FR 2440079 A1 19800523 FR 7926163 A 19791022 Les éléments à transfert de charges (appelés ci-après CTD) peuvent être considérés comme possédant trois parties fonctionnelles, savoir : une partie entrée de signal, où un courant de signal est appliqué à 11 élément pour transformer un tel signal en un paquet de charges ; une partie transfert, possédant une pluralité d'étages où le paquet de charges, ou bien une partie exacte de celui-ci, est transféré d'étage en étage ; et une partie de lecture, de sortie ou d'analyse, où le paquet de charges est converti en un signal électrique qui est une représentation de ce paquet de charges. La fréquence de fonctionnement des éléments de transfert de charges est limitée par la vitesse de fonctionnement des parties ou structures d'entrée et de sortie. Jusqu'ici, plusieurs opérations de synchronisation sur un transistor MOS unique étaient utilisées pour mesurer les paquets de charges analogiques venus de la partie entrée dans un étage de transfert ou puits de potentiel. Les secondes opérations de synchronisation limitaient la bande passante maximale de l'information en sus de la limitation due à la bande passante possible avec une injection ou attaque utilisant une seule opération. L'utilisation d'un transistor MOS à injection unique, cependant, présente des non-uniformités de seuil et une susceptibilité 8 la réduction de la bande passante due à des effets parasites. De façon inhérente, les éléments à transfert de charge ne ps= vent accepter que des courants très faibles. Spécifiquement, la capacité de traitement d'un élément à grande vitesse se traire dans la zone des cent microampères ; et la génération d'un ni- veau de courant aussi faible, à de hautes fréquences B travers des lignes B haute impédance est difficile et sensible aux cea- rants induits de bruit par couplage par capacité, et aux courants de fuite accrus par des tensions décalées. Un signal d'entrée de niveau plus élevé appliqué à une telle structure d'entrée pr senterait une meilleure immunité au bruit que les immunitésignaux à bas niveau d'entrée.De tels signaux d'entrée à niveaux plus élevés, cependant, sont généralement trop importants pour les éléments à transfert de charge en ce que les puits de potentiel se sat*- rent sous la charge. Ainsi, il est souhaitable de créer une structure d'entrée de signal pour un élément à couplage de charges qui relève l'entrée des signaux de haute fréquence et le rapport signal bruit du signal d'entrée. La partie signal doit comprendre seulement une unique étape sans circuits additionnels de synchronisation d'en- trée afin de maximaliser la bande passante du signal d'entrée Il est souhaitable également que le niveau du signal d'entrée soit suffisamment élevé pour assurer une meilleure immunité au bruit et que le niveau de courant soit suffisamment bas pour la mesure des paquets de charges, pour le couplage ou-injection dans la partie transfert ou à registre k décalage.De plus, la structure d'entrée doit avoir une faible impédance d'entrée de façon qu'elle soit moins sensible à la réduction de la bande passante par les capacités parasites. Jusqu'ici, en ce qui concerne la structure ou partie lecture pour sortie, l'élément k transfert de charges utilisait un am- plificateur à électrode de commande flottante et un commutate de remise k 11 état initial, qui nécessitaient plusieurs opEra- tions de synchronisation pour former un signal électrique à partir d'un paquet de charges.Les opérations de synchronisation nécessitaient des circuits additionnels et un fonctionnement à haute vitesse diminuée parce que la bande passante du signal de commande du circuit de sortie, nécessaire pour un fonctionnement satisfaisant se montait à plusieurs fois la bande passante du signal de sortie, afin de permettre les multiples opérations nécessaires pour reconstruire le signal à partir du paquet de charges, De même, le bruit associé avec la bande passante plus large accroissait la contribution de bruit au signal de sortie. L'invention a pour objet principal de créer une partie ou structure de lecture pour sortie qui puisse être non destructive par rapport aux paquets de charges. L'invention consiste, de façon générale, en un élément à transfert de charges comprenant : un corps de matériau semi-conducteur avec un canal de matériau également semi-conducteur recouvrant ce corps ; élément caractérisé par un transistor à effet de champ ayant des zones de drain et de sources disposées en série dans la direction du courant des charges dans le canal à puits de potentiel, de façon à analyser la conductivité du transistor en réponse aux paquets de charges se trouvant dans le canal aux puits de potentiel. L'invention crée un élément à transfert de charges ayant une partie lecture pour sortie disposée dans le canal de cet élément à transfert de charges avec des moyens pour analyser la valeur analogique ou la quantité de charge dans le paquet de charges dans le canal situé en-dessous de la partie lecture pour sortie. Plus spécifiquement, selon l'invention, on réalise un élément à transfert de charges ayant une partie lecture pour sortie incorporée dans le canal des paquets de charges, qui comporte un transistor à effet de champ ayant ses zones de drain, de canal et de source, orientées transversalement à la direction du courant des charges, c'est-à-dire chacune des zones qui sont soit en amont soit en aval d'autres zones suivant la direction du courant des charges. Précisément, et en accord avec un mode de réalisation selon l'invention, la partie lecture de sortie de l'élément de transfert de charges comprend un transistor à effet de champ k appauvrissement à canal P incorporé dans le canal des paquets de charges ayant son drain, son canal et sa source orientés transversalement à la direction du courant des charges. Des arrêts de canal limitent la largeur du transistor à effet de champ à canal P d'analyse et confinent le signal dans les étages de transfert pour le faire écouler sous le transistor à effet de champ d'analyse. Une charge s'écoulant dans le canal des paquets de charges passe sous le transistor à effet de champ d'analyse et module la conductivité de ce transistor à effet de champ.La modulation est effectuée lorsque la charge de