FR 2555374 A1 19850524 FR 8318604 A 19831117 ta Pur sente invention ccncerne les appareils électroniques -u tyge convprtisseur de potentiel, permettant d'adapter la tension d'une source, alternative ou continue, à la tension de fonctionnement d'un récepteur donné, ceci avec un rendement pro c de l'unité pour un volute et un poids très inférieurs à des transformateurs ferromagnétiques classiques. Dans des dispositifs connus de ce genre, appelées communément "transformateurs électroniques", pour adapter, par exeriple, le potentiel du réseau alternatif à celui d'une lampe à incandescence basse tension, l'on redresse et filtre le courant à 5C ou 60 Hz 120 ou 2o V afin d'alimenter un oscillateur à fréquence élevée dont la sortie est couplée à un transformateur ferrite, élévateur ou abaisseur, lequel réalise le transfert d'énergie en assurant le rapport convenable entre les tensions d'alimentation et de sortie.L'avantage principal de tels dispositifs ré side dans le fait qu'une faible masse de ferrite permet de transformer avec très peu de pertes une puissance donnée, ce qu'une grosse masse ferromagnétique peu réaliser au prix de fortes pertes électriques. Si, de tels dispositifs sont satisfaisants dans leur principe, ils le sont beaucoup moins dans leur execution pratique. En effet, le principe du découpage d'un courant est bien connu théoriquement, mais la réalisation d'un appareil autonome, de faibles poids et dimensions, sans grandes pertes et surtout d'un coup de revient suceptible de concurrencer un transformateur classique, n'a pas encore débouché, à ce jour, sur un produit fiable.Ainsi, se cantonne-t-on, actuellement à des réalisations dites "alimentations à découpage", destinées à fournir, à partir du secteur, les tensions multiples sous fortes puissances que nécessite, par exemple, le fonctionnement d'un téléviseur moderne. Avec de tels dispositifs on obtient un gain de poids et de volume appréciable par rapport à un transformateur classique, mais leur coût de revient est élevé, de telle sorte que l'application qui en est faite se limite à des secteurs très marginaux de l'industrie. Le transformateur électronique selon l'invention permet d'g.vit0r cet inconvDient. Le module électronique qui le cons tltue ne comporte qu'une quinzaine de composants parfaitement standard dont le coût propre joint au coût d'assemblage permet d'envisager la fabrication d'un transformateur électroniqus à prix de revient inférieur au prix de revient d'un transformateur ferromagnetique de puissance équivalente. A caractéristisques de sortie identiques, ses avantages supplémentaires sont les suivants: poids 15 fois plus faible, volume 6 fois moindre, gain du rendement électrique de 3io et absence de bruit en fonctionnement. Selon une première variante, illustrée par la figure 1, ciannexée, la tension issue du secteur alternatif est appliquée entre les bornes 1 et 2. Via la résistance 3 de limitation de courant dont la valeur n'excède pas quelques ohms, cette tension se retrouve appliquée entre l'une des branches du pont redresseur constitué par les diodes 4,5,6 et 7. La tension ainsi redressée est ensuite appliquée entre les électrodes non communes des deux condensateurs 8 et 9, connectés en série. Ces condensateurs sont choisis avec des valeurs égales et leur electrode commune se comporte donc, du point de vue alternatif, comme le point milieu du circuit série qu'ils constituent. Ce point mi-lieu est connecté par un condensateur de faible valeur 10 à 1' électrode commune, à la fois au transistor 24 et au transistor 25.Ces transistors, montés ên série, sont connectés par leurs électrodes opposées aux électrodes non communes des condensateurs 8 et 9, de telle sorte que lesdits transistors et lesdits condensateurs constituent entre eux un pont dont ils forment respectivement, l'une et l'autre branche. L'électrode communes l'un et l'autre des transistors 24 et 25 est également utilisée comme électrode de sortie, à la fois pour le transistor 24 et pour le transistor 25.La commande alternée desdits transistors 24 et 25 est respectivement assurée par les enroulements 23 et 19 appartenant au rricro-transformateur 18. Ces deux enroulements, comme 1' enroulement primaire- 17, ne comportent que quelques spires