FR 2375764 A1 19780721 FR 7738441 A 19771220 La présente invention concerne -un circuit de filtre comportant un amplificateur différentiel pour former le signal de différence entre un signal d'entrée et un signal qui est obtenu par transmission du signal de sortie du circuit de filtre à travers un circuit de réaction- sélectif en fréquence. Dans la technique du radar et des ultrasons, il se pose souvent un problème pour extraire par filtrage des signaux Doppler relativement faibles d'un mélange de signaux; qui contient des signaux parasites qui correspondent aux ondes réfléchies par des objets immobiles, ondes qu'on peut designer sous le nom d'échos fixes. Pour- filtrer ces signaux de Doppler, on a jusqu'à présent utiliser des circuits de filtre purement analogiques et purement numériques. Les circuits de filtre purement analogiques connus, tels que par exemple ceux qu'on désigne sous le nom de "MTI- canceller" (annulateurs MTI) (H. Urkowitz, Analysis and Synthesis of Delay Line Periodic Filters (Analyse et synthèse des filtres périodiques à ligne à retard), IRE Transactions on circuit Theory, June 1957, Vol. CT-4, pages 41-53), comprennent des lignes à retard analogiques, dont le temps de retard est fonction de la températurè et dont l'amortissement est fonction de la fréquence et de la température.Ces propriétés indésirables des lignes à retard analogiques limitent la gamme dynamique et la caractéristique de fréquence des circuits de filtre purement analogiques dans une mesure telle que ces derniers, en particulier pour l'obtention des signaux utiles à fréquence Doppler dans un appareil à ultrasons Doppler pour la mesure du profil-de vitesse d!un écoulement ne représentent pas une so- lution satisfaisante. Certes, les inconvénients énumérés ci-dessus des filtres analogiques peuvent être éliminés avec des filtres purement numériques connus, (R.A. Linder, G.H. Kutz, Digital Moving Indicators, (Indicateurs mobiles numériques) Supplément à IEEE Trans. on Aerospace and Electronic Systems, Vol. AES-3, nO 6, novembre 1967, pages 374-385), mais ltutilisation de ces filtres rendent nécessaires le montage devant euxd'un convertisseur:analogique- numérique pour convertir le signal d'entrée présent sous forme analogique, convertisseur dont le prix élevé rend très coûteux le circuit de filtre purement numérique. Or, on sait que le prix des convertisseurs analogiquinumériques (A-N) est fonction de leur définition et de leur temps de conversion.Pour le problème mentionné ci-dessus (extraction par filtrage d'un signal Doppler faible à partir d'un mélange de signaux qui contient des échos fixes relativement forts) le prix du convertisseur analogique-numérique est très élevé, principalement en raison du fait que le rapport de niveau donné signal d'écho fixe/ signal Doppler rend généralement nécessaire un convertisseur de haute définition (quantification). A cela s'ajoute le fait que, dans de nombreuses utilisations, comme par exemple lors de l'examen de corps au moyen d'ultrasons, des convertisseurs A-N à temps de conversion très courts sont nécessaires pour assurer la définition spatiale désirée. Compte tenu de ce qui précède, l'invention a pour objet de créer un circuit de filtre, au moyen duquel les inconvénients mentionnés ci-dessus des circuits de filtre connus peuvent être éliminés. Le circuit de filtre suivant l'invention est caractérisé en ce que le circuit de réaction comprend un filtre numérique, qui est connecté à l'amplificateur différentiel par 1 'in- termédiaire d'un convertisseur numérique-analogique et en ce qu'entre la sortie de l'amplificateur différentiel et la sortie du circuit de filtre est monté un convertisseur analogique numérique De préférence, le filtre numérique du circuit de réaction est du second ordre ou d'ordre plus élevé. Le circuit de filtre suivant l'invention permet le montage économique et compact de filtres du type défini au début du présent préambule. Il convient particulièrement bien pour la réalisation de filtres périodiques, qui sont nécessaires pour la construction d'appareils à ultrasons d'établissement de diagnostic, mais qui peuvent être également utilisés dans la technique du radar. I1 est particulièrement avantageux d'utiliser un circuit suivant l'invention pour la réalisation d'un filtre passe-haut périodique (également dénommé selon sa fonction amortisseur de signaux fixes" ou "moving target indicator" (indicateur de cible mobile) pour un appareil à ultrasons Doppler destiné à mesurer les profils de vitesse d'un écoulement et/ou les débits de circulation dans des vaisseaux sanguins humains, car un tel filtre permet la mesure transcutanée de profils de circulation sanguine avec une précision jamais atteinte Jusqu'à présent en un temps très court (pratiquement instantanément) et avec une complexité de montagne minimale. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée qui suit et à l'examen des dessins joints qui en représentent, à titre d'exemples non limitatifs, plusieurs exemples d'exécution. Sur ces dessins: la Fig. 1 est un schéma de principe d'un circuit de filtre suivant l'invention; la Fig. 2 est un schéma symbolique d'un filtre passehaut périodique suivant l'invention; la Fig. 3 représente une variante du dispositif de la Fig. 2 Cette variante comporte des caractéristiques de filtre commutables. la Fig. 4 est un schéma symbolique d'un appareil à ultrasons connu pour la mesure du profil de vitesse d'un écoulement; la Fig. 5 est un schéma symbolique, dans lequel est représentée l'utilisation de filtres suivant l'invention 66, 67 dans l'amortisseur de signaux fixes 43 de l'appareil de la Fig. 4; les Fig. 6 à 10 représentent des allures de signaux types en plusieurs points de la Fig. 4; Les Fig. 11 à 14 sont une représentation schématique des allures de signaux en plusieurs points de la Fig. 5; la Fig. 15 est une représentation schématique d'un spectre de fréquence type du signal de sortie 55 du récepteur 42 de la Fig. 4; la Fig 16 est une représentation schématique d'un spectre de fréquence type du signal démodulé 64 de la Fig. 5; la Fig. 17 est une représentation schématique de la caractéristique d'amortissement des filtres passe-haut périodiques 66, 67 de la Fig. 5;; la Fig. 18 représente l'allure du signal de rythme 9 et la commande du registre à décalage et de l'élément d'échantil lonnage et de gel des Fig. 2 et 3 avec ce signal, et la Fig. 19 représente un schéma symbolique d'un appareil de reproduction à ultrasons, dans lequel un filtre suivant l'invention est utilisé comme "sweep integrator" (intégrateur à balayage). Comme représenté sur la Fig. 1, le schéma de principe d'un circuit de filtre suivant l'invention comprend un amplifi cateur différentiel 12 pour déterminer le signal de différence 19 entre un signal d'entrée analogique 11 et un signal 17 qui est obtenu par transmission d'un signal de sortie numérique 16 du circuit de filtre à travers un circuit de réaction s-électif en fréquence. Ce circuit de réaction est constitué par un fil tre 15 et par un convertisseur numérique-analogique 14 monté entre ce filtre et l'amplificateur différentiel 12. Un conver tisseur analogique-numérique 13 convertit le signal de diffé rence analogique 19 en signal de sortie numérique 16 du circuit de filtre. Le filtre numérique 15 est commandé par un signal de rythme 9.Comme décrit plus loin de façon plus détaillée, le circuit de filtre suivant l'invention peut être utilisé comme "sweep integrator" (intégrateur à balayage), c'est-à-dire comme filtre passe-bas périodique si l'on choisit un signal de sortie 18 du filtre numérique 15 comme signal de sortie du cir cuit de filtre. A titre d'exemple d'une forme d'exécution préférée de l'invention, la Fig. 2 représente le schéma symbolique d'un filtre passe-haut périodique suivant l'invention Comme il ressort de la Fig. 2, on utilise à cet effet dans le dispositif de la Fig. 1 un filtre numérique 15 du second ordre et un élé ment d'échantillonnage et de gel 21, dont le fonctionnement est rythmé par le signal de rythme 9 qui est monté devant l'ampli ficateur différentiel 12 pour assurer le mode de fonctionnement correct du convertisseur analogique-numérique (A-N) 13. Un filtre numérique 15 du second ordre représente un bon compromis entre la quantité de matériel nécessaire et les propriétés de filtre obtenues avec ce matériel. Ces propriétés peuvent être améliorées avec-un filtre analogique-numérique du troisième ordre ou d'ordre encore plus élevé si l'on peut supporter la dépense supplémentaire nécessaire à cet effet. L'ensemble du circuit de filtre de la Fig. 2 possède la fonction de transfert Cette fonction décrit un amortisseur de signaux fixes du second ordre où Zpl et zp2 sont des