FR 2544139 A1 19841012 FR 8405489 A 19840406 2544 1 39 -1- "Circuit d'alimentation en tension ". L'invention concerne un circuit d'alimentation en tension servant à engendrer une tension continue de sortie et comportant un générateur pour la génération d'une tension en créneaux et un re- dresseur crête-à-crête couplé au générateur et servant à engendrer aux bornes d'un condensateur de filtrage la tension de sortie pour une charge branchée sur le condensateur. Un circuit d'alimentation en tension de ce genre est connu de la demande de brevet allemand N 2 155 076 Toutefois, si dans ce circuit connu, la charge varie notablement, il peut arriver que cela ait une influence aux instants o apparaissent les flancs de la tension en créneaux Ces flancs sont alors décalés en fonction de la charge, ce qui peut constituer un inconvénient, par exemple, si le signal du générateur de tension en créneaux est utilisé ailleurs. Si, par exemple, la charge est constituée par une partie audio en classe B d'un dispositif de reproduction d'images, tel qu'un récep- teur de télévision, alors que le circuit d'alimentation en tension fournit également de l'énergie d'alimentation au circuit de dévia- tion de ligne, la longueur des lignes reproduites sur l'écran peut varier dans le rythme du signal audio, ce qui est très genant. L'invention vise à fournir un circuit d'alimentation en tension du genre décrit dans le préambule dans lequel les flancs de la tension en créneaux ne sont pratiquement pas influencés par la charge et, à cet effet, le circuit d'alimentation en tension confor- me à l'invention est remarquable en ce qu'un réseau de résonance en série est intercalé entre le générateur et le redresseur crête-à- crête, la demi période du courant sinusoïdal qui, en fonctionne- ment, traverse le réseau de résonance en série après l'apparition d'un flanc de la tension en créneaux, n'étant pas plus longue que l'intervalle de temps séparant deux flancs successifs. Grâce à la mesure conforme à l'invention, on obtient que le redresseur ne soit plus parcouru par du courant lors de l'appari- 2544 1 39 -2- tion du flanc suivant de la tension en crénaux, de sorte que ce flanc n'est pratiquement pas décalé en fonction du courant traver- sant le redresseur. Dans la forme la plus simple du réseau de résonance en série, le circuit est remarquable en ce que ce réseau comporte un condensateur et une autoinductance connectés en série Dans ce cas, la capacité du condensateur et la valeur de l'auto-inductance sont choisies de façon que le courant sinusoïdal ne circule plus lors de l'apparition du flanc suivant de la tension en créneaux Il faut donc que ladite capacité présente une valeur finie déterminée, alors que la capacité du condensateur de filtrage doit tre très grande. Si le circuit comporte un transformateur pour le couplage du générateur et du redresseur, le circuit peut avantageusement être remarquable en ce que l'auto-inductance du réseau de résonance en série est constituée par l'auto-inductance de dispersion du trans- formateur. Un circuit dans lequel le générateur comporte un commuta- teur qui est alternativement à l'état conducteur et à l'état bloqué, peut être remarquable en ce que la demi-période du courant sinusoi- dal traversant le réseau de résonance en série n'est pas plus longè que le temps de conduction du commutateur Si le générateur comporte en outre un redresseur qui est à l'état conducteur lorsque le commu- tateur est bloqué et qui est à l'état bloqué lorsque le commutateur est conducteur, le circuit peut être remarquable en ce que le re- dresseur crête-à-créte est raccordé à travers le réseau de résonance en série pour redresser une tension en créneaux présente aux bornes du redresseur ou une tension en créneaux ayant des flancs apparais- sant simultanément avec celle-là, le temps de conduction du commuta- teur aussi bien que le temps de conduction du redresseur n'étant pas plus courts que la demi période du courant sinusoidal traversant le réseau de résonance en série. La description suivante, en regard du dessin amnexé, le tout donné