FR 2546335 A1 19841123 FR 8404062 A 19840316 La présente invention concerne un dispositif à semiconduc- teur et, plus précisément, un transistor bipolaire de puissance. Comme on le sait,-la puissance maximale que peut dissiper un transistor bipolaire, pour une tension collecteur-émetteur donnée, sans en provoquer la défaillance, définit le domaine de fonctionnement sûr (safe operating area ou S O A). On sait aussi que, dans les conditions de fonctionnement d'un transistor bipolaire avec des valeurs relativement élevées de tension, il se produit un phénomène connu sous le nom de rupture secondaire directe (forward second break-down) ou Is/b' qui consiste en une focalisation (focusing) du courant de col- lecteur Si le phénomène est arrêté la température des jonc- tions augmente sans limites, provoquant la dégradation et la défaillance du transistor Par conséquent, on est obligé de limiter la puissance maximale dissipable par le transistor; en d'autres termes, le domaine de fonctionnement sftr du transistor est réduit, afin d'éviter le phénomène décrit ci-dessus. Diverses mesures peuvent être adoptées pour chercher à limiter les effets négatifs dus à la Is/b et, par suite, à élargir le S O A Parmi celles-ci, on connaît en premier lieu l'utilisation de résistances compensatrices (ballast) en série avec la base, avec l'émetteur ou avec l'un et l'autre, résis- tances qui, en ayant tendance à distribuer uniformément le cou- rant sur la jonction base-émetteur entière, introduisent une réaction négative au phénomène de la Is/b et, en conséquence, stabilisent le dispositif, permettant le fonctionnement sar de celui-ci à des niveaux de puissance plus élevés Mais les résis- tances compensatrices, tant sur l'émetteur que sur la base, ne peuvent pas être augmentées au-delà d'une certaine limite, surtout pour ne pas augmenter les tensions de saturation du transistor. En conséquence, dans le projetage d'un transistor de puissance, il est nécessaire de trouver le meilleur compromis entre ces deux exigences opposées, en fonction des applications du dispo- sitif. Du point de vue de la construction, pour réaliser des résistances compensatrices de base qui fassent intrinsèquement partie de la structure du transistor, il est nécessaire d'uti- liser des résistances de couche élevées Une méthode usuelle pour les obtenir consiste à pincer (pinching) la base, selon ce qui est décrit par exemple dans les brevets GB 1 482 803 et US 3 860 460 Dans ce cas, la diffusion d'une région ayant une conductibilité de type; N dans la région de base ayant une con- ductibilité de type p et située autour de la zone d'émetteur, crée une jonction p-n isolée entre la jonction d'émetteur et le contact de base du transistor, ce qui a l'avantage d'augmenter considérablement la résistance distribuée de base, mais a l'in- convénient, pour des courants de base élevés et en raison de la forte chute de tension sur une telle résistance, de porter à des valeurs élevées la tension base-émetteur VBE du transistor. Comme on l'a déjà vu, un transistor ayant une V élevée est indésirable dans de nombreuses applications: 'par exemple, lorsqu'il s'agit du transistor final d'une paire de transistors agencés en montage de Darlington Dans ce cas en effet, la tension collecteur-émetteur à la saturation V O Esat de la paire Darlington, qui est donnée par la somme de la tension collecteur- émetteur à la saturation du transistor pilote et de la tension baseémetteur du transistor final, est très élevée si la VBE du transistor final est élevée. Un premier but de la présente invention est de ne pas limiter la valeur de la résistance compensatrice en série avec la base d'un transistor bipolaire de puissance, de manière à permettre une augmentation du domaine de sécurité de ce transis- tor en ce qui concerne l'apparition du phénomène de Is/b; Un deuxième but est de ne pas nuire en même temps à la tension VBE du transistor à cause de la résistance compensatrice élevée en série avec la base. Un autre but est de réaliser une structure de transistor extrêmement compacte et simple à construire, sans l'introduction d'opérations supplémentaires dans le procédé de fabrication. Ces buts de la présente invention apparattront, ainsi que d'autres, à la lecture, faite en référence aux dessins ci-annexés, de la description détaillée qui suit de l'une de ses formes de réalisation, donnée à titre d'illustration et, par suite, sans caractère limitatif. La fig 1 est une vue en perspective axonométrique, non à l'échelle, d'une partie d'un transistor de type connu. La fig 2 est le schéma électrique de principe du transistor suivant l'invention. La fig 3 est une vue en perspective axonométrique, non à l'échelle, d'une partie d'un transistor dum 8 me type que celui de la fig 1, mais modifié conformément à l'invention. Ia fig 4 est le