FR 2268413 A1 19751114 FR 7507610 A 19750311 La présente invention ci pour objet un dispositif de transmission de signaux numériques sur un canal de fréquences radiophoniques. lie dispositif fonctionne avec des circuits relativement simples, et la qualité de transmission dépend simplement du rapport signal/bruit et est pratiquement indépendante des signaux à transmettre Le dis positif peut aussi transmettre des informations analogiques codées - par exemple d'une conversation codée par modulation delta ou par modulation d'impulsions - que d'informations digitales, par exemple de données Au cours des dernières années, surtout en ce qui concerne le développement rapide des ordinateurs et la technique de la modulation par codage d'impulsions (PCM) , la transmission des informations numériques a pris une importance constamment croissante .L'in- formation échangée entre les calculateurs- ou échange de données est déjà numérique en soi, ou, d'une façon plus concrète de carac tère binaire , tandis qu'avec la méthode PCM v ou avec un autre procédé , l'information analogique peut être convertie sous forme binaire Si l'on doit transmettre une information numérique, ou plus précisément une information binaire , via lui canal radiophonique le choix du système de modulation fait apparaître des problèmes économiques .On peut , sans difficultés particulieres , transmettre des informations analogiques grâce à un dispositif radic prévu oeir la transmission des signaux de bande de base ou fondamentale à modulation par multiplexage par répart;ition en fréquence (FDM) ou à modulation de fréquence (FM)par exemple via mi circuit de relais' radie- phonique. lia largeur de bande, la linéarité et le facteur de qualité de tels dispositifs sont nettement plus élevés qu'il n'est nécessaire pour la transmission de signaux numériques, et c'esl pourquoi de tels dispositifs représentent une dépense injustifiée pour le but; à atteindre. C est pourquoi on ne peut prendre en considération les dispositifs radiophoniques mentionnés que pour la transmission des signaux réellement binaires seulement. Dans les dispositifs radiophoniques du type précité v on peut avoir affaire à la modulation diamplitude de fréquence ou de phase , ou de leurs différentes combinaisons . En se basant sur différentes considérations pratiques, on utilise uniquement les systèmes de modulation angulaire (modulation de fréquence ou de phase ),et même parmi ces systèmes, on sait que l'on obvient théoriquement les meilleurs résultats gracie à la modulation de phase, lorsque l'excursion de phase est de + 900.En tant que meilleur procédé , on entend dans le cas présent le procédé de modulation pour lequel une probabilité d'erreur se traduit par le plus faible rapport signal/ bruit, ou pour lequel, à rapport de puissance signal/bruit donné, la probabilité de permutation des signaux binaires est la plus faible. I1 est connu, que pour les seuls dispositifs simples en question, la modulation de la fréquence d'émission soulève des difficultés non négligeables, en particulier lorsque l'on désire obtenir une stabilité de la fréquence, par exemple lorsque la stabi lité de celle-ci doit être de quelques 10 5 de la fréquence por- teuse.Dans de tels cas, on doit utiliser un modulateur PM, c'est i-dire qu'une fréquence moyenne doit entre modulée par le signal à transmettre, cette fréquence moyenne étant nettement inférieure à la fréquence porteuse, et cette fréquence moyenne doit etre mélangée à l'aide d'un étage mélangeur à un oscillateur modulé, ou bien l'oscillateur doit etre stabilisé à l'aide d'un cristal oscillateur spécialement modulable, et ce , au lieu d'un cristal oscillateur ordinaire , et cette fréquence porteuse modulée doit entre multpliée. Ces deux solutions, ou leurs variantes nécessitent des circuits très coûteux, Par contre, il est très facile de moduler la phase de la fréquence porteuse, par exemple en envoyant le signal modulateur sur une diode 1,Varactor " , formant une partie de la capacité du circuit oscillant