pôles de filtre pouvant être choisis. La fonction de transfert du filtre numérique 15 de la Fig. 2 peut alors être exprimée comme suit, d'après la théorie des systèmes à réaction Le filtre numérique 5 est réalisé d'après- la forme de base canonique connue en soi (voir- par exemple Warren D. White et A. E. Ruvin, "Recent advances in the synthesis of comb filters" (Progrès récents dans la synthèse des filtres en peigne) IRE National Convention Record 1957, Vol. 5, pages 186-199) et possède la fonction de transfert Pour obtenir les propriétés de filtre désirées, les facteurs indiqués sur la Fig. 2 sont déterminés comme suit Dans une forme d'exécution préférée, on adopte les valeurs w6 = 6, 62 = -5 et k = Le filtre numérique 15 représenté sur la Fig. 2 peut être réalisé en utilisant des mémoires numériques 23 et 24 (par exemple des registres à décalage ou une mémoire à accès direct (Random Access Memory))des additionneurs numériques 22, 25 et éventuellement des multiplieurs pour pondérer les signaux avec les facteurs indiqués g12 tZ A2 et k. Chacune de ces pondérations peut être obtenue par multiplication par une constante ou par un décalage des bits du "mot" numérique. Le convertisseur analogique-numérique 13 peut être réalisé par exemple au moyen de comparateurs à valeurs de seuil à échelonnement logarithmique. Il est important de remarquer qu'avec le dispositif de la Fig. 2, des fonctions de filtre désirées quelconques peuvent être réalisées par une conformation appropriée du filtre numérique 15; on peut ainsi obtenir par exemple des filtres du troisième ordre et des flancs de filtre de raideur variable (correspondant par exemple à un comportement de Butterworth ou de Tschebyscheff). Comme décrit précédemment, le schéma de principe du circuit de filtre suivant l'invention de la Fig. 1 peut également être utilisé pour la réalisation d'un filtre passe-bas périodique connu dans la technique du radar sous le nom "sweep integrator" ou intégrateur à balayage. A cet effet, il suffit de prendre comme signal de sortie le signal de sortie 18 du filtre numérique 15. La fonction de filtre entre l'entrée + de l'amplificateur différentiel et la sortie 18 du filtre numérique 15 est G' (z) = 1 - G(z) où G(z) représente la fonction de transfert entre l'entrée + de l'amplificateur différentiel 12 et la sortie du convertisseur analogique-numérique 13.Si G(z) est la fonction de transfert d'un filtre passe-haut périodique, alors G'(z) est la fonction de transfert d'un filtre passe-bas périodique ("sweep integrator" ou intégrateur-à balayage) à caractéristique d'amortissement analogue. Un tel intégrateur à balayage peut être utilisé avec avantage pour le traitement de signaux dans un appareil de reproduction à ultrasons. La Fig. 19 représente le schéma symbolique d'un appareil de reproduction à ultrasons classique qui comprend un intégrateur à balayage suivant l'invention. Dans ce schéma symbolique, la référence 121 désigne une émetteur pulsé, la référence 122, un convertisseur émission-réception d'ultrasons, la référence 123, un récepteur à compensation des basses fréquences, la référence 125, une unité indicatrice , la référence 126, un circuit de commande et ia référence 124, un intégrateur à balayage suivant l'invention monté entre le récepteur 123 cet l'unité indicatrice 125. L'intégrateur à balayage sert à améliorer l'écart de la tension de bruit.Cela est obtenu grâce au fait que, pour une position déterminée du convertisseur 122, plusieurs impulsions ultrasonores sont émises et grâce au fait que les signaux-échos correspondants sont superposés dans l'intégrateur à balayage 124. Le bruit à large bande peut être réduit par un facteur par traitement de l'écho de n impulsions. Pour la superposition de profils d'écho périodiques successifs, on peut utiliser comme intégrateur à balayage un filtre passe-bas périodique suivant l'invention. Acet effet, le temps de retard dans les moyens de mémorisation du filtre passe-bas doit être accordé sur la fréquence de récurrence des impulsions de l'appareil de reproduction. La Fig. 3 représente une variante intéressante du circuit de filtre de la Fig. 2. Dans cette variante, les facteurs o2 4 et k du filtre numérique 15 sont commutables. Cela permet d'adapter la caractéristique du filtre à court terme à des exigences variables et d'optimaliser les effets transitoires. Comme