FR 2352443 A1 19771216 FR 7715549 A 19770520 La présente invention concerne les circuits monostables, et concerne plus particulièrement un multivibrateur monostable dont l'élément de temporisation est une inductance. Le brevet US 2 967 953 décrit un multivibrateur monostable qui fournit une impulsion de sortie dont la largeur dépend de la constante de temps d'une inductance et d'une résistance. Les multivibrateurs de ce type ont l'inconvénient de faire apparattre une oscillation ou une résonance, du fait de la capacité répartie qui est obligatoirement associée à l'inductance. Les oscillations parasites qui en résultent peuvent en tratner un redéclenchement intempestif du multivibrateur, ce qui diminue la fiabilité du circuit. On sait de façon générale que les oscillations qui se manifestent dans un circuit inductif peuvent être supprimées,au moins partiellement, en branchant en parallèle sur l'inductance une diode qui dissipe de l'énergie au cours de chaque demicycle pendant lequel la tension aux bornes de l'inductance est suffisante pour polariser la diode en sens direct. La dissipation d'énergie dans la diode produit une décroissance relativement rapide des oscillations ("amortissement") en quelques cycles. Lorsqu'on emploie une diode d'amortissement classique pour supprimer les oscillations dans un multivibrateur monostable dont la constante de temps est définie par une inductance, la diode doit être à proximité immédiate de l'inductance pour réduire la résistance du circuit, et obtenir un facteur d'amortissement élevé. A cet inconvénient constitué par une contrainte sur la disposition physique du circuit, s'ajoute un autre inconvénient des diodes d'amortissement, qui est le suivant : bien que les oscillations puissent décrotte rapidement, il existe néanmoins un risque de redéclenchement intempestif dont l'élimination peut nécessiter un réglage précis des niveaux de seuil du circuit et des valeurs des composants, et peut même imposer un réglage coûteux par approximations successives. L'invention a pour but de réaliser un multivibrateur monostable dont la durée de temporisation est définie par une inductance, dans lequel le risque de déclenchement intempestif sous l'effet d'oscillations est réduit au minimum. Un multivibrateur monostable correspondant à l'invention comprend une inductance de temporisation et un premier circuit qui répond à un signal de déclenchement en appliquant un courant à l'inductance, et qui produit un signal de sortie lorsque la tension résultante aux bornes de l'inductance dépasse une valeur donnée. Un circuit de fixation de niveau branché à l'inductance limite la tension aux bornes de cette inductance à une valeur inférieure à la valeur donnée, en cas d'absence de ces deux signaux, et permet à la tension aux bornes de l'inductance de dépasser la valeur donnée en présence de l'un ou l'autre des signaux. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'un exemple de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels La figure 1 est un schéma d'un circuit monostable correspondant à l'invention La figure 2 est un diagramme séquentiel de signaux qui servent à l'explication du fonctionnement du circuit de la figure 1; et La figure 3 est un schéma plus détaillé, partiellement en coupe, d'un certain nombre des éléments de circuit de la figure 1. Le circuit monostable de la figure 1 comprend une inductance Lo et une résistance Ro qui peuvent être des éléments discrets choisis pour donner la largeur d'impulsion de sortie désirée. Les autres éléments de circuit représentés sont de préférence intégrés sur un substrat semiconducteur commun. C'est essentiellement la constante de temps LR des deux éléments Lo et Ro qui définit la durée de l'état astable du circuit. On peut faire varier Lo ou Rg, ou les deux, mais dans un mode de réalisation particulier c'est l'inductance Lo qu'on fait varier pour régler-la durée de cet état astable. Le circuit comporte égalemen#t un comparateur 30 constitué par un amplificateur différentiel.Ce dernier comprend deux transistors Q13, Q14 dont les émetteurs réunis sont connectés à une source de courant 32. La base du transistor Q13 détecte la tension aux bornes