FR 2344176 A1 19771007 FR 7707406 A 19770311 L'invention concerne un circuit de commande de puissance et notamment un circuit de commande dont la caractéristique principale est la valeur excellente de la proportion entre la puissance de sortie régulée présentée aux bornes de sortie et la puissance fournie par une source d'alimentation, c'est-àdire un excellent coefficient de puissance ou gain en puissance. L'invention concerne également un dispositif perfectionné de conversion de puissance dans lequel la puissance convertie est de grande qualité. Le dispositif selon l'invention peut délivrer une puissance stable, même en cas de variation de la source d'énergie et de la charge ; sa réponse est rapide et il ne produit aucun signal risquant de parasiter d'autres appareils. Divers types de dispositifs de commande de puissance ont été mis au point jusqu'à présent. Cependant, en fait, la plupart de ces dispositifs sont peu avantageux, car leur coefficient de conversion de puissance ou gain en puissance est faible, la qualité de la puissance convertie est basse, la puissance de sortie varie avec la puissance d'entrée et la charge, etc. L'invention concerne donc un circuit perfectionné de commande de puissance éliminant les inconvénients des circuits antérieurs de ce type. L'invention concerne donc un circuit de commande de puissance comprenant plusieurs transistors de commande montés entre plusieurs sources de courant continu présentant diverses différences de potentiel par rapport à un point ayant un potentiel de référence et à une charge commune, de manière que l'un des transistors de commande, ayant une différence de potentiel supérieure à celle à produire entre les bornes de sortie et connecté à l'une des sources d'alimentation dont la différence de potentiel correspond le mieux à ce transistor, soit commandé pour faire apparattre une différence de potentiel souhaitée entre les bornes de sortie.Lorsque cette différence de potentiel doit varier dans le sens d'une augmentation relative par rapport à la différence de potentiel de ladite source d'alimentation en courant continu, la tension collecteur-émetteur dudit transistor approche la tension de saturation de ce même transistor, après quoi une commutation se produit vers l'un des transistors de commande connecté à l'une des sources d'alimentation en courant continu présentant la seconde plus grande différence de potentiel.Lorsque la différence de potentiel entre les bornes de sortie doit varier dans le sens d'une diminution relative par rapport à la différence de potentiel de la source d'alimentation en courant continu, la tension collecteur-émetteur de l'un des transistors de commande, connecté à l'une des sources d'alimentation en courant cont-inu présentant la troisième plus grande différence de potentiel, dépasse la tension de saturation de ce transistor, après quoi une commutation se produit vers ce transistor de manière à faire apparattre une différence de potentiel souhaitée entre les bornes de sortie. Comme il apparaîtra ci-après, le circuit selon ltin- vention s'applique de manière très efficace à divers types d'amplificateurs de puissance, de convertisseurs de puissance continu/ alternatif , de circuits de stabilisation de courant continu et à d'autres champs d'application. L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples nullement limitatifs et sur lesquels : la figure l est un schéma du circuit selon l'inven- tion les figures 2A, 2B, 2C, les figures 3A et 3B, les figures 4, 5 et 6, les figures 7A et 73 et la figure 8 sont des représentations graphiques du fonctionnement du circuit selon l'invention la figure 9 est un schéma d'une variante du circuit selon l'invention la figure 10 est un schéma d'une autre variante du circuit selon l'invention la figure 11 est un schéma d'une autre forme de réalisation du circuit selon l'invention la figure 12 est unie représentation graphique du fonc tionnement du circuit de la figure 11 ;; la figure 13 est un schéma d'une autre forme de réa lisation du circuit selon l'invention ; et la figure 14 est une représentation graphique du fonctionnement du circuit de la figure 13. La figure 1 est un schéma de base du circuit selon l'invention, représentant des sources E1, E2, ... E5 d'alimentation en courant continu, montées en série. Pour plus de clarté, on suppose que toutes ces sources d'alimentation en courant continu ont la meme tension. lie circuit comprend un conducteur 1 de retour vers'les sources d'alimentation, constituant un point de référence de potentiel.Les tensions entre les bornes positives des cinq sources de courant continu et le point 1 de référence de potentiel, c'est-à-dire les tensions de ces sources dtalimentation,sont indiquées de V1 à V5, à partir de la source El. Les collecteurs de transistors Q1, Q2' ... Q5 de commande de courant, du type NPN présentant approximativement les mêmes caractéristiques, sont connectés aux bornes positives des sources, dans l'ordre correspondant à partir de la source El. lies émetteurs de ces transistors sont tous connectés à une borne 2a de sortie. Le point 1 de référence de potentiel est connecté à une autre borne 2b de sortie.Une résistance R1 de charge est montée entre ces deux' bornes 2a et 2b de sortie, de manière qu'une tension V0 de sortie puisse lui être appliquée, De plus, les bases des transistors de commande de courant Q1, Q2 ... Q5 sont connectées dans l'ordre à des commutateurs S1, 82 pouvant être manoeuvrés individuellement. Une résistance variable VR, connectée à une source E C de commande, permet de régler la tension Vc de commande appliquée à la base des transistors Q1, Q2 ... Q5. La fermeture F de l'un des cinq commutateurs Si, S2 ... S5 mentionnés ci-dessus permet d'appliquer sélectivement la tension Va de commande à la base de l'un des cinq transistors Q1, Q2 ... Q5. Le maintien des autres commutateurs en position d'ouverture 0 laisse la base des autres transistors connectée au point 1 de référence de potentiel. La figure 1 représente le circuit à une position dans laquelle le commutateur S5 est fermé alors que les autres commu tateurs si à 54 sont ouverts. La résistance VR peut être mise en oeuvre de manière à augmenter linéairement la tension Va de commande de la valeur zéro à une valeur maximale en un temps t, de sorte que cette tension de commande atteint sa valeur maximale VCmax en m secondes, après quoi elle diminue linéairement en un