FR 2241919 A1 19750321 FR 7325078 A 19730709 La présente invention concerne de-façon générale des circuits de commande de gain automatique, et plus particulièrement, des circuits de commande de gain automatique pour des dispositifs audio. De façon générale, à la sortie des circuits de commande de gain automatique, une surmodulation se produit à cause du retard du circuit de commande. Au cas où de tels circuits sont employés dans un appareil tel qu'un enregistreur à bande ayant une petite gamme dynamique, un inconvénient provient du fait qu'une distorsion harmonique gênante due aux caractéristiques non linéaires de l'appareil est introduite dans les signaux de sortie. Un objet général de la présente invention est de prévoir un circuit de commande de gain automatique sans distorsion. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un circuit de commande de gain automatique ayant d'excellentes caractéristiques transitoires. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un circuit de commande de gain automatique qui soit adapté à un appareil tel qu'un enregistreur à bande magnétique. Ces objets sont réalisés en prévoyant un circuit de commande de gain automatique selon la présente invention qui comprend une borne d'entrée à laquelle un signal d'entrée est appliqué, une borne de sortie, un moyen de commande de gain automatique connecté entre cette borne d'entrée et cette borne de sortie, un moyen d'impédance variable qui est couplé au moyen de commande de gain variable, ce moyen d'impédance variable commandant le gain du circuit par des signaux de commande continus appliqués à sa borne de commande, un moyen d'amplificateur qui est couplé à la borne d'entrée et fournit un premier et un second signal de sortie, un premier moyen de redresseur qui est connecté au premier signal de sortie du moyen d'amplificateur et fournit le signal de commande par l'intermédiaire dtun premier circuit de lissage et un second moyen de redresseur qui est connecté au second signal de sortie du moyen dl amplificateur et fournit le signal de commande par l'intermédiaire d'un second circuit de lissage. Ces objets ainsi que d'autres de la présente invention seront décrits en détail dans la description suivante faite en e- lation avec les dessins ci-joints, dans lesquels La figure 1 est un diagramme de base sous forme de blocs d'un circuit de commande de gain automatique. La figure 2 est une vue schématique représentant les formes d'ondesdes signaux apparaissant en différents points pendant le fonctionnement du circuit représenté en figure 1. La figure 3 est un diagramme schématique d'un mode préféré de réalisation de la présente invention. La figure 4 est une vue schématique représentant les formes d'ondes des signaux apparaissant en différents points pendant le fonctionnement du circuit représenté en figure 3. La figure 5 est un diagramme schématique d'un autre mode de réalisation préféré de la présente invention ; et La figure 6 est une vue schématique représentant une forme d'onde de signaux apparaissant en différents points pendant le fonctionnement du circuit représenté en figure 5. D'abordé en se référant aux figures 1 et 2, le fonctionnement d'un circuit de commande de gain automatique classique va être expliqué. Dans la figure 1, qui représente un diagramme fondamental sous forme de blocs d'un circuit de commande de gain automastique, un signal d'entrée envoyé à une borne d'entrée 1 est transmis à une borne de sortie 4 par l'intermédiaire d'un amplificateur à gain variable. Un circuit de commande 3, qui comprend un amplificateur, un redresseur et un moyen- d'impédance variable, est couplé à l'amplificateur à gain variable 2. Les formes d'ondes des signaux en différents points du circuit de la figure 1 sont représentées en figure 2, dans laquelle (a) représente la forme tonde du signal d'entrée appliqué à la borne d'entrée 1, (b) représente la tension de sortie continue du redresseur compris dans le circuit de commande 3, et (c) représente la forme d'onde du signal de sortie qui apparat à la borne de sortie 4. Maintenant, à l'instant tl, on suppose qu'un signal ayant une amplitude el est appliqué brutalement à la borne d'entrée 1. Ce signal appliqué brutalement est envoyé à l'amplificateur à gain variable 2 et