FR 2103630 A1 19720414 FR 7131142 A 19710827 La présente invention est relative à un canal de transmission digital pour la transmission de signaux digitaux, avec amplificateurs régénérateurs disposés entre les différents tronçons du canal de transmission, en vue de la régénération des signaux digitaux déformés et affectés de parasites à la suite de la distorsion d'amortissement du tronçon du canal de transmission qui précède immédiatement, en considérant le sens de la transmission, chacun des amplificateurs régénérateurs pour les signaux digitaux d'entrée comprenant un correcteur de distorsion qui régénère ces signaux,et dont la sortie est raccordée à un circuit de régénération d'amplitude qui, partant des impulsions discrètes du signal de sortie du correcteur de distorsion, engendre, lors du dépassement d'un seuil d'amplitude positif ou négatif, des impulsions en fonction des impulsions discrètes du signal digital non perturbé, ainsi qu'â un circuit de régénération de temps qui élimine les déphasages du signal de sortie du correcteur de distorsion, les deux circuits commandant un régénérateur destiné à fournir le signal digital régénéré. Les signaux digitaux sont normalement obtenus à partir de signaux analogiques, tels que les signaux de parole, les signaux de valeur mesurée, etc. parce que la transmission des signaux digitaux peut s'effectuer en principe d'une manière moins perturbée que celle de signaux analogiques0 A cette fin, les signaux analogiques doivent être mis sous une forme digitale. Le signal analogique est alors analysé tout d'abord conformément au théorème d'analyse. Le théorème d'analyse stipule qu'une fonction de signal à bande limitée, fonction dont le spectre de Fourier U(f) est égal à zéro, est exactement déterminée pour toutes les fréquences f > B par ses valeurs d'analyse discrète à la distance t *dut1/2 B. Pour la technique de la transmission, le théorème d'analyse est d'une importance fondamentale, car, d'après son énoncé, il suffit que l'amplitude d'un signal à bande limitée soit analysée et transmise à des intervalles de temps t * équidistants. On connaît déjà divers procédés ou espèces de modulation pourlatransmission de valeurs d'analyse. Un premier procédé est la modulation en amplitude d'impulsions (PAM), où les amplitudes des impulsions sont de même grandeur que les amplitudes des valeurs d'analyse. Un second procédé est la modulation en phase d'impulsions (PPM), où la position dans le temps (phase des impulsions) est modifiée proportionnellement à la grandeur des valeurs d'analysez Une troisième possibilité est offerte par la modulation de la durée d'impulsions, soit la modulation en temps d'impulsions (PTM). Ici, la durée des impulsions est modulée proportionnellement à l'amplitude des valeurs d'analyse. Un procédé largement répandu est celui de la modulation en code d'impulsions(PCM) (voir BdM, Oliver, J.R.Pierce, C.E,Shannon, "Thepilosophy of PCM", Proc. IRE, Novembre 1948). Dans ces procédés de modulation, un signal analogique fait d'abord l'objet d'une modulation en amplitude d'impulsions. -Les valeurs d'analyse du signal analogique ainsi obtenues sont ensuite quantifiées et appliquées successivement à un codeur constitué sous la forme d'un convertisseur analogique-digitalO Le codeur affecte un mot-code à chaque valeur d'analyse quantifiée, mot qui se compose d'une suite constituée par un certain nombre de symboles-code, qui consistent par exemple en deux états de tension ou de courant (tensions+U et -U) habituellement avec impulsions discrétes "O" et "1", qui forment ensemble le signal digital (voir figo la)o Comme les symboles de code ne peuvent posséder que deux états, on désigne le code représenté dans la figo 1 par le terme de "code binaire, D'autres codes employés pour les signaux digitaux seront traités ultérieurement0 Le signal digital est ensuite injecté à un émetteur et est transmis à un récepteur par un canal de transmission. Ce canal de transmission peut être un conducteur dans un cable électrique, une liaison sans-fil, etc... Après avoir parcouru le canal de transmission, le signal digital reçu par le récepteur est décodé et converti en un signal analogique qui, en cas de transmission idéale, correspond au signal analogique côté émetteur. Lorsqu'il s'agit de transmettre, sur des canaux de transmission digitaux, par exemple sous la forme de longues lignes (10 km et plus) des signaux digitaux très rapides, qui proviennent, par exemple, d'appareils à modulation en code dtimpulsions (PCM) ou d'autres sources de données et qui possèdent une fréquence d'impulsions discrètes ou une fréquence de récurrence de symboles (fré quence de bits pour code binaire), dénommée aussi dans la suite "fréquence de rythme", de quelques MHz, on doit prévoir dans les canaux de transmission des amplificateurs régénérateurs, qui régé nèrent, en ce qui concerne l'amplitude et la phase, les signaux déformés et perturbés dans l'entre-temps sur le canal de transmission, ainsi qu'il sera décrit dans la suite (principe du canal régénératif) La fig. 1c représente le montage de principe de canaux de transmission de cette sorte, connus en soi. Partant d'un premier poste terminal 1, une ligne d'émission 2, qui forme un premier canal de transmission, se dirige vers un second poste terminal 3, d'où une ligne de réception 4, qui forme un second canal de transmission, assure le retour au premier poste terminal 1. La ligne d' émission 2 et la ligne de réception 4 sont constituées sous la forme de lignes bifilaires, ce qui est indiqué dans la figo 1c par deux traits transversaux marqués sur ces lignes. Les dénominations "ligne d'émission" et "ligne de réception" se rapportent ici au poste terminal 1.Dans la ligne d'émission 2 et dans la ligne de réception 4 sont.intercalés, à des intervalles relativement courts (par exemple entre 1 et 3 km), des amplificateurs régénérateurs 5 ; ceuxci subdivisent donc les lignes ou canaux de transmission 2 et 4 en tronçons de lignes ou de canaux de transmission. Les amplificateurs régénérateurs 5 servent à régénérer (à ramener à l'état où il se trouvait à la sortie du poste terminal émetteur correspondant), en ce qui concerne l'amplitude de la phase, le signal digital qui avait été déformé et perturbé sur le tronçon précédent du canal de transmission et à le transférer ensuite au tronçon suivant du canal de transmission. Théoriquement on peut prévoir ainsi des canaux de transmission d'une longueur quelconque, sans que les parasites aillent croissant. Ceci constitue l'avantage essentiel de systèmes de transmission servant à transmettre des signaux digitaux vis-à-vis des systèmes de transmission servant à transmettre des signaux analogiques.En raison de l'existence d'un seuil d'amplitude (AS dans la fig. la) des amplificateurs régénérateurs, il faut que, en particulier dans le code binaire, les impulsions discrètes "1" du signal digital demeurent, lors de la transmission d'un amplificateur géné- rateur à l'autre, au-dessus de ce seuil d'amplitude, faute de quoi elles seraient régénérées de façon défectueuse en tant qu'impulsions "O" Les amplificateurs régénérateurs 5 reçoivent normalement leur puissance d'alimentation par la ligne d'émission, c'est-à-dire celle par laquelle passe également le signal digital, La puissance d'alimentation peut être acheminée, par exemple, au moyen d'un circuit-fantôme (voir Steinbuch-Rupprecht, Nachrinchtentechnik,1967, page 26lao Dans certains cas on cherche, pour des raisons de sécurité, à limiter la puissance d'alimentation à transmettre. Dans un tel canal de sransmission, il est souvent impossible de déclencher la tension d'alimentation ou le courant d'alimentation lorsqu'il y a lieu d'entreprendre des travaux de remise en étatO Pour cette raison, il faut que la tension maximale apparaissant sur le canal de transmission, vis-à-vis de la terre, ne dépasse pas 60 V et que le courant maximal qui s'y présente ne dépasse pas 50 mA, par exemple D'une manière générale, le courant d'alimentation pour les amplificateurs régénérateurs est injecté dans le circuit-fantôme, à partir des postes terminaux, sous la forme d'un courant constant de 50 mA Si l'on considère que la tension maximale qui se présente ne dépasse pas 60 V et que l'on injecte en un poste terminal +60 V et à l'autre poste terminal -60 V, on peut estimer la tension globale à 120 V On doit en outre tenir compte qu'en raison de la résistance ohmique du canal de transmission, on perd environ 3 V dans chaque tronçon du canal, de sorte que l'on ne peut pas utiliser pour les amplificateurs régénérateurs la totalité de la tension normalement disponible0 On a donc constaté qu'il était avantageux de brancher en dérivation chaque amplificateur régénérateur sur 5 V à l'aide d' une diode de Zoner, On a ainsi la certitude qu'au moins dix amplificateurs peuvent être alimentés dans un canal et que chaque amplificateur dispose d'une puissance d'alimentation de 5 V et de 50 mA, c'est-à-dire de 250 mW, que l'on doit évidemment utiliser d'une manière très économique. Ainsi qu'il sera exposé d'une manière plus détaillée, plusieurs opérations analogiques de calcul et de filtrage doivent être effectuées dans un amplificateur régénérateur, opérations pour lesquelles on emploie normalement dans l'électronique des amplificateurs opérationnels, lesquels impliquent toutefois une grande consommation de tension et de courant. Toutefois, étant donné la faible puissance disponible, on a été obligé d'employer, dans la construction des amplificateurs régénérateurs, des composants discrets, tels que transistors, diodes, transistors à effet de champ et transformateurs. Pour cette raison, les amplificateurs régénérateurs connus sont très grands et peu maniables0 Ceci présente un grand inconvénient, parce qu'on peut se trouver devant le cas où des centaines d'amplificateurs régénérateurs doivent etre logés dans un puits à câbles où l'espace est très limité.Lorsque, en outre, les coffrets des amplificateurs régénérateurs doivent être raccordés à un câble protégé par un gaz sous pression, le problème consistant à établir les coffrets de ces amplificateurs d'une façon absolument étanche et hermétique devient d'autant plus grave que les dimensions de ces coffrets augmentent0 Dans la fig. on a représenté un tronçon d'un quelconque des canaux de transmission de la fig. lo, ainsi que le schéma bloc du n-ième amplificateur régénérateur 5, en considérant le sens de la transmission, et celui d'une partie du (n+1)-ième amplificateur régénérateur 5 pour un signal digital codé en binaire, n pouvant être n'importe quel nombre entier positif.La structure de l'amplificateur régénérateur représenté dans la fig. 2a est essentiellement connue en soi (voir van der Houwen, "Het PTT-Bedrijf", XVI, NO 2, mars 1969, p. 81 et suivantes, en particulier fig. 2 et 4; Les signaux qui apparaissent en divers points des amplificateurs régénérateurs de la fig. 2a, sont représentés dans la fig. 3, où I désigne le signal digital, en code binaire, exempt de distorsion et d'amortissement, envoyé par le poste terminal émetteur. Le signal digital à régénérer est injecté par le (n-l)ième amplificateur régénérateur (non représenté), par l'entremise d'un transformateur ou translateur de sortie, dans le n-ième tron çon de ligne lOa et de là, dans un translateur d'entrée 10 du n-ième amplificateur régénérateur, lequel est raccordé à un correcteur de distorsion llo Dans le correcteur de distorsion 11 du n-ième amplificateur régénérateur, un signal II (voir figo 3) est traité de telle manière que l'amortissement et la distorsion d'amortissement du n-ième tronçon du canal de transmission sont compensés A la sortie du correcteur de distorsion ll apparait un signal III (voir fig. 3), qui est appliqué à un étage préliminaire 122 servant d'amplificateur d'addition et à un élément de décision 123,qui suit, d'un circuit régénérateur d'amplitude 12.L'élément de décision 123 est un détecteur de seuil qui, lorsque son seuil est dépassé par le signal d'entrée, produit à sa sortie un niveau "1", mais qui, autrement, engendre un niveau "O". De cette façon, le signal digital est régénéré en:amplitude, raison pour laquelle l'étage 12 de l'amplificateur régénérateur est dénommé "circuit régénérateur d'amplitude" (voir fig. 2a)o Le signal de sortie de l'élément de décision 123 est appliqué à un régénérateur 16, qui peut être un étage à bascule bistable et qui ne reprend l'information que lorsqu'il reçoit un signal de "fenêtre de temps" IX, dont les impulsions discrètes, destinées à la régénération de l'allre du signal digital en fonction du temps, doivent se succéder à des intervalles exacts, conformément à la durée des impulsions distinctes ou de la période de rythme T de ce signal Le couplage par transformateur (au lieu d'un couplage galvanique) du signal digital, de l'émetteur ou d'un des amplificateurs régénérateurs à un tronçon donné du canal de transmission et de ce tronçon à l'amplificateur régénérateur considéré, couplage effectué au moyen des translateurs qui viennent d'être cités, offre, il est vrai, les avantages suivants : les différents tronçons du canal de transmission peuvent ne pas être mis à la terre et être adaptés à la résistance de l'amplificateur régénérateur ; en outre, la fréquence zéro peut être réservée à l'alimentation à distance, déjà mentionnée, de ces amplificateurs0 Toutefois, en raison du couplage par transformateur, l'amplitude - en particulier celle des impulsions discrètes "1" du signal digital exempt de distorsions et d'amortissement - diminue quelque peu en fonction du temps(voir lignes tiretées de la figo la). I1 peut donc arriver, lorsque plusieurs impulsions discrètes 1 se suivent directement, c'est-à-dire sans être séparées par des impulsions discrètes "O", que l'amplitude de la dernière ou des dernières impulsions discrètes "1" descende au-dessous du seuil d'amplitude des amplificateurs régénérateurs, de sorte que ces impulsions discrètes 1 sont régénérées en tant qu'impulsions discrètes "O"o Cet effet est connu dans le domaine de la télégraphie sous la dénomination de décalage de la ligne zéro0 Le décalage de la ligne peut aussi signifier que le signal digital présent dans le code binaire possède une composante importante de courant continu, c'est-à-dire, une forte composante de Fourier de la fréquence zéro, de sorte que, lors d'une transmission des signaux digitaux sans possibilité de transmission pour la fréquence zéro, une partie considérable - celle qui correspond à la composante avec la fréquence zéro - se perd. I1 s'ensuit qu'il manque encore dans le signal III la composante de courant continu et les composantes basse fréquence du signal digital codé en binaire, composantes qui se sont perdues dans le translateur de sortie du (n-1)-ième amplificateur régénérateur et dans l'amplificateur d'entrée 10 du n-ième amplificateur régénérateur, en raison du comportement passe-haut de ces translateurs.Pour appliquer ces composantes de fréquence au signal III, on prévoit un filtre récupérateur de courant continu 124, qui fait partie du circuit régénérateur d'amplitude 12 et est intercalé dans la connexion entre le régénérateur 16 et l'étage préliminaire 122 Toutefois, l'étalonnage du filtre 124 présente des difficultés, car il y a lieu de tenir compte de plusieurs constantes de temps, par exemple celle de translateur d'entrée 10 et celle du translateur 18 de l'amplificateur régénérateur précédent. Pour cette raison, van der Houwen (à l'endroit indiqué plus haut) suggère d'étalonner les constantes de temps de ces translateurs très différemment, de façon que l'on puisse négliger la plus grande de celle-ci. Cette manière de procéder serait correcte si les translateurs fonctionnaient dans des conditions d'exactitude.Or, ceci