FR 2497025 A1 19820625 FR 8027249 A 19801222 L'invention concerne un dispositif économiseur d'énergie pour moteurs à induction polyphasés. Les moteurs à induction classiques utilisent la totalité de la tension alternative sinusoidale aux bornes des enroulements du stator quelle que soit la charge du moteur. Dans les cas où la charge varie entre des limites très importantes, c'est-à-dire par exemple lorsque le moteur est utilisé pour des opérations de levage ou dans des monte-charge, le moteur est utilisé la plupart du temps dans des conditions très éloignées de sa charge maximale. Dans ces conditions les pertes fer du statoé sont pratiquement les mêmes que lorsque le moteur fonctionne à pleine charge. De plus, comme le facteur de puissance est faible à charge faible, le courant du stator est élevé et les pertes cuivre sont égalemert importantes. Quand un moteur à induction polyphasé classique fonctionne très au-dessous de sa puissance maximale, une partie seulement de la tension alternative sinusoidale, ou un fonctionnement sur une seule phase, suffisent pour répondre à la demande de puissance du moteur. Le fait de réduire ainsi la tension alternative ou de fonctionner sur une seule phase, réduit considérablement les pertes fer et les pertes cuivre du moteur tout en faisant également moins chauffer le stator. Cette réduction de la température de fonctionnement globale réduit encore les pertes cuivre du moteur par suite de l'abaissement de la résistance ohmique des enroulements. Ces divers facteurs se combinent pour conduire à une réduction importante de l'énergie consommée par le moteur et par suite à une économie sur les sources énergie à mettre en oeuvre, et à une réduction des coûts de fonctionnement. Compte tenu des remarques ci-dessus, l'invention a pour but de créer un dispositif à la fois simple et fiable, permettant de faire varier l'énergie électrique appliquée au stator et par suite la densité de flux du stator d'un moteur alternatif polyphasé à induction de type standard non modifié, de façon que cette énergie devienne fonction de la charge appliquée à chaque instant au moteur. Ce but est atteint, selon l'invention, en ne laissant parvenir au stator du moteur qutune fraction plus ou moins grande de la tension alternative fournie par la source de puissance, cette fraction dépendant du pourcentage de glissement du moteur, ou encore en ne faisant fonctionner le moteur que sur une seule phase. En d'autres termes la tension sinusoidale appliquée au stator du moteur est modifiée pour s'adapter à chaque instant aux conditions de la charge, ce qui permet de réduire de manière importante les pertes fer et les pertes cuivre. A cet effet l'invention concerne un dispositif de commande de puissance alternative à économie d'énergie permettant de réduire les pertes fer et les pertes cuivre d'un moteur alternatif à induction triphasé classique en faisant varier la forme et l'amplitude de la tension entrée appliquée à ce moteur, dispositif caractérisé en ce qu'il comprend un moteur alternatif triphasé à induction classique comprenant trois enroulements de stator et un rotor destiné à être couplé à la charge, une source de puissance sinusoidale triphasée à trois conducteurs permettant d'alimenter les enroulements du stator pour faire tourner le rotor et des moyens de commande à boucle de réaction positive se fermant conditionnellement, pour alimenter les enroulements du stator à partir de la source triphasée en se référant à une vitesse particulière correspondant au meilleur rendement en énergie compte tenu des propriétés intris sèques des moteurs à induction sur une plage limitée de vitesse de ceux-ci au voisinage de leur pleine vitesse, les moyens de commande à boucle de réaction positive comprenant des moyens de détection de charge du moteur se couplant au rotor et produisant un signal de modulation de fréquence lié à la charge du moteur, un discriminateur de fréquence branché aux-moyens de détection de charge de manière à produire une tension de commande continue dont l'amplitude varie en sens inverse de la vitesse du moteur, un étage à.émetteur-suiveur branché à la sortie du discriminateur de fréquence pour rendre celui-ci insensible aux variations des circuits suivants tout en couplant la tension de commande continue à ceux-ci, un certain nombre de moyens de couplage de tension branchés à la sortie de l'étage à émetteur-suiveur pour fournir un certain nombre de signaux de sortie de commande continue isolés les uns des autres, deux modulateurs répondant respectivement aux signaux de sortie de commande continue et comprenant des moyens de commutation associés branchés entre deux conducteurs de la source de puissance triphasée et deux des trois enroulements de stator, le troisième enroulement de stator étant branché directement au troisième conducteur de la source de puissance, les modulateurs servant à appliquer la totalité de la tension sinusoldale de la source de puissance à leurs enroulements de stator associés pendant le démarrage et la montée en vitesse du moteur, puis à maintenir à une valeur déterminée la vitesse atteinte par le moteur en faisant varier l'angle électrique ou la phase de chaque 'cyle:: de la source de puissance branchée à ce moment aux deux enroulements de stator, et par conséquent au troisième enroulement de stator, ce qui permet ainsi d'obtenir des fractions variables de chaque onde sinusoidale de tension fournie par la source de puissance aux trois enroulements de stator, suivant les besoins imposés par la charge sur le rotor du moteur à chaque instant donné, et suivant les caractéristiques électromécaniques intrinsèques du moteur, grâce à quoi les moyens de commande à boucle de réaction positive fermée permettent de réduire très sensiblement les pertes fer et les pertes cuivre de ce moteur classique en réglant essentiellement le courant moyen fourni par la source de puissance aux enroulements du stator, en fonction de la charge et des caractéristiques intrinsèques du moteur lorsque la charge de celui-ci varie entre zéro et la charge maximaLe. Ainsi, selon l'invention, le stator du moteur triphasé standard ntest branché directement que par une seule entrée à la source de courant alternatif triphasé. Les deux autres entrées du stator sont branchées au secteur triphasé par l'intermédiaire de triacs qui commencent par conduire en permanence au moment du branchement initial de manière à fournir au moteur le couple de démarrage maximum. Après le démarrage du moteur, les triacs deviennent des éléments d'une boucle de réaction positive non linéaire à fonctionnement conditionnel, et la phase de ces triacs peut être commandée par des modulateurs répondant à un signal de modulation de fréquence produit par des moyens