FR 2536920 A1 19840601 FR 8219729 A 19821125 CIRCUIT DE COMMANDE D'UN DISPOSITIF A SEMI-CONDUCTEUR AUTO ALLUMABLE-ET BLOCABLE, OU COMMANDABLE EN PUISSANCE, PAR L'ETABLISSEMENT D'UN COURT-CIRCUIT ENTRE DEUX REGIONS DU SEMI-CONDUCTEUR. L'invention se rapporte à -la commande-de -tout dispositif à semi-conducteur auto-allùmable et blocable, ou commandable en puissance, par l'établissement dlun court-circuit entre deux régions du semi-conducteur. Dans la demande de brevet français déposée le même jour par le Centre National de la Recherche Scientifique pour "Structure de thyristor à allumage intrinsèque et son application à la réalisation d'un dispositif bidirectionnel", on -a décrit une structure, de thyristor-à allumage intrinsèque lors du passage à zéro delta tension alternative d'alimentation, apte à être inhibé par l'établissement d'un court-circuit entre gâchette d'inhibition et cathode, ainsi que l'application de telles structures à la réalisation d'un dispositif bidirectionnel auto-allumable. Bien que l'invention sera décrite ci-après en- sè référant plus particulièrement à ces nouvelles structures, elle s'applique également, par exemple, aux thyristors blocables (Gate Turn Off), qui peuvent être commandés par l'établis- sement d'un court-circu.it au cours de l'alternance de conduction, ou a.ux thyristors et triacs traditionnels, en vue de les prémunir contre les ré-allumages intenpestifs dus aux courants parasites d'origine capacitive. On a déjà proposé d'établir le court-circuit au moyen d'un transistor à effet de champ, lui-meme éventuellement com mandé par un phototransistor. Toutefois, les montages de commande connus utilisent une alimentation extérieure distincte de celle du dispositif à semi-conducteur, ce qui pose des problèmes d'isolement galvanique entre l'utilisation et la commande ou, tout au moins, aboutit à des montages à trois fils peu satisfaisants en pratique. Dans les applications à la commutation d'un courant alternatif à 50 Hz (relais statiques), il serait très intéressant de pouvoir disposer d'un circuit de commande par courtcircuit utilisant, pour son alimentation; les deux pales du dispositif à semi-conducteur1 reliés au réseau alternatif d'alimentation et réalisé de préférence à l'aide d'un composant de faible coût, lui-meme commandé par voie optique à basse énergie, de façon à permettre la réalisation à bon marché d'un isolement galvanique. Suivant l'invention, ce résultat est obtenu au moyen d'un transistor à effet de champ, de préférence du type MOS à enrichissement, relié aux deux pôles de commande du dispositif à semi-conducteur à commander et dont la grille est auto-polarisée, à partir du pôle positif, par une résistance de valeur appropriée et par un phototransistor relié audit transistor MOS de façon à court-circuiter ladite polarisation lorsqu'il est activé par un signal lumineux. Suivant une particularité importante de l'invention, dans son application à la commande d'inhibition d'une structure de thyristor à allumage intrinsèque du type -susvisé, ledit transistor, à effet de champ, ainsi que sa commande, sont choisis de manière telle que la mise en conduction s'effectue, à partir de l'établissement de la tension dlalimenta- tion, dans un délai sensiblement-plus court que le délai de mise en conduction de la structure de thyristor. D'autres particularités, ainsi que les àvantages de l'invention, apparaîtront clairement à la lumière de la description ci-après. Au dessin annexé La figure 1 est le schéma d'un circuit de commande d'un thyristor -à allumage intrinsèque, conforme à un mode d'exécution préféré de l'invention La figure 2 est un schéma de structure destiné à illustrer le mécanisme de mise en conduction d'un tel thyristor à allumage intrinsèque ; et La figure 3 représente le circuit de commande d'un dispositif bidirectionnel à allumage intrinsèque. A la figure 1, on a représenté par un rectangle SC un dispositif à semi-conducteur apte à être bloqué. par un courtcircuit appliqué entre sa gâchette Ga et sa Cathode K.