FR 2561390 A1 19850920 FR 8500130 A 19850107 Jusauià maintenant,la majeure partie des mesures vec -orielles d'amplitude et de phase dans le domaine des hyperfréquences est effectue par des analyseurs de roseaux utilisant des techniques telles que celles décrites dans "Butomatic Network Analyzer 8542A, Section IV Network Analyzer Fundamentals" (Analyseur automatique de réseaux 8542A, section IV, bases fondamentales concernant les analyseurs de réseaux, Hewlett-Packard Co. 1969 et dans le brevet US. n" 4.244.024 délivré le 6 Janvier 1981 a Marzalek et consorts.De tels analyseurs vectoriels de réseaux caracterisent des réseaux y compris des dispositifs, des composants et des systèmes, en mesurant l'amplitude et la phase des coefficients de transmission et de réflexion du réseau en fonction de la fréquence. L'aptitude a mesurer le temps de propagation de groupe, une forme particulière de transmission, possibilité également utilisable pour la re- flexion, est également souvent présente dans un analy seur vectoriel de réseaux. D'une manière générale, un système réalisant une mesure d'analyse vectorielle de réseaux inclut plusieurs modules séparés. Le premier module est une source à haute fréquence servant à envoyer le stimulus ou la grandeur d'excitation ou dispositif à tester (DUT). Le stimulus couvre normalement une plage limitée de fréquences, soit selon un balayage analogique continu, désigné comme étant le mode de balayage, soit selon des pas discrets,ce qui est désigné comme étant le mode pas-a-pas,ou- bien selon un mode a point unique.Le second module est un réseau de séparation des signaux servant à acheminer le stimulus au dispositif à tester DUT et a fournir un moyen permettant d'échantillonner l'énergie qui est renvoyée ou transmise par le dispositif DUT.De meme on réalise un échantillonnage de L'énergie provenant du signal qui arrive dans le dispositif a tester DUT afin obtenir une référence pour toutes les mesures relatives.Le troisième module est un récepteur accordé ou syntonisé servant å convertir les signaux résultant en les amenant à une fréquence intermédiaire (IF) en vue de leur traitement ultérieur.Les relations entre les amplitudes et les phases des signaux originaux doivent être conservées au cours de la conversion de fréquence les amenant a une fréquence intermédiaire, afin de permettre la réalisation de mesures utilisables. Le quatrième module est un détecteur servant a détecter les caractéristiques d'amplitude et de phase des signaux a fréquence intermédiaire, et le cinquième module est un dispositif d'affichage sur lequel les résultats de mesure sont représentés. Afin d'ameliorer la précision de la mesure, un ensemble de dispositifs "standards" présentant des caractéristiques connues peuvent être mesurés par un système commandé par ordinateur. A partir de ces données, il est possible de résoudre un jeu d'équations complexes afin de déterminer un modèle représentant un grand nombre des erreurs liées au processus de fonctionnement de l'analyseur de réseaux. Ce modele est ensuite mémorisé dans l'ordinateur et ultérieurement, lorsque l'on effectue la mesure de dispositifs inconnus, on peut utiliser ce modèle pour séparer les données réelles des données "brutes" me surées, afin de permettre l'obtention d'une précision accrue dans la mesure des micro-ondes au moyen d'un processus connu sous le nom de correction vectorielle des erreurs. Une amélioration de la précision est très importante dans les mesures dans le domaine des micro- ondes étant donné que même avec les meilleurs dispositifs de production et de séparation des signaux fabriqués avec les tolérances existant dans l'état de la technique, il apparaît des erreurs relativement importantes par rapport a des mesures effectuées à basse fréquence. Par exemple sans correction vectorielle des erreurs , un système typique de mesure vectorielle présente des erreurs de 30 pour cent.Si l'on veut réaliser soit la mesure de la phase, soit la mesure de l'impédance du dispositif inconnu, seul encore un analyseur scalaire de réseaux moderne peut fournir des erreurs allant jusqu'a 10 pour cent e D'autre part dans le cas de mises en oeuvre antérieures de correction d'erreur vectorielle, il est possible de réduire les erreurs à environ un pour cent. Malheureusement il subsiste plusieurs problè- mes importants dans le cas des analyseurs "automatiques de réseaux" : ils ont un mode de correction d'erreurs, qui est très lent ces ces systèmes sont souvent très mal commodes a utiliser ils ils ne peuvent pas réaliser automa- tiquement une mesure, avec une correction complète des erreurs, des parametres directs et inverses de réflexion et de transmission (par exemple S Sol2, S21 et S22) , et l'essai ou contrôle vectoriel à large bande depuis la bande des hautes fréquences à la bande millimétrique (par exemple de 45 MHz jusqu'a 26,5 GHz) ne peut pas être effectué avec une grande précision et avec une grande résolution, sans qu'il faille effectuer de multiples nouvelles connexions manuelles. Enfin, dans les systèmes antérieurs, les données sont habituellement affichées et analysées uniquement dans le domaine des fréquences, ce qui requiert soit l1uti- lisatioll d'un appareil séparé tel qu'un réflectomètre a gamme temporelle (TDR) afin de mesurer directement la réponse de l'appareil DUT soumis a l'essai en fonction du temps, soit llutilisation d'un ordinateur extérieur puissant accouplé à l'analyseur de réseaux pour prendre des données dans le domaine des fréquences, puis effectuer une transformée de Fourier inverse en utilisant soit une série de Fourier tronquée, soit l'algorithme rapide de Cooley-Tukey ou autres.Bien que la solution tradition nelle utilisant le réflectomètre TDR soit assez rapide, le rapport signal/bruit est faible et le procédé peut faire l'objet de petites instabilités rapides et d'une dérive de la ligne de base. Inversement, bien que les analyseurs antérieurs de réseau, accouplés a un ordinateur, présentaient des perfectionnements importants ,par rapport au procédé utilisant le réflectomètre TDR, en ce qui concerne le rapport signal/bruit, les petites instabilités et la dérive, ces systèmes sont très lents et nécessitent plusieurs minutes pour réaliser une analyse de la gamme temporelle et fournir l'affichage pour un dispositif DUT a analyser. La présente invention résoud bon nombre des limitations de l'art antérieur en permettant une mesure automatique, précise et à grande vitesse, des caractéristiques d'un dispositif DUT a tester, et ce dans une large bande des hyperfréquences. Une mesure, dont les erreurs sont entièrement corrigées, des quatre paramètres vectoriels de transmission et i réflexion est réalisée en "temps réel", avec la possibilité d'analyser et d'afficher plus de 400 points de fréquence en moins d'une seconde. Cette vitesse permet pour la première fois à l'opérateur d'observer les effets des réglages effectués sur le réseau testé, tout en obtenant des mesures de grande précision. Simultanément on obtient des précisions de mesure qui ont une précision plus de dix fois supérieure a la précision que l'on pouvait obtenir antérieurement avec des appareils disponibles dans le commerce. En outre on peut effectuer pour la première fois l'essai ou le contrôle vectoriel en utilisant un montage unique d'un dispositif DUT a tester, sur une plage de fréquences a large bande allant de la bande dS haute; fréquences a la bande millimétrique.Bien que de nombreux facteurs affectent la précision globale de mesure, y compris la technique de l'opérateur, on peut obtenir des précisions dynamiques de 0,05 dB pour l'amplitude et de 0,3 degré pour la phase, pour un dispositif présentant une perte d'insertion de 50 dBv On obtient une plage dynamique globale de 100 dB, des résolutions de 0,01 dB pour l'amplitude, de 0,01 degre pour la phase et de 10 picosecondes pour le temps de propagation de groupe, et des stabilités correspondantes de mesure en fonction de la gamme particulière de fréquences et du montage d'essai utilisé.En outre les données, dont les erreurs sont corri gées, peuvent être transformées en temps réel , par conversion entre le domaine des fréquences et le domaine temporel, sans aucune réduction de la précision ou de la résolut ion, et peuvent être affichées sur un seul tube cathodique (CRT), un traceur de courbes ou un autre dispositif d'affichage, soit dans le domaine des fréquences, soit dans le domaine temporel, soit dans les deux domaines çi- multanément. Les transformées de Fourier dans le temps utilisés dans le cadre de la présente invention permettent a l'opérateur de voir la réponse du dispositif a tester DUT en fonction du temps, a partir de l'application du stimuîus.Alors que la réponse du dispositif a tester DUT, dans le domaine des fréquences, est la réponse integrée sur la plage des fréquences d'essai, la réponse dans le domaine temporel fournit les réponses individuelles en fonction de la distance, ce qui permet l'identification de discontinuités spécifiques a l'intérieur du dispositif a tester DUT et/ou du montage d'essai. On peut alors isoler les réponses a l'intérieur de "portes" ou "fenêtres réglables, ce qui permet d'ignorer réellement des réponses a l'extérieur de ces fenêtres.Une réponse a l'intérieur delta fenêtre peut alors être reconvertie dans le domaine des fréquences, si on le désire. Il est par conséquent possible de "sortir" des reponses du système de mesure, a partir de câbles, de connecteurs et d'organes de liai- son pour la mesure du dispositif a tester DUT seul.En outre les données dans le domaine temporel sont calculées a des vitesses semblables a celles des mesures du domaine des fréquences, ce qui fournit la même capacité, la même souplesse d'utilisation et la même commodité que celles effectuées"en temps réel De même, étant donné que les données dans le domaine temporel sont calculées à partir des mesures des paramètres S, dont les erreurs sont corrigées, il en résulte qu1a la fois les données dans le domaine temporel et les données dans le domaine des fréquences présentent des précisions similaires. Les éléments principaux de la présente invention sont l'analyseur principal contenant l'unité a fréquence intermédiaire, l'unité de traitement de signaux, l'unité de calcul interne et le circuit d'affichage, plus le tableau de commande utilisé pour sélectionner des fonctions et commander l'ensemble du système de mesure ; un montage d'essai à haute fréquence et une unité de conversion des fréquences du domaine des-micro-ondes a une fréquence intermédiaire ; et une source de signaux d'essai, telle qu'un oscillateur synthétisé ou un oscillateur à balayage englobant une plage désirée de fréquences.Il est prévu une interface spécialisée entre l'analyseur principal et la source afin de faciliter les fonctions nécessaires de commande et les échanges de données (établissement de liaisons ou colloques) de telle sorte que l'ensemble des commandes et du contrôle de la source peut être effectué a partir 2:S: l'analyseur principal. Plusieurs montage d'essai qui incluent des dispositifs de séparation de signaux à large bande, des diviseurs de puissance équilibrés a large bande et des échantillonneurs à haut rendement de conversion, présentant une réponse en fréquence plate et une faible diaphonie, sont prévus pour l'obtent on d'une performance optimisée pour différentes plages de fréquences et pour différents types de connecteurs. Une interface spécialisée permet la commande à partir de l'analyseur principal. L'analyseur principal est un appareil basé sur un micro-processeur et qui réalise le traitement des signaux et l'ensemble des calculs associés a la correction des erreurs, à la mise au format des données et aux transformations. Il est prévu une variété de modes d'affichage, incluant l'affichage logarithmique et linéaire de l'amplitude en fonction soit de la fréquence, soit du temps, le mode a phase linéaire, le mode à déviation par rapport à la phase linéaire, le mode à affichage du temps de propagation de groupe en fonction de la fréquence, et le mode utilisant le diagramme de Smith standard, le diagramme de Smith comprimé, le diagramme de Smith dilaté, les diagrammes de Smith inversés et le diagramme polaire dit en gicul- de-bouteill & Il est également prévu une variété de formats de lecture graphique.Des exemples de la souplesse prévue d'utilisation de dispositifs d'affichage incluent l'utili- sation d'un tube cathodique à écran subdivisé, avec deux formats indépendants ou deux réponses en chevauchement sur un format commun. En outre n' importe quel affichage a tube cathodique ou tous ces afficha ges peuvent être transférés directement a une imprimante numérique ou à un traceur de courbes, sans qu'il soit nécessaire d'utiliser un ordinateur extérieur. Le tableau de commande de l'analyseur principal comporte un certain nombre de boutons disposés selon une structure hiérarchisée unique permettant de spécifier l'ensemble du processus de mesure. Plusieurs boutons de commande sont utilisés spécifiquement pour les fonctions qui sont les plus communément utilisées dans des applications de mesures typiques, tandis que des fonctions moins usuelles sont disponibles au moyen d'une série de menus logiques auxquels on peut avoir accès par l'intermédiaire de plusieurs "touches de fonction programmables" sous la commande d'un système de microprogrammation interne. Au total on peut avoir accès à plus de 70 menus comportant plus de 320 fonctions à l'aide des touches de fonction programmables, permettant de réaliser une gamme étendue de mesures de réseaux à micro-ondes. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci-après prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 représente un schéma-bloc simplifié de la forme de réalisation préférée de la présente invention ; - la figure 2 représente un schéma-bloc détaillé d'une partie de la forme de réalisation préférée représentée sur la figure 1 ;; - les figures 3.1 à 3.102 représentent les schémas partiels du schéma-bloc détaillé représenté sur la figure 2 - -la figure 4 représente les commandes du panneau frontal de la forme de réalisation préférée de la présente invention - la figure 5 représente une structure hiérarchisée stimulus-paramètre-format-réponse (SPFR) utilisée dans la forme de réalisation préférée de la présente invention , - les figures 6 à 15, 17 et 18 illustrent plusieurs des mesures qui peuvent être effectuées avec la forme de réalisation préférée de la présente invention - la figure 16 représente un câble coaxial tel qu'il est mesuré et affiché sur la figure 15 - les figures l9a et 19b montrent respectivement un schéma et une vue en coupe transversale d'un pont directionnel à haute fréquence à large bande, destiné a être utilisé dans une forme de réalisation préférée de la présente invention - les figures 20 à 23 montrent des schémasblocs détaillés de quatre montages d'essai tels que repré sentes sur la figure 1 - les figures 24.1 à 24.33 montrent des repré tentations détaillées des schéma-blocs représentés sur les figures 20 à 23 - les figures 26.1 à 26.6 montrent un schémabloc et les équations associées utilisées pour le réglage des erreurs de décalage et des erreurs de gain dans la section à fréquence intermédiaire du dispositif selon ia présente invention - les figures 27.1 a 27.93 représentent les schémas détaillés des figures 25 e 1 a 25.6 - la figure 28 représente l'organigramme du logiciel de traitement des signaux, utilisé dans la présente invenio ; - la figure 29 représente le contrôleur de processus logiciel, destiné a être utilisé dans la forme de réalisation prés réa de la présente invention - les figures 30a a 30e illustrent les modes du domaine temporel, utilisés dans la présente invention - les figures 31a a 31d montrent l'effet du découpage sur les données du domaine temporel - les figures 32a et 32b montrent une réponse dans le domaine temporel sans et avec une correction d'erreurs vectorielles ; et - les figures 33a à 33d illustrent l'effet de la création de fenêtres sur les données du domaine temporel, dans la présente invention. Ci-après on va donner une description détail lée de l'invention. Description du schéma-bloc En se référant a la figure 1, on y voit representé un schéma-bloc de la forme de réalisation préférée de l'invention. Le système de mesure se compose en premier lieu d'un analyseur principal de réseau 101 pourvu d'une section 103 formant circuit à deuxième fréquence inter mêdiaire/détecteur et d'une section 105 formant processeur de données/dispositif d'affichage. L'analyseur principal du réseau 101 est alimenté par l'un de quatre montages d'essai composés 107,qui incluent le circuitl08 de séparation des signaux et un circuit 113 de conversion de fréquence à une première fréquence intermédiaire, pour des mesures de la réflexion/transmission (un signal arrivant) ou des paramètres S (deux signaux arrivants) jusqu'a soit 18, soit 26,5 GHz.Le convertisseur de fréquence 113 seul est également disponible pour réaliser l'addition de dispositifs 108 de séparation de signaux fournis par l'utilisateur, pour les necessites d'essai ou de contrôle conçues spécialement. Le troisieme composant principal du système de mesure est une source compatible haute fréquence 109 tel qu'un dispositif de balayage synthétisé HP 8340A, disponible auprès de la société dite Hewlett-Packard Co., Palo Alto, Californie, et qui peut être utilisé soit dans un mode a fréquences échelonnées, selon lequel on peut obtenir la précision de fréquence et la répétabilité de la classe des synthétiseurs grâce à un verrouillage de phase de la source 109 sur chacun des échelons de fréquence parmi un nombre supérieur a 400 échelons de fréquence, sur la plage des fréquences sélectionné par l'analyseur principal 101, soit selon le mode à balayage de fréquence pour des applications où une plage extrême de fréquences, unegrandestabilité et une pureté spectrale sont importantes, comme par exemple dans le cas de mesures à bande étroite selon des balayages de moins de 5 MHz. Un circuit de balayage HP 8350B comportant des unités enfichables à haute fréquence, série HP 83500, couvrant l'ensemble de la plage désirée de fréquences ou englobant des portées moins étendues peut être également utilisé dans des applications où une source plus économique est suffisante. A la fois le circuit HP 8340A et le circuit HP 8350B comprennent les signaux d'interface analogiques nécessaires et présen tent une compatibilité d'établissement de colloque numérique total avec l'analyseur principal 101.Cette compatibilite d'établissement de colloque numérique permet à l'analyseur principal 101 d'agir en tant que contrôleur pour l'ensemble du système, grâce a une gestion directe de la source 109 de manière h fournir tous les signaux d'entrée tels que la fréquence de démarrage, la fréquence d'arrêt, le centrage, la portée et la modulation, ainsi que toutes les contraintes que la source 109 s'impose normalement de façon interne. Par exemple, Si à l'aide de l'analyseur principal 101, un utilisateur demande a la source 109 de réaliser un balayage jusqu'à une fréquence incompatible telle que 50 GHz, la source 109 répond à l'analyseur principal qu'elle ne peut pas fournir une telle fréquence, et l'analyseur principal 101 informe à son tour l'utilisateur de cette situation.C'est pourquoi l'utilisateur a besoin de s'intéresser uniquement à son interface avec l'analyseur principal 101 et peut utiliser n importe quelle source 109 qui a satisfait aux protocoles requis d'établissement de colloques. Etant donné que l'analyseur principal 101 commande la source 109, il est egalement possible de sélectionner de façon automatique une plage différente de fréquences ou un mode différent relatif aux fréquences (mode étagé ou balayage) devant être appliqué chacun des accès 1 et 2. Dans chaque montage d'essai 107 se trouve intégré le convertisseur de fréquences 113 realisant une conversion a la première fréquence intermédiaire et comportant trois canaux 113a, 113b et ll3c pour des mesures de reflexion/transmission et quatre canaux 113a, 113b, 113c et 113d pour des mesures de paramètres S.La conversion en haute fréquence ou à fréquence intermédiaire est réalisée au moyen d'une technique d'échantillonnage équivalant à un mélange d'harmoniques Un harmonique fourni par un oscillateur local 115 pouvant être syntonisé est produit par un générateur d'harmoniques 116 de manière à être mé langé avec le signal à haute fréquence arrivant en vue de fournir le signal à la première fréquence intermédiaire à 20 MHZ pour le signal ai arrivant au niveau de l'accès d'entrée 1, pour le signal a2 arrivant au niveau de l'accès de sortie 2, le signal réfléchi ou transmis bl au niveau de l'accès d'entrée 1 et pour le signal réfléchi ou transmis b2 au niveau de l'accès de sortie 2.La syntonisation ou 11 accord en fréquence pour l'oscillateur local 115 est commandée par une boucle à verrouillage de phase 117 qui compare le signal al ou a2 du canal de référence du premier circuit à fréquence intermédiaire à un signal délivré par un oscillateur à fréquence intermédiaire 119 de référence situé dans la section 103 formant circuit à fréquence intermédiairejdétecteur.Toute différence entre la fréquence du signal al ou a2, du canal de référence du premier circuit à fréquence intermédiaire, et la fréquence du signal de l'oscillateur 119 à fréquence intermédiaire de référence provoque l'apparition d'une tension d'erreur dans la ligne 121 de transmission de signaux de tension d'erreur, par l'intermédiaire d'un commutateur 123 qui accorde l'oscillateur local 115 sur la fréquence qui produit la première fréquence intermédiaire désirée. Le commutateur 123 est commuté de manière à sélectionner le signal al ou a2 le plus approprié pour se verrouiller soit conformément à des critères internes à l'intérieur du système, soit conformément à ce qui est défini par l'utilisateur. Dans le cas de l'utilisation des critères internes, si l'accès du signal arrivant est l'accès 1, a1 est sélectionné par le commutateur 123, et si l'accès du signal arrivant est l'accès 2, a2 est sélectionné par le commutateur 123. Ce schéma permet à l'oscillateur local 115 de suivre la haute fréquence incidente lorsque cette haute fréquence est modifiée en fonction du temps comme dans le cas du mode de balayage. Le montage d'essai intégré 107 permet un rendement élevé de conversion de la haute fréquence à la première fréquence intermédiaire, même a 26,5 GHzg ce qui rend possible d'effectuer des mesures a la fois avec une haute sensibilité et avec une plage dynamique étendue.L'architecture du montage d'essai supprime la commutation étendue a haute fréquence nécessaire dans les montages d'essai antérieurs, ce qui supprime les incertitudes importantes provoquées par l'absence de répétabilité des commutateurs mécaniques. Les montages 107 d'essai de réflexion/transmission ne requièrent aucune commutation interne étant donné que le quatrime canal 113d n'est pas nécessaire, et les montages 107 d'essai des paramètres S n'utilisent qu'un commutateur électronique a diode PIN, situé à l'intérieur du montage d'essai 108, de sorte que ceci ne contribue en aucune ma nière à produire des incertitudes, étant donné que ce commutateur est commuté avant le mode de fonctionnement, selon un certain rapport, du diviseur de puissance. Plusieurs nouveaux concepts ont été inclus dans la section 103 formant circuit à fréquence intermédiaire/détecteur de l'analyseur principal 101 en vue d'accroître la précision du traitement à frEquence intermédiai- re et de la détection du signal. La majeure partie du matériel 125 utilisé pour le verrouillage de phase et présent dans la boucle à verrouillage de phase se situe dans cette section 103. Le nombre d3armoniques mélangés et la présyntonisation de l'oscillateur local sont commandés par voie numérique par l'intermédiaire de lignes 127 et 129 et permettent l'accomplissement d'un verrouillage de phase et de suivi, qui est réfutable de façon précise d'un balayage au suivant.Avant que les signaux situés a la première fréquence intermédiaire et proportionnels a a2, bl et b2 soient envoyés aux détecteurs synchrones 131 et 133, leur fréquence est abaissée par conversion a une seconde fréquence intermédiaire a 100 kHZ, au moyen de mélangeurs 138, et ces signaux traversent un couple de multiplexeurs 136 et d'amplificateurs a gain variable 134 situés dans la seconde section a fréquence intermédiaire 135.Le gain de l'amplificateur est commandé et est calibré de façon numérique et est modifié par auto-réglage de gamme pour optimiser les niveaux 130 et 132 des signaux à la seconde fréquence intermédiaire, qui sont disponibles pour les détecteurs synchrones 131 et 133, ce qui fournit une amélioration d'un ordre de grandeur pour le rapport signal/bruit et pour la précision dynamique en ce qui concerne les signaux de sortie xl, yl, x2 et y2 du détecteur. De façon analogue les détecteurs synchrones 131 et 133 utilisent une architecture numérique qui permet une commande précise de leur fonction de déphasage a 90 degrés, qui entraîne une précision améliorée ainsi qu'une éjection en mode commun des effets de parasitage de phase de l'oscillateur local. Enfin les signaux détectés xl, y2, x2 et y2 sont multiplixés au moyen d'un circuit d'échantillonnage et de maintien/multiplexeur (MUX) 137, puis sont mis sous forme numérique par un convertisseur analogique/ numérique (ADC) 139 avec une résolution de 19 bits. Chaque conversion analogique/numérique nécessite environ une durée de 40 microsecondes, et quatre lectures sont effectuées pour chaque point de donnée à haute fréquence, de manière a fournir la donnée réelle et la donnée imaginaire a la fois pour le signal de référence 130 -et pour le signal d'essai 132. Le signal de sortie du convertisseur analogique/numérique 139 est envoyé ensuite, par l'intermédiaire dlun bus 141 de transmission à 16 bits à un processeur central fonctionnant à grande vitesse (CPU) 143 qui contient un microprocesseur tel que le microprocesseur comportant la désignation Motorola 68000, ainsi que le circuit associé de commande des interruptions et des entrées/ sorties du système du microprocesseur. Etant donné que l'unité CPU 143 est intégrée dans l'analyseur principal de réseau 101, il est possible d'utiliser une architecture à traitement multitâche de manière à mettre en oeuvre une utilisation plus efficace du temps, que cela n'était possible antérieurement. Cette intégration architecturale permet également des accroissements substantiels de la souplesse de traitement des données et de