FR 2590424 A1 19870522 FR 8517419 A 19851119 La présente invention concerne les amplificateurs de puissance et se rapporte plus particulièrement aux amplificateurs de puissance à audio-fréquence a' semi-conducteurs. Les amplificateurs de puissance qui constituent les étages de sortie des chaînes d'amplification doivent allier à une large bande passante un rapport signal-bruit très élevé, une puissance élevée sous 8 Ohms en charge, une très faible distorsion, ainsi qu'une dérive thermique quasiment négligeable. Ce résultat est généralement obtenu dans les amplificateurs a transistors par l'application de taux très élevés de contre-réaction à des amplificateurs présentant un grand gain en boucle ouverte. Cependant, les amplificateurs de puissance à transistors, à contre-réaction présentent un certain nombre d'inconvénients. Aux fréquences élevées, la distorsion reste de toute façon Importante, tandis que la puissance disponible diminue considérablement. Aux fréquences basses et moyennes, la distorsion d'un étage de puissance à transistors bipolaires résulte pour l'essentiel de la diminut-cn progressive du facteur pour les courants forts en raison du resserrement des courbes Ic = f ( Vce ) du courant collecteur en fonction de la tension collecteur-émetteur. Dans un étage à un seul transistor, ce resserrement des caraeté- ristiques entraine l'apparition de déformations non symétriques manifestant la présence de 20% des harmoniques paires. Dans les étages de forte puissance, on est conduit à utiliser une cascade de trois transistors en montage Darlington ou collecteur commun afin de ramener la distorsion à un taux acceptable et obtenir une impédance d'entrée suffisamment élevée pour une attaque en tension. Le taux de réaction négative considérable que comportent ces montages ramène la distorsion à une valeur négligeable aux fréquences moyennes, mais ces étages présentent des rotations de phase importante aux fréquences élevées, et donc une faible stabilité, comptetenu du taux de réaction négative qu'ils comportent. Ils nécéssitent par suite des précautions pour leur charge et leur attaque, et des corrections en fréquence. Dans ces conditions, la bande passante est en définitive limitée, la distorsion reste forte aux fréquences élevées et la puissance disponible à ces fréquences est limitée. Depuis l'apparition de transistors de puissance 8 effet de champ, type MOS-FET, on a pensé à utiliser ces composants pour l'étage de sortie d'amplificateurs à basse fréquence. Ils présentent par ailleurs une réponse aux fréquences élevées appréciable, l'avantage d'une grande impédance d'entrée, et comme leur attaque se fait en tension, il est en théorie facile de les commander par des systèmes de structure simple. Mais les caractéristiques Id = f ( Vgs ) sont plus espacées aux courants élevés qu?aux courants faibles, ce qui entraine une distorsion importante. L'étage d'entrée des amplificateurs existants se composent d'une paire de transistors différentiels, ce qui implique pour une commande en tension des transistors de sortie une haute impédance d'entrée et une assymétrisation du signal à l'entrée. L'alimentation en courant continu des amplificateurs existants se faisant par une tension symétrique par rapport à la masse, lors d'une puissance élevée, cette tension baisse. Ceci provoque une diminution de puissance dûe au fait de la baisse de tension continue sur l'étage de commande des transistors MOS FET. L'attaque des étages d'entrée des amplificateurs existants se faisant sur entrée inverseuse de l'étage différentiel a pour effet un déphasage de la tension de sortie par rapport à la tension d'entrée. D'autre part, les amplificateurs existants dans leur conception ne sont pas modulaires ; ou d'une modularité très limitée, ce qui entraîne des difficultés de maintenance. L'invention vise à remédier aux inconvénients pré-cités des amplificateurs de puissance existants et à créer un amplificateur à transistors qui présente à la fois des qualités de puissance t de bande passante large, ainsi que des qualités de rapport signal-bruit et une modularité du systeme. Elle a donc pour objet un amplificateur de puissance à transistors de sortie de type MOS-FET caractérisé par un étage d'entrée du signal symétrique à très faible bruit et