n'est pas précisément le cas pour les basses fréquences, auxquelles ces considérations (voir plus haut) se rapportent, lorsqu'il s'agit de transmettre par un tronçon de canal de transmission sous la forme d'un câble symétrique, parce que, aux basses fréquences, l'impédance caractéristique de celui-ci est malaisée à définir et complexe. Aux fins d'explication, on a représenté dans la fig. -2b un schéma de remplacement pour un système de translateur constitué par l'étage de sortie d'émission 17 (générateur avec résistance interne Ri), le translateur de sortie 18, le tronçon de canal de transmission (avec impédance caractéristique ZL)' le transla teur d'entrée 10 et une résistance terminale R o On constate que a les deux translateurs 18 et 10 sont câblés chacun d'un côté avec 1' impédance caractéristique ZL qui, aux basses fréquences, est malaisément définissable et non réelle, Etant donné que les constantes de temps des translateurs 18 et 10 sont calcu7ét19 à partir des formules c'est-à-dire dépendent de ZL s ces constantes ne peuvent pas être fixées avec exactitude pour de basses fréquences0 Le signal de fenêtre de temps IX sert, comme indiqué plus haut, à la régénération de temps du signal digital ; pour cette raison, le montage partiel de l'amplificateur régénérateur, montage qui engendre le signal de fenêtre de temps et qui se compose d'une source d'impulsions de rythme 14 et d'un conformateur d'impulsions 17, est dénommé "circuit régénérateur de temps" (11', figo 2a). Le signal de fenêtre de temps est obtenu de la manière suivante La fig. 4a représente une approximation sinusoidale du signal de sortie III du correcteur de distorsion 11, qui correspond au signal digital rectangulaire, sans distorsion ni amortissement, codé en binaire (désigné brièvement par le terme signal binaire") de la figo 4b.La densité dé puissance S(x), en tant que fonction de la fréquence normalisée x - f O T (T = impulsion ou période de rythme discrète) pour le signal binaire (III) à approximation sinusoldale est représentée dans la fig. 4c, où la courbe A désigne le signal binaire (III), tandis que B désigne le signal binaire différencié (IV), la fréquence de rythme étant portée en abscisse0 On a supposé à ce propos que tous les trains statistiquement possibles d'impulsions discrètes "1" et "0" apparaissent dans le signal binaire (III) dans la fig. 3o I1 ressort de la fig. 4c que la densité de puissance pour la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes, soit la fréquence de bits 1/T, disparaît0 Il s' ensuit que l'on ne peut pays éliminer directement à partir du signal binaire (III), par filtrage, la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes et la fréquence de rythme f r 1/To Pour cette raison, on soumet le signal binaire à une transformation, de sorte que le spectre de puissance du signal transformé présente un maximum pour la moitié de la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes (voir Fig. 4c), par le fait que le signal binaire (III) est différencié dans un système de commande 13 par un différentiateur 131.Cette différentiation correspond, du point de vue de la théorie de -l'information, à une conversion de code, étant donné que le signal transformé représente sous une autre forme l'information contenue dans le signal binaire (III)o Le signal binaire différencié (III) est égal au signal IV de la fig. 3. Dans le dispositif de commande 13, un filtre non linéaire 135 est raccordé au différentiateur 131, filtre qui extrait du signal IV des impulsions de déclenchement, lesquelles donnent lieu à la formation du signal V (voir fig. 3) et contiennent la composante de la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes ou la fréquence de rythme, parce que la non-linéarité du filtre 135 entraine un doublement de la fréquence. Toutefois, les impulsions de déclenchement du signal de déclenchement V sont affectées de déphasages, qui peuvent etre dus à des perturbations, à une distorsion d'amortissement ou à une correction non idéale de la distorsion. Ces déphasages sont atténués par l'extracteur de rythme 14, ainsi qu'il sera exposé brièvement dans la suite. A l'extracteur de rythme 14 est raccordée une bascule de Schmitt 151, qui engendre le signal VIII à partir du signal VII, bascule à laquelle est raccordé un différentiateur 152, qui extrait le signal de fenetre de temps IX. Le seuil de la bascule de Schmitt 151 est désigné par VIIa. L'extracteur de rythme 14 est congru de telle manière qu' il puisse franchir de longues absences de rythme, qui se forment parce ciue de longues suites d'impulsions discrètes "1" ou d'impul sites discrètes "O" sont contenues dans le signal digital. A cette fin, l'extracteur de rythme 14 comprend un fil tre à quartz à haut facteur de qualité 142, accordé à la fréquence de rythme, qui engendre des oscillations légèrement amorties et qui comprend un amplificateur opérationnel dont la résistance d'entrée est constituée par un quartz. Lorsque le signal digital comprend une ample information de rythme, c'est-à-dire comporte de très nombreuses alternances "1"-"0"-"1", il n'est pas nécessaire d'utiliser la totalité de l'énergie des impulsions de déclenchement. A cet égard, il est déjà connu (voir van der Houwen, cité plus haut) un système de commande tel que la largeur des impulsions de déclenchement V pour le circuit régénérateur de temps soit commandée, cela de telle façon que les impulsions de déclenchement soient très étroites lorsqu'une ample information de rythme est contenue dans le signal digital, mais très larges lorsqu'un long intervalle de rythme a été franchi entre impulsions "1" discrètes. Une telle commande au sein du filtre non linéaire 135 (fig. 2a) sera décrite en se référant aux figs 2c et 2d. Le signal digital, qui a été traité par le différentiateur 131 de telle façon que le maximum de son spectre de puissance se situe à la moitié de la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes1 est appliqué à la base d'un transistor T* . Ce signal digital, qui est représenté dans la partie supérieure de la fig. 2d (2 IV dans la figo 3) apparaitrait, sous la forme représentée, à l'émetteur du transistor T*, si le condensateur CE ne se chargeait pas.Etant donné la présence du condensateur CE, l'allure du signal au niveau de l'émetteur du transistor T* est conforme à la courbe tiretée de la figo 2do Ceci signifie que le transistor T* ne peut conduire le courant tX t qu'à des intervalles de temps très brefs, de sorte qu'au collecteur du transistor T* apparaissent les impulsions de déclenchement étroites ( V dans la Fig. 3) représentées dans la partie inférieure de la fig. 2d et destinées au filtre à quartz 142, qui suit. Ces impulsions possèdent donc la durée t t. Ainsi qu'il ressort de l'allure de la courbe tiretée dans la partie supérieure de la figo 2d, cette largeurit dépend toutefois de la distance entre l'impulsion discrète considérée et l'impulsion discrète précédente. En d'autres termes, lorsque cette distance est petite, les impulsions de déclenchement seront aussi très étroites et contiendront une faible quantité d'énergie, tan dis que, lorsque la distance est importante, la première impulsion de déclenchement sera très large et, par conséquent, contiendra une très grande quantité d'énergie0 On réalise ainsi une commande qui compense quelque peu le contenu inégal en rythme (alternance "0"-"i"-"0") du signal digital0 Or, ceci ne permet pas un dosage très fin, exactement adapté à la demande en énergie de déclenchement de l'extracteur de rythme 14, parce que le signal de sortie VII de celui-ci n'est pas recueilli et, par conséquent, on est obligé, dans ltintérêt de la sécurité, de travailler avec un léger excès d'énergie de declenchement. En outre, ce mode de commande présente l'inconvénient qu'après une longue pause de rythme, seule la première impulsion de déclenchement subit un élargissement, tandis que les impulsions suivantes demeurent étroites s'il ne se présente pas une longue pause de rythme. Lorsqu'une longue pause de rythme a été franchie, l'amplitude de sortie du filtre à quartz 142 aura déjà été fortement amortie. Toutefois, comme le filtre à quartz Pour cette raison, l'extracteur de rythme 14 doit être attaqué avec une énergie excédentaire encore plus élevée (des impulsions de déclenchement relativement larges) et, dans ce cas, reprend un grand nombre de déphasages provenant du signal digital0 A la sortie de l'extracteur de rythme 14, qui est constituée dans le montage connu par le filtre à quartz 142, devrait ap paraître un signal sinusoldal, afin que la bascule de Schmitt 151, qui suit, puisse en former un signal rectangulaire sans déphasages (Des déphasages sont dus à la position variable dans le temps des flancs du signal rectangulaire). Or, le filtre à quartz 142 ne constitue pas un filtre résonnant idéal pour la fréquence fondamentale du quartz. Les raisons de cette situation doivent etre recherchées dans les propriétés du quartz.En effet, le quartz peut etre excité non seulement à sa fréquence fondamentale, mais aussi à des fréquences harmoniques de celle-ci. La capacité parallèle que présente le quartz est encore plus gênante ; elle confère au filtre à quartz 142 des propriétés de différentiation (comme on le sait, un amplificateur opérationnel dont la résistance d'entrée est constituée par une capacité agit comme différentiateur), de sorte qu'à la sortie de l'extracteur de rythme 14 apparaissent des oscillations sinusoldales déformées par des pointes0 La bascule de Schmitt 151, qui suit, ne peut pas faire un signal rectangulaire carré symétrique parfait en partant d'oscillations sinusoldales perturbées, de sorte que les flancs du signal rectangulaire apparaissent décalés dans le temps et, par conséquent, il se produit un déphasage. il s'ensuit que le signal de sortie XIII du régénérateur 16 n'est régénéré, en ce qui concerne l'amplitude et le temps, que dans les limites indiquées plus haut, ce signal étant appliqué, par l'entremise d'un étage 17, composé d'un émetteur suivi d'un filtre passe-bas d'émission - dans le but d'amortir les composantes spectrales parasites d'une fréquence supérieure à la moitié de la fréquence de récurrence des impulsions discrètes - à un translateur de sortie 18, à la sortie duquel apparait un signal XIV. (Il conrient de mentionner à ce propos que, suivant van der Houwen, le correcteur de distorsion Il ne se trouve pas immédiatement en amont du translateur de sortie 18 de l'amplificateur régénérateur)0 Le correcteur de distorsion 11 de chaque amplificateur régénérateur est appelé à coopérer avec le filtre passe-bas d'émission de l'étage 17 de l'amplificateur régénérateur qui précède, en considérant le sens de la transmission, et avec le tronçon de canal de transmission situé entre le translateur de sortie 18 de l'amplificateur régénérateur précédent, ainsi qu'avec le translateur d'entrée propre 10, pour établir une fonction de translation aussi favorable que possible en vue de la régénération d'amplitude exempte de défauts du signal digital. Pour cette raison, la combinaison du filtre passe-bas d'émission du n-ième filtre passe-bas, du (n+1)-ième tronçon 108 de la ligne de transmission, ainsi que du correcteur de distorsion du (n+1)-ième amplificateur régénérateur, sera dénommée "n-ième unité de translation, désignée par 18"' dans la figo 2aO Le choix de l'allure optimale de la fonction de translation ressort de l'examen des espèces de sources de parasites0 Il convient de considérer comme sources de parasites 1.Les perturbations par des signaux digitaux similaires, dans un tronçon voisin similaire du canal de transmission, par exemple dans une ligne voisine faisant partie d'un câble, à la suite du couplage dit paradiaphonique (indique par des flèches en traits interrompus dans la fig. 1). Cette perturbation augmente avec la longueur des tronçons du canal de transmission, étant donné la baisse du niveau de réception de l'amplificateur régénérateur qui suito Ici, les composantes haute fréquence du spectre du signal digital introduisent la plus forte perturbation, parce que le couplage (principalement capacitif ) entre les deux tronçons de transmission similaires est le plus serré pour les hautes fréquences. Il en résulte, comme on le sait (voir van der Houwen, "Bet PTT-Bedrijf", XVI, No 4, février 1970, page 212 et suivantes), que l'unité de translation définie plus haut est avantageusement un passe-bas, dont la fréquence de coupure supérieure devrait être décalée vers le bas à mesure que la longueur du tronçon de la ligne de transmission augmente, Or, ceci donne lieu à un chevauchement (intersymbol interference) d'impulsions discrètes voisines, initialement rectangulaires, du signal digital, de sorte que la sécurité vis-à-vis de perturbations ou parasites extérieurs diminue, ainsi que van der Houwen l'a démontré numériquement. Si l'on ne considère comme perturbation que la seule paradiaphonie, il existe un optimum de ce chevauchement, (voir van der Houwen, même source, pages 213 et 214). Ce chevauchement peut être en partie prévu ou prédéterminé (voir van der Houwen, même source, pages 213, 214). La fig. 5 met en évidence ce qui doit être considéré comme composante "non prévisible et "prévisible1, du chevauchement. La fig. 5b représente le cas d'une impulsion discrète 1", qui a été obtenue par l'unité de translation fonctionnant en passe-bas, à partir d'une seule impulsion rectangulaire discrète "1" du signal digital suivant la fig. 5a. En d'autres termes, on part du cas le plus simple, où seules des impulsions "0" apparaissent dans le signal digital avant et après l'impulsion discrète "1". Le seuil, représenté dans les figs 5a et 5b par la ligne de tirets horizontale, désigne le seuil d'amplitude de l'élément de décision dans le circuit régénérateur d'amplitude 12. t et donc v aussi tv,l et tv+l désignent des instants auxquels le conformateur d'impulsions 15 du circuit régénérateur de temps de l'amplificateur régénérateur fournit, dans l'intervalle de temps T des impulsions discrètes très étroites du signal de fenêtre de temps IX, impulsions dont la durée est négligeable Il est vrai que l'impulsion discrè te "1" s (t) dépasse déjà la seuil d'amplitude avant l'instant t v toutefois, la "découverte" (voir les flèches verticales) des impulsions discrètes 1 s (t) en tant que représentation de 1 n'a lieu qu'à l'instant tv, parce que l'impulsion discrète du signal de fenêtre de temps IX, fournie à l'instant t , provoque le débloquage du régénérateur 16, branché en aval de l'élément de décision.C'est donc à cet instant que le régénérateur détecte la présence d'une impulsion discrète 11111o Il s'en suit forcément que, lorsque la durée T des impulsions discrètes rectangulaires du signal digital (voir fig. 5a) et la caractéristique passe-bas de l'unité de trans lation sont affichées, l'instant tv+l - t + T de l'impulsion dis v crète "1" s (t) possède la valeur prédéterminable et prévisible i2 z s Ftv+î Toutefois, lors du fonctionnement effectif d'un amplificateur régénérateur, il apparait non seulement une impulsion discrète isolée "1" s (t), mais une suite irrégulière d'impulsions discrètes "1" et "O" du signal digital (comme dans la fig. 5c, par exemple).Etant donné l'élargissement des impulsions discrètes de T jusque plus de 2T (voir figs 5b et 5a) par la caractéristique passebas de l'unité de translation, il en résulte, comme indiqué plus haut, un chevauchement des impulsions discrètes, comme dans la fig. 5d, par exemple (conformément au signal digital de la figo 5c). i2 peut donc être considéré comme la partie prévisible du chevauchement0 De même, l'amplitude s (tv,i) = s (t T) peut etre définie comme la partie non prévisible du chevauchement, rap portée à l'instant t .Pour le cas de l'impulsion discrète suivant v la fig. 5b, on a, en raison de cette symétrie, i1=i2 Ainsi qu'il est connu en soi, la quantité i2 est soustraite de l'instant t à l'instant t v v+1 du signal de l'étage préliminaire 122 du circuit régénérateur d'amplitude 12 ( voir figure 5e où cette grandeur est désignée par i 2a et correspond à s (t) de la figo 5d, cette grandeur a n'étant ajoutée qu'après la découverte d'une impulsion discrè- te "0"0 C'est à cela que sert le dispositif de chevauchement 125 du circuit de réglage d'amplitude 12 dans l'amplificateur régénérateur de la figo 2a, en produisant un signal de compensation approprié.On obtient ainsi une amélioration du rapport signal/bruit entre le signal et les parasites éventuels, cela en augmentant l'écart entre le signal et le seuil de l'élément de décision. Il s'ensuit que, grâce à cette disposition connue, on obtient une élévation du rapport signal/bruit uniquement en ce qui concerne la composante prévisible du chevauchement. 