FR 2377533 A1 19780811 FR 7701041 A 19770114 L'invention concerne un procédé de commande de l'allumage pour moteurs combustion interne , et les dispositifs correspondants D'une façon générale le problème de la commande de l'al- lumage consiste à déterminer le moment , ou si l'on préfère la position angulaire , de l'envoi d'un signal a un dispositif de puissance qui libère l'énergie d'allumage à la bougie On procède généralement par "retard" , c'est-à-dire que ledit signal de commande du système de puissance est adressé un certain temps ( ou après parcours d'un certain angle ) après ré ception d'un signal émis par un capteur au passage du vilebrequin, ou de l'arbre à cames , par une position angulaire donnée . Le "retard" ou "délai" , qu'il soit compté sous forme d'un temps ou sous forme d'un angle , doit généralement varier en fonction de la vitesse de rotation du moteur , et aussi parfois en fonction d'autres.paramètres tels que pression d'air dans la tubulure d'admission , température d'air , d'eau , etc... Une question relativement délicate. qui se pose égale ment est celle du contrle de l'allumage pendant la phase de démarrage du moteur Une autre question pratique consiste à définir des moyens capables , à partir d'uncapteur simple , d'élaborer la courbe d'avance en fonction de la vitesse Enfin , dans le cas particulier de formation de l'énergie d'allumage sous forme d ' énergie cinétique électrique accumulée dans une "bobine" , 1 est souhaitable dans le but d'éviter une consommation électrique inutile et l'échauffement du transistor de puissance de commande , de ne procéder à ce stockage qu'à partir d'un temps limité avant le moment où l'on aura à délivrer, ladite énergie d'allumage .La question se pose en principe dans des termes analogues dans le cas du stockage de l'énergie sous forme po tentielle ( condensateur ) sans cependant revêtir autant d'impor tance car il est relativement aisé d'obtenir des systèmes de charges sensiblement autorégulateurs Un premier but de l'invention est de proposer une solution à ces différents problèmes en déterminant pour chaque cylindre et pour chaque cycle moteur un angle de retard , pour définir l'instant d'allumage . A cette fin , le cycle moteur est divisé angulairement en deux types de secteurs , et l'allumage a toujours lieu dans:un secteur d'un type déterminé , l'angle de retard étant défi- ni à partir du début de ce secteur , Un autre but de l'invention est de prévoir des corrections à cet angle de retard , notamment aux vitesses élevées et aux vitessas basses .Un autre but de l'invention est aussi de prévoir le contrôle de la durée d'emmagasinage de l'énergie d'allumage dans la bobine, et,au démarrage , de prévoir les corrections à apporter à l'instant d'allumage L'invention a pour objet un procédé de commande de l'allumage pour moteur à combustion interne caractérisé en ce que le cycle moteur est divisé en secteurs angulaires, de deux types différents , des secteurs d'un premier type, dits de préparation, pendant lesquels on élabore un signal fonction du temps selon une re relation caractéristique du moteur, et des secteurs d'un second type, dits d'exploitation, au cours desquels, à partir dudit signal on détermine un angle de retard lui-meme fonction de la vitesse du moteur et on commande l'allumage apures parcours de cet angle de retard. Selon l'invention, ledit signal fonction du temps élaboré pendant un secteur de préparation est représenté par une suite de segments de droites , la représentation de l'angle de retard en fonction de la vitesse du moteur étant également une suite de segments de droites Selon l'invention , on procède à la correction de l'angle de retard , au moyen d'une variation de tension ou de résistance , en fonction d'autres paramètres de fonctionnement du moteur Selon l'invention , la division en secteurs du cycle moteur est utilisée pour réaliser le contrôle de la durée d'excitation de la bobine d'allumage L'invention a également pour objet , dans le cas d'un moteur polycylindrique , un procédé de commande de l'allumage caractérisé en ce que les deux types de secteurs angulaires de préparation et d'exploitation sont géométriquement confondus , et en ce que l'on procède , périodiquement , au transfert en mémoire de la valeur de la fonction du temps élaborée pendant le secteur précédent de préparation , et à la remise au départ de ladite fonction D'autres caractéristiques de l'invention , portant notamment sur les circuits utilisés pour la mise en oeuvre du procédé , ressortiront de la description suivante faite avec référence au dessin annexé sur lequel on peut voir Figure la : un schéma de découpage d'un cycle moteur dans l'hypothèse simplificatrice d'un allumage par tour du moteur Figure lb : un schéma de la disposition d'un capteur de position devant une pièce tournante à deux secteurs Figure 2a, une courbe de la tension élaborée pendant le déroulement du secteur de préparation , dans l'hypothèse de trois segments de droites de pentes différentes Figure 2b : une courbe représentative de l'angle de retard en fonction de la vitesse , dans l'hypothèse correspondant à la courbe de préparation de la figure 2 Figure 3 , une courbe représentative de la tension élaborée pendant le secteur de préparation pour montrer une méthode de ré glage pratique de la courbe d'avance Figure 4 : un schéma d'un exemple de réalisation d'un circuit électronique de commande pour l'élaboration de fonctions représentées aux figures 2 et 3 Figure 5 , un diagramme en fonction du temps de diverses tensions élaborées par le circuit de la figure 4 Figure 6 , une courbe représentative de l'angle de retard en fonction de la vitesse du moteur dans le cas de l'exemple de réalisation de la Figure 4 Figure 7 , une courbe représentative de la valeur de l'angle de retard à vitesse élevée en fonction de la valeur relative d'une résistance additionnelle de correction Figure 8 , une courbe représentative de la valeur de l'angle de retard à vitesse élevée en fonction de la valeur d'une tention additionnelle de correction Figure 9 , un schéma reprêsentatif des modifications apportées au schéma de la figure 4 pour assurer la commande d'allumage à basse vitesse Figure 10a : un schéma de circuit de stockage d'informa tions et de commande de la miae sous tension de la bobine d'allumage Figure lOb : un schéma correspondant à celui de la figure lOa, les transistors étant de fonctionnement inversé ( P N P Figure 11 : un diagramme représentatif de la tension de sortie dè l'amplificateur opérationnel de la figure 10 , en fonction du temps , au cours du cycle de fonctionnement Figure 12 : un schéma représentatif d'un exemple de réali sation'd'ensemble d'un calculateur d'angle de retard sur commande d'allumage selon l'invention Figure 13, un diagramme représentatif des signaux d'excita tion de la bobine d'allumage dans le cas normal (Fig.13a) et dans le cas d'une vitesse très lente (Fig.13b). Figure 14 : un schéma d'un exemple de réalisation d'un circuit correspondant à celui de la Figure 4, avec réduction des composants Figure 15 : un diagramme représentatif des différents signaux dans le cas d'un moteur à plusieurs cylindres Figure 16 : un schéma d'un exemple de réalisation d'un circuit électronique de commande d'allumage dans le cas d'un moteurs plusieurs cylindres Figure 17: un schéma symbolique d'un circuit équivalent à celui de la Figure 14 , fonctionnant en commande numérique On se propose maintenant d'exposer comment on peut résoudre ces différents problèmes à partir du principe général de division du cycle et de donner la description de moyens de réalisation. Pour faciliter l'exposé on donnera la description dans le cas très simple où l'on produit un "allumage" par tour moteur sur une seule voie (dispositif bien connu , en système classique pour un moteur 2 cylindres 4 temps symétrique : celui de la 2 CV Citroën par exemple) puis on indiquera comment commander , avec ou sans distributeur mécanique , un moteur polycylindrique , symétrique ou non Division du cyle. Selon l'hypothèse simplificatrice , mais non limitative faite , un cycle complet , du point de vue de l'allumage s'effet tue en un tour moteur et , au cours de ce cycle , il convient de délivrer , au moment voulu , un signal à l'étage de sortie On