FR 2025608 A1 19700911 FR 6942172 A 19691205 La présente invention concerne un dispositif de comparaison d'une valeur imposée Q une valeur réelle dans lequel la valeur imposée est appliquée à une première entrée, et la valeur réelle une seconde entrée, d'un amplificateur de formation de différence dont les signaux de sortie sont convertis en une séquence d'impulsions. On connaît des dispositifs de comparaison de valeurs imposées à dee valeurs réelles dans lesquels est déterminée la différence entre une tension de valeur imposée et une tension de valeur réelle. Cette détermination de différence peut s'effectuer dans des résistances et il est alors nécessaire d'utiliser un amplificateur-inverseur pour inverser le signe d'une des deux valeurs de tension. I1 est également connu que, pour former la différence entre des valeurs imposées et des valeurs réelles, les signaux représentant ces valeurs sont appliqués à un amplificateur de formation de différence à la sortie duquel on obtient un signal correspondant à la dite différence.De tele dispositifs sont particulièrement appropriés pour être utilisés dans dee inetallatiens qui ne sont soumises à aucune sollicitation extrême Par sollicitation extrême, on entend par exemple de grandes variation. de température ou bien également dee teneione externes dispereées.Sous l'effet de grandes variations de la température, les valeurs électriques dee composante utilisés peuvent varier de telle sorte que les propriétés électriques du circuit peuvent être modifiées L'invention a pour but d'éliminer les inconvénients des réalisations connues en cas de fonctionnement dans dee conditions extrême et de fournir un dispositif de comparaison d'une valeur imposée à une valeur réelle qui convienne par exemple pour être incorporé à un véhicule et qui fonctionne d'une façon absolument correcte même au bout d'une période de marche assez longue Ce problème est résolu dans un dispositif du type précité en ce que les deux sorties de l'amplificateur de formation de différence auxquelles on obtient un signal représentant la différence entre une valeur imposée et une valeur réelle sont reliées alternativement à l'aide d'un commutateur collecteur à l'entrée d'un amplificateur de tension alternative, en ce que la sortie de l'amplificateur de tension alternative est reliée à l'entrée d'un réseau passif- & l'aide duquel lee minima d'impulsions sont augmentés au potentiel de masse sans perte de tension et en ce que la sortie du réseau passif est reliée à l'entrée d'un commutateur distributeur qui est excité en synchronisme avec le commutateur collecteur et dont les deux- sorties sont reliées à deux organes- de- commande dont l-'un a un effet d'augmentation sur la valeurréelle- et l'autre un effet de diminution. Du fait que le dispositif eelon l'invention fonctionne suivant un mode pulsatoire et ne compare aucune valeur variable de fagon continue mais seulement l'existence ou l'absence d'impulsions, il est insensible à des variations de la température ou à un vieillieeement provoquant une modification des valeurs électriques dee composants utilisés. et également à des signaux externes dispersés. Des tensions parasites peuvent être produites de façon dispersée dans un véhicule automobile par exemple par l'installation d'allumage ou également par la machine d'éclairage. La description ci-après se rapporte aux dessins cijoints représentant dee exemples de réalisation de l'invention, dessins dan; lesquels - la Fig. 1 est un schéma synoptique du dispositif selon l'invention; - les Fig. 2 et 3 représentent des schémas de circuit correspondant a deux exemples de réalisation de l'invention; - la Fig. 4 donne des diagrammes d'impulsions permettant d'expliquer le fonctionnement des circuits des Fig. 2 et 3. Sur la Fig. 1, on a désigné par 10 un générateur d'impulsions qui excite un commutateur collecteur 11 et un commutateur distributeur 12 de manière quelles deux commutateurs fonctionnent en synchronisme. La commande commune des deux commutateurs est matérialisée par la ligne en tirets 13. Une valeur imposée est appliquée à l'entrée 14 d'un amplificateur de formation de différence comportant des éléments 16 et 17 tandis