FR 2499783 A1 19820813 FR 8102594 A 19810210 ALIMENTATION A DECOUPAGE REGULEE La présente invention se rapporte aux alimentations à découpage régulées qui permettent d'obtenir par hachage d'une tension continue d'entrée, une tension de sortie régulée en amplitude dans une large gamme de la tension d'entrée, d'une part, et de la puissance débitée en sortie, d'autre part. La technique du découpage permet de limiter les pertes à un stricte minimum. On économise ainsi une énergie importante ce qui est précieux dans toutes les applications. De telles alimentations sont connues et ont -été décrites notamment dans la demande de brevet français NO 76 08 933 déposée par la demanderesse le 26 mars 1976 sous le titre "Alimentation à découpage avec régulation de tension". Si le principé d'une telle alimentation est simple, on a été conduit pour améliorer les performances, à faire des réalisations comportant un nombre très élevé de circuits réalisant chacun des fonctions annexes. Les alimentations ainsi obtenues sont très compliquées et par conséquent coûteuses. De plus la plupart de ces alimentations fonctionnent à fréquence sinon fixe, tout au moins faiblement variable. Ceci veut dire que pour obtenir la régulation souhaitée on est amené, notamment lorsque la puissance demandée à l'alimentation est très faible, à utiliser des temps de commutation extrêmement courts pendant lesquels l'énergie est prélevée sur le réseau d'alimentation. En fait on constate qu'avec un tel système on arrive très rapidement aux limites des capacités de commutation des transistors de puissance nécessaires. Or dans certaines applications, telles que des terminaux téléphoniques, il est nécessaire d'avoir un dispositif en état de veille permanente et donc consommant une énergie la plus faible possible alors que l'énergie prélevée par ce dispositif aux instants, relativement rares, où il est en fonctionnement sera beaucoup plus important. La dynamique de l'alimentation destinée à alimenter ces dispositifs doit donc être très grande et il ne saurait être question en raison de cette veille permanente d'utiliser une charge passive pour consommer en pure perte un minimum de puissance destinée à obtenir un fonctionnement correct de l'alimen tation. Pour obtenir à la fois une simplicité de réalisation et une grande dynamique de fonctionnement, I'invention propose une alimentation à découpage régulée, du type comprenant une source de tension continue pour alimenter un premier bobinage et un transistor hacheur, des moyens de commande pour débloquer périodiquement le transistor hacheur par l'intermédiaire d'un deuxième bobinage couplé magnétiquement au premier pour alimenter la base du transistor hacheur par une tension de réaction, des moyens pour prélever l'énergie emmagasinée dans le premier bobinage et délivrer une tension de sortie, et des moyens de régulation pour mesurer la tension de sortie et régler les moyens de commande pour maintenir cette tension constante, principalement caractérisée en ce que ces moyens de commande comprennent un condensateur chargé à partir de la source de tension continue par au moins une première résistance et relié à la base du transistor hacheur par au moins le deuxième bobinage en série avec une deuxième résistance ; la charge du condensateur déterminant le déblocage du transistor hacheur et la limitation du courant de base de celui-ci par la deuxième résistance déterminant son blocage. D'autres particularités et avantages de l'invention apparaitront clairement dans la description suivante présentée à titre d'exemple non limitatif et faite en regard des figures annexées parmi lesquelles: - la figure 1 représente le schéma d'une alimentation selon l'invention ; et - la figure 2 représente les graphiques des tensions et courants dans cette alimentation. Dans ltexemple de réalisation représenté sur la figure 1, une source de tension continue non régulée non représentée sur la figure alimente par ses bornes plus et moins un primaire LP d'un transformateur mis en série avec un transistor de puissance Q1 du type NPN. Le collecteur du transistor est relié au primaire et son émetteur à la borne négative. Entre ce collecteur et cet émetteur on trouve une cellule d'amortissement et de protection formée d'un condensateur C4 de 10 nanofarads en série