accordé sur la fréquence porteuse (capacité répartie ou condensée). D'autre part, il est également connu que l'on peut procéder très simplement à la démodulation de la fréquence porteuse, par exemple à l'aide d'un discriminateur, tandis que la démodulation de phase est particulièrement difficile, car elle nécessite en général un circuit à phase asservie et un oscillateur accordable avec la tension. En raison de ce qui précède, le procédé de modulation le plus favorable serait celui pour lequel on modulerait la phase signal de l'émetteur et l'on démodulerait la fréquence du signal reçu. Be- signal différencié obtenu de cette façon à la sortie du démodulateur doit pure reformé de façon quelconque . Il est également connu qu'il n'est pas possible de réaliser l'intégration simple du signal démodulé à cause de l'augmentation des bruits eh basse fréquence POur résoudre le problème précité, on connalt un procédé grâce auquel, après le discriminateur, le signal est amené sur un circuit de relaxation à hystérésis, par exemple un trigger de Schmitt, qui redonne au signal sa forme initiale.La présente invention élargit considérablement le domaine d'utilisation de la solution proposée grâce à la correction d'un défaut fondamental. l'invention sera mieux comprise à l'aide de la description détaillée d'un mode de réalisation de la liaison radio fondée sur un procédé connu, coopérant. avec un convertisseur à relaxation , ce mode de réalisation'étant pris comme exemple non limitatif et illustré par le dessin de principe annexé sur lequel, la fig.l est un schéma de principe de la liaison radio connue; la fig.2 montre les signaux apparaissant aux points caractéristiques du schéma de la fig.I ; la fig.3 illustre l'action des bruits sur ces signaux; la fig.4 est un schéma synoptique de la solution conforme à la présente invention la fig.5 montre l'effet de la solution de l'invention sur les signaux affectés d'un bruit de fond;; les figs. 6 et 7 sont des blocs diagrammes de ltémetteur et du récepteur respectivement conformes à l'invention Sur la fig. 1 l'oscillateur 1 est relié au modulateur de phase 2, dont l'entrée de modulation 8 reçoit le signal modulateur. Le signal rayonné par l'antenne d'émission 3 parvient à l'antenne réceptrice 4 dont la sortie est reliée au récepteur 5 suivi du démodulateur de fréquence 6 (discriminateur ) . le convertisseur de relaxation 7 rétablit le signal de modulation original. La fig. 2 montre les formes des signaux principaux apparaissant dans le schéma de lafig.l. De signal 1l est le signal de modulation apparaissant à l'entrée de modulation 8, le signal 12 est le signal apparaissant à la sortie 9 du démodulateur de fréquence 6, et le signal 13 est le signal reformé apparaissant à la sortie 10 du convertisseur 7. On peut démontrer que d ans ce dispositif la probabilité d'erreur d'inversion du signal est donné par la formule suivante s - = PO (S/g) T PE étant la probabilité d'erreur , Poe étant ce qu'on appelle la probabilité de transfert (c' est-à-dire la probabilité que dans un train de signaux 11 apparaisse à la suite de la valeur binaire "0" la valeur binaire "1"), PO (S/N) étant une probabilité d'erreur dépendant du rapport signal/bruit, mais indépendante de la valeur de PT, dont la dépendance du rapport signal/bruit est pratiquement la même que dans le cas de la modulation de phase, mais un peu plus favorable.Pour mieux comprendre la formule ci-dessus, on va se référer à la figure 3, dans laquelle, on a par exemple à la suite d'un "O" une grande série de signaux "1". Bur cette figure 3, le signal i4 est le signal prédéterminé, le signal 15 est le signal de sortie du discriminateur, dans lequel à cause du niveau de tension de bruit, apparat également une impulsion 16 de bruit plus élevée que le niveau du seuil. Par conséquent, il apparat dans le signal reformé 17 la transition 1-0 à un endroit erroné, et l'on obtient le bit erroné représenté haehuré. D'après la formule ci-dessus, et d'pris la figure 3, on - peut tirer la conséquence