FR 2284938 A1 19760409 FR 7430624 A 19740910 La présente invention concerne un procédé d'auto-contrôle du bon fonctionnement de mini-radars anti-intrusions A effet Doppler comportant notamment un générateur d'une onde électromagnétique pure a hyperfréquence à diode semiconductrice auto-oscillatrice ou auto-relaxatrice, des moyens d'alimentation dudit générateur (et des circuits annexes) munis de témoins de mise sous tension, une diode hyperfréquence détectrice et démodulatrice couplée avec l'onde émise par le radar et avec les ondes réfléchies vers ledit radar, ainsi que des moyens d'amplification et d'ex- ploitation des signaux à fréquence Doppler résultant de la déRo- dulation des ondes réfléchies par des objets en mouvement. La présente invention comporte également les dispositifs pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention. Les installateurs de systèmes de surveillance anti-intrusions requièrent dans la plupart des cas que les matériels qui leur sont fournis assurent une sécurité dite "positive" de la surveillance effectuée, c'est-à-dire que tout défaut du système de détection doit provoquer l'alarme ou se signaler lui-même sur un circuit de contre prévu à cet effet. En fait, peu de systèmes assurent une sécurité positive for elle de la surveillance effectuée : dans la plupart des matériels courants, l'alarme résulte de la coupure de l'alimentation de la bobine d'un relais et de l'ouverture du circuit "ALARME", provoquée par la détection d'un intrus, et une panne de la tension d'alimentation de l'appareil déclenche également l'alarme, mais la disparition de l'onde émise et du faisceau rayonné ou un fonctionnement défectueux de la diode démodulatrice ne sont pas signalés. Des matériels beaucoup plus compliqués ont été élaborés de façon à assurer une surveillance d'une grande fiabilité et l'on peut notamment citer un "Appareil détecteur d'intrusion comportant des moyens de commande de surveillance" décrit dans le brevet français n 2 037 881, et selon lequel ce dispositif détecteur d'intrusion est notamment caractérisé en ee qu'il comprend un moyen émetteur de micro-ondes capable de rayonner un champ à hyperfréquence dans une zone déterminée, un moyen récepteur de cette énergie comportant un moyen d'amplification A caractéris- tique de gain choisie comprenant une première partie de gain s 'étendant sur une gamme de fréquence en relation avec un mouvement choisi d'une cible présente dans ledit champ d'énergie et une partie de gain différent et plus faible aux fréquence supérieures à ladite-gae de fréquence, un moyen de discrimina- tion pour détecter des signaux dans ladite première partie de gain et un moyen modulateur de surveillance couplé, de manière à modu- ler le signal transmis, et à établir un signal de surveillance d'une fréquence comprise dans ladite partie de gain plusfaible, ainsi qu'un moyen de réponse de surveillance connecté audit moyen amplificateur et sensible audit signal de surveillance. les dispositions utilisées dans le détecteur d'intrusion faisant l'objet du brevet cité plus haut assurent une surveillance efficace du bon fonctionnement dudit détecteur d'intrusion, mais au prix d'une grande complication susceptible d'accrottre la fré- quence des pannes affectant le matériel considéré. Par ailleurs, ce matériel qui semble avoir été conçu pour assurer la surveillance de bâtiments officiels ne peut etre que très coûteux compte tenu de sa complexité. L'invention a pour but, entre autres, de permettre de sur- veiller et de contrôler, à l'aide de moyens simples et d'un colt limité, le bon fonctionnement de mini-radars anti-intrusions 9 effet Doppler. L'invention a également pour but d'éviter que les radars selon l'invention puissent être "aveuglés" par l'utilisation d'un obstacle fixe réfléchissant disposé subrepticement sur le parcours du faisceau émis-et à petite distance de l'appareil ou par un brouilleur à hyperfréquence. L'invention prend en considération le fait que la grandeur de la tension redressée par la diode démodulatrice est le reflet fidèle des conditions de fonctionnement du dispositif radar considéré, aussi bien en ce qui concerne la partie "émission" dudit dispositif radar qien ce qui concerne