FR 2249485 A1 19750523 FR 7338120 A 19731025 La présente invention concerne un oscillateur sinusoïdal à circuits passe-tout. Actuellement, un des plus gros problèmes rencontrés lors de la construction d'un oscillateur sinusoidal à résistances et capacités à très faible taux de distorsion est celui de la régulation de niveau qui nécessite un élément permettant d'ajuster le gain de boucle très précisément à la valeur +1 pour la fréquence d'oscillation. Malheureusement, on ne sait pas réaliser un tel élément variable capable de Jouer sur le gain de boucle dans des proportions impur tantes et n1 introduisant qu'un taux de distorsion et un bruit faibles. Il est donc nécessaire de faire en sorte que le réseau de déphasage de ltoscillateur présente un gain aussi constant que possible à la fréquence d'oscillation. Dans le cas d'un oscillateur à pont de Tien, il est ainsi nécessaire de faire -appel à deux elements variables couplés dont les valeurs doivent rester apparues avec une très bonne précision. On connaît dans l'art antérieur (cf. Electronics, 12 avril 1973, pages 105-106 "Three mode network is filter or oscillator" par Michel BARIL) des montages oscillateurs faisant appel à des circuits passe-tout actifs du premier ordre. On rappelle que de tels circuits passe-tout ont la propriété d'avoir un gain indépendant de la fréquence; en effet, ils ont une fonction de transfert du type #(1-ap)/(1+ap) où p est la variable de Laplace et a une constante, et il en résulte que la gain Ii-apl/i1+apl est égal à l'unité et indépendant de la fréquence. Dans ces circuits oscillateurs connus, il n'est pas prévu d'éléments à gain variable permettant de stabiliser le niveau ~d'oscillation à une valeur telle que la distorsion harmonique reste faible. La présente invention concerne un oscillateur sinusoïdal à deux étages formés de circuits passe tout et d'une boucle de réaction à gain variable. Cette boucle à gain variable permet la stabilisition du niveau d'oscillation et il en résulte un très faible taux de distorsion harmonique. Selon l'invention, il n'est pas nécessaire que les constantes de temps des deux circuits passe-tout restent voisines, Au contraire, on peut modifier une seule de ces constantes de temps danse un rapport pouvant dépasser 100 afin d'obtenir une fréquence d'oscillation pouvant varier dans un rapport dépassant 10 sans modifi#ation de l'autre constante de temps. L'invention va maintenant titre décrite en détail en relation avec les dessins annexés, dans lesquels t - les Figs. la, lb et le montrent la structure du circuit passe-tout qui est utilisé dans l'oscillateur sinusoïdal de l'invention ainsi que les schémas équivalents; - la Fig. 2 représente sous une forme simplifiée un oscillateur sinusoSdal conforme à ltinvention - la Fig0 3 représente d'une façon complète l'oscillateur sinusoSdal de la Fig. 2; - la Fig. 4 représente le circuit d'ajustement de gain cogpris dang l'oscillateur; et - la Fig. 5 représente une autre structure de circuit passe-tout. La Fig. la représente un circuit passe-tout de type connu, comprenant un amplificateur opérationnel, 1 ayant deux bornes dten- trée 11 et deux bornes de sortie 12. L'une des bornes d'entrée 11 est reliée à 11 entrée inverse de l'amplificateur 1 par une résistance en série 13 et à l'entrée directe de l'amplificateur par un condensateur 14, ladite entrée directe étant mise à la terre à travers une résistance 15; la seconde borne d'entrée 11 est connectée à la terre. L'amplificateur opérationnel 1 est bouclé sur son entrée in verse par une résistance de contre-réaction t6 de valeur R égale o à celle de la résistance 13. On roit dans la Fig. lb qu'on applique le signal d'entrée e dérivé dans un circuit à R-C, c'est-à-dire le signal à un amplificateur opérationnel de gain 2 et que l'on soustrait du double du signal dérivé le signal lui-mtme e de façon à obtenir le signal t On peut intervertir la position des éléments R et C, ce qui a pour seul effet de changer le signe de la fonction de transfert. On applique alors (Fig. 1c) le signal d'entrée e intégré dans un circuit à R-C, c'est-à-dire le signal à un amplificateur opérationnel de gain 2 et on soustrait le signal