FR 2284238 A1 19760402 FR 7526491 A 19750828 La présente invention concerne un dispositif correcteur de glissement pour signaux vidéo, et en particulier un dispositif correcteur de glissement pour signaux vidéo permettant de mémoriser des informations d'images de référence pour modifier des signaux vidéo correspondant à des particularités. Les systèmes d'analyse d'images sont étudiés de façon à effectuer des mesures et des analyses d'images fournies par des microscopes et d'images analogues par exploration de l'image par exemple avec une caméra de télévision et traitement électronique du signal vidéo résultant. Un des premiers stades opératoires au cours de l'analyse d'une image consiste à détecter ou à définir un seuil pour les particularités à analyser. La détection est une fonction de la valeur de gris de la particularité. La caméra observant l'échantillon à analyser engendre un signal vidéo. Les parties du signal vidéo qui se trouvent dans une gamme ou fourchette donnée de niveau de seuil déterminé par l'opérateur sont rendues plus lumineuses sur la représentation de l'image en télévision. Ces zones sont analysées par des fonctions électroniques ultérieures, pour produire les informations requises par l'opérateur. D'une façon idéale, la tension en un point quelconque d'un signal vidéo produit par la caméra de télévision représente la même valeur chromatique de gris sur la totalité du champ de vision. Toutefois, un glissement introduit par un éclairement non uniforme de l'échantillon, par des défauts de masquage marginal dans les systèmes optiques qui prennent une image de l'échantil- lon sous le dispositif d'exploration, par un manque d'uniformité de sensibilité dans le dispositif d'exploration, et par une absence de linéarité des systèmes optiques, tend à déformer 1'am- plitude des signaux vidéo, de sorte que la méme valeur chromatique de gris en différents points du champ de vision est représentée par des niveaux différents du signal vidéo plutôt que par le meme niveau. Un autre facteur qui limite la faculté du système à distinguer de petites différences dans le niveau de gris est la présence de bruit dans le signal vidéo. Ce bruit est matérialisé sous forme d'une petite variation ou perturbation du niveau du signal vidéo, de sorte que des particularités qui correspondent en fait au meme niveau de gris semblent différer et peuvent alors être confondues avec des particularités ayant un niveau de gris différent. L'analyse d'images n'est toutefois pas la seule application d'une correction de glissement. Chaque fois qu'un signal vidéo électrique représente l'amplitude d'une image dans une zone, une correction de glissement du type décrit ici peut entre utilisée pour corriger les défauts par glissement et par décalage ou dérive dans le signal vidéo. A titre d'exemples, on peut citer les signaux vidéo des caméras de télévision, des dispositifs explorateurs par spot mobile, des dispositifs d'exploration mécanique, des analyseurs d'images, etc... Un moyen pour résoudre ce problème de la variation du signal vidéo dénommée "glissement1, consiste à mémoriser le signal vidéo correspondant à une image de référence blanche et également le signal vidéo correspondant à une image de référence foncée, et à utiliser ces informations mémorisées pour compenser et corriger les signaux vidéo ultérieurs quand un échantillon réel est exploré. Jusqu'ici, la plupart des méthodes pour corriger le glissement dans les systèmes d'exploration de télévision ont été basées sur la production de profils de correction, au moyen de tensions de correction paraboliques et linéaires engendrées de façon synchrone avec les explorations selon les coordonnées X et Y. La forme des paraboles est réglée à la main pour fournir le glissement optimal. Cette méthode de correction est, comme on le comprendra, très difficile à mettre en oeuvre. En outre, elle ne fournit qutun degré limité de correction du glissement, et en général elle n'est utilisée que pour corriger le glissement de la caméra ou des autres dispositifs d'exploration, et elle n'assure pas la compensation des insuffisances résultant des systèmes optiques ou du système d'éclairage de l'ensemble. Le but de l'invention est de créer un appareil et un procédé pour réduire les erreurs ou les incertitudes lors d'une opération de détection vidéo, et d'augmenter par suite nettement le nombre des valeurs chromatiques de gris pouvant être détectées. Un appareil permettant d'effectuer cette opération est dénommé dispositif correcteur de glissement et est interposé entre une caméra de télévision ou un dispositif explorateur, qui fournit le signal vidéo à partir de l'échantillon à analyser, et des circuits de détection qui détectent les particularités de l'échantillon à mesurer. Le dispositif correcteur peut présenter, par exemple, quatre modes fonctionhels. Le premier mode, dénommé réglage du niveau de noir, mémorise un jeu d'informations qui est dérivé d'une image de référence noire. Le second mode est dénommé réglage du niveau de blanc et mémorise un jeu d'informations dérivé d'une image de référence blanche. Au cours d'un troisième mode, le dispositif correcteur de glissement est en service et tous les signaux vidéo entrants sont corrigés selon les informations accumulées ou mémorisées dérivées des images de référence. Le quatrième mode assure la mise au repos du dispositif correcteur de glissement, de sorte que les signaux vidéo qui arrivent sortent sans correction L'opération de correction distingue, par exemple, deux types de distorsion du signal vidéo. L'un est la distorsion par décalage ou distorsion additive, selon laquelle la distorsion est ajoutée au signal vidéo par suite, par exemple, d'un décalage du courant de noir dans le dispositif d'exploration vidéo et d'une brillance ou d'un reflet dans les systèmes optiques. Un second type de distorsion est la distorsion par multiplication, qui résulte de variations d'éclairement, de variations de sensibilité du dispositif d'exploration et des défauts de masquage marginal des systèmes optiques. Afin de pouvoir corriger ces deux types de distorsion, une correction du noir et du blanc est nécessaire. Bien que ceci ne soit pas décrit en détail ici, on comprendra à la lecture de la présente description que des niveaux de correction ultérieurs peuvent être ajoutés pour corriger des absences de linéarité additionnelles dans le signal vidéo. Ce résultat serait obtenu en prévoyant des modes additionnels et en mémorisant d'autres jeux d'informations de référence dérivées pour des valeurs intermédiaires de gris entre le noir et le blanc. Ces profils pourraient correspondre à la différence entre une approximation rectiligne et une approximation linéaire discontinue formée par des segments de droite pour corriger l'absence de linéarité, ou ils pourraient correspondre à la composante de second ordre ou composante parabolique de la troisième référence mémorisée et à la composante cubique ou de troisième ordre du quatrième jeu mémorisé, et ainsi de suite. Les moyens utilisés pour la mise en oeuvre seraient analogues à ceux employés pour les jeux d'informations mémorisés à effets additif ou multiplica teur. Suivant le mode de mise en oeuvre préféré, la référence de noir est utilisée initialement pour le réglage et correspond aux composantes additives ou de décalage du signal vidéo. Ces résultats sont mémorisés en vue d'une application à tous les signaux vidéo ultérieurs pour effectuer une correction réactive selon la référence de noir. La correction de sensibilité à effet multiplicateur est ensuite déterminée au moyen d'un profil de blanc et est basée sur le fait que la différence entre les niveaux de noir et de blanc dans le signal vidéo détermine la sensibilité vidéo. Ainsi, pendant le réglage du niveau de blanc, l'information