FR 2479619 A1 19811002 FR 8106258 A 19810327 SYSTEME DE COMPENSATION D' INTERFERENCE La présente invention concerne un système de compen- sation d'interférence qui, dans un récepteur de communication radio, annule le signal parasite d'interférence. La présente invention est utilisée dans les stations terriennes des sys- tèmes de communication par satellite dans lesquels un système de communication classique donnerait un signal parasite d'in- terférence, et naturellement, la présente invention est appli- cable aux systèmes de communication par radio en général, son application n'étant pas limitée aux systèmes de communication par satellite. La Fig. 1 montre un système préexistant destiné à supprimer un signal d'interférence. Le système préexistant typique est décrit dans le magazine britannique "Systems Technology" n0 32, septembre 1979,pages 38 à 47, auteur T.A. Bristow. Sur la Fig. 1, le numéro de référence 1 concerne une antenne principale qui reçoit à la fois le signal désiré et le signal d'interférence indésirable.2 est une antenne auxiliaire qui ne reçoit qu'un signal parasite d'interférence, 3 est un circuit de contrôle d'amplitude et de phase, 4 est un combinateur, 5 est un détecteur de corrélation, 100 et 101 sont des convertisseurs de fréquence comprenant chacun un amplificateur, 102 est un filtre passe-bas, et 15 est une borne de sortie fournissant le signal de sortie qui est exempt de signal d'interférence. Sur la Fig. 1, l'antenne principale 1 est dirigée vers le signal désiré, mais reçoit à la fois le signal désiré et le signal parasite d'interfé- rence. L'antenne auxiliaire 2 est dirigée vers le signal parasite d'interférence, et ne reçoit que ce signal d'inter- férence. Le signal d'interférence reçu par l'antenne auxi- liaire 2 est appliqué au circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3 qui règle l'amplitude et la phase du signal d'interférence de façon que la sortie du circuit de contrôle 3 ait une amplitude égale et une phase opposée à celles du signal d'interférence reçu par l'antenne principale 1. Ainsi, quand le combinateur 4 combine le signal d'interférence venant de l'antenne principale avec la sortie du circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3, le signal d'interférence est annulé et le signal désiré est obtenu à la sortie du combinateur. Le signal de commande destiné à commander le circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3 est obtenu par le détecteur de corrélation 5, qui fournit la corrélation entre le signal parasite reçu par l'antenne principale 1 et le signal parasite d'interférence reçu par l'antenne auxiliaire 2. Dans une réalisation pratique, les convertisseurs de fréquence 100 et 101 sont montés entre le détecteur de corrélation 5 et chacune des antennes, et un filtre passebas 102 est monté entre le détecteur de corrélation 5 et le circuit de contrôle 3. En général, les convertisseurs de fréquence comprennent un ampli- ficateur. Le détecteur de corrélation 5 est généralement réalisé avec un détecteur de phase, ou un mélangeur de fréquen- ce. Il faut noter que le système préexistant de la Fig. 1 obtient directement la corrélation entre la composante résiduelle d'interférence à la sortie du combinateur 4 et le signal d'interférence reçu par l'antenne auxiliaire 2 à partir de l'amplitude et de la phase du signal porteur. En conséquence, quand il s'agit d'un signal PSK (signal de verrouillage de phase) dans lequel la phase du signal change rapidement en fonction du signal de modulation, il faut que la différence entre les trajets suivis par les signaux atteignant les deux antennes soit inférieure à une valeur prédéterminée, parce que le signal de sortie du détecteur de phase change de façon discontinue quand la différence de trajet est grande. Néanmoins, étant donné les fluctuations de phase des étages précédents du détecteur de corrélation 5 et les varia- tions subies par les chemins de transmission vers les deux antennes, quand il se produit subitement une grande variation de la différence de phase entre les canaux principal et auxiliaire, la compensation de l'interférence est à peu près impossible quand ls'agitd' signal modulé en phase.- En aitre, quand il s'agit d'un signal modulé en fréquence, l'effet de compen- sation n'est pas grand, parce qu'il n'existe aucune corréla- tion entre les déviations de phase de chacun des signaux lors- que la différence de trajet est grande, et l'on n!obtient pas de corrélation précise. De plus, il faut remarquer -sur la Fig. 1 que, dans la technique préexistante, il faut prévoir deux convertisseurs de fréquence 100 et 101, et les caractéristiques de ces convertisseurs de fréquence, comprenant la caractéristique d'amplitude et la caractéristique de phase, doivent être identiques. Toutefois, une coincidence exacte des deux conver- tisseurs de fréquence, ayant chacun sa température ambiante, est à peu près impossible. Aussi, l'un des objectifs de la présente invention est-il de surmonter les inconvénients et limitations des systèmes de compensation d'interférence préexistants en fournissant un système de compensation d'interférence nouveau et amélioré. Un autre objectif de la présente invention est de fournir un système de compensation d'interférence qui puisse fournir un effet de compensation amélioré. Un autre objectif de la présente invention est de fournir un système de compensation d'interférence pouvant supprimer un signal d'interférence aussi bien dans un système de communication à modulation de phase, que dans un système de communication à modulation de fréquence. Un autre objectif de la présente invention est de fournir un système de compensation d'interférence ne comportant 2479619 - qu'un seul convertisseur de fréquence. Les objectifs ci-dessus et d'autres sont obtenus par un système de compensation d'interférence comprenant: (a) une antenne principale (1) recevant à la fois un signal désiré et un signal d'interférence 14, (b) une antenne auxiliaire (2) ne recevant qu'un signal d'interférence IA, (c) un circuit de contrôle d'amplitude et de phase (3) qui reçoit ledit signal d'interférence IA et le modifie de façon à fournir un signal de sortie IVM tel que la longueur moyenne et la direction moyenne du vecteur de sortie IVM soient définies par les valeurs A et B, et que la tête du vecteur de sortie IVM tourne périodiquement en fonction des valeurs (a) et ( w), o A et B varient en fonction de la différence entre IM et IA, (a) et ( w) étant donnés par les signaux de basse fréquence superposés aux valeurs A et B, (d) un combinateur (4) destiné à combiner le vecteur IM issu de l'antenne principale, et le vecteur IVM issu du circuit de contrôle d'amplitude et de phase afin de fournir le signal combiné IE qui contient l'information L cos ( wt - e), o L est la longueur de la différence vectorielle entre le vec- teur représentant l'IvM présent et 1'IVM désiré en vue d'annuler IM, et o Oest la direction de ladite différence des deux vecteurs, (e) un oscillateur basse fréquence (7,12) destiné à fournir les signaux basse fréquence a cos wt, et a sin wt, (f) un détecteur d'enveloppe (10) relié à la sortie dudit combinateur (4) en vue de fournir le niveau de l'enveloppe du signal IE ou l'information L cos ( wt - 8), (g) un système détecteur de phase (13a,13b) recevant le signal de sortie dudit détecteur d'enveloppe (10) en vue de fournir les signaux de détection de phase L cos8 et L sin 0, (h) un système d'intégration de tension (6a,6b) destiné à intégrer les signaux de sortie desdits systèmes de détection de phase (13a,13b) en vue de fournir les valeurs A et B, et (i) un système additionneur (8a,8b) destiné à fournir les sommes A + a cos wt, et B + a sin wt comme signaux de commande dudit circuit de contrôle d'amplitude et de phase (3). Les objectifs, caractéristiques, et avantages corres- pondants ci-dessus et d'autres,de la présente invention, seront appréciés lorsqu'ils seront mieux compris au moyen de la des- cription qui suit et des dessins annexés, o - la Fig. 1 est le diagramme synoptique d'un système de com- pensation d'interférence préexistant, - la Fig. 2A est le diagramme synoptique simplifié d'un système de compensation