à titre d'exemple, permettra de mieux comprendre comment l'invention est réalisée. La figure 1 est un schéma de principe du circuit conforme à l'invention. -3- La figure 2 est le schéma d'un premier mode de réalisation d'un circuit d'alimentation en tension à découpage conforme à l'in- vention. La figure 3 représente des formes d'onde apparaissant dans le circuit de la figure 2. La figure 4 est le schéma d'un deuxième mode de réalisa- tion d'un circuit d'alimentation en tension à découpage conforme à l'invention. La figure 5 est le schéma d'un troisième mode de réalisa- tion d'un circuit d'alimentation en tension à découpage conforme à l'invention. La figure 6 représente des formes d'onde apparaissant dans le circuit de la figure 5. La figure 7 est le schéma d'un quatrième mode de réalisa- tion d'un circuit d'alimentation en tension à découpage conforme à l'invention. Dans le schéma de principe de la figure 1, la référence E indique un générateur engendrant une tension en créneaux Sur ce générateur E est branché un réseau de résonance en série qui dans sa forme la plus simple, est constitué par une auto-inductance L et un condensateur C L'impédance interne du générateur E est négligée De l'autre côté, le réseau L, C est relié à l'anode d'une diode D et i à la cathode d'une diode D 2 La cathode de la diode D 1 est re- liée à un condensateur de filtrage C 1 qui de l'autre côté, est relié à l'anode de la diode D 2 et à la borne du générateur E non reliée au réseau L, C En parallèle avec le condensateur C 1 est montée une charge qui peut être représentée par une résistance R 1. Lorsqu'un un flanc montant apparaît dans la tension engen- drée par le générateur E, la tension au point commun aux diodes D 1 et D 2 et au réseau L, C augnente également, de sorte que la diode D 1 devient conductrice Les éléments, L, C et D 1 sont parcourus par un courant qui a une allure sinusoïdale à cause de la résonance en série Ce courant est dirigé vers le condensateur C 1 afin de le recharger Après avoir atteint un maximum, le courant diminue et devient égal à zéro à un instant déterminé A cet instant l'auto- 2544 1 39 -4- inductance T, ne contient plus d'énergie, de sorte que le réseau L, C n'est plus parcouru par du courant, tandis que la diode D 1 vient à se bloquer Ila fréquence de résonance agité choisie de façon que-cet instant se situe avant l'instant 'o apparaît le flanc suivant, des- cendant, de la tension en créneaux du g 5 ngrateur E O Cela implique que la demi-période du courant sinusoïdal est plus courte que l'in- tervalle de temps compris entre les deux flancs envisagés Le choix ainsi fait assure que le générateur E n'est prs parcouru par un cou- rant dépendant de la charge R 1 à l'instant ou apparaît le flanc descendant En effet, l'amplitude du courant sinusoldal dépend de la valeur de la charge R Durant le temps o X circule le courant sinusoïdal, la ten- sion au point commun à l'auto-inductance T et le condensateur C va- rie suivant une fonction cosinusoidale, après quoi cette tension reste égale à la tension du condensateur C 1, tension qui peut être supposée constante durant un court intervalle de temps On se rendra compte que pour une valeur pas trop faible de la résistance R 1, la valeur de cette tension est Agle à la valeur de la tension fournie par le g O nérateur E Lorsqu'un flanc descendant apparaît dans cette tension, la tension au point commun au diodes D 1 et D 2 d'une part et au réseau L, C d' stre part diminue galem-ant, de sorte que la diode D 2 devient conductrice O leas elements L, C et D 2 sont parcourus par un courant, à savoir dans le sens contraire par rap- port au courant précédento Ce courant est sinusoïdal et étant donne que la capacit 5 du condensateur L C 1 est le plus souvent de beaucoup plus grande valeur que celle du condensateur C, la fréquence de ce courant est à pan près la mime que celle du courant sinusoïdal pré- cdento Sa dures et son amplitude sont donc 9 g-lemsnt à peu près les mêmes Ek effet, entre deux flancs montants, de la tension en cri- J O neaux du g mn rateur E, la v-aleur moyenne