FR 2469826 A1 19810522 FR 7928052 A 19791114 La présente invention a pour objet une boucle de détection d'erreur. Elle trouve une application en électronique, notamment dans les circuits amplificateurs à correction de linéarité. L'amélioration de la linéarité est l'un des objectifs essentiels des développements portant sur les amplificateurs à large bande. Pour des raisons de stabilité et de fiabilité, l'augmentation de la contre-réaction appliquée à l'amplificateur ne peut suffire à l'obtention des excellents taux d'harmoniques exigés par certaines applications (vidéotransmission, transmission analogique terrestre ou sous-marine, etc...). L'utilisation d'un dispositif de correction devient alors nécessaire. Le principe commun aux différents dispositifs de correction connus est le suivant : la sortie d'un amplificateur délivre un signal utile amplifié, auquel se superposent un certain nombre de signaux indésirables : produits d'intermodulation dus à l'imparfaite linéarité de l'amplificateur, bruit thermique, parasites, etc... C'est l'ensemble de ces signaux (que l'on regroupe sous le terme de signal d'erreur") qu'il s'agit d'éliminer ou de réduire. Pour ce faire, le signal erreur est d'abord isolé du signal utile. Ensuite, et après éventuellement amplification et déphasage, il est réinjecté en un point du circuit où son élimination est possible. Ce point peut être : - en aval de l'élément à corriger : c'est la "correction aval", où le signal d'erreur, ramené au niveau du signal d'erreur sortant de l'amplificateur et mis en opposition de phase avec lui, est éliminé par superposition. On pourra se reporter, à propos de ce type de correction, à l'article de H.SEIDEL intitulé "A feedforward experiment applied to an L4 carrier system amplifier" et publié dans la revue "IEEE Transactions on communication technology", vol. 19, n03, juin 1971, pages 320-325, et à l'article du même auteur intitulé "A microwave feedforward experiment" publié dans la revue "B.S.T.J.", vol. 50, n09 (1971), pa ges 2879-2916 - en amont de l'élément à corriger : c'est la "précorrec tion" ou "contre-réaction sélective". Cette contre-réac tion s'appliquant au seul signal d'erreur, elle peut être forte sans entraîner de risque d'instabilité.On pourra se reporter, à propos de cette seconde technique, à la deman de de brevet français déposée le 13 mars 1973 et publiée sous le nO 2 176 732 et intitulée "Amplificateur transis torisé pour signaux d'information à large bande". La présente invention se rapporte plus spécialement à un moyen pour détecter un tel signal d'erreur, la correction proprement dite de cette erreur pouvant s'effectuer par tout moyen connu et par exemple par l'un des deux moyens indiqués. L'invention reprend le principe connu de la boucle de détection d'erreur, qui est décrit notamment dans l'article de R. MEYER, R. ESCHENBACH, W. EDGERLEY intitulé "A wideband feedforward amplifier" publié dans la revue "IEEE Journal of solid state circuits", vol. SC9, nO 6, décembre 1974, pages 422-428. Une telle boucle est représentée sur la figure 1.Elle comprend - une entrée E de signal utile, - un premier coupleur directif 2 à une entrée reliée à E et à deux sorties 3 et 4, - un amplificateur 6, lequel possède une entrée reliée à la sortie 3 du coupleur directif 2 et une sortie délivrant un signal utile amplifié et déphasé, auquel se superpose un signal d'erreur qu'il convient de détecter, - une ligne à retard 8 ayant une entrée reliée à la sortie 4 du premier coupleur directif 2 et une sortie délivrant un signal ayant subi un déphasage correspondant au déphasage introduit par l'amplificateur, - un circuit 10 d'extraction du signal d'erreur, comprenant une première entrée 12 reliée à la sortie de l'amplifica teur 6, une seconde entrée 14 reliée à la sortie de la ligne à retard 8, une première sortie Su délivrant un si gnal utile entaché d'un signal d'erreur et enfin, une se conde sortie Se délivrant le signal d'erreur seul. Le circuit d'extraction 10 est constitué, selon cet art antérieur connu, par un second coupleur directif 16 à une entrée