re'l(t) qui est reçue par l'équipement ETI en réponse a la transmission du signal st1 (t), via le câble CB, vers l'équipement éloigné ET2.Cette estimation e1(t) = st1(t)*re'l(t) est soustraite d'un signal sr1(t) fourni par le coupleur COl à l'annuleur AE1. Le signal sr1(t) est reçu par le coupleur Col via le câble CB et comprend une composante correspondant à un signal st2(t) transmis par l'équipement lointain ET2, et une composante d'écho. L'annuleur d'écho AE1 délivre en sortie le signal srl(t) - e1(t) débarrassé de la composante d'écho, due à la réponse réelle rel(t), et correspondant au signal st2(t) transmis par l'équipement éloigné ET2. De même, le second équipement ET2 réalise des opérations analogues pour récupérer un signal sr2(t) - e2 (t) correspondant au signal stl(t) transmis par le premier équipement ET1. Les modulateur M01 et démodulateur DE1 sont de type connu. Le modulateur M01 reçoit le signal d'entrée numérique stl(t) à transmettre, sous forme de mots binaires sérialises à un débit égal, .par exemple, à 160 kbit/s, et le convertit en un code de ligne bipolaire à une fréquence de rythme F - 160 kHz pour le transmet.re via le coupleur COl dans le câble CB vers l'équipement lointain ET2. Le démodulateur DE1 réalise l'opération inverse sur le signal srl(t) - e1(t). Le calcul de taux d'erreur a partir des signaux transmis, st1(t) et st2(t), et des signaux reçus, sr1(t) - e1(t) et sr2(t) - e2 (t) permet d'évaluer l'efficacité des annuleurs d'écho AEl et AE2. Une forme d'onde d'une réponse impulsionnelle de chemin d'écho re(t) telle que l'on peut l'obtenir en réalisant une liaison des équipements ET1 et ET2 via un réseau téléphonique, est représentée à la Fig. 2. Cette forme d'onde peut être mesurée dans une configuration de test telle que montrée à la Fig. 1, en appliquant en entrée du coupleur COl un signal stl(t) = d(t), où 6(t) est une impulsion de Dirac. Le signal st2(t) étant nul, le signal sr1(t) mesuré en sortie du coupleur COl représente alors la réponse impulsionnelle de chemin d'écho re(t) = rel(t) =-srl(t}. Par rapport à un instant origine O, où est appliquée l'impulsion de Dirac 6(t), la réponse re(t) est retardée d'un temps tp nécessaire au parcours du chemin d'écho. Dans le cas de la configuration de test montrée à la Fig. 1, le temps tp est essentiellement dû au temps de propagation introduit par le ca^ble CB. Comme montré à la Fig. 2, la forme d'onde réelle d'une réponse impulsionnelle de chemin d'écho est généralement complexe et par conséquent délicate à simuler. Toutefois, la réponse impulsionnelle re(t) peut être approximée par une somme de réponses impulsionnelles discrètes de chemin d'écho. La réponse impulsipnnelle re(t) peut être exprimée par la somme suivante où T est un -temps prédéterminé définissant une période d'échantillonnage de la réponse re(t), où n est un entier compris entre un entier minimum K égal a la partie entière de tp/r et un entier.maximum N égal à la partie entière de (tp + ta)/r, où e (t) est une réponse impulsionnelle discrète de chemin d'écho ayant une forme rectangulaire et d'amplitude unité, telle que e(t) = 1 pour tCO,rC et e(t) - 0 pour tEe O,TE ,et AK à AN sont les amplitudes respectives des réponses impulsionnelles diacrètes composant la somme approximant la réponse re(t). Un dispositif selon l'invention est basé sur un principe de décomposition en éléments simples. En effet, si l'annuleur d'écho est capable de synthétiser successivement chacune des réponses impulsionnelles discrètes composant la réponse impulsionnelle réelle de chemin d'écho pour laquelle on désire tester l'annuleur, alors l'annuleur est également capable de synthétiser la réponse impulsionnelle réelle re(t). il découle de ce qui précède qu'un dispositif de simulation de chemin d'écho selon l'invention simulant une réponse impulsionnelle de chemin d'écho du type A.e(t - nn), où n et A sont des paramètres ajustables, permet de tester l'annuleur d'écho pour toute réponse impulsionnelle réelle re(t). Le test de l'annuler d'écho peut, par