la performance de commande du système.Par l'intermédiaire d'une interface spécialisée du système et du bus 145, l'unité CPU 143 commande la source à haute fréquence 109, le montage d'essai 107 et, en même temps que le circuit 146 de sélection d7é- chantillon et de cadencement, toutes les fonctions de traitement à fréquence intermédiaire incluant le fonctionnement du matériel 125 de verrouillage de phase, l'auto-regla- ge de gamme des amplificateurs a fréquence intermédiaire 134, la détection par les détecteurs synchrones 131 et 133, et la mise sous forme numérique par le convertisseur analogique/numérique 139.L'unité CPU 143 déclenche pério- diquement une séquence d'auto-étalonnage pour les amplif i- cateurs à fréquence intermédiaire 134, les détecteurs synchrones 131 et 133 et le convertisseur analogique/numérique 139, et les variations résultantes du gain, du décalage etde la circularité sont mémorisées dans une mémoire 147, si bien que les variations intervenant dans les amplificateurs à frequence intermédiaire 134 peuvent être soustraites des résultats mesurés. L'unité CPU 143 assume également toutes les fonctions de traitement des données pour le système.Les signaux situés dans la sélection à fréquence intermédiaire 103 sont détectés sous la forme de composantes linéaires réelles et imaginaires dsune quantité vectorielle, et l'unité CPU 143 traite les données dé tectées, sous la forme d'une variété de formats pour leur présentation sur le dispositif d'affichage à tube cathodique 149. Grâce au calcul numérique des différents formats de mesure, on obtient des améliorations dans la plage dyna mique et une résolution significative par rapport aux techniques classiques de traitement a circuits analogiques. Avec les systèmes d'analyseurs de réseaux antérieurs, il était nécessaire d'utiliser un ordinateur extérieur pour caractériser et supprimer les erreurs systématiques. Grâce a la présente invention, cette capacité existe de façon interne, avec une capacité suffisante de mémoire (c'est-à-dire une mémoire à accès direct (RAM) de 256 K.multiplets et une mémoire à bulles magnétiques de 256 K.multiplets) dans la mémoire 147 de manière à conserver jusqu'à deux traces de données, de 401 points à 12 éléments de correction d'erreur. (Remarques chaque- multiplet de la mémoire est constitué par 8 bits de mémorisation de données). En outre les données mesurées peuvent être converties de manière à présenter la réponse du dispositif a tester DUT 111 en fonction du temps (domaine temporel) en utilisant un processus de transformée de Fourier interne.L'ensemble du traitement des données intervient effectivement en temps réel grâce à un traitement des données en parallèle dans l'unité CPU 143, traitement qui est assisté par l'incorporation d'un processeur spécialisé 151 effectuant un traitement mathématique vectoriel,en virgule flottante eten nombres complexes, con çu de façon spécifique pour réaliser des calculs vectoriels rapides. La multiplication de deux nombres complexes par le processeur de traitement mathématique vectoriel 151 requiert seulement une opération et le produit est disponible en l'espace de 20 microsecondes, si bien que l'on dispose des résultats de mesures, dont les erreurs sont corrigées, d'une manière 1000 fois plus rapide que dans le cas de l'art antérieur.Grâce a un générateur interne 153 de graphiques vectoriels, les données traitées en temps réel sont immédiatement présentées sur le tube cathodique 149, sur une imprimante numérique/un traceur de courbes 155, ou bien sont envoyées à des dispositifs exterieurs, par l'intermédiaire d'une interface IEEE-488 lHP-IB) et d'un bus 157. On peut également mémoriser des états présents et antérieurs des organes 159 de commande du panneau avant, des tracas antérieures et présentes de données et l'ensemble des étalonnages du système, dans la mémoire 147 et les appeler hors de cette mémoire ou bien les charger dans un système incorpore d'entraînement de bande magnétique 161 au moyen de l'interface du système et du bus 157, sous la commande de l'unit CPU 143. Processeur inrn-érffré Comme cela a été expliqué précédemment et illustré de façon plus détaillée sur la figure 2, l'unité CPU incorporée 143 munie de son microprocesseur 201 à trai tersent multitâche à 16 bits, le circuit d'interface dsen- trée/sortie 203 et le circuit 205 de commande des interrup cions et des entrées/sorties du système, et le processeur de traitement mathématique vectoriel l5l muni de son circuit de traitement mathématique 207 et de son contrôleur mathématique 209 sont les éléments clés de l'obtention d'une performance a grande vitesse de la présente invention. L'architecture à précision variable et à fonction variable du processeur de traitement mathématique vectoriel 151 permet de l'adapter en vue de réaliser à la fois des opérations mathématiques a virgule flottante et portant sur des nombres complexes. Le processeur de traitement mathématique vectoriel 151 travaille avec un signal d'horloge 208 a 16 MHz produits à l'intérieur du microprocesseur 201 et est commandé par une unité 210 d'indication d'états avec une mémoire morte (ROM) d'une capacité de 1 K.multiplet, pour la mémorisation d'un microcode tel qu'indiqué dans l'annexe C. Afin de garantir une vitesse de traitement maximum, la puissance de traitement est répartie entre plusieurs contrôleurs internes, en dehors du microprocesseur 20l et du processeur de traitement mathématique 207. Une unité supplémentaire d'indication d'états comportant un microcode de 1 K.multiplet est utilisée par le générateur d'affichage 153 afin de former l'affichage a la fois des données et des formats d'affichage a partir d'une liste tirée de la mémoire RAM 217 du dispositif d'affichage et qui commande le tube cathodique 149 situe dans la section d'affichage 218 a partir d'un générateur de lignes 219 qui positionne un nouveau couple de points X Y approximativement toutes les 4 microsecondes. De façon analogue le bus 145 du système et le bus HP-IB extérieur 157 possèdent leurs propres processeurs internes 221 et 223.Enfin les contrôleurs 225, 227 et 229 sont affectés de façon spécialise respectivement au dispositif d'entrainement de bande 161, å la mémoire a bulles 231 située a l'intérieur de la mémoire 147 et au panneau frontal 159. La mémoire est également répartie conformément aux besoins du fonctionnement. 16 K.multiplets de la m6- moire ROM 233 située dans la mémoire 147 sont utilisés pour le logiciel d'essai interne et pour l'amorçage du système. Le logiciel principal du système est tiré d'un premier ensemble de 128 K.multiplets d'une mémoire non volatile à bulles 235 située dans la mémoire 147 et est intro- duit dans 128 K.multiplets d'une mémoire RAM principale 237 située également dans la mémoire 147. 8 K.multiplets de la mémoire ROM 239 sont affectés de façon spéciale a la mémoire a bulles 235 de manière a être utilisés lors de l'essai et de l'amorçage. 60 K.multiplets tirés du second ensemble de 128 K.multiplets de la mémoire a bulles 235 sont utilisés pour mémoriser des coefficients d'eaua- tions utilisés pour la correction vectorielle des erreurs Les 68 K.multiplets restants de la mémoire a bulles 235 incluent les états d'appareil, qui peuvent être rappelés, les données des mémoires de mesure et le logiciel suppl- mentaire du système. Le contenu du dispositif d'affichage a tube cathodique est mémorisé dans 32 K.multiplets de la mémoire RAM 217 du dispositif daffichage. Les 96 K.multiplets restants de la mémoire RAM 217 du dispositif d'affichage sont utilisés pour des données, des coefficients et des tables de commande.Une mémorisation personnelle de réserve, un logiciel d'essai, un logiciel supplémentaire du système et des données peuvent être mémorisés et être sollicités comme cela est souhaité, dans des cartouches situées dans le dispositif d'entraînement de bande 241. Les figures 3.1. a 3.102 représentent les schémas partiels détaillés du schéma-bloc représenté sur la figure 2. L'unité CPU 143 est représentée sur les figures 3.1.-3.12 et 3.49-3.54, avec le microprocesseur 201 représenté sur la figure 3.2 et le dispositif d'interface d'entrée/sortie 203 et le dispositif de commande d'interruptions 205 sur les figures 3.49-3.54. La mémoire ROM 233 est représentée sur la figure 3.5, la mémoire ROM 237 est représentée sur les figures 3.9-3.11 et la mémoire à bulles 147 est représentée sur les figures 3.24-3.32 Le générateur de signaux d'affichage 153 est représenté sur les figures 3.33-3.48, la section d'affichage 218 est représentée sur les figures 3.64-3.90 avec le générateur de lignes 219 représenté sur les figures 3.79-3.90.L'interface 141 est représantéesur la figure 3.51 et l'interface HP-lB extérieure 233 et l'interface 221 du systeme sont représentées sur la figure 3.53. Les horloges 211 sont représentées sur la figure 3.52. L'interface 229 du panneau avant est représenté sur les figures 3.55-3.56 et le reste du panneau avant 159 est représenté sur les figures 3.60-3.63. Le dispositif d'entraînement 261 est représenté sur la figure 3.57. Enfin les différentes sources d'alimentation sn énergie à basse tension 250 pour la section 105 formant processeur de données/dispositif d'affichage sont représentées sur les figures 3.91-3.102. Le processeur de traitement mathématique vectoriel 151, tel que représenté sur les figures 3.13-3.22, est constitué par une série de circuits intégrés disponibles dans le commerce et présentant un degré d'intégration moyen, qui sont les suivants : U56, U74, U97 sont des multiplexeurs connus sous la désignation 74S153, U37 est une bascule bistable de type D connue sous la dénomination 74S175, U91 est un additionneur connu sous la désignation 74LS385, U65-68 et U82-85 sont des dispositifs multiplicateurs connus sous la désignation 25LS14, et U69-72 et U86-89 sont des registres a décalage connus sous la désignation 25LS299. L'horloge 208 a 16 MHz est représentée de façon détaillée sur la figure 3.1 et l'unité 210 d'indication d'états est représentée de façon détaillée sur les figures 3.13-3 14. Description du panneau frontal, des menus et des dispositifs d'affichage La figure 4 représente le panneau avant 159 du dispositif selon la présente invention, avec ses possibilités pour effectuer et commander deux mesures indépendantes avec deux canaux de mesure sélectionnés à l'aide de boutons 405 et 407 de sélection de canaux. Lorsque le témoin 401 ou 403 situé au-dessus du bouton de sélection de canal 405 ou 407 est allumé, le canal respectif est sélectionné en tant que canal commandé par le panneau frontal 159. Le tube cathodique 149 est également disponible pour l'observation sur le panneau frontal 159. L'indication affichée sur le tube cathodique 149 comprend des réticules, si cela est souhaité, des étiquettes pour une ou deux impressions de donnés côte-à-côte ou en chevauchement, des symboles de position de lignes de référence et des étiquettes de canaux pour le paramètre qui est représenté, le format d'affichage, la valeur de la ligne de référence, les échelles horizontale et verticale, et la valeur de n'importe quelle marque utilisée. La fréquence délivrée par la source ou une autre information de stimulus est représentée sur le tube cathodique 149. Une zone 409 pour le menu a entrée active, dans laquelle aucune trace de données n'est affichée, est également prévue sur le tube cathodique 149 de manière à permettre l'identification des fonctions activas en cours, qui peuvent être choisies par l'intermédiaire des touches de fonction programmables 411 du tube cathodique.Ces touches de fonction programma bleus 411 accroissent par conséquent les capacités d'accès à l'appareil, par adjonction de fonctioz pousant etre sé lectionnées sans accroître la complexité du panneau frontal. Une touche 413 d'arret dlintroducti Gn efface l'état d'entrée actif. Des massages guide-opérateur, des indications des fonctions de l'appareil, des instructions de procédure, des messages erreurs et des conseils pour le traitement apparaissent également sur le tube ca'chodique 149. Si un message est important pour la mesure, un kip sonore indique a lflopérateur de regarder le message. Une zone de titre 415 est également prévue pour une information contenant jusquà S0 caractères, concernant la masure que lWon est an train d'observer. Pour utiliser la fonction titre, on enfonce le bouton 417 du système des menus auxiliaires, a la suite de quoi on enfonce l'une des touches de fonction programmables 411, qui est intitu lée " titra". On fait ensuite tourner le bouton RPG 419 de manière à positionner un symbole en forme de flèche au-dessous de la première lettre désirée et affichée sur le tube cathodique 149. Alors l'utilisateur enfonce une touche de fonction programmable de sélection de lettre 411 et la lettre sélectionnée apparaît dans la zone 415 du titre.On répète ce processus autant que cela est dés i- ré en actionnant les touches désirées, c'est-à-dire la touche 411 de fonction programmable d'espacement et la touche 411 de fonction programmable d'espacement arrière, en enfonçant pour terminer la touche 411 de fonction programmable d'exécution terminée et en réélisant l'effacement a l'aide de la touche 411 de fonction programmable d'effacement. Toutes les fonctions de mesure de base sont commandées par les