FR 2534749 A1 19840420 FR 8217428 A 19821015 La présente invention concerne un amplificateur basse fréquence de puissance, alimenté par deux alimentations, l'une positive, l'autre négative avec un point milieu, constitué d'un étage d'entrée comportant un amplificateur opérationnel, d'au moins deux cellules d'amplification composées chacune de deux demis circuits transistorisés à configuration symétrique par rapport au plan des masses. De tels circuits sont déjà connus et la symétrie qui en découle conduit à rechercher selon le type de schéma soit des composants complémentaires soit des composants aux caractéristiques identiques. La première option impose souvant un tri sur des composants actifs de technologie différente, tels que paires de transistors NPN-PNP, et parfois l'utilisation de résistances à tolérances serrées2 cela afin d'obtenir la même réponse d'une alternance sur l'autre, ainsi que l'absence de composante continue en sortie. La seconde option apporte aussi la contrainte d'un tri, quoique l'on puisse tourner la difficulté d'avoir des transistors identiques, par l'utilisation de circuits intégrés contenant de tels composants exécutés sur un même substrat. Quelle que soit la solution retenue, on aboutira à cette constatation a la realisation d'un tri comme l'emploi de composants appairés ou particuliers amènent un surcout à l'achat et des contraintes lors de la fabrication. Il est déjà connu de remédier à cet inconvénient de l'art antérieur mais les circuits proposés comportent au moins 3 à 4 transistors. Le but de la présente invention est donc de réaliser un amplificateur performant du type décrit ci-dessus et mettant en oeuvre des composants de qualité, existant au catalogue standard de divers constructeurs et ne nécessistant pas de tri particulier, caractérisé en ce qu'il est constitué en outre d'un circuit symétriseur comportant au moins un composant de couplage d'intensité monté en coupleur d'intensité entre le courant de fonctionnement des transistors de la-première cellule et le courant de fonctionnement des transistors de la deuxième cellule, indépendemment des tensions établies à la sortie et à l'entrée dudit symétriseur, le composant de couplage d' inten- si té étant monté dans le circuit comme élément de contre réaction entre deux moitiés du montage symétrique. Conformément à l'invention le coupleur de courant est composé d'un élément unique, remplaçant avantageusement un circuit à plusieurs transistors, et selon un mode de réalisation préféré ce composant unique est choisi parmi les coupleurs optoélectroniques du commerce. L'util-isation de ce type de composant est déjà connue mais pour d'autres applications et selon d'autres méthodes de montage. Habituellement le coupleur opto-électronique est utilisé pour la commande d'appareil fonctionnant à un potentiel génant. Conformement à l'invention, le coupleur opto- électronique réalise le couplage en intensite des circuits de la première et de la seconde cellule d'amplification et agit en shunt. En outre le circuit symétriseur n'utilise qu'un seul transistor et comporte une borne reliée au moins à un transistor d'amplification et à un transistor de sortie appartenant à un même demi-circuit de la deuxième cellule d'amplification, et comporte une autre borne reliée de façon symétrique, au moins à un transistor d'amplification et à un transistor de sortie appartenant à un même demi circuit de ladite deuxième cellule symétrique du premier, par rapport au plan des masses. En outre, pour la mise en oeuvre du circuit on utilise un montage en base commune à contre réaction importante sur chaque cellule d'amplification, l'ensemble comportant une contre réaction générale. La présente invention sera mieux comprise à l'aide de la description d'un mode de réalisation non limitatif, en référence aux dessins et figures annexés dans lesquels - la figure 1 est une représentation synoptique d'un montage conforme à l'invention ; - la figure 2 est un schéma de principe de l'étage d'entrée du montage de la figure 1 - la figure 3 est un schéma de principe de la deuxième cellule du montage de la