FR 2519767 A1 19830718 FR 8300190 A 19830107 19767 ' " Détecteur de phase pour des signaux micro-ondes " La présente invention concerne un détec- teur de phase notamment destiné à détecter la différence mutuelle de phase entre deux signaux de type micro- ondes et plus particulièrement un détecteur de phase com- portant un transistor à effet de champ susceptible de détecter une différence mutuelle de phase entre deux si- gnaux micro-ondes ayant une très grande sensibilité et une très grande stabilité. Pour détecter une différence mutuelle de phase entre deux signaux microondes, on a déjà proposé un détecteur de phase formé d'une paire de chemins pour les signaux d'entrée, d'un anneau hybride dit "quart de longueur d'onde", ayant quatre chemins de dérivation pour le signal, chacun ayant une longueur correspondant essen- tiellement à un quart de la longueur d'onde du signal d'entrée, ces branches étant reliées pour former un che- min rectangulaire pour le signal, avec une paire de pat- tes d'entrée reliées respectivement aux chemins des si- gnaux d'entrée et une paire de pattes de sortie ainsi qu'une paire de diodes reliées aux extrémités de sortie de l'anneau hybride quart de longueur d'onde, respecti- vement dans une direction opposée l'une à l'autre Dans un tel détecteur de phase, on fournit un premier et un seconde signal micro-onde avec une différence mutuelle de phase, aux bornes d-entrée de 1 anneau hybride quart 2 519767 de longueur d'onde par l'intermédiaire des chemins des signaux d'entrée respectifs; ces signaux sont appliqués aux sorties de l'anneau hybride quart de longueur d'onde en passant par le chemin rectangulaire Les signaux micro-ondes apparaissant à la sortie de l'anneau hybride quart de longueur d'onde sont fournis aux diodes bran- chées respectivement dans des directions opposées Les diodes détectent les signaux micro-ondes et coopèrent l'une avec l'autre pour combiner les signaux de sortie de détection et donner un signal de sortie qui représen- te la différence mutuelle de phase entre le premier et le second signal micro-onde appliqués aux chemins des signaux d'entrée On détecte ainsi la différence mutuelle de phase entre le premier et le second signal micro- onde. Dans le détecteur de phase connu, décrit ci-dessus, une partie du circuit servant à détecter pratiquement La différence de phase mutuelle entre les deux signaux micro-ondes appliqués à l'entrée se compose d'une paire de diodes En conséquence dans le détecteur de phase connu, il est très difficile d'augmenter la sensibilité de la détection En outre, la caractéristi- que de réflexion de chacune des diodes pour le signal micro-onde d;entrée et la caractéristique de température liée au signal de sortie de tension continue, détecté, et l'un des signaux micro-ondes d'entrée sur chacune des diodes peut varier en fonction de la puissance du signal d'entrée; il est ainsi très difficile d'avoir de telles variations ayant des caractéristiques identiques pour les deux diodes combinées suivant une paire Le détecteur de phase connu a ainsi tendance à perdre sa stabilité lors de la détection. La présente invention a pour but de créer un détecteur de phase permettant de détecter la diffé- rence mutuelle de phase entre deux signaux, remédiant aux inconvénients des solutions connues et donnant pour deux signaux micro-ondes, une détection à très forte sensibi- lité et à stabilité améliorée, et dont la caractéristique de réflexion varie à peine par rapport aux signaux micro- ondes d'entrée quelles que soient les variations de puis- *sance de ces signaux, le circuit devant comporter un -transistor à effet de champ et être de construction sim- ple. A cet effet, l'invention concerne un détec- teur de phase destiné à détecter la différence mutuelle de phase entre deux signaux, ce détecteur comportant un premier et un second chemins recevant deux signaux d'en- trée respectifs et donnant une différence de phase sup- plémentaire entre ces deux signaux d'entrée et un transis- tor à effet de champs avec un couple d'électrodes d'en- trée reliés respectivement sur le premier et le second chemins de signal d'entrée et une électrode de sortie qui fournit un signal de sortie représentant la diffé- rence mutuelle de phase entre les signaux d'entrée appli- qués au premier et au second chemins de signal d'entrée. Les signaux appliqués au transistor à effet de champ ont une différence mutuelle de phase, d'origine, que l'on veut détecter ainsi qu'une autre différence mutuelle de phase ajoutée par le premier et le second chemins de signal d'entrée Le transistor à effet de champ est pola- risé par une tension de polarisation pratiquement égale à sa tension de pincement Pour définir un tel état de polarisation sans réduire le gain de fonctionnement du transistor à effet de champ, on branche une résistance de polarisation de faible résistance sur la source du transistor à effet de champ; cette résistance de polari- sation est reliée à'un circuit de polarisation de façon à fournir un courant de polarisation externe à la résis- tance de polarisation et donner en permanence la tension de polarisation de porte, nécessaire. 