FR 2228338 A1 19741129 FR 7316116 A 19730504 La présente invention concerne les dispositifs d'alimentation en tensions continues d'un récepteur de télévision équipé de transistors et a trait, plus particulièrement, à des dispositifs d'alimentation en courant continu des circuits électroniques et du tube cathodique, fournissant sur leurs sorties des tensions de valeurs prédéterminées quelle que soit la tension-d'entrée de ce dispositif, qu'elle soit continue ou alternative, et cela sans transformateur ni commutateur d'adaptation à la tension du réseau de distribution d'énergie électrique. Certains pays tels que la France, sont munis d'un réseau de distribut in ancien fournissant des tensions différentes suivant les régions ou les quartiers des villes qui peuvent varier entre 95 et 260 volts. I1 existe encore actuellement également des réseaux de distribution, publics ou privés, fournissant des tensions continues, dont la valeur varie avec la longueur des cabales entre la prise et le générateur, ainsi qu'en fonction de la charge totale branchée, dtune part, sur ces câbles et, d'autre part, sur le générateur. Ceci crée des difficultés dans l'utilisation des récepteurs de télévision portatifs ou transportables tels qu'ils sont généralement conçus actuellement, car l'usager est obligé de façon générale, lorsqu'li transporte son appareil d'un lieu à un autre, à connattre la tension du réseau local et à ajuster le branchement de l'appareil en fonction de celle-ci à l'aide d'un commutateur d'adaptation permettant d'appliquer la tension du réseau alternatif local sur différentes dérivations de ltenroulement primaire d'un transformateur dit d'alimentation afin de fournir, sur ses secondaires, des tensions prédéterminées.Si l'usager oublie d'agir ainsi, il peut en résulter soit un mauvais fonctionnement de l'appareil, soit une détérioration grave de celui-ci, généralement conteuse à réparer (pouvant nécessiter le remplacement des tubes cathodiques et redresseurs, de transistors, de condensateurs électrochimiques et du transformateur d'alimentation par exemple). D'autre part, la présence d'un transformateur d'alimentation alourdit considérablement le récepteur qui, pour être portatif, doit être aussi léger que possible. Il est connu de découper une tension continue ou alternative à l'aide d'un onduleur, par exemple, pour effectuer une régulation de la puissance fournie à une charge. Cette régulation s'effectue généralement à l'intérieur de limites précises et le circuit de régulation comprend généralement au moins un transformateur. Dans le brevet français NO 1.512.532 déposé le 28 Décembre 1966, par exemple, on a décrit un convertisseur statique continu - continu transistorisé à régulation par ferro-résonance eontroli comportant un onduleur commandé par un oscillateur pilote, dont la fréquence est asservie à la valeur de la tension redressée de sortie,qui emploie un transformateur ferro-résonnant à noyau saturable afin de faire varier la tension sur son secondaire en fonction des variations de la fréquence de l'oscillateur pilote.Un tel convertisseur fournit une tension redressée de sortie stabilisée à + 0,5 pour cent pour des variations de la tension continue d'entrée de # 20 pour cent environ. Cette plage de régulation est insuffisante pour l'utilisation envisagée, car il faut fournir au récepteur de télévision des tensions continues d'alimentation prédéterminées, de préférence avec une stabilité comparable, pour une variation de la tension alternative ou continue d'entrée comprise au moins entre 95 et 260 volts. Le dispositif d'alimentation suivant l'invention, permet d'éviter les inconvénients précités et il permet, en effet, au moyen d'un découpage variable d'une tension redressée à partir d'une ten sion alternative ou d'une tension continue fournies par le réseau, de fournir des tensions d'alimentation désirées à un récepteur de télévision et ceci sans transformateur d'alimentation ni commutateur d'adaptation. Suivant l'invention, un dispositif d'alimentation pour récepteur de télévision à transistors permettant d'alimenter des circuits électroniques de celui-ci en tensions continues de valeurs prédéterminées ainsi qui un tube cathodique en très haute tension sans transformateur ni commutateur d'adaptation à la tension du réseau, qu'eUe soit alternative ou continue et dans des limites importantes allant d'environ 90 volts au triple de cette valeur, ledit récepteur de télévision comportant : un circuit de balayage - ligne comprenant un oscillateur à relaxation, un étage d'attaque et un étage de sortie du balayage, ce dernier alimentant des bobines de déviation - ligne, ledit dispositif comportant : un circuit redresseur à diode semiconductrice relié à l'une des bornes du réseau ; un circuit de filtrage de la tension du réseau redressée ; un commutateur électronique rapide, dont l'entrée est alimentée par la tension redressée et filtrée et dont la sortie fournit cette tension découpée en impulsions rectangulaires, est principalement caractérisé par le fait qui il comporte, en outre : un circuit d'emmagasinage d'énergie électrique comprenant un inducteur, un condensateur de forte valeur e-t une diode semiconductrice, l'une des bornes de l'inducteur et la cathode de la diode étant reliées ensemble à la sortie du commutateur, l'autre borne de l'inducteur étant reliée à l'une des bornes du condensateur constituant la sortie de ce circuit, l'anode de la diode et l'autre borne du condensateur étant reliées ensemble à l'autre borne du réseau 'pour constituer une masse dite "primaire" isolée