figure 1 - la figure 4 est un schéma de principe de la première cellule du montage de la figure 1 - la figure 5 est un schéma de principe du symétriseur du montage de la figure 1 - la figure 6 est un schéma de principe du Bootstrap du montage de la figure i - la figure 7 est un schéma de principe de la éjection des bruits d'alimentation du montage de la figure 1 - la figure 8 effet un schéma de principe du dispositif de démarrage et limitation - la figure 9 est un schéma de principe du montage d'alimentation ; - la figure 10 est le schéma général du circuit - la figure 11 représente le dispositif d'essai du montage. Comme représenté en figure 1, l'amplificateur conforme à l'invention est réalisé en cascadant un amplificateur opérationnel (3) à vitesse de montée élevée avec un montage discret bâti de façon symétrique et destiné à en accroire - la dynamique - la vitesse de montée. -Ce montage se divise pratiquement en deux cellules identiques (1) et (2) faites d'un étage base commune contreréactionné, caractérise par un gain en tension modéré et une bonne linéarité. Selon un mode de réalisation préféré, l'étage d'entrée représenté en figure 2, est constitué d'un amplificateur opérationnel (3), des résistnaces (R15), (R16), Les résistances (R17) et (R18) sont calculées pour maintenir le gain global du montage à une valeur prédéterminée, par exemple A = 57 aux valeurs inférieures à 1 MHZ. Le condensateur (C4) corrige le circuit de contre-réaction en avance de phase et la valeur de la résistance (R19) est obtenue expérimentalement en optimisant la réponse aux signaux carrés. En outre le réglage de la résistance (R16) permet d'annuler la composante continue en sortie de l'amplificateur de puissance. En effet, l'offset de l'amplificateur opérationnel se retrouve en sortie du montage multiplié par le gain A du fait de l'ab- sence de condensateur en série avec la résistance (R17). Ce mode de réalisation préféré de l'étage d'entrée a pour but d'agir sur la tension d'entrée, en faisant varier la résistance d'entrée, pour obtenir une tension de sortie nulle. Ce dispositif présente plusieurs avantages, en particulier il évite de recourir à une circuiterie supplémentaire comme l'exige le montage habituel dit "en offset nul" et il évite également d'introduire les bruits parasites de l'alimentation qui est sommairement filtrée. La valeur de la capacité du condensateur (C6) est calculée en fonction des valeurs des résistances (R15) et (R16) et de la fréquence de coupure basse souhaitée. Pour déterminer les valeurs des composants de l'étage d'entrée on calculera en premier lieu les valeurs des résistances (R17) et (R18) en fonction de la dissipation maximale admissible de ces composants. La valeur de (R15) + (R16) correspond pratiquement à l'impédance d'entrée et un bon réglage du zéro statique impose (R15) + (R16) = (R19). L'amplificateur opérationnel est alimenté selon le mode de réalisation préféré en (6 V) et stabilisé par exemple par les diodes Zener (DZ2) et (DZ'2). La valeur de la résistance (R25) est calculée en fonction de la valeur du courant d'alimentation et de la valeur minimum de (V+). Le découplage de ces alimentations est assuré par des condensateurs de forte valeur, par exemple (22 pi F). La deuxième cellule (2) de la figure 1 est représentée plus en détail en figure 3 et figure 10. Ladite cellule (2) présente une configuration symétrique par rapport au plan des masses et peut être partagée en deux demi-circuits. Un premier demi-circuit représenté en figure 3, constituant un étage d'amplification à base commune, amplifie l'alternance positive ; il est composé d'au moins un transistor (T3), d'au moins un transistor de sortie (T4), de résistances (R5), (R6) et d'un condensateur (C2) selon un procédé de montage classique. Le transistor (T3) est directement attaqué par un transistor (T2), de la première cellule décrite ci-après, et délivre son signal à la base de (T4). Le signal de contre réaction procuré par (R5), (R6) et (C2) est appliqué à la base de (T3). En outre, selon le mode de réalisation préféré de ladite deuxième cellule, la résistance (R6) n'est pas reliée à l'émetteur de (T4) mais à la sortie de l'amplificateur dans le but de gagner en dynamique la chute de potentiel le long de (R7). Le transistor (T3) et son transistor d'attaque (T2) sont parcourus par le même courant ; en déterminant la valeur du gain (A2) du transistor (T2), par exemple A 2 = 2, on équilibre les tensions VCE et les dissipations thermiques dans les conditions de l'exemple non limitatif choisi les valeurs des résistances (R5) et (R6) sont égales et sont calculées en fonction de la dissipation de ces composants pour une tension de valeur (V) prédéterminée. La valeur de (R7) est calculée en fonction des paramètres thermiques du transistor (T4) et le condensateur (C2) stabilise la cellule (2) en contrôlant l'effet Miller du transistor (T3). Un deuxième demi-circuit de la cellule (2) amplifiant l'alternance négative est monté par rapport au plan des masses, symétriquement au premier demi-circuit de la cellule (2). Ledit deuxième demi-circuit comporte au moins un transistor (T'3), au moins un transistor de sortie (T4'), des résistances (R5'), (R6') et un condensateur (C'2) qui sont respectivement les composants symétiques des composants (T3), (T4), (R5), (R6), (C2) et assurent les mêmes fonctions. La première cellule (1) de la figure 1 est -représentée plus en détail en figure 4 et figure 10. Ladite cellule (1) présente également une configuration symétrique par rapport au plan des masses et peut être également partagée en deux demi-circuits. Un premier demi-circuit représenté en figure 4, suit immédiatement l'étage d'entrée et reçoit son signal de l'amplificateur opérationnel (3). Ledit premier circuit est composé d'un transistor (T1), attaqué par une résistance (R4) sortant sur une résistance (R3). Pour augmenter l'impédance de charge du collecteur du transistor (T1), on prévoit d'une part de prélever le signal par l'intermédiaire d'un transistor (T2) monté en émetteur suiveur et d'autre part de scinder (R3) en (R3a) et (R3b). Ce mode de réalisation préféré permet ainsi de ramener au point B, représenté en figure 4, une fraction du signal de sortie et de relever ainsi l'impédance dynamique au collecteur du transistor (T1).Cette fraction du signal de sortie BF est ramenée par la résistance (Ri2) et le condensateur (C1) selon un montage en Bootstrap représenté en figure 6 dont les valeurs des composants se calculent de façon classique en fonction de l'atténuation du signal dans la résistance (R4), par exemple 80% de la valeur choisie pour le gain de la partie discrète, par exemple 12. La contre réaction est appliquée à la base du transistor (T1) par le diviseur de tension (R2, R1) qui prélève le signal à l'é-metteur du transistor (T2). Au point (S2) représenté en figure 4, la valeur de la tension est V ce qui permet de déterminer la valeur de Vc pour (T1)et de Séduire la valeur de la résistance (R3) en fonction de la valeur prédéterminée du courant collecteur de (T1). On choisi de préférence pour (R3a) et (R3b) des valeurs régales et normalisées. Le gain de l'amplificateur d'entrée est prédéterminé et fixé à quatre au minimum, il a par exemple pour valeur Al = 7 dans le montage préféré, compte non tenu, de l'atténuation dans la résistance (R4). Les autres paramètres de fonctionnement du transistor (T1) se calculent de façon tout à fait classique. Ledit premier demi-circuit de la première cellule comporte en outre les résistances (R1), (R2), (R3) choisies de préférence de façon à obtenir (R1 + R2) = (R3) pour que la tension en (S2) ne dépasse pas la valeur V quand le courant émetteur (IE) est nul et quand le transistor (T2) est bloqué. La première cellule comporte en outre un second demi-circuit symétrique du premier demi-circuit de ladite cellule (1) constitué des composants (T'1), (T'2), (R'1), CR'2), (R'3a), (R'3b) (R'4) qui sont par rapport au plan des masses respectivement les composants symétriques des composants (T1), (T2), (R1), (R2), (R3a), (R3b), (R4) et assurent les mêmes fonctions. En raison de la configuration symétrique du circuit, et conformément à l'invention, le dispositif comporte en outre