avec une résistance R6 de 3,9 Kohms. Un secondaire ER du transformateur alimente la base du transistor QI par l'intermédiaire d'une résistance ajustable RI de 470 ohms. Cette base est par ailleurs reliée à la borne négative par une résistance R2 de 390 ohms. L'autre extrémité du secondaire ER est reliée à la borne positive par l'intermédiaire de trois résistances R3 de 1000 ohms, R5 de IS Kohms, et R4 de 3,3 Kohms, toutes en série. Une diode CRI en parallèle avec un condensateur Cl et dont la cathode est reliée à une extrémité du secondaire ER shunte la résistance R3. Un condensateur C2 de 0,2 microfarad, relie le point commun à R5, R3, et l'anode de CR1, au pôle négatif. Pour décrire le fonctionnement nous partons d'un état où le transistor Ql est bloqué, sous l'effet de la charge négative du condensateur C2 qui est appliquée sur la base de Ql par l'intermédiaire de R3, ER et RI. Ce condensateur C2, après s'être déchargé, notamment par l'intermédiaire de la résistance R2 qui boucle le circuit d'alimentation de la base sur l'autre borne du condensateur CZ se charge à partir de la borne positive par l'intermédiaire des résistances R4 et R5. La tension positive qui se développe ainsi à ses bornes est appliquée par la diode CRI en série avec le secondaire ER et la résistance R I, à la base du transistor Q1. L'évolution de cette tension est représentée sur la figure 2 par le diagramme VC2. Lorsque cette tension atteint la valeur VO correspondant à la tension de seuil du transistor QI, celui-ci se débloque et met donc en conduction le primaire LP. Sous l'effet du courant qui se met alors à circuler dans le primaire, une tension se développe dans le secondaire ER, lequel est bobiné de telle manière que la tension ainsi induite soit en réaction positive sur la base du transistor QI. Cette réaction tend à augmenter le courant dans le transistor et celui-ci se sature extrêmement rapidement, la tension à ses bornes passant de la valeur d'alimentation V+ à une valeur nulle à l'instant TO ainsi que représenté sur le diagramme VCQI. Etant donné le sens des tensions la diode CRI court-circuite la résistance R3 et à cet instant TO le condensateur C2, qui est presque déchargé, offre une impédance quasi nulle. L'intensité dans la base du transistor Q1 est donc maximum à cet instant et lirnitée par la résistance R1 à une valeur non destructive pour le transistor. Le courant dans le transistor Qi, croît donc alors linéairement puisqu'il correspond au courant dans le primaire LP qui est alimenté à tension constante. Ce courant est représenté sur le diagramme ICQI. La tension sur la base du transistor Q1, qui est représentée sur le diagramme VBQ1, décroît légèrement en raison de la charge du condensateur C2 par le secondaire ER jusqu'à une valeur négative V4. Cette charge est rapide puisqu'elle se fait par la résistance R1 et la diode CRI qui est alors passante. Lorsque le courant dans le primaire atteint la valeur déterminée par la résistance R1 et le gain du transistor Qi, il cesse de croître. Ceci entraîne une annulation de la variation de flux magnétique dans le transformateur et donc une inversion des tensions aux bornes du primaire LP et du secondaire ER à l'instant tl représenté sur les diagrammes. La tension de base du transistor Q1 tombe à une valeur négative V2, ce qui bloque le transistor dont le collecteur monte à une tension positive V3 supérieure à celle de la tension d'alimentation. Le courant dans le collecteur du transistor retombe lui brutalement à une valeur nulle à cet instant ti. L'énergie magnétique qui est accumulée dans le primaire du transformateur est alors transférée dans un second enroulement secondaire EU qui alimente la charge de l'alimentation par l'intermédiaire d'une diode de redressement CR2. Le courant dans cette diode de redressement est représenté sur le diagramme ARC2. Il s'établit brutalement à l'instant tl et décroît linéairement jusqu'à l'instant t2 correspondant au blocage de la diode CRZ où il s'annule. A cet instant t2 il reste une petite partie d'énergie résiduelle dans le primaire LP et pour éviter toute détérioration, ainsi que le redé- marrage du circuit à ce moment, cette énergie résiduelle est dissipée dans la cellule composée du condensateur C4 et de la résistance R6. Ceci correspond à la décroissance