FR 2448833 A1 19800905 FR 7903224 A 19790208 La présente invention concerne des appareils de chauffage pai induction comprenant un onduleur à thyristors et destinés notamment à la cuisson d'aliments contenus dans des récipients a fGnd métallique. tes appareils de cuisson électrique par induction1 où un récipient de cuisson comportant un fond en métal ferromagnétique est chauffé à l'aide d'un champ magnétique alternatif fourni par un inducteur couplé à ce fond, sont connus du brevet britanique Na 1.157.711 publié le 9 Juillet 1969, par exemple Dans les brevets français Nos. de Publication 24132.477 du 6 Avril 972, 2.160.362 du 29 Juillet 1972 et 2.179.696 du 15 Novembre 1972, il a été proposé d'alimenter des inducteurs de chauffage, par exemple en forme de-pirale plate; par des onduleurs à thyristors, alimentés à partir du réseau alternatif par l'intermédiaire d'un redresseur à diodes en pont, qui fournissent à ces inducteurs des courants alternatifs de fréquence ultrasonore de 18 à 50 kilohertz, par exemple), de manière a augmenter l'efficacité du chauffage par induction. Dans les brevets français Nos.2.132.477 et 2.179.696 précités; il a été proposé d r efectuer chaque mise en route de l'onduleur où son redémarrage consécutif à un arret temporaire dû, par exemple au dépassement d'une température préréglée, de façon graduelle, c'est-à-dire de manière sensiblement synchrone avec des passages par zéro de la tension du réseau alternatif.Ceci est obtenu en insérant un interrupteur ou relais statique à semiconducteur, soit entre l'une des sorties du pont redresseur fournissant une onde redressée à deux alternances (demisinusoides de meme polarité) et l'entrée du circuit onduleur, sous la forme d'un thyristor, soit entre l'une des bornes d'alimentation par le réseau et l'une des entrées du pont redresseur, sous la forme d'un triac (voir brevet français N 2.132.477). La gachette du thyristor ou du triac est commandée par un circuit de déclenchement alimenté en énergie en amont du relais statique et fournissant des impulsions d'amorçage à des instants proches des passages par zéro de la tension alternative ou redressée.Ce circuit de déclenchement est muni d'un circuit d'inhibition permettant d'effectuer le réglage de la température désirée ou d'autres fonctions de sécurité, telles que la protection contre des surcharges ou surchauffes, par exemple, par des arrêts temporaires du fait de l'absence du redéclenchement du relais statique (thyristor, triac). Un circuit de commande synchrone d'un relais statique de ce genre (thyristor, triac), dans lequel l'amorçage de celui-ci ne se produit que lorsque la tension entre ses électrodes principales est inférieure à une valeur de seuil prédéterminée (pouvant être choisie proche de zéro), a été décrit dans le brevet français nO 2.253.326 du 30 Novembre 1973. Un tel circuit de commande comporte une paire de bornes d'entrée recevant une tension continue d'alimentation et une paire de bornes de sortie respectivement reliées à l'électrode de commande (gachette) et à l'une des électrodes principales du relais statique. Dans la demande de brevet français-N 76.02439 déposée le 29 Janvier 1976 et publiée le 3 Septembre 1976-sous le NO 2.3oye.455, qui correspond au brevet des Etats-Unis d'Amérique n0 4.078.247 délivré le 7 Mars 1978, décrivant un onduleur à thyristors pour le chauffage par induction1 on utilise, pour le réglage de la puissance délivrée à la charge, un procédé basé sur la variation du rapport cyclique entre les durées d'une période de fonctionnement et d'une période de référence qui comprend successivement celle-là et une période d'arret (appelé "time ratio control" dans la littérature anglo-américaine). Le rapport cyclique du fonctionnement de l'onduleur y est commandé au moyen de signaux rectangulaires à deux niveaux, de durées réglables à l'intérieur de la période de référence, qui alimentent l'une des entrées d'une porte d'inhibition dont l'autre entrée reçoit des impulsions de déclenchement commandant à travers cette porte un basculeur bistable destiné à alimenter les gâchettes des thyristors. Les signaux rectangulaires y sont obtenus à l'aide d'une horloge composée d'un multivibrateur astable et d'un différentiateur en cascade et fournissant des impulsions brèves récurrentes, qui déterminent le début de chaque période de référence et de fonctionnement.Ces impulsions alimentent, d'une part, l'entrée de mise en haut d'un autre basculeur bistable et, d'autre part, l'entrée de déclenchement d'un générateur de dents de scie à croissance quasi-linéaire et à pente réglable. Ce générateur de dents de scie comporte un transistor de commutation dont la base constitue l'entrée de déclenchement, dont le collecteur est relié, d'une part, à travers une résistance à une source de tension continue réglable et, d'autre part, à son émetteur par l'intermédiaire d'un condensateur. Le déblocage du transistor par les impulsions brèves,décharge le condensateur qui se charge ensuite graduellement à travers la résistance à la tension réglable de la source qui détermine la pente de la dent de scie.Le collecteur du transistor alimente par ailleurs l'entrée d'un étage comparateur de tension qui fournit sur sa sortie reliée à l'entrée de remise à zéro de l'autre basculeur, un état bas lorsque l'amplitude instantanée de la dent de scie est inférieure au seuil de basculement fixe du comparateur ou un état haut lorsque cette amplitude dépasse ce seuil. Cette transition positive appliquée à l'entrée de remise à zéro de l'autre basculeur provoque son basculement de façon à fournir sur sa sortie réunie à l'une des entrées de la porte d'inhibition un étatbas provoquant le blocage de celle-ci qui dure jusqu'à la prochaine impulsion d'horloge commandant le retour de l'autre basculeur dans son état haut et le début d'une nouvelle dent de scie.La durée de l'état haut de l'autre basculeur et donc de la période de fonctionnement de l'onduleur est commandée ici par la pente de la dent de scie qui détermine l'écart entre les instants du début et de la fin des périodes de fonctionnement durant lesquelles la porte est débloquée. Ce générateur de dents de scie à pente variable alimentant un comparateur de tension peut être remplacé par tout autre générateur de retard variable de type connu, tel qu'un basculeur monostable de durée réglable de façon continue, déclenché par les impulsions d'horloge et alimentant l'entrée de remise à zéro de l'autre basculeur bistable. Dans la demande de brevet antérieure NO E.N. 78.19935 déposée le 4 Juillet 1978 par la demanderesse, il a été proposé d'effectuer le réglage de la puissance délivrée par un onduleur en demi-pont, par la variation du rapport