un étage symétriseur représenté en figure 5 et en figure 10. Ledit symétriseur est conçu pour réaliser un couplage en intensité entre le courant de fonctionnement des transistors de la première cellule et le courant de fonctionnement des transistors de la deuxième cellule, indépendamment des tensions établies à l'entrée et à la sortie dudit symétriseur. Avantageusement et conformément à l'invention, un seul composant de couplage d'intensité (4) est utilisé pour réaliser cette fonction au lieu d'un circuit plus complexe à plusieurs transistors. Selon un mode préféré de réalisation, le composant de couplage d'intensité (4) est choisi parmi les coupleurs opto-électroniques du commerce et le circuit symétriseur comporte en outre un transistor (T6) des résistances (R11), (R10), (R9) et un condensateur (C7) montés à la sortie du composant de couplage d'intensité (4) selon un circuit représenté en figure 5 et figure 10.Ce circuit est conçu à'partir d'un circuit de courant de repos classique, et se compose du transistor (T6) parcourus par un courant I et dont la base est attaquée par le diviseur potentiométrique (R9, R10, Rail). Ainsi la tension VR entre les collecteurs des transistors (T3) et (T'3) de la deuxieme cellule est déterminée proportionnellement à une tension VBE mesurée entre le point milieu du diviseur potentiométrique et l'un des transistors (T3) ou (T'3) par exemple (T'3) comme sur la figure 5. Selon le mode de réalisation préféré, le montage symétriseur remplit deux fonctions : d'une part réguler les courants de fonctionnement des transistors (T1), (T2), (T3) d'autre part établir le courant de repos des transistors (T4) et (T'4). Pour réguler les courants de fonctionnement des transistors (T1), (T2), (T3) on intercale dans le retour collecteur de (T6), drainant le courant de fonctionnement de (T3) et (T'3) une photodiode couplée à un photorécepteur monté en dérivateur de courant entre les émetteurs de (T1) et (T'1). On opère ainsi une contre réaction qui maintient le courant I de sortie du composant de couplage (4) à une valeur constante en tout point de la dynamique, proportionnelle au courant d'entrée dudit composant (4). Le réglage de la résistance (R10) contrôle en outre la tension VCE présente entre les bases des transistors (T4) et (T'4) et correspond au réglage ordinaire du courant de repos des transistors finaux. La stabilité thermique est assurée par le couplage entre les boitiers des transistors (T4) et (T6). Par conséquent le composant (4) agit en shunt et en contre réaction, entre deux moitiés d'un montage symétrique indépendemment du signal d'entrée. D'autre part le composant de couplage (4) présente un coefficient de transfert entre son courant d'entrée et son courant de sortie qui n' est pas exactement constant mais varie légèrement autour d'une valeur K dans les normes acceptables. Cette légère variation ne gêne absolument pas le fonctionnement de l'amplificateur car la variation du courant I qui en résulte dans les transistors (T3) et (T'3) ne perturbe en rien leur fonctionnement. De plus, le bruit éventuel du composant-opto-électro- nique n' agissant que sur ce même paramètre I, n'affecte pas le signal S de sortie de l'amplificateur. A titre d'exemple non limitatif dans le circuit représenté à la figure 5, les tensions (Vr) et (Vbe) étant de 2,4 V et de 0,65 V pour les mêmes conditions de courant de repos (100 m A) dans les transistors (T4) et (T'4) à une températurE de 200C et des valeurs de résistances de 820En Hz pour (R9), 47011 pour (R10), 330 fL pour (R1) on obtient une latidude de réglage satisfaisante pour un courant de 1,5 m A dans le diviseur de tension ; le courant de sortie I de ltoptocoupleur (4) varie entre 8 m A et 11 m A pour un courant d'entrée i de l'optocoupleur (4) de 1,5 m A dans les résistances (R8) et (R'8).En outre le courant de sortie I du composant de couplage (4) ne s'annule pas en cours de fonctionnement, ce qui améliore le contrôl-e des potentiels de base des transistors de sortie (T4) et (T'4). Le dispositif conforme à l'invention comporte également un montage représenté en figure 7 pour