quatre groupes de touches (SPFR) désignés par : stimulus 423, paramètre 425, format 427 et réponse 429, qui sont utilisés respectivement pour régler le stimulus, pour sélectionner le paramètre, pour sélectionner le format et pour régler la réponse pour la mesure désirée. Les touches stimulus 423 permettent une commande directe de la source 109 en vue de régler les fréquences, la puissance de la source, le temps de balayage et d'autres fonctions associées. Les touches "paramètre" 425 sé- lectionnent le paramètre devant être mesuré. La source 109 étant reliée a l'acces 1, S1l est sélectionné pour la réflexion (perte de retour) et 521 est sélectionné pour la transmission (perte ou gain d'insertion).De façon analo- gue la source 109 étant reliée a l'accès 2, S22 est sélectionné pour la réception et S12 est sélectionné pour la transmission. Une commande appropriée du montage d'essai 107 est autorisée de façon automatique en fonction du paramètre sélectionné. La touche "format" 427 règle les données du paramètre mesuré au format désiré : format logarithmique (dB), phase, temps de propagation de groupe, et abaque de Smith ou, sinon, taux d'ondes stationnaires SWR, amplitude linéaire, impédance R + jX et autres.Les touches "réponse" 429 règlent l'échelle pour chaque division, la valeur de référence ou la position de référence ou bien règlent la fonction AUTO ou déclenchent la fonction AUTO par l'intermédiaire de la touche "AUTO" 430 pour qu'elle provoque l'affichage automatique de toutes les donnees mesurées sur l'ensemble du dispositif d'affichage 149, avec des valeurs intéressantes pour une valeur et une échelle de référence. Les fonctions "réponse" supplémentaires incluent la formation de la moyenne, le lissage et l'expanseur électronique de ligne. La structure hiérarchique canal-paramètre format-réponse (CPFR) utilisée dans la présente invention est illustrée sur la figure 5. Une fois que l'on a choisi une voie d'acheminement particulière circulant a travers la structure CPFR, cette voie d'acheminement est mémorisée dans la mémoire 147, de manière qu'on puisse s'y référer ultérieurement. Ensuite, lorsque l'on modifie l'un des éléments de la structure CPFR, comme par exemple si l'on change de paramètre en passant de S1l S22, l'en à S22, l'en- semble de la voie d'acheminement associée antérieurement au nouvel élément est automatiquement rétablie en vue de son utilisation par l'ensemble du système.Ainsi par exemplue, si le canal 1 est actuellement utilisé pour mesurer le paramètre Sll avec l'affichage réglé sur le format d'amplitude à valeur logarithmique et avec une échelle verticale de 0,2 dB/division et si le canal 1 était antérieurement utilisé pour mesurer le paramètre S22 avec l'affichage réalisé sous le format à amplitude linéaire et avec une échelle verticale à 5 milliunités/division, alors, lorsque I ' on passe du paramètre S1l a S22 le format est modi- fie de façon automatique de l'amplitude logarithmique à l'amplitude linéaire et l'échelle est commutée automatiquement de 0,2 dB/division a 5 milliunites/division. En outre, étant donné que la structure CPFR est un arbre hié- rarchique et étant donné que les paramètres sont, dans la hiérarchie, a un niveau inférieur à celui des canaux, le nombre des canaux n'est pas modifié lorsque le paramètre est modifié, comme dans le cas du présent exemple. De façon similaire, Si le cana est modifié, le paramètre, le format et la réponse font tous l'objet dBun- rEtablis- sement automatique, et Si seul le format est modifié, seule la réponse fait l'objet d'un rétablissement automatigue. Naturellement l'utilisateur peut modifier, comme il le désire, n'importe laquelle des valeurs CPFR a partir du panneau frontal 159. Le résultat de cette structure hié- rarchique SPFR ajoute un accroissement substantiel de vi tesse et de commodite pour l'utilisateur. On utilise les touches d'entrée numérique 431 lorsqu'une valeur numérique doit etre introduite, laquelle valeur introduite est terminée au moyen de l'une des quatre touches de fin G/n 433, M/u 435, k/m 437 et xl 439. On utilise les quatre touches de fin 433-439 lorsque la valeur introduite terminée possède l'ordre de grandeur correspondant respectivement a giga (lu+9) ou nano (10 ), méga (10 ) ou micro (10 ), kilo (10 ) ou milli (10 ), ou a une unité de base (1fi) telle que dB, degré, seconde ou hertz.Les quatre touches de fin 433-439 sont par conséquent uniques en ce qu'aucun jeu particulier d'unités de mesure ntest affecté en permanence a l'une quelconque des touches, si bien que le système requiert un nombre de touches de fin, qui est nettement inférieur a celui de l'art antérieur. L'enfoncement de la touche "sauvegarde" 441, suivi par l'enfoncement de l'une des touches de fonction programmables 411 du tube cathodique provoque la conservation de l'état complet actuel de l'analyseur de réseaux 101 et des fonctions commandées de la source 109 et du montage d'essai 107. On utilise la touche "rappel" 443, puis une touche 411 du tube cathodique pour rappeler l'état antérieurement mémorisé de l'appareil. La structure SPFR hiérarchique fait partie intégrante de l'état de l'appareil. La touche "bande" 469 située dans le bloc de menus auxiliaires 471 provoque l'affichage des touches de fonction programmable 409 pour la commande du dispos il tif interne de commande de bande 241. Les fonctions de bande permettent l'initialisation des bandes de cassettes, la mémorisation des données sur la bande, la prise en charge des données à partir de la bande, la suppression de données sur la bande, l'annulation de la dernière suppression de données et l'affichage d'un répertoire du con tenu de la bande sur le tube cathodique 149.Les données de la bande peuvent être constituées par une combinaison de n'importe lesquelles des données suivantes l Données de mesure obtenues après changement de fréquence à deuxième fréquence intermédiaire et corrections de détection (données brutes) après la correction d'erreurs et/ou après la conversion dans le domaine temporel (données), ou après la mise au format (données mises au format) pour l'un ou leautre des canaux de mesure ou pour les deux canaux de mesurée. 2. Données de mémoire mémorisées après la conversion dans le domaine temporel et avant la mise au format a partir d'une mesure antérieure, individuellement ou le tout simultanément. 3. Graphiques que l'utilisateur a créés sur le tube cathodique 149, figure 4. 4. Un ou tous les ensembles des états de la machine mémorisés par enfoncement de la touche "sauvegarde" 441, figure 4. 5. Un ou les ensembles des coefficients d'erreurs mesurés et mémorisés par enfoncement de la touc.he "CAL" 457 et par l'enfoncement ultérieur des touches. de fonction programmables 411 d'étalonnage, représentées dans la zone 409. 6. Un ou tous les ensembles descriptifs a | elatonnage (Cal Kits). 7. Une image-mémoire complète de la machine, constituée par tous les ensembles de toutes les données décrites aux rubriques 1 & 6. 8. Logiciel du système, de service ou de démonstrations incluant les options, les versions révisées et un nouveau logiciel Lors que les données de mesure sont introduites a partir de la bande en un point quelconque de la voie de traitement des données, l'affichage présent sur le tube cathodique 149 est mis à jour afin de représenter les données chargées, avec un traitement ultérieur des données. Si un dispositif extérieur commande le système en utilisant l'interface HP-IB 157, un enfoncement de la touche "commande locale" 445 ramène la commande du système au panneau frontal 159. La touche "redémarrage" 447 est utilisée pour faire redémarrer n'importe quelle mesure antérieurement commencée ou n importe quelle opération de traitement de données, comme par exemple un balayage ou une formation de la moyenne. Trois blocs des touches du panneau frontal ainsi que les touches de fonction programmables 411 fournissent une caractéristique supplémentaire désignée sous le terme de MENUS pour des fonctions qui sont utilisées moins fréquemment que les fonctions auxquelles des touches spécialisées sont affectées. Les quatre touches de menus 449, 451, 453 et 455 fournissent des extensions des touches SPFR 423, 425,, 42T et 429 ; les touches désignées Cal 457, Domaine 459, Affichage 461 et Marque 463 dans le bloc de menus 465 permettent la sélection de différents modes de mesure et d'affichage ; et les touches désignées Copie 467, Bande 469 et Système 417 au-dessous du bloc de menus auxiliaire 471 permettent les opérations d'entrée et de sortie associées a la mesure.Dans l'annexe A on a représenté une liste des différents MENUS ainsi que des étiquettes des touches de fonction programmableS représentées entre des guillemets et telles qu'elles sont affichées dans la zone 409, prévue pour le menu, du tube cathodique 149, en vis-a-vis des touches de fonction programmables associées 411. De même, on a également représenté, dans l'annexe A, pour les étiquettes des touches de fonction programmableW les noms des constantes affectées aux étiquettes de ces touches et telles qu'on les trouve dans le code source du système contenu dans l'annexe B. Lorsqu'un MENU est affiché sur le tube cathodique 149, n'importe quel choix actuel est affiché au moyen d'une ligne au-dessous des étiquettes et des choix s'excluant mutuellement et/ou des choix étroitement associés sont raccordés par des tirets. L'enfoncement de la touche de fonction programmable 411 à côté de n'importe quelle étiquette dans la zone 409 soit provoque l'exécution de la fonction, soit produit l'affichage d'un autre ensemble d'étiquettes de MENUS. Si la fonction sélectionnée requiert une entrée, on utilise le bouton RPG 419 et les touches entrée 431 pour répondre. On sélectionne des fonctions supplémentaires en enfonçant une autre touche. Une touche "menu précédent" 473 est affichée pour revenir au MENU affiché antérieurement et présent dans une série de menus. Si le MENU affiché antérieurement était le premier d'une série de MENUS, ce MENU est effacé du tube cathodique 149. Plusieurs affichages faisant partie d'une grande variété dtaffichages disponibles soit sur le tube cathodique 149, soit sur l'imprimante/le traceur de courbes 155 sont représentés sur les figures 6 à 15, 17 et 18. La figure 6 représente une mesure typique à tracé double de deux paramètres différents iî et S12, désignés par les références 601 et 602 de leur tracé, et ce avec le même format d'amplitude logarithmique utilisé par exemple pour régler simultanément en temps réel l'impédance et l'isolation d'un circulateur. La figure 7 représente deux tracés superposés 701 et 702 respectivement pour les accès 2 et 3 d'un filtre multiphasé à trois accès. La figure 8 représente un trace unique pour un amplificateur et un atténuateur combinés de manière a fournir la réponse totale en boucle fermée du circuit actif. La figure 9 représente un tracé de mesure du même amplificateur actif que celui de la figure 8, étalonné dans un plan de référence defini par l'utilisateur, avec un retard électrique de 6,0421 nanosecondes, moyennant l'utilisation d'un expanseur élec tronique de ligne. La figure 10 représente une image-écran unique subdivisée de deux mesures simultanées de deux paramètres différents Sll et S21 tels qu'ils sont affichés sur le tube cathodique 149. La figure 11 montre une autre version de l'affichage en forme d'image-écran subdivisé et qui est subdivisée de manière à montrer simultanément la réponse d'un filtre à ondes acoustiques de surface (dispositif SAW) à la fois dans le domaine des fréquences et dans le domaine temporel.On notera l'aspect de la courbe à trois pics 1101 de la réponse dans le domaine temporel. La figure 12 montre deux paramètres différents affichés avec deux formats différents (par exemple SWR et écart par rapport a la phase linéaire) pour les tracés 1201 et 1202. La figure 13 montre un tracé antérieur mesuré 1301 tiré "d'une mémoire", et le tracé de mesure actuel 1302 du même paramètre S21 que l'on peut utiliser pour réaliser l'adaptation des lignes de transmission a moins de 0,01 degré. La figure 14 montre l'affichage du temps de propagation de groupe pour un filtre typique de communication à haute fréquence, que l'on peut voir à l'aide de la présente invention et qui est réglé de manière à fournir un aplatissement optimal de la variation du temps de propagation de groupe, en temps réel.La figure 15 montre un affichage linéaire d'un circuit a haute fréquence dans le domaine temporel -transformé, ainsi qu'une série de cinq marques 1501-1505 servant à repérer respectivement les cinq discontinuités différentes correspondantes (c'esta-dire connecteur 1601, connecteur 1602, adaptateur 1603, connecteur 1604 et terminaison 1606) d'une ligne coaxiale 1610 telle que représentée sur la figure 16. La figure 17 représente une image-écran subdivisée de deux tracés polaires tels qu'ils sont affichés simultanément sur le tube cathodique 149. Les différentes figures 6 a 15 et 17 représentent les affichages fournis par des dispositifs a haute fréquence réels, tels qu'ils sont affichés en temps réel sur le tube cathodique 149.Ces mêmes affichages peuvent être également imprimés sur l'imprimante/traceur de courbes 155, de la manière dont ils sont représentés sùr le tube cathodique 149, et ce avec n'importe quelle