FR 2566598 A1 19851227 FR 8509414 A 19850620 APPAREIL ET PROCEDE FOURNISSANT UNE POSSIBILITE DE SORTIE A RAPPORT TENSION/FREQUENCE CONSTANT DANS LES CIRCUITS D'ONDULEURS Cette invention concerne les circuits d'onduleurs électroniques et plus particulièrement ceux de ces circuits qui sont susceptibles de délivrer une sortie à rapport tension/fréquence constant. Dans les systèmes aéronautiques embarqués de pro- duction d'énergie électrique, il est souhaitable d'avoir un seul système pour assurer les deux fonctions de démarreur et de générateur. Les réductions de poids dans un avion peuvent être importantes quand on élimine un démarreur séparé. C'est pourquoi les systèmes d'alimentation élec- trique qui sont capables d'assurer des fonctions de démar- rage de moteurs peuvent permettre des réductions de coûts et de poids. Les systèmes de production d'énergie à vitesse variable et fréquence constante (ou systèmes VSCF) sont couramment utilisés pour les applications aéronautiques. Un type de système VSCF comporte un générateur à vitesse variable qui fournit du courant continu à une paire de conducteurs de liaison à courant continu. Un circuit ondu- leur reçoit le courant continu des conducteurs de liaison et produit une sortie de courant alternatif à fréquence constante. La simplicité et la fiabilité inhérentes aux systèmes VSCF à liaison en continu sont établies et on désire modifier les modèles existants pour permettre leur fonctionnement en démarreur. Les onduleurs à liaison en continu emploient couramment un circuit de sortie à pont de transistors possédant une paire de transistors connectés en série dans chaque branche de phase de sortie adaptée pour être con- nectée entre les conducteurs de liaison à courant continu, 2 2566598 dans laquelle un point de connexion entre les transistors sert de pôle de sortie de puissance. Les circuits de com- mande des transistors peuvent comporter un transformateur à réaction de courant contrôlée (ou CCFT) qui utilise le courant de collecteur du transistor pour fournir, par le biais du rapport de transformation du CCFT, la commande de base désirée, d'une façon auto-entretenue. Le CCFT fournit une isolation diélectrique entre les transistors de puissan- ce de sortie et les circuits de commande. Il est nécessaire d'éviter la saturation des CCFT, sans quoi il se produit un défaut de.commande et un défaut de contrôle de l'ondu- leur. Le brevet des Etats-Unis d'Amérique No 3 715 648, délivré le 6 février 1973 à Kernick et al, expose un ondu- leur qui emploie un CCFT dans le circuit de commande du transistor de sortie, et il est cité ici en référence. Un procédé pour transformer un système VSCF à liaison en continu en un système démarreur-générateur consiste à utiliser un contacteur ou un jeu de contacteurs pour inverser le système de façon qu'une source de courant alternatif externe fournisse à l'onduleur la tension d'entrée et de façon que le générateur soit connecté comme une charge à l'onduleur. Si le générateur, fonctionnant dans ce cas comme un moteur, est une machine synchrone, il faudra que l'onduleur délivre du courant alternatif à une fréquence voisine de zéro hertz. En général, ceci était auparavant considéré comme peu pratique dans les onduleurs employant des circuits de commande à CCFT, étant donné que toute fréquence située bien en dessous des fréquences de valeur normale, par exemple 400 hertz, produisait la satura- tion des CCFT des circuits de commande des transistors. L'objet principal de l'invention est de fournir un appareil onduleur et un procédé de fonctionnement permet- tant l'utilisation de la technologie existante des circuits de commande à CCFT en évitant la saturation du CCFT aux basses fréquences de sortie. Dans ce but, la présente invention se compose d'un onduleur électronique comprenant une paire de conducteurs de liaison à courant continu; une pluralité de bornes polaires de sortie de puissance; un circuit de sortie possédant une pluralité de circuits de dérivation connectés en parallèle entre lesdits conducteurs de liaison à courant continu, chacun desdits circuits de dérivation comportant une paire de transistors de commutation connectés en série dans la- quelle chaque pôle de sortie de puissance est connecté à un point entre les transistors de l'un desdits circuits de dérivation; une pluralité de circuits de commande pour fournir le courant de base à chacun desdits transistors, chaque circuit de commànde comportant un transformateur à réaction