exemple, être réalisé a l'aide d'un calculateur mémorisant les différentes valeurs de l'entier n ainsi que les différentes amplitudes i à En référence à la Fig. 3, un dispositif de simulation DS selon l'invention remplace le câble CB et relie les équipements ETl et ET2. Le dispositif DS comprend deux coupleurs 2 fils/4 fils analogues 1 et 2, le reliant respectivement à travers des liaisons bidirectionnelles à deux fils Li et L2 aux coupleurs 2 fils/4 fils, tels que le coupleur C01, dans les équipements ET1 et ET2. Les coupleurs 1 et 2 sont destinés à aiguiller les signaux bipolaires transmis de l'équipement ET1 vers l'équipement ET2 et réciproquement dans deux voies de transmission unidirectionnelles et symétriques . Une premiere voie de transmission 12-21, de l'équipement ET1 vers l'équipement ET2, est constituée par une combinaison série d'un circuit de simulation à transmittance de câble 3, d'un sommateur 4, et de deux transformateurs de ligne 6 et 7 et par un générateur d'écho 5.Une seconde voie de transmission 22-11, de l'équipement ET2 vers l'équipement ET1, est constituée par une combinaison série d'un circuit de simulation à transmittance de câble 3a, analogue au circuit 3, d'un sommateur 4a, analogue au sommateur 4, et de deux transformateurs de ligne 6a et 7a, analogues aux transformateurs 6 et 7, et par un générateur d'écho 5a, analogue au générateur 5. Ces différents circuits inclus dans les deux voies sont décrits en détail dans la suite en référence à la première voie. Le coupleur 1 connecté aú coupleur COl de l'équipement ET1 à travers la liaison L1 est montré en détail. Le coupleur I comprend essentiellement un amplificateur opérationnel All fonctionnant en soustracteur. Une entrée directe (+) de l'amplificateur Ali est reliée a un premier fil de la liaison Lla travers un condensateur de liaison C11 et à une entrée unidirectionnelle il du coupleur 1 à travers une impédance Zil. L'entrée 11 est reliée une sortie 49a du sommateur 4a dans l'autre voie.Une entrée inverse (-) de l'amplificateur All est connectée à l'entrée 11 à travers un impédance Z12. Une impédance Z13 est placée en contre-réaction entre l'entrée (-) et une sortie unidirectionnelle 12 de l'amplificateur Ail. Un second fil de la liaison L1 est relié a une borne, a une tension de référence du dispositif DS, a travers un condensateur de liaison C12. La sortie 12 est reliée a une entrée 51a du générateur d'écho 5a et au transformateur 6 pour délivrer un signal équivalent au signal stl(t) transmis par ltéquipement ET1. Le coupleur 1 est équilibré et n'assure aucune transmission parasite de son entrée 11 vers sa sortie 12 lorsque l'égalité Z11/Ze = Z12/Z13 est vérifiée, Ze étant l'impédance d'entrée/sortie du coupleur COl vue du coupleur 1 a travers les condensateurs C11, C12 et la liaison L1. Le coupleur C01 dans l'équipement ETi respecte également une équation d'équilibre du meme type de telle sorte que le signal srl(t) délivré par le coupleur COl a l'annuleur d'écho AE1 ne comporte aucune composante d'écho local due a une transmission directe du signal stl(t) vers l'annuleur d'écho AE1 à travers le coupleur C01. Le circuit a transmittance de câble 3 a pour fonction de déformer et d'atténuer le signal transmis de la même façon que le fait un câble. Le circuit 3 simule ainsi la transmittance d'un câble et peut être un filtre comprenant des éléments résistifs, capacitifs, et inductifs, ou plus simplement un câble tel que le câble CB mais de longueur réduite. Le circuit à transmittance de câble 3 est relié à la sortie 12 du coupleur 1 à travers le transformateur de ligne 6. Un premier enroulement du transformateur 6 est connecté entre la sortie 12 et la borne de référence. Un second enroulement du transformateur 6 èst connecté entre deux entrées du circuit 3. Entre deux sorties du circuit 3 est connecté un premier enroulement du transformateur 7. Un second enroulement du transformateur 7 est connecté entre la borne de référence et une première entrée 41 du sommateur 4. Le sommateur 4 est un circuit comprenant