FR 2525048 A1 19831014 FR 8206274 A 19820409 DISPOSITIF DE MODULATION EN AMPLITUDE, EN FREQUENCE OU EN PHASE L'invention concerne un dispositif de modulation en amplitude, en fréquence ou en phase d'un signal à moduler par un signal modulant. Le signal à moduler peut être, dans une application de l'invention, un signal radio-fréquence déjà porteur d'information ou ayant subi une modulation initiale éventuelle. On connatt maints dispositifs de l'art antérieur aptes è réaliser ces fonctions de modulateur. En modulation d'amplitude, ces modulateurs sont réalisés simplement par des dispositifs connus de l'art antérieur du type amplificateur è gain variable, multiplicateur analogique intégré si les fréquences ne sont pas trop élevées, ou bien même multiplication avec des codeurs numériques. En modulation de fréquence les modulateurs sont généralement du type "VCO" ; c'est-à-dire que le signal à m#oduler est produit par un oscillateur constitué généralement d'un amplificateur et d'une boucle de réaction comportant un circuit oscillant, dont un des paramètres, généra- lement une capacité, peut varier en fonction de la tension de l'intégrale d'un signal modulant appliqué à ses bornes. Les dispositifs de modulation de phase comportent les mêmes éléments que les dispositifs de modulation de fréquence; ils en diffèrent par un seul point: le signal appliqué aux bornes de la capacité du circuit oscillant est le signal modulant lui-même et non l'intégrale de ce signal. Pour les deux derniers dispositifs de modulation on constate donc que le modulateur n'est pas indépendant de l'oscillateur et que les signaux délivrés par les modulateurs de l'art antérieur sont le signal modulé ou, exclusivement, en l'absence de modulation, le signal émis à la fréquence d'accord de l'oscillateur. En particulier ces dispositifs ne permettent pas de moduler un signal déjà modulé. En ce qui concerne les premiers dispositifs de modulation cités, dispositifs de modulation en amplitude, il est connu simplement dans l'art antérieur de pouvoir moduler une nouvelle fois en amplitude des signaux déjà modulés. En effet, la modulation d'amplitude étant synonyme de multiptication d'un signal à moduler par un signal modulant, il est toujours possible d'effectuer des multiplications ultérieures par d'autres signaux modulants. L'invention a pour objet un dispositif de modulation standard pour moduler en amplitude, en fréquence ou en phase un signal quelconque, déjà modulé éventuellement, par un signal modulant. Dans ce dispositif standard seul un des éléments variera en fonction de la nature de la modulation retenue à savoir: amplitude, fréquence ou phase; le dispositif est simple dans la mesure où il consiste à combiner des moyens de modulation déjà connus dans l'art antérieur. L'invention consiste en un dispositif de modulation en amplitude, en fréquence ou en phase du type recevant un premier signal à moduler respectivement en amplitude, en fréquence ou en phase par un deuxième signal modulant pour délivrer un cinquième signal modulé à sa sortie, caractérisé en ce qu'il comprend un générateur de signal élaborant à une fréquence déterminée un troisième signal modulé respectivement en amplitude, en fréquence ou en phase dans un premier modulateur respectivement d'amplitude, de fréquence ou de phase par le deuxième signal modulant pour donner en sortie de ce premier modulateur un quatrième signal modulé, un deuxième modulateur d'amplitude pour moduler le premier signal par respectivement le quatrième signal ou le troisième signal et un troisième modulateur d'amplitude pour moduler le signal sortant du deuxième modulateur d'amplitude par respectivement le troisième signal ou le quatrième signal, un premier et un deuxième filtres passe-bande de fréquence de coupure égale à la fréquence du troisième signal respectivement placé entre le deuxième et le troisième modulateur en amplitude et après le troisième modulateur en amplitude ; le deuxième filtre délivrant le cinquième signal modulé. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui la soutiennent, celles-ci sont données à titre indicatif et non limitatif des caractéristiques de l'invention. Sur ces figures les mêmes repères désignent les mêmes éléments. Elles représentent: - figure 1, un schéma fonctionnel du dispositif de modulation selon l'invention; - figure 2, un schéma fonctionnel d'une variante du dispositif de modulation selon l'invention sel on l'invention; - figures 3 à 9, les diagrammes des spectres de fréquences des signaux intervenant dans le dispositif selon l'invention - figures 10 et 11, les représentations spectrales et dites de Fresnel d'un signal modulé en phase; - figure 12, le schéma fonctionnel d'un modulateur de phase utilisé dans l'invention;; - figures 13 à 19, une représentation temporelle des signaux intervenants dans le modulateur de phase précité. Sur la figure 1 on distingue à l'entrée du dispositif de modulation le signal à moduler e et le signal modulant a. Le signal résultant S apparaît à la sortie du dispositif. Le signal e peut s'écrire: e = cos w~.t, wi est la pulsation instantanée de ce signal Le signal a est un signal variable en fonction du temps il peut s'écrire : a = a(t) Dans la description qui suit on a choisi une modulation de phase du signa} e par le signal a mais bien entendu celle-ci s'appliquerait aussi au cas où l'on aurait retenu une modulation de fréquence ou même une modulation d'amplitude du signal e par le signal a.Selon l'invention le signal de sortie S sera de la forme: S = cos (wj.t + phi(a)) c'est-à-dire comportant une partie sinusoldale représentée par wi.t et une partie modulation de phase représentée par phi(a), phi(a) étant ainsi le déphasage de S(t) par rapport à e(t). La valeur de phi(a) est bien entendu dépendante de la valeur de a = a(t). Les amplitudes des différents signaux étudiés seront toutes des amplitudes réduites. L'ensemble du dispositif étant linéaire en amplitude chacun des signaux pourra être multiplié par un coefficient correcteur sans que cela constitue une restriction au dispositif selon l'invention. Le dispositif de la figure 1 comporte un oscillateur harmonique 6 délivrant un signal b. Ce signal b pourra s'écrire : b = cos wo.t Où w0 représente la pulsation de ce signal, wo sera pris égal à une valeur différente des valeurs possibles de wi. Dans un exemple de l'invention wi sera compris entre une valeur minimum Wi min et une valeur maximum wi max Ces deux dernières valeurs correspondront, dans une application, aux valeurs 1,6 MHz et 30 MHz, la justification de cette bande de fréquence sera évoquée plus loin. Dans l'exemple retenu wo sera supérieur à wi max Ce signal b émanant de l'oscillateur 6 attaque un modulateur de phase 5.Le modulateur de phase 5 réalise la modulation de phase du signal b par le signal a de telle sorte qu'ils produisent en sortie un signal bl: bl = cos (soit + phi(a)) On a considéré que ce modulateur 5 ne modifiait pas l'amplitude du signal b mais modifiait seulement sa phase instantanée. La phase instantanée du signal bl est en effet égale à wo.t + phi(a) comportant un terme en wo.t représentatif du signal à moduler et un terme en phi(a) représentatif de la modulation de phase apportée au signal b qui s'écrivait: b = cos wo.t. Selon cette modulation, phi(a) est déterminée par la valeur au temps t du signal a = a(t). On peut donner un ordre de grandeur de la pulsation Wa maximum préférée du signal a quand celui-ci est un signal périodique qui est choisi ici sinusoldal. Dans l'application citée plus haut la fréquence correspondant à wa maximum serait égale à 20 kHz environ. On remarquera cependant que les différents ordres de grandeur donnés pour les pulsations Wa maximum, wi minimum, wi maximum et w ne sont pas caracté o ristiques de l'invention et que celle-ci s'applique même si ces pulsations prennent des valeurs notablement différentes. En particulier les valeurs des pulsations wi et wa pourraient être interverties sans porter atteinte à la validité de l'invention. Le signal bl et le signal e attaquent chacun l'une des voies d'un mélangeur 1. Ce mélangeur 1 peut être par'exemple un modulateur en anneau, connu de l'art antérieur, dont on sait qu'il a la particularité de délivrer à sa sortie un signal dont la valeur est le produit de la valeur des signaux introduits à ses entrées. Ce mélangeur 1 délivre à sa sortie un signal el. Ce signal peut s'écrire el = e.bl = cos (w. t) . cos (w0.t + phi(a)) Le mélangeur 1 pourra être quelconque pourvu qu'il ne délivre à sa sortie que les deux bandes latérales du spectre de fréquence du signal modulé en amplitude. Les bandes latérales du spectre de fréquence de ce signal modulé en amplitude sont mises en évidence en décomposant la valeur du signal el.Le signal el peut en effet s'écrire 1 ((wo, 1 e1 = cos ((wO + wi)t + phi(a)) + 7 cos ((wO - wi)t + phi(a)) Dans cette écriture on distingue bien naturellement une composante à la pulsation wo + wj et une composante à la pulsation wO- wj représentatives des deux bandes latérales du spectre de fréquence d'un signal modulé en amplitude. Le signal el attaque l'entrée d'un filtre passehaut 2. Ce filtre passe-haut 2 est un filtre du type connu dans l'art antérieur: il peut être en particulier actif ou passif, il est caractérisé par sa fréquence de coupure égale à wo. La nature passe-haut de ce filtre est liée au traitement ultérieur que l'on souhaite affecter au signal qu'il délivrera.On verra plus loin que le dispositif de modulation selon l'invention préconise, au choix, que ce filtre soit un filtre passe-bas ou un filtre passe-haut, sa fréquence de coupure demeurant dans tous les cas égale à wo. Le signal e2 délivré par ce filtre passe-haut 2 aura pour valeur: e2 = 2 cos ((wO + Wi)t + phi(a)) en effet la composante wO- wj représentative de la bande latérale inférieure a été éliminée par le filtre 2. Le signal e2, délivré par le filtre passe-haut 2, et le signal b, délivré par l'oscillateur 6, attaquent les deux voies d'un second mélangeur 3 identique au mélangeur 1. Le signal e3 délivré par ce mélangeur 3 aura donc pour valeur: e3 = e2.b = 2 cos ((w + wi)t + phi(a)) . cos (wo.t) Ce signal e3 peut être décomposé, de la même manière que le signal e1, en: 1 phi(a)) 1 ((w0 e3 = cos ((wO + wi - wo)t + phi(a)) + 4 cos ((wo + wi + wo)t + Dans ce signal on distingue, de la même manière que précédemment, une pulsation inférieure wO + wi - wO et une pulsation supérieure En disposant un filtre 4, de même type que le filtre 2, à la suite du mélangeur 3, on peut éliminer une de ces deux pulsations.Dans le cas qui nous préoccupe on éliminera par un filtre passe-bas en particulier la pulsation supérieure pour ne laisser subsister que la pulsation inférieure de telle manière que le signal délivré par le filtre 4 soit égal à 1 1 S = 51 = 4cos ((wO - w0 + Wit + phi(a)) = z; cos (wi.t + phi(a)) Il est visible que ce signal comporte deux parties une partie w~.t représentative du signal à moduler e et une partie correctrice de phase phi(a) représentative du signal a. Le dispositif que nous venons de décrire réalise donc bien la modulation du signal e par le signal a. En particulier dans ce cas il s'est agit d'une modulation de phase. Il nous reste à déterminer la fréquence de coupure du filtre 4. La détermination de cette fréquence de coupure dépend d'une manière directe de la valeur relative de wo par rapport aux valeurs wi min et w. max Dans le cas qui nous préoccupe, où wo, a été choisi supérieur à Wi maxs la fréquence de coupure du filtre 4 sera choisie égale à wo. En effet à l'entrée du filtre 4, le signal e3 était composé de deux compo santes spectrales: une première composante spectrale à la pulsation w inférieure à w. max qui est aussi inférieure à wo et une deuxième composante spectrale à la pulsation 2 wO + wi qui est bien entendu supérieure à wo. Une variante du dispositif selon l'invention est représentée à la figure 2. Cette figure 2 comporte les mêmes éléments que la figure 1. On remarquera seulement que selon les dispositions de cette figure 2 le mélangeur 1 est attaqué par le signal e et par le signal b, et que le mélangeur 3 est attaqué par le signal e2 et le signal bl. Les autres éléments de cette figure 2 ont les mêmes fonctions que ceux de la figure 1. En particulier l'oscillateur 6, le modulateur 5, le filtre passe-haut 2 et le filtre passe-bas 4 délivrent les mêmes signaux que dans la configuration de la figure 1.Un calcul analogue au précédent et portant sur les signaux els e2, e3 et S nous conduirait à la solution: S-s2 1 phî(a cos (w. t - On remarque que dans cette solution le signal s2 comprend toujours une quantité -phi(a) représentative d'une correction de phase mais que cette correction est de signe opposé à la correction apportée dans le signal s1. De la même façon en remplaçant le filtre passe-haut 2 par un filtre passe-bas 21 la configuration décrite à la figure 1 donne en sortie un signal S = s2 et la configuration décrite par la figure 2 donne en sortie un signal S = sl. Ces inversions sont présentées avec des liaisons en pointillés sur les figures 1 et 2. Au lieu de retenir comme cela a été prévu jusqu'à présent une valeur w0 supérieure à la valeur wi max on peut choisir une valeur wo inférieure à la valeur wi min Le modulateur 5, les mélangeurs 1 et 3 ne seront en aucune manière modifiés mais il conviendra de choisir pour les filtres 2 et 4 des caractéristiques passe-haut ou passe-bas telles que le signal de sortie S puisse être égal à Si ou à s2. En particulier dans le cas de la figure 1, si le filtre 2 est un filtre passe-haut et si le filtre 4 est un filtre passe-bas le signal de sortie S sera égal à Si ; si le filtre 2 est remplacé par un filtre passe-bas 21 et si le filtre 4 est remplacé par un filtre 41 passe-haut le signal de sortie S sera égal à s2.Ces inversions sont présentées avec des liaisons en pointillés sur les figures 1 et 2. Dans la configuration décrite par la figure 2, si le filtre 2 est un filtre passe-haut et si le filtre 4 est un filtre passe-bas le signal de sortie S sera égal à si le filtre 2 est remplacé par un filtre 21 passe-bas et si le filtre 4 est remplacé par un filtre 41 passe-haut le signal de sortie du dispositif S sera égal à s1. Les filtres 21 et 41 sont de même type, c'est-à-dire de même technologie, actif ou passif, que le filtre passe-bas 2. Ainsi donc selon la nature,passe-haut ou passe-bas, des filtres 2 et 4, selon la valeur relative de la pulsation wo du signal délivré par l'oscil- lateur 6, et selon la configuration choisie pour le dispositif selon l'invention: configuration de la figure 1 ou configuration de la figure 2, on dispose de huit manières d'obtenir un signal de sortie S représentant la modulation d'un signal d'entrée e par un signal a. Une variante au dispositif de modulation de l'invention est représentée par la présence du modulateur annexe 51 sur la figure 1. Dans le cas où ce modulateur annexe 51, de type modulation d'amplitude par exemple, est en service on montre que l'on peut obtenir la modulation du signal e par le signal a et par le signal a', introduit sur la deuxième entrée de ce modulateur annexe 51. Les calculs précédents mettent en évidence que