FR 2511560 A1 19830218 FR 8115663 A 19810811 La présente invention se rapporte aux instruments comportant une sonde pour la mesure des tensions électriques; elle concerne plus particulièrement un circuit électronique amplificateur pour une telle sonde conférant à celle-ci une impédance d'entrée élevée, de façon à réduire au minimum la perturbation produite par la sonde lors de la mesure de signaux continus ou variables de très faible énergie. De telles mesures sont courantes, par exemple en biologie, en chimie, voire dans les tests des circuits intégrés. La caractéristique essentielle d'une sonde pour ces mesures, que la sonde soit passive ou active, est donnée par son impédance d'entrée. Cette impédance peut être représentée avec une bonne approximation par une résistance mise en parallèle avec une capacité. Les meilleures performances sont obtenues par les sondes contenant des dispositifs actifs, tels que les transistors, car elles permettent d'obtenir des signaux de sortie sensiblement de meme grandeur que les signaux mesurés. Le circuit pour sonde selon la présente invention entre dans cette catégorie. Les dispositifs actifs actuellement disponibles, tels que par exemple les transistors à effet de champ, permettent de réaliser des résistances d'entrée très élevées. Par contre, les capacités parasites associées à ces dispositifs ne sont pas toujours négligeables et leur influence, si aucune précaution n'est prise, peut devenir une cause d'erreur importante, en particulier dans la mesure de tensions en haute fréquence. L'asservissement, consistant à imposer à une borne d'un élément (résistance ou capacité par exemple) une tension sensiblement égale à celle qui existe sur son centre borne, est le moyen généralement utilisé pour atténuer l'effet de cet élément sur un circuit. En effet, si cette tension est nulle, le courant qui traverse l'élément sera nul également, et le circuit se comportera comme si cet élément avait une impédance infinie. Des circuits basés sur ce principe sont connus depuis longtemps et permettent d'obtenir de bonnes performances. Dans la littérature on trouve, par exemple, l'article de D.P. Stokesberry (Proc. of the IEEE, Jan 1966, p 66) qui décrit un circuit simple pour sonde, utilisant deux transistors discrets et un amplificateur Darlington. Le fonctionnement correct de ce circuit nécessite que le gain en tension des émetteurs-suiveurs soit voisin de l'unité, ce qui exige un courant de polarisation important pour les transistors et des résistances de charge de valeur élevée. Il en résulte que l'alimentation de ce circuit demande une tension élevée, 75 volts dans ce cas, entraînant une forte dissipation thermique. Ceci constitue naturellement une limitation importante dans l'utilisation d'un tel circuit et le rend impropre en outre à une réalisation sous forme intégrée. Un autre circuit, ne présentant pas ces défauts, a été décrit plus récemment par H.J. De Man et al. (IEEE J. Solid-State Circuits, vol. SC-12, No 3, June 1977). Il est réalisé sous forme de circuit intégré et ne nécessite que 18 vol-ts comme tension d'alimentation. Ses caractéristiques sont très bonnes, puisqu'il a une résistance d'entrée supérieure à 1000 M Let une capacité d'entrée de l'ordre de 0,1 pF. Cependant ce circuit a une structure complexe, basée sur l'utilisation d'un amplificateur différentiel. Il comporte une dizaine de transistors, ainsi que de nombreux autres composants. La présente invention a pour but principal de fournir un circuit électronique pour sonde de mesure à haute impédance utilisant l'asservissement et présentant l'avantage, par rapport aux circuits connus, de pouvoir fonctionner avec une tension d'alimentation faible, de dissiper peu de puissance, d'avoir une structure simple ne comportant aucune résistance de valeur élevée, de pouvoir être facilement réalisé soit à l'aide de composants discrets ne nécessitant aucun appairage ou sélection, soit sous forme de circuit intégré et, enfin, de présenter de très bonnes caractéristiques du point de vue de son impédance d'entrée jusqu'à des fréquences élevées, par exemplede plusieurs MHz. Pour atteindre ce but, le circuit électronique amplificateur selon l'invention, présentant une entrée à haute impédance et une sortie à basse impédance et comportant : - un transistor à effet de champ dont la grille constitue ladite entrée, un premier transistor