FR 2347741 A1 19771104 FR 7709968 A 19770401 La présente invention concerne un procédé et un dispositif destinés à être utilisés avec un support d'enregistrement tel qu un disque phonographique pour faire disparaître pratiquement les signaux d'origine mécanique généralement appelés "claquements" et"grésillements". La technique de l'enregistrement phonographique est aujourd'hui très perfectionnée et permet d'engendrer des sons très purs et très fidèles. On considère à l'heure actuelle que lorsqu' un disque est fabriqué convenablement et pressé avec du matériel de qualité, il est capable de reproduire fidèlement la totalité du spectre sonore, et est supérieur à tout autre support d'enregistrement. Malheureusement, les disques ne demeurent neufs que pendant très peu de temps. La détérioration générale du disque résulte essentiellement de l'utilisation même d'une aiguille mécanique pour reproduire les sons enregistrés sur le disque, ainsi que de la nécessité d'une manipulation physique du disque pour son utilisation, son rangement, et pour la reproduction de l'enregistrement qu'il porte. L'empilement des disques les uns sur les autres et la manipulation des disques, par exemple dans les appareils de manipulation automatique, réduisent notablement la durée de vie utile des disques. L'expérience a montré que les crêtes et les vallées qui définissent les sillons sur le support d'enregistrement subissent une détérioration mécanique sous l'effet de laquelle l'aiguille reproduit des signaux sonores parasites. On a découvert en outre que la poussière et d'autres particules fines qui tombent dans les sillons du disque, soit pendant les périodes de stockage, soit pendant les périodes d'utilisation, donnent lieu à d'autres signaux sonores parasites que l'on appelle "grésillements" car ils sont généralement de courte durée et de faible amplitude. Ces signaux de bruit parasites sont connus et sont décrits par exemple dans un article de Ralph Hodges qui est intitulé "Stereo Scene", paru dans la revue'Gopular Mechanics"de Mars 1974. Cet article décrit entièrement les bruits extérieurs parasites comme les claquements, les grésillements,les crachements, les crépitements, etc. L'expression "signal sonore utile"#est utilisée ici pour désigner l'information qui a été enregistrée intentionnellement sur le support d'enregistrement et que l'utilisateur désire reproduire. L'expression "signaux sonores parasites" est utilisée pour désigner les signaux sonores qui proviennent de l'enregistrement et qui sont produits par des défauts mécaniques du support d'enregistrement lui-même. Le support d'enregistrement produit en effet des signaux sonores qui n'ont pas été enregistrés à l'origine sur le support et que l'utilisateur ne désire-pas reproduire. L'industrie de la reproduction sonore s'intéresse depuis de nombreuses années au problème de l'utilisation de disques endommagés, pour l'utilisation commerciale comme pour l'utilisation privée. Le nombre de disques anciens maintenant périmés qui sont conservés dans les foyers et les différents studios de l'ensemble du pays représentent un investissement considérable, et dans une certaine mesure inestimable lorsqu'on considère que les interprêtes qui ont enregistré ces disques ont disparu. Des sociétés telles que RCA ont tenté d'engendrer une nouvelle bande maître à partir d'un disque existant endommagé, en utilisant des programmes d'ordinateur spécialement conçus. Les informations portées par le disque sont soumises à des algorithmes de reconnaissance et des algorithmes de trai-tement pour déterminer la position des emplacements détériorés sur le disque. L'utilisation de ces algorithmes et d'un ordinateur a pour but de déterminer la position des emplacements défectueux sur la bande et de les faire disparaître sur la bande maître finie qui est obtenue par ce traitement. Il est clair que ces tentatives de l'art antérieur ne concernent pas un dispositif en temps réel permettant d'éliminer le bruit parasite, mais au contraire des dispositifs relativement complexes destinés à recréer une nouvelle bande maître à partir d'un disque endommagé. Le problème principal qui se pose dans la détection de signaux parasites en présence de signaux utiles sur un support d'enregistrement tient à ce que les signaux de bruit parasites ont des formes- et des caractéristiques spectrales qui sont extrêmement similaires à certains signaux utiles qui se trouvent sur le support d'enregistrement. Une analyse statistique a montré que les signaux parasites ont de façon caractéristique une durée d'attaque courte et une durée de décroissance courte, tandis que les signaux de musique et les autres signaux utiles peuvent également avoir une durée d'attaque courte, mais ont toujours une durée de décroissance lente. Des études ont montré que les signaux parasites comme les claquements peuvent présenter des variations importantes de longueur, d'amplitude et de temps de montée. La longueur de ces signaux varie de quelques microsecondes à plusieurs millisecondes. Certains dispositifs de l'art antérieur utilisent des lignes à retard introduisant un retard de 5 à 6 ms pour tenter de détecter tout d'abord le front avant raide#d'une onde qui peut correspondre soit à du bruit soit à un signal utile. Ces dispositifs attendent ensuite 5 ou 6 ms, puis examinent le front arrière de l'onde pour déterminer s'il stagit d'un bruit ou d'un signal utile. Le signal retardé est alors supprimé s'il s'agit d'un bruit, mais ntest pas supprimé s'il s'agit d'un signal utile. Ces dispositifs de l'art antérieur comportent malheureusement des difficultés inhérentes à la nécessité d'utiliser un retard aussi long. Les lignes à retard fournissant un retard de l'ordre de 5 à 6 ms sont malheureusement volumineuses, coûteuses, et difficiles à se procurer. En outre, ces dispositifs de l'art antérieur ont des taux de fausse alarme élevés, pour certains types d'informations enregistrées. Il est de plus difficile de détecter deux impulsions de bruit, ou davantage, à l'intérieur de la durée de retard de 5 ou 6 ms. Dans un dispositif présentant un taux de fausse alarme élevé, il y a suppression de plusieurs segments très voisins de l'enregistrement sonore, d'une longueur de 5 à 6 ms, sans qu'il y ait présence d'un signal parasite, ce qui crée dans le son des trous tout à fait audibles, qui constituent donc un inconvénient. La détection des claquements est en outre compliquée par le fait que certains types de sons, comme ceux des cuiaesont constitubés essentiellement par des impulsions de courte durée, et par le fait que les générateurs de musique synthétique moderne, comme le synthétiseur de Mogg et d'autres dispositifs qui engendrent de la musique de façon électronique, tendent à engendrer des sons comportant de nombreuses impulsions de courte durée qui sont extrêmement similaires aux signaux de bruit parasites. De plus, le procédé consistant à frapper un tambour sur sa périphérie engendre également des signaux extrêmement similaires aux signaux de bruit parasites. Ces dispositifs de l'art antérieur détecteraient et supprimeraient donc les signaux sonores correspondant aux coups frappés à la périphérie d'un tambour, à la musique électronique et aux trompettes, ainsi que les signaux sonores ayant une enveloppe de forme similaire à celle des signaux parasites. Ceci créerait un taux de fausse alarme élevé, que l'on considère comme très gênant. Il existe un autre problème plus subtil qui est associé aux circuits électroniques modernes ou aux lignes à retard à échantillonnage (dispositifs à couplage de charge, etc...) ayant un retard de l'ordre de 5 ms. Lorsqu'on utilise une ligne à retard de 5 ms, il apparaît par définition toutes les 5 ms un signal d'échantillonnage qui engendre une fréquence fondamentale de l'ordre de 200 Hz. Un fondamental à 200 Hz et tous les harmoniques associés à ce fondamental sont compris dans la gamme audi b#e#, et, et représentent donc une difficulté supplémentaire qui doit entre rcsoiue. On trouve qalement dans la llEt rioure oe 1 'art antérieur la description d'un autre procédé qui est utilisé par ure firme britanrique pour détecter le bruit gênant et pour retraiter le disque original pour donner un nouveau support d'enregistrement. Cette technique britannique consiste à faire tourner le disque en sens inverse à vitesse élevée, et à détecter les temps de montée longs, suivis par des temps de décroissance très courts. Ainsi, il n'est pas nécessaire d'attendre pendant la totalité de la durée de 5 ms avant de reconnaître que le signal est un bruit. On voit clairement que le dispositif correspondant à cette technique britannique n'est pas utilisé en temps réel, mais est utilisé au contraire pour identifier l'emplacement du bruit sur un disque, pour pouvoir ensuite engendrer des signaux d'indication de temps à l'instant approprié pour éliminer les signaux parasites, lorsqu'on fait tourner le disque dans la direction normale. Ce dispositif est de principe similaire au dispositif RCA, dans lequel on crée une nouvelle bande maître exempte de signaux de bruit parasites, pour presser ensuite de nouveaux disques à partir des informations de la nouvelle bande maître. Tout en reconnaissant le problème, ces dispositifs de l'art antérieur n'apportent pas une solution permettant la suppression en temps réel des signaux parasites d'un disque. L'invention porte essentiellement sur un procédé et un dispositif de détection de signaux parasites et de suppression des effets de ces signaux parasites, en temps réel, sans dégrader la qualité des informations utiles enregistrées. Selon l'invention, la détection s'effectue soit sur le front avant, soit sur-le premier dépassement d'un signal à faible temps de montée. On utilise une ligne a retard courte dont le retard, selon l'application, peut descendre à 50 ps, mais n'est jamais supérieur à 1000 Xus. Certains modes de réalisation du dispositif de détection peuvent utiliser un retard de l'ordre de 25 L'invention décrite comporte essentiellement trois fonctions fondamentales qui sont les suivantes (1) Détection du signal parasite en présence d'un signal utile, (2) Suppression du signal parasite gênant de la voie sonore contenant le signal utile, et (3) Insertion dans la partie éliminée d'un signal com patelle avec le signal sonore utile restant La détection du signal parasite est effectuée en engendrant une paire de signauxcorrélésà partir du support d'enregistrement. Dans le mode de réalisation préféré, on utilise une tête de lecture stéréophonique comportant une paire de capteurs pour engendrer un signal de voie A et un signal de voie B à partir de l'enregistrement. Dans e cas d'un enregistrement à une seule voie, ou monophonique, il apparaît en sortie des capteurs stéréophoniques des signaux identiques (totalement corrélés) pour les voies A et B. Dans le cas d'un signal enregistré de façon stéréophonique il apparaît un signal de voie gauche A et un signal de voie droite B qui sont partiellement corrélés. Les avantages de l'invention sont obtenus en engendrant une paire de signaux corrélés à partir du support d'enregistrement. Dans le cas d'un enregistrement stéréophonique, les signaux de sortie consistent en un signal gauche et un signal droit qui sont partiellement corrélés. Dans le cas d'un enregistrement monophonique, une tête de lecture stéréophonique classique engendre des signaux de droite et de gauche identiques (corrélés). Les deux signaux corrélés sont combinés pour atténuer l'information utile enregistrée sur le support d'enregistrement, et amplifier les signaux sonores parasites. En tenant compte par exemple du fait que les signaux sonores utiles d'un enregistrement monophonique sont contenus dans les composantes horizontales, et que le bruit externe est généralement produit par des rayures verticales, il suffit d'inverser la phase du signal de sortie de l'un des deux capteurs pour atténuer le signal utile et renforcer le signal de bruit. Le fait de combiner les signaux de sortie de manière à atténuer le signal utile permet de détecter et d'amplifier correctement le signal de bruit. On déclenche un signal de blocage au niveau du front avant du signal de sortie parasite détecté. La largeur du signal de blocage est choisie de façon à être supérieure à celle du signal sonore parasite détecté. Le signal qui est enregistré sur le support d'enregistrement est amplifié et retardé, et le signal retardé est traité en utilisant le signal de blocage pour éliminer l'information sonore enregistrée qui