FR 2550347 A1 19850208 FR 7533045 A 19751029 La présente invention concerne un radar Doppler à impulsions en particulier du type à multiples fréquences de répétition situées dans le domaine des frequences moyennes de répétition. De manière connue les radars Dqppler à impulsions récurrentes permettent une excellente élimination des échos fixes. Pour cette raison, ils ont été largement utilisés pour la détection de cibles mobiles en présence d'un fort environnement d'échos fixes ou faiblement mobiles comme ctest le cas notamment pour les radars affectées à la surveillance du sol. Or lorsque les cibles à détecter varient dans une large gamme de vitesses et de distances-, on se heurte aux problèmes d'ambigulté tant en distance qu'en vitesse dus au caractère répétitif du signal émis et aux phénomenes corollaires de distances et de vitesses aveugles.Dans le but d'éviter ces inconvénients tout en conservant les qualités fondamentales des radars Doppler à impulsions, à savoir un trâs fort pouvoir séparateur en distance comme en vitesse, il a été proposé d'utiliser plusieurs fréquences de répétition non divisibles entre elles de sorte que si une cible se trouve dans une zone aveugle pour une fréquence de répétition donnée, les autres fréquences utilisées permettent au radar de la détecter. Une autre solution également connue consiste à faire varier suivant une loi donnée la fréquence de répétition des impulsions autour d'une fréquence moyenne. I1 est alors possible, par un choix judicieux des intervalles entre impulsions, d'éliminer toutes les ambigultés et par suite les zones aveugles. Par contre, lorsque les impulsions émises ne sont pas équidistantes, le système radar n'est pas protégé contre les retours multiples, c'est-à-dire les échos provenant de distances supérieures à la distance maximum non ambigüe. Un autre problème se pose pour un radar aéroporté affecte par exemple à une mission de surveillance en visée basse (c'est-à-dire dans la zone située audessous de l'avion porteur) ou en visée haute (c'est-à-dire dans la zone située au-dessus de l'avion porteur). Dans ce cas, le porteur du radar est lui-même mobile d'où il résulte que tous les points du sol possèdent vis-à-vis du radar des vitesses non nulles et qui sont différentes d'un point à un autre. Un objet de la présente invention est un radar Doppler à impulsions permettant la détection de cibles mobiles même en présence d'un fort envirornement d'échos indésirables. Un autre objet de l'invention est un radar Doppler à impulsions pe-r- mettant d'assurer une détection et une localisation précise sans ambigulté ni fausse alarme de cibles évoluant à toute altitude et ayant une présentation quelconque par rapport audit radar quelle que soit l'altitude de ce dernier. Un autre objet de l'invention est un radar Doppler permettant de déterminer sans ambigulté la vitesse des cibles utiles. Encore un autre objet de l'invention est un radar Doppler permettant d'assurer, sur une plateforme mobile, la fonction de surveillance de zones situées tant au-dessous qu'au-dessus de ladite plateforme mobile. Selon une caractéristique de l'invention le radar Doppler à impulsions possède un émetteur cohérent et le signal émis correspond à une séquence répétitive de b blocs d'impulsions récurrentes dont la fréquence de répétition varie d'un bloc à un autre de manière aléatoire à l'intérieur d'une même séquence, les fréquences de répétition de deux blocs quelconques étant des nombres premiers entre eux et tous les blocs comportant le même nombre d'impulsions. Selon une autre caractéristique de l'invention la fréquence moyenne de tous les blocs d'une séquence est à moyenne fréquence de répétition. Selon une autre caractéristique de l'invention des moyens sont prévus dans le récepteur pour supprimer les-échos provenant des n premières impulsions de chaque bloc. Selon une autre caractéristique de l'invention des moyens sont prévus dans le récepteur pour supprimer les réponses transitoires lors de la réouverture du récepteur après ladite suppression des échos provenant des n premières impulsions de chaque bloc. Selon une autre caractéristique de l'invention un extracteur arithmétique à double seuil permet la détermination précise de chaque couple distance vitesse correspondant à une cible détectée. Selon une autre caractéristique de l'invention des moyens sont prévus pour contrôler le gain du récepteur en fonction de la distance pendant le temps correspondant aux n premières impulsions de chaque bloc supprimées. Selon une autre caractéristique de l'invention il est prévu - un récepteur auxiliaire couplé à une antenne omnidirectionnelle et effectuant un traitement du signal identique à celui du récepteur principal; - un circuit de comparaison comparant le signal issu du récepteur principal et celui reçu du récepteur auxiliaire et ne laissant passer le premier que s'il est supérieur au second. D'autres objets caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un exemple d'application préféré, ladite description étant faite seulement à titre d'exemple et en référence avec les dessins joints dans lesquels - .La figure I définit dans l'espace les positions respectives du radar, d'une cible et du sol; - La figure 2 montre le mode de balayage utilisé dans l'exemple d'application préféré; - La figure 3.a montre une séquence des impulsions émises par le radar et la fi gure 3.b représente une séquence d'impulsions vues par une cible ponctuelle; - La figure 4 est un diagramme de temps des signaux émis et reçus par le radar; - La figure 5 est le spectre des signaux reçus du sol;; - La figure 6 montre la variation des niveaux relatifs des échos de sol reçus dans les lobes secondaires de l'antenne et