2. Outre les perturbations paradiaphoniques mentionnées plus haut, il se manifeste des parasites dits externes, qui peuvent se produire de diverses manières0 Par exemple, ils se manifestent à proximité des postes terminaux et proviennent des dispositifs avec lesquels le poste terminal considéré doit coopérer. Lorsque, par exemple, il s'agit d'un poste terminal PCM, qui produit le signal digital à partir d'un signal de message, ce poste peut coopérer avec un central téléphonique ou téléscripteur. Dans ce cas, les sources de parasites sont constituées par les dispositifs de liaison, c'est-à-dire, des relais et des sélecteurs. En outre, des parasites externes, sous la forme d'une influence exercée par une ligne de transport de courant pour tramways, chemins de fer ou de courant fort, située à proximité, peuvent se présenter sur la ligne de transmission. Finalement, des impulsions de sélection asymétriques peuvent être transmises par couplage, en tant que parasites externes, aux lignes de transmission voisines. Il s'ensuit que les parasites externes peuvent être présents dans une très large bande de fréquences, ce qui rend très difficile leur élimination. En outre, le calibrage du correcteur de distorsion des différents amplificateurs régénérateurs est rendu notablement plus malaisé par le fait que les tronçons du canal de transmission sont le plus souvent préfixés et ne sont pas d'une longueur égale. Celle-ci est déterminée, par exemple dans les canaux de transmission téléphoniques, sous la forme de lignes câblées, par la posi tion des puits à câbles, dans lesquels les amplificateurs régénérateurs doivent titre installes, si l'on veut utiliser pour la transmission des signaux digitaux des câbles posés déjà existants Comme la position des puits à câbles doit être adaptée aux conditions locales, on obtient forcément pour un tronçon de ligne de transmission des différences de quelques centaines de mètres lorsque la longueur totale à franchir des différents tronçons du canal de transmission est de 2 kmO environ0 Lorsque le signal digital à transmettre comprend, pour une fréquence de récurrence d'impulsions très élevée, des composantes de fréquences très élevées (jusqu'à quelques MHz), l'amortissement par le câble ne peut plus être considéré comme constant pour toutes les fré quences du signal digital, ce qui se traduit par une distorsion d'amor tissement du signal digital par le câble, laquelle-croit avec la lon gueur de ce dernier. Il ne suffit donc pas, lorsqu'il s'agit de fran chir un long tronçon de canal de transmission, d'élever l'amplification fondamentale du correcteur de distorsion 11, mais il faut en outre aug menter l'amplification des composantes de haute fréquence. Or, ceci favorise la perturbation par couplage paradiaphonique (voir plus haut). Dans la fig. 6 on a représenté l'amortissement a d'un câ ble de distribution dont les conducteurs ont un diamètre de O,Ó n, à savoir par les courbes 4 pour 1 km, ss pour 2 km et r pour 3 km de longueur de tronçon de ligne, les composantes de fréquence du signal digital étant portées en abscisse. En ce qui concerne les courbes d'amortissement différen tes en fonction de la longueur des tronçons de la ligne de transmis sion, il est déjà connu de prévoir des correcteurs de distorsion diffé rents pour les différents tronçons de canal de transmission. On doit donc tenir en stock un assortiment de onze différents correcteurs de distorsion enfichables, par exemple. Outre que ceci est très coûteux, il peut en résulter des confusions de la part de monteurs de télécommu nications pas fort familiarisés avec l'électronique, de sorte qu'il peut y avoir des affectations erronées de correcteurs de distorsion à des tronçons de la ligne de transmission. Jusqu'à présent on a traité principalement de la trans mission de signaux digitaux en code binaire, lequel offre toutefois une difficulté en ce qui concerne la récupération du courant continu, ainsi qu'il a été exposé plus haut. Cet inconvénient du code binaire a abouti à ce que, dans certains cas, les mots-code en binaire sont convertis, à la sortie du codeur côté émission, préalablement à leur injection dans la ligne de transmission, en mots-code d'un code d'un rang plus élevé, où les mots-code se composent de symboles-code tri valent ou quadrivalents, alors que, dans le-code-binaire, les symboles-code ne sont que bivalents. Dans ce cas, les symbolescode ou les impulsions discrètes du signal digital peuvent donc être affectés de trois ou quatre états différents, de sorte que l'on parle d'un code ternaire et quaternaire. En utilisant un code ternaire ou quaternaire au lieu d'un code binaire, on obtient l'absence de courant continu du signal digital, si l'on tire parti de la redondance de ce code, par opposition à la non-redondance du code binaire et que l'on n'admet que des suites de symboles-code dont les composantes de courant continu se relèvent en moyenne ou sont constantes0 Ainsi, on connait déjà un canal de transmission PCM (voir, par exemple, M.R. Aaron "PCM-Transmission in the Exchange Plant", Bell System Techn. Journal, janvier 1962, p. 125, 126) où le signal digital du canal de transmission est codé en code dit bipolaire.Le code bipolaire (voir fig. lb) est un code ternaire, qui est dérivé du code binaire du codeur de la manière suivante En comparant les figs la et lb, on voit immédiatement que le signal digital codé en binaire de la fig. 1a se transforme en le signal digital codé en code bipolaire de la fig. lb en élevant les impulsions discrètes "O" de -U jusque 0, tandis que chaque deuxième impulsion discrète "1" ayant la tension U est convertie en une impulsion ayant une tension -UO Il s'ensuit que le contenu moyen de tension continue du signal digital codé en bipolaire est zéro, de sorte que les variations de la ligne zéro qui se présentent dans le code binaire sont éliminées. Il est vrai que, dans le code bipolaire, on évite la dérive de la ligne zéro ; toutefois, étant donné la perte des composantes basse fréquence du signal digital codé en bipolaire, il apparait dans les translateurs dessuroseillations au voisinage de la ligne zéro, qui détériorent le rapport-signal/bruit. Pour éviter cet inconvénient, il faut que la fréquence de coupure inférieure de l'unité de translation des amplificateurs régénérateurs de ce tronçon de transmission PCM connu soit située très bas, ce qui a toutefois pour effet que lors de la transmission, des parasites externes basse fréquence risquent de se superposer assez facilement au signal digital, ce qui réduit notablement le rapport signal/bruit du signal digital vis-à-vis de tels parasites Il est vrai que, dans le code bipolaire, le signal digital contient plus de variations de potentiel, de sorte que le maximum du spectre de puissance est déjà atteint à la moitié de la fréquence de récurrence des impulsions discrètes, à la suite de quoi le différentiateur 131 est éliminé dans le système de commande 13 et se présente un plus grand nombre d'impulsions de déclenchement pour le circuit régénérateur de temps Or, ces avantages sont acquis au prix d'une sécurité notablement moindre vis-à-vis des parasites externes - ainsi qu'il a déjà été indiqué - et de la paradiaphonie0 De plus, la régénération d'amplitude et l'étage émetteur exigent une mobilisation quelque peu plus importante de moyens, parce qu'on doit prévoir deux éléments de décision et deux régénérateurs0 Partant de ce qui précède, l'invention, appliquée à un canal de transmission digital de l'espèce définie plus haut, vits à doter automatiquement l'amplificateur régénérateur d'une fonction de translation telle qu'il en résulte une amélioration du rapport signal/bruit du signal digital codé en ternaire ou en quaternaire suivant le cas. Suivant l'invention, ce but est atteint par le fait que le correcteur de distorsion comprend un élément de réglage qui détermine sa réponse en amplitude, et que les éléments de réglage sont raccordés à la sortie d'un premier système de régulation connecté à la sortie du correcteur de distorsion, système qui détecte l'amplitude d'une composante de fréquence caractéristique du signal de sortie du correcteur de distorsion et commande les éléments de réglage de telle manière que la réponse en amplitude du correcteur de distorsion de l'amplificateur régénérateur considéré compense la distorsion d'amortissement du tronçon précédent de la ligne de transmission0 Il s'ensuit que l'invention permet une adaptation progres sive de l'amplificateur régénérateur à la longueur du tronçon de canal de transmission qui précède dans le sens de la transmission, de manière à assurer dans tous les cas une correction parfaite de la distorsion et donc un rapport signal/bruit élevé.De plus, cet avantage est obtenu sans qu'il soit nécessaire, comme c'était le cas à ce jour, de maintenir un assortiment d'amplificateurs régé nérateurs, lequel conduit aux difficultés mentionnées plus haut0 Pour obtenir une mise au travail efficace du premier dispositif de régulation, il est avantageux de faire en sorte que la composante de fréquence caractéristique - à l'exception de la fréquence zéro - soit la fréquence du signal digital pour laquelle le spectre de puissance du signal digital présente un maximum. Pour des raisons de montage il est avantageux que le correcteur de distorsion se compose de plusieurs filtres correcteurs de distorsion, branchés en série, à fréquence limite inférieure fi xe, à partir de laquelle commence une caractéristique passe-haut, dont la fréquence limite supérieure, qui ne permet pas l'accroissement de l'action passe-haut, peut être modifiée à l'aide d'éléments de réglage. En effet, le décalage de la fréquence limite supérieure, vers le haut par exemple, peut entraîner l'élévation de l'amplifica tion fondamentale. Ainsi qu'il a été mentionné plus haut, l'augmentation de la longueur du tronçon du canal de transmission entraîne, en raison de la baisse du niveau de réception, une augmentation de la paradia phonie, où les composantes spectrales haute fréquence du signal di gital provenant de la ligne voisine considérée apportent la plus grande perturbation. Partant de ce qui précède, et suivant une autre parti cularité favorable du canal de transmission objet de l'invention, où un filtre passe-bas d'émission est prévu à la sortie du régénérateur de chaque amplificateur régénérateur, la n-ième unité de translation (n étant un nombre entier), composée du filtre passebas d'émission du n-ième amplificateur régénérateur, du (n+l)-ième tronçon du canal a transmission et du correcteur de distorsion du (n+1)-ième amplificateur régénérateur, ppssède une caractéristique passe-bas dont la fréquence de coupure supérieure se déplace vers le bas à mesure que l'amplitude de la composante de fréquence caractéristique du signal d'entrée du correcteur de distorsion diminue, c'est-à-dire à mesure que la longueur du (n+l)-ième tronçon du canal de transmission augmente, ce déplacement étant effectué par les éléments de réglage du correcteur de distorsion. Dans la plupart des cas, on obtient une compensation suffisante de la distorsion d'amortissement par le fait que le correcteur de distorsion comprend deux filtres de correction de distorsion dont chacun contient un amplificateur opérationnel, un potentiomètre étant branché en série, en tant qu'organe de réglage, devant chacun de ces amplificateurs ; que le premier filtre de correction de distorsion exerce une action de passe-bas, avec unwréponse constante en amplitude à partir d'une fréquence limite supérieure variable, l'amplification fondamentale étant décalable simultanément ; et que le second filtre de correction de distorsion exerce une action de passe-haut, avec une fréquence limite supérieure variable d'une manière similaire et une fréquence limite fixe, à partir de laquelle la réponse en amplitude diminue. Suivant une autre caractéristique avantageuse de l'invention, les résistances de réglage sont branchées chacune en série devant l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel. La borne du potentiomètre connectée à l'entrée inverseuse se voit alors appliquer un potentiel presque constant (terre virtuelle), ce qui permet d'attaquer le potentiomètre avec un signal de réglage indépendant du signal digital. En particulier, plusieurs potentiomètres disposés et constitués de cette manière peuvent être commandés sr le même signal de réglage. Il est également avantageux que les résistances réglables soient constituées par des transistors à effet de champ, dont l'é- lectrode de commande est reliée au premier dispositif de réglage. En effet, les transistors à effet de champ possèdent une meilleure caractéristique linéaire que, par exemple, les diodes et les transistors bipolaires et peuvent être commandés en l'absence de puissance. Lorsque, conformément à une forme de réalisation favorable de l'invention, les unités de translation sont constituées par des filtres passe-bas dont la fréquence limite (supérieure) est abaissée à mesure que la longueur du tronçon de la ligne de transmission augmente, la composante de fréquence caractéristique utilisée pour l'ajustement du correcteur de distorsion subit également, il est vrai, un amortissement plus intense, et il y a lieu d'en tenir compte dans le premier dispositif de régulation, auquel cette composante de fréquence est injectée en tant que signal de valeur effective, cela en veillant à ce que l'amplitude ne soit pas maintenue constante, mais soit diminuée de la valeur désirée lors de l'ajustement du correcteur de distorsion pour des longueurs plus importantes de tronçons de canaux de transmission. Cette valeur désirée peut être aisément ajustée grâce à une disposition consistant en ce que l'amplification du premier dispositif de régulation (134), qui effectue une régulation proportionnelle, est choisie de telle manière qu'un écart de réglage permanent se manifeste pour l'amplitude de la composante de fréquence caractéristique du signal de sortie du correcteur de distorsion. Une forme de réalisation particulièrement simple du premier dispositif de régulation consiste en ce que le premier dispositif de régulation comporte un amplificateur opérationnel, la disposition étant telle que,pour assurer l'affichage de la valeur prescrite, l'entrée inverseuse de cet amplificateur est mise à la terre à travers une résistance R, tandis que l'entrée non inverseuse est raccordée à une source de tension de référence. Lorsque le signal digital est codé en binaire, son spectre de puissance n'est maximal que pour la fréquence zéro. Pour obtenir néanmoins une composante de fréquence caractéristique différente de zéro, il faut transcoder le signal digital, ce qui est obtenu par la disposition consistant en ce qu'un premier différentiateur