dérivée pendant le réglage du niveau de noir est soustraite du signal vidéo de référence de blanc arrivant, et la différence résultante correspond aux variations de sensibilité.A partir de cette différence, on détermine une information de correction multiplicatrice, qui est mémorisée et appliquée à tous les signaux vidéo ultérieurs. Si des degrés de correction ultérieurs sont requis, ils sont traités successivement après que les corrections de décalage et d'effet multiplicateur ont été assurées, sous forme de corrections d'ordre supérieur appliquées successivement au signal vidéo. Selon le mode de mise en oeuvre préféré, chaque profil de correction est mémorisé par exemple dans une mémoire composée de 440 mots de 9 bits chacun. Chaque mot représente la correction en l'un des 440 points formés sur une matrice 20 x 22 située à-l'intérieur de la zone de correction. Entre chaque jeu de quatre points sur la matrice, une interpolation linéaire bidimensionnelle est effectuée pour obtenir un profil de correction régulier à partir des 440 points. L'information d'interpolation calculée numériquement, dont le calcul est assuré jusqu'à une précision de 12 bits binaires, est envoyée du côté du blanc à l'entrée d'un multiplicateur et du côté du noir à l'entrée d'un sommateur qui reçoit le signal vidéo, afin d'assurer la correction de ce signal vidéo. Les principes selon l'invention peuvent être mis en oeuvre par exemple en vue d'une utilisation dans des agencements du type décrit dans le brevet américain n" 3.805.028 du 16 Avril 1974. L'invention concerne plus spécialement un filtre à adaptation utilisable pour filtrer le bruit ayant un niveau d'amplitude prédéterminé afin de l'éliminer d'un signal, caractérisé en ce qu'il comprend des organes d'entrée recevant un signal d'entrée ayant une composante d'amplitude représentant le niveau de bruit, des organes de sortie engendrant un signal de sortie dans lequel le niveau d'amplitude prédéterminé est éliminé par filtrage, et des organes d'excitation du filtre, afin d'obliger rapidement les organes de sortie à suivre les organes d'entrée chaque fois que le signal de sortie diffère du signal d'entrée d'un niveau d'amplitude supérieur au niveau d'amplitude prédéterminé. Suivant un mode de réalisation paraissant avantageux de ce filtre à adaptation, les organes d'excitation du filtre comprennent des condensateurs recevant le signal d'entrée et des dispositifs de commutation connectés à ces condensateurs et commandés rapidement par lesdits condensateurs, les organes de sortie comprenant un circuit de filtrage à capacité chargé et déchargé rapidement en fonction des dispositifs de commutation à commande rapide, ces dispositifs de commutation étant polarisés en vue d'une commutation en fonction du niveau d'amplitude prédéterminé, de façon à obliger les organes de sortie à suivre rapidement les organes d'entrée. La description qui va suivre, faite en regard des dessins annexés, donnés à titre non limitatif, permettra de mieux comprendre l'invention. La Fig. 1 est un schéma fonctionnel d'un correcteur de glissement agencé selon les principes de l'invention. La Fig. 2 est un schéma fonctionnel du circuit d'entrée vidéo visible sur la Fig. 1. La Fig. 3 est un schéma fonctionnel des circuits sommateur et multiplicateur vidéo tels qu'ils sont représentés sur la Fig. 1. La Fig. 4 est un schéma fonctionnel d'ensemble du circuit de sortie vidéo tel qu'il est représenté sur la Fig. 1. La Fig. 4a est un diagramme des points de mémorisation de profil pour l'interrogation du champ de vision. La Fig. 4b est une représentation géométrique d'un filtrage de profil bidimensiornel tel qu'il est réalisé par le compensateur de glissement visible sur la Fig. 1. La Fig. 5 est un schéma fonctionnel type d'un circuit de traitement de noir ou de blanc tel qu'il est représenté sur la Fig. 1. La Fig. 6 est un diagramme des points de mémorisation de profil sur des lignes d'un dispositif d'exploration vidéo tel qu'il est représenté sur la Fig. 1. La Fig. 7 est un schéma fonctionnel du circuit de rythme ou de synchronisation et du générateur d'impulsions d'horloge visible sur la Fig. 1. La Fig. 8 est un schéma fonctionnel du circuit convertisseur logique A/N tel qu'il est représenté sur la Fig. 1. La Fig. 8a est une représentation graphique du signal de réponse correspondant aux points dé profil. La Fig. 9 est une représentation de la formation des mots dans le générateur de mots A/N tel qu'il est représenté sur la Fig. 8. La Fig. 10 est un schéma montrant une variante de filtre à adaptation. On décrira maintenant le système correcteur. Le schéma simplifié correspondant à la Fig. i illustre les composants fondamentaux du correcteur de glissement. Un signal vidéo provenant du dispositif explorateur 101 est reçu sur l'entrée vidéo 102 du correcteur de glissement. Un signal provenant de l'entrée vidéo 102 se combine à un signal de correction de décalage provenant 1'url circuit d traitement du noir 104 dans un sommateur ou addi tionneur 103. Un multiplicateur 105 reçoit le signal additif transmis par le sommateur 103 et un signal de correction provenant d'un circuit de traitement du blanc 106.Le signal formant produit résultant provenant du multiplicateur 105 est filtré par un filtre à adaptation dans le circuit de sortie vidéo 107 avant de parvenir à une borne de sortie 108 et d'être transmis aux circuits de détection. Le générateur de rythme et d'impulsions d'horloge 109 produit des signaux de rythme qui sont synchronisés avec les signaux de synchronisation accompagnant le signal vidéo d'entrée provenant du dispositif explorateur 101. Lors d'une opération de réglage du niveau de blanc déclenchée au moyen d'un bouton-poussoir 110 de réglage du niveau de blanc, ou d'une opération de réglage du niveau de noir déclenchée au moyen d'un bouton-poussoir 111 de réglage du niveau de noir, le circuit logique analogique/numérique (A/N) 112 compare le signal de sortie présent sur la borne 108 avec un signal de référence qui est engendré à l'intérieur du circuit logique A/N 112 sous la commande d'un circuit de commande de réglage 113.Dans le cas du réglage du niveau de noir, le circuit logique A/N 112 engendre une information basée sur la comparaison du signal présent sur la borne de sortie 108 avec un signal de référence de noir, et cette information est combinée avec l'information déjà présente dans la mémoire de l'ensemble de traitement 104 de correction du noir, pour former une information représentant le profil de correction du noir. D'une façon analogue, lors d'un réglage du niveau de blanc, déclenché en enfonçant le bouton-poussoir 110 le circuit de commande de réglage 113 agit sur le circuit logique A/N 112 pour comparer le signal de sortie présent sur la borne 108 avec un signal de référence de blanc, et pour produire des signaux afin de charger la mémoire de blanc prévue dans le circuit de traitement du blanc 106. Une fois que les mémoires de noir et de blanc des circuits de traitement 104 et 106 respectivement ont toutes deux été chargées pendant le processus de réglage, le système correcteur de glissement va corriger tout signal vidéo arrivant provenant du dispositif explorateur 101 en fonction de l'information mémorisée dans les mémoires respectives. Quand. le correcteur de glissement est mis au repos au moyen d'un boutonpoussoir extérieur, la correction n'intervient pas sur le signal vidéo arrivant, et celui-ci est transmis à la borne de sortie 108 sans correction. On décrira maintenant le circuit d'entrée vidéo. La Fig. 2 est un schéma sous forme de bloc-diagramme de ce circuit d'entrée vidéo 102 tel que représenté sur la Fig. 1. Le signal vidéo provenant du dispositif explorateur 101 pénètre dans un séparateur tampon 201 pour isoler électriquement le signal d'entrée