251976 ? La présente invention sera décrite plus en détail à l'aide des dessins annexés, dans lesquels: la figure 1 est un schéma d'un détecteur de phase connu utilisant une paire de diodes. la figure 2 est un schéma d'un exemple de détecteur de phase pour détecter une différence mu- tuelle de phase entre deux signaux, selon la présente invention. la figure 3 est un schéma d'un circuit équivalent fournissant un courant continu selon l'exem- ple de la figure 2. la figure 4 est un schéma d'un circuit équivalent d'un transistor à effet de champ selon l'exem- ple de la figure 2 pour un signal haute fréquence. les figures 5 et 6 sont des graphiques servant à expliquer le fonctionnement de l'exemple de la figure 2. la figure 7 est un schéma d'un discrimi- nateur de fréquence selon l'exemple de la figure 2 la figure 8 est un schéma servant à ex- pliquer le fonctionnement du discriminateur de fréquence de la figure 7. la figure 9 est un schéma d'un autre exemple de détecteur de phase servant à détecter une différence mutuelle de phase entre deux signaux selon la présente invention. la figure 10 est un schéma d'un circuit équivalent d'une source de courant continu selon l'exem- ple de la figure 9. la figure Mi A est un schéma d'un circuit équivalent d'un transistor à effet de champ à double por-te utilisé dans l'exemple de la figure 10. la figure 11 B est un schéma équivalent servant à expliquer le fonctionnement de l'exemple repré- senté à la figure 9. DESCRIPTION DE DIFFERENTS MODES DE REALISATION PREFEREN- TIELS: Selon la figure 1, la description concerne d'abord un détecteur de phase destiné à détecter une différence mutuelle de phase entre deux signaux micro- ondes selon l'art antérieur Dans le détecteur de phase connu, tel que représenté à la figure 1, une paire de lignes en forme de bandes 1 et 2 avec des extrémités formant les entrées la et 2 a sont alimentées par deux signaux micro-ondes S et 52 appliqués aux entrées la et 2 a respectives Les bandes 1 et 2 sont reliées à une paire d'extrémités d'entrée d'un coupleur directionnel 3 constitué par un anneau hybride à quart de longueur d'on- de ( X) et ayant une paire de sorties 4 et 5 Ces sorties 4 et 5 sont reliées à la masse par une paire de diodes 6 et 7 branchées dans des sens opposés, l'une par rapport à l'autre La cathode de la diode 6 et l'anode de la diode 7 sont reliées en commun à la masse par l'intermé- diaire d'une inductance 8 destinée à servir de bouchon vis-à-vis d'un signal haute fréquence, et d'une résistan- ce de charge 9; la borne de sortie 10 est reliée au point de Jonction de l'inductance 8 et de la résistance de charge 9. Le signal micro-onde S de l'entrée la de la bande i est transmis par la ligne 1 et la ligne de dérivation 3 a du coupleur directionnel 3 qui a une lon- gueur choisie de façon à correspondre essentiellement à un quart de la longueur d'onde du signal micro-onde S Jusqu'à la sortie 4 du coupleur directionnel 3, ce signal étant également transmis par la bande I 1 et les lignes de dérivation 3 c et 3 b du coupleur directionnel 3 dont la longueur est également choisie de façon à correspondre essentiellement à un quart de la longueur d'onde du si- gnal micro-onde S ou à travers la bande 1, la ligne de dérivation 3 a et la ligne de dérivation 3 d du coupleur directionnel 3 dont la longueur est choisie de façon à correspondre essentiellement à un quart de la longueur d'onde du signal micro-onde S, Jusqu'à la sortie 5 du coupleur directionnel 3 Les signaux micro-ondes appa- raissant aux sorties 4 et 5 respectivement en réponse au signal microonde 51 ont une différence de phase mutuelle égale à dû établie par le coupleur directionnel 3. En outre, le signal micro-onde 52 de l'en- trée 2 a de la ligne 2 en forme de bande est transmis par cette ligne 2 et la ligne de dérivation 3 d à la sortie 5; ce signal est également transmis par la ligne en forme de bande 2 et les lignes de dérivation 3 c et 3 a ou par la ligne en forme de bande 2 et les lignes de dérivation 3 b et 3 d à la sortie 4; les signaux micro-ondes qui apparaissent respectivement aux sorties 5 et 4 en réponse au signal micro-onde S ont ainsi une différence Mutuelle K 2 de phase égale à 12 établie par le coupleur direction- nel 3. Les signaux micro-ondes transmis aux sor- ties 4 et 5 sont détectés par les diodes 6 et 7 et les signaux de sortie de détection 6 et 7 sont combinés pour donner un signal de sortie qui représente la différence mutuelle de phase des signaux micro-ondes 51 et 52 à l'origine Le signal de sortie ainsi obtenu est dérivé sur la borne de sortie 10. Dans une telle détection d'une différence mutuelle de phase entre les deux signaux micro-ondes par le détecteur de phase connu, le signal de sortie qui représente la différence mutuelle de phase à détecter s'obtient néanmoins par une détection mettant en oeuvre une paire de diodes, ce qui engendre les problèmes évo- qués. Un mode de réalisation de l'invention sera décrit ci-après à l'aide des figures 2 à 6. La figure 2 montre un exemple de détecteur de phase pour détecter la différence mutuelle de phase entre deux signaux, selon l'invention; ce détecteur reçoit deux signaux micro-ondes 51 et 52 constituant comme indiqué ci-dessus une paire de signaux d'entrée. Dans cet exemple, un transistor à effet de champ à une seule porte (appelé ci-après "transistor FET") 1 l tel qu'un transistor FET à porte Shottky utilisé comme semi-conducteur Ga As fait partie du circuit avec une paire de conducteurs en bande 12 et 13 avec des ex- trémités formant les entrées 12 a et 13 a respectives en étant branché sur une porte G et une source S du tran- sistor FET {i Le conducteur en bande 12 est mis à la masse pour le courant continu à travers une inductance 14 qui forme un barrage vis-à-vis d'un signal haute fré- quence; les signaux micro-ondes 55 et 52 sont appliqués respectivement aux extrémités formant les entrées 12 a et 13 a des conducteurs en bande 12 et 13 La longueur du conducteur en bande 12 entre son entrée 12 a et la porte G du transistor FET Il ainsi que la longueur du conduc- teur en bande 13 entre son extrémité formant l'entrée 13 a et la source S du transistor FET 1 l sont choisies de façon que la première longueur soit plus courte que la seconde et que le déphasage engendré dans le signal micro-onde SI par le conducteur en bande 12 qui transmet le signal micro-onde 51 à la porte G du transistor FET 11 soit différent du déphasage engendré dans le signal micro-onde 52 par le conducteur en bande 13 qui transmet le signal micro-onde 52 à la source S du transistor FET 11., ce déphasage O étant donné par l'équation suivante cos = t + k /( + k)2 + 4 Dans cette équation, k représente le rapport