essentiellement un amplificateur opPrationnel 42 fonctionnant en additionneur. Une entrée directe (+) de l'amplificateur 42 est reliée à l'entrée 41 du sommateur 4 à travers une résistance 43 et à une seconde entrée 44 du sommateur 4 à travérs une résistance 45 et un condensateur 46 en série. Une entrée inverse (-) de l'amplificateur 42 est connectée à la borne de rpférence à travers une résistance 47. Une résistance de contre-réaction 48 est placée entre l'entrée inverse (-) et une sortie 49 de l'amplificateur 42 délivrant la somme des signaux présents aux première et seconde entrées 41 et 44. L'entrée 44 et la sortie 49 sont connectées respectivement à une sortie 52 du générateur d'écho 5 et à une entrée unidirectionnelle 2] du coupleur 2 fils/4 fils 2. Le coupleur 2 fils/4 fils 2, analogue au coupleur 1, délivre par une sortie unidirectionnelle 22 un signal correspondant au signal st2(t) transmis par l'équipement ET2 via la liaison bidirectionnelle L2. La sortie 22 est reliée à une entrée 51 du générateur d'écho 5 et à un premier enroulement du transformateur 6a. Le premier enroulement du transformateur 6a est connecté entre la sortie 22 et la borne de référence. Un second enroulemene- du transformateur 6a est placé entre deux entrées du circuit à transmittance de câble 3a. Le circuit de transmittance de c ble 3a, analogue au circuit 3, comprend deux sorties entre lesquelles est connecté un premier enroulement du transformateur 7a. Un second enroulement du transformateur 7a est connecté entre la borne de référence et une première entrée 41a du sommateur 4a. Une seconde entrée 44a est reliée à une sortie 52a du générateur d'écho Sa. Comme déjà dit, la sortie 49a du sommateur 4a est reliée à l'entrée 11 du coupleur 1. Le dispositif DS peut assurer le passage d'un courant de téléalimentation fourni par le premier équipement ET1 au second équipement ET2. A cet effet est prévu dans le dispositif DS un circuit de téléalimentation 8. Le circuit de téléalimentation 8 est connecté aux liaisons L1 et L2, en parallèle aux voies de transmission. Les condensateurs C11 et C12 du coupleur 1 et ceux du coupleur 2 empêchent le passage d'un courant continu par les voies de transmission. Le circuit 8 comprend une bobine d'arrêt 81 et une résistance 82 connectées en série entre le premier fil de la liaison L1 et un premier fil de la liaison L2. Une bobine d'arrêt 83 et une résistance 84 sont connectées en série entre le second fil de la liaison L1 et un second fil de la liaison L2. Dans l'équipement ET1, une alimentation TA injecte un courant continu de téléalimentation dans des enroulements secondaires d'un transformateur de ligne TL1 du coupleur C01.Les résistances 82 et 84 limitent ce courant continu et simulent des pertes dans un câble, ctest-à-dire les résistances du fil du câble simulé par les circuits 3 et 3a. Les bobines d'arrêt 81 et 83 interdisent le passage des signaux de transmissions à travers le circuit de téléalimentation 8. Le générateur d'écho 5a est décrit en détail dans la suite de la description. Les générateurs d'écho 5 et 5a reçoivent chacun, respectivement par des bus 53, 54, et 53a, 54a deux mots binaires de commande déterminant les paramètres n et A de la réponse impulsionnelle discrète de chemin d'écho à simuler. Les mots binaires de commande sont délivrés par un calculateur ou un pupitre de commande et correspondent chacun à une valeur déterminée de l'un des paramètres n et A. Le signal srl(t) reçu dans ltéquipement ET1 peut être exprimé en fonction du signal stl(t) et d'un signal sl2(t) présent à entrée 41a du sommateur 4a. Le signal sl2(t) provient de l'équipement ET2 et correspond au signal st2(t) transmis par ce dernier. On désigne par SRl(p), STl(p) et SL2(p) les transformées de Laplace respectives des signaux srl(t), stl(t) et sl2(t), par 111 (p) la fonction de transfert dans le sens ET1 vers ET2 de l'ensemble constitué par le coupleur CO1, la liaison L1 et le coupleur 1, par H2(p) la fonction de transfert dans le sens ET2 vers ETI de l'ensemble constitué