sa partie "réception". Selon l'invention le procédé d'auto-contrôle du bon fonctionnement de mini-radars anti-intrusions à effet Doppler comportant notamment un générateur d'une onde électromagnétique entretenue pure à hyperfréquence à d'iode semiconductrice auto-oscillatrice ou auto-relaxatrice, des moyens d'alimentation dudit générateur (et des circuits annexes) munis de témoins de mise sous tension, une diode hyperfréquence détectrice et démodulatrice couplée avec l'onde émise par le radar et avec-les ondes réfléchies vers ledit radas ainsi que des moyens d'amplification et d'explo7ta- tion des signaux à fréquence Doppler résultant de la démodulation des ondes réfléchies par des objets en mouvement, est notamment remarquable en ce qu'une tension électrique recueillie entre les extrémités d'une résistance de charge coopérant avec la diode détectrice et démodulatrice est appliquée à une entrée d'un circuit de signalisation des défauts de fonctionnement comportant deux seuils de déclenchement distincts, l'un correspondant à un déclenchement au-dessous d'un certain minimum de tension redressée et l'autre à un déclenchement par le dépassement d'un maximum de tension déterminé. Par la mise en oeuvre du procédé selon l'invention on dispose d'un matériel très sur qui, en plus de sa fonction intrinsèque de détection d'intrusions signale toute anomalie susceptible d'affecter son fonctionnement et telle qu'une panne de diode oscillatrice, une panne de diode détectrice et démodulatrice, une tentative de neutralisation du radar effectuée en période de veille par la mise en place d'un obstacle fixe proche et réfléchissant sur le trajet du faisceau hyperfréquence émis, ou bien encore 1 aveuglement du radar par un brouilleur à hyperfréquence Egalement selon 1 invention, les mini-radars anti-intrusions à effet Doppler comportant notamment un générateur d'une onde électromagnétique entretenue pure à hyperfréquence à diode semiconductrice auto-oscillatrice ou auto-relavatrice, des moyens d'alimentation dudit générateur (et des circuits annexes) munis de témoins de mise sous tension, une diode hyperfréquence détectrice et démodulatrice couplée avec tonde émise par le radar et avec les ondes réfléchies vers ledit radar, ainsi que des moyens d'amplification et d'exploitation des signaux à fréquence Doppler résultant de la démodulation des ondes réfléchies par des objets en mouvement, une source de tension continue d'aliaentation non stabilisée (qui peut ëtre la source alimentant le mini-radar) et un circuit de régulation fournissant, à partir de la tension de la source non stabilisée, une tension d'alimentation stabi liséepour le circuit d'auto-controle, sont notannent remarquables en ce qu'un point "chaud" d'une résistance de charge coopérant avec la diode hyperfréquence détectrice et démodulatrice est relié a) directement à l'émetteur d'un premier transistor au silicium dune polarité donnée et dont la base est polarisée par une tension continue légèrement supérieure au YBE du transistor considéré à l'état conducteur. b) par l'intermédiaire d'une cellule de filtrage R-C à la base d'un second transistor au silicium de memeA polarité que le premier transistor cité plus haut, et dont l'émetteur est directement relié à la masse de référence déjà citée, les collecteurs desdits premier et second transistors précités étant alimentés à travers une résistance de charge commune eons- tituée par deux résistances montées en série dont le point central est relié à la base d'un troisième transistor au silicium de polarité opposée à celle des deux premiers transistors précités, dont le circuit de collecteur comporte une résistance de charge appropriée et dont le collecteur est couplés par l'intermédiaire de deux diodes semiconductrices identiques au silicium montées en série et en opposition, avec la base d'un quatrième transistor au silicium de mème polarité que le troisième transistor précité et dont le circuit de charge du collecteur est constitué par un relais de signalisation de défaut, la deuxième diode de couplage précitée (constituant un élément à résistance série équivalente éminemment variable) étant disposée dans le sens passant dans un diviseur de tension