entre l'am- plitude du signal micro-onde 52 et l'amplitude du signal micro-onde 51. La source S du transistor FET 11 est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une inductance 16 qui forme un barrage vis-à-vis d'un signal haute fré- quence, et une résistance de polarisation 17 Entre une extrémité de la résistance de polarisation 17 et une source de tension +B, il y a une résistance variable 18 qui donne le courant de polarisation à la résistance de polarisation 17. Enoutre, le drain D du transistor FET 11 est relié à une extrémité du conducteur en bande 19. L'autre extrémité de ce conducteur en bande 19 est re- liée par l'intermédiaire d'un condensateur 20 qui forme un barrage au courant continu, à une borne de la résis- tance 21 de façon que le conducteur 19 se termine à son autre'extrémité par une impédance d'adaptation pour un signal haute fréquence de façon à éviter la réflexion du signal haute fréquence à cet endroit Le conducteur 19 est également relié,à la source de tension +B par une inductance 22 qui constitue un barrage vis-à-vis d'un signal haute fréquence, et une résistance de charge 23 la borne de sortie 24 est reliée au point de jonction de l'inductance 22 et de la résistance de charge 23. La figure 3 montre le circuit équivalent du détecteur de phase décrit cidessus en relation avec la figure 2, pour un courant continu Dans le circuit de la figure 3, le transistor FET 11 est polarisé par la tension aux bornes de la résistance de polarisation 17 qui est traversée par le courant de polarisation de fa- çon que le potentiel de la porte G soit inférieur au potentiel de la source S; ce transistor fonctionne avec une'tension de polarisation de porte pratiquement égale à sa tension de pincement Le courant de drain du tran- sistor FET Il varie en réponse aux variations à la fois des signaux microondes appliqués respectivement à la porte G et à la source S et les variations de la tension apparaissant aux bornes de la résistance de charge 23 en réponse aux variations du courant de drain donnent le signal de sortie apparaissant sur la borne de sortie 24 Dans ces conditions, pour augmenter le rapport des variations de tension aux bornes de la résistance de charge 23 et des variations des signaux micro-ondes appli- qués à la porte G et à la source S c'est-à-dire pour augmenter la sensibilité du circuit, la résistance de polarisation 17 reliée à la source S présente une résis- tance très faible Toutefois, si la valeur de la résis- tance de polarisation 17 est trop faible, comme un cou- rant de source If passant de la source S du transistor FET 411 qui est polarisé pour fonctionner avec une tension de polarisation de porte pratiquement égale à la tension de pincement est très faible, la tension nécessaire à la polarisation du transistor FET 11 pour donner la tension de polarisation de porte requise ne peut s'obtenir aux bornes de la résistance de polarisation 17 que par le passage du courant de source If Ainsi, un courant de polarisation supplémentaire Ip passe dans la résistance de polarisation 17 en provenance de la source de tension +B à travers la résistance variable 18 et c'est pourquoi la tension nécessaire à la polarisation du transistor FET I 1 pour obtenir la tension de polarisation de porte requise correspond à la somme des courants If + Ip cor- respondant au courant de source If et au courant de pola- risation supplémentaire I La valeur du courant de pola- risation supplémentaire Ip est réglée par la résistance variable 18 de façon à être égale à plus de dix fois la valeur du courant de source If Ainsi, les deux buts fixés à savoir l'augmentation de la sensibilité du cir- cuit en utilisant une résistance de polarisation de fai- ble résistance et pour obtenir la tension nécessaire à la polarisation du transistor FET 1 donnant la tension de polarisation de porte requise aux bornes de la résis- tance de polarisation 17 sont atteints. La figure 4 montre le circuit équivalent du transistor FET 11 pour un signal haute fréquence Dans le circuit de la figure 4, les références g DG et CDG représentent respectivement la conductance et la capaci- té entre le drain D et la porte G; les références g GS et C représentent la conductance et la capacité entre la porte G et la source S; les références g 9 D et CDS représentent la conductance et la capacité entre le drain LO et la source; À VGS représente la variation de la ten- sion porte-source V Cs entre la porte G et la source S go représente la conductance de transfert et i D repré- sente le courant du drain. Bien que le courant du drain 1 D varie en réponse aux variations non seulement de la tension de polarisation de la porte mais également de la tension de polarisation de drain, les variations du courant de drain 1 D engendrées par les variations de la tension de polari- sation de drain peuvent se négliger en pratique, car la tension de polarisation du drain est fixée à un niveau suffisamment élevé pour que le transistor F Et Il tra- vaille dans sa région de saturation De plus, la conduc- tance de transfert gm est donnée sous une forme contenant un terme du premier degré Jusqu'à un terme de degré infi- rniment élevé comme suit _D ai D 3 i D VGS VGS VGS ani gmn n a Los Lorsque la conductance de transfert g donnée par une expression dans laquelle les termes dont l'ordre est supérieur à six sont éliminés,car ils sont négligeables, la valeur moyenne 7 des variations Ai D úD D du courant de drain i D dépendant des variations AV Gs de la tension de porte-source VGS engendrées par les va- riations de tension des signaux micro-ondes appliqués respectivement à la porte G et à la source S est donnée par l'équation suivante: Ai D O ' ( g m * AV Gs + 2 gm 2 VGS I 13 i 4 6 ' gm 3 AVGS + 24 gm 4 ' VGS 1 À 15120 * 9 m 5 * AVGS) _ _ _( 1) ' GS Dans cette équation, o K est une constante. Si l'on suppose une différence de phase O' entre la phase du signal microonde (S) appliqué