représenté sur la Fig. 3, la commutation des -facteurs mentionnés ci-dessus s'effectue au moyen d'une mémoire de constante commandée par un signal d'adressage- 35 et au moyen de multiplieurs numériques appropriés 31, 32, 33. Le signal d'adressage 35 peut être engendré par un élément de commande désiré quelconque tel que, par exemple, un mini- ou un micro-ordinateur. Le mode de fonctionnement de principe du circuit de filtre suivant 1-' invention représenté sur la Fig. 1 -est le suivant : Le signal d'entrée L1 est en fait un mélange de signaux comprenant un signal parasite à évolution lente et des signauxéchos à fréquence Doppler superposés à ce signal. Un tel signal est représenté en 64 sur la Fig. 11 pour trois intervalles de temps successifs. Le filtre numérique 15 comprend une mémoire. Les valeurs qui y sont stockées sont comparées, après la conversion N-A nécessaire, avec le signal d'entrée 11. Un signal de différence éventuel 19 sert, après la conversion A-N et le couplage rétroactif nécessaires, à modifier le contenu de la mémoire. Le contenu de la mémoire est modifié par ce couplage rétroactif jusqu'à ce que sa différence avec la valeur d'entrée soit nulle Ainsi, une valeur d'entrée stationnaire ou évoluant lentement est entièrement compensée et n'apparaît pas à la sortie. Cette compensation exige toutefois un temps déterminé, à savoir le temps qui correspond à la durée de l'effet transitoire et, en conséquence, des valeurs à variation rapide telles que les composantes à la fréquence Doppler du signal d'entrée ne sont pas comp-ensées et apparaissent seules comme signal de sortie 16 du circuit de filtre. C'est seulement pendant la période transitoire du filtre numérique 15 que le signal de sortie 16 tontient des parties non compensées des composantes stationnaires ou à variation lente du signal d'entrée. Le mode de fonctionnement d'un circuit de filtre suivant -l'invention est décrit ci-après de façon plus détaillée à propos de son utilisation pour la réalisation d'un amortisseur de signaux fixes pour appareil à ultrasons en vue de déterminer et d'indiquer le profil de vitesse instantané d'un écoulement. La Fig. 4 représente le schéma symbolique d'un appareil Doppler à ultrasons destiné à déterminer le profil de vitesse d'un fluide en écoulement (qui peut être un liquide, par exemple du sang ou un gaz, par exemple de l'air). Le principe de cet appareil est décrit dans la demande de brevet allemand publiée avant examen nO 2 406 630 et dans le brevet américain correspondant nO 3 914 999. D'après ce principe connu, un fluide 49 s'écoulant, par exemple, à travers un tube 48, est irradié avec deux impulsions ultrasonores successives --émises par un convertisseur 47, les échos décalés de la fréquence Doppler correspondante provenant de réflecteurs disposés dans le fluide le long du faisceau d'ultrasons sont reçus par le même convertisseur 47 et l'on tire des différences de phase entre des échos de même temps de propagation de première et seconde impulsions ultrasonores émises, par un traitement de signaux approprié, un signal 59 dont l'allure temporelle correspond au profil de vitesse du fluide dans la sec tion examinée.Le traitement de signaux qui vient -dêtre mentisonne est effectué dans le dispositif de la Fig. 4 par le montage en série d'un récepteur 42, d'un amortisseur de signaux fixes 43 et d'une -unité de préparation de signaux 44, qui transmet le signal 59 correspondant au profil de vitesse une unité indicatrice appropriée 45 telle que, par exemple, un oscillographe cathodique. Une unité de commande centrale 46 commande le fonctionnement des unités du dispositif de la Fig. 4. En service, l'émetteur 41 est excité par des imoulsions de commande 51 provenant de l'unité de commande de façon qu'il transmette des impulsions émises 52 au convertisseur 47. Les impulsions de commande 51 (voir Fig. 6) ont par exemple une du rée de s = 1 Fs et une période de récurrence d'impulsions T = lOOssus. Les impulsions émises correspondantes 52 (voir Fig-7) sont des impulsions ondulatoires correspondant à une tension d'émetteur U = 20 V et à une fréquence d'émission fo = 4 MHz, de sorte que, dans ce cas, le nombre d'oscillations émises par impulsion est fo . luts = 4. La Fig. 9 représente un signal d'entrée type 54 du récepteur 42, constitué par des impulsions émises 52 et par divers