qu'une valeur réelle est appliquée à l'entrée 15 de cet amplificateur. Les deux sorties dee éléments amplificateurs 16 et 17 sont alternativement reliées par le commutateur collecteur 11 à l'entrée d'un amplificateur de tension alternative 18.La sortie de l'amplificateur 18 est reliée à l'entrée d'un réseau 19 dans lequel les impulsion de sortie sont traitées sans perte de tension de manière que les minima d'impulsions correspondent toujours au potentiel de masse. La sortie du réseau 19 est reliée à l'entrée du commutateur collecteur 12 qui applique le signal de sortie alternativement, et le cas échéant avec interposition d'un amplificateur de commande, aux deux organes de réglage 20 et 21. Les flèches représentées dans les deux organes 20 et 21 signifient que l'organe de réglage 20 z un effet d'augmentation sur la valeur réelle tandis que l'organe de réglage 21 a un effet de diminution sur la valeur réelle. L'amplificateur de tension alternative 18 est svantageusement agencé de manière à opérer en majeure partie dans une plage de surmodulation. Sur la Fig. 2, on a représenté le schéma du circuit corraspondant à un mode de réalisation du dispositif de la Fig. 1. Le générateur d'impulsions 10 oontient deux transistors T10 et T20. La base du transistor f10 eet reliée par l'intermédiaire d'une résistance R10 au point 30 et ce dernier est relié par l'in- termédiaire d'une résistance R11 à un conducteur 3f qui est luimême connecté en UB à une source de tension de service, non représentée. La base du transistor T20 est reliée par l'intermédiaire d'une résistance R12 à un point 32 qui est lui-même connecté par l'intermédiaire d'une résistance R13 au conducteur 31. Les jonc- tions d'émetteurs des transistors T10 et T20 sont soumises au potentiel de masse.Le collecteur du transistor T10 est relié par l'intermédiaire d'une résistance R14, et le collecteur du transis- tor T20 par l'intermédiaire d'une résistance R15, au conducteur 31. Le point 30 est relié par un condensateur C10 au collecteur du transistor T20 tandis que le point 32 est relié par un conden sateur C11 au collecteur du transistor T10. Le générateur d'impulsions forme par les transistors f10 et T20 eet couplé par l'inter- médiaire de deux diodes D10 et D11 à un amplificateur de formation de différence constitué des transistors T12, T13 et T14.La base du transistor T12 est reliée à un point 14 tandis que la base du transistor T13 est reliée à un point 15. Les points 14 et 15 redoivent, d'une manière qui n'a pas été détaillée eur le dessin, les grandeurs d'entre à comparer. Le collecteur du traneistor T12 est connecté par l'intermédiaire d'une résistance R16 au conducteur 31 et le collecteur du transistor T13, par l'intermédiaire d'une résistance R17, à ce conducteur 31. Entre lee collecteurs des transistors T12 et T13 est branché un diviseur de tension formé des résistances R18, R19 et R20 et qui comporte une première prise 33 branchée entre les résistances R18 et R19 et une seconde prise 34 branchée entre les résistances R19 et R20.Les émetteurs des transistors 212 et T13 sont respectivement reliée à une borne d'un potentiomètre R21 dont la prise réglable est désignée par 35 et est connectée au collecteur du transistor T34. L'émetteur du transistor T14 est relié à la masse par l'intermédiaire d'une résistance R22 tandis que la base du transistor est reliée à la masse par 11 intermédiaire d'une résistance R23; en outre le base du transistor T14 est reliée au conducteur 31 par l'intermédiaire d'une résistance R24.La prise 33 du diviseur de tension formée des résistances R18, R19 et R20 est reliée au collecteur du transistor T10 par l'intermédiaire de la diode D10 et la prise 34 eet reliée par l'intermédiaire de la diode D11 au collecteur du transistor T20, les cathodee des diodes D10 et D11 étant reepectivement reliées aux collecteurs des transistors. En outre, les prises 33 et 34 sont reliées par l'intermédiaire de deux diodes D12 et D13 à un point 36, auquel cas ce point est connecté aux jonctions de cathodes dee diodes D12 et D13. Une résistance de mixage R25 relie le point 36 à la mas- se. La tension obtenue à la sortie de la résistance de mixage R25 est appliquée par