FR 2573589 A1 19860523 FR 8517253 A 19851121 La présente invention concerne un procédé pour la démodulation de signaux modulés à haute fréquence, par l'intermédiaire de filtres numériques et de démodulateurs numériques, selon lequel le signal de bande de base modulé comprenant un spectre continu de signaux utiles et de signaux parasites est tout d'abord limité dans sa largeur et ensuite balayé à une fréquence de balayage prédéterminée et traité. Des filtres et démodulateurs numériques sont aujourd'hui largement utilisés et servent entre autres à filtrer et démoduler des signaux modulés numériques discrets dans le temps, à l'aide de calculateurs, par exemple des microordinateurs ou des processeurs de signaux. La technique de base est connue sous la dénomination "Digitale Signalverarbeitung" ou "Digital Signal Processing", par exemple par le livre "Theory and Application of Digital Signal Processing" de L.R. Rabiner et B. Gold, éditeur Prentice Hall, New Jersey. Dans la théorie du traitement de signaux numériques, le théorème appelé théorème d'échantillonnage constitue une prescription fondamentale relative à la fréquence d'échantillonnage ou d'horloge. Ce théorème dit que la fréquence dJéchant,illonnage minimale admissible pour l'échantillonnage d'un signal continu doit être au moins deux fois supérieure à la fréquence maximum présente de façon significative dans le spectre du signal. Dans le livre "Halbleiter-Schaltungstechnik" de U. Tietze et Ch. Schenk, Springer Verlag Berlin, Heidelberg, New York, 198û, il est démontré qu'un signal discret dans le temps (par exemple un signal exploré à la période Ta =1- ) présente un spectre périodique en fa et qu'en raison de cette périodicité, le spectre continu XA(#) doit être limité àltlc dfa. Si l'on ne respecte pas cette prescription, a il se manifeste un effet dit "Aliasing" qui a pour consé quence que les composantes du spectre continu, qui sont supérieures à zfa tombent après l'échantillonnage dans des gammes de fréquences inférieures et ont un effet perturbateur dans ces gammes. La hauteur de la fréquence d'échantillonnage détermine, ensemble avec la longueur du programme de traitement, la vitesse de calcul minimum du calculateur qui doit être en mesure d'effectuer l'ensemble du programme de traitement de signaux entre deux échantillonnages . Etant donné que la vitesse des calculs de micro-ordinateurs et de processeurs de signaux est limitée, l'utilisation du traitement de signaux numériques se trouve ainsi très souvent limitée. La présente invention a pour but de porposer un procédé qui augmente considérablement les possibilités d'utilisation du traitement de signaux , en rendant possible l'utilisation de micro-ordinateurs avec une vitesse des calculs jusqu'à présent insuffisante, pour le traitement de signaux numériques. L'objectif est atteint selon la présente invention par le fait que le signal de bande de base avec le spectre continu de signaux utiles et de signaux parasites ou perturbateurs est limité dans sa largeur à l'aide d'un filtre passe-bande analogique, d'où résulte un spectre des signaux utiles avec une fréquence de bande d'arrêt inférieure et supérieure , et que l'on choisit une fréquence d'échantillonnage qui n'est pas inférieure à la double valeur de la différence de la fréquence de bande d'arrêt supérieure moins la fréquence de bande d'arrêt inférieure, le spectre de signaux utiles se trouvant au moins à l'exception de composantes spectrales de signaux parasites ou perturbateurs à l'intérieur d'un segment de période. L'invention part de la nouvelle découverte que la limitation susmentionnée du spectre continu XA(#) peut être introduite non seulement dans la gamme de fréquences fa mais également dans chaque segment de fréquence de #m#fa \ nuA | XA(JE) sont répétés périodiquement de +m.fa ç Un spectre se trouvant dans une zone de fréquence supérieure selon l'inéquation susmentionnée est de cette manière mélangé vers le bas par le" sous-échantillonnage"à fa sans changements dans la zane Le procédé selon la présente invention permet ainsi dans des circonstances prédéterminées et en prenant des mesures indiquées, d'échantillonner- à des faibles fréquences d'échantillonnage, de filtrer et de démoduler des signaux modulés ce qui n'était pas possible jusqu a présent sur la base du théorème d'echantillonnage. L'invention