signaux-échos à fréquence Doppler. Comme les amplitudes des signaux-échos transmis par le convertisseur 47 au récepteur 42 dépendent de la distance entre ce convertisseur et le réflecteur renvoyant ces signaux et, par conséquent, du temps-de propagation, c'est-à-dire de l'intervalle de temps qui s'écoule entre l'émission d'une impulsion et la réception de l'écho d'un réglecteur, le gain du signal 54 dans le récepteur est ajusté de façon correspondante pour éliminer l'amortissement déterminé par la distance entre le convertisseur et le réflecteur concerné. Comme le-montrent les Fig. 8a et 8b, la variation du gain ajusté dans le récepteur 42 est synchronisée par les impulsions de commande 53 avec les impulsions émises. Dans le récepteur 42, l'amplitude des impulsions émises contenues dans le signal reçu est~en-outre limitée. La Figo 10 donne une représentation schématique de l'allure d'un signal de sortie type 55 du récepteur engendré grâce aux mesures mentionnées ci-dessus (gain ajusté et limitation). Le signal de sortie 55 est constitué par des signaux échos décalés de la fréquence Doppler qui portent l'information de vitesse et par des signaux-échos engendrés par des structures solides relativement immobiles, par exemple par la paroi d'un vaisseau sanguin dans le cas où l'on mesure le profil de vitesse de la circulation sanguine. Les signaux-échos mentionnés en dernier lieu qu'on peut dénommer "signaux-échos stationnaires" ou encore"échos fixes" sont généralement des signaux parasites forts auxquels sont superposés les signaux-échos décalés de la fréquence Doppler relativement faibles.Pour la génération de profils de vitesse par le procédé connu d'après la demande de brevet allemand publiée avant examen nO 2 406 630 ou le brevet US nD 3 914 999, il est donc nécessaire de réaliser un filtre périodique à la manière d'un amortisseur de signaux fixes (en technique radar) capable de séparer les signaux-échos décalés de la fréquence Doppler faibles des signaux-échos stationnaires superposés beaucoup plus fort .Un tel amortisseur de signaux fixes devrait amortir très fortement en chaque point du fluide le long du faisceau d'ultrasons les composantes d'écho stationnaires tout en laissant passer avec aussi peu d'amortissement que possible meme des signaux-échos ayant des fréquences Doppler peu élevées pour permettre la mesure de petites vitesses d'écoulement, c'est-à-dire pour augmenter la sensibilité et la précision lors de la mesure du profil de vitesse d'un écoulement. Alors que les circuits de filtre connus jusqu'à présent, ou bien présentaient des propriétés de filtre insatisfaisantes, ou bien exigeaient une complexité matérielle extrêmement grande, on a réussi avec le circuit de filtre suivant l'invention (voir Fig. 1-3) à obtenir des propriétés de filtre excellentes en mettant en oeuvre un matériel relativement modeste. Sur la Fig. 5 sont représentés de façon plus détaillée l'amortisseur de signaux fixes 43 et l'unité de préparation de signaux 44 du dispositif de la Fig. 4. L'amortisseur de signaux fixes 43 comprend deux démodulateurs synchrones 62, 63 et deux filtres passe-haut périodiques suivant l'invention 66, 67. Comme représenté sur la Fig. 5, le signal d'entrée 55 de l'amortisseur de signaux fixes 43 est démodulé en quadrature au moyen des démodulateurs 62, 63, c'-est-àdire que le signal d'entrée 55 est multiplié par deux signaux de référence déphasés entre eux de 90 , fo(OO) et fo (900), pour engendrer deux signaux basse-fréquence 64, 65. Etant donné que, lors de la démodulation, même deè-fréquences plus élevées sont également engendrées, les démodulateurs comprennent des filtres passe-bas qui ne laissent passer que les signaux basse-fréquence 64, 65. Cette démodulation en quadrature est indiquée pour les raisons suivantes.Elle est nécessaire, dans un appareil Doppler de détermination--dy profil de vitesse d'un écoulement, si l'on veut pouvoir déduire le sens d'écoulement du signal démodulé. La démodulation en quadrature est également avantageuse lorsque, comme dans le cas présent, l'amortissement des signaux fixes s'effectue en utilisant un filtre échantillonné - par exemple le filtre 15 du circuit de filtre suivant l'invention - car grâce à la démodulation en quadrature, on peut maintenir aussi réduite qu'on le désire la fréquence d'échantillonnage du filtre 15 et le nombre des