cyclique des périodes de fonctionnement et d'arrêt alternées à l'intérieur d'une- période de référence au moyen de sauts discrets égaux à une fraction prédéterminée (dixième, par exemple) de la période de référence et de synchroniser le début et la fin des périodes de fonctionnement avec des passages par zéro de la tension du réseau. Ceci a été obtenu à l'aide d'un compteur-décodeur intégré ou d'un compteur-diviseur et d'un decodeur en cascade et d'une horloge synchronisée avec ces passages par zéro, constituée par un détecteur de ces passages et d'un compteur utilisé en tant que diviseur de fréquence alimenté par ce détecteur et fournies sant pendant chaque période de référence un nombre d'impulsions qui est l'inverse de la fraction susmentionnée. L appareil de chauffage par induction, objet de la présente invention, permet, d'une part, d'obtenir une variation sensiblement continue du rapport cyclique et, par conséquent, de la puissance délivrée et, d'autre part, de synchroniser respectivement le début et la fin de chaque période de fonctionnement avec des passages par zéro de la tension alternative du réseau. Suivant l'invention, un appareil de chauffage par induction comportant un onduleur à thyristors ; un circuit de déclenchement de ceux-ci comprenant un oscillateur pilote et un circuit d'attaque des gâchettes des thyristors, en cascade ; et un circuit de réglage de la puissance délivrée par l'onduleur comprenant un cirucit de variation du rapport-cyclique des périodes de fonctionnement et d'arrêt alternées de l'onduleur, à l'intérieur d'une période de référence, qui comporte un générateur de formes d'onde périodiques de tension variant sensiblement linéairement avec le temps entre des valeurs minimale et maximale et réciproquement, la périodicité de ces formes d'onde constituant la période de référence, premier comparateur de tension dont une entrée reçoit les formes d'onde de tension, dont l'autre entrée reçoit une tension de référence et dont la sortie fournit des premiers signaux rectangulaires à deux niveaux de durées variables et un détecteur de passages de la tension du réseau par des niveaux faibles fournissant des impulsions positives à des instants correspondant à ces passages, est principalement caractérisé par le fait que le circuit de réglage de la puissance comporte, en outre, un dispositif de synchronisatIon des débuts et des fins des périodes de fonctionnement avec les passages de la tension du réseau par ces niveaux faibles, comprenant un basculeur bistable de type D dont l'entrée d'horloge est alimentée par les impulsions issues du détecteur et dont l'entrée des données est alimentée par les premiers signaux rectangulaires de durée variable provenant du premier comparateur, la sortie du basculeur fournissant alors des seconds signaux rectangulaires dont les transitions coïncident sensiblement avec les fronts de montée des impulsions provenant du détecteur,à une ou plusieures portes ET destinées à inhiber le fonctionnement de l'onduleur pendant les niveaux bas des seconds signaux. L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses caractéristiques ei avantages apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des dessins annexés sty rapportant, donnés à titre d'exemple, sur lesquels - la figure 1 est un schéma synoptique (bloc diagramme) d'un onduleur de type connu - la figure 2 est un schéma de principe, partiellement synoptique, des circuits de puissance, d'attaque et d'horloge d'un onduleur de la figure 1 - la figure 3 est un schéma de principe, partiellement synoptique,du circuit de commande d'un onduleur du type décrit et représenté sur les figures précédentes, comportant un circuit réglage du rapport cyclique du fonctionnement de l'onduleur, suivant l'invention , et - les figures 4A à 4G sont des diagrammes de formes d'onde de tensions en divers points du circuit de réglage précité. La figure 1 est un schéma synoptique (bloc diagramme) fonctionnel d'un onduleur pour appareil de chauffage par induction. Sur la figure 1, le repère 1 représente l'onduleur à thyristor de type classique qui alimente une charge composée d'un inducteur de chauffage 101 couplé au circuit de commutation de celui-ci à l'aide d'un condensateur 100 qui forme, par ailleurs, avec cet inducteur 101, un circuit filtrant dans lequel le courant de chauffage est de forme sensiblement sinusoldale, et dont le fonctionnement et les avantages sont décrits dans le brevet français NO 2.132.477 précité. L'ondu leur 1 est alimenté à son tour par une tension continue fourni par un montage redresseur 2 qui est alimenté à travers un circuit de filtrage 6 classique comportant des inductances et des capacités empêchant l'injection des signaux parasites haute-fréquence provenant de l'onduleur 1 dans le réseau alternatif.Le circuit de filtrage 6 est relié aux bornes A, B du réseau à travers un circuit 5 comportant un fusible 50, deux condensateurs d'équilibrage 51, 52 de même valeur en série connectés entre ces bornes A, B, dont la jonction est reliée à la borne de terre C du réseau. Les bornes de sortie du circuit 5 alimentent également en alternatif un circuit d'alimentation basse tension 9 et un dispositif de ventilation 60 à moteur électrique assurant le refroidissement par une circulation d'air, notamment des éléments semiconducteurs équipant le circuit de puissance (redresseur 2 et onduleur 1). Un relais statique à semiconducteur 7 comportant un triac est inséré en série dans la liaison entre l'une des sorties du circuit de filtrage 6 et l'une des entrées du montage redresseur 2. Le triac est commandé à l'aide d'un circuit de commande synchrone 8 de type classique (réalisé, par exemple, conformément au brevet français nO 2.253.325 précité) qui lui assure des amorçages sensiblement en synchronisme avec les passages par zéro de la tension du réseau. Le circuit de commande synchrone du triac 8 comporte une paire de bornes d'entrée, destinées à son alimentation par une tension continue et dont l'une est alimentée par l'intermédiaire d'un circuit de commande et de réglage de la puissance délivree 4 comportant divers organes de protection qui assurent la sécurité du fonctionnement de 1'onduleur 1. Le circuit de réglage 4 qui sera représenté schématiquement de manière plus détaillée sur la figure 3 et décrit plus loin, est alimenté en tensions continues et alternatives par le circuit d'alimentation basse tension 9 et mécaniquement couplé à un organa de réglage 400 de la puissance délivrée. Le circuit de- commande 4 alimente un dispositif d'affichage classique de celle-ci 401 comprenant, par exemple, une rampe à diodes électroluminescentes indiquant à l'aide d'un circuit intégré connu, le