de la masse dite "secondaire" du châssis du récepteur ; un transformateur dit "de ligne" comportant un enroulement primaire relié entre la sortie du circuit d'emmagasinage fournissant une tension continue et l'entrée d'alimentation de l'étage de sortie du balayage - ligne et, au moins du point de vue du courant alternatif, en parallèle aux bobines de déviation, ledit transformateur comportant en outre un premier enroulement secondaire fournissant des impulsions de retour - ligne, un second enroulement secondaire alimentant un redresseur de très haute tension, au moins un troisième enroulement secondaire alimentant un redresseur fournissant une ten sion continue pour alimenter des circuits électroniques du récepteur et un quatrième enroulement secondaire pour alimenter le filament du tube cathodique ; un montage stabilisateur de tension comprenant une résistance et une diode Zener en série connecté entre la sortie du circuit a' emmagasinage et la masse primaire et fournissant sur sa sortie une tension stabilisée alimentant l'oscillateur à relaxation et l'étage d'attaque du balayage - ligne ; et un circuit de commande du découpage de la tension redressée et filtrée à laide du commutateur, alimenté également par ladite tension stabilisée et muni d'un générateur d'impulsions monostable déclenché par des impulsions de retour - ligne issues du premier enroulement secondaire et fournissant sur sa sortie des impulsions de commande du commutateur de durée variable en fonction,d'une part, de la tension du réseau par l'intermédiaire de la tension redressée et filtrée et, d'autre part, de la tension fournie par le circuit d'emmagasinage, ces deux tensiens étant respectivement appliquées aux entrées de régulation dudit circuit de commande et lesdites impulsions de commande étant appliquées à l'entrée de commande dudit commutateur. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques et avantages de celle-ci apparaitront à l'aide de la description ci-après et des dessins annexés s'y rapportant, sur lesquels la Figure 1 est un bloc-diagramme partiellement schématique illustrant le principe d'un dispositif d'alimentation conforme à la présente invention ; et la Figure 2 est un diagramme schématique détaillé du mode de réalisation préféré du dispositif de découpage de la tension redressée, composé d'un commutateur électronique rapide 6 et d'un circuit de commande du commutateur 12, de la Figure t. Sur la Figure 1, on a respectivement représenté en 1 et 2 les bornes d'alimentation en tension du réseau local du dispositif conforme à ltinvention. Lorsque la tension de réseau est alternative les bornes 1 et 2 peuvent être réunies à celles du réseau dans n'im- porte quel sens, mais lorsqu'elle est continue,le p81e positif du réseau doit être réuni à la borne 1 et son p81e négatif à la borne 2, le récepteur de télévision pouvant fonctionner correctement pour des tensions alternatives entre 95 et 260 volts efficaces et pour des tensions continues entre 95 et 320 volts. Au-deld de ces valeurs maximales, il faudrait augmenter la rapidité des circuits de commutation et de leur commande de façon notable en utilisant des composants de qualité professionnelle (plus coûteux). La borne 1 alimente un montage redresseur 3 composé d'un fusible 30, dune résistance de protection 31 et d'une diodes de redressement 32, tandis que la borne 2 est reliée à la masse dite "primaire" 13 du dispositif d'alimentation qui est relié électriquement au réseau et isolée de la masse dite "secondaire" 14 du châssis du récepteur de télévision, cette masse primaire 13 étant au potentiel nul du point de vue du courant continu par rapport à la masse secondaire 14, ce qui n'est pas obligatoirement le cas en ce qui concerne le courant alternatif. La sortie du montage redresseur 3 alimente, lorsque l'inverseur "marche-arrEt" 4 du téléviseur est dans sa position "marche", c'est à-dire son premier contact mobile 40 est dans la position 42,.un circuit de filtrage RC 5 comportant deux condensateurs électrochimiques 50, 51, dont les armatures (cathodes) sont reliées à la masse primaire 13 et dont les électrodes positives (anodes) sont reliées entre elles au moyen d'une résistance 52.Le montage redresseur 3 charge les condensateurs 50 et 51, durant les demi-périodes positives de la tension de réseau alternative et constamment loraqu'il s'agit d'une tension de réseau continue, respectivement à travers les résistances 31 et 52 à une tension continue proche de la valeur crête de la tension du réseau, cette charge se réduit toutefois graduellement au cours de l'intervalle qui suit chaque cette positive de la tension alternative en fonction de la puissance consommée par le récepteur. La sortie 53 du circuit de filtrage 5 alimente l'entrée 61 d'un commutateur électronique rapide 6 permettant de découper la tension redressée et filtrée en impulsions périodiques de durée variable, comme il sera expliqué plus loin, en fonction, d'une part, de la valeur de la tension du réseau et, d'autre part, du niveau de la tension continue d'alimentation qui est fournie à quelques uns des circuits propres au récepteur de télévision, tels que l'oscillateur, l'étage d'attaque et amplificateur de sortie du balayage - ligne, coopérant avec le dispositif d'alimentation conforme à l'invention. Ce commutateur électronique 6 comporte un élément de commutation commandée à semiconducteurs muni d'une électrode de commande, tel qutun montage à transistors ou à thyristors. On remarquera, en outre, que la sortie 53 du circuit de filtrage 5 est également reliée à une