- Ce dispositif est alimenté par la tension alternative du secteur 220 V - 50 Hz, appliquée entre son anode A et sa cathode K. L'organe de commande, apte à établir un court-circuit entre Ga et R, est lui-même alimenté par le secteur entre A et K, c'est-à-dire que l'ensemble du montage est bipolaire. Cet organe comprend essentiellement un transistor MOS à canal N désigné par la référence M, une diode de Zener Z, une résistance tG, un phototransistor Ph-Tr activé par un signal lumineux de commande : ce phototransistor constituera de préférence la sortie d'un photocoupleur. La diode Z joue un rôle de protection du transistor MOS t a, par exemple, une tension de Zener d'environ 10 V. La résistance R G permet l'auto-polarisation de la grille du transistor MOS à partir du point chaud (+r du circuit de sortie. Lorsque le photocoupleur est activé, cete polarisation de--grille est court-circuitée, si bien que le transistor MOS est bloqué. Il en résulte que SC est alors conducteur. Par contre, lorsque le photocoupleur n'est pas activé, la grille du MOS se polarise et, des que la tension VGS devisent supérieure à la tension Vth de seuil du transistor MOS, ce dernier se comporte comme un court-circuit de plus en plus franc et bloque donc SC. On notera que SC est finalement normalement bloqué et que sa commande s'effectue par fermeture du relais de commande du photocoupleur, ce qui est avantageux dans les applications aux relais statiques. En donnant à R G une valeur suffisamment élevée, par exemple ^1 M #, on limite le courant parasite qui s'écoule a travers le phototransistor dans l'état conducteur du SC à une valeur efficace de l'ordre de 0,2 mA, ce qui-est admissible. La valeur de 1 M # peut d'ailleurs etre augmentée à condi- tion que la constante de temps introduite dans le blocage de SC par la charge de la capacité d'entrée Ciss du transistor MOS, ajoutée au délai dû au seuil Vth du transistor MOS, reste notablement inférieure au délai d'allumage du dispositif SC. Si l'on considère le cas où SC est un thyristor à allumage intrinsèque du type décrit dans la demande de brevet fran çais susvisée, et destiné à débiter lA-, comme sa capacité interne est de l'ordre de l00 pF, (comme on l'expliquera plus loin) et comme la variation dV/dt est d'environ î V/S au voisinage du zéro de tension, le courant de déplacement que devra écouler le MOS est de 10 A. Si l'on fixe la chute de tension à 10-2 V (ce qui.est négligeable par rapport à la tension Vue de la section NPN du thyristor pour 10 A, laquelle est supérieure à 0,4 V), la résistance directe du MOS sera RDSON =-l KQ , ce qui est très facile à réaliser avec un composant à bon marché, avec par exemple iDOW = 5 mA et Ciss = 3 pF. Pour RG = l06 # la constante de temps de charge de cette capacité sera alors 106 x 3.10 12 -" > 3 s, valeur négligeable pa rapport au délai de mise en conduction du thyristor, lequel, comme on l'expliquera ci-après, est de l'ordre de plusieurs dizaines de. lI. Dans une structure de thyristor telle que décrite dans la demande de brevet susvisée, lorsqu'il y a blocage, une réapplication rapide de la tension ou l'apparition de parasites artificiels sur les lignes pouvant engendrer une variation dV/dt élevée, charge la jonction centrale du thyristor et le courant de déplacement iCB -provenant des cette charge décroit en fonction hyperbolique de la tension appliquée. A l'instant zéro de l'impulsion parasite, qui est le plus défavorable à cet égard, il ne faut pas qu'il se produise un autoallumage. Or on peut montrer que, pour un thyristor du type décrit destiné à conduire lA sur réseau alternatif 220 V, la capacité CCB de cette jonction centrale est, au voisinage de OV, de l'ordre de 100 pF.Si l'on s r impose de tenir une valeur dV/dt maximum de 200 V/ Ps, soit 2.108 V/s à l'instant zéro, le courant de deplacement maximum devra donc êtrê iCB max = CCB (dV/dt)max = l0 l0 . 2.108 = 20 mA. Si le transistor à effet de champ du circuit de commande a une résistance RDS (ON) de 8 Q par exemple, ce qu-i est très facile à réaliser, la chute de tension à ses bornes sera, pour un tel courant, de 160 mV. Pour une tension aussi faible, il passe moins de 10 nA à travers l'émetteur de la section NPN du thyristor et aucun risque d'allumage parasite n'existe donc. Comme le courant i CB décroît au cours de la montée de l'impulsion de tension parasite, la tenue en dV/dt sera, en réalité, beaucoup plus élevée que celle indiquée ci-dessus et ce résultat aura été obtenu au moyen d'un transistor effet de champ de faible coût. Une autre condition pour que le dispositif de. commande rem plisse sa fonction est que le thyristor. n'entre pas en conduction franche, par auto-allumage, avant que le transistor à effet de champ n'ait eu le temps d'y entrer luimême. En effet, dans le cas contraire, la conduction du thyristor prendrait de l'avance sur celle dU transistor. à effet de champ, au moins de façon