FR 2572232 A1 19860425 FR 8416298 A 19841024 SYNTHETISEUR DE FREQUENCE A COMMUTATION RAPIDE. La présente invention concerne un synthétiseur de fréquence à commutation rapide, et, plus particulièrement, la génération et l'introduction des plus grands pas. Plusieurs procédés de synthèse de fréquence à temps de commutation de fréquence rapide sont connus. Tout d'abord, le principe de la synthèse directe est appliqué depuis fort longtemps et consiste simplement, à partir d'une fréquence étalon égale au pas à realiser, à générer un peigne de fréquences au moyen d'un générateur d'harmoniques et à venir filtrer les différentes fréquences successives désirées au moyen de filtres commutés. La grande difficulté de réalisation d'un montage de ce genre est précisément la commutation des filtres et l'obtention d'une réjection suffisante de celles des raies de la fréquence étalon qui ne sont pas désirées. L'invention propose justement, dans son mode dtexécution préféré, de faire appel à un circuit proche de celui du synthétiseur direct, mais dans lequel le problème de la commutation est considérablement simplifié. Un autre procédé de synthèse de frequence à commutation rapide a fait l'objet du brevet français No 74 08948 déposé par la Demanderesse le 15 Mars 1974 pour "Synthétiseur de fréquence quaternaire". Ce procédé constitue une excellente solution pour l'élaboration des petits pas, mais se prête assez mal à la génération de pas importants du fait même de son principe. En effet, il décrit un dispositif de synthèse itérative, utilisant une base de numération 4 et basé sur l'utilisation de diviseurs de taux variable recevant une ou plusieurs fréquences fixes et permettant de produire, par filtrage simple, des fréquences successives à pas constant directement exploitables. Cependant, le procédé n'est utilisable que pour des fréquences d'entrée des diviseurs compatibles avec la vitesse de ces diviseurs, et ceci constitue une limite de son utilisation. L'un des buts de l'invention est donc de permettre l'utilisation conjointe de deux procédés connus, la synthèse des petits pas selon le brevet français No 74 08948 et la synthèse directe des pas moyens et des grands pas. Le dispositif qui fait l'objet de son mode d'exécution préféré permet la synthèse de fréquences très élevées et évite de surcroît l'utilisation d'un mélangeur soustractif de sortie pour effectuer la somme des petits et des grands pas, comme il est généralement fait dans la synthèse directe. Le problème que l'invention se propose principalement de résoudre sera mieux compris au moyen d'un exemple numérique : soit à réaliser un synthétiseur de fréquence à commutation rapide couvrant la gamme de fréquence 500 MHz à 1000 MHz. La solution classique en synthèse directe serait de générer une sous-porteuse comportant les pas les plus petits et ceux de 10 MHz, c'est-à-dire couvrant une plage de variation de 100 MHz, ceci au moyen d'une longue channe itérative synthétisant chiffre par chiffre. Une deuxième sous-porteuse comporterait les pas de 100 MHz (au nombre de 5 dans l'exemple choisi) et le mélange soustractif de ces deux sous-porteuses donnerait une fréquence comportant tous les pas.Cependant, et c'est là un point important, ce mélange soustractif ne pourrait se faire qu'avec des sousporteuses nettement plus élevées que la fréquence de sortie désirée, du fait des problèmes d'intermodulation rencontrés dans les mélangeurs. Toujours dans l'exemple choisi, la sous-porteuse des petits pas pourrait aller de 3000 à 2900 MHz tandis que la sous-porteuse des grands pas irait de 3000 à 3400 MHz. La synthèse des petits pas serait avantageusement conforme au brevet français No 74 08948 ou à sa première addition No 84 02667 déposée le 22 Février 1984 pour "Synthétiseur de fréquence quaternaire", mais ce procédé ne peut convenir avec les technologies actuelles que pour obtenir une couverture de fréquence d'une dizaine de MHz, alors qu'on aurait ici besoin, comme expliqué ci-dessus, d'une couverture de 100 MHz.L'utilisation du procédé du brevet français susvisé est donc, en fait, pratiquement impossible dans l'exemple numérique considéré. La présente invention se propose, en partant