FR 2418577 A1 19790921 FR 7805363 A 19780224 La présente invention concerne un circuit de commande d'un transistor de puissance monté en interrupteur statique entre une charge et une source de tension a courant continu. L'invention vise plus particulièrement, mais non exclusivement l'électronique automobile, en particulier la commande par tout ou rien des phares, de la chaufferette de dégivrage, ou encore la commande par commutation cyclique de moteurs de climatiseurs, de lève-vitres, etc. Lorsque l'on veut saturer un transistor de puissance, il faut injecter dans la jonction base-émetteur un courant important, de l'ordre du dixième du courant de collecteur, ceci afin de réduire au minimum la tension de saturation et#, donc la puissance dissipée en chaleur dans le transistor. Par exemple, soit à commander une charge consommant une dizaine d'ampères sous une tension de batterie pouvant varier de 10 à 15 volts, le courant de base doit être voisin de 1 ampère 10 volts ; en prenant un VBe saturation de l'ordre de 1 volt, la résistance d'alimentation de la base a pour valeur 10 - 1 = 9 Q. La puissance dissipée dans cette résistance à la tension maxi male de batterie est de 14 x 14 ~ 22 W, soit le cinquième envi 9 ron de la puissance commandée, ce qui est prohibitif. La mise en oeuvre d'un montage Darlington n'apporte aucun avantage, car la puissance économisée de ce fait dans le circuit de base se retrouve dissipée au niveau du transistor en raison de l'accroissement important de la tension de saturation spécifique au montage Darlington, avec l'inconvénient supplémentaire d'une chute de tension accrue sur la charge a commander. Un des buts de la présente invention est de réaliser un circuit de commande qui, toutes choses égales par ailleurs, ne consomme que le dixième environ de la puissance nécessaire aux circuits connus. Selon l'invention, le circuit de commande d'un transistor de puissance monté en interrupteur statique entre une charge et une source de tension à courant continu est notamment remarquable en ce qu'il comporte un transistor découpeur, une inductance d'emmagasinage d'énergie et une diode récupératrice d'énergie, la base du transistor découpeur étant connectée a un interrupteur électronique dont l'ouverture et la fermeture sont respectivement et première alternativement commandées par une/valeur croissante. du courant, et par une seconde valeur décroissante du courant dans l'inductance d'emmagasinage d'énergie. Dans une première forme de réalisation du circuit de commande selon l'invention, l'interrupteur électronique est un circuit comparateur de tension muni d'une entrée auxiliaire de modification de seuil, et la première entrée de comparaison est reliée à une extrémité d'une résistance de faible valeur disposée en série avec l'inductance d'emmagasinage d'énergie, la seconde entrée de comparaison étant connectée à un pont de résistances disposé entre la base du transistor de puissance et l'une des bornes de la source de tension à courant continu. Dans une seconde forme de réalisation du circuit de commande selon l'invention,- l'interrupteur électronique est une bascule bistable dont les deux entrées de commande sont reliées aux sorties de deux circuits comparateurs, les entrées de ces derniers étant connectées aux extrémités de deux résistances de faible valeur disposées, l'une en amont et l'autre en aval du transistor découpeur. La mise en oeuvre d'un circuit découpeur à récupération d'énergie permet d'alimenter la base du transistor de puissance par un courant important tout en ne prélevant qu'un faible courant moyen sur la source de tension à courant continu ; le courant fourni par le circuit selon l'invention est un courant continu modulé par un courant en dents de scie de très faible amplitude relative qu'il est donc inutile de filtrer. Dans sa version de commande par tout ou rien de la charge, le circuit selon l'invention constitue un relais statique d'excellent rendement : en reprenant l'exemple cité plus haut d'un courant de base de 1 ampère, le circuit de commande le fournit sous une tension de 1 volt, soit une puissance de 1 W ; en tablant sur un rendement de 50% du circuit découpeur, la puissance totale de commande est de l'ordre de 2 w, soit plus de dix fois inférieure à celle d'un circuit de commande conventionnel. Dans sa seconde forme de réalisation, le circuit de commande peut être facilement intégré et logé dans un boîtier à trois broches, le seul composant extérieur étant