FR 2536541 A1 19840525 FR 8219566 A 19821123 L'invention se rapporte à un système permettant d'effectuer l'analyse spectrale d'un signal par exploitation de phase. Dans les radars à impulsions a effet Doppler, les opérations de traitement du signal sont de plus en plus souvent realisees par des techniques numeriques. Elles offrent an effet l'avantage, par rapport aux techniques analogiques, d'une plus grande fidelite et surtout d'une plus grande souplesse de fonctionnement. Il est ainsi possible dans le cadre d'un traitement numérique dFadapter les Circuits de traitement a différents modes d'émission en réaccordant en quelque sorte les filtres. On peut ainsi diminuer le volume de maternel necessaire en utilisant celui-ci en temps partagé Cette souplesse de fonctionnement n'est pratiquement pas accessible aux circuits analogiques. Cependant, les organes de traitement numérique du signal sont souvent complexes et d'un prix de revient élevé. Des progres techniques et technologiques restent à faire pour réaliser des fonctions numé- riques, spécialisées sous forme de boîtiers monolithiques, qu'ils soient ou non programmables. En particulier, les dispositifs capables d'effectuer des multiplications sur deux nombres binaires sont rares et couteux. Certains de ces radars Doppler a impulsions comportent un opérateur spécialisé, appelé "analyseur de spectre", destiné à classer les signaux a partir de leur fréquence Doppler apparente, le but de cette opération étant le classement des différentes cibles; par leur vitesse radiale.Dans le cadre d'un radar a plusieurs fréquences de récurrence, par exemple, la comparaison des différents; décalages en fréquence Doppler permet de lever certaines ambiguités en vitesse Cette analyse spectrale peut être réalises numériquement par des systemes variés pouvant utiliser un certain nombre d'algorithmes classiques, plus ou moins compacts et compliqués, comme les algorithmes dits de transformée de Fourier discrete, ou TF8i, Q ecz3e les algo- rithmes de transformée de Fourier rapide (TFR), qu'ils soient de racine 2, de racine 4 ou de Winograd, ou comme les algorithmes récursifs. Tous ces algorithmes partent de la transformee de Tourier discrète an dimension N de la suite complexe {an}, avec an = O a N-1, définie par la suite complexe Cependant, dans tous les systèmes utilisés, comme par exemple dans le système décrit dans la demande de brevet français n0 80 13162 dépose le 13 Juin 1980, au nom de la demanderesse et intitulée : "Module de calcul et dispositif de calcul l'utilisant pour la détermination de la transformée de Fourier discrète d'une suite d'échantillons", on utilise des nombres complexes, tels les nombres a de la suite complexe {an}, sous la forme an n n + Les qualités d'un algorithme se jugent alors au nombre d'additions et surtout au nombre de multiplications nécessaires Or, il est beaucoup plus simple de réaliser des multiplications de nombres complexes quand eernrsi sont donnés sous la forme a = pn effn. Mais, dans ce cas, ce sont les additions qui s avèrent difficiles a réaliser. On peut donc penser réaliser une transfonnation rectang,'lairolaire avant d'effectuer une ou des multiplications, puis réaliser la transf or- maton inverse avant d'effectuer une ou des additions Malheureusement, la simplification apportée pas ce type de multiplication est compensée par la complication supplémentaire apportée par la réalisation de toutes ces transformations de coordonnées Ainsi, l'objet de la présente Invention est-il de décrire un système simplifié d'analyse spectrale permettant d'obtenir, simulta nemdnt, sur ses N sorties, les N raies de la transformée de Fourier discrète de dimension N, k variant de O a N-1, d'une suite complexe d'entrée {an, an = xn + jyn} et recevant successivement des couples de variables binaires, Xn et Yn, représentant