d'une chaîne de synthèse de fréquence par petits pas couvrant une bande limitée, d'ajouter les pas moyens et les grands pas, au moyen d'un procédé qui évite de devoir atteindre des fré quences très élevées de fonctionnement rendant la technologie difficile. Suivant un mode d'exécution préféré de l'invention, ce résultat est obtenu, en ajoutant, à une fréquence Fo + A comportant les petits pas, les fréquences nlP successives d'un premier peigne de fréquences obtenu à partir d'une première fréquence étalon égale au grand pas P et en faisant la somme algébrique de la fréquence intermédiaire FI = Fo + A + nlP ainsi obtenue et des fréquences n2P successives d'un second peigne de fréquences obtenu à partir d'une seconde fréquence étalon égale au moyen pas p, ledit second peigne comportant une fréquence nulle. D'une manière plus générale, quel que soit le mode d'insertion des moyens et des grands pas utilisé, l'invention se caractérise par le fait que l'insertion des grands pas est effectuée avant celle des moyens pas, ce qui simplifie les problèmes de filtrage et d'isolement dans le circuit d'insertion des grands pas. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description ci-après. Au dessin annexé : La figure 1 est le schéma d'un synthétiseur de fré quence conforme à un premier mode d'exécution de l'invention ; La figure 2 illustre une première variante, et La figure 3 illustre une seconde variante. Le dispositif de la figure 1 comprend un mélangeur M1 qui reçoit sur une entrée une fréquence Fo + a, Fo étant une porteuse de 150 MHz à titre d'exemple numérique et A l'ensemble des petits pas, soit 0 à 10 MHz. Le mélangeur reçoit sur son autre entrée l'un des multiples 4 à 8 d'une fréquence étalon P, égale à 100-MHz dans l'exemple choisi, constituant le grand pas. On a représenté un ensemble FL1 de cinq filtres qui filtrent les harmoniques respectifs 4, 5, 6, 7 et 8 de P engendrés par un générateur d'harmoniques Ghl et, de manière symbolique, un commutateur K1 qui permet de sélectionner l'un quelconque de ces harmoniques. A la sortie du mélangeur additif M1 (qui pourrait être soustractif sans sortir du cadre de llinvention), un second ensemble de filtres FL2 commutés par un commutateur K2 sélectionne l'une quelconque des sommes des pas respectifs de 100 MHz et de la fréquence Fo + a, soit 550 à 560 MHz, 650 à 660 MHz, etc..., jusqu 950 à 960 MHz. Les effets de ce filtre s'ajoutent à ceux de FL1 et les bandes passantes en sont suffisamment étroites pour autoriser une excellente réjection des autres multiples du pas P. Il est à noter que la réjection des filtres FL2 s'ajoute non seulement à celle de FL1, mais aussi à l'isolement du commutateur qui les commute. A la sortie de FL2, on dispose donc d'une série de valeurs d'une fréquence intermédiaire FI représentant la somme des petits pas et des grands pas, auxquelles il faut maintenant ajouter les pas moyens pour couvrir le spectre de fréquence d'une façon continue. Cette addition est obtenue au moyen d'une boucle à verrouillage de phase mettant en oeuvre un oscillateur de sortie 8%, un mélangeur M2 et un mélangeur d'asservissement M3. Ce dernier reçoit les pas moyens Fp Ceux-ci sont constitués par les harmoniques 2 à 5 dgune fréquence étalon p de 10 MHz; dans l'exemple considéré, fournis par des générateurs d'harmoniques Gh5 suivis d'un ensemble de filtres FL5. désigne le commutateur figuré symboliquement La boucle à verrouillage de phase comprend un convertisseur numérique-analogique CNS qui reçoit une information de prépositionnement de la fréquence de OB, un filtre passe-bas FL3 ayant une fréquence de coupure de 50 z et un filtre passe-bande rnL4. Le fonctionnement de cette boucle à verrouillage de phase sera mieux compris en considérant le tableau ci-apZes qui donne, dans un intervalle de 100 Hx, les différentes combinaisons de fréquences qui permettent la couverture continue du spectre Ces fréquences sont exprimées en MHz et Fs déslo gne la fréquence de sortie du montage Fs FI Fp 500 - 510 550 - 560 50 510 - 520 550 - 560 40 520 - 530 550 - 560 30 530 - 540 550 - 560 20 540 - 550 550 - 560 10 550 - 560 550 - 650 0 560 - 570 550 - 560 10 570 - 580 550 - 560 20 580 - 