l'intermédiaire d'un condensateur C12 à la base d'un transistor T15 qui constitue l'élément amplificateur dun amplificateur de tension alternative relié au point 36. Le collecteur du transistor T15 est relié par l'intermédiaire d'une résistance de travail R26 à la source de tension de service déeignée par UB tandis que l'émetteur du transistor T15 eet relié à la masse par l'intermédiaire d'une résistance de réglage R27.Un diviseur de tension formé des résistances R28 et R29 est relié à la masse par l'intermédiaire du collecteur du transistor T13 et la base de ce traneietor est raliée à la prise prévue entre les résistances R28 et R29. Le point 37 d'un réseau est relié par l'intermédiaire d'un condensateur C13 au collecteur du transistor T15. Ce point 37 est en outre relié à la cathode d'une diode D14,dont l'anode eet mise à la masse, ainsi qu'à l'une des bornes d'une résistance R30. L'autre borne de cette résistance R30 est reliée à la base d'un transistor T16.La transistor T16 constitue en coopération avec le traneietor T17 d'une conductivité de type opposé un dé- clencheur de Schmitt agissant comme amplificateur de commande et à l'ai de duquel 1' organe de manoeuvre 20 peut être enclenché ou arrêté. L'organe de manoeuvre 20 contient en outre une soupape électromagnétique MV, qui est représentée sur le dessin par son enroulement de travail. En parallèle à cet enroulement de travail est branchée la combinaison-série d'une diode D15 et d'une résis- tance R31. Le transistor T1 6 eet du type N-P-N et le transistor T17 du type P-N-P. Le collecteur du transistor T16 est relié par l'intermédiaire d'une résistance R32 au conducteur 31 qui est lui-même soumis au potentiel positif de la source de tension de service.Le conducteur 31 est mis à la masse par la combinaisonsérie d'une résistance R33 et d'une diode D16 de façon que la diode D16 eoit polarisée dans le sens de conduction. Le point de jonction de la résistance R33 avec la diode D16 est relié à l'émet- teur du transistor T16. Le collecteur du transistor T17 est relié par l'intermédiaire d'une résistance R33 à la soupape électroma gnétique. Il est en outre relié à la base du transistor T16 par l'intermédiaire d'une résistance de réaction R35. Le conducteur 31 est relié à la masse par l'intermédiaire de la combinaison-eérie de la diode D17 et d'une réeietance R36. Le point de jonction de la diode D17 et de la résistance R36 est relié à l'émetteur du transistor T17. Les sens de passage du courant dans les diodes D16 et D17 correspondent aux sens de passage du courant dans lee voies base-émetteur des transiators T16 et 1!17 La base du transistor T17 est reliée au collecteur du transistor T16 par l'intermédiaire d'une résistance R37. Le commutateur distributeur 12 de la Fig. 1 comporte les deux transistors T18 et T19. Le transistor T18 coopère avec l'organe de manoeuvre 20 et sa voie collecteur-émetteur relie la base du transistor T16 à la masse. De même, le transistor T19 est relié au point 40 à l'organe de manoeuvre 21 de structure similaire et non représenté sur la Fig. 2.-La base du transistor 1!18 est reliée par l'intermédiaire d'une résistance R39 et d'un conducteur L37 au point A du générateur d'impulsions 10. La base du transistor T19 est reliée en correspondance au point 39 par l'intermédiaire d'une résistance R40; le point 39 est relié par l'intermédiaire d'un conducteur L38 au point P du générateur d'impulsions 10.Une résistance R38 relie le point 37 à une borne 40. Les bornes 39 et 40 sont reliées à l'organe de manoeuvre 21, non représenté sur la Fig. 2 et correspondant à l'organe de manoeuvre 20. Sur la Fig. 3, on a représenté une variante de circuit dans laquelle le commutateur collecteur 11 de la Fig. 1 n'est pae constitué par les diodes D10 à D13 mais contient deux transistors de commande T21 et T22. Dans cette variante, on peut eupprimer le diviseur de tension formé des résistances R18 à R20 et qui, dans le circuit de la Fig. 2, était branché entre les collecteurs des transistors T12 et T13 de l'amplificateur de formation de diffé- rence 16, 17 de la Fig. 1. Les collecteure des transistors de commande T21 et T22 sont dons oe cas reliés directement aux col- lecteurs