par le coupleur CO1, la liaison L1 et le coupleur 1, et par Hge(p) la fonction de transfert du générateur d'écho 5a. Comme déjà dit, les coupleurs C01 et 1 étant équilibrés, c'est-à-dire ayant chacun une fonction de transfert quasiment sans effet entre entrée et sortie unidirectionnelles, la transformée de Laplace SR1(p) est donnée par la relation suivante SR1(p) = H1(p).H2(p).Hge(p).ST1(p) + H2(p).SL2(p) Le terme H2(p).SL2(p) représente la composante du signal reçu dans l'équipement ET1 due au signal st2(t) transmis par l'équipement ET2. Le terme H1(p).H2(p).Hge(p).ST1(p) représente le signal d'écho introduit par le générateur 5a.Le produit des fonctions de transfert Hl(p).H2(p).Hge(p) doit être égal à le transformée de Laplace de la réponse impulsionnelle discrète de chemin d'écho simulée et peut être exprimé la fonction notée TL étant la transformée de Laplace. Le générateur d'écho 5a est représenté à la Fig. 4. Le générateur Sa comprend un circuit de régénération d'impulsion et de récupération de rythme 55, deux registres de retard programmables analogues 56 et 57, un circuit de mise en forme de signal d'écho par réglage de niveau 58, et un filtre de préaccentuation 59. Le circuit de régénération et de récupération de rythme 55 reçoit par l'entrée 51a un signal bipolaire équivalent au signal st1(t) et ayant des marques positives et négatives de tension. Le circuit 55 est classique et comprend en entrée deux comparateurs à seuil 551 et 552 pour produire deux signaux binaires H+ et B correspondant respectivement aux marques positives et négatives, en sortie deux bascules de décision 553 et 554 pour régénérer les signaux binaires en fonction d'un signal d'horloge récupéré et une boucle de verrouillage de phase (PLL) pour récupérer le rythme du signal bipolaire entrant. Le signal bipolaire est fourni à travers un condensateur de liaison C55 à une entrée directe (+) du premier comparateur 551 et à une entrée inverse (-) du second comparateur 552. Les comparateurs 551 et 552 constituent des détecteurs à seuil de tension. Le comparateur 551 a une entrée inverse (-) fixée à une tension de seuil continue positive +V inférieure à l'amplitude nominale de tension des marques positives du signal bipolaire et de préférence égale à la moitié de cette amplitude nominale. Le comparateur 552 a une entrée directe (+) fixée à une tension de seuil continue négative -V inférieure en valeur absolue à l'amplitude nominal: de tension des marques négatives du signal bipolaire. L'entrée (+) du comparateur 551 et l'entrée (-) du comparateur 552 sont connectées ensemble et reliées à la borne de référence à travers une résistance R55.Le condensateur C55 et la résistance R55 constituent un filtre RC passe-haut limitant d'éventuelles oscillations à basse fréquence. Une sortie du comparateur 551 est connectée à une entrée de données D de la bascule de type D 553 et délivre le signal binaire B+ correspondant aux marques positives détectées. Une sortie du comparateur 552 est connectée à une entrée de données D de l'autre bascule de type D 554 et délivre un signal binaire H correspondant aux marques négatives détectées. Les signaux binaires B+ et H sont fournis également à des première et seconde entrées, respectivement, d'un comparateur de phase 555 inclus dans le circuit 55. Une troisième entrée du comparateur de phase 555 reçoit d'un diviseur de fréquence 556 un signal impulsionnel de rythme H récupéré à la fréquence F = 160 kHz. Le comparateur de phase 555 fournit en sortie une tension de commande à un oscillateur commandé en tension (VCO) 557. L'oscillateur délivre un signal impulsionnel d'horloge Hc à une fréquence calée sur celle de l'oscillateur égale à Fo = P.F, où P est un entier prédéterminé, par exemple egal à 4. Le signal Hc est appliqué à une entrée du diviseur de fréquence 556 qui divise par P = 4 la fréquence Fo pour produire le signal de rythme R à comparer aux signaux B+ et B dans le comparateur 555. Le comparateur de phase 555, l'oscillateur commandé en tension 557, et le diviseur