reliée à l'entrée 12 et à deux sorties, l'une reliée à Su et l'autre à un atténuateur 18, lequel est à son tour relié à un troisième coupleur directif 20 ayant une autre entrée reliée à 14 et une sortie reliée à Se. La sortie 3 du premier coupleur 2, l'amplificateur 6 et le coupleur 16 constituent la branche d'amplification de la boucle, alors que la sortie 4 du coupleur 2 et la ligne à retard 8 en constituent la branche de référence. La partie du signal utile ayant transité par l'amplificateur 6 et celle venant de la branche de référence sont à des niveaux et à des phases tels que leur neutralisation est possible à la sortie du coupleur 20. La concordance des niveaux est réalisée par l'atténuateur 18 et celle des phases par la ligne à retard 8. Dans un tel dispositif, l'utilisation de l'ensemble coupleur 16-atténuateur 18-coupleur 20 entraîne de multiples inconvénients. En effet - le coupleur 16 introduit une atténuation qui oblige l'am plificateur (généralement un transistor de puissance) à travailler à un niveau élevé, ce qui dégrade les taux d'harmoniques et la puissance de saturation ; - si l'atténuateur 18 est un quadripole en T ponté, il est relativement encombrant et délicat si l'on veut que son atténuation soit variable ; s'il s'agit d'un simple poten tiomètre, cela crée des désadaptations d'impédances - dans un montage de type "correction aval" le coupleur 20 introduit en amont de l'amplificateur de correction une atténuation qui dégrade le facteur de bruit de la structu re - enfin, et d'une manière générale, l'utilisation de trois coupleurs dans la boucle rend celle-ci encombrante et cou teuse. Pour remédier à ces inconvénients, l'invention propose un nouveau circuit d'extraction, dans lequel l'atténuateur 18 et le coupleur 20 sont remplacés par un pont diviseur et le coupleur 16 par un coupleur particulier du type à quatre accès et à deux doubles enroulements. Les autres moyens complétant la boucle restent inchangés. Les caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront mieux après la description qui suit, d'un exemple de réalisation donné à titre explicatif et nullement limitatif. Cette description se réfère à des dessins annexés sur lesquels : - la figure 2 représente le schéma d'une boucle de détection d'erreur conforme à l'invention, - la figure 3 représente la structure d'un coupleur directif à quatre accès et à deux doubles enroulements, - la figure 4 montre deux modes de réalisation possibles pour un pont diviseur à composants discrets, - la figure 5 illustre schématiquement un mode de réalisation d'un pont diviseur utilisant des résistances à couches (minces ou épaisses), - la figure 6 donne le taux d'élimination d'erreur obtenu avec une boucle conforme à l'invention. La boucle de détection d'erreur représentée sur la figure 2 comprend, comme celle de la figure 1, un premier coupleur directif 2, un amplificateur 6 dont on veut corriger la linéarité, une ligne à retard 8, et un circuit d'extraction 10. Selon l'invention, ce dernier circuit est constitué par un coupleur directif 30-à quatre accès A, B, C et D et par un pont diviseur 32 comprenant deux résistances 34 et 36 de valeurs respectives R1 et R2. La résistance 34 a une borne 38 reliée à la ligne à retard et la résistance 36 une borne 40 reliée à l'accès D du coupleur 30. Les deux résistances 34 et 36 ont un point commun P qui est relié à la sortie Se qui délivre le signal d'erreur. La figure 3 représente plus en détail le coupleur 30 avec ses quatre accès A, B, C et D et ses deux doubles enroulements 44 et 46. Chaque double enroulement est constitué par deux inductances en mutuelle induction et présentant des nombres de spires égaux respectivement à nl et n2. Cette structure permet d'obtenir - un parfait isolement entre les accès A-B et C-D, - une transmission sur les voies directes (A-C) et (B-D) égale à : 2n2 "1/"2F 2n + 1 - un couplage sans opposition de phase entre les accès A et D et avec opposition de phase entre les accès B et C, ce couplage étant égal à : 2n 2n2 + 1 - une bonne adaptation si tous les accès sont fermés