FR 2448248 A1 19800829 FR 7902553 A 19790131 La présente invention concerne un dispositif du genre asservissement linéaire comprenant une chaine d'amplification directe engendrant un signal de distorsion, une chaine de retour comportant au moins un accès d'entrée et au moins un accès de sortie, des pre Divers moyens de couplage pour prélever une fraction du signal de sortie de la chaine directe et la transmettre vers l'accès entrée de la chaine de retour et des seconds moyens de couplage pour additionner le signal de sortie de la chaine de retour avec le signal d'entrée du dispositif en un signal d'erreur transmis vers l'accès dtentrée de la chaine directe. Dans la définition ci-dessus, on reconnait tous les éléments connus d'un asservissement linéaire tel qu'un amplification à contre-réaction, bien que l'invention ne soit pas limitée à ce type d'asservissement. L'utilisation d'un amplificateur ào=*re-réaction permet de fixer avec une grande précision le gain de l'amplificateur principal de la chaîne directe et de réduire dans une large mesure les défauts, tels que la distorsion de non linéarité et le bruit thermique produit par la chaine directe. Pour ces raisons, les amplificateurs de répéteurs et récepteurs d'une transmission par cible, par voie hertzienne. ou par fibre optique sont en général des amplificateurs à contre-réaction. La demande de brevet français PV 76 34913 déposée le 19 novembre 1976 décrit un dispositif correcteur de distorsion d'un amplificateur. Ce dispositif comporte une source auxiliaire d'un signal non linéaire qui s'oppose au signal de distorsion de non linéarité de l'amplificateur principal. Cette source de non linéarité est par exemple une diode varactor polarisée et inter- connectée convenablement dans l'amplificateur de la chaine directe. Pour obtenir une compensation des signaux de non linéarité, il est nécessaire de procéder à des réglages difficiles relativement à une bande de fréquence étroite. Cette compensation est, en outre, sensible à de nombreux paramètres, comme le niveau du signal entrant dans l'amplificateur, la température et le vieillissement des composants de l'amplificateur, ou bien,encore, comme les variations des tensions ou courants de polarisation. Une seconde solution fondée sur la contre-réaction de distorsion est divulguée dans la demande de brevet français PV 73 08832 dép o- sée le 13 mars 1973 et publiée sous la N 2.176.732. Un réseau, tel qu'un pont diviseur, placé entre les accès d'entrée et sortie de l'amplificateur, est destiné à produire un niveau nul du signal utile en un point d'interconnexion où il existe, par suite, un signal proportionnel au signal de distorsion de l'amplificateur. Ce signal de distorsion détecté est ensuite amplifié et réinjecté vers l'accès d'entrée de l'amplificateur, au moyen d'un boucle de contreréaction de détection de la distorsion, dont le pont diviseur divise le signal de distorsion par le taux de contre-réaction de la boucle. Ce type de boucle de contre-réaction de distorsion présentel'inconvénient que, si celle-ci n'est pas parfaitement éqniubrée, un signal de distorsion, dont au moins un terme est proportionnel au signal sortant utile, est réinjecté à l'accès d'entrée. Par suite, cette boucle crée une réaction sur le signal et le gain dè l'amplificateur global en est affecté. Des problèmes de stabilitédel'amplificateur global apparaissent. En effet, en principe, la compensation créée par la boucle de contre-réaction de distorsion est difficile à obtenir sur une large bande de fréquence. Comme pour le premier dispositif précité, le réglage de cette boucle est sensible au vieillissement des composants et aux variations de leurs caractéristiques en fonction de la température ou du courant de pabrisation. Le brevet américain N 3.471.798 décrit une autre solution fondée sur la correction par réaction en aval de l'amplificateur. Comme selon la demande de brevet PV 73 08832, la boucle de détection du signal de distorsion est réalisée au moyen d'un pont diviseur ou de réseaux de couplage conjointement à des diviseurs et des atténuateurs de tension. L'accès de sortie de la boucle transmet ainsi un signal, proportionnel au signal de distorsion de l'amplificateur, qui est amplifié et additionné dans une boucle de correction au signal entrant, lequel a été déphasé. Lorsque le signal de d *onffion transmis par la boucle de détection et amplifié et celui transmis directement par l'amplificateur de la chaine directe ont des amplitudes égales et sont en opposition de phase, ces signaux s'annulent mutuellement.Cependant, une telle boucle de détection exige des réglages longs et c4ûtéux-* et délicats dans une large bande de fré quenceo La compensation est également dépendante de paramètres analogues à ceux ci-dessus mentionnés relativement aux deux demandes de brevet0 La présente invention a pour but de fournir un dispositif du genre asservissement linéaire s'affranchissant des inconvénients évoqués ci-dessus et permettant une suppression ou compensation quasi-parfaite du signal de distorsion de non linéarité dans le signal sortant du dispositif, un faible bruit thermique et une bonne stabilisation de la transmit tance du dispositif. Les solutions proposées par la présente invention reposent sur le fait que la boucle de détection de la distorsion existe naturellement dans un dispositif asservi. En effet, à l'accès d'entrée de la chaine directe, en aval des seconds moyens de couplage, est transmis le signal dit d'erreur qui est une fonction linéaire du signal entrant et du signal de distorsion produit par le dispositif d'amplification de la chaine directe. A cet endroit, le terme de distorsion est beaucoup plus important que dans le signal sortant de la chaine directe.Pour effectuer la correction ou la suppression du signal de distorsion initialement présent dans le signal sortant, le signal d'erreur est prélevé, éventuellement amplifié avec une transmittance convenable dans une chaine de correction, et réinjecté soit en aval de la chaine directe et des premiers moyens de couplage, ce qui réalise une correction a posteriori, soit en amont de l'accès entrée de la chaîne directe ou, ce qui revient en même, en aval de la chaine de retour, ce qui réalise une précorrection. A cette fin, un dispositif du genre asservissement linéaire. du type défini dans l'entrée en matière est caractérisé, conforme ment à l'invention, en ce qu'il comprend des troisièmes moyens de couplage, interconnectés entre l'accès de sortie des second moyens de couplage et l'accès d'entrée de la chaine dtamplification drecte ou entre les accès d'entrée et de sortie de deux parties de la chaîne d'amplification directe connectées en cascade, pour prélever par leur accès de couplage une fraction du signal d'erreur ou d'un signal proportionnel au signal d'erreur, une chaine dite de correction, recevant ladite fraction du signal d'erreur et ayant une transmit tance prédéterminée afin que le signal de distorsion soit supprimé dans le signal de sortie du dispositif, et des quatrièmes moyens de couplage pour additionner le signal transmis par 1' accès de sortie de la chaine de correction au signal transmis par l'accès de sortie des premiers moyens de couplage, ou des cinquièmes moyens de couplage pour additionner le signal transmis par l'arès de sortie de la chaine de correction à un signal transmis en amont des troisièmes moyens de couplage, afin que l'accès de sortiedes qatriëmes ou des premiers moyens de couplage transmette un signal sortant dénué du signal de distorsion. En généralisant les deux réalisations définies ci-dessus, à savoir une réinjection du signal d'erreur en aval et en amont de la chaine directe, la chaine de correction est partagée en des première et seconde parties dont les accès d'entrée reçoivent le signal d'erreur prélevé et transmis par l'accès de couplage des troisièmes moyens de couplage. Dans ce cas, l'accès de sortie de la première partie de la chaine de correction est relié à l'accès de couplage des quatrièmes moyens de couplage et l'accès de sortie de la seconde partie de la chaine de correction est relié à l'accès de couplage des cinquièmes moyens de couplage.La transmittance du dispositif est toujours inversement proportionnelle à la transmittance de la chaine de retour et indépèndante du signal de distorsion ou de perturbation produit par la chaine d 'amplification directe. Les principaux avantages d'un dispositif conforme à l'invention sont les suivants - élimination complète des signaux indésirables, tels que le signal de distorsion, produits par la chaine directe - la transmittance du dispositif est entièrement déterminée par la chaine de retour aux transmittances près des moyens de couplage - le facteur de bruit est faible et, à peu de chose près, est celui du dispositif d'amplificateur de la chaine de correction lorsqu'il existe - la stabilité de la transmittance et la précision avec laquelle elle est déterminée sont considérablement améliorées t - lorsque la chaine de correction comporte une chaine de retour, les réglages pour obtenir la compensation désirée sont plus simples que ceux des dispositifs connus ; et - lalaraur de bande de fréquence de fonctionnement du dispositif est nettement plus étendue que celle des dispositifs asservis à correction de l'art antérieur. Selon la première réalisation conforme à l'invention, lorsque le signal de distorsion est compensé, la transmittance de la chaine de correction ou de la première partie de celle-ci est inversement proportionnelle, à la transmittance de la chaine de retour. De préférence, selon cette réalisation, la chaine de correction peut comporter une chaine d'amplification directe et une chaine de retour et peut être également corrigée par une ou plusieurs chines de correction superposées afin d'augmenter la précision de la correction. Lorsque la chaine d'amplification principale et la chaine directe de correction sont identiques, ou lorsque l'ensemble de la chaine de correction et celui du dispositif asservi non corrigé sont identiques, les dérives de leurs composantes en fonction de la température ou du vieillissement se compensent avantageusement.Une panne totale de la chaine de correction ne porte pas à conséquence dans la plupart des applications envisagées puisqu'on retrouve les propriétés du dispositif asservi initial, non corrigé. Une panne totale de la chaine d'amplification directe principale est annulée par le fait que la chaine d'amplification directe de correction, ayant de préférence une transmittance relativement élevée, prend la relève de celle du dispositif asservi à corriger. Lorsque la chaine d'amplification de correction est elle-mame corrigée par une ou plusieurs boucles de correction superposées, il apparait que la panne est imperceptible aussi bien relativement à la correction de la distorsion que relativement au bruit thermique qui peut être maintenu faible. Selon la seconde réalisation conforme à l'invention, concernant la réinjection du signal d'erreur en amont de la chaine d'amifica- tion directe par les cinquièmes moyens de couplage, la transmittanct de la chaine de correction, ou de la seconde partie de celle-ci, est en général égale à l'unité aux transmittances des moyens de couplage près.Dans ce cas, la réinjection du signal d'erreur en amont de la chaine directe peut s'effectuer, soit en amont de l'accès d'entrée des seconds moyens de couplage, par addition au signal entrant, soit immédiatement devant 11 accès de sortie des seconds moyens de couplage, par addition au signal d'erreur, soit en aval de la chaine de retour entre l'accus de sortie de la chaine de retour et l'accès de couplage des seconds moyens de couplage, par ad tion au signal sortant de la chaine de- retour. Selon une autre variante, correspondant à une généralisation de la précédente, lorsque la chaine de retour comporte deux parties en série, la réinjection du signal d'erreur est réalisée entre ces deux parties et la transmittance de la chaîne de correction est inversement proportionnelle à la transmittance de la partie de chaine de retour en aval. Lorsque l'addition directe de signaux du côté de l'accès d'entrée du dispositif est réalisable, cette seconde réalisation est plus économique que la première. Elle est avantageusement applicable aux amplifications dites à contre-réaction série ou parallèle, où les signaux entrants sont des tensions ou des courants Dans ce cas, il n'est pas nécessaire de prévoir une chaine de correction pourvue d'un dispositif d'amplification directe et la chaine de correction peut entre un simple réseau passif, muni par exemple d'un réseau capacitif en r ou en rinversé en vue d'améliorer la stabilité. Le facteur de bruit du dispositif est très faible et, dans certains cas, égal à l'unité. Par contre, lorsque la somme de deux signaux du côtédel'accès de l'entrée n'est pas réalisable, mais que cependant unectiSnaison linéaire de signaux est possible au moyen de réseaux passifs, tels que ceux destinés aux "ondes de puissance" dans les amplificateurs à contre-réaction mixte insérés dans les répéteurs d'une ligne de transmission par câble, la première réalisation peut astre plus avantageuse. Comme déjà dit, le dispositif d'amplification de la chaine