bipolaire dont la base est reliée à a source du transistor à effet de champ et l'émetteur au drain du même transistor, une source de courant dont une borne est reliée à l'émetteur du premier transistor bipolaire, une source d'alimentation ayant deux pales dont le premier est relié à l'autre borne de la source de courant, et une première résistance dont une borne est reliée à la source du transistor à effet de champ, - est principalement remarquable en ce qu'il comprend, en outre, un amplificateur de gain positif légèrement inférieur à l'unité dont l'entrée est reliée soit à la source, soit au drain du transistor à effet de champ, la sortie à l'autre borne de la première résistance et les bornes d'alimentation aux deux pôles de la source d'alimenstation, le collecteur du premier transistor bipolaire étant, de son coté, relié soit à la sortie dudit amplificateur, soit au second pôle de la source d'alimentation, la sortie dudit circuit étant constituée soit par l'émetteur du premier transistor bipolaire, soit par la sortie dudit amplificateur. L'avantage résultant de l'utilisation d'un amplificateur de gain positif G, légèrement inférieur à l'unité, provient du fait que la première résistance, qui joue le -rhle de résistance de charge du transistor à effet de champ et dont il est avantageux que la valeur soit aussi élevée que possible, peut être remplacée, gracie à l'amplificateur, par une résistance (1-G) fois plus faible, sans diminuer le gain du transistor à effet de champ. Il en résulte que, pour un même courant dans le transistor MOS, la chute de tension dans la résistance sera (1-G) fois plus faible dans le cas de la présente invention que dans celui correspondant à un circuit conventionnel. Cette diminution de tension se répercute naturellement de façon favorable sur la tension d'alimentation, qui peut être diminuée de la meme quantité. D'autre part, comme l'amplificateur de gain G peut être réalisé à l'aide d'un seul transistor supplémentaire, le circuit selon l'invention reste très simple, facilement intégrable, tout en présentant une impédance d'entrée très élevée. D'autres caractéristiques de la présente invention ressortiront de la description qui va suivre, faite en regard des dessins annexés et donnant, à titre explicatif mais nullement limitatif, une forme de réalisation d'un tel circuit pour sonde de mesure à haute impédance. Sur ces dessins : - la figure 1 représente schématiquement une sonde associée à l'objet à mesurer et à l'instrument indiquant la valeur mesurée; - la figure 2 représente un circuit connu simple à un seul transistor pour une sonde, ainsi que les capacités parasites; - la figure 3 représente un circuit connu plus évolué pour sonde où les capacités parasites sont compensées; - la figure 4a représente une exécution préférentielle d'un circuit pour sonde selon l'invention;; - les figures 4b, 4c et 4d sont des variantes de la figure 4a, obtenues en effectuant un branchement différent de l'entrée de l'amplificateur et du collecteur du premier transistor bipolaire; enfin - la figure 5 montre dans le détail le schéma d'un circuit selon l'invention. Pour situer le problème et rendre la description de l'invention plus claire, la figure 1 montre la façon dont est faite la mesure d'une tension électrique au point X d'un objet 1, par rapport à un point de masse 2. L'objet à mesurer 1 peut entre aussi bien une cellule biologique qu'un circuit intégré. On peut le remplacer du point de vue électrique par un schéma équivalent comprenant une source de tension 3 mise en série avec une impédance 4, généralement résistive et de valeur élevée. La mesure est faite à l'aide d'une sonde 5 dont l'électrode de mesure 6 est mise en contact avec le point X. L'électrode 6 est reliée à un circuit actif 7. Ce circuit peut être représenté-par un schéma équivalent comprenant une capacité C et une résistance R, connectées entre l'électrode 6 et le point de masse 2, ainsi qu'un générateur de tension AV dont l'une des bornes est reliée à la masse 2 et l'autre borne à l'une des bornes d'une résistance r de faible valeur, représentant la résistance de sortie du circuit. L'autre borne de la résistance r constitue la sortie 8. du circuit de la sonde 5. Cette sortie est reliée à l'entrée d'un oscilloscope ou, comme cela est représenté sur la figure 1, à un voltmètre 9 qui affiche, par exemple sous- forme