respectivement la partie réelle xn et la partie imaginaire yn de la suite d'entrée {an an constituée par les échantillons successifs du signal à analyser, mais qui n'utilise que des circuits logiques fondamentaux de grande diffusion. Selon l'invention, le système simplifié d'analyse spectrale comporte, à l'entrée, un ensemble en cascade, transformateur de coordonnées rectangulaire-polaire et transcodeur recevant les composantes numérisées X et Y , des échantillons du signal à analyser et n n fournissant, à N voies identiques, les valeurs numérisées #n de la phase n des échantillons de ce signal.Ces N voies sont composées chacune d'un rotateurde phase constitué par un additionneur-soustracteur binaire réalisant les soustractions binaires Hk,n = en - N*Fk ou les additions binaires H = # + N#G1, représentant la rotation de phase #n - 2# Kn qu'il est nécessaire d'effectuer sur chaque vecteur d'entrée (xn, ), de phase n . Dans ces expressions, N# est la valeur en binaire de l'indice n et les lettres majuscules, indicées, corres- pondent à des valeurs en binaire.Ces rotateurs de phase sont suivis d'un convertisseur de coordonnées polaire-rectangulaire fournissant,,à partir des phases Hk,n reçues des rotateurs de phase, les composantes binaires Xk,n et Yk,n, du vecteur unitaire représenté par le nombre complexe Ces voies comportent ensuite un sommateur double réalisant la sommation des N composantes en quadrature, reçues succes- sivement, puis un calculateur de module recevant les variables binaires de sorties h et EYk fournies par les sommateurs doubles et fournissant la variable binaire représentant le module z qc de la raie d'indice k.Les N rotateurs de phase reçoivent d'autre part, sur leur deuxième entrée, les angles de rotation de phase associés à la voie, d'indice k, considérée et au numéro d'échantillon, d'indice n, reçu. Ces angles de rotation de phase sont fournis par N dispositifs de génération de ces phases, chacun étant associe à un rotateur de phase. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des dessins joints où - la figure I représente un schéma d'un dispositif d'analyse spectrale selon l'invention; - la figure 2 représente le transformateur de coordonnées rectangulaire- polaire utilisé dans ce dispositif d'analyse; - la figure 3 représente une série de quatre graphes permettant. d'expliquer le fonctionnement de ce transformateur de coordonnées; - la figure 4 représente un cinquième graphe permettant d'expliquer le fonctionneuant de ce transformateur de coordonnées; - la figure 5 représente le dispositif de rearrangemewt binaire utilisé dans ce dispositif d'analyse; - la figure 6 représente un graphe permettant de comprendra le fonction nement du dispositif de réarrangement binaire utilisé dans ce dispa sitif danalyse; ; la figure 7 représente un graphe permettant d'expliquer le fonction nement des transformateurs de coordonnées polaire-rectangulaire, utilisés dans ce dispositif d'analyse; la figure 8 représente une partie détaillée de la figure 1; - la figure 9 représente une variante de la meme partie détaillée de la figure 1; - la figure 10 représente un schéma dsun dispositif d'analyse spectrale en mode linéaire, selon la présente invention ; et - les figures 11 et 12 représentent les réponses amplitude-fréquence de la première sortie d'analyse pour deux types d'intégrateurs de sortie et dans le cadre d'un dispositif d'analyse, tel celui représenté à la figure 10. Le schéma du dispositif d'analyse spectrale par exploitation de phase, selon la présente invention, est représenté sur la figure 1. il comporte un transformateur de coordonnées rectangulaireapolaire RP, recevant les variables binaires X et Y codées sur p éléments binaires n n et représentant respectivement la partie réelle xn et la partie imaginaire yn de l'échantillon, du