FR 2556900 A1 19850621 FR 8419227 A 19841214 La présente invention concerne un circuit de transistor Darlington à haute tension de régime dans lequel la tolérance à la rupture quand la charge est en court-circuit est élargie. Récemment, des transistors de Darlington à grande puissance ont été largement utilisés pour des circuits onduleurs de moteur à courant alternatif, des circuits de commande de moteur à courant continu, des sources d'alimentation de secours... etc. En particulier, ils sont utilisés comme des composants semi-conducteurs pour commuter des courants intenses dans des circuits de grande puissance. CUs transistors de Darlington à haute tension de régime doivent généralement être capables de conduire un courant de 10 à 1000 A lorsqu'ils sont débloqués et de supporter une tension de 450 à 1000 V lorsqu'ils sont bloqués. La figure i représente un exemple d'un circuit qui utilise de tels transistors Darlington à haute tension de régime pour la commutation de courants forts. Le transistor Darlington Q1 comporte des transistors Q11 et Q12 connectés en circuits Darlington. Comme cela est représenté, le collecteur C et l'émetteur E du transistor Darlington Q1 sont connectés en série avec la charge 11, un fusible 13 et une source d'alimentation 15 pour commander la charge 11 partout ou rien. En général, les transistors de Darlington comportent également des circuits stabilisateurs, des diodes accélératrices et des diodes à récupération rapide, etc.. dont la description ne sera pas faite.Le transistor Darlington Q1 est débloqué lorsqu'un courant est fourni à sa base B et l'émetteur et le collecteur C sont virtuellement en court-circuit. Si par ailleurs, aucun courant n'est fourni, le transistor Darlington Q1 est bloqué et le circuit collecteur-émetteur reste pratiquement ouvert. Le transistor Darlington Q1 ne doit pas subir de rupture lorsque la charge 11, par exemple un moteur, est en court-circuit jusqu'à ce que le fusible 13 fonde. Par exemple, sur la figure 1, si la tension d'alimentation Vcc est 480 V alternatifs, dans la région caractéristique de fonctionnement de sécurité (particulièrement la région caractéristique de fonctionnement de sécurité en cas de court-circuit de charge) est à une température de fonctionnement de 100 à 1250C, le transistor Darlington Q1 ne doit pas subir de rupture pendant plus de 10 iis lorsqu'une tension de 800 V en courant continu est appliquée. La tolérance à la rupture dans la région de fonctionnement de sécurité en court-circuit de charge est déterminée par la surface du collecteur et par la puissance électrique, comme cela est décrit dans High Voltage Hihg Power Transistor Modules for 440 V AC Line Voltage Inverter Applications, IPEC, mars 1983, Conférence REC, Vol. 1, pages 297-305. Il est également connu que cette tolérance à la rupture dépend aussi de la résistance de collecteurs Rc du transistor Darlington Q1. Par conséquent, jusqu'ici, pour augmenter la tolérance à la rupture, la résistance de collecteur Rc peut être augmentée.Par exemple, et comme le montre la figure 2, avec un transistor ayant une structure en coupe comprenant un émetteur 21 de type N, une base 23 de type P, une région intrinsèque 25 de faible concentration de type N et une région de collecteur 27 de type N, c'est-à-dire un transistor dit NP N, la région intrinsèque 25 est épaissie verticalement et a résistance de collecteur Rc est accrue pour augmenter la tolérance à la rupture. Mais l'augmentation de la résistance de collecteur Rc entraine une réduction des diverses caractéristiques diverses du transistor. Les problèmes qui peuvent apparaître sont par exemple une augmentation de la mention de saturation Vce (sat) entre le collecteur C et l'émetteur E, une augmentation du temps de commutation et une réduction du courant de crête de collecteur.Une réduction de l'une quelconque des caractéristiques est indésirable pour les transistors de commutation à courants forts. Si le problème ne concerne qu'une réduction de la tension de saturation Vce (sat) ou du courant de crête de collecteur, la solution peut être d'augmenter la surface d'émetteur du transistor. Mais une augmentation de la surface d'émetteur entraine une augmentation de la dimension totale de la pastille. Cela conduit à une augmentation indésirable du prix du transistor En outre, même si la surface d'émetteur