des transistors T12 et T13 de l'amplificateur 17, 18. Les émetteurs des deux transistors de commande sont reliés ensemble au point 36 mis à la masse par l'intermédiaire de la résistance de mixage R25. La base du transistor de commande T21 est reliée par l'intermédiaire de la résistance R41 au point A tandis que la base du transistor de commande T22 est reliée par l'intermédiaire de la résistance R42 au point B du générateur d'impulsions 10.Les potentiels apparaissant aux points A et B font alternativement commuter les transistors T21 et X22 dans la oondition de conduction et dans la condition de blocage; ainsi le commutateur collecteur désigné par 11 sur la Fig. 1 et comportant deux contacts de commutation peut fonctionner correctement. On va maintenant expliquer de façon plus détaillée en référence au diagramme d'impulsions représenté sur la Fig. 4 le fonctionnement des circuits des Fig. 1 à 3. Aux entrées 14 et 15 de l'amplificateur de formation de différence sont appliquées les valeurs de tensions à comparer, à savoir en 14 la valeur imposée et en 15 la valeur réelle. Sur la Fig. 1, l'amplificateur de formation de différence eet constitué par lee éléments amplifica teurs 16 et 17. On obtient entre les deux sorties des éléments 16 et 17 la différence entre une valeur imposée et une valeur réelle. A l'aide du commutateur collecteur 11, les sorties des deux élé- mente amplificateurs sont alternativement reliées à l'entrée de' l'amplificateur de tension alternative 18. Le commutateur oolleo- teur 11 est excité, comme indiqué par la ligne en tirets 13, par le générateur d'impulsions 10. Par exemple, lorsqu'une impulsion est produite à la sortie du générateur 10, la sortie de l'amplificateur 16 est reliée a la sortie de l'amplificateur 18 tendis que, lorsqu'il n'existe pas des impulsions à la sortie du générateur 10, la sortie de l'amplificateur 17 est reliée å l'entrée de l'amplificateur 18. Il se produit à l'entrée de l'amplificateur de tension alternative 18 une tension se composant d'impulsions rectangulaires et dont la fréquence de répétition est déterminée par la fréquence du générateur 10. La tension d'entrée de l'am- plificateur 18 contient cependant encore une partie de tension continue qui correspond à la valeur moyenne entre la tension imposée et la tension réelle. Cette partie de tension continue st éliminée par l'amplificateur 18 et, du fait que l'amplifica- teur doit opérer en majeure partie dans une zone de surmodulation, on obtient à la sortie de l'amplificateur de tension alternative 18 des impulsions rectangulaires lorsque la partie de tension al alternative est suffisamment grande.Cependant loreque cette partie de tension alternative appliquée à l'entrée de l'amplificateur 18 est suffisamment faible pour que ce dernier fonctionne dans une zone linéaire, les impulsions apparaissant à sa sortie contiennent encore une partie de tension oontinue. Cette partie de tension continue eet éliminée par le réseau psesif branché en aval et désigné par 19. On obtient ainei à l'entrée du commutateur dietri- buteur 12 une tension rectangulaire pure.Cette tension est également appliquée. à une fréquence établie par le générateur 10, alternativement aux entrées des deux organes de manoeuvre 20 et 21 Dans le cas où une impulsion eet appliquée à l'entrée du commutateur distributeur 12 au moment où l'entrée du commutateur distributeur 12 est reliée à l'entrée de l'organe de manoeuvre 20, cet organe de manoeuvre est excité.L'inertie mécanique des organes de manoeuvre 20 et 21 ou de la soupape électromagnétique MV doit être choisie de façon que ces éléments n'oscillent pas à la fréquence de la tension pulsatoiro d'entrée appliquée mais qu'ils traitent cette tension pulsatoire d'entrée comme une tension d'entrée constante. S'il ee produit à l'entrée du commutateur distributeur 12 une impulsion positive lorsque ce commutateur est relié à l'entrée de l'organe de manoeuvre 21, ce dernier est sol- licité et l'organe de manoeuvre 20 eet bloqué dans sa condition initiale. Le générateur d'impulsions dee Fig. 2 et 3, qui contient les transistors T10 et T20, correspond au générateur d'impulsions 10 de la Fig. 1. Un multivibrateur astable