FR 2494929 A1 19820528 FR 8025184 A 19801127 OSCILLATEUR HYPERFREQUENCE A TRANSISTOR, ACCORDABLE PAR TENSI -# La présente invention concerne un oscillateur hyperfréquence à transistor (oscillant en bande L et sur une partie de la bande S) dont la fréquence est variable de manière continue en fonction d'une tension continue polarisant à l'envers au moins une dinde à capacité variable. Par l'expression "hyperfréquence" on doit comprendre ici, notamment, la partie supérieure (de 1 à 3 GHz) de la bande des ultra-hautes fréquences (U.H.F. - de 300MHz à 3 GHz ou 3 000 MHz), c'est-à-dire la bande des ondes décimé triques (dont la longueur d'onde est, par exemple, comprise entre 10 et 30 centimètres), appelées respectivement bandes S et L, qui permet l'utilisation, sans encombrement excessif, de lignes de quart-d'onde (h/4) comme éléments résonnants d'accord. Des oscillateurs U.H.F. à transistors et à lignes de quartd'onde ont été décrit dans le recueil de notes d'application intitulé "RF POWER TRANSISTOR APPLICATION NOTES" de la société américaine RCA, Solid State Division, notamment la note d'application n0 AN-6084 de HODOWANEC aux pages 451-457, intitulée "HIGH-POWER TRANSISTOR MJCROWAVE OSCILLATORS", datant de mai 1973, ou aux pages 409 à 412 de l'ouvrage français de CARRASCO et LAURET intitulé "COURS FONDAMENTAL DE TELEVISION", publié aux "EDITIONS RADIO" en 1976. Un oscillateur hyperfréquence de ce type peut être utilisé, par exemple, comme oscillateur local accordable de manière continue pour un mélangeur unique destiné à transposer un signal hautefréquence qu'il reçoit, soit vers le bas, c'est-à-dire dans une bande centrée autour d'une fréquence intermédiaire de quelques dizaines ou centaines de mégahertz, de la manière d'un récepteur de signaux radar primaire ou secondaire ou comme second oscillateur local pour un second mélangeur utilisé dans un récepteur destiné à recevoir directement des signaux de télévision diffusés par un satellite génstationnaire, dans une bande allant de 11,7 à 12,3 GHz (cornme décrit dans de nombreux articles, tels que ceux de FREEMAN aux pages 234 à 23b de la revue britannique "THE RADIO AND ELECTRONIC ENGINEER", Vol. 47, n0. 5 du mois de mai 1977; de DOUVILLE dans la revue américaine "IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQ#JES", Vol. MTT-25, n . 12, du mois de décembre 1977 ; de KONISHI aux pages 720 à 725 du Vol.#MTT-26, n . 10 de la revue précédentes du mois d'octobre 1978 de HAWKER aux pages 27 à 35 de la revue britannique "IBA TECHNICAL REVIEW" n . 11, du mois de juillet 1978 ; et de HALAYKO et HUCK aux pages 112 à 119 de la revue américaine "IEEE TRANSACTIONS ON CABALE TELEVISION", Vol.CATV-3, n . 3 du mois de juillet 1978, par exemple), où un premier mélangeur transposeur vers le bas alimenté par un premier oscillateur local à fréquence fixe, sert à transposer les porteuses modulées en fréquence, de la bande des 12GHz vers une première bande de fréquences intermédiaires située sensiblement dans la bande L (de 0,9 à 1,4 GHz environ), par exemple (voir également demande de brevet français nn EN 80 09387 déposée le 25 avril 1980 par la société "THOMSON-BRANDT"). Une autre application avantageuse de l'oscillateur hyperfréquence suivant l'invention est son utilisation dans une tête hautefréquence ("tuner" en anglais) universelle pour récepteur de télévision permettant de recevoir des signaux dans toutes les bandes VHF et UHF allouées à la diffusion de signaux de télévision (qui s'étendent de 41 à 940 MHz environ), sans commutation de réactances au niveau de l'oscillateur local. Ceci a été décrit dans une demande de brevet français n0 EN 80 24970 déposée le 25 novembre 1980 par le même demandeur.Cette tête H.F. est à double changement de fréquence dont le premier permet de transposer toutes les bandes VHF et UHF (et même celles de la télévision par câbles) vers le haut, sur une prem bre fréquenec intermédiaire