FR 2287806 A1 19760507 FR 7434087 A 19741010 La présente invention concerne un amplificateur à seuil à gain réglable comportant entre autres une source de tension à courant continu, deux transistors dont les électrodes des bases constituent respectivement la borne commune d'entrée et la borne active d'entrée du signal à amplifier, deux autres transistors connectés en amplificateur différentiel et un générateur à courant constant. L'invention s'applique plus particulièrement, mais non exclusivement, aux montages séparateurs de signaux de synchronisation et de commande de contraste pour récepteur de télévision en couleurs. Le niveau du signal de luminance Y appliqué au tube image d'un téléviseur couleurs dépend directement de la position de la commande manuelle de contraste du récepteur, alors que le niveau des signaux de chrominance est fonction de l'amplitude des signaux de sortie résultant de l'écretage effectué par les circuits limiteurs précédant la démodulation de la sous-porteuse dans le système SECAM, ou du gain des amplificateurs de chrominance dans le système "PAL". Si l'on désire conserver un degré constant de saturation de couleurs, il est donc nécessaire d'asservir à la position de la commande de contraste l'amplitude desdits signaux de sortie dans le premier cas, et le gain des amplificateurs de chrominance dans le second cas. La tension de consigne nécessaire pour réaliser cet asservissement peut être celle du niveau du noir du signal à vidéofréquen- ce après démodulation; en effet, ce niveau reflète théoriquement l'amplitude de l'onde porteuse du signal de luminance en raison de l'amplitude relative constante des impulsions de synchronisation. Malheureusement, si les normes d'émission définissent rigoureusement l'amplitude haute fréquence résiduellé de l'onde porteuse aux instants où sont transmises les impulsions de synchronisation en modulation positive, certains réémetteurs ne respectent pas les normes, ce qui fait que cette valeur résiduelle est variable. Il est impossible dans ces conditions de réaliser un dosage invariable des amplitudes des signaux de luminance et de chrominance en se basant sur les seules valeurs théoriques des normes. Une solution à ce problème consiste à utiliser comme grandeur de consigne une tension proportionnelle à l'amplitude des signaux de synchronisation du signal à vidéofréquence, c'est-à-dire entre le niveau du noir et le fond desdites impulsions; de la sorte, quelles que soient les variations éventuelles du niveau résiduel de l'onde porteuse par rapport à l'amplitude des impulsions de synchronisation, ou bien les variations éventuelles d'amplitude de ces dernières, l'amplitude moyenne des signaux de luminance et de chrominance reste dans un rapport constant, ce qui évite toute variation de la saturation des couleurs lors de la manoeuvre du potentiomètre de contraste. La Demanderesse a développé un tel circuit ayant fait l'objet de la demande de brevet français nO 2 204 093 décrivant un montage mettant en oeuvre des amplificateurs différentiels, un réseau de matriçage, et deux portes uET", et qui fournit séparément des signaux de luminance et de synchronisation pouvant varier simultanément à partir du niveau du noir considéré comme tension de référence. L'intégration des signaux de synchronisation permet d'obtenir la tension d'asservissement des limiteurs ou des amplis de chrominance. Ce circuit hautement spécialisé répond parfaitement au but recherché; toutefois, en raison meme de sa spécialisation, il ne peut accomplir d'autres fonctions que celles pour lesquelles il a été conçu. En outre, de par la conception meme du montage, l'amplitude des signaux de sortie ne peut dépasser 1/3 environ de la tension d'alimentation du circuit. Enfin, la structure relativement complexe du montage en complique la réalisation en circuit intégré monolithique. Un des buts de l'invention est de permettre la réalisation d'un amplificateur à seuil de structure simple et d'emploi quasiuniversel. Selon l'invention, l'amplificateur à seuil à gain réglable comportant entre autres une source de tension à courant continu-, deux transistors dont les électrodes des bases constituent respectivement la borne commune d'entrée et la borne active d'entrée du signal à amplifier, deux autres transistors connectés en amplificateur différentiel et un générateur à courant constant, est notamment remarquable en ce que l'émetteur de l'un des transistors d'entrée de signal est directement relié au générateur à courant constant, le collecteur étant connecté, soit à l'un des pôles de la source de tension à courant continu, soit au collecteur de l'un des transistors en montage différentiel relié au pôle précité par une résistance, et en ce que l'émetteur de l'autre transistor d'entrée du signal à