alors l'inductance d'emmagasinage d'énergie disposée en liaison entre le circuit et la base du transistor de puissance. Dans sa version de commande par commutation de la charge, le circuit selon l'invention peut, en raison de l'absence de condensateur de filtrage, fonctionner à une fréquence de découpage largement supérieure à la fréquence de commutation, par exemple 200 KHz pour 20 KHz. La version de commande par commutation est également intégrable dans un boîtier à quatre ou cinq broehes selon le degré d'intégration désiré. En résumé, le circuit selon l'invention se prête particuliè- rement bien à la commande de forts courants sous des tensions faibles, comme c'est le cas en électronique automobile où la tension effective aux bornes de la charge doit être aussi voisine que possible de celle de la tension de batterie du véhicule. La description qui va suivre, en regard des dessins annexés, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 représente le schéma de principe du circuit de commande selon l'invention. Les figures 2a et 2b représentent, en fonction du temps, des diagrammes de tensions et de courants relatifs au schéma de la figure 1. La figure 3 représente le schéma d'une première forme de réalisation du circuit selon l'invention appliquée à la commande par tout ou rien d'une charge électrique. La figure 4 représente le schéma d'une variante de réalisation du circuit selon l'invention appliqué à la commande en commutation cyclique d'une charge électrique, en l'occurence un moteur. Les figures Sa, 5b et 5c représentent, en fonction du temps, des diagrammes de tensions et de courants relatifs au schéma de la figure 4. La figure 6 représente le schéma synoptique d'une variante du circuit de la figure 3 selon l'invention réalisé en circuits intégrés. La figure 7 représente le schéma synoptique d'une variante du circuit de la figure 4 selon l'invention réalisé en circuits intégrés. Sur la figure I, le collecteur d'un transistor -interrupteur 1, de type NPN, est relié par une charge 2 à un conducteur 3 con necté à une borne positive 4 d'une source de tension Vb, l'émet teur dudit transistor étant connecté à un conducteur 5 relié à une borne négative 6 de la source Vb. Selon l'invention, l'émetteur d'un transistor découpeur 7, de type PNP est relié au conducteur positif 3, tandis que le collecteur est couplé à la base du transistor 1 via une inductance 8 en série avec laquelle est disposée une résistance 9 de faible valeur. La cathode d'une diode récupératrice l0#est connectée au collecteur du transistor 7, tandis que l'anode de ladite diode est reliée au conducteur négatif 5. Les deux bornes d'entrée d'un circuit comparateur 11 sont connectées aux extrémités de la résistance 9, tandis que la sortie est reliée, via un interrupteur 12, à la base du transistor 7 ; le circuit comparateur 11 est en outre muni d'une entrée auxiliaire de modification de valeur de seuil, ladite entrée étant réunie au collecteur du transistor 7. Le principe de fonctionnement du circuit de la figure 1 est le suivant, en regard des diagrammes des figures 2a et 2b -lorsque l'interrupteur 12 est ouvert, le transistor 7 est bloque et la base du transistor 1 ne recevant pas de courant, la charge 2 n'est pas alimentée ; la tension aux bornes de la diode 10 est nulle (début du diagramme de la fig. 2a) et le courant dans l'inductance 8 est également nul (début du diagramme de la fig. 2b). A la fermeture de l'interrupteur 12 (to), la base du transistor 7 est alimentée via le comparateur 11 et ledit transistor devient conducteur ; la tension inverse aux bornes de la diode 10 passe à + Vb (auVce près du transistor 7). Entre tu et tl, le courant-de base du transistor l croit linéairement en raison de la présence de l'inductance 8 ; lorsque le courant dans l'inductance atteint la valeur désirée il (fig. 2b) la chûte de tension dans la résistance 9 de faible valeur est suffisante pour faire basculer le comparateur 11, bloquant ainsi le transistor 7 au temps tl. A cet instant, l'énergie emmagasinée dans l'inductance 8 est récupérée sous la forme d'un courant décroissant (fig. 2b) circulant dans l'inductance 8, la résistance 9, le trajet base-émetteur du transistor 1, et la diode 10, la tension directe aux bornes de cette dernière devenant de ce fait faiblement négative (fig. 2a). Afin d'éviter un rebasculement immédiat du comparateur 11 dans la phase décroissante du courant, la tension de seuil dudit comparateur est modifiée au