positions de mémoire nécessaires. La Fig. 15 représente le spectre de fréquence du signal d'entrée 55. Ce spectre a une largeur de bande B et une fréquence de milieu fo, qui est déterminée par la fréquence d'émission des ondes ultrasonores. Sur la Fig. 15, la référence PRF désila fréquence de récurrence des impulsions ultrasonores émises. La Fig. 16 représente le spectre de fréquence des signaux basse-fréquence 64 et 65 après la démodulation en quadrature. La Fig. 17 représente la caractéristique de fréquence des filtres passe-haut périodiques suivant l'invention 66, 67 de la Fig. 5. Avec une telle caractéristique de fréquence, les filtres 66, 67 conviennent de façon optimale pour laisser passer les composantes d'écho décalées de la fréquence Doppler 102 et pour éliminer les composantes d'écho parasites 101, qui correspondent aux échos fixes. La qualité d'un tel filtre peut être définie par les critères suivants - l'amortissement maximal des échos stationnaires : Amax, - le rapport entre la fréquence Doppler maximale déterminée par le théorème de l'échantillonnage (fmax) et la fréquence Doppler minimale de la bande passante (f-6dB)' - Ce rapport doit avoir des valeurs de 10 à 50. - la raideur des flancs de la courbe amortissement- fréquence. Cette raideur peut être définie par exemple comme étant le rapport entre la fréquence Doppler pour un amortissement de 6 dB ( 6dB) et la fréquence pour un amortissement de 36 dB (f,36dB). Ce rapport doit avoir des valeurs inférieures à 4. Le mode de fonctionnement de l'amortisseur de signaux fixes 43 peut maintenant être expliqué comme suit La Fig. 11 donne une représentation schématique du signal démodulé 64 à l'entrée du filtre 67. Le signal démodulé 65 et l'entrée du filtre 66 est analogue au signal 64, dont il ne diffère que par le fait que l'oscillation Doppler est déphasée de +900 ou -900 selon le sens de l'écoulement. Sur la Fig. 11, les trains d'échos de plusieurs impulsions successives sont représentés les uns au dessous des autres. La Fig 12 représente les mêmes échos superposés. Par souci de clarté, on n'a représenté sur la Fig. 12 que deux emplacements auxquels une oscillation Doppler apparaît, tandis que le reste de l'aî- lure du signal-écho demeure stationnaire. Le traitement des signaux dans les filtres passe-haut périodiques suivant l'invention 66, 67 va maintenant être décrit en se référant au schéma symbolique de la Fig. 2. Le signal d'entrée 11 est échantillonné au moyen de l'élément d'échantillonnage et degel 21. La fréquence d'échantillonnage correspond au double de la largeur de bande du signal d'entrée 11. Si celui-ci a, par exemple, une largeur de bande de 500 kHz, alors il est échantillonné à 1 MHz. Le signal de rythme 9 de la Fig. 2, qui est identique au signal de commande 56 de la Fig. 4 est un signal de rythme à la fréquence d'échantillonnage.Si l'on utilise comme mémoires 23, 24 des registres à décalage, alors il faut choisir la fréquence d'échantillonnage de telle manière que pendant la période de récurrence des impulsions, les impul- sions ultrasonores émises traversent une seule fois mais complètement le registre à décalage. Exemple : registre à décalage à 128 positions de mémoire période de récurrence des impulsions : 100 us fréquence d'échantillonnage : 1,28 MHz Comme décrit précédemment, le signal d'entrée 11 est titi par un mélange de composantes de signal stationnaires et à la fréquence Doppler. Après une courte période transitoire (au début dtune mesure) dans laquelle la fraction de signal stationnaire du signal d'entrée 11 est mémorisée dans le filtre numérique 15, il n'apparaît à la sortie que les composantes de signal à la fréquence Doppler, du fait que les variations d'amplitude lente de la-composante de signal stationnaire sont toujours mémorisées dans le filtre numérique 15.Les composantes de signal à la fréquence Doppler comportent dans le présent exemple une gamme dynamique considérablement moins étendue que le signal d'entrée 11. Cela est- facile à comprendre par exemple dans le cas de la mesure transcutanée profil de vitesse d'un écoulement sanguin, étant donné que les échos des éléments figurés du sang sont, bien entendu, notablement ptus faibles que ceux des structures environnantes stationnaires. Cette faible dynamique du signal de sortie 16 et, par conséquent, du signal de sortie de l'amplificateur