d'interférence conforme à la présente invention, - la Fig. 2B est le diagramme synoptique détaillé du système de compensation d'interférence conforme à la présente inven- tion, - la Fig. 3 est le diagramme synoptique d'un modulateur vectoriel utilisé comme circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3 sur la Fig. 2B, - la Fig. 4(a) et la Fig. 4(b) montrent le diagramme vectoriel du signal de sortie du modulateur vectoriel de la Fig. 3, - la Fig. 5(a) et la Fig. 5(b) montrent les vecteurs repré- sentatifs des signaux dans le présent système de compensation d'interférence afin d'expliquer le principe de fonctionnement de la présente invention, - la Fig. 6 est un schéma détaillé du présent système de compensation d'interférence, - la Fig. 7 est le diagramme synoptique du système de mesure destiné à mesurer les caractéristiques du présent système de compensation d'interférence, - la Fig. 8(a) et la Fig. 8(b) sont des courbes montrant l'effet de compensation sur un signal d'interférence, - la Fig. 9 montre des courbes indiquant l'amélioration expérimentale du taux d'erreur sur le signal PSK dans la présente invention, - les Figs 10 (a) à (d) montrent les spectres expérimentaux indiquant l'effet de compensation conforme à la présente invention sous la condition que le signal désiré et le signal d'interférence soient présents sur le même canal, - la Fig. 11 présente les courbes indiquant la relation entre l'amplitude du signal basse fréquence superposé aux signaux de contrôle et l'effet de compensation, - les Figs 12 (a) à (d) montrent les résultats expérimentaux de l'effet de compensation dans un essai réel de transmission, - la Fig. 13 montre le diagramme synoptique d'un autre circuit de contrôle d'amplitude et de phase, - la Fig. 14 est le diagramme synoptique d'un autre circuit de contrôle d'amplitude et de phase, - la Fig. 15 est le diagramme synoptique d'un autre système de compensation d'interférence conforme à la présente inven- tion, et, - la Fig. 16 est le diagramme synoptique d'une variante du système de compensation d'interférence de la Fig. 15. La Fig. 2A est un diagramme synoptique simplifié du présent système de compensation d'interférence, et la Fig. 2B montre une réalisation pratique du présent système de compensation d'interférence. Sur ces figures, le numéro de référence 1 concerne l'antenne principale qui reçoit à la fois le signal désiré et le signal parasite d'interférence, 2 est une antenne auxiliaire qui est dirigée vers la source du signal d'interférence et reçoit seulement le signal d'interférence, 3 est un circuit de contrôle d'amplitude et de phase qui reçoit le signal d'interférence venant de l'antenne auxiliaire 2, et règle l'amplitude et la phase de ce signal d'interférence de façon que l'amplitude du signal d'interférence venant de l'antenne auxiliaire soit égale à celle venant de l'antenne principale 1, et que la phase du signal d'interférence venant de l'antenne auxiliaire 2 soit en opposition avec celle du signal d'interférence venant de l'antenne principale 1. Le numéro de référence 4 concerne un combinateur qui combine les signaux de sortie du circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3 et de l'antenne prin- cipale 1, 6 (6a,6b) est un accumulateur de tension ou un intégrateur de tension, 7 est un oscillateur basse fréquence, 8 (8a,8b) est un additionneur, 9 est un amplificateur qui comprend un convertisseur de fréquence, 10 est un détecteur d'enveloppe, 11 est un amplificateur qui contient un filtre passe-bande dont la fréquence centrale est égale à la fré- quence de sortie de l'oscillateur 7, 12 est un déphaseur de 90 , 13 (13a, 13b) est un détecteur de phase, 14a et 14b sont des amplificateurs à courant continu faisant fonction de filtres passe-bas, 15 est un signal de sortie après compensation d'interférence, et 100 est un convertisseur de fréquence. Il convient d'apprécier que l'on n'a prévu qu'un seul convertisseur de fréquence (100 ou 9), et que les dé- tecteurs de phase (13, 13a, 13b) agissent sur le signal de sortie du détecteur d'enveloppe 10, qui fournit un signal non affecté par le changement de phase dû à la modulation de phase ou de fréquence. z Le principe de fonctionnement de la présente inven- tion est le suivant: le signal d'interférence IA reçu de l'antenne auxiliaire 2 est modulé légèrement avec l'amplitude (a) et la fréquence angulaire (w) pour fournir le signal Ivx au moyen du circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3. Le signal IVM est supposé avoir une amplitude égale et une phase opposée à celles du signal d'interférence IX venant de l'antenne principale 1. L'on combine le signal IM venant de l'antenne principale 1 et le signal IVM venant du circuit de contrôle d'amplitude et de phase. Le signal combiné contient naturellement la composante de signal modulée (ayant l'amplitude (a) et la fréquence angulaire (X)) et ce signal combiné présente un changement d'amplitude relatif à la différence de phase entre le signal effectivement présent IVM et le signal Ivx désiré devant annuler le deuxième signal IM, et un rapport d'amplitude entre le signal IVM présent et le signal IVM désiré pour annuler le deuxième signal I^. L'on détecte alors l'enveloppe du signal combiné afin de fournir le changement d'amplitude du signal combiné. Ensuite, l'on obtient la différence de phase entre l'envelop- pe du signal combiné et le signal de modulation originel (d'amplitude (a) et de fréquence angulaire (w)) au moyen de l'opération de détection de phase afin de fournir les deux tensions L cos 6et L sin e, o L et e sont définis respectivement par le rapport des amplitudes et la différence des phases entre le premier signal d'interférence I contrôlé VM et le IVM désiré. Donc, le premier signal d'interférence IVM est réglé en fonction de tensions représentatives de L et O de façon à ce que le signal après réglage IVM ait la même amplitude et une phase opposée à celles du deuxième signal d'interférence. Etant donné que le signal IM est modulé au moyen d'un signal de modulation faible d'amplitude (a) et de vitesse angulaire (w), la présente invention est semblable, sous certains aspects, à la technique d'analyse préexistante. Néanmoins, la présente invention diffère de la technique antérieure d'analyse; cela signifie que la technique d'ana- lyse préexistante se borne à changer soit l'amplitude soit la phase du signal de contrôle, et que le signal senseur indique seulement le sens du changement d'amplitude ou de phase (pour la direction de l'amplitude, savoir si elle devient plus grande ou plus petite, et pour la direction de la phase savoir si la différence de phase devient plus forte ou plus faible). Par contre, d'après la présente invention, l'on change simultanément et l'amplitude et la phase de signal de commande, et l'on obtient simultanément non seulement le sens du changement du signal de commande, mais également le montant de ce changement. La Fig. 3 montre la réalisation du modulateur vectoriel qui fonctionne comme circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3. Sur la Fig. 3 le numéro de référence 16 concerne une borne d'entrée, 17 est un diviseur de signal, 18a, 18b, 18c et 18d sont des déphaseurs fixes, 19a, 19b, 19c et 19d sont des atténuateurs comportant chacun une diode PIN, 20 est un combinateur de signal,21a et 21b sont les bornes d'entrée des signaux de commande, et 22 est une borne de sortie. Sur la Fig. 3, le signal d'entrée est divisé entre quatre trajets par le diviseur de signal 17, et les signaux provenant de la division reçoivent respectivement les déphasages 0, i/2, a, 3r /2 radian, au moyen desdéphaseurs fixes 18a, 18b, 18c et 18d. En conséquence, quand le signal d'entrée est mis sous la forme, I e j( t +), o IA est AA une amplitude, n est la fréquence angulaire du signal d'entrée, et e est la phase d'origine, les signaux de sortie des déphaseurs 18a, 18b, 18c et 18d ont les valeurs suivantes: sortie déphasage O: (IA/4) ej( t (1)+ sortie déphasage n/2: (IA/4) ej( t +8 + */2) = (jIA /4 ej ( t +) (2) A sortie déphasage v: (IA/4) ej( t + +) A -(IA /4) e t +8)(3) sortie déphasage 3 r/2: (IA/4) ej( Qt +6-+ 3f/2) =-(jI^.,/4 ej (4) Les