que lorsque la valeur PT est-élevée,par exemple 0,5 on peut utiliser convenablement le procédé de modulationrelaxation. Par contre, si un dispositif PCM doit transmettre un nombre considérable d'informations ou de données , on ne peut pratiquement rien annoncer de la statique du signal, c'est-à-dire que l'on ne peut exclure la transmission de signaux analogues au signal 14 de la figure 3. Par conséquent, on ne peut utiliser le procédé de relaxation-modulation pour la transmission de tels signaux, car si l'on avait une valeur de PT faible, la probabilité d'erreur serait supérieure de 2 à 3 ordres de grandeur. La présente invention est essentiellement un perfectionnement du circuit de la figure 1 , permettant d'éviter les inconvénients antérieurs. Gracie à la présente invention, il peut arriver, que même pour des très faibles valeurs de Poe, par exemple 2.10 et indépendamment de ces valeurs le coefficient de la valeur apparaissant dans--la formule fractionnale ci-dessus au lieu d'être égal à 1/PT soit égal à 2 La caractéristique principale de la présente invention consiste dans le fait que les trains de signaux que l'on veut transmet- tre sont envoyés au modulateur de phase 2 après être passés dans un "codeur différentiateur" connu en soi, et sont envoyés à la réception, après conversion, à un décodeur différentiateur. Les parties essentielles d'un mode de réalisation de l'invention sont représentées sur la figure 4, sur laquelle on voit uniquement les parties différentes de celles du dispositif de la figure 1. Sur la figure 4, la référence 18 se rapporte à un élément "OU exclusif " pour lequel la valeur du signal de sortie est égale à zéro si les valeurs binaires des signaux d'entrée sont égales , tandis que la valeur du signal de sortie est égale à 1 si on 1' envoie aux entrées des signaux différentes. L'élément à retard 19 à un bit est raccordé au modulateur de phase 2. L'élément à retard 20 à un bit et l'élément 21 "OU exclusif" sont reliés au convertisseur de relaxation 7. Les éléments de retard à un bit 19 et 20 peuvent aussi bien être des éléments dont la fonction est équivalente à un retard , que des circuits de retard numériques (flip-flops D), auquel cas les éléments à retard à un bit 19 et 20 doivent recevoir des signaux d'horloge.L'avantage de la présente invention réside dans le fait qu'il ne peut se produire d'accumulations d'erreur , comme on peut le voir sur la fig.3, meme dans le cas ou il nty aurait pas de transition longue. Après codage, le signal à transmettre est transformé en un signal 24 apparaissant à l'entrée 22. lie signal démodulé 25 ap- paraît à l'entrée du convertisseur de relaxation 7. l'impulsion de bruit 16 (pour une meilleure compréhension , on a supposé que le bruit aux autres endroits est négligeable) s'additionne au signal démodulé 25, le signal 26 étant le signal de sortie du convertisseur de relaxation 7. Dans le signal 26, on a hachuré les bits différents du signal 24, et qui représentent donc une erreur. lie signal 27 est le signal de sortie du dispositif retard à un bit 20. Enfin le signal 28 apparat à la sorte 10. I1 est à noter que dans ce cas on a en tout deux bits erronés, qui sont également hachurés.On peut également montrer qu'en général, lorsqu'il apparaît dans le i-ième bit une tension de bruit semblable à une impulsion de bruit 16 et créant une erreur, et que le nombre des bits suivants sans transition, est égal à k seuls les i-ième et (1 + k + 1 ) ième bits sont faux. Ainsi , grâce à la présente invention , on arrive à améliorer considérablement la qualité de la transmission ; la probabilité d'erreur exprimé à l'aide de la formule ci-dessus , est multipliée par un facteur PT/2 , et alors 1) lorsque PT # 0,5 , la probabilité d'erreur ne varie pratiquement pas, 2) lorsque PT 3) lorsque PT#1, 1, la probabilité d'erreur est plus mauvai- se d'un facteur 2 qui peut-etre pratiquement négligeable. lies conclusions ci-dessus peuvent être exprimées numéri- quement lorsque, en utilisant la solution conforme à