transitoire, c'est-à-dire même si le transistor à effet de champ était capable de bloquer le- thyristor ultérieurement. On produirait ainsi des impulsions parasites de courant à chaque passage par O de la tension. Or, le temps de mise en conduction dU thyristor de quelques dizaines de p s mentionné ci-dessus est supérieur à celui qui est nécessaire pour que la grille du MOST atteigne la tension de seuil de 1 V à partir de l'établissement de la tension, soit 10 p s pour une variation dV/dt dV/dt de l05 V/s Dès cet instant, le MOST se met très rapidement (moins de 1 ns) en conduction et absorbe facilement les 10 pA du courant de retour des porteurs dans le thyristor.En effet, la valeur de la résistance % SON du MOST étant de 40 Q pour VGS = 2,5 V, cette résistance, en parallèle sur la jonction émetteur-base de la section NPN du thyristor, ne laisse subsister qu'un courant d'émetteur pratiquement nul à la fin de la période de délai : le processus de mise en conduction du thyristor est donc bloqué. On notera que, dans le montage représenté, le risque de blocage intempestif du thyristor une fois que- celui-ci a amorcé son processus de conduction est pratiquement nul. En effet, le seuil de courant maximum que le MOS est apte -à couper est de l'ordre de 20 mA, ce qui est l'ordre de grandeur du courant de déplacement dans le thyristor : mais cette coupure maximum ne peut être obtenue que si la grille du MOS est suffisamment polarisée. Or la conduction du thyristor a pour effet de faire chuter la tension aux bornes du circuit, donc celle qui est appliquée sur ladite grille.En définitive, le montage de commande représenté a normalement la propriété de pouvoir seulement empêcher - ou autoriser l'établissement du courant dans le thyristor, en aucun cas de l'interromprue, ce qui est un avantage notable dans les applications où une coupure brusque du courant risquerait de provoquer des variations de charge nuisibles. Le seuil du MOS joue donc un rôle de protection. Cependant, en surdimensionnant le MOS, on pourrait lui conférer une possibilité de coupure du courant déjà établi, ce qui permettrait de réaliser un thyristor blocable à auto-allumage. Pour faciliter la compréhension des explications qui précèdent, le mécanisme de mise en conduction du thyristor par auto-allumage va maintenant être expliqué, en se référant à la figure 2, où K désigne la cathode, Emk la couche d-'émetteur correspondante, Bi la couche P de base, B la couche N- de base, A l'anode- et EmA, la. couche d'émetteur correspondante. A la remontée ver-s O de l'alternance négative de la tension du secteur, les deux jonctions Emk- Bi et EmABi reçoivent des charges provenant du courant de déplacement i - = CcB dt (de 10 pA environ dans l'exemple susvisé), mais ces charges ne font qu'annuler les charges inv.erses des régions de charge d'espace des deux émetteurs. Au moment du passage par O, intervient, pour chacun-des deux transistors constitutifs du thyristor, une première phase de mise en polarisation directe des jonctions émetteur-base,--grace aux charges provenant de la mise trous ten-sion inverse -de la jonction centrale.A la figure 2, le symbole représente les électrons ainsi injectés, 0 les trous injectés. L'accumulation de ces charges sous les émetteurs, qui- provient d'un courant de déplacement, se -fait sans délai. Mais ce n'est qu'au cours d'une seconde phase d'injection depuis lès émetteurs dans les bases adjacentes qu'un premier courant de retour contribue à la conduction. Cette deuxième phase, qui correspond à un transport de porteurs minoritaires à travers les bases et déclenche une deuxième double injection de porteurs minoritaires par les deux émetteurs, fait apparaitre deux temps de délai (phases 2A et 2B), chacun défini par le temps écoulé entre le début du passage par O de la tension du réseau et le moment où la somme des gains dynamiques des deux transistors atteint l'unité. Partir dudit moment, la densité des deux distributions de charges injectées est telle que la tension aux bornes de la région de charge d'espace- de la jonctionÉcen- trale commence à s'effondrer. Cette région de charge d'espace est localisée de part et- d'autre de la jonction centrale. Cette dernière-se trouve polarisée en sens inverse dans un processus classique de.commutation ; mais, dans le processus actuellement décrit, cette polarisation inverse est très faible au début de la mise en conduction. Par exemple, au bout de 10 YS, le dV/dt étant de 0,l V/ p s pour