constitué par une première résistance disposée entre émetteur et la base du quatrième transistor précité, par ladite deuxième diode et par une deuxième résistance disposée entre ladite deuxième diode et un conducteur d'alimentation connecté à la masse de référence. Dans un mode de mise en oeuvre avantageux du procédé selon lginvention et de réalisation des dispositifs pour la mise en oeuvre dudit procédé, le déclenchement de la signalisation des anomalies (défauts) de fonctionnement est momentanément inhibé, pendant la période de démarrage suivant la mise sous tension des mini-radars concernés et pendant un laps de temps compris entre quelques secondes et une minute environ, par utilisation d'un circuit auxiliaire présentant une constante de temps appropriée. Le régime stable de fonctionnement d'une diode semiconductrice auto-oscillatrice ou auto-relaxatrice n'étant pas obtenu instan tanément dès la mise sous tension de ladite diode et demandant un certain laps de temps avant de s'établir, il est préférable de "neutraliser" momentanément, pendant cette période de démarrage, le fonctionnement de la signalisation d'anomalies ou de défauts qui ne seraient pas réels, mais seulement apparents et résulteraient du régime transitoire de démarrage de ltoscillateur à hyperfréquence. Indépendamment de la signalisation à distance des anomalies possibles de fonctionnement des mini-radars anti-intrusions à effet Doppler, telle que prévue par la présente invention, une indication locale discrète, mais précise, d'anomalie de fonctionnement peut entre fournie au personnel surveillant la bonne marche du matériel utilisé sous forme de l'excitation, par un circuit auxiliaire, d'une diode électroluminescente disposée en un point convenable du bottier contenant le matériel considéré ; il y a lieu de se souvenir, par ailleurs, que les moyens d'alimentation des dispositifs selon l'invention sont, par ailleurs, munis de témoins de mise sous tension permettant un contrôle facile de la situation du matériel du point de vue de la bonne application des tensions d'alimentation requises. Les dispositions prévues par la présente invention, sont applicables aux différentes variantes de réalisation, connues ou à venir,de mini-radars Doppler à émission et détection séparées, c est-à-dire utilisant une diode détectrice et démodulatrice distincte de la diode auto-oscillatrice ou auto-relaxatrice ; la diode détectrice et démodulatrice peut donc notamment être située dans le cornet constituant l'aérien du mini-radar, dans le guide allant du générateur de l'onde à hyperfréquence au cornet ou dans une cavité réceptrice disposée cote à cote avec la cavité du générateur hyperfréquence. La description qui va suivre en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs, permettra de bien com- prendre en quoi consiste l'invention et comment elle peut etre réalisée. La figure 1 est un schéma synoptique d'ensemble d'un miniradar anti-intrusions à effet Doppler mettant en oeuvre le procédé selon l'invention. La figure 2 est un schéma d'un exemple de réalisation d'un circuit dlauto-contrdle incorporant un circuit de temporisation et un circuit auxilaire de signalisation d1 anomalies de fonction nement. Sur la figure 1, la partie à hyperfréquence du mini-radar anti-intrusions à effet Doppler selon l'invention correspond à la référence 10 et elle est constituée par deux sections attenantes ; une section lOA correspondant à la génération de l'onde électromagnétique à hyperfréquence et 8 l'émission du faisceau, et une section 10B, couplée avec tonde émise et avec les ondes réfléchies reçues, comportant nota-ent une diode hyperfréquence détectrice et démodulatrice, et une résistance de charge coopérant avec ladite diode. L'alimentation en énergie électrique de la section 10A est effectuée à partir d'une source de tension cnntinue non stabilisée 11 par l'intermédiaire d'un circuit 12 d'ajustage et de stabilisation de la tension d'alimentation dé l'oscillateur hyperfréquence de la section 10A. Une borne de sortie 13 de la section lOB est reliée à une borne d'entrée 14 d'un amplificateur 15 amplifiant les signaux à fréquence Doppler apparaissant sur la borne 13. La borne de sortie 13 est également