rapide de la tension de collecteur du transistor QI de la valeur V3 à la valeur V+ et à une légère suroscillation de cette tension avant de se stabiliser sur cette valeur V+. Le condensateur C2 avait commencé à se décharger depuis l'instant tl comme on le voit sur le diagramme VC2. Ceci correspond à la remontée corrélative de la tension sur la base du transistor Ql représenté sur le diagramme VBQ1, avec un léger ressaut au moment de la suroscillation de fin de décharge du primaire . Cette décharge est lente puisqu'alors LR I est bloquée. Si le condensateur C2 n'était pas alimenté par la résistance R5, cette décharge se terminerait à l'instant t3 et le dispositif resterait bloqué dans cet état. En fait la tension de source non régulée est appliquée sur le condensateur C2 par la résistance R4 suivie de la résistance R5, et le condensateur C2 se met donc à se recharger ce qui fait monter la tension sur la base du transistor Ql jusqu a ce que celui-ci se débloque à un nouvel instant tO où les phénomènes décrits précédemment se repro duisent identiques. La résistance R2 sert à limiter la tension négative appliquée à la base du transistor pour éviter son claquage. Le condensateur C1 sert à augmenter la rapidité de basculement du transistor lorsque celuiti se bloque à l'instant tl. On remarque donc que la durée de déblocage du transistor Q1 est fixée essentiellement par les valeurs de la résistance R1 et du gain du transistor, qui fixent la valeur du courant maximum à partir duquel le transistor se bloque. Cette durée est donc très sensiblement constante et l'énergie transférée de la source à la charge est elle-même sensiblement constante. Pour que la tension de sortie de l'alimentation, qui est présente aux bornes d'un condensateur C3 chargé par la diode de redressement CR2, soit constante, ce qui est le résultat recherché, il faut donc disposer d'un autre moyen de régulation que celui consistant à moduler la durée de saturation du transistor de hachage. Pour cela on a choisi de faire varier la durée cornprise entre deux instants tO successifs. Cette durée est essentiellement fonction de la vitesse de charge du condensateur C2. Pour modifier la vitesse de charge on shunte à la borne négative de la source non régulée le point commun des résistances R4 et R5 par un transistor de régulation Q2. Ce transistor agit en résistance variable, ce qui modifie la tension d'alimentation du condensateur et donc la durée au bout de laquelle sa recharge est suffisante pour débloquer le transistor Q1. Pour commander ce transistor Q2, on utilise un circuit de régulation tout à fait classique et comprenant une résistance R7 en série avec le circuit collecteur-émetteur d'un transistor Q3 dont l'émetteur est en série avec une diode Zener CR4. Ce circuit est placé aux bornes du condensateur de filtrage C3 alimenté par le secondaire EU et la diode LR2. Ce condensateur de filtrage alimente également un circuit potentiométrique formé de trois résistances R8, R9 et R10 branchées en série. La base du transistor Q3 est reliée à une prise de réglage de la résistance R9. Afin d'éviter tout couplage galvanique entre la charge et la source, on a de plus inséré en série entre la résistance R7 et le collecteur 'du transistor Q3 une diode photo-émettrice CR3. L'intensité lumineuse émise par cette diode photo-émettrice est fonction du courant collecteur du transistor Q3 qui est lui-même fonction de l'erreur de tension en sortie de l'alimentation. La diode photo émettrice est couplée optiquement avec la base du transistor Q2 qui est un photo-transistor de type NPN dont le collecteur est relié au point commun des résistances R4 et R5 et l'émetteur au pole négatif de la source non régulée. Ce transistor Q2 se comporte donc comme une résistance variable en fonction de l'excitation lumineuse reçue de la diode CR3 et shunte plus ou moins la résistance R5 à la masse, ce qui fait varier la vitesse de charge du condensateur C2 et donc comme on l'a vu, la durée entre deux intervalles de déblocage du transistor Q1, c'est à dire la fréquence de récurrence de l'alimentation à découpage. Le fonctionnement de la boucle de régulation est donc le suivant lorsque la tension augmente aux bornes du condensateur C3, la tension augmente sur la base du transistor Q3 dont l'émetteur est maintenu