sorties des déphaseurs sont appliquées aux atténuateurs 19a, 19b, 19c et 19d o l'amplitude du signal est affaiblie en fonction du courant dans les diodes PIN. Les sorties de ces atténuateurs sont combinées par le combinateur 20, qui fournit le signal de sortie à la borne de sortie 22. Les Figs. 4(a) et 4(b) montrent les vecteurs repré- sentatifs des signaux de sortie des atténuateurs 19a, 19b, 19c et 19d. La Fig. 4(a) montre le cas o aucun courant n'est fourni aux diodes PIN, de sorte que l'affaiblissement de chacun des atténuateurs est nul, et par conséquent le signal de sortie du modulateur vectoriel est nul comme on le voit en ajoutant membre à membre les équations (1) à (4). Par contre, quand un signal de commande A est appliqué à la borne de contrôle d'entrée 21a, qui est reliée aux atténua- teurs 19a et 19c à travers des diodes ou redresseurs,un courant proportionnel à la tension de commande A passe dans l'un des atténuateurs 19a ou 19c suivant la polarité de la tension de commande, ce qui provoque un certain affaiblissement. Ainsi, la tension de sortie de l'atténuateur 19a est diminuée par rapport à la tension de commande A, et le vecteur de sortie V1 de phase 0 a la valeur ci-dessous: V1 = (1/4) Ia(1 - KVA) ej( Q t +6) (1') o KV est -e gain de contrôle du modulateur vectoriel. Dans ce cas, le vecteur résultant de la combinaison a une compo- sante de phase w comme il ressort de la sommation des équations (1'), (2), (3), (4), et ce vecteur de sortie s'écrit: - (1/4) KV AIA ej( t +) Ainsi, un signal de commande appliqué aux atténuateurs 19a et 19c règle les vecteurs de phase 0 et W, et un signal de commande appliqué à la borne 21b qui est reliée aux atténua- teurs 19b et 19d, règle les composantes vectorielles de phase r/2 et 3 w/2. Il en résulte que l'amplitude et la phase du signal reçu à la borne de sortie 22 sont contrôlées arbitrairement par les signaux de commande d'entrée A et B appliqués aux bornes 21a et 21bo L'on va expliquer maintenant le fonctionnement du présent système de compensation d'interférence: On suppose que le signal d'interférence obtenu de l'antenne auxiliaire 2 a la forme ci-dessous I =1 e(t+) (5) A OA Le signal d'interférence IA est appliqué au circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3. Les composantes de ce signal d'interférence IA de phase 0 et de phase 7 sont modi- fiées par la tension de sortie [A+a cos (w t)] de l'addition- neur 8a, o A est la tension de sortie de l'accumulateur de tension 6a,[a cos t] est le signal de sortie de l'oscillateur basse-fréquence 7,(a) étant l'amplitude et; la fréquence angulaire. De même, les composantes du signal d'interférence IA de phase e2 et 3Â /2 sont modifiées par la tension de sortie [B+a sin (w t)J de l'additionneur 8b. Le courant de sortie du circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3 a donc la valeur ci-dessous: IVM = - KVIA [(A+a cos t) + j(B+a sin t)] ej( t+) = I ( t +8 +) (6) A o IA IOA/4 (7) IA= - K VIA (A+a cos t)2 + (B+a sin wt)2 (8) A V A = arc tg [(B+a sin wt) / (A+a cos wt)] (9) En conséquence, le vecteur IVM tourne sur le cercle de centre P (- KVAIA, -j Kv B IA) et de rayon KV a 1A comme le montre la Fig. 5 (a), o la vitesse angulaire est définie par la fréquence angulaire ( w), A étant la tension de sortie de l'accumulateur de tension 6a, B la tension de sortie de l'accumulateur de tension 6b, a cos> t étant la sortie de l'oscillateur basse fréquence 7, et a sinw t la sortie du déphaseur 12. De même, IA est le quart de l'amplitude du signal d'interférence IOA, et KV est le gain du circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3. Il convient de remarquer que le centre P du cercle est défini par les valeurs A et B, et que la valeur A définit la composante qui est en phase ou en opposition de phase avec le signal d'interférence IA, et B définit la composante qui est perpendiculaire au vecteur signal d'interférence IA. Par ailleurs, l'autre signal d'interférence IM qui est obtenu par l'antenne principale 1 dirigée vers la source du signal désiré, a ia valeur ci-dessous: I =I miel t a (10) Le combinateur 4 combine la sortie IVM du circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3, et le deuxième signal d'interférence IM, et fournit le signal de sortie combiné IE qui s'exprime comme suit: IE = IM + IVM = IM e) + IA' ej(t) MA = Io ej(t +O) (11) o: I = [IA' cos +) IMcosa +2 + [I' sin (+) + I sin ai (12) 0 = arc tg A' sin (8 +%) + IM sin] / tg[ [IA cos ( +) + IM cos a] (13) Le vecteur résultant IE tourne sur le cercle de centre R et de rayon KvaIA, o les coordonnées du centre R sont: R IA o KV A IA) j(BO - IKV BA o: AO = cos (a -B), et B0 = sin (a -) La Fig. 5(b) montre la rotation du vecteur IE. Sur la Fig. (b) il convient de noter que le centre de rotation du vecteur IVM doit être au point Q, o le vecteur OQ ( = I'M) a une amplitude égale à celle du vecteur IM, et une phase opposée à celle du vecteur IM, de telle sorte que le signal d'inter- o10 férence IM soit annulé par le signal IVM. Quand le centre de rotation du vecteur IM est au point Q. le signal combiné IE tourne autour de l'origine 0, et si le rayon (KV a IA) de cette rotation ou la puissance définie par le rayon de ce cercle de rotation est suffisamment faible, on suppose -15 que le signal d'interférence est complètement supprimé ou compensé. Afin de faire coiwider e centre du vecteur IVM avec le point Q. il faut obtenir la distance L entre le point Q et le point P qui est le centre du vecteur IM, ainsi que la direction 6 qui définit la direction du point P vers le point Q. Comme le montre la Fig. 5(b), l'angles est l'angle formé par la direction parallèle au vecteur IA - signal d'interférence venant de l'antenne auxiliaire 2 - et le vecteur PQ. Les informations de tension définissant les valeurs L ete sont accumulées ou additionnées jusqu'à chacune des valeurs précédentes. Afin d'obtenir ces valeurs, L et e, on réécrira l'équation (12) sous la forme suivante: 2 2 2 IO = (KvIAa) + L + 2(KvIAa) L cos( t -e) (14) o: 2 2IAOi) + (KvBi BI 2 L =(K AI - AI) (K Bi - VA 0DM V A 0 M = arc tg vBIA - BOIM)/ (KvAIA AI) En conséquence, il convient de noter que dans l'équation (14) l'amplitude du signal combiné IE contient l'information relative aux valeurs L et 0. L'on peut obtenir la tension correspondant à l'équation (14) par détection de l'enveloppe du signal combiné IE au moyen du détecteur d'enveloppe 10, après que le signal combiné IE ait été amplifié judqu'au niveau approprié par l'amplificateur 9. Ensuite, l'amplifica- teur 11 supprime les composantes continues (AV IA a) et L qui ne changent pas en fonction du temps t, ce qui donne la tension: 2K1 (KV IA a) L cos( t - t) - o K1 est le gain des amplificateurs 9 et 11 et du détecteur d'enveloppe 10. La sortie de l'amplificateur 11 est appliquée aux entrées des détecteurs de phase 13a et 13b, qui reçoivent les signaux basse fréquence a cos wt et a sin rt, respectivement, conmme phase de référence. Il faut noter que le premier détecteur de phase fournit les deux composantes L cos(2 mt - 0) , et L cos 0, et que le deuxième détecteur de phase 13b fournit les deux composantes L sin(2 mt - 0) et L sin 0. Les amplifi- cateurs 14a et 14b jouent le rôle de filtre passe-bas, et fournissent respectivement les sorties L cose et L sine. On suppose que les amplificateurs 14a et 14b fournissent ces sorties L cosO et L sinO au niveau convenable. Les accumulateurs de tension 6a et 6b additionnent respectivement ces valeurs, aux signaux A' et B' afin d'obtenir A=A' + L cos O, et B = B'+L sine o A' et B' sont les sorties précédentes des accumulateurs 6a et 6b. Les additionneurs 8a et 8b fournis- sent respectivement les sommes A+a cosw t, et BEa sin w t, et ces sorties des additionneurs 8a et 8b sont intro- duites dans les entrées de commande du circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3. Il convient de remarquer sur la Fig. 5 (b) que la valeur L cos 9 est proportionnelle à la distance horizontale entre les points P et Q. et que la valeur L sin O est proportionnelle à la distance verticale entre les points P et Q. En conséquence, l'accumulation de ces valeurs fait coincider le point P avec le point Q. et, en