FR 2399035 A1 19790223 FR 7723376 A 19770729 L'invention se rapporte à la compensation des instabilitds d'un émetteur en général et, plus particulierement d'émetteurs micro-ondes à impulsions utilisés dans des systemes indicateurs de cibles mobiles (MTI). On trouve une documentation abondante dans les brevets et la littdra- ture technique sur les radars indicateurs de cibles mobiles (MTI : "moving target indication" dans la littérature anglosaxonne). On peut se référer au livre "Radar Handbook" chapitre 17, par Nerrill Skolnik (McGraw-Hill 1970) pour avoir une vue générale de ltetat de l'art. Il est generalement admis que des instabilités, incluant le vacillement ("jitter" dans la littérature anglosaxonne) de phase et de fréquence, le vacillement d'amplitude, et le vacillement de largeur d'impulsion et de base de temps imposent des limitations sur les performances d'indicatíon de cibles mobiles qu'on peut obtenir, dues aux sources d'instabilité séparables indiquées dans le tableau ci-dessous TABLEAU Limitations dues à l'instabilité Instabilité d'une impulsion à l'autre Limitation sur le coefficient d' amélioration Décalage de la fréquence d'émetteur I = 20 log [ 1/(##f#)] Déphasage de l'émetteur I = 20 log [1/##] Vacillement d'amplitude de l'émetteur I = 20 log [A/#A] Vacillement de temps dans l'émetteur I = 20 log [T/2#t #B#] Largeur d'impulsion de l'émetteur I = 20 log [#/#APW #B#] où : #f = changement de fréquence entre impulsions T = longueur d'impulsion émise = = changement de phase entre impulsions A = amplitude d'impulsion en volts #A = changement d'amplitude entre impulsions = = vacillement de temps B# = produit temps-largeur de bande (B# = 1 pour des impulsions non codées) = 5 vacillement de largeur d'impulsion. Dans un émetteur e magnétron pour radar NTPv la technique la plus communément utilisée pour obtenir la stabilité de phase d'impulsion à impulsion est l'oscillateur cohérent verrouillé. Un exemple en est représenté sur la figure 1 Une autre approche possible pour la stabilisation est l"'amorçage" du magnétron par un oscillateur cohérent à faible puissance. On a constaté qu'une puissance d'entrée d'amorçage à -30 dB par rapport à la puissance de sortie du magnétron était relativement efficace dans beaucoup de cas. On peut aussi obtenir la stabilisation de l'émetteur en utilisant la technique d"'injection amont" où le signal à stabiliser est retardé en rapport avec le signal d'erreur (c'est l'opposé de la technique à réaction). Une telle stabilisation n'est pas applicable à un oscillateur de puissance unique comme le magnétron, mais est valable dans les systèmes complètement cohérents, c'està-dire les systèmes composés d'un oscillateur à bas niveau unique suivi par une chaîne d'amplificateurs de puissance. La stabilisation par 'Tinjection amont" peut être intéressante pour les systèmes utilisant le principe du magnétron amorcé si la source d'amorçage est comparativement instable. Cependant aucune de ces méthodes n'est complètement satisfaisante car elles exigent toutes des quantités supplémentaires importantes de circuits analogiques et restreignent la gamme dynamique du système. Comme indiqué ci-dessus, un des facteurs essentiels limitant souvent fortement les performances est l'instabilité du tube émetteur. L'objet général de la présente invention est de fournir des circuits numériques pour compenser les sources d'instabilité indiquées. Très souvent l'émetteur utilisé dans un radar MTI est un magnétron. Si le dispositif d'élimination est un dispositif d'élimination de Mn numérique (DxTI), il est possible d'éliminer l'exigence de verrouillage de l'oscillateur cohérent en incorporant une section de stabilisation arithmétique qui sera décrite cidessous en référence à la figure 2. En plus de la correction des instabilités de phase, on peut aussi corriger le vacillement d'amplitude et de temps en utilisant la compensation numérique.Ainsi, en principe, les instabilités du tube émetteur (sauf le vacillement