de fil isolé bobinié sur un noyau ferrite saturable d'un volume de quelques dizaines de mm3. L'enroulement primaire 17 du micro-transformateur saturable 18 se trouve, suivant la figure, connecté en série avec le pri mairs du transformateur de puissance 1z. Le circuit serie ainsi constitue par les primaires 1? et 11 ost connecté en paral lèle sur les bornes du condensateur 1G. Ce montage réalise donc un circuit oscillant parallèle qui s'insère entre les électrodes de sortie communes des transistors 24 et 25 et le point milieu du circuit série constitué par les condensateurs 8 et 9.Le sens relatif de bobinasse des cnroulements 17,19 est alors choisi de telle sorte lu'urge impulsion de polarité donnée traversant 'enroulement primaire 17, ainsi que l'enroulement 11, induisF entre les bornes des enroulements 19 et 23 des impulsions de polarité opposée. De cette manière, l'espace base-émetteur des transistors 24 et 25, connecté en parallèle, respectivement, entre les bornes des enroulements 23 et 19, assure la conduction alternée de l'espace collecteur-émetteur desdits transistors. Ainsi, lorsqu'un courant circule dans un sens donné dans le circuit oscillant constitué par le condensateur 10 associé aux en roulements 11 et 17, ce courant déclenche la conduction de l'un desdits transistors, lorsque le sens de circulation de ce courant s'inverse dans ce meme circuit oscillant, le premier transistor entré en conduction est alors bloqué par une impulsion négative, tandis que le second transistor devient conducteur à son tour. La conduction alternée cyclique des transistors 24 et 25 alimente donc, à partir du courant secteur redressé par le pont des diodes 4,5,6 et 7, le circuit oscillant constitué par les enroulements 17 et 11 associés au condensateur 10.Le courant alternatif ainsi généré dans ledit circuit oscillant est évacue vers la masse à travers le pont des condensateurs 8 et 9. Fn effet, l'impédance de ces condensateurs est faible, comptetenu du fait que la fréquence de résonnance dudit circuit oscillant est élevée. Comme l'inductance Pr,opre de l'enroulement de commande 17 est très faible devant celle de l'enroulement 11, l'énergie qu'il absorbe est très faible devant celle que peut absorber l'inductance de l'enroulement primaire du tranformateur 12. Le circuit magnétique du transformateur 12 stocke donc environ 99 ,0 de ladite énergie qui peut entre évacuée sous tension plus élevée ou plus réduite que la tension d'alimentation par l'intermédiaire de l'enroulement secondaire 13 entre ses bornes de sortie 14 et 15. Lors de la mise sous tension des bornes secteur 1 et i, les condensateurs & et 9 se chargeraient e la tension de crète du secteur, sans que le processus d'oscillation décrit plus haut ait pu s'engager. En effet, les transistors 24 et 25 se trouvent en tat de blocage car leur espace base-2metteur Est shunt par 1' impzdance presque nulle 'e leurs enroulf-.r-lents de commande respectifs 23 et 19.Pour que le processus d'oscillation décrit plus haut puisse s'tablir, il faut donc initier la conduction de l'un ou l'autre des transistors 24 et 25. Pour ce faire, une cellule de déclenchement comprenant le condensateur 13, la résistance 16 et le diac 20 permet de fournir l'impulsion de declen- chement rechFrche. La résistance de forte valeur 16 charge le condensateur 1J de faible valeur à travers les enroulements 17 Et 11, puis le condensateur 9.Dès que la tension aux bornes du condensateur 13 a atteint la tension de basculement du diac 20, ou d'un composant de fonction similaire, une impulsion très brève mais à fort courant se referme sur le circuit constitué par ledit condensateur 13, ledit diac 20 et 1' enroulement -17 qui est monte en série avec eux. Une impulsion de polarité -donnée traversant le primaire 17 induit dans l'un des Secondaires 19 ou 23 une impulsion qui déclenche le transistor choisi. Le déclenchement du processus d'oscillation est alors engage, et la conduction alternée des transistors 24 et 25 s'établit, régie par la période propre du circuit oscillant décrit plus haut. L'énergie à tension transformee est alors disponible entre les bornes 14 et 15 du secondaire 13. Cette énergie se présente sous la forme d'une sinusolde, image du secteur redressé, sinusolde découpée