raison de l'addition respective de a cos X t et de a sin X t à A et B, le vecteur IVM parcourt le cercle de centre P et de rayon KV IA a. Par suite de l'opération précédente, on obtient à la sortie un signal de sortie compensé libéré du signal d'interférence. La puissance P du signal d'interférence résiduel subsistant dans le signal combiné 15 est obtenue par l'équation (15), elle-même obtenue à partir de l'équation (14> avec la condition L = 0. Pr= I /2= (K I a) /2 (15) Il convient de remarquer dans les explications précédentes que les détecteurs de phase 13a et 13b travaillent sur le signal de sortie du détecteur d'enveloppe 10, qui est libéré du chan- gement de phase dû à la modulation de phase et/ou de fréquence. Aussi, la présence du détecteur d'enveloppe 10 et des détecteurs de phase 13a et 13b est-elle une caractéristique importante de la présente invention. Il faut aussi noter qu'il suffit d'un seul convertisseur de fréquence ou d'un seul amplificateur 9 dans le cas de la présente invention et ceci est également une de ses caractéristiques. La fig. 6 montre en détail la réalisation pratique du pré- sent système de compensation d'interférence. Sur la Fig. 6, le numéro de référence 23 concerne la première borne d'entrée reliée à l'antenne principale, et qui reçoit à la fois le signal dési- ré et le signal parasite d'interférence, 24 est la deuxième borne d'entrée reliée à l'antenne auxiliaire, et qui reçoit seulement le signal d'interférence. Le numéro de référence 3 concerne un circuit de contrôle d'amplitude et de phase qui est réalisé au moyen d'un modulateur vectoriel, dans lequel le diviseur de signal 17 de la Fig. 3 est réalisé au moyen des circuits hybrides Hi, H2 et H3, et le combinateur 20 de la Fig. 3 est réalisé au moyen d'autres circuits hybrides B4, H5 et H. Chacun des circuits hybrides comporte deux bornes d'entrée et deux bornes de sortie et la phase des signaux de sortie aux bornes de sortie est à 0o ou 900 par rapport à la phase du signal d'entrée aux bornes d'entrée. De même, la combinaison du déphaseur 900 et du déphaseur 0 H6 qui combine deux signaux avec la condition de mise en phase, joue un double rôle comme déphaseur fixe. Les diodes PIN l9a à l9d sont contrôlées par les signaux de commande aux entrées de contrôle 21a et 21b à travers les diodes D1à D4 et les amplificateurs tampons BUF qui sont supposés posséder un cir- cuit de polarisation B. Les amplificateurs tampons BUF et les circuits de polarisation B fonctionnent de façon que, quand le signal de commande à la borne 21a ou 21b est nul, le courant de polarisation passe dans les diodesPIN l9a, 19b, 19c et 19d de façon à provoquer l'affaiblissement maximum dans lesdites diodes PIN, et quand il y a un signal de commande à la borne 21a ou 21b, l'affaiblissement dans les diodes PIN diminue. Grâce à la disposition ci-dessus des diodes PIN, l'on améliore la déviation ou l'erreur tant de l'amplitude que de la phase contrôlées dans le modulateur vectoriel, et l'on compense le déséquilibre des caractéristiques de chaque diode PIN, obtenant ainsi une large gamme dynamique en fonctionnement pour le modu- lateur vectoriel. Dans le cas de la Fig. 6, la polarité des signaux de commande aux bornes 21a et 21b de la fig.6 doit être opposée à celle de la fig.3 de façon que la polarité des signaux de commande aux bornes 21a et 21b de la fig. 6 puisse être mise en conformité avec le modulateur vectoriel 3 de la fig. 6. Il convient de remarquer que les circulateurs C1 et C2, l'atténua- teur ATT, le correcteur de ligne LS, et le circulateur C3 sont montés sur les circuits d'entrée et de sortie dudit modulateur vectoriel 3 afin d'en obtenir un fonctionnement stable. Le numéro de référence 4 concerne un combinateur qui com- bine le signal de sortie du modulateur vectoriel 3, à travers le circulateur C3 avec le signal de sortie de l'antenne princi- pale arrivant à la borne 23 et passant à travers le circulateur C4. Le numéro de référence 25 concerne une borne de sortie qui fournit le signal compensé. Cette borne de sortie 25 est reliée à la sortie du combinateur 24 à travers le circuit hybride 26, qui relie également la sortie du combinateur 24 avec le convertisseur de fréquence 27. Cette borne de sortie 25 peut être monté du côté de la sortie du convertiseur de fréquence 27, au lieu de l'être du côté de l'entrée du conver- tisseur de fréquence 27. Le convertisseur de fréquence 27 convertit la fréquence d'entrée en fréquence intermédiaire de façon que le détecteur d'enveloppe puisse fonctionner. Par conséquent, si la fréquence d'entrée à la borne 23 est suffisamment basse pour faire fonctionner le détecteur d'envelop- pe 10, ce convertisseur de fréquence peut être supprimé. Dans la présente réalisation, la fréquence d'entrée à la borne 23 est dans la bande des 4 GHz, et la fréquence intermé- diaire est dans la bande des 140 MHz, et le gain du convertis- seur de fréquence 27 est d'environ 50 dB. Ce gain du convertis- seur de fréquence 27 est réglé par l'atténuateur 28 relié à la sortie du convertisseur de fréquence 27. L'amplificateur à fréquence intermédiaire 9 comporte un filtre passe-bande FPB de façon à obtenir le rapport signal- bruit désiré à l'entrée du détecteur d'enveloppe 10. La largeur de bande de ce filtre passe-bas est de + 2,5 MHz. Le numéro de référence 11 concerne un amplificateur comportant un filtre avec un condensateur C et une résistance R afin d'éviter la composante en courant continu. On n'utilise aucun filtre passe-bande à la sortie du détecteur d'enveloppe 9,étant donné la grande diffé- rence existant entre la fréquence porteuse et la fréquence de contrôle qui est basse, et le fait qu'il y a lieu d'éviter le déphasage produit par un filtre passe-bande.Les numéros de réfé- rence 13a et 13b concernent des détecteurs de phase, 14a et 14b sont des amplificateurs à courant continu qui jouent le double rôle de filtre passe-bas et 6a et 6b sont des intégra- teurs ou accumulateurs de tension. Le numéro de référence 7 se rapporte à un oscillateur basse fréquence qui est un géné- rateur diphasé fournissant deux sorties avec des phases diffé- rant de90È. De ce fait, aucun déphaseur n'est utilisé sur la fig. 6. Dans la présente réalisation, la fréquence de sortie de l'oscillateur basse fréquence 7 se trouve dans la gamme 170-180 Hz. Plus cette fréquence est élevée, plus la réponse du système de compensation est rapide. Néanmoins, si cette fréquence est voisine de 300 Hz, du bruit risquerait d'être induit dans le signal de commande en provenance d'un canal vocal ou d'un canal téléphonique. Les symboles 7A et 7B désignent des convertisseurs d'onde carrée qui convertissent les signaux en onde sinusoïdale en signaux en onde carrée. Ces convertisseurs 7A et 7B peuvent être supprimés si les détecteurs de phase 13a et 13b sont convenablement conçus. Les numéros de référence 8a et 8b concer- nent des additionneurs qui jouent un double rôle comme ampli- ficateurs. La fig. 7 montre le diagramme synoptique du système de mesure destiné à mesurer les caractéristiques du présent système de compensation d'interférence. Sur cette figure, le numéro de référence 29 désigne une source de signal pour le signal d'in- terférence et fournit un signal CW (signal à onde continue), un signal FM (signal à modulation de fréquence), ou un signal PSK (signal à modulation de phase) comme signal d'interférence. Le numéro 30 est un oscillateur en dents de scie destiné à me- surer les caractéristiques de l'effet de suppression du signal d'interférence en fonction de la fréquence. Le numéro de réfé- rence 31 désigne un combinateur, 32 est un atténuateur devant fournir le niveau de signal désiré, 33 est un diviseur de si- gnal, 34 est un modulateur d'amplitude ou un modulateur de phase, qui simule les fluctuations du rapport d'amplitude ou de la différence de phase entre le signal d'interférence du canal principal et le signal d'interférence du canal auxi- liaire. Les numéros 35a et 35b concernent des atténuateurs, 36a et 36b sont des amplificateurs. La sortie de l'amplifica- teur 36a correspond à la sortie de l'antenne principale 1 de la Fig. 2B, et la sortie de l'amplificateur 36b correspond à la