FR 2537347 A1 19840608 FR 8220290 A 19821203 L'invention concerne une antenne directive pour hyperfréquences pouvant rayonner des ondes décimétriques ou centimétriques selon une plage angulaire étroite dont l'angle médian 6 O appartient sensiblement à la plage 5 850, consti- tuée géométriquement parlant par un volume de forme sensiblement parallélépipédique rectangle d'épaisseur e, de longueur L et de largeur ?t et, technologiquement parlant, d'un matériau support d'épaisseur h et de constante diélectrique er dont la surface est presque entièrement métallisée, ladite antenne étant desti- née à être plaquée sur la paroi extérieure d'un missile ou d'un aéronef. Un domaine d'application privilégié de telles'an- tennes est celui des fusées de proximité ou de l'équipement ra- dar d'un missile en émission ou en réception Dans cette appli- cation on souhaite avoir un diagramme de rayonnement en forme de deminappe conique ou de nappe conique complète dirigée vers l'avant du missile, avec un front de montée prononcé du lobe principal, qui est incliné de l'angle 6 O par rapport à l'axe du missile L'angle OO appartient, pour cette application, à la plage 200 700 et les lobes secondaires ayant un angle de tir voisin de 900 doivent avoir une amplitude réduite d'au moins 15 à 20 d B par rapport au lobe principal, de façon que le rayonne- ment en direction du sol, notamment, soit le-plus atténué possi- ble D'autre part, une antenne installée sur la paroi extérieure d'un missile doit être de dimensions réduites et épouser autant que possible la forme généralement courbe de cette paroi afin de ne pas fausser les propriétés aérodynamiques de cette der- nière et d'avoir une bonne tenue mécanique et un échauffement limité étant donné le déplacement du missile à vitesse élevée dans l'air Une caractéristique essentielle de ce type d'antennes est de présenter un diagramme large en roulis, dont le relevé, lorsque l'antenne est plaquée sur un cylindre, est très voisin d'une cardiolde De plus, du fait de l'onde progressive, le diagramme dans le plan méridien est directif et orientable en fonction de la fréquence d'utilisation Enfin, la bande d'adap- tation doit être de l'ordre de 15 a pour un taux d'onde station- naire de 2 ( 90 lé de -la puissance transmise). On connaît des antennes directives du type décrit en préambule notamment de l'article "Traveling-wave slot antennas" par J H HINES et al publié dans PROCEEDINGS OF THE IRE (pages 1624-1631), volume 41, N O 11 de novembre 1953, IEEE NEW YORK (US). Cet article concerne en particulier une antenne directive à fente pour très hautes fréquences remplie d'un matériau diélectrique. Plus précisément, cette antenne connue est constituée par une gorge perpendiculaire au plan de masse, ce qui présente plusieurs inconvénients: l'antenne est à la fois trop large (profonde) et trop épaisse L'excès de largeur (profondeur) rend difficile le placage de l'antenne sur la paroi d'un aéronef notamment, sa réa- lisation technologique est délicate, et la trop grande épais- seur ne permet pas de contrôler parfaitement le diagramme de rayonnement de l'antenne, même avec une association en réseau (surtout lorsque le diélectrique est constitué par de l'air) En effet, une trop grande épaisseur entraîne des pertes, notamment des pertes par rayonnement très élevées, si bien qu'on aboutit à des antennes relativement courtes, alors qu'une bonne antenne directive de ce type doit pouvoir encore rayonner à une distance du point d'alimentation égale à plusieurs fois la longueur d'on- de dans l'air On notera par ailleurs que la disposition de l'an- tenne perpendiculairement au plan de masse ne permet pas d'obte- nir un diagramme en roulis large, surtout lorsque l'antenne est constituée par l'association en réseau d'au moins deux antennes élémentaires. On connaît par ailleurs des antennes à structure mince faisant usage de la technologie des circuits imprimés, notamment du type décrit dans la demande de brevet français 253734 ? n O 2 481 526 au nom de la demanderesse Cette dernière antenne présente les avantages d'enconbrement réduit et de réalisation simple souhaités mais n'est pas directive: elle fonctionne com- me une cavité, en mode résonnant, et rayonne à la façon d'un doublet, son diagramme ayant la forme d'un demi-tore (angle e égal à 900) dont l'axe se confond avec l'axe de l'aéronef sur lequel elle est implantée D'autres antennes connues telles qu'antennes pavés ou antennes plates utilisant la technologie des circuits imprimés fonctionnent aussi à la façon d'un dou- blet, ce qui les exclut aussi du champ d'application souhaité pour la présente invention. Un but de la présente invention est de réaliser une antenne directive à structure mince de réalisation simple. Un autre but de l'invention est de réaliser une antenne directive à structure mince dont le diagramme en roulis soit le plus large possible. Encore un autre but de l'invention est de réaliser une antenne directive à structure mince dont le diagramme en tangage présente des lobes secondaires très atténués pour un an- gle de tir voisin de 900. Encore un autre but de l'invention est de réaliser une antenne directive à structure mince dont le diagramme en tangage présente des lobes secondaires très atténués. Ces buts sont atteints et les inconvénients de l'art antérieur sont atténués ou supprimés grâce au fait que l'antenne définie en préambule est remarquable en ce que la par- tie rayonnante de l'antenne au seul emplacement de laquelle le matériau diélectrique est en contact avec le milieu ambiant, compte non tenu de la présence d'un radôme éventuel, se réduit à une bande rectiligne de largeur fixe d, qui s'étend sur une première grande face dudit parallélépipède dans le sens de la longueur de façon à partager en deux demi-surfaces métallisées sensiblement égales ladite première grande face, la largeur d de ladite bande étant de l'ordre de plusieurs unités de fois l'épaisseur e, la deuxième grande face métallisée constituant le plan de masse de l'antenne, les deux grandes faces étant re- liées au niveau de leurs bords latéraux externes par des courts- circuits, qu'une ligne microruban qui traverse ladite bande re- lie électriquement lesdites deux demi-surfaces en des points de leur bord libre dont la position prédéterminée se situe à pro- ximité d'une première extrémité de chacune desdites demi-surfa- ces, que la prise de l'antenne est située en un point prédéter- miné de ladite ligne microruban, que l'épaisseur e est de l'ordre de celle d'un circuit imprimé, la longueur L étant, avec l'épais- seur e, dans un rapport tel que l'énergie réfléchie à la deuxième extrémité éloignée de chacune desdites demi-surfaces soit en substance négligeable, et étant en tout état de cause supérieure à deux fois la longueur d'onde À de l'onde à émettre, et que la largeur et F somme des largeurs respectives 1 2 desdites demi- surfaces et de la dimension d est comprise entre 0,2 X et 0,6 À. L'idée de base de l'invention consiste à réaliser en premier lieu une antenne directive élémentaire à fente continue de forme parallélépipédique comportant entre ses deux grandes faces métallisées, un matériau diélectrique mince, et au moins un court-circuit qui s'étend sur une face moyenne, l'autre face- moyenne constituée par du diélectrique constituant une fente de rayonnement et l'une des grandes faces métallisées qui s'étend au-delà de la fente constituant le plan de masse, puis à jumeler deux de ces antennes en les mettant en regard, au niveau de la fente, leurs plans de masse étant confondus En agissant sur certains paramètres tels notamment la largeur, respectivement 2, de l'une ou l'autre antenne élémentaire, le décalage longitu- dinal entre antennes élémentaires, la position de la prise sur la ligne microruban qui alimente les deux antennes élémentaires, ou