relide à une borne d'entrée 16 d'un circuit d'auto-contrôle 17. L'alimentation de llamplificateur de signaux Doppler 15 et du circuit d'auto-contrôle 17 est assurée à partir de la source 11 déjà citée par l'intermédiaire d'un circuit stabilisateur de tension 18. La sortie de l'amplificateur 15 est reliée à un relais de signalisation d'alarme 19. Une sortie 20 du circuit dtauto-con- trôle 17 est reliée à un relais de signalisation à distance d'anomalie de fonctionnement 21. Une sortie 22 du circuit d'autocontrôle 17 est reliée à un circuit auxilaire de signalisation visuelle 23 permettant d'avoir une signalisation locale discrète de toute anomalie de fonctionnement. L'alimentation en énergie électrique du circuit auxilaire de signalisation visuelle 23 est assurée directement à partir de la source non stabilisée 11. Dans l'exemple de schéma de réalisation de circuit d'autocontrôle montré sur la figure 2, l'alimentation des différents éléments dudit circuit est effectuée par un conducteur négatir 25 et par un conducteur positif 26. Le conducteur négatif 25 est relié à la masse de référence 27'du dispositif radar et le conducteur positif 26 est relié au circuit de stabilisation 18. Le pôle négatif de la source de courant continu 11 de la figure 1, qui n'est pas représentée sur la figure 2, est évidemment relié à la masse 27. Le premier transistor du circuit est un transistor NPN 28 dont la base est polarisée par un diviseur de tension constitué par une résistance 29, une résistance 30 et une diode semiconductrice 31 montées en série entre le conducteur 26 et le conducteur 25 auquel est reliée la cathode de la diode 31. Un condensateur électrolytique 32 est disposé entre la base du transistor 28 et le condùc- teur négatif 25. Le collecteur du transistor 28 est alimenté à partir du conducteur positif 26 à travers deux résistances 33 et relié 34 montées en série. L'émetteur du transistor 28 est directement / à la borne d'entrée 16 du circuit. Le deuxième transistor du circuit est un transistor NPN 35. Une résistance 36 et une résistance à coefficient de température négatif 37 montées en série sont disposées entre la base du transistor 35 et le conducteur négatif 25. Une résistance 38 est disposée entre la borne d'entrée 16 et la base du transistor 35. Un condensateur électrolytique de découplage 39 est disposé entre la base du transistor 35 et le conducteur négatif 25. Le collecteur du transistor 35 est directement relié au collecteur du transistor 28 et l'émetteur du transistor 35 est réuni au conducteur négatif 25. Le troisième transistor du circuit est un transistor PNP 40 dont l'émetteur est connecté au conducteur positif 26 et dont la base est directement reliée à un point 41 commun aux deux résistances 33 et 34 disposées dans le circuit des collecteurs des transistors 28 et 35. Deux résistances de charge 42 et 43 sont disposées en série entre le collecteur du transistor 40 et le conducteur négatif 25, et le point médian commun aux deux résistances 42 et 43 est relié à la borne de sortie 22. Le collecteur du transistor 40 est couplé avec la base du transistor 35 par une cellule constituée par une résistance 44 et un condensateur 45 montés en parallèle. Le quatrième transistor du circuit est un transistor PNP 46 dont l'émetteur est directement relié au conducteur positif 26. Une résistance 47 est disposée entre le collecteur positif 26 et la base du transistor 46. Le collecteur du transistor 40 est couplé avec la base du transistor 46 par'deux diodes semiconductrices 48 et 49 montées en série et en opposition, l'anode de la diode 48 étant connectée au collecteur du transistor 40 et l'anode de la diode 49 étant reliée à la base du transistor 46 tandis que les cathodes des deux diodes précitées sont réunies à un point commun 50. Une résistance 51 est disposée entre le point 50 et le conducteur négatif 25. Un condensateur 52 est disposé entre le point 50 et le collecteur du transistor 46 qui est relié à la borne 20 d'alimentation du relais 21 de signalisation à distance des anomalies de fonctionnement.Le relais 21 comporte une bobine d'excitation 53 disposée entre la borne 20 et le conducteur négatif 25 ; une diode semiconductrice 54 dont l'anode