la présente invention , la probabilité d'erreur est suffisamment faible ,par exemple inCerieure à 1 Pour les transmissions de plus mauvaise qualité , ces valeurs ne sont qu'à peu près exactes, car il faut tenir compte de certains facteurs de correction. Il est toutefois à noter que des liaisons pour lesquelles PE est supérieur à 10-3 ne sont pas utilisables en pratique. On a représenté en détail sur les figures 6 et 7 un mode de réalisation d'une solution conforme à la présente invention (émetteur et récepteur respectivement ). Le signal de l'oscillateur 30 piloté par quartz est modulé par le modulateur de phase 31. Le filtre passe bas 32 sert à la mise en forme du signal . Le signal de sortie du filtre 32 est envoyé sur le codeur différentiateur 33. Le multiplicateur de fréquence 34 multiplie le signal de sortie du modulateur de phase 31. Ce signal multiplié est filtré par le filtre 35. De signal de sortie du filtre d'entrée 36 visible sur la figure 7 arrive au récepteur 37 se composant antre autres d'un préamplificateur , d'un étage mélangeur , d'un oscillateur local,d'un amplificateur à fréquence intermédiaire et d'un limiteur. Le signal de sortie du démodulateur de fréquence 38 est envoyé au filtre passe-bas 39 dont le signal de sortie est relié au convertisseur de ralaxation 40 dont le signal de sortie est envoyé au circuit décodeur différentiateur 41 . La probabilité d'erreur dépend fortement de la caractéristique du filtre passe-bas. De façon avantageuse, on choisit pour le filtre 39 une caractéristique de transition de propagation extra-plate et une fréquence limite ou de coupure quelque peu au-dessus de la moitié de la fréquence d'horloge ou, des bits, par exemple 1 à 1,6 fois~cette valeur. Dans certains cas, le récepteur peut se trouver relativement loin du décodeur différentiateur 41i et ils peuvent être reliés par un long cible Dans ce cas, on peut brancher entre la sortie ou l'entrée-du convertisseur de relaxation 40 et l'entrée du câble et/ou la sortie du cible et l'entrée du décodeur différentiateur un dispositif de mise en forme de signal REEGE1iDICATIONS 1. Dispositif de transmission de signaux binaires comportant un émetteur et un récepteur, l'émetteur comportant avantageusement un oscillateur à cristal, un étage multiplicateur de fréquence, un étage amplificateur de puissance , le récepteur comportant un étage mélangeur, un amplificateur de fréquence intermédiaire et un limiteur et d'un amplificateur de fréquences radiophoniques caractérisé par le fait que l'émetteur comporte un modulateur de phase connu en soi(2) que le récepteur (5) comporte un modulateur de fréquence connu en soi (6) suivi d'un convertisseur de relaxation (7) également connu en soi, et par le fait que le modulateur de phase (2) est relié via un circuit codeur différentiateur (33) à l'entrée du modulateur de phase (2), tandis que le décodeur (41) est relié à la sortie du convertisseur de relaxation (7). 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le codeur différentiateur (33) comporte un élément"OUexclu- sif" (18) et un élément retardateur-à un bit (19), le signal a coder (23) étant envoyé à entrée de l'élément "OU exclusif 1t(18), la sortie de l'élément de retard (19) étant relié à l'autre entrée du'tOU exclusif", la sortie de l'élément "OU exclusif n (18) étant relié-à l'entrée de l'élément de retard à un bit (19). 3. Dispositif selon la revendication 2 caractérisé par le fait que l'élément à retard à un bit (19) est un élément de simulation de retard, ou à fonction équivalente à un retard. 4. Dispositif selon la revendication 2 caractérisé'par le fait que llélément de retard à un bit est un retardat-eur numérique, par exemple un circuit flip-flop D. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 4 caractérisé par le fait que l'on relie à la sortie du modulateur de fréquence (10) un filtre passe-bas (39) , dont le caractéristique de transit est extra-plate et dont la fréquence de coupure est égale delà 1,6 fois la moitié de la fréquence des bits.