lui-m#me e du double du signal intégré de façon à obtenir le signal Les fonctions de transfert des montages des Figs, lb et le, qui se déduisent l'un de l'autre par échange du condensateur 14 et de la résistance 15, sont donc bien La Fig. 2 représente d'une façon simplifiée l'oscillateur sinusoïdal de l'invention. Il comprend deux amplificateurs opéra- tionnels 1 et 12 montés selon la Fig, la et un amplificateur opérationel 2.Les notations sont celles de la Fig. la avec un indice 1 pour l'amplificateur opérationnel 11 et un indice 2 pour l'amp1ificateur opérationnel 12. L'amplificateur' opérationel 2 est un montage inverseur, de gain ajustable, voisin de -1, et commandé autour de cette valeur par un circuit de régulation de niveau 3. Dans ces conditions, en négligeant les rotations de phase introduites par les amplificateurs, le montage oscille avec une pulsation définie par R1 C1 R2 C2 LJ i, Selon l'invention, il n'est pas nécessaire que les constantes de temps R1 X1 et R2 C2 soient identiques. A titre d'exemple R2 C2 peut être fixe alors que R1 C1 peut varier entre 0,1 R2 C2 et 10 R2 C2, ce qui assure une variation de la fréquence d'oscillation dans un rapport 10.Dans ces conditions, il est possible de Jouer également sur R2 C2 pour obtenir un effet de vernier, la valeur de R1 C1 variant alors de façon discrète. La Fig. 3 représente un osciîlateur'sinusoidal à audiofréquence couvrant la plage 15 - 15000 Hz en trois gammes de tO avec une composante bruit + harmoniques à un niveau de tordre de 80 dB en dessous du signal utile. Les valeurs des éléments constitutifs de l'oscillateur ont été portées sur la Fig. 3e Les amplificateurs opérationnels 11, 12 et 2 sont du type A 709. Les réseaux comprenant un condensateur de 100 pF, une résistance de 1500 ohms et un condensateur de 2500 pF correspondent aux compensations spécifiées pour un montage inverseur.Les résistances de -4700 ohms allant de la borne positive de l'alimentation à la sortie de chaque amplificateur les polarisent en classe Â et réduisent ainsi la distorsion. Les condensateurs C1 et C2 peuvent prendre trois valeurs 1 100 nF et 10 nF grâce aux commutateurs 171A et 172A. Les résistances RI et R2 peuvent prendre plusieurs valeurs grâce aux commutateurs 1713 et 1723 ainsi qutà un commutateur 181. D'une façon plus précise, on voit que Rt peut prendre des valeurs comprises entre 330 ohms et 33000 ohms grace au commutateur 181, c' est-à-dire peut varier entre 0,1 fois et 10 fois R2, cette dernière résistance valant 3300 ohms. Dans la position du commutateur 1713 correspondant à la gamme de fréquences la plus élevée, celui-ci introduit une résistance variable 151 en parallèle sur la résistance de 330 ohms pour compenser les déphasages parasites dus aux rotations de phase des amplificateurs. La résistance R2 comprend une partie variable individuelle, respectivement 1521, 1522, 1523, dépendant de la gamme de fréquen ces, une partie fixe commune 152 et une partie variable commune 1521. La partie variable individuelle corrige les écarts de capacitédesaan- densateuis 9 et C2 par rapport à leurs valeurs nominales et la partie variable commune constitue le vernier de fréquence. Le circuit d'ajustement du gain 3 comprend une cellule d'affaiblissement formée de deux résistances 31 et 34, la résistance 34 pouvant titre shuntée par un transistor à effet de champ 33. Pour des raisons de symétrie de fonctionnement de ce transistor, la deuxième électrode terminale n1 est pas reliée à la terre mais à un pont diviseur de tension formé des résistances 32 et 35. Le transistor à effet de champ 33 est commandé par le circuit 4 dont le détail est donné par la Figé 4'1 L'amplificateur opérationnel 40 monté en intégrateur est relié par la résistance 43 à l'alimentation négative et par la résistance 42 à la sortie d'un redresseur double alternance 41 fournissant une tension positive.L'amplificateur 40 est bouclé par un réseau 441 ou ou443 dépendant de la gamme de fréquences. La fonction de transfert ainsi obtenue est équivalente à celle d'un intégrateur pur assurant la constance du niveau de sortie, associé à un circuit à avance de phase nécessaire à la stabilisation dynamique