FR 2371066 A1 19780609 FR 7733358 A 19771107 La présente invention se rapporte aux déphaseurs microondes et, plus particulièrement, à des déphaseurs microondes à diodes. Les réseaux d'antennes à pilotage électronique destinés aux systèmes de radar et de communications à hautes performances nécessitent un grand nombre d'éléments d'antenne et de composants associés. Le composant clé utilisé avec chaque élément d'antenne est un élément déphaseur qui détermine la phase de l'énergie microonde apparaissant à l'élément d'antenne en accord avec une commande logique afin de déplacer dans l'espace le faisceau d'antenne. Il existe deux classes principales de déphaseurs utilisés avec les réseaux d'antennes à pilotage électronique : les déphaseurs à ferrite et ceux à diodes. A certains égards, chaque classe peut être considérée comme étant l'opposée de l'autre ; ainsi, les avantages d'une classe sont treks souvent des désavantages pour l'autre, encore que pour certaines applications un dispositif de l'une ou l'autre classe puisse faire l'affaire bien que tous les paramètres ne soient pas optimisés. Par exemple, les déphaseurs à ferrite peuvent normalement supporter des niveaux de puissance microonde supérieurs et avoir moins de pertes d'insertion que des déphaseurs à diodes comparables. Les déphaseurs à ferrite sont aussi généralement plus coûteux que des déphaseurs à diodes comparables.Par conséquent, pour les cas de niveau de puissance microonde faible et pour lesquels les pertes d'insertion sont de peu-d'importance, les déphaseurs à diodes sont généralement plus attractifs sur le plan commercial. Beaucoup d'applications de réseaux d'antennes à pilotage électronique nécessitent un faible niveau de puissance microonde et pour ces réseaux les pertes d'insertion sont de peu d'importance. Ainsi, il y a un avantage économique sans inconvénient de performance à utiliser les déphaseurs à diodes pour de telles applications. Un déphaseur à diodes et une technique d'adaptation d'impé- dance des diodes de celui-ci au circuit microonde sont décrits cidessous. Le déphaseur à diodes est représenté comme étant construit en forme de ligne microbande utilisant des diodes de type PIN (qui sont des diodes constituées par une zone P, une zone intrinsèque et une zone N). Le déphaseur est formé d'une pluralité de réseaux hybrides connectés en série qui constituent une ligne de transmission microonde et d'une pluralité de diodes de type PIN et de moyens de polarisation des diodes. Le déphaseur à diodes décrit fonctionne de la manière suivante. L'énergie microonde pénétrant dans le déphaseur est divisée en deux chemins égaux par un réseau hybride. Le réseau hybride se termine par des diodes de type PIN par une impédance qui dépend de la polarisation appliquée aux diodes. Une diode polarisée dans le sens direct apparaît comme étant une très faible résistance et constitue approximativement un court-circuit aux bornes de la ligne. Une diode polarisée dans le sens inverse se comporte comme un petit condensateur et constitue approximativement un circuit ouvert aux bornes de la ligne. Une caractéristique importante du dispositif réside dans la manière dont les diodes terminent la ligne.Plus particulièrement, les diodes qui sont montées sur des tiges filetées sont installées dans des trous percés dans un bloc de support qui vient en contact avec des plans de masse situés de part et d'autre du circuit microonde. Les diodes viennent en contact avec l'extrémité de la ligne microonde au bord de la plaquette de circuit imprimé. De petites pinces élastiques sont repliées autour du bord de la plaquette et interposées entre la ligne micro onde et la diode afin de former un contact chargé élastiquement. Cet agencement permet aux diodes de terminer symétriquement la ligne de transmission. La terminaison symétrique procure un meilleur contrôle de l'impédance, un coefficient plus élevé de réflexion et moins de modes impropres de l'énergie au voisinage de la diode. Une pluralité de tels réseaux hybrides avec les diodes de terminaison sont agencés en série, chaque réseau hybride correspondant à une cellule de déphasage et possédant la faculté de décaler la phase du signal microonde le traversant d'une quantité prédéterminée en réponse à la polarisation des diodes. Dans la forme de réalisation qui sera décrite, quatre réseaux hybrides sont représentés, de sorte que la phase peut être décalee