FR 2396429 A1 19790126 FR 7817994 A 19780615 La présente invention se rapporte dlune façon générale aux oscillateurs à haute fréquence et concerne, plus particulière- ment, un oscillateur d'un#ype agencé pour combiner la-puissance de sortie de plusieurs composants à semi-conducteur. Plus parti culierement, l'invention concerne un ensemble de sonde et de dispositif d'accord associé avec une cavité résonnante cylindrique. Il est connu depuis longtemps que dis signaux à haute fréquence émis par plusieurs circuits oscillants peuvent être additionnés dans des circuits appelés "combineurs" pour produire un seul signal à haute fréquence de grande amplitude. Grâce au développement de composants à semi-conducteur, comme les diodes du type dit "IMPATT" comme-éléments actifs des circuits oscillants, l'intérêt des circuits combineurs s'est accru. La puissance moyenne et la puissance de crête de ces dispositifs sont suffisamment élevées pour obtenir des niveaux de puissance utile à l'émission en combinant un certain nombre de composants dans un circuit combineur approprié.Les brevets des Etats-Unis d'Amérique no 3 628 171 et n0 3 931 587 décrivent des exemples de eir- cuits combineurs à composants semi-conducteurs. des deux brevets décrivent des circuits combineurs avec plusieurs diodes IERA2 fonctionnant comme des oscillateurs à onde entretenue, chacune de ces diodes faisant partie d'un circuit oscillant couplé avec une cavité commune. La fréquence et la relation de phase voulues entre les oscillations à haute fréquence des différents oscillateurs à onde entretenue sont déterminées en fonctionnement par les caractéristiques de la cavité commune. Bien que ces circuits combineurs soient satisfaisants en -fonctionnement permanent, clest-à-dire en produisant des oscillations d'ondes entretenues, une situation assez différente se présente lorsqu'ils sont utilisés pour produire des impulsions d'énergie à haute fréquence. Le fonctionnement pulsé peut être optimisé pour obtenir simultanément la stabilité du fonctionnement, l'efficacité de la combinaison et la pureté spectrale. Un autre problème posé par les oscillateurs à diode IMPAT!P en fonctionnement pulsé, et qui n'est pas mentionné dans les brevets précités, réside dans le fait que ces#dispositifs .impose;it, pour un meilleur fonctionnement, une source#d'alïmentation élec trique régulée en intensité d'une manière particulière. Plus particulièrement, si la pureté spectrale de chaque impulsion doit être maintenue, la source d'alimentation électrique doit être adaptée de manière à compenser une augmentation de la température de la jonction de la diode IMPATT pendant l'émission de chaque impulsion. En outre, en fonctionnement pulsé, les temps de montée et de retombée de chaque impulsion doivent être reglables pour permettre d'obtenir la forme voulue du spectre de chaque impulsion en haute fréquence. Il a été suggéré dans le premier des brevets précités qu'un circuit combineur pouvait etre réalisé avec une cavité rectangulaire commune fonctionnant dans un mode autre que le mode TE01N, où N est un nombre entier correspondant à la moitié du nombre des composants combinés. L'exemple spécifique donné dans ce brevet est une cavité rectangulaire commune fonctionnant dans le mode mp Il est également proposé dans ce brevet que des suppresseurs de mode classiques peuvent être utilisés quand la cavité commune est dimensionnée pour supporter le mode m, TEO2N, OU un mode plus élevé.La cavité cylindrique commune décrite dans le second des brevets précités fonctionne dans le mode TM010 mais il semble que des suppresseurs de mode puissent être incorporés pour permettre des modes plus élevés, par exemple le mode TM020. En tous les cas, étant donné le zenfait que les axes longi- tudinaux des oscillateurs à diode et de la cavité décrits dans ce brevet sont parallèles entre eux, le nombre maximal des oscillateurs à diode qui peuvent être couplés avec une cavité cylindrique commune d'une circonférence donnée est déterminé par le rapport de cette dimension avec le diamètre extérieur d'un oscillateur à diode. Cette limitation du nombre maximal des oscilla teurs à diode diode impose une limite supérieure indésirable à la puis- sance de l'énergie à haute fréquence qui peut être combinée. L'invention a donc pour but essentiel de proposer un émetteur perfectionné à semi-conducteur comportant des diodes IMPATT pulsées, ou autres composants de ce genre, dont la puissance est combinée dans un circuit combineur. Un autre but de l'invention consiste à proposer un circuit combiner pour des diodes IMPATT dans lequel la fréquence à laquelle ces diodes fonctionnent est déterminée par une technique de verrouillage par injection, grâce à laquelle cette fréquence est commandée par un oscillateur à cristal. Un autre but encore de l'invention consiste à proposer un circuit combineur perfectionné pour des diodes IICEA, dans lequel le nombre de ces diodes peut être au moins double du nombre des diodes IMPATT associées selon la technique antérieure. Un autre but encore de l'invention consiste à proposer un circuit combineur perfectionné pour des diodes IMPATT dans lequel les diodes sont polarisées pendant le fonctionnement en impulsions de maniere que la fréquence de fonctionnement ne soit pratiquement pas modifiée par une variation de la température des jonctions de ces diodes. Ces buts , ainsi que d'autres, sont atteints en utilisant, dans un émetteur à semi-conducteur, un circuit combineur comportant plusieurs