niveau d'une tension continue proportionnelle au rapport cyclique des durées de périodes de fonctionnement et de référence et, par conséquent, au rapport de la puissance e=ectivement délivrée à la puissance maximale pouvant etre fournie par un tel onduleur.Le circuit de réglage 4 peut être alimenté par un organe de détection de température 102 disposé sous la plaque en matériau isolant réfractaire (vitrocéramique ou autre) supportant le récipient de cuisson 105 couplé à l'inducteur 101. Cet organe 102 assure la surveillance de la température du récipient 105 de manière à arrêter tempo rairement le fonctionnement de l'onduleur 1, lorsque cette température dépasse une valeur de seuil préréglée ou prédéterminée. Le ou les thyristors de l'onduleur 1 sont commandés sur leurs gâchettes-à l'aide d'un circuit d'attaque et d'horloge 3 comportant un oscillateur pilote à relaxation. Le fonctionnement de 1' oscillateur pilote ou la transmission du signal qu'il fournit à l'étage d'attaque alimentant les gachettes des thyristors peut être inhibé par un signal provenant du circuit de réglage 4 par une liaison 403. La figure 2 représente schématiquement les étages de puissance (onduleur 1, redresseur 2) et le circuit d'attaque 1 et d'horloge 3 susmentionnés. Sur la figure 2, le montage redresseur 2 comprend un pont de diodes 20 alimenté sur sa diagonale d'entrée 21 par ia tension alternative du réseau (à travers le triac du relais statique 7) et, branché entre les bornes de sa diagonale de sortie 22, une résistance de fuite 23 de valeur élevée et un condensateur de filtrage 24. La résistance 23 est destinée à décharger le condensateur 24 en cas d'arrêt ou de coupure du réseau. L'onduleur 1 comporte un interrupteur bidirectionnel commandé, composé de deux thyristors 11, 12 en série, montés respectivement en anti-parallèle avec deux diodes 13 et 14, et en parallele avec deux réseaux de protection dv/dt 15, 16 composés chacun d'une résistance et d'un condensateur en série. Chacun de ces thyristors 11, 12 est en outre réuni en parallèle avec des résistances d'équilibrage des tensions 17, 18. Un circuit de commutation comprenant en série un inducteur de commutation 10 et un condensateur de commutation 19 est relié en parallèle avec l'interrupteur bidirectionnel 11 à 18, le circuit filtrant série li)0, 101 étant branché aux bornes du condensateur de commutation 19. L'une des bornes de l'interrupteur bidirectionnel est reliée à l'une des bornes de sortie du montage redresseur 2 par l'intermédiaire d'une inductance de charge 110 permettant de séparer le redresseur 2 de l'interrupteur et de limiter le courant dans celui-ci, pendant sa fermeture,et d'assurer une charge résonnante du condensateur de commutation 19,pendant son ouverture. Le fonctionnement des onduleurs de ce type est bien connu et il a été décrit dans de nombreux ouvrages ou brevets, dont le brevet français nO 2.132.477 précité. La commande des thyristors 11 et 12 est assurée à l'aide d'un circuit d'horloge et d'attaque 3 comprenant un étage de sortie alimenté par un oscillateur à relaxation 30 fournissant des signaux rectangulaires périodiques à deux niveaux, analogues à ceux d'un multivibrateur-astable. L'oscillateur à relaxation 30 est formé ici,de préférence, à l'aide de deux basculeurs monostables 300, 301 réunis en -boucle fermée de sorte que la fin de l'état quasi-stable (haut) de l'un déclenche le début de celui de l'autre et réciproquement. Il est avantageux d'utiliser des circuits intégrés, par exemple, du type MOS complémentaire (tel que le basculeur monostable double MC 14528B de MOTOROLA), pour la réalisation de cet oscillateur 30. La durée de l'état quasi-stable des basculeurs monostables de ce type est déterminée par la valeur de la tension d'alimentation continue, stabilisée, fournie par la première borne 91 du circuit d'alimentation 9, par la valeur des résistances de temporisation 302, 303 connectées respectivement entre la borne d'alimentation 91 et les secondes broches de temporisation T2 des basculeurs 300, 301 et par la valeur des condensateurs de temporisation 304 et 305 réunis- sant respectivement les premières T1 et secondes T2 broches de temporisation de ceux-ci, les premières broches T1 étant par ailleurs reliées à la masse commune 90. Les basculeurs 300 et 301 comportent deux sorties complémentaires Q, Q et deux entrées de déclenchement D, D permettant de provoquer leur basculement de leur état stable (Q = O, Q = 1) à leur état quasi-stable (Q = 1, Q = O) respectivement par des transitions positives et négatives. La sortie Q du premier basculeur 300 est reliée à l'entrée de déclenchement complémentaire D du second 301 et la sortie complémentaire Q du second basculeur 301 est relié à l'entrée de déclenchement D du premier 300. Les basculeurs monostables du type MC 14528B de MOTOROLA présentent l'avantage de se déclencher automatiquement à chacune de leurs mises sous tension de sorte que l'on nta pas besoin de se soucier de leur démarrage. Toutefois, si l'on utilise d'autres types de basculeurs monostables, il est préférable de prévoir une transition ou impulsion initiale appliquée à l'une des entrées de déclenchement de l'un des basculeurs 300, 301, par exemple, à l'aide d'une porte ET insérée dans la voie de réaction de l'oscillateur 30 et dont une entrée est reliée à la borne 91 (+ 12 V). La sortie complémentaire Q du premier basculeur 300 est reliée à son entrée de déclenchement complémentaire D et la sortie Q du second basculeur 301 est reliée à son entrée de déclenchement D, afin d'augmenter la sécurité du fonctionnement de l'oscillateur 30, par ces rebouclages. Si l'on choisit une fréquence de récurrence de l'onduleur de 25 kilohertz, c'est-à-dire une période de 40 microsecondes, la période d'oscillation du circuit de commutation LC 10, 19 doit être inférieure d'au moins 10 microsecondes à celle-ci. On choisira alors, par exemple, une fréquence de résonance du circuit de commutation d'environ 30 kilohertz, ce qui donnera une demi-période d'oscillation de l'ordre de 16 microsecondes pendant laquelle le courant oscillant passe par les thyristors 11, 12. La durée de l'impulsion positive devant alimenter les gâchettes des thyristors 11, 12 devant être légèrement inférieure à leur durée de conduction, on choisira alors pour l'état quasi-stable du second basculeur monostable 301 une durée de 14 microsecondes. La durée de l'état quasi-stable du premier basculeur 300 qui détermine la période de repos entre des cycles d'oscillation du circuit de commutation résonnant 10, 19, sera alors de l'ordre de 26 microsecondes. Le signal rectangulaire fourni par l'oscillateur 30 présente une période et une durée constantes, préréglées. La