FR 2232154 A1 19741227 FR 7319306 A 19730528 La présente invention concerne l'élimination de parasites en modulation de fréquence ou de phase au sens large, c'està-dire lorsqu'une information est portée par la fréquence ou la phase d'un signal Tille s'applique donc à tous les moyens de transmission rentrant dans ce cadre, et dont on sait qu'ils ont pris depuis quelques années un développement considérable, notamment avec la transmission par modulation de fréquence en V.H.P. @lle s'applique également au domaine plus limité des systèmes de radiolocalisation par mesure de phase. Par rapport à la modulation d'amplitude, la modulation de fréquence ou de phase, appelée parfois modulation d'argument, permet d'obtenir à la réception, une sensibilité nettement moins grande aux parasites. on effet, l'amplitude d'un signal parasite est un facteur dont l'action est directe en modulation d'amplitu- de, alors au'elle n'intervient ou'indirectement en modulation d'argument. Le mot @amplitude", dans la présente demande de brevet, est utilisé selen sa définition physique pour les formes d'onde sinusoldales. Par couséauent, l@@ @litude d'un @ignal alterntif est donnée à chaque instant par @@écart entre la valeur instantanée de ce sisnal et une valeur movenne du sisnal sutour de cet instant de ce fait, l'amplitude d'un sl@nal re@réserté par une tension peut être @@le-rême renrésentée par la diférense entre la tension instantanée et la tension mo@enne. Pour faire disparaître l'influence des parasites en mo d@lation de fréauence ou de phase, il est courant de pratiouer un écrêtase de sienal obtenu eprès @é@e@@ien de l'ende @irsi modulée. Cette @péretior d'écrêtase consiste tout d'abprd e@ @ne forte amplification de signal recu, à la suite de leouelle intervient l'écrêtase rroprement dit : seule une petite pertie en amplitude de part et d'autre de la valeur movenne du signal alternatif regu est censervée. Ensuite, la démodulation fait intervenir la fréquence ou la nhase du signal obtenu anrès écrêta@e. @our l'opération de démodulation, les passages de l'amplitude au niveau de la valeur movenne, qui sont conservés pendant l'opération d'écrêtage, suffisent normalement. A cet égard, il suffit de disposer avec une bonne précision de la valeur moyenne du signal. De toute façon, si l'amplification est très forte, une imprécision sur la valeur moyenne n'a pratiquement pas d'influence sur la situation temporelle des passages par cette valeur moyenne, qui définissent la fréquence et/ou la phase. Cette opération d'écrêtage confère aux récepteurs de modulation de fréquence ou de phase l'insensibilité aux parasiter oui leur est bien connue. Il existe cependant une situation dans laquelle l'écrê- tage est inefficace : lorsqu'un signal parasite possède par rapport au signal utile une fréquence très voisine, et une amplitude égale ou supérieure, il se produit une forte perturbation. En effet, dans ce cas, des battements apparaissent, qui font varier de façon intempestive la fréauence et/ou la phase du signal démodulé, et l'information récupérée est alors faussée, et de ce fait pratiquement inutilisable. Un autre moyen connu et plus particulièrement utilisé dans les transmissions VHF à modulation de fréquence consiste à employer à la réception un dispositif dénommé "squelch", lequel a pour rôle essentiel de détecter, après l'avoir amplifié, le niveau du bruit de fond et de réagir en conséquence sur l'amplificateur basse-fréquence du signal démodulé, ceci de telle sorte que tout affaiblissement marqué du signal entrain une inhibition de cet amplificateur B F. Les perturbations se traduisent donc pratiquement par un "fading", analogue à l'effet d'une disparition de la porteuse, et par conséquent par un silence à la réception. Ce moyen présente malheureusement un assez grave inconvénient, résultant du fait que le niveau du bruit est souvent du même ordre de grandeur que celui du signal lui-même, de sorte la distinction entre ce bruit et ce signal est faite en considérant que toutes les fréquences inférieures à une certaine valeur de counure constituent le signal tandis aue toutes les fréquences supérieures à cette même valeur font partie du bruit. Il s'ensuit d'une part la nécessité d'utiliser un filtre passe-haut ayant des performances assez exigeantes (coupure aussi franche que possible) et d'autre part la nécessité de li miter pratiquement à 5 ou,6 OCo Hz la bande passante de la transmission. La Drésente invention a pour objet un dispositif élec tronisue éliminateur de parasites pour un signal porteur d'information par sa phase ou sa fréquence, nui, bien eue visant le même but, évite les inconvénients du dispositif indiqué