FR 2447658 A1 19800822 FR 7901740 A 19790124 La présente invention concerne un dispositif d'émis- sion et de réception d'impulsions téléphoniques codées, On connaît déjà des dispositifs de ce genre, comprenant chacun une voie de démodulation et une voie de modulation, réliées à un poste téléphonique par l'intermédiaire d'une ligne et d'un aiguilleur électronique à trois accès ou paires de pôles. Des dispositifs de ce genre sont décrits notamment dans le brevet français NO 72.00102 que la demanderesse a dépose le 4 janvier 1972, ainsi que dans son premier certificat d'addition N0 72.43763, déposé le 8 décembre 1972, et dans son second certificat d'addition, NO 75.34824, déposé le 14 novembre 1975. Des dispositifs de ce genre sont utilisés notamment dans les installations téléphoniques à division du temps (dites encore à multiplexage temporel), pour l'émission et la réception des impulsions modulées en amplitude par les signaux téléphoniques. L'extension des installations tElEphoniques de ce genre a des régions de plus en plus étendues, et éventuellement à un réseau téléphonique national tout entier, pose le problème considérable de réaliser des dispositifs d'émission et de réception d'impulsions téléphoniques codées,en tres grand nombre (plusieurs millions), avec un prix de revient le plus bas possible, et en garantissant néanmoins une fiabilité et une durée de vie les plus grandes possible. L'objet principal de la présente invention est de permettre la réalisation de dispositifs démission et de réception d'impulsions téléphoniques codées, dans des conditions optimales concernan--- leur fabrication, et en particulier le nombre d'opérations successives qu'elle nécessite , ainsi que le réglage des dispositifs fabriqués, tout en obtenant pour ceux-ci des caractéristiques de fonctionnement extrêmement précises et très durables, malgré un prix de revient relativement faible. Le dispositif d'émission et de réception d'impulsions téléphoniques codées selon la présente invention est du type qui vient d'être indiqué, et il est caractérisé en ce qu'il comporte un circuit intégré renfermant quatre amplificateurs opérationnels identiques, auxquels des composants résistifs et capacitifs appropriés sont connectés de façon à former, avec deux des amplificateurs opérationnels, un filtre actif à deux cellules pour la vote de démodulation, avec un troisième amplificateur opérationnel, monté en soustracteur, l'aiguilleur électronique à trois accès, et avec le quatrième amplificateur opérationnel, un filtre actif passe-bas pour la voie de modulation. Le dispositif d'émission et de réception selon la présente invention peut donc être constitué par exemple par une carte à circuits imprimés,unique, qui supporte, d'une part, le circuit intégré renfermant les quatre amplificateurs opérationnels et les composants capacitifs, et, d'autre part, des pistes conductrices, déposées directement sur ladite carte, de façon à former les composants résistifs nécessaires. En mettant en oeuvre des techniques automatiques connues pour ajuster de façon précise les valeurs des résistances des pistes conductrices, on peut ajuster automatiquement les caractéristiques des différents circuits du dispositif d'émission et de réception selon la présente invention de manière à compenser les écarts que les paramètres des amplificateurs opérationnels et les capposants capacitifs peuvent présenter par rapport à leurs valeurs nominales. Ceci permet en particulier d'utiliser des composants capacitifs à fortes tolérances, donc relativement peu coûteux. Pour toutes ces raisons, des dispositifs d'émission et de réception selon la présente invention peuvent être fabriqués sur une ligne entièrement automatisée, avec une cadence élevée et des prix de revient relativement faibles. Dans une forme de réalisation préférée du dispositif d'émission et de réception d'impulsions téléphoniques codées selon la présente invention, la première cellule du filtre actif de démodulation forme un filtre passe-bas d'ordre 2, de préférence à structure de Rauch, modifiée; la seconde cellule du filtre actif de démodulation forme un filtre passe-bas à réjection de fréquence; le filtre actif de modulation forme un filtre passe-bas d'ordre 2, de préférence également à structure de Rauch, modifiée Dans le second certificat d'addition N0 75.34824, mentionné précédemment, la demanderesse a déjà décrit un aiguilleur électronique à trois paires de poles, pour un dispositif d'émission et de réception d'impulsions téléphoniques codées ; cet aiguilleur électronique comporte un amplificateur-soustracteur, dont la sortie est reliée à la voie de modulation, une première entrée est reliée à la voie de démodulation à travers un réseau de compensation des variations d'impédance de