de courant contrôlée qui utilise le courant de col- lecteur du transistor de commutation associé pour fournir le courant de commande de base désiré; et un moyen pour géné- rer une forme d'onde de modèle de commutation qui commande le facteur d'utilisation de chacun desdits transistors de commutation, caractérisé en ce que ledit modèle de commuta- tion oscille entre un niveau logique haut et un niveau logique bas dans lesquels chaque niveau logique successif dure un temps qui est inférieur au temps de saturation du transformateur à réaction de courant contrôlée de chaque circuit de commande alors que la période de la fréquence fondamentale de la tension de sortie de l'onduleur est supérieure au temps de saturation du transformateur à réac- tion de courant contrôlée de chaque circuit de commande. L'invention se compose également d'un procédé pour la commande d'un onduleur électronique polyphasé possédant un circuit de sortie à pont de transistors avec les premier et deuxième transistors connectés en série dans chaque branche de phase de sortie adaptés au branche- ment entre une paire de conducteurs pour la délivrance de courant continu aux extrémités opposées de chaque branche de phase, dans lequel un point de connexion entre les transistors de chaque branche de phase sert de pôle de sortie de puissance, caractérisé en ce que les transistors de commutation dudit circuit de sortie en pont sont commu- tés selon deux modes de fonctionnement complémentaires en 4 2566598 alternance, tels que l'un desdits modes de fonctionnement amène ledit premier transistor de chaque branche de phase à fonctionner en mode de commutation et l'autre desdits modes de fonctionnement amène ledit deuxième transistor de chaque-branche de phase à fonctionner dans un mode de non- commutation dans lequel le temps, pendant lequel tout tran- sistor fonctionnant en mode de non-commutation reste en permanence dans le mode de non-commutation, est inférieur au temps de saturation d'un transformateur à réaction de courant contrôlée du circuit de commande de base de chaque transistor. La réalisation choisie de l'invention va être décrite, à titre d'exemple, en faisant référence aux figures jointes, dans lesquelles: la Figure 1 est le diagramme schématique d'un système d'onduleur VSCF à liaison en continu dans lequel le générateur a été reconnecté en moteur; la Figure 2 est une série de formes d'ondes qui représentent la tension de sortie de l'onduleur de la Figure 1; les Figures 3 et 4 sont des séries de formes d'ondes qui représentent les deux modes de fonctionnement complémentaires de l'onduleur de la Figure 1; la Figure 5 est une série de formes d'ondes qui représentent le procédé de production d'une sortie de courant sinusoidal par l'onduleur de la Figure 1; la Figure 6 est le diagramme schématique d'une deuxième réalisation d'un onduleur VSCF à liaison en.conti- nu construit selon les principes de cette invention; et la Figure 7 est une série de formes d'ondes qui représentent le fonctionnement du circuit de la Figure 6. En se référant aux figures, la Figure 1 est le diagramme schématique d'une partie d'un système d'onduleur VSCF dans lequel le générateur 10 a été reconnecté pour fonctionner comme un moteur. Le circuit de sortie 12 de l'onduleur comporte une pluralité de circuits de commutation 2566598 à transistors 14, 16, 18, 20, 22 et 24 possédant des tran- sistors qui sont disposés par paires connectées en série entre les conducteurs de liaison à courant continu 26 et 28 de telle sorte que les pâles de puissance A, B et C soient formés aux points de connexion entre les transistors de chaque paire. Une tension continue constante est délivrée par une source d'alimentation externe aux conducteurs de liaison à courant continu 26 et 28 par le moyen des bornes et 32, respectivement. Par exemple, dans une application aéronautique, la source d'alimentation externe peut être un chariot d'alimention en courant alternatif au sol rac- cordé à la partie redresseuse du système VSCF. Chaque tran- sistor de commutation est commandé par un circuit de com- mande qui comporte un transformateur à réaction de courant contr6ôlée T selon une technologie de commande connue. Le générateur de modèle de forme d'onde 34 génère un modèle de commutation pour la commutation des transistors. Lors- qu'ils fonctionnent selon ce modèle, les modes de fonction- nement complémentaires alternés des transistors sont déli- vrés de façon que l'un des transistors de chaque