signal située sous le transistor à effet de champ d'analyse module la largeur d'appauvrissement à la jonction PN formée par le transistor à effet de champ d'analyse et la couche épitaxiale de type N du canal de transfert de charges, modulant de ce fait la conductivité ou la largeur du canal de transistor. La modulation de la conductivité des transistors à effet de champ d'analyse par une charge de signal s'écoulant dans le canal des paquets de charge est invariante et ne consomme pas le paquet de charges du signal de modulation. Une telle structure de lecture pour sortie peut être soit destructive, soit non destructive par rapport au paquet de charges situé dans le canal0 Sous un autre aspect, l'invention comporte un élément à transfert de charges ayant une partie d'entrée et une partie de lecture pour sortie, perfectionnées, séparées par un ou plusieurs étages de transfert où le canal à puits de potentiel est commun aux deux parties, celle d'entrée de signal et celle de lecture pour sortie de l'élément. La partie entrée de signal comporte un transistor bipolaire ayant une partie collecteur adjacente à un puits de potentiel et en formant une part.La partie base d'un tel transistor bipolaire comporte des moyens pour appliquer un potentiel continu de polarisation sur sa base, et la partie émetteur du transistor possède des moyens pour recevoir le signal d'entrée et pour développer un paquet de charges dans le canal. La partie lecture pour sortie comporte un transistor à effet de champ à appauvrissement à canal P avec son drain, son canal et sa source orientés transversalement à la direction du courant des charges dans le canal à puits de potentiel. Une charge s'écoulant dans ce canal à puits de potentiel passe sous le transistor à effet de champ d'analyse et module la conductivité du canal du transistor. La modulation de la conductivité du transistor par la charge de signal s'écoulant dans le canal des paquets de charge est invariante et ne consomme pas le paquet de charges du signal de modulation. L'invention sera plus aisément comprise d'après la description d'un mode de réalisation préféré représenté, å titre d'exemple, sur les dessins annexés dans lesquels - la figure 1 est un schéma illustrant l'agencement typique des sections de signal d'entrée, des portes de transfert et de lecture qui peuvent être utilisés selon l'invention ;; - la figure 2 est une vue en plan partielle d'un circuit k cou plage de charge pour illustrer la partie d'entrée et les se condes portes de transfert pour faciliter le couplage entre la partie d'entrée et les étages de transfert en accord avec un mode de réalisation selon l'invention - la figure 3 est une coupe prise suivant la ligne III-III de la figure 2 et en regardant suivant la direction des flèches 3 - la figure 4 est une coupe prise suivant les lignes IV-IV de la figure 2 ; la figure 5 est une coupe prise suivant les lignes V-V de la figure 2 et en regardant les flèches ;; la figure 6 est une vue partielle d'un autre mode de réalisa~ tion selon l'invention qui peut être substitué à cette partie de la figure 2 se trouvant à l'intérieur des lignes à traits interrompus alternativement longs et courts ; la figure 7 est une coupe similaire à celle représentée sur la figure 2 excepté que le circuit en est construit sur une surface de base planar avec des dispositifs du type MOS et qu'elle illustre en détail une liaison typique des divers transistors d'entrée pour un fonctionnement typique ; la figure 8 est une vue partielle à l'intérieur des lignes interrompues de la figure 7 pour représenter un autre mode de réalisation encore selon l'invention pour cette partie et toutes autres semblables à elle ;; la figure 9 est un plan partiel d'un élément à transfert de charges selon un mode de réalisation de l'invention pour il lustrer la partie lecture d'un tel élément ; la figure 10 est une coupe partielle d'une partie de l'élément de la figure 9 prise selon la ligne XI-XI et en regardant dans la direction des flèches ; et, la figure 11 illustre un autre mode de réalisation selon l'invention de la partie de l'élément à transfert de charges des figures 9 et 10. En utilisant le terme "élément à transfert de charge" ci-après par son abréviation anglaise CTD, on comprend qu'il englobe les circuits à couplage de charges (par abbréviation : CCD), les éléments à chapelet (par abbéviation : BBD) et autres éléments qui possèdent des parties d'entrée pour former des paquets de charges et lire pour sortie les valeurs analogiques ou numériques de tels paquets de charges, à l'exception des éléments photosensibles qui, naturellement, dans bien des cas ne nécessitent pas une partie d'entrée. Le terme CCD tel qu'utilisé ici est compris comme incluant à la fois les types de dispositifs à canal de surface et à canal dans la masse.Le terme canal de surface est censé comprendre ces dispositifs où les charges se déplacent entre un corps semi-conducteur et le diélectrique le recouvrant, Dans le type de CCD à canal dans la masse, ce terme comprend les dispositifs où les charges se déplacent à l'intérieur du corps semi-conducteur. Le terme canal dans la masse (CCD) est censé comprendre à la fois ceux qui ont un canal mince et un canal profond, c'est-à-dire plus profond que 1 micron. Parmi les dispositifs à canal mince se trouvent ceux comprenant les CCD désignés comme "à canal enterre ou à canal dans la masse. Les CCD k canal profond comprenant le type connu comme Dispositif pérystaltique". On compte que les dispositifs selon 11 invention procureront de la simplicité dans la structure et fonctionneront également aussi bien, sans égard au type particulier de CTD.Cependant, la description de l'invention inclut le type de CCD à canal dans la masse et, plus particulièrement, le CCD connu comme type pérystaltiques et montre des caractéristiques à haute vitesse. il est sous-entendu que la structure particulière selon la présente invention est aussi avantageuse dans la construction de tout type de CCD, BBD ou autre type de CTD ; et les divers dispositifs CTD décrits ici peuvent être fabriqués de manière classique utilisant les techniques connues de la diffusion, de l'implantation et de l'épitaxie0 En se reportant à la figure 1, un dispositif CCD généralement