de l'induc- tance Lg, c'est-à-dire la tension sur la borne 34, et la base du transistor Q14 est branchée à un point 36 qui est maintenu à un niveau de référence VREF Au repos, la tension VB14 sur la base du transistor Q14 est supérieure à la tension de base du transistor Q13, si bien que le transistor Q14 est conducteur et le transistor Q13 est bloqué.En réponse à une impulsion de déclenchement appliquée sur la borne 46, la base du transistor Q13 est amenée à un niveau de tension supérieur à celui de la base du transistor Q14, ce qui provoque la conduction du transistor 4:3 et bloque le transistor Q14. Cet état est l'état astable du circuit. Au bout d'une certaine durée, dépendant essentiellement des valeurs de Ro et Lo la diminution de la tension aux bornes de l'inductance amène la tension de base du transistor Q13 à une valeur -inférieure à celle du transistor Q14, ce qui ramène le circuit dans son état stable. La tension au point 34 change maintenant de polarité et devient fortement négative, comme il représenté en 72 sur le signal a de la figure 2. Une caractéristique de l'invention réside dans les moyens utilisés pour limiter l'excursion négative à un niveau désiré (qui est compris entre 30 et 50 V dans un mode de réalisation particulier). Sommairement, ces moyens comprennent le transistor Q1 et la résistance 1. Le transistor remplit deux fonctions : il fournit du courant à l'inductance par son circuit collecteur-émetteur, en sens direct, en réponse à l'impulsion de déclenchement d'entrée, et son circuit base-collecteur conduit en sens inverse, à un niveau défini, lorsque la tension au point 34 présente une excursion négative abrupte. On donne à ce transistor une faible tension de claquage par une implantation de surface dans la région de collecteur, comme il sera expliqué ultérieurement, après la description détaillée qui suit du fonctionnement du circuit. Au repos, le transistor connecté en diode Q8 conduit et il circule un courant dans le circuit comprenant le transistor Q8 et les résistances 9 et 14, à partir de la borne d'alimentation en tension 38. Lorsque la tension d'alimentation VCC vaut par exemple +10 V, la tension de référence qui apparatt au point 36 est de l'ordre de 2,8 V. Il circule donc un ccurant dans le transistor connecté en diode Q15 et la jonction baseémetteur du transistor Q14, ce qui provoque la conduction de ce dernier. Simultanément, comme il sera envisagé sous peu, aucun courant ne circule dans l'inductance Lg, si bien que le point 34 est au potentiel de la masse.La base du transistor Q13 est également pratiquement au niveau de la masse (comme il sera envi sagé sous peu), si bien que le transistor Q13 est bloqué et le transistor Q14 conduit la totalité du courant adsorbé par ] a source de courant 32. Ceci tend à abaisser le potentiel de collecteur eu transistor Q14, et à appliquer une polarisation en sens direct à la jonction base-émetteur du transistor Q7 et aux jonctions baseémetteur branchées en parallèle des transistors Q4 et Q5. Le potentiel émetteur-base du transistor Q5 augmente jusqu'à ce que le courant de collecteur qu'il fournit soit égal au courant de collecteur demandé par le transistor Q14, diminué de la fraction faible fournie par le courant de base du transistor Q16. Il n'existe aucun circuit pour le courant de collecteur que le transistor Q4 fournirait en fonctionnement en transistor normal, si bien que ce transistor fonctionne en saturation en maintenant son collecteur à +Vcc, et en polarisant le transistor Q6 au blocage. Le courant d'émetteur du transistor Q7 est défini par la loi d'0h#, c'est-à-dire par le rapport entre la tension qui doit apparaître aux bornes de la résistance 6 pour que le transistor Q5 fournisse le courant de collecteur demandé par le transistor Q14, et la valeur de la résistance 6.Le transistor Q7 fournit un courant de collecteur pratiquement égal à son courant d'émetteur, ce qui fait apparaître aux bornes de la résistance 22 une chute de tension qui polarise en sens direct la jonction base-émetteur du transistor Q24, et provoque la conduction de ce transistor. Le courant de collecteur demandé par le transistor Q24 est fourni par le transistor