d'une cible en fonction de la dis tance; - La figure 7 est un diagramme général du récepteur radar selon les principes de l'invention; - La figure 8 montre le schéma d'un des filtres du second ordre de la figure 7; -. Les figures 9.a à 9.d montrent comment s'effectue la pondération des signaux après filtrage; - La figure 10 représente le schéma fonctionnel du récepteur radar en accord avec les principes de l'invention. Dans la description suivante faite d'un exemple d'application préféré des principes de l'invention, on ne considèrera, sans que cela soit limitatif de l'invention, que le cas d'un radar aéroporté affecté à une mission de surveillance tant en visée haute qu'en visée basse. Le fait que le radar soit mobile et que la zone surveillée inclue le sol impose des contraintes supplémentaires à la conception du radar et au traitement du signal et un radar conçu pour satisfaire à des conditions sévères d'environnement (par exemple fort environnement d'échos de sol, spectre étendu des échos de sol, contrainte de poids et de volume, etc...) sera a fortiori capable de satisfaire à des contraintes moins sévères. I1 en est ainsi notamment pour des radars au sol du type 3-D (ctest- -dire radar trois dimensions). Dans le cas d'un radar embarqué, le porteur du radar est animé d'une vitesse V (figure 1) et se trouve à une altitude supposée constante hl audessus du sol représenté par le plan xOy. Une cible F située à une distance d du radar et à une aititude h2 est éclairée par le lobe principal de l'antenne dont l'ouverture à -3 dB est EG. La position du faisceau est déterminée par rapport au vecteur vitesse V par les angles a et ss désignant respectivement le gisement (ou angle entre la direction de visée du radar et le vecteur vitesse V dans le plan horizontal) et le site (ou angle entre la direction de visée du radar et le vecteur vitesse V dans le plan vertical). La grandeur Ad représente la résolution en distance du radar. Le schéma de la figure 2 montre le type de balayage utilisé. C'est un balayage du type "télévision" ou balayage rapide en gisement. Le secteur balayé en gisement correspond à a cellules de résolution tandis que le secteur balayé en site correspond à q cellules de résolution. Une cellule de résolution est est représentée par un cercle de diamètre OC (0G étant l'ouverture du faisceau de l'antenne à -3 dB). Le secteur balayé correspond donc à a.q cellules de résolution. Si le temps total d'analyse dudit secteur est Tt, le temps d'observation T d'une cible ponctuelle a donc pour valeur T = ###. Pendant ce temps d'observation T le radar émet une séquence de b trains d'impulsions. La figure 3.a montre le motif choisi dans l'exemple d'application préféré de l'invention. Le nombre de blocs (ou trains d'impulsions) différents transmis est b. A chaque bloc i correspond un nombre mi d'impulsions transmises à une fréquence de répétition différente de celle des autres blocs. Ainsi pour le bloc i l'intervalle séparant deux impulsions successives est Ki.t (At désignant un incrément de temps) d'où une fréquence de répétition fri = (Ki.At) 1 La durée des impulsions est choisie identique pour tous les blocs pour que la bande passante du signal émis reste constante d'un bloc à un autre.Cette durée est égale à t. L'intervalle de temps séparant la dernière impulsion du bloc i et la première impulsion du bloc il est égal à hi.t et la durée du bloc i est égale à mi.Ki.t. Nous avons vu que la fréquence de répétition des impulsions est différente d'un bloc à un autre. En fait, les fréquences de répétition sont réparties de manière aléatoire à l'intérieur d'une même séquence et les motifs sont identiques pour toutes les séquences.La période de récurrence des séquences T étant très grande vis-à-vis de la période de récurrence d'un bloc quelconque, la répartition des fréquences de répétition peut être dite "pseudo-aléatoi-". La fréquence moyenne de répétition fr sur l'ensemble des b blocs d'une séquence est égale à Selon une caractéristique de l'invention, cette fréquence moyenne de répétition est choisie dans le domaine des moyennes fréquences soit environ 10 kHz. A titre d'exemple pour un motif comportant b = 8 blocs successifs de trente-huit impulsions equidistantes, les fréquences de répétition varient de bloc à bloc entre 7,4 et 14,7 kHz.Une condition nécessaire est que les fréquences de répétition de deux blocs quelconques d'une même séquence soient premières entre elles ou en d'autres termes, que tous les Ki d'une même séquence soient des nombres premiers entre eux. La figure 3.b montre la forme du signal vu par une cible ponctuelle. Il a été dit précédemment que pendant le temps d'observation T d'une cible, une séquence de b blocs était transmise. Le signal reçu pendant le temps T et correspondant aux b blocs d'impulsions a une erveloppe en courbe de Gauss due à la variation du gain de l'antenne au cours du balayage. L'équation de -1t 2 (t0) l'enveloppe peut alors s'écrire e avec un écart-type tO = 0,425.T Le signal correspondant à un seul bloc présente pratiquement une enveloppe rectangulaire car le gain de l'antenne est constant pendant la durée d1un bloc. Pour le bloc g, la durée est alors égale à mg.Kg.At. On en déduit que le spectre du signal correspondant à un bloc est de la forme (sin X) avec X = o.f.mg.gg.At x La figure 4 est un diagramme de temps des signaux emis, reçus, ou engendres par le radar. On trouve en 4.a le bloc g et le bloc g+ séparés par l'intervalle de temps hg.At. En 4.b sont représentées des impulsions en provenance d'une cible proche située à une distance dl du radar, et en 4.e sont représentées des impulsions en provenance d'une cible lointaine située à une distance d2 du radar.Les retards