du courant traversant le réseau L, C est egale à zero le courant traversant la diode D 2 cesse de circuler avant que n'apparaisse le flanc montant suivant de la tension en créneaux Durant le temps ou ce courant circule, la tension au point commun à l'auto-inductance L et le condensateur C varie suivant une fonction cosinusoidale, après quoi cette tension 2544 1 39 -5- devient nulle. De ce qui précède, il ressort qu'en présence d'une valeur pas trop faible de la résistance R 1, la tension aux bornes du con- densateur C 1 est à peu près égale à l'amplitude de la tension en créneaux du générateur E, ce qui résulte du fait que les diodes D et D 2 constituent un redresseur crête-à-cr&te La tension appli- quée à la résistance R 1 est constante si ladite amplitude est constante Il s'avère aussi que la charge n'a aucune influence sur le générateur E En l'absence d'une résonance en série, c'est-à-dire pour une grande valeur de la capacité du condensateur C, par exem- ple, du même ordre de grandeur que la capacité du condensateur C 1 qui, est un condensateur de filtrage, et en pr 6 sence d'un redresseur de crête au lieu d'un redresseur crête-à-crête, le générateur E de la figure 1 serait parcouru par du courant lors de l'apparition des flancs du signal de générateur. Le circuit de la figure 2 comporte un circuit d'alimenta- tion en tension à découpage du type série (direct) Le collecteur d'un transistor de commutation npn Tr est relié à la borne positive d'une source de tension continue d'entrée dont la tension V Best lissée au moyen d'un condensateur C O et est par exemple extraite du réseau électrique par redressement L'émetteur du transistor Tr est relié à la cathode d'un redresseur D 3 et à une extrémité de l'enroulement primaire L 1 d'un transformateur T dont l'autre ex- trémité est reliée à un condensateur de filtrage C 2 L'anode du redresseur D 3 et l'autre borne du condensateur C 2 ainsi que la borne négative de la source de tension d'entrée sont à la masse En parallèle avec le condensateur C 2 est montée une charge qui peut être représentée par une résistance R 2 Un étage de commande Dr applique à la base du transistor Tr des impulsions de commutation qui amènent le transistor alternativement dans l'état conducteur et dans l'état bloqué. Ia figure 3 a représente l'allure en fonction du temps de la tension présente aux extrémités de l'enroulement Li, alors que les figures 3 b et 3 c représentent respectivement l'allure du courant d'émetteur du transistor Tr et celle du courant du redresseur D 3. 2544 139 -6- Durant le temps de conduction du transistor Tr, le courant d'émetteur de celui-ci augmente de façon pratiquement linéaire et circule vers le condensateur C et la charge R à travers l'enroulement Li, 2 2 tandis que le redresseur D 3 est bloqué Durant le temps de bloca- ge du transistor, le courant traversant l'enroulement L 1 traverse également le redresseur D 3 et diminue de façon pratiquement liné- aire Aux bornes de l'enroulement est présente une tension en cré- neaux qui durant le temps de conduction du transistor T 3, a la valeur VB Vo et qui durant le temps de blocage du transistor a la valeur -Vo Dans ce qui précède, Vo est la valeur de la ten- sion de sortie aux bornes du condensateur C 2 Cette tension est couplée par rétro-action à l'étage Dr pour le réglage de la durée des impulsions de commutation fournies par cet étage, de sorte que la tension V O est' maintenue pratiquement constantes Ce qui précède est bien connu de l'homme de l'art Sur le noyau du transformateur T sont répartis des enroulements secondai- res De façon connue, une tension d'alimentation peut être déduite de l'un de ces enroulements, I, pour une charge non dessinée Le réseau formé par les éléments C, D 1, D 2, Cl et R 1 est raccord à un autre enroulement secondaire, L 2 o Ia capacité du condensateur C est choisie de façon que le condensateur et l'auto-inductance de dispersion du transformateur T constituent un réseau de résonance en série Le couplage entre les enroulements L 1 et 12 est inférieur à 1 En fonctionnement, une tension en