en seize pas de 0 à 337,5 0, le déphasage introduit par les divers réseaux hybrides augmentant par pas binaires de 22,50 à 1800. Imbriqués avec les réseaux hybrides, dénommés réseaux hybrides de déphasage, sont une pluralité de réseaux hybrides de polarisation qui insolent les tensions de polarisation continues des diodes de la ligne de transmission microonde. Il sera aussi décrit une technique au moyen de laquelle les diodes sont adaptées en impédance à la ligne de transmission afin de procurer le déphasage désiré pour le réseau hybride particulier associé aux diodes. Par conséquent, un objet de la présente invention consiste à réaliser un déphaseur à diodes. Un autre objet de la présente invention consiste à réaliser un tel déphaseur qui est bien adapté pour fonctionner avec des réseaux d'antennes à pilotage électronique. Un autre objet de la présente invention consiste à procurer une technique d'adaptation d'impédance et un moyen d'adapter les diodes d'un déphaseur à la ligne de transmission microonde. Encore un autre objet de la présente invention consiste à réaliser un moyen dans un tel déphaseur pour isoler la tension de polarisation continue des diodes de la ligne de transmission microonde. Ces objets et caractéristiques et d'autres encore de la présente invention apparaitront plus clairement de la description détaillée qui suit ainsi que des dessins y annexés, étant bien entendu que ceux-ci ne sont donnés qu'à titre d'exemple nullement limitatif. Sur les dessins : La Fig. 1 est un schéma d'un déphaseur à diodes à quatre cellules construit selon les principes de la présente invention La Fig. 2 montre le circuit interne d'un déphaseur à diodes prototype à quatre cellules La Fig. 3 est une vue explosée dune forme de réalisation pratique de la présente invention ; et La Fig. 4 représente un diagramme permettant d'expliquer comment les divers paramètres du circuit selon l'invention peuvent être déterminés. On se reportera d'abord à la Fig. 1 qui représente un schéma simplifié d'un déphaseur à quatre cellules possédant une borne d'entrée 10 à laquelle'de énergie microonde est appliquée et une borne de sortie 22 à laquelle est délivrée de l'énergie microonde déphasée en accord avec des signaux logiques. Le déphaseur comprend des réseaux hybrides 12 à 20. Les réseaux hybrides 13, 15, 17 et 19 sont dénommés réseaux hybrides de déphasage puisqu'ils accomplissent la fonction de déphasage, tandis que les réseaux hybrides 12, 14, 16, 18 et 20 sont dénommés réseaux hybrides d'isolement puisque leur fonction consiste à isoler des diverses tensions de polarisation continues des diodes les unes des autres et, en outre, à empêcher les tensions de polarisation d'apparaitre aux bornes 10 et 20. Les réseaux hybrides d'isolement procurent un moyen d'injecter la polarisation continue sans qu'il soit besoin de condensateurs de blocage ni de condensateurs de dérivation. Huit diodes sont utilisées, avec deux diodes associées à chacun des réseaux hybrides de déphasage pour y terminer les lignes de transmission microondes. Par exemple, les diodes 26-1 et 26-2 sont associées au réseau hybride 1 3, les diodes 26-3 et 26-4 au réseau 15, les diodes 26-5 et 26-6 au réseau 17 et les diodes 26-7 et 26-8 au réseau 19. La polarisation est appliquée depuis une pluralité de circuits de commande 6 à 9 à des bornes 24-1 à 24-8 et, de là, par des blocs de filtrage 30-1 à 30-8 et des transformateurs d'impé- dance 28-1 à 28-8 à chacune des diodes 26-1 à 26-8. Comme il appa raira mieux par la suite, les blocs de filtrage 30-1 à 30-8 sont des dispositifs qui empêchent l'énergie microonde provenant du circuit du déphaseur de pénétrer dans les circuits de commande.Comme il apparaitra également par la suite, aux transformateurs d'impédance 28-1 à 28-8, une extrémité de chaque diode est connectée au bus de retour du signal microonde, lequel est ici représenté comme étant la masse. Chaque réseau hybride de déphasage avec les deux diodes, les deux transformateurs d'impédance et les deux blocs de filtrage constituent la cellule de déphasage. Par exemple, une cellule de déphasage est formée du réseau hybride 13, des diodes 26-1 et 26-2, des transformateurs d'impédance 28-1 et 28-2 et des blocs de filtrage de l'énergie microonde 30-1 et 30-2. Des tensions de polarisation égales sont appliquées simultanément aux bornes de polarisation de chacune des cellules particulières de déphasage, par