oscillateurs à diodes pulsées, couplés avec une cavité cylindrique ; l'énergie à haute fréquence dans cette cavité est verrouillée par haute fréquence pendant chaque impulsion sur l'énergie à haute fréquence émise par un oscillateur con##andé par cristal, qui fonctionne en permanence. tes impulsions d'énergie à haute fréquence émises par les oscillateurs à diode pulsée sont produites périodiquement en appliquant des signaux en courant continu à unc diode Il,lPAT dans chaque oscillateur à diode pulsée, ces signaux étant extraits de modulateurs qui sont agencés de façon appropriée pour polariser les diodes IMPATT. T'invention concerne également d'autres circuits combineurs dans lesquels le nombre des circuits oscillateurs à diodes pulsées peut être augmenté au maximum D'autres caractéristiques et avantages de l'invention appa raieront au cours de la description qui va suivre. Aux dessins annexés, donnés uniquement à titre d'exemple nullement limitatif La fig. I est un schéma simplifié d'un émetteur à semi-conducteur selon l'invention, La fig. 2 est une coupe d'un exemple d'un oscillateur à diode utilisé dans l'émetteur de la fig. 1, L# fig. 3 est un schéma d'un exemple de modulateur utilisé dans l'émetteur de la fig. 1, La fig. 4 est un croquis simplifié montrant la relation phy zigue entre le combiner de puissance et l'oscilLateur coaxial de la fig. 1, et Les fig. 5A, 5B et 5O montrent comment l'oscillateur à diode des fig. 2 et 4 peut être modifié pour augmenter le nombre des diodes I#PA#T utilisées conjointement avec une cavité de sortie telle que celle de la fig. 1. La fig. 1 montre qu'un émetteur 11 à semi-conducteur selon l'invention comporte deux étages, (sans references}, associés chacun avec l'un de deux circulateurs 13, 15 de réalisation courante. Le premier étage, ou étage à basse paissance, associé avec le circulateur 13, comporte une cavité 17 avec laquelle un oscillateur coaxial 19 est couplé magnétiquement, comme l'indiquent les traits pointillés. Le second étage, ou étage à grande puissance, associé avec le circulateur 15 comporte une cavité 21 avec laquelle plusieurs oscillateurs coaxiaux 23, neuf dans le cas pré- sent, sont couplés magnétiquerent, comte indiqué par les traits pointillés.L'oscillateur coaxial 19 et les oscillateurs coaxiaux 23, représentés en détail sur la fig. 2, sont commandés par les signaux de sortie provenant des modulateurs 25 qui, à leur tour, appliquent des tensions de polarisation, provenant d'une source de tension continue 27, à l'oscillateur coaxial 19 et aux oscillateurs coaxiaux 23 chaque fois que les signaux de commande prc- venant d'un syncturoniseur 29 sont appliqués. Les cavités 17 et 21 sont, dans le cas présent, des cavités cylindriques qui seront décrites plus en détail par la suite. il faut noter pour le moment que ces cavités sont de préférence di mensionnées pour supporter le mode TM010 d'oscillation à la réquence à émettre. En vitre, ces cavités sont proportionnées de manière à posséder un coefficient de surtension Q optimale et leurs parois intérieures sont revêtues d'une matière de haute conductibilité et/ou sont polies pour réduire les pertes ohmiques. Pour compléter l'émetteur représenté, un oscillateur 31 commandé par cristal est connecté au circulateur 13 et un ensemble d'antenne 33 est connecté au circulateur 15. L'oscillateur à cristal 31 peut être d'un type courant, produisant des oscillations entreteues à des fréquences qui se situent dans les largeurs de bande de verrouillage des cavités 17 et 21.L'ensemble d'antenne 33 est également d'un type courant. i-ais il est préférable que cet ensemble d'antenne 33 consiste en un réseau d'antenne à mono-impulsions, la sortie du circulateur 15 étant connectée, par un séparateur, non représenté, à l'entrée de sotte de l'unité arithmétiquess non représentée, de ce réseau d'antenne. Les bornes de différence de l'unité arithmétique pourraient alons être connectées aux canaux de différence d'un récepteur mono-impulsion# non représenté, et la borne appropriée du séparateur pourrait être connectée au canal de somme de ce récepteur. Il faut noter qu ' en fonctionnement, le signal de sortie de l'oscillateur à cristal 31 est appliqué continuellement à la cavité 17 par le circulateur 13. Des oscillations à la fréquence de l'oscillateur 31 sont donc induites continuellement dans la cavité 17. Il en résulte que, lorsque l'oscillateur coaxial 19 est pulsé, les oscillations pulsées qui en résultent sont verrouillées sur la fréquence de l'oscillateur à cristal 31. Autrement ait, la raie centrale du spectre pulsé de l'oscillateur 19 est verrouillée sur la fréquence déterminée par l'oscillateur à cristal 31.La sortie de la cavité 17 est transmise à la cavité 21 par les circulateurs 13, 15. S leur tour, les oscillateurs coaxiaux 23 sont forcés de résonner en phase entre eux, à la fréquence de résonance de la cavité 21. Les puissances des oscillateurs coaxiaux 23 sont donc combinées dans la cavité 21 Quand les oscillations pulsées provenant de la cavité 17 sont présentes, le spectre à haute fréquence de la cavité 21 s'aligne de luimême avec le spectre de ces oscillations. Les os#illations pulsées émises par la cavité 21 sont donc une réplique approximative et amplifiée des oscillations pulsées de la cavité 17. Il est évident que les fréquences de résonance des cavités17, 21 utilisées dans l'émetteur Il à semi-conducteur doivent être, pour un meilleur fonctionnement, les mêmes que la fréquence de sortie de l'oscillateur à cristal 