la largeur d de la bande non conductrice qui sépare les deux antennes élémentaires il est alors possible d'obtenir sensible- ment tel ou tel diagramme de rayonnement désiré. Pour tous les modes de réalisation décrits ci-des- sus, les points communs entre ladite ligne microruban et ledit bord libre de chaque demi-surface se situent de préférence à une distance sensiblement égale à: X/4 cos 6 O par rapport aux pre- mières extrémités respectives desdites demi-surfaces. Selon un premier mode de réalisation préféré de l'invention, l'antenne est remarquable en ce que lesdites deux demi-surfaces métallisées sont décalées longitudinalement d'une distance D inférieure ou égale à X pour créer entre leurs bords libres un déphasage géométrique de valeur prédéterminée, ladite ligne microruban présentant une partie longitudinale qui s'étend sur une longueur sensiblement égale à D au milieu de ladite bande. En prenant deux antennes élémentaires de largeur(s) égale(s) ou sensiblement égale(s) et en décentrant suffisamment la prise de l'antenne sur ladite partie longitudinale il est possible d'obtenir, avec ce premier mode de réalisation, que les points de contact entre la ligne microruban et lesdites deux de- mi-surfaces présentent un déphasage électrique propre à assurer en substance l'addition des champs engendrés en phase pour l'an- gle BO prédéterminé de part et d'autre de ladite bande en tout point o les bords libres desdites deux demi-surfaces sont en regard. Un deuxième mode de réalisation préféré dans lequel il n'y a sensiblement pas de décalage longitudinal entre les deux demi-srfaces métallisées (les deux antennes élémentaires) est remarquable en ce que ladite ligne microruban s'étend en substan- ce perpendiculairement à ladite bande et comporte sensiblement en son centre ladite prise, et que lesdites deux moitiés de sur- face métallisées ont des largeurs Pl et P 2 légèrement différentes et qui varient le long de l'antenne, de façon que le bord exté- rieur d'une demi-surface présente une forme légèrement convexe alors que l'autre demi-surface présente un bord extérieur de for- me légèrement concave, de sorte que les champs engendrés de part et d'autre de ladite bande soient en -substance en opposition de phase à proximité de ladite première extrémité de l'antenne et en phase au milieu de l'antenne. La distribution des champs dans le plan méridien le long d'une telle antenne présente une enveloppe en cosinus qui se rapproche d'une loi gaussienne pour laquelle les lobes secondai- res seraient théoriquement inexistants Tout en étant présents, les lobes secondaires ainsi obtenus sont très atténués par rap- port au lobe principal. Un troisième mode de réalisation est remarquable en ce que l'antenne selon l'invention est sectorielle et compor- te à cet effet une ligne microruban qui s'étend en substance per- pendiculairement à ladite bande et qui est munie sensiblement en son centre de ladite prise, et que la largeur respectivement 22, de chaque demi-surface est constante, les dimensions Pl et % 2 différant entre elles de quelques pour cent. Un quatrième mode de réalisation de l'antenne di- rective selon l'invention pour laquelle un bon diagramme en rou- lis sensiblement en forme de cardioîde est requis est remarqua- ble en ce que ladite bande présente une largeur d réduite de l'or- dre de deux fois l'épaisseur e de l'antenne. La description qui suit, en regard des dessins an- nexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre com- ment l'invention peut être réalisée. La figure 1 représente une antenne élémentaire sur la base de laquelle est construite l'antenne selon l'invention. La figure 2 est un schéma électrique équivalent d'une section transversale de l'antenne élémentaire. La figure 3 représente un premier mode de réalisa- tion de l'antenne selon l'invention. La figure 4 représente la loi d'illumination type de l'antenne selon la figure 3. La figure 5 est le diagramme de rayonnement en tan- gage de l'antenne selon la figure 3. La figure 6 est le diagramme de rayonnement en rou- lis de l'antenne selon la figure 3. La figure 7 représente en trait interrompu un deu- xième mode et, en trait plein un troisième mode de réalisation de l'antenne selon l'invention. La figure 8 représente la loi d'illumination type de l'antenne selon la figure 7. La figure 9 est le diagramme de rayonnement en tan- gage du deuxième mode de réalisation de l'antenne ' La figure 10 est le diagramme de rayonnement en tan- gage du troisième mode de réalisation de l'antenne La figure 11 est le diagramme de rayonnement en rou- lis de l'antenne selon la figure 7. La figure 12 représente un quatrième mode de réali- sation de l'antenne selon l'invention. La figure 13 est le diagramme de rayonnement en tan- gage de l'antenne selon la figure 12. La figure 14 illustre une disposition prise pour maîtriser l'adaptation de chaque demi-surface à la prise d'an- tenne commune. L'antenne AE représentée à la figure 1 est destinée à émettre ou recevoir des ondes de très hautes fréquences, de l'ordre de plusieurs G Hz (ondes décimétriques ou centimétriques). Elle est constituée par deux plans conducteurs 1 et 2, consti- tuant ses plus grandes faces, reliées par une paroi étroite 3 perpendiculaire également conductrice dite paroi en court-cir- cuit, délimitant ainsi une zone 4 indiquée en trait interrompu qu'on appelle fente de rayonnement L'espace compris entre les. plans 1, 2 et 3 peut contenir de l'air mais est de préférence rempli de matériau -diélectrique tel que du verre époxy ou du verre téflon par exemple dont l'épaisseur h est de l'ordre de grandeur du m pour le verre téflon et de quelques mm pour le verre époxy L'antenne est alimentée en un point P de la face 1 qui est appelée face d'alimentation, la face 2 qui lui est op- posée constituant le plan de masse Ce plan de masse métallisé comporte au moins la partie rectangulaire située en regard de la face 1 Pour faciliter la description, on considère que l'an- tenne est formée à partir d'un parallélépipède rectangle conte- nant le diélectrique, de longueur L, de largeur t et d'épaisseur e (épaisseur hors tout) dont au moins les deux grandes faces 253 ? 347 (L x t) et une face de surface moyenne (L x e) sont métallisées, les petites faces (t x e) étant ou non métallisées Des axes de coordonnées perpendiculaires ox, oy, oz sont choisis tels que l'axe oz qui est parallèle à l'axe de l'aéronef ou du missile support de l'antenne s'étende dans le sens de la longueur L de l'antenne, l'axe ox dans le sens de la largeur t_ et l'axe 'y dans le sens de l'épaisseur e La longueur L de l'antenne est de l'ordre d'au moins deux fois la longueur d'onde X de l'onde que l'on souhaite émettre ou recevoir et la largeur t au moins dix fois plus faible que L Avec l'épaisseur e indiquée ci-dessus et le point d'alimentation P se trouvant placé à proximité de la fente et à une distance z d'une paroi étroite de l'ordre de a 1/4 cos 00, on constate que le diagramme de rayonnement obtenu est directif, c'est-à- dire que le diagramme en tangage, dans le plan méridien yoz, présente un lobe principal dans une direction ou qui fait un angle aigu 60 par rapport à l'axe oz Le diagramme de rayonnement de l'antenne a une forme de demi-nappe conique pour le lobe principal et chaque lobe secondaire; il est symétri- que par rapport au plan méridien, et le diagramme en roulis, pris sur un cône de centre O et d'axe oz, affecte la forme d'une cardiolde pour n'importe quelle valeur de l'angle O lorsque l'an- tenne est plaquée le long de la méridienne d'une surface de ré- volution, soit le diagramme en roulis le plus large qu'il soit possible d'obtenir Un tel diagramme implique que l'antenne fonctionne dans le mode résonnant dans le sens ox et dans le mode guidé (ondes progressives) dans le sens-oz Dans ce type