FR 2007369 A1 19700109 FR 6910142 A 19690402 69 10142 1 2007369 I*invention concerne un dispositif serai-conducteur dont le corps serai-conducteur comporte un circuit intégré, cet eh' particulier un dispositif semi-conducteur formant un agencement sélecteur de fréquence actif. 5 La caractéristique de transmission de résonance d'un dispositif sélecteur de fréquence actif peut être considérée pour un transfert d'énergie d'une partie du dispositif vers l'autre et vice versa. La fréquence de .résonance est déterminée par le temps mis par l'énergie pour retourner et la caractéristique de transmission 10 est tributaire de la fraction d'énergie retournée. La caractéristique de réponse est compliquée lorsque un transfert d'énergie s'effectue entre plus de deux parties du dispositif, mais dans le cas simple la transmission est définie par Q, qui est égal à Q = 2 it énergie accumulée par cycle/énergie perdue par cycle (1) 15 Dans un dispositif sélecteur de fréquence, le transfert d'énergie peut s'effectuer entre un condensateur et une inductance, mais pour toutes les fréquences inférieures a environ 1 GHz, les dimensions de la self-inductance ne permettent pas de constituer un circuit intégré. Des éléments de résonance mécanique, entre 20 lesquels s'effectue un transfert d'énergie élastique ou cinétique peuvent également être utilisé^ mais il est alors nécessaire de prévoir un isolement mécanique entre les éléments de résonance mécanique et le reste du dispositif. Cela ne permet pas de réaliser une intégration totale du circuit et, de plus, il est difficile 25 d'obtenir des résonances pures au-delà de quelques MHz, parce que les éléments de résonance mécanique doivent alors avoir de très petites dimensions (1 mm). Selon l'invention, un dispositif semi-conducteur dont le corps semi-conducteur comporte un circuit intégré est caractérisé en ce 30 qu'un corps de matériau piéso-électrique est connecté à au moins deux éléments de circuit différents du circuit intégré, de sorte que l'énergie d'un élément de circuit est transmis, via la matiere piéso-électrique, vers l'autre élément de circuit. La présente invention fournit entre autres une nouvelle concep-35 tion d'un dispositif sélecteur de fréquence actif, permettant de le réaliser sous forme de circuit intégré. Le ce fait, selon une forme de réalisation préférée de la présente invention, le dispositif sélecteur de fréquence actif est muni d'une partie active formée par un circuit intégré dans un 40 corps de matériau semi-conducteur et d'une partie sélective de fré- 10142 2 2007,369 q_uen.ce, qui est formée par un dispositif de retardement d'ondes - acoustiques, et comprend un transducteur formé par du matériau piézoélectrique' appliqué sur une partie de la, surface du corps semi-conducteùr et servant à engendrer et recevoir les ondes 5 acoustiques superficielles, le retard acoustique, provoqué par le dispositif de retardement, définissant la transmission de fréquence du dispositif. Il y a lieu de noter que le terme "acoustique", utilisé dans le présent mémoire, comprend des signaux de fréquences audibles tout 10 comme des signaux acoustiques non audibles (signaux ultra-soni-ques ou subsoniques). Selon l'invention, le corps en matériau aemi-conducteur est de préférence en siliciutaDans' une forme de réalisation préférée, le moyen transducteur est en matière piézo-électrique, par exemple 15 en sulfure de cadmium, appliquée sur ladite partie de surface du corps semi-conducteur avec une première paire d'électro des auxquelles une tension peut être appliquée pour exciter la matiere piézoélectrique, de façon à engendrer des ondes acoustiques, de surface ou superficielles et une seconde paire d'électro-20 des, écartée d'une manière appropriée de la première paire, afin de pouvoir déduire des signaux électriques desdités ondes acoustiques superficielles lorsqu'elles se propagent sur ladite partie de surface. Les deux paires d'électrodes peuvent être déposées par exemple par évaporation de métal sur la matiere piézoTélec-25 trique. Une matière piézo-électriqué, telle que le sulfure de cadmium ou l'oxyde de zinc, peut être appliquée sous forme de pellicule sur ladite partie de surface, et les ondes acoustiques superficielles peuvent être propagées, comme une sorte d'ondes acousti-30 ques d'interfaces à, l'interface compris entre la matière piézoélectrique et ladite partie de surface : le terme "onde acoustique superficielle" a ici une signification correspondante. Les électrodes utilisées pour lancer et détecter les ondes acoustiques superficielles peuvent former une série. 