au circuit de commande 3. Le circuit de commande de 3 amplifie le signal incident et redresse le signal amplifié en une tension continue, dont le potentiel varie selon l'amplitude du signal d'entrée. Cette tension continue agit pour faire varier 1' impédance de l'élément à impédance variable. Cet élément à impédance variable est couplé à l'amplificateur à gain'variable 2 de façon à faire varier le gain de cet amplificateur. En conséquence, l'amplitude de sortie est automatiquement commandée à une amplitu de prédéterminée.Mais, comme cela est représenté dans la figure 2(b), une durée '(t2-tl) est nécessaire pour que la tension continue atteigne un potentiel stable -V correspondant au niveau d'entrée. En conséquence, le signal de sortie atteint une valeur stable e3 à l'instant t2. Pendant la durée de tl à t2, l'amplificateur à gain variable 2 reste à gain élevé, et il en résulte une surmodulation ayant une amplitude e2 comme représenté en figure 2(c). Selon la présente invention, la difficulté de provoquer une surmodulation peut être résolue. Dans ce qui suit, un mode de réalisation de circuit de commande de gain automatique selon la présente invention va être décrit en référence aux figures 3 et 4. En se référant à la figure 3, les parties désignées par les références l à 4 sont des dispositifs analogues à ceux portant les mêmes références en figure 1, respectivement. Le circuit de commande 3 de la figure 3 comprend un amplificateur 5 et un transistor 8. Les résistances 6 et 7 sondes résistances de polarisation pour la base du transistor 8. Une résistance 9 est connectée entre le collecteur du transistor -8 et une ligne d'alimentation de tension continue 23. Une résistance 10 est connectée entre l'émet- ter du transistor 8 et la masse. L'émetteur du transistor 8 est connecté à un circuit redresseur doubleur de tension qui comprend une capacité 11, deux diodes 12 et 1), et une capacité 14 en montage parallèle avec une résistance 15 Le collecteur du transistor 8 est connecté à une capacité 16. L'autre extrémité de la capacité 16 est mise à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 17, et est également mise à la masse par l'intermédiaire d'une connexion série d'une diode 18 et d'une capacité 20. Le côté de sortie du redresseurdoubleur de tension est connecté au point de raccordement de la diode 18 et de la capacité 20. Ce point de raccordement est connecté à une borne de commande 21 d'un circuit à impédance variable 22. Quand un signal d'entrée est appliqué à la borne d'entrée 1, le signal appliqué est envoyé à un amplificateur à gain variable 2 et au circuit de commande 3. Dans le circuit de commande 3, le signal est amplifié par un amplificateur 5 et est envoyé à la base du transistor 8. Quand le signal appliqué à la base a une forme d'onde représentée en figure 4(d), un signal de sortie représenté en figure 4(e) apparats à ltémetteur, dont la forme d'onde est si- milaire à la forme d'onde d'entrée. Le signal d'émetteur est redressé par le redresseur de doubleur de tension comprenant la capa cité ll, les diodes 12 et l), la capacité 14 et la résistance 15. En conséquence3 une tension redressée représentée en figure 4(f) est produite auxbornes du branchement parallèle de la capacité 14 et de la résistance 15. Les caractéristiques transitoires de cette tension redressée sont déterminées selon l'impédance de sortie de ltémetteur, la résistance passante des diodes 12 et 13, la valeur des capacités 1 et 14, etc.. D'autre part, un signal présentant une surmodulation représentée en figure 4(g) apparalt au collecteur du transistor 8. La forme d'onde de ce signal est produite selon la fonction du redresseur connecté au circuit d'émetteur du transistor 8. C'est-à- dire qu'il se produit l'effet suivant à savoir qu'une impédance basse des diodes polarisées selon la direction directe est connectée à l'émetteur du circuit jusqu a ce que la tension de charge de la capacité 14 atteigne une valeur d'état stable. En congéquence, l'amplificateur à transistor 8 fonctionne à gain élevé pendant cette période. Quand le courant de charge dans la capacité 14 devient très faible, l'-impédance des diodes augmente vers une valeur plus élevée et le gain de l'amplificateur à transistor diminue.Ceci est dû au fait que