signal reçu indice n. Ce transfor- mateur de coordonnées fournit les éléments binaires An, Bn, Cn et Dn correspondant à la phase de ce signal reçu.Ces éléments binaires sont fournis à un transcodeur RB réalisant une réorganisation binaire et fournissant des éléments binaires Rn S et T tels que le nombre n n binaire R S T n soit "proportionnel" a la phase du signal reçu, l'axe nn réel étant pris comme origine des phases. Le système décrit ici est un analyseur de spectre à huit éléments binaires (N = 8), correspondant aux huit échantillons an = xn + jyn reçun successivement sur l'entrée du transformateur de coordonnées RP et qui fournit donc simultanément huit raies ou canaux distincts. A partir du système à base 8 décrit, il est possible d'extrapoler à des systèmes travaillant sur des bases supérieures comme 16 ou 32. Il s'agit donc ici de calculer le module on n et la phase fn des éléments an de la suite complexe d'entrée {an} ceux-ci étant reçus sous la forme an = xn + jyn. Ce module et cette phase seront ensuite utilises pour effectuer de façon simple les multiplications du type que l'on trouve dans l'expression de la transformée de Fourier discrète de dimension N On peut réaliser cette transformation de façon simple si on accepte un pas de numérisation important.A partir du choix d'un système travaillant sur les coordonnées polaires p et #, c'est donc au niveau des transformations rectangulaire-polaire et polaire-rectangulaire que la solution selon la présente invention réalise la simplification du système. Cette simplification entraîne, bien entendu, une perte d'information mais celle-ci peut être amplement justifiée pour certains types de matériel eu égard à son faible coût de réalisation. Le fonctionnement de ces deux premiers étages va maintenant être expliqué à l'aide des figures 2 à 6. Comme represertte sur la figure 3, le plan complexe est divisé en huit domaines par quatre comparateurs binaires Cl, C2, C3 et C4 qui composent le transformateur de coordonnées rectangulaire-polaire RP représenté sur l'es figures t et 2. Ces comparateurs réalisent respectivement les opérations suivantes: A = 1 pour Y # 0; B = 1 pour Y # X; C = 1 pour X#0 et D - 1 pour X # -Y. Comme représenté sur la figure 4, chaque domaine, correspondant à un huitième du plan complexe, est donc associé à un nombre binaire ABCD à quatre éléments binaires.Pour chaque échantillon (.X Yn) reçu, ce transformateur de coordonnées fournit quatre éléments binaires An, Bn, Cn, D représentatifs de la phase + de cet n échantillon. Le transcodeur RB, représenté sur les figures I et 5, reçoit: ces quatre éléments binaires A, B, C et D et transforme ce nombre binaire ABCD en un nouveau nombre binaire = EST, à trois éléments binaires R, S et T, associé à la même portion de plan complexe mais tel qu'il soit t'proportionnel" à la phase # de l'échantillon considéré du signal reçu. Pour huit échantillons numérisés successifs (X , Yn), n = 0 à 7, ce transcodeur fournira donc huit nombres binaires successifs #n = RnSnTn représentant les phases #n de ces échantillons il peut être constitué simplement par une mémoire morte ou mémoire ROM. Comme représenté sur la figure 1, la phase #n de l'énchan- tillon d'indice n du signal est fournie à chacun des soustracteurs binaires d'une batterie de soustracteurs binaires ou rotateurs de phase ADO à AD7, permettant de réaliser simultanément huit rotations de phase.Cette batterie de soustracteurs permet de calculer de façon simple les huit produits du type k variant de O à 7 entrant dans l'expression de la transformée de Fourier discrète de dimension 8, puisqu'il suffit ici de calculer les phases hk,n = #n - 2rk n, pour les huit valeurs possibles de k il s'agit donc de faire effectuer au vecteur signal d'indice 0 (x0, y0) huit rotations de phase identiquement nulles, au vecteur