de correction peut être identique à celui de la chaine d'amplification directe principale, ce qui assure une moindre sensibilité aux dérives des caractéristiques des composants et facilite l'étude du dispositif global.Surtout, lorsque ces deux dispositifs d'amplification sont identiques, le dispositif asservi corrigé, en assurant une redondance, améliore sa fiabilité. En général, partout où la fiabilité est un critère important, la première réalisation sera choisie avec des dispositif d'amplification directe identiques. Par contre, si l'amplificateur à corriger est précédé d'un préamplificateur, la seconde réalisation est plus avantageuse, le préamplificateur pouvant être inséré par exemple entre les einquièmes et seconds moyens de couplage. D'autres avantages et caractéristiques de la présente invention apparattront plus clairement à la lecture de la description qui suit de plus'l;eurs exemples de réalisation, et à l'examen des dessins annexés correspondants, dans lesquels : - la Fig. 1 est un diagramme fonctionnel d'un dispositif asservi muni d'une chaine de correction dite à réinjection du signal d'erreur en aval, selon la première réalisation - la Fig. 2 est un diagramme fonctionnel analogue à celui de la Fig. 1, dans lequel la chaîne de correction comporte une chaine d'amplification directe et une chaine de retour ; - la Fig. 3 est un diagramme fonctionnel analogue à celui de la Fig. 1, dans lequel deux chaines de correction à chaine de retour sont superposées ; ; - la Fig. 4 est un bloc-diagramme du dispositif selon la Fig. 1, muni de réseaux de couplage - la Fig. 5 est un bloc-diagramme de la chaine de correctionssselon la Fig. 2, munie de réseaux de couplage - la Fig0 6, est un bloc-diagramme analogue à celui de la Fig. 4, comportant deux réseaux de couplage - les Figs. 7Â et 7B représentent, sous la forme de quadripôles, un amplificateur et une chaine de correction à contre-réaction du type série en entrée et en sortie, selon la première réalisation ; - les Figs. 8A et 8B représentent, sous la forme de quadripales,un amplificateur et une chaine de correction à contre-réaction du type parallèle en entrée et en sortie, selon la première réalisation ;; - les Figs. 9A et 9B représentent, sous la forme de quadripôles,un amplificateur et une chaine de correction à contre-réaction du type série en entrée et parallèle en sortie, selon la première réalisation ; les Figs. 10A et 10B représentent, sous la forme de quadripôles, un amplificateur et une chaine de correction à contre-réaction du type parallèle en entrée et série en sortie, selon la première réalisation ;; - la Fig. 11 représente, sous la forme de quadripôles et de multipôles, un amplificateur et une chaine de correction à double contreréaction, issus dune généralisation des Figs. 9B et 10B - la Fig. 12 est un diagramme fonctionnel d'un dispositif asservi muni d'une chaine de correction dite à réinjection du signal d'erreur en amont, selon la seconde réalisation - la Fig. 13 est un bloc-diagramme du dispositif selon la Fig. 12, muni de réseaux de couplage ; - la Fig. 14 est un bloc-diagramme d'une seconde variante du dispositif selon la séconde réalisation, pour laquelle la réinjection du signal d'erreur est devant l'accès de sortie des seconds moyens de couplage ;; - la Fig. 15 est un bloc-diagramme d'une troisième variante du dispositif selon la seconde réalisation, pour laquelle la rénjection du signal d'erreur est devant l'accès de sortie de la chaine de retour ; - la Fig. 16 est un bloc-diagramme d'une quatrième variante du dispositif selon la seconde réalisation, pour laquelle la réinJection du signal d'erreur est réalisée entre deux parties de la chaîne de retour - la Fig. 17 est un bloc-diagramme analogue à celui de la Fig. 13, dans lequel un dispositif de préamplification est inséré entre les cinquièmes et seconds moyens de couplage ; - les Figs. 18A et 18B représentent, sous la forme de quadripôles, un amplificateur à contre-réaction du type série en entrée, corrigé par une chaîne de correction du type passif, selon la seconde réalisation ;; - les Figs. 19A et 19B représentent, sous la forme de quadripôles, un amplificateur à contre-réaction du type parallèle en entrée, corrigé par une chaine de correction du type passif, selon la seconde réalisation - les Figs. 20 et 21 sont des diagrammes fonctionnels de dispositifs asservis munis d'une chaine de correction, selon les première et seconde réalisations respectivement, et de deux chaines directes principales en cascade - la Fig. 22 est un diagramne fonctionnel analogue à celui de la Fig. 12, dans lequel la chaine directe en amont est munie d'une chaine de retour ; et - la Fig. 23 est un diagramme fonctionnel, issu de la combinaison des Figs0 1 et 12 montrant un dispositif asservi muni de chaines de correction, selon les première et seconde réalisations. Avant de détailler les différentes réalisations d'un asservi sement conforme à l'invention, on définit ci-après les différents termes employés dans la présente description. Le terme "signal" est relatif à une grandeur physique mesurable éventuellement variable en fonction du temps, dont la valeur stex- prime avec certaines unités. Ce signal peut être de nature variée, électrique ou mécanique par exemple. Lorsqu'il est de nature électrique, il correspond à un couvant, une tension ou encore à une "onde de puissance" qui est définie en un point par une combinaison linéaire d'une tension et d'un courant, caractérisée par un sens de propagation direct ou inverse, et telle que le carré de sa mesure soit un flux de puissance dirigé suivant le sens de propagation. Lorsque le signal est de nature mécanique, il correspond par exemple à un déplacement, une déformation ou à une "onde de puissance" acoustique. La " transmit tance" T d'une chaine directe ou de retour d'un dispositif asservi est égale au rapport de la valeur mesurée du signal de sortie de la chaine à celle du signal appliqué à l'accès d'entrée de la chaine. La valeur de la transmittance s'exprime à l'aide d'unités correspondant à celles des signaux d'entrée et de sortie. Lorsque ces signaux sont de même nature et sontexprimés - avec les mêmes unités, la transmit tance est un nombre sans dimensLoei. Dans le cas contraire, la transmittance s'exprime dans une unité particulière. Par exemple, si le signal de sortie est une tension exprimée en Volts, et le signal d'entrée un courant exprimé en Am- pères, la transmittance est une "impédance de transfert" exprimée en ohmso Si le signal de sortie est un courant exprimé en Ampères et le signal d'entrée une tension exprimée en Volts, la transmittance est une "conductanee de transfert" exprimée en nilios. Si le signal d'entrée et le signal de sortie sont des ondes de puissance, la transmittance est un "coefficient de transmission". En réalité, ces définitions sont schématisées; généralement, le signal est fonction du temps et il n'y a plus un rapport constant entre la mesure du signal d'entrée et celle du signal de sortie, qui est donné en fonction du temps par le produit de convolution, au sens mathématique du terme, de la transmittance et de la mesure du signal d'entrée. Si les transformées de Fourier ou de Laplace des signaux d'entrée et de sortie sont considérées, la transformée de latransmittance est le rapport des transformées de ces signaux. La transmittance est ainsi fonction de la fréquence et s'exprime dans les unités définies précédemment, lorsque les signaux varient sinu soidalement en fonction du temps à une fréquence prédéterminée. Comme déjà dit, les dispositifs asservis de la présente invention sont du type linéaire et la transmittance d'une chaine ne dépend pas de l'amplitude de la mesure du signal d'entrée. En se référant aux Figs. 1 et 12, on retrouve dans la partie inférieure de ces figures un dispositif asservi linéaire classique 1 com- prenant une chaine directe. 10 et une chaine de retour 11 ayant des transmittances T10 et T11. Le dispositif reçoit à son accès d'entrée 12 un signal d'entrée ou de référence E et restitue à son accès de sortie 13 un signal de sortie S. L'accès d'entrée 110 de 2a chaine de retour prélève une partie du signal Si transmis par l'accès de sortie 101 de la chaine directe à travers un coupleur de sortie dit séparateur 14.Le signal T11 S' restitué par l'accès de sortie 111 de la chaine de retour 11 combine le signal d'entrée E au moyen d'un oupleur- d entrée dit mélangeur 15 pour donner le signaldit d'erreur #1 = E + T11 S'1 qui est appliqué à l'accès d'entrée 100 de la chaine directe. Par ailleurs, on notera dans la suite que, relativement aux figures des circuits fonctionnels d'un dispositif asservi, un coupleur dit séparateur, tel que 14, et un coupleur dit mélangeur, tel que 15, sont représentés symboliquement par un point de connexion et un opérateur de sommation. Lorsque la chaine directe 10 est parfaitement linéaire, le signal de sortie est égal à T10 e1. Les signaux E, T11 S; et #1 étant de même nature et exprimés dans la même unité, la transmittance T11 est de dimension inverse à celle T10 de la chaine directe. Cependant, la chaine directe 10 n'est pas, en pratique, parfaitement linéaire et il convient de tenir compte d'un signal de perturbation ou de distorsion 4 due à l'amplification de la chaine directe du dispositif non corrigé 1. Ce signal de distorsion est introduit symboliquement sur les figures par un opérateur de sommation à la sortie de la chatne directe. Dans ce cas, le signal de sortie S'1 est : S'1 = T10 #1 + Ce signal de distorsion A1 dû aux imperfections de la chaine directe 10, dépend ou non du signal utile et a plusieurs origines telles que le bruit thermique, la distorsion de non linéarité, l'hystérésis ou le bruit de quantification dans le cas d'une chaine directe numérique. Dans ces conditions, les équations régissant le dispositif asservi 1 s'écrivent S'1 = T10 #1 + #1 #1 = T11 S'1 + E et, de ces équations, sont déduits #1 = E/(1 - T10T11) + T11 #1/(1 - T10T11) s; = T10 E/(1 - T10T11) + T10T11) Dans la pratique, la transmittance T10 de la chatie est grande et on a : |T10T11|# 1 et T10T11 La transmittance du dispositif asservi 1 est donc pratiquement donnée par l'inverse de la transmittance de la chaine de retour, soit (-l/T11), avec une erreur relative égale à 1/(T10T1l), et le signal de distorsion #1 est divisé par T1 0T11. Selon une première réalisation conforme à l'invention, le dispositif asservi 1 est muni d'une chaine de correction 2 ayant une transmittance T2, , comme montré à la Figo 1. La transmittance T2 a la même dimension que celle T10 de la chaine directe 10 et que celle du dispositif asservi.L'accès d'entrée 20 de cette chaîne 2 prélève une fraction du signal d'erreur #1, ou d'un si gEl proportionnel au signal d'erreur el, au moyen d'un coupleur du type séparateur 22 qui est interconnecté entre l'accès de la sortie du coupleur 15 et l'accès d'entrée 100 de la chaîne directe 10, ou Fig. 20 selon une autre variante représentée à la / , qui est interconnecté entre les accès de sortie et d'entrée de deux parties de la chaine d'amplification directe 10 connectées en cascade.Puis, après multiplication du signal #1 par T2, l'accès de sortie 21 de la chaine de correction 2 transmet le signal #1T2, additionné au signal de distorsion #2 de la chaine de correction, qui est mélangé au signal de sortie S'1 de la chaîne directe 10 au moyen d'un coupleur du type mélangeur 23 dont 1 'accès de sortie transmet le signal de sortie corrigé du dispositif S = S'1 + #1T2 + #2 ou S = E(T10 + T2)/(1 - T10T11) + #1(1 + T11T2)/(1-T10T11) + #2 Si on fait abstraction pour l'instant de 2 dans l'équation précédente, il apparait que, pour supprimer l'influence du signal de distorsion 4 de la chaine directe 10 dans la transmittance T du dispositif, le coefficient du terme #1 doit être nul, ce qui est conditionné par la relation suivante : T2 = -1/T11 exprimant la transmittance idéale de la chaine de correction.Par suite, la transmit tance du dispositif corrigé est T = S/E = -1/T11 (avec |T10 T11|#1) Ainsi, la transmittance du dispositif est rigoureusement de:'ie par celle de la chaine de retour 11 et le signal de distorsion introduit par la chaine directe 10 disparaît totalement. Comparative- ment aux dispositifs présentés dans le préambule de la description, celui muni d'une chaine de correction idéale conforme à l'invention a une transmittance totalement indépendante des variations éventuel- les de la transmittance T10 de la chaine directe. Le dispositif fonctionne sur une large bande de fréquence, puisqu'il n'y a pas à équilibrer de boucle de détection d'erreur. Par ailleurs, la compensation sera facilement réalisée, en pratique, par le fait que la valeur de la transmittance T2 de la chaine de correction 2 est choisie sensiblement égale à celle du dispositif à corriger constitué par les chaînes directe et de retour 10, 11. Les dérives des channes en fonction de la température ou du temps se compensent sensiblement. Cependant, en pratique, la chaine de correction 2 n'est jamais parfaitement linéaire Si #2 désigne le signal de distorsion ou de non linéarité de la chaine de correction 2, celui-ci est une fonction croissante du niveau du signal de sortie de la chaine de correction 2. Il s'écrit : #2 # &alpha;2(T2#1) + &alpha;3(T2#1) + ... ou avec Ta = 1/T11 1 #2#&alpha;2(T10#1/(T10T11)) + &alpha;3(T10#1/T10T11)) + D'auprès cette dernière relation si les coefficients de non linéarité d relatifs à la chaine directe et à la chaîne de correction sont égaux, la distorsion de non linéarité du dispositif corrigé est, par rapport à celle de la chaine directe, divisé par (T10T11 )2 pour le second ordre de non linéarité, par (T10T11) pour le troisième ordre de non linéarité. Puisque, selon les hypothèses précédentes, T10T11 est élevé, la linéarité du dispositif est nettement améliorée.En pratique - comme on le verra dans la suite les coefficients de non linéarité de la chaîne de correction peuvent entre beaucoup plus faibles que ceux de la chaîne directe 10, ce qui contribue encore à une amélioration notable des performances du dispositif. Le bruit thermique créé par la chaîne de correction 2 est également à considérer. Etant donné que le facteur de bruit thermique d'une chaîne est proportionnel à la puissance de bruit recueillie en sortie divisée Pa le carré de la transmittance de la chaîne, le facteur de bruit du dispositif muni de la chaîne de correction est égal à celui de la chaîne de correction, puisque les transmit tances T2 et T sont égales et que la puissance de bruit en sortie du dispositif est celle engendrée par la chaîne de correction. Le facteur de bruit du système corrigé est, en pratique, plus faible que celui du système non corrigé, égal à celui de la chaine direct. 