a été reconnue être un signal sonore parasite. Les signaux sonores parasites éliminés qui se trouvent sur la voie de signal sonore retardée sont remplacés par une information sonore qui n'est pas gênante et qui, du point de vue audible, est homogène par rapport à l'information enregistrée précédemment sur le support d'enregistrement. L'invention porte également sur différents procédés permettant de bloquer correctement 19 voie sonore -appropri-e chaque fois qu'un signal parasite est détecté. On sait que le fait d'interrompre et de rétablir un signal donne naissance à des conditions transitoires dans lesquelles il apparaît un bruit qui ressemble aux impulsions de bruit parasites. En d'autres termes, le fait même d'interrompre la voie correspondant au signal utile engendre une impulsion de bruit qui peut avoir une amplitude égale ou supérieure à celle du signal parasite que l'on élimine. De façon similaire, le rétablissement de la voie correspondant au signal utile engendre également une impulsion de bruit qui peut avoir une amplitude égale ou supérieure à celle du signal parasite qui est éliminé. Si lton dispose d'un dispositif de retard procurant un retard suffisamment long (de l'ordre de quelques millisecondes), cette difficulté peut être atténuée en interrompant et en rétablissant le signal à des instants correspondant de façon précise à des passages par zéro appropriés du signal. Un tel procédé nécessite la localisation précise des passages par zéro appropriés, après la détection de l'impulsion de bruit gênante. L'invention porte donc sur le remplacement de la partie éliminée de la voie sonore utile par un signal qui n'est pas gênant et qui est compatible avec l'information qui est déjà contenue dans cette voie utile. Ce "bouchage de trou" est nécessaire pour empêcher l'existence d'une discontinuité dans la voie audible, du fait de la suppression du signal parasite, et pour assurer une transition progressive et non venante au moment du passage entre le signal utile précédent et la zone de suppression, et au moment du retour vers le signal utile, à la fin de la zone de suppression. Des essais ont montré que la suppression pure et simple d'une partie du signal parasite peut créer des signaux de bruit qui sont aussi gênants que les signaux parasites éliminés. Selon l'invention, un dispositif destiné à faire dispa reître des signaux parasites mélangés à un signal utile en utIlisant un signal de blocage comportant une impulsion initiale et une impulsion finale, est caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour engendrer un signalsynthétisé et des moyens pour introduire ce signal synthétisé dans le signal utile, entre l'impulsion initiale et l'impulsion finale, ce signal synthétisé ayant une valeur initiale égale à celle du signal utile à l'instant où l'impulsion initiale est engendrée, et une valeur finale égale à celle du signal utile à l'instant où l'impulsion finale est engendrée. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre d' exemples de réalisation, donnésà titre nullement limitatif. La description se réfère aux dessins annexés sur lesquels La figure 1 est un schéma synoptique de principe d'un dispositif de réduction du bruit impulsionnel La figure 2 est un schéma synoptique d'un-dispositif de réduction du bruit impulsionnel comportant un circuit de substitution de signal Les figures 3 à 10 représentent des signaux illustrant le fonctionneme-nt des circuits des figures 1 et 2 La figure 11 est un schéma synoptique d'un premier mode de mise en oeuvre du procédé-de substitution de signal, consistant à insérer un signal décroissant de façon exponentielle La figure 12 est un schéma synoptique montrant un mode de réalisation permettant de reconstituer et d'insérer un signal; Les figures 13 et 14 sont des schémas synoptiques représentant d'autres procédés de suppression d'impulsions de bruit avec insertion d'un signal synthétisé La figure 15 représente des signaux illustrant les procédés de suppression de signal des figures 13 et 14 La figure 16 est un schéma synoptique montrant un réseau logique qui est utilisé en relation avec les procédés d'insertion de signal à décroissance exponentielle de la figure 11 La figure 17 est un schéma synoptique d'un circuit de combinaison de voie qui est est utilisé dans le circuit de détection de bruit La figure 18 est un schéma synoptique d'un détecteur de seuil caractéristique La figure 19 est un schéma synoptique d'un mode de réel lisation permettant la détection des signaux de bruit sans utiliser de multiplicateur ; La figure 20 représente des signaux qui illustrent les procédés de détection de crête relatifs à la figure 19 La figure 21 est un schéma synoptique montrant une modification du circuit de la figure 19 La figure 22 est un schéma synoptique d'un dispositif de détection effectuant une détection séparée des grésillements et des claquements La figure 23 est un schéma synoptique d'un autre mode de réalisation d'un dispositif de détection de grésillements La figure 24 est un schéma synoptique d'un autre mode de réalisation encore, correspondant à un dispositif de détection d'impulsions pour les grésillements ou les claquements ; et La figure 25 est un schéma synoptique d'un dispositif de détection de bruit s'appliquant aux claquements. On considèrera maintenant la figure 1 qui est un schéma synoptique de principe d'un dispositif de réduction du bruit. Selon une caractéristique importante du dispositif de détection de signaux parasites, on engendre une paire de signaux corrélés (totalement ou partiellement) à partir du support d'enregistrement. Du fait qu'il existe fondamentalement une corrélation pour le signal et une anti-corrélation pour le bruit, on peut effectuer une bien meilleure séparation du bruit par rapport au signal en atténuant notablement ce signal sans atténuer notablement le bruit, ce qui augmente fortement la probabilité de détection du bruit au niveau de son front avant, toute réduisant la probabilité de fausse alarme. Il devient ainsi possible de détecter le bruit ou les signaux parasites, même en présence de signaux utiles de forte amplitude. Les deux signaux corrélés sont engendrés en utilisant une tête de lecture stéréophonique classique pour des enregistrements stéréophoniques ou des enregistrements monophoniques. Le signal de sortie des capteurs stéréophoniques est modifié en combinant le signal de sortie des deux capteurs avec inversion de phase, et le signal résultant est utilisé uniquement dans les circuits de détection d'impulsions de bruit. On comprend mieux la signification de l'opération qui consiste à inverser la phase du signal de sortie de l'un des capteurs et à combiner les signaux ainsi obtenus en rappelant les difficultés qui sont apparues à l'origine pour réaliser une tête de lecture stéréophonique classique compatible avec les disques monophoniques.Le sillon d'un disque monophonique engendre un mouvement dans le plan horizontal, et l'utilisation d'une tête de lecture stéréophonique avec deux capteurs placés à 450 l'un par rapport à l'autre produit à la fois des composantes verticales et horizontales dans chaque signal de sortie de capteur Du fait que la composante de signal n'est présente que dans la composante horizontale des signaux de sortie des capteurs, on a découvert que le signal de ronflement du plateau tournedisque était engendré essentiellement sous l'effet des composantes verticales de chacun des capteurs, détectées et amplifiées par le dispositif amplificateur. On a résolu ce problème et assuré la compatibilité entre les capteurs stéréophoniques et les enregistrements monophoniques en faisant en sorte que les composantes verticales des deux voies soient en opposition de phase lorsque les composantes horizontales sont en phase. En d'autres termes, les capteurs engendrent des composantes verticales et horizontales sous l'effet des sinuosités du sillon d'enregistrement dans une direction perpendiculaire à l'aiguille, mais seules les composantes horizontales engendrent un signal du fait que les composantes verticales sont effectivement annulées et éliminées. Dans un dispositif monophonique, des capteurs stéréophoniques classiques engendrent des signaux pratiquement totalement corrélés, pour donner des signaux droit ét gauche identiques. Les signaux de sortie des deux capteurs sont combinés en opposition de phase, grâce a quoi les composantes horizontales qui représentent le signal désiré dans chaque voie sont soustraites l'une de l'autre, tandis que les composantes verticales qui représentent les signaux parasites sont renforcées. Dans un dispositif stéréophonique, une tête de lecture stéréophonique classique engendre de manière normale les signaux de sortie correspondant à la voie gauche et à la voie droite. Du fait de la corrélation importante qui existe entre le signal gauche et le signal droit, et du fait que l'anti-corrélation du bruit apparaît également sur le signal gauche et sur le signal droit, il suffit de combiner le signal droit et le signal gauche de façon soustractive pour augmenter l'amplitude du signal parasite par rapport au signal utile. Le signal parasite provient essentiellement de causes externes, comme la poussière et les particules logées dans les sillons, ainsi que la détérioration des sillons eux-mêmes par les rayures résultant de l'utilisation ou de la mauvaise utilisation du disque. Une rayure portée par le disque traverse le sillon avec un certain angle, et pour l'aiguille qui suit le sillon cette rayure correspond essentiellement à un mouvement vertical important. Un certain effet horizontal se manifeste évidemment, en fonction de la taille de la rayure, mais l'expérience montre que la rayure produit essentiellement un mouvement dans la direction verticale.L'expérience montre également qu'en combinant les signaux de sortie des capteurs stéréophoniques en opposition de phase l'un par rapport à l'autre, on obtient une amplification,ou un-e augmentation, du mouvement important, essentiellement vertical, qui est associé aux rayures, ce qui permet de détecter facilement ces rayures en présence du signal utile. Les petites rayures, pour lesquelles le mouvement correspond à une composante horizontale notable en même temps qu'une composante verticale, sont quelquefois plus facilement détectées lorsque les signaux de sortie des deux capteurs sont additionnés ou combinés en phase. On voit que pour effectuer la détection la plus complète des signaux parasites, les signaux de sortie de chaque capteur doivent être combinés à la fois en opposition de phase et en phase pour détecter la quasi totalité des signaux parasites. On se reportera maintenant plus particulièrement à la figure 1 sur laquelle on voit une source de voie gauche 10 comprenant une borne d'entrée et un préamplificateur de voie gauche, qui applique le signal de la voie gauche à une ligne à retard 12, puis à un circuit de suppression d'impulsions 14. Le signal de sortie du circuit de suppression d'impulsions 14 constitue le signal de sortie de la voie gauche et attaque un amplificateur de puissance et un transducteur électro-acoustique classiques. De façon similaire, la voie droite comprend une source de voie droite 16, consistant en une borne d'entrée et un préamplificateur de voie droite, et cette source attaque une ligne à retard 18 qui est similaire à la ligne à retard 12. La ligne à retard 18 attaque à son tour un circuit de suppression d'impulsions 20 qui fonctionne sous la commande d'un signalsde blocage engendré de façon externe. Le signal de sortie du circuit de suppression d'impulsions 20 constitue le signal de sortie de- la voie droite qui attaque l'amplificateur et le transducteur électro-acoustique de la voie droite. La voie de détection de bruit comprend un circuit de combinaison de voies 22 qui peut recevoir des signaux sonores corrélés provenant de la source de voie gauche 10 et de la source de voie droite 16. Le circuit de combinaison de voies 22 est de préférence capable d'additionner à la fois en phase et en opposition de phase les signaux sonores corrélés provenant de la voie droite et de la voie gaucheS pour renforcer le signal parasite et pour atténuer le signal utile. On démontrera ultérieurement que le circuit de combinaison de signal 22 peut comprendre plusieurs moyens de combinaison distincts qui additionnent en phase et en opposition de phase, et qui multiplient les résultats obtenus de façon à engendrer plusieurs signaux de sortie distincts basés sur les signaux corrélés des