de fréquence 556 constituent la boucle à verrouillage de phase précitée. Deux signaux sont récupérés, le signal de rythme H à fréquence F = 160 kKz destiné à la synchronisation des signaux B+ et B et le signal d'horloge Bc de fréquence Fo = PF = 640 kHz destiné à un échantillonnage des signaux B+ et B Le signal de rythme H est appliqué à des entrées d'horloge CK des bascules 553 et 554. Le signal Hc est légèrement retardé par la traversée d'une porte logique non-inverseuse 558 , afin d'être mis en phase avec le signal H produit par le diviseur 556 et être appliqué à des entrées de remise a zéro R des bascules 553 et 554. Des sorties Q des bascules 553 et 554 délivrent respectivement des trains d'impulsions Bc+ et Bc synchrones avec le signal H et calibrées et échantillonnées par le signal Hc. Des formes 'd'ondes des signaux B+ > 8, H, Hc, et des impulsions Bc+ et Bc sont montrées à la Fig. 5. Une impulsion Bc+, Bc , vient s un état loglque "1" sur des fronts montants du signal de rythme récupéré H, lorsqu'un un état logique "1" du signal B+, B-, est appliqué à l'entrée D de la bascule respective ; plus preclsément, cette lecture intervient sensiblement au milieu de l'état logique "I" correspondant à l'ouverture maximale de l'oeil dans le signal, bipolaire afin de bénéficier de la meilleure immunité au bruit possible.Une impulsion Bc+, Bc , vient à un état logique "0" sur le premier front montant du signal Hc suivant le front montant du signal H ayant commandé sa mise à l'état "1". Les impulsions Bc+ et Bc à l'état logique "i" sont ainsi calibrées à une durée égale à une période T I 1/Fo = 1/4.F = 1,56 ps du signal Hc. Les registres de retard 56 et 57 sont destinés à introduire un retard nT réglable. respectivement sur les impulsions Bc+, Bc . Les registres 56 et 57 sont des registres à décalage de type programmable. Le registre 56, 57, reçoit à une entrée de données 561, 571, l'impulsion Bc+, Bc du circuit de régénération et de récupération de rythme 55, , et à une entrée d'horloge 562, 572, le signal Hc disponible en sortie de I'oscillateur 557. Une impulsion retardée RBc+, RBc , est délivrée par une sortie 564, 574, du registre 56, 57. Un mot binaire de réglage de retard MR est fourni à des entrées de programmation 563 et 573 des registres 56 et 57 respectivement.Le mot MR est véhiculé par le bus 53a et comprend, par exemple, b 8 6 bits. Le mot MR à b = 6 bits represente en code binaire le nombre n et commande l'ajustement d'un retard égal à nT. La résolution de réglage est égale à T = 1,56 ps et est acceptable pour des signaux bipolaires au débit de d = 160 kbit/s. Des formes d'onde des impulsions retardées RBc+, RBc sont montrées en bas de la Fig. 5 pour un retard égal à 3T. Le circuit de mise en forme et déréglage de niveau 58 comprend un convertisseur numérique analogique 581, un potentiomètre 582 et deux éléments de commutation 583 et 584. Le convertisseur 581 est connecté au bus 54a et reçoit un mot binaire de réglage d'amplitude MA ayant, par exemple, f = 8 bits. Le convertisseur 581 fournit respectivement par des première et seconde sorties analogiques une tension positive +Va et une tension négative -Va ayant une amplitude correspondant a la valeur numérique du mot binaire MA. Les tensions +vus, et -Va, sont appliquées à une première borne du potentiomètre 582 à travers les éléments de commutation 583 et 584 respectivement. Une seconde borne du potentiomètre 582 est reliée à la borne de référence. Une troisième borne du potentiomètre 582 prélève une fraction de la tension +Va, -Va, entre les première et seconde bornes. Les éléments de commutation 581 et 582, représentés à la Fig. 3 sous forme de contacts, sont, par exemple, des transistors de commutation de type FET ou MOS, ayant des bornes ou grilles de commande reliées aux sorties 564 et 574 des registres à décalage respectivement. La fermeture des éléments de commutation 583 et 584 est commandée par les impulsions RBc+ et Roc , respectivement. Une impulsion RBc+, Roc , commande la fermeture de 11 élément de