10, puisque le dispositif d'amplification de la chaSne de correction travaille dans des conditions moins sévères, par le fait que son niveau à son accès d'entrée est plus faible. Par ailleurs, si uniquement le dispositif d'amplification de la chaîne directe 10 présente un seuil de saturation, le signal à l'accès de sortie 13 est indépendant de cette saturation puisque la transmittance T n'est pas fonction de la transmittance T10. Lorsque le dispositif d'amplification de la chaine de correction 2 présente également un seuil de saturation, le seuil de saturation du dispositif au niveau du signal de sortie S est proportionnel à la somme des deux seuils de saturation précités et, par suite, augmenté, Selon une seconde variante de cette première réalisation montrée à la Fig. 2, la chaîne de correction 2 se présente sous la forme d'un dispositif asservi classique. Elle comporte une chaîne directe 20 et une chaîne de retour 21 ayant des transmittance Tao et T210 Le signal de sortie S2 de la chaîne directe 20 est prélevé par un coupleur mélangeur 25 à travers la chaîne de retour 21. Ce coupleur 25 additionne les signaux E1 et T21S2 et restitue un signal d'erreur e2 vers Itaccès entrée 200 de la chine directe 20. Cette chaîne de correction 2 permet de minimiser les erreurs sur la transmittance globale T2 par rapport à une chaîne de correction à simple chaîne directe telle que montrée à la Fig. 1. A 11 aide de calculs analogues à ceux précédemment exposés et avec les mômes hypothèses, conjointement à la condition 1T20T211 1, on montre que l'influence des perturbations ou du signal de distorsion a1 de la chaîne directe 10 est supprimée si la condition suivante est satisfaite : T21 = T11 + 1/T10 ce qui correspond à un signal sur l'accès de sortie 13 du dispositif tel que S = -E/T11 + #2 De préférence, les valeurs des transmittances T11 et T21 sont choisies égales, ce qui permet d'utiliser une chaîne de retour de correction 21 identique à celle relative à la chaîne directe principale 10 à linéariser. Dans ce cas, le facteur de bruit du dispositif corrigé est toujours celui de la chaîne de correction 2.En général, l'erreur de non linéarité de la chaîne de correction n'apparaît pas dans le signal de sortie et l t erreur de non linéarité de ae la chaîne directe principale 10 est divisée par le produit des taux de contre-réaction (T100T11) X (T20.T21) du dispositif non corrigé 1 et de la chaîne de correction 2. En pratique cependant, les transmittances T11 et peuvent être sensibLement différentes à cause, notamment, de la dispersion des circuits ou lorsque la transmittance (-1/T11) du dispositif non corrigé 1 varie sans que celle (-1/T21) de la chaîne de correction soit modifiée. Enfin, selon une troisième variante de la première rilisation, le dispositif comporte une ou plusieurs chaînes de correction asser- vies et superposées afin que la première chaîne de correction 2 ait une transmittance proche de la valeur idéale (-1/T11). A la Fig. 3, deux telles chaînes de correction 2 et 4 superposées ont été représentées. La seconde chaîne de correction 4 comprend une chaîne directe 40 et une chaîne de retour 41, respectivement de transmittance T40 et T41, dont les accès d'entrée et de sortie sont reliés classiquement à des coupleurs séparateur et mélangeur, 44 et 45. L'accès d'entrée du coupleur mélangeur 45 est relié à l'accès de couplage d'un coupleur séparateur 42 qui est interconnecté entre le coupleur 25 et l'accès d'entrée 200 de la chaîne directe 20 de la première chaîne de correction 2. L'accès de sortie du coupleur séparateur 44 transmet le signal 84 et est relié à l'accès de couplage d'un coupleur mélangeur 43 qui est interconnecté entre les coupleurs 24 et 23 de la première chaîne de correction 20 Par suite, l'accès de sortie du coupleur 45 transmet le signal d'erreur #4 = #2 + S'4T41 de la seconde chaîne de correction 4 vers l'accès d'entrée 400 de la chaîne directe 40. En effectuant des calculs analogues à ceux effectues précédemment relatifs à la Fig. 1 et en supposant que les taux de réaction T10.T11, T20.T21, T40.T41 sont très grands par rapport à l'unité et que les transmit tances T1. , T21, T41 sont égales, on montre que la transmittance T2 de la chaîne de correction 2, munie de la seconde chaîne de correction 4, et la transmittance T du dispositif asservi corrigé sont Les distorsions de non linéarité apportées par les deux chapes de correction 2, 4 sont négligeables.Seul, le rapport extrêmement faible de la distorsion de non linéarité de la chaîne directe principale 10, divisé par un terme proportionnel à (T1 oT11 sT20T11.T40 T11), peut être considéré dans le signale sortie S du dispositif asservi non corrigé. il en résulte que, plus il y a de chaînes de correction superposées dans le dispositif, moins l'influence des signaux de distorsion, dus notamment à la chaîne directe principale 10, perturbe le signal de sortie S. Quant au facteur de bruit du dispositif asservi corrigé global, on montre que celui-ci est égal à celui de la chaîne directe principale 40 de la seconde chaîne de correction 4. On va maintenant décrire, de manière générale, en référence aux Figs. 4 et 5, une application préférée de cette première réalisation concernant un dispositif d'amplification à contre-réaction muni d'un dispositif d'amplification de correction à réinjection du signal d'erreur en aval. Par analogie avec la Fig. 1, le dispositif asservi montré à la Figo 4 est constitué d'un circuit d'amplification directe 10 ayant une transmittance T10, d'un circuit de contre-réaction 11 ayant une transmittance T11, , d'un réseau de couplage de sortie dit séparateur 14 et d'un réseau de couplage d'entrée dit mélangeur 15. Le drcuit d'amplification directe possède un accès d'entrée 100 et un accès de sortie 101 et éventuellement d'autres accès d'entrée et de sortie. Le circuit de contre-réaction 11 possède un ou plusieurs accès dlentrée tels que 1101, 1102,... et un ou plusieurs accès de sortie, tels que 1111, 1112,... Le réseau de couplage de sortie 14 possède un accès rentrée 140 connecté à l'accès de sortie 101 du circuit d'amplification directe 10, un ou plusieurs accès de couplage, tels que 1411, 1412,...,en nombre égal au nombre des accès d'entrée 1102w**o du circuit de contre-réaction 11, et un accès de sortie 1413 qui constitue l'accès de sortie du dispositif d'amplification à contre-réaction 1 non muni de dispositif de correction.Le réseau de couplage d'entrée 15 possède un ou plusieurs accès de couplage, tels que 1501, 1502,..., en nombre égal au nombre d'accès de sortie liai, 1112,... du circuit de contre-réaction 11, un accès d'entrée 1503 auquel est appliqué le signal d'entrée ou de référence Es et un accès de sortie 151 transmettant le signal d'erreur #1 vers l'accès d'entrée 100 du circuit d'amplification directe. On notera que les différents réseaux et circuits précédents fonctionnent en régime à 2N pôles et que le terme "accès" signifie en général deux bornes transmettant des courants vectoriels entrant dans le circuit associé dont la somme n e algébrique est nulle. Capent dans, pour certaines applications - comme on le verra dans la suite il peut se produire que la condition d'annulation précédente ne soit plus vraie et que les boucles de courant puissent s'établir et courtcircuiter l'accès d'entrée ou de sortie du circuit d'amplification directe 10 ou du circuit de contre-réaction 11. Dans ce cas, on remédie à cet inconvénient en introduisant un dispositif d'isole- ment tel qu'un transformateur, par exemple, qui interrompt ces boucles de courant. En revenant à la Fig. 4, une fraction du signal S1' sortant de l'accès de sortie 101 du circuit d'amplification directe 10 etanqud se superpose le signal de distorsion ou de perturbation t19 est prélevéepar le réseau de couplage de sortie 14 et, par l'intermédiaire du circuit de contre-réaction 11, est injectée dans le réseau de couplage d'entrée 15, dans lequel il se combine avec un signal proportionnel au signal d1 entrée E pour produire le signal erreur C'est ce signal d'erreur que l'on retrouve à l'accès d'entrée 100 du circuit d'amplification directe 10 et qui, amplifié et traversant le réseau de couplage de sortie 14, donne naissance au signal de sortie du dispositif à contre-réac ti on. Cette disposition est à l'origine des propriétés particulières d'un dispositif d'amplification à contre-réaction. Le gain est essentiellement fonction des coefficients de transmission des circuits 11, 14 et 15 et tout signal de perturbation a1, superposé au signal de sortie S'1 et résultant des imperfections du circuit d'amplification directe 10, est réduit dans le rapport du taux de contre-réaction sensiblement égal au gain en boucle ouverte du dispositif d'amplification qui est obtenu en ouvrant celui-ci entre l'accès 151 et l'accès 00 et en mesurant sous certaines conditions d'adaptation le gain entre les accès 100 et 151, par exemple. Le dispositif amplificateur de correction 2, objet de la présente invention, est constitué par l'adjoncti on, dans le dispositif d'amplification 1 qui vient d'être décrit, d'un réseau de couplage d'entrée 22, d'undjpca'tfd1amplification de correction 2 et d'un réseau de couplage de sortie 23. Le réseau de couplage 22 possède au moins trois accès : un accès d'entrée 220 connecté à l'accès de sortie 151 du coupleur 15, un accès de sortie 2213 connecté àl'accès d'entrée 100 du circuit d'amplification directe 10, et un accès de couplage 2211 relié à l'accès d'entrée 20 du dispositif de correction 2. L'amplificateur du dispositif de correction 2 possède au moins deux accès, à savoir l'accès d'entrée 20 et un accès de sortie 21.Le réseau de couplage de sortie 23 possède au moins trois accès : un accès d'entrée 2303 relié à l'accès de sortie 1413 du réseau de.couplage de sortie 14, un accès de sortie 231 confondu avec l'accès de sortie 13 du dispositif asservi corrigé et un accès de couplage 2301 relié à l'accès de sortie 21 de l'amplificateur du dispositif de correction 2. Le dispositif de correction 2 prélève à son accès d'entrée 20 un signal proportionnel au signal d'erreur #1 du dispositif d'amplification à contre-réaction 1, l'amplifie à un niveau convenable, si le gain T2 est judicieusement choisi, et le superpose au signal de sortie S1 du circuit d'amplification directe 10 en l'opposant au signal de perturbation # 1 produit dans 10.Le signal résultant S de sortie du dispositif asservi corrigé est ainsi débarrassé du signal de perturbation A 1* Comme déjà dit, les différents signaux E, S, #1, #1 précités peuvent autre de natures variées et différentes. Lorsque ces signaux sont des signaux électriques, ils sont par exemple des courants, des tensions, des ondes de puissance ou analogues. Les transmit tances des différents réseaux et circuits s'expri ment dans des unités correspondantes. Pour simplifier les écritures, on considère dans la suite que le circuit de contre-réaction 11 a un seul accès entrée 1101 et un seul accès de sortie 1111 et que les réseaux de couplage 14 et 15 ont un seul accès de couplage 141t, 1501.Les transmittances entre l'accès entrée et l'accès de sortie des réseaux 14, 15, 22 et 23 sont notées respectivement par T14, Tr5, T22 et T23, les transmittances de 11 accès de couplage vers l'accès de sortie des réseaux 15 et 23 par C15 et 023 et les transmittances de l'accès d'entrée vers l'accès de couplage des réseaux 14 et 22 par C14 et C22. On rappelle que la transmittance est le rapport du signal à l'accès d'émission au signal à l'accès de réception, la réception et l'émission étant considérées dans le réseau suivant le sens de propagation du signal. Ces transmittances tiennent compte des différents déphasages qui peuvent se