signal d'indice 1 (x1, Y1), de phase #1, les rotations de phase f0 = 0, f1 = 2# 1, f2 = 2# 2, ..., fk = 2# k, ..., f7 = 2# 7 dans le 8 8 8 8 sens négatif, au vecteur signal d'indice 2 (x2, Y2) de phase #2, les rotations de phase 2f0 = 0, 2f1, 2f2, ..., 2fk, ..., 2f7, dans le sens négatif, etc.. Parallèlement à la création des codes binaires utilisés pour décrire les phases #n = RnSnTn des échantillons du signal, huit valeurs de rotation fondamentales de phase sont donc crées F0, F1, F2, ..., F Fk ... et F7, valant 0,1, 2, ...9 7. Elles permettent d'obtenir les phases cherchées (hk,n 0 #n - 2#k n) par soustraction à chaque 8 vecteur siganl, de phase #n = RnSnTn, d'un multiple de chacune de ces rotations de phase fondamentales.On obtient Hk,n = n - N#Fk, ou N# est la valeur en binaire de l'indice n. Ces décréments de phase F et les décrements de phase complémentaires Gk s'écrivent en binaire F0 = 000 G0 = 000 = G8 F1 = 001 ci = 111 F2 = 010 G2 = 110 F3 = 011 G3 = 101 F4 = 100 G4 = 100 Es = 101 G5 = 011 F6 = 110 G6 = 010 F7 = III G7 = 001. Ces décréments de phase complémentaires Gk, ou incréments de phase, permettent de remplacer les soustracteurs ADO à AD7 par des additionneurs ADO' à AD7'. Les phases cherchées s'écrivent alors en binaire: Hk,n = # + N#Gk. Sur la figure 1, est représentée cette batterie de soustracteurs ADO à AD7. Chacun de ces sons tracteurs reçoit, d'une part, la phase #n = RnSnTn du nième échantillon du vecteur signal et, d'autre part, l'une des valeurs, N#F0 à N*F7, obtenue à partir d'une des huit valeurs fondamentales, F0 à F7, précédemment définies. La figure 8 représente, d'une part, une partie de la' figure 1 avec les soustracteurs ADO, ADI, AD2, ... et, d'autre part, les dispositifs, R1, Si et R2, S2, permettant d'obtenir, à chaque signal d'horloge et à partir des rotations fondamentales précédemment définies, les valeurs de phase NOFO, N'F1, NF2 . # # qui doivent etre retranchées au vecteur d'entrée au cours du nième signal d'horloge Le premier soustracteur ADO reçoit directement la valeur fondamentale de phase F0 = N#F0, soit F0 = 000.Le deuxième soustracteur AD1 reçoit la valeur de phase N#F1, obtenue à partir de la valeur fondamentale F1 et fournie par le premier additionneur Si Ce premier additionneur SI reçoit sur sa première entrée la valeur fondamentale de phase F1 et, sur se deuxième entrée, la sortie d'un registre à décalage R1.Ce registre à décalage reçoit lui-même sur son entrée le signal de sortie de ce premier additionneur A chaque impulsion du signal d'horloge R agissant sur le registre à décalage, l'additionneur S1 fournit sur sa sortie une nouvelle somme, incrémentée du nombre binaire F1. Si le registre R1 est remis à zéro à la première impulsion d'horloge, pour la réception de l'échantillon d'indice 0, et la première entrée de l'additionneur S1 inhibée, la première valeur fournie au soustracteur ADI sera identiquement nulle.Ensuite, la deuxième valeur sera égale à F1, la troisième valeur sera égale à 2F1, et à l'instant d'apparition de l'échantillon d'indice n, la valeur fournie au soustracteur AD1 sera bien N4F1. De la méme façon, le dispositif R25 S2, constitué d'un deuxième registre à décalage R2 et d'un deuxième additionneur 52, fournira au sous tracteur AD2, successivement, les nombres binaires 0, F2, 2F2, ..., N#F2. Sur la figure 9, est représentée une variante du dispositif de la figure I avec utilisation d'additionneurs ADO1 à AD7' au lieu de soustracteurs ADO à AD7. Le premier additionneur ADO' devra alors recevoir l'incrément de phase Go = NoGo soit Go = 000, le deuxième additionneur AD1' devra recevoir l'incrément de phase NOG1 d'un ensemble registre-additionneur R1'-S1' et l'additionneur ADK' d'indice k devra recevoir l'incrément de phase N#Gk d'un ensemble registreadditionneur RK'-SK'. Comme représenté sur la