sortie de l'antenne auxiliaire 2 de la Fig. 2BE Les atté- nuateurs 35a et 35b, et les amplificateurs 36a et 36b fournis- sent les niveaux désirés pour les signaux d'interférence du présent système de compensation d'interférence. Le numéro de référence 37 désigne le présent système de compensation d'interférence qui doit être testé, et le diagramme synoptique de 37 montré sur la Fig. 2A, la Fig. 2B ou la Fig. 6. Le numéro de référence 38 représente la sortie du système 37, et ce numéro 38 est le même que le 15 des Figs 2A et 2B ou le de la Fig. 6. Le modulateur 34 fournit le rapport d'ampli- tude ou le rapport de phase entre le signal de l'antenne principale et le signal de l'antenne auxiliaire afin de mesurer la réponse de la présente boucle de contrôle. L'on va décrire maintenant en se servant des Figs 8 à 11, les résultats expérimentaux obtenus en utilisant l'équipement de la Fig. 7. Les Figs 8(a) et 8(d) montrent la suppression du signal d'interférence quand seul le signal d'interférence est appliqué au présent système, et qu'àucun signal désiré n'est appliqué au présent système. Sur ces figures, l'axe horizontal représente les fréquences, l'axe vertical représente le niveau à la borne de sortie 25 de la Fig. 6, et chaque division de l'axe vertical représente 10 dB. Sur la Fig. 8>(a), une onde FM équivalente au système téléphonique à 3600 canaux (fréquence porteuse centrale de 3950 MHz) est appliquée au présent systè- me comme signal d'interférence. La courbe (a) montre le spec- 20. tre du signal de sortie à la borne 25 de la Fig. 6,quand aucune compensation n'est effectuée (l'effet de compensation peut être supprimé, par exemple, en coupant la sortie du modulateur vectoriel). La courbe (b) montre le spectre du signal de sortie à la borne 25 quand le système de compensa- tion fonctionne. En comparant les courbes (a) et (b), il convient de noter que le rapport des niveaux des signaux d'interférence ou le rapport de suppression est d'environ 44 dB. La Fig. 8(b) montre le cas o le signal d'interféren- ce est un signal PSK octophasé (fréquence porteuse centrale de 3950 MHz, et taux de récurrence d'impulsions de 30,302 Mb/s (mégabits par seconde). La courbe (a) est le spectre caracté- ristique du cas o aucun système de compensation n'est utilisé, et la courbe (b) est le spectre avec le système de compensation. Dans le cas de la Fig. 8(b), le taux de suppression est d'environ 36 dB, étant donné que le niveau supérieur du signal d'entrée est réduit par le niveau de saturation des amplificateurs 36a et 36b, et il y a lieu de noter que le signal d'interférence est comprimé jusqu'au niveau du bruit thermique. Des résultats ci-dessus, il y a lieu de conclure que le présent système de compensation d'interférence est efficace quand il s'applique à un signal d'interférence se présentant sous la forme tant d'un signal FM que d'un signal PSK, et le taux de compensation est d'environ 40 dB avec une largeur de bande supérieure à 50 MHz.Naturellement, le présent système de compensation est efficace avec des signaux CW. En outre, il a été reconnu par expérience que l'on peut obtenir une réponse efficace à une variation d'amplitude du signal d'interférence entre les deux entrées jusqu'à ce que ladite variation d'am- plitude soit de 90 dB/seconde (ce qui correspond à une varia- tion de 10 dB sur 3 Hz), et de même, une réponse efficace est possible à un changement de phase de 3700/seconde (ce qui correspond à une variation de 100 sur 12 Hz) des signaux d'interférence entre les deux entrées. La Fig. 9 montre les résultats expérimentaux obtenus quand le signal désiré et le signal d'interférence existent tous les deux. Dans les expériences des Figs.9 et 10, le signal désiré est désormais appliqué à la borne d'antenne principale de la Fig. 7. Sur la Fig. 9, le signal désiré est un signal PSK diphasé comportant comme fréquence porteuse centrale 3850 MHz, avec un taux de récurrence d'impulsionsde 1568 Mb/ seconde, et le signal d'interférence est un signal FM avec une fréquence porteuse centrale de 3850 MHz et équivalent à 1800 canaux téléphoniques. L'axe horizontal de la Fig. 9 montre la puissance (C) du signal désiré, la puissance de bruit thermique (N) et le rapport C/N, et l'axe vertical montre le taux d'erreur par bit (TEB) du signal désiré (PSK). Les courbes (a), (b), et (c) montrent les caractéristiques dans le cas o aucune compensation n'est effectuée, la courbe (a) montrant le cas o le rapport D/U de la puissance du signal désiré (D) à la puissance du signal d'interférence (U) est de 3 dB, la courbe (b) montre le cas o ledit rapport D/U est de 5 dB, et la courbe (c) montre le cas o ledit rapport D/U est de 10 dB. Les points noirs sur la courbe (d) montrent les résultats expérimentaux dans le cas o aucun signal d'interférence n'est appliqué au présent système, et les points blancs sur la courbe (d) montrent les résultats expérimentaux quand la présente opération de compensation est en cours et que le rapport D/U est dans l'intervalle de - 10 dB à + 15 dB. Il y a lieu de comprendre d'après la Fig. 9 que le taux d'erreurparbit (TEB) d'un signal PSK est amélioré même quand le signal désiré et le signal parasite d'interfé- rence coexistent sur un même canal avec un rapport D/U de - 10 dB à + 15 dB, et le taux d'erreur par bit (TEB) avec compensation est à peu près le même que quand il n'existe pas de signal d'interférence. Les Figs 10(a) à 10(d) montrent le spectre de chacun des signaux quand on effectue l'expérience de la Fig. 9. La Fig. 10(a) montre le signal désiré qui est un signal PSK diphasé avec un taux de récurrence d'impulsions de 1568Mb/sec, la Fig. 10(b) montre le spectre d'un signal parasite d'interférence qui est un signal FM équivalent à 1800 canaux téléphoniques, la Fig. 10(c) est le spectre de la somme du spectre de la Fig. 10(a) et du spectre de la Fig. 10(b) avec un D/U de O dB et pas de compensation, et la Fig. l0fd) est le spectre obtenu quand on effectue la compensation sur le spectre de la Fig. 10(c). Les spectres des Figs 10(a) à 10(d) sont mesurés à la borne de sortie 25 de la Fig. 6. La Fig. 11 montre la courbe obtenue par calcul et le résultat expérimental des relations entre l'amplitude du signal basse-fréquence à l'entrée du modulateur vectoriel, et le rapport de suppression du signal d'interférence, avec l'axe horizontal représentant l'amplitude (a) du signal basse-fréquence à l'entrée du modulateur vectoriel, et l'axe vertical montrant le rapport de suppression. Le niveau de référence OdB du signal basse fréquence est égal à 60 milli- volts. Le rapport de suppression calculé est obtenu par la formule (KV IA a) 2 2M o (KV IA a) est obtenu par la formule (15) après mesure du gain de commande (K V) du modulateur vectoriel 3, de la puis- 2V sance (IA) du signal d'interférence, de l'amplitude (a) du signal basse fréquence, et de la perte sur le signal dans le modulateur vectoriel, et IM est obtenu en mesurant la puissance du signal d'interférence dans l'antenne principale. Sur la Fig. 11, la courbe (a) montre le cas o la puissance du signal d'interférence dans l'antenne auxiliaire est de 2 dBm, la courbe (b) montre le cas o la puissance du signal d'interférence dans l'antenne auxiliaire est - 8 dBm, la courbe (c) montre le cas o la puissance du signal d'inter- férence dans l'antenne auxiliaire est de - 18 dBm, et la puissance du signal d'interférence dans l'antenne principale est de - 46 dBm pour les trois cas (a,b,c). Les lignes en trait plein (a,b,c) montrent les résultats calculés, et des points ronds des points triangulaires et des croix montrent *les résultats expérimentaux. L'on-doit bien comprendre d'après la Fig. 11 que le Io rapport de suppression des signaux d'interférence est inverse- ment proportionnel à l'amplitude (a) du signal basse fréquence, et que l'équation (15) donne avec précision la -puissance d'interférence résiduelle.