borne d'un troisième condensateur 49 faisant partie d'un montage de démarrage et dont l'autre borne est reliée, à travers un second contact mobile 41 de l'inverseur "marche~arret" 4 dans sa position "marche" 45, à la masse rrimaire 13. Ce troisième condensateur 76 se trouve donc branchéparallèle- ment au condensateur 51 durant le fonctionnement du dispositif, sa fonction au cours du démarrage de ce dernier sera expliqué plus loin. Le commutateur électronique 6 alimente par sa sortie 63 un montage d'emmagasinage d'énergie électrique 7 comprenant un quatrième condensateur électrochimique 70 dont l'armature est reliée à la masse primaire 13, un inducteur de charge 71 reliant ensemble la sortie 63 du commutateur 6 et l'anode de ce condensateur 70 et une diode 72, dont la cathode est réunie à la sortie 63 du commutateur et l'anode à la masse primaire 13. Le condensateur 70 a une capacité élevée afin de fournir une tension pratiquement constante sur la sortie 73 du circuit d'emmagasinage 7et l'inductance de l'inducteur de charge 71 est calculée de façon à emmagasiner une énergie suffisante durant les intervalles de fermeture du commutateur 6 afin que l'ensemble condensateur 70 et self 71 puisse fournir au téléviseur la tension aux bornes du condensateur 70 constante durant les intervalles de coupure du commutateur.Une telle combinaison série de capacité et d'inductance présente donc une période de résonance nettement supérieure à la période de ligne T qui est l'inverse de la fréquence de ligne F (égale à 15,625 kEz pour le standard européen de 625 lignes par image et à 20,475 kHz pour le standard français de 819 lignes) et l'on peut considérer que le courant dans l'inducteur 71, pendant la fermeture du commutateur 6, augmente linéairement avec le temps et avec la différence entre la tension redressée et filtrée V53 et la tension continueazrbornes du condensateur 70, c'est-à-dire V73, qui doit avoir une valeur prédéterminée en fonction du standard utilisé car elle doit alimenter l'amplificateur de sortie du balayage - ligne 10. De ce qui précède on peut voir aisément que, pour une tension V73 constante, c'est-à-dire pour obtenir une même valeur maximale 73 du courant ILM dans l'inducteur 71, la durée de la-fermeture t c du commutateur 6 doit varier essentiellement en sens inverse aux variations de la tension redressée et filtrée V53 et donc de la tension du réseau appliquée aux bornes d'alimentation 1 et 2. Dès la coupure du commutateur 6, la tension V53 n1 est plus appliquée au point de jonction entre l'inducteur 71 et la cathode de la diode 72, et cette dernière-conduit de manière que l'énergie emmagasinée sous la forme d'un courant dans l'inducteur 71 chutera linéairement à partir de sa valeur maximale ILM jusqutà une valeur nulle.Si l'on désigne l'intervalle de temps nécessaire au courant iL dans l'inducteur 71 pour atteindre une valeur nulle à partir de sa valeur maximale ILM par tf, il est nécessaire que la somme tc + tf de l'intervalle "tc" de fermeture du commutateur et de l'intervalle "tf" de l'annulation du courant soit inférieure à la période de ligne 2 (égale à 1 IF, c'est-à-dire environ 64 microsecondes pour 625 lignes et 49 microsecondes pour 819 lignes). il sera donc nécessaire de modifier également la durée t c de fermeture du commutateur 6 en fonction de V73 prélevée aux bornes du condensateur 70 et non seulement en fonction de la tension redressée et filtrée V53, comme on verra plus loin avec référence à la Figure 2 du dessin annexé, pour que V73 reste pratiquement stable. La sortie 63 du commutateur 6 est reliée à un circuit de protection 60 comportant en série un cinquième condensateur 64 et un montage parallèle composé d'une troisième résistance 65 et dlune seconde diode 66 dont la cathode est reliée au condensateur 64 et l'anode à la masse primaire 13. Le circuit 60 a pour effet de retarder ltaug- mentation de la tension entre l'entrée 61 et la sortie 63 du commutateur 6. La constante de temps R65; C64 des éléments résistifs et capacitifs de ce circuit 60 est essentiellement inférieure à la moitié du temps de fermeture minimale t cm du commutateur 6.Ceci implique une charge du condensateur 64 à la quasitotalité de la tension redressée et filtrée V53. A l'instant ou le commutateur 6 se bloque il n'y a donc aucune différence de tension notable entre l'entrée 61 et la sortie 63 de celui-ci. Ensuite, le condensateur 64 se décharge à travers l'inductance 71, le condensateur 70 (de grande capacité) et la seconde diode 66 jusqu'à atteindre une valeur nulle ; la fréquence de résonance du circuit de décharge étant essentiellement déterminée par la valeur de l'inductance Hî et de la capacité C64, Pour obtenir une protection efficace, il faut que le quart de la période de résonance du circuit y C64 soit supérieur à td, qui désigne le temps de chute du courant dans le commutateur 6 de sa valeur maxi maleILM) à zéro. La sortie 73 du circuit d'emmagasinage 7 alimente, d'une part, l'étage de sortie 10 du balayage - ligne à travers le primaire 90 d'un transformateur 9 dit transformateur - ligne, dont les secondaires 91, 92 et 93 permettent d'élaborer à partir des impulsions de retour - ligne respectivement les basse, haute et très haute tensions du téléviseur à l'aide des redresseurs 95, 96 et 97 respectifs et, d'autre part, un circuit stabilisateur de tension 8 comprenant un montage série d'une sixième résistance 80 et d'une diode Zener 82, dont l'anode est reliée à la masse primaire 13.Le montage 8 fournit sur sa sortie 82 (point de jonction de la résistance 80 avec la