temps t et elle est ramenée à zéro en s secondes. Autrement dit, la valeur de la tension de commande est modifiée de manière à suivre la courbe O-M-S représentée sur la figure 2A. On suppose cependant que la valeur maximale VCmax est légèrement supérieure à la valeur maximale V5 de la source d'alimentation. Dans ce cas, la variation de la tension de sortie VO en fonction du temps t correspond à la courbe O-A-F-G-Q-S représentée sur la figure 23. En particulier, même dans le cas où la tension de commande VC augmente à partir de la valeur zéro, le courant Icg de collecteur du transistor Q5 ne passe pas immédiatement en raison du manque de linéarité de la caractéristique. il ne commence à s'écouler que a secondes après le début de l'élévation de la tension Va et, par conséquent, la tension de sortie VC ne commence à s'élever que a secondes après ce début. Au bout de f secondes,le courant est saturé et la tension maximale de sortie VOSmax du transistor Q5 est atteinte. Cette tension reste constante avant de décroître au bout de g secondes et de revenir à zéro au temps q secondes. A présent, on suppose que seul le commutateur S4 est fermé et que tous les autres commutateurs S1, S2, 53 et S sont 5 ouverts, et que la tension de commande Va suit la variation indiquée sur la figure 2A, afin que la tension de sortie VO suive la courbe la faisant passer par les points O-A-E-H-Q-S, comme représenté sur la figure 23. Autrement dit, le courant de collecteur IC4 du transistor Q4 commence à s'écouler au bout de a secondes,est saturé au bout de e secondes,de sorte que la tension maximale de sortie V04max transistor Q4 est atteinte à ce moment. le courant reste ensuite stable, puis commence à décroî- tre au bout de h secondes et revient à zéro à q secondes. Si l'on fait varier la tension VC de commande comme représenté sur la figure 2A, dans les cas où seul le commutateur 83 est fermé alors que les autres commutateurs sont ouverts, où seul le commutateur 82 est fermé alors que les autres commutateurs sont ouverts et où seul le commutateur Si est fermé alors que les autres commutateurs sont ouverts, la tension VO de sortie passe par les points O-A-D-J-Q-S, par les points O-A-C-K-Q-S et par les points O-A-B-I-Q-S, respectivement, comme représenté sur la figure 2B.Autrement dit, dans ces cas, la tension VO de sortie commence à s'élever au bout de a secondes, se sature ensuite en d, c et b secondes pour atteindre les tensions maximales pos sigles de sortie V , V02max et V01 max des transistors Q3, Q2 et Q1, respectivement, et commence à descendre au bout de i, k et 1 secondes,respectivement, pour revenir à zéro au bout de q secondes. Ensuite, dans le cas où seul le commutateur S1 est fermé alors que les autres commutateurs sont ouverts et que la tension V C de commande suit la variation représentée sur la figure 2A, la tension VO de sortie commence à s'élever au bout de a secondes et sa variation la fait passer par les points O-A de manière qu'elle se rapproche du point B.Dans le cas où, immédiatement avant d'atteindre le point correspondant à b secondes, le commutateur S1 est manoeuvré de la position de fermeture vers la position d'ouverture et le commutateur S2 est manoeuvré de la position d'ouverture vers la position de fermeture, le courant de collecteur IC1 passant dans le transistor Q1 s'annule et, par contre, un courant IC2 commence à circuler dans le transistor Q2, de manière que la tension de sortie VO ne soit pas saturée même lorsqu'elle atteint la valeur V01 max en b secondes et qutelle continue de croître vers le point C même après d'être passée par le point B. L'interruption du courant IC1 et l'apparition du courant 1C2 se produisent instantanément et simultanément. Dans le cas où, immédiatement avant d'atteindre le point correspondant à c secondes,le commutateur S2 est basculé de sa position de fermeture vers sa position d'ouverture et le commutateur 83 de sa position d'ouverture vers sa position de fermeture, il se produit instantanément et simultanément un arrêt du courant de collecteur 1C2 dans le transistor Q2, ce courant revenant à zéro, et l'apparition d'un courant de collecteur 1C3 dans le transistor Q3, de manière que la tension de sortie VO ne soit pas saturée, même lorsqu'elle approche V02max au bout de c secondes. Cette tension continue donc de progresser vers le point D. De même que précédemment, dans le cas où, immédiatement avant d'atteindre les points correspondants à d et e secondes, le commutateur S3 est manoeuvré de sa position de fermeture vers sa position d'ouverture et le commutateur S4 est manoeuvré de sa position de fermeture vers sa position d'ouverture de même que le commutateur Sg, il se produit instantanément et simultanément une commutation du transistor Q3vers le transistor Q4 et de ce dernier vers le transistor Q5. lie courant de collecteur passe de la valeur 1C3 à la valeur IC4 et de cette dernière à la valeur IC5, de manière que la tension de sortie V0 continue de cotre en passant par les points D-E-F jusqu'au temps f secondes pour lequel elle atteint la valeur V05max qu'elle conserve. Par conséquent, le transistor Q5 est conducteur,de manière que la tension V0 de sortie soit maintenue à VO5max en passant du point f secondes au point g secondes. Au point correspondant à g secondes, la tension de sortie commence à décroître et atteint un point H au bout de h secondes. Lorsque le temps h secondes est légèrement dépassé et que le commutateur S5 est manoeuvré de sa position de fermeture vers sa position d'ouverture alors que le commutateur S4 est manoeuvré de sa position d'ouverture vers sa position de fermeture, il se produit instantanément et simultanément le retour à zéro du courant de collecteur IC5 du transistor Q5 et l'apparition du courant de collecteur IC4 du transistor Q4, ainsi que l'arrivée de la tension V0 de sortie au point J au bout de i secondes. En manoeuvrant de la même manière les commutateurs peu après les temps d, k et 1 secondes, il se produit des commutations des transistors Q4 vers le transistor Q), du transistor Q3 vers le transistor Q2 et du transistor Q2 vers le transistor Q1 et, par conséquent, le courant de collecteur passe de la va leur Iaà à la valeur I, , de la valeur i à la valeur 1C2 et de la valeur IC2 à la valeur IC1. Par conséquent, la tension de sortie VO continue de décroître en suivant les points K-I,Q jus qu'au temps g secondes pour lequel sa valeur est