-Il convient de noter que dans l'équation (15) P est également proportionneJleàl'amplitude (IA) du signal d'interférence dans l'antenne auxiliaire, mais ces trois valeurs ne sont pas exactement proportionnelle entre elles sur la Fig. 11. Cela vient du fait que le gain de comman- de KV du modulateur vectoriel est également modifié par la variation de IA. Les Figs 12 (a) à 12(d) montrent les spectres expérimentaux à la borne de sortie 25 dans un essai réel de transmission (ainsi l'appareil de la Fig. 7 n'est pas utilisé). Le système expérimental comporte comme antenne principale une antenne Cassegrain d'un diamètre de 1,5 mètre, l'antenne auxiliaire est un cornet électromagnétique de 0,15 mètre de diamètre. Le signal désiré est un signal de balise de satellite de communication (SC) qui est fourni par le satellite géostation- naire SAKURA à 1350 de longitude est, et le signal d'interfé- rence est un signal à onde continue (CW) généré à 1,6 km des antennes. La fréquence centrale commune au signal désiré et au signal d'interférence est de 3950 'iz. L'axe horizontal repré- sente les fréquences avec des divisions de 0,5 MHz, et l'axe vertical représente le niveau avec des divisions de 10 dB. La Fig. 12(a) montre le spectre obtenu quand seul le signal d'interférence est reçu et qu'aucune comprensation n'est effectuée et la Fig. 12(b) montre le spectre dans le cas o seul le signal d'interférence est reçu et o il est compensé. L'on remarquera sur la Fig. 12(b) que le signal d'interférence est comprimé jusqu'à environ - 114 dBm, ce qui est presque le niveau des bruits thermiques. La Fig. 12(c) montre le spectre obtenu quand le signal désiré (balise de SC) et le signal d'interférence sont tous deux reçus, et qu'aucune compensation n'est effectuée. Et la Fig. 12(d) montre le spectre obtenu quand la compensation est effectuée pour le spectre de la Fig. 12(c). Il y a lieu d'apprécier d'après-la Fig. 12(d) que le signal d'interférence est complètement comprimé et que l'on n'observe plus que le signal désiré (signal de balise de SC). D'après les Figs 12(a) à 12(d) il doit apparaître clairement que le présent système peut compen- ser entièrement le signal d'interférence et qu'il répond de façon satisfaisante aux fluctuations d'amplitude et aux fluctuations de phase des signaux. Le présent système est efficace quand la longueur du trajet de transmission du signal d'interférence est d'environ 1,6 km. Naturellement, il y a lieu de comprendre que le présent système est applicable au cas o la longueur du trajet est supérieure à 1,6 km, bien que l'expérience ait été effectuée avec une longueur de trajet de 1,6 km. La Fig. 13 est le diagramme synoptique d'une autre réalisation du circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3. Sur cette figure, le numéro de référence 16 représente la borne d'entrée d'un signald'interférence; 21a et 21b sont les bornes d'entrée des signaux de commande, 39 est un diviseur de signal, 40a et 40b sont des modulateurs ou mélangeurs équilibrés, 41 est un déphaseur de 90 , 42 est un combinateur de signaux, et 22 est une borne de sortie. Le signal d'inter- férence I reçu par l'antenne auxiliaire est appliqué à la borne d'entrée 16 et divisé entre les deux trajets par le diviseur de signal 39. La première sortie du diviseur de signal 39 est appliquée au modulateur ou mélangeur équilibré a, et la deuxième sortie du diviseur de signal 39 est appliquée à l'autre modulateur ou mélangeur 40b à travers le déphaseur de 900,41, qui déphase le signal d'entrée de 90 . Les signaux entrant dans les modulateurs équilibrés 40a et 40b sont respectivement: (IoA/2) exp j(Qt +), et j(IoA/2) exp j(t + Q) Les modulateurs équilibrés 40a et 40b reçoivent donc respec- tivement les signaux de commande: (A+a cos wt), et (B+a sin wt), en provenance des bornes d'entrée de contrôle 21a et 21b respectivement. En conséquence, l'on trouve à la sortie du modulateur équili- bré 40a, (KMIOA/2)(A+a cos wt) exp j(Qt +) (16) o KM est la sensibilité du modulateur équilibré 40a, et l'on trouve à la sortie du modulateur équilibré 40b j(KMIOA/2)(B+a sin t) exp j( t +) (17) Ces sorties des modulateurs équilibrés sont combinées par le combinateur 42 qui fournit le signal de sortie combiné, à la borne de sortie 22. Ce signal combiné de sortie à la borne 22 a la valeur: IVM =(K IoA/2) A+a cos wt) + j(B+a sin wt)] exp j(Qt+e) (18) Il convient de noter dans la formule (18) que KM et IA sont des constantes, de telle sorte que la formule (18) est la même que la formule (6); ainsi, l'appareil de la Fig. 13 fonctionne de la même manière que le modulateur vectoriel de la Fig. 3. Le diviseur de signal 39 et-le déphaseur de ' 41 de la Fig. 13 peuvent être réalisés par une combinaison de circuits hybrides à 90 comme le montre la Fig. 6, et le combinateur de signal 42 peut également être réalisé au moyen de circuits hybrides, sous la condition que la polarité des signaux de commande aux bornes 21a et 21b soit correcte- ment conçue. La Fig. 14 montre le diagramme synoptique d'une autre réalisation du circuit de contrôle d'amplitude et de phase. La réalisation de la Fig. 14 utilise un atténuateur (ou un amplificateur) variable. Sur cette figure, le numéro de référence 16 représente la borne d'entrée du signal d'in- terférence; 21a et 21b sont les bornes d'entrée des signaux de commande, 43 est un déphaseur variable, 44 est un atténua- teur variable ou un amplificateur variable, 45 est un conver- tisseur de signal, et 22 est une borne de sortie. Le signal d'interférence reçu par l'antenne auxiliaire est appliqué à la borne d'entrée 16, et de là au déphaseur variable 43 qui pilote la phase du signal d'entrée. Le signal de sortie du déphaseur 43 est appliqué à l'atténuateur (ou amplificateur) variable 44 pour piloter l'amplitude du signal. Les signaux pilotes S1 et S2 destinés au pilotage des circuits 44 et 43" sont fournis par le convertisseur de signal 45, qui reçoit les signaux de commande, (A+a cos wt) venant de la borne d'entrée de contrôle 21a, et (B+a sin ot) venant de la borne d'entrée de contrôle 21b, et qui fournit les signaux pilotes S et S2 comme il est indiqué ci-dessous S =\/(A+a cos cst) + (B+a sin t) (19) S2 = arc tg I(B+a sin wt) / (A+a cos Fig. 3, sous la condition que la polarité des signaux de com- mande à l'entrée soit correctement conçue, ou que le combina- teur 4 soit conçu comme un additionneur ou un soustracteur suivant cette polarité. La Fig. 15 est le diagramme synoptique d'une autre réalisation du système de compensation d'interférence conforme à la présente invention. Sur cette figure, le numéro de réfé- rence 1 concerne une antenne principale dirigée vers le signal désiré, 2 est une antenne auxiliaire dirigée vers le signal d'interférence, 3 est un circuit de contrôle d'amplitude et de phase, 4 est un combinateur, 6a et 6b sont des intégrateurs de tension, 7 est un oscillateur basse fréquence, 8a et 8b sont des additionneurs, 9 est un amplificateur à gain variable, 10 est un détecteur d'enveloppe, l1 est un amplificateur, 12 est un déphaseur de 900, 13a et 13b sont des détecteurs de phase, 14a et 14b sont des amplificateurs à courant continu, est la borne de sortie fournissant le signal compensé désiré, 46a et 46b sont des circuits quadratiques, 47 est un additionneur, 48a et 48b sont des amplificateurs, 49 est un détecteur de puissance, 50 est un redresseur, et 51 est un multiplicateur. L'amplificateur à gain variable 9 est inséré dans un étage à haute fréquence, dans la réalisation de la Fig. 15, mais cet amplificateur 9 peut être placé, non seule- ment à un étage haute fréquence mais aussi à un étage en cou- rant continu, qui est sur le trajet allant de la sortie du détecteur d'enveloppe 10 aux sorties des additionneurs 8a et 8b en passant par les intégrateurs de tension 6a et 6b, les amplificateurs 14a et 14b, et les détecteurs de phase 13a et 13b. Aussi, cet amplificateur à gain variable 9 peut être remplacé par un atténuateur à affaiblissement variable quand le niveau du signal est trop élevé, c'est-à-dire qu'un ampli- ficateur à gain variable peut être un moyen de contrôle à gain variable. Les caractéristiques de la Fig. 15 comparées à celles de la réalisation de la Fig. 2B sont: ) l'amplitude (a) du signal basse fréquence appliquée aux additionneurs 8a et 8b est contrôlée en fonction de la puissance à la sortie du détecteur d'enveloppe 10 ou des sorties des détecteurs de phase 13a et 13b, et 2 ) le gain de boucle de la boucle de régulation