la pulsation w0 de l'oscillateur 6, n'exige pas une grande stabilité, puisqu'après avoir été ajouté, le signal de cet oscillateur est ensuite retranché. On examinera maintenant l'allure des signaux délivrés dans le dispositif de la figure 2. Sur la figure 3 on distingue le diagramme du spectre de fréquence du signal d'entrée du dispositif. La partie horizontale des diagrammes 3 à 9 représentera l'axe des pulsations et la partie verticale de ces diagrammes représentera l'amplitude des signaux étudiés. Dans la figure 3 on distingue en particulier une composante à une pulsation wi du signal e inscrite dans une bande située entre la pulsation wi min et la pulsation wi max Cette bande simule la variation de pulsation possible d'un signal de pulsation instantanée wi. La figure 4 représente le signal b émis par l'oscillateur 6 à la pulsation wo. Les diagrammes 3 à 9 sont disposés les uns en dessous des autres de manière à ce que des pulsations identiques soient situées sur une même verticale. En rapprochant le diagramme 4 du diagramme 3 on constate que la pulsation du signal wo est extérieure à la bande possible du signal e. Sur la figure 5 on distingue le diagramme du spectre du signal e1 ce signal e1 est, rappelons le, délivré en sortie du mélangeur 1. Il est le résultat du produit du signal e par le signal b tel que cela apparaît sur la figure 2 déjà décrite. D'une manière connue ce spectre est divisé en deux parties symétriques une partie inférieure comprise entre les valeurs w0 - w. max et les valeurs wo - wi min et une partie supérieure comprise entre les valeurs w + w. min et w + wu maux Dans la première bande inférieure ainsi déterminée, on trouve une raie de signal à la pulsation wO- wi et dans la deuxième bande supérieure de ce signal on trouve une raie à la pulsation wo + wi. Il est évident avec un filtre passe-bas 21, du type décrit, de filtrer le signal e1 pour délivrer en sortie le signal e2. La figure 6 montre le diagramme du spectre de fréquence de ce signal e2. On constate que le signal e2 n'est émis qu'à une seule pulsation w0 - wi pouvant évoluer, selon la valeur wi, entre une valeur minimale égale à wO- wi max et une valeur maximale égale à w - w min Il est évident que si le filtre 21 avait été remplacé par un filtre 2 passe-haut de même fréquence de coupure wo, la bande supérieure aurait été obtenue en sortie de ce filtre 2.Le signal qui aurait été obtenu n'est pas dessiné sur la figure 6 mais on pourrait l'obtenir facilement en l'inscrivant sur la figure 6 immédiatement en dessous de la bande latérale supérieure de la figure 5. La figure 7 représente le spectre de fréquence du signal bl. Le signal b1 est le signal disponible à la sortie du modulateur 5. Dans le cas qui nous préoccupe, où le modulateur 5 est un modulateur de phase, le spectre du signal b1 a l'allure de celui représenté sur la figure 7. Il est constitué d'une première raie située à la pulsation w et de deux raies, o adjacentes à cette raie, une à la pulsation wo - wa et l'autre à la pulsation Wo + a On remarque que l'amplitude des raies adjacentes est différente de l'amplitude de la raie principale. Cette différence s'explique par le fait que le signal b1 est le résultat de la modulation en phase du signal b par le signal a.On sait en effet que les amplitudes des différentes raies d'un signal modulé en phase sont liées entre elles par les valeurs des coef ficients de Bessel. L'amplitude de la raie centrale est proportionnelle à la valeur JO de la fonction de Bessel. Les valeurs des amplitudes des raies directement adjacentes à cette raie centrale sont proportionnelles à la valeur J1. Les valeurs des amplitudes des raies qui seraient à des harmoniques de type wO- n wa ou w, + n wa sont proportionnelles aux valeurs Jn. nDans la réalisation qui nous préoccupe, ayant choisi un indice de modulation suffisamment faible, les tables des fonctions de Bessel nous permettent d'écrire que Jn est sensiblement nul quand n est supérieur à 1. Ceci explique que sur la figure 7 ne sont représentées que les deux raies directement adjacentes à la raie principale. L'obtention du signal b1 à travers le modulateur 5 sera décrite d'une manière plus précise ultérieurement. Le spectre du signal b1 est défini par l'utilisation des équations de Bessel appliquées à la modulation de phase du signal à la pulsation wo par le signal a(t). On peut écrire b = cos wo.t et a = cos wa.t dans le cas d'une modulation sinusoldale par exemple. Le signal b1 s'écrit simplement: bl = cos + liNcos wa.t) où lif ##est la grandeur caractérisant la fonction de transfert propre du modulateur 5 représentant l'écart de phase entre b et b1 pour un signal de modulation unité. Pour simplifier la représentation on a choisi un indice de modulation faible donnant aux coefficients de Bessel les caractéristiques suivantes: J0 est sensiblement égal à 1,J1 est significatif et J n est négligeable.Une fois tous calculs faits il vient: bl = cos dont + J1 cos ((wO-wa)t + ZF J1 cos ((wO+wa)t + Sur la figure 8 on distingue le signal e3 qui est le résultat de la