'Les ondes 35 peuvent être lancées-par l'application d'une tension-entre par ■ exemple les électrodes paires et.les électrodes impaires de la série, cas dans lequel le retard fondamental du dispositif est déterminé par le temps mis par l'énergie acoustique-pour se propager entre une électrode paire et une électrode impaire. Etant donné 40 que 1'énergie- mécanique circule comme une onde à la surface et que 10142 3 2007369 la caractéristique de transmission est tributaire du nombre effectif de périodes au cours desquelles de l'énergie est échangée entre les parties électriques et les parties mécaniques du dispositif, le Q efficace uu transducteur augmente avec sa longueur 5 et donc aussi avec le nombre de paires d'électrodes. le retard acoustique du dispositif conforme à l'invention doit être défini d'une façon précise, afin de pouvoir obtenir une caractéristique de transmission rigoureusement déterminée . toutefois, la vitesse des ondes acoustiques superficielles est assez 10 bien définie pour une natièra mono cristalline telle que le silicium ou le niobate de litlàun, et dans la situation de la technique des circuits intégrés il n'est pas dif fi cil e/%é terminer, sur une surface planaire d'un corps, une distance d'environ 1 mm avec une précision de quelques microns, de sorte que la courbe de réponse 15 de fréquence désirée peut être déterminée à quelques millièmes près dans une large garnie de fréquences. l'invention peut être utilisée entre autres dans tous les dispositifs sélecteurs de fréquence actifs. Le transducteur pour lancer l'onde acoustique peut se trouver à une distance de plusieurs 20 longueurs d'onde du transducteur utilisé pour détecter les ondes afin d'augmenter le couplage électrique entre les bernes du dispositif de i-etarderient des ondes acoustiques superficielles. Cette distance introduit un retard qui diffère de celui correspondant h. la configuration d'électrodes des transducteurs et, comme 25 il sera mentionné par la suite, cette forme de réalisation peut être utilisée par exemple dans un filtre actif ainsi que dans un oscillateur. Un dispositif sélecteur de fréquence actif conforme à l'invention peut être utilisé comme circuit accordé fixe, par exemple 30 comme amplificateur 11.1?. dont la caractérlstique de transmission peut être déterminée exactement par un dispositif de retardement d'ondes acoustiques superficielles, formant la partie sélectrice de fréquence du filtre actif. Soit le cas d'un filtre actif comprenant un dispositif de retaid 35 et un amplificateur pour ramener l'énergie requise vers l'entrée. L'équation (1) ci-dessus montre que, dans ce type de filtre à résonance actif simple, pour obtenii" un Q élevé il faut que l'énergie retournée soit pratiquement égale à l'énergie initiale. Une légère modification du gain de l'amplificateur entraîne une modi-40 fication notable du Q, comme le prouve l'équation (1) écrite sous 10142 4 2007369 la foane: « = (2) dans laquelle G- est le gain de puissance dans la boucle de contre-5 réaction (gain de "boucle ouverte)c Donc: dQ _ Q2 . , . L'équation (3) fait ressortir- l'inconvénient essentiel inhéi'ent aux filtres actifs, a savoir leur grande sensibilité aïstoléran-10 ces des composants. La très grande sensibilité au gain qu'implique l'équation (3) peut être réduite par l'utilisation d'un réglage moins précis, par lequel 1'énergie retournée n'est jamais exactement en phase avec l'énergie d'entrée. La pseudo-résonance d'un tel dispositif 15 se produit à la fréquence pour laquelle le gain de la boucle est approximativement égal à 1, et le Q effectif (Sg-e-p) est déterminé par la très petite différence de phase: (0) entre les signaux d'entrée et les signaux de retour à cette fréquence, de sorte que Qeff~/$ (2a) 20 w ^.VQ2 (*a) Des modifications en gain ne produisent majirfcenant que dos modifications approximativement proportionnelles dans la fréquence de résonance, mais .. aa€ 25 ~W Cette sensibilité extrême à la phase est très gênante au-delà d'environ 100 .kHz. D'autres formes de réalisation ont été essayées, mais toutes présentent rçne grande sensibilité au gain et/ou à la phase. Pour 30 des filtres haute fréquence cependant, la sensibilité au gain est probablement le moindre mal. Un dispositif de filtrage actif qui résout plusieurs des difficultés mentionnées, et qui peut être construit conformément à 1' invention, comporte des moyens de réglage pour ajuster un paramè-35 tre du circuit déterminant-la fréquence. Un tel paramètre peut être le gain d'un amplificateur du circuit ou encore la phase ou le retard d*une boucle de couplage à réaction du dispositif. Lorsque le paramètre est le gain, celui-ci peut être réglé par un circuit R.A.G. commandé pàr un cireuit comparateur, de façon que le 40 rapport d'amplitude d'un signal en deux points tende vers une va 10142 5 2007369 leur prédéterminée, par exemple l'unité. Un circuit sélecteur de fréquence actif conforme a l'invention peut être réalisé sous forme d'un dispositif de filtrage actif, dans lequel un signal d'entrée est appliqué à un amplificateur à 5 gain réglable et est ensuite retardé par un dispositif de retard acoustique, le retard déterminant la fréquence du filtre, alors que ledit signal d'entrée et le signal retardé sont comparés pour en déduire un signal de R.A.G-. pour ledit amplificateur et qu'une partie prédéterminée du signal de sortie est ramenée à l'entrée 10 de l'amplificateur. Dans cet agencement, le Q du circuit est défini par le rapport du signal de contre-réaction prélevé à la sortie à la différence entre ce signal de contre-réaction et le signal de sortie. Dans un tel dispositif de filtrage actif, ^amplificateur et le dispositif de retard acoustiques sont disposés 15 en cascade, l'entrée dudit amplificateur étant en outre connectée à un comparateur auquel est également reliée la sortie dudit dispositif de retard, le comparateur réglant le gain dudit amplificateur, alors qu'une prise d'un diviseur de potentiel prévu à la sortie dudit dispositif de retard est connectée à l'entrée dudit 20 amplificateur. Lorsque la phase ou le retard, est le paramètre déterminant la fréquence à régler, ce paramètre peut être réglé par l'emploi, dans le dispositif de filtrage actifj d'une ligne RC (résistance-capacité) variable commandée par un comparateur qui compare le retard 25 avec un retard fixe, produit par un dispositif de retard acoustique. Dans un tel cas, le comparateur peut commander - un organe qui règle la tension de polarisation à la ligne RC jusqu'à ce que lés retards se trouvent dans un rapport prédéterminé. La ligne RC qui est utilisée dans le trajet de signal peut être diffé-30 rente de celle utilisée pour la comparaison, "bien que toutes deux soient commandées par la même tension de polarisation. Dans un tel cas, la similitude entre des composants à même disposition géométrique nominale peut être réalisée dans un circuit intégré sur le même disque de silicium. 35 La ligne RC dans le trajet de signal peut comporter une résistance et un condensateur associés avec des éléments actifs dans l'amplificateur, cas dans lequel la ligne utilisée pour la comparaison doit comporter des éléments similaires afin de compenser l'effet de retards parasites dans la partie active de l'amplificateur. 40 Les dispositifs mentionnés peuvent être utili6és.tout aussi 10142 \ 6 2007369 "bien dans le cas de filtres accordables dans lesquels se pose le problème additionnel de maintenir un Q précis dans une bande de fréquences^que dans des filtres à fréquence fixe dans lesquels il est nécessaire de disposer d'un réglage précis de la fréquence 5 absolue et donc du retard. La description qui. va suivre en regard des dessins annexé^ donné a titre d'exemple non limitatif, fera bien comprendre comment 1* invention peut être réalisée, les particularités qui ressortent tant du texte que des dessins faisant, bien entendu, partie de ladi-10 te invention. La fig. 1 est un schéma synoptique d'un dispositif de filtrage actif réalisé conformément à l'invention. La fig. 2 est un schéma syn.optiq.ue d'une partie de l'agencement représenté sur la fig. 1. 