de basse impédance en sortie, d'un gain minimum de 25 dB, et d'un étage suiveur d'entrée assymétri que du gain minimum de 9,5 dB. Suivant cette caractéristique particulière de l'invention, l'amplificateur comprend donc un étage d'entrée à gain très élevé suivi d'un étage suiveur à gain très restreint. D'autres caractéristiques de l'invention apparaîtront au cours de la description qui va suivre en référence aux dessins annexés donnés uniquement à titre d'exemples et sur lesquels - la fig. i est le schéma de 11 entrée d'étage symétrique. - la fig. 2 est le schéma de l'amplificateur de puissance et de l'étage d'entrée. - les fig.3 4tntle schéma de la modularité du système. Avant d'entreprendre la description des modes de réalisation de l'amplificateur de puissance suivant l'invention, on va donner ci- après quelques explications théoriques qui permettront de comprendre la raison pour laquelle les demandeurs ont été amenés à utiliser dans leur amplificateur deux étages d'amplification bien distincts. Les demandeurs ont pensés à exploiter l'utilisation d'un préamplificateur pour l'étage d'entrée du signal en utilisant des transistors à très faible bruit et à très large bande passante. Ce montage a une impédance de sortie très faible, ce qui permet d'attaquer l'étage d'entrée de l'amplificateur par une impédance d'entrée d'autant plus faible. Ceci entraine une diminution très importanX du bruit sur l'étage d'entrée de l'amplificateur. L'amplificateur se caractérise par une très large bande passante grâce à l'utilisation des MOS-FET, d'un gain restreint de 9,5 dB, d'une impédance-d'entrée très faible, d'une haute stabilité aux hautes fréquences grâce à l'étage d'amplification en tension. ( Ceci engendre un taux très faible de distorsion. ) Soit la figure I: Il apparaît un étage d'entrée symétrique composé de la paire de transistors Ti et T2 qui forment un amplifica teur différentiel inverseur dont le gain g = Ri = R3 Afin d'obtenir' R2 R4 une différence d'offset nulle en sortie, les transistors T1 et T2 sont appairés. Les émetteurs de T1 et T2 sont alimentés par un générateur de courant constant du type " miroir ". Celui-ci assure ainsi une très haute stabilité en courant et en frequence R. la paire différentielle de transistors Ti et T2. La tension de sortie de l'étage d'entrée est égale à la différence des tensions d'entree multipliée par le gain. Les transistors utilisés sont de très faible bruit, ce qui concourt à obtenir un rapport signal-bruit du montage de - 127 dB. ( O dR. 0,775 volts RMS ) ainsi qu'une très grande dynamique. Le caractère symétrique de l'entrée implique que tout si gnal parasite induit sur la lign- apparaît en mode commun et est donc éliminé par l'amplificateur différentie7. Soit la figure II : à entrée de l'amplificateur, un filtre passe haut formé par des composants Cl R1 a pour mission d'éliminer les très basses fréquences nuisibles aux hauts Darleurs, et de bloquer la composante continue présente dans le signal d'entrée. Un second filtre constitué de F2 G) est calculé de manière n laisser le passage sans atténuatiop. aux signaux ayant une fréquence inférieure à 180 KHz. L'étage d'entrée de l'ampLificateur est constitué par la paire différentielle TI, T2 ; appaires j dont les émetteurs sont alimentés par un générateur de courant constant T? via une résistance variable permettant ( 7 ) Uli réglage d'offset. Cet étage est suivi d'un second étage différentiel formé par les transistors T4, T5, T6 qui a pour but d'amplilier la tension des collecteurs de T1 et T2 ; il est aliment par deux générateurs n miroir de courant ( T7, T8, T9, T10 ). Les collecteurs du transistor T5 alimentent par une résistance tampon R4 la porte du transistor MOS-FET T12 canal N,le collecteur du transistor T9 alimente par la résistance tampon R6 la porte du transistor T16 ( canal P ). Les diodes D1, D2, D3, D4 placées entre portes et sources des MOS-FET ont pour fonction d'assurer la limitation en courant. Les résistances tampons R4 et R5 endiguent l'oscillation des transistors MOS-FET. Ces résistances sont situées le plus près possible des portes. L'étage de puissance est réglé par T11 à un courant de repos de 2 fois 100mA nominaux. Ce courant est suffisant pour permettre la commande simultanée des deux moitiés de