désigné par 10 comporte une partie d'entrée de signaux 11 pour y injecter et y transformer le signal en un paquet de charges d'une valeur analogique prédéterminée ; il comporte aussi une partie 12 de transfert de charges ou registre à décalage qui comporte des étages T1, T2 et T3 pour mémoriser et transférer un tel paquet de charges. Les puits de potentiel situés sous les portes désignées par G1, G2 et G3 (figure 3) sont utilisés pour faciliter le couplage entre l'étage de transfert 12 et l'étage d'entrée 11. Une partie sortie 13 est représentée entre l'étage de transfert T3 et l'étage T4 pour illustrer l'agencement de la partie 13 de lecture non destructive en accord avec l'invention. On doit noter que sur le côté à droite de la partie 13 de lecture , d'après la figure, il peut se trouver une section de transfert 14 qui continue à transférer des charges à des étages de transfert subséquents T4, T5, TN utilisant de ce fait les capacités de sorties non destructives selon 1 'inven- tion.Une autre partie de sortie 15 qui est similaire à la partie de sortie 12 peut être jointive au dernier étage de transfert TN et peut être utilisée selon l'invention comme partie de lecture destructive. Comme mentionné précédemment, il est sousentendu que la figure 1 peut représenter tout type de dispositif selon l'invention qui comporte une partie lecture pour sortie et une partie transfert de charges ; ou bien une partie transfert de charges et une partie lecture pour sortie ou, à la fois, la partie entrée de signal, la partie transfert et la partie lecture pour sortie ou différentes combinaisons de ces parties pour former une structure avec plusieurs parties entrée et plusieurs parties sortie. En se reportant aux figures 2 et 3, la partie 11 de la figure 1 est représentée en détail. Pour les besoins de l'illustration et par souci de clarté, le diélectrique et les connexions métalliques ont été omis sur la vue en plan de la figure 2. Ces figures représentent l'entrée et une portion de la structure de transfert qui est fabriquée selon ce qui est dénommé un décapage anisotropique dans lequel le décapage du substrat se produit à des vitesses différentes pour créer une surface non plane.Le substrat 20 peut être formé de tout matériau semiconducteur tel que du silicium ou de l'arséniure de gallium, par exemple, et peut être d'une épaisseur de 0,33 mm par exemple, Dans ce substrat 20 se trouve une partie en canal 21 qui est dopée avec une impureté de type N et peut être n'importe où d'une profondeur de 1 à 5 microns pour former les canaux à puits de potentiel sous les portes G1, G2 et G3, aussi bien que la partie collecteur pour un premier transistor 22 quelquefois appelé d'injection (ou de couplage). La largeur des puits de potentiel, pour un CCD péristaltique à haute vitesse peut être de l'ordre de 200 microns, par exemple. Pour un CTD à canal enterré, un tel dopage avec l'impureté de type N peut être partout constant ou uniforme. Cependant, pour un dispositif du type péristaltique, le dopage n'est pas constant mais gradué, et la densité des impuretés s'accroît vers la partie de diélectrique 23 adjacente à la surface. Un second transistor 24 qui peut être appelé transistor de séparation possède une base 25 formée avec une impureté de type g qui est commune aussi à une partie base 26 du premier transistor 22. Les régions de la base 25 peuvent avoir une épaisseur de un à deux microns pour le fonctionnement à grande vitesse. Les transistors 22 et 24 ont chacun une partie émetteur 27 et 28 qui peuvent être approximativement d'une largeur de quatre microns et connectées l'une à l'autre par des conducteurs 29 comme représenté sur la figure 2.La partie collecteur du premier transistor 22 est commune avec la partie en canal 21 ; et, le transistor de séparation ou transistor miroir 24 possède une partie collecteur 30 formée d'une impureté de type N qui peut être épaisse, de 1 à 5 microns, par exemple. Afin de réaliser le contact ohmique avec la partie métallique 31 en contact avec le matériau de la base, une région P 32 est formée au-dessous du contact 31o De façon similaire, la partie collecteur 30 du transistor 24 possède une partie N 33 pour le contact ohmique avec la connexion 34. Les contacts d'émetteur 35 et 36 des transistors 22 et 24 sont connectés par une ligne 37 à une source d'un signal à courant alternatif 38 à travers un condensateur 40 et à une source à courant continu à travers une résistance 41.La borne de base commune 31 des transistors 22 et 24 est connectée au collecteur 30 du transistor 24 à travers une ligne 34 à un potentiel continu qui est plus positif que le potentiel continu appliqué aux bornes d'émetteur 35 et 36. Un courant normal qui peut être appliqué à la source à courant continu à travers la résistance 41 peut être de 2 milliampères, par exemple. Une région dopée avec une impureté de type P+ de référence 42 est en contact avec la partie de base commune 25 et sert à court-circuiter la base sur la partie collecteur au transistor 24, ce qui assure que le potentiel de jonction base-émetteur est engendré par le courant circulant k travers le transistor de séparation et est identique dans les deux transistors 22 et 24.Un anneau de fuite 44 d'un matériau dopé en N+ est formé pour réduire le courant de fuite dans les puits du CTD et provenant de la périphérie du dispositif CTD tout entier. La surface de la jonction base-émetteur du transistor 22 est dans un certain rapport avec la surface de la jonction baseémetteur du transistor 24. Le courant qui est injecté dans le contact d'émetteur en 37 est divisé entre les transistors 22 et 24 en accord avec les surfaces proportionnées de jonction baseémetteur du premier transistor et d'un ou davantage des seconds transistors.Dans le cas où un rapport important est souhaité, c'est-k-dire que la surface de la jonction base-émetteur des transistors de séparation est notablement plus grande qu'une jonction émetteur-base du transistor 22, un autre transistor de séparation 45 (voir figure 2) peut être formé pour donner la surface additionnelles Ce transistor est conformé de façon similaire au transistor 24 et comporte une partie émetteur 281, une partie base 25', commune avec la partie de base 26 du transistor 