la quantité de réaction de courant augmente eh liaison avec l'augmentation de l'impédance du redresseur connecté à l'émetteur du transistor 8. Le signal de sortie du collecteur représenté en figure 4(g) est redressé par un redresseur simple alternance comprenant la diode 18 et la capacité de lissage 20. Alors, il se produit une tension continue représentée en 4(h) aux bornes de la capacité 20, ctest-à-dire à la borne 21. Dans ce cas, une capacité ayant une faible valeur est utilisée comme capacite de lissage 20 de façon à rendre le temps d'attaque de la tension continue résultante aussi faible que possible. Puisque la tension continue redressée en provenance du redresseur doubleur de tension est également appliquée à la borne 21 par l'intermédiaire de la résistance 19, un signal de commande continu tel que représenté en figure 4(i) est envoyé au circuit d'impédance variable 22. De façon à éviter une distorsion due à une grande ondulation contenue à la sortie du redresseur ayant une capacité lissage de faible valeur, les valeurs de la résistance d'émetteur 10 et de la résistance de collecteur 9 sont choisies de façon à ce que la plus grande quantité du signal de commande continu, dans la condition à l'état stable, soit la tension conti nue en provenance du redresseur doubleur de tension.Le temps nécessaire pour amener le signal de commande continu à une tension stable -V4 après l'application du signal d'entrée est négligeable à cause du temps d'attaque mentionné ci-dessus. En conséquence, la surmodulation n'apparart'pas dans le sigr-?. de sortie. La figure 5 représente un autre mode de réalisation de la présente invention, et la figure 6 montre les formes d'ondes apparaissant en différents points du circuit représenté en figure 5 Dans la figure 5, les parties désignées par les références 1 à 4 sont des dispositifs identiques à ceux désignés par les mêmes références en figure 1. En figure 5, l'amplificateur à gain variable 2 est un amplificateur opérationnel comprenant un amplificateur 23, une résistance d'entrée 24, et des résistances de réaction 25 et 26. Le point de raccordement des résistances 25 et 26 est connecté à la masse par l'intermédiaire d'une capacité 27 et d'un élément à impédance variable 40 connectés en série l'un avec ltautre. L'élément à impédance variable 40 fonctionne de façon que le gain de l'amplificateur opérationnel varie selon le changement d'impédance de l'é- lément à impédance variable. Le circuit de commande 3 comprend un amplificateur 28 et un transistor 32, dont la base est connectée å l'amplificateur 28 par l'intermédiaire d'une capacité de couplage 29. Le transistor fonctionne comme un amplificateur. Les résistances 30 et 31 sont des résistances de polarisation pour la base du transistor 32. L'émetteur du transistor 32 est mis à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 33, et est également connecté à un- premier redresseur 59 qui comprend une capacité 35, deux diodes 36 et 37, une capacité 38 et une résistance 39.D'autre part, le collecteur du transistor 32 est connecté à une ligne d'alimentation de tension ayant une tension (+V2) par l'intermédiaire d'une résistance 34, et est également connecté à un second redresseur 60 qui comprend une capacité 46, des résistances 47 et 62, une diode 48 et une capacité 49. Le transistor à effet de champ 40 fonctionne comme élément à impédance variable, sa porte G est connectée à la borne de sortie du premier redresseur 59 et son drain D est connecté à la capacité 27. La source du transistor à effet de champ 40 est connectée à un transistor 41 qui agit comme dispositif de commutation et, dans son état stable, la source est pratiquement mise à la masse. L'émetteur du transistor de commutation 41 est pratique ment mis à la masse au moyen d'une capacité 42, et il est également connecté à une borne 43 à laquelle une tension destinée à commander le point de fonctionnement du transistor à effet de champ 40 est envoyée. La base du transistor de commutation 41 est mise à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 45, et est également connectée au point 50 d'un circuit de commande de temps de commutation 6i par l'intermédiaire d'un transistor 44. D'autre part, la sortie du second redresseur 60 est également connectée au