correspondants sont alors 2d3 (si c est la c vitesse de propagation des ondes électro-magnétiques) pour la cible proche et 2d2 2d2 pour la cible lointaine. Du fait de l'ambiguïté en distance à l'intérieur d'un bloc d'impulsions (par exemple bloc g) considéré isolement, des échos sont reçus simultanément s'ils proviennent de distances qui ne different que d'un nombre entier de fois la quantité C2.Kg.At. Or ces distances ambigües sont diffus rentes pour chaque bloc puisque la quantité Kg.At varie de manière aléatoire. D'autre part, considérée sur b blocs, la réponse dans une porte à grande distance due à une cible proche ou inversement la réponse dans une porte à faible distance due à une cible éloignée (il s'agit dans ce cas d'un écho de retour multiple) n'est due qu' un seul bloc. En d'autres termes, Si dans une porte en distance donnée tous les blocs donnent une réponse, cela signifie que la distance correspond alors à la distance réelle de la cible. En présence d'un obstacle diffus, le signal reçu dans une porte en distance donnée comportera donc Pécho de l'obstacle diffus à ladite distance et aussi des échos d'obstacles diffus reçus de distances ambigües et différentes pour chaque bloc.Il n'y a donc dans ce dernier cas aucune corrélation entre les signaux reçus dans deux blocs différents; c'est pourquoi leur élimination doit être faite pour chaque bloc. La figure 5 montre le spectre des signaux reçus du sol dans le cas d'un radar aéroporté en visée basse (voir figure 1). Le porteur du radar étant animé d'une vitesse V, tous les points du sol ont vis-à-vis du radar une vitesse différente d'un point à un autre et ils possèdent alors une composante Doppler. Dans le lobe principal de l'antenne, la gamme des fréquences Doppler Afv dues aux échos de sol est donnée par la relation #fv =##.#G.sin &alpha;.cos ss, dans laquelle V est la vitesse du porteur; X la longueur d'onde utilisée; OC l'ouverture du faisceau exprimée en radians; a le gisement et ss le site de l'antenne. En assimilant les lobes secondaires de l'antenne à un rayonnement isotrope de gain S fois inférieur à celui du lobe principal, les échos de sol reçus d'une distance donnée présentent, en première approximation, une densité d'énergie s2 fois plus faible que celle du lobe principal et constante en fonction de la fréquence dans un domaine compris entre les valeurs + 2V .En effet, les lobes secondaires couvrent tous les angles en site et en gisement et les échos provenant des zones éclaires par ces lobes secondaires comportent donc toutes les vitesses comprises entre les valeurs +V. A une distance d donnée, il correspond une couronne circulaire qui Ad présente une surface (figure J) : Sc = 2X.Ad.d(i 2Sd) Dans cette couronne la gamme des vitesses est comprise dans un intervalle défini par les valeurs +V.cos B. Lorsque l'incidence est proche de la normale au sol, la réflexion des ondes peut être spéculaire et llintensité de l1écho est alors élevée. Ainsi pour une porte en distance donnée le spectre reçu par un radar sans ambiguité de vitesse est conforme a celui montré à la figure 5.Le spectre de la figure 5 montre une région relativement large et de niveau constant due aux échos provenant des lobes secondaires, un niveau élevé provenant des échos reçus du sol dans le faisceau principal-de l'antenne et un niveau élavé à la fréquence O appelé "retour d'altitude". On peut déduire de cette figure que les cibles dont la vitesse est comprise dans l'intervalle défini par V ne peuvent être détectées que si leur niveau dans un filtre adapté est supérieur à celui de l'écho de sol reçu dans les lobes secondaires et aussi que les cibles, dont la vitesse relative au porteur est toujours supérieure à V, ne sont pas confondues en vitesse avec les échos de sol. La figure 6 montre, pour un radar à moyenne fréquence de répétition, les variations de la surface équivalente des échos de sol par rapport à la surface équivalente radar d'une cible. Pour une densité de réflectivité du sol a- et une résolution en distance Ad la surface équivalente radar du sol à o une distance d peut s'écrire: #s = #o.d.#G.#d. Du fait de I'ambiguité du radar en distance, -les échos provenant des distances dA telles que (d-dA) = P.Kg.At (avec p entier) sont superposés aux aux échos provenant de la distance d et I'énergie reçue du sol est donc la somme des énergies reçues des distances ambigües. La surface équivalente totale est alors Cette relation tient en effet compte du fait que les échos de sol reçus de distances plus courtes sont équivalents à ceux reçus à la distance d pondérée par une loi bien connue variant suivant l'inverse de la puissance 4 de la distance.La figure 1 montre que le site varie suivant la distance considérée, il y a donc lieu de pondérer chaque valeur de la surface équivalente par 'e gain (aller et retour) de l'antenne dans la direction considérée. On obtient donc où Gp désigne le gain de l'antenne pour la distance dA. Dans le lobe principal de l'antenne, la directivité du faisceau limite la puissance reçue des courtes distances. Dans les lobes secondaires le gain de l'antenne Gp est pratiquement constant pour toutes les distances et les échos proches seront prépondérants. Les figures i à 6 ont permis de définir le motif utilisé selon l'invention et d'établir rapidement les problèmes posés par l'utilisation des radars Doppler à moyenne fréquence de répétition lorsqu'ils sont embarqués. Les figures suivantes montrent quels moyens sont misen oewre selon l'inven- tion pour assurer une détection et une localisation précise et sans ambiguïté ni fausse alarme de cibles évoluant à toutes les altitudes. Seront également décrits des moyens pour définir la vitesse des cibles sans ambiguïté. Dans