cidessus, et permet essentiellement l'utilisation du signal reçu dans sa plénitude. .Selon l'invention, le dispositif électronique éliminateur de parasites comporte - un circuit redresseur pour fournir une première tension représentative de l'amplitude de crête du signal porteur, - un circuit passe-bas en fréquence, pour fournir à partir de la première tension une seconde tension définissant une amplitude guide, ayant des variations au moins partiellement plus lentes que celles de l'amplitude de crete, - un circuit linéaire pour fournir une troisième tension représentative d'une amplitude de seuil égale à une fraction de l'amplitude guide, et - un circuit à seuil pour ne laisser passer le signal porteur que lorsque l'amplitude de ce dernier est supérieure à cette amplitude de seuil. ne préférence, le circuit passe-bas en fréquence pré- sente une première constante de temps pour l'un des sens de variation de son signal d'entrée, et une deuxième constante de temps nour le sens opnosé de variation. La discrimination selon le sens de variation est par exemple obtenue au moyen d'un élément semi-conducteur, et l'une des deux constantes de temps est extrêmement faible, c'est-à-dire qu'elle correspond praticuement P une transmission directe du signal. le circuit -i seuil neut comprendre soit un interrupteur ferm en cas de dépassement du seuil, et placé sur le trait d11 signal nortellr, soit un amplificateur à seuil de mi sium, travaillant en amplIficateur différentiel ou bien en ampliicateur-comparateur. Le dispositif électronique éliminateur de parasites est la plupart du temps réalisé avec deux parties symétriques, correspondant chacune à l'une des polarités de l'amplitude du signal porteur. n'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaitront à la lecture de la description détaillée qui va suivre, faite en référence aux dessins annexés, donnés à titre d'exemple non limitatif, et sur lesquels - la figure 1 illustre le schéma électrique d'un mode de réalisation de l'invention, dans le cas où la valeur moyenne du signal porteur est nulle - les figures 2A à 2D sont des graphiques illustrant en fonction du temps les signaux en différents points de la figure 1 - la figure 3A est le schéma électrique d'un dispositif de l'invention utilisant les deux polarités d'amplitude du signal porteur - les figures 3B et 3C sont respectivement le schéma de principe d'un dispositif permettant l'application de l'invention aux transmissions VHF, et un diagramme temporel illustrant cette application - la figure 4 est le schéma général d'un récepteur de radionavigation appliquant le dispositif de l'invention - la figure 5 est le schéma détaillé du circuit 43 de la figure 4, et - les figures 6A à 6C sont des graphiques illustrant en fonction d'un écart de phase la réponse d'un circuit d'asservissement de phase illustré sur la figure 4. Le mode de réalisation qui va maintenant être décirt en référence à la figure 1 et aux figures 2A à 2D est destiné aux signaux modulés en fréquence ou en phase, fournis par des étages de récention radio-réquenôe, avec une valeur moyenne nulle, c'est-à-dire correspondant à un potentiel égal à celui de la masse. Sur la figure 2A, le signal alternatif 0 porteur d'information est modulé en amplitude, en raison de la réception d'un parasite (phénomène connu sous le nom d'évanouissement ou "fading" an anglais). Sur la figure i, le signal porteur d'entrée 0 est d'abord appliqué à un circuit 11. Le circuit il comporte une diode 110 servant de redresseur, ainsi qu'une résistance 111 et un condensateur 112, monté en parallèle entre la sortie de la diode et la masse. Comme le potentiel de masse représente la valeur moyenne du signal 0, il apparat aux bornes de la résistance lii et du condensateur 112, une première tension 1 représentative de l'ainplitude de crête du signal porteur. A cet effet, la constante de temps fournie pr le condensateur 112 et la résistance 111 est choisie de la manière connue en soi dans les circuits redresseurs. La première tension 1, du circuit redresseur 11, est illustrée en trait plein sur la figure 2A. Cette première tension est ensuite appliquée à un circuit psse-bas 12. le circuit passe-bas 12 comporte une première diode 121, et, en parallèle sur cette ilère diode 121, une seconde diode 122 montée pour conduire dans l'autre sens, en série sur une résistance 123. le Oint commun de sortie est relié a la massa par l'intermédiaire d'un condensateur 124. Lorsque l'anrplitude de crête représentée par la remiè- re tension 1 est croissante, la diode 121 est conductrice. Par conséquent, l'amplitude de crête est alors soumise à une constante de temps très