point 50 par l'intermédiaire d'une capacité 63 de façon à déclencher le circuit de commande de temps de commutation 61. Le mode de réalisation représenté en figure 5 représente un exemple utilisant un multivibrateur- monostable bien connu comme circuit de commande de temps de commutation 61. Le multivibrateur comprend des transistors 51 et 52, des résistances 53, 54, 55 et 56, et une capacité 57. Le transistor 52 est dans sa condition "non conducteur" dans son état stable et est amené à conduire quand le signal de déclenchement est appliqué au point 50 à partir du second redresseur 60. Après le temps déterminé par la constante de temps de la résistance 56 et de la capacité 57, le transistor 52 revient dans sa condition "non conducteur". Le fonctionnement du mode de réalisation de la figure 5 est celui qui suit Dans son état stable, le transistor 52 est "non conductueur et sa tension de collecteur est approximativement égale à la tension (+V2) de la ligne d'alimentation de tension. La tension (+V2) est divisée par les résistances 44 et 45 et est envoyée à la base du transistor de commutation 41. En conséquence, le transistor 41 est "conducteur". Ainsi, le transistor à effet de champ 40 est également conducteur, puisque sa tension de porte est approximativement égale à zéro en raison du fait qu'il n'y a pas de tension redressée produite par le redresseur 59. La résistance entre le drain D et la source S a la valeur la plus faible, et cette résistance la plus faible est connectée entre le point de jonction des résistances de réaction 25 et 26 et la masse. En conséquence, le gain de l'amplificateur à gain variable 2 devient maximum. Le gain de cet amplificateur à gain variable 2 diminue avec une augmentation de la tension de porte du transistor à effet de champ 40 dans la direction négative. Ceci est dû aux augmentations dans la direction négative de la tension de porte et entrain l'augmentation de la résistance entre le drain et la source. Maintenant, à l'instant tl on suppose qu'un signal ayant une amplitude al est brutalement appliqué à la borne d'entrée comme représenté en figure 6(d). Ce signal brutalement appliqué est envoyé à l'amplificateur à gain variable 2 et à l'amplificateur 28. Ce signal amplifié par l'amplificateur 28 est envoyé à la base du transistor 32. Un signal ayant une forme d'onde similaire au signal de base apparat à ltémetteur, et est redressé par le premier redresseur 59. Le premier redresseur 59 est un redresseur doubleur de tension comprenant la capacité 35, les diodes 36 et 37, la capacité 38 et la résistance 39. La- tension redressée est appliquée à la porte G du transistor à effet de champ 40 et fait varier sa résis Lance. En conséquence, le gain de l'amplificateur à gain variable 2 est commandé à une valeur prédéterminée. Dans le circuit classique, quand le signal redressé atteint la valeur stable (-V1) après un temps (t2-tl) en raison du fait que le premier redresseur a un retard dû à un circuit de lissage, comme représenté en figure 6(e), la surmodulation apparat dans le signal de sortie. Le mode de réalisation représenté dans la figure 5 élimine cette surmodulation en diminuant le gain de 1' amplificateur à gain variable pendant le temps (t2-tl). Ceci est réalisé en ouvrant la connexion entre la source du transistor à effet de champ et la masse au moyen du transistor de commutation 41.Quand on ouvre cette connexion, la résistance entre lue point de raccordement des résistances de réaction 25 et 26 et la masse devient infinie, le gain de l'amplificateur variable devient à une valeur minimale déterminée par La résistance d'entrée 24 et les ré résistances de réaction 25 et 26. Le fonctionnement de commande du transistor de commutation 41 est décrit ci-après. Le signal provenant du collecteur du transistor 32 est redressé par la diode 48. Le signal redressé résultant a une forme d'onde représentée en figure 6(f) et est envoyé au multivibrateur de façon à le déclencher. La sortie du mul tivihrateur a la forme d'onde représentée en figure 6(g). La durée de cet état métastable est determinée pour être le temps t2-tl. Quand le signal de commande de commutation qui.a la forme d'onde représentée en figure 6(g) est appliqué à la base du transistor 41, le transistor de commutation 