est branché entre la sortie du correcteur de distorsion et un circuit de signal de réglage du premier dispositif de régulation, de sorte que la composante de fréquence caractéristique devient la moitié de la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes ou de la fréquence de rythme du signal digital différencié. Lorsque le couplage de chaque tronçon du canal de transmission aux deux amplificateurs régénérateurs y affectés est opéré à 1' aide de translateurs, il est recommandé d'adopter une disposi tion consistant --------Jn ce qu'un filtre passe-haut, dont la constante de temps est aussi réduite que possible, alors que celle des translateurs est choisie aussi grande que possible, est intercalé entre le correcteur de distorsion et le circuit régénérateur d'amplitude. L'adoption d'un tel filtre passe-haut offre divers avantages Lorsque des perturbations externes se manifestent sur le canal de transmission, c'est-à-dire à une grande distance des postes terminaux, celles-ci sont certainement d'une nature basse fréquence, soit, par exemple, dues à un tramway, un train ou une ligne de haute tension passant à proximité Il est vrai que des parasites externes peuvent aussi affecter la forme d'impulsions de sélection asymétriques provenant de canaux de transmission voisins toutefois, ces impulsions sont déjà fortement affaiblies en raison de la distance parcourue, de sorteqXelles ne contiennent guère plus de composantes de spectre aux hautes fréquences.Par conséquent, le filtre passe-haut, prévu suivant l'invention, élimine ces perturbations externes ; toutefois, il faut que les composantes de basse fréquence du signal digital, qui ont été ainsi également amenées à disparaître, soient restituées à ce signal. Etant donné qu' en raison de sa petite constante de temps le filtre passe-haut possède une fréquence limite inférieure notablement supérieure à celle des autres éléments de transmission nécessaires à caractéristique passe-haut, en particulier des translateurs, on peut négliger l'influence de ceux-ci, de sorte que, lors de l'adjonction des composantes perdues du signal digital, il convient de tenir compte seulement de la constante de temps du filtre passe-haut, ce qui est très avantageux, étant donné que la constante de temps de ce filtre est nettement définie, contrairement aux constantes de temps des translateurs (voir ci-dessus, fig. 2b). Ceci a pour effet d'améliorer la sécurité de l'amplificateur régénérateur vis-à-vis des parasites basse fréquence. Le filtre passe-haut effectue en outre un dé couplage en courant continu entre le correcteur de distorsion et le circuit de régénération d'amplitude, ce qui empêche les variations du point de fonctionnement de l'étage d'entrée du circuit régénérateur d'amplitude sous l'effet des variations du potentiel de courant continu. Si l'on adoptåit en outre un découplage galvanique dans le correcteur de distorsion ou en amont de celui-ci, cela aurait l'inconvénient d'introduire une autre constante de temps, malaisément définissable, dans l'amplificateur régénérateur0 Lorsque le signal digital est codé en binaire, il faut prévoir - ainsi qu'il a été dit plus haut - une récupération de courant continu. A cette fin, le signal digital régénéré apparaissant à la sortie du régénérateur est appliqué, par l'entremise d'un filtre visant à récupérer le courant continu, à un étage préliminaire prévu en amont d'un élément de décision, ces deux derniers composants faisant tous deux partie du circuit régénérateur d'amplitude. Cette récupération du courant continu est parfaite lorsque chaque impulsion discrète apparaît correctement identifiée à la sortie du régénérateur.Toutefois, lorsqu'une perturbation donne lieu à une erreur, cette dernière provoque l'envoi d'un faux signal de compensation à partir du filtre, dans le sens de la récupération du courant continu, vers l'entrée de l'étage préliminaire, signal qui diminue la probabilité de l'identification des impulsions discrètes suivantes du signal digital. Il s'ensuit que, pendant le temps où un faux signal de compensation de cette sortie se manifeste, on doit escompter une moindre immunité de l'amplificateur régénérateur vis-à-vis des parasites. Comme, d'autre part, ce temps est déterminé par la constante de temps du filtre servant à la récupération du courant continu et que cette constante est déterminée à son tour par la constante de temps du filtre passe-haut, il convient à cet égard également de choisir la constante de temps du passe-haut aussi petite que possible. Lorsque le canal de transmission suivant l'invention est pourvu d'un système de compensation à chevauchement faisant partie du circuit de régénération d'amplitude de chaque amplificateur régénérateur et branché dans le couplage de report en arrière allant du régénérateur de cet amplificateur vers l'entrée du circuit régénérateur d'amplitude, système servant à compenser la composante prévisible - qui apparaît sur le flanc arrière des impulsions discrètes du chevauchement, provoqué par l'action passe-bas de l'unité de translation considérée, d'impulsions du signal de sortie du correcteur de distorsion, la n-ième unité de translation (n étant un nombre entier) étant composée du filtre passe-bas d'émission, du n-ième amplificateur régénérateur, du (n+1)-ième tronçon de la ligne de transmission et du correcteur de distorsion du (n+l)-ième amplificateur régénérateur, une solution favorable consiste en ce que le système de compensation de chevauchement comprend un élément de réglage de chevauchement, qui est également raccordé au premier dispositif de régulation et est commandé de telle manière que le système de compensation de chevauchement ne réagit à une valeur déterminée qu'après la diminution de l'amplitude de la composante de fréquence caractéristique du signal d'entrée du correcteur de distorsion, c'est-à-dire lorsque la longueur du (n+l)-ième tronçon du canal de transmission augmente. En effet, lorsque les tronçons du canal de transmission présentent une faible longueur, une perturbation due à la paradiaphonie est exclue. Dans ce cas, l'unité de translation est ajustée de façon optimale par le correcteur de distorsion réglable lorsque la fréquence limite (supérieure) de la caractéristique de passe-bas de l'unité de translation est si élevée qu'il ne se produit pas un chevauchement d'impulsions discrètes voisines. Par conséquent, il n'est pas nécessaire d'effectuer une compensation d'un chevauchement. Une forme de réalisation simple de l'élément de réglage de chevauchement consiste en ce que l'élément de réglage du chevauchement est une résistance réglable sous la forme d'un transistor à effet de champ dont l'électrode de commande est connectée au premier dispositif de régulation. Une autre particularité avantageuse de l'invention est obtenue grâce à un réseau correcteur à ligne de retard, qui retarde les basses fréquences plus fortement que les hautes fréquences et qui assure une conformation asymétrique telle des impulsions discrètes du signal de sortie du circuit correcteur que la composante prévisible, qui apparaît sur le flanc arrière des impulsions discrètes du chevauchement provoqué par l'action passe-bas de l'unité de translation considérée, est augmentée au profit de la composante non prévisible, qui se manifeste sur le flanc avant des impulsions discrètes. Comme la composante prévisible du chevauchement est de toute façon compensée, il importe peu que cette composante s'accroisse aux dépens de la composante imprévisible. Il s'ensuit que la diminution de la composante imprévisible du chevauchement ou recou vrement, composante qui ne peut pas être compensée, contribue également à l'augmentation du rapport signal/bruite Il suffit même dans certains cas de faire en sorte que le correcteur à retard soit constitué par les propriétés du tronçon, précédent, d'un câble par exemple, du canal de transmission, de façon qu'il soit inutile de prévoir un correcteur à retard particulier. Le canal de transmission où le circuit régénérateur de temps de chaque amplificateur régénérateur se compose d'un extracteur de rythme accordé sur la fréquence de rythme ou la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes, ainsi que d'un conformateur d'impulsions branché en aval, et où la sortie du correcteur de distorsion est connectée à l'entrée de l'extracteur de rythme par l'en- tremise d'un filtre non linéaire qui engendre, à partir du signal de sortie du correcteur de distorsion, des impulsions de déclenchement pour l'extracteur de rythme, est amélioré par le fait que la sortie de l'extracteur de rythme est reportée en contre-réaction, à travers un second dispositif de réglage à l'entrée du filtre non linéaire. Une disposition particulièrement favorable consiste en ce que le point d'amorçage de la non-linéarité du filtre non linéaire et, par conséquent, la largeur des impulsions de déclenchement, sont commandés par le second dispositif de réglage, de telle manière que l'énergie des impulsions de déclenchement suffit tout juste à maintenir sensiblement constant le signal de sortie de l'extracteur de rythme. Etant donné son couplage, qui est aussi lâche que possible, avec le signal digital, l'extracteur de rythme ne doit pas être attaque par une énergie excessive - c'est-à-dire des impulsions de déclenchement relativement larges, extraites à partir du signal digital -, de sorte que l'extracteur de rythme recueille moins de déphasages du signal digital.Comme les déphasages sont dus à des perturbations ou à la distorsion d'amortissement du signal digital, on obtient, grâce aux dispositions citées plus haut, une élévation du rapport signal/bruit en ce qui concerne la régénération en fonction du temps du signal digitale En outre, on évite les déphasages susceptibles d'être provoqués par une surexcitation possible du fil tre LC et du filtre à quartz0 Le filtre non linéaire est de preférence un inverseur digital dont le seuil peut être décalé par le second dispositif de réglage. Lorsqu'un transducteur de mesure relie la sortie du correcteur de distorsion à l'entrée du filtre non linéaire, il est préférable que le second dispositif de réglage comporte un circuit de polarisation branché entre la sortie de l'extracteur de rythme et l'entrée du transducteur de mesure, circuit qui détermine le point de fonctionnement d'un amplificateur opérationnel faisant partie du transducteur de mesure0 Lorsque le signal digital est codé en binaire, le transducteur de mesure peut être, ainsi qu'il est connu en soi, un second différentiateur, lequel peut d'ailleurs se confondre avec le premier différentiateur branché entre la sortie du correcteur de distorsion et le circuit du signal de correction du premier dispositif de réglage0 Lorsque le signal digital est codé en bipolaire, le transducteur de mesure peut être un décaleur de niveau. Lorsque l'extracteur de rythme comprend un filtre de quartz accordé à la fréquence de rythme ou de récurrence d'impulsions discrètes du signal digital, il est avantageux que, dans l'extracteur de rythme, on dispose en amont du filtre à quartz, un filtre LC à faible facteur de qualité accordé à la fréquence de rythme ou de récurrence d'impulsions discrètes du signal digital. Comme le filtre LC possède un facteur de qualité peu élevé et donc aussi une faible pente de phase, il élimine la fréquence de rythme à- partir des impulsions de déclenchement fournies par le filtre non linéaire et qui peuvent contenir des déphasages importants, et fait disparaître ainsi, dans des impulsions de déclenchement, les composantes de fréquence qui troublent le fonctionnement du filtre à quartz de la manière décrite ci-dessus.Le filtre LC engendre, à partir de chaque impulsion de déclenchement, une oscillation sinusoidaled fortement amortie il est vraie Une autre disposition avantageuse consiste en ce que les amplificateurs opérationnels sont des éléments logiques digitaux qui comportent des mailles de contre-réaction, à la manière des mon tages connus comprenant des amplificateurs opérationnels. On peut de cette manière donner des dimensions extrêmement réduites aux amplificateurs régénérateurs, de sorte que, dans un canal de transmission constitué par un câble déjà posé, les amplificateurs régénérateurs peuvent être logés en un point d'épissure de câbles, à l'intérieur du manchon (les longueurs usuelles du commerce des différents conducteurs des câbles sont connectées les unes aux autres aux points d'épissure de câbles). Une autre possibilité d'aménagement des amplificateurs régénérateurs résulte des considérations suivantes Les câbles servant à la transmission de signaux basse fréquence sont, comme on le sait, équipés de bobines de charge, disposées à des intervalles de 2 km environ, afin de mieux uniformiser la réponse en fréquence dans la gamme de basses fréquences. Or, sous l'effet des bobines de charge, la réponse en fréquence est très fortement amortie dans la gamme de fréquences supérieure des signaux digitaux, de sorte que les bobines de charge doivent de toute façon être éliminées si l'on veut transmettre des signaux digitaux très rapides avec une fréquence de rythme ou fréquence de récurrence d'impulsions discrètes de quelques MHz. Pour cette raison, les amplificateurs régénérateurs peuvent être placés dans les boitiers déjà prévus pour les bobines de charge, de sorte que la reconversion de conducteurs de câbles déjà existants, en vue de la transmission de signaux digitaux, se trouve notablement facilitée. Il est dans ce cas avantageux que les éléments logiques digitaux soient intégrés et n'absorbent qu'une faible puissance, conformément à une série "Low-Power-TTL". De cette façon, on peut aisément s'accommoder de la faible puissance d'alimentation dont on dispose en général par amplificateur régénérateur. Finalement, dans un canal de transmission où, pour chaque amplificateur régénérateur, le circuit régénérateur d'amplitude comprend un élément de décision présentant une valeur de seuil, tandis que le conformateur d'impulsions du circuit régénérateur de temps comprend une bascule de Schmitt, une disposition avantageuse consiste en ce que l'élément de décision, le filtre non linéaire et la bascule de Schmitt sont constitués par des éléments logiques di gitaux et en ce que leur seuil de basculement sert de tension de référence0 Une telle réalisation contribue à réduire davantage les dimensions et à améliorer la fiabilité de l'amplificateur régénérateur. L'invention sera décrite ci-après, en se référant aux dessins annexés.Dans ces dessins Les figs la et lb représentent respectivement un signal digital en code binaire et un code bipolaire (pseudo-ternaire) La fig. 1c est un schéma de principe de canaux ou voies de transmission connues en soi, avec amplificateurs régénérateurs La figo 2a représente un fragment d'une des voies de transmission de la figo 1, les amplificateurs régénrateurs étant d'une construction essentiellement connue en soi La fig. 2b est une variante de montage d'une partie de l'amplificateur régénérateur de la fig. 2a La fig. 2c est un filtre non linéaire d'après van der Houwen, qui sert à extraire des impulsions de déclenchement pour le circuit régénérateur de temps La figo 2d représente les signaux relatifs au filtre de la fig. 2c La fig. 3 représente les signaux La fig. 4a est un signal digital1 approximativement sinusoïdal en code binaire, à la sortie du correcteur de distorsion La fig. 4b représente le signal digital codé en binaire, qui correspond au signal de la fig. 4a ; et La figo 4c représente l'allure de la densité de puissance du signal digital de la figo 4a et du signal digital différencié, la fréquence étant portée en abscisse La figo 5a représente une impulsion rectangulaire individuelle du signal digital non