la ligne, et une seconde entrée est reliée à un point intermédiaire, approprié, d'un diviseur de tension, inséré lui-même entre la ligne et la sortie dudit amplificateur.La présente invention concerne également un perfectionnement de cet aiguilleur électronique connu, qui est caractérisé en ce que le réseau de compensation comporte une première cellule, agissant aux hautes fréquences téléphoniques, et constituée par une résistance en série, suivie par une branche en parallèle du type R-C en parallèle, ainsi qu'une seconde cellule, agissant aux basses fréquences téléphoniques, et cons tituée par une branche en série du type R-C en parallèle, suivie par une résistance-en parallèle. En outre, de préférence, un condensateur est connecté en parallèle entre le point intermédiaire du diviseur de tension et la sortie de l'amplificateur opérationnel, de façon à former un filtre passe-bas du premier ordre, inséré entre la ligne et la voie de modulation.Avec le filtre passe-bas d'ordre 2 de la voie de modulation, on obtient ainsi un filtre passe-bas d'ordre 3, particulièrement efficace. Toutes ces dispositions selon la présente invention offrent l'avantage de permettre un réglage automatique des différents circuits du dispositif d'émission et de réception, en recourant à la technique connue, et mentionnée précédemment, qui permet d'ajuster automatiquement les résistances des pistes conductrices pour compenser les tolérances sur les paramètres des amplificateurs opérationnels et sur les capacités des composants capacitif s, de manière que lesdits circuits présentent eux-mêmes les caractéristiques requises. A titre d'exemple on a décrit ci-dessous et illustré schématiquement au dessin annexé une forme de réalisation du dispositif d'émission et de réception d'impulsions téléphoniques codées selon la présente invention. La figure 1 est le schéma par blocs d'un dispositif d'émission et de réception d'impulsions téléphoniques codées. La figure 2 est le schéma électrique détaillé d'une forme de réalisation préférée des principaux circuits d'un dispositif d'émission et de réception d'impulsions téléphoniques codées selon la présente invention. Un dispositif d'émission et de réception d'impulsions téléphoniques codées, notamment modulées en amplitude, comprend, de façon connue en soi, comme illustré sur la figure 1, une voie de démodulation (entre la borne d'entrée, Ed, des impulsions à démoduler, et la borne de sortie Sd) et une voie de modulation (entre la borne d'entrée Em et la orne de sortie Sm) ; ces deux voies sont reliées à un poste téléphonique P, par l'intermédiaire d'une ligne L et d'un aiguilleur électronique, AG, à trois accès: une entrée des signaux téléphoniques démodulés, Ea, reliée directement à la sortie Sd de la voie de démodulation; une borne El, pour le raccordement de la ligne L à l'aiguilleur AG, et une sortie des signaux téléphoniques à moduler, Sa, qui est connectée directement à l'entrée Em de la voie de modulation.De façon connue en soi, la voie de démodulation comporte un démodulateur DM et un filtre actif de démodulation FAD, montes en série entre les bornes Ed et Sd, tandis que la voie de modulation comprend un filtre actif de modulation, FAM, inséré entre les bornes Em et Sm, ainsi qu'un modulateur (non représenté). Le fonctionnement d'un dispositif d'émission et de réception de ce genre est bien connu : les impulsions téléphoniques modulées en amplitude, qui sont transmises à la borne d'entrée Ed, par exemple en provenance d'un décodeur dans une installation multiplex à division du temps, sont transformées par le démodulateur DM en signaux téléphoniques analogiques, qui, après avoir été filtrés par le circuit FAD, sont transmis à la borne d'entrée Ea de l'aiguilleur AG ; ce dernier est réalisé, de façon connue en soi, de telle sorte que les signaux analogiques appliqués à son entrée Ea, sont transmis, sous une impédance appropriée, à l'extrémité de la ligne L raccordée à la borne El, des signaux d'amplitude pratiquement négligeable apparaissant seulement sur la sortie Sa de l'aiguilleur AG les signaux téléphoniques, modulés en amplitude, sont ainsi transmis par la ligne L à l'écouteur du poste téléphonique P.En sens inverse, les signaux analogiques, modulés en amplitude, qui sont produits par le microphone du poste P sont transmis par la ligne L à la borne El et, en raison de la constitution particulière de l'aiguilleur AG, les mêmes signaux apparassent, sous une impédance appropriée, sur la borne de sortie Sa, tandis que des signaux d'amplitude pratiquement négligeable sont transmis à Sa borne d'entrée Ea ; les signaux téléphoniques à moduler sont ensuite filtrés par le circuit FAM, puis transmis,par la borne Sm,au modulateur (non représenté), lequel, par échantillonnage, les