figure 1, chacun des soustracteurs, ADO à AD7, fournit son nombre binaire de sortie Ho n à H7,n à un convertisseur de coordonnées, PRO à PR7. Le convertisseur de coordonnées d'indice k reçoit les nombres binaires à trois éléments binaires Hk,n proportionnels à un angle de phase et fournit les paires de composantes orthogonales (Xk,n, Yk,n) La façon dont est réalisée cette conversion, de coordonnées polaires en coordonnées rectangulaires, peut etre comprise en se reportant à la figure 7 et au tableau ci-après Numérotation Hk,n Xk,n Yk,n décimale O 000 + O 001 + 1 + 1 2 010 O + 1 91 3 011 ~ 1 4 100 -1 O 5 101 - I -1 6 110 O - 7 111 + 1 - 1 Tous les vecteurs, dont le code binaire de phase est 000 et qui sont donc compris dans le premier huitième de plan, sont associés à un angle de phase nul # = O et auront pour abscisse X =+ 1 et pour ordonnée Y = O. Tous les vecteurs, dont le code binaire de phase est 001 et qui sont donc compris dans le deuxième huitième de plan, sont associés à un angle de phase de # et auront pour abscisse X= +1 et pour 8 ordonnée Y + 1... etc. L'analyse spectrale à ce stade n'est pas encore achevée. Il faut intégrer les échantillons de chacun des couples de sorties des convertisseurs de coordonnées PRO à PR7. Cette opération détermine la bande passante de chaque filtre. Le premier convertisseur de coordonnées PRO est suivi par un intégrateur double #0 recevant la suite X0,n et la suite Y0,n de nombres binaires et fournissant les sommes #X0 et #Y0. Le deuxième convertisseur de coordonnées PRI est suivi par un intégrateur double Si recevant la suite X1 n et la suite Y1,n de nombres binaires et fournissant les sommes #X1 et SY -Le kieme convertisseur de coordonnées PRK est suivi par un intégrateur double #K recevant la suite X1,k et la suite Y1,k de nombres binaires et fournissant les sommes #Xk et #Yk. A ce stade, plusieurs types d'intégrations peuvent être imaginés, par exemple - une intégration transversale de huit échantillons non pondérés réalisant la transisttance en z suivante I1(z) = 1 + z-1 + z-2 + z-3 + z-4 + z-6 + z-7 dont le gain est égal à 8, correspondant à trois éléments binaires supplémentaires qu'il faudra prévoir dans les calculs au-dessus des poids forts de l'entrée; il faudra abandonner en sortie l'élément binaire de plus faible poids, comme on le verra par la suite ; ou une intégration transversale de huit échantillons successifs pondérés réalisant la transmittance en z suivante :: I2(z) = b0+ b1z-1 +b2z-2 + b3z-3 +b4z-4 + b5z-5 +b6z-6 -7 + b7 z dans laquelle les coefficients de pondération sont choisis de façon simple et pour laquelle il faudra aussi prévoir, suivant le gain égal à la somme des coefficients b0 à b7, deux ou trois éléments binaires supplémentaires auodessus des poids forts de l'entrée ; ou une intégration transversale récursive du premier ordre représentée par la transmittance en z suivante - une intégration transversale récursive du deuxième ordre qui procure des flancs plus raides et qui est représentée par la transmittance en z suivante Tous ces types d'intégrateurs sont bien connus. Ils sont ici donnés à titre d'exemple et ne font pas partie de l'invention. Le dispositif d'analyse spectrale est complété par des calculateurs de module de sortie, NO à M7, chacun placé à la sortie d'un des intégrateurs doubles, 50 à S7, et recevant de celui-ci les composantes #Xk et SYk fournies. Chaque composante spectrale est ici "détectée" par un opérateur module simplifié du type: ou ##Xk# et ##Yk# représentent respectivement les valeurs absolues: des nombres E et SYk. Ces calculateurs de module sont constitues d'un unique additionneur ne recevant pas les éléments binaires de signe et ne fournissant pas son élément binaire de plus faible poids de façon à effectuer une division par deux. Cette division peut aussi être effectuée