temps tl par l'entrée auxiliaire de fagon à ce que la remise en conduction du transistor 7 n'intervienne que pour une chute de tension dans la résistance 9 correspondant à une valeur de courant i2 (fig. 2b) au temps t2 (fig. 2a). Lorsque la nouvelle valeur de seuil i2 est atteinte (fig. 2b), le transistor 7 conduit de nouveau, la diode 10 se bloque (t2 à t3, fig. 2a) et le comparateur est de nouveau conditionné pour la valeur de seuil correspondant au courant il, ce qui permet audit courant de croître entre les temps t2 et t3 de la valeur i2 à la valeur il, où le processus précédent se répète. La base du transistor 1 est ainsi alimentée en permanence par un courant continu modulé par un courant en dents de scie, l'amplitude de ladite modulation étant fortement exagérée sur la figure 2b pour des raisons de compréhension. Sur la figure 3 dont les références sont communes avec celles de la figure 1, le comparateur est constitué par deux transistors 13 et 14, de type PNP, dont les émetteurs réunis sont reliés au conducteur positif 3 par une résistance 15. La base du transistor 13 est connectée au point commun de l'inductance 8 et de la résistance 9, tandis que la base du transistor 14 est reliée, d'une part à un pont de résistance 16 et 17 disposé entre le conducteur 3 et la base du transistor 1, et d'autre part au collecteur du transistor 7 par une résistance 18. Le collecteur du transistor 14 est directement réuni. au conducteur 5, tandis que le collecteur du transistor 13 est relié tout à la fois au conducteur 5 par une résistance 19, et à la base d'un transistor de commande20 de type NPN. Le collecteur du transistor 20 est relié à la base du transistor 7 par une résistance 21, une résistance 22 étant par ailleurs disposée entre ladite base et le conducteur 3 ; l'émetteur du transistor 20 est directement relié à la base du transistor 1, tandis que l'interrupteur marche-arrêt 120 est disposé entre la base du transistor 20 et le conducteur 5. Lorsque l'interrupteur 120 est fermé, le circuit est en position "arrêt", et seul le transistor 13 est conducteur; à l'ouver- ture de l'interrupteur 120, la base du transistor 20 devient positive par rapport à l'émetteur, ce qui amène celui-ci à satura tion et entraîne à son tour la saturation du transistor découpeur 7 à cet instant to (fig. 2a) la base du transistor 13 est plus négative que celle du transistor 14 et par conséquent le transistor 13 reste conducteur. Le courant dans l'inductance 8 et la résistance 9 croît linéairement, et à l'instant tl correspondant au courant il, où la valeur de la chûte de tension dans cette dernière atteint et dépasse la tension de base du transistor 14, ce dernier devient conducteur et le transistor 13 se bloque. A cet instant, le transistor 20 se bloque, entraînant également le blocage du transistor découpeur 7 ; la résistance 18 n'étant plus alimentée du fait du blocage du transistor 7, la tension de base du transistor 14 devient plus négative, ce qui fixe le second seuil de basculement du comparateur à l'instant t2 (fig. 2a) correspondant au courant i2 (fig. 2b) lors de la phase de décroissance de celui-ci. Lorsque ce second seuil est atteint, les transistors 13, 20 et 7 conduisent de nouveau et la tension de base du transistor 14 devient plus positive afin de permettre le basculement à 1 'ins- tant t3, et ainsi de suite. La fréquence de découpage est fonction de la valeur de l'inductance 8, de la valeur du courant de base désiré du transistor 1 et de l'écart des deux seuils il et i2. Suivant l'importance du courant à fournir, la valeur de la résistance 9 peut être comprise entre quelques centièmes d'ohms et quelques dixièmes d'ohms. Il est à noter que le blocage du transistor 1 n'est pas total lorsque l'interrupteur 120 est fermé, puisque sa base est alimentee à travers les résistances 16 et 17 ; toutefois, en raison de la forte valeur de ces résistances, le faible courant résiduel circulant dans la charge 2 est tout à fait négligeable en regard du courant normal d'alimentation de celle-ci. Sur la figure 4, dont les références sont communes avec celles des figures 1 et 3, la charge est constituée par un moteur électrique 200. De plus, les émetteurs de deux transistors interrupteurs 23 et 24, de type NPN, sont réunis au conducteur négatif 5, tandis que les collecteurs sont respectivement reliés à la base du transistor 20 et à la base du transistor 1. Les bases des transistors 23 et 24 sont connectées par deux résistances 25 et 