d'an- tenne, le vecteur champ électrique est maximum au niveau de la fente 4 ou plus précisément à quelques dixièmes de millimètre au-delà de la fente et nul au niveau de la paroi en court-cir- cuit 3 La théorie simplifiée qui suit permet de prévoir de fa- çon à peu près correcte le fonctionnement de l'antenne élémen- taire de la figure 1 en fonction des paramètres dimensionnels, de la fréquence et du matériau diélectrique mis en jeu. La théorie utilisée de façon préférentielle est cel- le de l'admittance réduite transverse comme traitée dans l'ouvrage: "Waveguide Handbook" publié chez Mac Graw Hill en 1951, dans Radiations Laboratories Series, volume 10, chapitres n 4 et 6 notamment Considérons l'antenne élémentaire de la figure 1. L'application du principe de la résonance transverse conduit au schéma électrique équivalent de la figure 2 sur laquelle t dé- signe la largeur de l'antenne, prise ici comme longueur de la ligne hyperfréquence transverse d'impédance caractéristique Zc, de vecteur d'onde (projeté sur ox) kx O et fermée par l'impédance Zf, cette dernière tenant compte de toutes les im- pédances extérieures à l'antenne ramenées dans le plan 4 (figu- re 1), plan qu'on appelle fente rayonnante dans la suite du texte On peut écrire: Z Cotg(kx ): ( 1) En posant: Zc c = G + j B ( 2) Zf et kx = a + jb ( 3) G, B, a et b étant des nombres réels, l'égalité ( 1) peut s'écri- re: k= 1 arc tg( 2 2 B + j Qn (G + 1)2 + B 2 ( 4) x2 t g 2 B 2) + 13 '2 ' x 2 G + B 41 (G 1 + B d'autre part, l'équation de propagation de l'antenne s'écrit: k 2 + k 2 k 2 ( 5) x z avec k = jaz ( 6) z z :z désignant l'atténuation linéique le long de l'axe oz Z O = 2-1 g désignant la longueur d'onde de l'onde guidée dans óz 2 g l'antenne, suivant l'axe oz k = X désignant la longueur d'onde dans l'air; Er désignant la constante du matériau diélectrique remplissant l'antenne. On pose aussi: kx ex jax ( 7) kx: -j a ( 8) x X X étant la longueur d'onde de l'onde guidée suivant l'axe ox. En combinant les relations ( 4) et ( 8) (parties réelles) on obtient: X 41 I ( 9) x arc tg( 2 B/(G 2 + B 2 1)) d'autre part, en combinant les relations ( 3) ,( 5) et ( 6), on obtient: ( 4 k 2 + b 2 a 22 2 ab 2 1/2 2 r \Vl + ( 2)+/ ( 10) -z 2 =t 2 1 + (E k 2 +b 2 a) g( O r 4 ek 2 + b 2 _a 2 fi 2 1/2 et aa et az =:r 2 (v 1 + ( k Z+b Z 2)-)) ( 11) A ce stade des calculs on s'efforce d'évaluer les paramètres G et B du type de structure d'antenne représenté à la figure 1 Soient deux plans conducteurs parallèles distants de 2 h Si l'on se réfère à la page 179 du "Waveguide Handbook" déjà cité, et en utilisant la théorie de l'image électrique, l'admittance de fente est, en supposant que le diélectrique s'ar- réte au plan 4 de la fente de rayonnement G: 21 h ( 12) B= h Qn (e X'/Y h) ( 13) avec: e = 2,718 (à ne pas confondre avec l'épaisseur hors tout de l'antenne qui n'intervient pas dans les calculs); À = 1,781 À' étant la longueur d'onde de l'onde guidée dans le plan xoy comptée dans l'air, alors que Àx est comptée dans le diélectri- que. X' peut être déterminé à partir des équations de propagation dans le diélectrique (formule ( 5)) et dans l'air (formules ( 5) et ( 8) dans lesquelles Àx serait remplacé par X'). Tous calculs faits, il vient: X > X ( 14) Vî-c 1(él)(À/X)2 r 1 x On notera que, par définition, l'angle 60 de la direction du rayonnement maximal est lié à A, À et À' par les relations: g cos = X ( 15) I sin = ( 16) Les formules ( 12) et ( 13) ne tiennent pas compte du fait que le plan de masse 2 de l'antenne est-recouvert d'un matériau diélec- trique de constante ór et de hauteur h Pour tenir compte du che- min parcouru par l'onde rayonnée par le plan 4 dans ce diélec- trique, on considère que la fente 4 est recouverte par un radôme d'épaisseur et de constante diélectrique Er Dès lors la théo- rie des lignes donne, dans le cas o: d " Xx: -h e t (E:r 1) B Rn e-"' + 21 I d X ( 17) XI' À h x ( 17) d représentant la longueur du chemin moyen parcouru dans le 'ra- dôme" d peut être déterminé à partir de la loi de Descartes et des courbes données aux pages 344 et 348 du "Waveguide Handbook"; tous calculs faits, il vient: d -=rh ( 2/3 3/( 400 r)) ( 18) r ce qui conduit notamment à: = 0,337 h pour le verre époxy (cr = 4,5) = 0,490 h pour le verre téflon (cr = 2,55). L'expression de B devient alors B i= N-eÀo+x V _21 C ( 2/3 3/( 400 1) ( 19) À'- h r X 2 L'influence du "radôme" sur G (formule ( 12)) con- siste en une réduction de hauteur h apparente dans la formule ( 12) En utilisant la théorie de l'image électrique et en asso- ciant la répartition de l'énergie en roulis et la hauteur appa- rente H 3, on déduit que la nouvelle valeur à adpoter pour G est: H 3 h G = 2 avec H 3 = 2, soit: Rh G 4 X L'antenne de la figure 1 peut en-outre, pour diver- ses raisons, être recouverte d'une pellicule diélectrique d'épaisseur h' et de constante diélectrique c' La théorie des lignes conduit, ainsi que précédemment, à rajouter à B un terme de la forme: 21 h' X (C' 1) 2 X pour h' " x Les formules finalement retenues pour G et B sont donc: Ilh G =I-( 20) h 21 I À h 2 h'(e 1 '-l)+ h( 2/33/( 400 If1 ( 21) avec h " Àx et h' "À x En résolvant le système constitué par les quatre équations ( 9), ( 14), ( 20) et ( 21) on obtient les valeurs de G et B en fonction des caractéristiques de l'antenne: h, h', Er, e', t, On notera par ailleurs que a et b s'expriment en fonction des grandeurs G et B (voir formules ( 3) et ( 4)) Les valeurs de az et Bz (formules ( 10) et ( 11)) peuvent finalement être obtenues, par l'intermédiaire des valeurs de G et B et de a et b en fonction des six caractéristiques de l'antenne indi- quées ci-dessus. Pour pouvoir déterminer le diagramme de l'antenne il faut encore intégrer les pertes ohmiques et diélectriques liées aux matériaux utilisés Ces pertes sont référencées azo l'atténuation totale dans la direction oz étant référencée azt, avec zt = a + azo Le calcul des pertes ohmiques notées c 1 peut s'ef- fectuer à partir de l'expression littérale de la puissance trans- portée entre deux sections transversales distantes de Az de l'an- tenne puis en utilisant les équations de Maxwell pour les modes TE. Les pertes diélectriques a 2 sont dues au fait que la constante diélectrique d'un matériau s'exprime par un nombre complexe, soit: E" = C' j C" avec tg 6 = r r r L'atténuation linéique en champ d'une onde progres- sive dans un tel milieu s'exprime alors par: I Iû tg 6 " 2 r ( 22) Tous calculs faits, on obtient finalement: zo = 1 + a 2 liire tg h + 2 ( 3/4 + 4 e22 X + 1,2 10 X X 3 r ( 23) zo À h g î 16 h p étant la résistivité du métal qui recouvre l'antenne, comptée relativement à celle du cuivre, X étant sensiblement égal à: = x ( 24) g Les formules indiquées ci-dessus s'appliquent à une section transversale de l'antenne élémentaire selon la figure 1. On cherche à partir de cette étape à déterminer par le calcul le diagramme dans le plan méridien de l'antenne, c'est-à-dire le diagramme en tangage, le diagramme en roulis étant quant à lui généralement voisin d'une cardiolde lorsque l'antenne est pla- quée sur une génératrice d'un cylindre. Le diagramme dans le plan méridien est obtenu à partir de la loi d'illumination des champs rayonnés Soit l'an- tennrme de la figure 1 dont on suppose, à titre de généralisation, que la largeur 2 varie en fonction de z On obtient de ce fait une variation de azt et z en fonction de z En appelant N la longueur rayonnante de l'antenne, on peut discrétiser la loi 2 (z) avec un pas p tel que N/p soit entier Dès lors l'antenne se présente suivant le schéma ci-dessous: O p 2 p ip N/p x p Energie incidente Energie réfléchie Energie éventuellement absorbée par une charge. A partir des expressions de azt et 8 z, il est possible de calculer le champ pour chaque section transversale de l'antenne (z = O, p, 2 p,, ip,, p N/p), soit: l A' A' E(z = ip) = e AAi'co îj sn E(z = ip) = e i cos Bi + je i sin Bi-C le icos Bi +e sin B' ( 2) le coefficient C qui concerne l'énergie réfléchie en bout d'an- tenne étant tel que: C 2 = 1 lorsqu'il n'y a pas de charge adaptée en bout d'antenne. C 2 = O lorsqu'il y'a une charge adaptée idéale en bout d'antenne, C étant en général un nombre complexe. Les coefficients Ai et A'i, respectivement Bi, B'i s'expriment de façon connue en fonction d'une sommation partiel- le limitée à i des termes de la suite des valeurs de a t' respec- tivement z en fonction de i: Ai p( zt(z = 0) + azt(z = p) + azt(Z=(i-l)p)+ azt(z =ip) 2 + 2 Bl = p z + z 2-O+'z(z=i p)+ Z=i) et =Azt(z= +at (z(N-1)) azt(z (i+l))+ at(z=ip) i = AN/p p 2 +'' '+ P B'i = BN /Pp( = z(z (N-1)p) Sz(z (i+l)P)+ O (Z=ip)) B'i = BN/pp 2 '+ 2 Pour connaître la loi d'illumination des champs rayonnés, on remarque qu'entre z = ip et z = (i + l)p, l'at- ténuation linéique totale est: lt(z = ip) + ozt (z = (i +)p alors que la contribution à cette atténuation due au rayonne- ment est de: 1 D 1 EZ(z = ip) + az (Z = (i + l) Ceci signifie que le rapport au point z = ip entre champ rayon né et champ dans l'antenne est: az(Z = ip)/zt(Z = ip) D'ob la loi d'illumination des champs rayonnés: la(Z = ip) ER(Z = ip) =) E(z = ip) ( 26) R Izt (z ip Le diagramme s'obtient par sommation par rapport à i :(o) 4 i>ej 21 ip cose/X 2 r(e) =| ER(z = ip)e sin O ( 27) i = 0 r(O) représentant le niveau d'énergie rayonné à grande distance dans la direction O (prise dans le plan méridien yoz). Les antennes multiples selon l'invention décrites ci-dessous, qui sont constituées de deux antennes élémentaires selon la figure 1 jumelées, possèdent deux lois d'illumination indépendantes ou sensiblement indépendantes Pour obtenir le diagramme d'une telle antenne, le diagramme en tangage notamment, il-suffit d'ajouter les champs rayonnés le long de oz, puis d'appliquer la formule ( 27) comme on l'appliquerait à l'antenne élémentaire. L'antenne de la figure 1 pour laquelle la largeur t serait constante le long de oz, aurait une loi d'illumination exponentielle en amplitude et le premier lobe secondaire se si- tuerait à 7 d B seulement en dessous du lobe principal En fai- sant varier 2 en fonction de z pour cette antenne on rend azt et ez variables en fonction de z La variation de azt entra Ine une fluctuation d'amplitude de la loi exponentielle et la va- riation de $z crée une fluctuation plus importante de la loi de * phase Ces deux phénomènes contribuent à élargir le lobe princi- pal, ce qui s'accompagne, de façon connue, d'un abaissement des lobes secondaires L'abaissement le plus grand qu'il est possi- ble d'obtenir ainsi pour les lobes secondaires est de 1 l d B environ endessous du lobe principal D'autre part, l'absence de charge adaptée, en bout d'antenne, peut créer une onde réfléchie dont la phase et l'amplitude peuvent modifier en le rabaissant tel ou tel lobe secondaire, mais au prix de l'apparition d'un lobe arrière correspondant au lobe principal-de l'énergie réflé- chie De plus il est difficile d'obtenir un angle 60 élevé, de l'ordre de 700 avec une antenne élémentaire Les performances de l'antenne élémentaire sont donc limitées et insuffisantes pour les applications envisagées Par contre, deux de ces antennes appariées selon l'invention comme décrit ci-dessous permettent d'obtenir des diagrammes de rayonnement très intéressants. Pour tous les modes de réalisation d'antenne double décrits ci-dessous, l'antenne se présente comme un volume de forme sensiblement parallélépipédique rectangle d'épaisseur e, de longueur L et de largeur P et, du point de vue technologique, t elle est constituée par un matériau support de constante diélec- trique Cr I par exemple du verre époxy ou du verre téflon, dont la surface est presque entièrement métallisée La partie rayon- nante de l'antenne au seul emplacement de laquelle le matériau diélectrique interne est en contact avec le milieu ambiant (sauf présence d'un radôme éventuel) se réduit à une bande de largeur fixe d, qui s'étend sur une grande face du parallélépi- pède dans le sens de la longueur de façon à partager cette grande face en deux demi-surfaces métallisées sensiblement éga- les, la largeur d étant de l'ordre de plusieurs fois la dimen- sion e La deuxième grande face métallisée constitue le plan de masse de l'antenne Les-deux grandes faces sont reliées au niveau de leurs bords extérieurs par des courts-circuits (parois métallisées ou trous métallisés alignés) Une ligne microruban qui traverse la bande de largeur d relie électriquement les deux demi-surfaces en des points de leur bord libre près d'une extré- mité métallisée de chacune des demi-surfaces et comporte en un point prédéterminé la prise de l'antenne L'épaisseur e est de l'ordre de celle d'un circuit imprimé La longueur L est supé- rieure à 2 À et, d'une façon générale, dans un rapport tel avec l'épaisseur e, que l'énergie réfléchie à l'extrémité éloignée de l'antenne soit en substance négligeable La largeur 2 t de l'an- tenne est comprise entre 0,2 X et 0,6 A On reconnaît dans cette définition générale de tous les modes de réalisation décrits ci- dessous l'accouplement de deux antennes élémentaires dont les plans de masse seraient confondus et dont les plans alimentés respectifs s'identifieraient avec les deux demi-surfaces métal- lisées de l'antenne double. L'antenne double représentée à la figure 3 consti- tue un premier mode de réalisation de l'invention et résulte de l'association de deux antennes élémentaires en général identiques (au moins en ce qui concerne la loi t(z)) En plus de la défini- tion générale donnée ci-dessus, cette antenne se caractérise par un décalage longitudinal des deux demi-surfaces 6, 7 d'une dis- tance D prédéterminée, par le fait que la dimension d est -de l'or- dre de 6 à 8 fois supérieure à l'épaisseur e et que la ligne mi- croruban 8 présente une partie longitudinale qui s'étend sur une longueur sensiblement égale à D au milieu de la bande 11 de lar- geur d On notera que l'extrémité proche de l'alimentation de la demisurface 6 ainsi que l'extrémité éloignée de l'alimentation de la demisurface 7 sont, sur la figure 3, constituées par un alignement de trous métallisés tels que 12 qui mettent locale- ment en contact les deux grandes faces, constituant ainsi des courtscircuits. Le diagramme de l'antenne selon la figure 3 peut être modelé en faisant en sorte d'additionner les champs en pha- se dans la direction principale souhaitée et, de plus, addition- ner les champs en opposition de phase dans une direction que l'on souhaite ne pas éclairer Ceci peut être obtenu en agis- sant sur le paramètre D et/ou sur le déphasage électrique entre les points d'alimentation P 6 et P 7 réalisé grâce au choix de l'emplacement de la prise de l'antenne sur la ligne microruban, par exemple en un point 13 Toutefois la composition des champs fait intervenir non seulement la dimension D mais aussi la di- mension d qui est la distance approximative séparant les centres de phases de chaque antenne En comparaison de l'antenne élémen- taire de la figure 1 qui présente au moins l'avantage de posséder un excellent diagramme en roulis, ceci se traduit par une réduc- tion de la largeur du diagramme en roulis d'autant plus importan- te que d est grand et que la différence de phase entre les champs des deux demi-antennes est plus importante dans la direction O éclairée Que la loi de phase soit constante ou non, le long de l'antenne, la loi d'amplitude présente l'aspect général du sché- ma de la figure 4 En a est représenté en fonction de z le champ rayonné par la demi-antenne (demi-surface) 7, en b le champ rayonné par la demi-antenne (demi-surface) 6 et en c la composi- tion, c'est-à-dire l'addition de ces champs Chaque courbe en trait interrompu 15, 16, 