à la porte G et la phase du signal micro-onde ( 52 ') appliqué à la source S et que les signaux micro-ondes 51 et 52 ont des valeurs de tension VG et VS données respective- ment par les formules suivantes: V = a a cos (Jt, V 5 = b S cos (&Vt + O '), dans ces conditions, on obtient l'équation suivante: VG = VG V 5 = a * cos Ot b e cos ("Ot + O ') ( 2) La valeur de chacun des termes gml gm 5 de la conductance de transfert gm s'obtient par le calcul comme représenté à la figure 5; dans cette figure les abscisses représentent la tension porte-source VGS lorsque la tension de pincement (Vp) du transistor FET 1 l est égale à 3,3 volts. En remplaçant AV Gs de l'équation ( 1) par la partie droite de l'équation ( 2), on obtient l'équation suivante: i D a m 4acos Ut b, cos(W Jt + O') 4 ( 3) En calculant l'équation ( 3), on supprime le premier, le troisième et le cinquième terme de la partie droite de l'équation ( 1) car la moyenne de chacun de ces termes s'annule et le second terme de la partie droite de l'équation ( 1) se supprime égalementcar le transistor FET 1 l fonctionne avec une tension de polarisation de porte pratiquement égale à la tension de pincement Vp; de plus, comme représenté dans la graphique de la figure 5, le terme gm 2 est très inférieur à gm 4 lorsque la ten- sion porte-source VGS est égale pratiquement à la ten- sion de pincement Vp. En développant la partie droite de l'équa- tion ( 3), on supprime les termes relatifs aux composantes haute fréquence car la moyenne de chacun de ces termes s'annule; on obtient ainsi l'équation suivante: i J' (a4 b) + 3 a 2 b 2 D + bm 4+ 2 ' 3 2 ab 322 c ( a 2 2 ab ( a + b) cos À' + 3 a 2 b 2 2 (4) Comme le rapport entre l'amplitude du si- gnal micro-onde 52 et l'amplitude du signal micro-onde i b S est donné par k, on peut poser k =b Ainsi, l'équation 1 a ( 4) peut se transformer pour donner l'équation suivante: D = m 4 8 12 k 2 Lcos O ' -1 (k +) 2 + 3 ( 1 + k 4) + 6 k 2 3 ( 1 + k 2)2 ( 5) En supposant que l'équation suivante soit satisfaite: A = 12 k 2, cos O' 1 ( k +)32 + 3 ( 1 + k) + 6 k 2 3 ( 1 + k 2)2 ( 6) pour k> 0, 1 ( k + 1) 1 est satisfait, et A qui croit de monotone en fonction de cos O', la grandeur A prend la valeur maximale Amax pour cos O ' = -1 et la valeur minimale Amin pour cos O ' = I En conséquence, on obtient Amax et Amin selon les équations suivantes respectives: Amax = 12 k 2 + 12 k1 + k 2 + 3 1 + k 4 + 6 k 2 Amin = 12 k 2 12 k ( 1 + k 2) + 3 ( i + k 4) + 6 k 2 La valeur moyenne Aave de la grandeur A est donnée par l'équation suivante: Amax + Amin 2 4 2 Aave = Amax + Amn 12 k + 3 ( 1 + k) + 6 k 2 2-_ ( 7) En posant O' = 00 ' +o ', 00 ' étant une différence de phase fixe et AO' une différence de phase variable c'est-à-dire la différence de phase que l'on veut détecter, et pour une valeur de 9 ' pour laquelle la partie droite de l'équation ( 6) prend la valeur moyen- ne Aave donnée par l'équation ( 7), les grandeurs O g' et A O ' s'annulent dans ce cas, si bien que A devient une fonction impaire de O ' De plus partant des équations ( 5) et ( 6), on obtient l'équation suivante: _ _ _ _ _ _ 4 a i D = * gm 4 A Il en résulte qu'il est clair que D est également une fonction impaire de la variable h O '; cette grandeur varie en fonction des variations positives et négatives de O '. Ainsi dans l'équation ( 6), en remplaçant Aave par A dans la partie droite et 90 ' par O ' dans la partie droite, on obtient l'équation suivante: cos go' 2 + k _ ( + k)2 + 4 ( 8) Comme | cos 00 %' est inférieur ou égal à 1, on peut ex- primer cos (' par l'équation suivante: =(k + k)2 + 43 ( 9) cos%' k + kk - Suivant la description ci-dessus, il est clair que lorsqu'il y a une différence de phase fixe 00 ' satisfaisant à l'équation ( 9) entre le signal micro- onde Sl' appliqué à la porte G et le signal micro-onde 52 ' appliqué à la source S, la valeur moyenne -i des variations Ai D du courant de drain i D varie en fonction des variations de la différence de phase variable O ' entre les signaux micro-ondes 51 ' et 52 et c'est pour- quoi, on peut détecter la différence de phase variable O ' par l'amplitude de la valeur moyenne Dans le circuit de la figure 2, les conduc- teurs en bande 12 et 13 sont choisis de façon que le signal micro-onde 51 transmis à la porte G du transistor FET Il par le conducteur en bande 12 et le signal micro- onde 52 transmis à la source S du transistor FET 11 par le conducteur en bande 13 présentent entre eux une dif- férence mutuelle de phase supplémentaire O satisfaisant à l'équation suivante déjà donnée ci-dessus cos = + k k 2 43 Cela signifie que si les signaux micro-ondes 51 et 52 sont appliqués à la porte G et à la source S comme des signaux microondes 51 ' et 52 ' respectifs, les signaux micro-ondes S ' et 52 ' ont entre eux la différence mu- tuellç de phase que présentent à l'origine les signaux micro-ondes 51 et 52 comme la différence de phase varia- ble et une différence de phase supplémentaire O qui est ajoutée par les conducteurs en bande 12 et 13 comme dif- férence de phase fixe Cette différence de phase fixe O est identique à la différence de phase fixe 90 ' satis- faisant à l'équation ( 9) ci-dessus; en conséquence, la valeur moyenne T des variations 4 i O du courant de drain i D du transistor FET il du circuit de la figure 2 varie suivant les variations de la différence de phase variable entre les signaux micro-ondes S,' et 52 ' c'est- à-dire les variations de la différence de phase entre les signaux microondes 51 et S 2 * Cette valeur moyenne T entraîne des variations de tension aux bornes de D la résistance de charge 23 et le signal de sortie V O obtenu sur la borne de sortie 24 varie en réponse aux variations de tension aux bornes de la résistance de charge 23 En conséquence, on détecte la différence mu- tuelle de phase entre les signaux micro-ondes Si et 52 sous la forme du signal de sortie VO. Suivant la description ci-dessus, il est clair