modulation dans le modulateur 3 du signal e2 par le signal b1. Le modulateur 3 étant un mélangeur-multiplicateur le spectre du signal e3 se déduit des spectres des signaux e2 et b1 de la manière décrite précédemment. On distingue en particulier sur la figure 8 deux bandes de pulsation.Une première comprise entre les valeurs w. min et wi max et i min i une seconde comprise entre les valeurs 2w0 - wi max et 2w - wi min Chacune de ces bandes de pulsation étant symétrique de l'autre par rapport à la valeur wo. Ces bandes de pulsation figurent les variations de pulsation possibles du signal e et donc du signal b3 qui en découle.Ce signal b3 comporte comme le signal b1 dans sa bande inférieure une raie principale à la pulsation w. et deux raies accolées aux pulsations wi - a i i et wi + Wa La bande de pulsation supérieure comporte une raie principale à la pulsation 2wo- wi et deux raies accolées aux pulsations 2w - wi - a et 2w - wi + wa. En faisant passer ce signal e3 à travers le filtre passebas 4, le signal S qui en résulte est identique à celui représenté sur la figure 9. En effet de la même façon que le signal e1 est devenu le signal e2 après être passé à travers le filtre passe-bas 2, de la même façon le signal e3 deviendra le signal S après être passé à travers le filtre passebas 4. Sur la figure 9 on distingue une bande de pulsations comprise entre les valeurs Wi min et wi max figurant les variations possibles de la pulsation du signal e. Une raie centrale w. ainsi que deux raies latérales Wi - Wa et wi + wa sont situées à l'intérieur de cette bande de pulsations. Ces trois raies, représentatives du signal s1 ou s2, comprennent à la fois la pulsation wi représentative du signal à moduler e et les pulsations wi - wa et w. + wareprésentatives du signal modulant a. i Wa représentatives ~ Le signe de la partie correctrice de phase plus ou moins phi(a) dans le signal de sortie S ne peut pas apparattre sur un diagramme de spectre tel que représenté sur la figure 9. Le signe de cette valeur correctrice de phase ne peut apparaître que sur un diagramme de type Fresnel représenté sur la figure 11. Les figures 10 et 11 représentent un signal de sortie S comprenant une raie centrale de pulsation wi et deux raies latérales de pulsation wi - wa et wi + Wa Le diagramme du spectre du signal S est représenté sur la figure 10 sur laquelle apparaissent en particulier en ordonnée les valeurs des coefficients de Bessel JO et J1. Dans l'application qui nous préoccupe avec un faible indice de modulation JO est très sensiblement égal à 1, J1 est inférieur à JO et J2, J3 et Jn ne sont pas représentés étant inférieurs au centième de la valeur de JO. La représentation dite de Fresnel du signal S apparaît sur la figure 11. On remarque en particulier sur cette figure 11 un premier vecteur tournant centré à l'origine des axes et de longueur JO tournant autour de l'origine avec une vitesse wi. On distingue également un deuxième et un troisième vecteurs d'amplitude J1 tournant symétriquement autour de l'extrémité du vecteur Jo, par rapport à lui, à des vitesses #wa et - wa. On constate que au temps t = 0 le premier vecteur serait colinéaire à l'axe horizontal et les deuxième et troisième vecteurs seraient colinéaires à un axe vertical. Selon le signe de la partie correctrice de phase + phi(a) ces deux derniers vecteurs seraient orientés vers le haut ou vers le bas. L'addition de ces trois vecteurs, représentant à tout moment, la représentation de Fresnel d'un signal modulé en phase apparaît sous la forme du vecteur s1. La représentation du vecteur s2 apparaît en pointillé sur la figure 11. Il est bien connu que les amplificateurs, précédant les antennes d'émission, et recevant à leur entrée deux signaux à émettre, produisent lors de l'amplification des produits d'intermodulation néfastes. Un amplificateur recevant un signal à émettre de pulsation Wil et un autre signal à émettre de pulsation wi2 va jouer d'une part le rôle qui lui est attribué : il va amplifier le signal à la pulsation w. et le signal à la pulsation wu2 ~ en deuxième lieu par son défaut de linéarité il va créer des harmoniques de pulsation nwil et nwi2 ; n étant plus grand ou égal à 2; et en troisième lieu il va créer des produits d'intermodulation de la forme nwj1 - (n-1)wi2. On constate d'une part que les harmoniques de la forme nw11 ou nwi2 de même que les produits d'intermodulation situés au voisinage des fréquences harmoniques, peuvent être facilement éliminés de la partie à émettre car ils sont situés à une fréquence double de celle à laquelle doit se produire l'émission. Un filtre passe-bas, de fréquence de coupure comprise entre Wil et 2Wil ou w12 et 2wi2, éliminera efficacement ces harmoniques indésirables.Par contre les produits d'intermodulation de la forme nwj1 - (n-1)wj2 ont leur spectre situé dans la bande utile des signaux wil et w~2. En conséquence l'élimination de ces produits d'intermodulation sera inopérante par des moyens de filtrage classique. Dans certains cas le résultat de ces produits d'intermodulation peut être une