située dans la bande L entre la fréquence maximale des bandes UHF (V) et la fréquence minimale de l'oscillateur et dont le second réalise une transposition vers le bas, dans la bande F.l. normalisée des récepteurs Je télévision classique. Ceci signifie que l'oscillateur local doit permettre une variation continue de sa fréquence sur une octave environ, c'est-à-dire approximativement de 1,2 à 2,2 GHz sans aucun trou ou affaiblissement notable des oscillations dans cette gamme et cela au moyen d'une tension continue, dite d'accord, pour constituer un oscillateur hyperfréquence commandable par une tension de façon à pouvoir commander son accord à l'aide d'un synthétiseur de tension ou de fréquence et/ou d'une boucle de commande automatique de fréquence (appelée "automatic frequency control" ou "automatic fine tuning" en anglais). Dans la Note d'Application RCA précitée, on a montré un oscillateur hyperfréquence à transistor du type dit de "Colpitts" dont la gamme d'accord s'étend sur 300 MHz, de 1,1 à 1,4 GHz environ. Il est également connu de faire varier l'accord d'une ligne de quart-d'onde (; /4) par la variation d'une capacité de réglage réunissant l'une des extrémités de cette ligne à la masse. Cette capacité de réglage peut, de manière évidente, être remplacée par une diode à capacité variable polarisée à l'envers.Si le rapport LC/C de la variation 6 C de la capacité entre ses valeurs maximale et minimale à sa valeur moyenne C, où , C = C max - C min et C = (C max + C min#12, est insuffisant pour que le rapport ~F/F puisse être égal à 0,6 environ (où 1~ F = F - F max min = 1 0Hz et F = max + Fmin)/2 = 1,7 GHz environ). Par conséquent, pour obtenir un oscillateur hyperfréquence à commande par tension et à grande pente ( F/. V de 80 MHz/V environ), il faut mettre en série avec la ligne de quart d'onde, deux diodes à capacité variable, de manière à diviser par deux la variation C et pali quatre la valeur moyenne C (c'est-à-dire de multiplier le rapport X C/1: par deux). De toute façon, l'utilisation de diodes à capacité variable en série avec une ligne de quart-d'onde dans cette partie inférieure de 1 à 3 GHz de la bande d'hyperfréquences implique la formation de circuits résonnants série qui constituent alors des trappes ou des filtres à bande d'arrêt (dits "band-stop filters1, en anglais) ou de réjection parasites pour #certaines fréquences dans cette bande, provoquant l'arrêt de l'oscillation sur une ou plusieures parties du spectre désiré. La présente invention permet également de re nédier à cet inconvénient et de réaliser un oscillatsur hyperfréquence de fréquence variable de manière continue à l'aide d'une tension d'accord, tout en utilisant des composants du type "grand public" au moindre prix, sans éléments bobinés de précision et sans éléments de commutation. Suivant#l'invention, un oscillateur hyperfréquence comportant un transistor hyperfréquence dont la fréquence de transition est supérieure à et, de préférence, au moins égale au double de la fréquence d'oscillation maximale désirée et dont l'une des électrodes est couplée à l'une des extrémités d'un premier tronçon de ligne de matériau conducteur présentant une inductance série et une capacité parallèle par unité de longueur qui déterminent son impédance caractéristique, l'autre extrémité du premier tronçon de ligne étant couplée, par au moins une diode à capacité variable en fonction de sa tension de polarisation inverse entre des valeurs maximale et minimale, à la masse, la longueur de ce premier tronçon de ligne étant calculée de manière à former avec la capacité minimale de la diode un circuit résonnant à une fréquence au moins égale à la fréquence d'oscillation maximale désirée, caractérisé en ce que l'autre extrémité.du premier tronçon de ligne est reliée, en outre, à la masse au moyen d'un sec#ond tronçon de ligne d'impédance caractéristique notablement supérieure à celle du premier,-connecté