produire dans la transmission à travers le réseau. Dans ces conditions, le dispositif à contre-réaction corrigé est soumis aux équations suivantes e1 = T15 E + T10 T11 C14 C15 T22 e1 + T11 C14 C15 #1 S = T10 T14 T22 T23 #1 + T2 C22 C23 #1 + T14 T23 #t Tout calcul fait, le coefficient du terme #1 dans la relation donnant la transmittance T du dispositif à contre-réaction corrigé s'annule lorsque T2 = ~ (T14T23)/(T11 014 C15 C22 C23) La transmittance idéale T s'écrit selon cette condition par :: T = S/E = - (T14 T15 T23)/(T11 C14 C15) Selon la seconde variante du dispositif à contre-réaction corrigé, celui-ci comprend, comme montré à la Fig. 5 et en analogie avec la Fig. 2, un Dispositif de correction 2 à contre-réaction. Ce dernier est constitué d'éléments 20, 21, 24 et 25 analogues à ceux déjà cités relativement à la Fig. 2 et interconnectés entre les accès d'entrée et de sortie 2o, 21 du dispositif de correction 2. Sur la Fig. 5, on a représenté les éléments 24 et 25 conme étant des réseaux de couplage. Le réseau de couplage d'entrée 25 présente une transmittance C25 de son accès de couplage 25 1 relié à l'accès de sortie 211 du circuit à contre-réaction 21 vers son accès de sortie 251 relié à l'accès d'entrée 200 du circuit d'amplification directe 20, et une transmittance T25 de son accès d'entrée 2503, recevant un signal proportionnel au signal d'erreur e1 prélevé par l'accès de couplage 2211 du réseau de couplage 22, vers son accès de sortie 251 transmettant le signal d'erreur #2 du dispositif de correction 2. Le réseau de couplage de sortie 24 présente une transmittance T24 de son accès d'entrée 240 relié à l'accès de sortie 201 du circuit d'amplification directe 20 vers son accès de sortie 241 relié à 3 l'accès de couplage 2301 du réseau de couplage 23 et une transmittance C24 de son accès d'entrée 240 vers son accès de couplage 2411 relié à l'accès d'entrée 210 du circuit de contre-réaction 21. Bien entendu, comme pour les réseaux 14, 15 et le circuit de contreréaction 11, le réseau de couplage de sortie 24 peut comporter un nombre d'accès de couplage tels que 2411 égal au nombre d'accès d'entrée tels que 210, du circuit de contre-réaction 21 et, de m & e, le réseau de couplage d'entrée 25 peut comporter plusieurs accès de couplage tels que 2501 en nombre égal à celui des accès de sortie tels que 211 du circuit de contre-réaction 21. Dans ces conditions, le gain T2 du dispositif de correction à contre-réaction est : T2 = (T24 T25)/(T21 C24 C25) Pour réaliser le dispositif d'amplification muni d'un dispositif de correction à contre-réaction dont le signal de sortie S n'est pas influencé par le signal de distorsion 1 du circuit d'amplification directe 10, la relation suivante doit être réalisée :: T24 T25 T14 T23 T21 024 025 T 014 015 21 24 25 11 14 15 22 23 Pour satisfaire la relation précédente, on choisit de préférence ce des transmittances T11 T21 des circuits à contre-réaction 11 et 21 égales, dans le cas où le circuit de contre-réaction 11 a une structure complexe telle que celle d'un répéteur d'une ligne de transmission par câble. Selon une autre variante de la Fig. 4, les réseaux de couplage d'entrée 15 et 22 d'une part, et les réseaux de couplage de sortie 14 et 23 d'autre part, sont réalisés ehacun en un seul réseau de couplage, respectivement d'entrée 1522 et de sortie 1423, comme montré à la Fig. 6. Le réseau de couplage d'entrée possède au moins quatre accès, à savoir un accès d'entrée 15221 relié à l'accès d'entrée 12 du dispositif asservi et recevant le signal d'entrée E, un accès de sortie 15222 relié à l'accès d'entrée 100 du circuit d'amplification directe 10, un accès de couplage 15223 relié à l'accès d'entrée 20 du dispositif de correction 2, et des accès de couplage tels que 15224, 15225t... reliés respectivement aux accès de sortie 1161, 1112,..C du circuit de contre-réaction 11.Le réseau de couplage de sortie 1423 possède au moins quatre accès, à savoir un accès d'entrée 14231, relié à l'accès de sortie 101 du circuit d'amplification directe 10, un accès de sortie 14232 relié à l'accès de sortie 13 du dispositif asservi, un accès de coupage 1423 relié à l'accès de sortie 21 du dispositif de correction 2, et des accès de couplage tels que 14234, 14235,... reliés respectivement aux accès d'entrée 1101, 1102,... du circuit de contre-réaction 11. Comme précédemment, pour simplifier les écritures, on considè- rera que les réseaux de couplage n'ont qu'un accès de couplage 15224, 14234 et que le circuit de contre-réaction nta qu-'un accès d'entrée 1101 et qu'un accès de sortie 1111. On notera par tij et t'j les transmittances des réseaux de couplage 1522 et 1423 entre deux accès 1 et j, pour i et j variant de 1 à 4, tij ou t'ij étant le rapport du signal sortant de l'accès i et du signal entrant à l'accès j. et et 20 désignent les signaux reçus par les accès d'entrée 100, 20 du circuit d'amplification 10 et du dispositif de correction 2. Par ailleurs* on suppose que la transmittance t'43 est nulle, ce qui correspond au cas idéal ou l'effet de la contre-réaction et celui de la correction sont parfaitement séparés. Dans le cas contraire, où t43 n'est pas nulle, le signal de sortie du dispositif de correction intervient partiellement dans le circuit de contre-réaction 11 qui joue le rôle de contre-réaction dans le dispositif de correction; par suite, les dispositifs 2 et 11 jouent des rôles mal dissociés. Pour des raisons de simplicité de calcul, on suppose également que les transmittances t32, t23, t41, t14, t'13, t'31, t'42, t'24 sont nulles. Le dispositif selon la Fig. 6 est soumis dans ces conditions aux équations suivantes : t'41 #10 = t21 E + T10T11/t24 #10 + T11 t'41 t24 #1 #20 = t31E + T10 T11 t'41 t34#10 + T11 t'41 t34 #1 s = T10 t'21#10 + T2 t'23 #20 + t'21 #1 Afin de s'assurer d'un fonctionnement convenable du dispositif corrigé, le signal #20 transmis à l'accès d'entrée 2Q du dispositif de correction doit être aussi faible que possible et de l'ordre de grandeur du signal t10- Si on exprime à partir des équations précédentes e10 en fonction de E et #t, cette dernière condition est satisfaite si s t31 . t24 = t21 . t34 Cette relation concerne uniquement le réseau de couplage d'entrée t522.Sous cette condition, le coefficients de 1 dans l'expression du signal de sortie S en fonction de E et #1 est nul si on a T2 = ~ t'21 /(T11 t2,3 t41 t34) ce qui conduit à la transmit tance idéale T du dispositif T = S/E = - (t21 t31)/(T11 t41 t34) Cependant, si la condition t31.t24 = t21.t34 n'est pas satisfaite, le circuit d'amplification du dispositif de correction 2 fonctionne avec un niveau d'entrée plus élevé que le précédent0 Dans ce cas, la distorsion de non linéarité apportée par le dispositif de-correction risque d'être du même ordre de grandeur que celle du circuit d'amplification directe 10. On notera, par analogie avec la Fig. 5 et par souci d'économie, que, dans le cas où le dispositif de correction comporte un circuit de contre-réaction 21, les réseaux de couplage d'entrée 22 et 25 et les réseaux de couplage de sortie 23 et 24, ou bien encore les trois réseaux de couplage d'entrée 15, 22 et 25 et les trois réseaux de couplage de sortie 14, 23 et 24 peuvent tre réunis en un unique réseau de couplage d'entrée et un unique réseau de couplage de sortie. Une propriété bien connue de la contre-réaction est que les impédances d'entrée et de sortie d'un dispositif à contre-réaction 1 sont fixées avec une précision élevée0 Si la transmittance ou le gain en boucle ouverte du dispositif à contre-réaction est très grand, les réseaux de couplage d'entrée et de sortie fixent ces impédances avec une erreur relative de l'ordre de 1/(T1o T11). En se référant à la Fig. 4, il s'avère que, en ce qui concerne l'entrée, rien n'est changé. 81 étant de l'ordre de E/(T10.T11), une varion du coefficient de réflexion on aval de l'accès de sortie 151 produit du cité de l'accès d'entrée 1503 une variation du coefficient de réflexion inférieure à 1/(T10.T11).En ce qui concerne la sortie* on peut remarquer que le coefficient de réflexion p en aval du réseau de couplage 23 peut être de la forme # = T23 #' + C23 #" Dans cette expression p' et #" sont les coefficients de réfle xion aux accès 2301 et 2303, et T23 , 023 sont des coefficients de transmission (rapport d'ondes de puissance), ce qui implique que |T23| Quant au facteur de bruit du dispositif corrigé, on montre que celui-ci est faible si T15 C22 selon la Fig. 4 ou si t31 selon la Figo 6 est élevé, ce qui correspond à une bonne qualité de transmission entre l'accès d'entrée 12 du dispositif global et l'accès d'entrée 2o du dispositif de correction 2.Par ailleurs, la puissance de sortie du dispositif global est sensiblement égale à celle du signal de sortie S1, issu du circuit d'amplification directe 10, ayant traversé les réseaux de couplage de sortie 14 et 23 selon la Fig. 4 ou le réseau de sortie 1423 selon la Fig. 6. Pour obtenir une puissance en sortie élevée, il importe de choisir des coupleurs de sortie ayant une transmission élevée. On décrit maintenant quelques exemples d'application préférés d'un dispositif d'amplification à contre-réaction corrigé selon la première réalisation. Ils concernent un amplificateur principal à contre-réaction corrigé par un amplificateur de correctionàcontre réaction, chacun d'eux étant équivalent à deux quadripôles 10 et 11 ou 20 et 21. Selon ces applications, on a considéré, par souci d'économie, que les circuits d'amplification 10 et 20 étaient analogues et étaient contre-réactionnés par des circuits de contreréaction identiques ou au moins de configuration analogue. Dans les Figs. 7 à 11, les numéros repères utilisés précédeimnent dans les Figs. 4 à 6 définissent respectivement les mêmes circuits, réseaux et accès.On rappelle qu'un accès est constitué par deux bornes d'entrée ou de sortie définies au sens usuel du terme relativement à un quadripôle. Les Figs. 7A et 7B représentent un amplificateur principal 10 couplé à un circuit de contre-réaction 11 en série à travers un réseau de couplage d'entrée 15 et en série à travers un réseau de couplage de sortie 14. Le signal d'entrée E et le signal d'erreur ai sont des tensions tandis que le signal de sortie S est un courant. Afin que la tension d'erreur El soit appliquée étalement aux deux bornes d'entrée 20 du circuit d'amplification de correction 2 et que la somme des courants soit réalisée sur l'accès de sortie 13, le réseau de couplage d' entrée 22 relie en parallèle les bornes d'entrée 2o avec les bornes de sortie 151 du réseau de couplage série 15 et le réseau de couplage de sortie 23 relie en parallèle les bornes de sortie 2413 1413 des réseaux de couplage 24, 14 avec les bornes de sortie 13 du dispositif corrigé.Par suite, le circuit d'amplifi cation de correction à contre-réaction 2 présente des réseaux de couplage d'entrée 25 et de sortie 24, reliant le circuit d'amplifi- cation 20 et le circuit de contre-réaction 21, qui sont analogues aux réseaux 15 et 14. Selon la structure du dispositif asservi corrigé* celui-ci part introduire une impédance faible ou nulle entre le point "bas" de l'accès de sortie 13 et le point "chaud" à potentiel élevé de l'accès d'entrée de la chaîne de retour 11 qui - comme on le verra dans la suite - correspondent à la masse ou potentiel de référence et à l'émetteur du ou des transistors du circuit d'amplificfioncipal10. A cette fin, sont prévus des moyens d'iaolement tels qu'un coupleur électro-optique constitué par un photo-transistor et une diode électroluminescente par exemple, ou un transformateur 222, 232, comme montré aux Figs. 7A et 7B. Ce transformateur 222, 232 est inséré en parallèle, par exemple, entre l'accès d'entrée 220, confondu avec l'accès de sortie 226, et l'accès de couplage 2211 du réseau de couplage d'entrée 22, comme montré à la Fig. 7A, ou encore entre l'accès de couplage 2301 et les accès d'entrée et de sortie confon- dus 2303, 231 du réseau de couplage de sortie 23, comme montré à la Fig. 7B.Le dispositif d'isolement pourrait encore se trouver en parallèle entre les accès 2411 et 210 ou 211 et 2501, ou dans l'amplificateur principal0 Selon un premier exemple particulier, on a représenté sur les Figs. 7A et 7B le cas où chaque amplificateur principal ou de correction 10 et 20 est constitué par un simple transistor 102, 202 monté en émetteur commun et ayant une résistance d'émetteur 112, 212 constituant le circuit de contre-réaction 11, 21. Les résistances 112, 212 sont de préférence égales et constituent chacune un quadripôle à simple impédance en dérivation. Selon cet exemple et de manière analogue pour les exemples suivants, lorsque le transistor 102 est un transistor de puissance et le transistor de correction 202 est un transistor à faible facteur de bruit, le dispositif asservi corrigé (1+2) est équivalent à un transistor de puissance, très linéaire et à faible facteur de bruit. Un tel dispositif peut constituer un étage de sortie d'un circuit d'amplification à plusieurs étages qui, globalement, comporte également un circuit de contre-réaction et un circuit de correction. Les Figso 8A et 8B concernent un amplificateur principal 10 couplé à un circuit de contre-réaction 11 en parallèle à