comprenant le combinateur 4, le détecteur d'enveloppe 10, les détecteurs de phase 13a et 13b, les intégrateurs de tension 6a et 6b, les additionneurs 8a et 8b, et le circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3, est réglé par l'amplificateur (ou atténuateur) à gain variable 9, en fonction, soit de la puissance du signal d'interférence venant de l'antenne auxiliaire 2, soit de la puissance du signal basse fréquence venant de l'oscillateur 7. Il faut noter que dans la formule (15) la puissance résiduelle du signal d'interférence P qui n'est pas compensée r par le présent système, est proportionnelle à l'amplitude (a) des signaux basse fréquence qui sont ajoutés aux entrées (A,B) des intégrateurs de tension 6a et 6b, sous la condition que le gain de contrôle KV du circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3, et le niveau IA du signal d'interférence venant de l'antenne auxiliaire, soient constants. En conséquence, quand on fait décrottre l'amplitude (a) de l'oscillateur basse fréquence après que la boucle de contrôle de la compen- sation ait convergé et que la valeur de L s'annule, la puis- sance résiduelle d'interférence Pr peut être diminuée. Par conséquent, dans la réalisation de la Fig. 15 l'amplitude (a) du signal basse fréquence est réglée en fonction de la valeur de L (voir Fig. 5B). Maintenant, la tension de sortie i Pl à la sortie du détecteur de phase 13a, et la tension de sortie ip2 à la sortie du détecteur de phase 13b ont les expressions ci-dessous: iP K1 KV IAa b L cos e (22) 'P2 K1 KV IAa b L sin O (23) o K1 est le gain entre la sortie du combinateur 4 et le détecteur de phase 13a ou 13b, b est l'amplitude du signal basse fréquence aux entrées des détecteurs de phase 13a et 13b. Par conséquent, la tension correspondant à (K K I ab) L est obtenue à la sortie de l'additionneur 47 1 V A 2 2 qui fournit la somme des sorties (iPl + iP2) des circuits quadratiques 46a et 46b. Le gain des amplificateurs 48a et 48b est alors commandé en fonction de ladite tension de sortie de l'additionneur 47, et ensuite, l'amplitude du signal basse fréquence appliqué aux additionneurs 8a et 8b est commandée en fonction de la valeur L, de façon que quand L est élevé, l'amplitude du signal basse fréquence soit élevée, et inverse- ment. Le signal résiduel d'interférence est alors réduit, et le résultat de la compensation est amélioré. Les circuits quadratiques 46a et 46b sont réalisés au moyen d'un redresseur pleine onde utilisant une diode à caractéristique quadratique ou un détecteur quadratique et l'additionneur 47 est réalisé en utilisant un amplificateur à courant continu. Les amplifi- cateurs 48a et 48b sont contrôlés par la sortie de l'addition- neur 47, et il convient de noter que lesdits amplificateurs 48a et 48b peuvent être remplacés par des atténuateurs si le niveau de sortie de l'oscillateur basse fréquence 7 est trop élevé. La Fig. 16 est une variante de l'équipement de la Fig. 15. Sur la Fig. 16, le contrôle d'amplitude du signal basse fréquence appliqué aux additionneurs 8a et 8b est caractéristique. Sur la Fig. 16, le signal de sortie du détecteur d'enveloppe 10 est appliqué à l'amplificateur 11, qui amplifie le signal et supprime la composante continue. Le signal de sortie de l'amplificateur 11 s'exprime comme suit, comme il ressort de l'équation (14): 2K1 (KvIAa) L cos( wt - e) En conséquence, en redressant ledit signal de sortie de l'amplificateur 11 ou signal d'entrée des détecteurs de phase 13a et 13b au moyen du redresseur ou de la diode 52, on obtient un signal proportionnel à: 4K2 (KVIAa)2L2 ou 2K (KvIAa)L 1 V A 1 V A selon le type de la diode 52. Par conséquent, le signal de sortie du redresseur ou de la diode 52 peut contrôler le gain des amplificateurs 8a et 8b, afin de régler l'amplitude du signal basse fréquence et de diminuer le signal résiduel d'interférence. En fait l'amplitude IO après compensation, du signal résiduel d'interférences est donnée par l'équation (15). Dans ce cas, les tensions ajoutées aux tensions précédentes aux sorties des intégrateurs de tension 6a et 6b, s'expriment comme suit: KoKVIA a b L cosO = GLL cos e (24) oKVIAa b L sine = GLL sin O (25) o K0 est le gain entre la sortie du combinateur 4 et la sortie de l'intégrateur de tension (6a, 6b), et GL est le gain de boucle de la boucle de contrôle comprenant le combinateur 4, le détecteur d'enveloppe 10, le détecteur de phase 13a ou 13b, l'intégrateur de tension 6a ou 6b, l'additionneur 8a ou 8b et le circuit de contrôle d'amplitude et de phase 3. Par conséquent, quand le niveau IA du signal d'inter- férence venant de l'antenne auxiliaire, et/ou l'amplitude (a) du signal basse fréquence appliqué aux intégrateurs de tension, varient, le gain de boucle GL varie, et la variation, dudit gain de boucle entraîne la modification de la courbe de réponse de la boucle de compensation d'interférence. Afin de résoudre le problème de la modification de la courbe de réponse due à la variation de IA, l'on utilise le détecteur de puissance 49 et l'amplificateur à gain variable 9. Le détecteur de puissance détecte la puissance de IA ou la A valeur absolue de IA à l'entrée du circuit de contrôle. d'amplitude et de phase 3, et contrôle le gain de la boucle en modifiant le gain de l'amplificateur 9 de façon telle que, quand la puissance détectée est forte le gain de boucle soit faible, et que, quand la puissance détectée est faible, le gain de boucle soit fort. Le détecteur de puissance 49 est réalisé au moyen d'un détecteur d'enveloppe ou d'un redresseur à cristal, et un filtre passe-bande, un amplificateur, et/ou un convertisseur de fréquence sont reliés au détecteur de puissance 49 en fonction de la situation de la fréquence, de la puissance, et/ou du bruit. Le contrôle du gain de boucle s'effectue, non seulement en faisant varier le gain de l'ampli- ficateur 9, mais aussi en faisant varier le gain de l'amplifi- cateur ll ou des amplificateurs 14a et 14b. A titre de variante, l'on peut commander le gain de plus de deux amplificateurs. Ensuite, pour résoudre le problème de la modifica- tion de la courbe de réponse dûI à la variation de l'amplitude (a) du signal basse-fréquence, on utilise le redresseur 50. Dans ce cas, la tension d'entrée de l'additionneur 8a ou 8b est appliquée au redresseur 50, qui fournit une tension continue proportionnelle à l'amplitude (a) du signal basse fréquence, et la tension de sortie du redresseur 50 contrôle le gain de boucle en commandant le gain des amplificateurs 9, et/ou ll et/ou 14a et 14b de façon que, quand la tension de sortie du redresseur 50 est forte, le gain de boucle soit faible, et que, quand la tension de sortie du redresseur 50 est faible, le gain de boucle soit fort. En outre, la modification de la courbe de réponse due à la variation tant d IA que de (a) peut être compensée par le montage du multiplicateur 51, qui fournit le produit des tensions de sortie du détecteur de puissance 49 et du redresseur 50, et le gain de boucle est contrôlé par le produit de sortie du multiplicateur 51. Comme on l'a décrit ci-dessus en détail, d'après la présente invention, le signal de commande ne dépend que de la variation d'amplitude ou de puissance du signal d'entrée à haute fréquence, et ce signal de contrôle est obtenu après que la détection de l'enveloppe ait été effectuée. Aussi, la compensation d'interférence est-elle effectuée de façon satisfaisante quel que soit le mode de modulation tant du signal désiré que du signal parasite d'interférence. Ainsi, un signal à modulation de phase, et un signal à modulation de fréquence, qui ne sont pas compensés de façon satisfaisante avec la technique préexistante, sont bien compensés dans la-présente invention. En outre, grâce à la présence du circuit de contrôle d'amplitude et de phase qui contrôle à la fois l'amplitude et la phase du signal d'interférence, et détermine non seulement le sens de la variable à contrôler mais également en même temps, la valeur de la variable à contrôler, on réalise un contrôle de compensation avec une excellente courbe de réponse. De plus, la structure de la présente invention est simple étant donné qu'il suffit dans la présente invention