faible, définie par la résistance équivalente de la diode 121 à l'était conducteur, et le condensateur 124. Au contraire, lorsque l'amplitude de crête est décroissante, la diode 122 est seule conductrice. L'amplitude de crête 1 est alors affectée d'une constante de temps définie par la résistance 123 et le condensateur 124. Sur la figure 2, la "vallée11 de l'amplitude de crête 1 dans sa zone médiane se trouve remplacée, à la sortie du circuit passe-bas 12, par ilne portion de courbe illustrée en traits tiretés longs. On obtient ainsi une seconde tensian2qui est Intégrale- ment représentée sur la figure 23. La seconde tension 2 sert à définir une amplitude "guide", comme on le verra ci-après. La constante de temps définie par la résistance 123 et le condensateur 124 est choisie selon la durée moyenne estimée de l'évanouissement susceptible d'être subi. De cette façon, la seconde tension 2 décroît beaucoup plus lentement que l'amplitude de crête, tandis qu'elle suit pratiquement instantanément les augmentations de l'amplitude de crête. Dans la réalité, la décroissance de la seconde tension 2 dans sa partie médiane peut être beaucoup moins marquée que cela n'a été représenté. Ensuite, la figure 1 comporte un circuit linéaire composé d'un atténuateur 13, constitué d'un potentiomètre monté en parallèle de la sortie du circuit 12 à la masse. Au niveau du curseur du potentiomètre est donc obtenu une troisième tension 3, illustrée sur les figures 2A et 2B. Cette tension 3 est représentative d'une amplitude de seuil égale à une fraction de l'amlitude guide. La troisième tension 3 est appliquée à un amplificateur différentiel 14, monté pour constituer un circuit à seuil. l'amplificateur 14 reçoit par ailleurs le signal porteur 0. Cet amplificateur est monté pour avoir une sortie positive lorsque le signal 0 est supérieur au seuil défini par le signal 3, et une sortie nulle dans le cas contraire. Si le gain de l'amplificateur 14 est suffisazzent grand pour qu'il fonctionne pratiquement en comparateur, c'est-à-dire que sa sortie positive soit quasi immédiatement saturée, la forme d'onde du signal 4 fourni à la sortie du circuit à seuil -14 est celle de la figure 2C. Si au contraire la sortie de l'amplificateur 14, lorsqu'elle n'est pas nulle, est une fonction linéaire de la tension d'entrée, le signal de sortie 4 est alors celui illustré sur la figure 2D. Dans le mode de réalisation qui vient d'entre décrit, l'amplificateur 14 réalise à la fois la fonction de comparaison et de transmission du signal porteur. Sur la figure 2C, la partie transmise du signal porteur est de plus transformée en ignal rectangulaire. Bien entendu, une variante simple consiste à utiliser un comparateur, et un interrupteur séparé commandé par le comparateur, placé sur le trajet du signal porteur. Dans ce cas, la forme d'onde de sortie du comparateur peut ressembler à celle illustrée sur la figure 2C. Sur la figure 7A est illustré un second mode de réalisation du dispositif de l:invention, dans lequel les deux polarités de l'amplitude du signal porteur sont utilisées. Dans ces conditions, le circuit redresseur 31 comporte deux voies. La première voie comporte une diode 310, et un condensateur 312 ; la seconde voie comporte une voie 313 monté dans le sens opposé à celui de la diode 310, et un condensateur 314. Une résistance 311 relie l'une à l'autre des voies, le montage pouvant être symétrique. Le circuit passe-bas 32 comporte également deux voies reliées respectivement aux voies de sortie du circuit redresseur 31. la première voie est constituée par une diode 320 montée dans le même sens que la diode 310, en parallèle sur une résis- tance 321. Le point commun de sortie est relié d la masse par un condensateur 322. On remarquera qu'il n'y a pas de diode en série sur la résistance 321, cette diode n'étant pas absolument indispensable. En effet, lorsque la diode 320 est conductrice, elle ewst traversée pratiquement par tout le courant sans qu'il soit nécessaire de bloquer le passage par la résistance 321. Symétriquement, la voie inférieure comporte une diode 324 montée dans le même sens que la diode 313, en parallèle sur une résistance 325, le point commun de sortie étant relié à la masse par un condensateur 326. le circuit; linéaire 33 comprend encore deux voies, dont les entrées res-ectivcs sont constituées par deux amplificateurs 3,1 et 3152, à tres grande ipédance d'entrée. Pour cela ces deux amplificateurs ont avanta eusement des étages d'entrée nunis de tr,3nsistors à effet de ch.arnp du type métal-oxyde-semi-conducteur. Les sorties des amplificateurs 331 et 332 sont respectivement appliquées à des potentiomètres 333 