est reliée au conducteur négatif 25 est disposée en dérivation sur la bobine 53. Le raccordement du relais 21 avec le circuit de signalisation d'un défaut ou d'une anomalie de fonctionnement (dont l'intervention est déclenchée par une ouverture du circuit concerné) est effectué par ltinterxédiaire de bornes 55 et 56. Lorsque la bobine d'excitation 53 du relais 21 est traversée par un courant d'intensité appropriée, l'armature mobile du relais 21 est attirée et le circuit Défaut" est fermé ; lorsque ce courant disparaît, le circuit de signalisation s'ouvre, ce qui eorrespond à l'entrée en action de la signalisation à distance dtune anomalie de fonction nement. Le schéma montré sur la figure 2 comporte un circuit de temporisation dont l'élément actif est un transistor PNP 57 dont l'é- metteur est réuni au conducteur positif 26 et dont le collecteur est relié au point 41. Une résistance 58 est disposée entre le conducteur positif 26 et la base du transistor 57 ; une résistance 59 et un condensateur électrolytique 60, dont l'armature négative est reliée au conducteur négatif 25, sont disposés en série entre la base du transistor 57 et le conducteur négatif 25. Le schéma montré sur la figure 2 comporte égaiement un circuit auxiliaire 23 assurant une signalisation visuelle discrète de toute anomalie de fonctionnement décelée par le circuit d'autocontrôle ; le circuit auxiliaire 23 est constitué par un transistor NPN 61 dont l'émetteur est connecté au conducteur négatif 25, dont la base est reliée à la borne 22 et dont le circuit de collecteur, alimenté à partir de la borne positive de la source de tension continue Il de la figure I, comporte une résistance 62 et une diode électroluminescente 63 montées en série. Pour faciliter les explications relatives au fonctionnement du circuit d'auto-contrôle dont le schéma est montré sur la figure 2, on a également représenté sur ladite figure le schéma de la section lOB de la partie hyperfréquence du mini-radar, constituée par une diode hyperfréquence 64 et par une résistance de détection 65, disposées en parallèle entre la borne 13 et la masse 27. Le fonctionnement du circuit d'auto-contrôle montré sur la figure 2 peut être expliqué comme suit, en admettant d'abord que le mini-radar avec lequel ledit circuit coopère est en fonctionnement normal : dans de telles conditions, du fait de son couplage avec l'onde hyperfréquence émise par le radar, la diode détectrice et démodulatrice 64 fait apparaître une tension positive de l'or- dre de 0,4 volt par rapport à la masse 27 sur la borne 13, tension redressée dont l'ondulation à hyperfréquence est filtrée par les capacités parasites de la résistance 65 et de la liaison avec la borne 16.La polarisation de la base du transistor NPN 28, ajustée par exemple à deux dixièmes de volt environ au-dessus du VBE du transistor 28, est telle que ledit transistor n'est pas conducteur lorsque son émetteur est à environ + 0,4 volt par rapport à la masse 27. Par ailleurs le transistor NPN 35 n'est pas conducteur non plus car la tension appliquée sur sa base, à partir de la borne 16 et par le diviseur de tension constitué par les résistances 38, 36 et 37, est nettement inférieure à son VBE, compris entre -0,6 et 0,7 volt (l'influence de la résistance 44, de forte valeur peut être négligée en première approximation) De ce fait, les résistances 33 et 34 disposées en série dans le circuit des collecteurs des transistors ne sont parcourues par aucun courant et le transistor PNP 40 n'est pas rendu conducteur par la chute de tension (nulle) dans la résistance 33. Le transistor PNP 40 n'étant pas conducteur, le fonctionnement du diviseur de tension constitué par la résistance 47, la diode 49 et la résistance 51 n'est pas influencé par la présence de la diode 48 et le transistor PNP 46 est conducteur, les valeurs des résistances 47 et 51 étant choisies de façon à ce que la base du transistor 46 soit portée à une tension négative de - 0,7 volt par rapport à l'émetteur dudit transistor. De ce fait, la bobine d'excitation 53 du relais 21 est alimentée et il y a continuité du circuit entre les bornes 55 et 56 dudit relais, ce qui, du point de vue du circuit de signalisation de défaut ou