schéma électrique équivalent de la struc- ture du transistor suivant l'invention. La fig 5 représente le S O A du transistor de la fig 1 et le S O A amélioré du transistor suivant l'invention. Sur toutes les figures, la numérotation a été effectuée avec la préoccupation de faire correspondre les mêmes numéros à des éléments semblables. Pour se référer à la fig 1, il y est représenté la struc- ture simplifiée et non à l'échelle d'un transistor bipolaire de puissance connu du type NPN, 7, 8 et 9 désignant respectivement les contacts métalliques d'émetteur, de base et de collecteur. la région 4 est diffusée, de manière à créer la résistance distribuée de compensation de base 5, de valeur élevée - D'après l'invention, la résistance 5 est by-passée, à un seuil de courant de base IB préalablement fixé, par une diode telle que représentée sur le schéma électrique de principe de la fig 2 e Le seuil d'intervention de la diode de by-pass 10 est donné par la tension de seuil de la jonction pn constituant la diode elle-même, tension qui, pour le silicium, tournera typi- quement autour de 0,6 V à la température ambiante Or, si le produit IB RBB, (RBB, étant la résistance d'ensemble de base du transistor) est tel qu'il ne dépasse pas la valeur de 0,6 V, la diode de by-pass n'intervient pas (ou intervient de manière négligeable aux alentours de la valeur de seuil), tandis que dès que le produit IB RB 3, atteint ou dépasse la valeur de seuil de 0,6 V, la résistance R 3,,, désignée par 5 sur les fi- gures, est by-passée par la basse résistance de la diode pola- risée dans le sens direct. Une forme d'exécution de l'invention est représentée sur la fig 3 En l'examinant, on voit que la structure est subdi- visée en deux parties par deux lignes de tirets: toute la structure dans son ensemble représente le transistor, avec ses contacts d'émetteur 7, de base 8 et de collecteur 9, tandis qu'il existe à l'intérieur de cette structure et, plus préci- sément, dans la zone comprise entre les deux lignes de tirets, la résistance distribuée de compensation 5, réalisée par pince- ment de la région de base 2 au moyen de la région diffusée 4, et un transistor parasite qui, au moyen de sa jonction base- émetteur, remplit la fonction de la diode 10 suivant le mécanis- me déjà décrit Il convient en particulier de montrer comment naît le transistor parasite sur la fig 3 A l'intérieur des deux lignes de tirets et, plus précisément, à la transition entre les régions de base 2, au-dessous de la résistance distri- buée 5, et de collecteur 1, il existe une jonction pn qui cons- titue la jonction de collecteur du transistor parasite A la transition entre la région de base 2 et la région 4, il existe de même une jonction pn qui constitue la jonction d'émetteur du transistor parasite. les régions 2 et 4 du transistor suivant l'invention sont reliées en surface par une métallisation 11 qui entoure la métallisation d'émetteur 7 et surmonte la ligne qui délimite en surface la région 4 par rapport à la partie la plus voisine de la région d'émetteur 3. En l'absence de la métallisation 11, la jonction d'émetteur du transistor parasite Tp ne se polariserait pas lorsque le transistor fonctionne Par contre, grâce à la métallisation 11, le potentiel d'émetteur E' du transistor parasite Tp est ancré au potentiel de la base intrinsèque B' du transitor, Il en résulte en conclusion que le transistor de la fig 3 peut être représenté par son schéma électrique équivalent de la fig 4. Si l'on considère quie durant le fonctionnement du transis- tor, la jonction émetteur-base du transistor parasite est tou- jours polarisée en sens direct, quelle que soit la polarisation de la jonction collecteur-base du transistor parasite, on voit que, du point de vue du principe, le schéma électrique de la fig 4 est électriquement équivalent de celui de la fig 2 déjà commenté. Sans entrer ici dans la justification mathématique des calculs, connus des spécialistes, et en raisonnant en termes de valeurs moyennes, on voit par exemple que si RBB, = 10 ohm, on aura IB VBE' O 6 aura IB _ -BE = 6 60 m A et que si le transistor a un gain typique h FE = 40, on aura aussi: IC = h FE IB = 40 0,06 = 2,4 A, c'est-à-dire qu'une RBB, = 10 ohm seraefficacejusqu'àde telles valeurs de courant, nuis ne le sera plus A-dessus de ces va- leurs de courant, la RBB, est by-passée par la jonction polari- sée en sens direct du transistor parasite, dont la valeur à de tels courants est beaucoup plus basse. Il résulte en conséquence les avantages suivants de l'in- vention: 1) Ia VBE du transistor n'est pas altérée, en ce sens qu'au- dessus de la valeur de seuil déjà indiquée, lorsque croit la IB, ce n'est plus la contribution de la chute de tension RBB, IB qui influe de manière déterminante sur la V^BE 2) Le domaine de fonctionnement ser (S O