revenue à zéro. il apparaît également que le trajet suivi par la courbe de la tension V0 de sortie pendant le temps t compris entre zéro et n secondes est identique au trajet suivi par la courbe dans le premier cas décrit, c'est-à-dire lorsque uniquement le commutateur S5 est fermé alors que les autres eommutateurs sont ouverts, de sorte que le transistor Q5 est sollicité de zéro à n secondes. lia figure 2C représente les courbes des tensions collecteur-émetteur VcEl ... VCE5 des transistors Qi ... Q5 par au temps t dans les deux cas décrits ci-dessus. La figure 2C représente en trait plein les tensions présentes lorsque le courant de collecteur circule et, en trait pointillé, les tensions présentent en l'absence du courant de collecteur.En particulier, la courbe suivie par la tension collecteur-émetteur VCES du transistor Q5 lorsque ce dernier fonctionne seul passe par les points A5-F0-G0-Q5 pendant la durée au cours de laquelle le courant de colleteur Ic5 circule, et la valeur de la tension collecteurémetteur VCE5 commence à diminuer de V5 en a secondes et atteint la tension de saturation du collecteur VCE5 (SAT) du transistor Q5 en f secondes. lia tension collecteur-émetteur commence alors à augmenter au bout de g secondes et retourne à la valeur V5 en g secondes. Par contre, lorsque les transistors Q1 ... Q5 sont commutés successivement, la tension suit une courbe la faisant passer par les points A1-Bo-B1-C0-DO-D1-E0-E1-FO-GO-H1- H0-J1-J0-K1-K0-L1-L0-Q1 pour lesquels le courant circule. En particulier, au bout de a secondes,le transistor Q1 est mis en circuit le premier et sa tension collecteur-émetteur VCE1 commence å diminuer de la valeur V1. Au bout d'environ b secondes,elle approche sensiblement de la tension de saturation du collecteur de ce transistor Q1, pour laquelle une commutation se produit vers le transistor Q2. lia tension collecteur-émetteur VCE1 varie ensuite comme représenté en trait pointillé et le courant de collecteur IC1 ne circule plus, mais revient à zéro avant de devenir négatif. Autrement dit, la tension de l'émetteur devient supérieure à celle du collecteur. Au bout de f secondes,la valeur de la tension atteint -(V05-V1) et commence à augmenter au temps g secondes.lorsque cette tension passe par la valeur zéro et dépasse légèrement la valeur VCEl (SAT) à peu près au temps 1 secondes,le transistor Q1 reprend le fonctionnement du transistor Q2' de sorte que le courant de collecteur IC1 récommence à circuler et que la tension revient à la valeur V1 au temps q secondes. Ensuite, la tension émetteur-collecteur VCE2 du transistor Q2 commence à diminuer au bout de a secondes,mais le courant de collecteur IC2 ne circule pas et, au temps b secondes, la tension atteint approximativement la valeur V2V1+VaEl(SAT) pour laquelle le transistor Q2 reprend le fonctionnement du transistor Q1 , de sorte que le courant de collecteur IC2 commence à circuler. Au bout d'environ c secondes,la tension arrive à peu près à la valeur VaE2(SAT) pour laquelle le transistor Q3 reprend le fonctionnement du transistor Q2.La nouvelle valeur de la tension collecteur-émetteur VCE3 du transistor Q3 devient voisine de V3-V2+VCE2(sAT) et, au bout d'environ d secondes,la tension devient voisine de VCE3(SAT) pour laquelle il se produit une commutation vers le transistor Q4. De meme que précédemment, il se produit une commutation du transistor Q4 vers le transistor Q5, puis les commutations reviennent séquentiellement du transistor Q5 vers les transistors Q4, Q3, Q2 et Q1. En ce qui concerne la tension VCE1, il a été mentionné que sa valeur devient négative. Cependant, dans certains cas, comme représenté sur la figure 2C, les valeurs des tensions VCE2' VCE3 et VcE4 deviennent également négatives, cependant à des valeurs décroissantes dans l'ordre cité. Dans de tels cas, des courants inverses peuvent circuler de manière indésirable dans les collecteurs et les bases suivant les valeurs de ces tensions. il est cependant possible d'empêcher l'apparition de ces courants par le montage d'une diode de protection. lie montage pratique du circuit nécessite fréquemment de tels composants, bien que ces derniers ne fassent pas partie du circuit selon l'invention. Ils ne seront pas décrits plus en détail. il ressort de la description précédente que pour obtenir le passage de la tension de sortie par les points A-F-G-Q, comme représenté sur la figure 2B, les courbes des tensions collecteur-émetteur diffèrent sensiblement, comme indiqué par les segments en trait plein sur la figure 2C, entre le cas de l'utilisation seule du transistor Q5 et le cas où les transistors Q1 ... Q5 sont commutés successivement, ctest-à-dire lorsque les valeurs des tensions collecteur-émetteur sont très supérieure s dans le premier cas à celles obtenues dans le dernier. Par conséquent, dans ce dernier cas, lténergie totale consommée par les transistors de commande de courant est très inférieure à celle consommée dans le premier cas.La comparaison des consommations d'énergie entre ces deux cas rend évidente l'application, pour la commande de puissance, d'une tension de commande Va, sans cependant utiliser les tronçons non linéaires tels que ceux correspondants au temps t compris entre zéro et a et au temps t compris entre g et s pendant lesquels la tension de sortie VO n'apparaît pas. La comparaison rend également évident d'éviter l'application d'un signal d'entrée suffisamment élevé pour que la tension de sortie VO ne suive pas la tension de commande, mais se sature, comme c'est le cas pour la durée t comprise entre f et g. De plus, les segments en trait plein des courbes des tensions collecteur-émetteur représentées sur la figure 2C sont symetriques par rapport à un axe passant par le point m du temps t, c'est-à-dire que lténergie consommée pendant la montée de la tension de sortie VO est égale à l'énergie consommée pendant la descente de cette tension et que, par conséquent, il suffit de n'exercer la commande de puissance que pendant la durée du temps t comprise entre a et f correspondant a montée de la tension de sortie VO. Les figures 3A et 33 représentent les courbes de la puissance instantanée PQi(t) consommée par les transistors Q1...Q5 pendant la période du temps t comprise entre a et f représentée sur les figures 2A à 2G. Sur les figures 3A et-3B, les commutations entre les transistors Q1 ... Q5 sont comparées en considérant comme étant égaie à 100 ffi la