numérique, la valeur de la tension mesurée. Enfin, un blindage 10, relié à la masse 2, protège la sonde contre les perturbations électriques. La tension V existant au point-X au moment de la mesure se retrouve également aux bornes de la capacité C et de la résistance R. Le circuit de la sonde est généralement conçu de façon que le générateur de tension AV fournisse une tension légèrement inférieure à V. Cela signifie que la valeur de A, laquelle définit le gain du circuit, doit etre positive et légèrement inférieure à l'unité. Pour que la mesure soit précise il faut que l'impédance d'entrée de la sonde, constituée par la capacité C et la résistance R, soit grande par rapport à l'impédance 4, supposée déjà de valeur élevée, que présente l'objet à mesurer 1. Comme la capacité parasite existant entre l'électrode 6 et les objets avoisinants vient s'ajouter à la capacité C, son influence doit etre réduite au minimum. A cet effet, l'électrode 6 est protégée par un blindage 11, lequel est relié à la sortie 8 du circuit de la sonde. Le blindage 11, dont la capacité par rapport aux objets avoisinants n'est pas gérantes se trouve donc porte à la tension AV et la tension existant entre l'électrode 6 et le blindage 11 vaut ainsi (1-A) V.Le courant qui traverse la capacité inévitable existant entre l'électrode 6 et le blindage 11 est donc (1-A) fois plus faible dans ce cas que dans celui où le blindage serait relié directement au point de masse 2. Autrement dit, la capacité apparente, qui charge l'électrode 6, due au blindage 11, est réduite par le facteur (1-A) à une valeur qui peut être négligeable par rapport à la capacité C de la sonde. La figure 2 montre un circuit connu simple, pouvant être utilisé dans une sonde. Il comprend un transistor d'entrée à effet de champ 15, par exemple du type MOS à canal N, et une résistance 16 reliée à la source du transistor. La grille du transistor 15 est connectée à l'électrode de mesure 6 et la source de ce transistor constitue la sortie 8 du circuit de la sonde. Deux batteries 12 et 13 reliées en série, alimentent le circuit. Le point commun à ces batteries est relié au point de masse 2, le ple positif de la batterie 12 est connecté au drain du transistor 15 et le pâle négatif de la batterie 13 à la résistance 16. Les tensions des batteries sont choisies de façon à déterminer le point de travail désiré du transistor 15, lorsque l'électrode de mesure 6 ne reçoit aucun signal. Le transistor 15 est connecté en source-suiveuse dont le gain A', positif et plus petit que 1, vaut R16 A' = ---- 1 + 9, R16 où q est la transconductance du transistor 15 et R16 la valeur de la résistance 16. Si l'on remarque que gm est proportionnel à la racine carrée du courant I qui traverse le transistor, on voit que le gain A' sera d'autant plus voisin de l'unité que I et R16 sont grands. Ceci entratne une tension d'alimentation du circuit élevé et une forte dissipation d'énergie dans les éléments. Le circuit de la figure 2 permet donc de mesurer la tension d'entrée avec une amplification A'. Entre la tension d'entrée et celle de sortie, un décalage constant peut toutefois exister, lequel ne dépend que des caractéristiques des éléments utilisés. En tenant compte de ce décalage, des tensions continues et alternatives peuvent être mesurées. Sur la figure 2 sont également représentées les capacités parasites CGS entre la grille et la source, et CGD entre la grille et le drain, du transistor 15. Ces capacités interviennent directement dans la capacité d'entrée C de la sonde, mais de façon différente. Comme la tension du drain du transistor 15 est constante, la capacité CGD se reporte entièrement sur l'électrode 6. Par contre, puisque la tension existant entre la grille et la source du transistor 15 est de (1-A') fois la tension de mesure, la valeur apparente de la capacité CGS qui charge effectivement l'électrode 6 ne vaut que (1-A') CGS. La capacité d'entrée de la sonde est donc C = CGD + (1-A') CGS dans le cas de la figure 2. Un circuit amélioré ayant une capacité d'entrée plus faible que dans le cas de la figure 2 est représenté sur la figure 3. Ce circuit comprend, comme dans le cas précédent, le transistor d'entrée MOS 15 à la source duquel est relié la résistance 16 et, en outre, un transistor 17, par exemple du type bipolaire, dont la base est reliée à la source du transistor 15, l'émetteur au drain