convertit, de façon connue en soi, en impulsions modulées en amplitude, ces dernières étant généralement transmises à un codeur, dans le cas notamment d'une installation téléphonique à division du temps. Sur la figure 2, le cadre en traits mixtes C désigne une unique carte à circuits imprimés, d'un type connu en soi, qui porte, sur une face au moins, de multiples pistes conductrices, permettant d'interconnecter de façon appropriée un circuit intégré unique, renfermant quatre amplificateurs opérationnels identiques, Ai, A2, A3 et A4, ainsi que des composants résistifs et capacitifs, appropriés, de façon à former, avec les amplificateurs opérationnels Al et A2, un filtre actif de démodulation, FAD, à deux cellules, avec l'amplificateur opérationnel A3, monté en soustracteur, un aiguilleur électronique AG, à trois accès, et, avec l'amplificateur opérationnel A4, un filtre actif de démodulation, FAM, du type passe-bas ; sur la même carte C est en outre monté un démodulateur d'impulsions modulées en amplitude, DM. Les connexions externes de la carte C ont été désignées par les mêmes références Ed, Sd, Ea, El, Sa, Em et Sm que sur la figure 1. Bien entendu, la ligne , raccordée à la borne El, ainsi que le poste téléphonique P ne sont pas représentés sur la figure 2. Comme visible sur la figure 2, le démodulateur i:4 comporte un condensateur intégrateur Cll, monté en parallèle entre la borne d'entrée des impulsions modulées en amplitude, Ed, et la masse selon la présente invention, un transistor, T1, est monté en émetteur-suiveur entre le condensateur intégrateur Cll et 11 entrée, Id, du filtre actif de démodulation FAD. La base du transistor T1 est polarisée par une résistance Roll, et son émetteur, par une résistance R12. Selon la présente invention, un condensateur, C13, est connecté entre la base et l'émetteur du transistor Tî. Enfin, un condensateur C12 est connecté en série entre l'émetteur du transistor T1 et l'entrée, Id, du filtre actif de démodulation, FAD. Le démodulateur DM selon la présente invention fonctionne de la façon suivante : les impulsions modulées en amplitude qui sont appliquées à la borne d'entrée Ed,chargent le condensateur intégrateur C11 à une tension qui croît progressivement "en marches d'escalier" ; le transistor T1, monté en émetteursuiveur, adapte la forte impédance du condensateur intégrateur Cli à la faible impédance d'entrée du filtre actif de démodulation FAD ; l'impédance de sortie du circuit du transistor T1 est encore réduite, notamment pour les fronts négatifs de tension, par le condensateur C13, inséré entre sa base et son émetteur ce condensateur C13 a pour fonction d'éviter tout trainage de la tension d'émetteur du transistor Ti lorsque des transitoires négatifs de tension sont appliqués à sa base. Le condensateur de liaison C12 évite que toute tension contiriie,éventuellement présente sur la borne d'entrée Ed,ne soit transmise au filtre actif de démodulation, FAD, afin d'empêcher qu'une telle tension continue ne perturbe le fonctionnement des autres circuits du dispositif selon la présente invention. Selon une autre caractéristique du démodulateur du dispositif selon la présente invention, la valeur de la résistance de polarisation , Roll, de la base du transistor T1, est adaptée à la fréquence de récurrence des impulsions codées à démoduler, en fonction de la capacité réelle du condensateur intégrateur, Cli. Cette disposition permet d'utiliser un condensateur Cl peu couteux, dont la tolérance admise sur la capacité peut être de par exemple + 5 %. Pour tenir compte de la fréquence de récurrence des impulsions codées à démoduler, de façon que la constante de temps, Cl. Roll, de la décharge du condensateur intégrateur Cl à travers la résistance de polarisation Roll, notamment pendant les intervalles entre les impulsions sucessives à démoduler, ait une valeur prédéterminée, malgré la tolérance relativement importante sur la valeur de Cli, on peut régler la valeur de la résistance de polarisation Rîl par exemple de la façon suivante : entre la masse et la borne d'entrée Ed, on connecte un générateur de tension alternative,à impédance de sortie pratiquement nulle, G, et un condensateur, Cd, de capacité connue, inferieureS à celle de Cil ; comme, dans la fonction de transfert du circuit ainsi constitué avec le démodulateur DM, Cli et R11 ne figurent que par leur produit, on peut déterminer l'amplitude ou la phase que doit présenter, pour la valeur prédéterminée de la constante de temps Cll.Rll, le rapport Ue/E, Ue désignant la tension alternative sur l'émetteur du transistor Tiret E la tension de sorte du générateur G ; en utilisant un voltmètre ou un phasemètre, connecté successivement aux bornes du générateur G puis de la résistance R12, on