FR 2542874 A1 19840921 FR 8404116 A 19840316 L'invention concerne un procédé pour déterminer la direction d'incidence d'ondes électromagnétiques, en particulier de micro-ondes, à l'aide d'un dispositif d'antennes pouvant pivoter sur des angles définissables, les signaux de réception de ces dernières permettant d'obtenir par dérivation des signaux indicateurs dont les valeurs extrèmes sont associées à un angle de rotation déterminé du dispositif d'antennes correspondant à la direction d'incidence recherchée. L'invention a en outre trait à un dispositif pour mettre en oeuvre ce procédé. Les procédés de ce type font partie des procédés de radiogoniométrie. Les systèmes utilisés dans ces procédés peuvent être répartis en deux catégories: - les radiogoniomètres d'Adcock, à effet Doppler, à cadre croisé, etc., utilisés pour les procédés de radiogoniométrie omnidirectionnelle; et - les radiogoniomètres sectoriels pivotants, tels que les radiogoniomètres à balayage, à mono-impulsion et à interféromètre. Les procédés de radiogoniométrie omnidirectionnelle ont l'avantage de faire appel à un système d'antennes fixes, mais ils sont sensibles aux ondes parasites tombant dans leur environnement par l'intermédiaire de réflecteurs. La réception multicanal qui en résulte peut provoquer des erreurs de détection importantes. Pour éliminer de tels parasites dans une large mesure, on peut mettre en oeuvre-les radiogoniomètres sectoriels pivotants dotés d'antennes orientables à faisceau étroit, évoqués ci-dessus, et déterminer ainsi la direction d'incidence à partir de laquelle l'information d'asservissement destinée au système d'antennes, est déduite. Un radiogoniomètre à balayage appartenant à cette catégorie travaille avec un lobe d'antenne pouvant pivoter mécaniquement ou électriquement de fa çon périodique, et les différences d'amplitude de réception apparaissant dans le secteur de pivotement sont utilisées pour déterminer l'erreur d'orientation. Dans le cas des radiogoniomètres à monoimpulsion, le système d'antennes présente des lobes d'antenne légèrement décalés angulairement, et on détermine l'erreur d'orientation en formant, pour les signaux d'antenne, simul tanément des signaux différentiels et des signaux de sommation. Pour leur ex ploitation, les amplitudes et les phases de ces signaux différentiels et de sommation sont eomparées. Ce procédé est très lourd à mettre en oeuvre, mais il convient très bien aux systèmes de radar à impulsions, pour lesquels on doit déterminer la direction d'incidence de différents échos. Dans le cas des radiogoniomètres à interférométrie, on détermine, pour un front d'ondes incidentes, la différence de phase ou de durée de propagation en se référant à deux antennes espacées, par exemple au moyen d'une mesure de différence de phase à haute fréquence ou d'une mesure de différence de durée de propagation dans la plage des nano-secondes, à partir desquelles on peut déduire la direction d'incidence. Ce procédé permet des précisions de mesure très élevées, mais il est normalement très lourd techniquement. Les procédés radiogoniométriques permettant de déterminer la direction d'incidence de champs électromagnétiques de façon extrèmement précise, présentent la plus grande importance essentiellement pour des besoins de mesurage. Dans le cas de relevés géodésiques en mer, par exemple, on doit ainsi déterminer avec une grande précision la direction par rapport à un objectif. Des impératifs similaires s'appliquent également aux travaux de prospection géophysique en mer, dans lesquels on doit par exemple déterminer en permanence avec une grande précision l'angle de gisement d'un corps traînant par rapport au navire remorqueur. L'invention a donc pour but d'élaborer un procédé qui puisse être mis en oeuvre avec la haute précision nécessaire, tout en étant simplifié par rapport aux procédés connus. Ce but est réalisé selon l'invention par un procédé du type spécifié en préambule qui se caractérise en ce que deux antennes identiques fixées parallèlement l'une à l'autre avec un