A) du transistor dans la zone touchée par le phénomène de la rupture secondaire directe (Is/b) est augmenté considérablement et exactement de la quantité indiquée par des hachures sur la fig 5. Le graphique de la fig 5 est très général et est utile pour expliquer les avantages de l'invention. Le transistor construit suivant les techniques usuelles a un S O A limité par la Is/b suivant le segment de courbe continu 24-26 On peut augmenter ce S O A en insérant une ré- sistance compensatrice en série avec la base et, dans ce cas, le S O A se déplace et est limité par le segment de courbe continu 19-17, mais avec l'inconvénient notable qu'on a en conséquence une VBE élevée du transistor. Le transistor modifié suivant l'invention a son S O A. délimité par les segments de courbe 24-27-17-15, le passage des conditions de haute à basse résistance de compensation de base, c'est-à-dire du point 18 au point 25 par le segment horizontal 27, étant dû à l'intervention de la diode de by-pass. Dans ce cas, il est manifeste que le S O A du transistor modi- fié suivant l'invention est augmenté, du fait que tant que la diode de bypass n'intervient pas, le transistor utilise une RBB, très élevée L'intervention de la diode de by-pass permet de faire en sorte que la V, du transistor ne soit pas altérée pour des valeurs de courant supérieures à celles qui sont défi- nies par le segment horizontal 27. 3) En outre, dans la structure du transistor de la fig 5, comme on le voit d'après son équivalent électrique de la fig 4, le transistor parasite T p constitue le transistor pilote d'un montage de Darlington et en conséquence, en tant qu'avantage supplémentaire de l'invention, si le gain ha, du transistor parasite est sppérieur à l'unité, on a l'effet Darlington avec un gain de l'ensemble augmenté. En conclusion, au moyen des critères de projetage déjà connus et des mesures ci-dessus décrites, caractéristiques de la présente invention, on peut réaliser un transistor bipolaire de puissance qui ne présente pas les inconvénients de la tech- nique connue, dus aux limitations concernant les résistances de compensation de base, ce qui permet donc, et sans alourdis- sement des frais de fabrication, de tirer un bien meilleur parti du transistor dans des conditions de courant et de tension éle- vées. Eu égard au fait qu'il n'a été représenté et décrit qu'une seule forme d'exécution de la présente invention, il est évident qu'il pourra être apporté à celle-ci de nombreuses variantes et modifications, sans que l'on s'écarte pour autant de la portée de l'invention. Par exemple, pour se référer à la fig 3, la métallisation 11 ne doit pas nécessairement suivre de manière continue le contour des jonctions entre les régions 2 et 4 de la partie la plus voisine de la région d'émetteur, mais elle peut être réalisée de manière discontinue, pourvu qu'elle établisse un contact ohmique entre ces régions 2 et 4 en un point au moins. REVENDICATIONS 1 Structure de transistor bipolaire de puissance, constituée par un corps semi-conducteur comprenant une région de collecteur ( 1) d'un premier type de conductivité (N), une région de base ( 2) de conductivité (P) opposée à la précédente, superposée à la région de collecteur ( 1) de manière à former avec celle-ci une jonction et ayant une surface supérieure à l'opposé de la région de collecteur ( 1), une région d'émetteur ( 3) du premier type de conductivité (NI) qui s'étend dans la région de base ( 2) à partir de la surface supérieure, de manière à former avec celle-ci une jonction, un premier ( 9), un deuxième ( 8) et un troisième ( 7) éléments conducteurs qui établissent respective- ment des contacts ohmiques avec les régions de collecteur, de base et d'émetteur, et une région supplémentaire ( 4) du premier type de conductivité (N+) qui s'étend dans la région de base ( 2) à partir de la surface supérieure et forme avec celle-ci une jonction délimitant un trajet résistant ( 5) à travers la région de base ( 2) le long de la jonction base-collecteur, mais en dehors du trajet émetteur-collecteur, caractérisée en ce. qu'elle comprend un quatrième élément conducteur ( 11) qui établit un contact ohmique avec la région de base ( 2) et la région supplémentaire ( 4)s ce quatrième élément conducteur étant situé sur la surface supérieure, sur la partie de la région supplémentaire ( 4) la plus voisine de la région d'émet- teur ( 3). 2 Structure selon la revendication 1, caractérisée en ce que le quatrième élément conducteur est une couche métallique continue ( 11). 3 Structure selon la revendication 1, caractérisée en ce que le quatrième élément conducteur ( 11) est une couche métal- lique non continue, en ce sens qu'elle établit un contact ohmique avec la région de base ( 2) et la région supplémentaire ( 4) en un ou plusieurs points non contigus entre eux.