modification de taille désirée et selon une variété de couleurs. Si on le désire, on peut également combiner différents affichages du tube cathodique sur l'imprimante/traceur de courbes 155, sous la forme d'un tracé dans quatre quadrants, comme cela est représenté sur la figure 18. On peut avoir accès a un nombre de marques allant jusqu't cinq marques différentes pour les tracés sur le tube cathodique 149, a l'aide de la touche "marque 463 ainsi qu'à l'aide des touches de fonction programmables 411, comme cela est représenté sur la figure 15 par les marques 1501-1505. Les marques sont commandées de différentes manières. On utilise des touches d'entrée numérique pour positionner les marques dans une position numérique précise, on utilise le bouton RPG 419 pour déplacer les marques le long des tracés sur le tube cathodique 149, et on déplace la touche "pas de deplacement ascendant" 475 et la touche "pas de déplacement descendant" 477 pour déplacer les marques d'une division horizontale vers la droite ou vers la gauche.La valeur précise de la position de la marque est également affichée immédiatement sur le tube cathodique 149 comme cela est représenté sur la figure 8, à l'aide de la marque 801 et de la valeur affichée 802. L'annotation 803 de la marque est affichée à côté de la marque 801. En outre, étant donné que les marques sont déplacées le long du tracé, l'annotation de la marque est déplacée avec les marques de sorte que l'utilisateur peut toujours identifier immédiatement la marque et l'annotation associée dont il s'agit. Une autre fonction disponible a l'aide des touches de fonction programmables 411 est celle des "marques delta" permettant d'indiquer la difference de la valeur du tracé entre une marque de rBfé- rence et une marque delta comme cela est représenté par les marques 703 et 706 sur la figure 7. On utilise le bouton RPG 419 pour positionner successivement la marque de référence et la marque delta, et la différence de la valeur du tracé est affichée immédiatement sur le tube cathodique 149.De même on dispose, A l'aide des touches de fonction programmables411, des fonctions "marques sur le minimum" et "marques sur le maximum", qui permettent de déplacer une marque choisie sur la valeur minimum ou maximum du tracé affiché, comme cela est représenté par les marques 1001 et 1002 sur la figure 10. Une autre fonction est l'af- fichage de la fréquence de la marque, tel que représenté par 1003 sur la figure 10, ou d'une autre valeur de stimulus, tel que représentée par 1507 et 1406 sur la figure 15. La touche de marque égale 479 introduit le stimulus ou la valeur d'amplitude,a*XiSe ozns * est approprié, de la marque, qui était active le plus récemment, pour la fonction active actuelle. Par exemple le choix de la touche de la valeur de référence (429 sur la figure 4), suivi par un enfoncement de la touche de marque égale 479 a pour effet que l'amplitude de la marque est introduite en tant que valeur de référence. De façon similaire le choix de la touche de demarrage du stimulus (423 sur la figure 4), suivi par l'enfoncement de la touche de marque égale 479, a pour effet que la fréquence ou une autre valeur de stimulus de la marque doit être introduite en tant que fonction de démarrage. Description des montages d'essai Les montages d'essai a large -bande 107, pour une fréquence allant jusqu'a 26,5 GHz, incluent un pont directionnel triaxial a haute fréquence 1901, de haute performance, tel que décrit dans la demande de brevet US. ayant pour titre "Pont directionnel triaxial a haute fré quence"etdéposéele 9 Janvier 1984 par Botka et consorts, et représenté sur les figures 19a et 19b de ce document, en association avec chacun des accès 1 et 2 au dispositif à tester DUT, tels que représentés sur les figures 20 et 21. Le pont directionnel 1901 est un pont de Wheatstone équilibré 1903 qui extrait un signal vectoriel flottant pour la mesure dans un système de détection dissymétrique, sans perturber la configuration équilibrée.Ce pont direc tionneli9Oi å haute fréquence etA haute performance inclut l'ensemble combiné formé par une charge de référence et une boucle d'adaptation 1905, qui réalisent une séparation des signaux sur l'ensemble de la plage des fréquences allant de 45 MHz à 26,5 GHz, et permet également liapplica- tion d'une polarisation en courant continu en tant que partie de l'entrée à haute fréquence Ventrée au dispositif à tester DUT 111 par l'intermediaire d'un té classique de polarisation a haute fréquence 2105.Au contraire les mon tages d'essai 107 à bande plus étroite, tels que représentes sur les figures 22, et 23 utilisent un coupleur directionnel classique 2201 pour chaque acces en vue-d'englober 13 plage des fréquences de 0,5 a 18 GHz. Grâce a l'incorporation des dispositifs 108 de séparation des signaux dans les montages d'essai 107, il est possible de réaliser des mesures vectorielles à large bande avec seulement un raccordement du dispositif à tester DUT 111 entre l'accès 1 et l'accès 2. Chacun des montages d'essai 107 contient ses propres alimentations en énergie incorporées 2001, afin de simplifier différentes configurations du système, et chacun des montages d'essai 1107 possède sa propre interface HP-IB 2003, accouplée au bus 145 du systeme de manière a fournir la commande et 1-identification pour l'analyseur principal 101. Chacun des montages d'essai 107 est raccor- dé respectivement à la section 103 par l'intermédiaire d'un multiplexeur 2002 ou 2102 fonctionnant dans la pre mière fréquence intermédiaire, de manière a réaliser une connexion en guirlande de plusieurs montage d'essai.Les multiplexeurs 2002 et 2102 fonctionnant a la première fréquence intermédiaire sont a leur tour raccordés respectivement aux connexions de al, bl et b2, pour les montages d'essai de réflexion/transmission sur les figures 20 et 22, et aux connexions de al, a2, bl et b2 pour les montages d'essai des paramètres S sur les figures 21 et 23. Les montages d'essai des paramètres S incluent egalement:des témoins du panneau frontal 2104 (par exemple lampes 490 et 492 sur la figure 4) permettant de signaler l'accès d'essai actif, un té classique de polarisation 2105 présent sur chacun des canaux d'essai pour fournir une polarisation de tension nécessaire lors de l'essai des dispositifs actifs, des commutateurs de transfert a diode PIN 2109 sous la commande de l'analyseur principal 101 par l'intermédiaire du bus 145 du système et d'une interface de commutateur 2110 permettant de commuter l'entrée a haute fréquence entre les accès 1 et 2, et des atténuateurs 2111 fournissant une atténuation variable et placés sous la commande de l'analyseur principal 101 par l'intermédiaire du bus 145 du système, et une interface 2113 de liaison aux atténuateurs.Différents plots de raccordement a haute fréquence 2015 et différentes extensions d'essai de référence 2117 sont prévus afin de permettre le réglage de l'équilibrage des niveaux de puissance a haute fréquence. Chacun des montages d'essai possède un convertisseur de fréquence 113 servant a réaliser une conversion, a la première fréquence intermédiaire, des signaux a haute fréquence a proximité immédiate de l'entrée d'une haute fréquence et des accès pour l'essai. Les convertisseursde fréquence 113 incluent des oscillateurs a tubes électroniques 115, des échantillonneurs 2019 de la première fréquence intermédiaire, des générateurs d'impulsions 2021 servant a commander les échantillonneurs 2019 de la première fréquence intermédiaire et des amplificateurs 2023 et 2123 de la première fréquence intermédiaire. Les amplificateurs 2123 de la première fréquence intermédiaire incluent également un filtre passe-bande entrée 2131, un filtre amplificateur 2133 et un filtre passe-bas de sortie 2135 servant a obtenir la conformation supplémentaire des signaux.Chacun des oscillateurs a tes é1anes 115 est commandé par un circuit d'échantillonnage et de maintien 2025 a un noeud de sommation 2027 et a un amplificateur de tampon 2029 accouplé au circuit a verrouillage de phase 125 situé dans la section 103. Les figures 24.1 a 24.33 montrent les schémas détaillés du circuit associe aux montages d'essai 107 tels que représentés sur les figures 20 a 23 Les figures 24.1 à 24.4 illustrent les témoins 2104 du panneau frontal, les figures 24.5 à 248 illustrent les multiplexeurs 2002 et 2102 fonctionnant a la première fréquence intermédiaire, les figures 24.9 à 2t.14 illustrent l'oscillateur à tubes lectroniques 115 et les étages due commande associés, les figures 24.15 a 24.20 représentent l'interface HP.IB 2003, les figures 24.21 a 24.25 représentent les atténuateurs 2111 et le commutateur a diode PIN 2109, les figures 24.26 à 24.28 montrent les échantillonneurs 2019 fonctionnant a la première fréquence intermédiaire et les amplificateurs 2023 et 2123 fonctionnant à la première fréquence intermédiaire, les figures 24.29 a 24.33 illustrent les sources d'alimentation en énergie 2001 des montages d'essai. Seconde fréquence intermédiaire Un schéma-bloc détaillé de la section 103 formant circuit à seconde fréquence intermédiaire/détecteur, celas que représentée sur la figure 1 est illustré sur les figures 25.1 a 25.6. Après que les signaux a1, a2, b1, et b2 aient été convertis en étant amenés a la seconde fréquence intermédiaire par les mélangeurs 138 fonctionnant a la seconde fréquence intermédiaire, les signaux résultants a'1, a'2, b11 et b'2 sont envoyés aux multiplexeurs MUX 136 fonctionnant a la seconde fréquence intermédiaire, qui sont représentés sur la figure 25.2.Une fréquence d'étalonnage à 100 kHz 2501 produite par l'horloge 119 et un signal d'entrée de masse 2502 sont également envoyés aux multiplexeurs MUX 136 fonctionnant a la seconde fréquence intermédiaire, de sorte que les canaux fonctionnant a la seconde fréquence intermédiaire peuvent être étalonnés autooatiqueent d la fois en ce qui concerne le gain et res erreurs décalage. Cet étalonnage automatique est effectué au moyen de la mesure individuelle des gains vectoriels des quatre amplificateurs a 12 dB montés en cascade et qui constituent les amplificateurs 2503, a moins de 0,01 dB a l'aide du convertisseur analogique/numérique 139. Les erreurs de décalage sont éliminées par l'application d'un signal d'entrée de masse 2502 aux multiplexeurs MUX 136, ce qui annule l'ensemble du gain dans les amplif i- cateurs 2503, et en mesurant le signal résultant à l'aide du convertisseur anaaogique/numerique 139 pour chacun des quatre décalages de phase (c'est-a-dire 0, 90, 180 et 270 degrés) des détecteurs synchrones 131 et 133, ce qui entraîne une rotation du plan de mesure utilisé dans les détecteurs synchrones 131 et 133. Cette modification du décalage de phase et de la rotation du plan de mesure dans les détecteurs synchrones 131 et 133 est obtenue au moyen du réglage de l'angle de phase du signal de démodulation utilisé pour la détection synchrone au moyen des déphaseurs 2505, qui fournissent un déphasage réglable, tels que représentés sur la figure 25.3. En se réferant aux figures 26.1 a 26.6, on peut voir que les valeurs réelles de X et Y peuvent être déterminées a partir des valeurs mesurées de Xm et de et ce d'après l'équation représentée sur la figure 26.2. Tout d'abord les décalages Xg et Yo sont déterminés par la mise a la masse de l'entrée du multiplexeur MUX 136 comme cela est représenté sur la figure 26.1, en annulant tous les gains G1, G2, G3 et G4 et en mesurant Xm et Ym pour chacun des quatre décalages de phase 0, 90, 180 et 270 degrés. X0 et Y0 sont alors calculés au moyen de la relation représentée sur la figure 26.3. H est déterminé par le choix du signal d'étalonnage 2501 et par établissement du gain G4. Xm et Y sont ensuite mesurés pour chacun des quatre m m décalages de phase et les décalages X0 et Y0 sont soustraits. H peut être alors calculé moyennant l'utilisation des quatre relations de quadrature représentées sur la figure 26.4 et en réalisant un ajustement de l'erreur selon la méthode des moindres carrés a chacun des quatre points de données mesurées, comme cela est représenté sur la figure 26.5, sur laquelle A est le niveau du signal d'éta lonnage 2501, les termes X et Y correspondent a x - Xg et m àYm - Y0, et sigma est la sommation des quatre mesures de quadrature.La détermination du gain et de la phase des quatre amplificateurs G1 a G4 requiert qu'ils soient tous independants les uns des autres étant donné que H = * * G2 * G * G Tout d'abord avec seulement G1 branché, G1 2 3 4 on mesure Xm et Ym pour chacun des quatre décalages de m phase et l'on calcule des valeurs X' et Y' corrigées en utilisant les coefficients de correction déterminés préa- lablement pendant la correction des décalages En utilisant les équations représentées sur la figure 26.6, il est possible de calculer le gain complexe (a + jb) qui place le mieux les quatre points de données X' et Y' dans les relations de quadrature représentées sur la figure 25,4. La mesure Xm et de Ym et le calcul de al et bl comme indiqué ci-dessus sont répétés de façon séquentielle pour chacun des amplificateurs G2, G3 et G4, pris un par un. Les figures 27.1 a 27.93 montrent les schémas partiels détaillas des schérnas-blocs représentés sur les figures 25.1 à 25.o6. Les figures 27.1 à 27.77 représentent l'horloge 119, les figures 