en parallèle avec la ou les diodes à capacité variable, afin de transférer les fréquences de résonance série parasites formant trappe, en dehors de la gamme des fréquences d'oscillation désirées de l'oscillateur. L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses caractéristiques et avantages apparaîtront de la description ci-après des dessins annexés s'y rapportant, donnés à titre d'exemple nonlimitatif, sur lesquels - les figures l-a et 1-b représentent très schématiquement deux exemples de réalisation classiques d'un oscillateur hyperfréquence, notamment suivant la Note d'Application RCA précitée, dont le second est à fréquence comrnandable par tension, du fait du remplacement du condensateur d'accord par une diode à capacité variable - la figure 2 est un schéma illustrant une modification par rapport à la figure 1-b, qui permet d'augmenter la pente F/ V de l'oscillateur hyperfréquence pour étendre sa gamme de variation de fréquence F en augmentant le rapport C/C par la mise en série de deux diodes à capacité variable - la figure 3 représente le schéma équivalent d'une diode à capacité variable pour illustrer le défaut des circuits des figures 1-b et 2 ; et - la figure 4 est le schéma de principe d'un mode de réalisation de l'oscillateur hyperfréquence dont la fréquence est commandable par une tension de manière continue sur environ une octave (de 1,2 à 2,3 GHz), suivant l'invention. Sur la figure la, on a représenté un oscillateur hyperfréquence à circuit résonnant sous la forme d'une ligne de transmission 1 dont une extrémité est connectée à la base d'un transistor hyperfréquence bipolaire 2, de type NPN, et dont l'autre extrémité est connectée à l'une des armatures d'un condensateur variable 3, du genre appelé en anglais "trimmer capacitor", dont l'autre armature est reliée à la masse 4 et dont la capacité C3 peut être réglée entre quelques dizièmes et quelques picofarads.La ligne 1 est réalisé à l'aide d'un couche conductrice allongée de largeur W prédéterminée et de la longueur L inférieure au quart de la longueur d'onde ( ^ 9/4) de la fréquence maximale d'oscillation désirée, recouvrant l'une des fanes d'une plaquette diélectrique (isolante), dont l'autre face constituant le plan de masse, est entièrement recouverte d'une couche conductrice pour former ensemble une ligne de transmission asymé trique (appelée "strip-line" ou "microstrip" dans la littérature anglo américaine, comme, par exemple, dans l'ouvrage britannique de HARVEY intitulé "MICROWAVE ENGINEERING" publié par "ACADEMlC PRESS" en 1963, notamment aux pages 4U7-408 et 412 415). Les couches conductrices sont généralement réalisées en cuivre e fixées sur le dialectrique à faible pertes, tel que des fibres de verres imprégnées de silicone ou de polytétrafluoroéthylène ou PTFE (commercialisé sous la rnïrqur déposée "TEFLON") dont les constantes diélectriques sont respectivement de 4,2 et 2,7 envi ron, par la technologie classique des circuits imprimés décrite, par exemple, aux pages 428 à 430 de l'ouvrage de HARVEY précité. La longueur d'onde sur la ligne # g et son impédance carac g téristique ZO sont, par conséquent, fonctions de la largeur W de la ligne, de l'épaisseur T du diélectrique et de la constante di électrique (pour les calculs exacts voir, par exemple, l'ouvrage de HOWE intitulé "STRIPLINE CIRCUIT DESIGN" publié par ARTECH HOUSE, INC., en 1974 et de nombreuses articles cités dans la bibliographie de cet ouvrage et de celui de HARVEY précité). La longueur L de la couche allongée 1 est donc choisie inférieure au quart de la valeur minimale de la longueur d'onde sur la ligne g min correspondant à la fréquence la plus élevée de l'oscillateur, pour tenir compte de la capacité minimale C3 min du condensateur 3 qui a pour effet d'augmenter la longueur apparente de la ligne (voir à la page 405 de l'ouvrage de CARRASCO et ai précité), afin que le circuit se comporte en tant que