valeur maximale de la puissance PQ5(t) obtenue lorsque seul le transistor Q5 conduit. Ta figure 3A se réfère au cas dans lequel PQmin/RL est égale à 0,1, et la figure 3B se réfère au cas dans lequel R Qmin/RL est égale à 0,01. RL est la résistance de la charge et RQmin est la résistance collecteur-émetteur présentée par chacun des transistors de commande de courant au cours de leur commutation, abaissée sensiblement Ebla tension de saturation du collecteur. La figure 4 représente un exemple du réglage de la résistance R Si, comme représenté, une ligne droite est tracée d'un point pour lequel IC = O et VCE = O, à un point pour lequel la plage de saturations de la caractéristique VCE-IC pénètre légèrement dans la plage active, le courant de base 1B des transistors Q1 ... Q5 constituant le paramètre, et si la commutation des transistors Q1 ... Q5 s'effectue suivant cette ligne, la valeur de la puissance PQmin est la même pour tous les transistors Q1 ... Q5 Q5 quel que soit le courant de collecteur. La ligne, qui représente ainsi le point de commutation des transistors de commande de courant, sera désignée ci-après "ligne de commutation", indiquée en LC sur la figure 4, la zone de saturation étant indiquée en ZS et la zone active en ZA sur cette même figure.Lorsque la ligne de commutation passe dans la zone active, il n'est pas nécessaire qu'elle passe toujours par le point correspondant à IC = et V CE = O. Cependant, dans le caù cette ligne passe par ce point,il est aisément possible de détecter les instants de commutation des transistors de commande en comparant la tension de commande VO et les tensions des sources d'alimentation. Ainsi, pour faciliter la comparaison des résultats, on fait passer cette ligne par la point correspondant à IC = O et V CE = O. Autrement dit, on suppose que les transistors Q1 ... Q5 ont tous la même résistance B min. Ainsi qu'il ressort des figures et 3B, il existe une grande différence entre la courbe de la puissance PQi(t) correspondant au cas où seul le transistor Q5 fonctionne, et la même courbe correspondant au cas où les transistors Q1 ... Q5 sont commutés successivement. Ma courbe correspondant à ce dernier cas est dtune amplitude très inférieure à celle de la courbe du premier cas. En ce qui concerne les figures 3A et 3B, la proportion de la puissance pouvant être prélevée sur les bornes de sortie et la puissance fournie par la source, c'est-à-dire le rendement Tt , est indiquée dans le tableau I suivant. TABLEAU I n = 1 n = 5 RQmin/RL Q5 seul en fonction Q1, ..., Q5 commutés 0,1 60,6 % 79,7 % 0,01 66,0 % 86,9 % Comme indiqué dans le tableau I, le rendement augmente sensiblement lorsque les transistors QI X Q5 sont commutés, et cette valeur correspond au montage en série de cinq sources de courant continu et de même tension, ou au cas où la tension V5 de source, nécessaire pour obtenir l'amplitude maximale possible V05max de la tension de sortie VO, est divisée par cinq. Cependant, comme le montrent les figures 3A et 3D, le rendement n peut être augmenté par un accroissement du nombre n par lequel la source de tension est divisée. Il convient de noter que seul le transistor Q5 fonctionne dans le cas d'un circuit classique, alors que les transis tors Q1 ... Q5 sont commutés successivement dans le cas du circuit selon l'invention. En particulier, une première caractéristique de ce circuit réside dans l'utilisation de plusieurs sources d'alimentation en courant continu pour commuter successivement plusieurs transistors de commande de courant en des points voisins de leurs points de saturation. La figure 5 représente la relation entre n et lorsque S min/RL = 0,01. Deux cas sont représentés, à savoir une division en parties égales de la source de tension, et une division de cette même source de manière que les pertes dans les transistors Q1, Q2 ... Qn puissent devenir égales entre elles, La figure 5 représente n jusqu'à une valeur égale à 15. Cependant, si n est augmenté davantage, le rendement approche progressivement la valeur théorique de 99 % correspondant au cas dans lequel n égale l'infini. Ainsi qu'il ressort de la figure 5, la valeur du rendement TABLEAU II RQmin/RL V1 V2 V3 V4 V5 0,1 41,7 61,4 76,6 89,2 100 0,01 37,2 56,7 72,9 87,1 100 Le tableau II précédent montre que dans le cas où la tension augmente à partir de V1, la différence entre les tensions suivantes diminue progressivement, comme ceci peut être aisément pressenti à ltétude des courbes PQ1(t) ... PQ5(t) des figures 3A et 3B. Il est apparu que la valeur du rendement @ est meilleure dans le cas de la division en pertes égales que dans le cas de la division en tensions égales.Il est cependant possible de réaliser une division de la tension de source permettant de porter à une valeur maximale le rendement @ (cette division étant désignée ci-après division de rendement maximal"). Le tableau III suivant montre le pourcentage de chaque tension de source satisfaisant à la division de rendement maximal lorsque n égale 5. TABlEAU III RQmin/RL V1 V2 V3 V4 V5 sans effet 38,0 57,1 72,9 87,0 100 Lorsque le tableau III est comparé au tableau II, il apparat que les valeurs du tableau III sont extrêmement proches des valeurs du tableau II dans le cas où RQmin/RL = 0,01. lie tableau IV suivant indique les pertes W1 ... W5 dans les transistors Qi ... Q5 pour obtenir une puissance de sortie de 100 watts lorsque n = 5 et dans les trois cas de la division en tensions égales, de la division en pertes égales et de la division de rendement maximal. T A B L E A U IV RQmin/RL W1 W2 W3 W4 W5 n (en watts) (en watte) (en watts) (en watts) (en # Wi (en watts) i=1 %) (en watts) Division en tensions égales 0,1 0,52 2,32 4,60 7,36 10,60 25,40 79,7 Division en tensions égales 0,01 0,41 1,67 2,98 4,34 5,74 15,14 86,9 Division en pertes égales 0,1 4,70 4,70 4,70 4,70 4,70 23,50 81,0 Division en pertes égales 0,01 2,65 2,65 2,65 2,65 2,65 13,25 88,3 Division de rendement maximal 0,1 3,58 3,95 4,60 5,27 5,95 23,35 81,1 Division de rendement maximal 0,01 2,83 2,56 2,57 2,62 2,67 13,23 88,3 Le tableau IV montre que dans le cas de la division en tensions égales, les pertes s'élevant à W1 ...W5 sont irrégulières, alors qu'elles sont sensiblement régulières dans le cas de la division de rendement maximal et, en particulier, dans le cas où RQmin/RL = 0,01, les pertes snt très proches de celles apparaissant dans le cas de la division en pertes égales Ceci