commutation 583, 584, pour appliquer un niveau de tension +Va, -Va entre. les première et seconde bornes du potentiomètre 582. Un signal bipolaire d'écho ayant des marques de tension positives et négatives, respectivement de niveau +Va et -Va est ainsi mis en forme entre les première et seconde bornes du potentiomètre 582. Entre l'entrée 51a du générateur d'écho 5a et une sortie du générateur d'écho 5a considérée au niveau du potentiomètre 582 est réalisée une fonction de transfert du type correspondant à une réponse impulsionnelle discrète de forme rectangulaire. La fonction à réaliser par le générateur d'écho 5a est définie par l'égalité le terme 1/((H1(p).H2(p)) compensant éventuellement effet des coupleurs COl et 1 sur les signaux transmis. Cet effet est généralement négligeable, de telle sorte que ce terme peut être omis. Toutefois, si tel n'est pas le cas, il peut être introduit par le filtre de préaccentuation 59. Le filtre de préaccentuation 59 a pour fonction principale de compenser l'effet d'un filtre passe-haut situé en entrée dans un annuleur d'écho, et préaccentue le signal d'écho reproduit par la troisième borne du potentiomètre 582, dans une boucle de fréquence basse. Le filtre 59 peut être calculé pour introduire également le terme l/((H1(p).H2(p)) dans la fonction de transfert Hge(p) du générateur d'écho. Le filtre 59 comprend deux amplificateurs opérationnels 591 et 592. L'amplificateur 591 est câblé en suiveur de tension. Une entrée directe (+) de l'amplificateur 591 est connectée à la troisième borne du potentiomètre 582 et reçoit une fraction du signal bipolaire d'écho mis en forme. Une entrée inverse (-) et une sortie de l'amplificateur 591 sont directement reliées. Une entrée inverse (-) de l'amplificateur 592 est connectée à la sortie de l'amplificateur 59] à travers une résistance 593. Une entrée directe (+) de l'amplificateur 592 est directement reliée à la borne de référence. Un circuit de contre-réaction est constitué par une résistance 594 et une combinaison série d'un condensateur 595 et d'une résistance 596 qui sont connectées en parallèle entre l'entrée inverse (-) et une sortie de l'amplificateur 592 constituant la sortie 52a du générateur d'écho 5a. Un dispositif de simulation DS tel qu'il vient d'être décrit en référence aux Figs. 3 à 5 donne entière satisfaction. Toutefois, si cela s' avère nécessaire, il est possible d'apporter une amélioration afin de pallier à un éventuel écho local transmis par les coupleurs 1 et 2 de l'entrée 11 à la sortie 12 et de l'entrée 21 à la sortie 22, respectivement. Un signal bipolaire équivalent au signal st1(t), st2(t), peut en effet être reconstruit dans le générateur d'écho 5a,5, à partir des signaux B+ et B. Ce n'est plus alors le signal bipolaire délivré par la sortie 12, 22, du coupleur 1, 2, qui est transmis vers 11 équipement ET2, ET1, mais le signal bipolaire reconstruit à partir des signaux B+ et B .Selon cette variante, le transformateur de ligne 6, 6a, est déconnecté du coupleur 1, 2, et connecté à une sortie supplémentaire du générateur d'écho 5a, 5, comme montré à la Fig. 6. En référence à la Fig. 6, le générateur d'écho 5a comprend en plus deux bascules bistables du type D 553' et 554', deux éléments de commutation 583' et 584' et un amplificateur suiveur 591'. Les bascules 553' et 554' ont des entrées D reliées aux sorties des comparateur 551 et 552 pour recevoir les signaux binaires B+ et des entrées d'horloge CK pour recevoir le signal d'horloge récupéré H, et des sorties Q reliées à des bornes de commande des éléments de commutation 583' et 584', respectivement. Les éléments de commutation 583' et 584' ont des entrées portées respectivement à des tensions dépendantes des tensions +Ve et -Ve minimales des marques positive et négative du signal bipolaire à régénérer et retransmettre, et des sorties reliées à une entre de l'amplificateur 591' et à la borne de référence à travers un potentiomètre 582'. Une sortie de l'amplificateur 591' est reliée au premier enroulement du transformateur 6 