voies A et B, pour renforcer les signaux parasites en vue de leur détection.Chaque signal de sortie du circuit de combinaison de voies 22 est appliqué à un ou plusieurs détecteurs d'impulsions 24, capables de détecter le bruit impulsionnel ou le signal parasite. Les signaux de sortie des détecteurs d'impulsions 24 sont appliqués à un réseau logique 26 qui peut être constitué soit par des réseaux fixes, soit par des réseaux adaptatifs capables d'effectuer une détermination de priorité et de combiner logiquement les signaux détectés distincts provenant des détecteurs d'impulsions 24. Le signal de sortie du réseau logique 26 attaque un générateur de signal de blocage 28 dent les signaux de sortie sont appliqués à la fois au circuit de suppression d'impulsions 14 de la voie gauche et au circuit de suppression d'impulsions 20 de la voie droite. Ainsi, en réponse au signal de sortie du réseau logique 26, le générateur 28 peut engendrer un signal de blocage ou de déblocage, qui est appliqué aux circuits de suppression d'impulsions 14 et 20 de façon à commander le blocage ou le déblocage de chacune des voies, en fonction du signal de bruit détecté. Le signal de blocage qui est engendré par le générateur de signal de blocage 28 est en réalité déclenché par le front montant du signal parasite détecté non retardé. La durée du signal de blocage est de préférence supérieure à la largeur du signal sonore parasite détecté, et peut être fixe, ou être adaptative enfonction de la largeur du signal détecté. Le réseau de retard 12 de la voie gauche et le réseau de retard 18 de la voie droite doivent avoir des retards fixes identiques qui doivent seulement être suffisamment longs pour supprimer le signal parasite détecté. Ce retard peut varier de 25Jus jusqu'à un maximum de plusieurs millisecondes, en fonction des conditions et des appli#cations. Le réseau logique 26 reçoit des signaux de sortie des différentes voies qui participent à la détection, et les combine d'une manière prédéterminée pour exploiter au maximum la nature statistique du problème, afin d'obtenir un résultat optimal. Le réseau logique peut-par exemple faire que îa détection d'un signal de bruit n'est validecque lorsque ce signal est détecté à la fois dans les voies A et B. Le réseau logique peut être constitué par n'importe quelles combinaisons de portes OU et ET nécessaires à l'obtention du résultat logique désiré. D'un point de vue très général, on peut utiliser plusieurs générateurs de signal de blocage 28 sous la commande de réseaux logiques distincts 26, et il n'existe en fait aucune limite au type de portes utilisées. Lesréseauxlogiques26 fonctionnent ainsi conjointement aux générateurs de signal de blocage 28, et commandent ceux-ci en fonction des besoins du dispositif. On se reportera maintenant à la figure 2 qui représente un schéma synoptique d'un détecteur de bruit et d'un circuit de substitution de signal capable de remplacer le signal parasite supprimé par un signal qui n'est pas gênant pour l'auditeur. En outre, le circuit de substitution de signal n'introduit pas de signaux supplémentaires gênants au cours de ltopération d'inser- tion. Le schéma synoptique de principe de la figure 2 est semblable sous de nombreux aspects à celui de la figure 1, mais comporte en outre un circuit de substitution de signal 30 dont l'information d'entrée provient du circuit de combinaison de voies 22, du réseau logique 26 et du générateur de signal de blocage 28. Le signal d'entrée provenant du circuit de combinaison de voies, ou de signaux, 22, indique la détection d'un signal parasite. Le signal de sortie provenant du réseau logique 26 indique quelle voie doit recevoir un signal de blocage, et le signal de sortie du générateur de signal de blocage 28 correspond au signal de blocage engendré qui est appliqué à l'un ou l'autre des circuits de suppression d'impulsions 14 ou 20 appartenant respectivement à la voie de gauche et à la voie de droite. Le circuit de substitution de signal 30 insère donc un signal de remplacement acceptable du point de vue audible, à l'intérieur des limites de l'impulsion de blocage qui est engendrée par le générateur de signal de blocage 28. De la manière la plus générale, le circuit de substitution de signal pourrait consister en un ordinateur comportant en mémoire une information pré-enregistrée concernant les données déjà enregistrées sur le support d'enregistrement, et une information compatible avec les données supprimées dans les différentes voies pourrait alors être introduite en temps réel pour éliminer l'interruption résultant de la suppression d'une partie des signaux des différentes voies. Bien qu'une telle solution soit réalisable, le coût de sa mise en oeuvre serait prohibitif, et elle n'est donc mentionnée que pour être complet. Le fait même de bloquer ou de supprimer une partie des signaux d'une voie laisse dans les signaux sonores de cette voie une interruption qui représente une discontinuité qui peut être entendue et peut être gênante. En outre, le fait même d'interrompre tout d'abord les signaux sonores d'une voie puis de les rétablir a pour effet d'engendrer des impulsions à flancs raides au niveau des fronts avant et arrière, et ces impulsions sont entendues comme du bruit. Il est donc très important que l'interruption et le rétablissement des différentes voies sonores soient effectués de manière à ne pas faire apparaître les impulsions de front avant et de front arrière. Ces problèmes ont été reconnus dans l'art antérieur mais, à côté de la technique consistant à reconstituer et à régé nérer un support d'enregistrement à l'aide d'un traitement par ordinateur, il n'existe dans l'art antérieur aucun dispositif de détection de bruit en temps réel capable d'éliminer ces problèmes. Par exemple, les procédés de l'art antérieur suggèrent d'utiliser un retard de 6 ms après la détection d'une impulsion à front avant raide pour déterminer si le signal détecté correspond a du bruit ou au signal utile. En déplut des difficultés associées à un retard de 5 à 6 ms, il a été suggéré dans l'art antérieur de mettre en mémoire le dernier niveau de signal apparu au moment de l'inter- ruption de la voie, et de le conserver jusqu'à ce que la voie soit rétablie, afin de remplir le vide laissé par l'interruption. Malheureusement#, la différence de niveau de signal entre la valeur conservée en mémoire et la valeur à l'instant auquel le signal de blocage se termine correspond à une impulsion qui est facilement détectée et entendue sous forme d'un signal gênant ou parasite. L'invention offre deux modes de réalisation permettant d'insérer de façon"chirurgicale" un signal acceptable au point de vue audible à l'intérieur de la partie supprimée, afin de remplir le vide provoqué par la suppression, et d'éliminer en outre les bruits gênants qui sont entendus aux instants d'interruption et de rétablissement. Ces deux modes de réalisation mettent en oeuvre le principe de l'invention qui est basé sur la reconnaissance du fait qu'aux instants d'interruption et de rétablissement de la voie,le signal inséré doit commencer-et se terminer au même niveau que le signal utile. En d'autres termes, à l'instant de l'interruption le signal inséré doit commencer au même niveau que le signal utile, et ce signal inséré doit se terminer au niveau du signal utile à l'instant du rétablissement. L'observation de ces conditions permet de supprimer le signal gênant sans créer d'impulsions aux instants d'interruption ét de rétablissement, et fournit en outre-les moyens d'insérer un signal dans le vide résultant de l'interruption. Ces deux modes de réalisation seront décrits plus en détail ultérieurement en relation avec le circuit de substitution de signal 30 de la figure 2. Une interruption de 5 à 6 ms dans les signaux de la voie sonore serait très gênante et détectable par l'oreille. En outre, selon les techniques de l'art antérieur, il serait impossi ble de créer une interruption dans les signaux de la voie sonore sans créer en même temps des impulsions gênantes au niveau des points de commutation correspondant à l'interruption et au rétablissement du signal Des expériences ont montré qu'une interruption des signaux de la voie sonore allant jusqu'à 5 ms est tolérable dans les conditions correspondant à l'invention, compte tenu de la manière selon laquelle cette interruption est remplie et selon laquelle la voie sonore est interrompue et rétablie. Dans un mode de réalisation , le niveau du signal à l'instant où le générateur de signal de blocage 28 engendre une première impulsion pour bloquer une voie indique également au circuit de substitution de signal 30 de conserver le dernier niveau du signal retardé, en permettant la décroissance de ce signal avec une vitesse de décroissance aturelle. De cette manière, l'impulsion de blocage qui est engendrée par le générateur de signal de blocage 28 ne crée pas d'impulsion ou de signal gênant du fait que la voie sonore est maintenue au niveau qui était le sien à l'instant où le signal de blocage a été engendré. Dans le cas classique, la voie sonore passe à zéro à partir d'une valeur donnée, et c'est le fait de modifier brusquement le niveau du signal de la voie quiengendre le bruit gênant. Selon l'invention, le niveau du dernier signal est conservé et peut décroître avec une vitesse de décroissance naturelle, ce qui supprime la possibilité d'apparition d'une impulsion de bruit gênante. La fin de la durée de blocage, définie par le générateur de signal de blocage 28, est déterminée logiquement par le réseau logique 26, et peut correspondre soit à une durée fixe soit à une durée commandée de façon adaptative par le niveau du signal de la voie lui-même Dans un cas comme dans l'autre, le circuit de substitution de signal 30 commande le signal de sortie du générateur de signal de blocage 28 en limitant ce signal de sortie jusqu'à ce que le niveau du signal décroissant qui est conservé par le circuit dé substitution de signal 30 soit égal au niveau du signal dans la voie considérée. A ce moment, le générateur de signal de blocage 28 peut engendrer un signal qui met fin au blocage et permet à la voie de poursu#ivre la transmission du signal sonore. On rappellera que le générateur de signal de blocage 28 ne peut pas engendrer de signal de rétablissement ou de fin de blocage jusqu'à ce que le niveau du son dans la voie considérée soit égal au niveau du signal décroissant qui est conservé par le circuit de substitution de signal 30. Au moment de cette égalité, un signal de sortie du générateur de signal de blocage rétablit le fonctionnement de la voie considérée, sans changement du niveau de signal dans cette voie, ce qui élimine la possibilité d'apparition d'une impulsion ou d'un signal gênant au moment du signal de rétablissement. Une récapitulation du fonctionnement montre que le signal de sortie du générateur de signal de blocage qui bloque la voie considérée ne produit aucune perturbation du niveau de signal à l'instant considéré et qu'en outre le signal de sortie du générateur de blocage qui rétablit la voie considérée ne perturbe pas non plus le niveau du signal de cette voie. Le fonctionnement du dispositif correspondant au schéma synoptique de la figure 2 ressortira plus clairement de l'examen des signaux représentés sur les figures 3 à 10. Les signaux représentés sur les figures 3 à 10 sont dessinés en correspondance temporelle les uns par rapport aux autres, pour mieux montrer comment le signal parasite est détecté et éliminé de la voie retardée. La figure 3 représente un signal non retardé qui peut apparaître soit en sortie de la source de voie gauche 10 soit en sortie de la source de voie droite 16. Les impulsions 32, 34 et 36 représentent des signaux parasites superposés au train de signal utile 38 sous l'effet d'influences externes agissant sur le support d'enregistrement. La figure 4 montre le signal en sortie du détecteur d'impulsions 24. Sous l'action du circuit de combinaison de signaux 22, le niveau général du train 38 correspondant au signal utile a été atténué, et les signaux parasites 32, 34 et 36 ont été augmentés, dans un but de détection. Le détecteur d'impulsions 24 effectue un redressement à double alternance, et le signal représenté sur la figure 5 montre comment les différents signaux parasites 32, 34 et 36 ont été redressés. Compte tenu de l'augmentation du niveau des signaux parasites, on a tracé une ligne horizontale indiquant un niveau de seuil, pour montrer un niveau de détection de