que le circuit de la figure 2 fonctionne comme détecteur de phase permettant de détecter la différence mutuelle de phase entre les signaux micro-ondes 51 et 52 appliqués aux bornes d'entrée 12 a et 13 a respectives. Dans le cas de ce circuit de la figure 2, le rapport des variations du signal de sortie VO aux variations de la différence de phase entre les signaux micro-ondes 51 et 52 augmente du fait de la faible valeur de la résistance de polarisation 17 reliée à la source S du transistor FET Il; on obtient ainsi une très grande sensibilité pour la détection de phase De plus, comme la détection de phase est pratiquement réali- sée sur un transistor FET, c'est-à-dire le transistor FET on a une détection de phase qui s'effectue de façon -15 très stable. Incidemment, comme la partie droite de l'équation ( 9) prend toujours une valeur négative, la différence de phase fixe 00 ' doit être supérieure à degrés et inférieure à 270 degrés En conséquence, une différence entre la longueur du conducteur en bande 12 et la longueur du conducteur en bande 13 est choisie supérieure à l /4 et inférieure à 3 t gieur d'onde de transfert). La relation entre la différence de phase fixe go' et le rapport k est donnée par le graphique de la figure 6 La différence de phase Q O ' prend une va- leur de l'ordre d'environ 110 à 115 degrés lorsque le coefficient k prend une valeur de l'ordre de 0,5 à 2 c'est-à-dire lorsque l'amplitude de l'un des signaux micro-ondes 51 et '2 est égale ou supérieure à la moi- tié de l'amplitude de l'autre signal micro-onde 51 et 52 En pratique, il est habituel que la différence de phase fixe 00 ' prend une valeur de l'ordre de 110 degrés à 115 degrés. La figure 7 montre un discriminateur de fréquence auquel est appliqué le détecteur ue phase selon l'invention, tel que représenté à la figure 2 Dans le circuit de la figure 7, le détecteur de phase 25 présente les mêmes références que le circuit de la figure 2 et une autre paire de conducteurs en bande 26 et 27 est re- liée respectivement aux extrémités d'entrée 12 a et 13 a du détecteur de phase 25 En outre un résonateur di- électrique 28 à fréquence de résonance f (par exemple 11,66 G Hz) est prévu entre les conducteurs en bande 26 * et 27 de façon à les coupler électriquement Une extré- mité du conducteur en bande 26 forme une extrémité d'en- trée 26 a; un signal micro-onde 53 de fréquence fs par exemple centré sur 11,66 G Hz et qui est susceptible de dévier d'environ 10 M Hz par rapport à la valeur 11,66 G Hz est appliqué à cette entrée La longueur d'onde de trans- fert 'X, du détecteur de phase 25 est choisie identique à la longueur d'onde du signal micro-onde de fréquence f. Le signal micro-onde 53 appliqué à l'extré- mité formant l'entrée 26 a du conducteur en bande 26 est transmis à l'extrémité formant l'entrée 12 a du détecteur de phase 25 par l'intermédiaire du conducteur en bande 26 ainsi qu'à l'extrémité formant l'entrée 13 a du détec- teur de phase 25 par une partie du conducteur en bande 26, par le résonateur diélectrique 28 et le conducteur en bande 27 étant donné le couplage électrique entre le con- ducteur en bande 26 et le résonateur diélectrique 28 ain- si qu'entre le résonateur diélectrique 28 et le conduc- teur en bande 27 permettant au signal micro-onde 53 d'être transmis au conducteur en bande 27 à partir du conducteur en bande 26 Dans ces conditions, en supposant que S'3 représente le signal micro-onde à l'extrémité d'entrée 12 a et S" 3 le signal micro-onde à l'extrémité formant l'entrée 13 a, la phase du signal micro-onde S'3 est déphasée d'une différence de phase dépendant de la fréquence fs par rapport-à la phase de référence que le signal micro-onde S'3 pourrait avoir si il n'y avait pas de résonateur diélectrique 28 dans la première direction de phase et si la phase du signal micro-onde S" 3 était également décalée d'une différence de phase fonction de la fréquence f par rapport à la phase de référence men- s tionnée ci-dessus dans une seconde direction de phase opposée à la première direction de phase. Un tel déphasage de chacun des signaux micro-ondes S'3 et S"'3 sera explicité ci-après à l'aide de la figure 8. La phase du signal micro-onde S'3 de fré- quence f est rendue identique à la phase de référence mentionnée cidessus lorsque la fréquence f est égale à la fréquence f retardée par comparaison avec la phase o de référence lorsque la fréquence f est inférieure à la fréquence f et en avance par comparaison avec la phase o de référence lorsque la fréquence fs est supérieure à la fréquence f Ce déphasage du signal micro-onde S' est compris dans la plage de déphasage 2 en fonc- tion de la phase de référence; le degré de déphasage dépend de la différence entre la fréquence f et la fré- quence f La relation entre le déphasage Y par rap- port à la phase de référence et la fréquence f du signal micro-onde S' est représentée en pointillés à la figu- re 8. Par ailleurs, la phase du signal micro- onde S" 3 qui a également la fréquence f devient iden- 3 s tique à la phase de référence si la fréquence f est s égale à la fréquence f; cette phase est en avance par rapport à la phase de référence lorsque f est inférieur à la fréquence f; cette phase est retardée par rapport à la fréquence de référence lorsque la fréquence f est supérieure à la fréquence f Ce déphasage du signal micro-onde S"I se trouve également dans la plage de phase _ 7 t, + 12 suivant la phase de référence et le degré de déphasage dépend également de la différence en- tre la fréquence f et la fréquence f La relation entre s o le degré de déphasage tf par rapport à la phase de réfé- rence et la fréquence f du signal micro-onde S" 3 est re- présentée en traits pleins à la figure 8. Comme cela découle de la description ci- dessus et de la figure 8, les signaux micro-ondes S' et S" 3 ont une différence mutuelle de phase qui dépend de la fréquence f En supposant cette différence