à double collecteur Q10, ce courant circulant par la résistance 8 et le circuit allant de l'émetteur au collecteur 40 du transistor Q10. Comme le transistor Q24 absorbe la totalité du courant du collecteur 40, il ne reste pas de courant pour le transistor Qui6, et ce dernier est donc bloqué. La sortie A du circuit monostable est donc au niveau +Vcc. On a indiqué précédemment que le transistor Q6 était bloqué. Comme il ne circule aucun courant dans ce transistor etla résistarlce 21, le point 42 du circuit est au potentiel de la masse, si bien que le transistor Q25 est bloqué. Le courant qui sort du collecteur 44 du transistor Q10 circule donc dans la jonction base-émetteur du transistor Q22, ce qui provoque la conduction de ce transistor. La sortie complémentaire A est donc au niveau de la masse. Du fait que le point 42 du circuit est à la masse, la gâchette du thyristor 45 est également à la masse, ce qui tend à maintenir ce thyristor bloqué. On montrera sous peu que l'anode du thyristor 45 est également à la masse, si bien que le thyristor est bloqué. Puisque le point 42 est à la masse, le transistor Q17 est bloqué et il ne circule pas de courant dans la résistance 2. Le transistor Q2 est donc bloqué comme le transistor Q1. Ceci confirme ce qui a été indiqué précédemment, c'est-à-dire qu'il ne circule pas de courant dans la résistance Ro ou ;'inductance L02 si bien que le point 34 est à la masse Les transistors Q18 et Q19 fonctionnent en sources de courant de 10 pA, dans le circuit particulier considéré. Le transistor Q18 conduit le courant qui traverse le transistor Q15 lorsque le transistor Q14 est bloqué, et le transistor Q19 constitue une dérivation pour le courant qui traverse le transistor Q12, lorsque le transistor Q13 est bloqué. Le transistor Q12 est branché en diode et est conçu de façon à présenter une tension de claquage élevée, de l'ordre de 80 V dans un mode de réalisation particulier.Ce transistor a pour but de protéger la jonction émetteur-base du transistor Q13, qui peut avoir une tension de claquage de 7 V, par rapport à la tension négative élevée qui apparaît aux bornes de Lo au cours d'une période du cycle de fonctionnement du circuit, comme il sera indiqué ultérieurement. Les transistors Q31 et Q32 forment une paire Darlington. Lorsque le circuit est au repos, la borne d'entrée de déclenchement 46 est au niveau de la masse, si bien que la paire Darlington# est bloquée. Il ne circule aucun courant dans la résistance 24 ou le transistor Q29, si bien que l'anode du thyristor 45 est maintenue au niveau de la masse et le thyristor est bloqué, comme il a été indiqué précédemment. Les trois transistors Q26, Q27 et Q28 sont également bloqués. On a indiqué précédemment que le transistor Q7 est conducteur lorsque le circuit est au repos, si bien qu'il circule dans la résistance 22 un courant qui place le point 48 à un niveau de tension positif. Le courant partant du point 48 traverse la résistance 19 et la jonction base-émetteur du transistor Q23, ce qui provoque la conduction de ce dernier. Ceci a pour effet de fixer la base du transistor Q13 à un niveau proche du niveau de la masse, c'est-à-dire en fait au niveau de la tension de satu ration collecteur-émetteur VSAT du transistor Q23.On notera que le transistor Qil place le point 50 à un niveau qui est supérieur d'une chute de tension base-émetteur (1 VBE) par rapport au niveau de base du transistor Q13, et que le transistor Q12 place le point 52 à un niveau inférieur de 1 VBE au niveau sur le point 50, ce qui confirme que le niveau du point 52 est fixé à la tension VSAT du transistor Q23, c'est-à-dire pratiquement au niveau de la masse. On supposera maintenant que la borne 46 reçoit une impulsion de déclenchement positive. En pratique, l'amplitude de l'impulsion de déclenchement peut etre de l'ordre de 10 V, c'est-à-dire du niveau Vcc, bien que le seuil du circuit attaqué par cette impulsion soit de l'ordre de 2,5V. La durée de l'impulsion de déclenchement n'est pas critique.On montrera ultérieurement que le circuit comprenant le thyristor différentie le front avant de cette impulsion, ce front avant commute le circuit dans son état astable, puis