peut déterminer la valeur réelle de l'amplitude ou de la phase du rapport Ue/E, et ajuster la valeur de la résistance Rîl pour que cette amplitude ou cette phase ait précisément la valeur précédemment calculée en fonction des valeurs nominales des autres composants du démodulateur DM, ainsi que du condensateur Cd. Ce procédé de réglage est particulièrement commode à mettre enoeuvre dans le cas ot a résistance R11, et plus généralement tous les composants Ssfs montés sur la carte C, sont material ses par des plages ou des rubans résistifs, dont les dimensions transversales peuvent être ajustées de façon continue afin de régler avec une précision élevée la valeur de la résistance correspondanee ;; on connait à cet effet un appareil produisant un faisceau de rayonnement laser, dont les mouvements sont commandés automatiquement par un calculateur de façon à ajuster les dimensions du ruban résistif que vient frapper ledit faisceau de rayonnement laser. Cette méthode perfectionnée présente leimportant avantage de ne plus nécessiter la mesure précise des caractéristiques du transis- tor T1 et des valeurs des différents composants du circuit, non plus que des calculs compliqués à partir des valeurs mesurées.Ce procédé automatique de réglage des paramètres d'un circuit, par ajustement des dimensions transversales des pistes résis tivesrmatérialisant ses différents composants résistifs, pour tenir compte notamment des tolérances sur ses différents composants capacitifs et actifs, est aussi largement utilisé pour le réglage de tous les autres circuits du dispositif selon la présente invention ; pour éviter des répétitions, on le désignera dans la suite par l'expression "procédé de réglage par ajuste ment automatique des composants résistifs". Ainsi qu'on l'a déjà indiqué, les trois circuits FAD, AG et FAM (figure 2) se partagent les quatre amplificateurs opérationnels, Px1 à A4, que comporte un circuit intégré unique, à faible consommation électrique, par exemple du type connu 146, selon la norme MAL 0346- du Centre National d'étude des Télécocu- nications ; la consoernation électrique d'un tel circuit intégré est d'ailleurs ajustable, ce qui permet d'optimiser la consommation de chacun des quatre amplificateurs opérationnels, pour tenir compte des performances électriques exigées de chaque amplificateur ; à cet effet, le circuit intégré considéré comporte deux bornes oe connexions extérieures, al et a2, entre lesquelles, d'une part, et la masse, doivent être connectées respectivement des résistances R61 et R62 (figure 2), de valeurs adaptées aux consommations souhaitées. Selon la présente invention, la première cellule du filtre-actif de démodulation, FAD, qui est constituée autour de l'amplificateur opérationnel Al, forme un filtre passe-bas d'ordre 2, qui, dans la forme de réalisation préférée, illustrée sur la figure 2, présente une structure de Rauch, modifiée selon la figure 3 et la revendication 1 du brevet français NO 75.34823, que la demanderesse a déposé le 14 novembre 1975. Cette structure de Rauch comporte une cellule en T, R21, C21, R24, connectée à une entrée (-) de l'amplificateur opérationnel Al, un condensateur de réaction, C22, inséré entre ladite entrée (-) et la sortie,If,dudit amplificateur opérationnel Al, et une résistance de réaction, R22, insérée entre If et le point commun,Ic,de la cellule en T, R21 - C21 - R24 ; cette structure de Rauch est "modifiée" en ce qu'une résistance R23 est en outre connectée en parallèle sur la capacité C21 de ladite cellule en T. Enfin, l'autre entrée (+) de l'amplificateur opérationnel Al est reliée à la masse à travers une résistance R25. Les caractéristiques du filtre passe-bas , d'ordre 2, ainsi constitué , peuvent être réglées de la façon suivante ; on règle successivement le gain du filtre en courant continu, gO n - R22/R21 en ajustant la valeur de la résistance R22, puis sa fréquence de coupure = V(2tr R24.R22.C21.C22), en ajustant la valeur de la résistance R24, et enfin son coefficient de surtension en ajustant la valeur de la résistance R23. Bien entendu, les résistances R22, R24 et R23 sont ajustees par le procédé connu, d'ajustement automatique des composants résistifs, qui a été précédemment mentionné. Selon la présente invention, la seconde cellule du filtre actif de démodulation, FAD, qui englobe l'amplificateur opérationnel A2, forme un filtre passe-bas à réjection de fréquence; dans l'exemple de réalisation illustré , ce filtre passe-bas à réjection de fréquence est du type dans lequel l'entrée de ladite seconde cellule, IfF est reliée, à travers deux résistances R31 et R32, en parallèle aux deux entrées (+ et -) de l'amplificateur opérationnel A2, dont la sortie, reliée à la borne de sortie Sd, applique elle-même des