de largeur d'impulsion et de fréquence) peuvent être corrigées pour un même coût, ce qui est un avantage évident pour des systèmes MTI devant présenter des performances élevées. Bien que le système résultant compensé numériquement ne soit pas aussi bon qu'un système entièrement cohérent (en ce que les seconds retours de clutter ne s'annulent pas), il est relativement aisé à réaliser et fournit un compromis entre l'art antérieur classique à oscillateur cohérent verrouillé analogiquement et un système entièrement cohérent. On doit souligner que les techniques de stabilisation numériques développées ici ne sont pas limitées au cas de l'émetteur à magnétron mais peuvent être appliquées à tout émetteur instable, même à un émetteur entie- rement cohérent. Selon l'invention, la solution numérique au problème de stabilisation d'émetteur suppose que l'éliminateur est un DMTI (système MTI numérique). En contrôlant constamment les sorties des détecteurs de phase secondaires I et Q quand le magnétron se déclenche, on dispose de suffisamment d'informations concernant la phase, l'amplitude, etc... relatives de chaque impulsion de magnétron pour le calcul numérique de ces paramètres. Connaissant les valeurs de paramètres, les signaux de retour intéressants peuvent être constamment traités en appliquant des facteurs de correction arithmétiques appropriés avant qu'ils soient appliqués à la section DMTI proprement dite. Cette technique de stabilisation inclue donc une stabilisation arithmétique numérique plutôt qu'une stabilisation analogique et est appliquée avant 1'élimination. Comme le nombre et la complexité des calculs arithmétiques nécessaires sont raisonnables, les exigences de circuits numériques supplémentaires ne sont pas excessives. Le schéma de la figure 3 (qu'on décrira ultérieurement) montre que la mise en oeuvre complète de la section de stabilisation arithmétique comprend quatre multiplications, deux opérations d'élévation au carré, deux divisions et trois opérations d'addition. I1 n'est pas nécessaire d'utiliser des circuits de division réels (car la division est un procédé relativement lent), la division étant réalisée aisément par une technique de "consultation de table", comme cela est connu en technique numérique.En outre, si la couverture de distances très courtes peut être abandonnée, on ne doit effectuer de division qu'une fois par émission d'impulsion. Cependant, dans le traitement précédent, on ne fait pas cette supposition. On comprendra que la limitation essentielle sur les largeurs d'impulsion qui peuvent etre traitées numériquement vient de la conversion analogique/numérique qui doit s'effectuer au rythme de Nyquist ou au-dessus. Ainsi, l'échantillonnage doit s'effectuer à 2 NHz de maniere à traiter une largeur de bande d'information de limite supérieure égale å 1 NHz (ce qui équivaut en gros à une impulsion d'une microseconde). A mesure que la largeur d'impulsion du système radar décroît, les exigences sur le convertisseur analogique/numérique deviennent de plus en plus sévères. Couramment, on peut traiter de manière satisfaisante des longueurs d'impulsions supérieures à 0,5 'is avec un cout de circuit raisonnable. Des impulsions plus courtes présentent des problèmes plus importants et peuvent requérir des circuits logiques NECCL i ce qui peut etre utilisé, bien que relativement coûteux, si les résultats le justifient. L'unité DMTI ordinaire est fondamentalement un filtre numérique. Si le magnétron ne stamorce pas le filtre sera soumis à un transitoire. Pour empêcher les transitoires d'apparaitre à la sortie du filtre et d'ajouter au signal résiduel, on utilise un détecteur d'impulsion manquante. Quand une impulsion manquante est détectée, le signal vidéo du balayage précédent sera appliqué au filtre. On décrira la mise en oeuvre de cette technique dans le cours de la description. Pour réaliser la correction du vacillement de temps d'impulsion à impulsion, l'impulsion d'émetteur est appliquée à un oscillateur à blocage dont la sortie déclenche l'oscillateur d'horloge de distance dans l'unité DMTI. Une autre technique, plus complexe, consiste à utiliser une chaîne de compteurs à bascules extrêmement rapides pour déterminer le temps réellement écoulé entre l'impulsion de commande de l'amorçage de émetteur et l'impulsion de sortie. Les différences dans ce temps sont utilisées pour décaler l'oscil- lateur d'horloge de distance. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-apres et des dessins joints où - la figure 1 est un schéma d'une technique de stabilisation analogique classique ; - la figure 2 est un schéma d'un système de stabilisation appliqué à un système DMTI selon l'invention ; - la figure 3 représente un schéma d'une section de stabilisation arithmétique comprenant une partie du système de la figure 2 ; et - la figure 4 est un schéma plus detaillë du programmeur/contrôleur de la figure 2. Sur la figure 1 est représentée une configuration MTI de principe de type connu. Dans un tel dispositif un émetteur radar 102 (contenant un oscillateur à magnétron, par exemple) est modulé en impulsions par un modulateur 101 produisant des impulsions qui sont rayonnées par le système d'antenne et de réflecteur 104 via le tube TR 103. Comme cela est bien connu, le tube TR 103 empêche effectivement la transmission de toute énergie de l'émetteur vers le mélangeur 107 lorsque les impulsions d'émetteur sont présentes sur l'antenne 104, et de même envoie l'énergie reçue, entre les impulsions émises, par l'antenne 104 à travers le tube TR 103 vers le mélangeur 107 sans dérivation sensible d'énergie vers l'émetteur 102.Un oscillateur local à grande stabilité 106 constitue avec le mélangeur 107 la "première ligne" du récepteur de signal d'écho. Une petite partie de l'énergie de l'émetteur est dérivée vers le mélangeur 105 où elle est mélangée avec le signal d'oscillateur local stable pour produire un signal de verrouillage à fréquence intermédiaire de sorte que l'oscillateur cohérent à fréquence intermédiaire 108 est contraint d'être cohérent en phase, en se "rappelant" effectivement la phase de ltémetteur. La sortie de lloscil- lateur 108 est fournie avec la sortie du mélangeur 107 au récepteur 109 où les phases sont comparées à fréquence intermédiaire avec les signaux d'échos dans le même domaine de fréquence.Le récepteur 109 doit contenir une sortie de détecteur de phase telle que des signaux mobiles à toute distance nominale donnée apparaissent comme des signaux bipolaires modulés en amplitude sur une série d'intervalles d'impulsion. Le dispositif de traitement MTI 110 peut coder les amplitudes en "tranches de distance" successives et ainsi identifier les cibles mobiles par rapport aux cibles fixes, la sortie video 111 contenant sensiblement seulement la vidéo des cibles mobiles. Ce dispositif de traitement appelé DBTI peut être un des nombreux dispositifs existants pour le traitement numérique de signaux après détection cohérente. Le brevet américain n 3 406 396, pour citer juste un exemple, décrit un dispositif capable de fournir la fonction DMTI. Avant de décrire plus avant les figures, il est utile de présenter la théorie mathématique de la compensation utilisée. Quand le magnétron s'amorce, les sorties des détecteurs I et Q sont : Im = km Vm cos #m et Qm = km Vm sin cbm. où cpm est la phase du magnétron par rapport à la phase de l'oscillateur cohérent. Quand un signal de retour d'une cible fixe est reçu, on a : Is = ks Vm cos (s + fm) et Qs = ks Vm sin (+s + ssm). Etant données les quatre relations ci-dessus, on détermine d'abord une procédure pour rendre le signal de retour indépendant de la phase relative du magnétron. Ceci est obtenu en utilisant la matrice de rotation ci-dessous, donnant : # Ic1 # # I # # cos #m sin #m # = Qc1 Q -sin #m cos #m . En multipliant les deux membres ci-dessus par Vm, on obtient les équations (1) et (2) Ic = IsIm + QsQm équation (I) Qc = IsQm - QsIm équation (2) où Ic et Qc sont les