eet formé dee transistors T10 et T20. Sur la Fig. 4a, on a représenté la tension se produisant au point A et eur la Fig. 4b la tension se produisant au point B. L'amplificateur de formation de différence eet conetitué dee transistors X12 et T13 ainei que du transistor T14. Le transistor T14 sert à stabiliser le courant de travail dee transistors T12 et T13.La différence entre la valeur imposée appliquée en 14 et la valeur réelle appliquée en 15 est obtenue entre les collecteurs dee transistors T12 et T13. Les tensions aux points 33 et 34, qui correspondent aux tensione aux collecteurs des transistors T12 et T13, ont été représentées sur la Fig. 4c. La valeur imposée de tension obtenue au collecteur de P12 est supérieure, dans l'exemple considéré, à la valeur réelle de ten sion obtenue au collecteur du du transistor T13. Du fait du mode de fonctionnement du m@ltivibrateur, les-transistors T10 et T20 sont alternativement conducteurs et bloqués. Dane l'intervalle qui est compris entre les instante tO et t1 sur les Fig. 4a et 4b, le point A présente un potentiel positif et le point B un potentiel de masse; ceci signifie que le transistor T10 est bloqué et que le transistor T20 est conducteur.Tant que le point A a un potentiel positif, le cathode de la diode D10 est également soumise un potentiel positif et la diode reete bloquée. Du fait que le point 3 est eoumis pendant cet intervalle pratiquement au potentiel de masse, la cathode de la diode D11 est sollicitée par ce potentiel de masse et en conséquence la diode D11 eet rendue con- ductrice. Du fait que la diode D11 est conductrice, la prise 34 du diviseur de tension branchée entre les collectaure des transistors T12 et T13 se trouve également au potentiel de masse. L'anode de la diode D13, qui relie la prise 34 au point 36, est également soumise au potentiel de masse; la diode D13 est par conséquent bloquée. Cependant la diode D12 est conduotrioe car eon anode est soumise à un potentiel positif et il peut se produire par conséquent. une chute de potentiel positive entre la prise 33 et la masse par l'intermédiaire de la diode D12 et de la résistance de mixage. Tant que le point A du générateur 10 est soumis à un potentiel positif et que le point B est soumis au po potentiel de masse, le potentiel de la prise 33 est transmis à l'aide des quatre diodes D10 à à D13 au point 36 et il peut être pris à la résistance de mixage R25. Pendant l'intervalle suivant qui eet compris entre les instante désignés par t1 et t2 sur les Fig. 4a et 4b, le point A est soumis au potentiel de masse et le point B à un potentiel positif. En conséquence, les diodes D10 et D13 sont conductrices et les diodes D11 et D12 bloquées. De même, le potentiel de la prise 34 est transmis au point 36 et peut être pris à la résis- tance de mixage R25. Si un potentiel eet transmis entre la prise 33 et le point 36 et si la prise 34 se trouve au potentiel de masse, la grandeur du potentiel transmis correspond à la valeur imposée de tension réduite dans le rapport du diviseur de tension formé des résistances R18 et R19.La même considération est applicable à la grandeur du- potentiel obtenu à la prise 34, tant que la prise 33 se trouve au potentiel de masse. Les diodes D10 à D13 coopèrent avec la résistance de mixage R25 pour former un commutateur collecteur. Sur la Fig. 4c, on a représenté par la courbe supérieure le potentiel transmis par la prise 33 et par la courbe inférieure le potentiel transmis par la prise 34. Sur la Fig. 4d, on a représenté la tension diminuant dans la résistance de mixage R25 et priez au point 36. Le mode de fonctionnement du commutateur collecteur 11 représenté sur la Fig. 3 et comportant les transistors de commande T21 et T22 est fonction de la connexion des deux électrodes de base de ces transistors aux points A et B du générateur dtimpuleions 10.Si un potentiel positif est appliqué aux jonctions de base, on peut considérer leurs voies collecteur-émetteur approximativement comme une liaison conductrice entre le point 36 et les collecteurs des transistors T12 et T13 L'amplificateur de tension alternative contient comme élément d'amplification le transistor T15. Les réeietancee R27 et