contre réactions à ses deux entrées (- et +) t respectivement à travers un circuit R36 - C31 parallèle et un circuit (R33 + R35) C32 série, un point intermédiaire, il, de la résistance (R33 + R35) étant connecté à la masse à travers une autre résistance, R34. Si l'on désigne respectivement par Ve et Vs les tensions alternatives à l'entrée et à la sortie de cette seconde cellule du filtre FAD, c'est-à-dire les tensions alternatives entre d'une part les points If et Sd, et d'autre part la masse, la fonction de transfert de cette seconde cellule peut être mise sous la forme avec p = 211j.f, j étant le symbole imaginaire, et f la fréquence du signal appliqué à l'entrée If.Les autres paramètres de la fonction de transfert 2) ci-dessus sont les suivants Si, dans la fonction de transfert 2)ci-dessus, on pose on peut mettre le module de la fonction de transfert, c'est-àdire du gain, g, de la seconde cellule du filtre FAD, sous la forme Les valeurs des différents composants de cette seconde cellule de filtrage étant choisies de manière à donner une valeur élevee au coefficient de surtension QO,et une valeur relativement faible au coefficient d'amortissement k, on voit que , à la fréquence f = fO, le numérateur du module de g a une valeur finie, tandis que son dénominateur a une valeur inversement proportionnelle au carré de QO, c'est-àdire très petite ; le gain g a par suite une valeur très élevée pour cette fréquence fO, dite fréquence de coupureS Par contre, pour la fréquence f = f,, le dénominateur du module g a une valeur finie, tandis que son numérateur est égal au coefficient d'amortissement k,dont la valeur peut être choisie très petite . Par suite, l'atténuation l/g du filtre peut avoir une valeur très grande, pratiquement infinie, à la fréquence f La structure, précédemment décrite, de la seconde cellule du filtre actif de démodulation, FAD, selon la présente invention offre l'avantage essentiel suivant : les tolérances sur les paramètres de l'amplificateur opérationnel A2, et les tolérances sur les valeurs des composants capacitifs peuvent être compensées en ajustant les valeurs des composants résistifs de manière à conférer à cette seconde cellule du filtre les caractéristiques souhaitées ; ceci permet notamment d'utiliser des composants capacitifs C32 et C31 ayant des tolérances aussi élevées que + 20 %, donc très peu coûteux ; pour celà, on a recours à une procédure de réglage, comprenant les phases successives suivantes 10) l'entrée (+) de l'amplificateur A2 étant reliée à la masse, on règle la valeur de la constante de temps R36.C31, en ajustant la valeur de la résistance R36. 20) L'entrée (+) de l'amplificateur opérationnel A2 étant toujours reliée à la masse, on ajuste à une valeur convenable la valeur du rapport R36/R31, en faisant varier la résistance R31. 30) L'entrée (-) de l'amplificateur opérationnel A2 étant reliée à sa sortie (Sd) et le point commun I2 de la résistance R35 et du condensateur C32 étant relié à la masse, on règle la valeur de la constante de temps R32.C32, en faisant varier la résistance R32. 40) On règle la valeur du rapport a = R33/(R33 + R34) ; pour cella, on peut simplement ajuster les valeurs des résistances R33 et R34 en les mesurant avec un ohizanètre ; on peut aussi appliquer une tension de basse fréquence à l'entrée If de la seconde cellule du filtre FAD et mesurer le rapport des tensions en Sd et I1 respectivement, les valeurs des deux résistances, R33 et R34,étant alors ajustées pour que ledit rapport ait la valeur prédéterminée. 50) On règle la constante de temps C32.(R35 + a.R34), en ajustant la valeur de la résistance R35. Bien entendu, chacune des phases successives du procédé de réglage prXcédemment défini a lieu par ajustement automatique du composant résistif correspondant, selon la méthode connue, qui a été rappelée précédemment. Enfin, la structure, précédemment décrite, de la seconde cellule de filtrage du filtre FAD selon la présente invention offre l'avantage supplémentaire d'être peu sensible aux différents paramètres de l'amplificateur opérationnel A2,et de permettre une optimisation des valeurs des différents composants, dans le but de minimiser l'influence, sur la fonction de transfert de cette cellule de filtrage, des dérives de ses différents cotpo- sants au cours du temps et en fonction des variations de tempé- rature. L'aiguilleur électronique AG du dispositif selon la présente invention, qui est illustré sur la figure 2, est du type décrit dans le second certificat d'addition N0 75 34824, mentionné précédemment (voir le circuit AG sur sa figure 2) ; l'aiguilleur électronique selon la présente invention comporte donc, selon les enseignements de ce second certificat d'addition, un amplificateur opérationnel A3, monté en