la plupart des radars de surveillance, la détermination précise de la vitesse radiale des cibles n'est pas faite car les facilités qu'elle procure pour l'exploitation des données ne compensent pas en général l'augmentation du coût dû à l'utilisation d'un récepteur à filtres adaptés. Par exemple, un récepteur utilisant le principe de l'intégration après détection et dont la perte de sensibilité est largement compensée par la simplicité de réalisation constitue généralement une approximation satisfaisante du récepteur idéal. Dans un radar à moyenne fréquence de répétition, le bruit parasite est, comme on l'a vu précédemment, le plus souvent du aux échos de sol provenant des lobes secondaires.Du fait de l'ambiguïté en vitesse, ces échos en provenance des lobes secondaires existent dans tout le domaine des fréquences Doppler et sont approximativement uniformément répartis. Ils se comportent donc comme un bruit blanc. En réalité il existe toujours des échos de sol ponctuels, qui, détectés dans le lobe secondaire, ont toutes les caractéristiques d'un écho mobile et il est possible de les identifier en utilisant un récepteur secondaire couplé à une antenne omnidirectionnelle tel que tout écho en provenance des lobes secondaires du récepteur principal donne une réponse plus forte dans le récepteur secondaire que dans le récepteur principal (le récepteur secondaire est encore appelé "récepteur de garde").Si aucune mesure de vitesse n'est effectuée la suppressiondes réponses provenant des lobes secondaires entralne la suppression des cibles situées à la meme distance. De plus, la visibilité des cibles cohérentes dans un bruit éventuellement coloré est meilleure avec un récepteur comportant des filtres en vitesse et le risque de détecter des cibles fantômes dues aux réponses parasites est alors beaucoup plus faible. La figure 7 montre le diagramme général de la partie traitement du signal du récepteur radar. Le traitement du signal est réalisé sous forme entièrement numérique dont l'un des avantages particulièrement intéressants dans le cas d'un radar embarqué est l'économie de poids. Les composantes du signal vidéo en phase et en quadrature, respectivement les voies sinus et cosinus, sont appliquées à un codeur analogique à numérique 71. Les sorties du codeur 71 sont appliquées à un circuit de commande de gain 72 d'une part et aux filtres d'élimination d'échos fixes 731 et 732 (un filtre par voie) d'autre part; Les signaux de sortie des filtres d'élimination sont pondérés dans le circuit de pondération 74 puis appliqués a un calculateur de transformée de Fourier rapide 75.La sortie du calculateur 75 est pondérée avant d'être appliquée à un circuit extracteur 77. Le circuit extracteur 77 reçoit également, selon une forme préférée de l'invention, les informations provenant -d'unrécepteur secondaire effectuant le mime traitement du signal que le récepteur principal mais dont le diagramme d'antenne est différent de celui de l'antenne principale comme il a été vu ci-dessus. Lasortie du circuit extracteur 77 peut alors être visualisée sur un écran de visualisation connu. t1 émetteur et la partie haute fréquence du récepteur n'ont pas été représentés par souci de simplification. L'émetteur doit etre cohérent de manière que le traitement du signal puisse etre effectué même sur les échos de retours multiples.Les voies sinus et cosinus dans le récepteur peuvent être classiquement obtenues en sortie de deux détecteurs de phase recevant le signal radar et un signal respectivement en phase et en quadrature par rapport au signal de sortie d'un oscillateur de référence du radar. Le traitement du signal effectué obéit au principe de l'intégration cohérente par bloc des impulsions reçues et de l'intégration non cohérente de bloc à bloc. En effet, les échantillons provenant d'une cible peuvent être considérés comme indépendants d'un bloc à l'autre. t'intégration cohérente est équivalente à un banc de filtres étroits couvrant toute la gamme des fréquences Doppler probables à l'exclusion toutefois d'un domaine de fréquences compris entre - et + 2 kHz correspondant aux échos fixes et lents. Le choix d'une procédure de traitement bloc par bloc permet une réduction importante des opérations à effectuer pour l'élimination des échos fixes et pour le filtrage Doppler Tout bloc étant ambigü en distance et en vitesse, il n'y a donc que kg intervalles de temps discernables dans le bloc g et l'élimination et le filtrage ne seront effectués que sur In portes en temps (du fait de l'ambigulté en distance, à une même porte en temps correspondent plusieurs distances).De même, le filtrage ne sera effectué que sur mg filtres dans la bande de- fréquences définie par les J valeurs + 2T -, avec Tg = Kg.At. Par contre toutes les portes en distance et toutes les vitesses doivent être considérées au niveau de l'extracteur qui effectue l'intégration non cohérente sur les b blocs. Pour chaque bloc il y a amhigu'ité totale en distance. En particulier, les échos de sol peuvent être reçus, selon le pointage de l'antenne, en cin quiète ou sixième retour (voir figure 4.c). Lesdiagrammesde la figure 4 montrent que des échos dus aux impulsions émises dans le bloc g peuvent être superposées à des échos proches dus aux impulsions émises dans le bloc g+1. En considerant l'origine des temps à l'émission de la première impulsion du 2d1 bloc g, cette superposition a lieu entre les instants (mg.Tg + hg.