27.8 a 27.12 représentent l'os oscillateur local 2511 a 19,9 MHz, les figures 27.13 a 27.16 représentent le mélangeur 138 fonctionnant a la seconde fréquence intermédiaire, les figures 27.17 à 27.27 représentent les amplificateurs 134 fonctionnant a la seconde fréquence intermédiaire, les figures 27.29 a 27.33 et les figures 27.82 à 27.85 illustrent les régulateurs utilisés dans la section 103, les figures 27.34 a 27.39 représentent les amplificateurs d'échantillonnage et de maintien 137, les figures 27.40 à 27.57 représentent le convertisseur analogique/numérique 139, les figures 27.58 a 27.64 représentent le compteur à fréquence intermédiaire 2513, les figures 27.65 a 27.70 représentent le circuit 2515 de pré-syntonisation de l'oscillateur à tubs électroniqus, les figures 27.71 à 27.76 représentent le circuit principal 2517 à verrouillage de phase, les figures 27.77 à 27.81 représentent l'interface 145 de liaison du processeur a la section 133, les figures 27.86 a 27.89 représentent le circuit 159 du panneau frontal pour la section 103, et les figures 27.90 à 27.93 représentent les détecteurs synchrones 131 et 133. Loqiciel de traiteraent des signaux Comme cela est représenté dans la liste de logiciel fourni a l'annexe B et sur la figure 28, le traitement des signaux dans l'appareil selon la présente invention commence à la sortie du couple de détecteurs synchrones 131 et 133, qui délivrent les parties réelles (X) et les parties imaginaires (Y) des signaux d'essai et des signaux de référence. Comme cela a été expliqué précédemment, les erreurs concernant lé décalage, le gain et la quadrature sont corrigées pour les deux chaînes a circuit à fréquence intermédiaire/détecteur par l'intermédiaire d'un logiciel qui est agencé sous la forme des blocs 2803 "essai du gain a fréquence intermédiaire" et 2805 "correction à fréquence intermédiaire".Les données rEsul- tantes d'essaieti référence sont alors mises en rap- port dans le bloc 2807 afin de produire les paramètres S appropriés et sont mémorisées dans un réseau de données brutes 2809. Si cela est requis par l'utilisateur, la moyenne de données ultérieures, prélevées à la même fréquence est formée simultanément dans le bloc 2811 "formation de la moyenne à fréquence intermédiaire", de manière à réduire le bruit parasite du système et par conséquent à améliorer la gamme dynamique. Pendant que le réseau de données brutes 2809 est rempli en permanence sous la commande du logiciel dsacqui- sition des données, dont on parlera ultérieurement, le logiciel de traitement des données prélève concurremment des données provenant du réseau de données brutes 2809 et effectue un traitement additionnel des signaux. Moyennant 1'utilisation d'un modèle à un terme (normalisation de la réponse en fréquence vectorielle), d'un modèle à trois termes (modèle à un accès) et jusqu a un modèle de correction d'erreurs à douze termes (incluant deux accès) du matériel de mesure à micro-ondes, le logiciel de correction d'erreurs 2813 délivre, en liaison avec le processeur de traitement mathématique vectoriel 1511 des données corrigées grâce à la liaison drun réseau d'erreurs 2815 au réseau de données brutes. Un rapacité de manipulation ultérieure des données est fournies au choix de l'utllisateur, au moyen du module 2817 "autorisation de transfert" ainsi que du module séparé 2819 "réseau decommande de transfert", du module 2821 ex- tension longueur électrique/plan de référence", et du module 2822 "conversion des paramètres".Les données corri géies peuvent être également converties depuis le domaine des fréquences dans le domaine temporel en utilisant des transformées en Z à compression connues sous le nom de "chirp. On utilise le module "fenêtres"2825 et le module "réseau de fenêtres" 2827 pour éliminer le phénomène de dédoublement dans le domaine temporel, qui est du à la limitation en bande de fréquence des signaux d'entrée, et on utilise ensuite des transformées en Z a compression 2823 pour transformer ces signaux en les amenant dans le domaine temporel. Les données présentes dans le module "réseau de données" 2829 peuvent être mémorisées dans le réseau de mémoire 2833 et être utilisées dans des calculs vectoriels avec des données tirées d'un second dispositif.Une comparaison des données présentes (D) et des données en mémoire (M) est effectuée au moyen de calculs vectoriels de manière a fournir ensemble des quatre fonctions mathématiques D*M, D/M, D + M et D - M. La mémorisation des données D corrigées et traitées dans le réseau de données 2829 et des données mathématiques de tracés M dans le réseau de mémoire 2833 permet la délivrance d'une réponse rapide à l'utilisateur, lors de la réalisation de modifications du format ou du tracé du traitement mathématique. Les données vectorielles sont ensuite mises au format dans le bloc "format" 2835, du point de vue de l'amplitude, de la phase, du temps de propagation de groupe, ou conformément à d'autres formats comme cela est désiré. Si on le désire, on peut combiner des points voisins mis au format dans le bloc "lissage" 2837. Les données résultantes mises au format sont mémorisées dans l'ensemble de formats 2839, qui fournit un accès commode pour des modifications d'échelles et de décalages fournis par le bloc "mise a échelle" 2843.Si on le désire, on applique egalement des marques aux données mises au format, au moyen d'un bloc "lecture de marque" 2841. Les données mises à l'échelle sont mémorisées dans un réseau d'affichage 2845 situé dans la mémoire RAM d'affichage 217, a partir de laquelle le matériel du générateur d'affichage 153 crée de façon répétitive un tracé sur le tube cathodique 149, de manière à fournir un affichage sans clignotement. Il est prévu un accès d'entrée a l'ensemble des réseaux et un accès de sortie de 1 ensemble des réseaux par l'intermédiaire de l'interface HP-IB 157 et par l'intermédiaire du système de bande 161 avec des paramètres S disponibles dans le réseau de données 2829 en plus d'autres réseaux utilisables. Une sortie directe sur l'imprimante 155 est réalisée à partir du bloc "réseau de format" 2839. Une sortie directe pour le traceur de courbes 155 est réalisée à partir du bloc "réseau d'affichages" 2845. L'utilisateur peut également choisir un compromis entre la vitesse de mise à jour des données et le nombre des points de données utilisés, en sélectionnant des résolu Lions allant de 51 à 401 points. Le logiciel est structuré sous la forme d'un système de traitement multitâche de manière a fournir une vitesse rapide de mise à jour des données en permettant la mise en oeuvre du traitement des données lorsque le logiciel d'acquisition des données n' est pas occupé. Des tâches de commande de rang supérieur imbriquent le traitement des données avec des cycles d'acquisition de données afin de fournir a la fois des modes de correction d'erreurs à deux accès et des modes d'affichage å deux canaux. Le logiciel de traitement des siz;naux, décrit précédemment, est commandé par une structure de processus telle que représentée sur la figure 29 Cette structure de processus est l'une des raisons pour laquelle là présente invention peut traiter des données à haute fréquence essentiellement en temps réel. Par exemple des processus à priorité faible tels que la commande de la source 109, la commande du montage d'essai 107 et la mise au format du dispositif d'affichage 149 sont effectués uniquement lorsque le processus d'acquisition des données n'est pas en action.Les systèmes antérieurs prélevaient les donnés, les traitaient complètement jusqu'a leur affichage, et lorsque l'extrémité de chaque balayage était atteinte, le processeur devait attendre la remise à l'état initial du matériel. Au lieu de cela, la présente invention met en oeuvre effectivement le traitement alors que les fonctions de commande telles que la remise a l'état initial pour un balayage ultérieur ou la commutation de paramètres S sont en cours d'exécution. La source de commande 2901 accepte les commandes de l'utilisateur par l'intermédiaire du panneau frontal 159 et de l'interface HP-IB 157, analyse et convertit ces commandes en une commande interne commune prélevée indépendamment de la source et introduit les commandes dans une filed'attente de commandes 2903.Le processeur des commandes 2905 prélève les commandes de la file d'attente de commande 2903 et les exécute. Tout calcul préalable de temps, qui améliore ultérieurement le rendement du cycle d'exécution, est effectué a cet instant. Le processeur des commandes 2905 modifie l'é- tat de l'appareil et effectue les opérations non répétitives, comme par exemple la mise a jour d'un tracé après un changement d'échelle, la délivrance d'un ensemble de données, et l'enregistrement de l'ensemble de données dans le réseau de mémoire . Sur la base de 11 état de l'appareil, le module "commande" 2907 a pour responsabilité de s'assurer que les données désirées sont acquises de la manière et dans les conditions spécifiées. Ceci inclut la commande de la source 109, du montage d'essai 107, du circuit à verrouillage de phase 125, des multiplexeurs 136 fonctionnant a fréquence intermédiaire et du convertisseur analogique/numérique 139, et la mise en oeuvre de l'acquisition et du traitement des données. Des modes de traitement par balayage et pas-a-pas, des modes d'analyse alternés et hachés et des balayages de signaux isolés et continus sont mis en oeuvre dans le module "commande" 2907. Le maintien du balayage est également géré dans le module "commande" 2907, ce qui permet de maintenir le suivi des recouvrements debande et de l'avance pas-a-pas de la fréquence.Le module d'acquisition 2909 assure la gestion des interruptions du convertisseur analogique/numérique 139, du réglage automatique de gamme du gain a fréquence intermédiaire, la formation du rapport, la formation de la moyenne et a la mémorisation des données dans le module réseau des données brutes 2809.Le module de traitement 2911 traite les données délivrées par le module" réseau de données brutes" 2809 jusque ce que les données soient affichées sur le tube cathodique 149 y compris la correction des erreurs extérieures vectorielles, la conversion des paramètres, le traitement du domaine temporel (commande de transfert , découpage en créneaux, et transformation), le traitement mathématique des tracés (D*M, DM D + M, D - M), la mise au format (logarithmique, linéaire et retard) et la réponse (échelle, valeur de référence et subdivision écran). Les variables d'état de ltappareil, qui sont utilisées pour établir les variables de commande 2913 in clouent : des descriptions de paramètres telles qu'installation du montage d'essai, montage du récepteur, et rapport/ non-rapport , des sélections de l'utilisateur concernant la fréquence, la puissance, le temps de balayage, les for mats, l'échelle par division, lginformation de formation de la moyenne, le nombre des points devant être prélevés, le type de correction d'erreurs et les facteurs du domaine temporel et des pointeurs de gestion interne pour les données, les données brutes, les coefficients d'erreurs, les données corrigées, les données mises au format, les données mémorisées et les réseaux d'affichage données. Des variables d'acquisition 2915 fournissent 'des données qui sont déduites a partir des variables de commande 2913 en vue obtenir un rendement et qui sont associées à la commande du convertisseur analogique/numérique 139 jusqu'a ce que les données soient mémorisées dans le réseau de données brutes. Les variables d'acquisition 2915 incluent gain a fréquence intermédiaire, erreurs dii récepteur, format ion du rapport, formation de la moyenne et position actuelle des pointeurs dans l'ensemble des données brutes. Les variables de traitement 2917 fournissent des données déduites avantageusement des variables de commande des groupes et qui sont associées à la commande du traitement des données en provenance du réseau de données brutes, par l'intermédiaire du dispositif d'affichage. Les variables de traitement 2917 incluent : pointeurs de position actuelle pour les ensembles, type de corrections d'erreurs, information sur le domaine temporel, système mathématique du tracé, format et réponse. Les signaux 2919 fournissent une synchronisation entre les programmes, qui sinon fonctionnent de manière indépendante les uns des autres. On va maintenant décrire plusieurs des fonctions de logiciel mentionnées précédemment. Dans le cas du balayage pas-à-pas, le module "formation de la moyenne" 2811 calcule la moyenne linéaire d'un ensemble de points de données prelevs,pendant ie la fréquence est maintenue fixe. On répète ceci pour chaque fréquence lors du balayage pas-a-pas. Lors des balayages de fréquence continus, le module "formation de la moyenne" 2811 calcule la moyenne courante exponentielle pondérée des données synchrones arrivantes et par conséquent réduit la largeur de bande du bruit d'entrée, ce qui réduit le bruit parasite et accroît la gamme dynamique.Chaque fois que la formation de la moyenne est redéclenchée, la formation de la moyenne s'effectue en commençant avec un faible facteur de formation de la moyenne, qui augmente tous les un a huit balayages pour atteindre le facteur choisi de formation de la moyenne, ce qui permet une convergence rapide vers la valeur