cathode de la diode Zener 81) une tension V82 stable et de valeur prédéterminée, inférieure toutefois à V73. Cette tension V82 alimente, d'une part, le circuit 11 composé de l'oscillateur de ligne et de l'étage d'attaque de l'amplificateur 10 et, d'autre part, le circuit de commande du découpage 1 2 commandant le commutateur électronique 6 et illustré en détail par la Figure 2. Le circuit 11 est transistorisé et comprend naturellement : un comparateur de phase, un oscillateur à relaxation du type oscillateur bloqué ou multivibrateur astable et l'étage d'attaque (appelé "driver" dans la littérature anglo-saxonne) qui sont tous du type classique. Son entrée de synchronisation 110 est reliée à la borne 15 symbolisant la sortie de l'étage séparateur de synchronisation (non représenté) qui fournit les impulsions de synchronisation ligne. il est indispensable, pour que le dispositif suivant l'inven- tion puisse fonctionner, de relier l'entrée d'alimentation 112 du circuit 11 à la sortie 82 du circuit de stabilisation 8 et son entrée de masse 113 à la masse primaire 13. L'étage de sortie 10 du balayage - ligne est également du type classique avec une diode à récupération 104 parallèle. il comprend un transformateur d1 impulsions d'entrée 105, dont le primaire 107 est relié à la sortie 111 du circuit il constituée par la sortie de ltéta- ge d'attaque. L'une des bornes du secondaire 106 du transformateur d'entrée 105 est réunie à la base d'un transistor NPN de puissance 102. L'émetteur de ce transistor 102 étant relié à la masse primaire 13, son collecteur est alimenté par la sortie 73 du circuit d'emmagasinage 7 à travers le primaire 90 du transformateur - ligne 9, comme il a été dit précédemment.Le collecteur est également chargé au moyen des bobines de déviation - ligne représentées par une inductance 100 et un condensateur - séparateur de courant continu 101, d'un condensateur 103 formant un circuit résonnant parallèle avec l'inductance 100 et la diode de récupération 104 précitée,reliés d'autre part à la masse primaire 13.La seule différence avec les circuits généralement employés est constituée par le fait que le transformateur - ligne 9 comprend en dehors de l'enroulement secondaire 93 destiné à l'élaboration de la très haute tension (THT), deux ou plusieurs autres enroulements : 91, 92 permettant d'élaborer les basses et hautes tensions nécessaires aux circuits du récepteur de télévision non représentés, un enroulement 94 de synchronisation du commutateur 6 et un enroulement 99 permettant d'alimenter le filament du tube cathodique du récepteur (non représenté). Tous les enroulements 91 à 93 ont une borne reliée à une masse secondaire 14 isolée du réseau. L'enroulement 94 fournissant l'impulsion de retour au circuit de commande 1 2 est bien connu et utilisé dans un but analogue pour le comparateur de phase classique, une borne de cet enroulement étant reliée à la masse primaire 13. Le circuit de commande du découpage 12, qui sera décrit ci-dessous avec référence à la Figure 2, comporte une entrée d'alizentation 121 et une entrée de masse 124 respectivement obligatoirement reliées à la sortie 82 du circuit stabilisateur 8 et à la masse primaire 13, une entrée de déclenchement 123 (appelé "trigger" dans la littérature anglo-saxonne) est alimenté par l'enroulement 94 du transformateur-ligne 9. il comporte, en outre, une première entrée de régulation 121 reliée à la sortie 73 du circuit d'emmagasinage 7 ainsi qu'une seconde entrée de régulation 120 reliée à la sortie 53 du circuit de filtrage.La sortie 125 du circuit de commande 12 fournit à l'entrée de commande 62 du commutateur 6 des impulsions de commande de commutation périodiques à la fréquence - ligne, ces impulsions ayant une durée variable, d'une part, en fonction de la tension redressée et filtrée V53 et, d'autre part, en fonction de la tension V d'alimentation de l'étage de sortie du balayage ligne 10, de la façon explicitée ci-dessous. Pour le démarrage de l'opération du circuit de la Figure 1, on utilise le montage décrit précédemment car pour démarrer il est nécessaire d'alimenter les circuits balayage-ligne par une tension initiale pour que 1' oscillateur - ligne du circuit 11 fonctionee pour produire une première impulsion de commutation sur la sortie 125 du circuit de commande du découpage 12 (c'est-à-dire sur l'ontrée de commande 62 du commutatour 62. Ceci est obtenu à l'aide du montage de démarrage composé du condensateur 49 et du second contact mobile 41 de l'inverseur "mnrche-arrEt" 4 qui doit être spécialement conçu à cet effet.L'inverseur 4 a en effet deux positions stables, "marche et "arrêt" dans lesquelles ses contacts mobiles 40 et 41 sont respectivement réunis aux contacts fixes 42, 45,et 44, 47. il présente d'autre part une position transitoire 43 et 46 par laquelle ses deux contacts mobiles 40 et 41 doivent respectivement passer en translation de l'une de ses positions stable à 11 autre. Dans la position transitoire de l'inverseur 4, obtenue par des moyens mécaniques classiques comprenant des ressorts (non représen- tés), le premier contact mobile 40 réunit la sortie du montage redresseur 3 à l'entrée du circuit de filtrage 5 et le second contact mobile 41 réunit le condensateur 49, dont l'autre borne est reliée à la sortie 53 du circuit de filtrage, à la sortie 73 du circuit d'emmagasinage 7, c' est-à-dire à la borne positive (anode) du condensateur 70, qui se charge à une tension positive à travers le conden sauteur 49. Cette tension de démarrage aux bornes du condensateur 70 n'est pas encore