de détection de la charge du moteur. Il en résulte que chaque triac conduit pendant la totalité ou pendant une partie seulement de sa tension sinusoidale d'entrée, en fonction de la puissance demandée à chaque instant au moteur. De cette manière la vitesse du moteur est maintenue à une valeur donnée constante dans toutes les conditions de charges appliquées au moteur à l'intérieur de son domaine de fonctionnement, et la pleine puissance est appliquée dans le cas des très fortes charges, de manière à maintenir les pleines performances du moteur en surcharge. Pour obtenir l'optimum de rendement et un fonctionnement régulier, chaque triac branche au stator une fonction différente de la puissance de la source pour les charges faibles et modérées, et l'un des triacs reste en circuit ouvert pour les charges très faibles ou nulles, ce qui fait ainsi fonctionner le moteur en monophasé avec une sinusoïde partielle. Les moyens de détection de charge et les modulateurs peuvent être les mêmes que ceux décrits dans la demande de brevet U.S.A. nO 917 698 de Parker et Hedges. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée qui suit et qui se réfère aux dessins ci-joints dans lesquels - la figure 1 est un schéma de principe d'un dispositif économiseur d'énergie selon l'invention , et - la figure ? est un schéma détaillé d'une forme préférée de circuits du type de ceux utilisés dans le schéma de .principe de la figure 1. Comme indiqué sur la figure 1, un moteur triphasé standard 10 comporte trois enroulements de stator 2a, 2b et 2c qu'on peut brancher à une source de courant alternatif triphasée 3 par les lignes 4a, 4b et 4c pour faire tourner le rotor 12. Selon l'invention, la source de courant 3, au lieu d'hêtre branchée directement à chacun des enroulements de stator, est branchée comme indiqué sur la figure 1. L'un des conducteurs tel que le conducteur 4c par exemple, est branché directement, de façon classique, à l'enroulement de stator 2c. Au contraire les conducteurs 4b et 4a sont branchés respectivement à l'une des bornes de deux commutateurs à'état solide 5 et 6 dont les autres bornes sont branchées, en 5a et 6a, aux entrées des enroulements 2a et 2b du stator du moteur. Par suite la puissance moyenne appliquée à l'ensemble des enroulements par la source 3, y compris l'enroulement de stator 2c, devient ponction de la durée de conduction des commutateurs 5 et 6. Les commutateurs 5 et 6, qui peuvent par exemple être constitués par des dispositifs à triacs, font partie de modulateurs 7 et 8 dont le fonctionnement est commandé par une tension continue apparaissant sur la ligne 16b à la sortie de l'étage à émetteur-suiveur 11. L'amplitude de cette tension de commande continue correspond à la modulation de fréquence produite par unigénérateur alternatif relativement petit couplé mécaniquement au moteur 10. Le générateur 18 de la figure 1 comprend une roue dentée 18a montée en 13 sur l'arbre du moteur à induction 10. La roue dentée 18a et son stator associé comportent un petit générateur alternatif dont la modulation de fréquence de sortie est déterminée par sa vitesse de rotation et par le nombre de dents de la roue 18a. La fréquence de sortie moyenne de ce générateur est un multiple entier de la vitesse moyenne de rotation du moteur à induction 10 et peut par exemple représenter, 60 fois environ la vitesse moyenne du moteur. Le signal de sortie du générateur 18 qui, du fait du choix d'une fréquence beaucoup plus élevée que celle de la source de courant 3, est un signal alternatif produit électromécaniquement, présente deux formes de modulation de fréquence liées à la charge. La première forme de modulation de fréquence produite par le rotor dans le générateur 18, est inhérente à tous les moteurs à inductinn et dépend des variations de glissement du rotor résultant des variations de la charge mécanique du moteur. Plus présisément la fréquence moyenne du signal alternatif produit par la vitesse de rotation de l'arbre du moteur, varie directement proportionnellement aux variations de vitesses liées à la charge. Les moteurs polyphasés, aussi bien que les moteurs monophasés, produisent cette forme de modulation de fréquence liée à la charge. Des mouvements moins évidents du rotor d'un moteur triphasé fonctionnant sur une seule phase ou sur trois phases avec découpage de la tension sinusoidale appliquée, produisent une autre forme de modulation de fréquence à la sortie du générateur 18. En qffet, le moteur fonctionnant en monophasé est soumis à des variations naturelles de torsion par suite du fait que le courant sinusoldal circulant dans les enroulements du stator passe deux fois par zéro à chaque cycle, ce qui produit de petites variations de vitesse. Ainsi, avec une source de courant alternatif à 60 Hz, le fonctionnement en monophasé produit des variations de vitesse et de couple à 120 Hz, sensibles à la charge, ces variations se répercutant sur le générateur. De la même façon le fonctionnement du moteur triphasé en mode à sinusoïde partielle à 60 Hz, produit des variations de vitesse et de couple à 360 Hz qui modulent en fréquence le signal de sortie du générateur. Par suite, lorsque la charge du moteur 10 augmente à partir de zéro, le signal issu du générateur 18 présente tout d'abord une fréquence moyenne proportionnelle à la vitesse moyenne du moteur avec des variations au-dessus et au-dessous de cette fréquence moyenne se produisant tout d'abord à 120 Hz pendant le fonctionnement en monophasé, puis passant à 360 Hz pendant le fonctionnement en triphasé à sinusolde partielle. Ce signai alternatif à modulation FM/FM est appliqué à l'entrée d'un discriminateur de fréquence 17 qui transforme la modulation de fréquence apparaissant sur la ligne 20, en une tension de commande continue correspondante sur la ligne 16, l'amplitude de ce signal de tension continue étant fonction de la modulation de fréquence totale du signal, pour des vitesses du moteur se situant au-dessus de 95 % environ de la vitesse de synchronisme. Dans la description qui suit on supposera que le générateur 18 comporte 60 dents et que le moteur à induction tourne à une vitesse de 30 tours/seconde de façon que le signal alternatif de sortie du petit générateur associé soit à une fréquence de 1800 Hz, les paramètres ci-dessus étant donnés ici à titre d'illustration de l'invention. Le signal alternatif de sortie du générateur 18 est appliqué aux bornes d'un circuit LC 32, comme indiqué sur la figure 2, ce circuit 32 présentant une résonance large à la fréquence du générateur, de manière à fournir une onde de sortie pratiquement sinusoldale. Ce signal alternatif résultant est appliqué, par l'intermédiaire du condensateur 33, à la base du transistor 34 dont le collecteur est