15 La fig. 3 est un schéma synoptique d'un dispositif déterminant la fréquence, pouvant être réalisé selon la présente invention. La fig, 4 est un graphique explicatif du dispositif représenté sur la fig. 3. Les fig. 5 et 6 représentent schéma1tiquement un circuit intégré 20 réalisé conformément h l'invention. La fig. 1 représente un filtre actif dans lequel une tension d* entrée Vj- d'une, source de signal 1 est aiopliquée à un étage amplificateur 2 assurant un gain a. Le gain de l'étage amplificateur 2 peut être modifié de la manière décrite ci-après, La tension de 25 sortie de l'étage amplificateur 2 est appliquée à un étage de retard 3 assurant un gain (3 et un retard^, ce retard déterminant 3a-fréquence du filtre. La tension de sortie ^ de l'étage de retard 3 est appliquée, par l'intermédiaire d'un réseau à résistance 4, et également par l'intermédiaire d'une ligne 8, à un comparateur 30 5. Le signal d'entrée est également appliqué par l'intermédiaire d'une ligne 7 au comparateur 5 ©"t la différence entre les signaux de sortie et d'entrée fournit un autre signal qui est appliqué ^ un amplificateur 6, à réglage automatique du gain, qui commande' le gain a de l'étage amplificateur 2 et le règle de façon que 35 jvoi|~^l\l ° réseau à-^siatambe 4est formé'par deux sections de valeurs r et l^r, dont un signal Yq2 est ramené, par l'intermédiaire d'une, ligne 6, à l'entrée de l'étage amplificateur 2. Dans, cet agencement, le Q du filtre est défini simplement par le rapport des résistances 1/r et r, 40 Pour se faire une idée plus nette du mode de fonctionnement de 69, î,0142 7 2007369 ce dispositif, on peut supposer que le comparateur et l'amplificateur R.A. G-. fournisse une relation simple entre a IVil -N-; Deux formes^simples sont possibles . œ = |Voi| " IVxI pour M - lvii >0 (et a 0 pour |Yoi|-jvi|^0) / \ ' (4) ou^ akMVjl - |701|J pour jv-j-j - |vQ1| > 0, (et a grand pour JV-j-J — p"Qi|^0) (4a) . Ii'équation 4 conduit au fait que ne peut être que légere-10 ment plus grand que Vjf tandis que l'équation 4a implique l'in-verse. Il serait possible de construire des filtres avec chacune de ces équations de base nais l'équation 4 est probablement la meilleure comme il sera e3q?osé par la suite3 et celle-ci sera utilisée pour l'analyse. .15 De la.-fig. 1 on déduit : . |704 • = ccp 7.,. (5) ;■ .et-de l'équation (4) M = e* M /(!voil - N) 20 ;.f=i12- -H « - .-|Toi| =N 0 + / M) - De la fig. 1 on déduit . V02 = V01 Tr+ôrJ ^ 25 Dé l' équation (6) on tire en supposant que pk/Y^^ «fc^1 (1 "6+ w Ivqi! } (8) De gain de puissance à boucle ouverte G- est donné par le rapport , . des. carrés des tensions 30 . • . JVjp* ~ 1 ~ 26 + 2 W |V01 - 1-26+2 |3k/ Vn1 (9) 2 et de l'équation/on déduit ^ ;Q ~"2s - 2pfc/(V0i| = 6 -'W |V01j (10) .3:5 : .-G' est la valeur de Q pour la résonance fondamentale au = 1/V» '. .Ce résultat fut confirmé par une petite analyse de signal qui montra également que le Q défini par, la largeur ,de bande relative gTTIQ est égale à n fois cette valeur pour le n harmonique. Donc Q = -jr Rv/tv—r (10a) yr°;i 10142 8 2007369 Tout retard (t^) dans l'étape amplificateur s'ajoute à $, mais n'introduit pas de correction notable à la fréquence de résonance pour autant que tA«y- 5 Dans la réalisation pratique du dispositif, trois points importants requièrent une attention particulière: La variation de Q avec le niveau du signal, la réalisation d'un comparateur efficace et le comportement du dispositif en cas d'existence de grands signaux non désirés» 10 Variations de Q avec le niveau du signal L'équation (10a) montre que Q augmente lorsque |Y01jdiminue. Etant donné que J^Q-jj ^ |^l| ' cela correspond à une augmentation de Q à signal décroissant et lorsque le signal 'est encore plus réduit, le filtre oscille à une amplitude (Yqsc) donné pqr 15 Vc = ^ De ce fait, l'équation 10a peut s'^écrire sous la forme Q = a (i —/V -, ) 6 ^ 1 ose V011 Dans la plupart des applications, VQSQ doit être petit pour é-20 viter un rayonnement indésirable excessif lorsqu'aucun signal h"!' est appliqué et aussi pour réduire la modification de Q avec le niveau de signal qui est notable à moins que >>"'^osc* Lorsque VQS0 est suffisamment pétit, l'augmentation de Q aux faibles signaux pourrait constituer un avantage pour certaines ap 25 plications, car il se traduit par une augmentation du rapport sig nal bruit. Cela est certainement préférable à une diminution de Q pour de faibles signaux, ce qui résulte de l'emploi .de la carac téristique S.A.G. de l'équation (4a). Le problème de minimaliser V peut être traité en supposant ose 30 que k = o (13) expression dans laquelle est la différence de tension minimum pouvant être détectée par le comparateur, alors que c est une con stante qui sera normalement choisie de façon que = (14) 35 ap^1 lorsque |VQ1| - \VZ\ - «th f3k = PcYtirYth En posant la limite de Q a et de a à Qq, on déduit des équa tions (11) (12) et (14) 40 10142 9 2007369 (3kQ Q V Y = — 0 t;n Ciel ose ir n if n v JJ Les équations (15) et (12) montrent la nécessité d'un comparateur sensible. Il est évident qu'un agencement simple utilisant 5 deux détecteurs de pointe sera insuffisamment sensible, étant donné que 7^ sera de 10 à 100 mV, alors que pour 30 Y_ sera de 1 volt. Il est donc nécessaii-e d'amplifier les ten- OoC sions Vj et Y01 avant de procéder à la comparaison. Cette çompa-10 raison sera effectuée à l'aide d'un amplificateur commun (commuté) afin d'éviter les erreurs dues à une différence entre deux amplificateurs. La fig. 2 représente un schéma synoptique du comparateur 5 de la fig. 1, montrant les formes d'onde aux points essentiels. Sur 1j? la fig. 2, il est supposé que le signal entrant est modulé en fréquence; les problèmes additionnels inhérents a la modulation d'amplitude seront examinés par la suite. Un multivibrateur basse fréquence 11 est utilisé pour actionner les deux commutateurs 12 et 13 qui sont représentés sous forme de MOSï's. Les HOST's peu-20 vent être utilisés comme écréteurs, car ils assurent une bonne isolation tension continue du signal d'écrétage et, grâce a leur symmétrie, une basse tension de seuil- En fait, les H0ST's pourraient probablement être utilisés avantageusement dans tout le filtre, comme il sera exposé par la suite. La tension de sortie 25 de l'écréteur est un signal haute fréquence qui est modulé à la fréquence d'écrêtage s'il existe une différence entre les tensions Vj et Vq.j . Pour détecter cette modulation, le signal est d'abord amplifié par un amplificateur 14 (avec l'un ou l'autre R.A.G. primitif 15 pour éviter la surcharge du comparateur lorsque Yj et 30 YQ1 sont trop grands) et est alors redressé par un détecteur 16. Le résultat est l'enveloppante'-du signal haute fréquence qui est amplifiée par un amplificateur basse fréquence 17 afin de fournir le signal de modulation sans composante courant continu. Ce signal est appliqué à un détecteur 18 qui peut être un commutateur 35 M0SI actionné par le multivibrateur basse fréquence 11 suivi d'un condensateur d'uniformisation qui fournira une tension continue de sortie positive ou négative suivant que jY^-j est plus grand ou plus petitque |V01J . Le systeme R.A.G. de l'amplificateur 2 sera agencé de façon que le gain a soit petit, avant que le compara-40 teur ait eu le temps de prélever le signal R.A.G-. approprié et 10142 10 2007369 augmente lorâque|Yj M Vil- Gela prévient urie oscillation transit toire pendant la constante de temps du détecteur synchrone qui peut être de même longueur que le temps de mise en régime toléré de l'équipement (par exemple 0,1 sec). 