certain écartement, peuvent tourner ensemble autour d'un axe de telle sorte que l'axe soit sensiblement perpendiculaire à l'orientation des antennes et en ce que, parmi les signaux captés par les antennes lors de leur rotation commune, le signal de l'une des antennes est retardé en phase de 900 et qu'au moins l'un des signaux d'antenne est décalé de 1800 selon le rythme d'un signal de modulation, les deux signaux étant alors additionnés par sommation vectorielle, tandis que le signal résultant est démodulé en synchronisme avec le rythme du signal de modulation, la tension ainsi obtenue fonction de l'orientation étant utilisée comme signal indica teur.Dans un mode d'exécution avantageux de ce procédé, le signal indicateur est envoyé à l'organe d'entrainement du système d'antennes pour l'asservir, la valeur extrème utilisée étant alors une valeur minimum. Selon une autre caractéristique de l'invention, les deux signaux sont respectivement décalés de 1800 selon la demi-fréquence du même signal de modulation. De préférence, le signal de modulation se situe dans la plage des fréquences sonores. En outre, le procédé selon l'invention peut comporter une démodulation en amplitude du signal obtenu par addition. Par ailleurs, une fréquence intermédiaire plus basse peut être formée dans le canal partant de chaque antenne à partir des signaux haute fréquence reçus, cette fréquence intermédiaire plus basse étant ensuite traitée pour engendrer le signal indicateur. Un dispositif pour la mise en oeuvre de ce procédé, comprenant un dispositif d'antennes pouvant pivoter grâce à un organe d'entrainement commandé et comprenant des éléments de commutation qui forment, à partir des signaux reçus, un signal indicateur possédant une valeur extrème dans la direction recherchée, se caractérise en-ce que le dispositif d'antennes comporte deux antennes identiques maintenues parallèlement l'une à l'autre avec un certain é- cartement, en ce que la sortie de l'une des antennes est reliée à un élément retardateur de phase de 900 et, sur les deux lignes de sortie partant respectivement de l'élément retardateur de phase et de l'autre antenne, l'une au moins est reliée à un déphaseur de 1800 dont la sortie, tout comme l'autre ligne de sortie, aboutit à un élément additionneur à la suite duquel est connecté un récepteur AM associé à un démodulateur synchrone, et en ce qu'un générateur de signaux d'horloge est relié à au moins l'un des déphaseurs et au démodulateur synchrone pour les commander de façon synchrone, la sortie de ce démodulateur synchrone étant reliée à un dispositif d'affichage pour le signal indicateur. Avantageusement, la sortie du démodulateur synchrone est reliée à la borne de commande de l'organe d'entrainement des antennes. De préférence, le générateur de signaux d'horloge est un générateur de code qui délivre un signal de modulation rectangulaire. Selon un mode de réalisation particulier, chaque antenne comporte une cavité réceptrice comportant une diode détectrice, et les cavités réceptrices sont disposées symétriquement par rapport à un oscillateur hétérodyne commun et reçoivent un signal d'oscillateur cohérent par l'intermédiaire d'éléments de couplage disposés symétriquement. Dans ce cas, entre chaque cavité réceptrice et le déphaseur de 180 correspondant, un amplificateur tampon conçu pour une fréquence intermédiaire ajustable est monté pour l'adaptation des déphaseurs. De préférence, l'élément retardateur de phase de 900 est situé entre l'amplificateur tampon et le déphaseur de 1800 de la branche associée à l'une des antennes et est conçu pour la fréquence intermédiaire. Dans un mode de réalisation avantageux, le dispositif objet de l'invention comporte des antennes pour micro-ondes raccordées à des guides d'onde, la fréquence de l'oscillateur hétérodyne étant couplée à deux circuits mélangeurs par l'intermédiaire de boucles de couplage directionnelles, et l'un des guides d'onde possédant une longueur plus grande que l'autre guide d'onde pour engendrer le retard de phase de 900. Dans ce cas, une antenne pour micro-ondes servant d'antenne émettrice est reliée par un guide d'onde à l'oscillateur hétérodyne. Le procédé objet de l'invention doit être rangé entre les procédés de radiogoniométrie à balayage et de radiogoniométrie à interféromètre. Il se distingue par une précision élevée que l'on peut obtenir par des moyens techniques simples. L'utilisation du procédé pour des ondes électromagnétiques dans le domaine des ondes ultra-courtes et des micro-ondes est particulièrement avantageuse. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention ressortent des revendications ainsi que de la description et des dessins annexés, dans lesquels sont commentés et illustrés, uniquement à titre d'exemples non-limitatifs, des modes de réalisation préférés de l'invention. Dans ces dessins: - la figure 1 est un schéma bloc simplifié d'un mode de réalisation de base du dispositif pour la mise en oeuvre du procédé conforme à l'invention; - la figure 2 montre les formes de signal utilisées par le procédé: - les figures 3 et 4 sont des schémas-blocs partiels de modes de réa lisation pratiques de l'invention; - la figure 5 est une vue tournée à 90 du système d'antennes utilisé dans le dispositif de la figure 4; et - la figure 6 est une vue simplifiée d'un dispositif d'étalonnage. Un dispositif adapté à la mise en oeuvre du procédé, selon la figure 1, présente deux antennes 1, 2, qui sont fixées parallèlement l'une à l'autre avec un certain écartement sur un axe de rotation lii. L'écartement des antennes 1, 2 perpendiculairement à chaque direction de détection, indiquée sur la figure par deux flèches parallèles à gauche des antennes, est de préférence de 1,6 longueur d'onde environ. Plus la base, c'est à dire l'écartement des antennes, est grande, plus la résolution est élevée, le résultat étant toutefois affecté d'une ambiguité correspondante lorsque la différence entre les rayon nements représente une demi-longueur d'onde ou un multiple de cette valeur. Dans le cas de l'écartement indiqué, une différence d'onde de 1800 correspond à un pivotement mécanique des antennes de 180. La figure 6 montre une autre possibilité pour disposer parallèlement l'une à l'autre deux antennes 38, 39, de telle façon qu'elles puissent être orientées ensemble par la rotation de l'axe 14 au moyen d'un servo-moteur 12. Les antennes 1, 2 reçoivent d'un émetteur ou d'un réflecteur des signaux, parmi lesquels le signal reçu par l'antenne 1 est retardé en phase d'un quart de longueur d'onde, soit de 900, au moyen d'un déphaseur ou élément de retard 3. Dans le cas le plus simple, l'élément de retard est une ligne de décalage quart d'onde ou un composant hybride-900 à large bande. En outre deux déphaseurs de 1800 contrôlables 4, 5 sont disposés respectivement dans chacune des deux lignes d'antenne. Ces éléments de commutation peuvent être de simples mélangeurs en anneau. On peut également utiliser de façon avantageuse des modulateurs biphasés, qui provoquent un déphasage de + 900 en fonction d'un signal de commande. Les lignes de sortie des déphaseurs 4,5 aboutissent à un élément additionneur 6, dans lequel les signaux provenant des déphaseurs sont additionnés. Le signal de sommation de l'élément additionneur 6 est envoyé à un système récepteur 7 à démodulateur d'amplitude monté à sa sortie . On peut utiliser comme système récepteur, un récepteur AM connu, employé de façon usuelle pour la réception radiophonique ou radiotéléphonique. La sortie BF du démodulateur du système récepteur 7 est reliée à un démodulateur synchrone 8, pour lequel on utilise un multiplicateur à quatre quadrants qui sera simplement désigné ci-après par le terme "multiplicateur". Au lieu d'un multiplicateur à quatre quadrants, on peut également utiliser une simple matrice de commutation FET. Des signaux de commande pour le multiplicateur 8 et pour les deux dé phaseurs 4, 5 sont engendrés dans un générateur de code 9 et sont envoyés à ces éléments de commutation par les lignes représentées sur la figure. La fréquence d'horloge de ces