signal. Le signal représenté sur la figure 6 montre l'effet du niveau de seuil de la figure 5 et illustre comment les signaux de blocage sont engendrés en se basant sur le front avant raide des différents signaux parasites 32, 34 et 36. La figure 7 montre un signal de blocage qui est engendré à partir du front avant détecté du signal parasite 32, et pour lequel le réseau logique 26 a défini une durée de blocage minimale. C'est en réalité le générateur de signal de blocage 28 qui engendre le signal de blocage. Le signal de blocage réel qui est engendré par le générateur de signal de blocage 28 a une largeur supérieure à celle représentée sur la figure 7, du fait de l'action du circuit de substitution de signal 30 sur le générateur de signal de blocage 28. On considèrera maintenant la figure 8 qui représente une version retardée du signal utile qui doit apparaître en sortie du réseau de retard 12 ou du réseau de retard 18. Une comparaison de la courbe de la figure 8 avec celle de la figure 3 montre que ces courbes sont identiques mais décalées dans le temps, sous 11 action des réseaux de retard 12 ou 18. La figure 8 montre plus clairement comment le front avant raide du premier signal parasite, 32, engendre le front avant du signal de blocage qui est produit par le générateur de signal de blocage 28 pour bloquer la voie. Le niveau du signal 38 n'est pas réduit à zéro, mais est au contraire maintenu au dernier niveau existant par le circuit de substitution de signal 30, et ce niveau peut décroître à vitesse exponentielle comme il est représenté par la courbe 40. Les fluctuations des signaux parasites retardés 32a, 34a et 36a se poursuivent jusqu'à ce que le niveau du signal retardé 38 soit égal à la valeur réduite du signal 40, décroissant exponentiellement, comme il est représenté en 42.le générateur de signal de blocage 28 peut engendrer un signal qui est appliqué au circuit de suppression d'impulsions considéré 14 ou 20, ce qui permet à la voie de fournir le signal de sortie normal.On notera donc que la largeur réelle du signal de blocage qui est engendré par le générateur de signal de blocage 28 a une valeur minimale qui est déterminée par le réseau logique 26, mais est commandée de façon adaptative par le signal de sortie du circuit de substitution de signal 30, de façon à ne se terminer que lorsque la valeur réduite du signal 40 est à nouveau égale à la valeur du signal retardé 38. De cette manière, le générateur de signal de blocage 28 n'engendre pas de signaux parasites de bruit en interrompant ou en rétablissant la transmission du signal, du fait que les signaux de blocage engendrés ne modifient pas le niveau de tension du signal sonore au moment où ces signaux de blocage sont engendrés. La figure 9 montre un signal de blocage 44 qui représente le véritable signal d#e sortie du générateur de signal de blocage 28. La figure 10 montre le signal réel 38, contenant la partie 40 insérée de façon "chirurgicale" pour remplacer les signaux de bruit gênants 32, 34 et 36. Le signal de la figure 10 représente le signal de sortie réel de la voie qui apparaît en sortie de la voie A ou de la voie 13. On se réfèrera maintenant à la figure 11 qui représente un schéma synoptique correspondant au circuit de suppression d'impulsions 14 ou 20 des figures 1 et 2. Le mode de réalisation de la figure 11 correspond à un procédé destiné à maintenir le niveau du signal sonore au moment de la réception du signal de blocage et à permettre une décroissance exponentielle du niveau du signal sonore. La disparition du signal de blocage est commandée de façon adaptative au moment où le signal à décroissance exponentielle qui est inséré est à nouveau égal au signal sonore incident, après une durée minimale de blocage. En l'absence de réception de signal parasite, le signal d'entrée nontreité est reçu en 50a soit à partir du réseau de retard 121soit à partir du réseau de retard 18, -selon que le circuit de suppression d'impulsions appartient à la voie gauche ou à la voie droite. Le signal retardé est amplifié par l'amplificateur 50 et est appliqué à un second amplificateur 54 par un interrupteur électronique rapide 52 qui est fermé au repos. Le signal de sortie de l'amplificateur 54 représente le signal de sortie traité de la voie considérée. L'interrupteur électronique rapide est commandé par le signal de sortie du générateur de signal de blocage 28 des figures 1 ou 2. Un circuit de décharge 56 est branché entre la sortie de l'interrupteur électronique rapide 52 et l'entrée de l'amplificateur 54, et est constitué par une combinaison parallèle d'une résistance 58 et d'un condensateur 60. Une borne de la résistance 58 et une borne du condensateur 60 sont connectées en commun au point de connexion entre l'interrupteur électronique rapide et l'amplificateur 54, et l'autre borne du condensateur et de la résistance est reliée à la masse. La résistance 58 et le condensateur 60 forment un circuit de décharge dont la période de décroissance peut être calculée en mesurant ta valeur de la résistance et du condensateur, pour déterminer la constante de temps RG. En fonctionnement normal, 1' interrupteur électronique rapide 52 est fermé et l'impédance de sortie de l'amplificateur 50 est suffisamment basse pour permettre au condensateur 60 de se charger à la tension de sortie instantanée de l'amplificateur 50. En d'autres termes, la tension sur le condensateur 60 suit instantanément la tension variable de sortie de l'amplificateur 50. Dans le cas où un circuit de détection de bruit entre en fonctionnement, le générateur de signal de blocage 28 engendre un signal de blocage qui ouvre l'interrupteur électronique rapide 52.. A ce moment, la tension sur le condensateur 60 commence à se décharger exponentiellement par la résistance 58. Du fait que l'ouverture de l'interrupteur électronique rapide 52 ne modifie pas la tension d'entrée de l'amplificateur 54, aucune impulsion ou aucun signal de bruit n'est engendré par le fonctionnement de l'interrupteur électronique rapide 52. La tension qui attaque l'entrée de l'amplificateur 54 correspond donc à la tension à décroissance exponentielle qui subsiste sur le condensateur 60 lorsque celui-ci se décharge à la masse par la résistance 58. La fin du signal de blocage fourni par le générateur de signal de blocage 28 est déterminée par le circuit de substitution de signal 30 représenté sur la figure 2, et correspond à l'instant où le signal reçu retardé et non traité présente à nouveau une tension égale à la tension instantanée qui apparaît aux bornes du condensateur 60. A ce moment, l'interrupteur électronique rapide 52 est fermé et le signal retardé non traité provenant de l'amplificateur 50 est transmis normalement vers l'amplificateur 54. Le condensateur 60 se charge à nouveau à la valeur instantanée du signal incident provenant de l'amplificateur 50, et la tension à ses bornes suit cette valeur instantanée, comme précédemment. Ce processus se#répète ensuite chaque fois que l'interrupteur électronique 52 est actionné sous l'effet de la détection d'un signal de bruit parasite. On se reportera maintenant à la figure 12 qui représente un dispositif plus compliqué destiné à engendrer un signal recons- titué pendant la partie interrompue qui est définie par le signal de sortie du générateur de signal de blocage 28 de la fgr 2 La figure 12 est en fait un schéma synoptique plus détaillé de la partie de la figure 2 qui représente le réseau de retard 12 attaquant le circuit de suppression d'impulsions 14 et l-e çcar- cuit de substitution de signal 30. Le dispositif représenté sur la figure 12 correspond à un autre mode de réalisation possible permettant de remplir l'intervalle au cours duquel lie signal retardé est bloqué par le générateur de signal de blocage 28. notera également que la figure 12 ne représente que la partie du circuit de substitution de signal 30 qui est associée à la voie gauche et que, pour être complets, les circuits représentes la figure 12 doivent être doublés pour traiter entièrement Da voie droite. Comme il a été mentionné précédemment, dans le tas d'un support d'enregistrement stéréophonique les signaux des voies droite et gauche sont corrélés mais,ne sont pas nécessaire- ment égaux, et il est donc nécessaire de traiter indépendamment chaque voie.Dans un enregistrement monophonique reprodiutt avec une tête de lecture stéréophonique, les voies A et B engendrées sont non seulement corrélées mais également identiques, et dans ce cas un seul circuit de substitution de signal 30 peut servir pour les deux voies. Le mode de réalisation représenté sur la figure 12 lise les techniques classiques de verrouillage de phase pBur engendrer un signal propre qui est une copie raisonnablement fidèle des fréquences fondamentales correspondant à la gamme moyenne, généralement dominante, de la voie de signal. Le circuit de substitution de signal 30 constitue ume boucle à commande automatique de gain comprenant un filtre Esse- haut qui attaque un limiteur abrupt se présentant sous la forme d'un détecteur de passages par zéro 78. Le filtre passe-haut 76 empêche la transmission des fréquences basses et transmet vers le détecteur de passages par zéro les fréquences fondamentales correspondant à la gamme moyenne ou principale du signal reçu Le détecteur de passages par zéro 78 engendre donc un signal de sortie basé sur les passages par zéro des composantes fondamentales ou principales du signal reçu, et applique ce signal à un convertisseur fréquence-tension-80 qui fonctionne en discriminateur.Le convertisseur fréquence-tension attaque à son tour un filtre passe-bas 82 destiné à lisser la tension de sortie qui est utilisée pour commander un filtre variable à bande étroite 84. En résumé, la boucle à commande automatique de gain engendre une tension continue pour commander la bande passante d'un filtre variaule à bande étroite 84 en réponse aux fréquences fondamentales détectées de la gamme moyenne du signal reçu. La seconde boucle est fondamentalement une boucle à verrouillage de fréquence etdephase, dans laquelle le signal retardé provenant du réseau de retard 12 attaque le filtre variable à bande étroite 84, dont la bande passante varie en fonction du signal détecté provenant du filtre passe-bas 82. Le signal de sortie du filtre variable à bande passante étroite 84 attaque un déphaseur variable 86 qui engendre un signal de sortie appliqué à la fois à une première entrée d'un détecteur de phase 88 et à la borne 90, qui est normalement en l'air, d'un commutateur électronique appartenant au circuit de suppression d'impulsions 14. Le détecteur de phase 88 reçoit un second signal d'entrée qui est constitué par le signal retardé engendré par le réseau de retard 12. Le signal de sortie du détecteur de phase 88 est une tension variable qui dépend du déphasage entre le signal de sortie du déphaseur variable 86 et le signal incident provenant du réseau de retard 12. Le détecteur de phase 88 attaque un filtre passe-bas 94 qui a pour action de lisser la tension de sortie du détecteur de phase avant de l'appliquer au déphaseur variable 86. Dans les conditions normales, en l'absence d'impulsions parasites détectées, le signal de sortie du déphaseur variable 86 est constitué par un signal pratiquement propre qui suit la composante principale du signal apparaissant en sortie du réseau de retard 12. La détection d'un signal parasite s'effectue de la manière décrite en relation avec les figures 1 et 2, et donne naissance à un signal de blocage en sortie du générateur de signal de blocage 28 de la figure 2. Ce signal de blocage est appliqué au circuit de suppression d'impulsions 14 et a pour effet d'inverser la position du commutateur électronique rapide 92.Pour éliminer toute possibilité d'apparition de signaux de bruit au moment de la commande du commutateur électronique rapide 92, les signaux de sortie qui sont appliqués par le circuit de substitution de signal 30 au réseau logique 26 de la figure 2 font en-sorte que le signal de blocage qui est-engendré par le générateur de signal de blocage 28 de la figure 2 ne commute le commutateur électronique rapide 92 qu'au moment des passages par zéro Au moment où le commutateur électronique rapide 92 est actionné, le signal de sortie du déphaseur variable 86 est placé sur la ligne de sortie, et constitue le signal de sortie traité. Ce signal de sortie représente fondamentalement une copie raisonnablement fidèle des composantes fondamentales de la gamme moyenne du signal