exemple, aux bornes 24-1 et 24-2. Si une tension de polarisation relativement élevée est appliquée, les diodes sont polarisées en inverse et agissent respectivement comme un petit condensateur qui constitue approximativement un circuit ouvert aux bornes de la ligne.Si une tension de polarisation relativement faible de polarité opposée est appliquée, les diodes sont polarisées en direct et apparaissent respectivement comme étant une très petite résistance qui constitue approximativement un court-circuit aux bornes de la ligne. On se reportera à la Fig. 2 qui est une vue en plan d'une plaquette de circuit imprimé 25 ayant le conducteur central microonde et certains autres circuits de la Fig. 1 en forme de ligne microbande. La plaquette de circuit imprimé est utilisée recto verso avec une ligne microbande de chaque côté, celle du côté directement visible étant représentée en trait plein et celle du verso étant représentée en tiret. La ligne microbande d'un côté de la plaquette de circuit imprimé se superpose à la ligne microbande de l'autre côté de cette plaquette pour les sections de ligne rectiligne qui forment les réseaux hybrides 12 à 20. L'impédance de ligne standard pour cette forme de réalisation est de 50 ohms. Les diodes 26-1 à 26-8 sont représentées de manière schématique comme étant respectivement connectées par une courte section de ligne à 50 ohms aux transformateurs d'impédance 28-1 à 20-8. Comme on peut le voir, les transformateurs d'impédance sont également formés d'une ligne microbande. Les bornes de polarisation 24-1 à 24-8 sont agencées sur le bord opposé de la plaquette de circuit imprimé sous la forme de courtes sections de ligne microonde à 50 ohms. Les bornes de polarisation sont respectivement connectées au conducteur principal microonde par les blocs de filtrage 30-1 à 30-8. Comme il est précédemment mentionné, la fonction des blocs de filtrage consiste à empêcher l'é- nergie microonde de pénétrer dans les circuits de polarisation. Chaque bloc de filtrage, par exemple le bloc de filtrage 30-1, est formé d'un transformateur d'impédance ayant la forme d'une section relativement fine de ligne microbande 40 possédant deux paires 42 et 44 d'éléments de filtrage quart d'onde 42a, 42b, 44a et 44b connectés à cette section.Les éléments quart d'onde sont repliés comme il est représenté afin d'éliminer la superposition des éléments voisins. Une paire d'éléments 42 est espacée d'un quart de longueur d'onde le long du conducteur 40 de la paire d'éléments 44. Les bornes d'entrée et de sortie 10 et 22 sont aussi représentées sur cette figure. Les paramètres des réseaux hybrides qui sont importants sont les taux d'ondes stationnaires d'entrée et de sortie et la division d'énergie entre les bras couplés des réseaux hybrides, c'est-à -dire les parties de la ligne microbande de la Fig. 2 qui sont superposées. Lorsque les réseaux hybrides sont branchés en cascade, comme pour cette forme de réalisation, ces paramètres interagissent d'un réseau au suivant. L'adaptation d'impédance vers un réseau hybride et la division d'énergie entre les bras couplés sont toutes les deux contrôlées par l'impédance de la ligne microbande utilisée dans la de couplage region/ de la manière bien connue des gens de l'art.Cette impédance est adaptée en utilisant des éléments d'accord, par exemple les éléments d'accord 50 à 53 en ce qui concerne le réseau hybride 13, aussi près que possible de la région de couplage. Des éléments d'accord semblables sont utilisés pour chaque réseau hybride. Les transformateurs d'impédance 28-1 à 28-8 disposés respectivement en face de chacune des diodes 26-1 à 26-8 sont nécessai res pour convertir la phase due au court-circuit ou au circuit ouvert de la diode en déphasage désiré. Par exemple, les transformateurs d'impédance 28-1 et 28-2 sont conçus dans la présente forme de réalisation pour procurer un déphasage de 1800 dans un sens du signal microonde allant de la borne d'entrée 10 à la borne de sortie 22 lorsque les diodes 26-1 et 26-2 passent de l'état de polarisation direct à l'état de polarisation inverse et un déphasage de 1800 dans le sens opposé lorsque les diodes passent de l'état de polarisation inverse à l'état de polarisation direct. Le procédé permettant de réaliser le transformateur d'impédance convenable est expliqué en liaison avec la Fig. 4 à laquelle on se reportera maintenant. La Fig. 4 représente une