signaux de commande est dans le domaine des fréquences sonores, de préférence dans une plage située autour d'1 kHz environ. Les signaux de commande sont représentés schématiquement sur la figure 2. Le signe pour la multiplication est inversé constamment, avec le signal d'horloge provenant de 9. Les deux modulateurs biphasés 4, 5 de cet exemple sont alors déphasés en sens inverse d'une impulsion à chaque fois avec la demi-fréquence d'horloge. Il en résulte que les deux modulateurs sont en phase si le signe destiné au multiplicateur est positif, à savoir qu'il sont l'un et l'autre commutés sur 0 ou 1800. Si le signe est négatif, ils sont en opposition de phase , c'est à dire que le déphasage d'un modulateur est de 0 tandis que celui de l'autre est de 1800. Les signaux de sortie des deux modulateurs 4 et 5 sont additionnés vectoriellement dans l'élément additionneur 6. Pour le cas où les signaux d'entrée des deux modulateurs 4, 5 ont la même phase et la même amplitude, et que les deux modulateurs sont identiques, c'est à dire commutés l'un et l'autre sur 0 ou 1800, on dispose en sortie de ltélément additionneur 6 du double de la tension d'entrée. Si les deux modulateurs sont différents, ctest-à-dire si l'un est commuté sur 0 et l'autre sur 1800, les tensions à la sortie de l'élément additionneur s'annulent en raison de l'opposition de phase. Lorsqu' une des tensions d'entrée des modulateurs 4, 5 est déphasée de 900 par rapport à l'autre, on obtient après sommation vectorielle dans l'élément additionneur 6 une tension de sommation égale à 1,4 fois la tension d'entrée. La valeur absolue de cette tension de sommation est indépendante de l'état réciproque de commutation des modulateurs 4, 5, puisque le signe du déphasage de 900 n'est pas pris en compte. C'est ce qui se produit lorsque les deux antennes reçoivent des signaux de même phase, le signal d'entrée du-modulateur 4 étant dé phasé de 900 par l'élément de retard 3 par rapport au signal d'entrée du modulateur 5. Sur la figure 2, A montre le signe pour la multiplication et les phases qui en résultent pour les deux modulateurs 4 et 5, sont respectivement représentées par B et C. Les diagrammes D, E, et F concernent la tension de sortie du récepteur 7, et plus précisémént, suivant la combinaison de B et C, la tension de sortie se rapporte à des tensions d'entrée du modulateur biphasé qui sont en phase pour D, déphasées de 900 pour E et en opposition de phase pour F. Lorsque les antennes 1, 2 sont orientées avec précision sur l'émetteur détecté, on trouve aux entrées des modulateurs 4, 5 des tensions de signal déphasées de 900, de sorte qu'à la sortie du multiplicateur 8 on ne trouve pas de tension continue. Lorsque l'orientation des antennes 1, 2 subit une variation angulaire, le déphasage s'écarte de 900. A la sortie du multiplicateur 8, il apparait alors une tension continue dont le signe est fonction de l'orientation tandis que sa valeur absolue est proportionnelle à la variation angulaire. Cette tension continue est utilisée comme tension de commande pour orienter avec précision les antennes 1, 2.Cette tension de commande est envoyée au servo-moteur 12, qui oriente les antennes 1, 2 selon la valeur de consigne, par l'intermédiaire d'un filtre analogique ou numérique 10, qui assure une caractéristique de régulation stable (comportement PID), et d'un servoamplificateur 11. Un codeur angulaire 13 relié au servo-moteur 12 eonvertit l'angle de rotation en une grandeur électrique, qui peut être enregistrée en vue de son traitement et de son exploitation ultérieures. Le dispositif peut être construit de façon très compacte lorsque l'on travaille dans le domaine des micro-ondes. Dans le cas d'une utilisation en très hautes fréquences, de l'ordre de 9 GHz et plus, les modulateurs biphasés sont cependant des composants très coûteux. Un dispositif malgré tout très simple pour mettre en oeuvre le procédé dans le cas des micro-ondes, est représenté sur la figure 3. Dans ce cas, les antennes sont des cavités réceptrices 15, 16, qui sont disposées