l'amplificateur, cette superposition annule la distorsion de transfert. Lorsque le courant de grille dépasse 100mA, la tension grille source reste la même, ce courant a tendance à diminuer lors d'une augmentation de température. Ce coéfficient de température négatif empêche l'amplificateur d'entrer en cycle dtauto-échauffement. Le gain de l'amplifi cateur pour les tensions alternatives est R6 + R? obtenu par le rapport de R6 ; R7; pour les tensions continues, le gain est unitaire grâce R7 au conducteur C4. Les risques de mise en oscillation du montage sont éliminés par une réduction minimum du cablage de connection, les découplages, ainsi que les résistances d'arrêt montées en série dans les portes. D'autre part, la courbe tension d'entrée par rapport au courant de sortie est très plate, ce qui indique une réduction sensible des distorsions de transmissions dynamiques ou statiques ; de plus, le rapport courant de drain par rapport à la tension d'entrée entre la grille et la source des transistors reste insensible à la fréquences jusque dans les Mégahertz. On donne ci-après la liste des composants entrant dans la construction de l'amplificateur de la figure II et de l'amplificateur opérationnel de la figure I, ainsi que les performances obtenues avec ce circuit. Transistors d'entrée : Ti.T2.T3.T4 BC 560C Transistors MOS-FET : T16.T17.T18.T19 4( 2 SK 135 ) T20.T21.T22.T23 4( 2 SJ 50 ) Transistors d'entrée d'amplificateur T5.T6.T7.Tii.T12.T13.Ti4 2( SD 7 58 C ) T8. T9. T10 2( SB 718 C ) Ti5 2( SB 666 ) Tension d'alimentation de l'étage d'entrée : + 70V Tension d'alimentation de l'étage de sortie : + 85V Courant continu d'alimentation : Puissance maximale de l'écretage : 400W Distorsion à l'écrêtage : 0,02f Distorsion 'a 400W : à 10Hz = 0,04 à 1KHz = 0,02% à 15KHz = 0,02% La bande passante a la puissance maximale est de 5Hz à 20.000Hz + ou - 0,5dB. L'invention peut être appliquée notammant dans les domaines suivants a) Réalisation d'amplificateurs audio fréquence de très haute fidélité à toutes les puissances. b) Réalisation d'amplificateurs de faible puissance de référence de très hau-te fidélité ( ex: casques HI-FI et professionnels. ) c) Réalisation d'amplificateurs audio fréquence de très haute puissance jusqu'à 1000W par canal avec des composants de technologie courante. d) Réalisation d'amplificateurs audio fréquence pour charge d'impédance élevée sans transformateurs de sortie pour les modèles les plus puissants. e) Réalisation d'amplificateurs audio fréquence pouvant être chargés par une impédance très faible inférieure ou égale à 2ohms. Le système modulaire se compose de deux parties - une partie fixée au boitier de l'appareil et qui comporte le dissipateur, les transistors MOS-FET et la carte de puissance ( Fig.. i, Fig. 4 ). - une partie mobile comportant l'électronique de commande de la section puissance ( Fig. 2 C, Fig. 3 ), le montage de commande de la protection, l'entrée symétrique, le crête-mêtre, ainsi que le déphaseur. La carte mobile ( C, Fig.2 et 3 ) supporte aussi le potentiomêtre de gain ainsi que la visualisation des fonctions. Cette carte coulisse dans des guides au bout desquels se trouve une embase 1 recevant le connecteur 2; le connecteur 4 recevant lui, le connecteur 4bis. La modification de puissance découle d'une diminution de la tension de l'électronique de commande de la section puissance. Cette diminution de tension est obtenue par deux régulateurs ( RT1 et RT2 Fig. 2 ) de tension qui stabilisent les tensions +80V et -80V de l'alimentation générale du montage. Dans un montage traditionnel, sachant que pour un même courant alternatif de sortie, la tension de commande d'un MOS-FET est plus élevée que dans le cas d'un bipolaire, cela a pour conséquence une diminution de la largeur de la plage de modulation à une tension d'alimentation donnée. Donc, en modifiant cette dernière à une tension inférieure, on obtient une tension de commande moindre d'où une puissance plus faible. Ces régulateurs sont composés pour RT1 d'un transistor T24, d'une diode Zener Z1 et d'une résistance R6 et pour RT2 d'un transistor T25, d'une diode Zener Z2 et d'une résistance R6. ( Fig. 2 ) Le principe d'utilisation de ces régulateurs consiste à disposer d'une tension bien supérieure à celle dont on a besoin