d'anomalie, signifie: "Tout est en ordre". Si pour une raison quelconque telle qu'un affaiblissement du niveau de l'onde hyperfréquence générée par le radar, ou bien un arrêt de l'oscillateur hyperfréquence, ou bien encore une défaillance de la diode détectrice et démodulatrice 64, le niveau de la tension positive par rapport à la masse 27, disponible sur la borne 13 et appliquée sur la borne 16, devient égal ou inférieur à + 0,2 volt, le transistor NPN 28 devient conducteur et la chute de tension provoquée dans la résistance 33 par le passage du courant de collecteur du transistor 28 rend le transistor PNP 40 conducteur. Le transistor PNP 40 étant conducteur, la chute de tension VCE de ce transistor est très faible, de l'ordre de 0,2 volt, et l'espace émetteur-collecteur du transistor 40 et la diode 48 constituent une dérivation conductrice entre le point 50 et le conducteur positif 26 : de ce fait, le potentiel du point 50 qui était précédemment négatif de 1,2 volt environ par rapport au conducteur positif 26 devient égal à environ - 0,7 volt. Dans de telles conditions, la diode 49 demeure conductrice et elle est traversée par un courant très faible, de l'ordre de 20 microamperes par exemple, sans que sa chute de tension interne diminue de façon sensible : de ce fait, la résistance série équivalente à ladite diode augmente considérablement et est égale à environ 25 000 Q, et le potentiel négatif de la base du transistor 46 par rapport au conducteur positif 26 et à l'émetteur dudit transistor est seulement de - 0,2 volt environ, ce qui fait que le transistor 46 cesse de conduire, que l'armature du relais 21 n'est plus attirée et que le circuit de signalisation de défaut s'ouvre entre les bornes 55 et 56, d'où signalisation à distance d'un défaut de fonctionnement. Le condensateur 52, dont la présence a un caractère facultatif, contribue à améliorer la netteté-de la commutation de coupure du courant dans la bobine 53 du relais 21. Un mini-radar anti-intrusions à effet Doppler peut être ltob- jet de tentatives de neutralisation destinées à éviter un fonctionnement normal de l'appareil en cas d'intrusion ultérieure, ces tentatives étant généralement pratiquées à des instants où l'appareil n'est pas en service de façon à éviter qu'il les signale luimême, et c'est pourquoi il est très généralement recommandé de laisser de tels radars alimentés pendant les heures où la surveillance des lieux est effectuée par le personnel de gardiennage. Un des moyens de neutralisation possibles consiste à disposer près du radar, sur le parcours du faisceau rayonné, un écran conducteur qui occulte ledit faisceau, et dont la seule position permettant d'utiliser un écran de petites dimensions et peu visible est de le plaquer sur ltembouchure dû cornet constituant habituel liement l'aérien directif rayonnant sous forme d'un faisceau dirigé l'onde générée par de tels radars, ou bien sur la face de sortie du faisceau de 1 'habillage utilisé pour dissimuler le radar. Un écran de ce genre ne provoque pas ltapparition d'un signal démodulé à fréquence relativement basse équivalent à un si-gnal Doppler et un mini-radar classique n'en décèle pas la présence, mais produit une réflexion de l'onde à hyperfréquence qui, selon la position donnée à l'écran, se traduit par une diminution ou par une augmentation du signal à hyperfréquence appliqué à la diode détectrice et démodulatrice. Si 1'écran subrepticement disposé devant le mini-radar provoque une diminution de la tension détectée, le circuit d'autocontrôle se trouve dans la situation'déJà analysée et signale une anomalie des conditions de fonctionnement si la tension détectée diminue de 0,4 volt environ à 0,2 volt environ ; si l'écran ainsi disposé provoque une augmentation de la tension détectée de 0,4 volt environ à 0,8 volt environ, par exemple, le transistor NPN 35 devient conducteur et la chute de tension provoquée par le passage du courant de collecteur du transistor 35 dans la résistance 33 rend le transistor PNP 40 conducteur, ce qui a les me mes conséquences que lorsque le transistor 28 devient conducteur et déclenche la signalisation d'un défaut ou d'une anomalie de condition de fonctionnement.La netteté du l'basculement't