les autres éléments du circuit prennent ensuite la commande de l'état du circuit, pour le ramener dans son état stable au bout d'une durée qui dépend essentiellement de la constante de temps LR des composants Lo et Roe Lorsque l'impulsion de déclenchement devient positive, la paire Darlington Q3i, -Q32 passe à l'état de conduction et il circule un courant dans le circuit qui relie la borne V CC 38 à la masse par l'intermédiaire de la paire Darlington , la résistance 24, le transistor Q29 et la résistance 13. La tension positive qui apparaît ainsi au point 54, c'est-à-dire sur les bases des transistors Q26, Q27 et Q28, provoque la conduction de ces transistors. Une tension positive apparaît également au point 64 auquel est connectée l'anode du thyristor 45. Cependant, la gâchette du thyristor 45 est toujours à la masse (point 42 à la masse), si bien que le thyristor demeure bloqué. Lorsque le transistor Q28 devient conducteur, il place pratiquement la base du transistor Q23 à la masse, ce qui bloque ce transistor. Le niveau du point 50 cesse ainsi d'etre fixé, et la base du transistor Q13 peut alors prendre un potentiel différent. Lorsque le transistor Q26 devient conducteur, il circule un courant dans le circuit comprenant les résistances 2 et 10 et le circuit collecteur-émetteur du transistor Q26. La tension qui existe maintenant aux bornes de la résistance 2 est suffisante pour provoquer la conduction du transistor Q2, et le transistor Q1 devient également conducteur du fait du courant qui traverse sa jonction base-émetteur. Ce courant tend à circuler dans la résistance Ro et l'inductance Lg. Cependant, du fait que le courant qui traverse une inductance ne peut pas changer instantanément, la tension aux bornes de l'inductance c'est-à-dire la tension au point 34, monte très rapidement à un niveau élevé, comme il est indiqué en 60 sur le signal a de la figure 2. Simultanément, il circule dans les résistances 5 et 4 un courant qui entre dans le collecteur du transistor Q27. La tension qui apparaît aux bornes de la résistance 5 provoque la conduction du transistor Q3, et son courant de collecteur circule dans la résistance 3, et tente également de circuler dans l'inductance Lo Ceci crée la pointe de tension de faible amplitude 62 sur le signal a de la figure 2. L'amplitude du front avant 60 du signal a est proche de Vcc,cette tension étant de l'ordre de 10 V, comme il a été indiqué précédemment. Lorsque le potentiel du point 34 monte rapidement, la base du transistor Q13 prend également rapidement un potentiel supérieur à celui de la base du transistor Q14 (la tension VB14 sur la base du transistor Q14 est inférieure de 1 VBE à la tension BREF) Dès que la base du transistor Q13 devient plus positive que celle du transistor Q14, le transistor Q13 commence à conduire et le transistor Q14 se bloque. Le transistor Q4 conduit maintenant le courant qui est appliqué au collecteur du transistor Q13, le transistor Q5 est en saturation mais ne conduit pas de courant de collecteur, et le transistor Q7 se bloque du fait que sa base devient positive par rapport à son émetteur. Lorsque le transistor Q7 se bloque, le point 48 passe au niveau de la masse, et ceci bloque le transistor Q24. Le courant du collecteur 40 du transistor Q10 circule maintenant dans la jonction base-émetteur du transistor Q16, et ceci provoque la conduction de ce transistor. La sortie h commute donc entre le niveau + VCC et le niveau de la masse. Lorsque le point 48 passe au niveau de la masse, le transistor Q23 ne reçoit plus de courant base-émetteur, ce qui maintient ce transistor bloqué. On rappelle que la base du transistor Q23 a déjà été placée pratiquement au niveau de la masse par la conduction du transistor Q28. Le transistor Q6 est devenu conducteur sous l'effet de la tendance du transistor Q13 à appliquer une polarisation croissante en sens direct aux jonctions base-émetteur des transistors Q6, Q4 et Q5, jusqu'à ce que le transistor 94 fournisse un courant de collecteur correspondant pratiquement à a totalité té du courant de collecteur demandé par le transistor Q13. Ceci élève le potentiel au point 42, ce qui provoque la conduction du transistor