régulée, mais elle est suffisante pour alimenter l'oscillateur - ligne du circuit 11 ainsi que l'étage de sortie 10 du balayage - ligne pour que lorsque l'inverseur 4 arrive dans sa position "marche" 42 et 45, des impulsions de retour - ligne soient prélevées sur L'enroulement 94 pour commander la commutation à l'aide du circuit 12. il est à remarquer que dans la position d'ar rêt 44, le premier contact mobile 40 de l'inverseur réunit les anodes des condensateurs 50, 51 et 49 à la masse primaire 13 à travers une résistance 48 afin de les décharger. La Figure 2 représente schématiquement le circuit de commande du découpage 12 et une variante du commutateur électronique 6. Le circuit de commande du découpage 12 commandant le commutateur 6, illustré par la figure 2, comprend essentiellement un multivibrateur monostable 130, unpremier 140 et un second 150 circuit de commande de la largeur d' impulsion du multivibrateur et un étage de sortie ou d'attaque 160, l'ensemble étant alimenté en tension sur son entrée 122 par le circuit stabilisateur 8 et relié par son entrée 124 à la masse primaire 13. Le multivibrateur monostable 130 est du type classique, il comporte notamment deux étages d'amplification à émetteur commun en cascade respectivement équipés de transistor NPN 131 et 132, dont les collecteurs sont respectivement reliés par des résistances 137 et 135 à l'entrée d'alimentation en tension 122 et dont les émetteurs snnt respectivement reliés par des diodes 1303 et 1302 à l'entrée 124 de la masse primaire 13. Le premier transistor 131 est normalement à l'état conducteur (saturé) et polarisé sur sa base par une tension positive au moyen d'un pont diviseur composé de résistances 139 et 1301 branché entre les entrées 122 et 124. Le point commun des résistances 139 et 1301 est réuni à la base du transistor 131 au moyen de deux résistances 138 et 1306 en série.Le collecteur du premier transistor 131 est couplé à la base du second transistor 132 au au moyen d'une résistance 1304, cette base étant d'autre part réunie à la masse primaire 13 au moyen d'une résistance 1307. Le collecteur du second transistor 132, normalement à l'état bloqué, est couplé à la base du premier transistor 131 par un condensateur 136 à travers la résistance 1306.C'est donc en définitive le condensateur 136 avec la résistance 138 pris en série avec la combinaison parallèle des résistances 139 et 1301 qui fournissent la constante de temps du circuit de couplage du monostable déterminant la durée de son impulsion de sortie qui correspond à celle de l'état conducteur (saturé) du second transistor 132 en conjonction avec, d'une part, la différence entre les tensions de blocage et de polarisation de la base du premier transistor 131 et, d'autre part, la différence de tension sur le collecteur du second transistor 132 entre son état bloqué et son état saturé. Pour qu'une régulation soit possible, cette constante de temps doit fournir sans régulation une durée d'impulsion supérieure à celle donnant naissance à une tension V73 de valeur désirée. C'est le dernier paramètre qui est utilisé dans le circuis de la Figure 2 ; toutefois il est à noter qu'il est également possible d'influer sur la durée de l'état conducteur du second transistor 132 en faisant varier la tension de polarisation de la base du premier 131. Le multivibrateur monostable 130 comprend, en outre, un circuit de déclenchement comprenant un condensateur de couplage 133 relié, d'une part, à ltenroulement 94 du transformateur - ligne 9 par l'en- trée 123 et, d'autre part, à la base du second transistor 132 par une diode t 34, dont la cathode alimente cette base et dont l'anode est, par ailleurs, reliée à la masse primaire 13 à travers une résistance 1305. Le premier étage 131 du multilribrateur monostable 130 étant saturé sous lteffet de la polarisation par le pont diviseur 139, 1301, le second étage 132, qui est normalement bloqué, reçoit sur sa base une impulsion de retour - ligne issue de l'enroulement 94 du transformateur 9 à travers le condensateur 133 et la diode 134. Cette. impulsion de retour amène instantanément le second étage 132 dans son état saturé de façon que sa tension de collecteur chute brusquement de sa valeur maximale (V82 sans régulation par les circuits 140 et 150) à une valeur proche de zéro par rapport à la masse primaire 13* Cette variation rapide de tension est intégralement transmise à la base du premier transistor 131 par-le condensateur 136 chargé à la différence entre le potentiel du collecteur du second transistor 132 et celui de la base du premier 131.Ceci amène la base du premier transistor 131 à une tension au-delà de sa valeur de blocage et pendant que le condensateur 136 se décharge à travers les résistances 138, 139 et 1301 vers cette tension de blocage, le second étage 132 reste saturé et le premier 131 bloqué, le multivibrateur 130 est donc dans son état astable. Lorsque la tension de blocage est atteinte, le premier transistor 131 devient conducteur et la chute de sa tension collecteur ramène la base du second transistor 132 à une tension moindre ce qui par effet de rétroaction à travers le collecteur de celui-ci et le condensateur 136 a pour effet d'augmenter encore la tension de base du premier 131 et le multivibrateur 130 revient dans son état stable. Comme il a été dit précédemment, dans le circuit de la Figure 2 on utilise la variation du potentiel collecteur du second transis- tor 132 entre ses états bloqué et saturé. Ceci est obtenu ici en réduisant ce potentiel à l'état bloqué à l'aide de résistances variables en