sur la même impédance. A cette fin, les accès B et C sont fermés sur une impédance de charge ZL (figure 2). I1 va de soi que dans le circuit illustré sur la figure 2, le coupleur d'entrée 2 pourrait être également du type à quatre accès comme représenté sur la figure 3, l'un de ces accès étant fermé sur l'impédance Zs vue de l'entrée. Par rapport au circuit de la figure 1, celui de la figure 2 présente les originalités suivantes - grâce au coupleur 30, le signal utile dirigé vers le pont diviseur est ramené au niveau du signal utile délivré par la branche de référence et -ceci des la sortie du cou pleur ; c'est la raison pour laquelle l'atténuateur de l'art antérieur devient inutile ; - le pont diviseur 32 est sans équivalent dans l'art anté rieur ; son rôle est double . créer un point d'équilibre P entre les tensions appa raissant aux bornes 38 et 40, la tension du signal utile étant nulle en ce point et seul le signal d'erreur y apparaissant ;il ne s'agit donc plus d'atténuer le si- gnal utile pour compenser le gain de l'amplificateur réaliser une parfaite adaptation d'impédances sur tous les chemins empruntés par le signal utile dès que l'équilibrage de la boucle est réalisé : en effet, P étant un point de tension nulle pour le signal utile, les résistances 34 et 36 jouent le rôle d'impédances de bouclage respectivement pour la ligne coaxiale et pour le coupleur 30. Ces questions vont maintenant être précisées quantitativement. Les notations utilisées sont les suivantes : ~ ZS : impédance de source, vue de l'entrée E - ZL impédance de charge ; en général ZL = Z5 ; - Zil et Zol : impédances d'accès de l'amplificateur ; - Gv : gain en tension de l'amplificateur ; - Gp : gain en puissance de l'amplificateur - Zcl: impédance caractéristique de la ligne à retard 8 ; - Zi2: impédance d'accès de la branche de réinjection du signal d'erreur (vue de Se) - al : coefficient du coupleur d'entrée 2 entre E et 3 ; - a2 : coefficient du coupleur 30 entre les accès A et D. Chaque coupleur devant voir la même impédance à tous ses accès, on a les relations Z5 = Zil = Zc1 (1) et ZL = Zol (2). Les tensions suivantes apparaissent en différents points du circuit e : à l'entrée du circuit, à l'entrée de l'amplificateur, à l'entrée et à la sortie de la ligne 8, à la sortie de l'amplificateur, à l'accès D du coupleur 30, 0 au point d'équili bre P. Ces tensions sont indiquées sur la figure 2. Le point P ne peut être un point d'équilibre qu'à deux conditions a) les tensions aux bornes 38 et 40 doivent être en opposi tion de phase. I1 faut pour cela - que les temps de propagation sur les branches princi pales et de référence soient identiques ; l'ajustage se fait en réglant la longueur de la ligne coaxiale, - qu'une inversion de phase soit réalisée entre les deux tensions ; elle le sera, soit par l'amplificateur si celui-ci a un nombre impair d'étages, soit par le cou pleur 30 si l'on utilise le couplage B-C (cf. figure 3) qui implique une inversion de phase ; b) que le rapport des résistances 34 et 36 soit l'inverse de celui des tensions aux bornes 38 et 40 ; d'où la relation Si ces deux conditions sont satisfaites, l'adap- tation d'impédances impose en outre : R1 = Zc = Z5 (4) et R2 = ZL (5) D'après les relations (1), (3), (4) et (5), on peut alors écrire On peut introduire dans l'expression de ce coefficient de couplage le gain en puissance Gp de l'amplificateur, qui est donné par : Gp = G2 vs (6) Gp - v ZL l'amplificateur étant, d'après (1) et (2) inséré entre impédances Z5 et ZL Le coefficient de couplage a2 du coupleur 30 est alors donné par la relation : On observera que ce coefficient de couplage est d'autant plus petit que le gain Gp et al sont grands. Dans le cas courant ou ZL = ZS' -la relation (7) s'écrit, en décibels 1a2(dB)I = Gp(dB) - 1a1(dB)I + (1 8 )dBl Le coefficient a2 est donc petit et l'atténuation du signal utile entre la sortie de l'amplificateur et la sortie Su est donc faible (1 - a2 est pratiquement égal à 1). Les relations précédentes montrent que les élé ments de la boucle sont déterminés dès que deux d'entre