amplifier est relié par une résistance au générateur à courant constant, le collecteur étant connecté aux émetteurs réunis des deux autres transistors connectés en amplificateur différentiel. En l'absence de signal appliqué aux bases des transistors d'entrée, l'un de ceux-ci est bloqué et l'autre est parcouru par la totalité du courant fourni par le générateur à courant constant. Selon la polarité du signal appliqué à l'une des bases par rapport à l'autre, l'état initial est, soit maintenu, soit modifié par le déblocage du transistor précédemment bloqué; ce dernier, qui est alors parcouru par une fraction de courant total, est couplé à un amplificateur différentiel à gain variable. De ce fait, en polarisant l'une des bases des transistors d'entrée à une tension fixe quelconque, ladite tension constitue le seuil partir duquel un signal de polarité donnée peut etre amplifié, ce qui permet d'accomplir des fonctions d'ecretage, de démodulation, de tri d'impulsions, etc... En outre, en combinant deux amplificateurs selon l'invention, agencés pour répondre chacun à des signaux de polarités opposées, il est aisé de séparer deux fractions d'un signal composite situées de part et d'autre de la tension de seuil, comme par exemple la fraction luminance et la fraction synchronisation situées de part et dtautre du niveau du noir d'un signal à vidéofréquence. La description qui va suivre, en regard des dessins annexés, fera bien comprendre comment l'invention peut etre réalisée. La figure 1 représente le schéma de base d'un amplificateur à seuil selon l'invention, agencé pour traiter des signaux d'entrée de polarité négative. La figure 2 représente le diagramme de la tension de sortie en fonction de la tension d'entrée du montage de la figure 1. La figure 3 représente le schéma de base d'un amplificateur à seuil selon l'invention, agencé pour traiter des signaux d'entrée de polarité positive. La figure 4 représente le diagramme de la tension de sortie en fonction de la tension d'entrée du montage de la figure 3. La figure 5 représente le schéma de principe d'un double amplificateur selon l'invention, agencé pour séparer les signaux de synchronisation et de luminance d'un signal à vidéofréquence. La figure 6 représente les signaux de retour de lignes et les signaux à vidéofréquence appliqués aux bornes d'entrée du montage de la figure 3. Sur la figure 1, les bases de deux transistors 1 et 2, de type NPN, sont reliées respectivement, la première à une borne 3 d'entrée de signal, et la seconde à un conducteur négatif d'alimentation 4 connecté à une masse commune 5 ainsi qu'à une borne 6 commune au pôle négatif d'une source de tension Vbl et au pôle positif d'une source de tension Vb2; l'émetteur du transistor 1 est connecté, d'une part à l'émetteur du transistor 2 par une résistance 7, et, d'autre part, à une borne négative 8 de la source de tension Vb2 à travers un générateur 9 à courant constant Le collecteur du transistor 2 est relié aux émetteurs réunis de deux transistors 10 et 11, de type NPN, la base du transistor 10 étant réunie à un pont diviseur de tension constitué par deux résistances 12 et 13 disposées entre le conducteur négatif 4 et un conducteur positif 14 relié à une borne positive 15 de la source de tension Vbl. La base du transistor 11 est reliée au curseur d'un potentiomètre 16 de réglage de gain dont une extrémité est réunie au conducteur négatif 4, l'autre extrémité étant connectée au conducteur positif 14 par une résistance 17. Les collecteurs des transistors 10 et Il sont respectivement reliés au conducteur positif 14, le premier directement et le second par une résistance de charge 18; par ailleurs, le collecteur du transistor 11 est relié, d'une part au collecteur du transistor 1, et, d'autre part, à une borne 19 de sortie de signal. Le fonctionnement du montage de la figure 1 peut s'expliquer de la façon suivante, en regard du diagramme de la figure 2: en l'absence de tension entre les bornes 3 et 6 (ve=O, fig. 2), le transistor 2 étant bloqué, la totalité du courant constant fourni par le générateur 9 circule dans la connexion de collecteur du transistor 1, et la borne 19 est portée à une tension V1 résultant de la différence entre la tension Vbl et la chute de tension dans la résistance 18. Si lton applique à la borne 3 une tension v positive par e rapport à la borne 6, la tension de la borne 19 ne varie pas, car le courant dans le transistor 1 ne peut croître au-delà de la valeur fournie par le générateur 9. Si l'on applique à la borne 3 une tension ve négative par rapport à la borne 6, le courant constant du générateur 9 se partage entre les transistors 1 et 2 jusqu'à ce que, pour une tension -v1 (fig. 2), le transistor 1 soit complètement bloqué; à ce moment, la totalité du courant constant