forme simplifiée de diagramme de Smith, c'est-à-dire un diagramme de ligne de transmission sur lequel les diverses propriétés d'une ligne de transmission peuvent être graphiquement représentées. Comme il est connu des gens de l'art, les courbes de même taux d'ondes stationnaires sont formées de cercles qui sont concentriques au centre du diagramme de Smith. Le déplacement le long d'un cercle donné de taux d'ondes stationnaires est équivalent au déplacement le long d'une ligne de transmission sans pertes pour laquelle le taux d'ondes stationnaires correspond au cercle concerné.Par conséquent, les valeurs successives de l'impédance indiquée par un cercle donné correspond aux impédances de ligne et aux distances successives-le long de la ligne sans pertes. La distance prise sur la ligne réelle de transmission est directement proportionnelle à l'angle de rotation autour du cercle de taux d'ondes stationnaires, une révolution complète correspondant exactement à une demi longueur d'onde de la ligne de transmission. Il est à remarquer que l'emploi du type de transformateur d'impédance décrit ici permet au même type de diodes d'être utilisé pour tout le déphaseur. On peut donc s'attendre à ce que le taux d'ondes stationnaires et l'impédance des diodes soient relativement voisins les uns des autres, de sorte qu'une valeur moyenne peut être prise comme étant représentative de la totalité. Un transformateur d'impédance complet, par exemple le transformateur d'impédance 28-2, débute avec une courte section de ligne de transmission, telle que la section 70 de la Fig. 2, dont l'impédance est calculée pour procurer des réflexions égales hors de sa diode associée à la fois dans les états de polarisation direct et inverse. Pour effectuer ce calcul, il est nécessaire de connaitre l'impédance et le coefficient de réflexion (taux d'ondes stationnai res) de la diode pour chaque état. Ces paramètres peuvent être mesurés par des moyens connus des gens de l'art dans une ligne de test à 50 ohms. Pour les diodes utilisées dans une forme de réalisation réelle, on a trouvé les valeurs suivantes : Etat de polarisation direct Taux d'ondes stationnaires = 29/1 ZD = 1,72 ohm, avec ZD représentant l'impédance. Etat de polarisation inverse Taux d'ondes stationnaires = 36/1 ZD = 1800 ohms. L'impédance Zo de la courte section 70 nécessaire pour procurer des réflexions égales hors- de la diode consiste en la moyenne géométrique des impédances de la diode dans les deux états ; donc Les paramètres d'une diode typique utilisée dans la forme de réalisation réelle se situe sur un diagramme de Smith tel que représenté à la Fig. 4 à laquelle on se reportera maintenant. Pour l'état de polarisation direct, les paramètres de la diode se situent sur une ligne radiale 60 au point 60a de celle-ci et, pour l'état de polarisation inverse, les paramètres de la diode se situent sur une ligne radiale 62 au point 62a de celle-ci. Les longueurs des diverses courtes sections 70 doivent être telles qu'elles font tourner les impédances pour les deux états de la diode jusque dans des positions de symétrie par rapport à la ligne centrale du diagramme de Smith. Ces lignes radiales symétriques sont les lignes 60b et 62b qui résultent respectivement de la rotation des lignes radiales 60 et 62 d'un angle A dans le sens des aiguilles d'une montre. Naturellement, l'angle A est proportionnel à la longueur d'une courte section typique 70. A la fin de la courte section 70, un changement d'impédance de ligne de transmission fait tourner les lignes radiales 60b et 62b de la Fig. 4 symétriquement, soit vers la région de faible conductance ou la région de haute conductance, selon que la transformation d'impédance s'effectue vers une valeur d'impédance plus haute ou vers une valeur d'impédance plus basse. Par exemple, les transformateurs d'impédance 28-1 et 28-2 de la Fig. 2 qui avec les diodes 26-1 et 26-2 et le réseau hybride 13 procurent un déphasage de 1800 comprennent la transformation d'impédance de la courte section typique 70 à la section de ligne de transmission 72.Cette transformation d'impédance avec celle à l'extrémité de la section 72 où elle saute vers une ligne de transmission à 50 ohms doit être telle qu'elle fait respectivement tourner les lignes radiales 60b et 62b d'un angle B jusqu'aux positions des lignes radiales 60c et 62c, c'est-à- dire qu'elles sont séparées d'un angle de phase de 1800. La