sortie Q du second basculeur 301 alimente l'étage d'entrée du circuit d'attaque. A cette fin, elle est reliée à travers une résistance 31 à la base d'un premier transistor de commutation 33 dont l'émetteur est relié à la masse commune 90 et couple à sa base par 1'intermédiaire d'une résistance 32. Le collecteur du premier transistor 33 est relié par une résistance de charge 34 a la seconde borne 92 du circuit d'alimentation 9, fournissant une tension redressée et filtrée de valeur plus élevée que la tension stabilisée de la borne 91. Le collecteur du premier transistor 33 est réuni par ailleurs, au moyen d'une résistance 35, à la base d'un second transistor de commutation 38 dont l'émetteur est également relié a la masse commune. Un montage parallèle d'une résistance 36 et d'un condensateur 37 réunit l'émetteur et la base du second transistor 38. Le collecteur du second transistor 38 est relié, par l'intermédiaire de l'enroulement primaire 390 d'un transforma- teur d'impulsion 39 et d'une résistance de charge 380 en série, à la seconde borne d'alimentation 92.Le transformateur 39 comporte deux enroulements secondaires 391 et 392 dont les premières bornes sont respectivement reliées aux cathodes de thyristors 12 et ll et dont les secondes bornes sont respectivement réunies, par l'intermédiaire de circuits de couplage 393, 394 comportant chacun un condensateur et une résistance en série, aux gâchettes de ceux-ci. Pendant son état quasi-stable, le second basculeur 301 fournit sur sa sortie Q un état haut qui provoque la saturation du premier transistor 33 et celle-ci provoque le blocage du second transistor 38. Le blocage du second transistor 38 fait apparaître aux bornes des enroulements secondaires 391, 392 du transformateur 39 des impulsions positives respectivement appliquees simultanément aux gachettes des deux thyristors 11, 12 en série Lorsque le second basculeur 301 rebascule dans son état stable, sa sortie Q fournit un niveau bas provoquant le blocage du premier transistor 33 de sorte que la base du second transistor 38, alimentée à travers le diviseur résistif comprenant les résistances 34, 35 et 36 en série, connectées entre la borne 92 (+ 24 V) et la masse commune 90, devient positive.Lorsque le second transistor 38 devient saturé, les courants injectés dans les gâchettes des thyristors 11, 12 s'annulent de sorte que ceux-ci se bloquent au cours de la demi-période négative du courant oscillant du circuit de commutation 10, 19 qui parcourt les diodes antiparallèles 13, 14. Entre la sortie Q du second basculeur monostable 301 et la base du premier transistor 33, on a insérée une porte ET 309 dont l'une des entrées est reliée à l'entrée 312 du circuit 3, qui reçoit des signaux rectangulaires déterminant le rapport cyclique fournis par le circuit de réglage et commande 4, par la liaison 403. L'autre entrée de la porte ET 309 est reliée à la sortie Q du basculeur 301 et sa sortie est réunie, d'une part, à la base du premier transistor 33 par la résistance 31 et, d'autre part, à la première borne d'alimentation 91 par une résistance de charge 310. De cettefaçon, lorsque la porte ET 309 fournit un état haut, la base du transistor 33 est polarisée positivement à travers le diviseur résistif composé des résistances 310, 31 et 32 en série. La figure 3 est un schéma de principe du circuit de réglage 4 de la puissance fournie par l'onduleur, suivant l'invention, permettant le réglage de la puissance par le rapport cyclique et d'assurer divers fonctions de protection 1'onduleur en agissant notamment sur la commande du relais statique (triac). Sur la figure 3, on a également représenté schématiquement le circuit d'alimentation basse tension 9 de 1'onduleur, qui comporte un transformateur 94 dont l'enroulement secondaire alimente. la diagonale d'entrée d'un second pont de diodes 95. La borne positive de la diagonale de sortie du pont 95, formée par la jonction des cathodes de deux diodes, est reliée à la troisième sortie 93 du circuit 9 en lui fournissant une succession de demi-sinusoides positives. La borne négative de cette diagonale de sortie est réunie à la sortie 90 du circuit 9, qui est à son tour réunie à la masse (châssis) ainsi qu'à la terre du réseau C. Par ailleurs1 la borne positive est reliée à l'anode d'une diode 96 dont la cathode est reliée à l'armature positive d'un premier condensateur de filtrage 97, à l'une des bornes d'une résistance 98 et à la seconde sortie d'alimentation 92 qui alimente le circuit d'attaque 3 (+ 24 V). L'autre borne de la résistance 98 est reliée à l'armature positive d'un second condensateur de filtrage 99, à la cathode d'une diode Zener 900 et à la première sortie d'alimentation 91 fournissant la basse tension d'alimentation stabilisée (+ 12 V). Les armatures négatives des condensateurs 97, 99 et l'anode de la diode Zener sont reliées ensemble à la borne négative de la diagonale de sortie du pont redresseur 95. Les sorties 90 et 91 du circuit d'alimentation 9 fournissent une tension d'alimentation continue, stabilisée à tous les transistors et circuits intégrés équipant le circuit de réglage 4 qui comporte un circuit de commande du rapport cyclique 41, conforme à l'invention, permettant le réglage de la puissance délivrée de façon sensiblement continue tout en assurant une synchronisation des débuts et des fins des périodes de fonctionnement avec des passages par zéro du réseau des circuits de protection 42, 43 et un circuit 44, comprenant un interrupteur électronique 442, destiné à commander l'alimentation en tension continue du circuit de commande synchrone 8 du relais statique 7. Le circuit de commande du rapport cyclique 41 du fonctionnement de l'onduleur comporte un générateur de signaux récurrents 410 fournissant sur sa sortie des formes d'onde de tension comprenant des variations sensiblement linéaires, successivement décroissante et croissante, entre deux valeurs extrêmes de tension. Ces formes d'onde peuvent alors être en dent de scie ou triangulaires avec une périodicité de l'ordre de 2 à 3 secondes, par exemple. Cette période de répétition des formes d'onde, dite période de référence, comprend donc plus de deux cent demi-périodes du réseau qui constituent les durées de conduction du relais statique 7, bloqué à la fin de chacune d'elles et réamorcé au début de la suivante à l'aide du circuit de commande synchrone 8, si celui-ci est alimenté. La forme d'ande fournie par le générateur 41 varie donc sensiblement linéairement entre une tension maximale VR inférieure à la tension stabilisée Vgl, et une tension minimale VL, supérieure à zéro, et elle comprend une partie décroissante de VH à VL suivie d'une partie croissante de VL å