du même transistor et le collecteur à la borne libre de la résistance 16. Enfin, une source courant 18 a une de ses bornes connectée à l'émetteur du transistor 17. La grille de commande du transistor 15 est reliée à l'électrode de mesure 6 et l'émetteur du transistor 17 constitue la sortie 8 du circuit de la sonde.Les capacités parasites du transistor 15, pas plus que la source d'alimentation du circuit qui relie le collecteur du transistor 17 à l'autre borne de la source de courant 18, ne sont représentées ni sur la figure 3, ni sur les suivantes. Le transistor 17 fonctionne en émetteur-suiveur, ayant la source de courant 18 comme charge. Soit A" le gain, positif et légèrement inférieur à 1, de cet émetteur-suiveur. Le gain global entre la grille du transistor 15 et l'émetteur du transistor 17 vaut alors A'A". La tension qui apparatt entre la grille et l'émetteur est (1-A'A") fois la tension de mesure et la valeur apparente de la capacité grille-drain du transistor 15 se réduit à (1-A'A") CGD, pour les mêmes raisons que celles exposées à l'occasion de la capacité grille-source. La capacité d'entrée de la sonde du circuit de la figure 3 vaut ainsi C = (1-A'A") GD + (1-A') CGS > valeur qui peut être rendue très faible, de l'ordre de 0,1 pF. Le dessin de la figure 4a représente un circuit préférentiel pour sonde selon l'invention. Ce circuit se compose des transistors 15 et 17 ainsi que de la source de courant 18 qui sont connectés de la même manière que dans la figure 3 et, en plus, d'un amplificateur 19 de gain positif G légèrement inférieur à l'unité, enfin, d'une résistance 20 constituant la charge du transistor 15. L'amplificateur est relié à la source d'alimentation, non représentée, par les connexions 21 et 22. A la source du transistor 15 est reliée une borne de la résistance 20 ainsi que l'entrée de l'amplificateur 19. A la sortie 8 de cet amplificateur est connectée l'autre borne de la résistance 20. Le collecteur du transistor 17 est relié, de son côté, à un pôle de la source d'alimentation.La sortie 8 de l'amplificateur 19 constitue la sortie préférentielle du circuit, mais l'émetteur du transistor 17 peut également servir à cette fin. Du point de vue de la capacité d'entrée de la sonde, les circuits des figures 3 et 4a se comportent de façon similaire. Par contre, la résistance 20 de la figure 4a peut avoir une valeur beaucoup plus faible que la résistance correspondante 16 de la figure 3, tout en jouant le même rôle de résistance de charge élevée pour le transistor 15. En effet, grâce à l'amplificateur 19 de gain G et pour une tension de mesure donnée, la tension aux bornes de la résistance 20 est (1-G) fois plus faible que celle qui apparat aux bornes de la résistance 16. En désignant par R20 la valeur de la résistance 20, la valeur apparente qu'elle présente pour le transistor 15 vaut R20/(1-G).En l'égalant à la valeur R16 de la résistance 16, il vient R16 = R20/(1-G) Si G est positif et légèrement inférieur à l'unité, R16 apparattra comme ayant une valeur élevée, même si celle de R20 est faible. Le même courant de polarisation du transistor 15, produira ainsi dans la résistance 20 du circuit de la figure 4a une chute de tension plus faible que dans la résistance 16 du circuit de la figure 3. Cette différence de tension permettra de diminuer d'autant la tension d'alimentation du circuit et sa puissance dissipée. C'est là le but principal recherché par la présente invention. En variante de la figure 4a, l'entrée de l'amplificateur 19 peut être reliée à l'émetteur du transistor 17, ce qui est représenté sur la figure 4b. Tous les éléments qui se trouvent dans ces deux figures étant par ailleurs identiques, ils portent les mêmes références. Le transistor 17, en liaison avec la source de courant 18, ayant un gain A", le gain G précédemment utilisé pour déterminer la valeur R20 de la résistance 20, doit être remplacé de façon évidente dans cette nouvelle configuration par G' = A" G. Les gains A" et G étant positifs et légèrement inférieurs à l'unité, il en sera de même pour G'. Le collecteur du transistor 17 peut être relié, comme autre variante des figures 4a et 4b, à la sortie 8 de l'amplificateur 19, comme c'est représenté sur les figures 4c et 4d. Ceci présente l'avantage de diminuer l'effet de la capacité collecteur-base du transistor 17, sans modifier le principe de fonctionnement des