soustracteur, dont la sortie est reliée, par l'intermédiaire de la borne d sortie sa dudit aiguilleur, à la borne d'entrée Em de la voie de modulation une première entrée (+) de l'amplificateur A3 est d'autre part reliée, par l'intermédiaire de l'entrée Ea dudit aiguilleur AG, à la sortie Sd de la voie de démodulation, à travers un réseau de compensation des variations d'impédance de la ligne (L sur la figure 1), qui relie l'entrée El de l'aiguilleur AG au poste téléphonique P (figuré 1) ; la seconde entrée (-)de l'amplifica- teur opérationnel A3 est reliée à un point intermédiaire, approprié, I3, d'un diviseur de tension R46 - R47, inséré lui-même entre la borne El de raccordement de la ligne CL) et la sortie dudit amplificateur A3 (la borne Sa).Selon la présente invention, le réseau de compensation de l'aiguilleur électronique AG comporte une première cellule, agissant ux hautes fréquences téléphoniques, constituée par une résistance R41, connectée en série à la borne d'entrée Fa et suivie par une branche en paral lèle, constituée par une résistance R42 et un condensateur C42, eux-mêmes connectés en parallèle entre la masse et l'extrémité de la résistance R41, opposée à la borne Ea, ainsi qu'une seconde cellule, agissant aux basses fréquences téléphoniques, et constituée par une branche R43 - C43, montée en série entre la première cellule et l'entrée (+) de l'amplificateur A3 cette branche en série est constituée par un condensateur C43 et une résistance R43, connectés en parallèle l'un sur l'autre, et elle est suivie par une résistance R44, elle-même connectée en parallèle entre la masse et l'entrée (+) de l'amplificateur opérationnel A3. Selon une autre caractéristique de l'invention, un condensateur, C47, est connecté en parallèle entre le point intermédiaire, I3, du diviseur de tension R46 - R47, et la sortie (Sa) de l'amplificateur opérationnel A3, de façon à former un filtre passe-bas du premier ordre, qui est ainsi inséré entre la ligne (L),raccordée à la borne El de l'aiguilleur AG, et la voie de modulation, elle-même raccordée à la sortie Sa dudit aiguilleur. Enfin, une résistance R45 est insérée entre les bornes d'entrée Ea et El de l'aiguilleur AG, de manière à adapter son impédance d'entrée pour les signaux démodulés,trans- mis à son entrée Ea, à l'impédance de ladite ligne (L), raccordée à son entrée, El. La forme de réalisation précédemment décrite de l'aiguilleur électronique,dont est pourvu le dispositif selon la présente invention,offre l'avantage essentiel de pouvoir être réglée d'une façon simple de manière que ledit aiguilleur présente les caractéristiques requises, malgré les tolérances éventuelles sur les caractéristiques de l'amplificateur opérationnel A3 et les tolérances sur les composants capacitifs C42, C43 et C47, qui peuvent être par suite relativement importantes. Ce réglage de l'aiguilleur AG comprend la succession des phases suivantes 10) On connecte un générateur de tension alternative appropriée à la borne d'entrée El et l'on relie la borne d'entrée Ea à la masse ; ensuite a. On règle la constante de temps R47.C47, en ajustant la valeur de la résistance R47, de façon notamment que le déphasage entre les tensions sur les bornes El et Sa de l'aiguilleur ait une valeur déterminée pour une fréquence définie de la tension produite par le générateur ; ensuite b. On ajuste la valeur de la résistance R46 de manière que, pour une fréquence déterminée du signal produit par le générateur, le gain de l'ensemble formé par l'aiguilleur AG et le filtre actif de modulation FAM aient une valeur prédéterminée. 20) On règle les résistances R41 et R42 de la façon suivante a. A l'aide d'un ohmmètre, on les ajuste à des valeurs prédéter minées, choisies légèrement inférieures aux valeurs respectives, mini:males,que ces résistances peuvent prendre b. On connecte un générateur de tension alternative approprié à la borne Ea, et l'on court-circuite les résistances R43 et R47; on effectue une première mesure de la différence de phase entre la borne Ea et la sortie Sa de l'amplificateur A3 à partir de la valeur ainsi mesurée, on peut calculer, pour la même fréquence, la différence de phase qui doit être obte nuewégalement entre les bornes Ea et Sa, lorsque la valeur de R41 est correcte compte tenu de la tolérance sur la valeur du condensateur C42 ; on ajuste alors la valeur de la résis tance R41 pour que la seconde mesure de la différence de phase donne le résultat calculé. 30)On court-circuite la résistance R41 et l'on effectue une première mesure de la différence de phase entre Ea et Sa ; à partir de cette première mesure, on peut calculer la différence de phase qui doit exister entre Ea et Sa lorsque la résistance R43 a la valeur correcte compte tenu de la tolérance sur le condensateur C43 ; il suffit ensuite d'ajuster la résistance R43 pour que la valeur mesurée de la différence de phase entre Ea et Sa ait la valeur calculée. 