31. En outre, tout mauvais alignement apparaissant dans un cas pratique doit être inférieur aux largeurs de bande de verrouillage des combinaisons de la cavité 17 avec l'oscillateur coaxial 19 et de la cavité 21 avec les oscillateurs coaxiaux 23. La largeur de bande de verrouillage est inversement proportionnelle au gain de verrouillage.Pour les gains courants, 10 à 15 dB par étage, utilisés dans l'émetteur 11 la largeur de bande de la combinaison de la cavité 17 avec l'oscillateur coaxial 19 est quelques dizaines pour cent, et celle de la combinaison de la cavité 21 avec les oscillat & rs coaxiaux 23 est inférieure à 3 0. Il est également évident que de larges variations de température ambiante et de température maximale sont deux facteurs qui affectent l'émetteur. A la mise en marche, la température de jonction d'une diode ILDeAUT dans chacun des oscillateurs coaxiaux 19, 23 s'élève de 2000C au-dessus de la température ambiante, en une fraction de seconde. A des températures de jonction supérieures à 22O0C, la fiabilité d'une diode IMPACT est réduite dten- viron la moitié pour chaque augmentation de 100C de la tempéra- ture.Bien que cela suggère qu'un dispositif de Commande de tem- pérature d'un type ou d'un autre pourrait être utilisé, il s'est avéré plus simple de juxtaposer les cavités 17 et 21 et de prévoir des serpentins de refroidissement d'un type courant, non représentés sur la fig. 1, pour qu'un fluide de refroidissement, par exemple de l'eau, dissipe la chaleur développée aux jonctions des diodes IlDPA2 des oscillateurs coaxiaux 19, 23. La fig. 2 montre que chacun des oscillateurs coaxiaux 19, 23 de la fig. I comporte une diode IMPACT 40, montée dans une section de ligne coaxiale, non numérotée. Chacune de ces lignes est réalisée dans le cas présent en formant une ouverture cylindrique dans un bloc d'aluminium, non numérotée, de manière à former un conducteur extérieur 42 dans lequel un conducteur centrale 44 est supporté d'une manière qui sera décrite par La suite.La diode IMPATT 40 est montée entre un dissipateur thermique 46, supporté par le conducteur extérieur 42, et une coupelle métallique 48 qui peut coulisser sur le conducteur central 44. De préférence,- la diode IMPATT 40 est maintenue en position en la fixant, par de la résine époxy conductrice, dans un logement, non représenté, de la coupelle métallique 48 et en la soudant dans une ouverture, non numérotée, du dissipateur thermique 46. Un manchon isolant 50 est disposé de manière à isoler la eou- pelle métallique 48 du conducteur extérieur 42 et du dissipateur thermique 46. Ce dernier est maintenu en place par une pièce letée 52. Un ressort 54 est disposé entre la cour#lle-métallique 48 et le conducteur central 44. Un premier transformateur d'impédance, non numéroté, constitué dans le cas présent par la coupelle métallique 48, le manchon isolant 50 et une douille 35, en cuivre de bérylliu-m dans le cas présent, est disposé contre la diode IMPATT 40.Un second transformateur d'impédance, non numéroté, consiBué dans le cas présent par un manchon 56 de matière diélec trique appropriée fixé sur le conducteur central 44 et coulissant dans le conducteur extérieur 42, est également prévu. La fonction de ces deux transformateurs d'impédance sera décrite plus en détail par la suite. Une charge de terminaison 58, conique dans le cas présent et positionnée contre un épaulement, non numéroté, du conducteur extérieur 42 est enfilée sur le conducteur central 44. La charge de terminaison 58 est maintenue en position contre l'épaulement par une coupelle isolante 60 qui est appuyée contre la charge 58 par une pièce métallique filetée 62.La matière qui constitue la charge de terminaison 58 est, dans le cas présent, celle connue sous le nom de marque l'EnCOSQRB't de Rmerson & Cuming, Incorporated, r:icrowave Products Division, Canton, Irassachusetts. Les filets de la pièce métallique 62 sont tels qu'ils correspondent à ceux alune partie filetée correspondante du conducteur central 44. Une pièce de réglage isolante 64 est placée sur une extrémité proffles non numérotée, du conducteur central 44. Enfin, un fil de polarisation 65 est fixé dans une entrée 68, faite d'une matière isolante, traversant le conducteur extérieur 42.L'extrémité intérieure du fil de polarisation 66 est connectée-, par tout moyen approprié comme par soudage, sur la pièce métallique taraudée 62. Enfin, le conducteur extérieur 42 débouche dans une cavité 70. il ressort de la description faite ci-dessus que : (a) si le fil de polarisation 66 est connecté à une source de courant électrique, comme ltun des modulateurs 25 de la fig. 1, -une tension peut être appliquée à une électrode de la diode IMPATT 40 par la pièce métallique 62, le conducteur central 44, le ressort 54 et la coupelle métallique 48 ; et (b) que la distance entre le manchon 56 et le manchon 55 peut être changée en tournant la pièce de réglage isolante 64. La tension appliquée dans le cas présent par le fil de polarisation 66 à la diode ISEPAD 40 provient de l'un des modulateurs 25 de la fig. 1, d'un manière qui sera décrite par la suite. il suffit pour le moment de noter que cet élément est agencé pour produire : (a) une tension permanente (ctest-à-dire une tension continue constante) pour polariser la diode IMPACT 40 à un niveau nettement inférieur à celui nécessaire pour l'amorçage en avalanche ; et (b) à une fréquence de répétition déterminée, des impulsions de tension qui s'additionnent à la ten sion constante, de