circulant dans la connexion de collecteur du transistor 2 est, suivant la position du potentiomètre 16 de commande de gain, plus ou moins partagée ou passe en totalité par l'un ou l'autre des transistors 1D et 11. Dans l'hypothèse où le transistor 10 est bloqué, la somme des courants traversant d'une part le transistor 1, et, d'autre part la résistance 7, le transistor 2 et le transistor Il est constante, ce qui fait que la chute de tension dans la résistance 18 -étant constante, la tension de la borne 19 reste égale à Vu quelles que soient -les variations de tension négative v e appliquées à la borne 3. Ce régime correspond à un gain nul de l'amplificateur, le cur seuil de potentiomètre 16 étant à ce moment en butée du côté de la résistance 17. Lorsque le curseur du potentiomètre 16 est déplacé vers la masse, une fraction de plus en plus grande du courant total passe par le transistor lO, ausqu'à ce que les courants dans les deux transistors soient égaux; à ce moment, pour une tension d'entrée égale à, ou plus négative que -v1, la chute de tension dans la résistance 18 décroit de moitié, ce qui porte la borne de sortie 19 à une tension V2 (fig. 2). Ce régime correspond au cas particulier où le gain de l'amplificateur a une valeur moitié de celle du gain maximal. A la limite, c'est-à-dire lorsque le curseur du potentiomètre 16 est à la masse, le transistor 11 est bloqué et la totalité du courant passe dans le transistor 10; la chute de tension aux bornes de la résistance 18 est alors nulle et la tension à la borne 19 prend une valeur V3, pratiquement.égale à Vbl; pour ee régime, correspondant au gain maximal de l'amplificateur, tout se passe comme si la résistance 18 était directement insérée dans la connexion de collecteur du transistor 1. Il résulte de tout ceci qu'entre la tension de seuil vO et la tension d'écrêtage -v1, il existe une zone d'amplification linéaire à laquelle on peut appliquer par exemple un signal à vidéofré- quence comportant des signaux de synchronisation S et de luminance L, de telle façon que le niveau du noir Vn dudit signal corresponde à la tension de seuil vO. Dans ces conditions, seule la portion de polarité négative du signal à vidéofréquence est amplifiée, et l'on recueille ainsi sur la borne 19 un signal de luminance (de niveau L' ou L" par exemple), d'amplitude réglable par le potentiomètre 16 depuis la tension V1 correspondant au niveau du noir dudit signal amplifié, jusqu'à la tension maximale V3 (ou Vbl). Sur la figure 3, dont les différences avec la figure 1 ne portent que sur des emplacements de connexions, les références sont les memes, exeeptées certaines auxquelles a éte accolée une lettre "a" dont l'utilité apparaîtra par la suite: par rapport au schéma de la figure 1, les différences sont les suivantes: la borne d'entrée de signal est reliée à la base du transistor 2a tandis que la base du transistor la est réunie au conducteur négatif 4; en outre, le collecteur du transistor la est directement réuni au conducteur positif 14. Le fonctionnement du montage de la figure 3 peut s'expliquer de la façon suivante, en regard du diagramme de la figure 4: en l'absence de tension entre les bornes 3 et 6 (vue=0, fig. 4), le transistor la est conducteur et le transistor 2a est bloqué; comme aucun courant ne circule dans la résistance 18a, la tension de la borne de sortie 19a est égale à V3 (ou Vbl). Le transistor 2a étant bloqué, l'application sur la borne 3 d'une tension négative par rapport à la borne 6 ne modifie pas cette situation; par contre, si l'on applique une tension positive croissante sur la borne 3, le courant constant du générateur 9a se partage graduellement entre les transistors la et 2a jusqu'à ce que, pour une tension +vl, le transistor la soit complètement bloqué et le transistor 2a conducteur. Si par le jeu de la commande de gain 16 le transistor 10a est bloqué et le transistor Ila conducteur, la borne 19 demeure à la tension V3 (+Vbl). Ce régime correspond à un gain nul de l'amplificateur. Si l'on manoeuvre la commande de gain de façon à ce que le courant circulant dans le transistor 2a soit également réparti entre les transistors 10a et lIa, la tension de la borne l9a s'éta- blit à une valeur V2 (fig. 4) résultant de la chute de tension dans la résistance 18a; ce régime correspond au cas particulier où le gain de l'amplificateur a une valeur moitié de celle du gain maximal. A la limite, c'est-à-dire lorsque le curseur du potentiomètre 16 est du côté de la résistance 17, la tension de la borne 19a s'établit à une valeur V1 résultant de la différence entre la tension Vbl et la chute de tension dans la résistance 18a due au passage du courant constant fourni par le générateur 9a. Ce régime correspond au gain maximal de l'amplificateur. La zone