et 334. les curseurs des potentiomètres 333 et 334 sont reliés aux deux voies d'un circuit à seuil 34 constitué d'un premier amplificateur différentiel 341 monté comme celui de la figure 1, et d'un second amplificateur différentiel 342 monté comme l'amplificateur 341, mais en inversant le rôle du signal porteur et du signal de seuil. La sortie de l'amplificateur 342 est donc présente seulement lorsque l'amplitude négative du signal porteur est supérieure en valeur absolue au seuil. Les signaux 4 disponibles sur les deux voies de sortie du circuit à seuil 34 sont donc représentatifs des crêtes positives et négatives du signal porteur 0. Ces crêtes représentent très bien la fréquence et/ou la phase de ce signal porteur, comme on le verra ci-aj)rès sur un exemple emprunté au domaine technique de la radio-navigation. il s'agit par rapport à la technique antérieure, d'un écrttage 8 l'envers", dans lequel seules les crêtes du signal sont conservées, pour au moins une polarité, et de préférence pour les deux, au lieu de la partie centrale du signal. L'avantage principal qui en résulte est que la perturbation de phase ,ou de fréquence apportée par un signal parasite devient très faible à la sortie du dispositif de l'invention. il est considéré comme essentiel à cet effet de définir matéripllement une amplitude guide selon l'invention, et d'utiliser en tant que seuil minimal d'amplitude une fraction de cette amplitude guide. Fondamentalement, l'amplitude guide est tirée de l'am- plitude de crête à travers une constante de temps portant sur la décroissance de la valeur absolue de l'amplitude de crête. Cette constante de temps est choisie selon la durée moyenne estimée de l'évanouissement, comme on l'a déjà mentionné. La valeur de la fraction prélevée sur l'amplitude guide pour obtenir l'amplitude de seuil est choisie selon les caracté ristiques d'amplitude et de probabilité des perturbations dans le domaine technique concerné. Par exemple, si ce rapport est égal à 0,7, soit approximativement à la moitié de la racine carrée de 2, le signal 4 disponible à la sortie du dispositif de l'invention comporte la moitié environ des alternances positives du signal porteur 0, lorsqu'il n'y a pas de perturbation. On remorquera que la durée de caque alternance du signal 4 est alors égale à un quart de la période du signal porteur. si 13ne valeur plus grande du rapport est choisie, une plus petite partie des alternances positives du signal porteur O est conservée dans le signal 4. Il en résulte que le signal 4 sera plus sensible à des variations de l'amplitude de crête du signal porteur 0. Inversement, si une valeur plus faible du rapport est prise, le signal 4 sera peu sensible aux perturbations, même de grande amplitude. Cette valeur de fraction dépend donc en fait d'un compromis entre l'importance en amplitude et la probabilité de la perturbation. Jusqu'à présent, on a considéré aue la valeur moyenne du signal porteur est nulle. Bien entendu, Si cela n'est pas, il convient d'utiliser un filtre passe-bas ayant une constante de temps correspondant o une fréquence de coupure suffisamment inférieure à la fréquence du signal porteur. Ce filtre fournit alors la valeur moyenne qui peut être appliquée à la place de la masse sur la figure 1.On peut facilement concevoir aussi des variantes de la figure 3A présentant une symétrie différente On appellera maintenant a et b les signaux 4 fournis respectivement par la sortie supérieure et la sortie inférieure du circuit 34 de la figure TA qui correspondent donc aux crêtes positives et aux crêtes néfflatives respectivement. On utilisera donc les svrnboles a et b rour diffnrencier les signaux relatifs aux crêtes positives de ceux qui concernent les crêtes négatives On supposera que ces signaux ont la forme rectangulaire illus- tree ur ln figure ?. mans l'atplication générale de l'invention aux transmissions Tl3w , modulation de fréquence, les signaux a et b obtenus sur les sorties 4 de la figure 3A sont mélangés, par exemple au moyen du circuit sommateur en courant de la figure 7B, constituée de deux résistances 351 et 352 ayant en commun leur extrémité libre, avantageusement reliée à la masse par un condensateur 36. Aux bornes du condensateur apparat un signal de la forme de la figure 3C, envoyé vers les étages de démodulation en fréquence ou phase. En effet, malgré les discontinuités au niveau de la valeur moyenne, qui peuvent être atténuées selon le filtrage permis par les résistances 351 et 352 et le condensateur 36, ce signal de la figure 3C porte très bien l'information de fréquence ou de 'phase contenue dans le signal reçu. Simplement, les phénomènes de "fading" sont