du point de fonctionnement de transistor 40 par le passage du transistor 35 à ltétat de conducteur est amélioré par la présence de la cellule de couplage constituée par la résistance 44 et le condensateur 45 entre le collecteur du transistor 40 et la base du transistor 35. Si le faisceau d'un dispositif brouilleur à hyperfréquence est dirigé vers un mini-radar muni d'un circuit d'auto-controle selon llinvention, la détection de la présence de ce brouilleur peut résulter de mécanismes divers selon la puissance hyperfré- quence du brouilleur considéré et selon l'écart des fréquences respectives de travail du mini-radar et du brouilleur.Si la puis sance du dispositif brouilleur est faible et si sa fréquence est proche de la fréquence de l'onde émise par le radar, le brouiliage se traduira par un pseudo-signal Doppler qui sera détecté par le circuit habituel d'alarme du radar ; si la puissance dn dispositif brouilleur est plus élevée, et quel que soit l'écart des fréquences, l'onde parasite provoque une augmentation de la tension détectée à la façon d'un obstacle réfléchissant produisant un accroissement du champ hyperfréquence à l'emplacement de la diode hyperfréquence détectrice et démodulatrice. Certains seuils de déclenchements, pour un minimum donné de tension redressée et pour un maximum déterminé de la tension redressée, ont été donnés à titre d'exemple ; il est bien évident que par une polarisation convenable de la base du transistor 28 (commandé par son émetteur) et par une polarisation appropriée de l'émetteur du transistor 35 (commandé par sa base), les seuils de déclenchement peuvent etre ajustés à des niveaux différents, plus proches ou plus lointains de la valeur nominale de la tension redressée fournie par la diode détectrice et démodulatrice que ceux donnés en exemple. I1 est également évident que, par l'emploi de polarisations adéquates, il est possible d'utiliser des transistors autres que des transistors au silicium et notamment des transistors au germanium et à l'arséniure de gallium. A titre non limitatif, il est possible de préciser que le circuit d'auto-contrôle dont le schéma est représenté sur la figure 2 a été réalisé avec les composants ondiqués ci-dessous, la tension nominale de la source ll étant de 12 volts et la tension stabilisée fournie par le circuit stabilisateur de tension 18 étant égale à 8 volts. 28 = BC 549 B (R.T.C.) 38 = 10 k n 29 = 3200 n 39 = 10 F 30 = 100 Q 40 = BC 418 B (R.T.C.) 31 = BAX 14 (R.T.C.) 42 = 1800 n 32 = 10 F 43 = 470 n 33 = 12 k n 44 = 470 k n 34 = 68 k n 45 = 330 pF 35 = BC 549 B (R.T.C.) 46 = BC 418 B (R.T.C.) 36 = 27 k n 47 = 10 k Q 37 = 30 k Q 48 = 49 = BAX 13 (R.T.C.) 51 = 10 k n 60 = 180 F 52 = 0,1 F 61 = BC 408 B (R.T.C.) 54 = BAX 13 (R.T.C.) 62 = 390 # 57 = BC 418 B (R.T.C.) 63 = CQY 24 (R.T.C.) 58 = 47 k n 64 = BAW 95 (R.T.C.) 59 = 220 k n 65 = 560 n - REVENDICATIONS 1.- Procédé d'auto-contrle du bon fonctionnement de miniradars anti-intrusions à effet Doppler comportant notamment un générateur d'une onde électromagnétique entretenue pure à hyperfréquence çW à diode semiconductrice auto-oscillatrice ou auto-relaxatrice, des moyens d'alimentation dudit générateur (et des circuits annexes) munis de témoins de mise sous tension, une diodehyperfré- quence détectrice et démodulatrice couplée avec l'onde émise par le radar et avec les ondes réfléchies vers ledit radar, ainsi que des moyens d'amplification et d'exploitation des signaux à fréquence Doppler résultant de la démodulation des ondes réfléchies par des objets en mouvement, caractérisé en ce qu'une tension électrique recueillie entre les extrémités d'une résistance de charge coopérant avec la diode hyperfréquence détectrice et démodulatrice est appliquée à une entrée d'un circuit de signalisation des défauts de fonctionnement comportant deux seuils de déclenchement distincts, l'un correspondant à un déclenchementau-dessousd1un certain minimum de tension redressée et l'autre à un déclenchement par le dépassement d'un maximum de tension déterminé. 2.