en symétrie mutuelle par rapport à une cavité émettrice 17 comportant une diode à effet Gunn, et qui sont équipées de diodes détectrices à effet Schottky. Le dispositif 15, 16, 17 correspond à un module de radar complété par une cavité de détection supplémentaire, d'un type qui est utilisé dans les détecteurs de mouvement, par exemple pour les dispositifs d'ouverture de porte et pour les systèmes d'alarme, et qui se trouve dans le eommerce sous le nom de modules de radar à effet Doppler.Les deux cavités réceptrices 15, 16 pourvues de diodes détectrices pour micro-ondes sont disposées symétriquement par rapport à la cavité émettrice 17 qui comporte la diode à effet Gunn. Pour les réaliser, on sépare par exemple le composant 16, 17 d'un module constitué des composants 15 et 17 ou des composants 16 et 17, le composant restant comportant la diode à effet Schottky étant appliqué à un module de radar complet avec une cloison ménagée en conséquence. -Les deux circuits récepteurs reçoivent une tension d'oscillateur cohérente. Les sorties des cavités réceptrices 15, 16 sont respectivement reliées à un amplificateur tampon 18, 19. Ces amplificateurs tampons 18, 19 sont conçus pour une fréquence intermédiaire basse, qui peut être par exemple comprise dans la plage de 10 à 150 MHz environ, et ils permettent une adaptation optimale des modulateurs biphasés 21, 22 qui les suivent.Le déphaseur de 900 20 est également conçu pour la fréquence intermédiaire, et il est situé entre l'amplificateur tampon 18 et le modulateur 21. Les sorties des modulateurs 21, 22, qui sont commandés d'une manière similaire à celle de l'exemple de la figure 1, sont reliées à un élément additionneur 23, les autres composants du dispositif correspondant également à ceux de l'exemple de la figure 1. Le récepteur est conçu pour la fréquence intermédiaire, pour laquelle on peut choisir une valeur appropriée favorable. Les cavités 15, 16 présentant un angle d'ouverture relativement grand. Le dispositif peut être toutefois fabriqué de manière très économique et travaille avec une bonne précision sur une portée atteignant environ 5 km. Lorsque les impératifs simultanés de précision, de rayon d'action et de faible sensibilité aux réflexions parasites sont plus sévères, il est conseillé d'utiliser un système à micro-ondes selon les figures 4 et 5, dans lequel les antennes employées sont par exemple des antennes en cornet 24, 25 raccordées à des guides d'onde 24a et 25a. Un oscillateur émetteur 26a est relié à un guide d'onde 34a, comportant deux boucles de couplage directionnel symétriques 26 qui assurent un couplage cohérent de la fréquence de battement engendrée dans l'oscillateur émetteur sur les diodes de mixage 24b et 25b. Une autre antenne en cornet 34 peut également être raccordée au guide d'onde 34a de l'oscillateur émetteur. Mais normalement, le guide d'onde 34a est fermé sans réflexion en 33. Le retard de phase de 900 nécessaire au procédé est dans ce cas obtenu par une différence définie de longueur. Le guide d'onde 25a est plus long que le guide d'onde 24a d'un tronçon 29. Ce tronçon 29 a une longueur égale à un multiple non entier d'un quart de longueur d'onde du guide d'onde à la fréquence de travail en micro-ondes. Comme dans l'exemple de la figure 3, des amplificateurs tampons à fréquence intermédiaire 27, 28 sont reliés aux guides d'onde 24a et 25a, et, par leur sortie, sont connectés à des modulateurs biphasés 30, 31. Avec le dispositif décrit, on obtient un déphasage de 90 ou 2700 entre les signaux reçus. Le système d'exploitation est le même que celui décrit pour la figure 1. Pour engendrer et maintenir constante la fréquence intermédiaire avec la précision nécessaire, il est avantageux d'engendrer, par l'intermédiaire du récepteur qui est connecté à la suite de l'élément additionneur 32 comme dans l'exemple de la figure 1, une tension de régulation supplémentaire pour caler l'oscillateur à micro-ondes 26a, . On utilise alors une technique qui est en général usuelle et connue pour des récepteurs de