Q25, si bien que la quasi totalité du courant fourni par le collecteur 44 du transistor Q10 pénètre maintenant dans le collecteur du transistor Q25. Ceci bloque le transistor Q22 et la sortie A commute entre le niveau de la masse et le niveau + Vcc. Le niveau positif du point 42 débloque également le transistor Q17. Ce transistor est branché en parailèle avec le transistor Q26, si bien que lorsque le transistor Q26 se bloque ultérieurement, le transistor Q17 maintient toujours les transistors Q1 et Q2 à l'état de conduction. Le niveau positif au point 42 fait circuler un courant de gâchette dans le thyristor 45. L'anode de ce thyristor est déjà positive, si bien que le thyristor s'amorce. Lorsque le thyristor est amorcé, il place le point 64 à un niveau proche de celui de la masse, ce qui bloque les transistors Q26, Q27 et Q28. A ce titre, le thyristor 45, associé aux autres éléments du circuit, fait fonction de différentiateur pour le front avant (front montant) de l'impulsion de déclenchement. Sous #'effet du front ayant de l'impulsion de déclenchement, le point 64 devient positif puis, au bout d'un court instant, la tension au point 64 diminue jusqu'à un niveau proche de celui de la masse (en fait jusqu a un niveau VBE+VSAT, qui correspond à la chute de tension anode-cathode dans le thyristor conducteur).La tension présente au point 64, à l'anode du thyristor 45, est représentée en d sur la figure 2. On notera que lorsque l'impulsion de déclenchement prtnd fin le thyristor cesse de conduire et la tension d'anode retourne au niveau de la masse. Lorsque le thyristor Q27 se débloque, immédiatement après le front avant de l'impulsion de déclenchement, le courant cesse de circuler dans les résistances 5 et 4, et le transistor Q3 se bloque. Ceci fait cesser la circulation du courant dans le circuit émetteur-collecteur du transistor Q3, en direction de l'inductance Lg, et met fin à la pointe de courte durée 62 qui appa rait au sommet de l'excursion de tension positive aux bornes de l'inductance. Comme il a été mentionné précédemment, le blocage du transistor Q26 n'affecte pas les transistors Q1 et Q2 qui demeurent conducteurs, du fait que le transistor Q17 est toujours conducteur. Lorsque le transistor Q28 se bloque, le transistor Q23 pourrait devenir conducteur si une tension d'attaque de base était présente au point 48. Cependant, comme il a été indiqué précédemment, le point 48 est au niveau de la masse, si bien que le transistor Q23 demeure bloqué. Après l'apparition de la pointe initiale de tension positive aux bornes de l'inductance Lg, cette inductance commence à être traversée par un courant, et la tension à ses bornes diminue de façon exponentielle, comme il est indiqué en 70 sur le signal a de la figure 2. La vitesse de décroissance est fonction de la constante de temps LR du circuit de l'inductance. Lorsque la tension a diminué suffisamment pour que la base du transistor Q13 atteigne un niveau de tension inférieur à celui de la base du transistor Q14, le comparateur 30 change d'état, c'est-à-dire que le transistor Q13 cesse de conduire et le transistor Q14 conduit la totalité du courant qui est absorbé par la source 32. Sous l'effet de ce changement d'état, le point 42 passe au niveau de la masse, ce qui bloque le transistor Q17, et donc les transistors Qi et Q2. Ceci met fin au courant qui traverse l'inductance Lg, si bien que la tension aux bornes de l'inductance change de polarité, le point 34 devenant fortement négatif, comme il est indiqué en 72 sur le signal a de la figure 2. La tension aux bornes de l'inductance devient de plus en plus négative jusqu'à ce qu'il se produise un claquage de jonction (comme il est décrit en relation avec la figure 3) qui rétablit le circuit de circulation du courant. La tension à laquelle ce claquage se produit détermine la durée nécessaire à la décharge de l'énergie emmagasinée dans l'inductance. Cette décharge est d'autant plus rapide que la tension est élevée. Il est important que ce claquage se produise dans une zone qui ne dégrade pas les performances du circuit. Dans une réalisation antérieure de ce circuit monostable, la tension de claquage est définie, c'est-à-dire