590 1 550 - 560 i 30 590 - 600 550 - 560 40 600 - 610 650 - 660 50 ETC ...... ETC... A l'équilibre de la boucle, on a FI + Fs = FB et FB + Fp = 0 Il est donc évident, et cela apparaît clairement dans le tableau ci-dessus, que la fréquence de sortie Fs est égale à la somme algébrique de FI et de la fréquence Fp issue du groupe de filtres FL5. En partant de Fs = 500 MHz, la fréquence Fp de 50 MHz est d'abord soustraite de FI G 550 à 560, ce qui donne 500 à 510 MHz en sortie, puis Fp passe à 40 MHz et le processus recommence pour obtenir 510 à 520 MHz. Lorsque la fréquence de sortie désirée est égale à la valeur de FI, le battement FB est nul et il suffit d'envoyer, vers le mélangeur d'asservissement M3, à la place d'un harmonique de p, une tension continue V de polarité convenable. Le mélangeur M3 se comporte alors comme un simple vecteur de transport d'une tension continue.Lorsque la fréquence de sortie désirée continue de croître, le battement s'inverse et les fréquences successives Fp croissent jusqu'à 50 MHz par pas de 10 MHz. Pour les centaines de MHz suivantes, le processus est exactement le même jusqu'à une fréquence de sortie de 1000 MHz. Le fonctionnement de la boucle 01, M2, M3 n'est évidemment possible que si l'oscillateur 01 est pré-positionné à sa fréquence par un dispositif d'approche mettant en oeuvre par exemple le convertisseur numérique-analogique CNA commandé au moyen d'informations logiques représentant la fréquence désirée. L'ensemble, y compris le convertisseur précité, peut être d'un fonctionnement très rapide, à l'échelle de quelques microsecondes. On notera que, du fait que la synthèse directe de la fréquence intermédiaire comporte ltadddition des grands pas P aux petits A, et que les moyens pas p sont ajoutés dans la deuxième partie du montage, le filtrage FL1 et l'isolation du commutateur K1 correspondant ne posent pas de problème critique puisque, comme on l'a expliqué ci-dessus, les effets de réjection des filtres FL1 et FL2 et des commutateurs K1 et K2 correspondants se conjuguent. Ceci constitue l'avantage essentiel de l'invention. Un avan lc secondaire est constitué par le fait, qui a été montré ci-dessus, que chacune des fréquences multiples du pas moyen p est utilisée deux fois dans l'intervalle du grand pas P, ce qui a pour effet de permettre de n'engendrer que cinq pas moyens pour couvrir une gamme égale à dix fois ledit pas. De nombreuses variantes peuvent être apportées sans sortir du cadre de l'invention. En particulier 1) La valeur de Fo peut être modifiée tant que Fo + t reste comprise entre deux raies successives du peigne de fré quences issu de Ghl. 2) Le mélange dans M1 peut être soustractif. 3) La fréquence de sortie peut être décalée d'une fréquence fixe ou variable au moyen d'un mélange supplémentaire inséré dans la boucle. Cette variante est illustrée par la figure 2, où l'on retrouve les memes éléments qu'à la figure 1, désignés par les mêmes numéros de référence, mais où le mélangeur M2, au lieu de recevoir directement, comme dans le montage de la figure 1, la sortie Fs de l'oscillateur 01, reçoit à travers un filtre FL6 le mélange effectué dans un mélangeur M4 entre Fs et une fréquence de décalage Fd, éventuellement variable. 4) Les conditions d'asservissement peuvent être améliorées en faisant en sorte qu'un battement à fréquence fixe apparaisse à la sortie de M3 et en effectuant l'asservis sement par un comparateur phase-fréquence CPF qui permet tra de se contenter d'une approche moins précise au moyen du CNA. Cette variante est illustrée par la figure 3, où l'on retrouve les mêmes éléments qu'à la figure 1, affec tés des mêmes numéros de référence, mais ou la sortie du filtre FL4, au lieu d'être directement reliée à l'entrée de commande de l'oscillateur 01 comme c'est le cas à la figure 1, attaque CPF dont la sortie est reliée à ladite entrée de commande. CPF reçoit par ailleurs une fréquence de référence fixe Fr, et il en résulte évidemment que les fréquences des multiples de 10 MHz sélectionnées sont décalées de la valeur de Fr. Dans ce montage, la fréquen ce d'asservissement est imposée par un comparateur phase fréquence ; son filtrage par FL4 devient particulière