5 la constante de temps minimale du détecteur synchrone 18 (t), est égale à plusieurs fois "la période .du multivibrateur 11 (t ), de sorte que le gain ne variera pas pendant les alternances lorsque l'interrupteur est ouvert. La fréquence du multivibrateur sera normalement choisie aussi basse que possible avec t„ » t. £> " v 10 afin de minimaliser les phénomènes transitoires d'enclenchement et peut être de 20 kHz, lorsque la fréquence de signal d'entrée est par exemple de 35 MHz. Si le signal d'entrée est modulé, en amplitude, il est nécessaire d'empêcher le comparateur de produire une tension de sortie 15 arronée due aux variations dans les signaux Yj et V01* Lorsque la plus basse fréquence de modulation (inverse de t ) est inférieure à la fréquence de commutation, la tension de sortie de la porte synchrone ne sera pas nulle pendant une période de commutation, même lorsque le gain (a) est réglé correctement. Une solution con-20 si s te à rendre -t » t , de sorte que le comparateur soit uniquement sensible à la valeur moyenne de fv^J et de JYq^ J sur une période assez -longue comparée à t . Une variante consiste .à réduire t de façon que la modification dans jv^-j ou j j pendant une période t^/2 due à de très basses fréquences de modulation soit 25 trop petite pour produiré une erreur notable. Dans ce cas, on peut définir une valeur effective de la fréquence de modulation minimale de périodes t 30 t ' » t ' s m qui constitue la condition d'une erreur acceptable. Dans cette forme de réalisation il" semble probable que-le comparateur peut être rendu sensible à des différences d'environ 10 UV, entre JV-j- J et jY01| , de sorte que Y^^ 10nV et \açy 0»1 à 35 1 mV pour 30 10142 n 2007369 oscillateur auxiliaire en vue de fournir un grand, signal pour le comparateur afin que celui-ci puisse fonctionner même lorsque le signal réel est très petit. Il y a lieu de noter qu'en cas d'emploi de la forme proposée du 5 comparateur, la valeur de k (et la valeur apparente de aug mente à niveau de signal croissant par suite du S.A.G-. primitif dans le comparateur. Cela se traduit par une modification plus graduelle en Q avec le. signal que dans le cas d'un k constant. Un signal indésirable plus grand que le signal désiré ne trou-10 blera pas le fonctionnement du filtre pour autant que le gain ap soit le même aux deux fréquences. Si le signal indésirable est plus grand,, même après que le filtre a amplifié d'une manière sélective le signal désiré, le comparateur réagira sur le signal non désiré, mais sera néanmoins réglé de la manière requise. Tou-15 tefois, si le gain ap est plus grand à la fréquence non désirée, le système se réglera automatiquement de façon que le gain à la fréquence désirée soit plus petit que 1 et Q diminue. Inversement si le gain, à la fréquence non désirée, est moindre, Q augmentera Q .tend à augmenter jusqu'à ce que l'amplification sélective du 20 signal désiré a augmenté en amplitude jusqu'au point où il détermine le gain plutôt que 1g signal indésiré. Pour certaines applications, cette augmentation de Q constituera une propriété avantageuse, car elle réduira l'interférence. De ce qui précède on peut conclure que, de préférence, les éta-25 ges amplificateurs et retardateurs seront conçus de façon que le gain soit maximal à la fréquence désirée. Ce résultat pourrait .normalement être obtenu par le fonctionnement dans la bande passante d'un amplificateur à large bande et pqr une réalisation de l'étage de retard tellé que la fréquence désirée tombe dans 30 la bande d'atténuation minimale. Pour faire en sorte que le gain ap soit maximal à la fréquence désirée,, on peut utiliser diverses étages EC afin de retarder le signal avec uniquement une légère atténuation qui peut être compensée par la suite par un étage CE. Par l'emploi de-dispositifs 35 réalisés suivant la même technologie dans tous les étages, on pourra faire en sorte que le gain maximal se produise à la fréquence désirée, même sans réglage des valeurs absolues des compo-_. sants. la fig. 3 représente un agencement pour le réglage du retard, 40 coopérant avec une telle ligne résistance - capacité. Ifens cet 10142 12 2007369 agencement, un retard résistance-condensateur est automatiquement réglé de façon à assurer un rapport fixe au retard acoustique superficiel. Un amplificateur 19 fait office d'oscillateur par une réaction retardée de sa sortie par 1'intermédiaire d'un étage de 5 retard acoustique 