relativement à un filtre 203. Le signal est ensuite envoyé au filtre passe-bande variable 203. Ce filtre est réalisé sous la forme d'un filtre de transition "Gaussign" de - 6db. La largeur de bande du filtre 203 peut être changée au moyen d'un interrupteur de commande 204. La commande 204 permet à l'opéra- teur de réduire le bruit dans le signal vidéo aux dépens d'une définition légèrement plus faible de ce signal vidéo. La résolution ou définition est déterminée par la largeur de bande du signal vidéo. La sortie du filtre 203 est appliquée à un amplificateur 206 qui produit un signal vidéo filtré et amplifié à faible impédance sur la borne 207, qui est connectée à un circuit de verrouillage ou de fixation d'amplitude 301 visible sur la Fig. 3. En outre, le signal provenant du dispositif explorateur IQI est appliqué à un séparateur de signal de synchronisation 208, qui produit sur le conducteur 209 un signal de synchronisation composite correspondant aux impulsions de synchronisation horizontale et verticale. Le signal de synchronisation du conducteur 209 est en outre séparé en ce qui concerne sa composante de synchronisation verticale par un circuit séparateur vertical à boucle de verrouillage de phase 210. Le but de ce circuit à boucle de verrouillage de phase 210 est de fournir un signal de synchronisation verticale continu pendant l'absence momentanée du signal de synchronisation sur le conducteur 209.La sortie du séparateur vertical à boucle de verrouillage de phase 210 est transmise par le conducteur 211 aux circuits du correcteur qui exigent un signal de synchronisation de champ ou de cadre, comprenant le circuit générateur de rythme et d'impulsions d'horloge 109 et le circuit de commande de réglage 113. La sortie du séparateur de synchronisation 208 obtenue sur le conducteur 209 est envoyée également à un générateur de rythme 212 qui engendre divers signaux dans une relation de minutage à partir de l1im- pulsion de synchronisation horizontale, pour produire des sorties sur les conducteurs 213 et 214. Finalement, le signal présent sur le conducteur 209 est également envoyé au circuit générateur de rythme et d'impulsions d'horloge 109. On décrira maintenant le sommateur et le multiplicateur vidéo. Une représentation schématique du sommateur vidéo 103 et du multiplicateur 105 apparait sur la Fig. 3. Le signal du conducteur 207 provenant du filtre 203 et e l'amplificateur 206 est reçu à partir du circuit d'entrée vidéo visible sur la Fig.2 et parvient à un circuit de fixation d'amplitude 301, qui verrouille le signal vidéo en éliminant alors l'impulsion de synchronisation quand l'impulsion de rythme présente sur le conducteur 213 est confirmée et qui assure le rétablissement de niveau, afin de définir le niveau de noir fixe de l'information contenue dans le signal. Le signal est ensuite envoyé à l'une des quatre entrées d'un multiplicateur analogique 302, tel qu'un multiplicateur Motorola MC 1495 à 4 quadrants. Les quatre entrées sont les entrées positive et négative A et les entrées positive et négative B. La sortie est proportionnelle à la différence de tension des entrées A multipliée par la différence de tension des entrées B. Le circuit de fixation d'amplitude 301 fournit l'entrée A positive, tandis que l'entrée A négative reçoit le signal de correction de décalage ou de noir ajusté d'un réseau de résistances 303 comportant une commande d'entrée de décalage réglable 304. La commande d'entrée de décalage 304 fournit un réglage pour la gamme du signal de correction de noir. Une seconde entrée de ce réseau 303, correspondant au signal de correction du noir, est reçue du circuit de traitement du noir 104. Ainsi, l'addition ou la soustraction du signal de correction du noir, selon les conditions, est assure avant l'opération de multiplication réelle dans le multiplicateur 302. Sur l'entrée B positive du multiplicateur 302, on obtient un signal de correction du blanc provenant du circuit à mémoire de blanc et d'interpolation 106.L'entrée B négative est connectée à une source de tension fixe. Le multiplicateur 302 multiplie le signal vidéo d'entrée combiné avec le signal de décalage par la valeur du signal de correction du blanc. La sortie du multiplicateur 302 est soumise à un décalage réglable à travers une résistance 305 avant d'entre amplifiée par un amplificateur à grande vitesse 306, pour produire un signal vidéo corrigé multiplié sur la sortie 307 des circuits sommateur 103 et multiplicateur 105. On décrira maintenant le circuit de sortie vidéo. Le réseau formant le circuit de sortie vidéo 108, représenté en détail sur la Fig. 4, constitue un filtre à adaptation non linéaire. Un signal arrivant de la sortie 307 du multiplicateur vidéo 105 est à ce moment en effet, s'il est représenté graphiquement, constitué par une série de paliers. Afin d'éliminer par filtrage tous bruit de faible amplitude, un filtre bipolaire comportant une bobine d'induction 401 en combinaison avec une résistance 402 et un condensateur 403 est utilisé.Un condensateur 404 peut être également monté en parallèle avec le condensateur 403 au moyen d'un commutateur 404a, pour réduire la largeur de bande du filtre au moyen d'un transistor 405 excité par l'intermédiaire de la résistance de base 406 à partir du commutateur de filtre 404a, qui est analogue au commutateur ou à l'interrupteur 204 visible sur la Fig. 2. Dans le cas de variations positives de grande amplitude du signal provenant de l'amplificateur 306, un transistor 407 agissant selon le mode à charge d'émetteur est excité à travers un condensateur 408, afin de charger rapiaement le condensateur 403 et le condensateur 404 dans la position de bande étroite. De meme lors de variations négatives, le condensateur 409 excite le transistor à charge d'émetteur 410, pour décharger le condensateur 403 et le condensateur 404 dans la position de bande étroite. Les circuits 411 et 412, représentés dans des rectangles en pointillé 411 et 412, sont des circuits d'asservissement à polarisation d'adaptation. Ces circuits commandent, dans un état stable, les courants de polarisation au repos des transistors 407 et 410 respectivement. Ce courant au repos est, dans le cas du transistor 407 et du circuit d'asservissement à polarisation 411, déterminé principalement par une résistance 413 qui transmet une quantité de courant prédéterminée, quand le transistor 414 est à l'état conducteur, au collecteur du transistor 407. Ainsi, la base du transistor 407 est maintenue afin d'avoir la certitude que le courant de repos traversant la résistance 413 est défini au moyen de la sortie du transistor 414, engendrant un signal aux bornes d'une résistance 415. Ce signal est amplifié par un transistor 416 engendrant un signal de polarisation de correction aux bornes d'une résistance 417. Le signal traverse une résistance 418 pour commander la condition de polarisation au repos du transistor 407, afin de satisfaire aux besoins en courant définis par la résistance 413. D'une manière analogue, pour la polarité opposée, une résistance 430 du circuit d'asservissement à polarisation 412 règle la condition de repos qui est commandée par des transistors 419 et 421, à l'aide de résistances 420 et 422 engendrant un signal de commande appliqué à la base du transistor 410 à travers une résistance 423. Les conditions de repos imposées aux transistors 410 et 407 déterminent la marge de bruit pour laquelle ces transistors deviennent actifs et chargent ou déchargent les condensateurs 403 et 404 dans le cas correspondant à une bande étroite, afin de fournir un filtrage de bruit simplement sur une faible amplitude. Le signal filtré est transmis à la jonction 429 de sortie du filtre et parvient au circuit d'insertion des impulsions de synchronisation 424, qui reçoit du séparateur de