la réjection des bruits d'alimentation. En l'absence de régulation des sources (V+) et (V-), on peut s'attendre à des variations de tension de l'ordre de 5 à 6 V en fonction de l'importance des courants débités. Si l'on calcule la valeur du gain Ap au collecteur de (T1), par rapport à un signal présent en (V+), on obtient une valeur de 0,346 pour Ap. L'examen du circuit montre que la présence de signaux identiques aux bases des transistors (T1) et (T3) provoque leur réjection en sortie. Pour établir le circuit de base de (T3) il faut tenir compte de deux conditions : il faut garder un rapport de 0,5 entre la sortie (S) et (V+) et il faut garder un écart de tension constant entre la base du transistor (T2) et la base du transistor (T3) pour éliminer les bruits d'alimentation. Ce montage a pour conséquence de faire gagner 1 volt environ en tension de sortie. En figure 8 est représenté le circuit de démarrage et de limitation qui complète le dispositif conforme à l'invention. En effet, les transistors (T1) et (T'1) ne peuvent être contrôlés pour des tensions d'alimentation inférieures à une limite L1;(5 volts par exemple) avec les composants utilisées dans le mode de réalisation de la figure 8, les transistors (T1) et (T'1) sont alors bloqués et il en résulte la saturation de la chaine (T2), (T3), (T'3), (T'2). il importe en outre de bloquer le meme ensemble de transistors au cas où l'une des alimentations (V+) ou (V-) fait défaut afin de ne pas porter la sortie de l'amplificateur au potentiel de l'alimentation restante. Les amplificateurs à configuration symétrique habituels présentent l'inconvénient de reporter toute la tension sur la ligne (V-) ou (V±) si le fusible de la ligne d'alimentation opposée (V+) ou (V-) saute. Le mode de réalisation préféré de la figure (8) est prévu pour palier cet inconvénient. Dans ce but, on alimente les transistors (T2), (T'2) au travers de transistors (T5) et (T'5) respectivement, que l'on sature lorsque la tension aux bornes de la cellule formée par les composants (T7), cor21), (R22), (R23), (DZ1), atteint une valeur prédéterminée par exemple 80 V. Par adjonction des diodes (DS) on limite également la tension sur les résistances (R20) et (R'20) à une valeur prédéterminée, 1,5 V par exemple. La présence de la résistance (R24) à l'émetteur du transistor (T5) permet de limiter également l'intensité dans la chaine composée des transistors (T5), (T2), (T3), (T'3), (T'2), (T'5). Ce mode de réalisation préféré du circuit de démarrage et de limitation de-la figure 8 remplit donc la double fonction de protéger les transistors driver et d'autoriser le contrôle des transistors finaux par dérivation de leur courant de base. Ainsi, si l'un des fusibles des lignes d'alimentation (V+) ou (V-) saute, ou bien si la tension entre lesdites lignes d'alimentation devient inférieure à la valeur prédéterminée de 80 V, alors les transistors (T2), (T'2) ne sont pas alimentés ce qui neutralise tout le circuit à transistors, et l'amplificateur se tait ; l'amplificateur conforme à l'invention n'émet donc aucun bruit pendant les régimes transitoires d'arrêt et de démarrage. On choisit de préférence pour ce montage une diode (DZ1) en fonction de la valeur de tension (VZ) donnée, présentant la plus faible résistance dynamique, on en deduit de façon clasique la tension de d-éblocage du transistor (T7) et les valeurs des résistances (R22), (R21), (R23). La résistance (R23) a pour fonction de limiter le courant et d'assurer la dissipation thermique en laissant saturer le transistor (T7). L'allumage de la LE D de l'optocoupleur indique la mise en fonctionnement de l'amplificateur par un circuit isolé galvaniquement du montage. Les valeurs de (R20 et (R'20) sont calculées pour assurer un complet blocage des transistors (T5) et (T'5) quand le courant dans la cellule formée des composants (T7), (R21), (R22), (R23), (DZ1) est inférieur au courant minimum de déblocage, 2 m A par exemple. Par ailleurs deux diodes silicium montées en série ont pour fonction de limiter la tension aux bornes de (R20) à une valeur prédéterminée 1,5 V par exemple, de