reçu, et représente un signal substitué comportant un grand nombre des composantes utiles du signal incident. On se reportera maintenant aux figures 13 et 14 qui représentent encore un autre mode de réalisation permettant d'insérer un signal synthétisé dans l'intervalle de blocage correspondant à la détection d'une impulsion de bruit. Comme il a été mentionné précédemment, la détection d'une impulsion de bruit gênante ne constitue qu'une étape du processus puisque, par définition, le signal de bruit gênant est un signal transitoire et que le fait d'établir simplement une discontinuité avant le signal gênant arrête obligatoirement le signal utile pendant une durée égale à la longueur du signal parasite, ce qui crée des conditions transitoires qui peuvent en fait être pires que le signal parasite produit initialement. Le problème n'est donc pas seulement de supprimer le signal parasite mais de supprimer ce signal parasite de manière à ne pas faire apparaître de conditions transitoires qui rendent le remède pire que le mal.On considère en outre qu'il est très souhaitable de remplacer la partie supprimée par un signal synthétisé n'ayant aucune des propriétés gênantes du signal parasite, et étant compatible avec le signal utile. Dans les modes de réalisation représentés sur les figures 13 et 14, on mesure en permanence la pente du signal incident. A l'instant où le dispositif de détection d'impulsions détecte un signal parasite et modifie le train du signal utile, le synthétiseur engendre un signal de sortie ayant pratiquement la même pente que le signal d'entrée au moment où ce signal a été modifié. A la fin de l'impulsion de blocage, la pente du signal de sortie est libre de suivre la pente variable du signal d'entrée. Sur la figure 13, le signal d'entrée est appliqué à un dispositif à retard 100 qui attaque un circuit différentiateur 102. Le signal de sortie du circuit différentiateur 102 attaque un amplificateur de séparation 104 qui attaque lui-même un interrupteur rapide 106, fermé au repos, qui est ouvert en présence d'un signal de blocage engendré par les procédés de détection d'impulsions de bruit décrits précédemment. Le signal de sortie de l'interrupteur fermé au repos 106 attaque un circuit de maintien d'ordre zéro comprenant un condensateur 108 qui attaque un circuit intégrateur 110. Le signal de sortie du circuit intégrateur attaque un amplificateur de séparation 112 qui fournit un signal de sortie. Un examen rapide de la figure 14 fait apparaltre de façon similaire un dispositif dans lequel un signal d'entrée attaque un dispositif à retard 120 qui attaque lui-même un circuit différentiateur 122. Le circuit différentiateur attaque un interrupteur rapide fermé au repos 124 qui est commandé par le générateur de signal de blocage décrit précédemment.Le signal de sortie de l'interrupteur rapide fermé au repos 122 attaque un circuit de maintien d'ordre zéro comprenant un condensateur 126 et un circuit intégrateur 128 qui fournit le signal de sortie utile Le fonctionnement des circuits des figures 13 et 14 peut être résumé de la.façon suivante : le signal d'entrée utile est retardé puis est appliqué à un différentiateur qui différentie en permanence ce signal d'entrée pour engendrer une tension qui apparaît sur le condensateur de maintien d'ordre zéro, 108 ou #126, pendant que le signal d'entrée varie. Le signal de sortie du condensateur de maintien d'ordre zéro 108 ou 126 est intégré en permanence ce qui donne un signal de sortie ayant les mêmes caractéristiques que le signal d'entrée appliqué initialement à l'un ou l'autre des différentiateurs 102 ou 122. En cas de détection d'un signal de bruit, le circuit de commande de l'interrupteur de blocage entre en fonctionnement, et l'interrupteur rapide fermé au repos 106 ou 124 s'ouvre, ce qui fait disparaître immédiatement le signal d'entrée différentié appliqué à l'un ou l'autre des condensateurs 108 ou 126. La tension qui apparaît sur les condensateurs 108 ou 126 est donc une tension représentative du signal d'entrée différentié à llins- tant d'ouverture de l'interrupteur. En d'autres termes, la tension qui demeure sur le condensateur est une tension qui indique la pente ou la variation du signal incident à l'instant où l'interrupteur rapide fermé au repos a été ouvert.Lorsque l'interrupteur rapide fermé au repos 106 ou 124 est ouvert, le signal de sortie de l'intégrateur 110 ou 128 continue à engendrer une tension en rampe avec la pente qu'avait le signal d'entrée juste avant l'ouverture de l'interrupteur, et ceci se poursuit jusqu'à ce que l'interrupteur rapide 106 ou 124 soit fermé à nouveau, sous la commande du circuit de commande de l'interrupteur de blocage. On voit ainsi qu'au cours d'intervalles de l'ordre de quelques millisecondes,la pente du signal de sortie lorsque l'interrupteur fermé au repos 106 ou 124 est fermé demeure identique à ce qu'elle était lorsque cet interrupteur était ouvert, au moment initial de la détection d'un signal de bruit. De cette manière, le signal de sortie ne comporte pas de discontinuités ou de transitoires à l'instant initial de blocage. Au moment où l'interrupteur rapide fermé au repos 106 ou 124 est à nouveau fermé après le passage du signal parasite, le condensateur correspondant 108 ou 126 se charge immédiatement à la nouvelle valeur différentiée du nouveau signal d'entrée.Cependant, le signal de sortie du circuit intégrateur 110 ou 128 ne peut pas passer aussitôt à une nouvelle valeur de tension, et cet intégrateur se charge simplement jusqu'à la nouvelle valeur de tension avec une pente différente qui est représentée par la nouvelle valeur sur le condensateur d'entrée. En d'autres termes, le condensateur du circuit intégrateur se charge simplement jusqu'à une nouvelle valeur avec une pente accrue. La pente du signal de sortie change, mais il n'apparaît pas d'échelon abrupt dans le signal de sortie. Ceci est analogue à l'opération consistant à placer un filtre en sortie, du fait que le filtre ne peut pas répondre instantanément à une variation de son signal d'entrée. La variation éventuelle en sortie s'effectue de façon progressive et régulière. La ligne a de la figure 15 représente une courbe 130 correspondant à un signal d'entrée comportant une impulsion de bruit 132. - La ligne b de la figure 15 représente l'effet de ~la différentiation du signal d'entrée, qui fait apparaître une impulsion de sens positif 34 et une impulsion de sens négatif 136 correspondant aux fronts raides de l'impulsion de bruit 132. La ligne c de la figure 15 représente l'impulsion de blocage 138 qui-est engendrée en temps réel et qui est appliquée aux interrupteurs rapides fermés au repos 106 et 124 des figures 13 et 14, pour ouvrir ces interrupteurs et empecher que l'impulsion de bruit parasite 13? traverse le dispositif. En retournant à la ligne a de la figure 15, on voit que la courbe 140 qui représente le signal de sortie conserve une pente constante à l'instant d'apparition de l'impulsion de blocage et à l'instant de disparition de cette impulsion. Le signal de sortie 140 tente de suivre le signal d'entrée après la fermeture de l'interrupteur rapide 106 ou 124. Cependant, il existe pendant une courte durée un décalage continu qui finit par disparaître progressivement du fait des condensateurs de couplage appartenant aux intégrateurs 112 et 128. Des essais d'écoute ont montré que le dispositif représenté sur les figures 13 et 14 constitue une solution économique pour faire disparaître des signaux de bruit gênants, au prix de llintroauction d'un léger décalage continu, comme il apparaît à la ligne a de la figure 15. On considèrera maintenant la figure 16 qui représente un schéma synoptique d'un réseau logique 26, utilisé dans le procédé d'insertion d'un signal à décroissance exponentielle décrit en relation avec la figure il. Le réseau logique représenté sur la figure 16 est représenté associé uniquement avec les éléments de la voie gauche des figures 11 et 1. Comme il a été expliqué précédemment, il est nécessaire de doubler ce réseau logique pour traiter la voie droite dans un dispositif stéréophonique complet. La détection du signal de bruit s'effectue de façon générale sur le front avant ou montant du signal de bruit, pour la voie droite comme pour la voie gauche. On doit se souvenir que les voies droite et gauche ne sont pas identiques mais sont seulement corrélées et, du fait de la différence entre les signaux sonores, on doit définir de façon séparée les instants de fin des signaux de blocage correspondant à chaque voie.Il est cependant possible d'utiliser un seul réseau logique de détermination des instants de fin des signaux de blocage, mais ceci compromet évidemment les avantages qui résultent de l'invention. Ceci n'est évidemment pas vrai dans le cas d'un enregistrement monophonique, puisque dans ce cas les signaux droit et gauche engendrés sont identiques, et on peut alors utiliser une seule voie de traitement compatible avec les voies droite et gauche engendrées. Le circuit de suppression d'impulsions 16 est pratiquement identique à celui représenté en relation avec le procédé d'insertion de signal à décroissance exponentielle de la figure 11. Pour mettre en ceuvre l'invention, il est essentiel d'engendrer le signal de blocage sans perturber ou modifier la tension de signal d'origine à l'application du signal de blocage. Il faut -également faire en sorte que la fin du signal de blocage n'apparaisse que lorsque le signal incident est égal au signal en décroissance, après une durée de blocage minimale. Le réseau logique 26 comporte un multivibrateur onos- table redéclenchable 150 qui est attaqué directement par le générateur de signal de blocage 28. Le signal de sortie du détecteur d'impulsions 24 est appliqué directement au multivibrateur monostable redéclenchable 150, et déclenche ce dernier. Le détecteur d'impulsions 24 est actionné par le front avant du signal de bruit détecté qui est représenté par le signal 32 sur la figure 6. La largeur du signal de blocage est déterminée en partie par la largeur d'impulsion fournie par le multivibrateur monostable redéclenchable 150, qui est constitué en fait par un multivibrateur monostable qui a une largeur d'impulsion minimale et qui, en toute circonstances, n'est déclenché que par le front avant du signal de bruit détecté. Le signal de sortie du multivibrateur redéclenchable est représenté plus en détail sur la figure 7 sous la forme d'un signal de blocage ayant une largeur minimale mais commençant toujours au niveau du front avant du signal de bruit détecté. Le réseau logique effectue finalement une remise à zéro du multivibrateur 150 après la largeur d'impulsion minimale, et seulement lorsque le signal incident provenant du réseau de retard 12 est égal au signal en décroissance exponentielle qui est inséré pendant la période de blocage. L'examen de la figure 16 montre que l'excitation du générateur de signal de blocage 28 provoque l'application d'un signal de blocage au circuit de suppression d'impulsion 16, et plus préci sément à l'interrupteur électronique rapide fermé au repos 52, qui passe alors en position d'ouverture. Lorsque l'interrupteur électronique rapide 52 s'ouvre, la tension aux bornes du condensateur 58, qui suivait exactement le signal de sortie de l'amplificateur 50,est estappliquée à l'entrée de l'amplificateur de sortie 54, et apparaît sous forme de signal de sortie traité. Le signal de sortie aux bornes du condensateur 58 décroît exponentiellement du fait de la décharge dansla-résistance 60, ce qui applique à l'amplificateur 54 un signal en décroissance exponentielle. Un comparateur de signal analogique 152 qui appartient au réseau logique 26 échantillonne la tension différentielle aux bornes de Itinterrupteur électronique ouvert 52, et applique un signal de sortie à un différentiateur 154. Le signal de sortie provenant du comparateur 152 est un signal variable du fait que le signal incident appliqué à l'interrupteur varie sous la commande dé la source de signal, tandis que le signal de sortie qui est présent de l'autre côté de l'interrupteur 52 est un signal décroissant. Le signal de sortie du comparateur peut donc varier en sens montant ou descendant, et il est nécessaire d'utiliser le front arrière du signal pour effectuer finalement la remise à zéro du multivibrateur 150.Le différentiateur 154 engendre des impulsions en sens montant et descendant, et le signal de sortie de ce différentiateur est donc appliqué à un redresseur à double