signifie inversement que la division en pertes égales constitue un très bon facteur de rendement. lie tableau IV permet également de comparer le rendement E entre le cas d'une division en pertes égales et le cas d'une division de rendement maximal. lie tableau montre que dans le premier cas le rendement est supérieur que de 0,1 % à celui atteint dans le second cas lorsque RQmin/RL égale 0,1, et que les deux rendements sont égaux lorsque RQmin/RL égale 0,01. La différence apparaissant à la troisième décimale est insignifiante en pratique. La figure 6 est une représentation graphique du rendement 5 en fonction du rapport V1/V2, ctest-à-dire du quotient de la tension de source divisée V1 par la tension V2 lorsque n = 2. Ce graphique montre deux cas, à savoir le cas dans lequel R /Rli est égal à 0,1, et le cas dans lequel RQmin/RL est égal à 0,01. Les valeurs V1lV2 = O et V1/V2 = 1 correspondent à n = 1 et au cas d'un circuit classique. La valeur V1/V2 = 0,5 correspond à la division en tensions égales. a1 désigne la division de rendement maximal et ss1A et sstB désignent, respectivement les divisions en pertes égales dans les cas où RQmin/RL 0,01 et où RQmin/RL = 0,1. Il est intéressant de noter que ai est compris entre ss1A et ss1B et très proche de ces valeurs. Il apparaît également que le sommet des courbes est relativement plat et qutà proximité de ce sommet une diminution ou une augmentation plus ou moins importante de la valeur de V/V2 n'affecte pas sensiblement la va leur du rendement 4 . Cette caractéristique est très souhaitable en pratique. En particulier, il ressort de la description précédente qu'il est souhaitable de concevoir le dispositif de manière que la tension de la source soit divisée suivant le mode en pertes égales dans la mesure du possible.De plus, lorsque la tension d'alimentation est obtenue à l'aide d'une source disponible dans le commerce et quelle est divisée par l'intermédiaire d'un transformateur, il est possible de réaliser la division à peu près dans le mode en pertes égales. Cependant, lorsque la source d'alimentation est une batterie, il est difficile de régler la tension à toute valeur souhaitée. Néanmoins, dans le cas où un certain nombre de batteries sont connectées en série, un bon résultat peut être obtenu en augmentant les différences de potentiel entre les sources de plus faible valeur que le point de référence de potentiel, et en diminuant les différences de potentiel entre les sources de plus forte valeur que le point de référence de potentiel, de manière que les pertes dans les transistors de commande de courant soient rendues aussi égales que possibles. Ainsi, une seconde caractéristique du circuit selon l'invention est que les différences de potentiel entre plusieurs sources d'alimentation sont établies dans une direction telle que les pertes dans les transistors de commande de courant connectés à ces sources soient égalisées. lies figures 7A et 7B montrent une autre caractéristique excellente du circuit selon l'invention. Il a été mentionné précédemment que ce circuit présente un rendement n supérieur à celui des circuits classiques. lies valeurs indiquées précédemment ont été obtenues lorsque l'amplitude de la tension de sortie VO était voisine de la saturation. Autrement dit, ces valeurs ont été obtenues lorsque l'amplitude maximale VOmax de la tension de sortie VO était égale à VONmax En conséquence, si VOmax est inférieure à VONmag, la valeur du rendement @ diminue. lies figures 7A et 7B sont des graphiques montrant les variations du rendement 1% en fonction du rapport VOmax/VONmax La figure 7A concerne la division en tensions égales et le cas où RQmin/RL = 0,01, alors que la figure 7B concerne la division de rendement maximal et le cas où RQmin/RL = 0,01. Ainsi qu'il ressort des figures 7A et 7S, dans un circuit classique où n = 1, une diminution du rapport V0max/V0Nmax s'accompagne d'une diminution linéaire de la valeur du rendement rl qui tend vers zéro. Par contre, le circuit selon l'invention, dans lequel n est égal à 2 ou plus, donne un résultat meilleur que dans le cas où n = 1. L'accroissement de n entraîne une amélioration des résultats obtenus. Le dispositif de commande de puissance selon l'invention ne peut être constamment utilisé à l'amplitude maximale pour laquelle il est conçu, mais il doit toujours être mis en oeuvre en vue de 11 amplitude de pointe et, par conséquent, en pratique, on doit considérer que le rendement @ est très bas dans le cas ou n = 1, c'est-à-dire dans le cas des circuits classiques. Par contre, l'augmentation du rendement à la tension VONmaX est très importante, comme indiqué par le tableau IV et la figure 5, dans le cas du circuit selon l'invention. Pour plus de clarté, le circuit selon l'invention a été décrit précédemment comme délivrant une tension dont la forme d'onde augmente et diminue linéairement, ctest-å-dire est triangulaire. Cependant, il est fréquemment question de forme d'onde sinusoSdale. Les excellentes caractéristiques du circuit selon l'invention s'appliquent également aux formes d'ondes rectangulaires ou sinusoidales. Cependant, elles diffèrent en valeur numérique et, par exemple, la valeur du rendement tl est supérieure dans le dernier cas à celle obtenue dans le premier cas.La figure 8, qui correspond à la figure 5, est un graphique montrant les variations du rendement TI en fonction de n dans le cas d'une onde sinusordale. Il apparat que le rendement dépasse 90 % pour n = 4 et 95 % pour n = 10 dans le cas de la division en pertes égales, et il est très souhaitable, avec une forme d'onde sinu soldate, d'obtenir un rendement élevé pour une petite valeur de n. La figure 9 représente un schéma du circuit selon l'invention. Dans cette forme de réalisation, les collecteurs de cinq transistors Q1 ... QS du type NPN sont connectés aux bornes positives de, par exemple, cinq sources E1 ... E5 de courant con tinu,-montées en série et délivrant chacune une certaine tension par rapport au point 1 de référence de potentiel, de manière que chaque demi-alternance positive d'un courant puisse s'écouler de la charge R1 montée entre les bornes de sortie 2a et 2b auxquelles la tension VO est appliquée. De plus, cinq transistors Q1 ... Qz5 du type PNP sont connectés par leurs collecteurs aux bornes négatives de, par exemple, cinq sources E11 ...E15 d'alimentation en courant continu, montées en série et délivrant chacune une tension