synchronisation horizontale 208, par le conducteur 209, le signal de synchronisation devant entre introduit, en fournissant ainsi un signal de sortie vidéo composite. Ce signal, amplifié par l'amplificateur de sortie 425, parvient sur la borne de sortie 108 pour fournir un signal vidéo filtré corrigé en glissement, qui constitue la sortie désirée du correcteur de glissement. En outre, au point de jonction de sortie 429 du filtre, un circuit de détection et de mesure 426 détermine les valeurs maximale ou minimale du signal vidéo et transmet ces valeurs maximale et minimale à un indicateur 427. La valeur maximale ou la valeur minimale, ou bien la différence entre les valeurs maximale et minimale, peuvent alors être sélectées par un commutateur 428 et indiquées sur l'indicateur, afin de fournir des lectures correspondantes au 'maximum, au minimum ou bien au maximum moins le minimum, pour le réglage des systèmes optiques ou du dispositif explorateur. On décrira maintenant les circuits de traitement et de correction du noir et du blanc. Les circuits de traitement et de correction du noir et du blanc 104 et 106 sont sensiblement identiques. En conséquence, comme on le comprendra, l'étude de l'un de ces circuits suffira pour comprendre l'autre. Le processus fondamental lors de la correction du noir et du blanc est la réception, à partir de la mémoire, de l'information de correction engendrée pendant les opérations de réglage du niveau de noir ou de blanc, et l'interpolation de cette information de correction selon deux dimensions, de telle sorte que des points de profil voisins, à la fois dans les directions X et Y, soient réunis par une courbe ou un profil régulier.Cette information dtinterpola- tion est corrigée en un signal analogique pour fournir des signaux de correction filtrés sans bruits, utilisables par le multiplicateur vidéo 105 ou le sommateur 103, auquel le circuit de traitement correspondant est connecté. Les circuits de traitement du noir et du blanc utilisent une combinaison de techniques arithmétiques numériques en série et en parallèle, employant des fonctions de calcul fondamentales qui sont décrites dans l'ou- vrage de langue anglaise intitulé Computer Handbook, édité par Harry D.Huskey et Granino A.Korn, Mc Graw-Hill Book Company, 1962, Chapitre 15 intitulé "Digital Computer Arithmetic, et plus spécialement Chapitre 15.1 à 15.18. On a représenté sur la Fig. 4a un diagramme des points de mémorisation de profil auxquels l'information de glissement est recueillie. Ces points se produisent sur 20 lignes par champ, qui sont dénommées lignes de transfert, dans un champ de vision comportant 22 points par ligne de tranfert, soit au total 440 points pour la correction du noir et 440 points pour la correction du blanc dans le champ de vision. Des champs entiers successifs de 262 ou 263 lignes se combinent pour former un cadre de 525 lignes. La correction se produit effectivement sur 240 de ces lignes par champ. Un exemple géométrique de l'opération de filtrage bidimensionnelle est représenté sur la Fig. 4b. Les lignes 610 et 623 sont des lignes de transfert, c'est-à-dire des lignes sur lesquelles se trouvent des points de mémorisation de profil. Il est prévu par exemple 20 lignes de transfert par champ de vision dans le mode de réalisation préféré. On prévoit, par exemple, 22 points de mémorisation de profil sur chaque ligne de transfert, et ces points sont écartés l'un de l'autre d'un mot entier de 12 bits. Tous les points de mémorisation de profil sont équidistants les uns des autres sur chaque ligne de transfert, et ils sont alignés avec les points de profil des autres lignes de transfert. Sur la Fig. 4b, les points de mémorisation de profil 601 et 602 se trouvent le long de la ligne de transfert 610, et les points de mémorisation de profil 624 et 625 se trouvent le long de la ligne 623 et sont représentés plus en détail sur la Fig. 6. Des lignes verticales, s'étendant depuis une valeur de base connue jusqu' ces points de profil, correspondent aux valeurs du mot mémorisé pour ces points. Une interpolation entre chaque paire de points de mémorisation de profil voisins de chaque ligne de transfert et les deux points de mémorisation de profil alignés correspondant à la ligne de transfert suivant est assurée dans l'ordre afin de produire un signal de correction filtré le long des lignes de transfert et de toutes les lignes d'exploration intermédiaires. Une interpolation est effectuée tout d'abord dans la direction désignée par Y et est basée sur le calcul de la diffa rence entre la valeur au point de mémorisation de profil 601 et la valeur au point de mémorisation de profil 624. Cette diffa rence correspond à aya, qui est la différence d'amplitude dans le sens Y entre les deux points 601 et 624.Pour réaliser l'in- terpolation entre ces deux points, la différence ,Ya est calculée et divisée par 8 par rapport à l'amplitude aux points 601 et 624 puis ajoutée 7 fois en partant d; point 601 pour former 8 paliers uniformes s'élevant dans ce cas, comme visible sur la Fig. 6, jusqu'à la valeur plus élevée du point 624. Ainsi, va est utilisé pour déterminer le gradient qui est employé par une détermination d'échelle appropriée en vue d'une addition par in- créments égaux au points de valeur initiale 631, de façon à obtenir la valeur finale du point 624.Le meme processus d'interpo- lation se produit pour hYb, qui est calculé sous forme de la différence d'amplitude entre les points 602 et 625. L'interpolation dans la direction désignée par X utilise une technique similaire pour déterminer la différence d'awpll- tude X entre deux jeux interpolés de points dans la direction t. Ainsi, ÀX est sllbdhvisé de façon appropriée et est ajouté 8 fois à la valeur initiale le long de la ligne d'interpolation Y, par exemple i partir du point 670, pour produire ici encore une valeur finale qui, par exemple, correspond au point 671. En fait1 entre les lignes d'exploration 610 et 623, il existe 11 lignes additionnelles, dont 8 présentent des valeurs d'interpolation Y calculées. Ainsi, dans le rectangle obtenu en reliant 4 points de mémorisation de profil adjacents, 96 valeurs d'interpolation sont calculées. On a représenté sur la Fig. 5 un bloc-diagramme d'un circuit de traitement type pour chaque unité de correction de noir ou de blanc i04 et 106 respectivement. Une mémoire principes le 501 mémorise des mots en série ayant 9 bits de long, correspondant à la valeur du profil de correction obtenu par compilation pendant l'opération de réglage du niveau de noir et de blanc en des points de mémorisation de profil le long des lignes de transfert, lors de l'exploration du dispositif explorateur 101. La Fig. 6 montre des exemples de ces points particuliers par exemple, des points de mémorisation de profil 601, 602, 603, etc... apparaissent le long de la ligne de transfert 610.La li- gne de transfert 610 est suivie par une ligne d'exploration 611 le long de laquelle aucun point de mémorisation de profil n'est mémorisé. Pendant une exploration selon une ligne de transfert telle que la ligne 610, la mémoire principale 501 fournit comme sortie une information de points de mémorisation de profil, tandis que par exemple pendant une exploration selon la ligne 611, qui n'est pas une ligne de transfert, la mémoire principale 501 ne fournit pas à sa sortie d'information correspondant à des points de mémorisation de profil. Cette condition s'applique à chacune des Il lignes d'exploration ultérieures, par exemple 612, 613, etc, jusqu'à la ligne de transfert suivante, qui est la ligne 623 et qui contient des points de mémorisation de profil 624, 625, etc. Pendant la durée de l'exploration entre des points de mémorisation de profil adjacents, par exemple les points 601 et 602, un mot de 9 bits parvient de la