concerne également un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé précité, comprenant un filtre pour la limitation de la bande du signal modulé et des moyens pour l'échantillonnage du signal utile filtré à l'aide d'un filtre passe-bande. Le dispositif selon l'invention est caractérisé en ce que le filtre est formé par un filtre passe-bande analogique de second ordre et en ce que la fréquence d'échantillonnage est choisie de telle manière que, d'une part, celle-ci n'est pas inférieure à la double valeur de la différence des fréquences de bande d'armet supérieure et inférieure du signal utile limité par le filtre passe bande etç d'autre part, que le spectre du signal utile se trouve à l'intérieur d'une période de l'axe de fréquence. L'invention concerne en outre une utilisation du procédé précité dans un récepteur télécommande, notamment dans un récepteur omnidirectionnel, avec un filtre numérique pour le filtrage des signaux de commande échantillonnés du point de vue d'amplitude du réseau de basse tension L'utilisation conforme à l'invention, du procédé, est caractérisée en ce que l'on utilise à titre de filtre numérique, un micro-ordinateur de 8 chiffres binaires et que l'on commute eelu2-c a une fréquence d'horloge qui est inférieure à la fréquence d'échantillonnage minimale prescrite par le théorème d'échantillonnage. Des récepteurs de commande omnidirectionnels néces sitent des filtres à bande étroite de haute qualité, pour pouvoir filtrer du réseau de basse fréquence des signaux de commande échantillonnés ou explorés dans l'amplitude. Jusqu'à présent, on a utilisé à cette fin par exemple un filtre numérique à deux étages de quatrième ordre (CH-PS 559 983), qui peut résoudre le problème posé, mais est considérablement plus cher par rapport à un microprocesseur, par exemple un micro-ordinateur de 8 chiffres binaires qui est aujourd'hui de la plus grande importance pratique, Un micro-ordinateur à 8 chiffres binaires nécessite cependant pour les opérations de calcul nécessaires (environ 9 multiplications avec des constantes de filtre, 8 additions avec contrôle du retenu ou du dépassement et 8 manipulations de registre) un temps de calcul d'environ 300 ,pLS et pourrait ainsi être cadencé à une fréquence de cadence de 3.300 Hz .Etant donnE cependant que des fréquences de commande jusqu'à 2.000 Hz peuvent être présentes et de ce fait par le théorème d'échantillonnage, une fréquence d'échantillonnage ou de balayage d'au moins 4.000 Hz est prescrite, il se manifestait jusqu'à présent des problèmes provenant de la vitesse de calcul et les micro-ordinateurs de 8 chiffres binaires ne pouvaient pas être utilisés comme filtres numériques pour des récepteurs de commande omnidirectionnels. Grâce au procédé selon la présente invention, ce problème est résolu pour la première fois, dans la mesure où ce procédé permet des fréquences d'échantillonnage plus faibles, ce qui donne au micro-ordinateur un temps de calcul suffisant. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode-de réalisation de l'invention et dans lesquels - les figures 1 et 2 sont des représentations schématiques permettant d'expliciter le procédé selon la présente invention; - la figure 3 est un schéma-bloc d'une partie de réception sélective d'un récepteur de commande omnidirectionnel , et - les figures 4 et 5 sont des représentation schématiques explicitant le fonctionnement. Les figures 1 et 2 donnent des schémas pour expliciter le procédé selon la présente invention, de façon générale. La figure 1 montre à la ligne a un signal de bande de base modulé par fm , avec un spectre de signaux utiles et parasites ou brouilleurs XA(ffL). Le spectre de signaux utiles est désigné par N et le spectre de signaux brouilleurs ou parasites est désigné par S.Le signal de la ligne a est tout d'abord limité dans sa largeur de bande selon la ligne b, par l'intermédiaire d'un filtre passebande analogique HA(#), d'où résulte, selon la ligne c, le spectre de signaux utiles XBA(St) avec les fréquences limites de bande d'arrêt n et et et min max Pour l'échantillonnage ou l'exploration du spectre de signaux utiles XZA(St) , on choisit une fréquence d'échantillonnage tJa . qui doit satisfaire aux deux conditions suivante : - Le spectre de signaux utiles doit se trouver totalement à l'intérieur d'un segment de période md wa(m = 1,2,3...). A