22, une partie collecteur 30' et une partie 33' qui est court-circuitée sur une zone P+ 42' de façon similaire que pour le transistor 24.Les zones d'émetteur, de base et de collecteur du transistor 45 sont connectées aux zones d'émetteur, de base et de collecteur, respectivement, du transistor 24 ce qui en effet accroît la surface de jonction base-émetteur, accroissant de ce fait le rapport entre les seconds transistors ou transistors de séparation et le premier transistor ou transistor dtin- jection.Bien que la vue en plan de la figure 2 représente deux de ces seconds transistors ou transistors de séparation 24 et 45, il est sous-entendu qu'un seul de tels transistors ou plus de deux peuvent être utilisés en fonction du rapport souhaité des jonctions base-émetteur pour effectuer la division en fractions du signal d'entrée, En se reportant aux figures 4 et 5, qui représentent des coupes comme indiqué précédemment et portent les mêmes références, la figure 4 représente aussi l'arrêt de canal ou isolement 44 aux extrémités opposées de chacun des puits de potentiel situés audessous des portes G1, G2 ou G3 (figures 2 et 3) afin de confiner ces puits de potentiel à l'intérieur de la région de canal ménagée. Les portes G ou les portes pour les étages de transfert T (figure 1) peuvent être épaisses d'un micron, par exemple.La partie diélectrique 23 (figure 3) peut être plus épaisse, par exemple de 0,1 à 1 micron. En se reportant à la figure 6, une vue partielle du second transistor ou transistor de séparation 24 est représentée et correspond à cette partie du dispositif d'entrée situé à l'intérieur des lignes discontinues de la figure 30 Si désiré, le transistor 24 peut avoir une partie collecteur enterrée 50, dopée avec des impuretés N+ recouvrant la surface de substrat P 20. Un tel collecteur enterré est disposé sous la partie collecteur N+ 33 et peut être large de quarante microns, par exemple, comme on le voit sur la figure 6 ; et, si désiré, peut être étendu en profondeur pour se mélanger avec la partie N 33 comme noté à l'aide des lignes interrompues 51.Cet agencement de la figure 6 diminue la résistance du collecteur et améliore la réponse en fréquence, La figure 7 représente essentiellement le même dispositif que décrit en liaison avec les figures 1 à 6, excepté qu'il est fabriqué dans un sens planar. Dans ce mode de réalisation, de même que dans ceux décrits auparavant, le dispositif possède une base semi-conductrice qui peut être du silicium ou de l'arséniure de gallium qui est dopé avec une impureté de type P, de référence 35, la zone du canal k puits de potentiel est dopée avec une impureté de type N et porte la référence 560 A l'intérieur du canal se trouve un premier transistor MOS 57 qui possède une source à impureté de type N+ 58 et un corps 59 d'impureté de type P.Ce corps 59 présente une zone de diffusion à impureté P+ 60 pour faciliter le contact ohmique avec son connecteur mécanique 61. Une partie 62 à impureté P+ est utilisée pour isoler le transistor 57 d'un transistor de séparation 630 Les transistors 57 et 63 peuvent être des transistors MOS qui sont connus de façon classique comme des transistors NOS à double diffusion où plus d'un dopant est diffusé dans la même région. Le transistor de séparation 63 possède une source d'entrée d'impureté N 68 et une partie de type P-65. Une impureté 66 de type P+ est utilisée pour faire le contact ohmique avec une ligne 67. Le transistor 63 a aussi une partie en drain d'impureté N+ 64 qui constitue le drain ou collecteur d'un tel transistor.Chacun des transistors a une porte ou électrode qui est reliée en commun de façon similaire aux prdifebase ccznmune des transistors bipolaires précédemment décrits. Le noeud ou connexion de porte pour le transistor 57 est repéré par 69 tandis que les noeuds de porte pour le transistor 63 portent la référence 70. Les noeuds de porte sont reliés l'un à l'autre de façon similaire aux bases citées en liaison avec la description des figures 1 à 5 pour former un noeud unique similaire à celui du mode de réalisation bipolaire. De façon similaire, toutes les sources des transistors 57 et 63 qui assurent la même fonction que les émetteurs décrits en liaison avec le précédent mode de réalisation sont en commun, le drain du transistor 57 est en commun avec la partie en canal 56 de façon similaire au mode de réalisation précédent tandis que les par ties du drain du transistor 63 sont connectées et à leur tour reliées aux noeuds 71, 70.Le fractionnement du courant d'entrée entre le premier transistor 57 et le second transistor ou transistor de séparation 63 est déterminé par le rapport de la largeur des canaux dans le corps du premier transistor 57 et des seconds transistors respectifs 63 et 72. La largeur du canal est cette dimension qui est orthogonale au plan de surface du dessin, ou en d'autres termes traverse le papier, La longueur du canal est cette dimension entre source et drain de chaque transistor respectif. Bien que le bas des corps de type P#59, 65 des transistors 57, 63 soit représenté écarté de la base de type P-55 dans le canal N 56,le fonctionnement du dispositif n'apparaît pas être dangereusement affecté si de tels corps 59 ou 65 étaient étendus jusqu's un contact réel avec la partie P de la base 55.Les dimensions des diverses couches peuvent être similaires à celles décrites en liaison avec les figures 2 à 50 Similaire à la réalisation décrite en référence aux figures 2 à b, un autre transistor de séparation tel que 72 peut être utilisé pour obtenir un plus grand rapport de largeur de canal du transistor afin de diriger une partie plus faible du fractionnement du courant d'entrée dans le puits de potentiel, Ce transistor 72 possède une partie corps, d'impureté de type P 73, une source d'impureté N+ 74, et une partie drain 99 qui est commune avec la partie drain 64 du transistor 63, et est en contact distinct à travers une impureté de type N+ 75.Le transistor 72 possède une partie porte 76 qui est reliée aux parties porte de tous les autres transistors 57 et 63 et aux parties drain 64, 99 et 75 à travers les régions d'impureté N+ 64, 75 et 99 des transistors de séparation 63 et 720 La partie de corps 59 du transistor 57 adjacente au puits de