suivant des signaux rectangulaires dout la période est déterminée par la période propre du susdit circuit oscillant. La constante de temps de charge du condensateur 13, compte tenu de la forte valeur de la résistance 16, est très grande devant la période d'-oscillation du découpage ainsi obtenu, aussi, l'impulsion de déclenchement décrite plus haut ne se reproduira-telle qu'environ après mille cycles de découpage. Cependant, il ne faudrait pas que cette impulsion intervienne à mauvais escient et déclenche la conduction du transistor qui doit rester bloqué à l'instant considéré. Autrement, interviendrait un risquE au niveau de la fiabilité de ce transistor ainsi que de son homologue.LE circuit décrit parc ce danger; en effet, le condensateur 13 ne peut se décharger que si la phase de la tension dudit circuit oscillant le permet. I1 suffit donc d'agençer le sens relatif dç bobinage des enroulements 23 et 19 par rapport à la pola rité de l'impulsion de déclenchement pour que ce risque de conduction à contre-temps soit éliminé. Tin autre avantage du dispositif selon l'invention réside dans le fait que la puissance moyenne délivrée entre les bornes 14 Et 15 puisse etrF ajustée à volonté par le moyen d'un simple potentiomètre connecté en lieu et plaç de la résistance 16. Pour obtenir ce résultat, il est nécessaire de donner aux con nsateurs 8 et 9 des valeurs assez faibles pour que la tension secteur ne soit pas lisse. En effet, pour obtenir cet effet de gradation, il faut jouer sur la surface utile des demi-sinusoldes qui vont faire l'objet du découpage décrit plus haut. Pour ce faire, il faut désamorçer le processus d'oscillation du circuit en permettant au potentiel de jonction entre deux demi- sinusoïdes consécutives de retomber à une valeur suffisamment basse.La constante de temps de décharge de la cellule de décXen- cent constituée par le condensateur 13 associé à la résistan- ce 16 et au diac 20 doit alors être calculée de telle sorte que sa durée soit ajustée sur la période du secteur utilisé. Ainsi, en augmentant ou en diminuant la valeur du potentiomètre qui a été substitué à la résistance 16, peut-on avancer ou retarder le déclenchement du processus de découpage, ce qui a pour conséquen- ce d'augmenter ou de diminuer la puissance utile disponible aux bornes du primaire du transformateur 12. Sur une charge donnée connectée entre les bornes 14 et 15, la puissance appliquée est elle aussi soumise à la même variation de puissance.Tout se passe comme si la tension moyenne fournie aux bornes de la charge pouvait être modulée par la simple manoeuvre dudit potentiomètre. Un tel dispositif permet donc de réaliser avec un excellent ren dément énergétique un transformateur électronique dont le rapport de transformation puisse être ajusté d'une valeur nulle à la valeur nominale avec une résolution quasi infinie. e dispositif peut être suivi, en sortie, d'un redressement et d'un filtrage. Il constituerait alors une alimentation en courant continu à tension variable, économique, d'un poids et d'un volume très restreints assorti d'un rendement électrique élevé. Selon une deuxième variante du dispositif, objet de l'invention, illustrée par les figures 2 et 3, ci-annexées, lé circuit ne se trouve modifié qu'au niveau de la commande des transistors. En ffet, selon cette variante, ce transformateur est supprimé. Les enroulements de commande 19 et 23 sont intégrés de manière particulière au transformateur 12. En effet, classiquement, pour fabriquer ce type de transformateur, le primaire 11 et les secondaires 13 et éventuellement 19 et 23 sont tous bobinés concentriquement sur le noyau central du circuit magnétique. Les inconvénients de ce type de transformateur sont importants, car les bobinages doivent etre isolés entre eux surtout si si le dispositif doit satisfaire aux prescriptions de normalisation, et le raccordement de ces 8 fils de sortie dont les entrées et sorties doivent être repérées n'est pas viable économiquement.Aussi, le transformateur équipant le dispositif selon l'invention comprendil les deux enroulements de puissance 11 et 13 qui sont bobinés concentriquement sur le noyau central du transformateur 12 sans nécessiter un repérage quelconque entre leurs sortie, leur isolation