eux sont fixés, par exemple Gp et al, les impédances ZL et Z5 étant imposées et, en général, égales. -Une partie du signal d'erreur qui apparaît au seuil de l'amplificateur sort par l'entrée de cet amplificateur, mais ne peut emprunter la branche de référence du fait du coupleur directif d'entrée 2. Quant à la partie du signal d'erreur apparaissant à la sortie de l'amplificateur, on le retrouve atténué en P. Un calcul rapide permet de montrer que l'atténuation d'insertion du signal d'erreur entre la sortie de l'amplificateur et le point P est égale, en décibels, au coefficient de couplage a2 du coupleur 30 augmenté de 5,74 dB. Si les impédances ZS et ZL sont égales à une-valeur commune Z0, alors R1 = R2 Z0 et le signal d'erreur se présente en P sous une impédance elle aussi égale à Z0. La branche de réinjection d'erreur devra donc avoir une impédance d'entrée égale à Z0, valeur commune aux impédances d'accès de l'ensemble du circuit, de l'amplificateur, des coupleurs et de l'impédance caractéristique de la ligne coaxiale. Ceci est un facteur de simplification du montage. En ce qui concerne la mise en oeuvre du dispositif de l'invention, on peut faire les remarques suivantes : Le choix du coefficient de couplage al résulte d'un compromis : - d'une part al doit être grand pour qu'un maximum de puis sance soit dirigé vers l'amplificateur et pour que a2 soit petit afin que l'atténuation du signal utile en aval de l'amplificateur soit faible ; - mais d'autre part, al ne doit pas être trop grand pour que la branche de référence soit alimentée par une tension suffisante, faute de quoi le facteur de bruit de la struc ture serait trop important. Le choix de al et de Gp étant arrêté, le coupleur 30 peut être défini en jouant sur la valeur de rapport n, qui peut être fractionnaire, ce qui permet d'obtenir n'importe quelle valeur de a2. La détermination de la longueur de la ligne 8 s'effectue, à partir de la vitesse de propagation sur la ligne coaxiale utilisée, par la mesure du déphasage entre l'entrée E et la borne 40, après mise en place du coupleur 30. Une fois la ligne en place, on mesure le déphasage entre l'entrée E et la borne 38, et l'on procède éventuellement à un ajustage de sa longueur. Enfin, les tensions du signal utile aux bornes 38 et 40 n'étant égales qu'avec une certaine marge d'erreur, il est utile de pouvoir procéder à un ajustage fin des résistances 34 et 36. Si le pont diviseur est réalisé en composants discrets, on peut adopter les montages (a) ou (b) de la figure 4 qui correspondent au cas où Z5 = ZL = ZO, mais ils peuvent aisément se transposer au cas où ZS est différent de ZL Dans les montages représentés, la résistance totale entre les bornes 38 et 40 est égale à la valeur théorique de R1 + R2.Dans la variante (a) le pont est constitué par un potentiomètre dont la résistance totale est égale à 2Z0. Dans la variante (b), le pont comprend deux résistances de valeur Zo(l- ) avec E très inférieur à l'unité, et un potentiomètre de valeur 2Zos inséré entre ces deux résistances. Cette seconde variante permet d'améliorer la précision et de limiter les conséquences d'un éventuel déréglage du potentiomètre. Pour procéder au réglage, on referme la boucle comme représenté sur la figure 2 et l'on cherche à obtenir, en réglant le potentiomètre, une transmission entre E et P qui soit la plus faible possible (-30 dB par exemple). Dans une autre variante, le pont diviseur peut être réalisé en technologie hybride (figure 5). I1 est alors possible d'éviter l'emploi d'un potentiomètre en procédant à un ajustage des résistances. Pour cela, on part de valeurs un peu inférieures à R1 et à R2. On mesure la phase du signal résiduel en P, ce qui indique quelle résistance il convient d'ajuster. En cas de dépassement sur l'une des résistances, on peut rétablir le rapport souhaité en ajustant l'autre résistance. Ce mode de réglage est applicable aussi bien en technologie à couches minces qu'en technologie à couches épaisses, en utilisant le moyen d'ajustage approprié à chaque technologie. La figure 6 donne les résultats