alimenté par une résistance 35 à partir de la borne positive de la source continue 31. Toute variation d'amplitude du signal alternatif produit par le générateur 18, est éliminée par la référence de tension fournie par la diode 36 et par l'effet limiteur de la jonction base-émetteur du transistor 34. Par suite, le transistor 34 fonctionne en amplificateur limiteur. Les éffets de limitations positive et négative décrits ci-dessus donnent sur la base et le collecteur du transistor 34 une forme d'onde écrêtée à sommets plats. Ces impulsions à sommets plats sont injectées dans un circuit résonant 37 à grand coefficient de surtension Q, ce circuit étant accordé à 1850 Hz environ, au-dessus de l'une des fréquences du générateur 18. Le signal de sortie du générateur alternatif travaille sur un flanc de la courbe de résonance du circuit 37 de sorte que ce circuit 37 fonctionne en fait en discriminateur de fréquence, ctest-à-dire que la tension apparaissant aux bornes du circuit 37 varie en amplitude suivant la modulation de fréquence du signal qui lui est appliqué par le transistor 34. Le signal développé aux bornes du circuit résonant 37 est envoyé, par l'intermédiaire d'une résistance variable 38 et d'un condensateur 39, à un amplificateur continu polarisé par le signal, cet amplificateur comprenant le transistor 40. Lorsque la tension de base positive, produite par le signal, monte au-dessus de son seuil de coupure, il se produit une installation mpide, non linéaire, du courant de collecteur du transistor 40. La résistance variable 38 est réglée de façon que cette commutation non linéaire corresponde à une vitesse d'énergie donnée se situant au-dessus d'environ 95 Vo de la vitesse synchrone du moteur. Au-dessus de cette vitesse la conduction moyenne du transistor 40 devient progressivement plus linéaire en réponse à l'amplitude de tension du signal démodulé. Le transistor 40 est polarisé par le signal, à la fois dans le sens direct et dans le sens inverse, grâce à la charge et à la décharge du condensateur 39 provoquée par le passage du courant alternatif dans ce condensateur, et au redressement effectué ensuite par le transistor 40. Du fSt de cette polarisation inverse et de la résistance d'émetteur 45 du transistor 40 non court-circuité, la charge appliquée au circuit résonant 37 par le transistor 40, est minimale.La diode Zener 41 branchée entre l'anode de la diode 42 et la sst, fournit au condensateur 39 un chemin de décharge à faible résistance pendant les pointes d'alternances de polarisation inverse négative qui dépasse-nt la tension de seuil de conduction de la diode Zener, ce qui protège ainsi le transistor 40 des pointes de tension négative élevées. La diode 42 empêche l'alternanoe positive du signal de polarisation directe, être mise à la masse par la diode Zener 41. Comme l'amplitude de la tension alternative aux bornes du circuit résonant 37 varie en fonction de la modulation de fréquence, liée à la charge, du signal appliqué à ce circuit résonant, la polarisation du transistor 40 varie également et la partie du signal servant à rendre le transistor 40 conducteur varie de la même façon suivant la charge du moteur à chaque instant. Au-dessus du seuil de conduction non linéaire du transistor 40, une augmentation de l'amplitude de la tension alternative aux bornes du circuit résonant 37 provoque une augmentation du courant dans la résistance 43, ce qui produit à son tour une augmentation de la chute de tension aux bornes de la résistance 43, et par conséquent une réduction de tension au collecteur du transistor 40, et vice versa.Par suite cette partie particulière du circuit fonctionne en générateur de signai inverse, ctest-à-dire qu'une variation d'amplitude.inverse se produit entre la base et le collecteur du transistor.40. Le collecteur du transistor 40 est branché à une borne du condensateur 44 dont l'autre borne est mise à la masse. Le condensateur 44 se charge à travers la résistance 43 pendant une partie du temps, ctest-a-dire lorsque le transistor 40 ne conduit pas, et se décharge à travers le transistor 40 et une résistance 45 lorsque le transistor 40 devient conducteur. La constante de temps du circuit RC 43, 44 est longue comparativement à la fréquence de 1800 Hz (c'est-àdire la fréquence de sortie nominale du générateur alternatif 18) et la tension d'ondulation de fréquence moyenne aux bornes du condensateur 44 présente par conséquent une amplitude très faible. Par suite, quand le moteur 10 tourne au voisinage de sa vitesse de rendement maximum, la tension aux bornes du condensteur 44 diminue jusqu'à un potentiel continu pratiquement stable dont la grandeur moyenne varie proportion nellement à la charge et à la modulation de fréquence liée à la vitesse. Cette tension aux bornes du condensateur 44 constitue la tension de commande continue apparaissant sur la ligne 16 (voir figures 1 et 2). Sur la figure 1 la ligne 16 de tension de commande continue est branchée à l'entrée de étage à émetteursuiveur 11. La figure 2 montre que cet étage à émetteur-suiveur 11 consiste en un transistor 11, un condensateur de liaison en courant alternatif 80, une résistance variable 82, une résistance de charge de sortie 81, et des diodes 93 et 84.Cet étage à émetteur-suiveur 11 fonctionne de manière classique et sert à isoler la tension de commande continue développée au collecteur du transistor 40, de façon que celle-ci ne soit pas chargée par les entrées de tension de commande continue des modulateurs 7 et 8 auxquelles elle est finalement couplée. Le réglage de la résistance variable 82 détermine le niveau maximum auquel le condensateur 44 peut se charger pendant les périodes où le transistor 40 est coupé, et commande par conséquent la vitesse à laquelle la tension de commande continue moyenne peut varier avec la modulation de fréquence induite par la charge. En d'autres termes la résistance 82 peut être utilisée pour faire varier la réponse du système (en temps) à une variation de la charge du moteur. Les diodes 83 et 84 branchent aux modulateurs 7 et 8 la tension de commande continue apparaissant sur la ligne 16b. La diode Zener 86 court-circuite la résistance 87 aux très grandes valeurs de la tension de commande continue pour que la réponde du modulateur soit plus rapide au cas où une charge très importante serait appliquée brusquement au moteur 10. Chacun des modulateurs 7, 8 nécessite deux entrées de signal de commande. L'une de ces entrées est branchée à une source commune constituée par la sortie de tension de commande continue de l'étage à émetteur-suiveur 11. L'autre entrée reçoit un signal de référence alternatif qui synchronise la conduction d'un détecteur de passage par zéro (transistor 52 ou 52a), le passage par zéro de