potentiel du dessous de la porte G1, partie qui est étroite par rapport aux autres dimensions et qui est désignée par la flèche 77 afin que la charge se déplace de façon rapide vers le puits de potentiel du dessous de la porte GI. La partie P+ 78 est une zone d'isole ment et les parties hachurées 79 et 62 représentent l'isolation recouvrant le corps du dispositif avec les fenêtres appropriées pour les connexions à ce dernier.Bien que la figure 7 représente un type de structure planar avec une configuration à transistors MOS pour la structure d'entrée en accord avec un mode de réalisation selon l'invention, il doit être entendu qu'une telle fabrication planar peut être utilisée avec le mode de réalisation à transistors bipolaires décrit en liaison avec les figures 2 k 6. Bien que la figure 7 illustre la structure d'entrée avec un transistor NOS à double diffusion, des transistors classiques MOS peuvent aussi être utilisés. En se reportant à la figure 8, une représentation partielle de cette partie du dispositif situé à l'intérieur des cadres k traits alternés de la figure 7 peut autre remplacée par une partie avec des transistors à effet de champ du type à jonction (par abrégé JET). Dans cette variante, la seule différence est que les parties porte du MOS telles que 70 de la figure 7 sont en contact direct de jonction avec une zone d'impureté P+ 80 ; une telle partie porte étant désignée par la référence 70' sur la figure 8. Les zones N+ de références 68 et 64 sont simplement représentatives des portes N+ à l'intérieur des autres lignes à traits interrompus de la figure 7. L'incorporation du ou des transistors de séparation des figures 2 à 6, 7 et 8 dans la structure d'entrée surmonte la difficulté de réaliser une interface d'une telle structure d'entrée avec les sources extérieures de courant, Le rapport entre le courant pour un ou plus des seconds transistors ou de séparation, courant dépendant du nombre qui en sera utilisé, et le courant dans le premier transistor ou transistor d'injection, est proportionnel aux surfaces des jonctions de base émetteur de tels transistors dans le cas des transistors bipolaires et à la largeur du canal dans le cas du MOS comme mentionné précédemment parce que les tensions base émetteur ou porte source sont égales à la fois pour le premier et les seconds transistors.Le transistor latéral à base commune et son transistor de séparation ou, dans le cas des transistors MOS la porte commune, peuvent être fabriqués en employant les techniques de double diffusion comme mentionné précédemment pour obtenir la largeur de base très étroite de moins 1 micron. La largeur de base 77 comme mentionné en liaison avec la figure 7 doit être plus faible près du collecteur virtuel (bi-polaire) ou de la partie drain (MOS) donnant une situation où le courant injecté dans l'émetteur ou la source pénètre de préférence dans la partie collecteur ou la partie drain par la voie de la zone de base étroite 77. Une polarisation sur la première porte GI produit un collecteur virtuel réalisant, de ce fait, une structure d'entrée où le collecteur du transistor bipolaire ou le drain d'un MOS est une partie du canal à puits de potentiel.Une telle configuration se traduit par une vitesse d'injection plus élevée en raison de ce que la durée de transport de la charge à travers le collecteur ou le drain est éliminée en rendant ce collecteur ou drain, le premier puits de maintien de potentiel du CTD, La porte G2 et/ou G3 peut être utilisée comme une porte d'injection ou peut être connectée à une des horloges de transfert de puits de potentiel ou de registres de décalage avec un mode de synchronisation à deux phases, ou à une phase et demi comme il est bien connu de l'homme de l'art.La quantité de charge injectée dans le puits de maintien du collecteur virtuel dépend de la valeur du courant d' entrée qui est dirigé dans un tel puits et du temps du puits d'horloge ou d'intégration0 On préfère appliquer le signal d'entrée en appliquant une tension continue via la résistance 41 aux noeuds d'émetteur et un signal de modulation en courant alternatifparle condensateur 40 comme décrit en liaison avec les figures 2 et 3. Le courant injecté est alors divisé entre le premier transistor et un ou plus des seconds transistors ou transistors de séparation. La division précise du courant qui se produit procure deux avantages principaux, savoir la réduction des effets nuisibles sur la bande passante causés par la capacité parasite et réduction de la difficulté de couplage entre le disposiU! CTD et une source de signal d'entrée. Comme la structure d'entrée agit comme un transformateur d'intensité ; un faible courant d'entrée dans l'élément à transfert de charges peut être maintenu bien même qu'un courant d'entrée plus important soit injecté en appliquant un signal d'entrée plus élevé à travers une impédance en série plus faible, donnant de ce fait une bande passante plus large. Couramment, une surface de jonction émetteur base (pour le mode de réalisation à transistor bipolaire) peut etre rendue plus petite que 100 pm par 4 > im (100 x 4 millièmes de mm), tandis que la surface de jonction du ou des transistors de séparation peut être établie à 400 um x 16 pu, se traduisant par une atténuation en courant de 16:10 L'effet du ou des transistors de séparation est de réduire l'impédance d'entrée au noeud des émetteurs et de réduire l'effet des capacités parasites.De là, pour une résistance série de 1 kilohm avec une capacité parasite inférieure à 1,5 picofarads, une bande passante d'entrée de 100 mégahertz, des niveaux de signal d'entrée inférieurs à 260 millivolts peuvent être obtenus, Bien que, selon l'invention, on escompte que la partie d'entrée du dispositif CTD puisse etre constituée uniquement du premier transistor bipolaire avec son collecteur ou drain formant une partie du canal du premier puits de potentiel, l'utilisation du ou des transistors de séparation comme précédemment décrit rend possible une bande passante d'entrée de signal plus large comparée à la structure d'entrée avec juste l'unique transistor bipolaire.Par exemple, si la vitesse de fonctionnement pour un transistor bipolaire à base commune avec le transistor de séparation selon l'invention est calculée, une