fonction des paramètres de régulation désirés, ses résistances étant branchées en parallèle au transistor 132 pour produire des chutes de tension sur sa résistance collecteur 135.Ces paramètres étant, d'une part, la tension dtalimentation V73 de l'étage de sortie du balayage - ligne et, d'autre part, la tension du réseau redressée et filtrée V53, le circuit de commande 12 comporte donc deux circuits de régulation 140 et 150, dnnt le premier 140 reçoit sur son entrée de commande 121 la tension V et le second50 sursceneo trée 120 la tension V respectivement commander deux déments à résistance variable. Le premier circuit de régulation 140 de la durée de 1 'impulsion du multivibrateur 130 comporte un troisième transistor NPN 141, dont le collecteur est réuni à celui du second transistor 132 et l'émet- teur à la masse primaire 13. Le troisième transistor 141 fonctionne ici en tant que générateur de courant qui varie en fonction de sa polarisation, ce courant i141 provoquant une chute de tension proportionnelle sur la résistance 135 du second transistor 132 du multivibrateur 130. La polarisation de la base du troisième transistor 141 est obtenue à partir de la tension V73 appliquée à entrée 121. Cette entrée 121 est reliée, d'une part, à travers deux diodes Zener 148 et 149 ainsi qu'un montage potentiométrique 143 et 144 à la masse primaire 13 et, d'autre part, par des résistances 1401, 1402 à l'en- trée 122 recevant la tension V82 stabilisée par la diode Zener 81 du montage 8.L'une des diodes Zener 149 et l'une des résistances 1401 sont respectivement branchées aux bornes de deux contacts mobiles 146 et 147 d'un commutateur dit de "standard" permettant de les respectivement court-circuiter afin que la tension V73 fournie à l'étage de sortie 10 puisse être adaptée au standard à recevoir (625 ou 819 lignes par image), parce qu1il est bien connu que, pour obtenir un même courant maximal dans les bobines de déviation 100 en 56 ou 41 microsecondes environ, il est nécessaire d'alimenter l'étage de sortie 10 par des tensions différentes, inférieure pour le standard à 625 ligues et supérieure pour le 819, Le ourseur du montage potentiométrique 143 et 144 est relié à travers une résistance 145 à la base du transistor 141, laquelle base est découplée àla masse par un condensateur 142. Le troisième transistor 141 a donc sa base polarisée à une tension proportionnelle à la tension V73 alimentant l'étage de sortie 10 et le courant collecteur i141 de ce transistor provoque sur la résistance 135 une chute de tension qui est fonction de la valeur de cette tension de polarisation, Cette chute de tension a pour effet de réduire la tension collecteur du second transistor 132, lorsque celui-ci est bloqué, et, par conséquent, la charge du condensateur 136 de mame que l'amplitude maximale de l'impulsion négative transmise à la base du premier transistor 131 par l'intermédiaire de ce dernier qui est égale à la différence entre les potentiels collecteur du second transistor 1-32 respectivement dans ses états bloqué et saturé.Cette réduction d'amplitude a pour effet, la constante de temps étant la même, de réduire la durée de l'état attable du multivibrateur 130 en fonction de cette chute de tension et, par conséquent, du cuurant collecteur i14t. Ceci signifie que, lorsque la tension V73 augmente, le courant i141 augmente également, la tension collecteur du second transistor 132 à l'état bloqué diminue ainsi que l'amplitude de l'impulsion négative transmise à la base du premier transistro 131 pour le bloquer, ce qui entraîne une réduction de la durée de l'im- pulsion commandant la commutation. Le second circuit de régulation 150 fonctionne de façon analogue et comprend un quatrième transistor NPN 151 branché par son canal collecteur - émetteur en parallèle à ceux des second 132 et troisième 141 transistors, sa base étant polarisée par une tension proportionnelle à la tension redressée et filtrée V53 appliquée à son entrée 120. L'entrée 120 est reliée à un montage potentiométrique 1501, 1502 et 1503, dont l'autre extrémité est reliée à la nasse primaire 13. Le curseur du montage 1501 d 1503 est relié, par l'intermédiaire d'une première diode 154 et d'un montage résistif 153 et 152 à la base du quatrième transistor. La cathode de la première diode 154 est reliée d'autre part, à l'aide d'un montage parallèle composé de trois diodes 158 avec une résistance réglable 157 en série, d'une résistance 156 et d'un condensateur t55 à la masse primaire 13. Les éléments réglables 1502, 153 et 157 en conjonction avec les diodes 158 permettént d'ajuster une valeur prédéterminée de la tension V53, en agissant sur le seuil d'attaque du transistor 151, pour laquelle la régulation doit débuter. L'étage de sortie 160 du circuit de commande du découpage 12 comporte un amplificateur de puissance à deux étages d'amplification à émetteur commun comportant respectivement un cinquième 161 et sixième 164 transistors Le collecteur du cinquième transistor 161 est relié à l'entrée 122 (+ V82) par une résistance 162 et directement à la base du sixième transistor 164, tandis que les émetteurs des transistors 161, 164 sont respectivement reliés à la masse primaire 13 par des diodes 163, 169, La base du cinquième transistor 161 est reliée au montage de polarisation du premier transistor 131, c'est-d-dire au point de connexion de la résistance 138 et du conden- sateur 136, elle reçoit donc la meme tension de polarisation et le même signal que celui-ci.Il fournit, par conséquent, sur son collecteur une impulsion rectangulaire identique