convient (Fig.NO la) de découper ledit tour moteur en deux fractions angulaires : ss et T , telles que bien entendu ss + T = 3600 Ledit découpage sera réalisé de façon simple , par exemple par un capteur "dit de proximité" (1-1) placé en regard du vilebrequin ( par exemple le plateau de la couronne , ou le volant d'inertie) lequel portera un secteur divisé selon p et et(Fig.1b). Le capteur délivrera par exemple , un signal haut pendant le secteur T , et bas pendant le secteur On positionnera le capteur en regard de la pièce tournante (1-2) du moteur de manière à ce que le point angulaire d'allumage se trouve toujours , c'est-à-dire dans toutes les circonstances de fonctionnement , à l'intérieur de l'angle r Bien entendu , il est possible de faire d'autres réalisations , par exemple un doigt passant devant deux capteurs éloignés l'un de l'autre d'un angle ss ( ou son supplément à 3600 , c'est-à-dire y , selon le sens de comptage) et attaquant une bascule bistable du type BS. Ceci étant , montrons comment on peut former une courbe d'avance en utilisant cette méthode de division du cycle Supposons qu'à l'instant du début de la partie Y du cycle il existe une tension disponible Vo , et qu'ensuite cette tension évolue de la façon suivante V = Vo - Kt ou t = ( Vo - V ) / K en prenant pour origine du temps ( t = o ) le moment où la partie y du cycle débute Si nous désignons par N la vitesse ( en tours par minute) du moteur à ce moment-là , à un instant t l'angle parcouru est 360 &alpha; = t x # &alpha; = t N = 6 Nt 60 ou &alpha; = 6 N ( Vo - V ) / K . Si nous désignons par VR une valeur particulière de V , entre le moment t = o ( début du secteur &gamma; ) et le moment où V devient égal à VR il sera parcouru un angle &alpha; tel que alpha; = = 6 N ( Vo - VR ) / K Pendant le secteur ss ( de préparation ) il s'écoule un temps T' tel que ss = T' # 6 N ou T' = ss/ 6 N Supposons d'abord que pendant cette période de préparation nous formions une tension V' = VR + K' ( T' + t A l'instant t = o ( début du secteur &gamma; &gamma;) , cette tension aura at- teint une valeur égale à VR + K'T' = VR + R 6N Si nous adoptons cette valeur pour Vo , nous obtiendrons un angle &alpha; = 6 N ( Vo - VR ) / K = K' ss / K &alpha; = ss K'/K Autrement dit : si nous savons pendant le déroulement des secteurs et et &gamma; former les lois qui viennent d'etre dites , nous saurons à tout secteur angulaire p ( géométriquement fixé) associe un angle Oc , à l'intérieur du secteur gamma; , dont la valeur sera indépendante de la vitesse du moteur Imaginons maintenant que pendant le déroulement du secteur ss nous sachions élaborer dne tension dont la variation sera un peu plus complexe Par exemple a) V' = VR + K'1 (T' + t) pour (- T') (- T' + t1) T' + t2) |T'| t1 t2 Ceci est représenté à la figure 2a Bien entendu on peut multiplier le nombre des segments de variations A chaque valeur tl, t2.. on peut associer une vitesse mo teur . Par exemple au temps t on associera la vitesse N1 telle que le secteur ss serait exactement parcouru par le moteur pendant le temps tl s'il tournait à cette vitesse tl = ss / 6 N1 de meme t2 = ss/ 6 N2 etc... Si l'on désigne par Vo la valeur V' atteinte au moment t = o on aura donc K1' a) Vo - VR = pour N > N1 6 N pour N2 > N etc... Si maintenant nous reportons dans l'équation qui régit la tension V pour t > o ( secteur y ) nous voyons que selon la vitesse du moteur , l'angle&alpha; parcouru entre le moment t = o et le moment où V -= V@ sera pour N Ceci est représenté à la figure 2b On sait donc , par cette méthode , programmer un angle oC de retard comme une fonction de la vitesse représentée par une suite de segments de droite . Il est bien évident que si l'on consi dère la valeur de &alpha; = T comme celle du retard maximum ( par exem ple au démarrage ) , on ' notera que ( y - &alpha; ) représente donc l'a - vance , fonction de la vitesse de rotation dudit moteur Réglage pratique de la courbe d'avance Si l'on considère l'évolution de la tension fonction d'avance durant le passage du secteur ss ( de préparation ) , en prenant comme origine du temps ( t = o r le début de ce secteur , toute droite du faisceau V = V R + mt ! m étant un paramètre , définit une avance ( ou retard ) indépendante de la vitesse Ceci est évident géométriquement , et s'exprime facilement. Si V = V R + mt , en fin de secteur ss on aura obtenu une valeur: VS =VR + m ss / 6N ou ( VS - VR) = m ss/6N . Or durant la phase &gamma;la décharge se fait selon la loi V=V5 - # t' -( t' = o au début du secteur qui atteint la valeur VR pour t' = ( Vs h V R ) / A soit &alpha; = 6 Nt' &alpha; = mss / Si donc on désire obtenir un retard donné &alpha;o pour une vitesse inférieure à No , et un autre retard fixe &alpha; f pour une vi tesse supérieure à Nf , on trace dans le plan t , V (Fig.3) les deux droites (D1) V = VR + . ### t (D2) V = VR + #### Les courants de charge seront donc io ( D1 ) # &alpha; o #/ss if ( D2 ) f &alpha; f ss io / if = &alpha;o/&alpha;f soient Pf et Po les points de D2 et D1 d'abscisse Nf (Pf) et No (Po) la courbe d'avance , qui fait évoluer celle-ci entre le retard &alpha;o ( faible vitesse ) et &alpha;f (grandes vitesses) est consti- tuée par une suite de segments liant Pf à Po .Si par exemple on définit deux vitesses intermédiaires telles que N1 et N2 (Fig.3), avec les points P2 et P1 correspondants , on doit avoir évidemment: (VPf- VR) + (VS2-VSf) + (VP1-VP2)+ (VPo- VP1) = VPo -VP soient if : courant de O au temps tf = ss / 6 Nf if2 courant de tf =ss/6Nf à t2 2 = ss/ 6N2 i21 courant de t2 /3/ 6N2 à t1 = /3/ 6N1 ilo courant de t1 = ss / 6 N1 à to =ss/ 6 No On aura tf if) + (t2-tf) if2 + (t1-t2) i 21 + (to - t1) ilo = to io Si on procède par addition de courants ( en partant de qui est le courant initial en temps ) soit : jf le courant de départ ( à partir de t = o j3 le supplement à partir de Nf , tf = / 6 Nf j2 le supplément à partir de N2 , t2 = ss/ 6 N2 jl le supplément à partir de N1 , t1 = ss/ 6 N1 jo le supplément à partir de No , to = ss/ 6 No on aura j0 3 j3 ( 1 tf/tO) + j2 ( 1 - t2/to) + jl (1 - t1/to) A la Figure 4 , on donne un exemple de réalisation faisant appel aux amplificateurs opérationnels (AO par la suite) qui exis tent maintenant en circuits intégrés et dont les caractéristiques permettent l'utilisation en automobile Le signal du capteur(supposé haut pendant le secteur r et bas pendant le secteurs) parvient en 4.1 Pendant la durée du signal haut , il entraine via la résis- tance 4.17 la conduction du transistor 4.18 qui assure la décharge du condensateur 4.20 , ce qui entraine sur la sortie de l'amplificateur opérationnel 4.21 une tension égale à celle appliquée sur son entrée négative et sur son entrée positive soit encore E.R4.23 / (R4.23 + R4.22) = n1 E en désignant par E la tension d'alimentation Si , ce que nous admettrons , cette valeur n1E est inférieure à la tension E.R4 27 / ( R4.27 + R.4.26 ) = n2E appliquée à l'entrée inversée de l'amplificateur opérationnel 4.32, la sortie de celui-ci est basse Si de même on désigne par n3E la tension appliquée à l'entrée inversée de l'amplificateur opérationnel 4.33 , sa sortie est également basse , si n3E > nlE Enfin si on désigne par n4E la tension appliquée à l'entrée non inversée de 4.34 et que n4E > n1E , la sortie de l'amplificateur opérationnel 4.34 est haute I1 s'ensuit que la sortie de 4.34 étant haute , le transistor 4.44 est bloqué et que les sorties de 4.32 et 4.33 étant basses les transistors 4.37 et 4.40 ne sont pas conducteurs .Leurs collecteurs liés via les résistances 4.43 , 4.42 et 4.41 à l'entrée inversée de l'amplificateur opérationnel 4.9 sont donc sans influence Par ailleurs , la résistance 4.15 assure la conduction , sa turée , du transistor 4.13 dont le collecteur est donc bas , ce qui entraine le blocage non conducteur du transistor 4.11 , donc sans effet .Enfin , quand le signal haut est appliqué en 4.1 , ceci entranse via la résistance 4.2 la conduction saturée du transistor 4.3, ce qui entraîne via le pont de résistances 4.5/4.4 , la conduction saturée du transistor 4.6 , dont le collecteur se trouve donc au potentiel E d'alimentation Si on désigne par n5E = E.R4.25 / ( R4.)4 + R4.25 ) le potentiel appliqué à l'entrée non inverse de 4.9 et par Va le potentiel de sa sortie à l'instant où 4.1 passe haut , le potentiel de sortie Vs va évoluer , l'amplificateur opérationnel 4.9 fonctionnant en n intégrateur" , selon la loi VS4.9 = Vo - E ( 1 - n5 ) t / R4.8 .