déformé et non amorti, le point de " découverte" étant désigné par une flèche sur le seuil de décision XO La figo 5b représente l'allure effective d'une im pulsion individuelle du signal digital, due à l'effet passe-bas de l'unité de translation ; i1 étant non prévisible et i2 étant prévisible, le seuil de décision étant désigné par X tandis que G désigne le temps de propagation du conducteur La figo 5c représente un signal digital idéal, constitué par une suite de plusieurs impulsions discrètes rectangulaires, le seuil de décision étant désigné par X La fig. 5d représente l'allure effective du signal digital idéal de la fig. 5c, obtenue sous l'effet passe-bas de l'unité de translation, le seuil de décision étant désigné par X,et i2 étant prévisible (à comparer avec la fig. 5b) La fig. 5e représente le signal digital de la fig. 5d, partiellement compensé en ce qui concerne les chevauchements, le seuil de décision étant désigné par X. La fig. 5f représente dans sa partie supérieure une impulsion discrète symétrique et dans sa partie inférieure, une modification de symétrie, due à la distorsion par retard de propagation, d'une impulsion discrète du signal digital Les figs 5g et 5h représentent respectivement la constante de phase et le temps de propagation d'un câble de transmission réel (a) et d'un câble de transmission idéal (b), en fonction de la fréquence La fig. 6 représente l'amortissement en fonction de la fréquence pour tronçons de canal de transmission de différentes longueurs, constitué par un câble de distribution à conducteurs d'un diamètre de 0,6 mm, ainsi que la réponse en amplitude des correcteurs, affectés à ces tronçons de la voie de transmission, dé l'amplificateur régénérateur employé suivant l'invention La fig. 7 est un schéma bloc d'un exemple de réalisation des amplificateurs régénérateurs employés suivant l'invention, pour signaux digitaux codés en binaire, le circuit de régénération de temps étant désigné par 124'. La figo 8a est un exemple de réalisation du correcteur de distorsion de l'amplificateur régénérateur de la fig. 7, la tension U16 fournie par le cuircuit de signal correcteur 134 étant symbolisée par 111' La fig. 8b est un schéma de principe d'un des deux filtres qui constituent le correcteur de distorsion de la fig. 8a Les figs 8c et 8d représentent respectivement la réponse en amplitude du premier et du second filtres du correcteur de distorsion La fig. 9a représente, dans la partie supérieure, l'allure des impulsions à l'émission, et dans la partie inférieure, le diagramme dit "oculaire", à la sortie de l'émetteur La fig. 9b représente, dans la partie supérieure, l'allure des impulsions en aval de l'unité de translation et dans la partie inférieure, le diagramme oculaire correspondant, 1"'oeil" étant désigné par Y La figo 10a est un exemple de réalisation du dispositif de régulation 13a de l'amplificateur régénérateur de la figo 7 ; d'autre part, la sortie vers le filtre LC141 est désignée par 141', la sortie vers le correcteur de distorsion 11a et le dispositif de compensation de chevauchement 125 par 141il, tandis que la borne de raccordement au filtre de quartz 142 est désignée par 141"' La fig. 10b est un schéma de principe du dispositif de régulation de la figo 10a ; ici, l'entrée du signal digital est désignée par 11', le système réglé du correcteur de distorsion ajustable 11a - par 11 b ; la sortie vers l'étage préliminaire 122 - par 11" le signal de correction envoyé au système réglé, à partir du compara teur 131' à travers l'amplificateur 131" du circuit V - par 11"' ; 13 le transducteur de valeur mesurée, qui envoie la valeur effective au comparateur - par 131"' ; et l'ensemble du système de régulation par 131a ; Les figs l0c et l0d représentent l'amplitude de signal de tension de la composante de signal digital pour la moitié de la fréquence de rythme, en fonction de la longueur du tronçon de la ligne de transmission, la fig. lOc étant relative à une forte ampli fi- cation par le système de régulation, tandis que la figo lOd est relative à une faible amplification par ce système, l'entrée du correcteur de distorsion étant représentée par a' et sa sortie par b', tandis que Ud désigne l'écart de réglage permanent Les figs lla à îîd représentent l'allure des signaux en différents points de l'unité formant le système de régulation suivant la fig. 10a, U10 étant le seuil de l'inverseur V12 ; en outre c désigne le signal de sortie de V12 ; c' - la tension d'alimentation maximale de ; U13 - le signal de sortie de V13 ; et U16 le signal correcteur La fig. 12 est un exemple de réalisation du circuit régénérateur de temps, c'est-à-dire de l'extracteur de rythme et du conformateur d'impulsion de l'amplificateur régénérateur de la fig. 7 ; ici, la sortie vers le circuit de polarisation 132 est désignée par d et la sortie vers le régénérateur 16 - par e La fig. 13 est un exemple d'exécution du circuit régénérateur d'amplitude de l'amplificateur6rteur de la figo 7 ici, la borne d'entrée du circuit est désignée par f ; la borne de sortie du circuit - par g ; l'entrée raccordée au différentiateur 152 - par h La fig. 14 est un exemple de réalisation de l'amplificateur régénérateur employé, conformément à l'invention, pour signaux digitaux codés en bipolaire ; dans cette fig. 10' désigne l'entrée ; 17c' - la sortie ; î3"a - le circuit régénérateur de temps ; et La figo 15 représente l'allure des signaux en différents points de l'exemple de réalisation de la fig. 14, à savoir I' représente le signal bipolaire à la sortie de l'amplificateur régénérateur précédent ; Il" - le signal bipolaire reçu ; III' - le signal rectifié, avec chevauchement d'impulsions voisines ; XII'a le signal avec compensation partielle du chevauchement, le seuil de l'élément de décision étant désigné par î23a ;XII'b - le signal inversé, avec compensation partielle du recouvrement ; XIII'a - la moitié supérieure, régénérée, du signal bipolaire ; XIII'b - la moitié inférieure, régénéré, du signal bipolaire ; V' - les impulsions de déclanchement pour l'extraction du rythme ; VII' - le signal de sortie de l'extracteur de rythme ; IX' - le signal de sortie du conformateur d'impulsions (signal de fenêtre de temps) XIV' - le signal bipolaire régénéré ; XV - le signal bipolaire émis, à bande limitée. Dans la fig. 7 - qui représente un exemple d'exécution de l'amplificateur régénérateur utilisé pour le canal de transmission suivant l'invention et destiné à des signaux digitaux codés en binaire - les étages qui correspondent à l'amplificateur régénérateur de la fig. 2a sont désignés par les mêmes signes de référence que dans celle-ci, avec adjonction d'un "a" pour les variantes. Un exemple d'exécution particulièrement favorable d'un correcteur de distorsion 11a, ajustable conformément à l'invention et contrairement à l'état connu de la technique, est constitué essentiellement, conformément à la fig. 7, par deux filtres de rectification de distorsion 111 et 112, qui possèdent la structure représentée dans la fig. 8, le filtre 111 comprenant des résistances R1 et R2 , une résistance ajustable ou réglable Rg, un amplificateur opérationnel V1 et un condensateur C1, tandis que le filtre 112 com prend des résistances R3 à R5, une résistance ajustable ou réglable R5, R0, des condensateurs C2 et C3, ainsi qu'un amplificateur opérationnel V2. (Les résistances ajustables Ro des deux filtres 111 et 112 peuvent être différentes)0 Les filtres 111 et 112 sont donc constitués par des amplificateurs opérationnels convenablement câblés V1 et V20 Par conséquent, on peut admettre pour les filtres 111 et 112 le schéma équivalent de la fig. 8b, UE désignant la tension complexe d'entrée, tandis que UA désigne la tension complexe de sortie.Etant donné UA = 4 A avec Z1 et Z2 (complexes), on obtient en général pour le régime de transmission des filtres 111 et 112 F (j ) étant la réponse en fréquence, Lorsque les valeurs de résistance et de capacité sont affectées des mêmes signes de référence que les composants correspondants, on obtient pour la réponse en fréquence des filtres 111 et 112 Lorsqu'on établit la grandeur de la réponse en fréquence pour un W purement imaginaire, c'est-à-dire, lorsqu'on considère le comportement des filtres en cas d'oscillations permanentes forcées par excitation au moyen d'une fréquence purement imaginaire, on obtient ce qu'il est convenu d'appeler la réponse en amplitude. La réponse en amplitude F1 des filtes III et 112 est représentée dans les figs-8c et 8d sous la forme du diagramme dit de Bode1 c'est-à-dire que la fréquence f est portée en abscisse et la grandeur d'amplitude I FI en ordonnée, chacune d'une manière logarithmique, et l'on a d'autre part pratiqué une approximation par des droites, qui se rencontrent aux fréquences dites limites. Ces fréquences limites fg, f111 f12, f13 ou f0,1 f11,1 f12,1 f13, et f2' sont représentées dans les figs 8c et 8do Les expressions analytiques correspondantes se présentent d'une manière générale comme suit Dans les fréquences à double index, le second chiffre de l'index est affecté à une valeur déterminée de la résistance ré glable cHg. Chacune des figs 8c et 8d représente trois réponsesdifférentes en amplitude. Suivant l'invention, les différentes réponses en amplitude émanent continuellement les unes des autres, grâce au fait que la résistance réglable Rg est réglée d'une manière continue par des signaux de réglage fournis par une unité de régulation 13a (voir également fig. 7) prévue suivant l'invention - au lieu de l'être par le dispositif de commande 13 de la fig. 2 - afin de pouvoir être affectée à des tronçons de différentes longueurs du canal de transmission, comprises entre 1 km et 3 km, par exemple1 ce qui est désirable, compte tenu des considérations émises plus haut. La manière dont les signaux de réglage peuvent être recueillis par l'unité de régulation 13a sera exposée dans la suite. Ainsi qu'il ressort de la fig. 8c, le filtre 111 possède une caractéristique passe-haut qui s'amorce à partir de la fréquence limite inférieure fO indépendante de la résistance réglable Rg et par conséquent fixe, suivant la constante de temps de la résistance R1 et du condensateur C1 (voir équation 3a), cette caractéristique passe-haut étant déterminée vers le haut par une fréquence limite variable fla, f12 ou f13, compte tenu des constantes de temps de la résistance Rg et du condensateur C1 (voir équation 3b). Simultanément, la manoeuvre de la résistance réglable Rg modifie également la réponse en fréquence fondamentale de f = O à fO, par décalage vertical. La réponse en amplitude de la fig 8d, relative au filtre 112, diffère notablement de la réponse en amplitude pour le filtre 111 suivant la fig. 8c en ce sens que la réponse en amplitude fondamentale de f r O à fO' demeure constante et qu'il apparaît une caractéristique passe-bas à partir de la fréquence limite fixe f2, , suivant la constante de temps déterminée par la résistance R4 et le condensateur C (voir équation 4c). La fréquence limite 3 inférieure fO' du régime passe-haut est déterminée par la constante de temps de la résistance R et du condensateur C2 (voir équation 3 4a), tandis que la fréquence limite supérieure variable f'11 , f'12 ou f'13 des constantes de temps du montage série de la résistance R5 et de la résistance réglable Rg, ainsi que du condensateur C2 est équivalente (voir équation 4b). La réponse globale en amplitude du correcteur de distorsion réglable 11a se compose des réponses en amplitude pour les filtres 111 et 112,ce qui signifie une multiplication des deux réponses en am plitude F (j fi ) suivant les équations (1) et La réponse globale en fréquence de la n-ième unité de translation qui, par définition, se compose du n-ième filtre passe-bas d'émission, du (n+1)-ième tronçon du canal de transmission et du (n+l)- ième correcteur de distorsion, ressort dans le diagramme de Bode (voir fig. 6) de la différence entre la réponse en amplitude du (n+l)-ième correcteur de distorsion et la caractéristique d'amortissement du (n+l)-ième tronçon du canal de transmission, si l'on néglige le n-ième filtre passe-bas d'émission, parce que celui-ci ne devient effectif qu'a partir de la moitié de la fréquence de rythme (ici 1 MHz). Lorsque cette différence est presque égale à zéro dans toute la gamme de fréquences de transmission, c'est-à-dire lorsque la courbe d'amortissement et la courbe de réponse en amplitude coln- cident presque dans la fig. 6, il ne se produit pas un chevauchement d'impulsions discrètes voisines du signal digital, parce que l'unité de translation ne présente pas une caractéristique passe-bas avec une fréquence limite inférieure à la moitié de la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes ou de la fréquence de rythme.Ceci s'applique essentiellement au tronçon de canal d'une longueur de 1 kmO Pour une longueur de 2 km, il se manifeste déjà, à la fréquence de 1 MHz (ici la moitié de la fréquence d'impulsions discrètes ou du rythme) une nette différence (voir figo 6) Il s'établit donc quelque peu un comportement en filtre passe-bas et donc un léger chevauchement ou recouvrement d'impulsions voisines. Finalement, pour une longueur de 3 km, cette différence est déjà très importante, et la caractéristique passe-bas et, par conséquent, le chevauchement d'impulsions discrètes voisines du signal digital sont sensiblement deux fois plus élevés.Cette dernière circonstance est donc favorable à l'amortissement optimal des perturbations paradiaphoniques qui se manifestent aux hautes fréquences et qui vont augmentant avec la longueur du tronçon du canal de transmission0 Lorsque les voies de transmission sont constituées par des conducteurs bifilaires de câbles, et vu que les puits à câbles, notamment en ce qui concerne les Postes de la Républiques Fédérale Allemande, sont distants d'environ 300 à 500 m les uns des autres, les amplificateurs régénérateurs peuvent être disposés de la manière voulue (exposée plus haut), c'est-à-dire à des intervalles plus courts à proximité des postes terminaux et à des intervalles plus longs lorsque l'éloignement des postes terminaux est plus grand. Les résistances réglables Rg du correcteur de distorsion réglable 11a sont avantageusement formées par des transistors à effet de champ dont l'électrode de commande se voit appliquer, par l'unité de régulation 13a, le signal de réglage en tant que tension de commande. Ainsi qu'il a été exposé plus haut, ii est déjà connu de compenser la composante prévisible du chevauchement, due à la caractéristique passe-bas de unité de translation, d'impulsions discrètes du signal digital (voir figs 5a à 5e et la description qui s'y rapporte)0 Une compensation ou une soustraction de la composante imprévisible du chevauchement est cependant impossible.Or, suivant l'invention, et contrairement à cet état connu de la technique, le rapport signal/bruit du signal digital peut être augmenté en élevant la composante prévisible - qui, de toute façon, doit être soustraite ultérieurement - du chevauchement, aux dépens de la composante imprévisible, c'est-à-dire en modifiant la symétrie des impulsions discrètes0 Il s'ensuit qu'en fin de compte l'augmentation de la composante prévisible du chevauchement n'est pas préjudiciable. Cette modification de symétrie peut être effectuée d'une manière simple par une distorsion par retard de propagation, où les composantes de fréquence sont retardées d'une manière inégale. La fig. Sf représente l'influence de la distorsion par retard de propagation sur une impulsion discrète symétrique d'un chevauchement imprévisible i1 et d'un chevauchement prévisible i Lors de l'essai pratique de l'invention on a constaté avec surprise qu'une distorsion par retard de propagation, dans le sens