à un potentiel constant par la diode Zener CR4. Le courant passant dans ce transistor s'accroît donc ce qui augmente l'énergie lumineuse émise par la diode CR3. Le transistor Q2 recevant plus d'énergie lumineuse sur sa base devient plus conducteur et la tension de recharge du condensateur C2 diminue, ce qui fait augmenter la durée de charge et donc l'intervalle entre deux instants tO successifs. L'énergie moyenne transférée par unité de temps dans le secondaire EU diminue donc, ce qui fait diminuer la tension de sortie pour la ramener à la valeur prescrite. Lorsque la tension en sortie de l'alimentation tend à diminuer endessous de cette valeur prescrite les phénomènes se passent bien évidemment dans le sens contraire. Avec les valeurs décrites plus haut, on a pu obtenir une alimentation qui peut débiter une puissance de 30 watts sous une tension de 15 Volts à partir du secteur à 220 Volts redressé. La stabilité de la régulation est meilleure que 1% dans tous les cas de figure y compris lorsque la charge est quasi nulle. Bien que l'invention ait été décrite à partir d'un exemple de réalisation où le transistor de découpage est en série avec le primaire d'un transformateur, elle s'étend à tous les types d'alimentation à découpage et notamment ceux où l'on utilise une inductance au lieu d'un transformateur. REVENDICATIONS 1. Alimentation à découpage régulée, du type comprenant une source de tension continue pour alimenter un premier bobinage (LP) et un transistor hacheur (Q1), des moyens de commande pour débloquer périodiquement le transistor hacheur par l'intermédiaire d'un deuxième bobinage (ER) couplé magnétiquement au premier pour alimenter la base du transistor hacheur par une tension de réaction, des moyens (EU-CR2) pour prélever l'énergie emmagasinée dans le premier bobinage et délivrer une tension de sortie, et des moyens de régulation pour mesurer la tension de sortie et régler les moyens de commande pour maintenir cette tension constante, caractérisée en ce que ces moyens de commande comprennent un condensateur (C2) chargé à partir de la source de tension continue par au moins une première résistance (R5) et relié à la base du transistor hacheur (Q1) par au moins le deuxième bobinage (ER) en série avec une deuxième résistance (R1) la charge du condensateur déterminant le déblocage du transistor hacheur et la limitation du courant de base de celui-ci par la deuxième résistance déterminant son blocage. 2. Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que les moyens de commande comprennent en outre une cellule formée d'une diode (CRI) en parallèle avec une troisième résistance (R3) et connectée en série avec le deuxième bobinage (ER) pour décharger lentement le condensateur après le blocage du transistor hacheur (Q1) la diode étant connectée pour être passante lorsque le transistor est débloqué. 3. Alimentation selon l'une quelconque des revendications 1 et 5 caractérisée en ce que les moyens de commande comprennent en outre une quatrième résistance (R4) en série avec la première résistance (R5), et un deuxième transistor (Q2) qui shunte la première résistance (R5) et le condensateur (C2) pour alimenter celui-ci sous une tension variable à partir de la source de tension continue, ce qui modifie la durée qui s'écoule entre le blocage et le déblocage du transistor hacheur (QI); le deuxième transistor étant commandé par les moyens de régulation. 4. Alimentation selon la revendication 3, caractérisée en ce que le deuxième transistor (Q2) est un photo transistor et que les moyens de régulation comprennent un troisième transistor (Q3) traversé par un courant fonction de la valeur de la tension de sortie, et une diode photo émettrice (CR3) alimentée par le troisième transistor et couplée optiquement au deuxième transistor pour commander celui-ci. 5. Alimentation selon l'une quelconque des revendications I à 4, caractérisée en ce que le premier bobinage (LP) est en série avec le transistor hacheur (Ql) et forme le primaire d'un transformateur comportant comme premier secondaire le deuxième bobinage (ER) et au moins un deuxième secondaire (EU) pour alimenter une diode de redressement (CR2) qui délivre la tension de sortie ; le primaire et le transistor hacheur en série étant connectés aux bornes de la source de tension continue.