la phase considérée (branchée à la source alternative 3) étant commandé par le modulateur correspondant. Dans le cas du modulateur 7, par exemple, la seconde entrée de commande (ou de synchronisation) est branchée à la phase 2. Comme le fonctionnement des iux modulateurs est le même, on ne décrira seulement que le fonctionnement du modulateur 7 et de son détecteur de passage par zéro. Le signal de référence de synchronisation (décrit ci-dessus) est branché par l'intermédiaire du transformateur 28 dont le primaire est branché entre les phases 2 et 3. La sortie ou secondaire du transformateur 28, sortie basse tension (12,6 Voltsalternatif, par exemple) à 60 Hz, est branchée à un redresseur double alternance 51 dont le signal & sortie est constitué par une série dalternances négatives par rapport à la masse (comme indiqué en 29 sur la figure 2), et se branche à la base du transistor 52.La base de ce transistor 52 est également alimentée en courant de polarisation positive, par la résistance 46 branchée à l'alimentation continue 31. Les alternances négatives du redresseur 51 maintiennent le transistor 52 non conducteur, sauf au passage de la tension par zéro. La polarisation positive appliquée par la résistance 46 provoque la saturation collecteur-émetteur du transistor 52 au voisinage des passages par zéro et, pendant ce temps, le point de jonction de la résistance 47 et du condensateur 48 (ceest-à-dire le collecteur du transistor 52) se trouve verrouillé à 0,1 Volt continu environ du potentiel de la masse. Plus précisément, après le passage par zéro de la tension de référence de la phase 2, la tension fournie par le redresseur 51 commence à tomber vers la valeur négative (crête) de - 12,6 Volts continus. Quand la tension résultante sur la base du transistor 52 tombe au-dessous de + 0,7 Volt continu environ, la coupure collecteur-émetteur se produit. Le transistor 52 reste coupé jusqu'à ce que la tension sur sa base atteigne + 0,7 Volt continu par suite de la polarisation positive fournie par la résistance 46 lorsque la phase 2 arrive très près de son passage de tension par zéro. Ainsi le transistor 52 est coupé pendant la majeure partie de chaque cycle de la source de courant alternative, et ne conduit que légèrement avant, pendant, et légèrement après les passages par zéro de la phase à laquelle il est branché. La durée de conduction du transistor 52 (et du transistor 52a) est ainsi d'environ 1 milliseconde. Quand le transistor 52 est conducteur le condensateur 48 se décharge ; quand le transistor 52 est coupé, comme décrit ci-dessus, le condensateur 48 commence à se charger à travers la résistance 47 jusqutau niveau de la tension de commande continue fournie par le condensateur 44. Le signal résultant est appliqué, par l'intérmédiaire de la résistance 54, à la base d'un transistor 55 de manière à rendre celui-ci conducteur, cependant la conduction du transistor 55 est retardée suivant la tension alors présente sur la borne positive du condensateur 48.Plus précisément le transistor 55 reste non conducteur jusqu'à ce que la tension aux bornes du condensateur 48 branché à la base du transistor 55 par l'intermédiaire de la résistance 54, atteigne environ + 0,7 Volt continu, après quoi le transistor 55 (qui constitue un commutateur à retard de déclenchement) commence à laisser passer le courant collecteur-émetteur. Le transistor 55 est branché à l'émetteur d'un transistor 56 qui coopère avec un autre transistor 57 et avec un certain nombre de condensateurs et de résistances associés pour créer un générateur de dédenchement à gâchettes multiples comprenant un multivibrateur astable (à oscillation libre) de configuration classique à une exception près. Cette exception consiste en ce que, alors que l'émetteur du transistor 57 est directement relié à la masse, l'émetteur du transistor 56 du générateur de déclenchement à gâchettes multiples n'est pas relié directement à la masse mais par l'intermédiaire du transistor 55. Par suite, le fonctionnement en multivibrateur typique des transistors 56, 57 est bloqué jusqu'à ce que le transistor 55 conduise pour assurer la liaison à la masse de l'émetteur du transistor 56. Dès que le transistor 55 passe en conduction saturée on obtient un fonctionnement en multivibrateur astable typique. Le démarrage du générateur de déclenchement à gâchettes multiples 56, 57 est accéléré par le condensateur 58 qui fournit au commutateur à transistor 55 1 timpulsion de démarrage issue de la sortie de ce générateur. Les valeurs des éléments du multivibrateur (ou générateurs de déclenchement à gâchettes multiples) 56, 57, sont choisies pour obtenir un fonctionnement du multivibrateur à 20 Hz environ. Le signal de sortie produit lorsque le générateur de déclenchement à gâchettes multiples se met à fonctionner, se présente sous la forme d'un train d'impulsions de déclenchement présentant chacune une largeur de l'ordre de 25s s'étalant sur une durée maximale de 7 millisecondes environ par alternance de la source de courant alternatif 13, ou ne durant que pendant la partie plus faible du cycle de la source alternative déterminée par l'instant où le transistor 55 devient conducteur pour permettre le fonctionnement du générateur de déclenchement à gâchettes mùltiples. Après saturation du transistor 55 BOUS l'action combinée de la polarisation positive fournie par le condensateur 48 et de la polarisation positive appliquée à la base du transistor 55 par l'intermédiaire du condensateur 58 alimenté par la sortie du générateur de déclenchement à gâchettes multiples, le transistor 55 est maintenu dans cet état de saturation par les polarisations positives combinées du reste des alternances de tension de la source de puissance.Les impulsions de tension positives apparaissant à la sortie du générateur de déclenchement à gâchettes multiples sont appliquées, par l'intermédiaire d'une résistance 59, à un amplificateur de déclenchement de gâchette comprenant un transistor 60, un transformateur associé 61 et des diodes de protection contre les modes erronés 61a, permettant-la transformation en impulsions de courant plus-élevées qui, à leur tour, sont appliquées à l'électrode de gâchette ou borne de commande 62 de l'ensemble de triac 6 branché entre la phase 2 de la source alternative 3 et l'enroulement de stator 2b du moteur à induction 10. Les diodes de protection 61a empêchent le passage du courant de gâchette positif et limitent la tension de gâchette inverse à environ 2 Volts par diode de blocage. L'ensemble de triac 6 est mis en marche par l'arrivée de la première impulsion du train d'impulsions appliqué à son électrode de gâchette par l'amplificateur de déclen chement 60. Le débit continu d'impulsions appliquées ensuite à ltélectrode