mutuelle de phase entre les signaux S'3 et S" 3 égale à 03 ', cette différence mutuelle de phase O ' est nulle lorsque la fréquence f est égale à la fréquence f Ainsi dans le circuit de la figure 7, les signaux micro-ondes S' et SI 3 ayant une différence mu- tuelle de phase 03 ' qui varie suivant les variations de la fréquence f 5 du signal micro-onde 53 sont appliqués aux extrémités formant les entrées 12 a et 13 a du détec- teur de phase 25 respectivement; on obtient ainsi un signal de sortie VI' qui représente la différence mutuel- le de phase 03 ' sur la borne de sortie 24 par la mise en oeuvre du détecteur de phase 25 comme cela a été décrit à propos du circuit de la figure 2 Le signal de sortie V' varie en fonction des variations de la différence o mutuelle de phase 93 ' c'est-à-dire en réponse aux varia- tions de la fréquence f 3 du signal micro-onde 53; cela signifie que le circuit de la figure 7 fonctionne comme discriminateur de fréquence donnant un signal de sortie dépendant de la fréquence du signal d'entrée. Comme pour les circuits des figures 2 et 7, il est possible de remplacer un transistor ayant des électrodes d'émetteur, de collecteur et de base par une résistance variable 18 Dans ce cas, les électrodes d'émetteur et de collecteur du transistor sont reliées respectivement à une extrémité de la résistance de pola- risation 17 reliée à la source S du transistor FET Il et a la source de tension +B; la base du transistor reçoit une tension de polarisation prédéterminée de façon que le potentiel de la source S du transistor FET Il soit dé- terminé par le potentiel de la base du transistor de fa- çon à varier à peine en fonction des variations du cou- rant de source du transistor FET 11 Cela se traduit par une réduction équivalente de la valeur de la résistance de polarisation 17 et entraîne ainsi une augmentation de -10 la sensibilité du circuit. En outre, il est possible dans le cas ci- dessus de réaliser une compensation en température du signal de sortie recueilli sur la borne de sortie 24 en réglant le potentiel de l'électrode de base du transistor en fonction des variations de température. La figure 9 montre un autre exemple du dé- tecteur de phase selon l'invention auquel sont appliqués les signaux micro-ondes 51 et 52 comme dans l'exemple de la figure 2. Dans cet exemple le circuit comporte un transistor à effet de champ à double porte (appelé ci- après transistor DG FET) 31 ayant une première et une seconde portes G 1 et G 2, une source S et un drain D ainsi qu'une paire de conducteurs en bande 32 et 33 avec des extrémités formant les entrées 32 a et 33 a respecti- ves; ces conducteurs sont respectivement reliés à la première et à la seconde portes G 1 et G 2 du transistor DG FET 31 Les conducteurs en bande 32 et 33 sont mis à la masse pour le courant continu par l'intermédiaire des inductances 34 et 35 qui constituent des barrages pour un signal haute fréquence; les signaux micro-ondes 51 et 52 sont appliqués aux extrémités formant les entrées 32 a et 33 a des conducteurs en bande 32 et 33 respectifs La longueur du conducteur en bande 32 entre l'extrémité for- mant l'entrée 32 a Jusqulà la première porte G 1 et la lon- gueur du conducteur en bande 33 entre l'extrémité formant l'entrée 33 a et la seconde porte G 2 sont choisies de façon que la première longueur soit supérieure d'un mul- tiple impair d'un quart de la longueur d'onde de trans- g fert XL ' par rapport à la seconde longueur; on obtient ainsi un déphasage dans le signal micro-onde S, par le conducteur en forme de bande 32 traversé par le signal 51 transmis à la première porte G 1, déphasage qui diffère d'un multiple impair de par rapport au déphasage en- gendré dans le signal 52 par le conducteur en bande 33 traversé par le signal S qui le transmet à la seconde porte G 2 " Un autre conducteur en bande 36 de longueur correspondant à un multiple impair d'un quart de longueur d'onde de transfert ? 1 ' est relié à la sour- ce S du transistor DG FET 31 Une extrémité du conducteur en bande 36 est ouverte, de sorte que la source S du transistor DG FET 31 est mise à la masse pour un signal haute fréquence de même longueur d'onde que la longueur d'onde de transfert,g' Le conducteur en forme de bande 36 est également relié par l'intermédiaire d'une induc- tance 37 qui constitue un barrage pour un signal haute fréquence et une résistance de polarisation 38 vers la masse Entre une extrémité de la résistance de polarisa- tion 38 et une source de tension +B de valeur VB, il y a une résistance variable 39. En outre le drain D du transistor DG FET 31 est relié à une extrémité d'un autre conducteur en bande 40 La seconde extrémité de ce conducteur en bande 40 est reliée par l'intermédiaire d'un condensateur 41 qui constitue un barrage pour le courant continua une borne de la résistance 42 de façon que le conducteur en bande 40 se termine par son autre extrémité avec une im- pédance d'adaptation pour le signal haute fréquence de façon à éviter la réflexion de ce signal haute fréquence. Le conducteur en forme de bande 40 est également relié à la source de tension +B par 1 intermédiaire d'une induc- tance 43 et à une résistance de charge 44 de valeur r; la borne de sortie 45 est reliée au point de jonction de liinductance 43 et de la résistance de charge 44. La figure 10 montre le schéma équivalent du détecteur de phase de la figure 9 pour le courant con- tinu Dans le circuit de la figure 10, le transistor DG FET 31 est polarisé par la tension aux bornes de la résistance de polarisation 38 traversée par le courant de source If augmenté d'un courant de polarisation addition- nel Ip fourni par la résistance variable 39 de façon que les potentiels de la première et de la seconde portes G 1 et G 2 soient inférieurs au potentiel de la source S et travaillant avec une tension de polarisation de porte pratiquement égale à sa tension de pincement Le courant de drain du