26 à une borne 27 d'entrée de signaux de commutation VC. La variante de réalisation de la figure 4 du circuit selon l'invention est destinée à alimenter en courant la base du transistor interrupteur 1 au rythme de signaux de commutation en créneaux tels que ceux montrés fig. Sa, lesdits signaux pouvant être de rapport cyclique variable afin par exemple de contrler la vitesse de rotation du moteur 200. Dans ces conditions, la fréquence de découpage du circuit selon l'invention est choisie largement supérieure à celle de la fréquence de récurrence de commutation, de l'ordre de dix fois plus. Pour conserver un bon rendement, il importe de bloquer le-- découpage du circuit selon l'invention pendant les intervalles de temps où la charge 200 n'est pas alimentée ; c'est le rôle du transistor 23 qui est bloqué lorsque la borne 27 est portée à une tension - Vb, et qui est saturé lorsque ladite borne est à + Vb (fig. Sa et 5b).Toutefois, lorsque la fréquence de récurrencé de commutation est élevée, le courant dans l'inductance 8 ne décroît pas suffisamment pendant les périodes de blocage et sa valeur est encore supérieure A zéro au moment où le fonctionnement du circuit découpeur est de nouveau autorisé (fig. 5b) ; un tel courant circulant dans la jonction base-émetteur du transistor 1 ne permettrait pas un bon fonctionnement en commutation de la charge 200 ; en outre, le transistor 1 passerait pendant ce laps de temps du régime de saturation à un régime de conduction, ce qui entraînerait une dissipation thermique dangereuse. Un tel inconvénient est évité par la présence du transistor 24 qui court-circuite la jonction base-émetteur du transistor 1 pendant les périodes de blocage du signal de commutation t le courant de base du transistor 1, qui a alors la forme montrée figure 5c, permet un fonctionnement correct en commutation de la charge 200. La commande "arrêt" de la charge 200 peut s'effectuer très simplement en maintenant en permanence un niveau + Vb sur la borne 27. Sur la figure 6, dont les références sont communes avec celles des figures 1, 3 et 4, le circuit de commande selon l'invention dans sa version d'alimentation par tout ou rien de la charge 2 est réalisé sous forme de circuit intégré monolithique. La partie intégrée, représentée à l'intérieur d'un cadre en traits interrompus, comporte trois bornes de raccordement 28, 29 et 30 destinées à être reliées respectivement au conducteur positif 3, au conducteur négatif 5 et à la base du transistor 1 à travers l'inductance 8, la fonction "marche-arrêt" étant assurée par l'interrupteur 121 disposé entre le conducteur 5 et la borne 29. Dans cette version intégrée, la résistance de faible valeur 9 est disposée entre l'anode de la diode 10 et la borne 29, tandis que la sortie d'un premier circuit comparateur 110 est reliée à l'une des entrées de commande d'une bascule bistable 31 dont la sortie est couplée à la base du transistor découpeur 7. Les entrées d'un second circuit comparateur 111 sont connectées aux extrémités d'une seconde résistance de faible valeur 90 disposée entre la borne 28 et l'émetteur du transistor 7, la sortie dudit circuit comparateur étant reliée à une autre entrée de la bascule 31. Lorsque l'interrupteur 121 est ouvert, le circuit intégré n'est pas alimenté et les transistors 1 et 7 sont bloqués. A la fermeture de l'interrupteur 31, l'état de la bascule 31 est tel que le transistor 7 est immédiatement porté à saturation ; le courant croit alors linéairement dans la résistance 90 et lorsque la chute de tension aux bornes de cette dernière atteint le seuil de basculement du comparateur 111, ce dernier fait changer d'état la bascule 31, ce qui bloque le transistor 7. A cet instant, le courant décroissant circule dans la diode 10 et la résistance 9, et lorsque la chatte de tension aux bornes de cette dernière descend en deçà du seuil de basculement du comparateur 110, ce dernier délivre à la bascule 31 un signal de changement d'état qui remet le transistor en régime de saturation, et ainsi de suite. Dans cette version intégrée, les seuils de basculement des comparateurs 111 et 110 sont fixes et correspondent respectivement aux seuils de courants il et i2 de la figure 2b. L'avantage d'une telle réalisation du circuit intégré réside dans le fait qu'il ne comporte que trois bornes de raccordément, le seul composant extérieur étant l'inductance 8 qui est utilisée en liaison entre la borne 30 et la base du transistor l. Sur la figure 7, dont