circuit résonnant parallèle. La jonction de la base du transistor 2 avec la ligne 1 est réunie, par l'intermédiaire d'une première bobine de choc 5 dont l'impédance est trds élevée à la fréquence d'oscillation minimale (correspondant à la capacité maximale C3 max du conden secteur 3), au point commun 6 de deux résistances 7 et 8 connectées en série entre le pAle pasitif 9 d'une source d'alimentation continue (Vcc) et son pOle négatif relié à la masse 4, qui forment un diviseu: de tension résistif. L'émetteur du transistor 2 est réuni, par l'intermédiaire d'une seconde bobine de choc 10 et d'une première résistance Il (de quelques ou quelques dizaines d'ohms), à la masse 4 et son collecteur est réuni, d'une part par l'intermédiaire d'un premier condensateur de découplage 12 (de quelques nanofarads), à la masse 4 et d'autre part à travers une seconde résistance 13, au pôle positif 9 (+ Cette seconde résistance 13 permet de réduire la tension collecteur du transistor 2 par la chute de tension provoquée à ses bornes par le courant collecteur moyen. On peut voir aisément que le montage du transistor 2 constituant l'élément actif de l'oscillateur est du type à collecteur commun, qui présente l'avantage d'une impédance d'entrée élevée et d'une impédance de sortie modérée. De ce fait, les impératifs d'adaptation dans la boucle de réaction sont nettement moins contraignants que pour le montage à base commune qui constitue, par ailleurs, le montage le plus efficace pour réaliser un oscillateur hyperfréquence (contrairement au montage à émetteur commun qui est limité à des fréquences très notablement inférieures à la fréquence de transition fT du transistor UHF). Dans le circuit de la figure 1-a, la boucle de - réaction de l'oscillateur du type de "Colpitts" est formée par les capacités collecteur-base 14 et baseémetteur 15 (parasites) du transistor 2 dans son boîtier. Sur la figure 1-b, le condensateur réglable- 3 (de la figure 1-a) a été remplacé par une diode à capacité variable 30 dont l'anode est reliée à la masse 4 et dont la cathode est reliée, d'une part, à la ligne 1 et d'autre part, à travers une résistance 16 (de plusieurs kiloshms) à une borne 17 à laquelle est appliquée la tension d'accord VA qui la polarise à l'envers. Cette borne 17 est réunie, par l'intermédiaire d'un second condensateur de découplage 18, à la masse 4.La diode à capacité variable 30 est choisie de manière à permettre une variation de la fréquence telle que l'oscillateur puisse fournir une onde dont la fréquence varie de manière continue de 1,2 à 2,3 GHz pour une variation de la tension d'accord de 2 à 28 volts, par exemple. Ceci est relatheínent difficile à obtenir au moyen d'une diode à capacité variable 30 unique, disponible dans le commerce :qualité "grand public"). Du fait de la polarisation positive variable de la cathode de la diode 30 qui est directement reliée à l'une des extrémités de la ligne 1, l'autre extrémité de celle-ci doit être couplé de manière galva niquement isolée à la base du transistor 2. Ce couplage est effectué ici au moyen d'un condensateur de coupla#e' 19 de quelques dizaines de picofarads. Si la résistance émetteur 11 dépasse les quelques centaines d'ohms, il est possible de lui connecter en parallèle un troisième condensateur de découplage 20 (de plusieurs dizaines à quelques centaines ou milliers de picofarads). La figure 2 illustre une modification avantageuse du circuit de la figure 1-b. Pour obtenir un rapport C/C, c'est-à-dire une variation de fréquence F, suffisants, on a utilisé sur la figure 2 deux diodes à capacité variable 31 et 32 reliées ensemble par leurs cathodes, dont les anodes respectives sont reliées à la masse 4 et à l'une des extrémités de la ligne 1. Les cathodes des diodes 31, 32 étant réunies à la borne 17 par la résistance 16 de polarisation, l'anode de la seconde 32 doit être galvaniquement reliée à la masse 4 pour qu'elle puisse