sortie de la mémoire principale 501 à la porte 502. Au cours du processus de production d'une interpolation bidimensionnelle uniforme entre 4 points de mémorisation de profil quelconques, par exemple entre les points 601 et 602 d'une ligne de transfert et les points 624 et 625 de la ligne de transfert adjacente suivante, une première opération préférée consiste à effectuer une interpolation dans la direction Y ou direction verticale, par exemple entre les points 601 et 624. Cette opération est effectuée à l'aide d'une mémoire temporaire 503, qui mémorise selon un format à 12 bits tous les mots correspondant par exemple aux points de profil de la ligne 623. Ces mots, qui sont mémorisés dans un format à 12 bits, sont consertis à partir du format à 9 bits au moyen de la porte 502, qui fournit la certitude que les trois bits additionnels parmi les douze bits vont avoir une valeur zéro, les 9 autres bits ayant une valeur dérivée de la mémoire principale 501. Afin d'effectuer l'interpolation dans la direction Y, par exemple entre les points 601 et 624, il est nécessaire de mémoriser dans la mémoire dY 505 la différence entre les valeurs de glissement des points 601 et 624, et de mdme pour d'autres points alignés dans la direction Y comme les points 602 et 625, etc, ces valeurs étant obtenues pendant que les valeurs de glissement des points de la ligne 623 sont transférées de la mémoire principale 501 à une entrée d'un soustracteur aY 504, tandis que simultanément les valeurs de glissement des points de la ligne 610 sont transférées de la mémoire temporaire 503 à une autre entrée du soustracteur 504.Cette information de différence à formation séquentielle est introduite dans une mémoire Y temporaire 505, dans laquelle on la fait circuler, à travers un sé lecteur d'informationS Y 506 pendant l'exploration des lignes autres que les lignes de transfert, comprises entre les lignes de transfert 610 et 623. L'interpolation est effectuée en prenant une ligne d'information de points de mémorisation de profil, par exemple l'information de la ligne 610, et en la transmettant à une mémoire d'accumulation d'interpolation Y 506a pendant l'exploration selon la ligne 611. La valeur de cette information est multipliée par 8 par un circuit à retard de trois bits 507, comme cela est usuel en arithmétique série, pour assurer un décalage de trois bits, et ceci va provoquer une multiplication par 8 des valeurs qui sont transférées à la mémoire d'accumulation d'interpolation Y 506a. Sur 7 des 11 lignes comprises par exemple entre les lignes de transfert 610 et 623, lignes qui sont choisies de façon à être aussi uniformément espacées que cela est possible, la différence présente dans la mémoire temporaire AY 505 est ajoutée à la mémoire d'accumulation d'interpolation Y 506a par l'intermédiaire d'un sommateur Y 508, avant que l'information ne soit renvoyée à travers un sélecteur d'information d'addition 509, à la mémoire d'accumulation d'interpolation Y 506. Ainsi, sur les lignes d'exploration intermédiaires entre les lignes 610 et 623, on obtient dans la mémoire d'accumulation d'interpolation Y 506a les valeurs correspondant aux valeurs d'interpolation intermédiaires entre ces deux lignes, selon 8 paliers égaux.Parmi Ces 8 paliers, 7 sont obtenus par interpolation, tandis que le 8lèse palier est obtenu quand une nouvelle information arrive pendant la ligne de transfert 623. Ces valeurs peuvent être visualisées comme correspondant à des valeurs aux points d'interpolation 630, 631, 632, etc, et 660, 661, 662, etc pour chaque ligne d'exploration, comme cela est mieux visible sur la Fig. 6. La séquence de faits opérationnels sera mieux comprise après l'étude plus détaillée du fonctionnement d'un commutateur 510 qui transmet l'information d'entrée à la mémoire temporaire 503, du commutateur 506 qui transmet l'information à la mémoire temporaire AY 505, et du sélecteur d'information 509 qui transmet l'information à la mémoire d'accumulation d'interpolation Y 506a. Pendant l'exploration de la ligne de transfert 610 ou 623, la mémoire principale 501 produit, comme déjà indiqué, une information de sortie qui est convertie par la porte 502 en un format à 12 bits.Cette information est transmise ensuite de la borne d'entrée A à la borne de sortie C du commutateur sélecteur d'information 510, et simultanément l'information de sortie provenant de la mémoire temporaire 503 est transmise à la fois à l'entrée du soustracteur AY 504 et également au circuit à retard de 3 bits 507, de sorte que dans le cas des trois commutateurs 510, 506 et 509, l'information est transmise de la borne d'entrée A à la borne de sortie C de chaque commutateur respectif.Pendant l'exploration d'une ligne quelconque qui n'est pas une ligne de transfert, par exemple des lignes comprises entre 610 et 623, l'information de ligne de transfert subit une recirculation et est mémorisée dans ces mémoires par suite de l'opération de commutation des commutateurs 510, 506 et 509, l'information étant transmise de la borne d'entrée B à la borne de sortie C de chaque commutateur respectivement. Pendant l'exploration des 4 lignes qui ne sont pas des lignes d'interpolation et qui apparaissent par exemple entre les lignes de transfert 610 et 623, la porte 511 introduit un zéro dans le sommateur 508, de sorte que l'information qui se trouve dans la mémoire d'accumulation d'interpolation Y 506a n'est pas changée par rapport à la ligne précédente lorsqu'elle traverse le sommateur 508. Suivant le mode de réalisation préféré, toutes les opérations d'interpolation dans la direction Y sont effectuées en utilisant les techniques arithmétiques série, avec le sommateur série 508 et le soustracteur série 504, par la technique de traitement série usuelle. Les mémoires sont des registres à décalage ou des lignes à retard analogues.Toutefois, les mêmes principes peuvent entre mis en oeuvre en utilisant une combinaison des mémoires précitées et de mémoires à accs au hasard. Par ailleurs, on pourrait utiliser en combinaison des unités arithmétiques parallèle au lieu d'unités arithmétiques série. L'interpolation dans la direction X est assurée au moyen du soustracteur série 512, qui reçoit le mot de sortie de l'accumulateur d'interpolation Y sur une entrée et le mot précédent sur son autre entrée, à partir d'un circuit à retard de ligne de un mot spi3. Ces deux mots sont soustraits pour détermi- n la différence dans la direction : par exemple entre le point d'interpolation 630 et le point d'interpolation 631 sur la Fig. 6.Cette différence est introduite dans un registre à décalage ou convertisseur série-parallèle 514 d'une largeur de 9 bits, auxquels sont ajoutés 3 bits de signe mémorisés dans un verrou à 3 bits 515. Ainsi, la valeur qui apparait dans le convertisseur série-parallèle 514 est le gradient ou la différence dans la direction X entre deux points d'interpolation adjacents, par exemple les points 601 et 602, ou les points 630 et 631. Pendant que cette information est transmise au registre à décalage série-parallèle 514 et à son circuit d'addition de bits de signe 515, la valeur précédente, par exemple la valeur au point 630 ou au point 601 respectivement, va avoir été précédemment accumulée dans le registre de somme d'interpolation X 516. Ainsi, pour former les huits points d'interpolation, par exemple entre les points d'interpolation 601 et 602 ou les points d'interpolation 630 et 631, il est simplement nécessaire d'ajouter huit fois de façon successive la différence qui se trouve dans le convertisseur série-parallèle 514 et les bits de signe additionnels provenant du verrou 515. Cette opération est réalisée en transférant initialement cette information à un circuit tampon bX 517 et en effectuant ensuite l'addition dans un sommateur parallèle à 12 bits 518, puis