branche de phase fonctionne dans un mode de non-commutation quand le modèle de commutation se trouve dans l'un des modes de fonctionnement et de façon que l'autre transistor de chaque branche de phase fonctionne dans un mode de noncommutation quand le modèle de commutation se trouve dans l'autre mode de fonctionnement. Les transistors de commutation oscillent entre ces modes de fonctionnement de façon à éviter la saturation de tout CCFT du circuit de commande de chacun des transistors qui fonctionnent dans un mode de non- commutation. Afin de simplifier l'analyse initiale du fonction- nement du circuit de la Figure 1, on s'est basé sur des tensions de sortie-à onde rectangulaire. Cependant, on doit admettre que l'on peut aussi bien se baser sur des sorties sinusoidales. La Figure 2 représente une série de tensions de sortie à onde rectangulaire VA, VBet VC dans laquelle ces tensions représentent les tensions de sortie apparaissant i j6 2566598 sur les pôles de puissance A, B et C de la Figure 1. VDC est la tension entre les conducteurs de liaison à courant continu. Pour les besoins de la démonstration, on suppose que le moteur 10 se trouve initialement à zéro tour/minute et à un angle de l'axe 81 qui nécessite que la sortie de l'onduleur soit à un point indiqué par la ligne pointillée verticale de la Figure 2. Dans un système à onde sinusoidale, ceci correspondrait à l'instant o la phase A est au maximum de sa valeur positive et-o les phases B et C sont toutes deux à la moitié de leur valeur négative maximale. r On suppose que la machine est synchrone et que le rotor est bloqué, aussi l'onduleur doit-il délivrer le courant désiré à une fréquence nulle (courant continu). Les formes d'ondes de la Figure 3 montrent comment cette sortie peut être produite en maintenant continuelle- ment les sorties V et VB des pôles B et C, respectivement, à un niveau bas tandis que la sortie V du pôle A est pulsée A à un niveau haut. Le rapport cyclique des impulsions du pôle A est juste suffisant pour fournir le courant nécessaire au moteur, qu'on suppose dans cet exemple être de un par unité au pôle A et de -0,5 par unité sur chacun des pôles B et C. Si l'on suppose que le moteur possède une résis- tance caractéristique de 0,01 par unité, le rapport cy- clique sera alors de 0,01, ou 1%. C'est pourquoi, si l'on admet que la tension continue de liaison est de 1,0 par unité, le transistor 36 de la Figure 1 ne sera donc passant que pendant 1% du temps et il n'y aura pas de danger de saturer son CCFT de commande de base associé. Le CCFT de commande de base du transistor 38 saturera du fait que celui- ci est passant pendant 99% du temps, mais cela est sans con- séquence car le courant passe par la diode de commutation 50 et non par le transistor 38 qui travaille en mode de commu- tation. Par conséquent, les effets de saturation sur les circuits de commande de base des transistors 36 et 38 du pôle A ne sont pas nuisibles. Par contre, le courant des pôles B et C passe par les transistors 42 et 46 respective- ment, et il va se produire une saturation de leurs CCFT de 7 2566598 de commande de base associés, produisant un défaut de com- mande de l'onduleur, à moins que l'on ne prenne des mesures pour éviter leur saturation. L'onduleur d'un système aéronautique VSCF de pro- duction d'énergie étant normalement conçu pour délivrer 400 hertz en mode générateur, les CCFT de commande sature- ront quand la situation de la Figure 3 se prolongera pendant approximativement la moitié d'un cycle de 400 hertz, c'est- à-dire environ 0,001 seconde. Afin d'éviter la saturation, il suffit simplement de changer le modèle de forme d'onde de l'onduleur de celui de la Figure 3 à celui de la Figure 4. Ici, le modèle de commutation a été. changé d'un premier mode, dans lequel les transistors du bas de la Figure 1 sont passants, à un deuxième mode, dans lequel les transistors du haut sont passants. Ceci va permettre aux circuits de commande des transistors du bas de commencer à revenir à leur état initial, autrement dit d'éliminer la saturation des transformateurs. Si le passage sur les transistors du haut se fait simultanément sur les trois pôles, il ne se produira aucune perturbation de la tension du moteur durant la période de transition. Ceci est montré par le fait que les courants de sortie IA, IB et IC sont identiques dans les deux modes de fonctionnement représentés par les Figures 3 et 4. Afin de maintenir les courants nécessaires au moteur après la