de l'invention, est déjà provoquée par le tronçon de canal de transmission correspondant à une unité de translation, lorsque la voie de transmission est formée par des câbles Dans le cas d'un câble idéal sans distorsion par retard de propagation, utilisé comme tronçon de canal de transmission, la constante de phase t3 augmente de façon linéairevavec la fréquence, tandis que la constante de phase N d'un câble réel à distorsion par retard de propagation est fort négative aux très basses fréquences et ne se rapproche de la courbe idéale qu'aux hautes fréquences. Ces allures sont représentées dans la fig. 5g. Etant donné que le temps de propagation r peut être calculé de la longueur de câble 1, de la constante de phase j3 et de la fréquence, on obtient, en partant de la fig. 5g, la fig. 5h, dans laquelle le temps de propagation t d'un câble réel et le temps de propagation d'un câble idéal ont été portEs en fonction de la fréquence angulaireS,w,.On voit que le temps de propagation È du câble idéal est constant dans toute la gamme de fréquences, mais que les temps de propagation ( du câble réel est beaucoup plus élevé aux très basses fréquences et ne se rapproche du temps de propagation du câble idéal qu'aux fréquences plus élevées.Ce comportement du câble réel contribue à effectuer le déséquilibrage de la symétrie, conforme à l'invention, des impulsions discrètes du signal digital. Une augmentation de la distorsion par retard de propagation due uniquement au tronçon du canal de transmission, peut être atteinte en branchant dans le correcteur de distorsion 11a ou immédiatement derrière celui-ci un correcteur de temps de propagation 20 (voir figo 7), par exemple des circuits passe-tout (voir Steinbuch Rupprecht, "Nachrichtentechnik" 1967, page 115 et suivantes), correcteur qui - tout comme le câble - retarde les basses fréquences plus fortement que les hautes fréquences. A titre de variante le correcteur de retard de propagation 20 peut être disposé dans le filtre passe-bas d'émission de l'amplificateur régénérateur précédent. Afin de régler correctement le système de compensation de chevauchement 125 en vue de la compensation du chevauchement prévisible - système dont un exemple de réalisation (qui sera encore expliqué) est représenté dans la fig. 13 - , on doit d'abord mesurer la composante prévisible du chevauchement0 Une première possibilité d'effectuer la mesure consiste à envoyer une impulsion rectangulaire discrète (voir fig. 5a) d'une durée T à travers l'unité de translation ; on peut lire ainsi, à partir de la réponse impulsionnelle s(t) (voir fig. 5b), la composante prévisible i2 du chevauchement, notamment à l'aide d'un oscillographe. L'autre possibilité d'effectuer la mesure fait appel au diagramme dit "oculaire" (eye pattern), qui sera exposé dans la suite0 Le diagramme oculaire est formé sur la base de l'observation dite 'tworst-caset', c'est-à-dire qu'en formant le diagramme oculaire on met en évidence le cas le plus défavorable en ce qui concerne l'immunité vis-à-vis des parasites. A cette fin, on envoie depuis un générateur à action fortuite un train statistiquement aléatoire d'impulsions discrètes, à travers une unité de translation, vers le circuit générateur d'amplitude 12a, qui suit, de l'amplificateur régénérateur considéré. Dans la fig. 9 on a représenté, dans l'intérêt de la clarté, un cas simple de la formation du diagramme oculaire (pour un signal digital codé en binaire)0 La figo 9a représente, pour le cas où les mots appelés à être transmis par le signal digital codé en binaire se composent de trois bits, toutes les combinaisons possibles de bits, et donc de motso Ces combinaisons de bits ou trains d'impulsions discrètes du signal digital subissent, comme indiqué plus haut, de la part de l'unité de translation et en raison de la caractéristique passe-bas de celle-ci, une expansion, qui est mise en évidence dans la fig. 9bo La superposition de tous ces trains d'impulsions expansées fait apparaître à la sortie de l'unité de translation un diagramme oculaire, qui peut être observé à l'aide d'un oscillographe, par exemple.Ce diagramme a été dénommé ainsi parce qu'il comporte au centre un espace sans signal, soit l't'oeil"O On voit clairement quten comparaison avec le diagramme oculaire à la sortie de l'émetteur (voir fig. 9a) - ou l'oeil est constitué, dans un cas limite, par le carré médian -, l'ouverture formant l'oeil du diagramme oculaire obtenu en aval de l'unité de translation va en diminuant à mesure que l'expansion des impulsions discrètes augmente. Lorsqu'on recueille le diagramme oculaire en un point de l'amplificateur régénérateur où le système de compensation de chevauchement 125 a déjà influencé le signal digital1 on peut déterminer le réglage optimal du système de compensation de chevauchement par l'adoption de la plus grande ouverture oculaire possible Il s'ensuit que, dans cette seconde possibilité d'opérer la mesure de la composante prévisible du chevauchement, la mesure prend aussitôt l'aspect du réglage du système de compensation de chevauchement. On décrira ci-après un exemple de réalisation de l'unité de régulation 13a de l'amplificateur régénérateur de la fig. 7, employé conformément à l'invention. Suivant la fig. 7, l'unité de régulation 13a se compose de quatre blocs, à savoir du différentiateur 131, d'un circuit de polarisation 132 qui commande ce dernier, du filtre non linéaire 135 et d'un circuit de signal de correction 134, ces deux derniers éléments étant tous deux commandés par le différentiateur 131. Le circuit de signal correcteur 134 commande de son côté les deux filtres correcteurs de distorsion 111 et 112, ainsi que le compensateur de chevauchement 125 du circuit régénérateur d'amplitude 12. Suivant l'exemple de réalisation de l'unité de régulation 13a de la fig. 10,le différentiateur 131 contient un amplificateur opérationnel V11 branché en différentiateur et qui, partant du signal digital III, présent en code binaire, engendre un signal digital U11 (voir fig. lita) ou IV (voir fig. 3), qui correspond à un autre code et dont le maximum de spectre de puissance se situe à la moitié de la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes ou de la fréquence de rythme (voir aussi figs 4a, 4b et 4c et les explications qui s'y rapportent). A l'entrée de l'amplificateur opérationnel V11 se trouve un condensateur C11 ; on prévoit en outre une résistance de contre-réaction R12. Le potentiel de repos de sortie U10 (voir fig. 11) de l'amplificateur opérationnel V11 est ajusté au moyen d'une résistance R13 du circuit de polarisation 132, de façon à présenter une valeur déterminée, 2 V par exemple. Ainsi qu'il a été exposé plus haut, il est avantageux d'établir l'unité de translation sous la forme d'un filtre passebas dont la fréquence limite (supérieure) diminue lorsque la longueur des tronçons de la ligne de transmission augmente, cela afin de ré duire les perturbation dues à la paradiaphonie. Or, il en résulte que l'amplitude de la composante de fréquence à laquelle on a recours pour la régénération du temps - et, suivant l'invention, aussi pour l'ajustement du correcteur de distorsion 11a -, composante qui est égale à la moitié de la fréquence de récurrence des impulsions discrètes ou de la fréquence de rythme, est plus fortement amortie, ce dont l'unité de régulation l3a, à laquelle cette amplitude est injectée en tant que signal effectif, doit tenir compte, cela en faisant en sorte que cette amplitude ne soit pas maintenue constante, mais soit diminuée de la quantité requise, lors du réglage du correcteur de distorsion pour des tronçons plus longs de la ligne de transmission Cette quantité requise peut être aisément mise au point lorsqu'on effectue un réglage à action proportionnelle Cette variation désirée, qui persiste encore, de l'amplitude de la moitié de la fréquence de rythme pour différents réglages du correcteur de distorsion, qui correspondent soit à la plus petite, soit à la plus grande longueur de tronçon de ligne de transmission, est déterminée par la déviation de réglage rémanente Ud La déviation de réglage rémanente est inversement proportionnelle à l'amplification du système de régulation, ainsi qu'il sera montré dans la suite d'une manière plus pré ciste0 Le signal de correction, qui sert au reglage des filtres correcteurs de distorsion 111 et 112 et à la commande du compensateur de chevauchement 125, est engendré dans le circuit de signal correcteur 134 de la figo 10a de la manière suivante La grandeur effective servant à l'obtention du signal correcteur est constituée par l'amplitude du signal digital U11 ou IV codé en binaire et différencié, amplitude qui (voir également fig. 6 et la description qui s'y rapporte) est représentative de la longueur des tronçons de la ligne de transmission entre les différents amplificateurs régénérateurs. Le signal U11 est appliqué, à travers un condensateur C14, à l'entrée d'un amplificateur opérationnel inventeur V dont le facteur d'amplification est réglé à l'aide des résistan13 ces R17 et R16. Les résistances R16 et R17 sont calculées de manière 17 à tenir compte de la caractéristique recherchée du correcteur de distorsion Ila (voir ci-dessous)O Le point de fonctionnement de l'amplificateur inverseur V13 est déterminé par la résistance R18 de telle manière que sa ten 13 sion de repos de sortie U130 représente un potentiel fixe de 5 V, par exemple.Il s'ensuit que l'amplificateur inverseur V13 ne peut ex 13 ploiter que des impulsions positives du signal U11, à partir desquelles il receuille à sa sortie des impulsions négatives U (voir fig. 11 c) 13 qui, à laide d'un condensateur C15 et de deux diodes D11 et D12, établissent dans un condensateur C16 une tension négative U16 (voir figo lld) ou (dans la fig. 7) IVa.La tension U16 dont la valeur est ainsi déterminée par la résistance R18, représente le signal correcteur dé siré , qui actionne les résistances réglables Rg dans les deux filtres correcteurs de distorsion 111 et 112, ainsi que la résistance réglable R dans le compensateur de chevauchement 125, toutes les résistances 30 réglables étant avantageusement constituées par des transistors à effet de champ. Le schéma de montage de principe, en ce qui concerne la technique de régulation, de l'unité de régulation 13a, en considérant sa coopération avec le correcteur de distorsion réglable lita, est représenté dans la fig. 10b, d'où ressortent clairement les fonctions des différents blocs du point de vue de la technique de la régulation. Pour un circuit de réglage à régulateur à action proportionnelle on a en général (voir Merz, "Grundkurs der Regelungstechnik, 1964, p.A/52 et suivantes) pour un temps de réglage t R co où z = écart de réglage apparaissant avant le réglage U d = écart de réglage apparaissant après le réglage (écart de réglage "rémanent") V = amplification du système réglé s V = coefficient- d'amplification du système de régulation. p Si le coefficient d'amplification V du système de régula- p tion, et donc aussi de l'amplificateur V13, était élevé, le circuit de régulation veillerait, conformément à la formule ci-dessus, à ce que, à chaque ajustement du correcteur de distorsion, la moitié de la fréquence de rythme ou de la fréquence de récurrence des impulsions discrètes apparaisse à la sortie du correcteur de distorsion avec la même amplitude, étant donné que, pour Dans chacune des figs 10c et 10d, l'amplitude de la moitié de la fréquence de rythme UfH est représentée en fonction de la longueur des tronçons de la ligne de transmission.La courbe continue représente l'allure à entrée du correcteur de distorsion et la courbe tiretée, l'allure à la sortie de celui-ci. Dans la figo 10c on a représenté le cas d'un facteur d'amplification élevé V, ctest-à-dire où l'amplitude de la moitié de la fréquence de rythme est de la même grandeur pour tous les ajustements du correcteur de distorsion. Or, ceci est indésirable parce que, suivant l'invention, l'unité de translation, constituée par l'étage émetteur de l'amplificateur régénérateur précédent, le tron çon du canal de transmission et le correcteur de distorsion, doit posséder une caractéristique passe-bas dont la fréquence limite (supérieure) doit se déplacer vers le bas lorsque la longueur des trongons du canal de transmission augmente, afin de mieux éliminer la paradiaphonieO Pour cette raison, si l'on règle le correcteur de distorsion pour une grande longueur de tronçon (3 km, par exemple), l'amplitude de la moitié de la fréquence de rythme apparaîtra diminuée de Ud à la sortie de ce correcteur0 Suivant l'invention, le but visé est atteint grâce au fait que le système de régulation comprenant l'amplificateur V possède 13 un'faible coefficient d'amplification limités O De De cette façon, p sa région de proportionnalité et l'écart de réglage rémanent Ud augmentent jusqutà la valeur désirée (figo 10d)o La tension U11 apparaissant à la sortie de l'amplificateur opérationnel V11 parvient également dans un inverseur digital V12 (constitué par le filtre non linéaire 135 de la fig. 7). L'inverseur V12 est affecté d'un seuil déterminé, représenté dans la fig. lia. Il ressort en outre de la figo lia que seules les composantes du signal U11 situées au-dessous du seuil de l'inverseur V12 font réagir ce dernier, de façon qu'il émette un signal U12 composé d'étroites impulsions rectangulaires discrètes0 Ces impulsions discrètes servent à exciter ou à déclencher le circuit régénérateur de temps suivant, composé de l'extracteur de rythme 14a et du conformateur d'impulsions 15 et constituent donc les impulsions de déclenchement. D'ailleurs, la tension U12 correspond au signal V des figs 3 et 7. Outre la possibilité de régler le point de fonctionnement de l'amplificateur opérationnel V11 par la résistance R13, il existe encore une seconde possibilité d'influencer ce point de fonctionnement, à savoir par l'entremise de résistances R19, R15 et d'une dio de D13 du circuit de polarisation 132. La diode D est raccordée, 13 13 par un conducteur de connexion prévu conformément à l'invention, à la sortie du filtre à quartz 142 de l'extracteur de rythme 14a. Aussitôt que le signal de sortie VII du filtre à quartz 142 dépasse une valeur déterminée, la diode D devient conductrice de sorte qu' 13 il s'établit, dans un condensateur C13 (voir fig. 10a) du circuit de polarisation 132, une tension plus négative que le seuil (voir fig. lita) de l'inverseur V12 . De cette façon, le potentiel de repos de sortie U10 de l'amplificateur opérationnel V11 est rendu plus positif, de sorte que les composantes négatives des impulsions de la tension U11 touchent seulement au seuil de l'inverseur V12 qui suit, ou n'atteignent point ce seuil.Ainsi, les impulsions de déclenchement des signaux de sortie U12 de l'inverseur V12 se rétrécissent de plus en plus et disparaissent finalement, comme il ressort clairement des figs lia et 17b, si l'on déplace U10 vers le haut Suivant l'invention, un filtre actif LC 141, accordé sur la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes ou la fréquence de rythme, est branché dans l'extracteur de rythme 14a, devant le filtre à quartz 142.Le filtre LC 141 possède un faible facteur de qualité et donc une faible pente de phase, de sorte qu'il élimine la fréquence de rythme hors des impulsions de déclenchement V fournies par l'inverseur V12 et, par conséquent, écarte des impulsions de déclenchement V les composantes de fréquence qui perturbent de la manière décrite plus haut le fonctionnement du filtre à quartz 142, c'est-à-dire qu'il engendre, à partir de chaque impulsion de déclenchement, une oscillation sinusoïdale VI, fortement amortie il est vrai. Le conducteur de connexion qui, suivant l'invention, relie la sortie du