manière à augmenter périodiquement le niveau de polarisation de la diode IMPATT 40 jusqu'à une valeur supérieure à celle pour laquelle 11 amorçage en avalanche se produit. En genéral, avec une diode IMPACT telle que celle désignée par la référence n0 5082-0710 (diode IMPACT à double dérive dans la bande X)fabriquée par Hewlett Packard Cc#any de Palo Alto, Californie, la tension constante est de l'ordre de 125 volts continus et les impulsions sont de l'ordre de 25 volts pendant 100 à 1 000 nanosecondes, avec un rapport d'impulsions de 30 %. Le courant prélevé au modulateur 25 de la fig. I est régulé de manière à compenser la variation de fréquence à la sortie de la diode IMPATT, due à l'échauffement de sa jonction pendant chaque impulsion.Ainsi, dans le cas présent où le niveau de la puissance en haute fréquence émise par un circuit combiner comportant tuf oscillateurs coaxiaux est de l'ordre de 10C watts avecunevariationmifli~- male de fréquence, le courant au cours de chaque impulsion vers chacun des oscillateurs coaxiaux est augmenté, comme décrit en regard de la fig. 3, -car chaque impulsion de tension est superposée a la tension constante.Enfin, en raison du fait que la pureté spectrale du signal en haute fréquence émis par un circuit oscillateur pulsé est influencée par la forme des flancs avant et arrière des signaux de modulation de ce circuit, les modulateurs 25 de la fig. 1 sont agencés de manière à produire, comme cela sera décrit en regard de la fig. 3, des impulsions dont les flancs avant et arrière présentent des temps de montée et de retombée réglables. La fonction des deux transformateurs d1impédance consiste a adapter, a la fréquence voulue de fonctionnement, l'impédance relativement basse de la diode IMPATT 40 pendant chaque impulsion asec l'impédance relativement élevée de la cavité 70. Des principes selon lesquels cette adaptation d1impédance peut se faire sont décrits clairement dans un article intitulé "he Single Cavity Multiple Device Oscillator" de Kaneyuki Eurokawa paru dans IEEE Transactions on Licrowave Theroy and Techniques, volume MTT-19, n0- 10, octobre 1911.La base de cet article est que, en supposant une admittance "bien définie" de chaque diode IMPATT, les paraniètres d'un transformateur d'impédance à un seul étage peuvent être définis pour répondre aux conditions nécessaires d'oscillation qui comprennent : (1) prévoir une charpie égale à l'inverse de l'impédance de la diode à la fréquence de fonctionnement voulue ; (2) présenter un angle de phase approprié entre les caractéristiques de la charge et d'impédance de la 'diode ; et (3) éviter les oscillations à des fréquences indésirables. Bien que la solution proposée dans cet article permette de réaliser un circuit combineur qui fonctionne en utilisant une cavité pour combiner les sorties de plusieurs oscillateurs coaxiaux, la réalisation en est difficile en pratique. L'utilisation d'un transformateur d'impédancp à un seul é tage,qui de nature est un dispositif à bande étroite, ne permet que difficilement de satisfaire simultanément tous les cri tères nécessaires pour un bon fonctionnement, en raison de sa souplesse limitée. La difficulté est accrue quand plusieurs diodes IEPAtU fonctionnent en mode pulse dans plusieurs oscillateurs coaxiaux.Autrement dit, et si, comme dans le cas présent, la puissance de chacune de plusieurs diodes IBEPAUT avec chacune des admittances différentes qui varient de façon- non linéaire avec la puissance en haute fréquence et la polarisation continue doit être combinée de façon périodique', il est presque impossible d'éviter des conditions qui conduisent à un fonctionnement non satisfaisant. Dans le but de réaliser un dispositif d'accord supplémentaire qui puisse être manipulé pour satisfaire le critère ci-dessus et pour permettre des réglages individuels d'accord des diodes, des transformateurs coaxiaux en cascade comprenant un transformateur mobile sont utilisés dans chaque ligne de diode. il y a lieu de rappeler que la diode IEPA2 40 et le premier transformateur d'impedanoe font partie d'un sous-ensemble unitaire lorsqu'ils sont placés dans l'oscillateur coaxial. Il faut également rappeler que la position du second transformateur d'imr pédance par rapport au premier est réglable. Avec cette disposition, même si un écart de l'impédance réelle de la diode ItCPA2 par rapport à sa valeur nominale peut introduire un changement correspondant de l'impédance à la sortie du premier transformateur d'impédance, une compensation peut être apportée en réglant la position du second transformatewr d'impédance par rapport au premier. Bien entendu, ce réglage change l'impédance d'entrée du second transformateur d'impédance de sorte que, finalement, l'adaptation voulue peut être obtenue entre 11 impédance de sortie de ce transformateur et l1impédance d'entrée de la cavité 70. il faut remarquer que le réglage de la position du second transformateur dtimpédance par rapport au premier se fait simplement en tournant la pièce de réglage 64. Cela veut dire qu'aucune ouverture n'est nécessaire dans le conducteur extérieur 42 pour accéder au manchon 56. Bien entendu, une telle ouverture introduirait une discontinuité perturbant le champ électrique à llin- térieur de l'oscillateur coaxial. La fig. 3 représente un exemple d'un modulateur 25 de la fig. 1 qui comporte un amplificateur de tension VA qui, à la commande d'impulsions oe commande provenant du synchroniseur 29 de la fig. 1, attaque une source de courant "A'l et une