section 72 est choisie d'une longueur d'un quart de longueur d'onde pour effectuer une rotation de 1800 des lignes radiales 60c et 62c afin de maintenir la même séparation d'angle de phase de 1800. L'impédance Zs de la section 72 est calculée à l'aide de la relation suivante avec A1 représentant la susceptance normalisée à la ligne de symétrie de la Fig. 4 ; Zn représentant la susceptance normalisée aux lignes symétriques par rapport à l'impédance zéro du diagramme de Smith et séparées de l'angle de phase désiré ; et Zo représentant l'impédance de la ligne de transmission normale. Pour la présente forme de réalisation : A1 = 0,7 Zo = 50 ohms. Comme il est maintenant évident, Zn possède les valeurs suivantes pour les diverses cellules de déphasage Zn = 1 pour un déphasage de 1800 Zn = 0,415 pour un déphasage de 900 Zn = 0,2 pour un déphasage de 450 Zn = 0,1 pour un déphasage de 22,50. Les impédances des sections de ligne 72, 73, 74 et 75 sont donc respectivement de 41,8 - 65,0 - 93,5 et 132,3 ohms. On se reportera maintenant à la Fig. 7 qui représente une vue explosée d'une forme de réalisation pratique de l'invention. La plaquette de circuit imprimé 25 portant la ligne de transmission microonde est maintenue centrée entre deux contre-plaquettes 80 et 82 qui sont identiques, qui comprennent respectivement des plaquettes 80a et 82a légèrement plus épaisses que la plaquette 25 mais autrement de la même taille et qui prennent en sandwich la plaquette 25. En outre, les plaquettes 80 et 82 possèdent respectivement des feuilles métalliques formant plans de masse 80b et 82b qui les recouvrent. L'ensemble formé des plaquettes 25, 80 et 82 est à son tour pris en sandwich entre des plaques eonductrices relativement épaisses 84 et 86. En fait, les plaques 84 et 86 et les feuilles métalliques constituent le plan de masse de la ligne de transmission microonde. Les faces avant 84a et 86a respectives des plaques 84 et 86 possèdent des trous, par exemple les trous 88a et 88b, destinés à recevoir des vis 88 et 90 pour fixer aux plaques un support de diodes 92. Chaque diode, dont une seule est représentée à la Fig. 3, par exemple la diode 26-8, est montée de manière à former l'extrémi- té 94 d'une tige filetée 96 qu est reçue dans un trou taraudé 98 du support 92. Dans cette forme de réalisation, l'extrémité 94 cos- titue l'anode de la diode et la partie filetée 96 la cathode. La diode est agencée dans le trou 98 de façon que l'extrémité 94 vienne buter contre une branche d'une borne ou pince élastique en forme de L 100 dont l'autre branche est soudée au transformateur d'impédance associé à la diode ; c'est-à-dire dans le cas présent la section 70 du transformateur d'impédance 28-8 qui est situé sur la face supérieure de la plaquette 25 à la Fig. 3. Il apparaît donc que ce moyen de monter les diodes connecte leurs cathodes symétriquement par rapport-aux plans de masse.Une autre borne élastique en forme de L 100 est représentée soudée au transformateur d'impédance 28-7 qui, sur cette figure, est situé sur la face inférieure de la plaquette 25. Cette borne est connectée à la diode 26-7 (non représentée). De cette manière, chaque diode est connectée à son transformateur d'impédance associe. Deux connecteurs coaxiaux montés par brides 102 et 104 sont fixés via leurs conducteurs externes aux plaques 84 et 86, tandis que leurs conducteurs internes sont respectivement connectés à la borne d'entrée 10 et à la borne de sortie 22. Ces connecteurs sont du type dans lequel le conducteur interne se termine en une patte plane qui peut être insérée entre la plaquette de circuit imprimé 25 et l'une ou l'autre des contre-plaquettes 80 et 82. Par exemple, le connecteur 102 a son conducteur externe 102a qui comprend la bride 102b fixé par des boulons (non représentés) vissés à travers des trous 102c dans des trous taraudés 84c et 86c des faces avant 84a et 86a, de sorte que la patte 102d du conducteur interne se trouve insérée entre les plaquettes 25 et 80 afin de faire contact avec la borne d'entrée 10. Le second connecteur 104 est fixé de manière semblable, de sorte que son conducteur externe fait contact avec les plaques 84 et 86 et que la patte de son conducteur interne fait contact avec la borne de sortie 22, étant insérée entre les plaquettes 25 et 82. Il doit être entendu que lorsque le déphaseur de la Fig.3 est assemblé, la plaque de support 92 fait directement