remplacés par des silences, sans qu'apparaissent les inconvénients susmentionnés des dispositifs de squelch de la technique antérieure. L'application de l'invention qui va maintenant-être décrite, à titre nullement limitatif, se situe dans le domaine de la radio-navigation par réception de phase. Sur la figure 4 une onde W, dont la phase est liée à une distance de propagation de l'onde, est captée par l'antenne 40. Le signal W dérivé de cette onde par l'antenne 40 est appliqué de façon connue en soi à des étages d'amplification haute fréquence et/ou de changement de fréquence 41. Une centrale de fréquence 45 fournit au circuit 41 une ou plusieurs fréquences d'hétérodyne. La sortie du circuit 41 est appliquée à un circuit éliminateur de parasites 42 selon l'invention, qui est par exemple celui illustré sur la figure 3A. La sortie du dispositif éliminateur de parasites 42 est appliquée à un détecteur de phase 43, dont le schéma détaillé est donné sur la figure 5. Le détecteur, ou comparateur de phase 43 reçoit donc d'une part les signaux a et b relatifs à l'onde reçue. D'autre part, il reçoit un signal local obtenu à partir de la centrale de fréquence 45 à travers une botte +/- 44, et un compteur diviseur numérique 46. Bans le second certificat d'addition 72 27 059 au brevet français 71 45 49?, un montage analogue à celui de la boite +/- 44 et du compteur diviseur 46 est décrit. ur la figure 6 de ce second certificat d'addition, apparaissent en effet une boite +/- 77 201* et un compteur diviseur 77 2-02*. Différents modes de réalisation de boîte +/- sont définis dans ce certificat d'addition n0 72 27 Ci59. Si l'on revient mnintenant à la figure 4 de la présente demande de brevet, le détecteur de phase 43 comporte deux voies de sortie donnant des signaux p et o respectivement. Chacun des signaux p et n est appliqué à une bascule JK (471, 472 respectivement) à la fois sur ses entrées J et K De la centrale de fréquence 45, les bascules 471 et 472, reçoivent en même temps sur les entrées d'horloge C une frécuence F. Comme cela est décrit dans le second certificat d'addition précité, la fréquence F a un rôle de quantification de l'écart de phase détecté pr le comparateur de phase 43. Tes sorties O des bascules JK '471 et 472 sont appli cuees respectivement à des compteurs diviseurs 481 et 482 de même module, dont les orties sont respectivement couplées aux entrées + et - de la boîte +/- 44. Ces compteurs diviseurs 481 et 482 introduisent une même constante de temps dans l'actio de l'écart de phase détecté, en même temps qu'ils modifient la quantification de l'action de cet écart de phase. De cette façon est réalisé un asservissement de phase qui tend à modifier la phase du signal de sortie du compteur diviseur 46 de façon à la rendre égale, à une constante près, à celle du signal obtenue à partir de l'onde W reçue. Des asservissements de phase de ce genre sont largement drcrits dans le second certificat d'addition précité. Dans cette aoplication de l'invention, le seul élément original est le détecteur de phase 43, dont le schéma détaillé est donné sur la figure 5 rn va maintenant montrer que les signaux p et q fournit en snrtie de ce détecteur de phase Ah sont reliés à l'écart de phase entre le signal reçu défini par les signaux a et b venant de l'éliminateur de parasites, et le signal local défini par les signaux f et 2f venant du compteur diviseur 46, en supposant au le rapport de l'amplitude de seuil à l'amplitude guide est 0,7. A l'examen de la figure 5, il apparaît immédiatement que les signaux p et q sont définis par les relations logiques suivantes p = ta. f. 2f) + (b. f. 2f) q = (a. . 2f) + (b. f. 2f) Il apparaît que le signal p représente lorsqu'il est à l'état '1' une tendance du signal reçu à avoir une phase en avance par rapport à celle du 'signal local, tandis que le signal q, lorsqu'il est à l'état '1', représente une tendance du signal reçu à être en retard par rapport au signal local. Par conséquent, si l'on considère maintenant une valeur moyenne temporelle de ces signaux, ces valeurs moyennes seront respectivement celles illustrées en trait plein sur les figures 6A et 6B pour les signaux p et q respectivement. En tenant compte maintenant du fait que la boite +/prend en compte les signaux p et q avec des polarités opposées, la réponse générale du détecteur de phase est celle ullustrée en trait plein sur la figure 6C. Sur cette figure 6C, il appa raît immédiatement que la position d'équilibre stable de 1'as- s'ervlssement de phase est obtenu pour un écart de phase égal à 45 degrés électriques. D'ailleurs, suivant le niveau de l'amplitude de crête du signal porteur par