valeurs compensées en phase. L'application des équations (1) et (2) supprime effectivement les fluctuations de phase du magnétron mais les fluctuations d'amplitude demeurent. Pour supprimer ces fluctuations d'amplitude, il suffit de "normaliser" Ic et Qc à l'aide du carré de la tension du magnétron Im + Qm. Ainsi les équations finales à réaliser sont : Ic = IsIm + QsQm équation (3) Im + Qm2 Im lsQm - QsIm IsQm - QsIm Qc' = équation (4). Im + Qm La mise en oeuvre de ces équations est représentée sur le schéma de a figure 3. En se référant maintenant à la figure 2, on va décrire un système dans lequel l'unité DMTE 215 comprend un type connu d'éliminateur MTI numérique. Il est possible d'éliminer l'exigence de verrouillage de I'oscillateur cohérent tout en obtenant des résultats nettement améliorés en incorporant une section de stabilisation arithmétique 214. Cette unité 214 remplit la fonction de correction de l'instabilité de phase, d'amplitude et de temps. Le vacillement d'impulsion peut aussi être corrigé par l'remploi de la compensation numérique, décrite ultérieurement. Ainsi, en principe, toutes les insta bilités du tube émetteur (excepté le vacillement de fréquence et de largeur d'impulsion d'émetteur) peuvent oestre corrigées. Le système décrit sur la figure 2 peut être considéré comme un compromis entre le système analogique classique à verrouillage cohérent de la figure 1 et un système entièrement cohérent. Un circuit de synchronisation martre (programmeurXcontrleur) 224 fournit les impulsions d'horloge, les déclenchements de synchronisation et la logique de commande comme on va l'expliquer ci-dessous. Le modulateur d'impulsion d'émetteur 201 et l'émetteur 202 (un magnétron, par exemple) alimentent l'antenne 204 à travers un duplexeur 203 (représente comme un circulateur). Le duplexeur 203 fonctionne comme le tube TR 103 de la figure 1 ; c'est-à-dire que les signaux reçus sur l'antenne 204 sont envoyés au mélangeur 205 où ils sont mélangés avec l'oscil- lateur local stable (stalo) 207. Quand les impulsions d'émetteur sont présentes, le duplexeur 203 fonctionne aussi pour empêcher la dérivation d'énergie de l'émetteur vers le mélangeur 205. Cependant un coupleur directionnel 206 est disposé pour fournir une petite fraction de cette énergie au mélangeur 218 et au détecteur 222 en parallèle. Le détecteur 222 et l'oscillateur de blocage 223 alimentant le programmeur/contrleur 224 par le fil 232 comprennent les circuits de la fonction de compensation du vacillement de temps d'impulsion à impulsion. Les mélangeurs 205 et 218 alimentent respectivement les récepteurs 208 et 219 et ceux-ci, à leur tour, alimentent chacun une paire de détecteurs de phase. Les détecteurs de phase 209 et 210 reçoivent les sorties I et Q respectives du récepteur 208. De même, les détecteurs de phase 220 et 221 reçoivent les sorties I et Q respectives du récepteur 219. Les sorties de ces détecteurs 220 et 221 peuvent etre appelées Im et Qm respectivement puisqu'elles représentent les termes direct et en quadrature dérivés presque entierement du signal du magnétron. Les sorties Is et Qs des détecteurs de phase 209 et 210 représentent les signaux reçus pratiquement continuellement par l'antenne 204, etc.... On comprendra que les déphaseurs de 90 212 et 217 fournissent chacun un signal de référence cohérent en quadrature à l'un des détecteurs de phase de chacune des paires mentionnées ci-dessus. L'autre détecteur de phase de chaque paire, comme indiqué, reçoit le signal non modifié de l'oscillateur cohérent (coho) 216. Ici, il faut se rappeler que le système selon l'invention de la figure 2 n'a pas besoin de remise en phase de l'oscillateur cohérent 216 avec chaque impulsion d'émetteur, comme ce serait le cas dans le système connu de la figure 1. Les corrections de phase nécessaires seront faites dans l'unité de stabilisation arithmétique 214. I1 est souhaitable, bien entendu, que I'oscillateur cohérent 216 soit de manière inhérente aussi