transition, la Figure 4 montre que le transistor 36 est continuellement passant et que les transistors 42 et 46 sont pulsés simultanément. Dans ce mode, les transistors et 44 fonctionnent dans un mode de commutation, de sorte que le courant passe par leurs diodes de commutation asso- ciées 52 et 56. Aussi, la saturation des circuits de com- mande de base des transistors 40 et 44 n'est pas critique. Par contre, le courant du pôle A passe par le transistor 36, et il va se produire une saturation critique de son circuit de commande. Lorsque ce point de saturation est atteint, la tension de tous les pôles est inversée, et le mode de fonctionnement original, dans lequel les transistors du bas sont tous passants, reprend. Le courant est maintenu 8 2566598 en pulsant le pôle A comme précédemment. Le modèle qui commande le fonctionnement des transistors de sortie conti- nue à osciller de cette façon, de sorte qu'aucun des CCFT des circuits de commande n'atteigne jamais la saturation. Jusqu'à présent, la présente invention a été décrite par référence aux formes d'ondes simplifiées qui illustrent le principe de fonctionnement. Cependant, il est évident que si la vitesse du moteur, et par conséquent la fréquence de sortie de l'onduleur, augmentent à partir de zéro, les modèles de commutation devront forcément chan- ger. Toutefois, le principe de délivrance d'une forme d'onde de modèle de commutation qui oscille entre deux modes de fonctionnement pour éviter la saturation des CCFT des circuits de commande des transistors reste le même. La Figure 5 est une série de formes d'ondes qui montre qu'un courant sinusoïdal peut être appliqué au moteur en appliquant des retards adéquats au point de commutation de chaque pôle. Il est évident que l'on peut employer une multitude de techniques de modèle et de commande pour géné- rer les courants de sortie voulus, tant que le modèle de forme d'onde de commutation oscille entre deux modes de fonctionnement complémentaires pour éviter la saturation des transformateurs à réaction de courant contrôlée des circuits de commande. Par exemple, la Figure 6 est le diagramme schéma- tique d'un système d'onduleur VSCF à liaison en continu qui emploie une méthode de génération à modèle de recoupement sinus-triangle pour commander la commutation des pôles de puissance conformément à cette invention. Une tension alter- native constante est délivrée aux bornes 60, 62 et 64 et redressée par le pont de diodes 66 pour produire une tension continue sur les conducteurs de liaison à courant continu 68 et 70. Ces conducteurs de liaison à courant continu sont connectés à un condensateur de filtrage 72 et à une plura- lité d'éléments de commutation à transistors dans un circuit de commutation des pôles de puissance 74. Les commutateurs à transistors sont disposés dans les paires connectées en 9 2566598 série 76-78, 80-82, et 84-86, o chaque paire constitue un circuit de dérivation qui est connecté entre les conducteurs de liaison à courant continu 68 et 70. Les pôles de puis- sance A, B et C sont formés aux points de jonction entre les transistors de chaque paire connectée en série. Un générateur d'onde triangulaire 88 reçoit son alimentation des conducteurs.de liaison à courant continu par le moyen des conducteurs 90 et 92 et produit une onde porteuse sous la forme d'une sortie d'onde triangulaire VTRI. Un système de commande de vitesse 94 génère une série TRI' d'ondes de référence VRA, VRB et VRC qui sont des fonctions d'ondes sinusoïdales pures, représentatives de. l'amplitude et de la fréquence désirées de la tension de sortie de chaque phase de sortie de l'onduleur. La sortie de l'ondu- leur est ensuite utilisée pour attaquer le moteur 96. Une série de comparateurs 98 est employée à déterminer les points de recoupement entre la forme d'onde triangulaire VTRI et les ondes de référence pour générer les modèles de commutation en données binaires PA, PB et PC qui sont fina- lement utilisés pour forcer les pôles de puissance de l'ondu- leur vers le haut ou vers le bas. Les comparateurs sont conçus de telle sorte que lorsqu'une onde de référence excède lé niveau de l'onde triangulaire, un pôle de puis- sance associé est forcé vers le haut. Quand l'onde de réfé- rence est inférieure à l'onde triangulaire, le pôle de puissance associé est forcé vers le bas. Le procédé sinus-triangle employé pour générerles modèles de commutation des pôles de puissance est représen- té par les formes d'ondes de la Figure 7. Si