de gâchette 62 de l'ensemble de triac 6 assure l'équilibrage de conduction complet de cet ensemble de triac 6 quelles que soient les transitions de tension pouvant être produites par les variations de charge inductive du moteur 10 qui, autrement, pourraient produire des déséquilibrages d'alternances par auto-commutation à des instants autres que les passages par zéro du courant fourni par la source alternative 3. La structure du modulateur 8 est la même que celle décrite ci-deùs pour le modulateur 7, sauf le fait qu'on ajoute une résistance 85a branchée à la masse par l'interméo diaire du condensateur 48a de constante de temps de charge, et produisant une différence de constante de temps et de vitesse de charge comparativement au cas du modulateur 7. Des résistances variables 47 et 47a peuvent titre réglées au moment de la fabrication pour éviter la nécessité d'utiliser des éléments de précision ou de choisir les éléments pour obtenir des caractéristiques d'entrée particulières du retard en fonction de la tension de commande des modulateurs 7 et 8, ces caractéristiques étant différentes de celles fournies par la résistance fixe 85a.On peut également utiliser les résistances 47 et 47a pour adapter les modulateurs 7 et 8 à des caractéristiques de couple différentes correspondant à des moteurs triphasés de fabrications différentes. Le fonctionnement de l'ensemble du circuit de la figure 2 sera maintenant décrit en détail en supposant tout d'abord qutaucune charge n'est appliquée à l'arbre 13 du rotor 12. Quand les enroulements de stator 2b et 2a du moteur triphasé 10 sont branchés aux commutateurs à leétat solide 6 et 5, comme indiqué sur la figure 2, et que le courant de la source alternative 3 est appliqué directement à la borne 2c du moteur 10 et aux-c-ommutateurs à l'état solide, le générateur 18 ne donne tout d'abord pas de signal de sortie car le moteur 10 nta pas encore commencé à tourner. Il en résulte un maximum de tension de commande continue sur la ligne 16b. Cette tension continue élevée commande les deux modulateurs 7 et 8 pour qu'ils envoient un train d'impulsions de déclenchement de gâchette à leurs commutateurs à l'état solide respectifs, sans retard après passage par zéro de la tension de chaque phase, ce qui déclenche à son tour sans retard la conduction de ces commutateurs à l'état solide. Comme cette opération se fait de façon continue, les commutateurs laissent passer le courant dans les deux sens, les enroulements de stator 2a et 2b reçoivent des sinusoides de tension complètes à 60 Hz, de même que les enroulements 2c, de sorte que le moteur 12 commence à tourner avec sa pleine valeur de couple. Lorsque le moteur 10 atteint sa pleine vitesse de rotation, le générateur alternatif à modulation de fréquence 18, agissant par l'intermédiaire du du discriminateur de fréquence 17, commence à réduire l'amplitude de la tension de commande continue relativement élevée de la ligne 16 et, par suite, de la ligne 16b. A la fin, la tension de commande continue décroissante de la ligne 1Sb devient insuffisante pour charger complètement les condensateurs 48a et 48 à travers leurs résistances de charge respectives 47a et 47, avant que ces condensateurs soient déchargés par les transistors 52a et 52 qui fonctionnent en commutateurs de reréglage de passage par zéro de la tension de la phase de référence. Dans ces conditions les tensions aux bornes des condensateurs 48a et 48 ne sont pas suffisamment élevées, aussitôt après le passage par zéro, pour atteinre le seuil conduction des transistors 55a et 55, et pour démarrer le fonctionnement de leurs générateurs de déclenchement à gâchettes multiples. Le résultat est que les commutateurs à l'état solide 5 et 6 ne commencent pas aussit8t à conduire au démarrage des demi-sinusoides de la source de puissance 3, comme ils le faisaient auparavant. Des formes d'ondes partielles sont en fait appliquées aux enroulements 2b et 2a du stator du moteur, par les commutateurs à l'état solide 6 et 5, et la forme d'onde résultante dans les enroulements 2c ne représente alors corré- lativement qu'unie partie seulement de la puissance sinusoidale disponible à la source 3. Comme indiqué ci-dessus, les constantes de temps de charge des circuits d'entrée des transistors 55a et 55 des modulateurs respectifs 8 et 7, sont différentes du fait de l'adjonction de la résistance 85a dans le modulateur 8. Plus précisément la constante de temps nécessaire pour allumer le transistor 55zest plus longue, et la vitesse de charge par unité de tensioscontinue d'entrée est respectivement plus petite pour le condensateur 48a que pour le transistor 55 et le condensateur 48.Par suite, lorsque la tension de commande continue diminue au moment du démarrage du moteur 10, par passage de la pleine puissance à la pleine vitesse comme décrit ci-dessus, un retard d'installation de la conduction se produit après le passage par zéro du premier commutateur à l'état solide 5 (quoi appellera phase 2 pour les besoins de la description). En l'absence de charge, comme on l'a supposé ci-dessus pour les besoins de la description, la tension de commande continue diminue encore lorsque le moteur a atteint sa pleine vitesse de rotation, et de même le commutateur à l'état solide 6 ne commence pas à conduire en phase 2 aussitôt après son passage par zéro. Lorsque la tension de commande continue diminue encore, la partie d'onde sinusoidale branchée, par action du modulateur 8, sur le commutateur à l'état solide 5, continue à diminuer. Enfin la tension de commande chargeant le condensateur 48a correspond à une charge supposée nulle et n'atteint pas le seuil de conduction du transistor 55a au passage par zéro de la phase 1 ; par suite le commutateur à l'état solide 5 ne s'allume pendant aucune partie de -la période alternative débitée par la source 3. Plus précisément l'enroulement 2a du stator du moteur est coupé et ce moteur triphasé 10 démarre en mode monophasé. il est bien connu de l'art antérieur qu'un moteur triphasé légèrement chargé après démarrage, continue de tourner au vois-inage de la vitesse de synchronisme quand deux seulement de ses trois enroulements de stator sont branchés à une source de courant alternatif triphasée. Ainsi, quand aucune charge n'est appliquée au moteur, le système de commande, après démarrage à pleine puissance, se met progressivement à fonctionner sous contrôle, et conserve une vitesse de moteur donnée par établissement d'une conditi.dans laquelle l'enroulement 2a est ouvert et l'enroule- ment 2b reçoit de l'énergie électrique pendant environ 6 millisecondes sur les 16,6 millisecondes de chaque cycle de l'onde sinusoidale à 60 Hz délivrée par la source. Cette vitesse particulière du moteur sert de référence de fonctionnement à rendement donné, et se règle par la résistance variable 38 de la figure 2 (dans le discriminateur 17) pour atteindre la vitesse de moteur fournissant le maximum de rendementà charge nulle. Cette vitesse initiale de l'arbre du moteur se règle ainsi à une valeur particulière en fonction des caractéristiques intrinsèques des moteurs à induction, et se trouve particularisée en fonction des caractéristiques particulières du moteur utilisé, grâce au réglage de la résistance 38 et éventuellement des résistances 47 et 47a. On a montré sur une forme de réalisation selon l'invention, qu'après démarrage à pleine puissance le moteur triphas.