en supprimant à l'entrée le bit de plus faible poids des variables d'entrée SXk et #Yk (figure 10). A partir du sytème base 8, il est possible d'extrapoler à des systèmes travaillant sur des dimensions supérieures, par exemple 16 ou 32. Une solution base 16 peut être obtenue - en décalant les huit filtres d'un angle # = 16 par une translation de fréquence obtenue par sen système récursif de rotation de phase; - en réduisant conjointement la bande passante des intégrateurs dans un rapport 2 (intégration transversale d'ordre 16 ou intégration récursive avec des coefficients différents). Il est possible de réaliser une version plus complete de ce système d'analyse spectrale. Cette nouvelle version conserve l'information d'amplitude du signal reçu contrairement à la version précédemment décrite dans laquelle, dans un but de simplification, chaque échantillon reçu etait codé uniquement en phase. La figure 10 représente le schéma d'un tel dispositif d'analyse utilisant le module on du signal d'entrée: Lorsque l'analyse spectrale est désirée dans un mode linéaire, il est nécessaire de reconstituer l'amplitude du signal en utilisant ce module du signal d'entrée avant intégration. Ce nodule est calculé par un calculateur de module CM, dans le format d'entrée, à partir d'une formule approchée du type Ce calculateur de module reçoit donc les échantillons numé risés du signal d'entrée sous la forma de variables binaires X et Y n n qui lui sont transmises sans leur élément binaire de signet fournit la valeur binaire approchée M du module p . il est constitué uniquement n n d'un additionneur binaire. Le calcul de la transformée de Fourier discrète de dimension N est toujours reallse comme dans le cas de la figure I en effectuant tout d'abord les opérations sur les phases par le transformateur de coordonnées rectangulairepolaire RP, le dispositif de réarrangment binaire RB et la batterie d'additionneurs ADO' à AD7, ou la batterie de soustracteurs ADO à AD7 selon la variante choisie (figures 8 et 9). Les opérateur exponentiels, de phases #n - 2#kn, sont N convertis chacun, par les convertisseurs polaire-rectangulaire, PRO à PR7, en un nombre complexe de module unitaire, codé selon le schéma de la figure 7. Le module approché M de l'échantillon considéré est alors n introduit sur chacune des composantes X,n Y # fournies par cette batterie de convertisseurs polaire-rectangulaire. Ce sont. les multiplieurs binaires doubles Mû à M7 qui sont utilisés pour réinjecter le module approché M dans chacune des voies. Ces multiplieurs doubles n opèrant sur les deux composantes Xk,n et Yk,n fournies par le transformateur de coordonées correspondant PRK.Les composantes, en mode linéaire, fournies Mn Xk,n et Mn Yk,n sont ensuite, comme dans le cas de la figure 1, intégrées dans des sommateurs 50 à S79 puis un calcul de module est réalisé par les calculateurs de module CMO à CM7 Si les échantillons X et Y du signal d'entrée sont numérisés n n sur p éléments binaires, le module approché Mn sera donné avec p-1 élémants binaires et, les composantes Xk,n et Yk,n étant fornies sur deux éléments binaires dont un de signe, les composantes en mode linéaire Mn Xk,n et Mn Yk,n comporteront donc p éléments binaires Ces composantes sont obtenues de façon évidente par des multiplieurs binaires classiques pouvant recevoir des variables d'entrée codées sur respectivement 2 et p-1 éléments binaires. L'intégration des composantes obtenues fournit les composantes en quadrature des raies sous la forme de variables binaires à p+3 éléments binaires, p+2 éléments binaires étant transmis au calculateur de module pour effectuer une division par 2 à l'entrée.Chaque composante spectrale obtenue est détectée par un calculateur de module CMO à CM7, fournissant les modules approchés #Ak# La figure il représente la réponse