source de courant "B".L'amplificateur de tension VA est un amplificateur en cascade compensé en température comprenant deux transistors Q1 et Q2 comme éléments actifs, dans le cas présent un transistor 2N3866 et un transistor 2N2222A. les impulsions de commande, qui, dans le cas présent, ont une durée de l'ordre de 800 nanosecondes et une fréquence de répétition comprise entre 362 kHz et 435 kHz, sont appliquées à la base du transistor Q1 par une résistance de couplage RIA. L'émetteur du transistor Q1 est connecté à la masse par une résistance de polarisation R13 et la combinaison en parallèle d'un condensateur C5 et d'une diode D5. La diode 1)5 est du type 1N3611 qui permet d'obtenir la compensation de température voulue. Le collecteur du transistor Q7 est connecté à l'émetteur au transistor Q2 par une résistance de couplage R2B. La base du transstor Q2 est connectée à une diode 1)3, une diode IN4148 dans le cas présent, et par une résistance chutrice R3, à une prise à 40 volts, non reprécentée, de la source 27 d'alimentation en courant continu de la fig. 1. Le point de jonction entre la diode D3 et la résistance R3 est connecté à la masse par des diodes Mener D1 et D2 Ces dernières sont du type lN75îA. Un condensateur de dérivation CI est connecté aux bornes de la diode D2. La jonction entre les diodes DI et 1)2 est également connectee par une diode de commutation D4 au point de jonction entre le collecteur du transistor Q1 et la résistance de couplage R2B.En plus, une combinaison-en parallèle d'une résistance R2A et d'un condensateur X3 est connectée entre la masse et le point de jonction entre la diode 1)3 et la base du transistor Q2. Le collecteur du transistor Q2 est connecté par la combi nuaison en parallèle des potentiomètres R5A, R5B et de la résistance R6, à la prise à 40 volts de la source d'alimentation 27. de la fig. 1. Le collecteur du transistor Q2 est également connecté à un condensateur C6 et à la combinaison en série d'un condensateur C7 et d'un potentiomètre R7 aboutissant à la prise à 40 volts de la source 27 de la fig, 1. Les curseurs des roten- tiomètres 25A et R5B sont connectés, par des résistances R8A et R8B, à la source de courant "A" ét à la source de courant "B". Entant donné que ces sources de courant sont identiques, une seule d'entre elles sera décrite. Ainsi, la seconde borne de la résistance R8A est connectée à la base d'un transistor Q3A, un transistor 23466 dans le cas présent, L'émetteur du transistor Q3A est connecté par une résistance chutrîce R(3EA) à la prise à 40 volts de la source 27 de la fig. 1, et directement à la base d'un transistor Q4Ao Ce dernier est un transistor du type 2N5161. L'émetteur du transistor Q4A est connecté par une résistance chutrice -R(4EA) à la prise à 40 volts de la source d'alimentation 27, et directement à la base d'un transistor Q5A, du type 2N5162. L'émetteur du transistor Q5A est connecté par une résistance chutrice R(5EA) à la prise à 40 volts de la source d'alimentation 27 de la fig. 1 et à une diode Zener D(A) polarisée de la manière représentée. Cette dernière est une diode Zener du type IN4757. Les collecteurs des transistors Q3A, Q4A, Q5A et la seconde électrode de la diode Zener D(A) sont connectés. ensemble et à une borne d'entrée d'un transformateur d'impulsions T(A) avec un rap port de spires 1 : 1. La seconde entrée du transformateur d'im- pulsions T(A) est connectée à la masse. Une combinaison en série d'une résistance R(FA) et d'une diode D(2A) est connectée à l'en- roulement secondaire du transformateur d'impulsions T(A) avec des diodes D(PA) et D(LA) polarisées en opposition.Ces diodes sont du type IN4454. La jonction entre la résistance R(FA) et la diode D(LA) est connectée à une prise, non représantée, de la source d'alimentation 27 de la fig. 1, désignée ci-après par prise à 120 volts. Enfin, la sortie de la source de courant "A" désignée par SA est prélevée au point de jonction entre les diodes D(PA) et 1)(LA) Avant a Xexpliquer le circuit décrit ci-dessus il faut no- ter que certaines simplifications y ont été apportées.En particulier, les fusibles qui protègent les sources de courant "A" et B ainsi que les dispositifs de eontrôle et les combinaisons en parallèle des éléments#n'ont pas été indiqués. Le signal du transistor Q1 modifie la circulation du courant dans le transistor Q2, en fonction du réglage du potentiomètre R7 qui, à son tour, commande la constante de temps de la combinaison du condensateur C7 et de ce même notentiomètre. Ce changement de courant dans le transistor Q2 est réfléchi comme un changement d'attaque de base du transistor Q3A, en raison du réglage du potentiomètre R5A. La combinaison des transistors Q3A, Q4A et Q5A est en fait similaire dans son fonctionnement avec un circuit Darlington courant. L'attaque de base du transisor Q3A détermine l'intensité du courant finalement atteint dans ce circuit.Les diodes D(PA) et D(LA) constituent un circuit de verrouillage bilatéral par lequel la tension à la sortie S"A11 est maintenue au niveau de la prise à 120 volts de la source 27 de la fig 1, à tout moment sauf quand une impulsion de commande provenant du synchroniseur 29 de la fig. 1 est présente. La combinaison en série de la résistance R(S) et de la diode D(FA) amortit les transitoires qui peuvent apparaître à la fin de chaque impulsion de commande provenant du synchroniseur 29. Il faut noter en regard de la fig. 4 que, en raison du fait que l'oscillateur coaxial 19 de la fig. 1 est pratiquement le