~C 4.10 ce qui est représenté en haut à gauche sur la Figure 5 Quand le signal appliqué en 4.1 passe bas , c'est-à-dire à la fin du secteur y , soit encore un temps égal à &gamma; /6N après limpulsion négative transmise via le condensateur 4.16 bloque le transistor 4.13 (protégé en tension base inverse par la diode 4.14 ) pendant un temps donné par (C4.16 R4.15) . Ce temps est choi- si extrêmement bref de façon à être négligeable vis- -vis des temps de cycle . Pendant cette impulsion le collecteur du transistor 4.13 passe haut ce qui entraîne la saturation du transistor 4.11 et la décharge du condensateur 4.10 .La sortie de l'amplificateur opérationnel 4.9 repasse donc quasi instantanément à la valeur n5E ce qui est montré sur la figure 5 . Le passage bas de 4.1 entraîne également via 4.2, 4.3, 4.4, 4.5 le blocage du transistor 4.6 Si on admet , ce que l'on verra plus bas , que les amplificateurs opérationnels 4.32 , 4.33 et 4.34 restent toujours sans influence , la tension VS4.9 évolue suivant la loi VS4.9 = n5E + n5E . t/ (R.4.7 + R 4.8) C 4.10 en prenant maintenant comme origine des temps le moment où 4.1 passe bas . Ceci est représenté aussi sur la Figure 5. L'amplificateur opérationnel 4.21 monté en intégrateur n'est plus bloqué puisque le passage bas de 4.1 entraîne le blocage non conducteur du transistor 4.18 . Sa tension de sortie Vs4.21 évolue donc selon la loi VS4.21 = n1E + n1E t/ R4.19 . C4.20 ce qui est représenté en bas sur la Figure 5 Quand cette tension atteint n2E t l'amplificateur opérationnel 4.32 monté en comparateur bascule , ce qui entraîne la conduction du transistor 4.37 .A partir de cet instant le courant de charge du condensateur 4.10 qui était n5E devient : n5E R4.7 + R4.8 1 1 R4.7 + R4.8 R4.42 R4.7 + R4.8 R4.42 Quand VS4.21 atteint la valeur n3E , par un processus analogue, le courant de charge de C4 10 passe a à n5E # + + R4.7 + R4.8 R4.42 R4.41 Enfin quand VS4.21 atteint n4E, l'amplificateur opérationnel 4.34 bascule (bas) t ce qui entraîne la conduction du transistor 4.44et le courant de charge de C4.10 est diminué de E ( 1 - n5 ). Bien entendu l'utilisation du nombre de R 4.43 segments peut varier , selon les applications . Il suffit d'ajouter des courants de charge puis d'en retrancher , etc.., la description donnée ici l'est à titre illustratif Des changements de courant de charge se font (Figure 5) aux temps tl , t2 , t3 .Posons : R4.19 , C 4.20 r t1 est défini par : n2E = n1E ( 1 + t@ /# @ ) , soit de même : Les vitesses correspondantes (vitesses telles que le secteur # passe pendant le temps tl , t2 ou t3, sont N1 = ss / 6 t1 = ssn1 / 6 ( n2 - n1 N2 = ss n1/6 (n3 - n1) #1 N3 = ss n1/6 ( n4 - nl ) La loi de formation de VS4.9 est donc a) VS4.9 = n5E ( 1 + t/R1) pour o lt; t lt; tl en posant K, = (R 4.7 + R 4.8) .C4/10 b) VS4 9 = n5E Èî + ( t/Kl) + (t - tl)/K2 ) pour t t t(t2 en posant K2 = R4.42.C 4.10 c) Vs4 9 = n5E t 1 + (t/K1) + (t-t1)/K2 + (t-t2)/K30 pour t2 C t3 en posant : K3 = R4.41 C 4.10 d)- Vs4 9 = n5E 1 + t/Kl + (t-- tl)/K2 + (t - t2)/K3 - (t-t3) 4 @5 pour t > t3 avec K4 = R4.43#C4.10 # 1 - n5 en effet , K4 est de forme légèrement différente de K1 , K2 , K3 et ne serait de même nature que dans le cas où n5 = 1/2 Il en résulte puisque la charge de C4.10 s'arrête à l'instant où 4.1 repasse positif c'est-à-dire au moment où t - N - que l'on a , à cet instant pour N3 etc.. Nous pouvons calculer maintenant , au bout de quelle durée la valeur de V549 repassera par n5E , pendant le déplacement du secteur ç c'est-à-dire quand 4.1 est haut Désignons par t' cette durée comptée à partir de ce moment ( Figure 5 en haut ) , on a vu que quand 4.1 est haut VS4.9 évolue suivant la loi VS4.9 = Vo - E (1 - n5) t / R 4.8 # C 4.10 posons R4.8 # C 4.10 = K' soit :VS4.9 = Vo- E (1-n5) t/ K' t' sera donné par V S4.9 = n5E en donnant à Vo la valeur de VS4.9 en fin de déplacement du secteur ss n5E = V vu - E ( 1 - n5 ) t' / K' soit pendant ce temps , t' , l'angle &alpha; de retard parcouru est = = 6 Nt' ce qui donne ssK' n5 a) &alpha; = = &alpha;m pour N > N1 K1 ( 1-n5) ss K'n5 - # (N3 - N) pour N K4N3 (1-n5) Que l'on peut écrire avec une notation évidente a) &alpha; = &alpha;m pour N > N1 b) &alpha; = = &alpha;m m + a1 ( N1-N) pour N2 Si on respecte la condition 1 + 1 - 1 K2N1 K3N2 K4N3 alors &alpha; M est indépendant de N soit a) = o ( retard constant) pour : N > N1 b) d&alpha; = - a1 ( avance linéaire ) pour :N2 dN d) dot = o ( retard constant ) pour N Modifications de la courbe d'avance, I1 peut être parfois intéressant de déplacer la courbe d'avance ( ou de retard ) fonction de la vitesse , selon les variations d'autres paramètres . I1 existe plusieurs moyens pour réaliser une telle opération , cependant à titre d'illustration on montre ci-dessous comment dans le cas d'espèce on peut procéder avantageusement a) Addition ( ou soustraction Si l'on se reporte au circuit de la figure 4 , d'une part et aux équations qui viennent d'être données d'autre part , il suffit pour obtenir une translation ( selon l'axe &alpha;; } de la courbe de la Figure 6 de modifier le terme &alpha; m. Pour ce faire on peut agir sur le courant de charge de C4.10, qui agit par R4.7 pendant tout le défilement du secteur ( indépendamment de la situation des amplificateurs opérationnels , 4.32 , 4.33 et 4.34).En effet toute modification de la valeur de R4 7 , n'a pas d'influence pendant la phase &gamma; puisque le potentiel du collecteur du transistor 4.6 est fixé durant cette phase On a &alpha;m = ss K'n5 / (1-n5) K1 avec K1 = ( R4.7 + R4.8 ) C4.10 Supposons que l1on agisse par une variation de résistance Si l'on insère cette résistance , p , entre les bornes 4.46 et 4.47 du cavalier montré sur la figure 4 On aura &alpha;m* = ss K'n5 / K1* ( 1 - n5 ) Avec K1* = ( # + R4.7 + R4.8 ) C4.10 Soit &alpha;m*/&alpha;m = (R4.7 + R4.8)/(R4.7 + R4.8 + # ) ou (&alpha;m* - &alpha;;m ) /&alpha;m = #&alpha;m/&alpha;m = #/ (# + R4.7 + R4.8 ) Posons : ( R4.7 + R4.8) = R et #* = #/R #&alpha;m #/R #* = - = &alpha;m #/R+1 #*+1 Soit finalement pour l'ensemble de la courbe une translation Ce que traduit la Figure 7 On peut également procéder par mise en parallèle d'une résistance sur 4.7 ( ce qui n'a aucun effet pendant la phase &gamma; , à condition d'éviter le court-circuit) ou tout simplement agir sur R4.7 : Si on pose n = R4.7 / R4.8 ( état d'origine ) , et que l'on remplace R4.7 par une valeur R*4.7 donné part R4.7 =XR.4.7 on a: : &alpha;m* = = &alpha; m ( n+1) / (n.x + 1) ( courbe en pointillés de la Fig.7). On peut également désirer agir par une tension . Pour cela on peut enlever la liaison 4.46/4.47 de la figure 4 , et appliquer en 4.46 une tension de commande Vct telle que Vct = n6E L'évolution pendant la phasess de VS4.9 est alors modifiée. Le terme qui existe pendant toute la durée du secteur /3 , indépen- damment des situations des amplificateurs opérationnels 4.32 à 4.34 devient (n5-n6) E t/K1 au lieu de n5E t/K et le terme &alpha; m devient m = ss K' ( n5 - n6)/K1( 1-n5) = A ( n5E - Vct ( En général on se limitera à n6 On peut bien évidemment agir également pendant la phase &gamma; (d'exploitation) seule , en remplaçant l'attaque de l'émetteur de 4.6 qui est prévueà la figure 4 à partir de la tension d'alimentation , par une fraction ( supérieure à n5E) de cette tension . Ceci conduit à une opération globale de"multiplication"sur la courbe de &alpha; (N). I1 est également possible d'agir sur la valeur de 4.8 Par exemple si on ne modifie pas la valeur de (R4.7 + R4 8) mais que l'on change le point de liaison-au transistor 4.6 , on procède à une "compression" de la courbe On a montré également sur la Figure 4 un "cavalier" en 4.48/ 4.49 qui permet par attaque en tension de modifier les points de cassure N1, N2, N3 etc... il est bien clair qu'il serait trop long de donner ici tous les détails d'interventions possibles Cas du démarrage et des très faibles vitesses Si la vitesse de rotation du moteur prend une valeur très faible , le temps de la phase ss ( de préparation ) devient très grand . I1 en résulte que les amplificateurs opérationnels 4.21 et 4.9 peuvent passer en