les références sont communes avec celles des figures 1, 3, 4 et 6, le circuit de commande selon l'invention dans sa version d'alimentaion en commutation de la charge 200 est également réalisée en circuit intégré. Dans cette version, la sortie d'une porte "ET" 32 est reliée à la première entrée de la bascule 31, l'une des entrées de ladite porte, de type directe étant connectée à la sortie du comparateur 110, et l'autre entrée, de type complêmentée , étant réunie à une quatrième borne 33 du circuit intégré destinée à être raccordée à la borne 27 de signaux de commutation VC. Lorsque la tension VC de la borne 27 est égale à + Vb (fig. 5a) la porte 32 est bloquée et la remise en conduction du transistor 7 pendant la phase décroissante du courant est interdite malgré le basculement du comparateur 110. Au contraire, lorsque la tension VC est égale à - Vb, la porte 32 est rendue passante et la bascule 110 peut alors débloquer périodiquement le transistor 7 au rythme du découpage. De façon non représentée, il est possible d'incorporer le transistor court-circuiteur 24 et la résistance 26 au circuit intégré ;-dans ce cas, il est nécessaire de prévoir une cinquième borne audit circuit intégré pour relier extérieurement le collecteur du transistor 24 à la base du transistor 1. - REVENDICATIONS 1.- Circuit de commande d'un transistor de puissance monté en interrupteur statique entre une charge et une source de tension à courant continu, caractérisé en ce qu'il comporte un transistor découpeur, une inductance d'emmagasinage d'énergie et une diode récupératrice d'énergie, la base du transistor découpeur étant connectée à un interrupteur électronique dont l'ouverture et la fermeture sont respectivement et alternativement commandées par une première valeur croissante, et par une seconde valeur décroissante du courant dans l'inductance d'emmagasinage d-1énergie. 2.- Circuit de commande d'un transistor de puissance selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'interrupteur électronique est un circuit comparateur de tension muni d'une entrée auxiliaire de modification de seuil, et dont la première entrée de comparaison est reliée à une extrémité d'une résistance de faible valeur disposée en série avec l'inductance d'emmagasinage d'énergie, la seconde.entrée de comparaison étant connectée à un pont de résistances disposé entre la base du transistor de puissance et l'une des bornes de la source de tension à courant continu. 3.- Circuit de commande d'un transistor de puissance selon la revendication 2, caractérisé en ce que la seconde entrée du circuit comparateur de tension est reliée par une résistance à l'électrode du transistor découpeur connectée à l'inductance d'emmagasinage d'énergie. 4.- Circuit de commande d'un transistor de puissance selon l'ensemble des revendications 1, 2 et 3, caractérisé en ce qu'il comporte une borne d'entrée de signaux de commutation à laquelle sont couplées les bases de deux transistors dont les trajets émetteurs-collecteurs sont disposés, l'un entre la sortie du circuit comparateur de tension et une borne de la source de tension à courant continu, et l'autre entre la base et l'émetteur du transistor de puissance. 5.- Circuit de commande d'un transistor de puissance selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'interrupteur électronique est une bascule bistable dont les deux entrées de commande sont reliées aux sorties de deux circuits comparateurs, les entrées de ces derniers étant connectées aux extrémités de deux résistances de faible valeur disposées, l'une en amont, l'autre en aval du transistor découpeur. 6.- Circuit de commande d'un transistor de puissance selon les revendications 1 et 5, caractérisé en ce que la résistance de faible valeur disposée en aval du transistor découpeur est en série avec la diode récupératrice. 7.- Circuit de commande d'un transistor de puissance selon l'ensemble des revendications 1, 5 et 6, caractérisé en ce qu'il comporte une porte "ET" à deux entrées,#l'une directe reliée à la sortie du circuit comparateur disposé en aval du transistor découpeur, et l'autre complémentée reliée à une borne d'entrée de signaux de commutation, la sortie de ladite porte étant con nectée à l'une des entrées de la bascule bistable. 8.- Circuit de commande d'un transistor de puissance selon l'une des revendications 1, 5, 6 et 7, caractérisé en ce qu'il est réalisé en circuit intégré monolithique, à l'exclusion de l'inductance d'emmagasinage d' énergie.