limitéespar un empilement de diodes zener connectées entre le point 50 et la masse, ce qui limite la tension au point 50 à une valeur raisonnable de l'ordre de 30 à 40 V. Ce circuit fonctionne de façon satisfaisante, mais les diodes zener occupent de la place sur la puce de circuit intégré, et les composants supplémentaires nécessaires augmentent le coflt du circuit et la complexité de sa fabrication. Dans le circuit de l'invention, aucune place supplémentaire n'est nécessaire pour le circuit de limitation de tension. La limitation de tension est assurée par le transistor Q1 et la résistance 1. Ce transistor est traité d'une maNière décrite ultérieurement, de façon à présenter une tension de claquage inverse de l'ordre de 30 à 50 V pour la jonction entre la base 91 et le collecteur 92. Ainsi, lorsqu'il apparaît sur le point 34 une excursion négative vers une tension supérieure, il appa raît une conduction en sens direct dans la jonction entre l'émetteur 90 et la base 91 du transistor Q1, et une conduction en sens inverse dans la jonction entre la base 91 et le collecteur 92 de ce transistor. Il existe également un second circuit de conductionsen parallèle sur celui décrit ci-dessus. Ce second circuit passe par la résistance 1, à partir du point 95.Ce circuit de conduction comprend la région de semiconducteur qui forme le collecteur du transistor Q1. Les diverses structures mentionnées ci-dessus sont représentées sur la figure3 , qui sera décrite ultérieurement. La conduction par les deux circuits indiqués ci-dessus a pour effet de placer le point 95 à une tension de l'ordre de -30 à -50 V, ce qui donne une tension de l'ordre de -40 à -60 V au point 34. Quelle que soit la tension négative au point 34, le transistor Q12 en série avec la jonction base-émetteur du transistor Q13 améliore la protection de cette jonction. Ceci est dû à la tension de claquage inverse relativement élevée du transistor Q12, grâce à laquelle toute tension négative présente au point 50 apparaît presque entièrement entre l'émetteur et la connexion commune base-collecteur de ce transistor, si bien qu'il demeure une tension insuffisante pour provoquer un claquage de la jonction base-émetteur du transistor Q13. Le transistor PNP Qil, qui est de conductivité opposée au transistor Q23, fait fonction de diode de blocage lorsque les points 34 et 50 deviennent négatifs, au cours de la décharge de l'énergie de l'inductance Lg. Si le transistor Qil n'existait pas, l'excursion négative polariserait en sens direct la jonction collecteur-oase du transistor Q23 (ainsi que sa jonction collecteur-substrat dans un circuit intégré), et serait ainsi limitée à une valeur négative faible. Le transistor Qll peut etre remplacé par une diode (avec son anode branchée au point 50 et sa cathode branchée au collecteur du transistor Q23) de tension de claquage suffisamment élevée.On a alors un fonctionnement similaire, en supposant que l'absence du gain du transistor Qll n'est pas critique (ce qui est vrai dans~le circuit intégré particulier représenté). Après l'excursion négative importante (représentée en 72 sur la figure 2), le courant qui circule dans l'inductance Lo diminue, et la tension aux bornes de cette inductance devient moins négative, comme il est indiqué en 79 sur le signal a de la figure 2. Lorsque le courant s'annule et tend à s'inverser, la tension aux bornes de l'inductance présente une excursion positive, comme il est représenté en 80 sur la figure 2. En l'absence de moyens propres à l'empecher, la tension aux bornes de l'inductance tendrait à devenir fortement positive, c'est-àdire qu'elle s'approcherait de VCC (soit de 10 V dans l'exemple considéré).Le circuit comprenant l'inductance Lo et la capacité répartie de cette inductance fait fonction de circuit accordé et, s'il n'en était pas empêché, ce circuit oscillerait à sa fréquence de résonance, comme il est indiqué par la sinusoïde en pointillés 82 sur la figure 2. Ceci serait naturellement catastrophique pour le fonctionnement du circuit, du fait que l'excursion positive de la sinusoide jusqu'à une valeur telle que la tension de base du transistor Q13 dépasse celle du transistor Q14 produirait