saturation en sortie ce qui pourrait donner au secteur y suivant , un signal non significtif I1 est bien connu que la phase de démarrage est l'un des points délicats de la commande électronique d'un allumage . I1 est bien connu également de remplacer pendant cette période la commande électronique par une commande "quasi mécanique" qui consiste à dire: si au moment du passage du moteur par une position angulaire donnée l'allumage ne s'est pas encore produit , il doit impérativement le faire Bien entendu on prendra généralement pour cette position la fin du secteur Y ( d'exploitation ), qui correspond donc au retard maximal , et au point (angulaire) impératif d'allumage . I1 est en général assez facile de provoquer -un tel type de fonctionnement par utilisation du signal de mise sous commande du moteur électrique de lancement .Mais il est bien clair qu'une telle disposition peut se révéler insuffisante r par exemple dans le cas du démarrage par un moyen "extraordinaire" tel que : manivelle de lancement , mise en route sur une déclivité , etc .11 convient donc d'être toujours capable d'assurer ce genre de fonctionnement même en l'absence de signal de démarrage autrement d:'t en l'absence de tout signal spécial quand les vitesses sont crWs basses .Par ailleurs , assurer qu'il se produira au plus tard à une position donnée un allumage peut être insuffisant , il convient également de s 'assurer qu'il ne se produira pas d'allumage non contrôlé avant le passage par ladite position , en effet outre les difficultés de démarrage que cela pourrait entraîner , il y aurait un manque de sécurité possible ( retour de manivelle) .On suggère ci-dessous la mise à profit du passage à saturation des amplificateurs opérationnels 4.9 ou 4.21 pour assurer cette fonction il faut considérer qu'une vitesse très basse peut être nulle Par exemple en cas de mise sous tension puis attente pour lancement I1 est donc illusoire d'augmenter les périodes admissibles pour résoudre ce type de problème Le principe est extrêmement simple : quand la vitesse devient très basse et que la saturation se produit sur 4.9 ou 4.21 , les potentiels des entrées inversées de ces amplificateurs opérationnels , qui en fonctionnement normal demeurent égaux à ceux de leurs entrées non inversées , se modifient .Par exemple si nous considéi rons l'amplificateur opérationnel 4.21, quand sa sortie devient saturée pendant la phase f3 ( au potentiel E sensiblement) la tension de l'entrée inversée décroît en-dessous de nlE , il en va de même pour 4.9 . Le dépassement des tensions se fait selon une loi exponentielle , ce qui fait qu'un dépassement limité est tolérable car il se trouve compensé pendant le début de la phase Y par rattrapage, exponentiel également , mais si le dépassement devent important le phénomène n'est plus tolérable .La méthode consiste donc à détecter ce dépassement tolérable et à en extraire un signal qui interdira tout signal d'allumage avant la fin de la phase r suivante Un mode de réalisation est montré à la figure 9 qui indique les modifications effectuées dans ce but sur le montage à la figure 4 : Les éléments de la figure 4 sont repris avec leur désignation d'origine tandis que les éléments ajoutés portent des numéros 9... On voit sur la figure 9 que la remise au point de départ de l'amplificateur opérationnel 4.21 qui se faisait pendant le secteur y via le transistor 4.18 , se fait encore via 4.17 et 4.18 mais pendant la commande brève délivrée en début de phase par le transistor 4.13 , comme il a été expliqué plus haht . La commande de remise au point de départ de 4.21 se fait donc exactement et simultanément avec celle de 4.9 . On a ajouté une résistance d'équilibrage 9.1 sur la commande de 4.11. Par ailleurs , la commande de charge ( pendant la phase de C4 20 se fait toujours via la résistance 4.19, mats on a remplacé le cavalier 4.48/4.49 de la figure 4 par le transistor 9.2. Celui-ci commandé via 9.3 par le collecteur du transistor 4.3 n'est conducteur que pendant la phase y I1 résulte d'abord de ce montage que lorsque la phase ss se termine , l'amplificateur opérationnel 4.21 se trouve non connecté et fonctionne en "mémoire" . Si la saturation a été obtenue , le potentiel de l'entrée non inversée de 4.21 descend au-dessous de nlE qui est appliquée à la base du transistor 9.6 .Sur l'émetteur de celui-ci on applique une tension donnée par le diviseur 9.7-9.8, qui détermine en association avec la tension V BE du transistor 9.6, le seuil de chute de tension sur l'entrée inversée de 4.21 au-dessous duquel le transistor 9.6 devient conducteur , ce qui constitue le signal recherché . On notera en outre que le montage protège l'amplificateur opérationnel en saturation d'entrée On peut selon une variante représentée en pointillés , et dont le fonctionnement est donné monter le dispositif en basculeur pour éviter tout danger de disparition du signal pendant la phase &gamma; malgré l'utilisation en mémoire de 4.21 .Selon cette variante le courant débité par 9.6 en cas de dépassement , rend , via 9.12, 9.11 conducteur , ce qui rend bas son collecteur , et maintient bas via 9.13 et 9.14 la base de 9.6 . La décharge du condensateur 4.20 au début du cycle suivant bascule le système , la diode 9.13 évi- tant toute influence sur l'amplificateur opérationnel 4.21 pendant la phase ss . L'utilisation en "mémoire de période" ( ce qui peut servir à d'autres fins) de l'amplificateur opérationnel 4.21 maintiendrait en fonctionnement , dans l'état atteint lors de la période ss, les amplificateurs opérationnels 4.32 , 4.33 et 4.34 , ce qui affecterait le fonctionnement de l'amplificateur opérationnel 4.9 pendant la phase y . Pour cela les potentiels de référence de 4.32 à 4.34 fournis parles points 4.26/4.27 , 4.28/4.29 , 4.30/4.31 sont liés au transistor 9.5, qui devient non conducteur (via la résistance 9.4) pendant toute la phase Y . Ceci entraîne pendant cette phase le basculement (bas , bas, haut respectivement) de 4.32 , 4.33 et 4,34, donc leur inaction , et ce , quel que soit l'état atteint en fin de phase ss. De tels montages permettent en outre la compensation de VCE SAT de 4.18, 4.11 par exemple. Contrôlé de l'énergie d'allumage . Le problème consiste à faire déclencher la mise sous tension de la bobine d'allumage du moteur un temps donné avant l'allu- mage .En principe ce temps devrait dépendre de la tension d'alimentation puisque l'énergie emmagasinée dans l'inductance de la bobine dépend directement du courant et-non du temps , c'est-adire et du temps et de la tension texponentielle) d'établissement. Si T est le temps pour emmagasiner cette énergie , (il faut en prin cippe après un allumage , calculer un temps égal à W - T") au bout duquel le début d'envoi du courant sur la bobine commencera pour preparer l'allumage suivant La méthode du découpage ss/ &gamma; permet de résoudre ce problème . On sait d'une part que l'allumage doit se produire dans le secteur y ( limites comprises ) et d'autre part qu'il est prudent d'établir ledit courant au plus tard au début du secteur r ( pour tenir compte de l'incertitude de position au démarrage , et des acc6- lérations) .La méthode consiste à stocker des informations , différenciées selon qu'elles sont avant ou après l'allumage , pendant le défilement du secteur ç d'exploitation et à les utiliser pen dant le secteur (3 pour commander la mise sous tension de la bobine . Un mode de réalisation est montré à la figure lOa Supposons ( on montrera comment dans le schéma global ) que sur le schéma de la figure lOa Le transistor 10.5 soit conducteur (saturé) quand ie défilement du secteurs produit , et avant l'allumage Le transistor 10.4 soit conducteur pendant le secteur y (avant et après l'allumage ) Le transistor 10.11 soit conducteur (saturé) au début de la phase Y pendant un temps T fixe donné Quand la phase Y se produit , pendant un temps T la tension de' sortie VS de l'amplificateur opérationnel 10.10 n'évolue pas et est égale à sa tension de référence ( appliquée à l'entrée non inversée) soit n7#E avec n7 = R10.8 / (R10.7 + R10.8 ) Désignons par t' ( voir plus haut ) lé temps qui s'écoule entre le début du secteur y et l'allumage ( avec t' = &alpha;; / 6N La durée en temps de passage de &gamma; est égale à : &gamma; /6N I1 en résulte qu'à