travers un réseau de couplage d'entrée 15 et en parallèle à travers un réseau de couplage de sortie 14. Le signal d' entrée E et le signal d'erreur e1 sont des courants-tandis que le signal de sortie S est une tension. Le réseau de couplage d'entrée 22 relie en série l'accès de sortie 151 du réseau 15 et l'accès d'entrée 100 de l'amplificateur 10 à l'accès d'entrée 20 du circuit de correction 2, et le réseau de couplage de sortie 23 relie en série l'accès de sortie 21 du dispositif de correction 2 aux accès de sortie 1413 du réseau de couplage 14 et 13 du dispositif global. Selon l'exemple représenté, les circuits d'amplification principal et de correction 10, 20 comportent chacun un simple transistor 103, 203 monté en émetteur commun dont la base et le collecteur sont reliés par une résistance 113, 213 constituant un quadripôle de contre-réaction 11, 21 à impédance en série.Si nécessaire, le réseau de couplage d'entrée 22, comme montré à la Fig. 8A, comporte un dispositif d'isolement tel qu'un transformateur 223 disposé en série, dont le primaire relie les bornes "chaudes" des accès 151 et 100 et dont le secondaire relie les deux bornes de l'accès 20 ou le réseau de couplage de sortie 23, comme montré à la Fig. 8Bw comporte un dispositif d'isolement tel qutun transformateur 233 disposé en série dont le primaire relie les bornes de l'accès 21 et dont le secondaire relie les bornes "chaudes" des socès 1413 et 13. Un amplificateur principal 10 couplé à un circuit de contreréaction 11 en série à travers un réseau de couplage d'entrée 15 et en parallèle à travers un réseau de couplage de sortie 14 est montré aux Figs. 9A et 9B. Le signal d'entrée E et; lue signal d'erreur #1 sont des tensions et le signal de sortie S est une tension. Par suite, le réseau de couplage d'entrée 22 connecte en parallèle les accès 151, 20 du réseau 15 et du dispositif de correction 2, et le réseau de couplage de sortie 23 connecte en série l'accès de sortie 21 du dispositif de correction, transmettant une tension, et les accès 1413 et 13 du réseau 14 et dudispostt1Dbal. Les réseaux de couplage 24 et 25 du dispositif de correction sont du type série et du type parallèle. Eventuellement, le réseau de couplage 22 comporte un transformateur, comme montré à la Fig. 9A, analogue à celui 222 de la Fig. 7A, ou le réseau de couplage 23 comporte un transformateur, comme montré à la Fig. 9B, analogue à celui 233 de la Fig. 8B. Dans les Figs. 9A et 9B, on a représenté un exemple de circuits tel que chaque circuit d'amplification, principal 10 ou de correction 20, comporte deux transistor 104, 105 ou 204, 205 et 11, 21 tel que chaque circuit de contre-réaction/ est un quadripôle en # inversé constitué par deux résistances 114, 115 ou 214, 215.Les quadripôles dits en r inversé ou en r sont définis, selon l'usage, dans la suite, de l'accès d'entrée à gauche vers l'accès de sortie à droite du quadripale. Le collecteur du premier transistor 104, 204 est relié à la base du second transistor 105, 205e La base et 11 émetteur du premier transistor 104, 204 constituent l1 accès d'entrée 100, 200 du circuit d'amplification 10, 20 et le collecteur et l'émetteur du second transistor 10, 20 constituent l'accès de sortie 101, 201 du circuit d'amplification 10, 20.La borne commune aux résistances 114, 115 ou 214, 215 est reliée à l'émetteur du premier transistor 104, 204; L'autre borne de la résistance 114, 214 est reliée au collecteur du second transistor 105, 205 tandis que l'autre borne de la résistance 115 ou 215 est reliée à l'émetteur du transistor 105 ou 205 et à la masse ou à l'émetteur du transistor 104, via le réseau d'entrée 22, et au collecteur du transistor 105, vialesréseauxwde..sortie 23 et 140 Les Figs. 10A et lOB concernent un circuit d'amplification principal 10 couplé en parallèle par le réseau de couplage 15 et en série par le réseau de couplage 14, à un quadripôle de contreréaction 11.Les réseaux de couplage 24 et 25 du dispositif de correction entre le circuit d'amplification 20 et un quadripôle de contre-réaction 21 sont du même type que les précédents, 14 et 15. Le signal d'entrée E et le signal d'erreur 1 sont des courants et le signal de sortie S est un courant. Dans ce cas, le réseau de couplage d'entrée 22 est du type série, éventuellement muni d'un transformateur 223, comme montré à la Fig. 1 0A, analogue à celui de la Fig. 8A, et le réseau de couplage de sortie 23 est du type parallèle, éventuellement muni d'un transformateur 232, comme mon tre à la Fig. lOB, analogue à celui de la Fig. 7B. Selonltexemple d'application montré, chaque circuit d'amplification 10 ou 20 est constitué par deux étages à transistor 106, 107 ou 206, 207 analogue à ceux décrits en référence aux Figs. 9A et 9B. Par contre, chaque circuit de contre-réaction 11 ou 21 est constitué par un quadripôle en r comportant des résistances 116, 117 ou 216, 217. La borne commune de ces résistances est reliée à l'émetteur du second transistor 107 ou 207. L'autre borne de la résistance 116 ou 216 est reliée à la base du premier transistor 206 tandis que l'autre borne de la résistance 117 ou 217 est reliée à l'émetteur du premier transistor 106 ou 206 et à la masse ou à la base du transistor 106 à travers le réseau 22 et à la masse à travers le réseau 23. A titre d'exesple, la Fig. 11 montre un circuit d'amplification 10 à double boucle de contre-réaction muni également d'un circuit d'amplification de correction 20 à double boucle de contreréaction. Les circuits de contre-réaction 11, 21 possèdent chacun deux accès d'entrée et deux accès de sortie. Seuls, les réseaux de couplage d'entrée et de sortie 14, 15 du dispositif d'amplification à corriger 1 et les réseaux de couplage 22, 23 de celui-ci avec le dispositif de correction 2 ont été détaillés afin de ne pas surcharger la Fig. 11. Le dispositif 2 est analogue au dispositif 1 et les réseaux 14, 15 sont identiques aux réseaux 24, 25.Chaque circuit d'amplification 10 ou 20 comporte deux transistors 108,109 ou 208, 209 analogues à ceux 104, 105 ou 204, 205 des Figs.9A et ou à ceux 106, 107 ou 206, 207 des Figs. 10A et 103. Les circuits de contre-réaction 11 et 21 sont une superposition des circuits de contre-réaction montrés aux Figs. 9A, 9B et 10A, 10B. L'émetteur du premier transistor 108 ou 208 est relié à laborne commune de deux résistances 114', 1151 ou 214', 215t connectées en r inversé dans le circuit de contre-réaction 11 ou 21, et l'émet- teur du second transistor 109 ou 209 est relié à la borne commune de deux autres résistances 116', 117' ou 216',217' connectées enr dits le circuit de contre-réaction 11 ou 21. Ces deux bornes communes forment un accès de couplage tel que 1103 entre le circuit d'amplification principal 10, 20 et le circuit de contre-réaction 11, 21.La première borne commune et l'autre borne des résistances 1151, 117' ou 215t, 217' forment un accès de sortie, tel que 1111, du circuit de contre-réaction 11, 21 et un accès de couplage, tel que 1501, du reseau.de couplage d'entrée 15, 25, tandis que la seconde borne. commune et 11 autre borne des résistances 115', 117' ou 215', 217t forment un accès d'entrée, tel que 1102, du circuit de contre-réaction et un accès de couplage tel que 141 2, du réseau de couplage 14, 24.La borne commune aux résistances 115,', 1171 ou 215', 217', qui forment la borne commune des accès d'entrée et de sortie 12, 13 -ou 20, 21 et l'autre borne de la résistance 1161, 216t d'lune part, et la borne commune précitée et l'autre borne de la résistance 114', 214', reliée à l'autre borne de l'accès de sortie 13 à travers le réseau 23 d'autre part, forment respective ment un accès de sortie, tel que 1112, du circuit de contreréaction Il ou 2t et un accès de couplage, tel que 1502, du réseau de couplage 15 ou 25 d'une part, et un accès d'entrée, tel que 1101* du circuit de contre-réaction 11 ou 21 et un accès de couplage, ti que 14tel, du réseau de couplage 14 ou 24, d'autre part. La base et l'émetteur du premier transistor 108 ou 208 forment l'accès d'entrée 100 ou 200 du circuit d'amplification 10 ou 20, et le collecteur et l'émetteur du second transistor 109 ou 209 forment l'accès de sortie 101 ou 201 du circuit d'amplification 10 ou 20. Ainsi, chaque réseau de couplage 15, 14 ou 25, 24 comportent quatre accès dont deux sont des accès de couplage au circuit de contreréaction 11 ou 21. Le circuit d'amplification 10, 20 comporte trois accès dont un est/accès de couplage, tel que 1103, avec le circuit de contre-réaction 11, 21, lequel comporte cinq accès. Le réseau de couplage 22 comporte trois résistances 226, 225 et 227 reliées selon cet ordre en série, entre les bornes de l'accès d'entrée 220. La borne de la résistance 226 commune à l'accès 220 est reliée à l'accès d'entrée 12 et la borne de la résistance 227 commune à l'accès 220 est reliée à la borne commune aux résistances 114', 115'. L'accès de couplage 2211 a une borne reliée à celle commune à l'accès 220 et à la résistance 226, qui est reliée à la base du transistor 208,et à une autre borne reliée à celle commune aux résistances 225 et 227 et: rallé à la borne commune aux résistances 215' et 217'.L'accès de sortie 2213 alune borne reliée à celle commune aux résistances 225 et 226 et reliée à la base du transistor 108, et a une autre borne reliée à celle commune à l'accès 220 et à la résistance 227, et reliée à l'émetteur du transistor 108. Les résistances 225, 226, 227 sont choisies de préférence de façon à annuler la transmission entre les accès 2211 et 2213 et à assurer une transmission aussi grande que possible entre les accès 220 et 2211 sans que la transmission entre les accès 220 et 2213 ne soit trop faible. Le réseau de couplage 23 comporte trois résistances 236, 235 et 237 reliées, selon cet ordre, en série entre les bornes dé l'accès de sortie 231 du réseau 23 communes à celles de l'accès de sortie 13 du dispositif global.L'accès de couplage 2301,relié à l'accès de sortie 21 du dispositif de correction, est en parallèle aux bornes dc l'enroulement primaire d'un transformateur d'isolement 234. Les bornes de l'enroulement secondaire du transformateur 234 sont reliées respectivement à la borne de la résistance 236, qui constitue la borne "chaude" de l'accès de sortie 231, et à la borne commune aux deux résistances 235 et 237. La borne commune des deux résistances 235 et 236 et la borne "froide" commune à l'accès de sortie 231 et à la résistance 237 sont respectivement les bornes chaude et froide de l'accès d'entrée 2303 du réseau 23. Les résistances 235, 236 et 237 sont choisies de préférence de façon à annuler la transmission entre les accès 2301 et 2303 tout en assurant une transmission aussi élevée que possible entre les accès 2303 et 231, 230t et 231.Les résistances 226, 225 et 236, 235 peuvent être avantageusement remplacées par les enroulement-s primaire et secondaire d'un transformateur, ou encore le transformateur 234 et les résistances 236 et 235 peuvent entre avantageusement remplacées par un transformateur à un enroulement primaire, prenant la place de celui du transformateur 234, et deux enroulements secondaires, prenant respectivement les places dés résistances 236 et 235. On décrit maintenant la seconde réalisation d'un dispositif asservi corrigé par un dispositif de correction 3 qui réinjecte en amont ou c8té entrée le signal d'erreur # 81. Dans le diagramme fonctionnel de la Fig. 12 et dans le blocdiagramme de la Fig. 13, on retrouve le dispositif d'amplification asservi par une boucle de contre-réaction ét transmettant le signal de sortie S. Celui-ci comprend les mêmes éléments décrits en référence aux Figs. 1 et 4, à savoir : - dans la chaîne directe, un dispositif d'amplification principal 10 à corriger de transmittance T10 ; - dans la chaîne de retour, un dispositif de contre-réaction 11, de transmittance T11, ayant de multiples accès d'entrée 1101, 1102,... et de sortie 1111 t 1112,... ; - un réseau de couplage de sortie 14, dit séparateur, ayant un coefficient de transmission T14 entre son accès d'entrée 140 relié 10 à l'accès de sortie 101 du dispositif / et son accès de sortie 1413 confondu avec l'accès de sortie 13 du dispositif asservi, et ayant des coefficients de couplage tels que C14 entre son accès d'entrée 140 et ses accès de couplage tels que 1411, 1412,... reliés aux accès d'entrée, tels que 1101, 1102,... du dispositif de contre-réaction 11 ; et - un réseau de couplage d'entrée 15, dit mélangeur, ayant un coefficient de transmission T15 entre son accès d'entrée 1503 et son accès de sortie 151 relié à l'accès d'entrée 100 du dispositif 10 et des coefficients de couplage tels que C15 entre ses accès de couplage tels que 1501, 1502*000 reliés aux accès de sortie, tels que 1111, 1112,... du dispositif-de contre-réaction 11 et son accès de sortie 151o Le dispositif de correction 3 a une transmit tance T3 et engendre un signal de distorsion ou de perturbation 3 3 Son accès d'entrée 30 est relié à l'accès de couplage 321 d'un réseau de couplage d'entrée séparateur 32, et son accès de sortie 31 est relié à l'accès de couplage 3301 d'un réseau de couplage de sortie mélangeur 33.Le réseau de couplage 32 est interconnecté entre l'accès de sortie 151 du réseau 15 et l'accès d'entrée 