même que celui représenté sur la fig. 2, la description détaillée des éléments qui le constituent n'est pas nécessaire pour bien comprendre l'invention. il faut en outre noter que la cavité 17 de la fig. 1 correspond à la cavité 70. Compte tenu de tout ceci, il apparaît que la cavité 70 est formée, dans le cas présent, en boulonnant un bloc supérieur 71 sur un bloc inférieur 73, qui comporte de préférence des collerettes et qui sont fabriqués en aluninium. La surface inférieure de la cavité 70 est la partie, non numérotée, du bloc inférieur 73 définie par un contre-alésage central, non représenté, prévu dans le bloc supérieur 71. Dans le présent lIode de réalisation, le contre-alésage du bloc supérieur 71 est dimensionné pour supporter le mode TM010 à la fréquence considérée. Un trou cylindrique, non nwnéroté, parallèle aux axes longitudinaux du bloc supérieur 71 et du bloc inférieur 73 est tercé dans ces blocs et son axe coupe un cercle C. Le rayon de ce cercle C est le même que le rayon du contre-alésage dans le bloc supérieur 71. il faut observer que les parties du bloc supérieur 71 et du bloc inférieur 73 entourant le trou cylindrique dans ces deux blocs et les surfaces définissant la cavité 70 peuvent être finement polies ou plaquées par tout moyen approprié, avec une matière telle que le cuivre ou l'argent qui est hautement conductrice pour réduire les pertes ohmiques. Le bloc inférieur 73 est prolongé de manière à laisser la place pour une fente annulaire 75. Une plaque de couvercle 75A# est ensuite positionnée sur le coté ouvert de la fente annulaire 75 et elle y est fixée par tout moyen approprié. Un tube d'entrée 77 et un tube de sortie 79 sont branchés par tout moyen approprié pour permettre la circulation d'un liquide de refroidissement, par exemple de l'eau, entre le côté de refoulement dtune pope, non représentée, par la fente annulaire 75, vers le côté d'aspiration de cette même pompe. Il faut noter que le but de ce dispositif de refroidissement est d'éliminer la chaleur développée dans la diode l##ATT 40.A cet égard, il faut remarquer que le conducteur central 44 et le dissipateur thermique 46 se trouvent en toute proximité de la diode 40. Pour cette raison, ils sont réalisés en cuivre de haute conductibilité, exempt d'oxygène. Il est connu que ce cuivre convient particulièrement pour résister aux fissures thermiques. Un ensemble de sonde et de dispositif d'accord 80 est positionné suivant l'axe longitudinal du bloc supérieur 71. Ce dispositif comporte une section de sonde 82 dans une section d'ac- cord 84, ces deux sections étant montées de façon réglable, ensemble ou séparément, d'une manière qui sera décrite ci-après. La section de sonde 82 comporte un tronçon de ligne coaxiale courante, clest-à-dire une ligne coaxiale comprenant un conducteur central 83, un isolant 85 et une gaine 87 pousant burner et coulisser suivant l'axe longitudinal de la cavité 70. Dans le but de supporter la section de sonde 80, et également de supporter de manière similaire la section a'accord 84, une pièce de réglage de sonde 89, ans le cas préseNt une pièce métallique usinée à la forme représentée, est vissée dans une pièce 91 de réglage d'accord. Cette derniere est également une pièce métallique usinée à la forme représentée, vissée dans-un trou taraudé du bloc supérieur 71 et tournant dans un palier, non numéroté, formé dans ce même bloc.Il faut égalament remarquer qu'une sec tion d'arrêt 93 est formée de préférence dans la pièce 91 de réglage d'accord. Une vis de blocage 95 vissée dans un trou taraudé de la pièce 91 de réglage d'accord est positionnée à volonté pour bloquer la pièce 89 de réglage de sonde et la pièce 91 de réglage d'accord entre elles ou pour leur permettre de se déplacer indépendamment l'une de l'autre. il faut noter que l'extrémité inférieure du conducteur cen tram 83 doit être isolée électriquement de la section d'accord 84. Comme représenté, cet isolement est assuré par la partie inférieure de l'isolant 85 qui n'est pas enlevée quand la partie inférieure de la gaine 87 est enlevée elle-même. il faut égaliement noter que la ligne coaxiale, non numérotée, dans la pièce 89 de réglage de sonde doit être connectée à une ligne de transmission, non représentée, pour permettre, par exemple, l'injection d'un signal de blocage dans la cavité 70 et l'extraction de cette cavité de l'énergie à haute fréquence. A cet effet, l'extrémité supérieure du conducteur central 83 est exposée et un connecteur coaxial 97 de type courant est monté sur la pièce de réglage de sonde.Un adaptateur femelle double, non représenté, de type courant, peut ainsi être utilisé pour compléter la connexion voulue avec une ligne de transmission, terminée avec un connecteur coaxial similaire au connecteur 97. il apparaît ainsi que les trois points de réglage de la cavité de blocage et de l'oscillateur de blocage sont tous accessibles par le haut. Ainsi, dans les applications où l'encombre- ment est -primordial, les problèmes de montage sont moins diff cilles à résoudre. il faut également remarquer que plusieurs oscillateurs coaxiaux similaires à celui de la fig. 4 peuvent être disposés autour de la circonférence du cercle C. Bien entendu, le nombre total de ces oscillateurs est limité par le rapport de leur plus grand iamètre d et de la circonférence du cercle C. Avec des os cillateurs- coaxiaux fonctionnant dans la bande X et une cavité supportant le mode vMo10 il s'est avéré que, comme l'indique la fig. 1, jusqu'à 15 ou 16 