distorsion de non-linéarité de la phase de chacun des signaux wil ou wi2. Soit phi(p) la phase parasite apportée au signal wil par l'amplification de ce signal. Connaissant Wil il est possible de prévoir l'allure du déphasage t de la phase phi(p) en fonction de la pulsation wu1 ~ il est donc possible d'imaginer un signal a tel que la phase phi(a) apportée par le dispositif selon l'invention au signale., et disponible en S sous la forme S = cos (wi.t + phi(a)), soit telle que phi(a) = - phi(p). On voit en conséquence que lton aura établi une précorrection du signal wi et que le dispositif selon l'invention est apte à réaliser cette précorrection. En effet l'amplificateur qui amplifierait S apporterait à S une phase parasite phi(p).Le signal délivré par l'amplificateur serait de la forme S' = cos (wi.t + phi(a) + phi(p)) donc S' = cos w. t. Les figures 12 à 19 donnent un exemple de réalisation d'un modulateur de phase 5 selon l'invention. La validité de l'invention serait maintenue si ce modulateur 5 avait une autre forme. On distingue en particulier sur la figure 12 un comparateur 7 ayant pour rôle de comparer à zéro la valeur du signal b et à délivrer en sortie un signal continu positif quand b est positif et un signal continu négatif quand b est négatif, soit b2 ce signal. On remarque sur la figure 13 un signal b tel qu'il a été défini jusque maintenant en particulier la période To d'un tel signal de pulsation wo. Le signal b est un signal sinusoldal. Le signal b2 délivré par le comparateur 7 a la forme représentée sur la figure 14.Selon cette figure, T du temps t = O au temps t = 2 le signal b est positif et donc le signal b2 est positif, l'amplitude de cette partie positive n'étant en soi pas T caractéristique. Du temps t = 2 au temps t = T le signal b est négatif et donc le signal b2 est également négatif, l'amplitude de cette partie négative est la même que l'amplitude de la partie positive précédente. Ainsi de suite le signal b2 est donc une succession alternée de parties positives et de parties négatives de durée égale. En introduisant ce signal b2 à l'entrée d'un intégrateur 8 on peut voir en sortie de cet intégrateur 8 un signal b3 représenté par la figure 15. L'intégrateur 8 est un intégrateur connu de l'art antérieur ayant pour fonction de transformer un signal constant en un signal linéairement variable. Ainsi du temps t = O au temps t = fois2 le signal b2 étant positif le signal b3 aura l'allure d'une rampe continuement variable et augmentant T progressivement. Du temps ~ au temps T, le signal b2 étant négatif, l'intégrateur 8 délivrera un signal continuement variable négativement, et ainsi de suite de façon que le signal b3 ressemble à une succession de dents de scie dont la valeur moyenne est nulle. Le signal b3 arrive à l'entrée d'un deuxième comparateur 9. Ce comparateur 9 a pour but de comparer la valeur d'un signal a aux valeurs du signal b3 en dents de scie décrit précédemment. Le signal a est un signal aléatoire, on peut remarquer seulement que ce signal varie lentement de telle façon qu'il pourra être considéré comme constant pendant un nombre suffisamment grand de périodes To des signaux bo, b2 ou b3. Ce signal a a été représenté par une droite horizontale tracée à travers le signal b3 sur la figure 15 et dont l'ordonnée à l'origine est a. Le comparateur 9 a pour fonction de délivrer un signal continu positif quand b3 est supérieur à a et de délivrer un signal nul dans les autres cas. Le signal délivré par ce comparateur 9 est visible sur le diagramme de la figure 16, ce diagramme est constitué d'une série d'impulsions. On n'attachera pas de valeur particulière à l'amplitude de ces impulsions. Par contre la position dans le temps de ces impulsions est liée aux signaux b3 et a. On peut remarquer sur la figure 15 que le signal b3 passe par 0 au T 3T ST + T0 3T temps t = 4,t= O,t = 40, etc... et que b3 = a pour t = 4+T, 40^FT, 4 + T etc ...De la même façon on remarque sur la figure 16 que 4 l'impulsion du signal b4 émanant du comparateur 9 a un flanc de montée To 3T 5T au temps 4 + T, 4 F T, 4 + T etc ... Le signal b3 étant formé de segments de droite inclinés avec un angle plus a ou moins a par rapport à l'axe des temps on peut remarquer que le retard T est lié à la valeur a par la tangente de l'angle d'inclinaison des segments de droite. Ceci peut encore s'écrire a = T.tga. On est donc en présence, en b4, d'un signal périodique, de périodicité To, donc de périodicité identique à celle du signal b, et retardée d'un retard T par rapport à l'instant de passage à O du signal b3. Il est possible de décomposer en série de Fourier le signal bq; selon la méthode connue cette décomposition en série de Fourier ferait apparaître une première raie à la pulsation wo ainsi que des harmoniques aux pulsations 2w 3wo, 4wo... L'amplitude de ces diverses raies est régie par la forme du signal b4. Il est possible de mettre en évidence la première raie à la pulsation w de ce signal en la faisant passer à travers o un filtre passe-bas de fréquence de coupure supérieure à wo