la fin du passage du secteur &gamma; la tension Vs de sortie de 10.10 est Quand le défilement du secteur ss commence , les transistors 10.4 et 10.5 deviennent-non conducteurs et C10.9 se décharge via les résistances 10.3 et 10.1 .La sortie de l'amplificateur opérationnel 10.10 évolue à partir de VS* , selon la loi V** = V* - E ( 1 - n7) t/ (R10.1 + R10.3) , après le début S de ss, soit t = o Pour faciliter la compréhension désignons par il le courant de charge pendant la phase &gamma; ( sauf pendant T i2 le courant de charge pendant la phase &gamma; et avant l'allumage i3 le courant de décharge pendant la phase ss , Par VR = n7E et écrivons la relation angle/temps par: temps = # angle / N On a ( avec C10 9 = C pour simplifier l'écriture ou : V = V R - T 1 + i2) + À i + i2 o 3 @@ VS = VR - (@1 + @2) + (11 &gamma; + 12 &alpha;) C C N et : # VS** = VR - T/C (i1 + i2) + (i1 &gamma; + i2 &alpha;) - i3/C t C N Cherchons quand cette fonction atteint une valeur VR' donnée ; soit T' ce temps , compté à partir du début du secteur ss T' i3 / C = ( VR V VR') - T ( il + i2)/C + (&gamma; i1 + &alpha; i2 )/CN Cherchons le temps qui s'écoulera entre ce moment et le oro chain allumage , soit T" T" = # (ss + &alpha;) / N - T' puisque le prochain allumage se produit un angle (ss + &alpha;) après le début du secteur T " = # (VR' - VR) + # (i1 + i 3 13 + # ( - &gamma; i1 - &alpha; i2 + &alpha; + ss ) N i3 i3 Si nous avons procédé à la mise sous tension de la bobine à l'instant T' , l'accumulation d'énergie se fera pendant le temps T" avant le prochain allumage Nous voulons rendre cette durée - indéendante du moment d'allumage , c 'est-à-dire de &alpha; ce qui en traîne |i2 / i3| = 1 - indépendante de la vitesse , ce qui entraîne en outre |i1 / i3| l'équation devient alors : '3 T" = C/i3 ( VR' - VR ) + T (ss/&gamma; + 1) Ce qui montre que - par le procédé indiqué il est effectivement possible de résoudre le problème posé - que le temps d'excitation de la bobine avant l'allumage peut être commandé par un temps et/ou par une tension On pourra fonc fixer cette valeur de T" par la valeur T d'attente et/ou par la différence des tensions de référence V' R et VR. Dans l'un et l'autre cas on pourra obtenir une compensation en cas de baisse de tension par effet sur (VIR - VR) par exemple . On notera cependant qu'une telle compensation est discutable puisque dans le cas où elle s'avérerait la plus importante ( basse vitesse , après un long effort de batterie ) , la mesure de "prudence" signalée plus haut conduit à un temps d'excitation de bobine très large Toutefois , si dans certains cas pratiques il convenait de réaliser une telle compensation, on y parviendrait en fixant V'R par une zener de sorte que V' R = E - Vz , et VR par un pont diviseur de sorte que (V'R - VR) = ( 1 - n ) E - Vz , Ceci entraînera en fonction des variations de E-une variation de T .Sachant qu'en première approximation , si on désigne par R la résistance de la bobine , par L son coefficient de self , par e le nombre népérien, on a sensiblement autour du fonctionnement tel que T" = L/R 8 T e-1 d E RE e Si on revient maintenant aux conditions écrites plus haut , on peut les traduire en termes du circuit de la Figure 10a. 1) |i2 / i3|= 1 avec i2 = VR / R106 t et i3 = ( E - VR ) / ( R10.1 + R10.3 ) avec VR n n7E Ou prendra donc n7/R10.6 =(1 - n7)/ ( R10.1 +R103) Soit soit R10.6 = n7 ( R10.1 + R10.3 + R10.6 ) 2) |i1 / i3| = ss / &gamma; avec i1 = n7E/ R10.1) soit : n7 &gamma; / R10.1 = (1 - n7) ss/(R10.1 + R10.3) La figure 10b montre la même réalisation en fonctionnement inversé , c'est-à-dire utilisant des transistors de type P N P On notera que le transistor 10.11 peut être monté en N P N ou P N P dans tous les cas , et que son orientation est pratiquement sans importance , pourvu que la commande soit énergique La figure ll , montre dans le cas des circuits de la figure 10b , les variations de la tension de la sortie de l'amplificateur opérationnel 10.10 Réalisation d'ensemble On a montré au fil du texte qui précède comment partant de la conception générale de la division du cycle en période ( ou secteur angulaire) de préparation et en période d'exploitation utilisée systématiquement , on peut résoudre les différents problèmes posés par un système de commande électronique d'allumage . On notera au passage que selon les fonctions à remplir,le rôle des périodes s'inverse . Par exemple pour le calcul de cc, , angle de retard , ss est la période de préparation et &gamma; celle d'exploitation , tandis que pour le calcul du temps d'excitation de la bobine , y est la période de préparation et ss celle d'exploitation On donne à la figure 12 un exemple de groupement des diverses réalisations qui ont été exposées , de manière à donner un exemple de réalisation d'ensemble d'un calculateur d'allumage. La figure 12 n'appelle que peu d'explications , puisqu' elle représente la mise en commun des circuits précédemment dé crits . On remarquera que pratiquement , par simplification , toutes les tensions de référence V R ont été prises égales L'ensemble 12.19 - 12.20 assure au début du secteur y la conduction du transistor de décharge 10.11 du circuit de la figure 10 , (ici dans sa version 10-b ) pendant le temps T qui a été ex pliqué plus haut . On trouve en 10.4 et 10.5 les transistors de la figure lOb .Le transistor 10.5 , conduit en effet pendant le secteur y ( son émetteur est haut ) si sa base est basse Or , on verra,que la sortie de 12.12 est basse pendant &alpha; L'amplificateur Opérationnel 12.12 est monté en compara teur par rapport à VR . Pendant le secteur y ( signal en 4.1 haut), la base du transistor 12.1 est basse ,via la diode 12.4 et la résistance 12.3 . On retrouve donc sur son collecteur sa tension d'émetteur-qui est celle de commande du retard ( sortie de l'amplifir cateur opérationnel 4.9 de la figure 4 ). A l'inverse , pendant le secteur ss , la base du transistor 12.1 est haute , il se trouve bloqué , tandis que le transistor 12.15 , par un processus analogue, envoie la sortie de l'amplificateur Opérationnel 10.10 sur le comparateur 12.1-2 .Pendant le secteur Y , et durant &alpha; , la sortie de l'amplificateur opératipnnel 4.9 est plus haute que VR , donc la sortie du transistor 10.4 est basse , ce qui rend basse la base du transistor 10.5 , ce qui avait été supposé plus haut La figure 13 résume le fonctionnement : normal (Fig.13a) et à vitesse très lente (Fig.13b).Le signal de saturation de sortie du collecteur du transistor 9.11 , est appliqué sur la base du transistor 12.9 de commande de l'étage de puissance symbolisé par le transistor 12.2i . Dans le cas général ( Fig.13a) les tensions de sortie des amplificateurs opérationnels 4.9 , 10.10 et 12.12 , sont représentées . Les tensions de sortie VS 4.9 et VS 10.10 sont comparées à la tension de référence VR . Le passage à la valeur VR de la tension VS 4 9 définit le retard o Dans le cas des très faibles vitesses ( Fig.13b) les ten sions VS 4 9 et VS 10.10 presentent , au lieu de sommets , des pa- liers sensiblement horizontaux correspondant aux zones de saturation des amplificateurs opérationnels .Le début de la durée d'excitation de la bobine est défini soit par le passage à la valeur VR de la tension VS 10.10 t soit par l'arrivée au palier de satura tion de la tension Vs 4.9 La fin de la durée d'excitation est définie par la fin du secteur y correspondant au retard maximal Comme on l'a montre dans l'exemple de réalisation on prépare le calcul pendant la phase /3 et on l'exploite pendant la phase y . Il est évidemment possible de réaliser cela de diffé rentes façons et la figure 14 , donne sur le même principe un exemple de réalisation tout à fait analogue à celui de la figure 4 avec une économie supplémentaire .En effet , l'amplificateur opéra tionnel 14.1 joue , à lui seul , les rôles des amplificateurs opérationnels 4.9 et 4.21 de la figure 4 . I1 fonctionne maintenant comme l'amplificateur opérationnel de la figure 4 avec remise au point de départ au début de la phase ss Quand sa tension de sortie atteint les potentiels de réf é- rence des amplificateurs opérationnels 14.4 puis 14.3 et enfin 14.2 , il provoque lui-même les changements de pelote de la charge du condensateur 14.10 . Pendant la phase r la variation de sa tension de