le réseau alternatif, on a l V aux bornes du thyristor, donc une tension légèrement plus faible aux bornes de la jonction centrale, puisque les deu jonctions émetteur-base sont en direct et traversées par un très faible courant de fuite. Il résulte de cette très faible polarisation inverse de la jonction centrale que l'effet EARLY (rétrécissement de la base N par la zone désertée développée) est négligeable par conséquent, les trous minoritaires injectés par l'émetteur P devront traverser toute lQépaisseur de la base N, soit 180 p m par exemple, avant d'etre collectés par la base P (fin de la phase 2A) et' de déclencher une nouvelle injec- tion d'électrons par l'émetteur N + (phase 2B). Les phases 2A-2B constituent un cycle complet d'injection de charges, de sorte que, si la somme des a dynamiques est égale à 1, l'on obtient, à l'issue de 2A-2B, autant de charges de conduction que de charges injectées au cours de la phase 1 par le courant de déplacement.Si l'on cherche maintenant à évaluer la somme des deux délais correspondant aux phàses 2A et 2B, on s'aperçoit que cette somme est la même pour les deux. types de porteurs, à savoir tgp + tBN, tBp étant le temps de transit des électrons à travers la base P et t le temps de transit des trous à BN travers la base N Or t BN tBp, puisque la base N est beaucoup plus épaisse et à dopage homogène, donc ne comporte pas, comme la base P, de champ accélérateur interne provenant du gradient de concentration. Au début du transit des trous à travers la base N, le seul phénomène accélérateur est l'attraction due aux électrons en 'excès dans la base N, correspondant au courant de 10 lIA. On rappellera que ces électrons proviennent, soit de la zone désertée dans la base -N contigüe à la jonction centrale, soit des électrons venant du transistor à travers la base P et collectés par la base N. Comme l'effet accélérateur est réduit, on peut, en première approximation, appliquer la formule classique du temps de transit sans effet "drift" tBN = WBN /2 DpB avec WBN = 180 Um DpB = p pB KT/q (constante de diffusion des trous dans la base N) KT/q = 25 mV (potentiel thermo-dynamique) Il pB = 100 cm2.V l S l (mobilité des trous dans la base N dopée à l0l4 At/cm3). Le calcul donne t BN = 15 ps. Cette valeur minimale théorique néglige tBp et le délai de la première phase. En réalité l'expérience montre que le délai effectif de mise en conduction du thyristor à partir du passage à zéro de la tension du réseau peut atteindre quelques dizaines de p s. A la- figure 3, on a symbolisé par deux thyristors- - disposés tête-bêche un dispositif bidirectionnel tel que décrit à la figure ll de la demande de brevet susvisée. A-A2 et K désignent les anodes et les cathodes respectives et l'indication AA rappelle que le dispositif est autoallumable. Les phototransistors T1 et T2 qui, lorsqu'ils sont passants, court-circuitent les MOS M1 et M2, sont eux-mêmes chacun commandés par des diodes électro-luminescentes - non figurées - alimentées par une source continue à travers une résistance et un organe interrupteur, mécanique ou électronique, de faible puissance. Les diodes électro-luminescentes de commande de T1 et T2 sont respectivement commandées à des instants correspondant respectivement au début d'une alternance positive et au début d'une alternance négative. Le temps de commande des diodes doit être supérieur au temps d'auto-allumage des thyristors, qui est de l'ordre de quelques dizaine de ps, comme on l'a expliqué ci-dessus.Ce temps de commande peut, sans inconvénient, être de plus longue durée et correspondre par exemple à un train 2 alter- nance du secteur. Au bout de ce délai de commande, le MOS devient conducteur, mais, comme le thyristor est alors à l'état passant, il n'en résulte pas un blocage, pour les raisons qui ont été expliquées ci-dessus. On notera que le système de commande présente une sécurité positive vis-à-vis des défaillances traditionnelles de ses composants. En effet, si la défaillance provient d'un défaut de mise en conduction du photocoupleur, le transistor MOS continue à assurer la sécurité par inhibition naturelle de l'auto-allumage à chaque alternance impliquée. Si la résistance RG qui doit tenir l'essentiel de la tension ventait à se court-circuiter, cela se passerait en toute vraisemblance pour des tensions élevées sur le réseau. Dans ce cas, l'élévation de tension sur la grille du MOS entraînerait un per çage'de cette grille (dXoù un léger courant de fuite) mais