VH Cette forme d'onde est appliquée à l'entrée inverseuse (-) d'un comparateur de tension 411, dont l'entrée non-inverseuse (+) est alimentée d'un montage potentiomètrique composé d'une première résistance 412, d'un potentiomètre 413 et d'une seconde résistance 414, branchés en série entre les bornes -91 et 90 du circuit d'alimentation 9.Les tensions aux bornes 415 et 416 du poten tiomètre 413 sont choisies de façon à être respectivement légèrement supérieure à VH et inférieure à VL. De cette manière on obtient que, lorsque le curseur du potentiomètre 413 fournit sa tension maximale V415, la sortie du comparateur 411 fournit un état haut en permanence, car la forme d'onde n'atteint que VH qui est inférieure à V415 et que, lorsque ce curseur fournit sa tension minimale V416 la sortie du comparateur 411 fournit un étatbas en permanence du fait que VL est supérieure à V416. Ces positions extrêmes du curseur du potentiomètre 413 correspondent donc respectivement à la puissance délivrée maximale et nulle. La sortie du comparateur 411 est reliée, d'une part, à son entrée non-inverseuse (+) par l'intermédiaire d'une troisième résistance de réaction 417 qui permet d'accélérer les transitions entre les états bas et haut et réciproquement, et à la première borne d'alimentation 91 à l'aide d'une quatrième résistance de charge 418, aux bornes de laquelle apparait la tension de sortie du comparateur 411. Cette sortie est, éven tuellement,reliée (419) à l'une des entrées d'une première porte ET 441 dont la sortie alimente la base d'un transistor interrupteur 442 dont le bloccage provoque ensuite celui du relais statique 7 et qui font partie du circuit de commande de l'alimentation 44. Lorsque le curseur du potentiomètre 413 fournit à l'entrée non-inverseuse du comparateur 411 une tension VR inférieure à VR mais supérieure à VL, on obtient à la sortie du comparateur 411 un signal rectangulaire récurrent dont la fréquence de répétition est celle de la forme d'onde fournie par le générateur 410 et qui sera composé successivement d'un état bas pendant l'intervalle de temps où l'amplitude instantanée de la forme d'onde dépasse la valeur VR, et d'un état haut pendant l'intervalle de temps où l'amplitude instantanée de la forme d'onde est inférieure à Vu, la durée de l'état bas correspondant à une période d'arrêt et celle de l'état haut à une période de fonctionnement de l'onduleur.En faisant varier VR on obtient une variation du rapport cyclique, c'est-à-dire des durées des périodes de fonctionnement et d'arrêt dont la somme constitue la période de référence. Du fait de la linéarité des formes d'onde, la puissance délivrée sera proportionnelle à V R comprise entre VH et VL et c'est le curseur du potentiomètre 413 qui alimente le dispositif d'affichage 401 (de la figure 1). Dans son mode de réalisation préféré, le générateur de formes d'onde 410 est constitué par un générateur d'ondes triangulaires auto-oscillant qui comporte un second comparateur de tension 4100, dont l'entrée non-inverseuse (+) est reliée, d'une part, au point milieu d'un diviseur de tension résistif composé d'une première 4101 et d'une seconde résistance 4102, branchées en série entre la première borne d'alimentation 91 (+ 12 V stabilisées) et la borne de masse 90 et, d'autre part, à l'une des bornes d'une troisième résistance 4103 dont l'autre borne est reliée à la sortie M de ce comparateur 4100.Cette sortie M est en outre réunie, d'une part, à la première borne d'alimentation positive 91 à travers une quatrième résistance 4104 et, d'autre part, à l'entrée inverseuse (-) dé ce comparateur 4100 à travers une cinquième résistance 4105. Cette entrée inverseuse est reliée, par ailleurs, à l'armature positive T d'un condensateur 4106 de forte capacité (électrochimique), dont l'armature négative est reliée à la borne de masse 90. I1 est bien connu que l'on peut utiliser des comparateursde tension intégré s en tant que basculeurs de Schmitt à seuil de basculement variable et que l'on peut obtenir de l'hystérésis, c' est-à-dire une uns variation du seuil de basculement en fonction de l'état de la sortie du comparateur, en réunissant celle-ci à son entrée non-inverseuse (+) à l'aide d'une résistance de réaction positive dont la valeur est- sensiblement du même ordre que la ou les autres résistances polarisant cette entrée. Lorsque l'on applique au démarrage la tension d'alimentation stabilisée Vgl au générateur 410, la tension polarisant l'entrée non-inverseuse (+) est appliquée instantanément par le diviseur 4101, 4102 tandis que la tension sur l'armature positive T du condensateur 4106, reliée à l'entrée inverseuse (-) ne croit-que lentement. La sortie M du second comparateur 4100 est donc dans son état haut, c'est-à-dire le transistor de sortie bloqué, ce qui implique que le condensateur 4106 se charge alors, à travers les quatrième 4104 et cinquième 4105 résistances en série, sensiblement à la tension stabilisée Vgl. Du fait de l'état haut à la sortie M, les quatrième 4104 et cin quième 4103 résistances en série sont connectés en parallèle avec la première résistance 4101. du diviseur entre la première borne d'alimentation 91 et la jonction de l'entrée non-inverseuse avec la seconde résistance 4102 du diviseur. La valeur de la résistance équivalente de la branche supérieure du diviseur résistif résultant de la connexion parallèle de la première résistance 4101 et du montage série des troisième 4103 et quatrième 4104 résistances, est notablement inférieure à celle de la première résistance 4101 seule. Le diviseur équivalent polarisant l'entrée non-inverseuse fournira alors une tension de seuil supérieure égale à la valeur maximale VH de la forme d'onde triangulaire. Lorsque la tension croissante de la borne T du condensateur 4106, qui se charge sensiblement linéairement à travers les résistances 4104 et 4105 en série, atteint cette tension de seuil supérieure VH le second comparateur 4100 bascule son état haut à son état bas et la sortie M fournit alors une tension proche de zéro du fait de la saturation de son transistor de sortie. Ceci a pour conséquence, d'une part, la décharge graduelle du condensateur 4106 à travers la cinquième résistance 4105 et, d'autre part, la connexion de la troisième résistance 4103 en parallèle avec la seconde résistance 4102 du diviseur. La valeur de la résistance équivalente de la branche inférieure du diviseur résistif est alors notablement inférieure à celle de la seconde résistance 4102, tandis que sa branche supérieure comprend uniquement la première résistance 4101. L'entrée noninverseuse du second comparateur 4100 reçoit alors une tension de seuil inférieure, égale à la valeur minimale VL de la forme