et à obtenir la tension désirée en créant une chute de tension égale à la diffé rence entre la tension de départ et la tension désirée. Mais cette chute est obtenue à partir d'une résistance variable dont la valeur est ajustée automatiquement, de façon à maintenir constante la ten sicn désirée, quelles que soient les causes de sa variation. La tension de référence est obtenue aux bornes des diodes Zener Z1 et Z2, alimentées à travers les résistances R5 et R6 à partir d'une tension de sortie ( tension désirée ) et elle est comparée à une fraction de la tension de sortie de valeur voisine de la tension de référence. Ces deux tensions sont appliquées entre la base et l'émetteur d'un transistor dont le courant de collecteur varie en fonction de la différence entre les deux tensions.Ce courant variable, amplifié plus ou moins, modifie le courant de base du transistor jouant le roule de résistance variable, de façon à diminuer la résistance du transistor, donc la chute de tension qutil produit, quand la tension désirée tend à baisser, et à augmenter la valeur de la résistance pour augmenter la chute de tension, quand la tension désirée tend à augmenter. La tension desirée ne dépend que de la tension de référence, elle est indépendante de la tension en amont du dispositif de régulation et du courant débité par l'alimentation tant que ce courant ne dépasse pas une valeur maximale correspondant s la valeur minimale de la résistance collecteur-émetteur du trnasistor régulateur ( T24 ou T25 ). Donc par simple modification des tensions de référence fournies par Zi et Z2, on obtient différentes tensions de sortles des émetteurs de T24 et T25. En donnant des tensions de sorties différentes à chaque carte ( C ) et par simple changement de ces cartes ( C ), on modifie à volonté la puissance de l'amplificateur. REVENDICATIONS 1) Amplificateur de puissance à transistors de sortie du type MOS-FET caractérisé en ce qu'il comprend un étage d'entrée du signal symétrique ( Ti, T2 ), à très faible bruit, de basse impédance en sortie et d'un gain minimal de 25 dB, et un étage suiveur d'entrée assymétrique ( T4, T5, T6 ) dlun gain minimal de 9,5 dB. 2) Amplificateur de puissance suivant la revendication 1 caractérisé en ce que étage d'entrée symétrique est constitué d'une paire de transistors appsirés ( T1, T2 ) formant un amplificateur différentiel inverseur, les émetteurs destransistors ( T1, T2 ) tant alimentés par un générateur de courant constant ( T3 ), du type miroir, par l'intermédiaire d'une.résistance variable permettant un réglage d'offset. 3) Amplificateur de puissance suivant l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que 11 étage suiveur d'entrée assymétrique est constitué par un amplificateur différentiel formé par des transistors ( T4, T5, T6 ) alimentés par deux générateurs de courant constant de type miroir ( T 7, T8, T9, T10 ). 4) Amplificateur de puissance suivant l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce qu'il comporte une carte de puissance ( P ) portant des transistors MOS-FET ( T16- T23 ) et une carte interchangeable ( C ) portant l'électronique de commande des transistors MOS-FET ( T16- T23 ). 5) Amplificateur de puissance suivant la revendication 4 caractérisé en ce que la carte ( C ) portant l'électronique de commande de la section puissance comprend étage d'entrée symétrique ( Ti, T2 ), l'étage suiveur d'entrée assymétrique (T4, T5, T6 ) et des transistors d'adaptation d'impédance ( T8-T14 ), ainsi qu'un potentiomètre de réglage de gain. 6) Amplificateur de puissance suivant l'une quelconque des revendications 4 et 5 caractérisé en ce que les cartes ( C ) de l'électro nique de commande de la section de puissance comportent des moyens pour alimenter la carte de puissance ( P ) sous des tensions différentes, afin de permettre de modifier à volonté la puissance de sortie de l'amplificateur par une variation de la tension d'alimentation de l'électronique de commande de puissance. 7) Amplificateur de puissance suivant la revendication 6 caractérisé en ce que la carte ( C ) de l'électronique de commande de la section de puissance comprend une paire de régulateurs de tension ( RT1, RT2 ) eomprenant chacun un transistor ( T24, T25 ), une diode Zener ( Zi, Z2 ) et une résistance ( R5, R6 ).