sortie s'inverse avec mise hors circuit du rôle des amplificateurs opérationnels 14.4, 14,3-et 14.2 par mise au poten tiel positif de leur tension de référence , cette action étant commandée par le transistor 14.11 .On peut agir également par une variable différente , mais l'inconvénient de cette méthode économique provient de ce que ladite action extérieure , modifie également les points en tension ( donc les vitesses associées) des amplificateurs opérationnels 14.4 , 14.3 , et 14.2 . La figure 14 compte peu de repères , son fonctionnement , à ce qui vient d'être dit près , étant évident une fois connu celui du dispositif de la figure 4 Cas des moteurs polycylindres Les moteurs polycylindres peuvent comporter ou non un distributeur mécanique de la tension d'allumage vers les différentes bougies . On peut également procéder par distribution basse tension à différentes bobines .On peut procéder soit en utilisant un nombre de capteurs tel qu'à chaque instant la position angu laire du moteur est connue ( par exemple , deux capteurs sur l'arbre à cames pour un moteur 4 cylindres) , soit à l'aide d'un compteur en anneau qui avance d'un pas chaque fois qu'il va y avoir allumage , et qui est synchronisé en position une fois par cycle moteur . Quelle que soit la disposition adoptée on peut dire qu'il existe des solutions et on va montrer comment on peut adapter la méthode de calcul qui vient d'être décrite I1 est tout d'abord évident qu'une première méthode , consisterait à diviser le cycle en autant de fractions qu'il y a d'allumages par tour .Pour faciliter la compréhension on prend l'exemple d'un moteur 4 cylindres . I1 y aura deux allumages par tour On peut placer un capteur sur le volant , capteur qui donnera à chaque demi-tour un angle /3 de préparation et un angle f d'exploitation . La méthode demeure la même si ce n'est que (/3+'f )=180a, au lieu de ( /5 + t ) = 3600 . On peut également procéder de manière différente , qui présente parfois des avantages .On va montrer en quoi consiste cette méthode Tout ce qui a été exposé plus haut peut se résumer en di sant que pendant un secteur angulaire du moteur , c'est-à-dire un temps variant avec la vitesse de celui-ci , on examine une grandeur et plus précisément sa valeur finale à la fin dudit secteur et que pendant 1' autre secteur on détermine un temps qui sera fonction de ladite valeur finale et donc de la vitesse Les moyens de réalisation donnés sont des moyens avec économie , c'est-à-dire que le même organe joue souvent plusieurs ro- les , par exemple l'amplificateur opérationnel 4.9 de la figure 4 ou a fortiori 14.1 de la figure 14 . I1 est clair que l'on peut modifier le rôle des secteurs comme on l'a fait , par exemple pour la commande de "temps constant d'excitation" où le secteur y de vient celui de préparation et ss celui d'exploitation , à l'inverse de ce qui est fait pour la commande du point d'allumage . On a vu à propos,de la figure 9 ( ou 14 ) comment on peut bloquer les amplificateurs opérationnels générateurs de la fonction pendant la. phase y . On aurait évidemment tout aussi bien pu les bloquer pen dant la phase /3 , de sorte qu'en fin de secteur ss la tension de sortie finale soit une image de la vitesse , et les débloquer pendant la phase r de manière à faire évoluer non pas linéairement mais selon une loi programmée , l'évolution dans le temps de la valeur obtenue en fin du secteur ss.I1 est bien évident également qu'au lieu de faire évoluer pendant le secteur r , la valeur fi nale obtenue pendant , jusqu'au moment où elle passe par une valeur donnée (VR) , On Fourrolt tout aussi bien comparer cette va leur en fin de p à une grandeur variant pendant f Toutes ces dispositions reviennent à utiliser de façons différentes la même méthode . On peut mettre à profit cette sou plesse pour diverses applications .Supposons d'abord que l'on désire éviter d'avoir à déterminer avec précision deux secteurs p et r Ce qli peut être le cas avec certains capteurs susceptibles par exemple de passer "haut" avec une bonne précision angulaire , mais d'être relativement imprécis en passant bas . I1 est possible d'évidence comme on l'a dit plus haut d'utiliser deux capteurs décalés , mais on peut également en utiliser un seul Pour cela il suffit d'admettre que le signal en valeur dudit capteur marque le début : et d'un secteur , , et d'un sec teur f .Les deux secteurs seront confondus géométriquement et vaudront chacun le même angle , par exemple un tour moteur I1 est évident que l'on ne peut cependant préparer et exploiter en même temps puisque l'exploitation dépend de la valeur finale de la période de préparation qui serait en cours . Pour éviter cette incompatibilité , on fera dépendre l'exploitation de la valeur finale obtenue lors de la préparation précédente . Par exemple dans le cas , non limitatif évidemment qui vient d'être dit , pendant un tour on calculera l'avance "préparée" pendant le tour précédent, et simultanément on préparera le calcui qui sera exploité au tour sui vant .Ceci se traduit d'une part par un "retard angulaire du calcul" et non pas par une "constante de temps" , ( ce qui était d'ailleurs le cas quand il y a deux secteurs ss ety) et physiquement ,par l'utilisation d'une mémoire ( on peut d'ailleurs dire à propos de la figure 4 , que le condensateur 4.10 jouait un rôle de mémoire) .Cela revient à dire qu'à chaque signal de capteur , on procédera : - au transfert en mémoire de la valeur de préparation - à la remise au point de départ de ladite valeur Puis - au calcul à partir de ladite valeur mémorisée de l'avance et - à la préparation de la valeur suivante D'une façon générale on peut wire qu'il existe toujours en mémoire une valeur représentative de l'avance ( plus exactement du retard par rapport à l'avance maximale ) à exploiter à partir de la reception d'un signal de capteur Pour montrer un genre de réalisation possible on va prendre l'exemple d'un moteur 6 cylindres 4 temps , non symétrique , par exemple du type 90/150 On peut en principe utiliser différents systèmes de capteurs. Par exemple , un capteur sur l'arbre à cames ( A à C ) qui donnera l'ordre de calcul d'allumage aux angles ( A à C ) Oc , 450 1200 , 1650 , 240 , 2850 , Oc . On peut également utiliser un capteur sur l'arbre à cames donnant un signal haut pendant un demitour de celui-ci , et bas pendant l'autre demi-tour , et deux capteurs sur le vilebrequin , les signaux de l'un ou l'autre étant retenus selon l'état du capteur de l'arbre à cames . On peut aussi avoir un simple capteur de synchronisation sur l'arbre à cames (une impulsion par tout A à C ) et un seul capteur sur le vilebrequin suivi d'un diviseur par douze , en ne retenant par exemple que les impulsions 2, 3, 6, 7, 10 et 11 de ce capteur Ceci est le problème de la distribution qui peut être résolu de diverses manières Bien entendu , seul le capteur qui détermine le point de dé but de calcul de l'avance nécessite une bonne précision angulaire Admettons donc que par l'une quelconque de ces méthodes , il ap paraisse , à chaque fois qu'un allumage doit avoir lieu , un si gnal . Par exemple ( origine arbitraire ) aux angles moteur Oc ; 900 , 240 0 , 330 , 480 , 570 , Oc Si par exemple , par un diviseur on utilise un sur deux de ces signaux , on obtiendra de nouveaux signaux régulièrement espa cés de 240 moteur ( on pourrait aussi diviser par 6 , et obtenir des signaux espacés de 7200 moteur) .A chaque fois qu'un tel signal apparaîtra on commencera une phase de préparation , et à chaque fois qu'apparaîtra un des signaux primaires , on commencera une phase d'exploitation On montre sur les figures 15 et 16 un mode de réalisation dans ce cas particulier Les signaux provenant du capteur ( ou des capteurs selon le système choisi ) parviennent en 16.1 et leur forme est schématisée ligne (a) figure 15 On suppose que le flanc montant est seul précis et deter- mine le point d'avance maximale , tandis que le flanc descendant moins précis , servira simplement à marquer le point de retard maximal par exemple au démarrage . Ces signaux attaquent un divi seur par quatre 16.2.Sur la sortie 16.3 (division par 2) , on re çoit donc les signaux représentés à la ligne b de la figure 15 et sur 16.4 ( division par 4 ) , ceux montrés à la ligne c Quel que soit le calage