en mémorisant les résultats dans le registre sommateur 516 et en présentant ces résultats à nouveau dans le sommateur parallèle 518, conjointement à l'information de différence du circuit tampon 517. Cette opération est effectuée huit fois entre des points adjacents tels que des points 601 et 602 ou des points 630 et 631, en fournissant par suite sur la sortie du régistre somniateur d'interpolation X 516 un nombre parallèle à 12 bits qui peut autre transféré au convertisseur numérique-analoqique 517a, pour engendrer une forme d'onde correspondant au profil interpolé. Cette forme d'onde est ensuite envoyée au circuit tampon 518a pour éliminer les pics de tension inhérents au processus numérique-analogique et pour mettre la tension de sortie à la masse quand le signal de ligne 214 est confirmé avant d'être transmis à l'entrée 105 du multiplicateur ou cl l'entrez 103 du sommateur. rour réaliser un passaqe entre deux points d tion de profil quelconques sur une ligne d'exploration de transfert c. ou entre des points d'interpolation sur Ine ligne d'exploration mais non de transfert, l'opération d'interpclatncr X est effectuée en nuit stades égaux basés sur la diffrence de valeur entre des mots correspondant à des points adjacents obtenus à partir du soustracteur série 512, et transmis à travers le registre à décalaqe série-parallèle 514 et mémorisés dans le circuit tampon ou de différence 517.Ainsi, d'une façon g-né- rale, entre des points successifs, l'information reçue par la combinaison du sommateur parallèle et du registre 518 et 516 correspond simplement aux différences entre des points adjacents ayant une valeur égale au huitième de la différence totale, chaque différence fractionnaire étant ajoutée ensuite huit fois. Afin de régler initialement une valeur dans le registre 516 correspondant à la valeur absolue au début d'une exploration, des moyens sont prévus pour assurer à travers une porte 519 la suppression de l'entrée du mot précédent dans le soustracteur 512 et pour présenter au contraire un zéro sur cette entrée. Ainsi, la valeur réelle du mot passe de la sortie C du commutateur 509 directement à travers le soustracteur surie 512, jusque dans le registre à décalage série-paraliele 514.Des si qnaux de commande engendrés par le circuit de rythme 109 sont envoyés à la porte de commande 514, afin d'assurer inititlement la remise à zro de la valeur du registre de somme d'interpola- tion X 516, de sorte que la valeur réelle au lieu d'une valeur différentielle du premier point apparat dans le registre 514 et dans les bits de report ajoutés du verrou 515. Ainsi, cette valeur, qui est le huitième de la valeur désirée de l'information devant apparaître dans le registre 516, est ajoutée huit fois au contenu ramené déjà à zéro de ce registre 516, pour donner initialement la valeur desirée du point initial du profil du dis poeitlf correcteur de glissement.Ensuite, toutes les valeurs ul térieures d'un champ sont déterminées par interpolation sur la base de la différence entre les points successifs. Afin que l'information soit renvoyée à la mémoire principale 501 en vue d'une utilisation au cours d'interpolations ultérieures, elle traverse le sélecteur d'information 520, un circuit à retard de trois mots 521, et le sommateur de conversion A/N 522, pour parvenir à une porte de mémoire zéro 523 et revenir à l'entrée de la mémoire principale 501. On décrira maintenant le circuit de rythme et le générateur d'impulsions d'horloge. La Fig. 7 représente schématiquement sous forme de bloc-diagramme le circuit de rythme et le générateur d'impulsions d'horloge 109 de la Fig. 1. Les points intervenant correspondent par exemple simplement à une définition de 525 lignes par cadre exploré, à raison de 30 cadres par seconde de format d'exploration. Un signal synchrone horizontal arrive par le conducteur 209 dans le comparateur 210, qui engendre la tension de comparaison de phase pour exciter un oscillateur à fréquence variable 711, afin d'alimenter un circuit de décomptage à rebours 712 qui engendre une fréquence de référence pour la seconde entrée du comparateur de phase 210. La sortie de l'oscilla- teur à fréquence variable 711 excite également un compteur d'état 713 pour dénombrer les divers états ou bits pendant chaque mot en série.L'impulsion de limite de mot définissant le début de chaque mot en série provenant du compteur 713 excite un compteur 714 à 22 mots de compte par ligne, pour compter le nombre de mots par ligne d'exploration. La sortie du compteur à décomptage 712 correspond également à une impulsion de synchronisation horizontale engendrée par une boucle à verrouillage de phase, et celle-ci est décomptée dans un compteur 716 pour produire un signal de ligne de transfert sur sa sortie, correspondant par exemple aux lignes de transfert 610 et 623. Le compte de lignes de transfert est dénombré dans le compteur 717, pour produire une impulsion par cadre sur sa borne de sortie 718, qui correspond à la période active de chaque exploration de la momie ligne. Un conducteur 719 partant du compteur 712 fournit une impulsion de fréquence intermédiaire à un générateur d'impul suions de régénération, qui a pour but de fournir une fréquence d'impulsions de régénération pour le fonctionnement de la mémoi re principale entre des lignes de transfert. Cette fréquence d'impulsions de régénération fournit la certitude que la mémoire principale 501 va fonctionner toujours à une fréquence supérieure à sa fréquence minimale et va permettre également à la mémoire principale 501 d'avoir un nombre de bits facilement exploitable. Selon la configuration préférée, la fréquence d'impulsions de régénération est commutée entre deux fréquences. L'une est utilisée entre des lignes de transfert de champs voisins, et l'autre est utilisée entre des lignes de transfert adjacentes du même cadre. Les. impulsions de régénération sont combinées à une sortie provenant du compteur d'état 713, pour former les impulsions d'horloge de mémoire principale 501 sous l'effet du circuit d'excitation d'horloge 721. La sortie de ce circuit d'excitation 721 est utilisée pour le fonctionnement de l'horloge de mémoire principale. Le signal de commande pour sélecter les deux fréquences des impulsions de régénération provient du conducteur 718 correspondant au moment où l'exploration coupe la zone corrigée et au moment où la ligne explorée est à l'extérieur de la zone corrigée.Un compteur 722 commande le nombre des impulsions de régénération et un bloc logique additionnel 724 reçoit des entrées de divers compteurs, y compris des compteurs 712, 713, 714, 716, 717, 718 et 726, afin d'engendrer des signaux de rythme et stroboscopiques commandant l'apparition des divers phénomènes mentionnés ici dans la description des circuits de traitement du noir et du blanc 104 et 106 respectivement. Finalement, le compteur 725 effectue un comptage pour déterminer les sept lignes d'exploration entre les lignes de transfert dans lesquelles une interpolation est effectuée. La fonction d'un compteur 726 est de définir la position des huit- points d'interpolation dans la direction X, par exemple entre les points de profil mémorisés 601 et 602, ou les points d'interpolation 670 et 671, pour commander la fonction d'interpolation X des circuits de traitement du noir et du blanc 104 et 106. On décrira maintenant la commande de réglage. Le but de l'opération de réglage est de charger la mémoire principale 501 avec l'information de profil de correction. Comme déjà indique, l'information est mémorisée sous forme de mots à neuf bits dans les mémoires principales S01, L'opération de réglage fait intervenir la résolution du point de mémorisation de profil déjà présent pour les cèefficients a1 et a de l'équation de correction, qui est la suivante vO = a2 (Vi - al) Dans l'équation, vO est la sortie vidéo et vi est l'entrée vidéo pour chaque point de mémorisation de profil (c'est-à-dire les points tels que ceux désignés par 602 et 603).Au cours de la séquence de réglage, les conditions initiales du réglage du niveau de noir sont :- vO = O et a1 = vi, et pour le réglage du niveau de blanc vO = 1 et a2 = 1/(vu - a). Ainsi, afin de satisfaire ces conditions de la solution de l'équation de correction, il est nécessaire qu'un réglage du niveau de noir soit effectué pour déterminer le décalage, avant un réglage du niveau de blanc pour déterminer la variation et la sensibilité. Pendant le réglage du niveau de noir, une image de référence de noir, telle que celle d'un échantillon opaque placé dans la lumière transmise correspondant au niveau de blanc minimum, est placée dans le système optique qui fournit une image sur le dispositif explorateur 101, ou sous un microscope, tel que le microscope décrit dans le brevet des Etats Unis d'Amérique n" 3.805.028. Cette référence de noir n'a pas besoin de fournir un niveau de lumière égal à zéro, et en fait il suffit qu'elle produise un niveau de lumière inférieur au niveau de lumière le plus faible que l'on pense obtenir à partir de l'échantillon examiné. Ceci permet au correcteur d'élargir la plage de contrastes disponible, de même que d'éliminer les irrégularités induites de façon artificielle. Le dispositif correcteur de glissement est capable de soustraire deux images qui, à de nombreux égards mais non pas à tous, sont identiques entre elles, pour fournir la différence entre les images. Tout d'abord, une image est mémorisée pendant le réglage et une seconde image est ensuite présentée au dispositif explorateur, l'image résultante correspondant à la différence entre les deux images. Pendant le réglage du niveau de noir ou de blanc, la mémoire principale 501 est chargée avec le jeu d'informations qui produit sur la borne de sortie 429 du filtre à adaptation de la Fig. 4 un signal qui, après intégration, correspond à un signal de référence produit par voie électronique. Ce résultat est obtenu par une technique de conversion A/N séquentielle en deux stades, bien que d'autres techniques de conversion A/N puissent être utilisées. Le premier stade correspond de façon successive à un réglage approximatif, suivi d'une série de réglage fins. La Fig. 8 est un bloc-diagramme du circuit de conversion A/N. Le signal provenant de la borne 429 sur la Fig. 4 pénètre dans un intégrateur 810 qui provoque l'intégration relativement à un point de profil mémorisé, pour éliminer par détermination d'une valeur moyenne le bruit sur ce profil. Le temps d'intégration est choisi de façon à être légèrement inférieur au temps d'exploration entre des points de mémorisation de profil successifs, par exemple les points 601, 602, 603 sur la Fig. 6, et le temps d'intégration apparaît de telle sorte que le point de mémorisation de profil se trouve approximativement au milieu du signal de période d'intégration 550, comme cela est mieux visible sur la Fig. 8a. L'intégrateur 110 est remis à zéro après chaque période d'intégration comme montré sur la Fig. 8a. Le signal de remise à zéro 751 de la Fig. 8a est commandé par un signal provenant d'un conducteur 811, lequel signal est engendré par la logique de rythme 724 de la Fig. 7 à partir de signaux provenant du compteur 713. Le signal de sortie 753 de l'intégrateur est envoyé à un comparateur 812 qui compare le signal de-l'intégrateur avec le niveau de référence engendré par une source de tension de référence commutable 813. Cette source est commandée par le circuit de commande de réglage 113. Ce circuit de commande reçoit les signaux de déclenchement de réglage à partir du bouton de réglage du niveau de noir 111 ou du bouton de réglage du niveau de blanc 110, pour assurer des fonctions qui comprennent : (a) la mise en circuit du système correcteur de glissement, (b) le réglage de la source de tension de référence 813 en vue du réglage du niveau de noir, la tension correspondant à la tension de noir sur le signal vidéo pour le réglage du ni veau de noir, alors que pour le réglage du niveau de blanc, la tension correspond alors au niveau de blanc du signal vidéo, (c) la vérification du fait qu'après l'alimentation en énergie du dispositif correcteur de glissement, un réglage du niveau de noir est assuré avant un réglage du niveau de blanc, (d) l'allumage des lampes associées aux boutons-poussoirs, pour indiquer le type de réglage qui est ensuite requis, et (e) la production du signal de déclenchement de réglage, qui est envoyé à un circuit de commande A/N 814. Le circuit de commande A/N 814 reçoit également des signaux de rythme par un conducteur 815 à partir de la logique de décodage de rythme 724. Ces signaux de rythme correspondent, dans le cas du signal du conducteur 815, à une impulsion au début de chaque mot. Des signaux d'impulsions transmis par le conducteur 816 correspondent chacun à un seul bit de chaque mot provenant de la logique 724. Le signal du conducteur 817 est une impulsion apparaissant pour chaque nouveau champ de vision provenant du compteur 717 et traversant la logique 724. Ces signaux sont utilisés par la logique de commande A/N 814 pour commander un générateur de mots A/N 819, qui produit un signal sur le conducteur 820, ce signal contenant le mot de production A/N.Ce mot est ensuite dirigé par un circuit multiplicateur 821, commandé par la logique de réglage 113, et envoyé par les conducteurs 822 ou 823 au sommateur A/N de blanc ou au sommateur A/N de noir respectivement, désignés par le circuit 522 sur la Fig. 5. Une autre fonction de la logique de commande de réglage 113 est la commande de la porte de mémoire zéro 523, de façon individuelle, dans le circuit de traitement du noir 104 ou le circuit de traitement du blanc 106, selon celui qui est réglé pendant l'exploration du premier champ au cours d'une opération de réglage. Ces conducteurs de commande s'étendent depuis la logique de commande de réglage 113 et correspondent aux conducteurs 824 et 825 respectivement. La séquence de réglage du niveau de noir ou de blanc est la suivante : Qe réglage exige, par exemple dans le cas du mode de réalisation préféré, 26 champs de vision, et les opéra tionscorrespondant à ces champs de vision sont les suivantes. Pendant le premier champ, les contenus des mémoires appropriées sont ramenés à zéro par le conducteur 824 ou 825 aboutissant à la porte 523 et à la mémoire principale totale 501. Un second champ est utilisé pour définir le bit de mot le plus significatif par la formation d'un mot dans le générateur de mots A/N 819, le bit de mot le plus significatif étant réglé à 1 suivi de zéros. Ce mot est transmis par le multiplicateur 821 au sommateur A/N approprié 522, pour introduire un mot dont le bit le plus significatif est réglé sur l'unité. Pendant un troisieme champ, un mot est engendré avec définition du bit qui est ensuite le plus significatif, qui est le bit numéro 7 dans un mot de neuf bits dans lequel le bit numéro 8 est le bit le plus significatif et le bit numéro O est le bit le moins significatif. Ce schéma est suivi pour des champs de vision successifs jusqu'au champ numéro 7 comme visible sur la Fig. 9. Ainsi, après la remise à zéro de la mémoire 501 dans le premier champ, les champs 2 à 10 fournissent des approximations binaires successives de chaque mot mémorisé dans la mémoire 501 correspondant à des points du champ, pour améliorer par pas binaires le mot d'approximation pour chacun de ces points. Le X utilisé sur la Fig. 9 prend la valeur i pour les mots de la mémoire qui doivent être diminués, et la valeur 0 pour les mots de la mémoire qui doivent être augmentés. Au cours des champs 11 à 26 de rang impair, on ajoute un mot correspondant à un bit le