17, représente l'amplitude du champ in- cident E(z) à un instant donné, chaque courbe en trait mixte l'amplitude du champ réfléchi à l'extrémité de l'antenne éloignée du point d'alimentation, et chaque courbe en trait plein 18, 19, 21 l'enveloppe du champ incident dont la phase varie au cours du temps Le déphasage géométrique D apparaît clairement sur la fi- gure Si la prise d'antenne se situait au milieu de la ligne mi- croruban, le déphasage électrique entre les courbes 15 et 16 serait égal à 1800 Sur la figure 4 les champs instantanés re- présentés en 15 et 16 sont en phase ce qui correspond à un em- placement dissymétrique de la prise sur la ligne microruban 9 propre à assurer l'opposition de phase des champs électriques,: entre les points d'alimentation P 6 et P 7 des demi-antennes. L'établissement de ce déphasage électrique quel qu'il soit est à la portée de l'homme du métier et on notera que pour obtenir l'opposition de phase entre P 6 et P 7 deux points sont possibles pour l'emplacement de la prise sur la ligne microruban Le ré- sultat obtenu (figure 4 c) est l'émission d'un champ de valeur moyenne à l'extrémité de l'antenne proche de l'alimentation, de valeur élevée en milieu d'antenne sans discontinuité marquée au passage de la paroi en court-circuit 12 proche de l'alimentation (figure 3), et de valeur faible à l'extrémité éloignée de l'ali- mentation La loi d'amplitude idéale pour réduire au maximum les lobes secondaires résulterait pour l'enveloppe des champs rayon- nés en une courbe de Gauss, comme représenté en 22 à la figure 4 c Cette loi d'amplitude conduirait facilement à 30 d B en des- sous du lobe principal pour tous les lobes secondaires La courbe 21, bien qu'elle possède des-discontinuités assez marquées cons- titue une ébauche de la courbe 22 meilleure que la courbe 18 ou 19 Sur la figure 4, le choix des déphasages géométrique et élec- trique de l'antenne constitue une optimisation en ce sens que le déphasage géométrique correspond sensiblement à-la longueur d'on- de du champ E(z) et que le déphasage électrique choisi atténue au maximum la discontinuité des champs au passage de la paroi en court-circuit proche de la ligne microruban 8, On notera que la discontinuité des champs au passage de l'autre paroi en court-circuit est plus difficile à maitri- ser mais dans le même temps de moindre importance car les champs rayonnés y sont plus faibles L'application numérique qui suit permet de préciser les performances de l'antenne de la figure 3. L'antenne dont on indique ci-dessous les caractéristiques a été réellement fabriquée et son diagramme de rayonnement a été mesuré, le diagramme en tangage ayant aussi été calculé à partir de la théorie résumée plus haut. Une antenne dite associée selon la figure-3 présente par exemple les caractéristiques suivantes: Fréquence nominale de fonctionnement: F = 3,1 G Hz Décalage géométrique: D = 60 mm Longueur d'adaptation:za =X A/4 = 29 mm go Distance entre demi-antennes: d = 10 mm Longueur rayonnante de chaque demi-antenne: N = 251 mm Longueur rayonnante * Nô = N + D 311 mm, soit 3,3 A Largur hrs tut t -O t Largeur hors tout = 1 + r-2 + d = 32 mm Hauteur de diélectrique t h = 1,45 mm Constante diélectrique E er = 4,5 (verre époxy) Tangente de l'angle de pertes O tg 6 = 0,03 Résistivité relative au cuivre: p = 3 - Pas de charges adaptées: C = 1 - Déphasage électrique: Yd = 1720 La longueur rayonnante étant de 3,3 À, cette antenne-se classe parmi les antennes "courtes". Le diagramme en tangage est indiqué à la figure 5 sur laquelle on a représenté en 23 en trait plein la courbe d'amplitude des champs rayonnés mesurés et en 24 en trait inter- rompu la courbe d'amplitude des champs rayonnés calculés, les or- données étant figurées en d B après normalisation des courbes tel- le que leur sommet se corresponde en amplitude et les a 4 scisses en degrés, selon la représentation cartésienne classique Pour le diagramme de la figure 5, la fréquence de fonctionnement utilisée pour le calcul est de 3,08 G Hz et la fréquence expérimentale de 3,1 G Hz On observe une assez bonne concordance entre la théorie et l'expérience L'angle e O est voisin de 600 et les lobes se- condaires voisins de 900 sont rabaissés à 20 d B, la direction 900 constituant ainsi une direction aveugle. Le diagramme-en roulis, figure 6, a été mesuré avec l'antenne dont les caractéristiques sont indiquées ci-dessus mais pour une fréquence de fonctionnement de 3,3 G Hz Le type de re- présentation est le même que pour le diagramme en tangage, l'angle plan méridien La fréquence étant supérieure de 200 M Hz par rap- port à la fréquence correspondant à la figure 5, le diagramme en tangage correspondant, non représenté, présente un lobe prin- cipal centré sur O = 460, soit 140 de moins que précédemment, o et toujours une direction aveugle pour e = 90 Le diagramme en roulis de la figure 6 a été mesuré pour trois valeurs de e qui apparaît ici comme paramètre On observe un diagramme très large en forme de cardiolde dans la direction principale (O = 460), ce qui est recherché avant tout Dans la direction aveugle (e = 90 ') le diagramme en roulis s'éloigne notablement de la cardiolde, ce qui n'est pas gênant (on notera à cet égard que le diagramme en roulis d'une antenne élémentaire selon la figure 1 revêt la for- me d'une cardiolde pour toutes les valeurs de e). Le taux d'ondes stationnaires (T O S) de cette an- tenne peut être rendu excellent, la ligne microruban 8 étant pourvue de deux transformateurs d'impédance (non représentés) ra- menant 50 N sur la transition Le T O S mesuré est le suivant T.O S de 10 d B sur 450 M Hz de bande (soit environ 15 %) T.O S de 15 d B sur 200 M Hz de bande (soit environ 7 X). On notera d'une façon générale que le T O S de toutes les antennes décrites dans ce texte peut être amélioré si nécessaire par un choix judicieux du matériau diélectrique utili- sé et de son épaisseur, en relation avec la fréquence de fonc- tionnement envisagée Le problème de l'adaptation est facilité pour l'antenne associée du fait que la dimension d est relative- ment grande et que, de ce fait, la partie médiane 9 de la ligne 3 (r microruban qui s'étend longitudinalement ne perturbe pas le champ émis par chaque demi-antenne, ce qui permet de placer la transition (points P 6, P 7) en n'importe quel point du bord li- bre de chaque demi-antenne 6, 7 On peut aussi envisager des antennes associées pour lesquelles les largeurs des demi-surfa- ces 6 et 7 varient en fonction de z tout en conservant des an- tennes éldmentaires identiques L'antenne de la figure 3 est d'application dans le cas o l'antenne est courte (N' ci-dessusi Par contre, si la longueur disponible est plus im- portante il peut être préférable d'utiliser deux antennes élé- mentaires assemblées en réseau comme représenté à la figure 7. Les antennes selon la figure 7 constituent un deu- xième et un troisième modes de réalisation de l'invention En plus de la définition générale indiquée ci-dessus juste avant la description des figures 3 à 6, cette antenne se caractérise par le fait que la ligne microruban 26 s'étend en substance perpendiculairement à la bande 27 de largeur d qui sépare les deux demisurfaces 28 et 29 et aussi par le fait que ces deux demi-surfaces métallisées 28 et 29 ont des largeurs î et légèrement différentes, ce qui donne à cette antenne double le qualificatif d'antenne complémentaire, les largeurs pouvant d'ailleurs varier en fonction de z comme décrit ci-dessous. La prise de l'antenne se situe généralement au mi- lieu de la ligne microruban, au point 31 Ces caractéristiques différentes de celles de l'antenne de la figure 3 entraînent des propriétés de rayonnement différentes. La loi d'amplitude de l'antenne complémentaire présente l'aspect général du schéma de la figure 8 o l'on a adopté le même type de