est augmentée, il est impossible de réduire le temps de commutation. Par conséquent, il n'existe encore jusqu'à présent aucun transistor Darlington de commutation pour courant fort satisfaisant à la fois les demandes économiques et les caractéristiques de fonctionnement. Par conséquent, l'invention a pour objet de proposer un transistor Darlington de commutation de courant fort qui soit à la fois économique et avec des capacités de régime suffisantes. Le circuit de transistor Darlington selon l'invention comporte : au moins deux transistors qui forment un transistor Darlington, l'émetteur de l'étage arrière d'un groupe quelconque de deux transistors qui sont contigus étant connecté à la base du transistor de l'étage avant, et les collecteurs des deux transistors de l'étage arrIère et de l'étage avant étant connectés en commun, et un circuit de dérivation connecté au transistor Darlington pour fournir un courant de base qui est appliqué à un premier transistor du transistor Darlington, à la base du second transistor à un étage plus en avant que le premier transistor sans l'appliquer au premier transistor quand la tension entre le collecteur et l'émetteur du transistor Darlington est supérieure à la tension de saturation du transistor Darlington, et lorsqu'elle est supérieure à la tension spécifique dans la région de fonctionnement de sécurité du transistor Darlington. Avec ce type de structure, lorsqu'il se produit un court-circuit dans la charge du transistor Darlington à haute tension de régime, le rapport d'amplification en courant diminue substantiellement. Par conséquent, quand la charge est en court-circuit et que le transistor Darlington est débloqué, le courant circulant momentanément dans le transistor est considérablement réduit par rapport à celui de la technique antérieure. Le temps qui s'écoule jusqu'à la rupture du transistor Darlington est donc largement augmenté. Il en résulte une amélioration substantielle des tolérances de rupture, que la résistance de collecteur n'est pas augmentée, qu'il n'y a aucune détérioration des caractéristiques de fonctionnement et que la surface d'émetteur n'est pas augmentée. Il n'y a donc pas d'augmentation de la dimension de la pastille et le composant est économique. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de plusieurs exemples de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels La figure 1 est un schéma d'un exemple d'un circuit utilisant un transistor Darlington de la technique antérieure pour la commutation, La figure 2 est une coupe d'un transistor NP N, La figure 3 est un schéma d'un circuit qui utilise un transistor Darlington de commutation selon un premier mode de réalisation de l'invention, Les figures 4 et 5 montrent les relations entre le courant de collecteur et la tension collecteur/ émetteur du transistor Darlington selon l'invention, La figure 6 montre les relations entre l'épaisseur de la région intrinsèque du transistor NP N et la limite entre la région de rupture et la région de fonctionnement de sécurité, et La figure 7 est un schéma d'un circuit qui utilise un transistor Darlington selon un autre mode de réalisation de l'invention. Le premier mode de réalisation de l'invention sera donc maintenant décrit en regard de la figure 3. La figure 3 est un schéma d'un circuit auquel a été appliqué un circuit de transistor Darlington selon le premier mode de réalisation de l'invention. Les mêmes références numériques ont été utilisées pour des éléments identiques à ceux de la figure 1 et leur description n'en sera donc pas faite. Une caractéristique du circuit représenté sur la figure 3 est la présence d'un circuit de dérivation 31 dans le circuit de la figure 1. Le transistor Darlington Q1 sert également à commuter le courant et à contrôler la charge 11. Le circuit de dérivation 31 comporte un transistor de dérivation Q2 constitué par les deux transistors Q21, Q22 qui sont connectés en circuit Darlington. Le collecteur du transistor de dérivation Q2 est connecté à la base (base du transistor Darlington Q1) du transistor Qil et son émetteur est connecté à la base du transistor Q12. La base du transistor de dérivation Q2 est connectée à l'anode d'une diode 33. La cathode de la diode 33 est connectée à une borne d'une résistance 35 dont l'autre borne est connectée au collecteur du transistor Darlington