réciproque étant assurée par une couche de ruban adhésif en Téflon, par exemple. Comme l'illustre la figure 3, ci-annexée, l'on retrouve les enroulements de puissance primaire et secondaire avec leurs sorties respectives 21,22 et 14,15. Ces enroulements dont le rapport entre leur nombre de spires est fixe peuvent être bobinés avec ou sans carcasse sur le noyau central du transformateur 12. Quant aux enroulements de commande, avantageusement constitués par un fil isolé au moyen d'une gaine, sont bobinés indépendam- ment des enroulements de puissance il et 13. Comme ils ne comportent que quelques spires, il est facile, une fois que le circuit magnétique du transformateur 12 a été fixé, de les bobiner autour d'un des jambages de retour du circuit magnétique. De cette manière, il est facile, en fabrication, de réaliser la connection de l'ensemble des sortie dudit transformateur. En effet, il suffit alors de connecter au circuit les deux enroulements de commande 19 et 2j dont les entrées et sorties sont faciliment repérables, pour que le dispositif soit en état de fonctionner. Dans le cas de cette seconde variante, le circuit de déclenche ment comprend toujours le condensateur 13 associé à la résistance 16 et au diac 20, mais, ici, l'impulsion qu'il délivre est appui quée directement sur l'enroulement de commande 19 ou 23, sur sa borne de sortie qui est commune à l'électrode de commande du transistor concerné.Comme pour ce qui a été décrit plus haut, cette impulsion initie le fonctionnement de l'oscillateur, à cette différence, c'est les pulsions d'entretien sont sKtanues par le couplage Ces quelques spires des enroulements 19 et ~3, ont le Ens de bobinage relatif est choisi pour fournir des impulsions opposees en phase. elon une troisième variante du dispositif selon l'invention, les condensateurs 8 Et 9 sont choisis avec des valeurs élevées de manier à ce que le filtrage du courant secteur soit assuré. La tension aux bornes de ces condensateurs est alors sensible-- ment continue et sa valeur atteint alors la tension de crève du secteur alternatit. Dans ce cas le secondaire 13 du transforma- teur de puissance 12 délivre un signal alternatif d'où est absente la composant à 5C ou 60 Hz du secteur, ce qui facilite grandement, en cas d'utilisation particulière, le lissage du signal de sortie après un redressement, par exemple. L'inconvénient de cette solution résisde dans le fait qu'on soit alors contraint d'employer comme condensateurs des modèles à électrolyte liquide moins fiables que les condensateurs à film plastique ou papier métallisé utilisés dans les premières variantes. Un autre inconvénient réside également dans le fait que dans le cas de cette dernière variante, la modulation de la tension de sortie devient impossible car, après déclenchement de l'oscillation, la tension d'alimentation ne retrouve plus cycliquement de valeur proche de zéro. Le dispositif, objet de l'invention, peut être utilisé dans tous les cas où l'on souhaite transformer la tension d'une source continue ou alternative, en une tension variable ou non, continue ou non. I1 peut être utilisé dans la réalisation d'ali- mentations de laboratoires, d'alimentation pour lampes halogène basse tension, d'alimentation pour appareils de radiodiffusion, son emploi se caractérisant par un encombrement plus faible, un poids plus avantageux, un rendement électrique amélioré, une absence de bruit parasite ainsi que d'échauffement. REVENDICATIONS 1. Dispositif convertisseur d'énErgie électrique comprenant deux transistors 24 et 25 montés en série et deux concensateurs 8 et 9 montées Çn série, les deux séries ainsi formées conti- tuant les deux branches d'un circuit en pont dont les bornes communes sont reliées à une source d'alimentation polarisée alors qu les bornes non communes dudit pont, c'est à dire le point milieu des condensateurs en série et le point milieu des transistors en série, sont reliées entre elles à travers le primaire 11 d'un transformateur d'adaptation 12 dont le secondaire 13 délivre une tension recherchée sur la charge connectée entre ses bornes de sortie 14 et 15, caractérisé par le fait que ledit primaire Il est monté en série avec un autre primaire 17 appartenant au micro-transformateur de commande 