représentation que sur la figure 4 En a et b les champs instantanés émis par chaque antenne élémen- taire 28, 29, sont représentés par les courbes en trait inter- rompu 32, 33 respectivement, l'enveloppe de ces champs, en trait plein, étant référencée 34, 35 Les courbes en trait mix- te indiquent les champs réfléchis par l'extrémité de l'antenne éloignée du point d'alimentation en l'absence de charge adaptée. La figure 8 c représente l'addition des courbes des figures 8 q et 8 b Etant donnée la coincidence sur l'axe oz du début de la partie rayonnante de chaque demi-antenne et du fait que la pri- se de l'antenne est centrée sur la ligne microruban, les champs émis à proximité immédiate des points P 28 et P 29 sont en oppo- sition de phase et s'annulent l'un l'autre Par ailleurs les longueurs d'onde guidées dans le sens longitudinal sont dif- férentes entre les deux demi-antennes à cause des largeurs différentes de ces dernières Il s'ensuit un déphasage progres- sif entre les champs émis le long de la bande 27 jusqu'à obte- nir la concordance de phase de préférence vers le milieu de l'antenne, ce qui se traduit par un champ résultant maximal. En progressant encore vers l'autre extrémité de l'antenne, les champs rayonnés se retrouvent en opposition de phase et, de plus, leur amplitude respective diminue Le résultat est (figure 8 c), pour le champ résultant instantané la courbe en trait interrom- pu 36 et pour la courbe enveloppe des champs résultants la courbe en trait plein 37 qui se rapproche notablement de la courbe de Gauss théorique 22 sur la figure 4 La théorie et la pratique confirment bien ce fonctionnement de l'antenne, ce' qu'illustrent les deux diagrammes en tangage des figures 9 et obtenus pour deux variantes del'antenne complémentaire de la figure 7. Une première variante (deuxième mode de réalisa- tion) consiste à incurver légèrement les parois latérales en courtcircuit des deux demi-antennes, ce qui revient à rendre les largeurs 1 et 2 variables en fonction de z Ces parois latérales sont par exemple courbées comme indiqué en trait in- terrompu,-l'une,étant convexe (Q 1 s'élargit vers le milieu de l'antenne), alors que l'autre est concave (e s'amincit vers le milieu de l'antenne). Une antenne complémentaire selon cette première variante présente par exemple les caractéristiques suivantes-: Fréquence nominale de fonctionnement: F = 5,9 G Hz Longueur d'adaptation Za= go = 15 mm Distance entre demi-antennes: d = 6 mm Longueur rayonnante: N = 315 mm, soit 6,25 X Largeur hors tout = + 2 + d = 21,4 mm t 1 2 d= 21,4 mm Hauteur de diélectrique: h = 0,78 mm Constante diélectrique Er = 2,55 (verre téflon) Tangente de l'angle de pertes: tge = 0,0002 Résistivité relative-au cuivre: p = 3 Pas de charges adaptées: C = 1 Déphasage total: 1700 Loi donnant ? et 2 en fonction de z pour les deux demi-anten- 1 2 nes (en mm): z 0 75 135 195 215 255 295 315 7,7 7,75 7,8 7; 85 7,85 7,8 7,75 7,7 t 2 7,65 7,6 -7,55 7,5 7,5 7,55 7,6 7,65 En passant sous silence Ies problèmes d'adapta- tion des deux demi-antennes qui seront traités plus loin, les. diagrammes de rayonnement sont ceux représentés aux figures-9 pour le diagramme en tangage et 11 pour le diagramme en roulis o l'on a adopté le même mode de représentation que sur -les figures 5 et 6 respectivement Le diagramme en tangage révèle un angle de gain maximum o = 620 et des lobes secondaires rabais- sés en dessous de 15 d B, les lobes secondaires les plus fai- bles étant obtenus surtout pour: O est relevé seulement pour la direction principale de rayonne- ment, soit O = O = 62 Etant donné le principe d'illumina- tion choisi qui implique des déphasages entre les champs émis par les deux demi-antennes (voir figure 8) et du fait de la va- leur relativement élevée de d qui n'est pas négligeable devant la longueur d'onde B, ce diagramme en roulis est plus étroit c'est-à-dire moins bon que le diagramme en forme de cardiolde. Cette particularité conduit à choisir, pour les calculs une grandeur G légèrement inférieure à celle indiquée par la for- mule 20 ci-dessus, soit: G= h ( 28) L'adaptation de l'antenne conforme aux figures 9 et 1 a pu être réalisée de façon que l'on ait: Z = 40,6 - C Dans ces conditions, le T OS obtenu, sans char- ges adaptées est le suivant T.o S de 25 d B sur 100 M Hz de bande ( 1,7 % 1) T.O S de 19 d B sur 400 M Hz de bande ( 6,5 D) T O S de 13 d B sur 700 M Hz de bande ( 11,5 %) T.O S de 10 d B sur 900 M Hz de bande ( 15 %). Ce T O S, excellent, est nettement supérieur à celui généralement requis, typiquement égal à 10 d B sur 100 M Hz de bande. Selon une deuxième variante de l'antenne de la fi- gure 7, (troisième mode de réalisation), les largeurs 21 et Q 2 des demiantennes sont fixes mais diffèrent légèrement entre elles, ce qui constitue un troisième mode de réalisation de l'invention. Une antenne complémentaire selon cette deuxième va- riante présente par exemple des caractéristiques identiques à celle décrite aux paragraphes juste précédents sauf en ce qui concerne les largeurs qui ont ici pour valeur: ? 1 = 7,8 mm -2 = 7,5 mm Sur la figure 10 sont représentés en trait inter- rompu le diagramme en tangage théorique et en trait plein le diagramme en tangage mesuré pour la même fréquence de 5,9 G Hz qu'à la figure 9 Ces diagrammes présentent des lobes secondai- res très faibles (inférieurs à 20 d B) Le lobe principal ob- tenu pour e O = 660 est nettement plus large que sur la figure 9, ce qui fait de cette antenne une antenne sectorielle très ap- préciable pour certaines applications aux radars, d'autant plus qu'elle est peu encombrante et de réalisation extrêmement simple. On notera que le lobe principal se compose de deux lobes juxta- posés ayant sensiblement la même amplitude, ce qui explique le léger creux 38 que l'on observe au sommet de la courbe Si, partant du diagramme de la figure 10 on augmentait progressive- ment la fréquence de fonctionnement, de l'ordre de 100 à 200 M Hz, on observerait un décalage simultané vers la gauche des sommets de ces lobes, ces derniers ayant tendance à se rapprocher l'un de l'autre jusqu'à disparition du creux 38 A l'inverse, une diminution progressive de l'ordre de 100 à 200 M Hz entraînerait un décalage simultané vers la droite des sommets des deux lobes qui auraient tendance à s'éloigner l'un de l'autre, le creux 38 devenant de plus en plus marqué Pour l'antenne complémentaire sectorielle, le diagramme en roulis est sensiblement celui re- présenté à la figure 11 et les commentaires sur cette figure faits cidessus restent valides, la valeur G devant ici aussi être prise égale à: 1 Ih/5 X'. L'adaptation de l'antenne peut être réalisée comme pour l'antenne complémentaire courbée, avec des performances comparables (voir les explications données ci-dessous notam- ment en référence à la figure 14). Partant de l'antenne complémentaire de la figure 7, une possibilité pour améliorer le diagramme en roulis par rap- port à celui de la figure Il consiste à réduire la dimension d jusqu'à ce-que les parties rayonnantes actives (centres de pha- se), situées légèrement au-delà de la fente, pour chaque demi- antenne, soient-pratiquement au contact l'une de l'autre, rai- son pour laquelle ce quatrième mode de réalisation de l'antenne selon l'invention, illustré sur les figures 12 et 13 est dénommé antenne à fentes contiguës Le rapprochement maximal qui semble possible pour les fréquences de fonctionnement de quelques G Hz utilisées est de l'ordre de 2 h La figure 12 représente, avec arrachement, une antenne à fentes contiguës dont les caractéris- tiques, mise à part la réduction en largeur de la bande 39, sont les mêmes que celles de l'antenne complémentaire de la figure 7. On a par exemple calculé, réalisé et expérimenté- l'antenne ayant les caractéristiques suivantes Fréquence nominale de fonctionnement