ment aisé, et il s'effectue avec le retard de phase minimum compatible avec une bonne réponse de la boucle d'asservissement. Avantageusement, la fréquence d'entrée Fo + t des montages décrits ci-dessus sera obtenue au moyen du procédé qui fait l'objet du brevet français No 74 08948 susvisé ou de sa première addition. Bien que les modes d'exécution préférés décrits fassent appel à la synthèse directe pour l'insertion des grands et des moyens pas, d'autres modes d'insertion desdits pas pourraient être envisagés, sans s'écarter de l'esprit de l'invention. En particulier, les différentes variantes illustrées par les figures 2 et 3 pourront être combinées entre elles. Revendications de brevet 1. Synthétiseur de fréquence comportant des moyens d'engendrer une première fréquence (Fo + t) somme d'un terme fixe (Fo) et d'un terme (A) variable par petits pas et des moyens d'ajouter à cette première fréquence un terme variable par moyens pas (p) et un terme variable par grands pas 2. Synthétiseur de fréquence selon la revendication 1, comportant des moyens d'engendrer une première fréquence (Fo + A) somme d'un terme fixe (Fo) et d'un terme (A) variable par petits pas et des moyens d'ajouter à cette première fréquence un terme variable par moyens pas (p) et un terme variable par grands pas (p) chacun des moyens et grands pas étant obtenu par multiplication d'une fréquence étalon (p, respectivement P), par filtrage des fréquences résultantes et commutation à l'entrée-d'un mélangeur, caractérisé en ce que lesdits moyens d'ajouter les termes variables par moyens pas (p) et par grands pas (P) comportent, en cascade, un premier mélangeur (M1) qui reçoit la première fréquence (Fo + A) et, à travers un premier commutateur (K1), les fréquences successives d'un premier peigne de fréquences obtenu à partir d'une première fréquence étalon égale au grand pas (P) et des moyens (M2, M3, 01) d'effectuer la somme algébrique de la fréquence intermédiaire (FI = Fo + A + nlP) issue du premier mélangeur et des fréquences successives commutées par un second commutateur (K5), d'un second peigne de fréquences (Fp) obtenu à partir d'une seconde fréquence étalon égale au moyen pas (p). 3. Synthétiseur de fréquence selon la revendication 2, caractérisé par un ensemble de filtres passe-bande (FL2) associé à un commutateur (K2) et reliant la sortie du premier mélangeur (M1) à l'entrée (FI) des moyens d'effectuer la somme algébrique. 4. Synthétiseur de fréquence selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que ledit second commutateur (K5) reçoit en outre une tension continue (+V). 5. Synthétiseur de fréquence selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les moyens d'engendrer la première fréquence (Fo + A) sont constitués par un synthétiseur du type itératif utilisant une base de numération quatre et dans lequel quatre fréquences se succédant à pas constant qui constituent l'incrément variable de chaque étage sont engendrées au moyen d'un circuit comprenant un générateur d'au moins une fréquence de référence multiple du petit pas, ledit générateur étant suivi d'au moins un diviseur de fréquence ayant un rapport de division qui prend au moins deux valeurs distinctes par application de signaux de commutation et ledit diviseur étant lui-même suivi d'un générateur d'harmoniques et dtun filtre passe-bande de sélection d'harmoniques 6.Synthétiseur de fréquence selon ligne des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que lesdits moyens d'effectuer la somme algébrique comprennent une boucle à verrouillage de phase comportant un oscillateur (01), un second mélangeur 7. Synthétiseur de fréquence selon la revendication 6, caractérisé en ce que la liaison entre la sortie de l'oscillateur (01) et l'entrée du second mélangeur {M2) s'effectue par l'intermédiaire d'un quatrième mélangeur 8. Synthétiseur de fréquence selon la revendication 6, caractérisé en ce que la liaison entre l'entrée de commande de fréquence de l'oscillateur (01) et la sortie du troisième mélangeur (M3) s'effectue par l'intermédiaire d'un comparateur phase-fréquence (CPF) qui reçoit la fréquence de sortie du troisième mélangeur (M3) et une fréquence de référence (Fr).