telle vitesse de fonctionnement est déterminée par trois domaines, savoir : la réponse en fréquence de l'émetteur, le temps de transit à la base, le temps de transit au collecteur. La réponse de fréquence de l'émetteur représente la vitesse avec laquelle la tension base émetteur peut varier pour admettre un signal de courant d'entrée, variable. Une expression simple pour la réponse en fréquence de l'émetteur (fe) est donnée par la conductance de transfert (gm) divisée par la capacité totale (CT) au noeud d'émetteurs multipliée par 2 I#L; c'est-à-dire Be = gm/2 t CT. La capacité CT est la somme de : la capacité de la jonction émetteur-base du transistor d'entrée bipolaire (CB) et de son miroir ou séparation (CM) et de la capacité parasite Cp. On doit noter que les capacités CM et Cg sont proportionnelles l'une à l'autre (comme les courants circulant respectivement dans le transistor de séparation et dans le transistor d'entrée bipolaire, par les surfaces de jonction émetteur base).En restant dans la généralité, on supposera qu'une proportionnalité constante déterminée par le rapport de la surface de jonction soit de 25. De là, le courant d'entrée du CCD : ICCD sera de 25 fois plus petit que le courant de séparation IM. En substituant leurs expressions à gm et CT on obtient ltexpression suivante De façon claire, l'effet de la capacité parasite (Cp) sur la bande passante d'entrée au noeud d'émetteurs est réduite de vingt six fois, nombre qui est égal à la division de courant du signal d'entrée par la structure d'entrée bipolaire. D'où pour un courant d'entrée de CCD de 10 > i À, une surface d'émetteur de 10 pu par 10 pm, une base dopée avec iO16 atomes de Bore au cm3 et une concentration d'émetteur supérieure à 1018 atomes d'arsenic au cm3 on obtient pour la réponse en fréquence de l'émet- teur fe = 1,14 x 109 Hzo Cette importante réponse en fréquence est due principalement à une réduction de vingt six fois de la capacité parasite, Si la capacité parasite n'était pas réduite, la fréquence de réponse de fonctionnement de l'émetteur serait égale à 1,53 x 108 Hz.En conséquence, la durée de transit équivalente pour la zone d'émetteur est de 0,88 x 10-9 secondes, Utilisant l'équation de diffusion, on calculera la durée de transit de la base, t3 = 2W2/2,43Dg, pour une largeur de base W de 1 pm et 21 cm2/s pour la constante de diffusion (Dg), on obtient 1,25 x 10-9 secondes de durée de transit à travers la base. Continuant les calculs pour la durée de transit à travers un collecteur virtuel de 5 > 1m, tc LC/vss on obtient 2,6 x 10-10 secondes comme durée minimale nécessaire pour transporter les électrons à travers le collecteur, avec une vitesse de saturation de 6 x 106/s pour les électrons.En faisant la somme de toutes les durées de transit (émetteur, base et collecteur), on obtient une réponse de fréquence d'entrée de 418 > 1Hz pour le circuit d'entrée de séparation bipolaire. De façon claire, la limitation de la fréquence d'injection de signal d'entrée est supérieure à 100 MHz et est limitée par la résistance d'entrée en série et sa capacité shunt. Avec des précautions supplémentaires, la capacité de 1,Spf shuntant la résistance d'entrée peut être réduite, réalisant des améliorations supplémentaires de la bande passante d'injection du CTD. En se reportant aux figures 9 et 10, leurs vues partielles représentent cette partie de la structure du CTD qui comporte la partie lecture pour sortie 13 et les étages de transfert adjacents 12. Similaire à la partie d'entrée et à l'étage de transfert, la partie sortie du dispositif possède un substrat 100 qui peut être constitué de silicium ou d'arséniure de silicium, par exemple, ou bien être de la même profondeur ou de la même épaisseur à titre de variante. Recouvrant cette partie substrat 100 se trouve une partie canal 101 dans laquelle résident les puits de potentiel de la partie transfert du dispositif et la partie lecture pour sortie0 Le canal 101 est un matériau de type N qui peut être diffusé ou implanté en ions dans la structure de base d'une manière classique bien connue.L'épaisseur du canal 101 peut être,de meme que les autres parties du dispositif, de l'ordre de 1 à z microns. Recouvrant la partie canal 101 se trouve une matière diélectrique de référence 102 qui est similaire d'épaisseur aux parties précédemment décrites du dispositif. Comme mentionné précédemment, les parties du canal situées au-dessous des portes G3 et G4, comme représenté sur la figure 10, constituent chacune un puits de potentiel. La direction du courant des paquets de charge est indiquée par une flèche 103. Entre les étages de transfert contenant les portes G3 et G4 se trouve située une partie lecture pour sortie lorsqu'elle est utilisée d'une manière non destructive. Pour une application destructive de la partie lecture, la charge est dratnée dans le mode à courant continu, comme représenté sur la figure 11, à travers la diffusion N 135.Le transistor 104 possède une partie drain 105 constituée par une matière P+ d'une épaisseur de un micron ou moins qui est diffusée ou enchassée d'autre manière dans le canal h 1010 Ce transistor 104 possède une partie source 106 qui est aussi formée par une matière P+. les parties métalliques 107 et 108 assurent la connexion à un circuit externe approprié. Intermédiaire entre les parties source et drain 105 et 106 se trouve une partie canal 110 qui est constituée d'une impureté de type P qui peut être diffusée ou dopée d'autre manière dans le canal N 101. Bien que ce ne soit pas nécessaire pour le fonctionnement correct selon l'invention sous certaines circonstances, il est préférable que les profondeurs des diffusions de la source, du drain et du canal 105, 106 et 110, respectivement, soient approximativement les mêmes, afin que le profil de potentiel de la charge puisse être établi de telle façon que soit favorisé le transfert de la charge d'en dessous le transistor de lecture pour sortie jusqu'au prochain étage de transfert une fois que la lecture pour sortie est survenue. Pour une lecture non destructive, il est préférable aussi de placer le transistor à l'intérieur du canal 101 de telle sorte que la partie drain 105 soit adjacente à la direction de laquelle s'écoulent les paquets de