l'extérieur de ces segments de période, au mieux seulement des composantes spectrales de signaux parasites doivent exister. Ceci est cependant seulement admissible s'il est assuré que ces composantes se trouvent dans la zone d'arrêt ou d'interdiction de filtres numériques qui suivent. Il résulte de la ligne c , que la fréquence de balayage ou d'échantillonnage oJa peut également être inférieure aux fréquences de signaux présentes. Pour que ces deux conditions pour la fréquence d'échantillonnage #a soient satisfaites, il résulte le spectre périodique X(ej#T) représenté à la ligne d , du signal échantillonné à #a . Il ressort de la ligne d que dans chaque période # est contenue la totalité T de l'information. Le signal échantillonné à #a peut maintenant être a traité selon le principe connu du traitement de signaux numériques. En particulier, il peut être filtré à la fréquence d'échantillonnage W et être démodulé de manière numérique. La ligne e montre l'allure ou caracté ristique de fréquence d'un filtre numérique H(ei @ t) pour la suppression de la fréquence porteuse. A la figure 2, on a choisi pour l'illustration du procédé conforme à llinvention une représentation comme le chapitre 2.12 "Relation Between Continous and Discrete Systems" du livre "Theory and Application of Digital Signal Processing" de L.R. Rabiner et B. Gold, Verlag Prentice Hall New Jersey. Le procédé est fondé sur la découverte que la limitation décrite dans ce chapitre du spectre continu ne peut pas seulement êre introduite dans la gamme de mais également ence de ,2,3... . Comme cela est représenté aux lignes a et b de la figure 2 pour m=2 , tous les spectres limités de cette façon conduisent après l'échantillonnage ou l'exploration à un spectre périodique univoque. Il a été découvert en outre que, dans cette forme, 11 effet dit "Aliasing" normalement perturbateur devient utile , dans la mesure où selon la formule (2.65) du chapitre indiqué le spectre Xfi ) est répété périodique eci signifie qu'un spectre supérieure est mélangé vers lebas par un n sous-échantillonnage" a axa s sans changement dans la zone # # # # #a . Dans les lignes c et d de figure 2, on a représenté les rapports pour m =1. Comme le montre une comparaison des lignes a et b pour m=2 , d'une part, et des lignes c et d pour m=1, d'autre part, il convient de retenir le fait que, selon que m est pair ou impair, dans la zone ou# fréquences analogique positif ou négatif. Pour la suite du traitement des signaux, il faut bien entendu tenir compte du théorème d'échantillonnage. Cependant cette exigence est satisfaite pratiquement lorsque la suite du traitement des signaux se fait à la cadence a ~ Si le spectre négatif doit être traité par la suite, il faut tenir compte du fait que les fréquences sont reflétées à d Mo7a . Ceci ne pose en général aucun problème dans les systèmes AM etFM pour la transmission de données numériques (par exemple systèmes FSK). Dans des applications audio, le spectre ne doit bien entendu pas être mélangé vers le bas en inversant les cotés, à condition qu'ici des déplacements de fréquence soient admissibles de toute manière. Le procédé décrit est particulièrement bien adapté pour résaliser des filtres numériques dans des récepteurs de commande omnidirectionnelle. Ces récepteurs nécessitent, comme cela est bien connu, des filtres étroits de haute qualité , pour pouvoir filtrer des signaux de commande échantillonnés dans leur amplitude, du réseau de basse tension . Dans la demande de brevet européen N 83 105 834.2 (Numéro de publication 0 105 087) , il est décrit un filtre numérique à deux étages de quatrième ordre 9 qui résout fondamentalement ce problème. Cependant, si l'on veut réaliser un filtre numérique comme micro-ordinateur à 8 chiffres binaires, de prix convenable, il se pose des problèmes relatifs à la vitesse de calcul et à la fréquence de cadence. Car, d'une part, les opérations de calcul nécessaires (environ 9 multip-li- cations avec constantes de filtre + 8 additions avec contrôle de retenue ou de dépassement + 8 manipulations de registre) nécessitent un temps de calcul d'environ 300Js si bien que le filtre numérique ne peut être cadencé au mieux à une fréquence d'horloge ou de cadence de 3.300 Hz, et, d'autre part, le théorème d'échantillonnage indique comme nécessaire, en raison des fréquences de commande