à celle que lton peut prélever sur le collecteur du premier transistor 131 et qui est de polarité négative. Le sixième transistor 164 inverse la polarité de l'impulsion et limite son amplitude à l'aide d'une résistance 165 découplée par un condensateur t600 à la masse primaire 13, cette résistance 165 étant insérée dans son circuit collecteur entre l'entrée 122 (+ V82) et la charge.La charge du collecteur du sixième transistor 164 est constituée, par exemple, par un montage parallèle comprenant une première résistance variable avec la tension 166 (appelée "voltage des dent resistor" ou "VDR" dans la littérature anglo-saxonne,, une seconde résistance 168 en série avec une diode (polarisée à l'envers) 167 et 1'enroulement primaire d'un transformateur d' impulsions 65 destiné à isoler le circuit collecteur du sixième transistor t64 du circuit de commutation 6. Le commutateur 6, sur la Figure 2, comporte un transistor de puissance 64, dont le collecteur-constitue l'entrée 61 recevant la tension redressée et filtrée V53, et dont l'émetteur est relié à la sortie 63. Ce transistor 64 est commandé par l'impulsion issue de l'enroulement secnndaire du transformateur d'impulsions 65, dont l'une des bornes est directement reliée à l'émetteur et dont l'autre borne alimente la base, par l'intermédiaire du condensateur de liaison 66. L'émetteur et la base du transistor 64 étant en outre réunis ensemble au moyen dtune résistance 67. A chaque impulsion positive sur l'enroulement secondaire du transformateur 65, le transistor 64 est rendu conducteur et il relie son entrée 61 à sa sortie 63 appliquant ainsi à l'entrée du circuit d'emmagasinage 7 la tension redressée et filtrée V pendant la '3 durée de cette impulsion. Ensuite le transistor 64 se bloque jusqu'à l'arrivée d'une nouvelle impulsion de commande. L'expérience a montré qu'un tel agencement du-dispositif d'afin mentation conforme à l'invention permet de fournir des tensions V73 de l'ordre de 30 à 50 volts avec des variations de l'ordre de + 0,4 volts pour des tensions alternatives de réseau allant de 90 à 260 volts et pour des tensions continues allant de 95 à 320 volts environ. il est à remarquer que le dispositif d'alimentation conforme à l'invention procure au récepteur de télévision tout entier une sécurité accrue du fait que, lors d'une panne quelconque des circuits de balayage - ligne 10 et 11, l'impulsion de commande fournie par le circuit de découpage 12 de retour sur l'enroulement 94 du transformateur 9, et l'ensemble des circuits électroniques du récepteur ainsi que le filament et les électrodes du tube cathodique cessent d'entre alimentés. On notera également que le rendement d'un tel dispositif est nettement supérieur à celui des dispositifs classiques employant la régulation directe de la tension en provenance du réseau, car la régulation est obtenue ici par la modulation des temps de coupure de fermeture d'un commutateur électronique rapide et, par conséquent, la dissipation du transistor ou du thyristor de commutation, qui est successivement dans ses états saturé et bloqué avec des transistors rapides, n'est que de quelques watts. - RSVEDICkI!IS 1 - Dispositif d'alimentation pour récepteur de télévision à transisto permettant d'alimenter des circuits électroniques de celui-ci en tensions continues de valeurs prédéterminées ainsi qu'un tube cathodique en très haute tension, sans transformateùr ni commutateur d'adaptation à la tension du réseau, qu'elle soit alternative ou continue et dans des limites importantes allant d'environ 90 volts au triple de cette valeur, ledit récepteur de télévision comportant un circuit de balayage - ligne comprenant un oscillateur à relaxation, un étage d'attaque (11) et un étage de sortie du balayage (tu), oe dernier alimentant des bobines de déviation - ligne (100), ledit dispositif comportant : un circuit redresseur (3) à diode semiconductrice (32) relié à l'une des bornes (1) du réseau ; un circuit de filtrage (5) de la tension du réseau redressée ; un commutateur électronique rapide (6), dont l'entrée (61) est alimenté par la tension redressée et filtrée (V53) et dont la sortie (63) fournit cette tension découpée en impulsions rectangulaires, et étant caractérisé par le fait qu'il comporte en outre : un circuit d'emmagasinage d'énergie électrique (7) comprenant un inducteur (71), un condensateur (70) de forte valeur et une diode semiconuctrice (72), l'une des bornes de l'inducteur (71) et la cathode de la diode (72) étant reliées ensemble à la sortie (63) du commutateur (6), l'autre borne de l'inducteur (lui) étant reliée à l'une des bornes du condensateur (70) constituant la sortie (73) de ce circuit (7), l'anode de la diode (72) et l'autre borne du condensateur (70) étant reliées ensemble à l'autre borne (2) du réseau pour constituer une masse (13) dite "primaire" isolé de la masse (14) dite "secondaire" du cassis du récepteur ; un transformateur (9) dit "de ligne comportant un enroulement primaire (90) relié entre la sortie (73) du circuit d'emmagasinage (7) fournissant une tension continue (V75) et l'en- trée d'alimentation de l'étage de sortie du balayage - ligne (10) et, au moins du point de vue du courant alternatif, en parallèle aux bobines de déviation (100), ledit transformateur (9) comportant en outre un premier enroulement secondaire (94) fournissant des impulsions de retour - ligne, un second enroulement secondaire (93) alimentant un redresseur de très haute tension (97), au moins un troisième enroulement secondaire (91, 92) alimentant un redresseur (95, 96) fournissant