F = 7,9 G Hz Longueur d'adaptation Za = 12 mm Distance entre demi-antennes d = 2 mm Longueur rayonnante N = 234 mm soit 6,2 X Largeur hors tout: t 15 mm 25373 47 Hauteur de diélectrique: h = 0,78 mm Constante diélectrique * r = 2,55 Tangente de l'angle de pertes: tg S = 0,0002 Résistivité relative au cuivre * p = 3 Pas de charges adaptées: C = 1. La grandeur G n'est pas corrigée dans ce cas et reste conforme à la formule 20 car le diagramme en roulis obte- nu est pratiquement une cardiolde. La loi donnant 1 et '2 en fonction de z est: z 0 150 234 5,6 5,6 5,6 2 ',65 5,75 5,65 Les diagrammes en tangage calculé (en trait inter- rompu) et mesuré (en trait plein) sont représentés à la figu- re 13 L'angle e O est égal à 620 Les lobes secondaires sont très atténués (inférieurs à 20 d B) pour: e e voisin de 900 (angle pour lequel on a une direction aveugle). Concernant les deux courbes, on observe un fort lobe arrière pour lequel il existe des différences de forme et d'amplitude notables Le sommet de ce lobe arrière se situe dans les deux cas à l'abscisse: e = 180 62 = 1180 Il s'agit donc du lobe principal du-rayonnement réfléchi par l'extrémité de l'antenne éloignée du point d'alimentation Il est possible d'atténuer fortement ce lobe arrière en plaçant une (des) charge(s) adap- tée(s) à cette extrémité de l'antenne ou bien en allongeant cette dernière La concordance entre les deux courbes de la figure 13 est d'une façon générale moins marquée que dans les cas précédents (figures 5, 9 et 10) surtout en ce qui concerne le nombre et la forme des lobes secondaires, ce qui revient à dire que l'antenne de la figure 12 a un fonctionnement plus difficile à prévoir que pour les précédentes à partir de la théorie exposée ci-dessus Cette particularité s'explique probablement par le fait que les deux demi-antennes sont très rapprochées, que les rayonnements émis font interférence entre eux de façon à créer un mode parasite supplémentaire et que la théorie en question ne suffit plus pour expliquer entièrement à elle seule les diagrammes de rayonnement réels mesurés Pour une fréquence de fonctionnement de 7,7 G Hz pour l'antenne de la figure 12, le nombre de lobes secondaires est réduit en com- paraison avec la figure 13 (le fort lobe arrière étant toujours présent) et l'angle 06 se situe à 720 Pour 8,2 G Hz, le nombre de lobes arrière est augmenté avec toujours un fort lobe arriè- re à environ 8 d B par rapport au lobe principal et l'angle 06 se situe à 520. Dans ce qui précède, on a volontairement passé sous silence le problème d'adaptation de l'antenne pour ne pas sur- charger l'exposé L'homme du métier sait en général résoudre ce genre de problème qui, sans être capital peut être cependant la cause principale d'un mauvais fonctionnement de l'antenne lors- qu'il est négligé ou mal résolu On indique ci-dessous en réfé- rence à la figure 14 une solution possible pour mieux adapter l'antenne complémentaire selon l'invention notamment. * L'impédance caractéristique di'un guide d'onde rec- tangulaire de hauteur h et de largeur 2 A, rempli d'un diélec- trique de constante cr est donnée dans la littérature par: 240 I I h Z = g ( 29) c ( 2 c X t) l'impédance Zc étant mesurée au milieu entre les parois larges du guide, à l'intersection d'un plan méridien et 'd'un plan trans- versal Or une antenne élémentaire semblable à celle de la figu- re 1 est telle que la répartition des champs électrique et ma- gnétique dans l'antenne élémentaire, soit la même que celle d'un côté du guide L'impédance caractéristique d'une antenne élémentaire est donc telle que mise en parallèle avec elle-môme, on retrouve Zc' soit: 240 I > h Zc(AE) = 2 Zc = t ( 30) Il suffira donc, pour que la transition ligne micro- ruban-antenne élémentaire soit bonne, que l'impédance caracté- ristique de la ligne transmettant l'énergie à l'antenne soit égale à Z(AE) De plus, l'antenne n'étant pas infinie, il faut placer la transition à une distance ( 2 N + 1) 7 (n entier posi- tif) de tout court-circuit, sauf si N est suffisamment grand pour que le niveau de rayonnement réfléchi soit négligeable, ce qui est généralement le cas de l'antenne selon l'invention, On notera que dans le cas des antennes complémentaires les impédan- ces caractéristiques des deux antennes élémentaires sont en pa- rallèle et conduisent de ce fait 3 l'impédance Z D'autre part si, pour une raison géométrique quelconque une antenne élémen- taire est telle qu'à l'abscisse z = ip il ne peut plus y avoir propagation, l'énergie revient alors sur la transition, créant pour cette antenne un T O S moins bon que pour l'autre antenne élémentaire Ceci entralne que la première antenne élémentaire reçoit donc moins d'énergie Cette remarque est d'importance, car elle signifie que lorsqu'on additionne les illuminations des antennes élémentaires il faut en fait pondérer chaque illu- mination par le T SOS propre de chaque antenne élémentaire considérée. Dans le cas d'antennes complémentaires, du fait de la non adaptation à 50 ohms, il peut s'avérer nécessaire de créer une dissymétrie au niveau de l'alimentation comme dé- crit ci-dessous en référence à la figure 14 sur laquelle n'est représentée que la partie alimentée tronquée de l'antenne. En ce qui concerne sa partie rayonnante, l'antenne de la figure 14 est semblable à celle de la figure 7 e Par con- tre, sa partie restante diffère par le fait que la ligne micro- ruban 41 traverse la bande de largeur d légèrement en biais de façon telle qu'elle débouche au point d'alimentation P 42 rela- tif à la demi-surface 42 dans une partie volontairement élargie de l'extrémité alimentée de l'antenne (largeur o telle que p > 1 > t 2) alors que le point opposé P 43 débouche dans la partie rayonnante non élargie de l'antenne élémentaire située en regard L'élargissement à P de part et d'autre de l'extré- mité alimentée de l'antenne s'accompagne d'un raccourcissement de cette extrémité qui est du même ordre de grandeur On ob- tient ainsi un effet de cavité résonnante réglable pour la de- mi-surface 42, ce qui permet d'optimiser l'adaptation globale de l'antenne complémentaire Le décalage longitudinal entre points d'alimentation P 42 et P 43 implique un léger déphasage géométrique (comme c'est le cas pour l'antenne associée de la figure 3 o ce déphasage est recherché) Il s'agit ici d'un déphasage parasite qui peut être compensé par un déphasage électrique de même amplitude et de sens opposé obtenu grâce à un décentrage adéquat faible de la prise de l'antenne sur la ligne microruban 41 Le dispositif de la figure 14 permet aus- si d'élargir la bande d'adaptation de l'antenne concernée. En pratique, les deux applications numériques in- diquées ci-dessus pour l'antenne complémentaire (sectorielle et non sectorielle) ont été faites en utilisant le dispositif de la figure 14 et c'est avec ce mode d'adaptation particulier qu'ont été obtenus les diagrammes de rayonnement des figures 9, et 11, en prenant pour % la valeur 9 mm et pour décalage longitudinal entre les points d'alimentation P 28 et P 29 la va- leur 1 mm, l'emplacement de la prise n'étant plus en 31 comme indiqué sur la figure 7 mais légèrement décalé. Dans ces conditions, les adaptations sont les sui- vantes: pour les deuxième et troisième modes de réalisation, soit l'antenne complémentaire non sectorielle et l'antenne com- plémentaire sectorielle des figures 9 à 11, l'impédance caracté- ristique de la demi-antenne 28 est voisine de 55 52 (largeur to) L'impédance caractéristique de la demi-antenne 29 est de 155 n pour l'antenne complémentaire non sectorielle et de 140 N pour l'antenne complémentaire sectorielle (largeur P 2) Pour l'anten- ne non sectorielle, la répartition d'énergie est alors théori- 2537 t 34 quement de l'ordre de 3/4 pour l'antenne élémentaire de lar- geur il et 1/4 pour l'antenne