créneaux est présente aux extrémités de l'enroulement L 2, de sorte que la partie de lae figi= re 2 comportant l'enroulement L 2 et la portion située à gauche de celui-ci remplit la fonction du générateur E de la figure 1, alors que ladite auto inductance de dispersion remplit la fonction de l'auto-inductance L de la figure 1 De la même manière que sur la figure 1, le condensateur C est parcouru par un courant sinusoïdal qui traverse également la diode D 1 Cela se produit durant le temps de conduction du transistor Tr, temps au cours duquel de l'1- nergie d'alimentation est fournie au condensateur C 1 La fréquence de résonance a été choisie de façon que le courant cesse de circuler avant l'instant o le transistor Tr est bloqué Durant le temps de 2544 1 39 -7- conduction du redresseur D 3, un courant sinusoïdal traverse la dio- de D 2 et le condensateur C et ce courant cesse de circuler avant que le transistor Tr soit à nouveau rendu conducteur La figure 3 d représente les deux demi-périodes du courant sinusoïdal traversant le condensateur C. Puisqu'un courant sinusoïdal traverse l'enroulement secon- daire du transformateur T, le courant traversant l'enroulement pri- maire présente une composante sinusoïdale Cette composante, repré- sentee par des pointillés sur les figures 3 b et 3 c, circule simulta- nément avec le courant à travers l'enroulement L 2 Ia composante sinusoïdale s'ajoute au courant d'émetteur du transistor Tr, alors qu'elle traverse le redresseur D 3 dans le sens opposé et entre donc en déduction du courant linéaire lors de changements de la tension VB et/ou de la charge R et/ou de la charge du réseau d'alimentation raccordé à l'enroulement 3, la durée du temps de conduction du transistor Tr subit des variations la partie du circuit munie de la charge R 1 n'aura aucune influence sur le fonctionnement du reste du circuit si le temps durant lequel la composante de courant sinusolda- le traverse le transistor Tr n'est pas plus long que la durée de con- duction la plus courte prévue du transistor et si le temps durant lequel la composante de courant sinusoïdale traverse le redresseur D 1 n'est pas plus long que la durée de conduction la plus courte prévue du redresseur, c'est-à-dire le temps de blocage du transistor. Une autre condition qui doit être respectée consiste en ce que la composante sinusoïdale traversant le redresseur ne doit pas avoir une amplitude trop grande au point de bloquer le redresseur Il sera clair pour l'homme de l'art qu'un tel circuit peut être conçu à con- dition de choisir comme paramètre, la fréquence d'accord du réseau de résonance en série et, par consequent, la capacité du condensateur C. Si n&cessaire, on peut monter une auto-inductance en série avec le condensateur C et l'auto-inductance de dispersion du transformateur T O Dans un cas limite, la fréquence d'accord peut être basse au point que le temps durant lequel le courant traverse le réseau de résonance a la même durée que le temps le plus court durant lequel le transis- tor Tr est conducteur Dans ce cas, l'intervalle dans la figure 3 2544 139 entre la partie positive et la partie négative se trouve réduit à zéro D'une manière analogue, dans un autre cas limite, le temps du- rant lequel le réseau de résonance en série est traverse par du cou- rant psut avoir la meme durée que le temps le plus court durant le- quel le transistor Tr est bloqué, ce qui réduit à zéro l'intervalle dans la figure 3 d entre la partie négative et la partie positive Ia valeur mwsamale de la période du courant sinusoïdal doit donc être inférieure au temps qui est le plus court: soit le temps de conduc- tion minimal soit le temps de blocage minimal du transistor Ceci détermine la valeur la plus basse possible de la fréquence d'accord. Du côté des fréquences élev 5 es, le cas limite est le cas o la fr&- quence d'accord peut âtre élevée au point que la valeur maximale de la composante de courant sinusoïdale atteint la valeur à laquelle le redresseur est bloqug ou qu'elle atteint la valeur qui est encore admissible pour le transistor En effet, à une durée