alternance 156, puis finalement à un circuit de mise en forme d'impulsions 158. Le signal final qui est utilisé pour remettre à zéro le multivibrateur 150 est constitué par l'impulsion de tension représentant une comparaison vraie entre la tension incidente et la tension décroissante, mais cette remise à zéro s'effectue au bout d'une durée supérieure à celle qui correspond à la largeur minimale de l'impulsion qui est engendrée par le multivibrateur 150.On rappellera ici que le signal variable. incident provenant du réseau de retard 12 qui attaque l'amplificateur 50 engendre une tension variable qui est statistiquement égale à la tension décroissante présente de l'autre côté de l'interrupteur 52, ce qui fait apparaître de nombreux signaux en sortie du comparateur analogique 152. Le comparateur analogique 152, le différentiateur 154, le redresseur à double alternance 156 et le circuit de mise en forme d'impulsions 158 ont pour but d'engendrer des impulsions utilisables lorsque les signaux comparés sont les mêmes, indépendamment de leur polarité, ce qui justifie l'utilisation du redresseur à double alternance 156. Le signal de sortie du circuit de mise en forme d'impulsion 158 est donc constitué par une impulsion qui apparaît lorsque les signaux comparés sont identiques de part et d'autre de l'interrupteur rapide 52, indépendamment de la polarité. Le signal de sortie du circuit de mise en forme d'impulsions 158 attaque une porte ET 160 qui attaque elle-même la borne de remise à zéro du multivibrateur 150. Pour que le signal de sortie du circuit de mise en forme d'impulsions 158, indiquant une comparaison vraie, n'effectue pas une remise à zéro prématurée du multivibrateur 150, il est nécessaire d'utiliser un circuit d'interdiction pour que la porte ET 160 n'engendre pas de signal jusqu'à ce que la durée minimale nécessaire se soit écoulée, afin de permettre à l'impulsion de bruit de traverser le dispositif avant que l'interrupteur électronique 52 soit à nouveau remené en position de repos,fermée. Le détecteur d'impulsions 24 attaque également un multivibrateur monostable redéclenchable 162 qui est déclenché par le même front avant de l'impulsion de bruit que le multivibrateur 150. Dans le mode de réalisation préféré, le multivibrateur 162 peut être réglé pour donner un retard de 25 à 500 ys. Le signal de sortie du multivibrateur 162 attaque une porte OU 164 qui reçoit également un signal d'entrée provenant directement de la sortie du détecteur d'impulsions 24, afin que n'importe quel signal, indépendamment de sa durée ou de son amplitude, soit utilisé pour engendrer un signal en sortie de la porte OU 164. Le signal de sortie de la porte OU 164 est inversé par un inverseur166 qui attaque la porte ET 160. La porte ET 160 n'engendre donc un signal de remise à zéro pour le multivibrateur 150 qu'après qu'il s'est écoulé une durée minimale,déterminée par le multivibrateur i62, au moment où cette porte reçoit également le signal de comparaison provenant du circuit de mise en forme d'impulsions 158 appartenant au circuit de comparaison. A ce moment, et seulement après cette durée minimale, le multivibrateur 150 est remis à zéro, ce qui permet au générateur de signal de blocage 28 de fermer llinterrupteur électronique 52 et d'autoriser à nouveau le passage direct dans la voie, sans traitement, du signal de sortie du réseau de retard 12. Les considérations ci-après portent essentiellement sur un procédé et un appareil permettant la détection du signal parasite, également appelé signal de bruit. Comme il a été indiqué précédemment, les défauts mécaniques, consistant soit en rayures soit en particules de poussière appliquées dans les sillons d'un disques setraduisent essentielle- ment pour l'aiguille de lecture par des déplacements- verticaux à l'intérieur des sillons. Compte tenu du phénomène de ronflement à basse fréquence envisagé précédemment, les enroulements de chaque capteur stéréophonique comportent un code de polarité qui permet d'annuler toutes les composantes verticales du signal détecté, et d'additionner toutes les composantes horizontales. La solution qui a été adoptée au moment de l'introduction des enregistrements stéréophoniques élimine effectivement le problème du ronflement lorsqu'on utilise une tête de lecture stéréophonique avec un enregistrement monophonique, et correspond à la technique qui est utilisée à l'heure actuelle. La détection du signal parasite ou du signal de bruit est améliorée en inversant la phase du signal de sortie de l'un des capteurs de la tête de lecture stéréophonique et en additionnant le signal obtenu au signal de sortie de l'autre capteur. Cette action provoque évidemment l'addition des composantes verticales des signaux des deux votes, qui représentent le signal parasite, tandis que les composantes horizontales, qui représentent le signal utile, sont maintenant en opposition de phase et s'annulent mutuellement. Dans un dispositif monophonique utilisant une tête de lecture stéréophonique, les signaux de sortie de chaque voie sont identiques, et il existe donc une corrélation parfaite entre ces deux signaux, ce qui donne une atténuation complète, et donc une annulation du signal utile, accompagnée d'une augmentation du niveau du signal parasite. Dans un enregistrement stéréophonique il existe une corrélation entre les signaux de sortie des deux voies, si bien que le fait d'inverser la phase du signal de sortie de l'un des capteurs et d'additionner le signal obtenu au signal de sortie de l'autre capteur conduit à une annulation partielle des composantes horizontales qui correspondent au signal utile. Les composantes de bruit, appartenant essentiellement aux composantes verticales des deux voies, s'additionnent encore, celui conduit à une augmentation du niveau du signal parasite et à une réduction notable du niveau du signal utile. On voit immédiatement qu'on n'obtient pas l'annulation totale, du fait que les deux voies de l'enregistrement stéréophonique ne sont pas exactement semblables, mais seulement corrélées mutuellement. Le principe du détecteur de bruit de l'invention améliore les possibilités de détection des signaux parasites dès qu'il existe une certaine corrélation du signal entre les deux voies. Du fait que les capteurs de la tête de lecture stéréophonique sont-décalés de 450 p-ar rapport au plan du disque, les composantes de bruit présentes dans un enregistrement stéréophonique apparaissent non seulement dans les composantes verticales du signal de chaque capteur, mais également dans les composantes horizontales de ces signaux. Les signaux de bruit détectés apparaissent donc dans les deux voies et sont mutuellement corrélés. Ainsi, lorsqu'on additionne simplement les signaux de sortie de chaque voie, il y a des cas dans lesquels les signaux de bruit détectés dans chaque voie apparaissent dans les composantes horizontales du signal de sortie. En outre, le fait d'inverser la phase du signal de sortie de l'un des capteurs et d'additionner le signal de sortie en phase de l'un des capteurs avec le signal de sortie en opposition de phase de l'autre capteur engendre donc des signaux de bruit dans les composantes verticales du signal de sortie.Comme les signaux de bruit sont mutuellement corrélés, on voit que les signaux de bruit résultant de l'addition des signaux de sortie des deux capteurs et les signaux de bruit résultant de l'addition du signal de sortie de l'un des capteurs avec le signal de sortie de phase inversée de l'autre capteur dament naissance à des signaux de sortie de bruit corrélés. Une expérimentation réelle a montré que les impulsions ou signaux de bruit dont on a augmenté le niveau présentent une dépendance étroite entre les deux voies, cette dépendance étant évidemment fonction de la manière selon laquelle les signaux de bruit ou signaux parasites sont détectés par les capteurs stéréophoniques dès deux voies. La détérioration causée au disque par des moyens externes peut consister par exemple en une rayure que l'aiguille de lecture rencontre sous un angle variable d'un sillon à l'autre. Dans ces conditions, le signal de bruit détecté présente une répartition variable entre la composante horizontale et la composante verticale, et son amplitude selon chacune de ces composantes varie en fonction de l'orientation de la rayure par rapport à l'aiguille de lecture au point considéré. On a découvert que l'angle de déphasage entre les signaux de bruit pouvait varier entre O et 180 . Les circuits de détection tiennent compte de ce fait grâce à un redressement à double alternance. On se reportera maintenant à la figure 17 qui représente un schéma synoptique correspondant au procédé fondamental de détection permettant d'obtenir une partie du signal gauche à partir de la source de voie gauche 10, et une partie du signal droit à partir de la source de voie droite 16. Ces signaux de source sont de préférence engendrés directement à partir du capteur gauche et du capteur droit de la tête de lecture, respectivement, après une amplification appropriée. Le signal gauche et le signal droit sont appliqués tous deux à-un additionneur 170 dont le signal de sortie, représentant la somme du signal gauche et du signal droit, est appliqué à un multiplicateur 172. La phase du signal gauche ou du signal droit est inversée, et le signal obtenu est additionné au signal de sortie de l'autre capteur pour engendrer un signal de différence. Il n'exis- te aucune préférence, en ce qui concerne le principe de l'invention, sur la voie dont le signal est inversé, et la figure 17 représente, simplement à titre d'exemplesle cas dans lequel le signal droit est appliqué à un inverseur de phase 174 qui attaque un additionneur 176. L'additionneur 176 reçoit également un signal d'entrée représentant le signal gauche, et engendre un signal de sortie "gauche moins droit" qui est appliqué au multiplicateur 172. Comme il a été démontré précédemment, le signal de sortie de chacun des additionneurs 176 et 170 représente toujours un signal de bruit provenant soit de la composante horizontale soit de la composante verticale, selon le défaut du disque qui est détecte par l'aiguille de lecture. Le signal utile qui est également appliqué aux additionneurs 176 et 170 apparaît également dans le signal de sortie "gauche moins droit" et dans le signal de sortie "gauche plus droit" qui sont appliqués au multiplicateur 172. La répartition des signaux utiles varie entre les composantes horizontales et les composantes verticales en fonction de la séparation et de la corrélation des signaux à chaque instant. Ces signaux sont quelquefois en phase et quelquefois en opposition de phase l'un par rapport à l'autre, ce qui a pour résultat final d'atténuer les signaux utiles et de les annuler effectivement dans un enregistrement monophonique. Cependant, il existe pratiquement en permanence un signal de bruit, soit dans la voie "gauche moins droit", soit dans la voie "gauche plus droit", qui est appliqué au multiplicateur 172. La multiplication des deux signaux dans le multiplicateur 172 augmente encore davantage le niveau des signaux de bruit et diminue encore davantage le niveau des signaux utiles dans le signal de sortie qui est appliqué à un redresseur à double alter nance 178. Le multiplicateur 172 exploite le fait que les signaux d'entrée sont essentiellement des signaux de bruit dont le niveau a été augmenté, tandis que le niveau des signaux utiles a été réduit, si bien que ces signaux utiles peuvent exister ou non dans le signal d'entrée. Le multiplicateur a pour effet d'atténuer les signaux utiles et d'augmenter le niveau des impulsions de bruit. On atténue le signal utile car cela permet d'effectuer la détection du bruit dès que possible après l'apparition de l'impulsion de bruit, c'est-à-dire que la détection a lieu le plus tôt possible sur l'impulsion de bruit. Le signal de sortie du redresseur à double alternance 178 est appliqué à un générateur de seuil qui peut fonctionner soit sur la valeur de crête, soit sur la valeur efficace, soit sur la valeur moyenne, soit sur une combinaison de ces valeurs, en fonction de considérations extérieures. Un comparateur de signal analogique 182 reçoit le signal de sortie du détecteur de seuil 180, ainsi que le signal de sortie du redresseur à double alternance 178, afin d'engendrer un signal de bruit pratiquement propre qui est appli#qué au détecteur d'impulsions 24. Le circuit de combinaison peut être encore perfectionné en utilisant un multiplicateur 172 plus