contact avec les plaques 84 et 86 mais est légèrement espacée de l'ensemble formé des plaquettes 25, 80 et 82 soit au moyen d'entretoises entre la plaque 92 et les plaques 84 et 86 ou soit du fait que les plaques 84 et 86 sont légèrement plus larges que les plaquettes 25, 80 et 82. De cette manière, les bornes élastiques 100 ne font contact qu'avec les extrémités 94 des diodes et non avec la plaque 92. Des moyens similaires aux bornes élastiques 100 peuvent être utilisés pour connecter les sources de tension de polarisation aux bornes 24-1 à 24-8 de la Fig. 2. Bien que dans un but d'explication de l'invention une forme de réalisation particulière de celle-ci ait été représentée et décrite, il doit être entendu que divers changements ou modifications évidents à tout homme de l'art peuvent y être apportés sans s'écarter pour cela de l'esprit de l'invention ni sortir de son domaine. lEVElsDInATIOITS 1. Déphaseur à diodes ayant un circuit microonde construit en accord avec la technique des lignes microbandes et ayant une borne d'entrée microonde connectée à une extrémité du circuit microonde et une borne de sortie microonde connectée à l'autre extrémité du circuit microonde, caractérisé en ce qu'il comprend : une plaquette isolante ayant des pistes de circuit imprimé disposées de chaque cô- té de cette plaquette, les pistes de circuit imprimé formant le circuit microonde, ce dernier comprenant une pluralité de réseaux hybrides de déphasage imbriqués avec une pluralité de réseaux hybrides de polarisation, chacun de ces réseaux étant formé d'une première section de piste de circuit imprimé disposée d'un côté de la plaquette isolante et se superposant à une seconde section de piste de circuit imprimé disposée de l'autre côté de la plaquette isolante ; une pluralité de diodes, une paire associée à chaque réseau hybride de déphasage, cette paire etant connectée de manière à terminer son réseau associé par un court-circuit effectif lorsqu'elle est polarisée dans un sens et à terminer son réseau associé par un circuit ouvert effectif lorsqu'elle est polarisée dans le sens opposé ; et des moyens pour polariser les diodes par paire dans l'un ou l'autre sens, ces moyens de polarisation comprenant les réseaux hybrides de polarisation. 2. Déphaseur à diodes selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est prévu un premier et un second plan de masse prenant en sandwich la plaquette isolante, et en ce que les diodes comprennent respectivement une première et une seconde électrode, les premières électrodes étant connectées aux réseaux hybrides de déphasage et les secondes électrodes étant connectées en commun au premier et au second plan de masse. 3. Déphaseur à diodes selon la revendication 1, caractérisé en ce que les diodes sont des diodes constituées par une zone E, une zone intrinsèque et une zone N. 4. Déphaseur à diodes selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de polarisation comprennent une pluralité de circuits de commande, un pour chaque paire de diode, de sorte pue les diodes de chaque paire peuvent être simultanément polarisées dans un sens ou dans l'autre indépendamment des autres paires de diodes. 5. Déphaseur à diodes selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il est prévu une pluralité de blocs de filtrage microonde, chacun de ces blocs étant associé à une diode et étant connecté entre cette diode et son circuit de commande, de sorte que l'énergie microonde est empêchée de pénétrer dans les circuits de commande. 6. Déphaseur à diodes selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il est prévu une pluralité de transformateurs d'impédance ce, chaque transformateur d'impédance étant associé à une diode particulière et connecté à une électrode de cel-le-ci, l'autre électrode de la diode étant connectée aux plans de masse. 7. Déphaseur à diodes selon la revendication 6, caractérisé en ce que les transformateurs d'impédance sont respectivement formés d'une ligne microbande disposée sur la plaquette isolante. 8. Déphaseur à diodes selon la revendication 7, caractérisé en ce que chaque transformateur d'impédance comprend une section de ligne de transmission ayant une impédance qui est prédéterminée de manière à être égale à la moyenne géométrique des impédances que présente respectivement la diode associée lorsqu'elle est polarisée dans le sens direct et lorsqu'elle est polarisée dans le sens inverse.