- Procédé d'auto-contrôle du bon fonctionnement de miniradars anti-intrusions selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pendant la période de démarrage suivant la mise sous tension des mini-radars concernés, le déclenchement de la signalisation d'anomalies (défauts) de fonctionnement est momentanément inhibé, pendant un laps de- temps compris entre quelques secondes et une minute environ, par utilisation d'un circuit auxiliaire présentant une constante de temps appropriée. 3.- Dispositifs pour la mise en oeuvre du procédé d'autocontrôle selon la revendication 1, comportant notamment un générateur d'une onde électromagnétique entretenue pure à hyperfréquence à diode semiconductrice auto-oscillatrice ou auto-relaxatrice, des moyens d'alimentation dudit générateur (et des circuits annexes) munis de témoins de mise sous tension, une diode hyperfréquence détectrice et démodulatrice couplée avec tonde émise par le radar et avec les ondes réfléchies vers ledit radar, ainsi que des moyens dtamplification et d'exploitation des signaux à fréquence Doppler résultant de la démodulation des ondes réfléchies par des objets en mouvement, une source de tension continue d'alimentation non stabilisée (qui peut être la source alimentant le mini-radar) et un circuit de régulation fournissant, à partir de la tension de la source non stabilisée, une tension d'alimentation stabilisée pour le circuit d'auto-contrôle, caractéris en ce qu'un point "chaud" d'une résistance coopérant avec la diode hyperfréquence détectrice et démodulatrice est relié: a)- directement à l'émetteur d'un premier transistor au silicium d'une polarité donnée et dont la base est polarisée par une tension continue légèrement supérieure au VBE du transistor considéré à l'état conducteur. b)- par l'intermédiaire d'une cellule de filtrage R-C à la base d'un second transistor au silicium de même polarité que le premier transistor cité plus haut, et dont l'émetteur est directement relié à la masse de référence déjà citée, les collecteurs desdits premier et second transistors cités étant alimentés à travers une résistance de charge commune constituée par deux résistances montées en série dont le point central est relié à la base d'un troisième transistor au silicium de polarité opposée à celle des deux premiers transistors précités, dont le circuit de collecteur comporte une résistance de charge appropriée et dont le collecteur est couplé, par l'intermédiaire de deux diodes semiconductrices identiques au silicium montées en série et en opposition, avec la base d'un quatrième transistor au silicium de même polarité que le troisième transistor précité et dont le circuit du collecteur est constitué par un relais de signalisation de défaut, la deuxième diode de couplage précitée (constituant un élément à résistance série équivalente éminemment variable) étant disposée dans le sens passant dans un diviseur de tension constitué par une première résistance disposée entre l'émetteur et la base du quatrième transistor précité, par ladite deuxième diode et par une deuxième résistance disposée entre ladite deuxième diode et un conducteur d'alimentation connecté à la masse de référence. 4.- Dispositifs selon la revendication 3, caractérisés en ce qu'ils comportent un circuit de temporisation constitué par un cinquième transistor au silicium dont l'espace émetteur-collecteur est disposé en dérivation sur la résistance supérieure du groupe de deux résistances montées en série constituant la charge de collecteur des deux premiers transistors cités, dont la base est reliée au point central de deux résistances montées en série dans le cadre d'une branche de circuit (R+C) montés en série et dont le condensateur, de capacité relativement- importante, a une électrode reliée à la masse de référence. 5.- Dispositifs selon la revendication 3, caractérisés en ce que la résistance de charge du troisième transistor cité est constituée par deux résistances montées en série dont le point commun est relié à la base d'un cinquième transistor au silicium de meme polarité que les deux premiers transistors cités, dont l'émetteur est connecté au conducteur d'alimentation relié à la masse de référence et dont le collecteur est alimenté, à partir d'une borne appartenant à la source de tension continue non stabilisée, à travers une diode électroluminescente et une résistance disposées en série.