amplitude frequence du dispositif d'analyse spectrale représenté sur la figure 10, dans le cas d'une intégration transversale de huit échantillons successifs non pondérés. le signal représenté en trait continu correspond à la sortie de la voice d'indice zéro fournissant le module #A0# de la première raie. L'amplitude de cette raie est reportée en ordonnée, en décibels, et la fréquence normalisée en abscisse. La fréquence normalisée limite ou fréquence i correspond à la fréquence de récurrence. Les signaux représentés an traits pointillés représentent les différentes réponses des voies d'indices 1 à N-i. Pour ne pas alourdir la figure, saule la partie supérieure du lobe principal fournie par ces voies a ici été représentée Chacun de ces lobes principaux fournis par ces différentes voies sont décalés entre eux du huitième de la fréquence normalisée. La figure 12 représente la réponse amplitude-fréquence du dispositif d'analyse spectrale représenté sur la figure 10 dans le cas d1une intégration transversale récursive du premier ordre Le signal représenté en trait continu correspond aussi à la sortie de la première voie fournissant le module #A0# de la première raie. Les signaux représentés en pointillés correspondent aux sorties des voies 1 à N 1. Ces réponses sont ici reportées dans les mimes conditions que celles de la figure 11. On constate que, malgré les approximations successives9 on obtient bien les allures classiques des signaux fournis par les analyseurs de spectres connus. Bien que la présente invention ait été décrite dans le cadre de réalisations particulières, il est clair qu'elle n'est pas limitée auxdits exemples et qu'elle est susceptible de modifications ou de variantes sans sortir de son domaine. Par exemple, le nombre de raies ou canaux fournis pouvant entre différent de 8, le nombre de compo rateurs binaires, constituant le convertisseur de coordonnées rectangulairepolaire, pourrait etre modifié pour diminuer ou augmenter le pas de numérisation des phases du signal. REVENDICATIONS 1. Système simplifié d'analyse spectrale permettant d'obtenir, simultanément sur ses N sorties, les N raies de la transformée de Fourier discrete de dimension N, k variant de 0 à N-1, d'une suite complexe d'entrée {a, a = x + iy} et recevant successivement des couples de variables binaires K et Y représentant n n respectivement la partie réelle xn et la partie imaginaire yn de la suite d'entrée {an } constituée par les échantillons successifs du signal à analyser, caractérisé en ce qu'il comporte: à l'entrée un ensemble en cascade transformateur de coordonnées rectangulaire-polaire (RP) et transcodeur )(RB), recevant les composantes numérisées, Xn et Yn, des échantillons du signal à analyser et fournissant, à N voies identiques, les valeurs numériséesw #n de la phase #n des échantillons de ce signal, en ce que ces N voies sont composées chacune d'un rotateur de phase (ADO à AD7 ou ADO' à AD7') constitué par un additionneur-soustracteur binaire réalisant les soustractions binires Hk,n = #n - N+Fk ou les additions binaires Hk,n = #n + N+Gk représentant la rotation de phase #n - 2#kn qu'il est nécessaire d'effectuer sur chaque vecteur N d'entrée xn, Yn, de phase #n, d'un convertisseur de coordonnées polairerectangulaire (PRO à PR7) fournissant, à partir des phases Hk,n a reçues, des rotateurs de phase, les composantes binaires Xk ;> et Yk,n du vecteur unitaire représenté par le nombre complexe d'un. sommateur- double (50 à 57) réalisant la sommation des N composantes en quadrature reçues successsivement et d'un calculateur de module (CMO à CM7) recevant les variables binaires de sortie #Xk et #Yk fournies par les sommateurs doubles et fournissant la variable binaire représentant le module #Ak# de la raie Ak d'indice k, et en ce que ees N rotateurs de phase reçoivent d'autre part, sur leur dexième entrée, les angles de rotetràee de phase associés à la voie, d'indice k, considérée et au numéro d'échantillon,d'indice n, reçu, ces angles de rotation de phases étant fournis par des dispositifs de génération de ces phases (Ri-S1 à R7-S7 ou R1'-S1' à R7'-S7'), chacun associé à un rotateur de phase (ADO à AD7 ou ADO' à AD7'). 