aussi un claquage du MOS par-excès de dissipation qui se traduirait par un eourt-circuit meilleur que le MOS conducteur.Seuls deux cas de défaillance présentent une sécurité négative, une rupture du phototransistor ou de la diode de Zener. En fait le phototransistor est protégé par la diode de Zener-, donc sa rupture est très improbable. Quant à cette diode de Zener, elle ne peut claquer que par une élévation de tension qui entraîne en même temps un claquage du MOS et fait retomber dans le cas précédent. On pourra envisager de remplacer-le transistor MOS à enrichissement, donc normalement non conducteur, par un dispositif normalement conducteur. Ce dernier pourra être un transistor MOS du type à épuisement ou bien un transistor à effet de champ à jonction à canal P. On obtiendra ainsi une commande du semi-conducteur auto-allXumable du type complémentaire de celle obtenue avec le transistor MOS à enrichissement. Comme on partira alors d'un état conducteur garantissant l'inhibition de l'auto-allumage de la structure thyristor, -on devra commander la grille du transistor à effet de champ pour le bloquer et ainsi, autoriser l'autoallumage. Bien entendu, pour conserver là correspondance alogique souhaitable entre le signal de commande et l'état conducteur du dispositif de puissance, on devra alors ajouter à l'entrée du transistor à effet de champ un étage logique inverseur de type eonnu en soi. Cette variante possède l'avantage naturel d'une sécurité positive indépendante de la commande, donc totale, puisque tout défaut catastrophique du J-FET ou du MOS ne peut se traduire que par un court-circuit. Par contre, elle présente l'inconvénient d'une plus grande. difficulté de réalisation du transistor à effet de champ et aelui d'une plus grande complexité de la commande. Ce dernier inconvénient peut toutefois être-réduite en inté- grant l'inverseur et la diode de zener sur le même cristal, ce qui est facile à réaliser. Il va de soi que diverses autres modifications pourront. être apportées au dispositif décrit et représenté, sans s1 écarteur de l'esprit de l'invention. Revendications de brevet 1. Circuit de commande d'un dispositif à semi-conduc- teur (SC) auto-allumable et blocable, ou commandable en puissance, par l'établissement d'un court-circuit entre deux régions du semi-conducteur, caractérisé en ce qu'il comprend un transistor (M) à effet de champ relié aux deux pôles (AK) du dispositif à semiconducteur à commander et dont la grille (G) est autopolarisée, à partir du pôle positif (A), par une résistance (RG) de valeur appropriée et par un phototransistor (Ph-Tr) relié audit transistor à effet de champ de façon à courtcircuiter ladite polarisation lorsqu'il est activé par un signal lumineux. 2. Circuit de commande selon la-revendication 1, destiné à la commande d'inhibition d'une structure de thyristor à allumage intrinsèque et à gachette {Ga) d'inhibition par cour t-circuit1 caractérisé en ce que ledit transistor à effet de champ est choisi de manière telle que sa mise en conduction s'effectue, à partir de l'établissement de la tension d'alimentation, dans un délai sensiblement plus court que le délai de mise en conduction de -la structure de thyristor. 3. Circuit de commande selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit signal lumineux est établi au moment d'un passage à zéro de la tension d'alimentation et pour une durée supérieure au temps d'auto-allumage de la structure de thyristor. 4. Circuit de commande selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que ledit transistor à effet de champ est dimensionné pour ne pas être apte à couper, dans son état passant, le courant qui circule dans ladite structure de thyristor, une fois que ledit courant a été établi. 5. Circuit de commande selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit transistor à effet de champ est dimensionné pour etre apte à couper le courant qui circule dans ladite structure de thyristor. 6. Circuit de commande selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite résistance a une valeur de l'ordre de 300 KQ. 7. Circuit de commande selon l'une des revendications l à 6, caractérisé en ce que ledit transistor à effet de champ est du type MOS à enrichissement. 8. Circuit de commande selon l'uùe des revendications l à 6, caractérisé en ce que ledit transistor à effet de champ est du type MOS à épuisement ou du type à jonction à canal P et est associé à son entrée à un circuit logique inverseur.