filtre à quartz 142 à la diode D13 du circuit de polarisation 132, boucle donc le trajet d'action partantdu différentiateur 131 et passant par le filtre non linéaire 135 et l'extracteur de ythme 14a, qui comprend le filtre LC 141 et le filtre à quartz 142, de sorte qu'il se forme un second circuit de régulation.Ce second circuit de régulation règle - en cueillant le signal de sor tie de l'extracteur de rythme 14a - la largeur des impulsions de déclenchement V et, par conséquent, lténergie injectée par le filtre non linéaire 135 de l'unité de régulation l3a dans l'extracteur de rythme 14a et le circuit régénérateur de temps0 Il s'ensuit que, contrairement à la commande connue, décrite plus haut (voir van der Houwen, à l'endroit mentionné), des impulsions de déclenchement, le circuit régénérateur de temps re se vo-t injecter que la quantité d'énergie nécessaire pour maintenir constante l'amplitude du signal de sortie VII du filtre à quartz 142.Les variations d'amplitude du signal VII qui persistent encore sont sans importance, parce que la bascule de Schmitt 151, du conformateur d'impulsions 15 branchée derrière le filtre à quartz 142, obtient,à partir de ce signal, le signal rectangulaire VIII On décrira ci-après d'une manière plus détaillée un exemple de réalisation du circuit régénérateur de temps, formé par l'extracteur de rythme 14a et le conformateur d'impulsions 15, en se référant à la fig. 12 et aux signaux correspondants, représentés dans la figo 3. Les impulsions de déclenchement du signal V, qui contiennent déjà la composante de la fréquence de rythme ou fréquence de récurrence d'impulsions discrètes, parviennent de l'inverseur digital V12 dans le filtre actif LC 141, lequel consiste en un amplificateur opérationnel V21 couplé en contre-réaction par une résistance R22, amplificateur dont la résistance d'entrée est constituée par un circuit résonnant série amorti comprenant une résistance R21, un condensateur C21 et une inductance L21" A la sortie de l'amplificateur opérationnel V21 apparaissent des oscillations amorties VI à la fréquence propre 1/T, qui correspond à la fréquence de rythme (voir figo 3). Une comparaison de signaux V et VI montre que les oscillations amorties VI sont toujours excitées à nouveau par les impulsions de déclenchement du signal V. Les oscillations amorties VI parviennent à l'entrée d'un second amplificateur opérationnel V22 couplé en contre-réaction (par une résistance R ) et qui comprend, en guise de résistance 25 entrée, un quartz Q, qui fonctionne en résonance série. L'amplificateur opérationnel V22 forme, ensemble avec son montage, le filtre à quartz 142. A la sortie de l'amplificateur opérationnel V22 apparait la tension VII, qui constitue une tension sinusoïdale presque uniforme de la fréquence 1/T, c'est-à-dire, de la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes ou de rythme. Le signal VII parvient, d'une part, dans le circuit de polarisation 132, comme indiqué plus haut et, d'autre part, dans la bascule de Schmitt 151 qui, dans la fig. 12, se compose de deux cir cuits NON V et V24 et de résistances R et R La bascule de 23 24 26 27 Schmitt 151 recueille le signal rectangulaire VIII à partir du signal VII (voir fig. 3). Le signal VIII parvient à l'entrée du différentiateur 152, lequel se compose d'un amplificateur opérationnel V25, de la résistance de couplage en contre-réaction R29 de celui-ci, ainsi que d'un condensateur d'entrée C22 . Une résistance R28 fait en sorte que la sortie du différentiateur 152 est au potentiel O V à ltétat de repos. Ceci offre l'avantage que le différentiateur 152 ne peut exploiter que les flancs arrière des signaux VIII et retirer de ceux-ci le signal de fenêtre de temps IX avec impulsions discrètes positives. Le signal de fenêtre de temps IX est injecté au régénérateur 16 (voir figs 7 et 13). Finalement, la figo 13 représente un exemple de réalisation du circuit régénérateur d'amplitude 12a en combinaison avec le régénérateur 16 de l'amplificateur régénérateur employé conformément à l'invention. Le signal de sortie III (voir fig. 3) du circuit correcteur de distorsion est injecté, à travers un passe-haut 121, prévu suivant l'invention, à partir d'un condensateur C et d'une résis 31 tance R31,dans l'entrée de l'étage préliminaire 122, lequel comprend un amplificateur opérationnel V31 couplé en contre-réaction par une résistance R32 et servant à la totalisation. 32 L'amplificateur opérationnel V31, couplé en contre-réaction, est conçu en ce qui concerne la tension continue, comme un amplificateur non inverseur dont la tension de seuil de déclenchement est affectée d'un coefficient d'amplification égal à l'unité, tension égale à celle de l'élément de décision 123, qui suit et qui est constitué par un amplificateur opérationnel V32. Il s'ensuit que lorsqu'aucun signal n'est (théoriquement) appliqué à l'amplificateur opérationnel V31, la tension de seuil apparaît à la sortie de celui ci.Cette sortie est donc au même potentiel que le seuil de l'amplificateur opérationnel V32, qui suit0 Lorsque les amplificateurs opérationnels V31 et V sont des amplificateurs ou inverseurs iden 31 32 tiques, le potentiel de sortie de l'étage préliminaire 122 et le seuil d'entrée de l'élément de décision 123 ont la même réponse en température, de sorte que le point de fonctionnement de l'étage préliminaire 122 est maintenu stable, en conformité avec le seuil de l'élément de décision 123. Le raisonnement ci-dessus n'est juste qu'à la condition que l'étage préliminaire 122 soit découplé, en ce qui concerne le courant continu, du correcteur de distorsion 11a de l'amplificateur régénérateur considéré. Dans le cas contraire, le point de fonctionnement de l'étage préliminaire 122 varierait sous l'effet de perturbations du potentiel de courant continu. Suivant l'invention, le découplage galvanique désiré est assuré par le passe-haut 121, c'est-à-dire, immédiatement avant l'étage préliminaire 122o Si l'on adoptait déjà un découplage galvanique supplémentaire dans le correcteur de distorsion 11a ou avant celui-ci, cela aurait l'inconvénient d'introduire dans l'amplificateur régénérateur une nouvelle constante de temps malaisément définissable0 Toutefois, cette difficulté est écartée, suivant l'invention, par le passe-haut 121 prévu après le correcteur de distorsion lita, étant donné que ce dernier peut être réalisé en couplage galvanique. Grâce à cette disposition, il suffit de tenir compte des constantes de temps indispensables du translateur de sortie de l'amplificateur régénérateur qui précède, en considérant le sens de la transmission, ainsi que du translateur d'entrée de l'amplificateur régénérateur considéré. En outre, le passe-haut 121 permet d'éviter les difficultés qui se présentent à propos de la fixation des constantes de temps des translateurs 18 et 10 de l'amplificateur régénérateur connu0 En effet, suivant l'invention, les constantes de temps des translateurs 10 et 18 sont choisies aussi élevées que possible, tandis que la constante de temps du passe-haut 121 est peu élevée comparativement à celles dè ces translateurs et n'est prise en considération qu'à propos de la récupération du courant continu0 Cette manière de procéder est correcte, parce que le passe-haut 121, présent dans l'amplificateur régénérateur, peut être exactement étalonné et améliore ainsi la protection de cet amplificateur régénérateur vis-à-vis de parasites basse fréquence. Un autre avantage du passe-haut 121 apparait lorsqu'on considère la méthode appliquée pour la récupération du courant continu. Ainsi qu'il a été exposé plus haut, le signal digital régénéré, qui apparaît à la sortie du régénérateur 16, est ap pliques par l'entremise du filtre 124, en vue de la récupération du courant continu, à l'étage préliminaire 122, situé avant l'élé- ment de décision 123. Cette méthode de récupération du courant continu fonctionne parfaitement lorsque chaque impulsion discrète est correctement identifiée lorsqu'elle apparaît à la sortie du régénérateur 16.Toutefois, lorsqu'il se produit une erreur par suite d'une perturbation, cette erreur détermine un signal incorrect à partir du filtre 124, signal qui est appliqué à l'entrée de l'étage préliminaire 122 et qui compromet la probabilité de l'identification pour les impulsions discrètes suivantes. Il s'ensuit que, pendant le temps où un tel faux signal se manifeste, on doit escompter une moindre immunité de l'amplificateur régénérateur vis-à-vis des parasites. Or, ce temps est déterminé par la constante de temps du filtre 124, laquelle est à son tour déterminée par la constante de temps du passe-haut 121. Il est donc avantageux d'adopter pour le passe-haut 121 une constante de temps aussi petite que possible, ainsi que cela est prévu par l'invention. Une méthode analogue est appliquée dans l'amplificateur régénérateur suivant l'invention dans le but de compenser le chevauchement prévisible i2 des impulsions discrètes du signal digital. Toutefois, dans ce cas également il convient de tenir compte qu'une impulsion incorrectement identifiée est la cause d'un signal de compensation défectueux, qui réduit la probabilité de l'identification pour l'impulsion suivante ét, de cette façon, peut > conjointement avec. les parasites externes, donner lieu à d'autres erreurs. Pour cette raison, à savoir dans le cas où l'on doit escompter des parasites importants, donc, par exemple, à proximité des postes terminaux, on ne devrait pas appliquer la compensation de chevauchement.Dans ce cas, le tronçon du canal de transmission sera de faible longueur0 Par conséquent, et comme déjà exposé plus haut, la caractéristique du correcteur de distorsion ajustable 116 est réglée, suivant l'invention, de telle manière qu'après franchissement d'un tronçon de canal de transmission de faible longueur il ne se produise pas de chevauchement entre impulsions voisines0 Une compensation du chevauchement ne s'impose donc pas et ne sera d'ailleurs pas effectuée. L'étage préliminaire 122, le filtre passe-haut 121, le compensateur de chevauchement 125 et le filtre 124 pour la récupération du courant continu constituent, dans l'exemple de réalisation de l'invention représenté, une unité dont l'élément central est formé par l'amplificateur opérationnel V310 L'amplificateur opération nel V31 est constitué - ainsi qu'il a été mentionné plus haut - sous 31 la forme d'un amplificateur totalisateur comprenant une résistance fixe de couplage en contre-réaction R32 et un point totalisateur S, auquel - conformément à l'invention - trois signaux sont appliqués par l'entremise de mailles de pondération correspondantes. La maille de pondération pour le signal digital corrigé VII est constituée par le passe-haut 121.La maille de pondération pour le signal digital (inversé) régénéré XIII est constituée par le filtre 151 fonctionnant en passe-bas et servant à la récupération du courant continu. Lorsque ces deux mailles de pondération sont réalisées de façon à posséder la même constante de temps, on obtient une récupération favorable du courant continu, Pour compenser le chevauchement prévisible i2 des impulsions discrètes du signal digital, on applique le signal digital régénéré XIII, par l'entremise d'une maille de pondération sous la forme d'un compensateur de chevauchement 125, au point de totalisation S Le signal de compensation de chevauchement est dérivé, dans le compensateur de chevauchement 125, à partir du signal régénéré XIII, à la sortie du régénérateur 16, par l'entremise d'un simple filtre constitué par une résistance R33 et une résistance ajustable ou réglable R300 La résistance ajustable R30 est ajustée par le signal correcteur fourni, sous la forme d'une tension U16, par le circuit de signal correcteur 134, la résistance R étant avanta 30 geusement un transistor à effet de champ, dans l'électrode de commande duquel est injectée la tension U16.Il s'ensuit que, suivant l'invention, une compensation du chevauchement d'impulsions discrètes voisines du signal digital n'est amorcée automatiquement que lorsque le correcteur de distorsion 17a (voir figo 8a), dont les deux résisthnces réglables Rg sont commandées par la même tension U16, fonctionne - conjointement avec les autres étages de l'unité de translation et compte tenu de la longueur du tronçon considéré du canal de transmission - comme filtre passe-bas qui provoque un chevauchement des impulsions discrètes (voir l'exposé détaillé ci-dessus). Dans la fig. 13, le régénérateur 16 - qui, d'une manière générale, peut être un étage à bascule bistable - est un flipflop JK à entrées de commande et K, à entrée de rythme kp et à sorties o et 4 . Le signal digital régénéré XIII apparaît à la sortie q du régénérateur 16. A la sortie q, est raccordé le filtre 151 pour la récupération du courant continu, filtre qui recueille, à partir du signal digital inversé régénéré, par l'entremise de deux résistances R35 et R36, ainsi que d'un condensateur Cl;2, le signal de compensation XI de la récupération du courant continu. Le signal de compensation de récupération de courant continu XI ajoute au signal digital les composantes basse fréquence qu'il avait perdues antérieurement par l'action du translateur et du passe-haut 121. Un exemple de réalisation, qui a fait ses preuves dans la pratique, de l'amplificateur régénérateur de la fig. 7, utilisé suivant l'invention, est exécuté complètement - à l'exception de l'émetteur de l'étage 17 - avec des circuits de commutation digitaux TTL, lesquels exécutent toutefois pour la plupart des fonctions linéaires. Suivant l'invention, ceci est obtenu, par exemple, en couplant en contre-réaction un inverseur digital (1/6 Hexinverter, par exemple 74L04 de la firme Texas Instruments) à la manière des circuits connus (voir, par exemple, B.W. Schaufelberger, "Operationsverstaker und ihre Schaltungstechnik Firme Kontron, München-Feldmoching) par des amplificateurs opérationnels, où il est tenu compte qutil n'est fait usage que de l'entrée inverseuse (existante), tandis que l'entrée non inverseuse (absente) se voit appliquer une tension qui correspond au seuil digital de la bascule (l,4Venviron). Il convient également de tenir compte que ces amplificateurs ne sont pas des amplificateurs opérationnels "idéals", si l'on considérée, par exemple1 la résistance d'entrée et la résistance de sortie, ainsi que le faible coefficient d'amplification ouvert. Or, ces amplificateurs conviennent très bien précisément dans le cas d'amplificateurs régénérateurs - où l'on recherche la rapidité et, simultanément, une absorption de puissance minimale -, en particulier lorsqu'on utilise des circuits de commutation à faible absorption de puissance (circuits de commutation "Low Power TEL') Un tel amplificateur régénérateur a été employé avec succès dans les conducteurs symétriques isolés au papier, d'un diamètre de 0,6 mm, avec un code binaire et une fréquence d'impulsions discrètes ou de rythme de 2,048 Mbit/sec. La fig. 14 représente un exemple de réalisation de l'amplificateur régénérateur utilisé suivant l'invention et destiné à la mise en oeuvre de signaux digitaux codés en bipolaire (voir figo lb). Cet exemple d'exécution offre une grande ressemblance avec celui de la fig. 7 qui - ainsi qu'il a été dit plus haut - est relatif à l'amplificateur régénérateur utilisé suivant l'invention pour signaux digitaux codés en binaire (voir fig. la). Les signaux apparaissant en divers points de l'exemple de réalisation de la figo 14 sont représentés dans la fig. 15. Les étages du montage de l'exemple de réalisation de la fig. 14 qui sont identiques à des étages de l'exemple de réalisation de la figo 7 ont été désignés par les mêmes chiffres de référence que dans la fig. 7 (avec adjonction de "a" ou t'but pour les différents