stable qu'il est raisonnablement possible. Le commutateur 211 est simplement un commutateur vidéo commandé pour transmettre seulement les signaux Is et Qs après que l'impulsion d'émetteur à chaque période de- répétition s'est effectivement produite et s'est terminée. On notera que les sorties Im et Qm des détecteurs de phase 220 et 221 sont amenées par des fils 225 et 226 à un convertisseur analogiquenumérique 213. Les signaux Is et Qs, quand ils passent par le commutateur 211, sont aussi appliqués au convertisseur 213. Dans le convertisseur 213, les deux jeux de signaux I et Q sont convertis en numérique, c'est-à-dire qu'une valeur numérique est attribuée à l'amplitude du signal existant dans chaque tranche de distance successive à l'intérieur de chaque période de répétition. Ainsi un déclenchement commandé sur le fil 228 est fourni pour définir chacune de ces tranches de distance, chaque période de répétition contenant un assez grand nombre de tranches de distance. Ici, il serait utile d'examiner les fréquences typiques en cause dans les diverses fonctions de commande et de déclenchement. Le déclenchement du modulateur d'émetteur sur le fil 231 est typiquement de l'ordre de mille à trois mille impulsions par seconde et la durée d'une tranche de distance est typiquement de l'ordre dlune microseconde. En conséquence, le rythme d'impulsion de déclenchement sur le fil 228 pour la fonction de conversion analogique numérique est de l'ordre de 1 MHz. Du convertisseur 213, quatre sorties représentant les signaux Is, Qs, Im et Qm sont fournies à l'unité de stabilisation arithmétique 214. Cette unité reçoit un déclenchement à la fréquence de répétition des impulsions, de l'ordre de 1 à 3 kHz, comme indiqué ci-dessus. La fonction de ce déclenchement sur le fil 229 sera mieux comprise en relation avec la figure 3. Le circuit de traitement MTI numérique 215 reçoit essentieliement deux signaux Ic' et Qc', qui sont les signaux I et Q compensés dans l'unité 214. Le fil de déclenchement de commande 230 peut avoir des impulsions à LMHz correspondant au rythme de tranche de distance, aussi bien que la fréquence de répétition du système. L'unité DMn ne fait réellement pas partie, en ellemême, de la présente invention et n'importe lequel des nombreux types d'unités DMTI peut être employé en 215, fournissant une sortie vidéo MTI en 233.Cette sortie 233 peut être soit sous forme numérique soit converti dans 215 sous forme analogique en un signal vidéo contenant seulement les signaux de cibles mobiles. L'unité DMTI 215, naturellement, est essentiellement un dispositif numérique qui corrèle les valeurs numériques d'une succession de tranches de distance dans une période de répétition avec celles de la période suivante, de sorte que les signaux de cibles fixes peuvent être éliminés. En se référant maintenant à la figure 3, on voit les détails de l'unité de stabilisation arithmétique 214. C'est cette unité qui met en oeuvre les équations (3) et (4) pour produire les valeurs I et Q compensées identifiées par Ic' et Qc'. La fonction de rassemblement des données initiales pour chaque impulsion émise ne doit se produire qu'une fois par période de répétition. En conséquence, un déclenchement 229 pour le registre 301 existe à la fréquence de répétition du système. Le registre 301 accepte les valeurs Im et Qm codées dans 213 et maintient un jeu de valeurs pendant toute la période de répétition. L'impulsion de déclenchement suivante sur 229 rétablit le même type d'information de phase pour l'impulsion nouvellement émise. Les entrées 303 et 302, signaux Is et Qs respectivement, présentent l'histoire continuellement changeante du signal de retour transmis par le commutateur électronique 211 (une fois que l'impulsion transmise est effectivement terminée) et codé en 213. I1 est clair à partir des équations (3) et (4) qu'il y a quatre produits à traiter à la sortie. Ce sont les produits dans les numérateurs des équations (3) et (4). En prenant l'équation (3) pour commencer et en se référant à la figure 3, on notera que le multiplicateur numérique 304 répond aux deux valeurs Is et Im et fournit le produit IsIm en sortie. Le multiplicateur 305 donne de même le produit QsQm. I1 en est de même pour les produits du numérateur de l'équation (4) pour les multiplicateurs 307 et 306. En conséquence, les additionneurs 310 et 311 effectuent numériquement l'addition et la soustraction respectivement, la sortie de 310 représentant le numérateur complet de l'équation (3) et la sortie de 311 celui de l'équation (4).Les dénominateurs des deux équations étant les mêmes, on n'a besoin que de deux circuits d'élévation au carré 308 et 309 et d'un additionneur 312 pour fournir un signal représentant ces dénominateurs. Des diviseurs numériques 313 et 314 réalisent ltopération finale de division du numérateur par le dénominateur dans chacune des équations (3) et (4) respectivement. Le résultat est le signal Ic' sur la sortie 315 et Qc' sur la sortie 316. En revenant à la figure 2, on voit que ces signaux sont utilisés en les appliquant à l'unité Mn numérique 215. Le programmeur/contrleur 224 est illustré schématiquement sur la figure 4. Comme indiqué antérieurement, les éléments 222 et 223 de la figure 2 servent à produire une impulsion, en synchronisme avec la production réelle de l'impulsion émise, de sorte que sa variation de temps puisse être traitée. En conséquence, sur le fil 232 le signal représentatif dans le temps de l'impulsion d'émetteur est envoyé à un circuit ET 406 (figure 4). Un signal à la fréquence plus élevée de tranches de distance est appliqué du circuit logique de commande 402 sur le fil 401 et le circuit ET 406 produit ainsi une sortie à une porte d'échantillonnage 407 sur le fil 410.Cette porte a une durée suffisamment longue pour permettre au registre 301 de la figure 3 d'enregistrer les valeurs numériques Im et Qm caractéristiques de la performance du magnétron pendant chaque impulsion successive de l'émetteur. Comme on le fait fréquemment, un circuit d'horloge à haute fréquence 408 est utilisé, fonctionnant par exemple dans le domaine de 500 MHz. Sa sortie 411 est identifiée comme fc et commande un compteur numérique à grande vitesse 409 dont la sortie est fc Cette technique est connue en technique k k numérique pour produire un intervalle fc hautement repétitif et prdeis. Le circuit logique de commande 402 et le compteur de distance 405 coopèrent pour produire la série de signaux de commande et de déclenchement sur les fils 227, 231, 228, 229 et 230 comme indiqué. La réalisation de la figure 4 peut grandement varier, bien sur, et est du domaine de l'homme de l'art. On comprendra que les termes Im et Qm pourraient être normalisés par les dénominateurs une fois par émission, ce qui libérerait de l'exigence de diviser pendant la durée d'une tranche de distance. Un algorithme de réalisation de division plus lent pourrait être appliqué immédiatement après une émission, aux dépens de la couverture sur la nouvelle distance équivalente au temps requis pour effectuer la division. Une telle approche peut être souhaitable dans les systèmes A grande résolution, comme une alternative à l'approche particulièrement décrite ici. Bien entendu, les exemples de réalisatiân décrits ne sont nullement limitatifs de l'invention et d'autres modifications ou variantes apparattront d'elles-même à l'homme de l'art. REVENDICATIONS 1. Système radar MTI numérique comprenant une antenne, des moyens pour émettre des impulsions à fréquence radio et un duplexeur, caractérisé en ce qu'il comprend un premier récepteur sensible aux signaux d'écho résultant des impulsions émises et comprenant un premier et un second détecteurs de phase pour fournir des signaux Is et Qs où Is est la composante en phase du signal reçu et Qs est la composante en quadrature du signal reçu, des moyens pour fournir des échantillons de ladite énergie à fréquence radio, un second récepteur sensible auxdits échantillons