Q1. Le fonctionnement de ce circuit sera maintenant décrit. Tout d'abord, le fonctionnement lorsque la charge 11 est normale (non court-circuitée) sera expliqué. Lorsque le courant base IB n'est pas appliqué au transistor Darlington Qi, les transistors Q11, Q12 sont tous deux bloqués et par conséquent, le transistor Darlington Q1 est bloqué et le circuit collecteur/émetteur C-E est pratiquement ouvert. Une tension d'alimentation Vcc est appliquée au circuit collecteur/émetteur à ce moment. Si la tension Vcc de la source d'alimentation 15 est supérieure à la tension de régime inverse de la diode 33,.le courant de base IB2 de la valeur donnée par l'équation (1) est normalement fournie à la base du transistor de dérivation Q2 par la résistance 35 et la diode 33. IB2 = (Vcc - Vz - Vf x 3)/R ... (1) où Vz est la tension de rupture inverse (amorcage Zener) de la diode 33, R est la valeur de la résistance 35, Vf est la chute de tension directe entre la base et l'émetteur du transistor Q21, Q22, Q12. Cette valeur peut varier légèrement en fonction de IB2, mais elle est environ 0,7 V comme cela est connu. Mais comme cela sera expliqué par la suite, en choisissant de façon appropriée la valeur R de la résistance 35, il est possible de négliger le courant IB2 sans aucun effet sur le circuit. Dans le but de débloquer le transistor Darlington Q1, un courant de base IB lui est fourni. Si la tension entre le collecteur C et l'émetteur E est supérieure à la tension de régime inverse de la diode 33, le courant de base IB2,- indiqué par l'équation (1) est fourni à la base du transistor de dérivation Q2, qui est donc débloqué. Par conséquent, si le rapport d'amplification en courant du transistor de dérivation Q2 est réglé à hfe2, le courant de base IB circule comme courant de collecteur IC2 du transistor Q2 jusqu'a ce que sa valeur atteigne IB2 x hfe2.Par conséquent, le courant IB11 devient nul et en réalité, aucun courant n'est fourni à la base du transistor Q11. Par ailleurs, les courants IC2 et IB2 deviennent le courant de base IB12 du transistor Q12, qui lui est appliqué. Ainsi, avec le transistor Q11 bloqué, seul le transistor Q12 est débloqué. Le transistor Q12 fonctionne sur la ligne de charge déterminée par la charge i1 et la résistance de collecteur RcF et la tension de collecteur/émetteur diminue progressivement. Quand cette tension de collecteur/émetteur devient inférieure à la tension de régime inverse Vz de la diode 33, (plus exactement Vz + Vf x 3, mais cela est négligé car Vf est normalement inférieur à Vz) le courant de base B2 est interrompu par la diode 33 et devient nul. Autrement dit, aucun courant n'est plus fourni à la base du transistor de dérivation Q2. I7 en résulte que ce transistor de dérivation Q2 est bloqué et que son courant de collecteur IC2 s'annule. Le courant de base IB est alors fourni au transistor Qil, les transistors Q11 et Q12 sont tous deux débloqués et la tension de collecteur/émetteur diminue jusquQà la tension de saturation du transistor Darlington Qi De cette maniere, en appliquant ou en supprimant le courant à la base B, il est possible de débloquer et de bloquer le transistor Darlington Q1 et de commander la charge 11. Le fonctionnement du circuit sera maintenant décrit lorsque la charge 11 est en court-circuit. Dans ce cas, la tension Vcc est appliquée directement au transistor Darlington Q1 de sorte que le courant IB2, indiqué par l'équation (1) est normalement appliqué à la base du transistor Q21. Le transistor de dérivation Q2 est donc normalement débloqué. Il sera supposé que le courant de base IB est appliqué à la base du transistor Darlington Q1 dans cet état. Si le rapport d'amplification en courant du transistor de dérivation Q2 est établi à hfe2, le courant de base IB circule comme courant de collecteur C2 du transistor de dérivation Q2 jusqu'à ce que sa valeur atteigne IB2 x hfe2. Le courant IB11 devient nul et en réalité, aucun courant n'est fourni au transistor Q11.Le courant de base IB12 du transistor Q12 peut donc être donné par l'équation suivante IB12 = IB + (IB/hfe2) ... (2) où Si hfe2 est suffisamment grand, IB12 = IB. Le courant de collecteur IC du transistor Darlington Q1 peut être donné par l'équation ci-après si le rapport d'amplification en courant du transistor Q12 est hfel2. IC = IB x hfel2 ... Avec le circuit antérieur représenté