transistor DG FET 31 varie en fonction des variations des deux signaux micro-ondes appliqués respec- tivement à la première et à la seconde portes G 1 et G 2 les variations de tension apparaissant aux bornes de la résistance de charge 44 en fonction des variations du courant de drain apparaissent comme signal de sortie sur la borne de sortie 45. La valeur de la résistance de polarisation 38 est choisie faible de façon que comme pour la résis- tance de polarisation 17 du circuit de la figure 2, pour augmenter la sensibilité du circuit; en outre, le cir- cuit comporte une résistance variable 39 ayant le même but que la résistance variable 18 du circuit de la figure 2. Le transistor DG FET 31 est équivalent au montage en série d'une paire de transistors à effet de champ FET dont la source de l'un d'entre eux est reliée au drain de l'autre comme pour le montage en série d'une paire de transistors FET 46 et 47 (figure 11 A) Pour un tel schéma équivalent du transistor DG FET 31, on obtient comme représenté à la figure 41 B le schéma équivalent du détecteur de phase de la figure 9 pour un signal haute fréquence Dans le schéma équivalent représenté à la figure '1 B, la porte du transistor FET 46 et la porte du transistor FET 47 correspondent respectivement à la pre- mière et à la seconde portes C 1 et G 2 du transistor DG FET 31; le drain du transistor FET 46 et la source du transistor FET 47 correspondent respectivement au drain D et à la source S du transistor DG FET 31. Dans le circuit de la figure 11 B, la réfé- rence vgl représente la tension de porte-source du tran- sistor FET 46; vg 2 représente la tension d e porte-source du transistor FET 47; v'gl représente la tension de porte-masse du transistor FET 46; v d 2 représente la ten- sion drain-source du transistor FET 47; dl représente le courant de drain du transistor FET 46 et id 2 repré- sente le courant de drain du transistor FET 47. Comme le transistor DG FET 31 est polarisé de façon à fonctionner avec une tension de polarisation de porte pratiquement égale à la tension de pincement comme cela a été indiqué ci-dessus, chacun des transis- tors FET 46 et 47 doit également être polarisé de façon à travailler avec une tension de polarisation de porte pratiquement égale à l'a tension de pincement. En général, lorsqu'un transistor FET fonc- tionne avec une tension de polarisation de porte qui est pratiquement égale à sa tension de pincement V p, la ten- sion porte-source v et le courant de drain i satisfont g à l'équation suivante: id I ( V K * v) Dans cette équation I et K sont des cons- tantes. Ainsi comme pour le transistor FET 46 du circuit de la figure 11 B, on a l'équation suivante 'dl = I (Vp K gv 9 Pl= I K (v' vd 2)} 2 ( 10) Dans cette équation Vp 1 est la tension de pincement du transistor FET 46; K 1 est une constante Vd 2 est une 1 d 2 fonction de v g 2 et avec une approximation raisonnable, on obtient l'équation suivante: vd 2 = R * vg 2 (R = constante) ( 11) Le 4 'équations ( 10) et ( 11) permettent d'obtenir l'équation suivante -10 idl = I Vpl K 1 (vgi R * vg 2)} 2 V pl 2 2 Vl K 1 (v'g Rf v 2) gi 2 2 2, 2 + K 2 O vgl 2 Ra Ke vq g vg 2 + K 12 a R 2 a v g 2 ( 12) Dans cette équation v'g et Vg 2 correspon- dent respectivement à la tension des signaux micro-ondes 51 et 52 sur la première et la seconde portes G 1 et G 2; en admettant qu'il y a une différence mutuelle de phasel entre l e signal micro-onde 51 à 'l'entrée 32 a et le signal micro-onde 52 à l'entrée 33 a, et que le signal micro- onde S à l'entrée 32 a et le signal micro-onde 52 à l'entrée 33 a ont des tensions respectivement égales cos (W t + () et cos St, comme le signal 51 sur la pre- mière porte G 1 et le signal 52 sur la seconde porte G 2 ont entre eux une différence de phase supplémentaire correspondant à un multiple impair de It engendrée par 2 't les conducteurs en bande 32 et 33 comme indiqué ci-dessus, les expressions de v'gl et Vg 2 sont données par les rela- tions suivantes: v': cos t + t ( 2 N +(nest égal à zéro ou à un nombre positif entier), = cos (CJ t +), avec = t + 'l( 2 N + 1) ( 13) Vg 2 = cos(t ( 14) Vg 2 En remplaçant V'gl dans l'équation ( 12) par la partie droite de l'équation ( 13) ainsi que Vg 2 par la partie droite de l'équation ( 14) toujours dans l'équa- tion ( 12) et en réorganisant l'équation ( 12), on obtient la valeur moyenne idl du courant de drain idl du tran- sistor FET 46 dans cette équation ( 12) réorganisée comme suit: id = I (Vpl Ré Ki lcos ( 2 Ut +,) + cos el) En calculant cette équation, on supprime les termes rela- tifs aux composantes de fréquence élevées car la moyenne de chacun des termes s'annule. En outre, la moyenne de cos ( 2 Lt +) s'annule, ce qui donne l'équation suivante: idi = I ( Vp 12 R é K 1 * cos 9) = I ( Vp 2 + Ré K 1, sin) ( 15) L'équation ( 15) montre que la valeur moyen- ne idl du courant de drain du transistor FET 46 est une fonction impaire de la différence mutuelle de phase t entre les signaux 51 et 52. Le signal de sortie Vo' sur la borne de sortie 45 du circuit des figures 9 et 10 s'obtient par soustraction de la tension aux bornes de la résistance de charge 44 par rapport à la tension VB de la source de tension +B et la tension aux bornes de la résistance de charge 44 est le produit de la valeur r de la résistance de charge 44 et de l intensité du courant de drain du transistor DG FET 31, c'est-à-dire la valeur moyenne i du courant de drain i di du transistor FET 46 On obtient ainsi l'équation suivante V VB idl e r = (VB r Io Vp I R * r c K* sin Comme le montre l'équation finale ci-des- sus, le signal de sortie V ' recueilli sur la borne de sortie 45 est une fonction impaire de la différence mu- tuelle de phase Y entre les signaux 51 et 52; le si- gnal de sortie V ' est une tension continue qui varie en fonction des variations-de la différence mutuelle de phase ' entre les signaux 51 et 52. Selon ce qui précède, il est clair que le