différentiel 12 rend ce dernier signal approprié pour une conversion analogique-numérique économique.Cet état de choses est mis à profit dans le circuit de filtre suivant l'invention, dans lequel la dynamique nécessaire de la conversion analogique-numérique relativement coû- teuse est déterminée par la dynamique réduite des composantes de signal à la fréquence Doppler faibles,tandis que la dynamique nécessaire de la conversion numérique-analogique relativement bon marche (pat comparaison avec la conversion A-N) est déterminée par la dynamique considérablement plus forte de l'ensemble du signal d'entrée 11. Dans l'unité 44 (voir Fig.5), la fréquence Doppler est tirée des signaux de sortie~68, 69 des filtres 66, 67.Pour la détection de la fréquence Doppler dans l'unité 44 de la Fig. 5, il suffit de connaître le signe des signaux 68, 69 de sorte que, dans la réalisation décrite ici, ces deux signaux sont représentés chacun par un seul bit. La Fig. 13 représente le signal de sortie 68 du filtre 67 dela Fig. 5. Ces valeurs échantillonnées correspondent au signe des oscillations Doppler représentées sur la Fig 12. Comme représenté sur la Fig. 13 pour lapremière des oscillations Doppler, l'échantillonnage des valeurs pourun point déterminé du profil de vitesse s'effectue avec la période T des- impulsions ultrasonores émises. Chaque valeur échantillonnée est un signal d'un seul bit d'une durée égale à une seule impulsion d'échantillonnage. Grâce à l'action de l'amortisseur de signaux fixes, il est possible de détecter les deux oscillations Doppler de la Fig. 12.Sur la Fig 13 les zones hachurées 61 sont indéterminées car, lorsqu'aucune oscillation Doppler n'est présente, le signe du signal de sortie 68 n'est pas défini de façon univoque, du fait que la valeur du signal 16 de la Fig. 2 est voisine de zéro et est surchargée par des signaux parasites. La Fig. 14 représente l'allure schématique des signaux de sortie 68, 69 des filtres 66, 67 (de la Fig. 5) pour le cas envisagé dans lequel une fréquence Doppler n'est échantillonnée que pour un seul point du profil de vitesse. Cette hypothèse permet de représenter les signaux de sortie 68, 69 sous une forme claire. Le sens du déphasage entre les signaux 68, 69 qui, autrement ont la même allure, correspond au signe, c'est-à-dire au sens, de la vitesse ponctuelle au point examiné. Comme représenté sur la Fig. 5, les signaux de sortie 68, 69 de l'amortisseur de signaux fixes 43 sont retardés à l'aide de moyens retardateurs numériques, tels que par exemple des registres à décalage 71, 72 d'une période de récurrence des impulsions et sont traités numériquement dans une unité de compteur 73 avec les signaux non retardés 68, 69 selon le procédé décrit dans la demande de brevet allemand publiée avant examen nO 2 406 630 et le brevet US nO 3 914 999. En raison de la modulation en quadrature effectuée, les signaux 68, 69 sont des composantes vectorielles orthogonales du vecteur d'oscillation Doppler. En raison de la quantification à un bit seulement de chacune de ces composantes, la phase du vecteur d'oscillation Doppler peut être décomposée en pas de 900. L'unité de compteur 73 compare les positions de phase respectives des vecteurs Doppler de deux périodes de récurrence des impulsions successives. On calcule la moyenne des différences de phase résultantes pour chaque point du profil sur un certain nombre de périodes de récurrence des impulsions (par exemple sur 100 impulsions). D'après les valeurs de moyenne obtenues, après la conversion N-A, un signal de sortie analogique 74 est engendré et ce signal correspond au profil de vitesse. Avant la conversion N-A, le signal 74 présente, dans l'exemple considéré, une définition de huit bits. Comme représenté sur la Fig. 4, la déviation horizontale du dispositif indicateur 4-5 est synchronisée par- les impulsions de commande 53 (les mêmes que pour la commande du récepteur 42) avec la fréquence de récurrence des impulsions Pour le montage des circuits des Fig. 2 et 3, on peut utiliser les composants suivants L'élément d'échantillonnage et de gel 21 est le modèle nO 4855 de Teledyne Philbrick. L'amplificateur différentiel 12 est~constitué par le circuit intégré CA 3054 de RCA et par deux transistors PNP, 2N2907. Les transistors PNP fonctionnent en montage base commune et servent au décalage de potentiel du signal