#t + c) et (mg.Tg -+ 2d2) Du fait de la différence des fréquences de récurrence du c bloc g et du bloc g+1, les échos proches reçus dans cet intervalle de temps sont décorrélés par rapport aux portes en distance du bloc g et de mêmeles échos lointains sont décorrélés par rapport aux portes en distance du bloc g+i. Il en résulte une mauvaise élimination des échos de sol préjudiciable à la détection des cibles utiles. Pour remédier à ce défaut il est proposé,selon I'invention,de de fermer le récepteur radar pendant un temps tel que l'intervalle de temps séparant la dernière impulsion émise du bloc précédent (bloc g) et la première impulsion reçue dans le bloc concerné (bloc g+J) soit au moins égal au temps correspondant à la portée maximale du radar. Avec les fréquences choisies et pour une bonne élimination des échos de sol le nombre de périodes de récurrence supprimées est de l'ordre de cinq. Les échos alors pris en compte sont corrélés entre eux et le tauxd'élimination des échos fixes ne dépend donc plus que du filtre d'élimination.Cependant, si le récepteur est fermé pendant un certain temps, la réouverture entraîne une réponse transitoire. L'élimination de cette réponse transitoire est réalisée dans un filtre transversal du second ordre tel que celui montré à la figure 8. Ce filtre comporte deux circuits à retard d'une valeur égale à Tg 81 et 82, et deux circuits de sommation 86 et 87 effectuant respectivement la somme du signal non retardé J pondéré par un coefficient + 1/4 et du signal retardé d'un temps Tg et pondéré par un coefficient - 1/2, et la somme du signal de sortie du premier circuit de sommation et du signal retardé d'un temps 2 Tg. Le signal reçu est donc supprimé pendant le temps correspondant à deux fois la période de répétition d'un bloc et le signal obtenu en sortie du filtre correspond alors au signal en régime établi.La réponse en fréquence du filtre transversal du second ordre encore appelé filtre à double annulation peut être trouvée dans le livre intitulé "Physique et Théorie du Radar", Tome 2, par J.- Darricau, page 287. Elle est de la forme Htf) = sin (wf.Tg). Comme il a été dit précédemment les filtres adaptés doivent avoir une atténuation importante dans le domaine de fréquences compris entre + 2 kHz afin d'assurer une plus grande élimination des échos de sol et donc une meilleure visibilité des cibles utiles. Dans le cas de l'utilisation d'un calculateur de transformée de Fourier rapide, la réponse en fréquence du filtre est la transformée de Fourier du module des échantillons. Sur la durée d'un bloc, le gain de l'antenne ne varie pas notablement et le module de l'échantillon reste constant pendant la durée de l'analyse soit ng.Tg. La réponse en fréquence du filtre équivalent est alors de la forme sin (Y) avec Y = s.f.ng.Tg. Il en Y résulte une atténuation insuffisante aux fréquences correspondant aux lobes secondaires de cette fonction.Pour obtenir cette atténuation, il est proposé de pondérer (dans le circuit 74, figure 7) les ng échantillons en sortie des filtres 731 et 732 par une loi W(n) = 1 + 0,84.cos ir 2n ~ 1) 2 \ng où n désigne le numéro de l'échantillon. Cette loi de pondération du type "cosinus sur piédestal" est connue comme "pondération de Hamming" et peut être trouvée dans le livre "Radar Handbook" de Merrill I. Skolnik édité par McGraw Hill Book Company, section 3-42. Il a été vu précédemment l'intérêt d'effectuer une intégration cohérente pendant la durée d'un bloc. Un banc de filtres réalisant cette intégration doit comporter ng filtres de bande passante égale à ng.Tg s ng étant égal à (mg - 2.- t2+tl) avec ti = 2d1 et t2 = 2d2 (figure 4.d). Or Tg, et par avec tl c et t2 c suite ng, varient d'un bloc à un autre; aussi est-il proposé d'effectuer l'intégration cohérente sur chaque bloc à l'aide d'un calculateur numérique de transformée de Fourier rapide (75, figure 7). Une méthode pour calculer les valeurs de la transformée de Fourier dite rapide d'échantillons peut être trouvée dans la revue américaine "Proceedings of the IEEE", volume 55, nO 10, Octobre 1967. Le principal avantage de cette méthode est de réduire notablement le nombre d'opérations à effectuer Afin de rendre la réponse obtenue uniforme dans toute la gamme des fréquences utiles, il est proposé de pondérer la sortie des filtres adaptés suivant une loi en E(f) f c'est-à-dire une loi qui rétablisse une réponse pseudo-constante dans la gamme considérée. Les figures 9.a à 9.c montrent la réponse du filtre pour un bloc, la loi de pondération et la courbe de réponse obtenue après pondération. Le circuit 76 (figure 7) réalise cette pondération. Cette opération est effectuée sur les modules de la transformée de Fourier et l'ensemble est alors équivalent à un filtre présentant une réponse uniforme dans la bande utile. La figure 10 montre de manière schématique l'ensemble du traitement du signal et plus particulièrement le circuit extracteur qui, à partir des signaux issus pour chaque bloc du calculateur de transformée de Fourier rapide, décide s'il y a présence ou absence d'une cible mobile et détermine sans ambigulte sa distance et sa vitesse. L'instant de décision fixe, aux retards de traitement connus près, l'angle sous lequel est vue la cible. Pour assurer la plus grande sensibilité possible l'extracteur traite tous les signaux reçus au cours du temps d'observation de la cible, c'est-à-dire cor-respondant à b blocs. Au cours de ce temps d'observation, le gain de l'antenne dans la direction de la cible varie et cette direction n'est pas connue a priori.La probabilité de détection maximale a lieu en considérant l'ensemble des b blocs correspondant au passage du faisceau de l'antenne sur la cible. Le meilleur traitement consisterait à combiner les blocs 1 à b, puis les blocs 2 à b+1, puis les blocs 3 à b+2 et ainsi de suite, et ensuite à chercher le maximum de toutes ces combinaisons. Le nombre d'opérations à effectuer est alors considérable et il est proposé selon l'invention de n'effectuer