l'on se réfère à ces formes d'ondes, on peut constater que le modèle de commutation binaire PA pour le pôle de puissance A se trouve dans un état logique haut quand le signal de référence VRA RA excède le niveau de l'onde triangulaire VTRI]. Quand VRA est inférieur à VTRI, le modèle de commutation de pôle PA prend un niveau logique bas. Les autres modèles de commu- - tation de pôles PB et PC sont générés de la même façon. Quand ces modèles de commutation de pôles sont délivrés 2566598 aux circuits de commande 100 de la Figure 6, les tensions entre pôles et neutre VAN, VBN et VCN, représentées en Figure 7, sont produites. La fréquence de la forme d'onde triangulaire doit être supérieure ou égale à 9 fois la fréquence de sortie maximale de l'onduleur, dans des buts de contrôle de la distorsion. De plus, la période de l'onde triangulaire doit être inférieure à deux fois le temps de saturation des transformateurs à réaction de courant contrôlée des circuits de commande des transistors de commutation des pôles de puissance. Les amplitudes relatives des ondes de référence et de l'onde triangulaire sont déterminées de telle sorte qu'une tension de référence égale à la valeur de crête de l'onde triangulaire provoque la pleine conduction du pôle de puissance associé. Par conséquent, si l'amplitude de l'onde triangulaire est proportionnelle à la tension de liaison continue, c'est-à-dire si VDC/VTRI égale K, le rapport de la tension moyenne du moteur sur la tension de référence sera alors en relation avec la constante K. Si l'on utilise la tension du point milieu de la liaison comme point de référence, la tension maximale que l'on puisse obtenir du pont d'onduleur sur chacun des pôles est de VDC/2. Aussi, pour une tension de moteur VM située dans une fourchette de plus ou moins VDC/2, la tension de moteur moyenne VMm est égale à K'*(VR), o K' égale VDC/(2VTRI), et o VRest la tension de la forme d'onde de référence associée. Par conséquent, la tension de moteur moyenne VMm est donc fixée pour toutes les tensions d'en- trée VDC. Ainsi, le procédé sinus-triangle offre la fonction d'un amplificateur de tension linéaire avec un gain égal à K'. Dans le circuit de la Figure 6, on suppose que la tension de liaison continue VDC est fixe et on utilise la même onde triangulaire pour générer les modèles de com- mutation pour les trois pôles de puissance. La sortie de l'onduleur qui en résulte est alors similaire à celle montrée en Figures 3 et 4. Cela signifie que pour de très 11i 2566598 basses fréquences, y compris pour le courant continu, la commutation des pôles de puissance à la fréquence de la porteuse permet d'éviter la saturation des transformateurs de commande. Il est entendu que les divers autres procédés de génération du modèle de commutation désiré basé sur une porteuse rentrent également dans l'étendue de l'applicabi- lité de la présente invention. En général, pour les charges magnétiques telles qu'un-moteur ou un transformateur, un dispositif donné est conçu pour recevoir une tension et une fréquence nominales. L'abaissement de la fréquence ou l'augmentation de la valeur de la tension à partir de ce point de fonctionnement'déterminé par construction provo- queront la saturation magnétique du fer contenu dans le dispositif. Les courants excessifs qui en résulteront pro- duiront généralement des résultats inacceptables ou la destruction du dispositif. Les dispositifs magnétiques peuvent fonctionner à des fréquences plus basses si la valeur de la tension appliquée est également abaissée en raison directe de celles-ci. Ceci a pour effet de donner une exigence de rapport tension/fréquence constant. Les transformateurs à réaction de courant contrôlée utilisés pour la commande des transistors des onduleurs de cette invention doivent aussi avoir un rapport tension/fréquence constant pour fonctionner à des fréquences plus basses. Cependant, la valeur de leur tension est déterminée par la chute de tension de la jonction émetteur-base du transistor qu'ils commandent. La tension moyenne ne peut être réduite qu'en réduisant le facteur d'utilisation de-la tension appliquée. Ceci est acceptable dans un système o l'on fournit à l'onduleur une tension de liaison continue fixe, ou pratiquement fixe. Dans ce cas, la tension du moteur est abaissée par l'abais- sement simultané du facteur d'utilisation des pôles de l'onduleur. Le facteur d'utilisation nécessité pour abais- ser la tension appliquée au moteur est le même que celui nécessité pour les transformateurs des circuits de commande. 