é 10 pouvait fonctionner très efficacement alors qu'unie partie seulement de la source sinusoïdale triphasée 3 était branchée par le modulateur 7 à l'enroulemenz de stator 2b, l'enroulement 2c étant branché directement à la source de puissance en 4a tandis que l'enroulement 2a était coupé par le commutateur à l'état solide 5.De plus le moteur 10 consomme nettement moins d'énergie quand il fonctionne dans ce mode monophasé à sinusoïde partielle, en présence de charges nulles ou très faibles, si lton compare au cas où les trois enroulements de stator sont branchés directement à la source de puissance 3, ou même au cas où les trois enroulements de stator sont alimentés en sinusoldes partielles. On supposera maintenant, en se référant toujours à la figure 2, que la charge appliquée à l'arbre 13 du rotor 12 commence à croître à partir de zéro. Lorsque la charge du moteur augmente, le glissement du moteur 10 augmente et sa vitesse diminue, cela réduit la fréquence moyenne et produit une modulation de fréquence induite par la charge dans le générateur 18 qui, à son tour, donne une augmentation proportionnelle de la tension de commande continue à la sortie du discriminateur de fréquence 17, cette tension appliquée à la ligne 16b chargeant les condensateurs 48 et 48a.L'augmentation de la tension de commande continue permet au transistor 55a de conduire avant que le transistor 52a décharge le condensateur 48a au passage par zéro de la phase 1 et permet au commutateur à l'état solide 6 de démarrer la conduction plus près du début du cycle de tension de la source de puissance 4a Le commutateur à l'état solide 5, précédemment ouvert, commence à conduire juste avant le passage par zéro de la source de puissance 4b. A ce moment, le moteur triphasé 10 qui fonctionnait en monophasé, commence à fonctionner de nouveau en triphasé.Lorsque le commutateur 6 couple une plus grande quantité de puissance de la source alternative 3 à l'enroulement 2b dustator, et lorsque le commutateur 5 commence à coupler l'onde sinusoïdale de la source 3 à l'enroulement de stator 2a du moteur, une puissance triphasée non équilibrée se trouve maintenant appliquée au moteur 10. Quand la charge augmente encore, les commutateurs 6 et 5 continuent d'augmenter leur durée de conduction, le commutateur 5 augmentant à une vitesse différente du commutateur 6 par suite des différences de constante de temps entre les modulateurs 8 et 7. Le déséquilibre de puissance triphasée est aussi insignifiant aux faibles charges que dans le fonctionnement en monophasé aux très faibles charges, et du fait des différences de constante de temps entre modulateurs, on obtient rapidement un équilibrage de puissance suffisant pour les charges faibles du moteur. Au voisinage du fonctionnement à pleine charge et audelà, les commutateurs 6 et 5 se mettent de nouveau tous les deux à conduire en permanence et la pleine puissance triphasée est appliquée aux enroulements de stator du moteur. Lorsqu'on applique tout d'abord la puissance en couplant ensuite le moteur 10 à une charge mécanique égale ou supérieure à sa puissance nominale, la tension de commande continue appliquée à la ligne 16b, répondant à la modulation de fréquence du générateur 18 induite par la charge, ne diminue pas jusqu'au niveau de commande du modulateur, et les ondes sinusoïdales complètes de la source de puissance triphasée continuent d'être appliquées au moteur après le démarrage à pleine puissance de celui-ci. Cependant si la charge du moteur diminue, le glissement du moteur diminue et sa vitesse commence à augmenter ; cela diminue la modulation de fréquence induite par la charge et augmente la fréquence de sortie moyenne du générateur alternatif 18 quiwpar suite des opérations décrites ci-dessus, diminue le déphasage de fonctionnement des ondes alternatives fournies par la source 3 et appliquées aux enroulements de stator 2b et 2a, en diminuant, par suite, la puissance sinusoï- dale triphasée appliquée au moteur. Enfin, si la charge continue à diminuer, le commutateur à l'état solide 5 n'est plus déclenché pour les raisons indiquées ci-dessus, tandis que le commutateur 6 continue d'être déclenché, le moteur 10 revenant alors au fonctionnement en monophasé. Ainsi quel que soit l'état de la charge au moment du démarrage du moteur ou ultérieurement à un moment quelconque de fonctionnement, l'invention permet de maintenir exactement la vitesse particulière du moteur triphasé 10 correspondant au meilleur rendement de transformation de l'énergie électrique en énergie mécanique. REVENDICATIONS 1.- Dispositif de commande de puissance alternative à économie d'énergie permettant de réduire les pertes fer et les pertes cuivre d'un moteur alternatif à induction triphasé classique (10) en faisant varier la forme et l'amplitude de la tension d'entrée appliquée à ce moteur, dispositif caractérisé en ce qu'il comprend un moteur alternatif triphasé à induction classique (10) comprenant trois enroulements de stator (2a, 2b, 2c) et tn rotor (12) destiné à être couplé à la charge, une source de puissance sinusoldale triphasée (3) à trois conducteurs (4a, 4b, 4c) permettant d'alimenter les enroulements du stator pour faire tourner le rotor (12), et des moyens de commande à boucle de réaction positive se fermant conditionnellement, pour alimenter les enroulements du stator (2a, 2b, 2c) à partir de la source triphasée (3) en se référant à une vitesse particulière correspondant au meilleur rendement en énergie compte tenu des propriétés intrinsèques des moteurs à induction sur une plage limitée de vitesse de ceux-ci au voisinage de leur pleine vites se, les moyens de commande à boucle de réaction positive comprenant des moyens (18) de détection de charge du moteur se couplant au rotor (12) et produisant un signal de modulation de fréquence lié à la charge du moteur, un discriminateur de fréquence (17) branché aux moyens de détection de charge (18) de manière à produire une tension de commande continue dont l'amplitude varie en sens inverse de la vitesse du moteur, un étage à émetteur suiveur (11) branché à la