le trai tement que des combinaisons suivantes : blocs 1 à b/2+1 à 3b/2, b+1 à 2b et ainsi de suite. L'extracteur choisi dans la présente invention est dit extracteur arithmétique à double seuil avec contrôle automatique du taux de fausse alarme. Son principe est le suivant : le signal issu du calculateur de transformée de Fourier est comparé pour chaque bloc à un premierseuil correspondant à une probabilité de détection PD et une probabilité de fausse alarme PFA données et tout signal égal ou supérieur au premier seuil est traduit par un bit 1 tandis qu'un signal inférieur au premier seuil est traduit par un bit 0; la somme des bits 1 et des bits 0 est alors effectuée sur les b blocs pour chaque porte en distance et chaque filtre Doppler et la décision de présence d'une cible dans une cellule distance-vitesse donnée est prise lorsque cette somme est égale ou supérieure à une valeur donnée r comprise entre 1 et b (en pratique r#b/3). Le but du radar étant de détecter le plus loir possible une cible de surface équivalente donnée, il est nécessaire de fixer le seuil de détection pour chaque distance en fonction de cette surface équivalente donnée. Dans les radars sans ambiguïté de distance, on utilise un dispositif de gain variable dans le temps (ou GVT), mais ce dispositif n'est pas utilisable dans le cas d'un radar à moyenne fréquence de répétition car des échos provenant de distances différentes peuvent être reçus simultanément (du fait de l'ambigulté en distance de ce type de radar à l'intérieur d'un bloc)-. Pour pouvoir détecter une surface équivalente radar donnée quelle que soit la distance, il est alors proposé d'utiliser la méthode suivante - le signal issu du calculateur est comparé à un premier seuil selon le principe de l'extracteur arithmétique; - ce premier seuil est le même pour toutes les vitesses correspondant à une même distance mais il est fixé par rapport au bruit en fonction de la distance de manière à correspondre à la surface équivalente radar minimum donnée; - dans chaque bloc, chaque porte en temps correspond à plusieurs distances, dû à I'ambiguité à l'intérieur d'un bloc, et il y a donc autant de seuils diffé rents qu'il y a de distances correspondant à une porte en temps;; - les cumuls de dépassement du seuil sont effectués pour toutes les distances dans la portée du radar et, pour chaque distance > pour toutes les vitesses comprises dans la gamme utile. Pour obtenir un contrôle automatique du taux de fausse alarme, le dispositif utilisé est le suivant. Pour chaque porte en temps, la moyenne des valeurs de tous les points retenus de la transformée de Fourier est calculée. Pour chaque porte à la distance d, le seuil de détection en espace libre est lu en mémoire; il a été calculé à partir du niveau moyen du bruit dans le récepteur pondéré par un coefficient (D/d)4 pour réaliser une détection à surface équivalente radar minimum. La moyenne calculee et le seuil en espace libre sont alors comparés et la plus forte valeur est conservée après avoir été majorée par le rapport signal à bruit minimum détectable pour fixer le seuil de détection généralisé. Le deuxième seuil r est fixe. Les fausses alarmes dues aux échos fixes ponctuels reçus dans les lobes secondaires peuvent être éliminées à l'aide d'une antenne et dlun récepteur secondaires. Connu également sous le nom de "side lobe cancellation" dans la littérature anglo-saxonne, ce procédé a pour but d'éviter que les signaux puissants (brouillage, échos de sol, échos-de cibles tres proches, ...) en provenance des lobes secondaires de l'antenne, ne soient pris pour des échos de cibles utiles. Ainsi, en principe, seuls sont traités les signaux en provenance du lobe principal, dont l'ouverture est bien définie. Pour déterminer si l'énergie reçu provient ou non du lobe principal, l'antenne secondaire est omnidirectionnelle.Le traitement du signal dans le récepteur secondaire est identique à celui du récepteur principal pour chaque bloc, puis les signaux en provenance des deux antennes sont comparés. Si le signal en provenance de 11 antenne principale est d'amplitude inférieure à celui perçu par 11 antenne secondaire, cela signifie qu'il est entré par les lobes secondaires de l'antenne principale-; il est alors bloque et n'est pas traité par le récepteur principal La comparaison d'amplitude peut être effectuée pour chaque porte en distance soit globalement, c'est-à-dire sans discrimination de vitesse soit encore pour chaque vitesse discernable. Dans le premier cas, une cible dont l'écho est reçu dans le lobe secondaire entrai ne la fermeture du récepteur principal pour la distance concernée et par conséquent peut supprimer des impulsions reçues d'autres cibles situées dans le lobe principal de l'antenne.Dans le second cas, ne sont supprimés que les échos provenant d'une porte en temps et d'un filtre déterminés; par contre, cette deuxième méthode suppose que la comparaison d'amplitude, faite au niveau du premier seuil de l'extracteur, soit effectuée pour chacun des filtres couvrant toute la gamme des fréquences utiles. La surface équivalente radar des cibles utiles peut varier de 0,5 à 2 100 m suivant la cible. Pour un radar dont la distance varie de 2 à 100 km, la variation de la puissance reçue est alors de 68 dB, soit une gamme dynamique globale de 91 dB pour la surface équivalente radar. Les dispositifs numériques envisagés ne peuvent accepter une telle gamme dynamique, c'est pourquoi il est propose d'utiliser un dispositif de commande automatique de gain. Comme il a été vu précédemment le traitement des signaux reçus par le radar ne doit pas prendre en compte les premières impulsions reçues au début de chaque bloc afin d'obtenir une bonne