2. Système simplifié d'analyse spectrale selon la revendi- cation 1, caractérise en ce que les composantes binaires du type Xk,n et Yk,n, fournies par les N convertisseurs polaire rectangulaire (PRO à PR7), sont fournies directement sur les entrées respectives des sommateurs (#O à S7) correspondants. 3. Système simplifié d'analyse spectrale selon la revendi- cation 1, caractérisé en ce qu'il comporte de plus un calculateur de module (CM) recevant aussi les variables binaires d'entrée Xn et Yn et fornissant une valeur binaire approchée Mn du module #n de l'échantillon considéré à chacun de N multiplieurs doubles (MO à M7) opérant sur chacune des composantes binaires Xk,n et Yk,n fournies par les convertisseurs de coordonnée polaire-rectangulaire (PRO à PR7), chacun de ces multiplieurs doubles étant intercalé dans chacune des voies identiques entre les convertisseurs de coordonnées (PRO à PR7) et les sommateursw (#O à #7), et fournissant à ces derniers les composantes binaires en mode Linéaire Mn Xk,n et Mn Yk,n. 4. Système simpIiîé d'analyse spectrale selon l'une quelconque des revendications i à 3, caractérisé en ce que le convertisseur de coordonnées rectangulaire-polaire (RF) est constitué de quatre comparateurs binaires (Cl, C2, C3, C4) recevant chacun les composantes numérisées K et Y du signal à analyser, le premier (CE) fournissant la n n variable binaire An vérifiant la relation An = 1 pour Yn # 0, le deuxième (C2) fournissant la variable binaire B vérifiant la n relation Bn = 1 pour Yn # Xn, le troisième (C3) fournissant la variable binaire Cn vérifiant la relation Cn = 1 pour Xn # 0, et le quatrième (C4) fournissant la variable binaire D vérifiant la relation 9 = I n n pour X # 5 Système simplifié d'analyse spectrale selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le transcodeur (RB) est constitué par une mémoire morte, associant à la variable binaire A , Bn, Cn, Dn reçue, une nouvelle variable binaire #n = RnSnTn représentant de façon proportionnell la phase #n du signal reçu, l'axe réel étant pris comme origine des phases. 6. Système simplifié d'analyse spectrale selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les convertisseurs de coordonnées polaire-rectangulaire (PRO à PR7), recevant de leur rotateur de phase (ADO à AD7 ou ADO' à AD7') les grandeurs binaires représentant les angeles de phase hk,n = #n - 2#nk, sont des mémoires N mortes qui réalisent cette conversion polaire-rectangulaire de manière que les composantes binaires fournies ne prennent que trois valeurs possibles +1, 1 et O. 7 Système simplifié d'analyse spectrale selon lune quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que le premier additionneur-soustracteur (ADO ou ADO') reçoit sur sa deuxième entrée uno variable binaire F0 ou Go constamment nulle et en ce que chacun des autres additionneurs-soustracteurs (ADI à AD7 ou ADI' à AD7') reçoit sur sa deuxième entrée une variable binaire N Fk ou NGk fournie par son dispositif de génération des angles de rotation de phase (RK-SK ou ce dispositif comportant un sommateur (SK ou SK') et un registre à décalage (PK ou RK'), le sommateur (5K ou SK') recevant, sur sa première entrée, la rotation fondamentale Fk. ou Gk d'indice k, sous la forme d'un mot binaire de trois éléments binaires, et, sur sa seconde entrée, la sortie du registre à décalage (RK ou RK') et fournissant sur sa sortie la variable binaire NtFk ou N Gk, ou N est la valeur en binaire de l'indice n de l'échantillon traité.