sur la figure 1, le courant de collecteur IC du transistor Darlington Q1, quand le rapport d'amplification en courant de transistor Qil est hfeii, peut être donné par l'équation ci-après :: IC = IB x hfell x hfe12 ... (4) Comme cela ressort clairement des équations (3) et (4) r lorsqu'un courant de base IB est fourni au transistor Darlington Qi avec la charge 11 en courtcircuit, le courant de collecteur IC du transistor Darlington Qi est inférieur à celui d'un composant antérieur d'une quantité égale au rapport d'amplification en courant hfe11 du transistor Qil. Normalement, le rapport d'amplification en courant hfeli est de l'ordre de 2 à 3 chiffres. Dans ce mode de réalisation, lorsqu'un courant de base IB est fourni avec la charge 11 en court-circuit, le courant qui circule momentanément dans le transistor Darlington Q1 est très inférieur à celui d'un dispositif antérieur. Paroenséquent, le temps qui s'écoule jusqu'à la rupture du transistor Darlington Q1 est très long. Cela veut dire que la tolérance à la rupture du transistor Darlington Q1 est grande. A ce moment, la résistance de collecteur Rc augmente comparativement à la technique antérieure et par conséquent, les caractéristiques comme la tension de saturation Vce (sat) du transistor Darlington, la tension de crête de collecteur et le retard après le blocage, etc.. ne sont pas dégradés comparativement à un transistor Darlington de la technique antérieure. Comme cela a été indiqué dans la description de l'équation (1), si la tension de collecteur/émetteur est supérieure à la tension de rupture inverse Vz de la diode 31 (plus exactement Vz + Vf x 3) le courant IB2 circule normalement par les transistors Q21, Q22, Q12. Par exemple, quand le transistor Darlington Q1 est bloqué, le courant IB2 circule normalementcomme un courant de fuite. Si la valeur du courant IB2 est grande, le transistor Darlington Q1 n'est pas bloqué complètement et le courant de collecteur IC circule. Il est donc souhaitable que la valeur R de la résistance 35 soit suffisamment grande. Par exemple, si la valeur de tolérance du courant IB2 (courant de fuite) est dans la plage de 1 mA, la valeur R de la résistance 35 est automatiauement déterminée dans la tension de la source d'alimentation Vcc. Si le rapport d'amplification en courant hfe2 du transistor de dérivation Q2 est faible, une relation telle que celle donnée par l'équation (5) est respectée.A ce moment, le courant IBli indiqué par l'équation (6) est fourni à la base du transistor Qil. IB > IB2 x hfe2 .. (5) IB11 = lB - IB2 x hfe2 ... (6) Par conséquent, le transistor Q11 est bloqué et le courant de base IB12 fourni au transistor Q12 devient celui indiqué par l'équation ci-après IB12 = IB2 x hfe2 + (IB-IB2 x hfe2) x hfii ... (7) Il est très facile d'augmenter la seconde fonction du membre de droite de l'équation (7) et il en résulte que le courant de collecteur IC du transistor Darlington Q1 devient intense, et le transistor Darlington Q1 subit facilement une rupture. Il est donc nécessaire que le rapport d'amplification en courant hfe2- du transistor de dérivation Q2 soit suffisamment grand pour qu'au moins l'équation (5) ne soit pas respectée. Par exemple, si le courant IB est a A ét si le courant IB2 est 1mA, il est nécessaire que hfe2 soit au moins supérieur à 2K. La tension de rupture inverse Vz de la diode 33 détermine pratiquement la tension de collecteur/émetteur du transistor Darlington Q1 quand le circuit de dérivation 31 fonctionne. Si cette tension de rupture inverse Vz est faible, le transistor de dérivation Q2 est normalement débloqué, le transistor Q11 est normalement bloqué et la tension de saturation du transistor Darlington Q1 est déterminé uniquement par la tension de saturation du transistor Q12 et elle n'est pas suffisamment faible. Egalement, si la tension de rupture inverse Vz est trop grande, le transistor de dérivation Q2 n'est pas du tout débloqué et le circuit représenté sur la figure 3 atteint facilement une rupture secondaire, de même que le circuit de la figure 1. Il est donc nécessaire que la tension Vz soit inférieure è la tension dont il résulte la rupture du transistor Darlington Q1 quand le circuit de dérivation 31 n'est pas utilisé. Il est ainsi souhaitable que cette tension Vz soit supérieure à la tension de saturation du transistor Darlington Q1, et inférieure