élimination des échos de sol.Aussi selon l'invention, un dispositif de détection 72, placé en sortie du codeur analogique a numerique 71 (figure 7), vérifie pour chaque porte en temps si l'amplitude du signal correspond à la saturation. Si c'est le cas, le gain de l'amplificateur à moyenne fréquence du récepteur est diminué de 12 dB. De cette manière, pendant cinq périodes de récurrence en début de chaque bloc, le dispositif peut faire varier le gain de 60 dB. Le nombre de cinq periodes correspond au nombre de périodes de récurrence à supprimer pour obtenir une bonne élimination des echos de sol. Au bout de cinq périodes, la valeur d'atténuation obtenue pour chaque porte en temps est alors mémorisée et elle fixe la valeur de gain pour chaque porte en temps et cela pour toute la durée du bloc concerné. Cette opération est renou velée à chaque bloc. Le schéma de la figure 10 montre comment sont utilisés les principes de l'invention tels que définis ci-dessus. On retrouve le codeur analogique à numérique 71, les filtres d'élimination d'échos fixes 731 et 732, le circuit de pondération 74, le calculateur de transformée de Fourier 75 effectuant le calcul de la transformée de Fourier rapide des échantillons du signal mémorisés dans la mémoire 751, le calculateur proprement dit étant le circuit 752, et le circuit extracteur 77. L'extracteur arithmétique 77 comprend une unité de commande programmée 771 qui contrôle le traitement par bloc et sur l'ensemble des blocs. L'unité de commande 771 détermine le motif à émettre et identifie les blocs auxquels correspondent les impulsions reçues.Un circuit séquenceur 78 contrôle sous la commande de l'unité 771 le fonctionnement des circuits 71 à 75. Les circuits 772 à 777 permettent la comparaison des signaux issus du calculateur de transformée de Fourier 752 audit premier seuil. Ce seuil est défini dans le circuit 775 à partir d'une part du gain pour la distance considérée donné par le circuit 774 luimême commandé par le circuit 772 qui établit la relation porte en temps l portes en distance vraies, et d'autre part à partir de la valeur moyenne calculée dans le circuit 776 des N points fournis par le calculateur de transformée de Fourier et correspondant à la distance considérée. Le circuit 773 effectue la répartition des points calculés par portes en'dis- tance, à savoir N points par porte en distance. Le circuit 777 effectue la comparaison des modules.issus du calculateur 752 avec ledit premier seuil et délivre l'information dépassement ou non dépassement de ce seuil. Les circuits 778 à 780 permettent la comparaison audit deuxième seuil. Pour chaque fréquence Doppler, de l'espace vitesse couvert par le radar, donnée par le circuit 778 sous le contrôle de l'unité de commande 771, le circuit 779 effectue la somme des résultats de ladite première comparaison sur les b derniers blocs. La sortie du circuit 779 est alors comparée audit deuxième seuil dans le circuit 780. Les plots (informations distance et vitesse) obtenus sont alors appliqués à un indicateur panoramique Comme il a été vu précédemment, un récepteur auxiliaire peut être utilisé pour éliminer les échos reçus dans le lobe secondaire de l'antenne principale. On a vu qu'il était alors nécessaire de comparer les amplitudes des signaux reçus dans les deux récepteurs pour chaque porte en temps et si possible pour chaque filtre Doppler. Cette comparaison a lieu au niveau du premier seuil de l'extracteur 77. Le circuit de comparaison 777 doit alors comparer l'amplitude du signal fourni par le circuit 773 pour chaque porte en temps à l'amplitude du signal délivré par ledit récepteur auxiliaire et élime ner le premier lorsqu'il est inférieur au second.Le seuil qui est alors retenu lorsqu'un récepteur auxiliaire est utilisé est la plus forte valeur du seuil fourni par le circuit 775 et du niveau appliqué par ledit récepteur auxiliaire. Dans une forme préférée de l'invention, le nombre de blocs émis dans une séquence est égal à huit , chacun étant constitué de trente huit impulsions équidistantes et dont la fréquence de répétition varie d'un bloc à un autre bloc entre 7,4 et 14,7 kHz. Des motifs différents peuvent être utilisés selon les contraintes imposées au radar. La détermination du motif dpit être faite de manière qu'il y ait b mesures indépendantes.Le motif choisi est alors tel que sa fonction d'amblgu;te présente en dehors du pic principal des valeurs maxi males inférieure c. ou égales à b Bien que la présente invention ait été décrite dans le cadre d'une application particulière, il est clair qu'elle n'est pas limitée audit exemple et est susceptible de variantes ou modifications sans sortir de son domaine. En particulier, d'autres fonctions connues peuvent être adjointes au traitement du signal décrit ci-dessus, par exemple, celles assurant la poursuite d'une cible ou encore le contrôle automatique de zones denses en évaluant le nombre de plots détectés dans une zone donnée pour ensuite relever ledit deuxieme seuil r de l'extracteur lorsque le nombre de plots détectés est supérieur à une densité probable fixée de cibles réelles. REVEND ICAT IONS 1. Radar Doppler à impulsions et à moyenne fréquence de répétition caractérisé en ce que le signal est émis à l'aide d'un émetteur cohérent et correspond à une séquence répétitive de b blocs d'impulsions récurrentes dont la fréquence de répétition varie d'un bloc à un autre blonde manière aléatoire à l'intérieur d'une même séquence; en ce que les fréquences de répétition de deux blocs quelconques sont des nombres premiers entre eux; en ce que les fréquences de répétition des blocs sont telles que les vitesses aveugles, dues à la récurrence des impulsions de chaque bloc, sont également réparties entre les blocs d'une séquence sur tout le domaine des fréquences utiles; et en ce que ledit radar est couplé une antenne dont le diagramme de rayonnement, le mode et la vitesse de balayage sont tels qu'dune séquence entière est émise pendant le temps d'observation d'une cible ponctuelle. 