d'onde triangulaire. Lorsque la tension de la borne T du condensateur 4106 en décroissant atteint cette tension de seuil inférieure VL, le second comparateur 4100 rebascule dans son état haut et le processus de charge linéaire du condensateur 4106 recommence. On peut voir aisément que la tension VT(t) à la bornes du condensateur 4106 est sensiblement triangulaire si la différence entre V et V n'est pas une fraction importante de la tension d'alimentation 91 et que la tension V (t) à la sortie 91 V M M du second comparateur 4100 est un signal sensiblement de forme carrée dont les transitions coïncident avec les inversions du signe de la pente de la tension v T (t). La tension triangulaire vT(t) est appliquée à l'entrée inverseuse (-) du premier comparateur 411, dont l'entrée noninverseuse reçoit une tension de référence VR variable entre V416 et V4i5, comme décrit précédemment. Le circuit de réglage 4 suivant l'invention comporte en outre un détecteur de passages par zéro (ou plutôt par un niveau faible proche de zéro) 40 de la tension du réseau alternatif, comprenant un troisième comparateur de tension 405. Ce détecteur 40 est alimenté, d'une part, sur son entrée 4000 par la troisième sortie 93 du circuit d'alimentation basse tension 9 fournissant une succession de demi-sinusoîdes positives de faible amplitude (20-30 V) et, d'autre part, sur son entrée 4001 par la seconde sortie 92 du circuit 9 qui fournit une tension redressée et filtrée V92 (24 V), dont le niveau varie avec l'amplitude crête de la tension V93.L'entrée 4001 du détecteur 40 est reliée à l'une des bornes d'un premier diviseur de tension résistif comprenant une première 406 et une seconde 407 résistances en série, dont l'autre borne est reliée à la borne de masse 9o. La jonction N des résistances 406, 407, fournissant une tension positive VN correspondant à une fraction de faible niveau de la tension redressée et filtrée V92, est Leliée à l'entrée non-inverseuse (+) du troisième comparateur 405 pour constituer le seuil de basculement de celui-ci. L'entrée 4000 du détecteur 40 est reliée à l'anode d'une diode 409 dont la cathode est reliée à l'une des bornes d'un second diviseur résistif comprenant une troisième 4002 et quatrième 4004 résistances en série, dont l'autre borne est également reliée à la borne de masse 90-. La quatrième résistance 4004 est connectée en parallèle avec une diodes Zener 4003 qui écrête les demi-sinusoldes et, éventuellement, avec un condensateur 4005 de faible valeur permettant d'augmenter la durée des temps de montée et de descente du signal à ses bornes. La jonction I de la troisième résistance 4002 avec la quatrième résistance 4004, la cathode de la diode Zener 4003 et le condensateur 4005, est reliée à l'entrée inverseuse (-) du troisième comparateur 405, qui reçoit alors une tension v1(t) en forme de trapézoides récurrentes à une fréquence double de celle du réseau. Chaque fois que l'amplitude instantanée de la tension trapézoidale vI(t) en décroissant atteint la valeur de la tension de seuil VN, le troisième comparateur 405 bascule de son état bas à son état haut et l'inverse se produit lorsque la tension v=(t) atteint cette même tension de seuil V N en croissant. Il en résulte que la sortie du troisième comparateur 405, qui est reliée par une cinquième résistance 408 de charge à la première borne d'alimentation 91, fournit en réponse à la tension trapézoidale vI(t),des impulsions positives récurrentes dont le front de montée précéde et dont le front de descente suit de peu les passages par zéro de la tension et qui peuvent être utilisées pour synchroniser les débuts et les fins des périodes de fonctionnement de l'onduleur avec ces passages. A cette fin, les impulsions de sortie du comparateur alimentent l'entrée d'horloge CK d'un basculeur bistable de type D 460 constituant un dispositif de synchronisation 46 des démarrages, redémarrages et des arrêts de l'onduleur avec des passages par zéro du réseau. L'entrée des données D du basculeur bistables 460 reçoit les premiers signaux rectangulaires de durée réglable fournies par le second comparateur 411 et commandant le rapport cyclique précité. La sortie Q du basculeur 460 fournit alors des seconds signaux rectangulaires dont les transitions, précédées par celles correspondantes des premiers signaux, coïncident sensiblement avec les fronts de montée des impulsions fournies par le troisième comparateur 405 à son entrée d'horloge CK. Sur les figures 4A à 4G, on a représenté de formes d'onde des tensions à divers points du circuit de réglage 4. La figure 4A illustre la succession demi-sinusoides fournie par la borne positive de la diagonale de sortie du pont redresseur basse tension 95 à la sortie 93 du circuit 9. La fréquence de répétition de ces demi-sinusoides est le double de celle du réseau et donc leur période est égale à la moitié (10 ms). La figure 4B montre la tension v1(t) trapézoidale appliquée à l'entrée inverseuse (-) du troisième comparateur 405, dont l'amplitude est limitée à la tension Zener VZT de la diode 4002, ainsi que la tension de seuil VN appliqué à l'autre entrée du troisième comparateur 405. La figure 4C illustre le signal impulsionnel v (t) CK fourni par la sortie du troisième comparateur 405 à l'entrée d'horloge Cl du basculeur D 460,dont la périodicité est égale à 10 ms. La durée du niveau positif des impusions s'étend sensiblement symétriquement de part et d'autre des passages par zéro des signaux v1(t) (encoches en V) et vg3(t). La figure 4D montre la tension de sortie vM(t) du second comparateur 4100 de forme rectangulaire. La figure 4E montre la forme d'onde triangulaire v T (t) à la borne T du condensateur 4601 reliée à l'entrée non-inverseuse ainsi que les tensions de seuil supérieure VH et inférieure VL pour lesquelles se produisent les basculements du second comparateur 4100 et les inversions du signe de la variation de la tension v (t), respec T tivement aux instants tl, t4 et t7 L'intervalle de temps entre les instants tet - t7 est égale à une période de référence T R (par exemple, de 2 secondes environ). Sur la figure 4E, on a également représenté la tension de référence VR appliqué à l'entrée non-inverseuse (+) du premier basculeur 411 dont le signal de sortie VD est illustré par la figure 4F. Si initialement la tension triangulaire vT(t) est supérieure à la tension de référence VR, le premier comparateur 411 fournit un état bas dans l'intervalle t2 - t1. Lorsque, à l'instant t2-j la tension vT(t) décroissante devient égale à VRt le premier comparateur 411 bascule vers son état haut qutil con- serve jusqu'à l'instant t5.Lorsque, à l'instant t5, après l'inversion de son sens de variation à l'instant