d'amplification linéaire du montage de la figure 3 se situe entre la tension de seuil vO et la tension d'écretage +v1. Si l'on applique à l'amplificateur le signal à vidéofréquence de la figure 4, en calant le niveau du noir Vn sur vO, seuls les signaux de synchronisation, de niveau S-ou S' par exemple, sont disponibles à la borne l9a, leur amplitude pouvant etre réglée au moyen du potentiomètre 16 depuis un niveau zéro correspondant à +V3 (ou Vbl) jusqu'à un niveau maximal correspondant à +V1. On peut remarquer que la commande de gain du montage de la figure 3 est inversée par rapport à celle de la figure 1, puisque le gain maximal correspond au blocage du transistor lova. Il est bien évident que chacun des montages des figures 1 et 3 peut etre agencé en fonction d'exigences particulières de façon à fournir des signaux dont le niveau zéro corresponde, soit à la tension V1, soit à la tension V3 (ou +Vbl); pour cela, il suffit simplement de déplacer la connexion de collecteur des transistors 1 et la. Dans les deux montages qui viennent d'être décrits, le niveau de seuil vO correspond au potentiel de la masse; dans le cas où l'on désire obtenir une tension de seuil vO différente par rapport à la masse, il suffit, de façon non représentée, de polariser et de découpler de façon ad-hoc les bases des transistors 2 ou la qui deviennent alors les bornes d'entrée communes de chaque montage. Sur la figure 5, dont les références sont communes avec celles des figures 1 et 3, les bases réunies des transistors 1 et 2a, et des transistors la et 2 sont respectivement reliées aux émetteurs de deux transistors 20 et 21, de type NPN, montés en diodes et dont les bases et collecteurs réunis sont connectés par une résistance 22 à une borne 23 d'entrée de signal de retour de lignes; les bases réunies des transistors 1 et 2a sont également couplées par un condensateur électrochimique 24 à la borne 3 d'entrée de signal à vidéofréquence. Les générateurs à courant constant 9 et 9a sont constitués respectivement par deux transistors 25 et 26 dont les collecteurs sont reliés aux émetteurs des transistors 1 et la, et dont les émetteurs sont connectés par deux résistances 27 et 28 à un conducteur négatif 29 relié à la masse commune 5. Deux conducteurs 30 et 31 sont reliés respectivement aux pôles positifs 32 et 33 de deux sources de tension Vb3 et Vb4 dont le pôle négatif commun 34 est réuni au conducteur 29. Entre les conducteurs négatif 29 et positif 30 est disposée une chaîne de quatre résistances 35, 36, 37 et 38 dont les points communs sont reliés respectivement aux bases de trois transistors 39, 40 et 41, de type NPN, dont les collecteurs sont réunis directement au conducteur positif 30. L'émetteur du transistor 39 est raccordé, d'une part au conducteur négatif 29 par une résistance 42, et, d'autre part, aux bases réunies des transistors 25 et 26. L'émetteur du transistor 40 est raccordé, d'une part au conducteur négatif 29 par une résistance 43, et, d'autre part, aux bases réunies des transistors la et 2. L'émetteur du transistor 41 est raccordé, d'une part au conducteur négatif 29 par une résistance 44, et, d'autre part, aux bases réunies des transistors 10a et 11. Entre les conducteurs positif 30 et négatif 29 est disposée une chaîne comprenant une résistance 45, une résistance variable 46 de réglage de contraste, et une résistance 47, le point commun aux résistances 45 et 46 étant relié à la base du transistor 10, et découplé au conducteur négatif 29 par un condensateur 48. Une résistance 49 est disposée entre la base du transistor 10 et les bases réunies des transistors lOa et Il. Les collecteurs des transistors 10 et îOa sont directement réunis au conducteur positif 30, tandis que les résistances de collecteurs 18 et 18a des transistors 11 et lla sont connectées au conducteur positif 31. Le collecteur du transistor 11 est relié à la base d'un transistor 50, de type NPN, dont le collecteur est réuni au conducteur positif 31 et dont l'émetteur, relié à la borne de sortie 19 des signaux de luminance, est connecté au conducteur négatif 29 par une résistance 51. Le collecteur du transistor lla est relié à la base d'un transistor 52, de type NPN, dont le collecteur est connecté au conducteur positif 31, et dont l'émetteur, raccordé à la borne de sortie l9a des signaux de synchronisation, est relié au conducteur négatif 29 par une résistance de charge 53. Le montage de la figure 5 fournit sur les bornes de sortie 19 et 19a des signaux séparés, respectivement de luminance et de synchronisation lorsqu'un signal vidéocomposite est appliqué à la borne d'entrée 3; il constitue en quelque sorte une combinaison des montages de base des- figures 1 et 3 dont la résistance varia ble 46 constitue la commande unique de gain, de telle façon que