2. Radar Doppler à impulsions selon la revendication i caractérisé en ce que le nombre d'impulsions émises est le même pour chaque bloc. 3. Radar Doppler à impulsions selon la revendication l-ou la revendication 2 caractérisé en ce que le nombre de blocs b dans une séquence et ledit nombre d'impulsions dans chaque bloc sont tels que l'amplitude de la fonction d'ambiguité du signal émis, en dehors du pic principal, est au maximum egal ab. 4. Radar Doppler à impulsions selon l'une des revendications 1, 2 et 3 comportant un dispositif d'élimination des échos fixes agissant sur les voies du récepteur respectivement en phase et en quadrature par rapport au signal émis, caractérisé en ce que ledit récepteur comprend : - un codeur effectuant la transformation analogique à numérique des signaux reçus sur chacune desdites voies; - des moyens pour supprimer les échos reçus en début d'un bloc pendant un temps tel que l'intervalle de temps séparant la dernière impulsion émise au bloc précédent et la première impulsion reçue dans ledit bloc Soit au moins égal au temps correspondant à la portes maximale dudit radar; en ce que ledit dispositif d'élimination d'échos fixes comprend : - un filtre transversal du second ordre par voie eliminantss pendant un temps égal à deux fois la période Tg du bloc concerné, la réponse transitoire du récepteur lors de sa remise en marche après ladite suppression des premières impulsions de chaque bloc; - un premier circuit de ponderation,ponderant les modules de chaque bloc obtenus en sortie desdits filtres transversaux suivant une loi du type "cosinus sur piédestal"; - une mémoire enregistrant les signaux de sortie dudit premier circuit de pon dération; - un calculateur de transformée de Fourier rapide des échantillons contenus dans ladite mémoire;; - un deuxième circuit de pondération pondérant les points calculés dans ledit calculateur de transformée de Fourier rapide suivant une loi inverse de la réponse en fréquence du filtre équivalent audit calculateur de transformée de Fourier rapide. 5. Radar Doppler à impulsions selon la revendication 4 caractérisé en ce qu'il est prévu un dispositif de commande automatique de gain, recevant les signaux de sortie dudit codeur pour chacune desdites voies, qui vérifie, pour chaque porte en temps et pendant le temps correspondant à ladite suppression des échos reçus en début de chaque bloc, si l'amplitude desdits signaux de sortie correspond à la saturation et si c'est le cas, d'une part diminue d'une quantité donnee le gain de l'amplificateur à moyenne fréquence du récepteur et d'autre part mémorise ladite diminution du gain pour la porte en temps considérée. 6. Radar Doppler à impulsions selon l'une des revendications 1, 2, 3, 4 et 5 caractérisé en ce que l'identification, la localisation précise et la détermination de la vitesse des cibles mobiles sont effectuées par un extracteur arithmétique à double seuil comprenant - une unité de commande programmée contrôlant le traitement du signal par bloc et/ou sur l'ensemble des blocs, déterminant la séquence émise, et identifiant les blocs auxquels correspondent les impulsions reçues; - un premier circuit établissant, à partir des signaux définissant les portes en temps fournis par ladite unité de commande programmée, les relations portes en temps - portes en distance; - un circuit de répartition, contrôlé par ledit premier circuit, effectuant à partir des signaux reçus par le radar après codage et filtrage, la réparti tion des signaux reçus par portes en distance;; - un circuit de définition de seuil délivrant, pour chaque porte en distance indiquée par ledit premier circuit, une valeur de seuil du bruit variable suivant la distance; - un circuit de calcul de valeur moyenne effectuant la moyenne des signaux de sortie dudit circuit de répartition; - un circuit de choix de seuil déterminant un premier seuil à partir de ladite valeur moyenne calculée et de ladite valeur de seuil du bruit; - un premier circuit de comparaison comparant chaque valeur fournie par ledit circuit de répartition et ledit premier seuil et fournissant l'indication de dépassement ou de non dépassement de seuil; - un circuit qui, sous le contrôle de ladite unité de commande, définit un filtre parmi l'ensemble des filtres couvrant le domaine des vitesses utiles;; - un circuit intégrateur réalisant pour chaque porte et chaque filtre la somme desdites indications de dépassement du premier seuil fournies par ledit premier circuit de comparaison; et - un deuxième circuit de comparaison effectuant la comparaison des informations de sortie dudit circuit intégrateur a un deuxieme seuil fixe et ne laissant passer que lesdites informations dont les valeurs sont supérieures audit deuxième seuil. 7. Radar Doppler à impulsions selon la revendication 6 caractérisé en ce qu'il comporte un récepteur auxiliaire couplé à une antenne omnidirectionnelle, ledit récepteur auxiliaire comprenant un dispositif de traitement, du signal identique à celui du récepteur principal; en ce que le signal de sortie du calculateur de transformée de Fourier rapide dudit récepteur auxiliaire est comparé au signal de sortie du calculateur de transformée de Fourier rapide dudit récepteur principal pour chaque distance et chaque vitesse utiles; en ce que le signal fourni par ledit récepteur principal n'est pris en compte que s'il est supérieur au signal fourni par ledit récepteur auxiliaire.