signes du signal bipolaire), de sorte qu'il est inutile de décrire ces étages à cet égard. L'adjonction d'un "prime" à l'indice de référence indique une différence (décrite). De même, des signaux qui apparaissent dans l'exemple d'exécution de la fig. 14 en des points équivalents à ceux de l'exemple d'exécution de la fig. 7 sont désignés par les mêmes chiffres de référence romains, avec adjonction d'un prime. Etant donné qu'un signal digital codé en bipolaire est un signal ternaire -c'est-à-dire qu'il comporte théoriquement trois états différents, alors que les signaux digitaux codés en binaire ne comportent que deux états différents - on obtient en substance un doublement des étages du circuit~ régénérateur d'am plitude 12a, ainsi qu'il ressort de la figo 14. Une comparaison de la fig. 14 avec la fig. 7 montre en outre que le filtre 124 pour la récupération du courant continu et le passe-haut 121, présents dans la figo 7, ont été éliminés, étant donné que - ainsi qu'il a été indiqué plus haut - les signaux digitaux codés en bipolaire sont exempts de courant continu. Tou- tefois, les deux étages nommés en dernier lieu peuvent être adoptés lorsqu'il s'agit d'obtenir une sécurité accrue vis-à-vis des parasites basse fréquence. En outre, et contrairement à la figo 7, on a séparé l'émetteur et le filtre passe-bas d'émission, car le signal digital bipolaire régénéré ne se compose pas avant les translateurs de sortie 18'. Au translateur de sortie 18' est raccordé le filtre passe-bas d'émission 17c, lequel est suivi immédiatement du tronçon suivant du canal de transmission. L'unité de régulation 13a' de la fig. 14 ne diffère de l'unité de régulation 13a suivant la fig. 7 que par la présence d'un décaleur de niveau 131l à la place du différentiateur 131. En effet, il est inutile de prévoir une différentiation pour le transcodage du signal de sortie du correcteur de distorsion lita, étant donné que, dans le cas d'un signal digital codé en bipolaire, ce signal de sortie possède déjà son maximum de spectre de puissance à la moitié de la fréquence de rythme ou de la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes Le décaleur de niveau 131' effectue, de la même manière que le différentiateur 131 de la fig. 7, ensemble avec le filtre non linéaire 135, une modification de la largeur des impulsions de déclenchement pour le circuit régénérateur de temps. Le circuit de signal de correction 134 est dans ce cas raccordé directement à la sortie du correcteur de distorsion lita. Ceci est rendu possible par le fait que le décaleur de niveau 131 r n'effectue de toute façon pas de transcodage. Le décaleur de niveau 13l'peut être constitué comme le différentiateur 131 suivant la fig. 10a, mais en remplaçant le condensateur C11 par une résistance ohmique. REVENDICATIONS l) Canal de transmission digital pour la transmission de signaux digitaux, avec amplificateurs régénérateurs disposés entre les différents tronçons du canal de transmission, en vue de la régénération des signaux digitaux déformés et affectés de parasites à la suite de la distorsion d'amortissement du tronçon du canal de transmission qui précède immédiatement, en considérant le sens de la transmission, chacun des amplificateurs régénérateurs pour les signaux digitaux d'entrée comprenant un correcteur de distorsion qui régénère ces signaux et dont la sortie est raccordée à un circuit de régénération d'amplitude qui, partant des impulsions discrètes du signal de sortie du correcteur de distorsion, engendre, lors du dépassement d'un seuil d'amplitude positif ou négatif, des impulsions en fonction des impulsions discrètes du signal digital non perturbé, ainsi qu'à un circuit de régénération de temps qui élimine les déphasages du signal de sortie du correcteur de distorsion, les deux circuits commandant un régénérateur destiné à fournir le signal digital régénéré, caractérisé en ce que le correcteur de distorsion comprend un élément de réglage qui détermine sa réponse en amplitude; et en ce que les éléments de réglage sont raccordés à la sortie d'un premier système de régulation connecté à la sortie du correcteur de distorsion, système qui détecte l'amplitude d'une composante de fréquence caractéristique du signal de sortie du correcteur de distorsion et commande les éléments de réglage de telle manière que la réponse en amplitude du correcteur de distorsion de l'amplificateur régénérateur considéré compense la distorsion d'amortissement du tronçon précédent de la ligne de transmission. 2) Canal de transmission suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la composante de fréquence caractéristique - à l'exception de la fréquence zéro - est la fréquence du signal digital pour laquelle le spectre de puissance du signal digital présente un maximum. 3) Canal de transmission suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le correcteur de distorsion se compose de plusieurs filtres correcteurs de distorsion, branchés en série, à fréquence limite inférieure fixe, à partir de laquelle commence une caractéristique passe-haut, dont la fréquence limite supérieure, qui ne permet pas l'accroissement de l'action passe-haut, peut être modifiée à l'aide d'éléments de réglage. 4) Canal de transmission suivant une quelconque des re vendications précédentes, où un filtre passe-bas d'émission est prévu à la sortie du régénérateur de chaque amplificateur régénéra teur, caractérisé en ce que la n-ième unité de translation (n étant un nombre entier), composée du filtre passe-bas d'émission du n-ième amplificateur régénérateur, du (n+1)-ième tronçon du canal de trans mission et du correcteur de distorsion du (n+l)-ième amplificateur régénérateur, possède une caractéristique passe-bas dont la fréquen ce de coupure supérieure se déplace vers le bas à mesure que l'am plitude de la composante de fréquence caractéristique du signal d'entrée du correcteur de distorsion diminue1 c'est-à-dire à mesure que la longueur du (n+l)-ième tronçon du canal de transmission aug mente, ce déplacement étant effectué par les éléments de réglage du correcteur de distorsion. 5) Ligne de transmission suivant la revendication 4, ca ractérisée- en ce que le correcteur de distorsion comprend deux fil tres de correction de distorsion dont chacun contient un amplifica teur opérationnel , , une résistance réglable étant branchée en série, en tant qu'organe de réglage, devant chacun de ces ampli ficateurs ; en ce que le premier filtre de correction de distorsion exerce une action de passe-bas, avec une réponse constante en amplitude à partir d'une fréquence limite supérieure variable, l'ampli fication fondamentale étant décalable simultanément, et en ce que le second filtre de correction de distorsion exerce une action de pas se-haut, avec une fréquence limite supérieure variable d'une manière similaire et une fréquence limite fixe, à partir de laquelle la réponse en amplitude diminue. 6) Ligne de transmission suivant la revendication 5, ca ractérisée en ce que les résistances réglables sont branchées cha cune en série devant l'entrée inverseuse de l'amplificateur opéra tionnel. 7) Canal de transmission suivant la revendication 5 ou 6, caractérisé en ce que les résistances réglables sont des transis tors à effet de champ dont l'électrode de commande est connectée au premier dispositif de réglage. 8) Canal de transmission suivant une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'amplification du premier dispositif de régulation, qui effectue une régulation proportionnelle, est choisie de telle manière qu'un écart de réglage permanent se manifeste pour l'amplitude de la composante de fréquence caractéristique du signal de sortie du correcteur de distorsion. 9) Canal de transmission suivant une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le premier dispositif de régulation comporte un amplificateur opérationnel, la disposition étant telle que, pour assurer l'affichage de la valeur prescrite, l'entrée inverseuse de cet amplificateur est mise à la terre à travers une résistance, tandis que l'entrée non inverseuse est raccordée à une source de tension de référence. lo) Canal de transmission suivant une quelconque des revendications précédentes,où le signal digital est codé en binaire, caractérisé en ce qu'un premier différentiateur est branché entre la sortie du correcteur de distorsion et un circuit de signal de réglage du premier dispositif de régulation, et en ce que la composante de fréquence caractéristique devient la moitié de la fréquence de récurrence dtimpulsjons discrètes ou de la fréquence de rythme du signal digital différencié. 11) Canal de transmission suivant une quelconque des revendications précédentes, où le couplage de chaque tronçon du canal de transmission aux deux amplificateurs régénérateurs y affectés est opéré à l'aide de translateurs, caractérisé en ce qu'un filtre passe-haut, dont la constante de temps est aussi réduite que possible, alors que celle des translateurs est choisie aussi grande que possible, est intercalé entre le correcteur de distorsion et le circuit régénérateur d'amplitude. 12) Canal de transmission suivant une quelconque des revendications précédentbs comprenant un système de compensation à chevauchement faisant partie du circuit de régénération d'amplitude de chaque amplificateur régénérateur et branché dans le couplage de report en arrière allant du régénérateur de cet amplificateur vers l'entrée du circuit régénérateur d'amplitude, système servant à compenser la composante prévisible - qui apparaît sur le flanc arrière des impulsions discrètes - du chevauchement, provoqué par l'action passe-bas de l'unité de translation considérée, d'impulsions du signal de sortie du correcteur de distorsion, la n-ième unité de translation (n étant un nombre entier) étant composé du filtre passe-bas d'émission, du n-ième amplificateur régénérateur, du (n+1 pième tronçon de la ligne de transmission et du correcteur de distorsion de(n+1)-ième amplificateur régénérateur, caractérisé en ce que le système de compensation de chevauchement comprend un élément de réglage de chevauchement, qui est également raccordé au premier dispositif de régulation et est commandé de telle manière que le système de compensation de chevauchement ne réagit à une valeur déterminée qu'après la diminution de l'amplitude de la composante de fréquence caractéristique du signal d'entrée du correcteur de distorsion, c'est-à-dire lorsque la longueur du (n+l)-ième tronçon de canal de transmission augmente. 13) Canal de transmission suivant la revendication 12, caractérisé en ce que l'élément de réglage du chevauchement est une résistance réglable sous la forme d'un transistor à effet de champ dont l'électrode de commande est connectée au premier dispositif de régulation. 14) Canal de transmission suivant une quelconque des revendications précédentes où la n-ième unité de translation (n étant un nombre entier) se compose du filtre passe-bas d'émission du n-ième amplificateur régénérateur, du (n+l)-ième tronçon du canal de transmission, et du correcteur de distorsion du (n+l)-ième amplificateur régénérateur, caractérisé par un réseau correcteur à ligne de retard, qui retarde les basses fréquences plus fortement que les hautes fréquences et qui assure une conformation asymétrique telle des impulsions discrètes du signal de sortie du circuit correcteur, que la composante prévisible, qui apparaît sur le flanc arrière des impulsions discrètes du chevauchement provoqué par l'action passebas de l'unité de translation considérée, est augmentée au profit de la composante non prévisible, qui se manifeste sur le flanc avant des impulsions discrètes. 15) Canal de transmission suivant la revendication 14, caractérisé en ce que le correcteur- à retard est constitué au moins partiellement par les caractéristiques du tronçon précédent du canal de transmission. 16) Canal de transmission suivant une quelconque des revendications précédentes, où le circuit régénérateur de temps de -chaque amplificateur régénérateur se compose d'un extracteur de rythme accordé sur la fréquence de rythme ou la fréquence de récurrence d'impulsions discrètes, ainsi que d'un conformateur d'impulsions branché en aval, et où la sortie du correcteur de distorsion est connectée à l'entrée de l'extracteur de rythme par l'en- tremise d'un filtre non linéaire qui engendre, à partir du signal de sortie du correcteur de distorsion, des impulsions de déclenchement pour l'extracteur de rythme, caractérisé en ce que la sortie de l'extracteur de rythme est reportée en contre-réaction, à travers un second dispositif de réglage à l'entrée du filtre non linéaire 17) Canal de transmission suivant la revendication 16, caractérisé en ce que le point d'amorçage de la non-linéarité du filtre non linéaire et, par conséquent la largeur des impulsions de déclenchement, sont commandés par le second dispositif de réglage, de telle manière que l'énergie des impulsions de déclenchement suffit tout juste à maintenir sensiblement constant le signal de sortie de ltextracteur de rythme. 18) Canal de transmission suivant la revendication 7, caractérisé en ce que le filtre non linéaire est un circuit inverseur digital dont le seuil peut être décalé par le second dispositif de régulation. 19) Canal de transmission suivant la revendication 18, où un transducteur de mesure relie la sortie du correcteur de distorsion à l'entrée du filtre non linéaire, caractérisé en ce que le second dispositif de réglage comporte un circuit de polarisation branché entre la sortie de l'extracteur de rythme et l'entrée du transducteur de mesure, circuit qui détermine le point de fonctionnement d'un amplificateur opérationnelisant partie du transducteur de mesure. 20) Canal de transmission suivant la revendication 19, où le signal digital est codé en bnaire,caractérisé en ce que le transducteur de mesure constitue un second différentiateur, ainsi qu'il est connu en soi. 21) Canal de transmission suivant les revendications 10 et 20, caractérisé en ce que le premier et le second différen tiateur se confondent en un seul et même différentiateur. 22) Canal de transmission suivant la revendication 19, le signal digital étant codé en bipolaire, caractérisé en ce que le transducteur de mesure est un décaleur de niveau. 23) Canal de transmission suivant une quelconque des revendications 16 à 22, àù l'extracteur de rythme comprend un filtre de quartz accordé à la fréquence de rythme ou de récurrence d'impulsions discrètes du signal digital, -ce----çarac- térisé en ce que, dans l'extracteur de rythme, on dispose, en amont du filtre à quartz, un filtre LC à faible facteur de qualité accordé à la fréquence de rythme ou de récurrence d'impulsions discrètes du signal digital. 24) Canal de transmission suivant une quelconque des revendications 4 à 23, caractérisé en ce que les amplificateurs opérationnels sont des éléments logiques digitaux qui comportent des mailles de contre-réaction, à la manière des montages connus comprenant des amplificateurs opérationnels0 25) Canal de transmission suivant la revendication 24, caractérisé en ce que les éléments logiques digitaux sont intégrés et n'absorbent qu'une faible puissance-, conformément à une série "I,ow-Power-TTL". 26) Canal de transmission suivant la revendication 24 ou 25, où,pour chaque amplificateur régénérateur, le- circuit régénérateur d'amplitude comprend un élément de décision présentant une valeur de seuil, tandis que le conformateur d'impulsions du circuit régénérateur de temps comprend une bascule de Schmitt, caractérisé en ce que l'élément de décision, le filtre non linéaire et la bascule de Schmitt sont constitués par des éléments logiques digitaux et en ce que leur seuil de basculement sert de tension de référence.