également être polarisée à l'envers par la même 'tension d'accord VA que la première 31. A cette fin, l'autre extrémité de la ligne 1, à sa jonction avec le condensateur de couplage 19 par exemple, est réunie par l'intermédiaire d'une troisième bobine de choc 21 de réactance élevée et de résistance nulle, à la masse 4.Il est à noter ici que des doubles diodes à capacité variable et à cathode commune sont actuellement disponi bles dans le commerce, par exemple du type BB 204 de la Division Semiconducteurs "SESCOSEM" de la société française "THOIvISON- CSF". Le transistor 22 qui est représenté sur la figure 2 est du type PNP, dont l'émetteur est réuni au pôlè positif 23 d'une autre source de tension continue (VEE) et dont le collecteur est directement relié à la masse 4 (qui constitue le pulse négatif de cette source). Sur la figure 3, on a représenté le circuit équivalent aux fréquences élevées des bandes L et S, d'une diode à capacité variable. Le circuit équivalent comporte entre ses bornes 40 et 41 une capacité 42 fixe qui est principalement celle du boîtier et des conducteurs et qui est connectée en parallèle avec un circuit composé d'une inductance parasite 43, d'une capacité 44 variable en fonction de la tension entre les bornes 40 et 41 et d'une résistance 45 qui est de faible valeur et varie faiblement avec la tension de polarisation inverse et qui résulte du courant de fuite inverse 1R (de quelques dizaines ou centaines de nanoampères). La capacité fixe 42 qui peut être considérée comme incluant la valeur minimale de la capacité de la ou des diodes à capacité variable (30 ou 31 et 32), correspondant à leur tension de polarisation inverse maximale, a déjà été prise en compte dans le calcul de la longueur L de la ligne 1 pour résonner à la fréquence maximale désirée de l'oscillateur. Le terme non variable (fixe) de cette capacité 42 forme alors avec la réactance inductive de la ligne 1 et les capacités 14 et 15 du transistor 2, un circuit de "Colpitts" modifié par "Clapp" qui présente une première fréquence de résonance série pour laquelle l'oscillateur s'arrête.En plus, la réactance inductive équivalente de la ligne 1 s'ajoute en série avec l'inductance parasite 43 et la capacité variable 44 entre la base du transistor 2 (ou 22) et la masse 4, pour former une autre trappe (filtre de réjection), celle-ci à une seconde fréquence de résonance variable en fonction de la tension d'accord (VA). L'une ou l'autre de ces deux fréquences de résonance, ou les deux, peuvent, lorsque la gamme de variation de fréquence ou le rapport '- F/F désirés sont grands, tomber à l'intérieur de cette gamme F de telle sorte que ltoscillateur ne peut fonctionner que dans plusieures portions distinctes de celle-ci, séparées l'une de l'autre par des bandes d'arrêt ou "trous" ce qui est le contraire de ce que l'on a visé à obtenir, c'est-à-dire la variation continue de la fréquence d'oscillation de l'oscillateur dans une gamme d'une octave ou plus dans les bandes L et S. Suivant l'invention, un second tronçon de ligne est connectée en parallèle avec la ou les diodes à capacité variable, qui représente une réactance inductive permettant de transférer les fréquences de résonance des trappes sus-mentionnées à l'extérieur de la gamme de variation désirée, de préférence, au-delà de sa fréquence maximale. La figure 4 illustre schérn##iquement un mode de réalisation d'un oscillateur hyperfréquence corllprenant ce second tronçon de ligne, suivant l'invenaion. Sur la figure 4, l'oscillateur comporte un transistor bipolaire 2 de type NPN, monté en collecteur commun, dont la fréquence de transition fT, c'est-à-dire la fréquence pour lequel son gain ( ) ou son rapport de transfert direct de courant en émetteur commun (hFE) devient égal à un (O d3), est choisie supérieure# à la fréquence maximale d'oscillation désirée et, de préférence, au moins égale au double de cette dernière.Ainsi, pour équiper