une tension continue pour alimenter des circuits électroniques du récepteur l'une des bornes desdits second ettroisième enroulements (93, 91, 92) étant reliée à ladite masse primaire 14 et un quatrième enroulement secondaire (99) pour alimenter le filament du tube cathodique ; un montage stabilisateur de tension (8) comprenant une résistance (80) et une diode Zener (81) en série connecté entre la sortie (73) du circuit emmagasinage (7) et la masse primaire (13) et fournissant sur sa sortie (82) une tension stabilisée (V82) alimentant l'oscillateur à relaxation et étage d'attaque du balayage - ligne (11) ; et un circuit de commande du découpage (12) de la tension redressée filtrée (V53) par le commutateur (6) alimenté également par ladite tension stabilisée (V82) et muni d'un générateur d'impulsions monostable déclenché par des impulsions de retour - ligne issues du premier enroulement secondaire (94) et fournissant sur sa sortie (125) des impulsions de commande de commutation de durée variable en fonction, d'une part, de la tension du réseau par l'intermédiaire de la tension redressée filtrée (V53) et, d'autre part, de la tension (V73) fournie par le circuit d'emmagasinage (7), ces duzus tensions étant res- pectivcmont appliquées aux entrées de régulation (120, 121) dudit circuit do commande et lesdites impulsions de commande étant appli quées à entrée de commando (62) dudit commutateur (6). 2 - Dispositif d'alimentation suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit générateur monostable d'impulsions de durée variable comporte : un multivibrateur monostable (130) muni de deux étages à transistors dont le premier (131) est conducteur et le second (132) bloqué durant l'état stable du multivibrateur, le circuit collecteur de ce dernier comportant un résistance (135); un premier (140) et un second (150) circuits de régulation de la durée des impulsions comportant respectivement un troisième (141) et quatrième (ici) transistors reliés par leurs collecteurs et émetteurs en parallèle à ceux du second transistor (132), les bases desdits troisième (141) et quatrième (151) transistors étant alimentées par des courants de polarisation fonctions respectivement de la tension de sortie (V73) du circuit d'emmagasinage (7) et de la tension redressée et filtrée (V53) afin de provoquer par leurs courants collecteurs respectifs sur ladite résistance (135) des chutes de tension au cours de l'état bloqué dudit second transistor (132), pour réduire l'amplitude de la variation de la tension collecteur entre l'état bloqué et l'état saturé de ce dernier et par conséqAent, la durée des impulsions de commande de commutation en fonctions respectives des valeurs desdites tensions (V73, V53). 7 - Dispositif d'alimentation suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait que ledit commutateur électronique (6) comporte un élément semiconducteur muni d'une électrode de commande, tel qu'un transistor de puissance ou un thyristor. 4 - Dispositif d'alimentation suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'il comporte un interrupteur "marche-arr8t" (4) comprenant un premier (40) et un second (41) contact mobile et présentant deux positions stables de marche (42, 45) et d'arrêt (44, 47) et une position transitoire entre lesdites deux positions,dite position de démarrage (43, 46) et un autre condensateur (49), dont l'une des bornes est reliée à la sortie (53) dudit circuit de filtrage (5) et dont l'autre borne est reliée audit second contact mobile (41) ; ledit premier contact mobile (40) réunissant en position de démarrage (43) et de marche (42) la sortie du circuit redresseur (3) avec l'entrée du circuit de filtrage (5) pour l'alimenter en tension redressée et ledit second contact mobile (41) réunissant l'autre borne dudit autre condensateur (49), d'une part en position de démarrage (46), à la sortie (73) dudit circuit d' emmagasinage (7) afin de transmettre audit oe ndensateur (70) une charge initiale par l'intermédiaire dudit autre condensateur (49) et, d'autre part en position de marche (45), à ladite masse primaire (13) afin de le brancher en parallèle sur la sortie (53) dudit circuit de filtrage (5), ledit second contact mobile (41) et ledit autre condensateur (49) formant ainsi un circuit de démarrage. 5 - Dispositif d'alimentation suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un circuit de protection (60) du commutateur (6) connecté entre la sortie (63) de ce dernier et ladite masse primaire (13) ledit circuit de protection (60) comprnant en série un troisième condensateur (64), dont une borne est reliée à ladite sortie (63) et un montage parallèle composé d'une résistance (65) et d'une diode (66), dont la cathode est reliée à l'autre borne du condensateur (64) et l'anode à la masse primaire (13), les valeurs de ladite résistance (65) et dudit troisième condensateur (64) étant respectivement choisies de manière que leur constante de temps (R65, C69) soit notablement inférieure à l'intervalle (tc) de fermeture du commutateur (6) afin de charger le troisième condensateur (64) à pratiquement ladite tension redressée et filtrée (Vs?) durant cet intervalle (t c et que le quart de la période de résonance engendrée par ledit inducteur (71) du circuit emmagasinage (7) en série avec ledit troisième condensateur (64) soit supérieur à l'intervalle de disparition du courant dans le commutateur électronique (6) lors de la coupure de celui-ci. 6 - Récepteur de télévision caractérisé par le fait qu'il comporte un dispositif d'alimentation suivant l'une des revendications 1 à 5.