moins significatif si le mot de la mémoire doit être augmenté, et on ajoute zéro si le mot doit être diminué. Inversement, dans les champs de rang pair, on ajoute un nombre égal à tous les uns correspondant au bit le moins significatif moins un si le mot de la mémoire doit être diminué et à zéro si le mot doit être augmenté. Cette modification successive de chaque mot pendant les 16 champs restants (a' est-à-dire les champs 11 à 26) élimine par détermination d'une valeur moyenne les effets des pics de bruit de valeur excessive apparaissant pendant l'approximation binaire successive des champs 2 à 10.Pendant l'un quelconque des champs 2 à 26, chaque mot de la mémoire réglée est ajouté à un mot produit par le générateur de mots 819. Le mot qui est produit par le générateur de mots A/N 819 est déterminé en fonction de l'algorythme visible sur la Fig. 9 et est basé sur le fait que le comparateur indique si la valeur du courant du signal vidéo corrigé par la position du mot en cours de modification est élevée ou faible. Si 1 'on revient maintenant à la Fig. 5, on comprffiencir mieux la fonction fon!?n?entale du circuit à retard de trois mots 521. Cette fonction fondamentale consiste à fournir la certitude que le retard à partir de l'entrée du registre à décalage de 3 bits 507, jusqu'aux unités d'interpolation X 514, 517, 518, 5-16, au convertisseur N/A 517a, au circuit tampon 518a vers le trajet vidéo et à travers le filtre à adaptation du circuit de sortie vidéo 107 sur l'intégrateur 810 et le comparateur A/N 812, suivi du générateur de mots 819, et jusqu'au sommateur A/N 529, est adapté par le circuit à retard 521, de telle sorte que le mot A/N engendré par le générateur de mots 819 cotncide à son entrée dans le sommateur A/N 529 avec le mot provenant du circuit à retard de trois mots 521. Des moyens supplémentaires doivent être prévus à cause de l'effet du circuit à retard de trois mots. La nécessité de ces moyens résulte du fait que la mémoire principale 501 fournit seulement des mots à sa sortie pendant les lignes de transfert, telles que les lignes 610 et 623 sur la Fig. 6. Ainsi, à-l'entrée du registre à décalage de trois bits 507, les mots d'information ne sont présents que pendant les lignes de transfert. En outre, à cause du retard, quand ces mots sont présents à l'entrée du registre à décalage de trois bits 507, ils correspondent en fait physiquement à des points qui se trouvent trois mots en retard par rapport au point qui est exploré au moment où les mots sont présents à l'entrée du registre à décalage de trois bits 507.Ainsi, des mots apparaissant à la fin d'une ligne de transfert correspondent en fait à des points qui peuvent se produire au début de la ligne suivante, qui n'est pas une ligne de transfert. Le but de ce circuit à retard temporaire 521 en conjugaison avec la boucle 540 fournissant des entrées au sélecteur d'information 520 est de fournir la certitude que même si une information n'est pas présente à l'entrée du registre à décalage de trois bits 507 quand les points sont explorés, ces points sont toujours transmis à l'entrée A du sommateur'A/N 522. Ainsi, les mots additionnels sont mémorisés dans la ligne à retard de trois bits 521 etgirculent dans cette ligne à retard pendant les trois premiers mots de la ligne suivant la ligne de transfert. En conséquence, ces trois premiers mots traversent deux fois la ligne de transfert de 27 bits ; une fois la boucle et le circuit A/N vers le sommateur 522, temps pendant lequel le mot produit par le circuit A/N 819 est transmis à entrée B ; et ils traversent une fois directement le sommateur A/N 522, temps pendant lequel un zéro est présent sur le sommateur 522 pour parvenir dans la mémoire principale 501. La Fig. 10 montre une variante de réalisation du filtre à adaptation représenté sur la Fig. 4. Le signal vidéo arrive sur une borne d'entrée 1101 et parvient à un filtre bipolaire formé par une résistance 1102 en série avec une bobine d'induction 1103 et par un condensateur 1104, de façon à fournir une sortie sur la borne 1105. Une source de courant 1106 engendre une tension fixe aux bornes d'une résistance 1107.Si, lors d'une variation positive de grande amplitude du signal sur la borne 1101, la tension entre la borne 1101 et le point 1108 dépasse la tension développée aux bornes de la résistance 1107 par la source de courant 1106, un comparateur 1110 est mis en circuit de façon à rendre un transistor 1111 conducteur à travers la résistance de base 1112, en engendrant un courant pour une résistance 1113 afin de charger le condensateur 1104, en réduisant ainsi la différence de tension entre la borne 1101 et le point 1108 et en agissant sur le condensateur 1104 pour qu'il suivez la variation positive. De même, de l'autre côté du circuit, une source de courant 1115 engendre une tension dans une résistance 1116 et, lors de variations négatives de grande amplitude, quand le retard de tension entre les valeurs sur la borne 1101 et au point 1108 dépasse la chute de tension à travers la résistance 1116, un comparateur 1117 rend un transistor 1118 conducteur par l'intermédiaire d'une résistance de base 1119, pour fournir à travers une résistance 1120 un courant déchargeant le condensateur 1104, pour lui permettre de suivre rapidement la variation négative. Ainsi, effet de filtrage ne se produit que lorsque la différence de tension entre la valeur sur la borne 1101 et au point 1108 est inférieure à la chute de tension à travers la résistance 1107 et la résistance 1116. Suivant une variante, les résistances 1107 et 1116 et les sources de courant associées 1106 et 1115 peuvent être remplacées par des sources de tension au lieu des résistances. Une autre variante, non représentée, consiste à placer simplement une diode entre la borne 1101 et le point 1108, l'anode étant reliée au point 1108, et une autre diode entre la borne 1101 et le point 1108, dont l'anode est connectée au point 1101. Ainsi, chaque fois que la différence de tension entre la borne 1101 et le point 1108 dépasse les tensions de polarisation dans le sens direct des diodes, le courant traverse les diodes pour charger rapidement le condensateur 1104. Cette configuration présente l'inconvénient que la marge de tension n'est pas réglable, mais est définie par la tension de polarisation de la diode dans le sens direct. Des modifications peuvent être apportées aux modes de réalisation décrits, dans le domaine des équivalences techniques, sans s'écarteur de l'invention. REVENDICATIONS 1.- Filtre à adaptation utilisable pour filtrer le bruit ayant un niveau d'amplitude prédéterminé afin de l'éliminer d'un signal, caractérisé en ce qu'il comprend des organes d'entrée recevant un signal d'entrée ayant une composante d'amplitude représentant le niveau de bruit, des organes de sortie engendrant un signal de sortie dans lequel le niveau d'amplitude prédéterminé est éliminé par filtrage, et des organes d'excitation du filtre, afin d'obliger rapidement les organes de sortie à suivre les organes d'entrée chaque fois que le signal de sortie diffère du signal d'entrée d'un niveau d'amplitude supérieur au niveau d'amplitude prédéterminé. 2.- Filtre à adaptation suivant la revendication 1, caractérisé en ce que les organes d'excitation du filtre comprennent des condensateurs recevant le signal d'entrée et des dispositifs de commutation connectés à ces condensateurs et commandés rapidement par lesdits condensateurs, les organes de sortie comprenant un circuit de filtrage à capacité chargé et déchargé rapidement en fonction des dispositifs de commutation à commande rapide, ces dispositifs de commutation étant polarisés en vue d'une commutation en fonction du niveau d'amplitude prédéterminé, de façon à obliger les organes de sortie à suivre rapidement les organes d'entrée.