t4, la tension vT(t) croissante redevient égale å VRI , le premier comparateur 411 re- bascule dans son état bas. Ceci signifie que le premier signal rectangulaire VD fourni par le premier comparateur 411 comporte, à l'intérieur de chaque période de référence T R allant de tl à t7, une première période de niveau bas allant de t1 à t2, une période centrale de niveau haut allant de t2 à t5 et une seconde période de niveau bas allant de t5 à t7 La période de niveau haut s'étend donc sensiblement de part et d'autre de l'instant t4 situé sensiblement au milieu de la période T R et sa durée est une fonction sensiblement linéaire de la tension de référence VR, lorsque celle-ci varie entre VL et VH Sur la figure 4G, on a illustré le second signal rectangulaire VQ(t) du basculeur 460 qui reçoit, sur son entrée de données D, le signal v (t) de la figure 4F et, sur son entrée d'horloge CK, le signal v (t) de la figure 4C. Ce second signal vq(t) comporte une transition positive à l'instant t3, coincidant avec le front de montée de la première impulsion vCK(t) consécutive à la transition positive du premier signal vD(t) de l'instant t2 et une transition négative à l'instant t6, qui coïncide également avec le front de montée de la première impulsion vCK (t) qui suit la transition négative du signal vD(t) de l'instant t5. Ceci résulte en une première période d'arrêt TA1 de tl à t3, suivie d'une période de fonctionnement T F de t3 à t6, qui est à son tour suivie d'une seconde période d'arrêt TA2 de t6 à t7, à l'intérieur de chaque période de référence TR De ce qui précéde, on peut voir aisément que si l'on veut synchroniser le début-et la fin de chaque période fonctionnent T F avec un passage par zéro de la tension du réseau, on obtient un réglage de la durée de cette période par des sauts égaux soit à 10, soit à 20 millisecondes, qui ne constituent toutefois que 0,5 ou 1 pour cent au plus d'une période de référence T R de 2 secondes, et que l'on peut considérer comme réglage continue de la puissance délivrée. Le signal de sortie v,(t) du basculeur est appliquée par une première liaison 403 (entrait plein) à l'entrée 312 du circuit d'horloge et d'attaque 3 de la figure 2, d'où elle alimente l'une des entrées de la porte ET 309 pour Inhiber, pendant les périodes d'arret T = TA1 + TA2, le déclenchement des thyristors 11, 12 (figure 2). Dans un autre mode de réalisation du circuit de réglage 4, on peut remplacer la liaison 419 (en pointillé) entre la sortie du premier comparateur 411 et l'une des entrées de la première porte ET 441 du circuit de commande de l'alimentation par une tension continue 44 du circuit de déclenchement synchrone 8 du relais statique 7, par une liaison 404 (en traits mixtes) entre la sortie Q du basculeur D 460 et cette entrée de la porte ET 441. Dans ce cas, il est indispensable que les fronts de montage des impulsions vcK(t) de la figure 4C précédent les instants de passage par zéro de la tension du réseau afin que le relais statique 7 ne soit pas redéclenché lors de ce passage ou peu après. L'autre entrée de la première porte ET 441 est reliée à la sortie d'une seconde porte ET 443 qui combine les signaux d'autorisation (état haut) ou d'inhibition (état bas) provenant respectivement de deux ou plusieurs organes de protection 42, 43 (températures maximales, coupures intempestives, surcharge, court-circuit etc.). Le circuit de commande de l'alimentation de l'onduleur 44 qui agit par l'intermédiaire de 11 alimentation en tension continue du circuit de commande synchrone 8 du relais statique 7 comporte, outre la seconde porte ET 443 permettant de combiner les protections respectives contre les coupures et contre le dépassement de température et la première porte ET 442 permettant de combiner les protections précités avec la commande de la puissance délivrée par le rapport cyclique, le transistor interrupteur de puissance 442 de type NPN susmentionnéR monte en collecteur commun, dont le collecteur est directement relié à la première borne d'alimentation 91 qui est également réunie à sa base à travers une première résistance 444. L'émetteur du transistor 442 est relié à la borne de masse 90 par une seconde résistance 445, à la borne d'alimentation positive 80 du circuit de commande synchrone 8 à travers une troisième résistance 446. La borne d'alimentation négative 81 du circuit 8 est reliée à la borne de masse 90. Un premier condensateur 447 réunit la base du transistor 442 à la borne de masse 90 afin de limiter la rapidité des variations de sa tension de commande (dv/dt). Un second condensateur 448 est branché entre les bornes d'alimentation continue 80, 81 du circuit 8 pour obtenir un effet analogue. L'invention n'est évidemment-pas limitée aux modes de réalisation décrits et illustrés par les figures, mais comprend également tout agencement directement ou indicrectement équivalent, accessible à l'homme de l'art, tel que, par exemple, le relais statique unidirectionnel (thyristor) inseré entre le redresseur et le circuit de filtrage des brevets français NO 2.132.477 et 2.179.696 précités, qui peuvent être commandés par des circuits analogues à celui suivant la présente invention. R E V E N D I C A T -I O o N s 1. Appareil de chauffage par induction comportant un onduleur (1) à thyristors (11, 12) ; un circuit de déclenchement de ceux-ci (3) comprenant un oscillateur pilote (30) et un circuit d'attaque (31, 39) des gâchettes de thyristors (11, 12),en cascade ; et un circuit de réglage (4) de la puissance délivrée par l'onduleur (1) comprenant un circuit de variation du rapport cyclique (41) des périodes de fonctionnement et d'arrêt alternées de l'onduleur à l'intérieur d'une période de référence,qui comporte : un générateur de formes d'onde périodiques de tension (410) variant sensiblement linéairement avec le temps entre des valeurs minimale et maximale et réciproquement, la périodicité de ces formes d'onde constituant la période de référence, et un premier comparateur de tension (411) dont une entrée (-) reçoit les formes d'onde de tension, dont l'autre entrée (+) reçoit une tension de référence et dont la sortie fournit des premiers signaux rectangulaires à deux niveaux, de durées variables ; et un détecteur de passages de la tension du réseau par des niveaux faibles (40) fournissant des impulsions positives à des instants correspondant à ces passages, caractérisé par le fait que le circuit de réglage de la puissance (4) comporte, en outre, un dispositif de synchronisation des débuts et des fins des périodes de fonctionnement avec les passages de la tension du réseau par des niveaux faibles (46) comprenant un basculeur bistable de type D (460) dont l'entrée d'horloge (CK) est alimenté par les impulsions issues du détecteur (40) et dont l'entrée de données (D) est alimentée par les premiers signaux rectangulaires de durée variable provenant du premier comparateur (411), la sortie (Q) du basculeur (4000) fournissant alors des seconds signaux rectangulaires dont les transi tions coïncident sensiblement avec les fronts de montée des impulsions provenant du détecteur (405),à une ou plusieures portes ET (309, 441) destinées à inhiber le fonctionnement de l'onduleur (1) pendant les niveaux bas des seconds signaux. 