et comprenant un premier et un second détecteurs de phase pour fournir des signaux Im et Qm où Im est la composante en phase du signal émis et Qm est la composante en quadrature du signal émis, des moyens de conversion numériques sensibles aux sorties desdits premier et second récepteurs pour convertir en numérique lesdits signaux Is, Qs, tm et Qm, et des moyens de compensation sensibles aux signaux desdits moyens de conversion pour élaborer des signaux compensés Ic et Qc, lesdits moyens de compensation incluant des moyens de calcul arithmétique numériques pour résoudre les équations Ic = IsIm + QsQm et Qc = IsQm - QsIm. 2. Système radar selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend des premiers moyens incluant le duplexeur pour diriger vers le premier récepteur les signaux d'écho reçus de ladite antenne après l'émission d'impulsions par lesdits moyens d'émission, des seconds moyens pour diriger une petite fraction de l'énergie à fréquence radio émise par lesdits moyens d'émission vers ledit second récepteur, des troisièmes et quatrièmes moyens dans lesdits premier et second récepteurs respectivement pour développer séparément des sorties de détecteurs de phase Is et Qs et Im et Qm respectivement, lesdits troisièmes et quatrièmes moyens partageant la sortie d'un oscillateur cohérent pour fournir une référence de phase auxdits detecteurs de phase, des cinquièmes moyens pour convertir en numérique les sorties le, Qs et lm, Qm, et des sixièmes moyens sensibles à la sortie desdits cinquièmes moyens pour dériver des signaux Ici et Qc' corrigés correspondant aux sorties des détecteurs de phase dudit premier récepteur, lesdits sixièmes moyens calculant des signaux Ic et Qc par multiplication et addition algébrique selon les équations Ic = IsIm + QsQm et Qc = IsQm - QsIm. 3. Système radar selon la revendication 2, caractérisé en ce que des septièmes moyens sont inclus dans lesdits sixièmes moyens pour une compensation supplémentaire desdits signaux Ic et Qc pour produire des signaux Ic' et Qc' correspondant aux équations : IsIm + QsQm IsQm - QsIm Ic' = et Qc' = . Im + Qm Im + Qm 4. Système radar selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits sixièmes moyens comprennent un premier, un second, un troisième et un quatrième multiplicateurs numériques pour obtenir les produits IsIm, QsQm, ImQs et IsQm respectlvement, un premier additionneur sensible aux sorties desdits premier et second multiplicateurs et un second additionneur sensible aux sorties desdits troisième et quatrième multiplicateurs pour produire respectivement les expressions IsIm + QsQm et IsQm - QsIm respectivement, des premier et second circuits d'élévation au carré pour produire les termes Im2 et Qm , un troisième additionneur sensible aux sorties desdits circuits pour donner l'expression 1m2 + Qm2, un premier circuit diviseur sensible aux sorties des premier et troisième additionneurs pour fournir la valeur numérique Ic' et un second circuit diviseur sensible aux sorties des second et troisième additionneurs pour fournir la valeur numérique Qc'. 5. Système radar selon l'une des revendications 3 ou 4, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de commande pour commander le fonctionnement dudit système pour recalculer les valeurs Im et Qm à chaque impulsion transmise successive. 6. Système radar selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de commande de temps déterminant une pluralité de tranches de distance successives dans une période de répétition suivant chaque impulsion émise, lesdits cinquièmes moyens fournissant des valeurs discrètes numériques de I et Q correspondant à l'amplitude de signal à l'intérieur de chaque tranche de distance pour chacune des périodes de répétition successives, et en ce que lesdits moyens de commande de temps fonctionnent pour commander lesdits sixièmes moyens pour produire des valeurs Ic' et Qc' pour chacune des tranches de distance de chacune des périodes de répétition successives.