résonateurs coaxiaux peuvent être ainsi positionnés. La fig. SA montre que l'augmentation voulue du nombre des oscillateurs coaxiaux ou à diode disposés en couplage autour de la périphérie d'une cavité #lindrique se fait en changeant la forme de chaque oscillateur et en modifiant la manière selon laquelle la cavité cylindrique est formée. Ainsi, la fig.SA montre que le conducteur central de chacun des oscillateurs d'une paire U,L est constitué par deux sections disposées perpendiculairement, par exemple le conducteur central 44AU et le conducteur central 44BU pour lloscillateur à diode U et le conducteur central 44AL et le conducteur central 44BL pour l'oscillateur X, relies par tout moyen approprié et supporté au centre dans des trous perpen- diculaires, non numérotés, dans le bloc supérieur 71U ou dans le bloc inférieur 7iL. Les trous dans lesquels les conducteurs centraux 44AU et 44AL sont supportés sont parallèles aux axes longitudinaux de la cavité 70A et, de préférence, ils sont centrés sur un point commun de la circonférence de cette cavité.Les trous dans lesquels les conducteurs centraux 44BU et 44311 sont montés sont radiaux par rapport à la cavité 70A et ils sont centrés de manière à rencontrer les trous conducteurs centraux 44AU et 44AL. La cavité 70 est ainsi formée par des contre-alésages opposés dans le bloc supérieur 71U et le bloc inférieur 7111. il apparaît que, si le rayon de la cavité 70A est le même que le rayon de la cavité 70 de la fig. 4 et si les diamètres des oscillateurs à diode U, t sont les mêmes que le diamètre de lloscillateur coaxial de la fig. 4, deux fois plus dtoscillateur3 peuvent etre disposés en reLation de couplage avec la cavité 70A qu'avec la cavité 70. Etant donné que les conducteurs centraux des oscillateurs à diode décrits ci-dessus sont courbés, la manière selon laquelle les éléments constitwaelt chacun de ces oscillateurs sont montés doit bien entendu différer de la manière dont les éléments correspondants de l'oscillateuz coaxial de la fig. 4 sont assemblés. Compte tenu de tout ceci, il apparaît que, dans ltoscilla- teur à diode U, le conducteur central 44BU est simplement enfilé dans un trou de dimensions appropriées, non représenté, d'une charge #de terminaison 60'. Cette charge a la forme représentée et elle est cnllée dans le trou radial du bloc supérieur 71U. L'extrémité libre du conducteur central 44BU remplit alors la mêrae fonction que le fil de polarisation 66 de la fig. 4. Le conducteur central 44 -U est enfilé dans un manchon 56' dont la réalisation et la fonction sont les mêmes que celles du manchon 56 de la fig. a. Mais, dans ce cas, un ajustage coulis sant est prévu entre le conducteur central 44AU et le manchon 56'. De plus, une fente, non numérotée, est formée dans la paroi du bloc supérieur 71U, près du manchon 56'. il apparaît donc que la position du manchon 56' suivant la longueur du conducteur central 44AU peut être réglée sans changer les positions relatives de ce conducteur et de la cavité 70A. Un logement, non représenté, est formé à l'extrémité libre du conducteur central 44AU pour recevoir une borne d'une diode lMPATT 40. Une résine époxy conductrice peut être utilisée pour établir un contact de faible résistance entre le conducteur cen tral 44AU et la diode IMPATT 40. La seconde électrode de cette diode est connectée de la même manière que celle de la fig. 2, c'est-à-dire qu'elle est soudée dans une ouverture, non nmméro- tée, d'un dissipateur thermique 46 qui est maintenu en position par une pièce filetée 52. Un manchon isolant 50' collé sur le dissipateur thermique 46 et ajusté autour du conducteur central 44AU complète ltoscillateur à diode U. il faut noter que le manchon isolant 50', le manchon 56' et la charge de terminaison 60! supportent les conducteurs centraux 44AU, 44BU, de manière qu'une tension de polarisation puisse être appliquée à la diode iMPATT 40. En outre, le manchon isolant 50t et le manchon 56' remplissent les mêmes fonctions que les deux transformateurs d'impédance décrits en regard de la fig. 2. Mais, dans le cas présent, la position du manchon 56' est réglée par l'ouverture du bloc supérieur 71U plutôt que par la rotation de la pièce de réglage 64 de la fig. 2. L'oscillateur à dlode L est réalisé de la même manière que l'oscillateur à diode U. Bien que les alésages dans lesquels les conducteurs centraux 449U et 44AL soient alignés, il est vident que cette disposition pourrait être modifiée. Plus particulièrement, la condition est que ces alésages soient parallèles à l'axe longitudinal de la cavité 70A, avec leurs axes coupant un cercle de manière que le conducteur central 44AU soit décalé par rapport au conducteur central 44AL. Avant de décrire particulièrement les fig. SA, SB et 5C, il faut remarquer qu'aucun dispositif de refroidissement n'a été représenté et que les élément oes oscillateurs coaxiaux,qui sont les mêmes que ceux représentés sur les fig. 2 et 4, sont identifiés par les mêmes références que sur la fig. 2. Les fig. 53 et 5C illustrent une autre modification qui peut met a t augmenter le nombre des oscillateurs à diode pouvant être couplés avec une cavité cylindrique d'une dimension donnée. Dans ce cas, le nombre des oscillateurs à diode est limité par le rapport du diamètre d de chaque oscillateur avec la circonférence 2TrR' d'un cercle, supérieure à la circonférence 21rR de la cavité. A cet effet, il est tiré profit du fait bien connu que les dimensions, c'est-à-dire les rayons des conducteurs intérieur