à sa tension de rupture (dans la région de fonctionnement de sécurité). Des essais ont été conduits sur un transistor Darlington Q1 comprenant un circuit de dérivation 31 selon le premier mode de dérivation de l'invention. Dans ces essais, la valeur R de la résistance 35 a été établie à 1 mégohm, la tension de rupture inverse Vz à 10 V et le rapport d'amplification en courant hfe2 dans le transistor de dérivation Q2 à environ 2K. Un courant de base ayant une durée d'impulsions de 50 s a été fourni à la base B. Egalement, au cours des essais, le courant de base IB a été changé en 5 gradins de 2A, 1A, 0,2A, 0,iA et 0,02 A. Les figures A et 5 montrent les relations résultantes entre le courant de collecteur IC et la tension de collecteur/émetteur VC du transistor Darlington Qi. Les caractéristiques IC-VC du transistor Darlington Q1 sont représentées en traits pleins avec le circuit de dérivation 31 et en pointillés sans ce circuit. La figure 4 montre les caractéristiques à basse tension et la figure 5 les caractéristiques à tension élevée. Egalement, sur la figure 5, les double traits mixtes représentent les caractéristiques extrapolées de l'élément après la rupture (les caractéristiques dans la région de rupture). Le trait mixte simple montre la limite entre la rupture et la non-rupture qui dépend de la résistance de collecteur Rc des transistors Darlington Q10 par exemple, dans le cas d'un transistor NP M, elle dépend seulement de l'épaisseur de la région intrinsèque coreme cela a déjà été expliqué. La figure 6 montre la relation entre cette limite et l'épaisseur de la région intrinsèque du transistor Q12. Etant donné que le courant qui circule danse transistor Q11 est faible, il n'y a aucun problème particulier quant à l'épaisseur de la région intrinsèque de ce transistor. Dans ce cas, la résistance de la région intrinsèque est 110 ohms.cm. fles courbes caractéristiques iV-VC, A, B, C montrent les caractéris- tiques quand l'épaisseur de la région intrinsèque est 60 m, 100 m et 140 ssm. Er. utilisation réelle, la courbe B est la limite en raison des autres caractéristiques des transistors Q12.Comme le montrent les figures 4 et 5, quand le circuit de dérivation 31 selon l'invention est utilisé et si la tension de collecteur/ émetteur Vc passe par une valeur spécifiée (Vz+Vfx3) le rapport d'amplification en courant du transistor Darlington Q1 décroît brusquement et le courant de collecteur IC est considérablement réduit. Il a donc été confirmé que la tolérance à la rupture du transistor Darlington Q1 était très améliorée. Par exemple, avec le transistor Darlington Q1 de la technique antérieure auquel est fourni un courant de base IB de 2:, si une tension de collecteur/émetteur VC de 600 V est appliquée, un courant de collecteur momentané IC de 280 A circule et dans les quelques micro-secondes, le silicium fond et le circuit collecteur/émetteur est en court-circuit. Par contre, quand le circuit de dérivation 31 selon l'invention est utilisé, le courant de collecteur IC est d'environ 75 A et dure 50 jais, de sorte qu'il n'y a pas de rupture. Egalement, avec le courant de base IB de 2A, le courant IC est 130 A, même si une tension de 800 V est appliquée au circuit collecteur/émetteur et même avec une circulation pendant 50 lis, le transistor Darlington Q1 ne subit pas de rupture. La figure 7 représente un autre mode de réalisation de l'invention. Les éléments qui sont identiques à ceux de la figure 3 sont désignés par les mêmes références et leur description n'en sera pas faite. Dans ce circuit, le transistor Darlington Q3 de commutation de courant est constitué par trois transistors Q31, Q32, Q33 et le circuit de dérivation comporte un transistor Q4. Dans ce cas, si la tension de collecteur/ émetteur est supérieure à la tension Vz + Vf x 2 (pratiquement la tension Vz de la base 33) un courant de base IB est fourni à la base du transistor Q33 par le transistor de dérivation Q4 sans être appliqué au transistor Q31. Avec ce circuit, si le transistor Q4 n'est pas débloqué, le courant de collecteur IC est tel que l'indique l'équation (8) ci-après tandis que lorsqu'il est débloqué, le courant IC est celui de l'équation (9) IC = IB x hfe31 x hfe32 x hfe33 / ... (8) IC = IB x hfe33 ... (9) Dans ce cas, hfe31, hfe32, hfe33 sont les rapports d'amplification en courant des transistors Q31, Q32 