à travers une résistance 593'. Ainsi, il apparait que les bascules de décision 553' et 554', les éléments de commutation 583' et 584' et autres composants supplémentaires 582', 591' et 593' jouent respectivement des rôles analogues au moyen de régénération et de mise en forme constituées par les éléments 553 et 554, 583 et 584, 582, 591 eut 593, mais pour régénérer un signal bipolaire ayant une amplitude crête-à-crête construite égale à 2Ve > 2V et des éléments binaires de largeur égale à 1/F. L'ensemble de ces éléments supplémentaires avec les comparateurs 551 et 552 et la boucle de verrouillage et phase 555-556-557 constituent un répéteur-régénrateur. REVEBICATIONS 1 - Procédé pour évaluer l'aptitude d'un annuleur d'écho (AE1, AE2) à synthétiser une réponse impulsionnelle de chemin d'écho donnée (re(t)), caractérisé en ce que l'annuleur d'écho (AE1, AE2) est testé pour une approximation de ladite réponse impulsionnelle donnée (re(t)) constituée par une pluralité de réponses impulsionnelles discrètes de chemin d'écho ayant toutes une forme rectangulaire et déduites d'un échantillonnage à une fréquence déterminée (1/T) de la réponse impulsionnelle donnée (re(t)), et en ce que de l'aptitude de l'annuleur d'écho (AE1,AE2) à synthétiser individuellement chacune desdites réponses impulsionnelles discrètes est évaluée son aptitude à synthétiser la. réponse impulsionnelle de chemin d'écho donnée (re(t)). 2 - Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé- selon la revendication 1, interconnectant des premier et second équipements de transmission (ET1, ET2) transmettant l'un vers l'autre des premier et second signaux numériques (st1, st2) et comprenant chacun un annuleur d'écho (AE1, AE2) à évaluer, caractérisé en ce qu'il comprend des premiers et seconds moyens d'adaptation 2 fils/4fils (1,2) pour adapter des première et seconde voies de transmission unidirectionnelles de sens opposés (12-21, 22-11) incluses dans ledit dispositif (DS) A des première et seconde liaisons bidirectionnelles (L1, L2) desservant lesdits premier et second équipements (ET1, ET2), des premiers moyens (5a, 4a) recevant le premier signal numérique (st1) transmis dans la première voie (12-21) par le premier équipement (ET1) à travers lesdits premiers moyens d'adaptation (1) et présentant une réponse impulsionnelle de forme rectangulaire réglable en amplitude (AK à ) et en position (KT à NT) pour mettre en forme et injecter dans. la seconde voie (22-11) un premier signal d'écho dérivé du premier signal transmis dans la première voie, et des seconds moyens (5, 4) recevant le-second signal numérique (eut2) transmis dans la seconde voie (22-11) par le second équipement (ET2) à travers lesdits seconds moyens d'adaptation (2) et présentant une réponse impulsionnelle de forme rectangulaire réglable en amplitude (Pk à A,T) et en position (KT à NT), pour mettre en forme et injecter dans la première voie (12-21) un second signal d'écho dérivé du second signal transmis dans la seconde voie. 3 - Dispositif conforme à la revendication 2, caractérisé en ce que les premiers et seconds moyens d'adaptation 2 fils/4 fils (1, 2) comprennent chacun un amplificateur opérationnel (All) et des condensateurs de liaison (C11, C12) pour filtrer toute composante continue des premier et second signaux numériques (stl, st2) et retransmettre respectivement ces premiers et seconds signaux dans les première et seconde voies (12-21, 22-11) respectivement, 4 - Dispositif conforme à la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que les premiers et seconds moyens pour mettre en forme et pour injecter (5, 4 ; 5a, 4a) comprennent chacun un sommateur (4, 4a) à. amplificateur opérationnel (42) pour additionner les premier et second signaux d'écho dérivés aux second et premier signaux transmis (stl, st2) respectivement. 