18, dont les secondaires 19 et 23 fournissent chacun un signal opposé en phase à ltélectrode de commande du transistor 25 et 24 à laquellc ils se trouvent connectés respectivement, caractérisé par le fait qu'un condensateur 10 est connecté en parallèle sur le circuit série formé par les primaires 11 et 17, constituant ainsi avec eux un circuit oscillant parallèle inséré entre lesdites bornes non communes du pont, caractérisé par le fait qu'un circuit de déclenchement, pouvant éventuellement commander l'angle de phase d'une alimentation par secteur redressé, comprend un condensateur 13 ayant une borne commune avec le secondaire 17 et son autre borne commune avec celle de la résistance 16 qui est connectée à l'un des poles de la source d1ali- mentation, la borne commune à ladite résistance et audit condensateur étant connectée à la borne d'un diac 20, ou dJun élément équivalent, l'autre borne dudit diac étant connecté à la borne du primaire 17 qui n'est pas commune au condensateur 13. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le micro-transformateur de commande 18 est dédoublé en deux circuits magnétiques distincts commandant respectivement les secondaires 19 et 23, le primaire 17 étant lui-.reme dédoublé en deux demi-primaires associés respec vivement à chacun desdits circuits magnétiques. 3. Dispositif selon l'ensemble des revendications 1 à , caracterjse par le fait que la borne du condensateur 13, non commune à la resistance 15 est connectez au pôle de la source d'alinentation exposa a celui qui est commun avec l'une des bornes dc ladite résistance 16 ct qu la borne du triac LO, ou d'un élément équivalent, qui n'est pas commune à ladite résistance 16 et audit condensateur 13, est connectée directement sur l'électrode de l'un des secondaires 19 ou 23 qui est commune respectivement à i'électrode de commande du transistor 25 et du transistor 24. 4. Dispositif selon l'ensemble des revendications 1 à 3, caractérise par le fait que le micro-transformateur 18 est réduit aux enroulements de commande 19 et 23 qui sont bobinés dans un sens relatif assurant l'opposition de phase de leur signaux de sortie, ce bobinage étant effectué avec un fil convenablement isolé sur les jambages du circuit magnétique 12 assurant le retour du flux induit dans son noyau central. 5. Dispositif selon l'ensemble des revendications 1 à 4, caractérisé par le fait que l'alimentation en courant polarisé est assurée par un pont de diodes 4,5,6 et 7 relié d'une part au secteur alternatif par la borne 1 et la borne 2 via la résis- tance de limitation de courant 3, et, d'autre part, par ses bornes polarisées, au pont que constituent entre eux les conden- sateurs 6 et 9 associés aux transistors 24 et 25, cette alimen tation pouvant également Être assurée par une simple diode 26 convenablement polarisée, la correction au secteur s'effectuant alors par le moyen des bornes 27 et 28, à travers la résistance de limitation de courant 29, l'utilisation de l'un ou de l'autre de ces modes de redressement, mono-alternance ou bi-alternance, assurant un moyen avantageux de réduction de la puissance de sortie du dispositif, un autre moyen simple de contrôle de puissance pourrait se réduire à un interrupteur mettant hors circuit 'une quelconques des diodes 4,5,6 ou 7 composant ledit pont 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé par le fait que la résistance 16 est remplacée par un potentiomètre dont la valeur convenablement choisie, assure le réglage du point de d-clenchement de l'oscillateur par rapport à l'angle de phase dK-l'alternance du secteur concernée, ceci permettant d'assurer le réglage progressif de la puissance de sortie du dispositif. 7. Dispositif selon la revendication 6, Caractérisé par le fait qu'un condensateur de lissage de tension 30, électrolytique de valeur élevée, est connecté entre les bornes non communes d la sérine constituée par les condensateurs b et 9. 8. Dispositif selon l'ensemble des revendications 1 à 7, caractérisé par le fait que les bornes de sortie 14 et 15 sont connectées au pont de redressement composé des diodes 31,32,33 et 34, lequel délivre en sortie un signal redressé, filtré par le condensateur 35, ce signal pouvant être ensuite lissé et appliquée à une charge donnée.