d'impulsion plus courte pour le courant sinus 6 odal est liée une plus grande amplitude. Du fait que la variation du courant traversant le transis- tor provouee par la co-iposante sinusoïdale a pris fin avant ou à la fin du temps de conduction du transistor, il ne se produit pas de variation dans l'état de saturation du transistor juste avant son blocage, de sorte que le tpsm de blocage n'est pratiquement pas in- fluenc Y Il ne se produit done par de décalage de l'instant de blcca- ge en fonction de la charge R 1 ce qui serait le eoa en preésence d'un condensateur C de grande capacite, clest 4-dire pour une fre- quence de résonance très basse et lors de l'utilisation d'un redres- saur de crête au lieu d'un redresseur crête-à-crte D 2, D 3 ce qui changerait le couront total dirigé vers le condensateur C 2, de sorte qu'il serait nécessaire de retoucher le réglage du transistor Tr On se rendra co-pte que le fonctionnement du circuit n'est pas changb si le réseau de r sonance en sgrie du condensateur C et d'une auto-inductance, au lieu d gtre couplé par induction à l'enroulement TL, est relié directement à cet enroulement ou s'il est relié à la cathode du redresseur D 3 o En effet, sur cette cathode est appliquée une tension en créneaux dont les flancs coïncident avec ceux de la figure 3 a, flancs qui sont aussi peu influencés par la charge R 1 4 41 3 9 -9- que ceux de la figure 3 ao De plus, on se rendra compte que, la ten- sion Vo étant maintenue à peu près constante, la tension aux bor- nes du condensateur C 1 n'est pas constante mais varie légèrement lors de fluctuations de la tension VB Par conséquent, on choisira la charge R 1 de telle sorte qu'elle puisse supporter une variation de ce genre. Le circuit de tension d'alimentation à découpage de la figure 4 est du type parallèle (de retour)o Là aussi, le réseau en série du transistor Tr et de l'enroulement L 1 est branché sur la source VB, mais cette fois, le redresseur D 3 est relié à un en- roulement secondaire I du transformateur T Le condensateur C 2 est relié, d'un côté, à l'autre électrode du redresseur D 3 et, de l'autre côté, à l'autre extrémité de l'enroulement I 3 Le sens d'enroulement des enroulements L 1 et I et le sens de conduction du redressseur D 3 sont choisis de façon que le redresseur soit parcouru par du courant lorsque le transistor Tr est bloqué et que le redresseur soit bloqué lorsque le transistor est conducteur La tension V O aux bornes du condensateur C 2, appliquée à la charge R 2, est maintenue à peu près constante par le réglage du temps de conduction du transistor Tr Aux extrémités des enroulements L 1 et I et aux bornes du redresseur D 3 sont présentes des tensions en créneaux dont les flancs apparaissent simultanément Par conséquent, le réseau de résonance en série et le redresseur crête-à-crête con- formes à l'invention peuvent être branch 6 S sur l'une de ces ten- sions Sur la figure 4, ils sont branchés sur un enroulement secon- daire L 2 du transformateur T, l'auto-inductance en série étant réalisée par l'auto-inductance de dispersion On se rendra compte que sous les mêmes conditions que dans le cas du circuit de la figu- re 1, aucune influence n'est exercée sur le reste des circuits. L'invention peut être étendue à d'autres circuits, connus, d'alimentation en tension à découpage La figure 5 illustre un cir- cuit connu de la publication "Philips, Electronic components and materials: Technical publication 006 ", parue en 1981 Le circuit comporte le réseau série de deux diodes D 4 et D 5 La cathode de la diode D 4 est reliée à une prise d'une auto-inductance L dont 2544 1 39 -10- une extrémité est reliée à la borne positive de la source VB L'a- node de la diode D 4 et la cathode de la diode D sont reliées à 4 5 l'anode d'une autre diode D 6 et à un condensateur C 3 De l'autre côté, le condensateur C 3 est relié à l'autre extrémité de l'auto- inductance L O et à l'enroulement Ll La cathode de la diode D 6 est reliée à l'autre extrémité de l'enroulement L 1 et au collec- teur du transistor Tr Un condensateur d'accord C est monté en