charge tandis que la partie source 106 qui est séparée par le canal 110 est positionnée en dehors de la direction de laquelle s'écoulent les paquets de charge. Ceci, de nouveau, pour profiler le puits de potentiel dans lequel réside le paquet de charges pendant la lecture. Ceci est fait pour faciliter le transfert des charges hors du puits de lecture pour sortie situé sous le transistor 104 vers étage suivant tel que T4, par exemple (voir figure 1) pour un transfert suivant ou une lecture pour sortie suivante, en fonction du cas.La longueur ou distance de chacune des zones P+ suivant la direction d'écoulement des paquets de charges peut être de l'ordre de 5 microns, par exemple. Une borne métallique 111 recouvre le matériau diélectrique 102 pour être connectée à une polarisation à courant continu. Au-dessous des rectangles d'oxyde 150 et 101 de la figure 9 sur les côtés opposés des régions P+ et P- 105, 110, 106, le matériau N du canal 101 est enlevé. Des arrêts de canal 112 et 113, qui sont diffusés ou implantés d'autre façon dans la région N 101 sur les flancs opposés du canal, servent à délimiter la largeur du canal du CTD et la largeur de la partie d'analyse du canal au-dessous du transistor 104 pour confiner le paquet de charges à s'écouler sous le transistor à effet de champ 104 d'analyse de charges. Il est clair d'après les figures 9 et 10 que le drain, le canal et la source 105, 110 et 106 sont orientés transversalement à la direction d'écoulement des charges, Une charge s'écoulant dans le canal 101 au-dessous du transistor 104 module la conductivité du canal 110. La modulation correspondante est effectuée lorsque la charge du signal sous le transistor 104 module la largeur d'appauvrissement à la jonction PN formée par le transistor d'analyse à effet de champ 104 et la polarisation épi de type N de 101, modulant de ce fait la conductivité du transistor ou en d'autres termes la largeur du canal. La modulation de la conductivité du transistor par la charge de signal s'écoulant dans le canal 101 est invariante et ne consomme pas le paquet de charges du signal de modulation. La charge du signal de modulation est transportée sous le transistor d'analyse à effet de champ 104 par des impulsions d'horloge. Un circuit typique pour analyser la modulation du canal 110 peut être le circuit en cascade classique qui comporte un transistor bipolaire connecté à la borne de drain du transistor 104 et, un collecteur de celui-ci connecté à travers une résistance 153 à un potentiel négatif. La base de ce transistor est connectée à une source de courant continu plus positive que le collecteur. La source 108 est connectée à une alimentation en courant 154, au canal 101 et à la base 100 comme représenté. En se reportant de nouveau à la figure 10, deux types de portes sont incorporés aux côtés opposés du transistor 104. Les portes directement adjacentes au transistor 104 portent les références 115 et Ilb, Ces portes 115 et 116 sont utilisées pour blinder le transistor d'analyse 104 contre les impulsions d'horloge appliquées aux portes de synchronisation de références 117 et 118, respectivement.Les portes de blocage 115 et 116 sont aussi utilisées pour régler le potentiel continu du canal 101 pour faciliter le transport de charge vers et en provenance de la zone située au-dessous du transistor d'analyse 104o La porte de synchronisation en courant alternatif 117 qui précède la porte 115 dans la direction du courant des charges pousse la charge de signal sous le transistor d'analyse 104 pendant que la porte 116 suivant ce dernier bloque cette charge, confinant de ce fait la charge dans le canal 101, au-dessous du transistor 104. La charge injectée sous le transistor-à effet de champ 104 module la conductivité du canal 110 pour former un signal de sortie dépendant de la valeur analogique du paquet de charges d'en dessous le transistor. La charge est retirée de dessous le transistor 104 lorsque la porte de blocage 116 est rendue attractive par impulsion et que la porte précédente 115 est maintenue en situation de blocage. Après l'enlèvement de la charge de signal, la porte 116 est ramenée à 11 état bloquant et la porte 115 est ouverte pour laisser le paquet de charge analogique suivant pénétrer dans le puits d'analyse sous le transistor 104.L'injection et le retrait de la charge de signal du puits d'analyse sont menées à haute vitesse parce que la polarisation à courant continu sur la porte 111 et les noeuds de source et de drain du transistor de lecture 104 produisent un champ de glissement pour déplacer la charge de dessous la porte 115 et l'amener en dessous de la porte 116. Les champs limitrophes induits par la tension appliquée aux portes 115 et 116 augmentent aussi le transport de charge à l'intérieur et hors du puits d'analyse dans le canal 101 au-dessous du transistor, Le bruit minimal, s'il y en a, est associé avec cet agencement, car il nty a pas de condensateur à charger et décharger comme dans les structures de lecture pour sortie classiques. A l'exception des centres de piégeage de masse, le transport dans et hors du puits d'analyse est complet.Tout bruit associé au transistor 104 peut être réduit en accroissant le courant de repos circulant dans le canal, accroissant de ce fait la conductance de transfert et réduisant la valeur du bruit et la sensibilité du transistor à effet de champ 1040 A la figure 11, on a représenté un CTD péristaltique à canal N similaire à ce qui a été décrit à propos des figures 9 et 10 à l'exception de ce qu'il utilise un transistor à effet de champ à jonction portant la référence 120 et une porte flottante de fond constituée d'un matériau semi-conducteur situé dans le canal 101 et portant la référence 121. Sur les côtés opposés du transistor 120 se trouvent aussi deux bornes 122 et 123 pour assurer le blindage par un champ continu.Ainsi le champ de la jonction incorporée du transistor 120 possède une porte de polarisation avant de référence 124 et la polarisation de fond 121o Avec la porte avant 124, la quantité de courant continu circulant dans son canal 125 peut être commandée. Le niveau de fonctionnement de la porte de fond-flottante de la diffusion N+ peut être établi en réglant les tensions continues sur la porte de