sortie du discriminateur de fréquence pour rendre celui-ci insensible aux variations des circuits suivants tout en couplant la tension de commande continue à ceux-ci, un certain nombre de moyens de couplage de tension branchés à la sortie de l'étage à émetteur-suiveur (11) pour fournir un certain nombre de signaux de sortie de commande continue isolés les uns des autres, deux modulateurs (7, 8) ré pondant respectivement aux signaux de sortie commande continue et comprenant des moyens de commutation associés (6, 5) branchés entre deux conducteurs de la source de puissance triphasée et deux des trois enroulements de stator, le troisième enroulement de stator (2c) étant biché directement au troisième conducteur (4c) de la source de puissance, les modulateurs (7, 8) servant à appliquer la totalité de la tension sinusoldale de la source de puissance à leurs enroulements de stator associés pendant le démarrage et la morte en vitesse du moteur, puis à maintenir à une valeur déterminée la vitesse atteinte par le moteur en faisant varier l'angle électrique ou la phase de chaque cycle de la source de puissance branchée à ce moment aux deux enroulements de stator (2a, 2b), et par conséquent au troisième enrou- lement de stator (2c), ce qui permet ainsi d'obtenir des fraction variables de chaque onde sinusoïdale de tension fournie par la source de puissance (3) aux trois enroulements de stator, suivant les besoins imposés par la charge sur le rotor du moteur à chaque instant donné, et suivant les caractéristiques électromécaniques intrinsèques du moteur, grâce à quoi les moyens de commande à boucle de réaction positive fermée permettent de réduire très sensiblement les pertes fer et les pertes cuivre de ce moteur classique en réglant essentiellement le courant moyen fourni par la source de puissance aux enroulements du stator, en fonction de la charge et des caractéristiques intox} sèques du moteur lorsque la charge de celui-ci varie entre zéro et la charge maximale. 2.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de commutation (5, 6) comprennent deux ensembles de triacs dont l'entrée de chacun est branchée à l'un des trois conducteurs de la source de puissance sinusoïdale et dont la sortie est reliée à l'une des trois entrées de l'enroulement de stator, et un circuit de commande associé branché à la borne de commande de chaque ehsemble de triac, chacun des circuits de commande étant sensible à l'ampli- tude de la tension de commande continue de manière à contrôler la conductibilité de chaque triac pendant chaque cycle de la phase correspondante de la source de puissance sinusoïdale triphasée (3). 3,- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens permettant de modifier la vitesse de variation de la puissance branchée à la source de puissance alternative par chacun des modulateurs (7, 8) pour les charges nulles ou faibles, lorsqu'on les compare l'un à l'autre, en réponse à une variation donnée de la tension de commande continue couplée aux moyens (18) de détection de charge par l'intermédiaire des moyens de couplage isolés (11) branchés aux modulateurs (7, 8). 4.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, permettant de réduire les pertes fer et les pertes cuivre dans un moteur à induction polyphasé classique, dispositif caractérisé en ce qu'il comprend un certain nombre d'enroulements de stator de phases différentes, et un rotor (12) destiné à être branché à une charge, une source de puissance sinusoïdale polyphasée permettant d'alimenter les enroulements de stator pour faire tourner le rotor, et des moyens de commande à boucle de réaction non linéaire fermée fonctionnant conditionnel- lement par commander la forme et l'amplitude d'excitation des enroulements de stator â partir de la source de puissance, au-dssus d'une vitesse de référence particulière dépendant des caractéristiques électromécaniques intrinsèques des moteurs à induction pour tirer de ces moteurs le maximum de rendement en fonction de la vitesse, les moyens de commande à réaction comprenant des moyens (18) de détection de charge de moteur couplés au rotor (12) et fonctionnant de manière à produire un signal de modulation de fréquence lié à la fois à la charge et à la vitesse du moteur, un circuit non linéaire (17) couplé aux moyens de détection de charge (18) pour produire un signal de commande variant en fonction de la vitesse et de la charge du moteur au-des-sus de cette vitesse de référence particulière, au moins deux modulateurs (7, 8) branchés à la sortie du circuit non linéaire et répondant au signal de commande, ces deux modulateurs (7, 8) comprenant chacun des moyens de commutation (6, 5) et se montant respectivement entre les différentes phases de la source de puissance sinusoïdale polyphasée et les différents enroulements du stator, la durée de conduction des moyens de commutation de chacun des modulateurs pouvant se contrôler à chaque cycle de la phase associée de la source de puissance en fonction du signal de commande, les deux modulateur pouvant fonctionner respectivement pour appliquer des ondes de tension sinusoldale complètes produites par la source de puissance (3), aux enroulements de stator associés pendant le démarrage de la rotation et la montée en vitesse du moteur à induction polyphasé, lorsque le moteur atteint la vitesse particulière de ré gage, ces modulateurs permettant ensuite de faire varier l'angle électrique ou phase de chaque cycle alternatif de a source de puissance branchée à ce moment à l'enroulement de stator, de manière à produire des fractions variables de chaque onde de tension sinusoïdale fournie par la source de pussance aux enroulements du stator, suivant les besoins en énergie imposés au moteur par les propriétés électromécaniques intrinsèques de celui-ci, et suivant la charge du rotor à chaque instant donné, grâce à quoi les moyens de commande à boucle de réaction positive fermée fonctionnent pour réduire très sensiblement les pertes fer et les pertes cuivre du moteur à induction polyphasé en réglant essentiellement le courant moyen fourni par la source de puissance aux enroulements du stator, en fonction de la charge et des caractéristiques intrinsèques du moteur lorsque la charge de celui-ci varie entre zéro et la charge maximale. 5.- Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens de commutation (5, 6) de chacun des modulateurs comprennent un ensemble de triacsdont l'entrée est branchée à la phase associée de la source de puissance alternative sinusoïdale et dont la sortie est branchée à l'enroulement de stator associé, un circuit de commande branché à la borne de commande de l'ensemble de triacs répondant au signal de commande pour contrôler la conductibilité de l'ensemble de triacs pendant chaque cycle de la phase associée de la source de puissance sinusoïdale. 