du compteur diviseur 16.2 , par rapport au moteur , on reçoit en 16.4 des signaux "hauts" pendant 2400 et bas pendant 2400. On choisit par exemple la phase de signal "haut" comme phase de préparation . Pendant cette phase la sortie 16.4 est haute , inversée par 16.7 , ce signal bloque donc en position haute les sorties des portes 16.8 et 16.12 , ce qui interdit toute action pen dant cette phase sur les transistors 16.10 et 16.14 Pendant cette même phase la base de 16.29 alimentée via la rend 16.29 conducteur saturé, il en va de même pour 16.32 résistance 16.30/alimente sur sa base via la résistance 16.31 . Dans ces conditions la sortie de 16.25 qui se trouve ( on verra plus loin comment) , au début de cette phase à la tension déterminée par le pont de résistances 16.28 et 16.27 évolue en montée sous l'action du courant traversant le condensateur 16.11 et la ré sistance 16.26 Si on désigne par n10 le rapport : R16.28 / (R16,27 + R1628 On a Vs 16.25 = E n10+ E ( 1 - n n1O) t/ R1626. C16.11 Quand cette tension atteint la valeur : le comparateur 16.39 bascule , ce qui rend conducteur le transistor 16.51 , et un courant supplémentaire de charge s'établit via la resistance 16.50 , donc à un instant t1 après le début de cette phase. Au bout d'un temps t2 après le début de cette phase le transistor 16.47 devient à son tour conducteur , ce qui établit un nouveau courant . Enfin , au bout du temps t3 , le comparateur 16.37 en basculant , rend conducteur le transistor 16.42 . Il résulte de tout ceci que comme cela avait été montré en détail plus haut , la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel 16.25 évolue selon le schéma de la ligne f de la figure 15 . Quand cette phase est terminée , -la sortie 16.4 passe bas ce qui bloque 1s transistors 16.29 et 16.32 .Le blocage du transistor 16.32 entraîne la remontée des tensions de référence des comparateurs 16.37 , 16.38 et 16.39 , ce qui provoque le blocage des transistors 16.51 , 16.47 et 16.42 I1 en résulte que les transistors 16.29 , 16.47 r 16.51 et 16.42 étant bloqués , l'entrée inversée de l'amplificateur opérationnel 16.25 se trouve isolée . La phase de préparation est achevée . Comme on le voit sur la figure 15, 16.4 passe bas (ligne c), mais 16.3 passant haut (ligne b), la sortie de la porte 16.8 marquées1 sur la figure 15 (ligne d) reste haute et le transistor 16.10 reste bloqué . L'amplificateur opérationnel 16.25 se comporte donc en "mémoire de calcul" , sa sortie VS16.25 n'évolue plus .La sortie S2 de la porte 16.12 ( ligne e de la figure 15 ) reste également haute , donc le transistor 16.14 reste bloqué tant que le signal qui vient de provoquer la fin de la phase de préparation est haut . Quand ce signal passe bas , S2 passe bas , donc la sortie de l'inverseur 16.13 passe haut , ce qui entraîne la conduc tion du transistor 16.14 . La tension "mémorisée" en VS16.25 se trouve reproduite sur le condensateur 16.15 ,et on la retrouve en sortie de l'amplificateur opérationnel 16.16 ( monté en suiveur de tension ) . Cette phase définie par 16.4 bas et 16.3 haut et 16.1 bas est la phase de "transfert" . Cette condition de transfert n'est donc remplie que tous les quatre signaux en 16.1 , c'est-à-dire tous les 480 moteur .S1 passe bas , comme cela est montré ligne d de la figure 15 , et comme on le voit d'après la figure 16 , à la fin du signal en 16.1 suivant , S1 passant bas entraîne la conduction du transistor 16.10 et la remise à la tension n10 E de VS16.25 comme cela a été supposé au début . Au signal suivant en 16.1 laphase suivante de préparation se produit On dispose donc en permanence à la sortie de l'amplificateur opérationnel 16.16 d'une tension représentant le résultat de la dernière préparation . La modification éventuelle de cette valeur ( transfert ) se produisant forcément en dehors de toute période d'allumage . Comme on l1a dit plus haut l'allumage doit se produire quand 16.1 est haut .Quand ce signal est bas , inversé par 16.5 , il provoque la conduction du transistor 16.24 et le blocage de la sortie de l'amplificateur opérationnel 16.18 à la va leur : E,R16 21 / ( R16.20 + R16.21). Quand 16.1 passe haut , la sortie de l'amplificateur opérationnel 16.18 évolue comme il est montré ligne g de la figure 15 , et est comparée à la sortie de l'amplificateurOpératiOnnel tionnel 16.16 . On trouve donc en S ( sortie de l'amplificateur/16.17 )une tension représentée à la ligne h de la figure 15 , le passage haut de S déterminant le point d'allumage conformément aux calculs généraux donnés au début du présent texte . La réalisation de la figure 16 , donnée à titre illustratif et non limitatif montre com ment on peut utiliser dans un cas un peu ardu la méthode générale de "préparationXexploitation" . Numérisation de la méthode On sait que les calculateurs numériques présentent certains avantages qu'il serait trop long de rappeler ici On sait d'autre part , que des exemples d'utilisation et de conception de tels calculateurs ont été donnés dans des brevets antérieurs ( par exemple le brevet français 72 43329) . On sait enfin qu'ils permettent assez facilement la réalisation de régulation multidimensionnelle , en particulier si , pour alléger les mémoires desdits calculateurs , on utilise des méthodes d'interpolation On va simplement montrer ici comment il est facile de "numériser" la méthode qui vient d'être exposée On se limitera volontairement à la transposition du circuit de la figure 14 , à titre d'exemple , toutes les transpositions étant aisément concevables Un exemple est montré à la figure 17 .Le signal capteur ( comme pour le circuit analogue de la figure 14)est haut pendant le secteur &gamma; d'exploitation et bas pendant le secteur p de préparation Le dispositif 17.4 , est un compteur-décompteur , par exemple du type à une seule entrée d'horloge (17.19) et à commande de double mode 17.5 . Enfin l'entrée 17.3 est une entrée de remise à zéro Quand le signal appliqué en 17.1 passe bas ( début du sec teur ss ) . le compteur 17.4 est généralement au repos à zéro Cependant si ce n'est pas le cas le dispositif 17.2 ,envoie sur son entre 17.3 , une impulsion brève de remise à zéro .Le détail de ce dispositif 17.2 est donné en encart , son fonctionnement a été décrit dans le brevet français 73 37020 . I1 suffit ici de savoir que lorsque 17.1 passe bas , ce dispositif délivre en 17.3 une impulsion très brève de remise à zéro . Le passage bas de 17.1 provoque l'état haut de la sortie de la porte "non-et" 17.14 Ceci autorise via la porte "non-et" 17.13 le passage des impulsions ' provenant du dispositif 17.12 . Les sorties 17.6 du compteur 17.4 sont reliées aux éléments 17.7 , 17.8 , 17.9 et 17.10 qui sont des comparateurs numériques .Tant que 17.1 est bas l'état de la sortie 17.15 de 17.7 est sans effet ( la sortie de 17.14 étant forcée en position haute ) . Désignons.par p à un instant donné le nombre indiqué sur les sorties 17.6 de 17.4 Désignons par pO le nombre "cablé" dans 17.7 , par p1 celui dans 17.8 , p2 dans 17.9 et p3 dans 17.10 . Cela signifie par exemple que 17.15 est haut si p ( po 17.16 " " si p > p1 17.17 " " si p 5 p2 17.18 " " si p > p3 Quand 17.1 passe bas, l'entrée 17.5 l'est également , ce qui provoque la mise en position "comptage" de 17.4 , qui compte donc les impulsions H' .Quand le nombre p passe par la valeur -P1 , 17.16 passe haut , puis si le secteur ss durée ( en temps c'est-à-dire selon la. vitesse) assez longtemps , 17.17 puis 17.18 passent , à leur tour , haut I1 s'ensuit que les entrées 17.25 du dispositif 17.11,qui sont : 17.1, 17.18, 17.17 , 17.16 , passentdel'état (0, O , 0, O) à l'état 000.1 , 00.11, 0.111, puis , quand 17.1 passe haut , à l'état 1.000 . L'ensemble (17.11 - 17.12 ) constitue un dispositif tel que la fréquence de sortie H' en 17.20 , dépend dek fréquence d'entrée H en 17.24 et du nombre affiché sur les entrées 17.25 De nombreux dispositifs de ce genre sont connus . Pour faciliter la compréhension , supposons que 17.11 soit constitué d'une matrice et 17.12 d'un BRM ( Binary ratemultiplier) . On a , pour simplifier , gardé les expressions d'entrées qui pourraient être exprimées par trois digits . En désignant par H la fréquence d'horloge , on a par exemple H' = H pour 1000 H' = q1H, pour 0000 avec 0 H' = (q1 + q2) H , pour0001 