polarisation avant 124 du transistor 120 et la tension de polarisation de fond à travers la jonction épi-substrat de référence 126. Puisque la porte de fond 121 est située dans le canal à puits de potentiel, toute charge circulant dans le canal 101, de façon inhérente, se déplacera transversalement à elle et, de ce fait, modifiera son potentiel par rapport au sustrat et au canal 125 du transistor 120.Toute modification dans le potentiel de la porte N+ 121 module le courant dans le canal 125, analysant de ce fait la quantité de la charge résidant sur la porte de fond 121. La charge peut etre déposée et retirée de la porte de fond N+ 121 en appliquant des tensions de synchronisation aux portes, de référence 130 et 13t, respectivement, et en réglant le niveau du blindage par champ continu par les connexions aux bornes 122 et 123 pour faciliter le transport de charge. Lorsqu'un potentiel continu est maintenu sur les portes de blindage par champ, les transitoires d'horloge engendrés par les portes 130 et 131, respectivement, sont découplés de façon notable du transistor 120 se traduisant par un signal plus clair.La remise à l'état initial de 12 porte de fond flottante 121 est réalisée automatiquement lorsque la charge de signal est enlevée par impulsion sur les portes de synchronisation 130 et 131 situées sur les côtés opposés du transistor 120. De fa çon similaire, la charge est placée sur la porte de fond flottante 121 par les portes de synchronisation 130 précédant le transistor 120 dans la région d'où provient le courant de charge et suivant la direction dans laquelle il circule dans le sens indiqué par la flèche 132. L'orientation des régions P+ 133 et 134 représentant les zones de source et de drain, aussi bien que le canal 125 sont orientés de la même manière que les zones correspondantes 105, 106 et 110 du transistor 104 décrit en connexion avec les figures 9 et 100 La surface de la porte de fond flottante 121 est de préférence co-extensive avec la surface totale des zones P+, P- et P+ 133, 125 et 134, respectivement, du transistor 120. La largeur du canal 125 est celle de la zone qui s'étend de haut en bas, telle qu'on la voit sur la figure 9o Pour l'agencement décrit en liaison avec la figure 11, l'orientation des zones de drain et de source peut être inversée par rapport à la direction de circulation des paquets de charge. Bien que l'inclusion de la sous-diffusion N+ 121 puisse diminuer la vitesse de fonctionnement, elle tend à se traduire par une analyse plus linéaire de la charge dans les puits de potentiel. Si désiré, une diffusion N+, ou autre implantation de référence 135 peut être incorporée dans le canal dans une position appropriée avec un courant continu amené pour la destruction du paquet de charges après la lecture pour sortie. Un tel agencement peut être utilisé aussi en relation avec le mode de réalisation représenté aux figures 9 et 10 si désiré. On doit comprendre aussi que l'agencement de synchronisation représenté en relation avec les figures 9 et 10 peut être utilisé avec le transistor à effet de champ à jonction 120 et la porte de fond flottante 121o De même, le circuit d'analyse de la modulation peut être similaire à celui représenté sur la figure 10. Bien qu'il y ait divers types de matériau semi-conducteur, les dopants sont spécifiquement représentés pour une polarité particulière, mais naturellement de telles polarités peuvent être inversées, REVENDICATIONS 1. Elément à transfert de charges comprenant :un corps de matériau semi-conducteur avec un canal de matériau également semi-conducteur recouvrant ce corps ; élément caractérisé par un transistor à effet de champ (120) ayant des zones de drain (133) et de sources (134) disposées en série dans la direction du courant des charges dans le canal à puits de potentiel (101), de façon à analyser la conductivité du transistor en réponse aux paquets de charge se trouvant dans le canal aux puits de potentiel0 2.Elément selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un transistor bipolaire d'injection (22) est disposé de façon adjacente à une extrémité du canal à puits de potentiel pour appliquer un signal d'entrée à la zone émetteur (27), la zone collecteur (21) étant commune avec le canal à puits de potentiel, pour appliquer le signal d'entrée pour former un paquet de charges dans le puits-de potentiel0 3. Elément selon la revendication 1, caractérisé en ce que des portes de synchronisation sont disposées sur les côtés opposés du transistor à effet de champ pour transférer les paquets de charges d'un puits de potentiel situé d'un côté du transistor à la partie du canal à puits de potentiel située sous le transistor à effet de champ. 4o Elément selon la revendication 3, caractérisé en ce que des portes de blocage sont disposées de façon adjacente aux cotés opposés du transistor à effet de champ et entre les portes de polarisation pour blinder le transistor à effet de champ contre les effets de ces portes de polarisation, 5.Elément selon les revendications 2 à 4, caractérisé en ce qu'au moins un transistor de positionnement ayant une base commune avec le transistor d'injection, un collecteur commun avec le canal à puits de potentiel, et un émetteur couplé électriquement à l'émetteur du transistor d'injection, la surface de jonction base émetteur totale du transistor de positionnement étant supérieure d'une quantité prédéterminée à la surface de jonction base émetteur du transistor d'injection, de telle sorte qu'une fraction du signal appliqué aux émetteurs connectés de façon commune est dirigée vers le canal à puits de potentiel en fonction des surfaces relatives des zones émetteur base des transistors d'injection et de positionnement. 6a Procédé pour analyser une charge dans un canal d'un élément à transferts de charge comprenant les phases suivantes : former un canal d'appauvrissement k l'intérieur du canal de cet élément a transferts de charge ; faire passer la charge au-dessous du canal d'appauvrissement ; et, analyser la modification dans la conductivité du canal d'appauvrissement comme une fonction de la quantité de charge, 70 Procédé selon la revendication 6 dans lequel la phase d'analyse comporte le passage d'un courant dans le canal d'appauvris serment,