R28 forment des couplage de réaction. En modifiant l'effet de couplage de réaction établi par la résistance R27, on peut faire varier le gain de cet étage d'amplification. La partie alternative de la tension produite au point 36 est ap- pliquée par l'intermédiaire du condensateur C12 à la base du traneietor T15. Seule la partie de tension alternative eet transmise par le condensateur et est amplifiée dans le transistor.Le point de travail et le degré d'amplification du transistor sont choisis de manière que ce- dernier fonctionne en majeure partie dans la zone de surmodulation, c'est-à-dire qu'il peut entre soit complètement conducteur, soit complètement bloqué Pour de très faibles signaux d'entrée, la tension appliquée à son collecteur contient cependant une partie alternative trop élevée qui est mise en évidence en ce que lee minima dee impulsions présentent encore un faible potentiel positif. Ce cae est indiqué sur la Fig. 4e. La partie de tension continue est découplée par l'intermédiaire du condensateur C13, de la diode D14 et de la résistance R30. Si la diode 14 tombe en panne dans le circuit décrit, les impulsions qui sont transmises par le réseau RC contenant le condensateur C13, ne contiennent que des parties de courant alternatif et ellee sont disposées symétriquement par rapport à l'axe des abscisses. Cependant du fait que les parties d'impulsions qui sont négatives par rapport à 1 'axe - des abscisses ne peuvent pas servir & faire commuter les transistors T18 et T1 9, il est prévu en association à la diode D14 un circuit de filtrage par lequel les impulsions sont transmises de façon que leure minima coïncident toujours avec l'axe des abscisses, sans que les parties négatives des impulsions soient dérivées par la caractéristique de soupape de la diode et soient par conséquent perdues pour la commande.Pour la première impulsion négative, il passe alors dans la diode D14 un courant qui charge positivement le condensateur CI 3. Pour l'im puleion positive suivante, la tension du condensateur s'ajoute à la valeur de l'impulsion et il ne se produit aucune perte de tension qui devrait le cas échéant être compensée par un amplifica- teur branché en aval. La base du transistor T16 reçoit de cette manière une tension qui a toujours l'allure représentée sur la Fig. 4f. Sur la Fig. 4g, on a représenté la courbe de la tension obtenue au collecteur du transistor T17 lors de la sollicitation de l'organe de manoeuvre 20. Le déclencheur de Schmitt formé des transistors T16 et T17 eet excite par la tension de sortie du réseau décrit précédemment. Ce déclencheur de Schmitt sert simultanément d'a- plificateur de commande pour l'enroulement de travail d'un organe de manoeuvre désigne par 20. Les diodes D16 et D17 prévues dans les conducteurs d'excitation des émetteurs des transistors T16 et T17 font en sorte que ces transistors soient complètement bloquée. Les bornes 39 et 40 sont reliées à un-second déclencheur de Schmit qui sert d'amplificateur de commande pour un second organe de m- noeuvre, non représenté sur li-Fig. 2. Le transistor T18 est relié également au point A par I'interm4diaire de la résistance R38 et du conducteur L37. Si le point A est soumis à un potentiel positif, le transistor T18 est complètement conducteur. Sa voie collecteur-émetteur conductrice relie la base du transistor T16 au potentiel de masse et elle court-circuite l'entrée du déclencheur de Schmitt formé par les transistors T16 et T17.Si le point A est cependant soumis au potentiel de masse, le transistor T18 eet bloqué et la tension du point 37 peut agir, par l'intermédiaire de la résistance R30 prévus à l'entrée du déclencheur de Schmitt, sur la base du transistor T16. Dans l'exemple considéré, la grandeur du potentiel qui est obtenue à la prise 33 de l'ampli- ficateur de formation de différence constitue des transistors T12 et T13 est supérieure au potentiel à la prise 34. Pendant l'intervalle compris entre In instants t0 et t1, la tension au point 36 est plus grande que pendant l'intervalle compris entre les instants t1 et t2.A la sortie de l'amplificateur de tension al ternative et à l'entrée du déclencheur de Sohmitt, il existe par conséquent un