100 du dispositif d'amplification 10 de la chaîne directe par son accès d'entrée 320 et son accès de sortie 3213, Selon une autre wariante- Fig. 21 représentée à la /le reseau de couplage séparateur 32 peut être interconnecté entre les accès de sortie et d'entrée de deux parties de la chaîne d'amplification directe 10 connectées en cascade. L'accès d'entrée 3303 et l'accès de sortie 331 du réseau de couplage mélangeur 33 sont respectivement reliés à l'accès d'entrée 12 du dispositif asservi global et à l'accès d'entrée 1503 du réseau 15. Ainsi, le réseau séparateur 32 prélève une fraction du signal d'erreur #1 ou un signal proportionnel au signal d'erreur #1 qui est transmis normalement vers l'accès d'entrée 100 du dispositif d'amplification 10. Le signal d'erreur est amplifié dans le dispositif de correction 3 de transmittance T3 et est réinjecté, en amont de la chaîne de retour 11, au moyen du réseau de couplage 33 en amont du réseau de couplage 15 de la chaîne de retour, Le signal d'erreur est ainsi superposé au signal entrant E. Les équations qui régissent le dispositif asservi corrigé selon la Fig. 12, sont #1 = # + T3#1 + T10 T11 #1 + T11 #1 + # S = T10 81 + La résolution de ces équations conduit aux suivantes s 1 = (# + T11 #1 + #3)/(1 - T3 - T10 T11) S ( (T10 E + (1 - T3) a, + T10 #3)/(1 - T3 - T10 T11) Le coefficient de de de équation précédente est nul si T3 1, ce qui permet une transmission du signal sortant S non perturbée par le signal de distorsion de la chaîne directe 10.La transmittance du dispositif global idéal est alors donnée par : T = S/E = -1/T11 Ainsi, selon les deux réalisations conformes à la présente invention, on concevra de préférence un dispositif de correction tel que la transel1ittance du dispositif global corrigé soit inversement proportionnelle à la transmittance de la chaîne de retour 11. Les qualités de transmission de ce dispositif corrigé selon les Figs. 12 et 13 sont analogues à celles déjà présentées selon la première réalisation. Le signal de distorsion A3 apporté par la chaîne de correction 3 est multiplié par la transmittance T du dispositif asservi corrigé et se superpose au bruit thermique existant déjà dans le signal d'entrée E. Si la chaîne de correction 3 est un réseau passif, elle n'apporte pas normalement de distorsion de non-linéarité, mais simplement du bruit thermique se superposant au bruit thermique présent dans le signal d'entrée. Si tous les éléments du dispositif global sont à la même température, la combinaison de ces puissances utiles de bruit ramenée à l'accès d'entrée du dispositif est égale à la puissance de bruit d'un réseau passif. L'adjonction du dispositif de correction 3 muni d'un amplificateur apporte un bruit thermique supplémentaire, si bien que le facteur de bruit du dispositif corrigé est inférieur ou au plus égal à celui du dispositif de correction. Quant à la stabilité du dispositif asservi corrigé* on notera que les pales de la fonction de transfert /E sont les zéros de T10 T11. Ceux-ci s'annulent au moins pour une fréquence infinie et souvent aussi pour une fréquence nulle. L'ensemble a donc un pôle à l'infini et un pôle pour une fréquence nulle, ce qui risque de se traduire par une instabilité. En fait, pour des raisons pratiques, T3 n'est pas égale à l'unité à toutes les fréquences et peut s'annuler aussi bien à l'infini qu'à la fréquence nulle. Par exemple, T3 a une fréquence de coupure haute. On montre, au moyen de l'application du critère de Nyquist dans le plan repère complexe que, pour assurer la stabilité du dispositif global, il est nécessaire de faire varier T3 en dehors de la bande de fréquence utile0 Ceci est obtenu par l'introduction d'un dispositif de correction qui agit au voisinage des fréquences de coupure du dispositif asservi non corrigé 1, fréquences au voisinage desquelles on a |T10 T11| = 1. Les équations qui satisfont le fonctionnement du dispositif asservi corrigé selon l'application concrète montrée àlaFig.13 sont: 1 15 T33 T10 t11 T32 C14 C15 E1 + T3 T15 C32 C33 + T11 C14 C15 1 S = T11 T14 T32 #1 + T14 #1 en négligeant le signal de distorsion #3 du dispositif de correction 3.En utilisant ces équations et en exprimant 81 et S en fonction de E et #1, il apparaît que le coefficient du terme 4 dans l'expression de S s'annule lorsque T3 = 1/(T15 C32 C33) et que la transmittance du dispositif global idéal est T = S/E =-(T14 T15 T33)/(T11 C14 C15) Lorsque les réseaux de couplage 15, 32 et 33 sont passifs, on a |T15 C32 C33) # 1. Lorsque |T15 C32 C33| = 1, le dispositif de correction 3 est analogue à un simple déphaseur qui compense le déphasage produit par les réseaux précédents. Lorsque |T15 C32 C33l Par analogie avec la première réalisation concernant les Figs. 2 et 3, le dispositif d'amplification de la chaîne de correction 3 selon cette seconde réalisation peut comporter une chaîne de retour ou de contre-réaction et également une ou plusieurs chaînes de correction superposées à contre-réaction, connectées les unes aux autres, par paires, d'une manière semblable au dispositif non corrigé 1 et au dispositif de correction 3 montrés aux Figs. 12, 13 ou 14, 15, 16 ou au dispositif de correction 2 montré aux Figs. 2,4,5,6. Par ailleurs, en analogie avec les Figs. 4 et 6, les réseaux de couplage 33; 15 et 32 des Figs. 13, 14 et 15 peuvent entre réalisés en un ou plusieurs réseaux de couplage. Les Figes. 14, 15 et 16 représentent d'autres variantes des couplages de la chaîne de correction avec le dispositif d'amplification asservi par sa chaîne de retour. Dans ces figures, où l'on a représenté, pour plus de simplicité, la chaîne de retour 11 seulement avec un accès d'entrée, tel que 1101, , et avec un accès de sortie, tel que 1111, les couplages dans le dispositif 1 ne sont pas changés, comparativement à la Fig. 13, entre l'accès de sortie 3213 du réseau séparateur 32 et l'accès d'entrée 1101 de la chaîne de retour 11, et il en est de même dans la chaîne de correction entre les accès de couplage 3211 et 3301 des réseaux de couplage séparateur 32 et mélangeur 33. Dans ces Figs. 14, 15 et 16, le réseau de couplage 15 reçoit directement par son accès d'entrée 1503 le signal entrant E et restitue, par son accès de sortie 151, le signal d'erreur #1. Dans la Fig0 14, comparativement à la Fig. 13, le réseau de couplage 33 est interconnecté entre les réseaux 15 et 32. Son accès d'entrée 3303, recevant le signal #1, est relié à accès de sortie 151 du réseau 15 et son accès de sortie 331 est relié à l'accès d'entrée 320 du réseau 32. Dans la Fig. 15, toujours comparativement à la Fig. 13, le réseau de couplage 33 est interconnecté entre l'accès de sortie liii de la chaîne de retour 11 et l'accès de couplage 1501 du réseau 15, au moyen de ses accès d'en- trée 3303 et de sortie 331.L'accès de sortie 151 du réseau 15 est relié à l'accès d'entrée du réseau 32. Conne dans la Fig. 13, 11 ensemble des réseaux de couplage 15, 32 et 33 peut être réalisé en un ou plusieurs réseaux de couplage. Selon l'invention, ces différentes variantes permettent également d'annuler le signal de distorsion i\1 à l'accès de sortie 13 par un choix judicieux de la transmittance T en fonction des transmittances des réseaux de couplage.Par exemple, pour la variante selon la Fig. 14, cette annulation a lieu lorsque : T3 = 1/(C32.C33) ce qui donne une transmittance idéale du dispositif asservi corrigé égale à : T = S/E = -(T14 T15)/(T11 a14 C15) De mime, pour la variante selon la Fig. 15, le signal de distorsion #1 est supprimé dans le signal sortant S lorsque s T3 = 1/(c15 C32 G33) ce qui donne une transmittance idéale du dispositif asservi corrigé égale à : T = S/E = -(T14 T15)/(T11 T33 C14 C15). La configuration de la variante montrée à la Fig. 16 est une généralisation de celle montrée à la Fig. 15é Selon cette dernière variante, le dispositif de contre-réaction 11 est composé de deux dispositifs de contre-réaction 118 et 119 ayant des transmittances T118 et T119. Le dispositif 118 a son accès d'entrée confondu avec l'accès 1101 et son accès de sortie 1181 relié à l'accès d'entrée 3303 du réseau 33. Le dispositif 119 a son accès d'entrée 1191 relié à l'accès de sortie 331 dù réseau 33 et son accès de sortie 111-1 relié à l'accès de couplage 1501 du réseau 15. Par suite, la variante selon la Fig. 16 se distingue de la variante de la Fig. 15 par le fait qu'un dispositif de contre-réaction 119 est interconnecté entre les réseaux 33 et 15.En remplaçant, dans les deux équations précédentes relatives à la Fig. 15, T11 par T118 et C15 par T119 C15, on trouve la condition pour annuler le signal de distorsion #1 1 introduit par la chaîne directe de la Fig. 16 T = t/(t119 C15 C32 C33) etla transmittance idéale T = S/E = (T14 T15)/(T118 T1tg T33 C14 C15) Selon une autre variante de la Fig. 13, un dispositif d'amplification supplémentaire, tel qu'un préamplificateur 16; existant naturellement dans le dispositif d'antEiliScation à corriger, tel qu'un répéteur d'une ligne de transmission, peut autre interconnecté avec la chaîne de correction 10, comme montré à la Fig. 17.Dans ce cas, les accès d'entrée 160 et de sortie 161 du préamplificateur 16 sont reliés respectivement à l'accès de sortie 331 du réseau 33 et à l'accès d'entrée du réseau 15. Le signal d'erreur est réinjecté par la chaîne de correction 3, à travers le réseau mélangeur 33, en amont du préamplificateur 16. Quelques exemples d'application préférés relatifs au bloc -di agr -ne de la Fig. 13 sont montrés dans les Figs. 18A, 18B ou 19A, 19B. Dans ces figures, le dispositif d'amplification de la chaîne directe principale 10 est, respectivement, un amplificateur de tension à impédance d'entrée élevée ou un amplificateur de courant à impédance d'entrée faible, schématisé symboliquement par un simple transistor. La Fig. 18A concerne, comme les Figs. 7A, 7B ou 9A, 9B, un quadripôle d'amplification 10 relié par un réseau de couplage du type série 15 et par un réseau de couplage 14 du type série ou parallèle au circuit de contre-réaction 11. Dans ce cas, le signal d'entrée E et le signal d'erreur #1 sont des tensions. Le réseau 32 est du type parallèle, c'est-à-dire que les trois accès de ce réseau sont en parallèle. Le réseau de couplage 33 est du type série. L'un de ces deux réseaux de couplage, par exemple le réseau 33, comporte un transformateur parfait 332, tel que son rapport de transformation est égal à l'unité, afin de réaliser la fonction de l'opération sommation nécessaire à la correction.L'enroulement primaire du transformateur 332 est relié aux bornes de l'accès de couplage 33 l du réseau 33 tandis que les bornes "chaudes" ou à potentiel élevé des accès d'entrée 3303 et de sortie 331 du réseau 33 sont reliées à travers l'enroulement secondaire du transformateur 332. Le circuit de correction 3 peut comporter deux fils de liaison reliant les bornes de l'accès de couplage 3211 aux bornes de l'enroulement primaire du transformateur 332, afin d'obtenir une transmission égale à l'unité. Il peut également comprendre des condensateurs 30, 31 montés en r inversé, afin de conférer une bonne stabilité.Le condensateur 30 est connecté en parallèle à l'enroulement primaire du transformateur 332 et a une borne reliée au condensateur 31 dont l'autre borne est reliée a' ltenrou- lement secondaire du transformateur 3320 La Fig. 18B montre une application de la Fig. 18A qui est relative au circuit d'amplification ayant une contre-réaction résistive en dérivation 112 comme dans la Fig. 7A ou 7B, les réseaux de couplage d'entrée et de sortie 14, 15 étant du type série.Ce dernier circuit est partiailièrement intéressant dans tous les cas où il est nécessaire de disposer d'un jetage à grande impédance d'entrée et à faible facteur de bruit, par exemple en aval de la photodiode d'un coup leur optoiectronique ou d'un répéteur ou récepteur pour transmission par fibre optique. La Fig. 19A est relative à un quadripôle d'amplification 10 bouclé en parallèle ou en série par le réseau de couplage 14 et en parallèle par le réseau de couplage 15 à un quadripôle de contreréaction 11, comme selon les Figs. 8A, 8B ou 10A, 103. Le signal d'entrée E et le signal d'erreur 1 sont des courants. Le réseau de couplage 33 est du type parallèle et le réseau de couplage 32 est du type série. L'un de ces deux réseaux, par exemple le réseau série 32, comporte un transformateur parfait 322, afin de réaliser l'opération de sommation nécessaire à la correction. L'enroulement primaire du transformateur 322 relie les bornes "chaudes" des accès d'entrée 320 et de sortie 3213 du réseau 32. L'enroulement secondaire du transformateur 322 est en parallèle aux bornes de l'accès 3211 de couplage/ du réseau 32.Le circuit de correction 3 comporte généralement deux fils de liaison reliant en parallèle 1' accès 3211 et l'accès de couplage 3301 du réseau 33, c'est-à-dire l'accès d'entrée 12, Eventuellement, le circuit de correction 3peut comporte ter deux condensateurs 34, 35 formant un quadripôle en r, à des fins de stabilité. Le condensateur 34 est en parallèle aux bornes de l'accès d'entrée 31 du circuit de correction. La borne commune des condensateurs 34, 35 est reliée à l'une des bornes de l'enroulement secondaire du transformateur 322 tandis que