obtenus avec une boucle de détection d'erreur conforme à l'invention, associée à un circuit de correction de type aval. La figure montre la courbe des variations du taux d'élimination en fonction de la fréquence. La fréquence est portée en abscisses et exprimée en Mégahertz et le taux d'élimination en ordonnées et exprimé en décibels. Le taux d'élimination obtenu est compris entre 36 et 40 dB, entre 50 et 180 MHz. L'atténuation du signal utile est de quelques centibels. La structure correspondant à ces résultats possédait les caractéristiques suivantes : al = 0,5 (-3dB) ; Gp = 19 dB, a2 = - 19 dB ; ZL = Z5 = 50 ohms ; longueur de la ligne 22 cm ; R1 et R2 constitués d'un potentiomètre de 100 ohms. REVENDICATIONS 1. Boucle de détection d'erreur associée à un am- plificateur et comprenant - une entrée E de signal utile, - un premier coupleur directif (2) à une entrée reliée à E, à une première (3) et à une seconde (4) sorties, - ledit amplificateur (6), lequel possède une entrée reliée à la première sortie (3) du coupleur directif (2) et une sortie délivrant un signal utile amplifié et déphasé au quel se superpose un signal d'erreur, - une ligne à retard (8) ayant une entrée reliée à la secon de sortie (4) du premier coupleur directif (2) et une sor tie, la longueur de cette ligne correspondant au déphasage introduit par l'amplificateur, - un circuit (10) d'extraction du signal d'erreur comprenant une première entrée (12) reliée à la sortie de l'amplifi cateur (6), une seconde entrée (14) reliée à la sortie de la ligne à retard (8), une première sortie Su délivrant un signal utile entaché d'un signal d'erreur, une seconde sortie Se délivrant un signal d'erreur seul, caractérisé en ce que ledit circuit (10) d'extraction du signal d'erreur comprend : - un second coupleur directif (30), du type à quatre accès et à deux doubles enroulements, un premier accès (A) cons tituant la première entrée du circuit et étant reliée à la sortie de l'amplificateur (6), un deuxième accès (C) cons tituant la première sortie Su du circuit et délivrant le signal utile entaché du signal d'erreur, un troisième ac cès (B) étant bouclé sur une impédance de charge, un qua trième accès (D) étant couplé au premier, ce couplage étant caractérisé par un coefficient a2, - un pont diviseur (32) formé de deux résistances (34, 36) de valeurs R1 et-R2, ces résistances ayant des premières bornes réunies en un point commun P et des secondes-bornes (38, 40) reliées, pour R1 à la sortie de la ligne à retard (8), et pour R2 au quatrième accès (D) du second coupleur directif (30), le point commun P étant relié à la deuxième sortie Se du circuit qui délivre le signal d'erreur, le coefficient de -couplage a2 et le rapport R1/R2 des résistances étant réglés pour que le point commun P soit un point d'équilibre de la boucle où le signal utile a une valeur nulle. 2. Boucle de détection d'erreur selon la revendication 1, caractérisée en ce que le coefficient de couplage a2 entre les premier et quatrième accès du second coupleur directif est-voisin de : où al est le coefficient de couplage entre l'entrée et la première sortie (3) du premier coupleur directif (2), Gp est le gain en puissance de l'amplificateur (6), Z5 est l'impédance de la boucle vue de l'entrée E, ZL est l'impédance de la boucle vue de la sortie Su et en ce que le rapport des résistances R1 et R2est voisin de : où su est le gain en tension de l'amplificateur. 3. Boucle de détection d'erreur selon la reven- dication 2, caractérisée en ce que le pont diviseur (32) comprend un potentiomètre à point milieu, la résistance totale du potentiomètre étant égale à R1 +R2. 4. Boucle de détection d'erreur selon la revendication 3, caractérisée en ce que le pont diviseur est constitué par un potentiomètre inséré entre deux résistances, Ia résistance du potentiomètre étant faible devant celles des deux résistances. 5. Boucle de détection d'erreur selon la revendication 2, caractérisée en ce que le pont diviseur est constitué par deux résistances à couches connectées en série et ajustées à une valeur appropriée.