12 2566598 Revendications 1. Onduleur électronique comprenant une paire de conducteurs de liaison à courant continu; une pluralité de bornes polaires de sortie de puissance; un circuit de sortie possédant une pluralité de circuits de dérivation connectés en parallèle entre lesdits conducteurs de liaison à courant continu, chacun desdits circuits de dérivation comportant une paire de transistors de commutation connectés en série dans laquelle chaque pôle de sortie de puissance est con- necté à un point entre les transistors de l'un desdits circuits de dérivation; une pluralité de circuits de com- mande pour fournir le courant de base à chacun desdits transistors, chaque circuit de commande comportant un trans- formateur à réaction de courant contrôlée qui utilise le courant de collecteur du transistor de commutation associé pour fournir le courant de commande de base désiré; et un moyen pour générer une forme d'onde de modèle de commutation qui commande le facteur d'utilisation de chacun desdits transistors de commutation, caractérisé en ce que ledit modèle de commutation oscille entre un niveau logique-haut et un niveau logique bas dans lesquels chaque niveau logique successif dure un temps qui est inférieur au temps de satu- ration du transformateur à réaction de courant contrôlée de chaque circuit de commande alors que la période de la fréquence fondamentale de la tension de sortie de l'onduleur est supérieure au temps de saturation du transformateur à réaction de courant contrôlée de chaque circuit de commande. 2. Onduleur électronique selon la revendication 1, caractérisé également en ce qu'un générateur de formes d'onde de référence produit une onde de référence pour chaque pôle de sortie de l'onduleur, la forme de l'onde de référence ayant une période qui est égale à la période de la fréquence fondamentale d'une tension de sortie désirée de l'onduleur, et en ce qu'un générateur de forme d'onde porteuse produit une forme d'onde porteuse ayant une période inférieure à la période de ladite onde de référence et infé- 13 2566598 rieure à deux fois le temps de saturation du transformateur à réaction de courant contrôlée, dans lequel ledit modèle de commutation pour la commande des transistors de commuta- tion connectés à chaque pâle de sortie change de niveau logique quand ladite onde porteuse et l'onde de référence pour le pôle de sortie associé se recoupent. 3. Onduleur électronique selon la revendication 2, caractérisé en ce que chacune desdites ondes de référence est une onde sinusoïdale et en ce que ladite onde porteuse est une onde triangulaire ayant une amplitude crêteà-crête égale à l'amplitude d'une tension continue entre lesdits conducteurs de liaison à courant continu. 4. Onduleur électronique selon les revendications 1 et 2 caractérisé en ce que la tension des pôles de sortie résultant de la commutation desdits transistors conformément audit modèle de commutation possède un rapport tension/fré- quence constant. 5. Procédé pour la commande d'un onduleur électro- nique polyphasé possédant un circuit de sortie à pont de transistors avec les premier et deuxième transistors con- nectés en série dans chaque branche de phase de sortie adaptés au branchement entre une paire de conducteurs pour la délivrance de courant continu aux extrémités opposées de chaque branche de phase, dans lequel un point de con- nexion entre les transistors de chaque branche de phase sert de pâle de sortie de puissance, caractérisé en ce que - les transistors dudit circuit de sortie en pont sont commu- tés selon deux modes de fonctionnement complémentaires en alternance, tels que l'un desdits modes de fonctionnement amène ledit premier transistor de chaque branche de phase à fonctionner en mode de commutation et l'autre desdits modes de fonctionnement amène ledit deuxième transistor de chaque branche de phase à fonctionner dans un mode de'non- commutation dans lequel le temps, pendant lequel tout tran- sistor fonctionnant en mode de non-commutation reste en permanence dans le mode de non-commutation, est inférieur au temps de saturation d'un transformateur à réaction de courant contrôlée du circuit de commande de base de chaque transistor. 14 2566598 6. Le procédé de la revendication 5, caractérisé en ce que la tension de pôle de sortie résultant de la commu- tation desdits transistors selon ledit modèle de commutation possède un rapport tension/fréquence constant.