et Q33. De cette manière, également dans ce mode de réalisation, le rapport d'amplification en courant du transistor Darlington Q3 est réduit de hfe31 x hfe32 et par conséquent, quand la charge i1 est en court-circuit et qu'un courant de base IB est appliqué, le courant de collecteur IC qui circule momentanément est réduit ce dont il résulte urie augmentation des tolérances à la rupture du transistor Darlington Q3. Comme cela a déjà été expliqué, étant donné que l'équation (5) n'est pas satisfaite, il est nécessaire que le rapport d'amplification en courant hfe4 du transistor de dérivation Q4 soit suffisamment grand de manière qu'aucun courant de base ne soit fourni au transistor Q31. La valeur minimale du rapport d'amplification en courant hfe4 est déterminée automatiquement par les valeurs des courants IB2 et IB. Les descriptions faites ci-dessus se rapportaient à des transistors Darlington constitués par deux et trois transistors. Mais l'invention n'est pas limitée à ces cas et quatre ou cinq transistors peuvent être connectés. Egalement, dans le mode de réalisation ci-dessus, les transistors de dérivation Q4 et Q2 consistaient en un ou deux transistors. Mais l'invention n'est pas limitée à ce cas et ils peuvent être formés de trois ou quatre transistors. Mais il faut noter qu'en ce qui concerne les courants IB et IB2, les rapports d'amplification en courant doivent être suffisamment grands pour que la relation de l'équation (5) ne s'applique pas. Dans les modes de réalisation ci-dessus, des transistors NPN ont été utilisés, mais il est possible également d'utiliser des transistors PNP. La fonction de la diode 33 est d'établir le standard de tension double fonctionnement du circuit de dérivation 31. Par conséquent, si la tension de collecteur/émetteur est suffisamment grande pour qu'un courant de base IB2 circule et si le transistor de dérivation-Q2 est formé de plusieurs transistors, cette diode 33 n'est pas particulièrement nécessaire. Elle peut être de toute réalisation si un courant de base IB2 circule quand la tension de collecteur/émetteur est supérieure à une valeur spécifiée. Elle peut être par exemple une diode Zener ou une diode à plusieurs étages connectés en série, avec l'anode connectée à la résistance 33 et la cathode au transistor Q5 ou Q2. Dans les modes de réalisation ci-dessus, les collecteurs de transistors de dérivation Q2 et Q4 sont connectés à la base des transistors de premier étage Q11 et Q31 et leurs émetteurs sont connectés à la base des transistors Q12 et Q33 qui sont le dernier étage des transistors constituant le transistor Darlington. Mais l'invention n'est pas limitée à cette disposition. Par exemple, dans le circuit représenté sur la figure 7, le collecteur du transistor de dérivation Q4 peut être connecté à la base du transistor Q32 et son émetteur peut être connecté à la base du transistor Q33. Le collecteur du transistor de dérivation Q4 peut aussi être connecté à la base du transistor Q32 et son émetteur à la base du transistor Q33.Tout type de réalisation est possible pourvu que si la tension de collecteurjémetteur est supérieure à une valeur spécifiée le rapport d'amplification en courant du transistor Darlington Q3 devienne nettement plus petit. Il est également possible que les émetteurs des transistors de dérivation Q2, Q4 soient connectés aux émetteurs E des transistors Darlington Q1, Q3. Dans ce cas, par exemple pendant la transition du transistor Darlington Qi du blocage au déblocage, si l'équation (10) est respectée, tout le courant de base IB circule par le circuit de dérivation 31 et le transistor Darlington n'est pas du tout débloqué IB Mais, si la valeur R de la résistance 35, la tension de collecteur/émetteur et le rapport d'ampli fication en courant hfe2 du transistor de dérivation Q2 sont choisis pour que l'équation (11j soit satisfaite, le transistor Darlington Qi effectue l'opération de commutation lB # IB2 x hfe2 .. (11) REVENDICATIONS 1. Circuit de transistor Darlington (Qi) comportant au moins deux transistors (11, Q12) dans lesquels l'émetteur d'un transistor (Q11) d'un étage arrière d'un groupe de deux transistors contigus est connecté à la base d'un transistor (Q12)d'un étage en avant et les collecteurs sont connectés en commun, caractérisé en ce qu'il comporte-en outre, un circuit de dérivation (31) connecté audit transistor Darlington (Q1) de manière que si la tension entre le collecteur (C) et l'émetteur (E) dudit transistor Darlington (Q1) est supérieure à une tension spécifiée, qui est supérieure à une tension de saturation dudit transistor Darlington (Q1) et qui est dans la région de fonctionnement de sécurité dudit transistor Darlington, un courant de base (IB) qui est fourni à un premier transistor (Qi 1) des transistors (Q11, Q12) constituant ledit transistor Darlington (Q1) est fourni à une base d'un second transistor (qui 20 qui se trouve à un étage plus en avant que ledit premier transistor (Qi 1) sans être fourni audit premier transistor (Qll). 