un redéclenchement du circuit monostable. Le phénomène ci-dessus ne se produit pas dans le circuit de l'invention, du fait de l'action de fixation de niveau des transistors Qll et Q23. Au moment où la tension aux bornes de l'inductance tend à devenir positive, le transistor Q13 est bloqué, si bien que le transistor Q6 est bloqué et le point 42 est à la masse, et le transistor Q14 est conducteur, si bien que le transistor Q7 est conducteur et le point 48 est à une tension positive. Le transistor Q23 est donc conducteur. Ceci place la base du transistor PNP Qll à un niveau voisin de celui de la masse, et ce transistor peut donc devenir conducteur lorsque son émetteur est placé à une tension positive.Lorsque la tension au point 50 tend à devenir positive, le transistor Qll devient fortement conducteur, ce qui fixe ce point au niveau de la masse. Ceci est représente indirectement en 85 sur le signal A de la figure t. Le point 34 devient tout d'abord légèrement positif, puis est fixé au niveau de ia masse. Ce léger niveau positif correspond à une tension de base du transistor Q13 inférieure à la tension de base du transistor Q14, si bien que le transistor Q13 demeure bloqué et le circuit 30 demeure dans son état stable, c'est-à-dire que la sortie A demeure à un niveau élevé (c'est-àdire +Vcc) et la sortie A demeure au niveau de la masse. La figure 3 montre la structure réelle du transistor Q1, de la résistance 1 et des résistances 3 et 11. L'émetteur 90 du transistor Q1 est constitué par une région N+ qui est située dans un puits constitué par une diffusion 91 de type P. La région de type P 91 forme la base du transistor Q1. Le collecteur 92 du transistor est constitué par une couche épitaxiale de type N dans laquelle est située la région de base 91. La couche épitaxiale peut avoir une épaisseur de l'ordre de 10 wu. Une région 95, de type N+ est adjacente à la couche épitaxiale 92 de type N, et peut être considérée comme faisant partie de la région de collecteur. La région 95 peut avoir une épaisseur de 3 à 4jeu, et a pour fonctions de réduire l'impédance de la région de collecteur. La tension de claquage inverse entre la base 91 et le collecteur 92 du transistor Q1 est réduite par la couche 96 de type N qui recouvre la surface supérieure de la région de collecteur 92. Cette région superficielle est réalisée par implantation d'ions phosphore, qui peut correspondre à une dose de 12 2,2 x 1012 sous une tension de 150 keV. L'implantation a pour fonction d'augmenter le niveau de dopage à la surface de la couche épitaxiale, et donne une tension de claquage inverse (entre la base P ou la résistance P et la couche épitaxiale N) de l'ordre de 30 à 50 V. Le niveau de claquage peut être défini de façon précise par le processus d'implantation. La région 98 de type N+ constitue une zone qui permet de réaliser un contact ohmique entre la région de collecteur 92 et la métallisation connectée à l'alimentation VCC. L'élément 1 constitue la résistance 1 de la figure 1, formée par une diffusion de type P dans la couche épitaxiale 92 de type N. Les conducteurs 99 et 100 connectent les extrémités opposées de la résistance à l'émetteur 90 et à la base 91, respectivement, du transistor Q1. Les structures de résistance et de transistor sont formées sur un substrat 102 de type P, et les régions périphériques 104 de type P sont destinées à l'isolation. Les résistances 11 et 13 sont représentées simplement pour montrer leur structure. Ces résistances sont également situées dans une région épitaxiale de type N, désignée par la référence 106. Cette région est maintenue au niveau VCC par une connexion à la région de contact 108, de type N+. La polarisation en sens inverse de la région 106 a pour but d'établir une isolation entre les résistances 3 et 11. Au cours du fonctionnement, lorsque la tension aux bornes de l'inductance Lo devient brusquement négative, les points 34. et 93 deviennent également négatifs. En supposant que l'excursion négative au point 93 est suffisante pour provoquer un claquage inverse du transistor Q1, des électrons circulent en sens direct entre l'émetteur 90 (région de type N) et la base 91 (région de type P). A partir