radio à ondes ultra-courtes et de télévision. L'antenne en cornet 34, visible sur la figure 4, et représentée tournée de 900 sur la figure 5, peut être reliée, au lieu d'être fermée par la ré- sistance 33, peut être raccordée au guide d'onde 34a, pour rayonner le signal de l'oscillateur hétérodyne de façon avantageuse vers la station correspondante. On dispose ainsi d'une solution simple pour transmettre des données ou pour réaliser une mesure télémétrique bidirectionnelle supplémentaire. La précision de la détection angulaire est déterminée par la stabilité du déphasage de toutes les composantes haute fréquence depuis les antennes jusqu'à l'élément additionneur. Le point le plus critique pour ce faire est la réalisation du déphaseur de 900, qui n'est monté que dans l'un des deux circuits haute fréquence, puisque sa réponse en température et en fréquence n'est pas compensée par un comportement symétrique dans les deux circuits. Il est donc conseillé d'effectuer occasionnellement un contrôle et un réétalonnage du système de mesure, pour toujours réaliser des mesures angulaires avec la plus grande précision. Un dispositif avantageux pour la vérification du système de mesure est montré sur la figure 6. Sur l'axe pivotant 14 des antennes 38, 39, dans cet exemple des antennes VHF ayant une portée d'environ 5 à 10 km et de préférence prévues pour des portées d'environ 3 km, un télescope directif 35 est placé de telle manière à ce qu'il puisse être orienté par une vis micrométrique 36 autour de l'axe 14. Une échelle graduée 37, disposée sur le support circulaire du télescope 35, permet de lire en fractions de degrés d'angle, l'angle de rotation du télescope 35 autour de l'axe 14 par rapport à un point origine. L'échelle graduée 37 est étalonnée de manière à ce que son point zéro corresponde à l'angle d'ajustage étalonné de l'antenne par rapport au codeur angulaire 13.Lorsque la station correspondante est visible optiquement, on peut ainsi déterminer l'écart entre l'axe optique et l'axe électrique du système de mesure. Pour ce faire, on met en coïncidence le réticule du télescope 35 avec l'objectif, au moyen de la vis micrométrique 36, après l'enclenchement automatique du servo-système électronique. L'erreur angulaire à corriger peut alors être lue sur l'échelle graduée 37 et être introduite sous forme de valeur de correction. En variante, l'axe des antennes peut également être corrigé manuellement par rapport à l'axe de rotation. En outre, une correction électrique est possible, grâce à un déphaseur ajustable supplémentaire situé dans l'un des deux circuits d'antenne. Le télescope est de plus utilisé pour étalonner l'appareil sur une installation fixe, en déterminant, par exemple optiquement, les angles formés par rapport à des repères géodésiques. REVENDICATIONS 1. Procédé pour déterminer la direction d'incidence d'ondes électromagnétiques, en particulier de micro-ondes, à l'aide d'un dispositif d'antennes pouvant pivoter sur des angles définissables, les signaux de réception de ces dernières permettant d'obtenir par dérivation des signaux indicateurs dont les valeurs extrèmes sont associées à un angle-de rotation déterminé du dispositif d'antennes correspondant à la direction d'incidence recherchée, caractérisé en ce que deux antennes identiques fixées parallèlement l'une à l'autre avec un certain écartement, peuvent tourner ensemble autour d'un axe de telle sorte que l'axe soit sensiblement perpendiculaire à l'orientation des antennes et en ce que, parmi les signaux captés par les antennes lors de leur rotation commune, le signal de l'une des antennes est retardé en phase de 900 et qu'au moins l'un des signaux d'antenne est décalé de 1800 selon le rythme d'un signal de modulation, les deux signaux étant alors additionnés par sommation vectorielle, tandis que le signal résultant est démodulé en synchronisme avec le rythme du signal de modulation, la tension ainsi obtenue fonction de l'ori- entation étant utilisée comme signal indicateur. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal indicateur est envoyé à l'organe- d'entrainement du système d'antenne pour l'asservir, la valeur extrème utilisée étant alors une valeur minimum. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les deux signaux sont respectivement décalés de 1800 selon la demi-fréquence du même signal de modulation. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal de modulation se situe dans la plage des fréquences sonores. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte une démodulation en amplitude du signal obtenu par addition. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'une fréquence intermédiaire plus basse est formée dans le canal partant de chaque antenne à partir des signaux haute fréquence reçus, cette fréquence intermédiaire plus basse étant ensuite traitée pour engendrer le signal indicateur. 7. Dispositif pour la détermination de la direction d'incidence d'ondes électromagnétiques, en particulier de micro-ondes, comportant un dispositif d'antennes pouvant pivoter grâce à un organe d'entrainement commandé et comprenant des éléments de commutation qui forment, à partir des signaux re çus, un signal indicateur possédant une valeur extrème dans la direction recherchée, caractérisé en ce que le dispositif d'antennes comporte deux antennes (1,2; 15,16; 24,25) identiques maintenues parallèlement l'une à l'autre avec un certain écartement, en ce que la sortie de l'une des antennes (1; 15, 25) est reliée à un élément retardateur de phase de 900 (3; 20; 29) et, sur les deux lignes de sortie partant respectivement de l'élément retardateur de phase et de l'autre antenne, l'une au moins est reliée à un déphaseur de 1800 (4; 2t; 30) dont la sortie, tout comme l'autre ligne de sortie, aboutit à un élément additionneur (6;23;32) à la suite duquel est connecté un récepteur AM (7) associé à un démodulateur synchrone, et en ce qu'un générateur de signaux d'horloge (9) est relié à au moins l'un des déphaseurs et au démodulateur synchrone pour les commander de façon synchrone, la sortie de ce démodulateur synchrone étant reliée à un dispositif d'affichage pour le signal indicateur. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que la sortie du démodulateur synchrone (8) est reliée à la borne de commande de l'orga- ne d'entrainement des antennes (12). 9. Dispositif selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que le générateur de signaux d'horloge (9) est un générateur de code qui délivre un signal de modulation rectangulaire. 10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 7 à 9, caractérisé en ce que chaque antenne comporte une cavité réceptrice (15,16) comportant une diode détectrice, et les cavités réceptrices sont disposées symétriquement par rapport à un oscillateur hétérodyne commun (17) et reçoivent un signal d'oscillateur cohérent par l'intermédiaire d'éléments de couplage disposés symétriquement. 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'entre chaque cavité réceptrice (15,16) et le déphaseur de 1800 correspondant (21,22) un amplificateur tampon (18, 19) conçu pour une fréquence intermédiaire ajustable est monté pour ltadaptation des déphaseurs. 12. Dispositif selon la revendication 1f, caractérisé en ce que l'élément retardateur de phase de -900 est situé entre l'amplificateur tampon (18) et le déphaseur de 1800 (21) de la branche associée à l'une des antennes (15) et est conçu pour la fréquence intermédiaire. 13. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte des antennes pour micro-ondes (24, 25) raccordées à des guides d'onde (24a, 25a), la fréquence de l'oscillateur hétérodyne (26a) étant couplée à deux circuits récepteurs mélangeurs par l'intermédiaire de boucles de couplage directionnelles symétriques, et l'un des guides d'onde possédant une longueur plus grande que l'autre guide d'onde pour engendrer le retard de phase de 900. 14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'une antenne pour micro-ondes (34) servant d'antenne émettrice est reliée par un guide d'onde (34a) à l'oscillateur hétérodyne (26a).