présentes, jusqu'à 2.000 Hz, une fréquence d'échantillonnage d'au moins 4.000 Hz.Ceci signifie que le filtre numérique ne peut pas être utilisé à la fréquence d'échantillonnage déterminée par le théorème d'échantillonnage. La figure 3 montre le schéma-bloc d'une partie réceptrice sélective d'un récepteur de commande omnidirectionnel, qui permet de résoudre, en mettant en oeuvre le procédé selon l'invention, le problème de la réalisation du filtre numérique nécessaire comme micro-ordinateur de 8 chiffres binaires. La partie réceptrice Sélective indiquée à la figure 3 par le symbole de référence 1 a pour fonction, de façon connue, de recevoir sélectivement du mélange de fréquences offert par le s#ecteur, un signal de télécommande, à la fréquence du signal f5 et de produire une suite d'impulsions correspondant aux ordres de la télécommande. La structure et le fonctionnement d'un tel récepteur de commande omnidirectionnel est supposé comme étant connu. A ce contexte on indique la demande de brevet européen prémentionnée NO 83 105 834.2 et le CH-PS-559 983. La partie réceptrice 1 comporte une borne d'entrée 2 qui est reliée à un point de liaison d'un conducteur de courant 4, à laquelle est superposée la fréquence de signal fs . La tension d'entrée présente à la borne d'entrée 2 est fournie à un préfiltre 5 qui est suivi d'un convertisseur analogique-numérique 7 et d'un filtre numérique 8. Derrière le filtre numérique 8, il est prévu un démodulateur du type AN 9, dont la sortie est reliée à la borne de sortie 1D de la partie réceptrice 1. Cette dernière comporte en outre un générateur de fréquences 6 pourvu d'un quartz oscillant pour la production de la fréquence d'horloge ou de cadence pour les différents étages de la partie réceptrice 1. La fréquence d'horloge pourrait également être dérivée du réseau par l'intermédiaire d'un circuit de réglage désigné PLL. La partie réceptrice 1 et son fonctionnement seront maintenant décrits en se reportant aux figures 3 à 5, les figures 4 et 5 représentant les caractéristiques ou allures des signaux dans les différents étages de la partie réceptrice 1 : la figure 4 montre dans la ligne a la limitation du spectre de signaux reçus , à l'aide du préfiltre 5 (figure 3) et dans la ligne b le spectre numérique du signal échantillonné . La figure 5 montre dans la ligne a la caractéristique de filtre du filtre numérique 8 (figure 3), dans la ligne b le spectre du signal de sortie du filtre numérique 8, dans la ligne c l'allure d'amplitude de la chaîne de filtres formée par le préfiltre 5 et le filtre numérique 8 et dans la ligne d l'amortissage des zones de passages perturbatrices de la chaîne de filtres à travers le préfiltre 5. Le préfiltre 5 est formé par un filtre passe-bande analogique de second ordre présentant une qualité Q ) 15. Il présente selon la figure 4, ligne a , à fa et fa un amortissement de -20dB et limite le spectre de signaux utiles et parasites reçus de la fréquence de commande f s La fréquence d'horloge du générateur de fréquences 6 qui correspond à la fréquence d'échantillonnage f du a convertisseur analogique-numérique 7 est choisie de telle façon que le spectre de signaux utiles XA (jf) se trouve dans une période mf de l'axe de fréquence . A l'exté- rieur de cette période les fréquences parasites ou perturbatrices doivent être suffisamment amorties pour que le filtre numérique 8 dans la zone de passage ne soit pas perturbé par les fréquences parasites initiales ou mélangées vers le bas.Selon la figure 4, ligne a , la fréquence d'échantillonnage fa est de 3.000 Hz et la moitié de la fréquence d'échantillonnage 4fa se trouve alors à 1.500 Hz et le signal est présent dans la période de fréquence entre m4fA et (m+1)'4fA,m étant égal à 1. Après l'échantillonnage ou l'exploration du signal de réseau filtré à l'aide d'un filtre passe-bande on obtient un spectre numérique x(ei2 Etant donné que le filtre passe-bande selon la ligne a ne présente que l'amortissement fini (-20dB) il se manifeste encore quelque peu du "Aliasing" perturbateur. Le signal de sortie du convertisseur analogiquenumérique 7 (figure 3) est filtré à l'aide du filtre numérique 8 qui est par exemple du type décrit dans la demande de brevet européen 83 105 834.2 et présente une caractéristique de filtre selon la figure 5, ligne a. Etant donné que ce filtre amortit fortement (-20dB) à dfa et fa ' les effets dits "Aliasing" perturbateurs sont fortement supprimés. La ligne b de la figure 5 montre le spectre du signal de sortie du filtre numérique 8 (figure 3) j2XtfT = X (,j2n fT) H(ej2fRfT). Le spectre est caractéristique dans les zones fa - fs et fa + fs , où en raison de la périodicité du spectre de signaux X(ej2#fT) et de la fonction de transmission de filtre H(ej2 fT)des nouvelles fréquences ont été produites ("Aliasing" par échantillonnage). Dans la zone f fs le spectre est réfléchi à f par rapport au spectre a initial . Ceci a cependant aucune influence sur la suite du traitement, puisque seulement l'amplitude du signal est exploitée. Dans des systèmes du type SFK il aurait fallu tenir compte du réfléchissement. Le signal de sortie du filtre numérique 8 est exploité au niveau des amplitudes par le démodulateur du type AM 9 (figure 3), qui est réalisé avantageusement sous forme numérique. L'exploitation peut être effectuée de la manière suivante : le signal numérique y(ei2 g fT) est redressé pour chaque échantillonnage et on forme donc la valeur absolue de Y(nT), Y(nT) = vY(nT)\ .Cette valeur absolue est transmise à un filtre passe-bande numérique, qui est également cadencé à f et possède une fréquence a limite accordée à la fréquence du signal de bande de base se trouvant bien entendu en dessous de fa Dans la figure 5, ligne c , est représentée la fonction de transmission de sons unidirectionnels réalisée, c'est-à-dire l'allure d'amplitude de la chaîne de filtres formée par le filtre passe-bande analogique 5 et le filtre numérique 8 (figure 3). La transmission n' est pas fidèle du point de vue fréquence. Car lorsque la fréquence de commande f est donnée au filtre, il apparaît à la s sortie de celle-ci par le sous-échantillonnage la fréquence fondamentale f - f (ligne B en trait interrompu )#.La a s même fréquence f - f apparaît également lors de l'in a s troduction de la fréquence f = f - f , cependant cette a a s fréquence f1 est amortie de 25 dB i ce qui est indiqué par le point C. Cet amortissement est obtenu par le seul préfiltre 5 (figure 2). De la même manière, la fréquence fa - fs apparaît à la sortie du filtre numérique 8 (figure 3), lorsqu'on commande à une quelconque fréquence m(fa+ fs) m=1,2. . .. L'amortissement de toutes ces fréquences périodiques est également donné exclusivement par le préfiltre 5. Etant donné que selon l'invention la directive pour la fréquence d'échantillonnage précise seulement que le spectre de signaux utiles doit se trouver à l'intérieur d'une période de fréquence de dfa , il y a encore certaines libertéspour le choix de la fréquence d'échantillonnage. En outre, on constate que des spectres parasites à l'extérieur de la période de fréquence dfa doivent être amortis par le préfiltre 5 seulement dans la mesure où ils ne sont pas supprimés par le filtre numérique (figure 3) suivant. Il en résulte l'objectif de dimensionner de façon optimale la fréquence d'échantillonnage fa ensemble avec le filtre passe-bande analogique 5 et le filtre numérique 8. Dans le cas présent, on obtient une solution particulièrement utile lorsque la fréquence d'échantillonnage f satisfait a à la condition suivante Il en résulte que les deux zones de passage critiques, devant être amorties par le préfiltre analogique du système de filtre : fa - fs et fa + fs se trouvent par rapport à 5 dans le rapport 1:2 ou 2:1. Ainsi, s comme le montre la figure 5, ligne d , il est assuré que le filtre passe-bande analogique de second ordre amortisse uniformément les deux zones de passage perturbatrices.Car les rapports 1:2 et 2:1 mènent sur l'échelle de fréquences logarithmiques à des distance de fréquences équidistantes. Etant donné que dans les récepteurs de commande omnidirectionnels la fréquence de commande f peut être s jusqu'à 2.000 Hz, il en résulte une fréquence d'échantil lonnage f de 3.000 Hz. Cette fréquence d'échantillonnage a et de cadencement est également suffisamment faible pour des micro-ordinateurs simples de 8 chiffres binaires. Par contre, la fréquence d'échantillonnage exigée par le théorème d'échantillonnage d'au moins 4.000 hertz serait univoquement trop élevé. On peut également envisager des cas où le procédé décrit donne un gain de souséchantillonnage encore plus élevé, par exemple dans le cas de spectres étroits modulés à haute fréquence Ceux-ci peuvent être limités à l'aide d'un filtre passebande étroit et transférés par sous-échantillonnage dans une zone de fréquence plus basse et finement filtrés. REVENDICATIONS 1.