de là, ces porteurs (électrons) circulent vers l'alimentation VCC par l'intermédiaire de la région de collecteur de type N et de la connexion 98. Il existe également un second circuit de claquage inverse qui va de l'extrémité 108 de la résistance 1 à la connexion 98 de type N+, par l'intermédiaire de la jonction PN entre cette extrémité et la région épitaxiale 92 de type N.La tension de claquage inverse nécessaire à la conduction par ces circuits dépend de la dose utilisée, et peut être de l'ordre de 40 à 50 V. Dans tous les cas, il circule par la résistance externe Ro un courant qui améliore la protection contre l'apparition de niveaux de courant susceptibles d'être dangereux. On remarque sur la figure 3 que la région superficielle 96, comportant une implantation en phosphoretse trouve à la surface de la couche épitaxiale 92 de type N qui constitue le collecteur du transistor Q1, et qui entoure la résistance 1, de type P. Ces éléments constituent ainsi des structures qui présentent une tension de claquage inverse de 30 à 50 V, au lieu des tensions de claquage collecteur-base normales qui sont de l'ordre de 80 à 100 V. Cependant, la région épitaxiale 106 de type N est masquée au cours de l'implantation ionique, de façon à ne pas être soumise à cette implantation. Ainsi, toute tension négative élevée apparaissant au point 34 provoque un claquage inverse(non destructif) au niveau du transistor Q1 et de la résistance 1, mais ne provoque pas de claquage inverse dans les éléments situés dans la région épitaxiale 106 de type N. En retournant à la figure 1, on note que d'autres éléments sont masqués au cours de l'implantation ionique, pour qu'ils conservent des tensions de claquage inverses relativement élevées. C'est le cas par exemple des régions dans lesquelles sont formés les transistors Q3, Qll et Q12. Grâce à ceux-ci, les tensions transitoires négatives ne produisent pas de cla quage des éléments susceptibles de nuire au fonctionnement du circuit. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées aux dispositifs ou procédés qui viennent d'être décrits uniquement à titre d'exemples non limitatifs sans sortir du cadre de l'invention. REVFNDICATICNS 1. ulzivibrateur monostable comprenant : une inductance de terporisation, une résistance de temporisation et un interrupteur à transistor connectés en série, et recevant une tension d'alimentAlon ; un circuit d'entrée connecté à l'interrupteur pour appliquer à celui-ci une polarisation de conduction en réponse à un signal d'entrée de déclenchement; et un circuit de comparaison possèdant une première entrée destinée à recevoir une tension de référence, une seconde entrée connectée à l'inductance, et une sortie connectée de façon à appliquer la polarisation de conduction à l'interrupteur à transistor au cours de l'état astable du multivibrateur ; caractérisé en ce qu'il comprend : un circuit de fixation de niveau qui est connecté à 1'inductance de façon à limiter la tension aux bornes de cette inductance lorsqu'il reçoit un signal de validation sur son électrode de commande; et un circuit de commande qui est connecté à l'électrode de commande du circuit de fixation de niveau, ainsi qu'à un point de sortie du circuit d'entrée, et à un point de sortie du circuit de comparaison, de façon à appliquer le signal de validation à l'électrode de commande lorsque le multivibrateur est dans son état stable alors que le signal de déclenchement est absent, et à faire cesser le signal de validation lorsque le multivibrateur est dans son état astable, ou lorsque le signal de déclenchement est présent. 2. Multivibrateur monostable selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'inductance est connectée à un point auquel est également connecté un transistor du circuit de fixation de niveau, ainsi qu'un transistor du circuit de comparaison; et en ce que l'interrupteur à transistor est un transistor bipolaire possèdant une tension de claquage de valeur donnée qui est inférieure à la tension de claquage des transistors des circuits de fixation de niveau et de coparaison, afin de limiter à cette valeur donnée la tension qui apparaît aux bornes de l'inductance, dans un sens donne.