parallèle avec l'enroulement L 1 et l'émetteur du transistor Tr ain- si que l'anode de la diode D 5 sont à la masse Le réseau consti- tué par les éléments I, D 3, C 2 et R 2 est réalisé de la même manière que sur la figure 4 et est prévu du coté secondaire du trans- formateur T. Le circuit de la figure 5 peut être utilisé pour fournir de l'énergie d'alimentation à différentes parties d'un dispositif de reproduction d'images, un récepteur de télévision par exemple Le transistor Tr reçoit des impulsiors de commutation à fréquence de ligne et la durée de conduction du transistor est réglée en fonction de la tension V O aux bornes du condensateur C 2, de sorte que cette tension et donc également la tension aux bornes du condensateur C 3 sont maintenues à peu près constantes Durant la majeure partie de la période de ligne, dite temps d'aller, soit la diode D 6 est conductrice, soit le transistor Tr et la diode D 5 sont conducteurs, de sorte que la tension aux extrémités de l'enroulement L 1 est à peu près constante Durant le reste de la période de ligne, dit temps de retour, le transistor Tr aussi bien que les diodes D 5 et D 6 sont bloqués Une oscillation est présente aux extrémités du réseau de résonance formé par l'enroulement L 1 et le condensateur C 4. L'oscillation analogue qui est présente aux extrémités de l'enrou- lement L est redressée par le redresseur D 3 pour la génération de la tension V O Un enroulement secondaire L 4 du transforma- teur T est relié à la base d'un transistor Tr 1 qui fait fonction de commutateur à fréquence de ligne dans un circuit de déviation de ligne non dessiné Le transistor Tr 1 peut également recevoir des signaux de commande de l'étage Tr. La figure 6 a représente l'allure en fonction du temps de 2544139 ' -11- la tension sur le collecteur du transistor Tr, alors que la figure 6 b représente l'allure au point commun A des diodes D 4 % D 5 et D 6 o Sur la figure 6 c, on a figuré graphiquement la variation du courant de collecteur du transistor Tr, alors que sur les figures 6 d, 6 e et 6 f, on a représenté respectivement les variations du courant traver- sant la diode D 5, du courant traversant la diode D 4 et du courant traversant la diode D 6 A un instant t 1, le transistor Tr est rendu conducteur de sorte que la diode D 6 est également conductri- ce Après que le courant qui traverse l'enroulement L 1 et qui, du- rant le temps d'aller, présente une allure à peu près linéaire, s'est inversé, la diode D 6 est bloquée à un instant t 2, après quoi la diode D 5 est conductrice Le courant traversant la diode D 5 tra- 5 verse également le condensateur C 3, l'enroulement L 1 et le tran- sistor Tr A l'instant t 37 à la fin du temps d'aller, le transistor Tr est bloqué, de sorte que la diode D 5 n'est plus parcourue par du courant tandis que la diode D 4 devient conductrice Entre les ins- tants t et t 3, le potentiel du point A est fixé à la masse A l'instant final t 4 du temps de retour, la diode D 6 entre en con- duction Jusqu'à l'instant t' o le trnsistor Tr est à nouveau A rendu conducteur, la tension sur le collecteur reste a peu près an même potentiel que la prise de l'auto-inductance Lo O Au point A est relie un condensateur de séparation C 5 qui de l'autre e Sté est relié à l'enroulement primaire L d'un trans- formateur T L'enroulement L 2 est réalisé sous formé d'un enrou- lement secondaire de ce transformateur et les éléments C, D 1 i D 2, C 1 et R 1 sont raccordés de la même manière que sur les figures 1, 2 et 4 L'enroulement L 2 est parcouru par un courant ayant la m Sme allure que sur la figure 3 d, de sorte que quelques éléments du cir- cuit sont parcourus par une composante de courant sinusoïdale repré- sent 5 e par des pointillés sur la figure 6 Apres l'instant t 1, tune composante sinusoïdale traverse l'enroulement L 59 le condensateur C 59 la diode D 6 et le transistor Tr De ce fait, la diode D 6 est bloquée à un instant légèrement postérieur à l'instant t 2 Au même instant, la diode D 5 devient conductrice, la composante sinu- soidale traverse la diode D 5 à partir de la cathode