un oscillateur hyperfréquence (UHF) devant osciller jusqu'à 2,3 GHz, on choisit un transistor dont la fréquence de transition fT est de 4 500 MHz environ, tel que ceux du type BFQ 22, BFQ 63, BFR 90, bFR 91, BFR 93 ou BFR 96 de la Division Semiconducteur SESCOSEM de la société THOMSON-CSF, dont la fT typique est spécifiée à 5 GHz. La base du transistor 2 est couplée ici par le condensateur 19 à l'une des extrémités d'un premier tronçon de ligne 1 dont la largeur W concourt à déterminer l'impédance caractéristique Z et dont la longueur L est déterminante pour la fréquence de résonance maximaie (voir figure 1). L'autre extrérnité de ce premier tronçon 1 est reliée à l'une des extrémités d'un second tronçon de ligne 24 dont la largeur B est notablement inférieure à celle W du premier tronçon 1, de sorte qu'il présente une impédance caractéristique Z très supé rieure à celle Za n de ce dernier.L'autre extrémité du second tronçon 24 est reliée à la masse 4 et sa longueur électrique est, de préférence, choisie en fonction du rapport F/F désiré de façon à met. rye une faible inductance en parallèle avec l'înduotance parasite des diodes 31, 32, sa longueur physique étant donc inférieure à celle L du premier tronçon 1 et, par exemple, proche de celle du boîtier unique contenant les deux diodes à capacité variables 31 et 32 à cathode commune dont les anodes sont respectivement reliées aux deux extrémités de ce tronçon 24 avec des conducteurs les plus courts possible. Comme il y a une discontinuité abrupte d'impédances entre le premier 1 et le second tronçon de ligne 24, celui-ci constitue l'équivalent d'une bobine de choc en série avec le premier tronçon 1 qui n'influe que peu ou point sur l'accord de celui-ci dans la gamme de fréquences allant de 1,1 à au moins 2,3 GHz, qui s'effectue au moyen des diodes 31, 32 en série. Du fait de la présence du second tronçon 23 conducteur galvanique entre l'anode de la seconde diode 32 et la masse 4, la troisième bobine de choc 21 de la figure 2 destinée à rendre possible sa polarisation inverse, devient inutile ici. Il est à rappeler ici que les connexions à la masse 4 sont, de préférence, groupées en un point car une longueur de conducteur même faible représente des réactances inductive et capacitive nonnégligeables à ces fréquences élevées. Grâce à l'utilisation des deux dipdes à cathode commune 31, 32 en série, rendue possible par le second tronçon 24 qui permet de déplacer les fréquences respectives des deux trappes susmentionnées au-delà de la fréquence d'oscillation maximale, on obtient un oscillateur hyperfréquence à très grande pente ss F/ hV de la variation de fréquence en fonction de la tension avec une très grande économie de moyens puisque l'on utilise un minimum de composants et l'on peut réaliser les circuits résonnants ainsi que quelques unes des bobines de choc à l'aide de bandes métalliques ("strip-line") rapportées sur un substrat diélectrique formant un circuit imprimé qui porte également fixés sur elle par soudure, les autres composants tels que des conducteurs, des résistances et des transistors# (des condensateurs de faible valeur pouvant être réalisées à l'aide de structures imbriquées en forme de peignes). Dans le circuit de la figure 4, on a rajouté deux condensateurs de découplage supplémentaires 25 et 26 dont l'un permet de découpler la source de tension (VCC) et l'autre le diviseur de polarisation de la base 7, 8. On peut également stabiliser les tensions d'alimentation du transistor 2 en branchant en parallèle avec le premier condensateur de découplage 12 une diode Zener (non représentée). Comme il a été dit précédemment, le circuit oscillant de ltoscillateur, formé par la ligne 1 et les diodes 31, 32 en série, peut être couplé à une autre des électrodes du transistor 2 sans sortir du cadre de la présente invention. La tension d'accord VA appliquée à la borne 17 peut être fournie par des potentiomètres