rapport à l'amplitude de seuil, la durée des signaux a et b est plus ou moins longue. Lorsque la valeur de la fraction définissant l'amplitude de seuil à partir de l'amplitude guide est de 0,7, les signaux a et b ont chacun une durée d'un quart de période. Dans ces conditions, la courbe de réponse est exactement représentée par le trait plein de la figure 6C. En présence d'un affaiblissement, l'amplitude de seuil tend à rester la même, tandis que l'amplitude de crête diminue. T1 en résulte sue la durée des signaux a et b devient inférieure à un quart de période. Par consécuent, les valeurs moyennes des signaux D et a en fonction de l'écart de phase ne C ont nlus celles oui ont illustrées en trait plein sur les figures 6.t et 6B mais en pointillé ; leur partie pointue reste définie par un triangle rectangle mais la hauteur en est moins grande, et la dimension de la base suivant les écarts de phase n'est plus égale à un demi-tour de phase. Il en résulte que l'asservissement est réalisé avec un certain flottement. i au contraire le rapport de l'amplitude de seuil à l'amplitude de crête tombait en dessous de 0,7, les courbes des figures A, seraient celles oui sont illustrées en trait tireté. On remarquera que ce cas ne se produit pratiquement pas normalement, du fait de la constante de temps uni-directionnelle, sauf si la fraction définissant l'amplitude de seuil à partir de l'amplitude guide est choisie inférieure à 0,7. Dans cetteanplication de l'invention, un avantage supplémentaire apparaît : il est possible de réaliser un asservissement dont la réponse dépend à travers la grandeur d'erreur, de l'importance des perturbations éventuelles du signal porteur de l'information de phase, c'est-à-dire finalement du fait que l'information de phase est plus ou moins certaine. RINit'NDICAT IONS 1 Dispositif électronique éliminateur de parasites pour un signal porteur d'information par sa hase ou sa fréquece, caractérisé en ce qu'il comporte - un circuit redresseur pour fournir une première tension représentative de l'amplitude de crête du signal porteur, - un circuit passe-bas en fréquence, pour fournir à partir de la première tension une seconde tension définissant une amplitude guide, ayant des variations au moins partiellement plus lentes que celles de l'amplitude de crête, - un circuit linéaire pour fournir une troisième tension représentative d'une amplitude de seuil égale à une fraction de l'amplitude guide, et - un circuit à seuil pour ne laisser passer le signal porteur que lorsque l'amplitude de ce dernier est supérieure à cette amplitude de seuil. 2. Dispositif selon la revendication i, caractérisé en ce que le circuit passe-bas comporte une cellule passe-bas, et un élément à conduction unidirectionnelle monté pour courtcircuiter la cellule passe-bas dans le sens correspondant à une augmentation en valeur absolue de l'amplitude de crête. 3. Dispositif selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le circuit à seuil comprend un amplificateur à seuil de minimum, l'amplitude de seuil et le signal porteur étant couplés à l'amplificateur à seuil, respectivement en tant que seuil et signal à amplifier. 4. Dispositif selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le circuit à seuil comprend un comparateur, et un interrupteur commandé par le comparateur, et placé sur le trajet du signal porteur, l'amplitude de seuil et le signal porteur étant couplés au comparateur respectivement en tant que seuil et signal à comparer. 5. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le circuit redresseur comporte un élément à conduction unidirectionnelle, en série, suivi d'un ensemble parallèle comprenant un condensateur et une résistance. 6. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 5, caractérisé en ce nue le circuit linéaire comporte un atténuateur à résistance. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit linéaire comporte aussi un amplificateur à forte impédance d'entrée en amont de l'atténuateur. 8. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit redresseur, le circuit passe-bas, le circuit linéaire et le circuit à seuil comportent chacun deux voies, respectivement pour les alternances positives et négatives du signal porteur. 9. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen pour produire une tension représentative de la valeur moyenne du signal porteur, en tant que tensIon de référence pour l'un au moins des circuits comprenant le circuit redresseur, le circuit passe-bas, le circuit linéaire et le circuit à seuil. 10. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'un signal porteur est un signal V.H.F. modulé en fréquence ou en phase.