négative d'alimentation par rapport au point 1 de référence de potentiel, de manière que chaque demi-alternance négative d'un courant puisse arriver à la charge. Dans ce cas, tous les transistors Q1 ... Q5 et tous les transistors Q1, ... Q15 sont connectés par leur émetteur à la borne de sortie 2a, l'autre borne de sortie 2b étant connectée au point 1 de référence de potentiel. Il apparat que les transistors Q1 ... Q5 sont complé meataires des transistors Qa1 ... Q15. lie circuit comporte également un amplificateur comparateur 3 comportant deux bornes 6 et 7 d'entrée.Des résistances R1 et R2 divisent la tension de sortie VO, de manière à appliquer une certaine tension à la borne d'entrée 6 et une tension VC de commande à autre borne d'entrée 7 de l'amplificateur. La borne de sortie de ltamplificateur comparateur 3 est connectée par une bascule 4 à la base de l'un, choisi, des transistors Q1 ... Q5 et Q1, ... Q15. lie circuit comporte également un générateur 5 de signaux de déclenchement auquel sont appliquées des tensions V1 ... V4 et V11 ... V14, ainsi que la tension de sortie VO. lie générateur 5 de signaux de déclenchement compare les tensions des sources d'alimentation à la tension de sortie VO et détermine l'instant de commutation de manière à produire un signal de déclenchement qui est appliqué à la bascule 4 afin de choisir l'un des transistors Q1 ... Q5 et Q11 ... Q15. Par conséquent, le générateur 5 produit des signaux de déclenchement qui se suivent selon la variation de la tension VO de sortie, et il provoque, par l'intermédiaire de la bascule 4, la commutation des transistors successifs. La relation entre la tension de commande VC et la tension de sortie VO devient si le gain de l'amplificateur comparateur 3 est suffisamment élevé, comme dans le cas d'un amplificateur à réaction négative. Il en est nécessairement ainsi, car le fonctionnement de chacun des transistors de commande de courant est simplement divisé par le niveau de la tension de sortie VO et la courbe de fonctionnement de chaque transistor est linéaire. Par conséquent, la totalité du défaut de linéarité de la boucle de réaction, par exemple certaines différences de niveaux ou autres de la tension de sortie VO pendant la commutation des transistors de commande de courant, est éliminée. De plus, en maintenant la circulation d'un certain courant de polarisation vers les transistors Q1 et Q11 la distorsion transversale à proximité du niveau zéro de la tension de sortie VO peut être simplement éliminée à l'aide d'un dispositif analogue à un amplificateur classique du type push-pull. La figure 9 représente une forme de réalisation dans laquelle n = 5. Cependant, le nombre de sources d'alimentation en courant continu et le nombre de transistors de commande de courant sont égaux, respectivement, à 10, ctest-à-dire au total à 2n. Il ressort de la description précédente que ce nombre est égal à n lorsque le signal à commander ne circule que dans un seul sens par rapport au point de référence de tension, par exemple à la manière d'un courant pulsé, et que le nombre est égal à 2n lorsque le signal se présente sous la forme d'un courant alternatif. Cependant, il ressort de manière évidente de la conception du circuit selon 11 invention que les valeurs de n sur le côté positif ne sont pas nécessairement égales à celles présentes sur le côté négatif dans le cas d'une commande où, malgré la présence d'un courant alternatif, les signaux positifs et négatifs diffèrent les uns des autres par rapport au point de potentiel de référence. Ainsi qu'il ressort de la description précédente, le circuit de commande représenté sur la figure 9 peut évidemment constituer un amplificateur de puissance ayant un rendement treks bon, et il peut également constituer un convertisseur de puissance continu/alternatif d'un rendement très supérieur aux formes de réalisation antérieures car, dans le cas où une onde sinusoldale sans distorsion, ayant une fréquence et une amplitude prédétermi nées, par exemple un signal de 60 Hz, est appliquée à la borne 7 et constitue la tension de commande VG, la tension de sortie VQ peut également être obtenue sous la forme d'un signal analogue en puissance.De plus, la distorsion est extrêmement faible, de même que la résistance de sortie, de sorte qu'il est possible d'obtenir un signal de sortie stable même dans le cas où la charge présente des variations. En outre, la vitesse de réponse est élevée. De plus, un signal de sortie stable peut être obtenu, même dans le cas de variations de la tension de la source d'alimentation en courant continu.A la différence d'un mode de fonctionnement non linéaire utilisant un certain nombre d'harmoniques, comme c'est le cas des inverseurs classiques, la commutation se produit dans le circuit linéaire faisant partie de la boucle de réaction et aucun signal parasite, nuisant au circuit extérieur, n'apparaît. Ces nombreuses et excellentes caractéristiques ne peuvent être obtenues avec les circuits antérieurs et, par conséquent, le circuit selon l'invention constitue un dispositif idéal de commutation de puissance. De plus, il convient de noter que dans le cas où les sources d'alimentation en courant continu E1 ... E5 et E11 ... E 15 sont remplacées par plusieurs prises intermédiaires réalisées sur un transformateur connecté à une source convenable d'alimentation, un nombre correspondant de redresseurs et de condensateurs de filtrage étant connecté auxdites prises intermédiaires, le circuit selon l'invention peut être utilisé comme un convertisseur alternatif/continu de puissance. De plus, les prises intermédiaires permettent une grande liberté en ce qui concerne la division de la puissance et, par conséquent, elles constituent une caractéristique idéale. Plusieurs caractéristiques excellentes du circuit selon l'invention ont été décrites en détail ci-dessus. En outre, le circuit selon l'invention est peu volumineux, d'un fonctionnement sur et d'un coût très faible. Ainsi, pour obtenir une puissance de sortie de 100 watts suivant les caractéristiques indiquées dans le tableau IV, la perte dans chaque transistor de commande de courant n2est que de 2,65 watts dans le cas d'un mode de fonctionnement en division en pertes égales, n étant égal à 5 et RQmi| E étant égal à 0,01, alors que les pertes peuvent s'élever jusqu'à 51,5 watts dans un circuit classique.Par conséquent, le nombre de transistors du circuit selon