20. La fréquence d'oscillation est n/jr » expression dans laquelle n est le nombre d'harmoniques" qui peut être déterminé , par les caractéristiques sélectives de fréquence des transducteurs utilisés dans l'étage de retard acoustique 20. Un autre amplificateur 21 fonctionne également cosime un oscillateur 10 par la contrerêaction produite aux Bornes de 19amplificateur par un étage de retard résistance-capacité 22 (retard 3* ), la capacité de cet étage de retard étant constituée par un condensateur variable, La fréquence d'oscillation de ce dernier oscillateur, qui serait normalement la fréquence fondamentale "\/T , est déterminé® 10 par la tension continue de réglage prélevée des deux oscilla-. teurs V^t Ypj. Les tensions de sortie de ces deux oscillateurs sont transmises par l'intermédiaire des amplificateurs tampons 23 et 24 à un circuit différentiant 25 dont la tension de sortie constitue'la tension- continue de réglage Y y Lorsque les fréquences 20 des deux oscillateurs sont différentes, la crête de la tension de différence YA - Y^ est grande et augmente, tandis qu'un condensateur G est chargé, '-Toutefois. lorsque V-, se rapproche de la valeur à laquelle les deux fréquences d'oscillateur sont égales, an atténuateur de synchronisation 26, auquel les deux oscillateurs i5 sont connectés, bloque ceux-ci. La valeur de crête de Y, - Yr- est alors petite et le condensateur G se décharge graduellement jusqu'à ce que les oscillateurs soient débloqués, après quoi le cycle se répète. La valeur de Y^ est donc approximativement égale à celle requise pour assurer le même retard résistance-capacité 30 (22)'que le retard acoustique (20). En cas d'utilisation de cet agencement, il sera probablement nécessaire de lancer le signal à travers un étage de retard résistance-capacité séparé 27, similaire à l'étage 22, et qui est également commandé par la tension continue V^. On utilisera ici la 35 grande similitude entre de tels dispositifs de retard réalisés sur le même disque de silicium.Cela évitera la transmodulation du signal par. l'oscillateur et permettra de choisir la fréquence d'oscillateux'- indépendamment de la fréquence de signal requise. Chacun des agencements représentés sur les fig. 1 à 3 peut être 40 réalisé sous forme de circuit intégré et, conformément à l'inven- 10142 13 2007369 tion, les étages de retard (3) et (20) dans les agencements représentés sur les fig. 1 et 3 peuvent être des dispositifs de retard d'ondes acoustiques superficielles formés sur une partie de 3urface du corps semi-conducteur utilisée pour l'intégration du 5 circuit. Une forme intégrée d'un circuit sélecteur de fréquence actif comportant un dispositif d'ondes acoustiques superficielles formant la partie sélective de fréquence du circuit ast représenté schématiquement (non à l'échelle) sur les fig. 5 et 6. Le circuit 10 intégré comprend un substrat semi-conducteur 30, par exemple de Mlicliior, sur lequel deux transistors 31 et 32 et une résistance 33 sont formés de la manière indiquée, La-iformation de ces éléments, ensemble avec les contacts associés 34 à 38, peut être réalisée par des techniques de circuits intégrés et h l'aide de ma-15 tériaux connus. lia partie sélective de fréquence comporte un disque de matériau piézoélectrique 31, par exemple du niobate de lithium, sur lequel on a formé un réseau d'électrodes métalliques 40 (fig. 6). Ce réseau d'électrodes comporte un jeu d'électrodes d'entrée 41 qui sont connectées au contact 35 et un jeu d'élec- 20 trodes de sortie 42 qui sont connectées au contact 37, ainsi qu' un jeu commun d'électrodes 43 qui sont connectées au contact 36 du circuit intégré. Une couche de blindage 44 est prévue sur la surface extérieure du disque 39 et des amortisseurs acoustiques 45, de préférence formés par de la cire, sont prévus à chaque ex» 25 trémité du disque 39. Une excitation du jeu.Id'électrodes d'entrée 41 provoquera des ondes acoustiques superficielles à la surface du disque 39 et ces ondes acoustiques sont détectées'par le jeu d'électrodes de sortie 42. La distance entre des électrodes voisines détermine la courbe de réponse de fréquence du dispositif! 