de la boucle de régulation s le niveau d'oscillation est une fonction expe- nentielle du temps dépendant du gain. Les condensateurs sont de valeur suffisemment élevée pour que les composantes alternatives subsistant sur la tension de commande du transistor à effet de champ 33 n'introduisent pas de distorsion notable sur la tension de sortie de l'oscillateur. Les résistances 45, 46 et 47 ramènent la plage de variation du niveau de sortie de l'amplificateur 40 dans la plage utile pour la commande du transistor a effet de champ 330 La Figo 5 représente un autre circuit passe-tout du premier ordre. Dans cette figurez le signal dérivé obtenu aux bornes de la résistance 55 de valeur R, d'un circuit dérivateur fonné d'une part de ladite résistance en parallèle avec la résistance 53 de valeur Ro et, d'autre part, du condensateur 54 de valeur C, est inversé dans l'amplificateur 50 monté en inverseur, avec un gain R1/Ro où R1 est la valeur de la résistance de contreréaction 56 et Ro celle de la résistance série 53. Puis, le signal d'entrée e et le signal dérivé e R+R0+RR0Cp une fois amplifié par 50 sont additionnés dans l'amplificateur opérationnel 50t également monté en inverseur, avec un gain R4/R2 en ce qui concerne le premier signal et un gain R4/R, en ce qui concerne le second, où R2 et R3 sont les valeurs des résistances série 57 et 58 et R4 la valeur de la résistance de contre-réaction 59t On obtient donc le signal de sortie S Le montage est un circuit passe-tout si R1/R6 = 2R3/R2 et son gain est égal à l'unité si R4 R2 REVENDICATIONS 1 - Oscillateur sinu#oldal à faible taux de distorsion comprenant deux circuits passe-tout actifs du premier ordre en cascade, et une boucle de réaction, caractérisé en ce que la boucle de réaction comprend un circuit d'ajustement de gain permettant de stabiliser le niveau de sortie à une valeur assurant un très faible taux de distorsion. 2 - Oscillateur sinusordal à faible taux de distorsion conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que chaque circuit passetout comprend un amplificateur opérationnel, des moyens d'appliquer à chaque amplificateur opérationnel un signal dérivé ou intégré par rapport au temps à partir d'un signal d'entrée qui est le signal de boucle en ce qui concerne le premier amplificateur opérationnel et le signal de sortie du précédent amplificateur en ce qui concerne le second amplificateur opérationnel, l'amplificateur opérationnel amplifiant ledit signal dérivé ou intégré avec un gain de 2, et des moyens de soustraire le signal d'entrée dudit signal dérivé ou intégré une fois amplifié. 3 - Oscillateur sinusoïdal à faible taux de distorsion conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que chaque circuit passetout comprend un premier amplificateur opérationnel et un second amplificateur opérationnel, des moyens d'appliquer au premier amplificateur opérationnel de chaque circuit passe-tout un signal dérivé ou intégré par rapport au temps à partir dtun signal d'entrée qui est le signal de boucle en ce qui concerne le premier circuit passetout et le signal de sortie du premier circuit passe-tout en ce qui concerne le second circuit passe-tout, ledit premier amplificateur opération amplifiant ledit signal d'entrée après dérivation ou intégration avec un gain -g1, des moyens dtajouter, dans le second amplificateur opérationnel de chaque circuit passe-tout le signal d'entrée avec un gain -g2 et le signal dérivé ou intégré une fois amplifié avec un gain -g3, le rapport g2/g3 étant égal à g1/2* 4 - Oscillateur sinusoïdal à faible taux de distorsion conforme à la revendication 3, caractérisé en ce que g3 = 1. 5 - Oscillateur sinusoidal à faible taux de distorsion à variation continue de fréquence, conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que le produ:itRCdel'un des circuits passe-tout peut varier par valeurs discrètes entre une fraction et plusieurs fois le produit RC de l'autre circuit passe-tout, tandis que le #produit RC de cet autre circuit passe-tout, sensiblement constant, peut varier faiblement d'une façon continue, Itun des circuits passe-tout servant au choix de la fréquence et l'autre au réglage fin de cette fréquence.