6.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que le circuit de commande comprend des générateurs d'impulsions de déclenchement fonctionnant sélectivement pour produire des trains d'impulsions de déclenchement (29), des moyens sensibles au signal de commande pour contrôler le fonctionnement des générateurs d'impulsions de déclenehement, et des moye! d'amplification branchant les impulsions de déclenchement issues de la sortie des générateurs d'impulsions, aux bornes de commande des ensembles de triacs. 7.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que le circuit de commande comprend des moyens de redressement (51, 51a) sensibles aux passages par zéro de deux phases de la source de puissance alternative polyphasée, pour contrôler le démarrage et l'arrêt des trains d'impulsions de déclenchement (29). 8.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 7, caractérisé en ce que chacun des moyens de redressement est branché respectivement à la base d'un transistor et sert à maintenir ce transistor coupé sauf pendant les passages par zéro des phases associées de la source de puissance sinusoldale, ces transistors étant branchés respectivement à un autre transistor (52) lui-même branché aux générateurs d'impulsions de déclenchement (56, 57), ces transistors supplémentaires (55) fonctionnant en commutateurs pour allumer et couper les générateurs d'impulsions de déclenchement. 9.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 8, caractérisé en ce qutil comprend des condensateurs branchant la sortie des générateurs d'impulsions de déclenchement (56, 57) aux transistors supplémentaires (52) et servant à fournir les impulsions de démarrage de cette sortie, aux transistors supplémentaires pour accélérer l'allumage et la commutation d'impulsions des générateurs d'impulsions de déclenchement. 10.- Dispositif selon l'une quelconque des revandications 4 à 9, caractérisé en ce que chacun des générateurs d'impulsions de déclenchement (56, 57) comprend un multivibrateur normalement au repos, et des moyens répondant au signal de commande pour commander l'instant de déclenchement du multivibrateur par rapport au début de chaque cyde de tension de la phase associée de la source de puissance alternative, de manière à commander ainsi l'instant où ltensemble de triacs devient conducteur par rapport au début de chaque cycle. 11.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 10, caractérisé en ce que les moyens de détection de charge (18) comprennent un générateur alternatif relativement petit couplé au rotor de manière à tourner avec celui-ci, ce générateur servant à produire électromécaniquement un signal alternatif modulé en fréquence, ce signal comprenant un certain nombre de fréquences variant ayec les variations de vitesse et de charge du moteur, un limiteur d'amplitude (36), un amplificateur à courant continu non linéaire (34) polarisé par le signal, et un discriminateur de fréquence (17) branché par l'intermédiaire du limiteur d'amplitude au générateur alternatif et à l'amplificateur à courant continu pour transformer les variations de fréquence en variations d'amplitude du signal de commande. 12.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 11, caractérisé en ce que le discriminateur de fréquence (17) est branché entre la sortie du générateur alternatif et l'entrée de l'amplificateur à courant ccntinu, cet amplificateur comportant des moyens permettant de faire varier l'amplitude de polarisation positive dérivée du signal, de cet amplificateur à courant continu, en fonction des fréquences instantanées du signal alternatif. 13.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 12, caractérisé en ce que les moyens de détection de charge (18) comportent un signal de référence lié à l'action du rotor, ceinte action du rotor servant à moduler une caractéristique du signal dérivée de celui-ci en fonction des variations de charge et de vitesse du rotor, et des moyens de démodulation destinés à transformer la modulation de signal produite pour commander les variations du signal de commande. 14.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 13, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de commande réglable répondant aux variations du signal de commande au-dessus de la vitesse de référence liée au rendement. 15.- Dispositif de commande selon l'une quelconque-des revendications 1 à 14, caractérisé en ce qu'au moins l'un des enroulements de stator est branché directement à lune des trois phases de la source de puissance alternative. 16.- Dispositif de commande selon l'une quelconque des revendications 4 à 15, caractérisé en ce que le moteur à induction polyphasé est un moteur triphasé à trois enroulements de stator, deux de ces enroulements de stator étant branchés à deux phases de la source de puissance alternative par l'intermédiaire des moyens de commutation des deux modulateurs respectifs, et en ce que le troisième enroulement de stator est relié directement à la troisième phase de la source de puissance alternative. 17.- Dispesitif de commande selon l'une quelconque des revendications 4 à 16, caractérisé en ce que l'un des deux modulateurs comprend des moyens destinés à produire un retard de phase à l'allumage de son triac associé, pour les charges nulles ou très faibles du motuer, en réponse au signal de commande issu des moyens de détection de charge et s'appliquant à chacun des modulateurs. 18.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 17, caractérisé en ce que les modulateurs permettent de brancher des ondes de pus sauce sinusoïdale continues à leurs enroulements de stator respectifs lorsque la vitesse moyenne du rotor est inférieure à la vitesse particulière de référence. 19.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 18, caractérisé en ce que le moteur triphasé fonctionne en mode monophasé à sinusoïde partielle sous l'action des modulateurs, en réponse au signal de commande, de manière à maintenir la vitesse du rotor à la valeur particulière correspondant au meilleur rendement de transformation de lténer- gie électrique en énergie mécanique pour les charges nulles t très faibles. 20.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 19, caractérisé en ce qu?il comprend des moyens de couplage non linéaires (11) interposés entre le discriminateur de fréquence (17) et les modulateurs, ces moyens non linéaires étant constitués par une résistance découplée par une diode Zener, cette diode Zener servant à brancher la tension de commande continue à variations pas à pas produite par une variation pas à pas de la charge du moteur, ce branchement se faisant aux modulateurs en court-circuitant la résistance.