complexe qui reçoit un signal d'entrée gauche direct sur la ligne 184 et un signal d'entrée droit dir#ect sur la ligne 186, et qui engendre donc un signal de sortie représentant le produit des termes suivants : signal "gauche moins droit", signal."gauche plus droit", signal "gauche", et signal "droit". Les lignes 184 et 186 sont ajoutées pour être complet, du fait qu'un multiplicateur 172 capable d'effectuer ce calcul doit nécessairement être plus compliqué et perfectionné que le multiplicateur simple capable de multiplier simplemènt le signal "gauche moins droit" et le signal "gauche plus droit". On se reportera maintenant à la figure 18 qui représente un schéma d'un détecteur de seuil caractéristique du type utilisé dans le circuit de détection de bruit de la figure 17. Le signal de sortie du redresseur à double alternance 178 est appliqué à un amplificateur du type "suiveur de tension", 190, qui n'est pas inverseur et a un gain différent de l'unité pour permettre un réglage de niveau. Le signal de sortie de l'amplificateur suiveur de tension 190 est appliqué à un filtre RC consistant en une résistance 192 et un condensateur 194. Ce filtre a pour fonction de lisser le signal de sortie de l'amplificateur suiveur de tension 190 qui est appliqué au comparateur de signal analogique 182.Le signal de sortie du filtre passe-bas est en fait une tension con tintez obtenue par redressement, qui constitue le signal de seuil avec lequel le signal de sortie du redresseur à double alternance 178 est comparé par le comparateur de signal analogique 182. On notera que le réglage du gain de l'amplificateur suiveur de tension 190 permet d'obtenir pour cet amplificateur un gain fixe ou variable, ou même un gain adaptatif. Le circuit de seuil 180 représenté sur la figure 18 constitue un exemple caractéristique de circuit de seuil dans lequel le seuil est défini par un circuit de calcul de moyenne. On se reportera maintenant à la figure 19 qui représente un autre mode de réalisation du circuit de combinaison de voies 22, qui élimine la nécessité du multiplicateur 172 représenté sur la figure 17. Comme il a été décrit précédemment, le signal gauche est appliqué aux additionneurs 176 et 170 par l'intermédiaire du filtre passe-haut gauche 171a. Le signal droit est appliqué à un filtre passe-haut droit 171, puis ensuite à l'additionneur 170 et, par l'intermédiaire d'un réseau d'inversion de phase 174, à l'additionneur 176. La fréquence de coupure du filtre passehaut gauche 171a et du filtre passe-haut droit 171 n'est pas critique et peut être fixés à un point quelconque entre 500 Hz et 10000 Hz. En outre, le réseau d'inversion de phase 174 peut inverser indifféremment la phase du signal droit ou du signal gauche. A la différence du mode de réalisation représenté sur la figure 17, le signal de sortie de l'additionneur 176, représentant le signal "gauche moins droit est appliqué à un redresseur à double alternance 200 qui attaque lui-même un détecteur de crête 202. Le détecteur de crête 202 engendre une tension continue proportionnelle au niveau de crête du signal de sortie, et cette tension continue décroît ensuite exponentiellement jusqu'à la réception de la crête suivante provenant du redresseur à double alternance 200. Le signal de sortie du détecteur de crête 202 attaque un filtre passe-bas 204 qui a pour effet de lisser et d'arrondir les signaux correspondant aux crêtes élevées provenant du détecteur de crête 202. Le signal de sortie du filtre passe-bas 204 est appliqué à un comparateur de signal analogique 206 qui compare les impulsions de bruit redressées,provenant du redresseur à double alternance 200 et amenées à un niveau approprié par un réseau de réglage de niveau 208, avec le signal de sortie du filtre passe-bas 204, pour détecter et laisser passer les impulsions de bruit ayant une amplitude qui dépasse le signal de sortie filtré du détecteur de crête. Les signaux de bruit ainsi détectés sont transmis à une porte OU 210. De façon similaire, les signaux "gauche plus droit" provenant de l'additionneur 170 sont appliqués å un redresseur à double alternance 212, un détecteur de crête 214, un filtre passebas 216, et un comparateur de signal analogique 218. Ce dernier compare les signaux redressés à double alternance, provenant du redresseur 212 par un réseau de réglage de niveau 220,avec le signal de sortie du filtre passe-bas 116, pour laisser passer vers la porte OU 210 les signaux détectés. La porte OU a pour fonction de prendre une décision logique qui revient à laisser passer les signaux de bruit détectés vers le réseau logique 26 de la figure 1, en cas de présence de signaux de bruit dans la voie "gauche moins droit" ou dans la voie "gauche plus droit". On se reportera maintenant à la figure 20 qui représente une série de signaux correspondant aux signaux de sortie des détecteurs de crête 202 et 214 et des filtres passe-bas 204 et 216 de la figure 19. Les signaux A et B représentent par exemple un signal ayant subi un redressement à double alternance qui peut apparaître en sortie de l'un ou l'autre des redresseurs à double alternance 200 ou 212. Le détecteur de crête 202 ou 214 engendre un signal décroissant exponentiellement qui est représenté en 232 et qui correspond initialement à la valeur maximale ou valeur de crête du signal incident. Ce signal 232 constitue le signal de sortie du détecteur de crête 202 ou 214. Le filtre passe-bas 204 ou 216 a pour action d'éliminer par filtrage la valeur de crête initiale, et fournit un signal de sortie de détecteur de crête filtré qui est représenté en 234.On notera que le filtre passe-bas agit sur le signal de sortie de crête initial des détecteurs de crête 202 ou 214. En résumé, on voit que la combinaison d'un détecteur de crête et d'un filtre passe-bas dans la voie "gauche moins droit " comme dans la voie "gauche plus droit " établit une valeur de seuil permettant la détection des impulsions de bruit qui sont supérieures à cette valeur de seuil. C'est pour cette raison qu'on introduit les deux réseaux de réglage de niveau 208 et 220, pour pouvoir établir à volonté et faire varier la tension de seuil. Le réseau de réglage de niveau peut être réglé initialement à une valeur arbitraire, ou peut être réglé après avoir essayé le circuit, ou peut même être réglé de façon adaptative en fonction des nécessités du circuit. Chaque réseau de réglage de niveau peut être constitué par un simple diviseur de tension à résistances. On se reportera maintenant à la figure 21 qui représente une configuration de sortie perfectionnée pour le circuit de combinaison de voies 22. Dans cette configuration, la porte OU 210 de la figure 19 est supprimée et est remplacée par un réseau de détermination logique qui tend à réduire les fausses alarmes qui apparaissent lorsque des signaux sonores sont détectés comme des signaux de bruit. Le signal de sortie du comparateur de signal analogique 206 de la voie "gauche moins droit"-est appliqué à un commutateur électronique rapide 240. Le signal de sortie du comparateur de signal analogique 218 de la voie "gauche plus droit" est également appliqué au commutateur électronique rapide 240, et le signal de sortie de ce commutateur est appliqué au détecteur d'impulsions 24, comme il est représenté sur la figure 21. Le signal de commande du commutateur électronique rapide est fourni par un comparateur de signal analogique 242 qui reçoit un premier signal provenant du filtre passe-bas 204 de la voie"gauche moins droit" qui attaque le comparateur de signal analogique 206, et reçoit un second signal provenant du filtre passe-bas 216 de la voie "gauche plus droit" qui attaque le comparateur de signal analogique 218. Le comparateur de signal analogique 242 a pour fonction de comparer les niveaux continus provenant de la sortie du tiltre passe-bas 204 et de celle du filtre passe-bas 216, pour sélectionner la voie pour laquelle le niveau de seuil est le plus faible, ctest-à-dire la voie pour laquelle le niveau de sortie continu du filtre passe-bas est le plus faible.Le signal de sortie du comparateur de signal analogique 242 commande donc le commutateur électronique rapide 240 de façon à sélectionner le signal de sortie de la voie possèdant le niveau de seuil le plus faible. Cette décision est cohérente avec la constatation selon laquelle un niveau de seuil élevé correspond au signal et non au bruit. En d'autres termes, si une voie présente un niveau de seuil élevé et l'autre voie un niveau de seuil bas, la détermination logique qui est effectuée indique que le signal est probablement un signal utile et non un signal de bruit, et le comparateur de signal analogique 242 sélectionne donc la voie ayant la valeur de seuil la plus faible, pour empêcher l'apparition d'un signal de fausse alarme. L'homme de l'art notera évidemment que différents autres types de réseaux logiques peuvent être utilisés pour comparer les signaux détectés dans la voie "gauche moins droit" et dans la voie "gauche plus droit", pour déterminer la probabilité que le signal détecté soit un signal de bruit ou un signal utile. On considèrera maintenant la figure 22 qui représente un autre mode de réalisation encore du dispositif de détection de bruit, dans lequel on utilise un premier dispositif de détection qui détecte les signaux gênants forts et notables qu'on appelle "claquements", et un autre dispositif de détection pour détecter les signaux faibles et moins bruyants qui sont produits par les particules de poussière déposées sur le disque, qu'on entend généralement pendant les "piano" de la musique, et qu'on peut appeler "grésillements". Dans le mode de réalisation représenté sur la figure 22, le signal gauche et le signal droit sont combinés directement dans un additionneur 170 pour donner un signal "gauche plus droit". Le signal de sortie de l'additionneur 170 est appliqué à un filtre passe haut 250 qui a une fréquence de coupure comprise entre 5 kHz et 10 kHz. Le signal de sortie de ce filtre passehaut est appliqué au redresseur à double alternance 212 qui attaque les circuits de seuil représentés et décrits plus en détail en relation avec les figures 17 et 19. Le signal droit est appliqué à un circuit d'inversion de phase174 avant d'attaquer un additionneur 176 qui fournit ainsi la différence entre le signal gauche et le signal droit. Le signal de sortie de l'additionneur 176 représente le signal "gauche moins droit" qui est appliqué à un filtre passe-haut 252 qui a une fréquence de coupure de l'ordre de 500 Hz. Le signal de sortie de ce filtre passe-haut est appliqué au redresseur à double alternance 200 qui attaque finalement les circuits de seuil qui sont décrits plus en détail en relation avec les figures 17 et 19. Les modifications représentées sur la figure 22 peuvent être doublées, en utilisant pour la voie"gauche moins droit" un filtre passe-haut ayant une fréquence de coupure de 5 à 10 kHz, et en utilisant pour la voie "gauche plus droit" un filtre passehaut ayant une fréquence de coupure de l'ordre de 500 Hz. Cela conduirait évidemment à un dispositif de détection de bruit ayant quatre sorties pouvant faire l'objet d'un traitement logique de l'une quelconque des manières indiquées par ailleurs dans la description. On se reportera maintenant à la figure 23 qui représente une variante de circuit permettant d'améliorer la détection des bruits c#orre#spondant à des grésillements a faible niveau. La figure 23 constitue simplement une modification de la voie "gauche plus droit" représentée sur la figure 22. Par exemple, la voie "gauche moins droit" est engendrée de la manière décrite en relation avec la figure 22, et est appliquée à des circuits similaires pour détecter les signaux correspondant à des claquements. La modification de la voie "gauche plus droit" consiste en ce que le signal gauche est appliqué directement à un filtre passe-haut 260 dont la fréquence de coupure est de l'ordre de 500 Hz, et dont le signal de sortie est appliqué à un redresseur à double alternance 262 qui attaque lui-même le circuit de combinaison 170. D'autre part, le signal droit est appliqué directement à un filtre passe-haut 264 dont la fréquence de coupure est comprise entre 5 kHz et 10 kHz, et dont le signal de sortie est appliqué à un redresseur à double alternance 266 qui attaque lui-même le circuit de combinaison 170 pour engendrer le signal "gauche plus droit. La comparaison des figures 22 et 23 montre que la modification représentée sur la figure 23 consiste en ce que le filtrage passe-haut