40) En appliquant à la borne El successivement une tension d'entrée de haute fréquence,puis une tension d'entrée de basse fréquence, on règle les valeurs des résistances R42 et R44 de façon que la différence de phase mesurée entre Ea et Sa ait à chaque fois une valeur prédéterminée. Dans la forme de réalisation du dispositif selon la présente invention, qui illustrée sur la figure 2, le filtre actif de modulation, FAM, forme un filtre passe-bas d'ordre 2, à structure de Rauch, modifiée, analogue à la structure de la première cellule du filtre actif de démodulation, FAD, précédemment décrite. Cette Structure de Rauch du filtre actif de mQdula- tion FAD$ est obtenue en associant à l'amplificateur opérationnel A4 les composants résistifs R51, R52, R53, R54 et R55, ainsi que les composants capacitif s C51 et C52. D'autre part, pour abaisser l'impédance de sortie du filtre actif de modulation, FAM, un condensateur, C54, est connecté en parallèle entre -la masse et la borne de sortie Sm, à laquelle est également connectée la sortie de l'amplificateur opérationnel A4. La capacité de ce condensateur C54 est choisie de telle façon qu'il puisse fournir les pointes de courant déterminées par le fonctionnement du circuit d'échantillonnage, qui, comme on l'a indiqué précédemment, est connecté à la borne Sm dans une installation téléphonique à division du temps. La fonction de réservoir de ce condensateur en paral vièle, C54, autorise l'emploi d'un amplificateur opérationnel A4 à faible consommation électrique. D'autre part, selon une autre caractéristique de 1'in- vention, un condensateur de liaison, C53, est intercalé en série dans le filtre actif de modulation, FAM, en amont de son amplificateur opérationnel A4, notamment entre les deux résistances, R51 et R54, qui, dans la structure de Rauch, sont connectées en série entre l'entrée, Em,dudit filtre actif, FAM, et l'une des entrées (-) de amplificateur opérationnel A4. La fonction de ce condensateur de liaison, C53, monté en série, est de conférer au filtre de modulation, FAM, un gain sensiblement égal à l'unité pour la tension continue de décalage de l'amplificateur opérationnel A4. En effet, le circuit intégré unique, du type indiqué précédemment, qui renferme les quatre amplificateurs opérationnels Al à A4, ne compqrte aucune possi bilité de réglage de la tension de décalage, qui est spécifiée par le fabricant ; comme par ailleurs cette tension de décalage de l'amplificateur opérationnel présente une valeur appropriée, elle doit donc être transmise avec un gain Unité à la borne de sortie Sm du filtre actif de modulation FAN.Ce résultat ne pourrait cependant pas être obtenu en plaçant un condensateur de liaison, analogue à C53, par exemple entre la borne de sortie Sa de l'aiguilleur AG et la borne d'entree,Em,du filtre FAM; dans ce dernier cas, en effetfle gain pour la tension de décalage serait égal à (R53 t R52)/R53, c'est-à-dire supérieur à 1. La disposition du condensateur de liaison C53 entre les résistances en série, R51-et R54,de la structure de Rauch est d'autre part sans effet sur le gain en courant alternatif et sur la courbe de réponse du filtre FAM.Notamment, ce dernier peut, comme toutes les cellules de Rauch, modifiées, précédemment définies, être réglé en gain et en courbe de réponse,par une succession simple d'ajustements des composants résistifs R52, R54 et R53, ainsi qu'on l'a décrit précédemment pour la première cellule du filtre actif de démodulation, FAD. I1 convient de remarquer que les signaux téléphoniques transmis à la borne d'entrée El de l'aiguilleur AG, en provenance du poste téléphonique (P sur la figure 1), subissent un premier filtrage dans ledit aiguilleur AG, au moyen de la cellule de filtrage du premier ordre, formée par les composants C47 et R47, après quoi lesdits signaux téléphoniques sont à nouveau filtrés par le filtre passe-bas d'ordre 2 qui constitue le filtre actif de modulation FAM ; au total, le dispositif selon la présente invention, qui est illustré sur la figure 2, comporte un filtre passe-bas du troisième ordre, constitué par la mise en série d'une cellule du premier ordre et d'une cellule du second ordre, ce qui assure un filtrage particulièrement efficace des signaux téléphoniques préalablement à leur échantillonnage. Lorsqu'un filtrage encore plus efficace est nécessaire, pour certaines applications, un filtre supplémentaire approprié peut être en outre inséré entre la borne de sortie Sa de l'aiguilleur AG et la borne d'entréé Em du filtre actif de modulation FAM. La présente invention n'est pas limitée à la -forme de réalisation illustrée