circuits. A titre d'exemple, la figure 5 représente un circuit correspondant à la variante représentée sur la figure 4b qui vient d'être décrite. Les figures 4b et 5 ont en commun les transistors 15 et 17, la source de courant 18 et la résistance 20 déjà décrits. Il y a lieu de noter que la source de courant 18 peut être réalisée très simplement > de façon connue, à l'aide d'un transistor à effet de champ ou bipolaire ou, plus approximativement, par une résistance. L'amplificateur 19 dans la figure 5 comprend un transistor 25, par exemple du type bipolaire Tai.S de polarité inverse a celle du transistor 17, monté en émetteur-suiveur, dont la base qui correspond à l'entrée de l'amplificateur 19 > est reliée à l'émetteur du transistor 17 et son collecteur est connecté au point commun formé pan la source de courant 18 et un pôle de la source d'alimentation nt?a représentée; l'émetteur du transistor 25 est relié de son côté à une borne d'une diode Zener 25, l'autre borne de cette diode cens titue la sortie de l'amplificateur 19 et la sortie préférentielle 2 du circuit de la sonde; à cette sortie est reliée la résistance 20 et une borne d'une résistance 27, l'autre borne de cette dernière résistance étant connectée au collecteur du transistor 17 auquel est également relié l'autre pile de la source d'alimentation non représentée. Un condensateur 28 peut être branché en parallèle sur la diode Zener 26 afin d'améliorer le comportement du circuit fréquences élevées. Le gain du transistor 25, associé à la résistance 27, représente le gain G de l'amplificateur 19. La sortie du circuit de la sonde peut aussi etre prise sur l'émetteu9r du transistor 25 ou l'émetteur du transistor 17. Le circuit de la figure 5 n'est pas critique du point de vue de la valeur des éléments. Il peut être monté avec des composants discrets en nombre restreint ne nécessitant ni sélection ni appairage et son point de travail s'ajuste automatiquement. Dissipant peu d'énergie et n'ayant aucune résistance de valeur élevée, ce circuit se prete bien à l'intégration. Ces différentes propriétés constituent un autre avantage de la présente invention. REVENDICATIONS 1. Circuit électronique amplificateur ayant une entrée à haute impédance et une sortie à basse impédance, comprenant : - un transistor à effet de champ dont la grille constitue ladite entrée; - un premier transistor bipolaire dont la base est reliée à la source du transistor à effet de champ et l'émetteur au drain du même transistor; - une source de courant dont une borne est reliée à l'émetteur du premier transistor bipolaire; - une source d'alimentation ayant deux polies dont le premier est relié à l'autre borne de la source de courant; et - une première résistance dont une borne est reliée à la source du transistor à effet de champ, caractérisé en ce qu il comporte, en outre, un amplificateur de gain positif légèrement inférieur à l'unité dont l'entrée est reliée soit à la source, soit au drain du transistor à effet de champ, la sortie à l'autre borne de la première résistance et les bornes d'alimentation aux deux pâles de la source d'alimentation, le collecteur du premier transistor bipolaire étant, de son côté, relié soit à la sortie dudit amplificateur, soit au second pôle de la source d'alimentation, la sortie dudit circuit étant constituée soit par l'émetteur du premier transistor bipolaire, soit par la sortie dudit amplificateur. 2. Circuit électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit amplificateur comprend - un second transistor bipolaire, de polarité inverse à celle du premier transistor bipolaire, dont la base est reliée à l'émetteur du premier transistor bipolaire et le collecteur au point formé par la liaison de la source de courant au premier pôle de la source d'alimentation; - une diode Zener dont une borne est reliée à l'émetteur du second transistor bipolaire; et - une seconde résistance dont une borne est reliée au point formé par la liaison de l'autre borne de la première résistance à l'autre borne de la diode Zener et l'autre borne au second pôle de la source d'alimentation; - la sortie dudit circuit étant constituée soit par l'émetteur du premier transistor bipolaire, soit par l'une des deux bornes de la diode Zener. 3. Circuit électronique selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, une capacité branchée en parallèle sur la diode Zener.