et inférieure à 2w0. Ce filtre passe-bas est figuré par la fonction numérotée 10 sur la figure 12. Ce filtre est du même type que ceux déjà rencontrés jusqu'ici.Il s'ensuit que le signal b6 disponible à la sortie du filtre passe-bas 10 est donc un signal sinusoïdal de pulsation wO Le signal b4 tel qu'il est généré par le comparateur 9 présente des particularités. D'une part seuls les fronts de montée des impulsions du signal b4 présentent un retard T par rapport aux crêtes positives du signal b ; le milieu de ces impulsions correspond lui toujours aux passages à zéro du signal b. Le passage du signal b4 dans un filtre passe-bas de pulsation de coupure 3 20 par exemple, délivrerait un signal de pulsation w0 et simplement déphasé de 2 par rapport au signal b. D'autre part pour les valeurs de a élevées, la durée T de l'impulsion du signal b4 est réduite.En effet pour a élevé la durée pendant laquelle b3 est supérieur à a est petite, la durée de l'impulsion b4 étant égale à cette durée elle est petite également. On en déduit que le rapport cyclique étant égal à Tut sera sera affecté par les variations de a puisqu'il est affecté par les variations de T et que T est lié à a. Il est nécessaire de remarquer que To ne varie pas, To est égal à la période du signal b de pulsation inchangée tout au long de ce traitement et égale à wo. D'une manière connue l'amplitude de la première raie w0 de la décomposition en série de Fourier du signal b4 est directement liée au rapport cyclique T de l'impulsion. Si donc, au cours de la variation de a, r T le rapport cyclique TT varie, l'amplitude de la première raie w0 variera. 0 On a dit qu'on ne s'intéressait pas aux amplitudes des raies émises aux différentes pulsations cependant il est nécessaire que ces amplitudes soient constantes et en particulier ne soient affectées par les valeurs des signaux. En conséquence il sera judicieux de remplacer le filtre passe-bas 10 par une bascule monostable 11 suivie d'un filtre passe-bas 10. La bascule monostable 11, recevant le signal b4, a un temps de T relaxation inférieur à To en particulier de l'ordre de 2. Elle délivre une impulsion de durée constante, c'est-à-dire égale à son ~ temps de relaxation, au début de chaque impulsion du signal b4. La bascule monostable 11, connue de l'art antérieur, devra donc être choisie pour se déclencher sur le front de montée d'une impulsion incidente. Le signal b5 délivré par cette bascule monostable 11 est donc délivré en même temps que l'impulsion du signal b4, c'est-à-dire avec le retard T que l'on cherchait à obtenir.Ce signal b5, ayant ainsi le caractère d'une impulsion modulée en position, pourra être introduit dans un filtre passe-bas 10, tel que décrit précédemment, et donc ce filtre passe-bas 10 délivrera un signal b6 sinusoïdal de pulsation wo décalé par rapport au signal b origine T (~r o d'un retard (T + 4 ) étant équivalent à un déphasage phi(a). Les signaux b5, délivré par la bascule 11, et b6, délivré par le filtre 10, apparaissent bien sur les figures 17 et 18. En particulier on a représenté sur la figure 18 en tirets le signal b et l'on constate bien que b6 T présente par rapport à b1 un retard égal à 4 + T. En faisant passer b6 à travers un déphaseur 13, déphasant de , d'un type connu dans l'art antérieur, on dispose en sortie de ce déphaseur 13 du signal b1 visible sur la figure 19 et délivré avec un retard T par rapport au signal b. Le problème de la variation du rapport cyclique T du signal b4 pourra être résolu d'une autre façon. Au lieu d'introduire dans le comparateur 7 un signal b de pulsation wo et de période To on introduira dans le T comparateur 7 un signal b' de pulsation 2wo et donc de période . Ce signal b' subira à travers le comparateur 7, l'intégrateur 8, le comparateur 9 le même traitement que le signal b précédent. La pulsation étant multipliée par deux, toutes les grandeurs de durée sur les diagrammes 13 à 19 seront à diviser par deux et les grandeurs de pulsation sur des diagrammes seront à multiplier par deux. En conséquence on constate que le signal bi élaboré par le comparateur 9 serait donc délivré avec un retard #' = a par rapport au signal b' ce qui est équivalent de dire par rapport au signal b. Si le comparateur 9 est suivi d'un diviseur d'impulsion par deux, noté 12 sur la figure 12, ce diviseur d'impulsion par deux 12 délivrera une impulsion pour deux impulsions du signal b'4. Ce diviseur d'impulsion par deux 12 comportera d'une manière préférée une bascule bistable ayant la particularité de délivrer un signal de sortie à deux états. Le changement d'état de ce signal de sortie n'étant provoqué que par un seul sens de changement d'état du signal admis à son entrée, en particulier par le flanc de montée de ce signal par exemple. On obtiendra donc un signal b'5 constitué d'un train d'impulsions délivrées selon une période To et ayant un retard par rapport au signal T2 La durée des impulsions du signal est égal à T T0 originel b égal à T2. La durée des impulsions du signal b'5 estégal à 2. En T effet à chaque 2 la bascule bistable 