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit de dérivation (31) diminue substantiellement le rapport d'amplification en courant dudit transistor Darlington (Q1) quand la tension de collecteur/émetteur dudit transistor Darlington (Q1) est supérieure à ladite valeur spécifiée. 3. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit de dérivation (31) est constitué par un transistor de dérivation (Q2) dont le collecteur est connecté à la base dudit premier transistor (Q11) dont l'émetteur est connecté à la base dudit second transistor (Q12) et dont la base est connectée au collecteur dudit transistor Darlington (Q1). 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit transistor de dérivation (Q2) a un grand rapport d'amplification en courant. 5. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit transistor de dérivation (Q2) est un transistor Darlington de dérivation avec un grand rapport d'amplification en courant. 6. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit circuit de dérivation (31à comporte une diode (33) connectée en série entre la base du transistor de dérivation (Q2) et le collecteur (C) du transistor Darlington (Q1). 7. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que la tension de rupture inverse de ladite diode (33) est supérieure à la tension de saturation dudit transistor Darlington (Q1) et dans la région de fonctionnement de sécurité dudit transistor Darlington (Qi). 8. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit circuit de dérivation (31) comporte une résistance (35) connectée en série entre la base du transistor de dérivation(Q2)et le collecteur (C) dudit transistor Darlington (Q1). 9. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit circuit de dérivation (31) fournit le courant de base du transistor (vil) d'étages arrière des transistors (Q11, Q12) constituant ledit transistor Darlington (Q1) comme un courant de base du transistor (Q12) au dernier étage. 10. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit transistor Darlington comporte en outre une source d'alimentation (15), une charge (11) connectée à ladite source d'alimentation (15) et ledit circuit de transistor Darlington, ledit transistor Darlington (qui) commutant un courant qui commande ladite charge (11). 11. Circuit de transistor Darlington à haute tension de régime, caractérisé en ce qu'il comporte un transistor Darlington (Q1) pour commuter un courant intense et un circuit de dérivation (31) destiné à réduire substantiellement le rapport d'amplification en courant dudit transistor Darlington (Q1) connecté audit transistor Darlington (Q1) de manière que la tension entre le collecteur (C) et l'émetteur (E) dudit transistor Darlington (Q1) soit supérieure à une tension spécifiée, qui est supérieure à une tension de saturation dudit transistor Darlington (Q1) et qui est dans la région de fonctionnement de sécurité dudit transistor Darlington (Q1), un courant de base (IB) qui est fourni à un premier transistor prédéterminé (Q11) des transistors (vil, Q12) constituant ledit transistor Darlington (Q1) étant fourni à une base d'un second transistor (Q12) qui se trouve dans un étage plus en avant que ledit premier transistor (Q11). 12. Circuit selon la revendication 11, caractérisé en ce que ledit circuit de dérivation (31) comporte un transistor de dérivation (Q2) dont le collecteur est connecté à la base dudit premier transistor (Q11) et dont l'émetteur est connecté à la base dudit second transistor (Q12), une résistance (35) connectée en série entre la base dudit transistor de dérivation (Q2) et le collecteur (C) dudit transistor Darlington (Q1) et une diode (33 connectée en série avec ladite résistance (35).