et le redressement à double alternance de la voie gauche, et le filtrage passe-hsstetleredressement à double alternance de la voie droite s'effectuent avant que les signaux soient combinés par l'additionneur 170. L'expérience a montré que l'addition des signaux avant la combinaison et la détection finale conduit à une amélioration du processus de détection.Du fait que les signaux de grésillements ont une amplitude plus faible, la combinaison avant la détection s'avère avantageuse dans ce cas. D'autre part, les circuits de détection des claquements détectent les signaux de forte amplitude, et la sensibilité supplémentaire qui est obtenue dans la voie "gauche plus droit"e#tdom inutile à la détection de#c#iaquaments dans lavole ","#uche moins droi:t#', On se reportera maintenant à la figure 24 sur laquelle on a représenté un autre dispositif de détection de bruit. Le dispositif de la figure 24 est placé à titre d'exemple dans la voie "gauche moins droit", mais pourrait tout aussi bien être placé dans la voie "gauche plus droit". Le signal de la voie droite est appliqué à un inverseur de phase 174 qui attaque un circuit de combinaison 176 recevant également dirèctement le signal de la voie gauche, de façon à engendrer un signal "gauche moins droit". Comme il a été indiqué précédemment, il est indifférent que l'inversion de phase soit appliquée au signal de la voie droite ou de la voie gauche, pour autant que le signal de sortie du circuit de combinaison 176 représente la différence entre les deux signaux d'entrée. Le signal de sortie du circuit de combinaison 176 est appliqué à un filtre passe-haut 270 qui a une fréquence de coupure comprise entre 500 Hz et 10 000 Hz. Le signal de sortie du filtre passe-haut 270 attaque un dé-tecteur de crête 272 qui est sensible à la tension de crête positive à chaque cycle du signal provenant du filtre passe-haut 270. Le signal de sortie du détecteur de crête 272 attaque-un comparateur de signal analogique 274. Le signal de sortie du filtre passe-haut. 270 attaque également un autre détecteur de crête 278, par l'intermédiaire d'un inverseur de phase 276. Le détecteur de crête 278 mesure l'amplitude de-crête de chaque demi-période négative du signal de sortie du filtre passe-haut 270, et fournit en réponse une tension positive qui est appliquée à un comparateur de signal ana logique 280. On voit ainsi que les détecteurs de crête 278 et 272 mesurent l'amplitude de crête du même signal, mais avec un décalage d'une demi-période. Le signal de sortie du filtre passe-haut 270 attaque également un atténuateur 282 qui consiste en fait en un réseau de réglage de niveau à résistances. Le signal de sortie de cet atténuateur attaque directement le comparateur de signal analogi que 280, et attaque également le comparateur de signal analogique 274 par l'intermédiaire d'un inverseur de phase 284. On voit que le comparateur de signal analogique 274 effec tue une comparaison entre le signal de sens positif provenant du filtre passe-haut et détecté par le détecteur de crête 272, et un signal inversé et atténué qui est donc décalé d'une demi période par rapport au signal de sortie mesuré par le détecteur de crête 272. Le comparateur de signal analogique 274 constitue donc un circuit de seuil qui compare en permanence le signal de crête positif détecté et le signal de crête négatif qui correspond à la demi-période immédiatement suivante et qui a subi une inversion de phase. En d'autres termes, le comparateur de signal analogique 274 compare en fait le signal de crête positif détecté avec une version atténuée de la demi-période immédiatement suivante traversant le filtre passe-haut 270. De façon similaire, le comparateur de signal analogique 280 comp#are le signal de crête détecté correspondant à la demipériode négative qui a été inversé par l'inverseur de phase 276, et le signal positif atténué immédiatement suivant, provenant du filtre passe-haut 270. Une analyse statistique des signaux de bruit a montré qu'un signal de bruit engendre à tout moment une tension de sortie notablement supérieure à celle du signal utile. L'expérience a montré qu'un rapport de niveau d'au moins 10/1 entre un signal bruyant et un signal utile indique de façon statistique la présence de bruit. L'expérience a également montré que l'amplitude des signaux utiles, mesurée à des intervalles d'une demipériode, tend à croître beaucoup plus lentement d'une période à l'autre. L'atténuateur 282 est donc réglé pour déterminer le rapport sélectionné de façon arbitraire, qui est fixé à 10/1 dans l'exemple considéré. Dans ces conditions, l'un ou l'autre des comparateurs de signal analogique 280 ou 274 engendre un signal de sortie lorsque le rapport des amplitudes des deux sig#naux d'entrée est supérieur ou égal à 10/1. Le signal de sortie du comparateur de signal analogique 280 et celui du comparateur de signal analogique 274 sont appliqués à une porte OU 286. Lorsque cette porte reçoit un signal du comparateur de signal analogique 280 ou du comparateur de signal analogique 270, elle laisse passer le signal détecté sous forme d'un signal de bruit détecté. On considèrera maintenant la figure 25 qui représente une variante du dispositif de détection de bruit de la figure 24, qui est appliquée ici à la détection des claquements dans le signal "gauche plus droit". Les voies droite et gauche sont appliquées toutes deux directement à un circuit de combinaison 170 qui engendre le signal "gauche plus droit" et l'applique à un filtre passe haut 288 qui a ne fréquence de coupure comprise entre 5 kHz et 10 kHz. Le signal de sortie du filtre passe-haut 288 est ensuite appliqué à des circuits de détection de crête doubles du même type que ceux représentés sur la figure 24. L'ensemble du dispositif de détection de bruit comprendrait ainsi une voie "gauche moins droit" pour la détection des grésillements, et une voie "gauche plus droit" pour la détection des claquements. En fonction de l'importance du signal de bruit parasite présent sur le disque, il peut être nécessaire d'utiliser à la fois une voie de détection des grésillements et une voie de détection des claquements, ou il peut être suffisant d'utiliser une seule voie pour la détection de tous les signaux de bruit parasites. La décision réelle est prise en fonction de l'état du disque qui est joué. Le dispositif décrit en relation avec les figures 23 et 24 est basé essentiellement sur le réglage de l'atténuateur, qui est effectué en se basant sur l'expérience que l'on a du rapport entre les niveaux du signal pour deux demi-périodes consécutives. Au sens habituel, un signal de bruit apparaît invariablement et soudainement sous la forme d'une pointe de tension de torte amplitude qui, lorsqu'on la compare avec le signal une demi-période avant ou après, correspond probablement à un rapport très supérieur à 10/1 et approchant souvent de 25/1. Le rapport réel dépend probablement du type de la musique qui est jouée.Par exemple, l'atténuateur pourrait être réglé sur un rapport élevé dans le cas d'une musique de berceuse du fait que le rapport entre le niveau de seuil de la musique et le signal de bruit est probablement le plus élevé dans ce cas, tandis que ce même atténuateur serait très probablement fixé à un rapport inférieur dans le cas de la musique moderne appelée quelquefois musique électronique, du fait que les niveaux sonores de cette musique varient très rapidement et pratiquement sans transition. Le réglage réel de l'atténuateur et le rapport nécessaire pour éliminer la plupart des signaux parasites est donc basé sur le fait que le rapport d'amplitude d'une période à l'autre pour les impulsions de bruit est plus élevé que le rapport prévu pour le signal utile qui est enregistré sur le disque. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées aux dispositifs décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Dispositif de détection de signaux sonores parasites engendrés à l'origine par des défauts mécaniques d'un support d'enregistrement, caractérisé en ce qu'il comprend : une source de signal constituée par le support sur lequel sont enregistrés des signaux d'information utile et des signaux impulsionnels parasites ; des moyens pour engendrer une paire de signaux corrélés, appelés signal A et signal B, à partir de ladite source de signal ; des moyens pour combiner les signaux corrélés A et B de façon à atténuer les signaux d'information utile enregistrés provenant de la source, et à augmenter le niveau des signaux parasites ; et des moyens pour détecter ces signaux parasites. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les deux signaux sonores corrélés sont engendrés en utilisant une tête de lecture phonographique stéréophonique fournissant des signaux de sortie corrélés A et B sur deux voies distinctes. 3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les moyens de combinaison comprennent des moyens pour engendrer la somme des signaux A et B, des moyens pour engendrer la différence des signaux A et B, et des moyens pour engendrer le produit de la différence et de la somme des signaux A et B. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les moyens de combinaison comprenne#nt des premiers moyens de génération qui engendrent la somme des signaux A et B, et des seconds moyens de génération qui engendrent la différence des signaux A et B. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comporte un premier dispositif a seuil qui établit le niveau de seuil du signal utile par rapport au signal parasite, et qui est connecté en sortie des premiers moyens de génération ; et un second dispositif à seuil qui établit le seuil du signal utile par rapport au signal parasite, et qui est connecté en sortie des seconds moyens de génération. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour engendrer un signal de blocage commençant au niveau du front avant du signal sonore parasite détecté, et ayant une largeur supérieure à la largeur de ce signal sonore parasite détecté. 7. Procédé de détection de signaux sonores parasites provenant d'un support d'enregistrement, et engendrés par des défauts mécaniques du support d'enregistrement, caractérisé en ce que : on engendre une première paire de signaux corrélés à partir du support d'enregistrement ; on combine les signaux corrélés de façon à atténuer les signaux utiles et à augmenter le niveau des signaux parasites ; et on détecte les signaux de sortie parasites. 8. Itispositif de suppression de signaux parasites engendrés à l'origine par des défauts mécaniques d'un support d'enregistrement, caractérisé en ce qu'il comprend : des moyens pour engendrer une paire de signaux corrélés à partir d'un support d'enregistrement ; des moyens pour combiner ces signaux corrélés afin d'atténuer les signaux correspondant a l'information utile enregistrée, et d'augmenter le niveau des signaux parasites ; des moyens pour détecter les signaux parasites ; des moyens pour engendrer un signal de blocage qui commence au niveau du front avant de chaque signal parasite détecté et qui a une largeur supérieure à la largeur de ce signal parasite détecté ; des moyens pour engendrer au moins un signal de sortie retardé à partir de #i#####rmation enregistrée sur le support d-'enregistrement ; des moyens de#rl?information enregistrée contenue dans ledit signal de sortie retardé, en utilisant le signal de blocage ; et des moyens pour replacer dans ladite partie bloquée du signal de sortie retardé une information qui est compatible avec l'information qui est déjà enregistrée sur le support d'enregistrement. 9. Dispositif de suppression de signaux parasites contenus dans un signal utile#, en utilisant un signal de blocage comportant une impulsion de début et une impulsion de fin, caractérisé en ce qu'il comprend : des moyens pour engendrer un signal synthétisé, et des moyens pour insérer ce signal synthétisé dans le signal utile, entre l'impulsion de début et l'impulsion de fin, ce signal synth-étisé ayant un paramètre initial égal au paramètre correspondant du signal utile à l'instant où l'impulsion de début est engendrée, et un paramètre final égal au paramètre correspondant du signal utile à l'instant où l'impulsion de fin est engendrée. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que la valeur du signal synthétisé a l'instant où l'impulsion de début est engendrée est égale à la valeur du signal utile, et la valeur du signal synthétisé à l'instant où l'impulsion de fin est engendrée est égale à la valeur du signal utile.