12 reçoit le flanc de montée d'une impulsion du signal b'4 et donc change d'état. Nous nous retrouvons donc dans les mêmes conditions que celles de la première variante exposée au-dessus c'est-à-dire avec un signal impul sionnel dont la durée des impulsions est constante. Les impulsions ici sont décalées par rapport à un signal origine d'un retard, en l'occurence égal à T , proportionnel à la valeur d'un signal correcteur a. Bien entendu d'autres manières de réaliser le modulateur 5 de l'invention peuvent être imaginées. En particulier on vient de décrire un modulateur 5 modulant en phase le signal à la pulsation wo par le signal a de manière à assurer la correction en phase des produits d'intermodulation avant amplification d'un signal à la pulsation w.. Mais il serait tout aussi loisible d'imaginer que le modulateur 5 soit un modulateur de fréquence ou encore un modulateur d'amplitude. Dans le même esprit il est tout à fait concevable d'imaginer que tous les signaux b, e, a et s soient des signaux impulsionnels et d'effectuer le traitement décrit par les figures 1 ou 2 d'une manière numérique. La précorrection de phase des signaux d'intermodulation est particulièrement utile dans les émissions intercontinentales en bande latérale unique dont on sait par ailleurs que la bande de fréquence la plus adaptée se situe entre 1,6 MHz et 30 MHz. Hormis l'application citée de la précorrection en phase des produits d'intermodulation le dispositif selon l'invention permet d'affecter simultanément sur une même voie radioélectrique plusieurs types de modulation sans action préférentielle de l'une ou de l'autre dans la hiérarchie de la génération de fréquence. Enfin il est possible d'imaginer que le signal wa soit un signal de brouillage, dans cette situation le signal a interviendrait comme une perturbation de nature à empêcher la compréhension après démodulation du signal e sauf pour un observateur qui posséderait par ailleurs le signal a et qui serait en mesure d'en effectuer la soustraction de la totalité du signal reçu. REVENDICATIONS 1. Dispositif de modulation en amplitude, en fréquence ou en phase du type recevant un premier signal à moduler (e) respectivement en amplitude, en fréquence ou en phase par un deuxième signal modulant (a) pour délivrer à sa sortie un cinquième signal modulé (5), caractérisé en ce qu'il comprend: un générateur de signal (6) élaborant à une fréquence déterminée un troisième signal (b) modulé respectivement en amplitude en fréquence ou en phase dans un premier modulateur (5) respectivement d'amplitude, de fréquence ou de phase par le deuxième signal (a) pour donner en sortie de ce premier modulateur (5) un quatrième signal modulé (b1), un premier mélangeur (1) pour moduler le premier signal (e) par respectivement le quatrième signal (b1) ou le troisième signal (b) et un deuxième mélangeur (3) modulant le signal sortant de ce premier mélangeur (1) par respectivement le troisième signal (b) ou le quatrième signal (b1), un premier et un deuxième filtres (2 et 4) respectivement placés entre le premier (1) et le second (3) mélangeur et après le second mélangeur (3), le deuxième filtre (4) délivrant le signal de sortie (S). 2. Dispositif de modulation selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier modulateur (5) de phase comporte en cascade un comparateur à zéro (7), un amplificateur intégrateur (8) et un comparateur de signal (9) recevant sur une de ses voies un sixième signal (b3) délivré par l'amplificateur intégrateur (8) et sur l'autre voie le deuxième signal (a), ce comparateur de signal (9) délivrant un septième signal (b4) oscillant entre deux valeurs selon que le deuxième signal (a) est supérieur au sixième signal (b3) ou inversement. 3. Dispositif de modulation selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier modulateur (5) comporte en outre en cascade avec le comparateur de signal (9) un multivibrateur astable (11) dont le temps de relaxation est inférieur à l'inverse de la fréquence du troisième signal (b), un filtre (10) passe-bas dont la fréquence de coupure est comprise entre la fréquence du troisième signal (b) et le double de cette fréquence, et un déphaseur de 2 (13). 4. Dispositif de modulation selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier modulateur (5) comporte en outre en cascade avec le comparateur de signal (9) un multivibrateur bistable (12) un filtre (10) passe-bas dont la fréquence de coupure est comprise entre la fréquence du troisième signal (b) et le double de cette fréquence, et un déphaseur de 2 (13). 5. Dispositif de modulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le premier filtre (21) est un filtre passe-bas et en ce que le deuxième filtre (4) est un filtre passe-bas, la fréquence de coupure de ces filtres étant égale à la fréquence du générateur de signal (6). 6. Dispositif de modulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un modulateur annexe (51) mis en cascade avec le générateur de signal (6) pour moduler en plus le premier signal (e) par un huitième signal (a').