avec 0 H = (q1 + q2 + q3) H , pour 0011 avec 0 0 A la fin du secteur ss ( soit un temps T tel que ss = 6 NT) on aura p = q1.H.T pour 0 t1 p = H[q1 T + q2 ( T - t1 ) + q3 ( T - t2 ) pour t2 p = H[q1 T + q2 ( T - t1) + q3 (T - t2) + q4 ( T - t3)] pour T > t3 Quand à la fin de la phase ss , 17.1 passe haut , le compteur 17.4 passe en position de décomptage et , tant que p > gt; Po , 17.14 permet le passage de H' via la porte 17.13 Supposons par exemple que pO = O . Le comparateur 17.7 bloquera le décomptage quand p = pO = O Soit au bout d'un temps T' tel que T' = p/H (Code 1000 --y H' = T' = q1 T + q2 ( T - t1) + q2 ( T - t2) + q@ ( T - t2) ( par exem L'angle parcouru par le moteur sera &alpha; : &alpha; = 6NT' = q1ss+ q2ss ( 1 - N/N1 ) + q3ss ( 1 - N/N2 ) + q4ss( 1 - N/N2 ) ce qui correspond bien au système général décrit au début du présent texte REVENDICATIONS 1 - Procédé de commande de l'allumage pour moteur à combustion interne caractérisé en ce que le cycle moteur est divisé en secteurs angulaires , de deux types différents, des secteurs d'un premier type, dits de préparation, pendant lesquels on élabore un signal fonction du temps, selon une relation caractéristique du moteur, et des secteurs dtun second type, dits d'exploitation, au cours desquels, à partir dudit signal, on détermine un angle de retard lui-méme fonction de la vitesse du moteur et on commande l'allumage après parcours de cet angle de retard 2- Procedé de commande de l'allumage selon la revendication 1 caractérisé en ce que ledit signal fonction du temps élaboré pendant un secteur de préparation est représenté par une suite de segments de droites , la représentation de l'angle de retard en fonction de la vitesse du moteur étant également une suite de segments de droites 3- Procédé de commande de l'allumage selon la revendication 1 caractérisé en ce que l'on procède à la correction de l'angle de retard , au moyen d'une variation de tension , ou de résistance en fonction d'autres paramètres de fonctionnement du moteur 4 - Procédé de commande d'allumage selon la revendication 1 caractérisé en ce que la division en secteurs du cycle moteur est utilisée pour réaliser le contrôle de la durée d'excitation de la bobine d'allumage 5 - Procédé de commande d'allumage selon la revendication 1, dans le cas d'un moteur polycylindrique , caractérisé en ce que les deux types de secteurs angulaires de préparation et d'exploitation sont géométriquement confondus , et en ce que l'on procède, périodiquement, au transfert en mémoire de la valeur de la fonction du temps élaborée pendant le secteur précédent , de préparation , et à la remise au départ de ladite fonction 6- Procédé de commande d'allumage selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite fonction du temps élaborée pendant un secteur de préparation part d'une valeur de référence , et en ce que l'instant d'allumage est défini par le passage à cette même valeur de ladite fonction pendant le secteur d'exploitation correspondant. 7 - Procédé de commande d'allumage selon la revendication 4 caractérisé en ce que la durée d'excitation de la bobine d'allumage est limitée à un intervalle de temps précédant immédiatement l'allu mage et défini par un signal rectangulaire 8- Procédé de commande d'allumage selon la revendication 4 caractérisé en ce que , pour le fonctionnement a très basse vitesse , l'allumage est retardé jusqu'à sa limite maximale 9 - Procédé de commande d'allumage selon la revendication 5 caractérisé en ce que les opérations de transfert en mémoire de la valeur de la fonction et de remise au départ de cette valeur ont lieu dans des intervalles-de temps distincts entre eux et distincts de la phase de préparation proprement dite 10 - Procédé de commande d'allumage selon la revendication 1 caractérisé en ce que les diverses fonctions sont élaborées sous forme de signaux numériques par comptage d'impulsions et comparai sons à des nombres prédéterminés . 11 - Dispositif de commande de l'allumage pour moteur à combustion interne caractérisé en ce qu'il comporte : une pièce tournante du moteur divisée en secteurs angulaires ; un capteur placé en regard de ladite piece et délivrant des signaux correspondant auxdits secteurs ; un circuit d'élaboration d'un signal fonction du temps selon une relation caractéristique du moteur ; un circuit de détermination d'un angle de retard ; et un circuit de commande de l'allumage 12 - Dispositif selon la revendication il caractérisé en ce que la pièce tournante est divisée en secteurs d'un premier type dit de préparation , et d'un deuxième type , dit d'exploitation 13 - Dispositif selon la revendication 11 caractérisé en ce que le circuit d'élaboration dtun signal fonction du temps comprend une suite de comparateurs (4.32 , 4.33 , 4.34) à seuils différents déclenchés successivement , et délivrant chacun des tensions linéaires, le signal résultant étant une tension représentée par une suite de segments de droite 14- Dispositif selon la revendication 13 caractérisé en ce que lesdits comparateurs sont commandés au moyen d'un amplificateur opérationnel (4.21) contrôlé par un transistor (4.18). 15 - Dispositif selon la revendication 13 caractérisé en ce que chacun desdits comparateurs commande un transistor (4.37 , 4.40, 4.44) , dont le signal de sortie est appliqué à un amplificateur opérationnel (4.9 ) contrôlé par un transistor (4.11). 16- Dispositif selon la revendication 13 caractérisé en ce que ledit signal résultant est élaboré, pendant les secteurs dits de préparation 17 - Dispositif selon la revendication 15 caractérisé en ce que le transistor (4.11) de contrôle de l'amplificateur opéra tionnel (4.9) est commandé par un transistor (4.13). 18 - Dispositif selon la revendication 11 caractérisé en ce que le circuit de détermination de l'angle de retard est constitué par un amplificateur opérationnel (4.9) fonctionnant en intégrateur, un condensateur (4.10) monté entre la sortie dudit amplificateur opérationnel (4.9) et l'une de ses entrées , et une résistance (4.8) placée dans le circuit de ladite entrée , cette entrée étant contrôlée par deux transistors (4.6 et 4.3). 19 - Dispositif selon la revendication 14 caractérisé en ce que l'une des entrées de l'amplificateur opérationnel (4.21) est susceptible de recevoir une tension additionnelle pour modifier le signal résultant , et donc , l'angle de retard , en fonction d'autres paramètres de fonctionnement du moteur 20 - Dispositif selon la revendication 18 caractérisé en ce que le circuit de ladite entrée de l'amplificateur opérationnel (4.9) est susceptible de recevoir une résistance additionnelle pour modifier'le signal résultant , et donc l'angle de retard , en fonction d'autres paramètres du moteur 21 - Dispositif selon la revendication il caractérisé en ce. qu'il comporte en outre un circuit de contrôle du temps de stockage de l'énergie d'allumage dans le circuit de commande de l'allumage, constitué d'un amplificateur opérationnel (10.10) contrôlé par trois transistors (10.4 , 10.5 et 10.11 ). 22 - Dispositif selon la revendication 11 caractérisé en ce que le circuit de commande de l'allumagie comporte : un amplificateur opérationnel (12.12) contrôlé par un transistor (12.1), un transistor de commanda (12.9) , et un transistor de puissance (12.21) contrôlant directement a bobine d'allumage du moteur 23 - Dispositif selon l'ensemble des revendications 14 et 15 caractérisé en ce que , un seul amplificateur opérationnel (14.1) joue le rôle des deux amplificateurs opérationnels (4.9 et 4.21). 24- Dispositif de commande de l'allumage pour moteur à combustion interne polycylindrique caractérisé en ce qu'il comporte: un circuit diviseur (16.2) des signaux en provenance d'un capteur, lié à la rotation du moteur ; un circuit (16.37 , 16.38 , 16.39 d'élaboration , pendant une phase de préparation , d'un signal fonction du temps selon une relation caractéristique du moteur , comprenant un amplificateur opérationnel (16.25) fonctionnant en mémoire de calcul ; un circuit comprenant un amplificateur opérationnel (16.16) contrôlé par un trdnsistcr (16.14) et définissant une phase de transfert ; et un circuit comprenant deux amplificateurs opérationnels (16.17 et 16.18) sous le contrôle d'un transistor (16.24) définissant une phase d'allumage