l'amplitude des signaux de synchronisation issus de la borne 19a soit toujours rigoureusement proportionnelle à l'amplitude du blanc maximal du signal de luminance. Le débit des générateurs à courant constant 9 et 9a est déterminé par le transistor 39 qui fixe la tension de base des transistors 25 et 26. L'impulsion positive de retour de lignes d'amplitude V r (fig. 6), provenant de la borne 23, cale le palier du niveau du noir Vn du signal vidéo appliqué aux bases des transistors 1 et 2a à une valeur Vc+Vd, Vc étant la tension d'émetteur du transistor 40 et Vd la chute de tension en direct dans les diodes 20 et 21 qui sont toutes deux conductrices pendant la durée dudit palier, alors que la diode 20 est bloquée pendant la durée de l'impulsion de synchronisation. La tension de calage Vc+Vd correspond en fait à la tension vO des figures 2 et 4 à partir de laquelle sont amplifiés séparément les signaux de luminance et de synchronisation du signal d'entrée à vidéofréquence. La polarisation fixe des bases des transistors 10a et 11 est assurée par la tension d'émetteur du transistor 41, tandis que la polarisation des bases réunies des transistors 10 et lla est fonction de la position de la résistance variable 46 de commande de gain (ou de contraste). Les signaux de sortie sont prélevés sur les collecteurs des transistors 11 et lla par l'intermédiaire de deux étages emetto- dynes 50 et 52 chargés par les résistances 51 et 53. Par rapport à la masse 5, la tension à la borne 19 correspondant au niveau du noir V n du signal de luminance a pour valeur la chute de tension minimale dans la résistance 51, tandis que la tension correspondant au blanc maximal (à la limite de I'écrêtage) a pour valeur Vb4 diminuée de la tension V ce du transistor 50. En ce qui concerne les signaux de synchronisation issus de la borne 19a la tension du niveau du noir correspond à Vb4-Vce du transistor 52, tandis que la tension correspondant au fond des impulsions de synchronisation a pour valeur la chute de tension minimale dans la résistance 53. La présence de la résistance talon 45 empêche le gain de l'amplificateur de devenir nul, ce qui permet d'utiliser le montage en séparateur de signaux de synchronisation. Extérieurement au circuit de la figure 5, de façon non représentée, un circuit intégrateur connecté à la borne l9a permet d'obtenir une tension d'asservissement du niveau des limiteurs ou du gain des amplificateurs de chrominance rigoureusement proportionnelle à l'amplitude du blanc maximal du signal de luminance. - REVENDICATIONS l.-Amplifieateur à seuil à gain réglable comportant entre autres une source de tension à courant continu, deux transistors dont les électrodes des bases constituent respectivement la borne commune d'entrée et la borne active d'entrée du signal à amplifier, deux autres transistors connectés en amplificateur différentiel, et un générateur à courant constant, caractérisé en ce que l'émet- teur de l'un des transistors d'entrée du signal à amplifier est directement relié au générateur à courant constant, le collecteur étant connecté, soit à l'un des pôles de la source de tension à courant continu, soit au collecteur de l'un des transistors en montage différentiel relié au pôle précité par une résistance, et en ce que l'émetteur de l'autre transistor d'entrée de signal à amplifier est relié par une résistance au générateur à courant constant, le collecteur étant connecté aux émetteurs réunis des deux autres transistors connectés en amplificateur différentiel. 2.- Amplificateur à seuil selon la revendication 1, pour l'amplification d'un signal de polarité donnée, caractérisé en ce que la borne active d'entrée est reliée à la base du transistor dont l'émetteur est directement réuni au générateur à courant constant. 3.- Amplificateur à seuil selon la revendication 1, pour l'amplification d'un signal de polarité opposée à celle de la revendication 2, caractérisé en ce que la borne active d'entrée est reliée à la base du transistor dont l'émetteur est réuni par une résistance au générateur à courant constant. 4.- Amplificateur à seuil selon l'ensemble des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte en combinaison une partie amplificatrice selon la revendication 2 et une partie amplificatrice selon la revendication 3 dont les bornes actives et communes d'entrée de signal sont respectivement confondues. 5.- Amplificateur à seuil selon l'une des revendications 1 à 4, pour l'amplification d'un signal composite à vidéofréquence, caractérisé en ce que les bornes communes d'entrée confondues et les bornes actives d'entrée confondues sont respectivement reliées par une diode semiconductrice à une borne de sortie d'impulsion de retour de lignes d'un générateur de balayage horizontal d'un récepteur de télévision.