circuit de la figure 9 fonctionne comme détecteur de phase pour détecter la différence mutuelle de phase entre les signaux 51 et 52 appliqués aux entrées 32 a et 33 a respectives. Dans le cas du circuit de la figure 9, on obtient une très grande sensibilité pour la détection de phase étant donné la faible valeur de la résistance de polarisation 38 comme pour le circuit de la figure 2. De plus en pratique, la première et la seconde portes G 1 et G 2 du transistor DG FET 31 recevant les signaux 51 et 52 pour la détection de leur différence mutuelle de phase sont réalisées dans des positions très proches l'une de l'autre sur le support semi-conducteur, si bien qu'il y a une très faible différence des caractéristiques des deux portes G 1 et G 2, ce qui permet dans ces condi- tions une détection de phase avec une meilleure stabi- lité. J R E V E N D I CATI O N S 1 ) Détecteur de phase pour détecter la différence mutuelle de phase entre deux signaux, détec- teur caractérisé en ce qu'il comporte une première et une seconde bornes d'entrée ( 12 a, 13 a, 32 a, 33 a) destinées à recevoir respectivement un premier et un second signals dentre ( 51,52 S 3 ', 53) un transistor à effet de champ ( 11, 31) ayant au moins une électrode de porte (G, G 1,,C 2), une électrode de source (S) et une électrode de drain (D), deux des électrodes (G, G 1, G 2, S) du transis- tor à effet de champ ( 11, 31) servant de première et de seconde électrodes d'entrée respectives, un premier che- min de signal ( 12, 32) étant formé entre la première en- trée ( 12 a, 13 a, 32 a, 33 a) et la première électrode d'en- trée (G, G 1) du transistor à effet de champ ( 11, 31) pourr transmettre le premier signal d'entrée ( 51, S'3 à la première électrode (G, G 1 i du transistor à effet de champ ( 11, 31), ce premier chemin étant choisi de façon que le premier signal d'entrée ( 51) transmis par ce che- min à la première électrode d'entrée (G, G 1) de ce F. transistor à effet de champ ( 11, 31) donne un premier déphasage, un second chemin ( 12, 32) étant prévu entre la seconde entrée ( 13 a, 33 a) et la seconde électrode - d'entrée (S, G 2) du transistor à effet de champ ( 1 I, 31) pour transmettre le second signal d'entrée ( 52) à la seconde électrode de ce transistor à effet de champ ( 11, 31), le second chemin ( 12, 32) étant choisi de façon que le second signal ( 52) transmis par ce chemin à la seconde électrode (S, G 2) du transistor à effet de champ ( 11, 31) donne un second déphasage différent du premier déphasage d'une valeur prédéterminée, une résistance de polarisa- tion ( 17) étant reliée à l'électrode de source (S) du transistor à effet de champ ( 11, 31), une source de cou- rant ( 18) fournissant un courant de polarisation à la résistance de polarisation, un circuit de charge ( 23, 24) relié à l'électrode de drain (D) du transistor à effet de champ ( 11, 31) pour dériver un signal de sortie repré- sentant la différence mutuelle de phase entre le premier et le second signal d'entrée ( 51, 52, 53 ' S, " 3). 20) Détecteur de phase selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que le transistor à effet de champ ( 11, 3 i) est prévu entre la porte (G) et la source (S), la tension de polarisation de porte étant pratique- ment égale à la tension de pincement du transistor à effet de champ ( 11, 31). ) Détecteur de phase selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que le premier et le second signal d'entrée ( 51, 52 sont des signaux micro-ondes de même fréquence (f) et le premier et le second chemins de signal ( 12, 13, 32, 33) sont formés par des conduc- teurs en bande de longueurs différentes. ) Détecteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le transistor à effet de champ com- porte une paire d'électrodes de porte (G 1, G 2) servant de première et de seconde électrodes d'entrée et le se- cond déphasage engendré dans le second signal d'entrée (S) est différent d'un multiple impair de É du pre- mier déphasage engendré dans le premier signal d'entrée 50) Détecteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le premier et le second signal d'entrée sont deux signaux micro-ondes ( 51 ' 52) de même fréquence (f) et le premier et le second chemins de s signal ( 12, 13, 32, 33) sont formés par un premier et un second conducteurs en bande, respectifs, la longueur du premier conducteur étant différente de celle du second conducteur en bande d'une différence correspondant à un multiple impair d'un quart de longueur d'onde de trans- fert. ) Détecteur de phase selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que les électrodes de porte (G) et de source (S) sont utilisées comme première et seconde électrodes d'entrée respectives et le second déphasage engendré dans lé second signal d'entrée ( 52 est différent d'une valeur de phase (O) par rapport au second déphasage du premier signal d'entrée ( 51), ce déphasage ( 0) étant donné par la relation suivante cos Q = + k (k + k > 2 + 43 formule dans laquelle k représente le rapport de l'ampli- tude du second signal d'entrée ( 52) et de l'amplitude du premier signal d'entrée ( 51). 70) Détecteur selon la revendication 1, caractérisé par un circuit de conversion ( 28) qui reçoit un troisième signal d'entrée ( 53) pour convertir ce troisième signal d'entrée ( 53) en une paire de signaux (S'3, S") présentent entre eux une différence mutuelle 2 q de phase qui varie suivant les déviations de fréquence du troisième signal d'entrée ( 53) par rapport à une fré- quence prédéterminée, cette paire de signaux (S'3; S" 3) étant respectivement appliqués à une première et une se- conde bornes d'entrée de façon que le signal de sortie représente les déviations en fréquence du troisième si- gnal d'entrée ( 53). ) Détecteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que le convertisseur ( 28) comporte une résonateur dont le fréquence de résonance est pratique- ment égale à la fréquence prédéterminée.