finale. Le module de lissage 2837 agit d'autre part sur les données traitées en établissant une moyenne de déplacement linéaire des points de données voisins, sous la forme d'un pourcentage de l'affichage. Le résultat est analogue a celui d'un filtre vidéo, avec une réduction du bruit crête-a-crête, comme par exemple sur le tracé de la ligne de base, mais n'améliore pas la gamme dynamique du signal.En outre le lissage selon la présente invention fait l'objet d'une nouvelle utilisation pour des mesures de temps de propagation de groupe. Le temps de propagation de groupe (c'est-a-dire t g = modification de la phase en degrés/ De façon classique, on accroît par conséquent la fréquence, au-dessus de laquelle la mesure du temps de propagation de groupe est effectuée, fréquence désignée par le terme d'ouverture, de manière à obtenir une mesure plus significative - du temps de propagation de groupe.Dans la présente invention, ce même résultat est obtenu au moyen d'un lissage ou filtrage des données traitées du temps de propagation de groupe. Par conséquent le lissage (c'est-a-dire la formation de la moyenne de points de données voisins) de données du temps de propagation de groupe fournit le même effet que celui obtenu dans le cas de l'utilisation d'une ouverture classique variable de temps de propagation de groupe. Ceci permet également une modification de phase supérieure a 180 degrés à travers ladite ouverture, lorsque le lissage est applique a trois ou à un plus grand nombre de points de données voisins. La correction vectorielle des erreurs a haute fréquence réalisée dans le cadre de la présente invention est également apte a une mise en oeuvre rapide et à faciliter l'étalonnage. Des mesures sont effectuées sur une série d'étalons, puis les données du rdseau de données brutes 2809 sont mémorisées dans le module "réseau d'erreurs" 2815. Bon nombre de types différents d'etalons peuventêtre utilisés y compris la solution ligne ows-xte-charge-court-circuit telle qu'elle est utilisée dans les connecteurs coaxiaux, la solution du décalage-courtcircuit-charge du type utilisée dans les technologies a guide d'ondes et des courts-circuits à décalages multiples du type utilisés dans les dispositifs a microbande.Les étalons n'ont pas besoin dlêtre utilisés dans un ordre particulier étant donné que toutes les données sont mémorisées numériquement et le format d'affichage, qui est mis à jour en temps réel pendant chaque étalonnage, peut être modifié à tout moment sans que son étalonnage soit effectué. On peut également utiliser la formation de la moyenne à fréquence intermédiaire pendant l'étalonnage, étant donné que le module "formation de la moyenne" agit sur le module "réseau de données brutes" 2809. On peut également utiliser, comme on le désire, des charges fixes et coulissantes multiples. Etant donné que les ensembles de données de correction eux-mêmes sont stockés en mémoire, plusieurs ensembles de données de correction peuvent être mémorisés dans l'appareil à un instant donné (par exemple différents ensembles de données de correction peuvent être mémorisés pour différents paramètres S et des ensembles de données de correction s'étendant sur des plages différentes de fréquences, peuvent être mémorisés pour le même paramètre S). Grâce a la présence du module 2831 de traitement mathématique du tracé et du module 2833 du réseau de mémoire, on peut observer et utiliser simultanément a la fois les traces corrigés et les tracés non corrigés. Le module "autorisation de transfert" 2817 est utilisé pour observer certaines parties des données dlaç- fichage, telles qu'elles sont spécifiées par l'utilisateur. L'observation de ces parties ou fenêtres peut être utilisée scit dans le domaine temporel, soit dans le domaine des fréquences et fournit une porte ou une fenêtre a travers laquelle les données peuvent être observées. Cette fenêtre est sélectionnée moyennant le positionnement d'un instant central, centre, et d'une portée ou durée (ou d'un instant de départ et d'un instant d'arrêtou fin) les données affichées pouvant être observes autour de cet instant central.Lorsque lion désire avoir ds fenêtres, conformément à l'invention, au lieu de retirer les données du domaine temporel situées à l'extérieur de la fenêtre des données utilisées pour calculer les données affichées/ on calcule la forme de la fenêtre dans le domaine des fréquences et on en réalise une convolution directe avec les données de fréquence arrivantes, sous la forme d'une opération dans le domaine des fréquences. Il en résulte qu'aucune donnée n'est éliminée de l'intérieur de la région munie d'une fenêtre, et que lorsque la transformation faisant passer de la fréquence au temps est effectuée, il ne se pose aucun problème de sous-échantillon- nage des données de temps à bande limitée Par conséquent, les données du domaine temporel limité à une fenêtre conservent leur spectre total d'information et peuvent être tarnene 2-s par conversion inverse dans le domaine des fréquences, si on le désire, sans aucune perte d'information. Pa conséquent, même si l'utilisateur peut effectuer le positionnement de fenêtres tout en observant les données du domaine Temporel, l'établissement réel d une fenêtre est réalisé dans le domaine des fréquences au moyen d'une convolution. Le module 2821 "extension retard électrique/plan de référence" est utilisé pour modifier le retard électrique, par exemple afin de mesurer le retard électrique dans une ligne aérienne ou bien pour déplacer le plan de mesure utilisé lors de mesures de paramètres S en i'amenant dans un plan autre que le plan physique des accès 1 ou 2 du montage d'essai.Bien qu'à 1a fois le retard électrique et l'extension du plan de référence soient tous deux définis sous la forme d'unités de temps (c'est- àbdire plus ou moins jusqu'à 100 secondes) et que tous deux utilient les memes formules mathématiques, le retard eLectrmque varie pour chaque paramètre, tandis que l'extension du plan de référence varie pour chaque accès. Une lecture équivalente de distance est effectuée en même temps que celle du retard électrique. Traitement dans le domaine temporel Le dispositif usuel à micro-ondes à tester DUT 111 est constitué par des éléments multiples entre lesquels sont disposées des sections de lignes de transmission. Lorsque l'essai est effectué en utilisant des techniques classiques du domaine des fréquences, on obtient une réponse composite. Les discontinuités spécifiques ne peuvent pas être examinées individuellement.Dans le domaine temporel, la présente invention prélève ses données normales du domaine des fréquences et applique pour la première fois la petite transformée en Zåcompression connue, telle qu'elle est décrite par Rabiner et Gold dans "Théorie et application du traitement des signaux numériques", pages 393-398, 1975, pour réaliser une conversion depuis la fréquence vers le domaine temporel.Des méthodes antérieure-s de transformées dans le temps utilisaient une technique classique de transformée de Fourier rapide, qui nécessitait l'application de signaux d'entrée a fréquences associées de raçon harmonique et selon laquelle l'ensemble de la fenêtre de fréquences est transformée en l'ensemble de la fenêtre temporelle. Par exemple, lorsque l'on observe une fenêtre temporelle d'une largeur de 10 nanosecondes avec 101 points de données, les points de données sont sépares par seulement 0,1 nanoseconde et toute tentative visant a observer seulement une partie des données dans la fenêtre temporelle d'une largeur de 10 nanosecondes est limitée par la disponibilité de seulement quelques points de données. On peut résoudre ce problème en utilisant un plus grand nombre de points de données, mais moyennant une forte réduction de la vitesse de traitement. Au lieu de cela, d'autres chercheurs ont utilisé le ddvelop- pement classique en séries de Fourier complètes des données de fréquences afin d'obtenir un nombre arbitraire de points de données pouvant etre observés, mais une telle méthode est extrêmement lente, car elle requiert quelques minutes pour la mise en oeuvre des calculs nécessaires. Comme dans le cas du développement en séries de Fourier complètes, la transformée en Z à compression fournit également un nombre arbitraire de pointsdedonnées pour une observation dans n'importe quelle fenêtre temporelle donnée, mais cette transformée peut être calculée en moins d'une seconde. Le présent système fournit deux modes de fonctionnement dans le domaine temporel. Le premier est désigné sous le terme "passe-bas" et est utilisé pour simuler le traditionnel réf lectomètre fonctionnant dans le domaine temporel (TDR), mais moyennant l'utilisation de la transformée en Z a compression. Tout comme le réflectomètre TDR classique, le filtre passe-bas requiert des données à fréquences associées de façon harmonique en provenance du courant continu et qui sont extrapolées à partir du point de donnée à fréquence disponible la plus faible usqu'à la fréquence maximum disponible.Le système passebas fournit le temps de montée le plus rapide et la me il leure résolution dans le domaine temporel et peut être utilisé soit avec une excitation par échelons, soit avec une excitation par impulsions. En prenant l'intégrale de la réponse impulsionnelle du système passe-bas, on obtient la réponse de stimulation du dispositif a tester DUT avec un échelon. Le second mode de fonctionnement dans le domaine temporel est désigné sous le terme de "passe-bande" et peut être utilisé dans toute plage de fréquences sans qu'il soit nécessaire que cette gamme inclue la composante continue.En raison de l'utilisation de la transformée en Z a compression, le mode passe-bande ne requiert pas des données de fréquences associées de façon harmonique, mais requiert seulement des échelons de fréquences d'excitation (par exemple des échelons de 10 MHz sur une plage de fréquences de 1 à 2 GHz). Le mode passe-bande est uti lisé pour des mesures de réflexion ou de transmission, de façon typique sur des dispositifs a bande limitée, et l'on ne peut utiliser qu'une excitation par impulsions. Une illustration des modes passe-bas et pas sebande et des excitations utilisées est représentée sur les figures 30a-30e. La réponse dans le domaine des fréquences pour le dispositif a tester DUT, tel que représenté sur la figure 30a, est représentée sur la figure 30b, tandis qu'une excitation a échelons dans le mode passe-bas, dans le domaine temporel, est représentée sur la figure 30c, qu'une excitation impulsionnelle selon le mode passe-bas dans le domaine temporel est représentée sur la figure 30d et qu'une excitation impulsionnelle en mode passe-bande dans le domaine temporel est représentée sur la figure 30e.Etant donné qu'il existe ici une limite supérieure de fréquences pour les données, et que pour cette limite, une transition abrupte apparaît entre l'exis- tence de données et l'absence de données, les réponses dans le domaine temporel font l'objet d'une oscillation et d'une suroscillation, désignées sous le terme de phénomène de Gibbs. L'oscillation, provoquant un dédoublement, gène l'aptitude de l'utilisateur à établir une distinction entre deux réponses réelles du dispositif étroitement espacées, et introduit aussi une confusion quand on établit une distinction entre les réponses réelles et les réponses produites par réduction des données. La présente invention fournit une possibilité de découpage (à ne pas confondre avec la création de fenêtres) servant à modifier et à filtrer les données du domaine des fréquences afin de réduire cette oscillation d'une manière commandée comme cela est illustré sur les figures 31a-31d. On peut utiliser une fenêtre de Kaiser-Bessel avec trois niveaux différents de découpage, pour trois niveaux 0,6 et 13 du paramètre de Kaiser-Bessel, afin d'atténuer et délimiter les données à fréquence supérieure, en réalisant un compromis entre la résolution et la réduction de l'oscillation, étant donné que le meilleur temps de montée est obtenu pour le découpage minimum (c'est-a-dire zéro) et que la meilleure suppression des lobes latéraux apparaît pour le découpage maximum.Le découpage minimum fournit des lobes latéraux de - 14 dB pour une largeur minimale de l'impulsion de stimulus et la quantité normale de découpage fournit des lobes latéraux a - 50 dB avec un accroissement d'un facteur de deux sur l'étendue de la réponse primaire, tandis que le découpage maximum fournit deux lobes latéraux de - 90 dB avec un accroissement d'un fae- teur égal a quatre sur l'étendue de la réponse primaire. L'aptitude é effectuer des mesures vectorielles, dont les erreurs sont corrigées, a un effet important sur la qualité de la présentation du domaine temporel. Un exemple en est représenté sur les figures 32a et 32b qui fournit une comparaison des mesures dans le domaine temporel pour un court-circuit sur les dix derniers 30 centimètres d'une ligne aérienne respectivement sans et avec correction. L'adaptation de source équivalente du coupleur est accrue a 40 dB et la directivité équivalente du coupleur est accrue a une valeur nettement supérieure a 50 dB. Comme cela a été mentionné précédemment, la création de fenêtres est une caractéristique supplémentaire puissante des capacités de traitement dans le domaine temporel incluses dans la présente