et extérîeur,d'une ligne coaxiale peuvent être changées sans modifier l'impédance caractéristique de cette ligne. Autrement dit, dans la mesure ou le rapport entre le rayon intérieur du condAc- teur extérieur et le rayon du conducteur intérieur sont constants, l'impédance caractéristique d'une ligne coaxiale est constante. Il est donc possible de proportionner les rayons des conducteurs intérieur et extérieur d'urre ligne coaxiale de manière qu'une partie de cette ligne, dans le cas présent la partie comprise entre une charge de terminaison et la cavité, soit relativement réduite et qu'une seconde partie, ici la partie contenant une diode IMPAIR, soit dimensionnée pour recevoir cette =diode dans un circuit oscs lant. Compte tenu de tout ceci, il apparaît sur les fig. 5B et 5C qu'un bloc supérieur 71U' est usiné de manière à supporter un ensemble de sonde et d'accord & , qui peut etre le même que celui décrit ci-dessus, et plusieurs alésages, non numérotés, centrés sur un cercle de rayon R et parallèles à l'axe longitudinal du bloc supérieur 71Ut. Comme représenté, ces alésages sont prolongés dans un bloc inférieur 7IL'. Le rayon de chaque alésage est inférieur à la moitié du diamètre d déterminé par le diamètre d'une diode IbIPATT 40. Les parois et le fond d'une cavité 70B sont formés par un contre-alésage de rayon R dans le bloc inférieur 7IL'. Ce bloc est évasé d'un angle approprié, par exemple 450, suivant son axe longitudinal. Plusieurs alé ages en forme, non numérotés, sont prévus comme le montre clairement la fig. 5O, dans la partie évasée du bloc inférieur 71L1 et rencontrent chacun l'un correspondant des alésages du bloc supérieur 71U' et d'une partie du bloc inférieur 71L'. Il apparaît que les surfaces de chaque alésage en forme et de son alésage correspondant constituent le conducteur extérieur d'une ligne coaxiale. La partie extérieure de chaque alésage en forme est usinée pour recevoir une diode IMPACT 40 et des premier et second transformateurs d'impédance, de la méme manière que celle décrite en regard de la fig. 5A. La partie intérieure de chaque alésage en forme a la même dimension que celle de l'alésage qui lui correspond. Une transi tion.tronconique est prévue entre la partie intérieure et la partie extérieure de chaque alésage en forme. Un conducteur central 443, dont la section apparaît sur la fig. SC, est supporté en relation de couplage avec la cavité 70R dans chaque paire d'alésages et d'alésages en forme. L'extrémité supérieure du conducteur central 44B est supportée par une charge de terminaison 60' et son extrémité inférieure est supportée par le manchon 58' et le manchon isolant 56'. Le conducteur central 44B est formé de manière que, en tout point de sa longueur, le rapport entre son rayon et le rayon de l'alésage en forme, ou de l'alésage, soit constant. I1 apparaît donc que, pour un diamètre donné d déterminé par la diode IMPss2T 40 et une cavité 703 d'une circonférence donnée, un plus grand nombre d'oscillateurs à diode peuvent être couplés avec la cavité 70B que cela serait le cas si les oscillateurs étaient réalisés comme le montrent les fig. 2 et 4. il est bien évident que de nombreuses modifications peuvent être apportées au mode de réalisation décrit ci-dessus sans sortir du cadre de l'invention. Par exemple, bien que des diodes IDneATE soient mentionnées ci-dessus comme éléments actifs, les circuits oscillatoires décrits pourraient aussi être adaptés pour utiliser d'autres types connus de composants oscillants à diode semi-conductrice. De plus, bien que I'oscillateur de blocage commandé par cristal représenté sur la fig. 1 soit un dispositif à onde entretenue, il est évident que cet oscillateur pourrait être remplacé par un oscillateur à impulsions. De même, bien que l'émetteur à semi-conducteur de la fig. 1 combine la puissance de deux étages oscillateurs, trois étages ou davantage pourraient être combinés de la même manière. Enfin, les positions des charges de terminaison et des diodes IBEPAvT représentées sur la fig. SA pourraient être interverties. REVENDICATIONS t - Ensemble de sonde et de dispositif d'accord associé avec une cavité résontiante cylindrique fonctionnant dans le mode où N est un nombre entier, ensemble caractérisé en ce qu'il comporte une sonde disposée suivant l'axe longitudinal de la cavité résonmie et constituant également une extrémité exposée du conducteur central d'un tronçon de ligne coaxiale pénétrant dans ladite cavité, une spire d'accord entourant ladite sonde, pénétrant dans ladite cavité résonnate et étant couplée avec ladite sonde et un dispositif de montage de la sonde et de la spire d'accora, ce dispositif étant agencé de manière à permettre de régler indépendamment la longueur de la sonde et la longueur de la spire d'accord dans la cavité résoneante. 2 - Ensemble selon la revendication 1, caractérisé en ce que la spire d'accord fait partie intégrante d'un dispositif coulissant fileté, vissé dans une ouverture correspondante dans un eôté de la cavité résonnante, ledit dispositif coulissant comportant une ouverture centrale, le conducteur extérieur du tronçon de ligne coaxiale étant vissé dans ladite ouverture centrale. 3 - Ensemble selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une vis de blocage vissée dans le dispo positif coulissant et qui, lorsqu'elle est serrée, s'appuie contre le conducteur extérieur du tronçon de ligne coaxiale, de manière à bloquer ensemble ledit tronçon de ligne coaxiale et ledit dispositif coulissant.