l'invention est plus élevé que celui d'un circuit classique, mais il en résulte les diminutions du coût de fonctionnement et la puissance du transformateur d'alimentation peut être réduite. De plus, le circuit selon l'invention dégage peu de chaleur, ce qui peut entraîner une simplification de la dissipation de la chaleur. Il convient donc de noter en particulier que le circuit selon l'invention est très avantageux en raison de son faible volume, de sa grande sûreté de fonctionnement et de son faible coût. La figure 10 représente une application du circuit selon l'invention à un dispositif d'alimentation stabilisé en courant continu. Dans cette forme de réalisation, une tension continue fixe, constituant la tension de commande Vc, est obtenue à l'aide d'une résistance R3 et d'une diode ZD de Zener, et elle est appliquée à une borne d'entrée 7. Dans ce eas, la tension de sortie VO ne varie pas à partir de zéro, mais elle est constante par rapport au point 1 de référence de potentiel et, en outre, il ntest demandé au circuit de commande que d'agir en fonction des variations de la tension d'alimentation ou de la charge et, par conséquent, la division de la tension d'alimentation doit nécessairement être déterminée de manière que la plage de ces variations puisse être couverte. La figure 11 représente une autre forme de réalisation selon ltinvention dans laquelle le circuit de commutation, constitué par la bascule 4 et le générateur 5 de signaux de déclenchement décrits précédemment, est supprimé. Il en résulte l'avantage d'une grande simplification du circuit. Dans la forme de réalisation représentée, n est égal à 3 et, par conséquent, trois sources E1, E2 et E3 d'alimentation en courant continu sont montées par rapport au point 1 de référence de potentiel.La source E3 d'alimentation en courant continu, qui présente un potentiel maximal, est connectée directement par sa borne positive au collecteur d'un transistor Q3, et les autres sources E1 etE2 d'alimentation en courant continu sont connectées par leur borne positive au collecteur des transistors Q1 et Q2 par l'intermédiaire de diodes D11 et D12 de protection. lies émetteurs des transistors Q1, Q2 et Q3 sont tous connectés à une borne 2a de sortie, l'autre borne 2b de sortie étant connectée au point 1 de référence de potentiel. Une résistance RL de charge est également montée entre ces deux bornes de sortie. La tension de sortie VO est divisée par les résistances R1 et R2 et appliquée à une borne d'entrée 6 d'un amplificateur comparateur 3, et la tension de commande Va est appliquée à l'autre borne d'entrée 7 de cet amplificateur 3. lie signal de sortie de ce dernier est appliqué à la base des transistors Qi, Q2 et Q3 par l'intermédiaire d'un circuit de polarisation à résistances comprenant une source EB de tension de polarisation et des résistances R4 à R . Le circuit de polarisation établit de légères différences entre les tensions de base des transistors Q1, Q2 et Q3. lies valeurs de ces différences dépendent des valeurs de la source EB de tension de polarisation et des valeurs des résistances R4, R5 et R6. Les résistances R7 et F8 limitent les courants de base. La figure 12 est un graphique montrant la variation de la tension VO de sortie en fonction de la tension de commande VC lorsque la borne d'entrée 6 de l'amplificateur comparateur 3 représenté sur la figure 11 est court-circuitée sur le point 1 de référence de potentiel et que le circuit de réaction négative est coupé. Cependant, l'amplificateur 3 présente un gain important, de sorte que la différence entre Va et VO, indiquée sur la figure 12, est très grande. La tension de commande est représentée a une échelle beaucoup plus grande que celle de la tension de sortie. La caractéristique souhaitable, dans ce cas, est indiquée par la ligne pointillée sur la figure 12. Cependant, en fait, elle présente une faible linéarité, comme indiqué par le trait plein. Cette relation varie avec les tensions de polarisation de base des transistors Q1, Q2 et Q3 et elle peut suivre une courbe de forme complexe, comme représenté en trait plein sur la figure 12. Lorsque la tension de commande VC est d'abord augmentée, la tension de sortie VO commence à augmenter en un point correspondant à une légère augmentation de la tension de commande Va Initialement, seul le transistor Q1 fonctionne alors que les transistors Q2 et Q3 n'agissent pas, car ils sont plus exposés aux tensions de polarisation que le transistor Q1. Lorsque le transistor Q1 fonctionne seul, la tension de sortie VO augmente avec une bonne linéarité mais, lorsque la tension de commande Va s'élève au-dessus d'une certaine valeur, le transistor Q2 commence également à fonctionner, de sorte que les courants des deux transistors Q1 et Q2 s'ajoutent et augmentent légèrement la pente de la courbe.Cependant, lorsque la tension de sortie VO augmente et approche de la tension de collecteur V1 du transistor Q1, le courant de ce transistor Q1 commence à diminuer, de sorte que la pente de la courbe devient moins forte. Par ailleurs, le courant du transistor Q2 continue d'augmenter avec la tension de commande Vc, alors que le courant du transistor Q1 continue de diminuer et, lorsque V1 = VO, le courant de collecteur du transistor Q1 devient nul. Cependant, à peu près à partir de ce point, le transistor Q3 commence à fonctionner et les courants des transistors Q2 et qu s'ajoutent, de sorte que la pente de la courbe s'accentue. Une nouvelle augmentation de la tension de commande Va provoque une augmentation de la tension de sortie VO et, lorsque cette tension approche la tension de collecteur V2 du transistor Q2, le courant de ce dernier commence à décroître, de sorte que la pente de la courbe devient moins forte.Lorsque V2 = VO, le courant de collecteur du transistor Q2 stannule et la tension de sortie continue d'augmenter uniquement avec l'aide du courant du transistor Q3 jusqutà ce quelle approche la valeur V3. Ainsi qu'il ressort de la description précédente, le fonctionnement du circuit de la figure Il présente une faible linéarité mais, au fur et à mesure de l'augmentation de la tension de commande VC, les courants des transistors Q1, Q2 et Q3 Q3 se chevauchent, de sorte que les commutations s1 établissent entre ces transistors sans qu'il soit nécessaire de mettre en oeuvre un circuit particulier de commande de commutation. Tel qutil est, ce circuit présente une très