invention et est illustrée sur les figures 33a à 33d. La figure 33a représente la représentation sous la forme d'une image-écran subdivisée de l'affichage 3301 dans le domaine des fréquences et de l'affichage 3330 dans le domaine temporel, avec la création d'une fenêtre pour une charge présentant un taux d'ondes stationnaires (SWR) égal a 1,5. La figure 33b montre l'effet de 1' adjonction d'une désadaptation réactive de 12 dB creant un important effet d'ondulation dans le domaine 3305 des fréquences. La figure 33c représente l'ef fet de la création d'une fenêtre autour de la charge, re- haussée par des marques 3311 et 3315. On notera le taux élevé de similitudes dans la comparaison entre les données 3309 du domaine des fréquences sur la figure 33c et les données 3301 sur la figure 33a. La figure 33d représente les mêmes données que celles de la figure 33c avec les tracés 3309 et 3313 superposés respectivement sous la forme des tracés 3317 et 3319. Comme on l'a précisément indiqué, lorsque l'unité centrale 143 est par exemple constituée par un microprocesseur du type Motorola 68 000, le logiciel de traitement peut être illustré sous formes de trois listes de programmes A, B, C exprimées en langage symbolique approprié, et d'ailleurs non nécessaires à l'intelligence de la présente invention. REVENDICATIONS 1. Système analyseur de réseaux a haute fréquence servant a realiser l'analyse d'un dispositif a tester (DUT, 111), incluant une source (109) de signaux a haute fréquence comportant une sortie des signaux a haute fréquence et un couple de détecteurs synchrones (131, 133), caractérisé en ce que ledit système analyseur de réseaux à haute fréquence comprend en outre - un multiplexeur (MUX > servant à combiner les signaux de sortie des detecteurs synchrones (131, 133), - un circuit d'échantillonnage et de maintien (137) accouplé au multiplexeur, - un convertisseur analogiquelnumerique (139) servant à mettre sous forme numérique le signal de sortie du multi plexeur (MUX), et - des moyens d'étalonnage accouplés aux détecteurs synchrones, au circuit d'échantillonnage et de maintien, au multiplexeur et au convertisseur analogique/numérique, raccordés sous ia forme d'une chaîne a fréquence intermédiaire pour l'étalonnage numérique du gain, et du décalage de phase complexes de la chaîne à fréquence intermédiaire. 2. Système analyseur de réseaux à haute fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre - des premiers moyens de commande servant a commander le fonctionnement de la source (109) de signaux à haute fréquence et cpmprenant des moyens pour commander les variations de la fréquence et le retour du signal de sortie de la source de signaux à haute fréquence, et - des premiers moyens d'établissement de liaisons (221) accouplés auxdits premiers moyens de commande de manière a communiquer avec ladite source (109) de signaux a haute fréquence, - un montage d'essai (107) accouple a la source (109) de signaux a haute fréquence et au dispositif a tester (DUT, 111) et possédant une sortie de signaux analogiques, - des seconds moyens de commande servant à commander le fonctionnement du montage d'essai (107), et - des seconds moyens d'établissement de liaisons accouplés aux seconds moyens de commande afin de communiquer avec le montage d'essai (107), et - un analyseur principal (101) comportant une entrée de signaux analogiques accouplée å la sortie de signaux analogiques du montage d'essai, - un convertisseur analogique/numerique (139) servant à mettre sous forme numérique le signal d'entrée analogique, ce convertisseur analogique/numérique possedant un signal de sortie mis sous forme numérique, - des troisièmes moyens d'établissement de liaisons (203) accouplés aux premiers et seconds moyens d'établissement de liaisons, et - un processeur (143) accouplé aux troisièmeslroyens de liaison (203) et au convertisseur analogique/numerique (139) pour sélectionner les variations de fréquence de la source de signaux à haute fréquence et pour traiter le signal de sortie de mesure mis sous forme numérique, pendant les variations de fréquence et le retour du signal de sortie à haute fréquence. 3. Système analyseur de réseaux à haute fréquence selon la revendication 2, caractérisé en ce que les premiers, seconds et troisièmes moyens d'établissement de liaisons (221, 141, 203) sont constitués chacun par un circuit d'interface numérique accouplé à un bus commun de communications numériques (213). 4. Système analyseur de réseaux a haute fréquence selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte en outre - un panneau frontal unique (159), - des troisièmes moyens de commande servant a commander le fonctionnement interne du panneau frontal unique, et - Des quatrièmes moyens d'établissement de liaisons (229) accouples au panneau frontal unique et au processeur par l'intermédiaire des troisièmes moyens d'établissement de liaisons (203), de sorte qu'un utilisateur peut faire fonctionner la source (109) de signaux à haute fréquence, le montage d'essai (107) et l'analyseur principal (101) à partir du panneau frontal unique (159). 5. Système analyseur de réseaux à haute fréquence selon la revendication 4, caractérisé en ce que les premiers, seconds, troisièmes et quatrièmes moyens d'établissement de liaisons (221, 141, 203, 129) sont constitues chacun par un circuit d'interface numérique accouplé à un bus cornmun de communications numériques. 6. Système analyseur de réseaux à haute fréquence selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte en outre - une source (109) de signaux à haute fréquence comportant des moyens permettant de modifier sa fréquence de sortie et permettant de ramener son signal de sortie à une frequence de départ initiale ladite fréquence de sortie de la source de signaux à haute fréquence ayant au moins une période d'inactivité, - des moyens de transmission de signaux accouplés à la source (109) de signaux à haute fréquence et servant à produire des points d'acquisition de données numériques, qui sont représentatifs d'une réponse en haute fréqence du dispositif à tester (DUT, 111), et - des moyens d'affichage (149) accouplés à la source de signaux à haute fréquence et aux moyens de transmission de signaux de manière à convertir les points d'acquisition de données numériques en données d'affichage pendant la période d'inactivité entre des points d'acquisition de données numériques. 7. Système analyseur de réseaux à haute fréquence selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un bus spécialisé interne de transmission de données (215) servant à réaliser une communication entre les moyens de transmission de signaux et la source (109) de signaux à haute fréquence et les moyens d'affichage (149). 8. Système analyseur de réseaux à haute fréquence selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens de transmission de signaux comprennent en outre - une unité centrale de traitement (143) servant à éliminer les erreurs systématiques des points d'acquisition de données numériques, et ce essentiellement en temps réel, et - un processeur (207) de traitement mathématique vectoriel accouplé à l'unité central de traitement ( 143) de manière à realiser un traitement mathématique des points d'acquisition de données numériques, sous la forme de quantités vectorielles. 9. Système analyseur de reseaux à haute fréquence selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens d'affichage comprennent en outre - un dispositif d'affichage (149), - une mémoire d'affichage (217) servant à mémoriser un ensemble d'instructions pour la mise au format des données devant être affichées sur le dispositif d'affichage, et - un contrôleur d'affichage servant à manipuler les points d'acquisition de données numériques, conformément à l'en- semble d'instructions mémorisées dans la mémoire draffi- chage (217). 10. Procédé pour déterminer le gain vectoriel vrai d'une chaîne à fréquence intermédiaire (103) dans un analyseur (101) de réseaux à haute fréquence, ladite chaîne à fréquence intermédiaire comportant une pluralité d'amplificateurs (2503) montés en cascade et accouplés à deux détecteurs synchrones (131, 133 ) parallèles, carac térisé en ce qu'il consiste (a) à supprimer le gain dans l'ensemble des différents amplificateurs montés en cascade, (b) à mettre à la masse l'entrée de la plu raite des amplificateurs montés en cascade, (c) à mesurer les signaux de sortie des détec- teurs synchrones (131, 133) pour chacun des quatre décalages de phase 0, 90, 180 et 270 degrés de manière à déterminer les décalages mesurés de la chaîne à frequence intermédiaire, et (d) à former la moyenne des quatre valeurs de décalage de phase pour chacun des detecteurs synchrones (131, 133) de manière à calculer des valeurs complexes effectives du décalage de la chaîne à fréquence intermédiaire. 11. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en outre par les phases operatoires consistant (e) à appliquer le gain d'un amplificateur faisant partie de la pluralité d'amplificateurs montés en cascade, (f) à appliquer un signal à fréquence d'étalon- nage à l'entrée de la pluralit des amplificateurs montes en cascade, (g) à mesurer les signaux de sortie des détecteurs synchrones (131, 133) pour chacun des quatre décala- ges de phase afin de déterminer le gain complexe mesuré de la chaîne à fréquence intermédiaire, alors que ledit amplificateur est branché, (h) à soustraire les valeurs complexes effet tives du décalage de la chaîne à fréquence intermédiaire afin de déterminer le gain complexe mesuré, avec correction du décalage, alors que ledit amplificateur est branché, et (i) à calculer l'ajustement d'erreurs', selon la méthode des moindres carres du gain complexe mesuré':, dont le decalage est corrigé, afin de déterminer les valeurs complexes effectives du gain complexe de la chaîne à fré quence intermédiaire, alors que ledit amplificateur est branché. 12. Procédé selon la revendication 11, carac térisé en ce qu'il comprend en outre - la répétition des phases opératoires (e) à (i) avec chaque amplificateur de ladite pluralité d'amplificateurs montés en cascade, un par un, et - la multiplication des valeurs complexes effectives des gains complexes de chaque amplificateur branché en cascade de de manière à calculer les valeurs complexes effectives du gain complexe de l'ensemble de la chaîne à fréquence intermédiaire. 13. Procédé pour réaliser l'étalonnage d'un analyseur de réseaux à haute fréquence, caractérisé en ce qu'il consiste à - mesurer la réponse en haute fréquence d'une ligne ouverte, - mémoriser numériquement la réponse mesurée de la ligne ouverte, - mesurer la réponse en haute fréquence d'un court-circuit, - mémoriser numériquement la réponse mesurée du courtcircuit, - mesurer la réponse en haute fréquence d'une charge, et - mémoriser numériquement la réponse mesurée de la charge, les mesures de réponse en haute fréquence étant effectuées dans n'importe quel ordre désiré. 14. Procédé pour réaliser l'étalonnage d1un analyseur de réseaux à haute fréquence, caractérisé en ce qu'il consiste à - mesurer la réponse en haute fréquence d'un court-circuit décalé, - mémoriser numériquement la réponse mesurée du courtcircuit décalé, - mesurer la réponse à haute fréquence d'un court-circuit, - mémoriser numériquement la réponse mesurée du courtcircuit, - mesurer la réponse en haute fréquence d'une charge, - mémoriser numériquement la réponse mesurée de la charge, les mesures de réponse en haute fréquence étant effectuées dans n'importe quel ordre désiré. 15. Procédé pour réaliser l'étalonnage d'un analyseur de réseaux à haute fréquence, caractérisé en ce qu'il consiste à - mesurer la réponse en haute fréquence dçune pluralité de court -circuits décalés, et - mémoriser numériquement les réponses mesurées de chacun des courts-circuits décalés, les mesures de réponse en haute fréquence étant effectuées dans n'importe quel ordre désiré. 16. Procédé pour réaliser l'étalonnage d'un analyseur de réseaux à haute fréquence, caractérisé en ce qu'il consiste à - mesurer la réponse en haute fréquence de n'importe lequel de trois étalons dans n'importe quel ordre désiré, et - mémoriser numériquement les réponses mesurées de chacun destrois étalons. 17. Procédé selon l'une des revendications 13 à 16, caractérisé en outre par le calcul de la réponse en haute fréquence de l'analyseur de réseaux à haute fréquence à partir des mesures de réponse mémorisées numériquement. 18 . Procédé pour calculer l'ouverture correspondant au temps de propagation de groupe dans un dispos il tif à haute fréquence, caractérisé en ce qu'il consiste a - mesurer le temps de propagation de groupe dans le dispositif à haute fréquence afin de fournir des points de données du temps de propagation de groupe, et - lisser les points de données du temps de propagation de groupe de manière à modifier l'ouverture équivalente utilisée pour mesurer le temps de propagation de groupe et pour modifier de ce fait le contenu en bruits parasites du temps de propagation de groupe mesuré. 19 . Procédé selon la revendication 19, caractérisé par la mise en oeuvre d'un lissage sur au moins trois points de données voisins du temps de propagation de groupe, de sorte que l'on obtient une modification de phase supérieure à 180 degrés dans l'ouverture equivalente.