sur la figure 2 et précédemment décrite. Elle englobe toutes ses variantes. Les quatre circuits DM, FAD, AG et FAM du dispositif selon la présente invention sont susceptibles de réalisations différentes de celles illustrées sur la figure 2, qui sont cependant particulièrement avantageuses, pour les raisons précédemment indiquées. Les quatre amplificateurs opérationnels, A1 à A4 peuvent aussi faire partie d'un circuit intégré unique, différent de celui dont la référence a été précédemment indiquée. REVEND ICATIONS 1. Dispositif démission et de réception d'impulsions téléphoniques codées,cccprenant une voie de dazrdulation ct ine voie de modulation, reliées à un poste téléphonique par l'intermédiaire d'une ligne et d'un aiguilleur électronique à trois accès, ce dispositif étant caractérisé en ce qu'il comporte un circuit intégré renfermant quatre amplificateurs opérationnels identiques, auxquels des composants résistifs et capacitif s appropriés sont connectés de façon à former, avec deux des amplificateurs opérationnels, un filtre actif à deux cellules pour la voie de démodulation,avec un troi sième amplificateur opérationnel, monté en soustracteur, l'ait guilleur électronique à trois accès, et, avec le quatrième amplificateur opérationnel, un filtre actif passe-bas pour la voie de modulation. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que la première cellule du filtre actif de démodulation forme un filtre passe-bas d'ordre 2, de préférence à structure de Rauch, modifiée. 3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la seconde cellule du filtre actif de démodulation forme un filtre passe-bas à réjection de fréquence, par exemple du type dans lequel l'entrée est reliée, à travers deux résistances, en parallèle aux deux entrées de l'amplificateur opérationnel1 dont la sortie applique elle-même des contreréactions à ses deux entrées, respectivement à travers un circuit R-C parallèle et un circuit R-C série, un point intermédiaire de la résistance de ce dernier étant connecté à la masse à travers une autre résistance 4.Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dont la voie de démodulation comporte, en amont du filtre actif correspondant, un démodulateur d'impulsions modulées en amplitude,comportant notamment un condensateur intégrateur en parallèle , ce dispositif étant caractérisé en ce qu'un transistor est monté en émetteur-suiveur entre le condensateur intégrateur et l'entrée du filtre actif de démodulation. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que la valeur de la résistance de polarisation de la base du transistor est adaptée à la fréquence de récurrence des Impulsions codées à démoduler, en fonction de la capacité réelle du conden sateur intégrateur. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 et 5, caractérisé en ce qu'un condensateur est en outre connecté entre la base et l'émetteur du transistor. 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce qu'un condensateur est connecté en série entre l'émetteur du transistor et l'entrée du filtre actif de démodulation. 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel I'amplficateur-soustracteur de l'aiguilleur électronique a sa sortie reliée à la voie de modulation, une première entrée reliée à la voie de démodulation à travers un réseau de compensation des variations d'impédance de la ligne, et une seconde entrée reliée à un point intermédiaire, approprié, d'un diviseur de tension, inséré lui-même entre la ligne et la sortie dudit amplificateur, dispositif caractérisé en outre en ce que le réseau de compensation comporte une première cellule, agissant aux hautes fréquences téléphoniques, et constituée par une résistance en série, suivie par une branche en parallèle du type R-C parallèle, ainsi qu'une seconde cellule, agissant aux basses fréquences téléphoniques, et constituée par une branche en série du type R-C parallèle, suivie par une résistance en parallèle. 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'un condensateur est connecté en parallèle entre le point intermédiaire du diviseur de tension et la sortie de l'amplificateur opérationnel , de façon à former un filtre passe-bas du premier ordre, inséré entre la ligne et la voie de modulation. 10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que le filtre actif de modulation forme un filtre passe-bas d'ordre 2, de préférence à structure de Rauch, modifiée. 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'un condensateur de liaison est intercalé en série dans le filtre actif de modulation, en amont de son amplificateur opérationnel, par exemple entre les deux résistances qui, dans une structure de Rauch, sont connectées en série entre l'entrée du filtre actif et l'une des entrées de son amplificateur.