l'autre borne du condensateur 35 est reliée à l'une des bornes de l'accès 320 commune à L'enroulement primaire du transformateur 322. Une application du circuit de la Fig. 1 9A est montrée à la Fige 19B dans laquelle le circuit d' amplification 10 comportant un transistor 103 et le circuit de contre-réaction 11 comportant une résistance série 113 sont couplés par un réseau de couplage du type paralèle 14, comme montré aux Figs. 8A et 83. Le circuit de la Fig. 19B réalise un dispositif d'amplification à contre-réaction corrigé à faible impédance d'entrée et à faible facteur de bruit. Selon d'autres variantes des deux réalisations dites à réinjection du signal d'erreur en aval et à réinjection du signal d'erreur en amont, lorsque la chaîne directe du dispositif à corriger comporte des première et seconde chaînes 10', 10", connectées en cascade et ayant des transmittances respectives T' et T10 les réseaux de couplage dits séparateur et mélangeur 22 et 23 ou 32 et 33 sont interconnectés comme montré dans les diagrammes fonctionnels des Figs. 20 et 21.Selon la première réalisation montrée à la Fig. 20 et par exemple en analogie avec les Figs. 1 et 4, la seconde chaîne 10" est interconnectée, comme la chaîne 10, entre l'accès de sortie du réseau 22 et l'accès d'entrée du réseau 23, tandis que la première chaîne 10' a son accès d'entrée relié à l'accès de sortie du réseau 15 et son accès de sortie relié à l'accès d'entrée du réseau 22. Selon la seconde réalisation montrée à la Fig. 21 et par exemple par analogie avec les Figs. 12 et 13, la seconde chaîne 10" est interconnecté, comme la chaîne 10, entre l'accès de sortie du réseau 32 et l'accès d'entrée du réseau 14, tandis que la première chaîne 10' a son accès d'entrée relié à l'accès de sortie du réseau 15 et son accès de sortie relié à l'accès d'entrée du réseau 32. La chaîne de correction 2, 3 corrige la distorsion produite par la seconde chaîne 10". Pour calculer la transmittance T2, T3 de la chaîne de correction 2, 3, la première chaîne 10' est considérée comme partie intégrante du réseau de couplage 15 et, par suite, les transmittances T15 et C15 du réseau 15 sont remplacées par les produits de celles-ci et de la transmittance T1,0 de la première chaîne 10' dans les équations données précédemment. Le cas particulier représenté à la Fig. 22 correspondant à la première réalisation de la Fig. 20 est tel que la première chaîne 10t est un dispositif asservi comportant une chaîne directe l'O"' et une chaîne de contre-réaction 11 ' de transmittance T;1, de sorte que sa transmittance est -i/T;1. Si T1'1 = T11 la transmittance de la chaîne de correction 2 doit être égale à 1, si bien que la chaîne de correction 2 peut titre réalisée par une liaison directe entre le réseau séparateur 22 et le réseau mélangeur 23.La réalisation concrète à l'aide de réseaux de couplage selon un bloc diagramme du type de celui de la Fig. 4 et les relations entre les transmittances des différents réseaux de couplage se déduisent directement. Le diagramme fonctionnel de la Fig. 21 peut être modifié selon les différentes variantes de la seconde-réalisationO Ainsi, le réseau de couplage 33, qui est toujours en amont du réseau de couplage 32, peut entre interconnecté entre l'accès d'entrée 12 du dispositif global et le réseau d'entrée 15, comme montré à la Fig. 22 ou encore, par analogie avec la Fig. 17, en amont d'un préamplificateur situé en-amont du réseau 15 ou, par analogie avec la Fig. 15, entre la chaîne de contre-raction 11 et le réseau 15 ou, par analogie avec la Fig. i6, entre deux parties 118, 119 de la chaîne de contre-réaction ou, par analogie avec la Fig. 14, entre l'accès de sortie du réseau 15 et l'accès d'entrée de la première partie 10' de la chaîne directe, ou entre l'accès de sortie de la première partie de la chaîne directe 10' et l'accès d'entrée du réseau de couplage 32, au encore entre deux parties mises en cascade de la première partie 10' de la chaîne directe; la transmittance T de la chaîne de correction s'obtient en égalisant à 1 le produit des différentes transmit tances rencontrées sur la boucle constitué entre l'accès d'entrée de la chaîne de correction 3 et l'accès de couplage 3211 du réseau de couplage 32. Bien que l'invention ait été décrite selon des variantes particulières des deux réalisations dites à réinjection du signal d'erreur et aval et en amont de la chaîne directe, il reste entenhi que d'autres variantes facilement imaginables par l'home de l'art appartiennent au cadre de l'invention telle que définie par les revendications annexées. Notamment, il peut être envisagé la combinaison des deux réalisations concernant les circuits de correction des Figs. 1, 4 ou 20 22 et, soit des Figes. 12, t3, comme montré à la Fig. 23, soit de l'une des Figs. 14 à 17 et 21. Dans ces derniers cas, au moins les réseaux de couplage 22 et 32 peuvent ou non constituer un réseau de couplage unique. Enfin, on notera que, dans le cas d'un système d'amplification complexe tel qu'un répéteur d'une ligne de transmission comportant plusieurs étages amplificateurs, chacun de ces derniers peut être associé à une chadne de correction individuelle et/ou à des Chaules de correction communes.Bien que la présente description ait présenté des exemples de réseaux de couplage relatifs à des signaux électriques, ceux-ci peuvent être également des réseaux de couplage d'ondes électromagnétiques de puissance, par exemple pour une transmission par voie hertzienne, des réseaux de couplage d'ondes acoustiques issus par exemple de la combinaison de transducteurs électro-acoustiques et acousto-électriques, ou des réseaux de couplage d'ondes lumineuses tels que ceux utilisés pour des transmission par fibres optiques0 Par ailleurs, on notera que l'invention a trait, de manière générale, à tous les asservissements comportant une chaîne d'amplification dite directe, principale ou d'action selon l'usage, et une chaîne de retour, ou dite secondaire, de réaction, ou bien encore de précision0 Les signaux entrant et sortant peuvent autre de natures différentes ou de même nature. C'est ainsi que la présente invention est applicable tout particulièrement aux ampliiica teurs à contre-réaction dont la chaîne de retour est appelée boucle de contre-réaction. Ces amplificateurs sont par exemple utilisé dans les répéteurs de transmission par celle mais également dans des amplificateurs d'appareil de mesure, en radiophonie, en télévision, dans le domaine de la "haute fidélité", etc. Certains avantages, comme la diminution du facteur de bruit, que procure l'adjonction d'une chaîne de correction conforme à l'invention à un amplificateur à contre-réaction, permettent d'utiliser ce denier là où un tel amplificateur n'était pas utilisable jusqu'à présent. Cette chaîne de correction peut être applicable aux amplificateurs à l'état solide ou à tubes, ou du type magnétique par exemple. La chaine de correction peut btre réalisée conformément à la technologie utilisée du système électronique à corriger. Cette technologie peut être du type en modules sur circuit imprimé ou sur circuit hybride, en circuit intégré sur un substrat de silicium ou d'arséniure de gallium ou tout autre substrat; ou en encore, la technQlogie peut utiliser des transistors réalisés sur des matériaux massifs ou en couche mince ou analogues. Pour certaines variantes du dispositif asservi corrigé, des moyens d'isolement sont nécessaires pour éviter des boucles parasites. Pour les technologies classiques, ces moyens d'isolement sont, par exemple, un transformateur et, pour les technologies plus élaborées, un isolateur électro-optique, par exemple. Ces moyens d'isolement peuvent être réalisés, de préférence, en même temps que les autres composants, pour obtenir un circuit intégré sur arséniure de gallium ou sur tout autre substrats Une chaîne de correction est applicable quelle que soit la gamme de fréquence utilisée, depuis le continu jusqu'au très hautes fréquences0 Elle est utilisable, indépendamment de l'application, partout où l'on a besoin d'un amplificateur ou d'un asservissement présentant les dualités suivantes : précision, linéarité, faible bruit, redondance.Les applications sont très nombreuses : télécommunication, radiophonie, télévision, radar, télécommande, haute fidélité, mesure, commande de machines-outils, pour ne citer que quelques exemplès. Pour un système donné, des chaînes de correction peuvent être utilisées à un ou plusieurs endroits. Cette utilisation peut être locale et appliquée à un composant ou/un ensemble de composants, par exemple à 1 ou 2 transistors conformément aux figures. Elle pourra être globale et appliquée à l'ensemble du système. La chaîne de correction fonctionne quelle que soit la nature du défaut apporté par la chaîne directe. Pour des amplificateurs électriques, les défauts à corriger sont la non-linéarité et le bruit produits par les composants actifs tels que le bruit de grenaille par exemple0 Cependant, ces défauts peuvent être d'autres natures comme l'hystérésis dans les systèmes magnétiques ou le bruit de quantification dans les systèmes numériques. REVENDICATIONS 1 .- Dispositif du genre asservissement linéaire comprenant une chaine d'amplification directe engendrant un signal de distorsion, une chaîne de retour comportant au moins un accès d'entrée et au moins un accès de sortie des premiers moyens de couplage pour prélever une fraction du signal de sortie de la chaíhe directe et la transmettre vers l'accès d'entrée de la chaîne de retour et des seconds moyens de couplage pour additionner le signal de sortie de la chaine de retour avec le signal d'entrée du dispositif en un signal d'erreur transmis vers l'accès d'entrée de la chape directe, caractérisé en ce qu'il comprend des troisièmes moyens de couplage, interconnectès entre l'accès de sortie des seconds moyens de couplage et l'accès d'entrée de la chaine d'amplification directe ou entre les accès d'entrée et de sortie de deux parties de la chafhe d'amplification directe connectées en cascade pour prélever par leur accès de couplage une fraction du signal d'erreur ou d'un signal proportionnel au signal d'erreur, une chaine dite de correction recevant ladite fraction du signal d'erreur et ayant une transmittance prédéterminée afin que le signal de distorsion soit supprimé dans le signal de sortie du dispositif, et des quatrièmes moyens de couplage pour additionner le signal transmis par l'accès de sortie de la chaîne de correction au signal transmis par l'accès de sortie des premiers moyens de couplage ou des cinquièmes moyens de couplage pour additionner le signal transmis par l'accès de sortie de la chaîne de correction à un signal transmis en amont des troisièmes moyens de couplage, afin que l'accès de sortie des quatrièmes ou des premiers moyens de couplage transmette un signal sortant dénué du signal de distorsion. 2.- Dispositif conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que la chaîne de correction comporte des première et seconde parties dont les accès d'entrée reçoivent les fractions de signal d'erreur prélevées et transmises par les accès de couplage des troisièmes moyens de couplage, en ce que les quatrièmes moyens de couplage additionnent le signal transmis par l'accès de sortie de la première partie de la chaume de correction au signal transmis par l'accès de sortie des premiers moyens de couplage et en ce que les cinquièmes moyens de couplage additionnent le signal transmis par l'accès de sortie de la seconde partie de la chaine de correction à un signal transmis en amont des troisièmes moyens de couplage afin que l'accès de sortie des quatrièmes moyens de couplage transmette un signal sortant dénué dudit signal de distorsion. 3.- Dispositif conforme à la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que 'a transmittance du dispositif est inversement proportionnelle à la transmittance de la chaine de retour et est indépendante du signal de distorsion. 4.- Dispositif conforme à l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la transmittance de la chafhe de correction ou de la première partie de celleci est inversement proportionnelle à la transmittance de la chaine de retour et à la transmittance d'une première partie de la chaine directe interconnectée entre les seconds et troisièmes moyens de couplage lorsque le dispositif comprend des quatrièmes moyens de couplage dont les accès d'entrée et de sortie sont relis respectivement à l'accès de sortie des premiers moyens de couplage et à l'accès de sortie du dispositif. 5.- Dispositif conforme à la revendication 4, caractérisé en ce que la transmittance delta chaine de correction est égale à l'unité lorsque la transmittance de la première partie de la chaine d'amplification directe est égale à l'inverse de la transmittance de la chathe de retour, aux transmittances des moyens de couplage près. 6.- Dispositif conforme à la revendication 4, caracterisé en ce que les seconds et troisièmes moyens de couplage constituent un ou deux réseaux de couplage et en ce que les premiers et quatrièmes moyens de couplage constituent un ou deux réseaux de couplage. 7.- Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la transmittance de la chaine de correction ou de la seconde partie de celle-ci est égale à l'unité aux produits des transmittances des moyens de couplage et d'une première partie de la chaine directe interconnectée entre les cinquièmes et troisièmes moyens de couplage pros, lorsque le dispositif comprend des cinquièmes moyens de couplage insérés en amont des troisièmes moyens de couplage. 8.- Dispositif conforme à la revendication 7, caractérise en ce que l'accès d'entrée et l'accès de sortie des cinquièmes moyens de couplage sont respectivement reliés à l'accès d'entrée du dispositif et à l'accès d'entrée des seconds moyens de couplage. 9.- Dispositif conforme à la revendication 7, caractérise en ce que l'accès d'entre et l'accès de sortie des cinquièmes moyens de couplage sont respectivement reliés à l'accès d'entrée du dispositif et à l'accès d'entrée d'un pr- amplificateur dont l'accès de sortie est relié à l'accès d'entrée des seconds moyensde couplage. 10.- Dispositif conforme à la revendication 7, caractérisé en ce que l'accès d'entre et l'accès de sortie des cinquièmes moyens de couplage sont respectivement reliés à l'accès de sortie des seconds moyens de couplage et à l'accès d'entrée des troisièmes moyens de couplage quand la chaise directe se trouve entièrement en aval de l'accès de sortie des troisièmes moyens de couplage. 11. .- Dispositif conforme à la revendication 7, caractérise en ce que l'accès d'entrée et l'accès de sortie des cinquièmes moyens de couplage sont respectivement reliés à l'accès de sortie de la chaîne de retour et à l'accès d'entrée de la première partie de la chaine d'amplification directe. 12.- Dispositif conforme à la revendication 7, caractérisé en ce que l'accès d'entrée et l'accès de sortie des cinquièmes moyens de couplage sont respectivement reliés à l'accès de sortie de la chaume de retour et à l'accès de couplage des seconds moyens de couplage. 13.- Dispositif conforme à la revendication 7, caractis en ce que l'accès d'entrée et l'accès de sortie des cinquièmes moyens de couplage sont respectivement re liés à l'accès de sortie de la première partie de la chaine directe et à l'accès d'entrée des troisièmes moyens de couplage. 14.- Dispositif conforme à la revendication 7, caractérisé en ce que l'accès d'entrée et l'accès de sortie des cinquièmes moyens de couplage sont respectivement reliés à l'accès de sortie d'un premier élément et à l'accès d'entrée d'un deuxième élément de la première partie de la chaine d'amplification directe. 15.- Dispositif conforme à l'une des revendications 7 à 14, caractérisé en ce que les seconds, troisièmes et cinquièmes moyens de couplage, le préamplificateurs et les premier et second éléments de la première partie de la chaine d'amplification directe sont constitués par un, deux, trois, quatre, cinq ou six réseaux distincts. 16.- Dispositif conforme à l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'accès d'entrée et l'accès de sortie des cinquièmes moyens de couplage sont respectivement relies à l'accès de sortie d'une première partie de la chaine de retour, ayant son accès d'entrée relie à l'accès de couplage des premiers moyens de couplage, et à l'accès d'entrée d'une seconde partie de la chante de retour, ayant son accès de sortie relié à l'accès de couplage des seconds moyens de couplage, la transmittance de la chaine de correction étant inversement proportionnelle à la transmittance de la seconde partie de la chaine de retour. 17.- Dispositif conforme à la revendication 16, caractérisé en ce que les seconds et troisièmes moyens de couplage et la première partie de la chaine d'amplification directe constituent un, deux ou trois réseaux distincts. 18.- Dispositif conforme à l'une des revendications 1 à 17, caractérisé en ce que la chaque de correction ou chacune desdites première ou seconde parties de celle-ci comporte une chaîne d'amplification directe, une chaine de retour comportant au moins un accès d'entrée et au moins un accès de sortie, des sixièmes moyens de couplage pour prélever une fraction du signal de sortie de la chaine directe de correction transmis vers l'accès de couplage des quatrième ou cinquièmes moyens de couplage et la transmettre vers l'accès d'entrée de la chaine de retour de correction et des septièmes moyens de couplage pour additionner le signal de sortie de la haine de retour de correction avec la fraction du signal d'erreur prélevée et transmise par les troisièmes moyens de couplage, en un signal d'erreur transmis vers l'accès d'entrée de la charre directe de correction. 19.- Dispositif conforme à la revendication 18, caractérisé en ce que la chaine de correction ou chacune desdites première et seconde partie de celleci comporte au moins une seconde chaine de correction interconnectée aux accès de couplage de huitièmes, neuvièmes et/ou dixièmes moyens de couplage qui sont interconnectés dans la chaine directe et de retour de correction d'une manière analogue aux interconnexions des troisièmes et quatrièmes et/ou cinquièmes moyens de couplage dans la chaine directe et de retour du dispositif telles que définies dans la revendication 1 et dans l'une des revendications 4 à 17. 20.- Dispositif conforme à la revendication 18, caractérisé en ce que les chapes d'amplification directes, d'une part, et/ou les choanes de retour, d'autre part, du dispositif et de la chaine de correction ou de la première partie de celle-ci sont constituées respectivement par des éléments identiques. 21.- Dispositif confbrme a la revendication 18, caractérisé en ce que les transmittances des channes de retour du dispositif et de la chaine de correction ou de la première partie de celle-ci sont 6gales. 22.- Dispositif conforme à l'une des revendications 18 à 21, caractérisé en ce que les premiers moyens de couplage et les sixièmes moyens de couplage de la chaine de correction ou de la première partie de celle-ci sont identiques et en ce que les seconds moyens de couplage et les septièmes moyens de couplage de la chaîne de correctiorWde la première partie de celle-ci sont identiques. 23.- Dispositif conforme à l'une des revendications 1 à 22, caractérisé en ce que, lorsque les seconds moyens de couplage sont un réseau de couplage du type série et le signal entrant du dispositif et le signal d'erreur sont des tensions et lorsque le réseau ou partie interoonnectée entre les seconds et troisièmes moyens de couplage a un gain de tension, les troisièmes moyens de couplage sont un reseau de couplage du type parallèle. 24. Dispositif conforme à l'une des revendications 1 à 22, caractérise en ce que, lorsque les seconds moyens de couplage sont un réseau de couplage du type série et le signal entrant du dispositif et le signal d'erreur sont des tensions, et lorsque le réseau séparant les seconds et troisièmes moyens de couplage présente une admittance de transfert, les troisièmes moyens de couplage sont un réseau de couplage du type série. 25.- Dispositif conforme à l'une des revendications 1 à 22, caractérisé en ce que, lorsque les seconds moyens de couplage sont un réseau de couplage du type parallèle et le signal entrant du dispositif et le signal d'erreur sont des courants, et lorsque le réseau ou partie interconnectée entre les seconds et troisièmes moyens de couplage a un gain en courant, les troisièmes moyens de couplage sont un réseau de couplage du type série. 26.- Dispositif conforme à l'une des revendications 1 à 22, caractérisé en ce que, lorsque les seconds moyens de couplage sont un réseau de couplage du type parallèle et le signal entrant du dispositif et le signal d'erreur-sont des courants, et lorsque le réseau qui sépare les seconds et troisièmes moyens de couplage présente une impédance de transfert, les troisièmes moyens de couplage sont un réseau de couplage du type parallèle. 27.- Dispositif conforme à l'une des revendications i à 22, caractérisé en ce que, lorsque les premiers moyens de couplage sont un réseau de couplage du type série et le signal sortant du dispositif est un courant, les quatrièmes moyens de couplage sont un réseau du type parallèle. 28.- Dispositif conforme à l'une des revendications i à 22, caractérisé en ce que, lorsque les premiers moyens de couplage sont un réseau du type parallèle et le signal sortant du dispositif est une tension, les quatrièmes moyens de couplage sont un réseau du type série. 29.- Dispositif conforme à l'une des revendications 18 à 22 et aux revendications 23 et 27, caractérisé en ce que les chaînes d'amplification directes du dispositif et de la chaine de correction ou de la première partie de celle-ci comportent chacune au moins un étage à transistor monté en émetteur commun dont l'émetteur est relié à une résistance constituant la chaine de retour associée analogue à un quadripôle à dérivation résistive. 30.- Dispositif conforme à l'une des revendications 18 à 22 et aux revendications 25 et 28, caractérisé en ce que les chaînes d'amplification directe du dispositif et de la chaine de correction ou de la première partie de celle-ci comportent chacune au moins un étage à transistor monté en émetteur commun dont la chaine de retour associée est un quadripôle résistif série. 31.- Dispositif conforme à l'une des revendications 18 à 22 et aux revendications 23 et 28, caractérisé en ce que les chastes d'amplification directe du dispositif et de la chaine de correction ou de la première partie de celle-ci comportent chacune des premier et second transistors, le collecteur du pre mier étant relié à la base du second, et en ce que les chaînes de retour du dispositif et de la channe de correction ou de la première partie de celle-ci sont chacune- un quadripole en P inversé à deux résistances dont la borne commune est reliée à l'émetteur du premier transistor et dont l'autre borne de la résistance série est reliée au collecteur du second transistor. 32.- Dispositif conforme à l'une des revendications 18 à 22 et aux revendications 25 et 27, caractérisé en ce que les channes d'amplification directe du dispositif et de la chafhe de correction ou de la première partie de celle-ci comportent chacune des premier et second transistors, le collecteur du premier étant relié à la base du second, et en ce que les channes de retour du dispositif et de la chaine de correction ou de la première partie de celle-ci sont chacune un quadripôle en r à deux résistances dont la borne commune est reliée à l'émetteur du second transistor et dont l'autre borne de la résistance série est reliée à la base du premier transistor au moins à travers les seconds ou sixièmes moyens de couplage. 33.- Dispositif conforme à l'une des revendications 1 à 22, caractérisé en ce que les troisièmes moyens de couplage sont un réseau en pont équilibré dont les diagorales, indépendantes, sont constituées par les accès d'entrée de la chaine d'amplification directe et de la chaine de correction. 34.- Dispositif conforme à l'une des revendications 1 à 22, caractérisé en ce que les quatrièmes moyens de couplage sont un réseau en pont équilibré dont les diagonales, indépendantes, sont constituées par l'accès de sortie des seconds moyens de couplage et l'accès de sortie de la chaîne à correction. 35.- Dispositif conforme aux revendications 31 à 34, caractérisé en ce que chaque chaise de retour comporte ledit quadripôle en F et ledit quadri pôle en r inverse. 86.- Dispositif conforme à l'une des revendications 1 à 22, caractérisé en ce que les cinquièmes muyens de couplage sont un réseau en pont équilibré dont les diagonales, indépendantes, sont constituées par l'accès de sortie de la chaine de correction et l'accès d'entrée dudit dispositif asservi, ou l'accès de sortie de la chate-de retour ou de la première partie de la chaine de retour, ou des seconds moyens de couplage, ou de la première partie de la chaine d'amplification directe, ou du premier élément de la première partie de la chaume d'amplification directe. 37.- Dispositif conforme aux revendications 23 ou 24, caractérisé en ce que les cinquièmes moyens de couplage sont un réseau de couplage du type série. 38.- Dispositif conforme aux revendications 25 ou 26, caractérisé en ce que les cinquièmes moyens de couplage sont un réseau de couplage du type parallèle. 39.- Dispositif conforme aux revendication 37 ou 38, caractérisé en ce que la chaine de correction ou la seconde partie de celle-ci est constituée par un réseau passif. 40.- Dispositif conforme à la revendication 37, caractérisé en ce que la chaine de correction ou la seconde partie de celle-ci est un quadripole capacitif en P inversé. 41.- Dispositif conforme à la revendication 38, caractérisé en ce que la chaîne de correction ou la seconde partie de celle-ci est un quadripôle capacitif en r 42.- Dispositif conforme à l'une des revendications 1 à 41, caractérisé en ce qu'au moins l'un des troisièmes, quatrièmes et cinquièmes moyens de couplage comporte des moyens d'isolement pour inhiber des signaux parasites entre ses accès d'entrée et de sortie, d'une part, et son accès de couplage, d'autre part. 43.- Dispositif conforme à la revendication 42, caractérisé en ce que les mcyens d'isolement comportent un transformateur. 44.- Dispositif conforme à la revendication 42, caractérisé en ce que les moyens- d'isolement comportent un coupleur électro-optique.