vers l'anode, -12- la diode étant maintenue conductrice par le courant d'intensité plus grande conduit vers le condensateur C 3, l'enroulement L 1 et le transistor Tr Iadite composante cesse de circuler avant l'instant t 3 Après l'instant t 3, l'enroulement L 5 et le condensateur C sont traverses par une composante de courant sinusoïdale circu- lant dans le sens contraire Cette composante traverse la diode D 4, maintenue conductrice par le courant de charge d'intensité plus gran- de du condensateur C 3 à partir de la cathode vers l'anode et cesse de circuler avant l'instant t I ou le transistor Tr est rendu con- ducteur uine priode plus tard que l'instant t 1. De la figure 6, il ressort que le fonctionnement du circuit n'est pratiquement pas influencé par l'addition de la partie mun Aie de la charge R 1 si l'on respecte les memes conditions que citées dans ce qui pr 8 cede, c'est-à-dire si en fonction de R 1 les différents flancs ne sont pas décalés et qu'aucun composant cammmtateur n'est bloque prrmaturgment Ia fraquence d accord du réseau de résonance en série est d&termin&e par les deuxc condenssateurs C et C 5 o Il sera clair qu'il est également possible de disposer le r seau en série des é 11 ments C 5 et 5 entre le point A et un point de l'auto-induc- tance points est présente une tension en creneaux dont les flancs apparais- sent également aux instants t 1 et t 3 Une tension analogue est galement pr Ssente aux etr 8 mitgs de l'aato-iniductance Ioa faisant fonction de bobine de charge En- tre les instants t et t 3 la diode D n'est pas conductrice, i 3 ' 4 le point A 8 tant à lae masse, de sorte que la tension aux eztrem ies de l'auto-inductance Lo est égale à V c VC ta la ten- sion du condensateur C 3 o Entre les instsnts t 3 et ti la diode D 4 est con 7 ductricevet la tension aux extrémités de l'auto-inductan- C ce % est égale a, N étant le rapport entre le nombre de 1-n spires de l'auto-inductance 1 o 9 situées à gauche de la prise dans la figure 5 et lé nombre total de spires de l'auto-inductance Sur la figure 7, l'autoinductance L O est l'enroulement primaire d'un 2544139 ' -13- transformateur T 2 dont l'enroulement L 2 est un enroulement secon- daire auquel les éléments C, D 1, D 2, C 1 et R 1 sont reliés de la même manière que sur les figures 2, 4 et 5 Pour le reste, le cir- cuit de la figure 7 est identique à celui de la figure 5, le conden- sateur C 5 et le transformateur T 1 pouvant être supprimés, alors que le fonctionnement est le même. Etant donné que le circuit de la figure 5 aussi bien que celui de la figure 7 commandent le circuit de déviation de ligne, il s'avère que pour ne période de ligne d'environ 64/us (normes de télévision européenne et américaine), la durée maximale du temps de conduction du transistor Tr est d'environ 52/us, c'est-à-dire la durée du temps d'aller La durée minimale du temps de blocage est donc d'environ 12/us Le transistor Tr doit assurément être conduc- teur au milieu du temps d'aller, de sorte que la durée minimale du temps de conduction est d'environ 26/us Il en résulte que la durée * minimale de la demi-période de la composante sinusoïdale est d'envi- ron 12/us, ce qui correspond à une fréquence de résonance maximale d'environ 41,7 k Hz Dans la pratique, le temps de conduction maximal du transistor Tr est d'environ 44/us, de sorte que la durée minima- le du temps de blocage est d'environ 20/us, ce qui correspnd à une résonance en série d'environ 25 k Hz Dans un mode de réalisation pra- tique du circuit de la figure 7, on a utilisé une telle résonance, la capacité du condensateur C, en fonction de l'auto-inductance de dis- persion du transformateur T 2, étant inférieure à 5/upe environ et la tension du condensateur C étant maintenue à peu près constante à 100 V environ en présence de variations de la tension du secteur comprises entre 160 V et 260 V, pour une valeur nominale de 220 V Le condensateur C 1 avait une capacité de l'ordre de 2000/u F et la charge R 2 était constituée par l'alimentation d'une partie audio en classe B ayant une puissance continue de 2 x 15 