- Procédé pour la démodulation de signaux modulés à haute fréquence , à l'aide de filtres numériques et de démodulateurs numériques, selon lequel le signal de bande de base modulé, comprenant un spectre continu de signaux utiles et de signaux parasites est tout d'abord limité dans sa bande et ensuite échantillonné à une fréquence d'échantillonnage prédéterminée et ensuite traité, caractérisé en ce que l'on limite dans sa bande le signal de bande de base modulé, avec le spectre continu de signaux utiles et de signaux parasite [XA(#)] , avec un filtre passe bande analogique (5) , d'où ressort un spectre de signal utile X'A() 1 avec des fréquences de bande d'arrêt inférieure et supérieure (#min ou (#min #max) , et en ce que l'on choisit une fréquence d'échantillonnage (fa) qui n'est pas inférieure au double de la valeur de la différence de la fréquence de bande d'arrêt supérieure et de la fréquence de bande d'arrêt inférieure (fa 2 2(5LmaX-~6min), le spectre de signaux utiles se trouvant à l'intérieur d'un segment de période (mfa) au moins à l'exception de composantes spectrales de signaux parasites. 2.- Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal échantillonné à la fréquence d'échantillonnage (fa) est filtré de façon numérique à une fréquence d'horloge correspondant à la fréquence d'échantillonnage et est démodulé de façon numérique. 3.- Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que lors de l'apparition de composantes spectrales de signaux parasites ou perturbateurs à l'extérieur du segment de période précité (mfa) , le filtre (8) pour le filtrage numérique du signal échantillonné est dimensionné de telle manière que lesdites composantes se trouvent dans sa zone d'arrêt. 4.- Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'on amortit à l'aide du filtre passe-bande analogique (5) les composantes spectrales de signaux parasites, qui n'ont pas été supprimés par le filtre numérique (8). 5.- Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, avec un filtre pour la limitation du signal modulé et avec des moyens pour l'échantillonnage du signal utile filtré dans sa bande, caractérisé en ce que le filtre est formé par un filtre passe-bande analogique (5) de second ordre , et que la fréquence d'échantillonnage (fa) est choisie de telle manière que , d'une part, elle n'est pas inférieure à la valeur double de la différence des fréquences de bande d'arrêt supérieure et inférieure du signal utile limité par le filtre passebande , et, d'autre part, le spectre de signaux utiles se trouve à l'intérieur d'une fréquence (mi ) de l'axe de fréquence. 6.- Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'un filtre numérique (8) pour le filtrage du signal utile échantillonné , qui à la valeur entière et à la valeur moitié de la fréquence d'échantillonnage (fa ou f s présente un fort amortissement adapté au spectre de signaux parasites et est utilisé à une fréquence d'horloge ou de cadencement correspondant à la fréquence d'échantillonnage. 7.- Utilisation du procédé selon la revendication 1 dans un récepteur télécommandé, notamment un récepteur de commande omnidirectionnel, avec un filtre numérique pour le filtrage de signaux de commande de sons unidirectionnels échantillonnés du point de vue amplitude , du réseau de basse tension, caractériséeen ce que l'on utilise comme filtre numérique (8) un micro-ordinateur de 8 chiffres binaires et cadence celui-ci à une fréquence d'horloge qui est inférieure à la fréquence d'échantillonnage minimale déterminée par le théorème d'échantillonnage. 8.- Utilisation selon la revendication 7, caractérisée en ce que la fréquence d'échantillonnage (fa) pour l'échantillonnage du signal reçu avec la fréquence de commande (fs) et ainsi également la fréquence d'horloge sont choisies de telle manière qu'elles satisfassent à l'intérieur d'une largeur de bande de +20-30% à la condition fa= 3 fs 2 9.- Utilisation selon la revendication 8, caractérisée en ce que les zones de passage (fa-fs) et (fa + fs) du système de filtre formé par le filtre passe-bande analogique et du filtre numérique (8) sont amorties uniformément par le filtre passe-bande analogique (5).