2. Appareil suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que, les formes d'onde fournies par le générateur (410) présentant une amplitude constante comprise entre leurs valeurs minimale (VL) et maximale (VH) constantes, la tension de réfé rence (VR) appliquee au premier comparateur est variable entre une première valeur (V416) légèrement inférieure à la valeur minimale (VL) et une seconde valeur (V415) légèrement supérieure à la valeur maximale (VH) de l'amplitude de la forme d'onde, qui correspondent respectivement à des valeurs nulle et maximale de la puissance fournie par l'onduleur (1), le premier comparateur (41-1) fournissant sur sa sortie les premiers signaux rectangulaires dont les transitions correspondant aux passages de la forme d'onde (VD) par la tension de référence (VR). 3. Appareil suivant l'une quelconque des revendications précédentes,-du type dans lequel l'onduleur (1) alimenté par un redresseur (2) en pont comporte, en outre, un relais statique (7) à semiconducteur inséré entre soit l'une des bornes du réseau et l'une des bornes d'entrée du redresseur (2), soit l'une des bornes de sortie de celui-ci et 1'une-des bornes d'entrée de l'onduleur (I), un circuit de commande synchrone (8) du relais statique (7) assurant l'amorçage de celui-ci lors des passages par zéro de la tension du réseau et comportant des bornes d'alimentation (80, 81) par une tension continue, caractérisé par le fait que soit la sortie Q du basculeur D (460) ou la sortie du. premier comparateur (411) est couplée, en outre, à l'électrode de commande d'un interrupteur électronique (442) inséré entre l'une des bornes (91) de sortie d'une source de tension continue d'alimentation (9)l alimentée en énergie indépendamment du redresseur (2), et l'une (80) des bornes d'alimentation continue du circuit de commande synchrone (8). 4. Appareil suivant l'une quelconque des revendications précédentes, du type dans lequel les thyristors (11, 12) de l'onduleur (1) sont commandés sur leurs gâchettes par un circuit de déclenchement (3) comprenant en cascade un oscillateur à relaxation (30) et un circuit d'attaque, caractérisé par le fait que le circuit de déclenchement (3) comporte une porte ET (309) dont le blocage est également commandé par la sortie (Q) du basculeur bistable (460) et qui est insérée soit dans la voie de réaction de l'oscillateur (30), soit dans la voie de transmission du signal de sortie de celui-ci. 5. Appareil suivant la revendication 4, caractérisé par le fait que l'oscillateur pilote à relaxation (30) comporte un troisième (300-) et un quatrième (301) basculeur monostable, l'une des sorties (Q) du troisième (300) alimentant l'une des entrées de déclenchement (D) du quatrième (301) et l'une des sorties (Q) du quatrième (301) alimentant l'une des entrées de déclenchement (D) du troisième (300), afin que les transitions correspondant aux fins des états quasi-stables de l'un déclenchent les débuts de ceux de l'autre et réciproquement. 6. Appareil suivant la revendication 5, caractérisé par le fait que la porte ET (309) est reliée, par l'une de ses entrées à l'une des sorties de l'un des basculeurs monostables (300 ou 301) et par sa sortie à l'une des entrées de déclenchement de l'autre basculeur monostable (301 ou 300). 7. Appareil suivant la revendication 5, caractérisé par le fait que la porte ET (309) est insérée par l'une de ses entrées et sa sortie entre l'oscillateur (30) et l'entrée du circuit d'attaque des thyristors (11, 12). 8. Appareil suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le générateur de formes d'onde périodique de tension (410) comporte un second comparateur de tension (4100) dont l'entrée non-inverseuse (+) est reliée au point milieu d'un diviseur de tension résistif formé par deux résistances (4101, 4102) en série, alimenté par une source de tension continue stabilisée (vol), et à sa sortie par une résistance de réaction (4103) de valeur comparable à celles du diviseur (4101, 4102), cette sortie à collecteur ouvert est reliée par ailleurs à la borne positive (91) de cette source (Vgl) par une résistance de charge (4104) et à l'entrée inverseuse (-) du second comparateur (4100) par une résistance de contre-réaction (4105) de forte valeur, cette entrée inverseuse étant, par ailleurs, couplée à la borne négative (90) de cette source (Vgl) à l'aide d'un condensateur de forte capacité (4106), la connexion parallèle de la branche supérieure (4101) du diviseur avec les résistances de réaction (4103) et de charge (4104) en série, pendant l'état haut du second comparateur (4100), déterminant une tension de seuil de basculement supérieure (VH),tandis que la connexion de la résistance de réaction (4103) en parallèle avec la branche inférieure (4102) du diviseur, pendant l'état bas de celui-ci, déterminant une tension de seuil de basculement inférieure (VL), le condensateur (4106) développant sur son armature positive (T) une forme d'onde triangulaire, constituée successivement d'une montée linéaire entre les seuils inférieur (VL) et supérieur (VH), pendant l'état haut, et d'une descente linéaire en sens inverse, pendant l'état bas de la sortie du second comparateur (4100); appliquée à l'une des entrées (-) du premier compara teur (411). Appareil suivant l'une quelconque des revendications précédentes,-caractérisé par le fait que le détecteur des passages par un niveau faible de la tension du réseau alternatif (40) comporte un troisième comparateur de tension (405) alimenté sur son entrée non-inverseuse (N) par une fraction de faible niveau positif de la tension du réseau redressée et filtrée (v92j et sur son entrée inverseuse (I) par une fraction de la tension du réseau redressée à double alternance, constituée par une succession de demi-sinusodes positives, éventuellement écrêtées, le troisième comparateur (405) fournissant sur sa sortie réunie à l'entrée d'horloge (CK) du basculeur bistable (460) une succession d'impulsions positives dont la fréquence est égale au double de celle du réseau alternatif et dont les fronts de montée et de descente respectives précédent et suivent de peu les passages par zéro de la tension du réseau.