laquelle on peut déduire la valeur de la tension maximum aux bornes de la résistance (R24) pour laquelle le transistor (T5) se bloque. Le schéma de principe des alimentations est représenté à la figure 9. On distingue les alimentations de puissance (V+) et (V-) et les alimentations de l'amplificateur opérationnel. Les alimentations de puissance (V+) et (V-) sont réalisées par redressement double alternance à l'aide d'un transformateur à point milieu et filtrées par condensateurs chimiques, mais ne sont pas régulées. On notera la présence, entre les collecteurs des finaux et la masse de la sortie, de condensateurs non polarisés destinés à assurer la réponse aux transitoires. Les alimentations de l'amplificateur operationnel sont fixées à 6 V afin de reduire l'excursion de la tension en cas de saturation sans nuire à la vitesse de montée et sont obtenues à l'aide d'une diode Zener et d'une résistance chutrice partant de l'alimentation principale. Ce procédé allie à sa simplicité l'avantage de maintenir présentes les tensions d'alimentation de l'amplificateur opérationnel tout le temps où la partie puissance est en fonction ; cela évite au montage ainsi qu a sa charge de pâtir d'une excursion aléatoire de tension lorsque l'amplificateur opérationnel se trouve privé d'alimentation. Les diodes placées en série avec les résistances chutrices ont un rôle de protection contre l'inversion temporaire de (V+) ou (V-) qui survient en cas de court-circuit de (T4) et (T'4), entrainant la destruction du circuit intégré. Le calcul des composants du circuit d'alimentation se fait de façon tout à fait classique pour l'homme du métier, ainsi que les calculs des dissipations thermiques des composants de la première cellule (1) et de la deuxième cellule (2). On note que les caractéristiques de ltoptocoupleur (4) permettent de se maintenir à une valeur de courant laissant une marge importante malgré l'échauffement interne de l'appareil. En outre on choisi de préférence d'abaisser au maximum la valeur des composants (R5) et (R6) pour disposer d'une impédance faible à la base du transistor (T3). Le couplage thermique entre les transistors (T4) et (T6) permet le contrôle du courant de repos pour peu qu'il n'y ait pas emballement de la jonction. Le calcul de (R7) se fait comme celui d'une contre réaction destinée à éviter ce phénomène. En outre le mode de réalisation préféré de l'amplificateur conforme à l'invention a été conçu pour tenir compte des caractéristiques d'objectif suivantes - le niveau du signal disponible à la sortie d'une majorité de preamplificateurs-correcteurs est de l'ordre de 0,5 Veff sur 100li ; - la puissance en sortie pour attaquer des enceintes acoustiques de qualité, donc très amorties, doit se situer au dessus de 60 W. D'où les spécifications suivantes - sensibilité : 0,5 Veff à l'entrée pour la puissance nominale ; - puissance nominale : 100 Weff sur 8 - distorsion harmonique : Hz à puissance nominale ; - distorsion d'intermodulation : - distorsion de phase : - rapport signal/bruit non pondéré : 80 dB à puissance nominale ; - bande passante : > 16 Hz à -3 dB ; - vitesse de montée : 9 100 V/ p S. Compte tenu de la puissance requise, 1 'amplifi- cateur sera prévu pour une alimentation symétrique de +/- 60 V Cà vide). On remarque que la vitesse de montée repousse la bande passante à 600 kHz à pleine puissance. il est établi qu'un slew-rate de cet ordre de grandeur est nécessaire à la restitution des transitoires (notamment pour les percussions). C'est aussi le moyen de minimiser les distorsions de phase qui se traduisent par l'altération du timbre des sons. Un dispositif d'essai représenté en figure 11 a été mis en oeuvre pour vérifier l'obtention des spécifications précédentes. Ce dispositif d'essai se composè de - un générateur basse fréquence sinusoidal (6) délivrant des signaux de 10 Hz à MHz en cinq décades avec une distorsion harmonique inférieure à 0,2% - un voltmètre (9) de bande passante comprise entre 2Hz et 12MHz - un distorsiomètre (10), gamme d'utilisation comprise entre 25 Hz et 25 kHz, calibre minimum .0,3% pleine échelle - l'amplificateur à tester (7) alimenté par le générateur basse fréquence (6) à travers un atténuateur non calibré (11) ;; - la charge de l'amplificateur de résistance 8R d'inductance 4 H, faite de résistances bobinées dissipant dans leur totalité 40 W et ne pouvant donc supporter la pleine puissance de façon permanente ; - l'atténuateur (11) qui permet de faire les relevés de mesures pendant des périodes de quelques secondes, tout-en maintenant la puissance de sortie à une valeur réduite durant les réglages intermédiaires ; - un oscilloscope (8) bande passante 10 MHz, qui permet de s'assurer de l'absence d'anomalie sur le signal de sortie, telle que saturation ou accrochage HF. Les résultats obtenus sont conformes aux spécifications d'objectif. On ne sortira pas du cadre de la présente invention en améliorant la protection des transistors de sortie, qui du fait de la vitesse de montée de l'amplfificateur peuvent être détruites par un transitoire ou un signal parasite HF important sur l'entrée. Sachant que l'amplificateur réalisé est un exemple de réalisation prouvant la faisabilité du type de schéma conforme à -l'invention ainsi que son haut niveau de performances on ne sortira pas du cadre de la présente invention en optimisant ultérieurement le dispositif par exemple dans les directions suivantes - introduction d'une protection des transistors finaux contre les surcharges en intensité. L'adjonction, au circuit existant, d'un blocage des bases des transistors de sortie, selon le montage classiquement employé dans les amplificateurs audiofréquence, a provoqué des distorsions des signaux de fréquence élevée, voire des accrochages lorsque l'on augmentait l'amplitude.On peut alors prévoir une limitation du signal dès les étages d'entrée- n'augmentant pas les distorsions en fonctionnement normal - diminution des coûts de fabrication en- étudiant particulièrement l'achat d composants électroniques moins onéreux (dans les limites des spécifications exigées par ce montage), le remplacement de l'amplificateur opérationnel par d'autres types de composants similaires-ou moins performants et enfin le montage mécanique. La conception du montage apparaît vue d'ensemble, en figure (10) comme classique par la présence en sortie de transistors darlingtons et par la stabilisation de leur courant de repos. Mais dans ce cas, étage final n'est pas conçu comme un simple amplificateur d'intensité faisant suite à un amplificateur de tension unique. (T4) et (T'4) sont en fait chacun partie intégrante d'une cellule d'amplification, l'une positive, l'autre négative, indépendante l'une de l'autre. Ces amplificateurs élémentaires sont étudiés avec de forts taux de contre-réaction pour minimiser l'incidence de la dispersion inévitable des caractéristiques des composants sur leur gain. L'établissement du courant I au niveau de l'interconnexion des parties positive et négative doit aussi faire appel à une contreréaction car il s'agit - de conserver dans (T6) un courant donné -d'assurer l'excitation de (T4) et (T'4) en tout point de la dynamique et par conséquent indépendamment de celle-ci. il en découlé la conception du symétriseur précédemment détaillé : l'optocoupleur est un des rares composants ayant ces caractéristiques. L'application qui est faite du coupleur opto-électronique dans le présent montage est nouvelle car habituellement le coupleur opto-électronique est utilisé pour le couplage d'un dispositif de commande avec le montage qui lui est asservi, l'un et l'autre ayant des potentiels de référence distincts et non compatibles. L'étage d'entrée et les cellules d'amplification (1) et (2) peuvent en outre être réalisées selon d'autres modes de réalisation et comporter des transistors en nombre différent sans pour cela sortir du cadre de la présente invention. On ne sortira pas non plus du cadre de la présente invention en utilisant, à la place de l'optocoupleur, un groupe d'optocoupleurs réalisant les mêmes fonctions si par exemple on désire obtenir un coefficient de transfert K plus important. REVENDICATIONS 1. Amplificateur basse fréquence de puissance ali menté par deux