d'un seul convertisseur de fréquence, bien que dans la techni- que préexistante, deux convertisseurs de fréquence ayant les mêmes caractéristiques soient inévitables. D'après ce qui précède, il est maintenant évident 24796 19 qu'un système de compensation d'interférence, nouveau et amélioré a été trouvé. il y a naturellement lieu de comprendre que les réalisations décrites n'ont qu'une valeur illustrative, et ne prétendent pas limiter la portée de l'invention. Il y a lieu de se reporter par conséquent aux revendications jointes en annexe, plutôt qu'à la spécification, pour apprécier la portée de l'invention. REVENDICATIONS 1 - Système de compensation d'interférence compre- nant une première borne d'entrée destinée à recevoir un signal d'interférence IA' une deuxième borne destinée à recevoir un signal désiré et un signal d'interférence 'M, un circuit de contrôle d'amplitude et de phase (3) connecté à la première borne d'entrée et destiné à régler l'amplitude et la phase du signal d'interférence 'A de façon que l'amplitude et la phase du sigrial I du circuit de contrôle d'amplitude et VM de phase (3) soient une même amplitude égale et une phase opposée à celles du signal d'interférence IM venant de la deuxième borne d'entrée, et un combinateur (4) destiné à combi- ner le signal de sortie I v du circuit de contrôle d'amplitude et de phase (3) et le signal IM venant de la deuxième borne d'entrée, afin de fournir un signal de sortie compensé IE essentiellement dépourvu de toute composante du signal d'inter- férence, vers la borne de sortie (15), caractérisé en ce que: (a) le circuit de contrôle d'amplitude et de phase (3) reçoit par deux bornes d'entrée les signaux de commande A+a cos wt et B+a sin et, et contrôle le signal d'interférence d'entrée IA de façon telle que la longueur moyenne et la direction moyenne du vecteur de sortie IVM soient définies par les valeurs A et B, et que la tête du vecteur de sortie IVM, tourne périodiquement en fonction des valeurs a et wo A et B varient en fonction de la différence entre IM et IA, et o a et W sont l'amplitude et la fréquence angulaire d'un signal basse fréquence superposé aux valeurs A et B, et en ce que le système de compensation comprend (b) un oscillateur basse fréquence (7,12) destiné à fournir deux sorties a cos et et a sin wt ayant entre elles une différence de phase de 900, (c) un détecteur d'enveloppe (10) relié à la sortie dudit com- binateur (4) et destiné à fournir le niveau d'enveloppe du signal combiné IE, (d) des moyens (11) reliés à la sortie dudit détecteur d'en- veloppe afin d'extraire la composante basse fréquence du signal d'enveloppe, (e) deux détecteurs de phase (13a, 13b), ayant chacun deux entrées, la première entrée de chaque détecteur recevant le signal de sortie desdits moyens d'extraction (11) et la deuxième entrée de chaque détecteur recevant respectivement les signaux en quadrature dudit oscillateur basse fréquence, (f) deux intégrateurs de tension (6a, 6b) reliés chacun au détecteur de phase correspondant (13a, 13b) destinés à intégrer les signaux de sortie des filtres passe-bas afin-de fournir respectivement les valeurs A et B, (g) deux additionneurs (Sa, 8b) destinés à additionner les signaux de sortie A, B desdits intégrateurs de tension (6a, 6b), et les signaux de sortie a cosw t, a sin Xt dudit oscillateur basse fréquence afin d'obtenir respectivement A+a cos w t B+a sin w t, qui sont appliques respectivement aux bornes de sortie de contrôle dudit circuit de contrôle d'amplitude et de phase; ledit combinateur (4), ledit détecteur d'enveloppe (10), lesdits moyens d'extraction (1l), lesdits détecteurs de phase (13a, 13b), lesdits intégrateurs de tension (6a, 6b), lesdits additionneurs (8a, 8b), et ledit circuit de contrôle d'amplitude et de phase (3) formant une boucle partant et revenant au combinateur (4). 2 - Système de compensation d'interférence conforme à la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens 49 destinés à détecter la puissance ou l'amplitude du premier signal d'interférence IA, et des moyens de contrôle de gain variable destinés à régler le gain de la boucle fermée de contrôle de façon que, plus le signal de sortie desdits moyens (49) est fort, plus le gain de la boucle de contrôle soit faible. 3 - Système de compensation d'interférence conforme à la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens destinés à régler l'amplitude dudit oscillateur bas- se fréquence, et des moyens destinés à contrôler lesdits moyens de réglage en fonction de la puissance des signaux de sortie desdits détecteurs de phase (13a, 13b) ou de la puissance et de l'amplitude des signaux d'entrée desdits détecteurs de phase. 4 - Système de compensation d'interférence conforme à la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un redresseur (50) destiné à redresser le signal basse fréquence appliqué à l'un desdits additionneurs, un multipli- cateur (51) destiné à fournir le produit de la sortie dudit redresseur et de la sortie desdits moyens (49), et le gain desdits moyens de contrôle de gain variable étant réglé par la sortie dudit multiplicateur. - Système de compensation d'interférence conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit de contrôle d'amplitude et de phase comprend: (a) une borne d'entrée (16), (b) un diviseur de signal (17) relié à ladite borne d'entrée (16), (c) plusieurs déphaseurs fixes (18a, 18b, 18c, 18d) destinés à faire dévier la phase de chacune des sorties dudit diviseur de signal (17), (d) plusieurs atténuateurs variables reliés chacun à la sortie du déphaseur correspondant, (e) un combinateur (20) destiné à combiner les sorties desdits atténuateurs variables, et (f) une borne de sortie reliée à la sortie dudit combinateur, deux bornes d'entrée de signal de commande destinées à fournir les signaux de commande auxdits atténuateurs variables. 6 - Système de compensation d'interférence conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit de contrôle d'amplitude et de phase comprend: (a) une borne d'entrée (16), (b) un diviseur de signal (39) destiné à diviser un signal d'entrée entre deux sorties, (c) un déphaseur de 90 relié à l'une des sorties dudit diviseur de signal (39), (d) deux modulateurs (40a, 40b) reliés chacun à l'une des sorties dudit diviseur de signal (39), l'un directement, l'autre par l'intermédiaire dudit déphaseur 90 (41), (e) un combinateur (42) destiné à combiner les sorties desdits modulateurs (40a, 40b), (f) une borne de sortie (22) reliée à la sortie dudit combina- teur (42), et (g) deux bornes d'entrée de contrôle (21a, 21b) reliées aux entrées respectives desdits modulateurs. 7 - Système de compensation d'interférence conforme à la revendication 1, dans lequel ledit circuit de contrôle d'amplitude et de phase comprend: (a) une borne d'entrée (16), (b) un déphaseur variable (43) et des moyens de contrôle de gain variable, reliés chacun à ladite borne d'entrée (16), (c) une borne de sortie (22) reliée à la sortie desdits moyens de contrôle de gain variable (44), (d) deux bornes d'entrée de contr8le (21a, 21b), et (e) un convertisseur de signal destiné à fournir les signaux S1 et S2 auxdits moyens de contrôle de gain variable (44) et audit déphaseur variable (43) o. il 22 S1 = V(A+a cos wt) + (B+a sin wt)2 S2 = arc tg I(B+ a sin wt) / (A+a cos wt)I o (A+a cos rt) et (B+a sin Wt) sont les signaux appliqués aux bornes d'entrée de contrôle (21a, 21b). 8 - Circuit de contrôle d'amplitude et de phase destiné à être utilisé dans un système de compensation d'interférence comprenant: une borne d'entrée devant recevoir un signal haute fréquence IA, une borne de sortie devant four- nir le signal de sortie IM, deux bornes d'entrée de contrôle destinées à recevoir deux signaux de commande en vue de définir ledit signal de sortie IVM., lesdits signaux de commande étant les signaux en courant continu A et B superposés chacun aux signaux à basse fréquence a cos Wt et a sin Wt déphasés entre eux de 90 , l'amplitude moyenne et la direction du signal de sortie IVM étant définies en fonction desdites valeurs A et B, et la tête du vecteur de sortie IVM tournant périodiquement en fonction des valeurs (a) et (w).