41 devient "non conducteur" pendant le temps (t2-tl) en raison du fait que la tension de base est maintenue à zéro. Dans l'explication ci-dessus, bien que les redresseurs doubleurs de tension soient utilisés du côté émetteur des transistors 8 et 32, et que lesredresseurssimple alternance soient utilisés du côté collecteur des transistors 8 et )2, ces redresseurs ne sont pas limités à l'agencement de circuit décrit dans les modes de réalisation ei-dessus. De plus, bien que les circuits utilisés en fait dans certains étages ne soient pas représentés, ii est évident qu'ils sont de différents types de circuits bien connus. La présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'être décrits, elle est au contraire susceptible de variantes et de modifications qui apparaitront à l'homme de l'art. REVENDICATIONS 1 - Circuit de commande de gain automatique comprenant une borne d'entrée à laquelle un signal d'entrée est appliqués une borne de sortie, un circuit de commande de gain variable connecté entre cette borne d'entrée et cette borne de sortie et comprenant une borne de commande, un moyen de circuit de commande connecté entre la borne d'entrée et la borne de commande, caractérisé en ce que cemc- ven ce circule de commafie comprend un moyen d'amplificateur qui est cou plié à la borne d'entrée et fournit un premier et un second signal de sortie, un premier et un second moyen de redresseur, un premier et un second circuit de lissage, et un moyen d'impédance variable qui est couplé à la borne de commande et commande le gain du circuit de commande de gain variable en fonction d'un signal de commande continu appliqué à une borne de commande du moyen d'impédance variable; le moyen amplificateur comprenant un transistor, le premier moyen de redresseur étant commuté entre l'émetteur de ce transistor et le premier circuit de lissage pour recevoir un premier signal de sortie en provenance du moyen amplificateur et fournir un signal de commande par l'intermédiaire du premier circuit de lissage, et le second moyen de redresseur étant connecté entre le collecteur du transistor et le second circuit de lissage pour recevoir le second signal de sortie du moyen amplificateur et produire un signal de commande par l'intermédiaire du second circuit de lissage; et les bornes de sortie des premier et second circuits de lissage étant connetees à la borne de commande du moyen d'impédance variable. 2 - Circuit de commande de gain automatique selon la re vendication 1, caractérisé en ce que le premier et le second circuit de lissage comprennent des capacités, respectivement, a capacité du second circuit de lissage ayant une valeur inférieure à celle de la capacité utilisée dans le premier circuit de lissage. 3 - Circuit de commande de gain automatique selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen d'amplificateur comprend un transistor, que le premier moyen de redresseur est un redresseur double alternance qui est connecté à l'émetteur de ce transistor, et que le second moyen de redresseur est un redresseur simple alternance qui est connecté au collecteur de ce transistor. 4 - Circuit de commande de gain automatique selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de commande de gain variable est un amplificateur opérationnel ayant une résistance d'entrée et deux résistances de réaction connectées en série, le point de raccordement de ces résistances de réaction étant couplé au moyen d'impédance variable par l'intermédiaire d'une capacité, que le moyen d'impédance variable comprend un transistor à effet de champ, dont le drain est couplé au point de raccordement, la porte à la sortie du premier moyen de redresseur, et la source au collecteur d'un transistor de commutation, qui agit comme commutateur, inséré entre la source du transistor à effet de champ et la masse, ce transistor de commutation étant commandé par le second moyen de redresseur, que le moyen d'amplificateur comprend un transistor, dont l'émetteur est connecté à la borne de la première sortie, le collecteur à la borne de la seconde sortie, et que le second moyen de redresseur comprend en outre un circuit de commande de temps de commutation qui est déclenché par le second moyen de redresseur et qui commande le transistor de commutation.