30 comme il est indiqué, cette distance est égale h h/2» 69 10142 -14- 2007369 REVEHDIG AT1101?S 1. Dispositif semi-conducteur comprenant un corps semi-conducteur à circuit, intégré, caractérisé en ce qu'un corps en matériau piézo-électrique est relié à au moins deux éléments différents du 5 circuit intégré, de façon que de l'énergie puisse être transmise à partir d'un élément de circuit* via "le matériau piézo-électrique, vers l'autre élément de circuit. 2. Dispositif serai-conducteur selon-la revendication la caractérisé en ce que le dispositif comporte une partie active qui est 10 formée par le circuit intégré dans le corps.serai-conducteur et une partie sélective de fréquences, constituée par un dispositif de retard acoustique avec un transducteur, qui contient le matériau piézo-électrique mentionné, ce matériau étant appliqué sur une partie de la surface du corps semi-conducteur et étant desti-15 né à engendrer et recevoir les ondes acoustiques superficielles, alors que la transmission de fréquence du dispositif est déterminée par le retard acoustique résultant de la propagation de ces ondes acoustiques superficielles. 3. Dispositif semi-conducteur selon la revendication 1 ou 2, ca-20 ractérisé en ce que le corps semi-conducteur est en silicium. 4. Dispositif semi-conducteur selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que le transducteur comporte une mince pellicule de matériau piézo-électrique qui est appliquée sur une partie de la surface du corps semi-conducteur, ainsi qu'une première pairs 25 d'électrodes entre lesquelles peut être appliquée une tension pour engendrer des ondes acoustiques superficielles, tandis qu'un signal électrique, prélevé des ondes superficielles acoustiques propagées, peut être transmis à une seconde paire d'électrodes qui est disposée à une certaine distance de .la première paire. * 30 5. Dispositif semi-conducteur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le matériau piézo-électrique est du sulfure de cadmium, de l'oxyde de zinc ou du niobate de lithium. 6. Dispositif serai-conducteur selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il forme un filtre dans lequel un si-35 gnal d'entrée est appliqué à un amplificateur à gain réglable et est ensuite retardé par le disposit-* f de retard acoustique, de façon que le retard détermine la fréquence du filtre, et un signal de réglage pour ledit amplificateur est obtenu par comparaison du signal d'entrée mentionné avec le signal retardé, alors 40 qu'une partie du signal de sortie est ramenée à l'entrée de l'ara- 69 10142 -15- 2007369 plificateur. y. -Dispositif serai-conducteur selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'amplificateur et le dispositif de retard acoustique sont montés en cascade et que l'entrée de l'amplificateur est 5 en outre reliée à un comparateur auquel est également reliée la sortie de la ligne de retard.» ce comparateur réglant le gain de l'amplificateur, tandis qu'une prise d'un diviseur de tension, connecté à la sortie du dispositif retardateur, est reliée à l'en-"• trée de l'amplificateur* 10 "8. Dispositif semi-conducteur selon l'une des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que le dispositif forme un oscillateur et comporte un amplificateur qui est formé dans l'oscillateur par un couplage à réaction retardé à partir de la sortie de l'amplificateur via le dispositif de retard acoustique» 15 9. Dispositif semi-conducteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que la fréquence d'oscillation est un harmonique de l'inverse du temps de retard alors que la transmission de fréquence est déterminée par le retard entre des paires d'électrodes voisines du transducteur. 20 10. Dispositif semi-conducteur selon la revendication 8 ou 9, caractérisé en ce que le dispcâtif comporte en outre une ligne RC variable dont le retard est comparé, dans un comparateur, avec le retard du dispositif de retard acoustique, tandis que la tension à la ligne RC est réglée par le signal de sortie du compara-25 teur de façon que les retards mentionnés se trouvent dans un rapport fixe.