commutables, par exemple, à l'aide de commutateurs électroniques, par des synthétiseurs de tension ou de fréquence classiques, ainsi que par des circuits de commande automatique de fréquence comportant des discriminateurs, qui opèrent à une fréquence intermédiaire de quelques dizaines de MHz. On notera également qu'il n'est pas obligatoire d'utiliser, pour réaliser les deux tronçons de ligne 1 et 24, la technologie des circuits imprimés et de remplacer les rubans rapportés par des barres rigides de section rectangulaire, tenues à l'écart du plan de masse métallique au moyen d'entretoises discrets en matériau diélectrique à faibles pertes, ou encore des lignes hyperfréquence de type symétrique réalisées au moyen de rubans disposés entre deux plans de masse parallèles en utilisant, éventuellement, la technique des circuits imprimés ("triplaques"). Il serait également possible de remplacer les transistors bipolaires à jonction par des transistors à effet de champ adaptés à fonctionner à- ces fréquences élevées. Il faudrait alors prévoir des modifications dans le circuit de réaction, au cas où les capacités internes du tra1)sistor - et parasites du boîtier entre drain et grille et grille et source s'avérereaient insuffisantes pour la production d'oscillations. REVENDICATIONS 1. Oscillateur hyperfréquence -à fréquence variable de manière continue dans une large gamme dont la variation de fréquence est commandée par tension, comportant un transistor (2, 22) hyperfréquence (UHF; rlont une des électrodes est découplée à la masse (4) et circuit résonnant comprenant un élément de réactance fixe constitué par un premier tronçon de ligne (i) de longueur (L) et d'impédance caractéristique prédéterminées, dont l'utile des ex tré- mités est couplée à une autre électrode du transistor (2, 22), et un élément de réactance variable, constitué par au moins une diode à capacité variable (30 ou 31 et 32) en fonction de sa tension de polarisation inverse (VA), réunissant l'autre extrémité du premier tronçon de ligne (i) à la masse !4), caractérisé en ce que cette autre extrémité du premier tronçon de ligne (2) est également reliée à la masse (4) au moyen d'un second tronçon de iigne (24) d'impédance caractéristique notablement supérieure à celle du premier tronçon (1) et de longueur choisie en fonction inverse de la fréquence maximale désirée de la gamme, afin de transférer des trappes formées par le circuit équivalent de la ou les diodes (30 ou 31 et 32) avec la réactance inductive du premier tronçon (1), en dehors de celle-ci. 2. Oscillateur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'élément de réactance variable est constitué par deux diodes à capacité variable (31, 32) à cathode commune, dont les anodes sont respectivement reliées aux extrémités respectives du second tron çon (24) et dont la cathode commune est polarisée au moyen d'une tension d'accord variable (VA). 3. Oscillateur suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la longueur du second tronçon de ligne (24) est choisie de sorte que sa réactance inductive équivalente soit notablement inférieure à l'indue Lance parasite de la où des diodes à capacité variable (30 ou 3L et 32), afin de transFérer les trappes audessus de la fréquence d'oscillation maximale désirée. 4. Oscillateur suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le transistor (2, 22) qui l'équipe est un transistor bipolaire à jonctions dont la fréquence de transition (fT) est supérieure à la fréquence d'oscillation maximale désirée. 5. Oscillateur suivant la revendication 5, caractérisé en ce que cette fréquence de transition (fut) est choisie au moins égale au double de la fréquence d'oscillation maximale. 6. Oscillateur suivant l'une des revendications 4 et 5, carac térisé en ce que le transistor (2, 22) est monté en collecteur commun avec le circuit résonnant (1, 31, 32) couplé à sa bate au moyen d'un condensateur (19).