faible linéarité et est peu pratique. Cependant, si l'on supprime le court-circuit entre la borne d'entrée 6 de 11 amplificateur comparateur 3 et le point 1 de référence de potentiel pour permettre l'application de la réaction négative, la linéarité peut être améliorée suffisamment pour rendre ce circuit pratique. Cependant, dans le cas du circuit de la figure 11, l'amplitude demandée au signal de sortie de l'amplificateur comparateur est supérieure à celle demandée au signal de sortie de l'amplificateur correspondant du circuit de la figure 9 et, par conséquent, la tension d'alimentation de l'amplificateur comparateur 3 doit être suffisamment supérieure à la tension v3. La description précédente a porté sur le cas dans lequel un seul transistor de commande de courant est utilisé pour une division, alors qu'il est évidemment possible de mettre en oeuvre plusieurs transistors assemblés, par exemple, suivant le montage en Darlington. En particulier, la mise en oeuvre d'une combinaison de transistors du type PNP et de transistors du type NPN telle que celle représentée sur la figure 13 permet de connecter tous les collcteurs des transistors Q1 ... Qn, parcourus par un courant important, au même potentiel, ce qui est inéressant pour la fixation directe des transistors sur un radiateur de dissipation de chaleur. De plus, dans un tel cas, n transistors Q1 .. Qn peuvent être intégrés sur le même semi-conducteur. Une telle forme de réalisation est particulièrement intéressante par le fait que les n transistors présentent alors des caractéristiques uniformes. De plus, dans la description précédente, on a considéré le signal de commande comme ayant une forme d'onde dans laquelle la partie du signal s'élevant jusqu'à la valeur de pointe influe fortement sur la composante de puissance, ctest-à-dire une forme d'onde rectangulaire ou sinusoïdale. Par contre, dans le cas de sa forme d'onde représentée sur la figure 14, dans laquelle le sommet d'une onde sinusoidale est surmonté d'un signal en forme d'impulsions, l'amplitude jusqu'à la valeur Vm influe fortement sur la puissance de sortie, alors que la tension Vp est très élevée, mais seulement momentanée et, par conséquent, ne correspond, en moyenne, qutà une puissance très faible. Dans un tel cas, la tension s'élevant jusqu'à la valeur V est divisée suivant le mode en pertes égales, et la fraction comprise entre les valeurs Vm et Vp, bien que correspondant à une grande différence de potentiel, peut être appliquée par une source unique et un seul transistor sans que le rendement total # soit réduit. Dans ce cas, les divisions correspondent à n + 1 jusqu'à l'amplitude Vp, et la dernière division diffère sensiblement des divisions réalisées jusqu'à la valeur n. Cependant, le circuit selon 11 invention se prête à diverses modifications suivant les applications et il est très intéressant en ce qui concerne ce dernier point. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au circuit décrit et représenté sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS l. Circuit de commande de puissance, caractérisé en ce qu'il comporte plusieurs transistors de commande montés entre plusieurs sources d'alimentation en courant continu présentant des différences de potentiel distinctes les unes des autres par rapport à un point de référence de potentiel et à une charge commune, de manière qu'un premier des transistors de commande, présentant une différence de potentiel supérieure à celle à produire entre des bornes de sortie et qui est connecté à une première des sources d'alimentation présentant une différence de potentiel correspondant, en valeur, à celle dudit premier transistor, soit commandé pour appliquer une différence de potentiel souhaitée entre lesdites bornes de sortie et, lorsque cette dernière différence de potentiel doit être modifiée dans un sens correspondant à son augmentation par rapport à la différence de potentiel de ladite première source d'alimentation, la tension collecteurémetteur du premier transistor approche de la tension de saturation de ce transistor, une commutation étant ensuite réalisée vers l'un des transistors de commande connecté à l'une des sources d'alimentation en courant continu présentant la deuxième plus grande différence de potentiel et, lorsque la différence de potentiel entre les bornes de sortie doit être modifiée dans le sens la faisant décrotte par rapport à la différence de potentiel de ladite source, la tension collecteur-émetteur de l'un des transistors de commande, connecté à l'une des sources d'alimentation en courant continu présentant la troisième plus grande différence de potentiel, dépasse la tension de saturation dudit transistor de commande, une commutation se produisant ensuite vers ledit transistor de manière à faire apparaître une différence de potentiel souhaitée entre les bornes de sortie. 2. Circuit de commande selon la revendication 1, caractérisé en ce que les différences de potentiel entre les sources d'alimentation en courant continu varient également progressivement dans le sens de la diminution de manière à égaliser les pertes se produisant dans les transistors de commande, suivant les valeurs en augmentation progressive des différences de potentiel des sources d'alimentation en courant continu par rapport au point de référence de potentiel. 3. Circuit de commande selon la revendication 1, caractérisé en ce que, dans le cas où la partie du signal de commande s1 élevant jusqu'à une amplitude intermédiaire présente une composante de courant et que la partie du signal de commande comprise entre ladite amplitude intermédiaire et la valeur de pointe correspond à une faible puissance moyenne, la source de puissance, jusqutà l'amplitude correspondant à la composante de puissance, est divisée de manière que les différences de potentiel entre les sources d'alimentation en courant continu varient progressivement dans le sens de la diminution suivant l'augmentation progressive des différences de potentiel desdites sources par rapport au point de référence de potentiel, afin de réduire le nombre de divisions effectuées jusqu'à ladite valeur de pointe. 4. Circuit de commande selon la revendication 1, caractérisé en ce que la différence de potentiel entre les bornes de sortie et les différences de potentiel des sources d'alimentation en courant continu sont comparées afin d'établir les temps de commutation des transistors de commande.