W, c'est-à-dire une partie pour laquelle la tension d'alimentation n'a pas besoin d'être constante, tandis que le reste du récepteur était alimenté en énergie à l'aide du transformateur T. Il sera clair que l'invention peut également être appliquée à des variantes des modes de réalisation décrits du générateur E La 2544 139 -14- nature des différents commutateurs n'a pas d'importance Ainsi, les transistors peuvent être remplacés par des commutateurs à commande par porte (gate turn off) De même, le redresseur crête-à-crgte des figures 1, 2, 4, 5 et 7 peut être réalisé de tout autre manière con- nue. 2544139 ' -15- REVENDICATIONS: 1 Circuit d'alimentation en tension servant à engendrer une tension continue de sortie et comportant un générateur pour la géné- ration d'une tension en créneaux et un redresseur crête-à-crête cou- plé au générateur et servant à engendrer aux bornes d'un condensateur de filtrage la tension de sortie pour une charge branchée sur le con- densateur, caractérisé en ce qu'un réseau de résonance (L,C) en série est intercalé entre le générateur (E) et le redresseur crête-à-crête, (D 1, D 2) la demie période du courant sinusoidal qui, en fonction- nement, traverse le réseau de résonance en série après l'apparition d'un flanc de la tension en créneaux n'étant pas plus longue que l'intervalle de temps séparant deux flancs successifs. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le réseau de résonance en série comporte un condensateur (C) et une auto-inductance (L), connectés en série. 3 Circuit selon la revendication 2, comportant un transforma- teur pour le couplage du générateur et du redresseur, caractérisé en ce que l'auto-inductance du réseau de résonance en série est consti- tuée par l'auto-inductance de dispersion du transformateur (T)0 4 Circuit selon la revendication 1, dans lequel le générateur comporte un commutateur qui est alternativement à l'état conducteur et a l'état bloqué, caractérisé en ce que la demi-période du courant sinusoldal traversant le réseau de résonance en série n'est pas plus longue que le temps de conduction du commutateur (Tr). 5 Circuit selon la revendication 4, dans lequel le générateur comporte en outre un redresseur qui est à l'état conducteur lorsque le commutateur est bloqué et qui est à l'état bloqué lorsque le com- mutateur est conducteur, caractérisé en ce que le redresseur crête-à- crete (D 1 D 2) est raccordé a travers le réseau de résonance en série pour redresser une tension en créneaux présente aux bornes du redresseur (D 3) ou une tension en créneaux ayant des flancs appa- raissant simultanément avec celle-ci, le temps de conduction du com- mutateur (Tr) aussi bien que le temps de conduction du redresseur n'étant pas plus courts que la demi-période du courant sinusoidal traversant le réseau de résonance en sérieo 2544 1 39 -16- 6 Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que le réseau en série d'un condensateur de séparation (C 5) et de l'en- roulement primaire (X 5) d'un transformateur (T 1) est monté entre deux points entre lesquels est présente la tension en créneaux, le réseau de résonance en série étant raccordé à un enroulement secon- daire (L 2) du transformateur et la résonance en série étant égale- ment déterminée par le condensateur de séparationo 7 Circuit selon la revendication 4, dans lequel le commuta- teur est monté en série avec un enroulement, caractérisé en ce que ledit enroullement constitue l'enroulement primaire d'un transforma- teur (T), le réseau de résonance en série étant raccordé à un enrou- lement secondaire (L 2) du transformateuro 8 Circuit selon l'une quelconque des revendications précéden- tes, caractérisé en ce que le redresseur crête-à-crête comporte deux diodes (D 1, D 2) montées en série et ayant le même sens de conduc- tion, le réseau en série ainsi formé étant monté en parallèle avec le condensateur de filtrage (C) et le point commun aux diodes étant relié au réseau de résonance en sérieo 9 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la charge est consti-tuée par une partie audio en classe B.