alimentations, l'une positive (V+), l'autre négative (V-) avec un-point milieu, constitué d'un étage d'entree comportant un amplificateur opérationnel (3) d'au moins deux cellules d'amplification (1) et (2) composées chacune de deux demi-circuits transistorisés à configuration symétrique par rapport au plan des masses caractérisé en ce qu'il est constitué en outre d'un circuit symétriseur comportant un composant de couplage d'intensité (4) monté en coupleur d'intensité entre le courant de fonctionnement des transistors de la première cellule et le courant de fonctionnement des transistors de la deuxième cellule, indépendemment des tensions établies à la sortie et à ltentree dudit symétriseur, le composant dé couplage d'intensité (4) étant monté dans le circuit comme élément de contre réaction entre deux moitiés du montage symétrique. 2. Amplificateur basse fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que le composant de couplage (4) est un coupleur opto-électronique ou un ensemble d'optocoup leurs. 3. Amplificateur basse fréquence selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit symétriseur comporte en outre un transistor (T6) dont la base est attaquée par le diviseur de tension potentiométrique, (R9, R10, R11), dont le retour collecteur drainant le courant de fonctionnement des transistors (T3) et (T'3) de la deuxième cellule (2) traverse une photodiode couplée à un photorécepteur monté en dérivateur de courant entre les émetteurs des transistors (T1) et (T'1) de la première cellule (1), opérant ainsi une contre réaction -maintenant le courant de sortie du composant de couplage (4) à une valeur constante en tout point de la dynamique, proportionnelle au courant d'entrée dudit composant de couplage (4). 4. Amplificateur basse fréquence selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la pre mière cellule d'amplification (1) est constituée de-deux demicircuits symétriques par rapport au plan des masses suivant im-médiatement l'étage d'entrée, le premier demi-circuit amplifiant l'alternance positive, comportant au moins un transistor (T1) recevant le signal de l'amplificateur opérationnel- (3), et au moins un transistor (T2) monté en émetteur suiveur pour augmenter l'impédance de charge du collecteur du transistor (T1), et un circuit de contre réaction appliqué à la base de (T1) par un diviseur de tension (R2), (R1) prélevant le signal à l'emet- teur de (T2), le deuxième demi-circuit amplifiant l'alternance négative comportant au moins un transistor (T'1) recevant également le signal de l'amplificateur opérationnel (3) et dont le circuit de branchement est symétrique de celui du premier demi-circuit par rapport au plan des masses. 5. Amplifica-teur basse fréquence selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la deuxième cellule d'amplification (2) est composée de deux demicircuits symétriques par rapport au plan des masses, dont le premier demi-circuit amplifiant l'alternance positive comporte au moins un transistor (T3), directement attaqué par au moins un transistor (T2) de la première cellule, délivrant son signal à la base d'au moins un transistor de sortie (T4),- ledit transistor (T2) recevant sur sa-base un signal de contre réaction procuré par les composants (R5), (R6), (C2), le deuxième demi-circuit de ladite deuxième cellule amplifiant l'alternance négative comportant au moins un transistor (T'3), délivrant son signal à au moins un transistor de sortie (T'4), et dont le circuit de branchement est symétrique de celui du premier demi-circuit par rapport au plan des masses. 6. Amplificateur basse fréquence selon l'une quelconque des revendic.ation5-1 à 5, caractérisé en ce qu'on utilise un montage à base commune à contre réaction importante sur chaque cellule d'amplification, l'ensemble comportant une contre réaction générale. 7. Amplificateur basse fréquence selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que l'une des entrées de l'amplificateur opérationnel (3) de l'étage d'entrée comporte une résistance variable (R16) pour annuler la composante continue en sortie dudit amplific-ateur (3).