5 - Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que les premiers et seconds moyens pour mettre en forme et injecter (5, 4 ; 5a, 4a) comprennent chacun des moyens (55) reliés à le première, respectivement seconde voie de transmission (12-21 ; 22-11) pour régénérer et calibrer en largeur des impulsions (B+, B ) du premier, respectivement second signal numérique et pour récupérer un signal d'horloge (hic) à une fréquence (Fo t P.F) multiple de la fréquence (F) de rythme des signaux numériques, des moyens (53a ; 53) pour sélectionner une valeur numérique de retard (n), des moyens (56, 57) programmables en fonction de la valeur de retard sélectionnée (n) et recevant les impulsions calibrées (hic+, Bc ) et le signal d'horloge (lit) pour retarder lesdites impulsions calibrées (hic+, Bc ) d'une durée (nT) proportionnelle à la valeur numérique de retard sélectionné (n), et à une période (T) du signal d'horloge (hic), des seconds moyens (54a ; 54) pour sélectionner une valeur numérique d'amplitude (A), et des moyens (58) commandés par les seconds moyens pour sélectionner et recevant les impulsions calibrées et retardées (RBc+, Roc ) pour reproduire le premier, respectivement second signal d'écho afin que celui-ci soit composé des impulsions calibrées en largeur et retardées et ayant une amplitude (Va) proportionnelle à la valeur numérique d'amplitude sélectionnée (A). 6 - Dispositif conforme à la revendication 5, caractérisé en ce que les premier et second signaux numériques (st1, st2) sont bipolaires. 7 - Dispositif conforme à la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens pour régénérer, calibrer, et récupérer (55) comprennent deux comparateurs à seuils (551, 552) pour convertir le signal bipolaire en deux signaux binaires (B+, B ) correspondant respectivement à des marques positives et négatives dans le signal bipolaire, une boucle à verrouillage de phase (555, 557, 556) reliée au comparateur pour récupérer des signaux (Hc, B) auxdites fréquence multiple et fréquence de rythme, et deux bascules (553, 554) commandées par la boucle de verrouillage pour calibrer en largeur les impulsions des signaux binaires (B+, B ), en ce que les moyens pour retarder (56, 57 comprennent deux registres à décalage programmables par les premiers moyens pour sélectionner (53a ; 53) pour retarder respectivement les impulsions calibrées (hic+, Bc ) des deux signaux binaires, et en ce que les moyens pour reproduire (58) comprennent un convertisseur numérique-analogique (581) commandé par les seconds moyens pour sélectionner (54a ; 54) pour fournir un niveau tension positif (+ Va) et un niveau tension négatif (- Va) fonction de la valeur numérique t'amplitude sélectionnée (A) et deux moyens de commutation (583, 584) commandés respectivement par les registres à décalage pour délivrer lesdits niveaux de tension positif (+Va) et negatif (-Va) respectivement pour les impulsions calibrées et retardées des signaux binaires afin de produire le premier, respectivement second signal d'écho 8 - Dispositif conformc à l'une quelconque des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que des premiers et seconds moyens pour mettre en forme et injecter (5, 4 ; 5a, 4a) comprennent chacun des moyens de filtrage (59) places en sortie des moyens pour reproduire (58) pour préaccentuer le signal d'écho dans une bande de fréquence basse déterminée 9 - Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 2 à 8, caractérisé en ce que il comprend dans chacune des première et seconde voies de transmission (12-21, 22-11), des moyens (3, 3a) pour simuler la transmittance d'un câble. 10 - Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 2 à 9, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de téléalimentation (8) en parallèle avec les première et seconde voies de transmission (12-21, 22-11) pour permettre le passage d'un courant continu de téléalimentation de l'un des équipements de transmission (ET1) vers l'autre (ET2). 1I - Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 2 à 10, caractérisé en ce qu'il comprend dans chacun des première et seconde voies de transmission (12-21, 22-11), des moyens (551, 552, 553', 554', 583', 584te 591') pour régénérer le premier, respectivement le second signal transmis.