d'entrée. Le convertisseur analogique-numérique 13 est un convertisseur en parallèle constitué par treize comparateurs du type NE 521 de Signetics. -Les tensions de seuil des comparateurs sont échelonnées pour les gammes positive et négative symétriquement en intervalles logarithmiques. Le plus petit échelon est situé autour du point zéro de la tension et correspond à la quantification de la partie numérique. Les comparateurs suivants possèdent chacun une tension de seuil doublée par rapport à celle du précédent. Les états de sortie des comparateurs sont codés par une logique TTL (tout transistors) (7400, 74157) en un nombre binaire de sept bits en complément à 2. Comme signal de Sortie, on utilise exclusivement le bit de signe de ce nombre. Le filtre numérique 15 fonctionne avec une définition de 16 bits assurée par une logique TTL. Pour chacun des additionneurs 22, 25 on utilise quatre éléments 74TS283. Les mémoires numériques 23, 24 sont réalisées avec des registres à décalage MOS du type Fairchild 3356, qui sont suivis d'un registre TTL du type 74174. Les facteurs de multiplication P(1' 1 bt2 2 et k sont réalisés par des décalages de bits (I'shift-operation''). Toutefois, on ne peut ainsi obtenir que des facteurs de 2n. En conséquence, on choisit k = 1/32. D'une manière correspondante, on choisit it 1 = 6 tandis que ;2 a la valeur -5. La réalisation s'effectue à l'aide d'additionneurs supplémentaires. La valeur 6 est obtenue sous la forme 4+2 et la valeur -5 sous la forme -(4+1). Les multiplications par 4, 2, 1/32 sont effectuées par des décalages de bits. Le convertisseur numérique-analogique 14 est un module à 12 bits de Datel portant la désignation DAC-12 HY. Pour obtenir la vitesse nécessaire, on utilise la sortie de courant. Le signal de rythme-9 est engendré par un oscillateur à quartz classique non représenté. L'électronique de rythme est réalisée en technique Schottky-TTL. L'allure du rythme et la comnande des registres à décalage et de 1? élément d'échantillonnage et de gel sont visibles sur la Fig. 18. Sur cette figure, la période de rythme Qp = 750 ns est égale au temps de traitement d'un point du profil de vitesse. Le transport dans chaque registre à décalage est déclenché par les flancs positifs 111. Les intervalles de temps d'échantillonnage 112 et de gel 113 sont représentés dans la partie inférieure de la Fig 18. Comme mémoires de constante 34, on utilise des mémoires mortes (ROM) TTL. L'adressage s'effectue par l'intermédiaire d'un nombre binaire de deux ou trois bits qui provoque la sortie des coefficients de filtre correspondants également sous forme binaire. Les multiplieurs numériques 31, 32, 33 peuvent-être réalisés par exemple sous la forme de multiplieurs TTL du type Am 2505 de Advanced Micro Device. REVENDICATIONS 1. Circuit de filtre comportant un amplificateur différen tiel pour former le signal de différences entre un signal d'entrée et un signal qui est obtenu par transmission du- signal de sortie du circuit de filtre à travers un circuit de réaction sélectif en fréquence, ledit circuit étant caractérisé en ce que le circuit de réaction comprend un filtre numérique qui est connecté à l'amplificateur différentiel par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique-analogique et en ce qu'entre la sortie de l'amplificateur différentiel -et la sortie du circuit de filtre est monté un convertisseur analogique-numérique 2. Circuit de filtre suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le filtre numérique est du second ordre ou d'ordre plus élevé. 3. Circuit de filtre suivant l'une des revendications 1 et 2, utilisé pour la réalisation d'un filtre périodique. 4. Circuit de filtre suivant l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les caractéristiques du filtre numérique sont commutables. 5. Circuit de filtre suivant -la revendication- 3, utilisé pour la réalisation d'un filtre passe-haut périodique ayant la fonction d'un amortisseur de signaux fixes dans un appareil de mesure de vitesse Doppler, ledit amortisseur de signaux fixes servant à assurer l'obtention de signaux Doppler relativement faibles à partir d'un mélange de signaux 6. Circuit de filtre suivant la revendication 3, utilisé pour la réalisation d'un filtre passe-bas périodique ayant la fonction d'un intégrateur à balayage dans un appareil de reproduction à ultrasons.