élémentaire de largeur p 2, soit un niveau relatif en-tension de 58 %' entre les deux antennes élémentaires En pratique, le niveau relatif en tension réel obtenu (diagramme de la figure 9), n'est pas de 58 % mais de 3 Bn 'G Le T O S obtenu pour cette antenne, indiqué ci- dessus est bien du même ordre qu'un T O S théorique de 20 d B obtenu pour une impédance globale de l'antenne de Zc = (t 5-+) = 40,6 Q Pour l'antenne sectorielle, la répartition d'éner- gie est de 28 %" pour l'antenne élémentaire de largeur t 1 et de 72 % pour l'autre antenne élémentaire, soit un niveau relatif en tension théorique de 62 "ô entre les deux antennes élémentai- res Le niveau relatif en tension réel obtenu (diagramme de la figure 10) est de 60 %. Il existe d'autres méthodes connues d'adaptation d'antennes qui sont à la portée de l'homme du métier et qui sont compatibles avec les antennes selon l'invention, telle par exemple la transformation de l'extrémité alimentée de l'antenne en une cavité résonnante, ce qui peut être une solution intéres- sante pour l'antenne à fentes contiguës Dans le même ordre d'idées, s'il s'avère que telle ou telle antenne présente un ni- veau trop élevé pour les lobes secondaires arrière, c'est-à-dire résultant de l'énergie réfléchie à l'extrémité de l'antenne éloignée du point d'alimentation, il est toujours possible d'éliminer-en substance ce rayonnement réfléchi en plaçant à cette dernière extrémité des charges adaptées On notera par ailleurs que lorsque le diagramme en roulis' a une forme très proche de celle de la cardiolde, deux-antennes selon l'invention disposées sur des génératrices diamétralement opposées du cylin- dre que constitue le missile support, par exemple, suffisent pour obtenir le diagramme en roulis idéal de forme circulaire Lors- que le diagramme en roulis de l'antenne s'éloigne de la forme en cardiolde, c'est-à-dire qu'il devient moins large, il est né- cessaire, lorsqu'on souhaite une couverture angulaire complè- te de 360 de disposer un nombre égal ou supérieur à 3 d'an- tennes régulièrement espacées en position angulaire l'une par rapport à l'autre autour de l'engin support. REVENDICATIONS Antenne directive pour hyperfréquences pouvant rayonner des ondes décimétriques ou centimétriques selon une plage angulaire étroite dont l'angle médian 00 appartient sensiblement à la plage 50 850, constituée géométriquement parlant par un volume de forme sensiblement parallélépipédi- que rectangle d'épaisseur e, de longueur L et de largeur t et, technologiquement parlant, d'un matériau support d'épais- seur h et de constante diélectrique cr dont la surface est presque entièrement métallisée, ladite antenne étant destinée à être plaquée sur la paroi extérieure d'un missile ou d'un aéronef, caractériséaen ce que la partie rayonnante de l'anten- ne au seul emplacement de laquelle le matériau diélectrique est en contact avec le milieu ambiant, compte non tenu de la pré- sence d'un radôme éventuel, se réduit à une bande de largeur fi- xe d, qui s'étend sur une première grande face dudit parallélé- pipède dans le sens de la longueur de façon à partager en deux demisurfaces métallisées sensiblement égales ladite première grande face, la largeur d de ladite bande étant de l'ordre de plusieurs unités de fois l'épaisseur e, la deuxième grande face métallisée constituant le plan de masse de l'antenne, les deux grandes faces étant reliées au niveau de leurs bords latéraux externes par des courts-circuits, qu'une ligne microruban qui traverse ladite bande relie électriquement lesdites deux demi- surfaces en des points de leur bord libre dont la position pré- déterminée se situe à proximité d'une première extrémité de chacune desdites demi-surfaces, que la prise de l'antenne est située en un point prédéterminé de ladite ligne microruban, que l'épaisseur e est de l'ordre de celle d'un circuit imprimé, la-longueur L étant, avec l'épaisseur e, dans un rapport tel que l'énergie réfléchie à la deuxième extrémité éloignée de chacune desdites demi-surfaces soit en substance négligeable, et étant en tout état de cause supérieure à deux fois la lon- gueur d'onde X de l'onde à émettre, et que la largeur et, som- me des largeurs respectives Pl' e 2 desdites demi-surfaces et de la dimension d est comprise entre 0,2 X et 0,6 À. 2 Antenne directive selon la revendication 1 caracté- risée en ce que les points communs entre ladite ligne microruban et ledit bord libre de chaque demi-surface se situent à une dis- tance sensiblement égale à: X/4 cos 60 par rapport aux premiè- res extrémités respectives desdites demi-surfaces. 3 Antenne directive selon la revendication 1 ou 2 caractérisée en ce que lesdites deux demi-surfaces métallisées sont décalées longitudinalement d'une distance D inférieure ou égale à À pour créer entre leurs bords libres un déphasage géo- métrique de valeur prédéterminée, ladite ligne microruban pré- sentant une partie longitudinale qui s'étend sur une longueur sensiblement égale à D au milieu de ladite bande. 4 Antenne direitive selon la revendication 3 carac- térisée en ce que les dimensions Q 1 et % 2 sont sensiblement égales et que la prise de l'antenne se situe en un point de ladite partie longitudinale tel que les points de contact entre la ligne microruban et lesdites deux demi-surfaces présentent un déphasage électrique propre à assurer en substance l'addition des champs engendrés en phase de part et d'autre de ladite ban- de en tout point o les bords libres desdites deux demi-surfa- ces sont en regard. Antenne directive selon la revendication 1 ou 2 caractérisée en ce que ladite ligne microruban s'étend en subs- tance perpendiculairement-à ladite bande et comporte sensible- ment en son centre ladite prise, et que lesdites deux demi-sur- faces métallisées ont des largeurs Pl et e 2 légèrement diffé- rentes et qui varient le long de l'antenne, de façon que le bord extérieur d'une demi-surface présente une forme légèrement convexe alors que l'autre demi-surface présente un bord exté- rieur de forme légèrement concave, de façon que les champs en- gendrés de part et d'autre de ladite bande soient en substance en opposition de phase à proximité de ladite première extrémité de l'antenne et en phase au milieu de l'antenne. 6 Antenne directive selon la revendication 1 ou 2 caractérisée en ce qu'elle est sectorielle et comporte à cet effet une ligne microruban qui s'étend en substance perpendi- culairement à ladite bande et qui est munie sensiblement en son centre de ladite prise, et que la largeur ô, respective- ment i 2 ' de chaque demisurface est constante, les dimensions P 1 et ú 2 différant entre elles de quelques pour cent. 7 Antenne directive pour laquelle un bon diagramme en roulis sensiblement en forme de cardiolde est requis selon l'une des revendications 1 à 6 caractérisée en ce que ladite bande présente une largeur d réduite de l'ordre de deux fois l'épaisseur e de l'antenne. 8 Antenne directive selon l'une des revendications 1 à 7 caractérisée en ce que sur la longueur d'antenne comprise entre leur point de contact avec la ligne microruban et leur première extrémité, lesdites demi-surfaces métallisées ont une largeur P, légèrement supérieure aux largeurs 2, respective- ment P 2, qu'elles présentent sur la partie restante de leur lon- gueur. 9 Antenne directive selon la revendication 8 caracté- risée en ce que la ligne microruban entre en contact avec le bord libre d'une demi-surface au niveau de sa partie élargie et avec le bord libre de l'autre surface au niveau de sa partie de lar- geur respectivement lu Antenne directive selon l'une des revendications 1 à 9 caractérisée en ce que ledit matériau support de l'antenne est du verre époxy. 11 Antenne directive selon l'une des revendications 1 à 9 caractérisée en ce que le matériau support de l'antenne est du verre téflon.