potentiel positif pendant la durée de cet intervalle Du fait que le point A présente également un potentiel positif, l'entrée du déclencheur de Schmitt constituée par lee transistors T16 et T17 et correspondant au premier organe de manoeuvre 20 est court-circuitée par l'intermédiaire de la voie émetteur-collec- teur du transistor T18 et en conséquence la soupape électromagnétique MV ns peut pas être enclenchée. Pendant l'intervalle compris entre tO et ti, le second organe de manoeuvre 21, qui a une structure analogue au premier organe 20 représenté eur les Fig. 2 et 3, est actionné. Le transistor T19 correspondant au commutateur 12 est relié par ea base et par l'intermédiaire d'une résistance R40 au point 39, ce dernier étant relié par l'intermédiaire du conducteur L38 au point B et par conséquent au collecteur du transistor conducteur T20 qui est ainsi bloqué. Sur les Fig. 4g et 4h, on a représenté lee courbee de tension ee produisant lors de la sollicitation d'un organe de manoeuvre. On a désigné par SW une valeur de seuil qui représente la limite d'excitation des organes de manoeuvre. La Fig. 4h met en évidence le mode de fonctionnement de l'organe de manoeuvre. Si, en cours de marche, lee potentiels aux prises 33 et 34 varient de façon que le potentiel de la prise 34 devienne supérieur à celui de la prise 33, le phasage dee impuleione représenté sur les Fig. 4a à 4g est décalé d'une largeur d'impulsion dans la direction positive de l'axe t. La tension d'entrée appliquée à la base du transistor T16 pendant l'intervalle compris entre lee instants tO et t1 est nulle et, dans l'intervalle suivant, la base du transistor T16 reçoit une tension d'entrée positive tandis que le transistor T18 est bloqué du fait que le point A se trouve à un potentiel négatif et que par conséquent il ne peut plus courtcircuiter la tension appliquée au transistor T16. Dans ce cas, l'organe de manoeuvre 20 peut être enclenché. Le mode de fonctionnement du dispositif selon l'invention montre que la grandeur absolue de la différence entre une valeur imposée et une valeur réelle est sans importance pour obtenir une marche correcte du dispositif Si la valeur imposée eet supérieure à la veleur elle, on obtient déjà à l'entrée de l'amplificateur de tension alternative une séquance d'impulsions qui est décalée d'une largeur complète d'impulsions par rapport à la séquence d'impulsions produite loreque la valeur réelle est supérieure à la valeur imposée. Du fait que eeulement le phasage dee impulsions et non leur grandeur est déterminant pour la sollicitation d'un organe de manoeuvre, le dispositif fonctionne d'une façon correcte même lorsque les perturbations citées au début se produisent Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation ci-dessus décrits et représentés à partir desquels on pourra prévoir d'autres modes et d'autres formee de réalisation ,sans pour cela sortir du cadre de l'invention. R E V E N D I C A T I O N S 10) Dispositif de comparaison d'une valeur imposée à une valeur réelle, dans lequel la valeur imposée est appliquée à une première entrée, et la valeur réelle à une seconde entrée, d'un amplificateur de formation de différence dont les signaux de sortie sont convertis en une séquence d'impulsions, dispositif caractérisé en ce que les deux sorties de l'amplificateur de formation de différence auxquelles on obtient un signal représentant la différence entre une valeur imposée et une valeur réelle, sont reliées alternativement à l'aide d'un commutateur collecteur à l'entrée d'un amplificateur de tension alternative , en ce que la sortie de l'amplificateur de tension alternative est reliée à l'entrée d'un réseau passif à l'aide duquel les minima d'impulsions sont augmentés au potentiel de masse sans perte de tension et en ce que la sortie du réseau passif est reliée à l'entrée d'un commutateur distributeur qui est excité en synchronisme avec le commutateur collecteur et dont les deux sorties sont reliées à deux organe s de manoeuvre dont l'un a un effet d' augmen- tation sur la valeur réelle et l'autre un effet de diminution. 20) Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur de tension alternative eet agencé de manière à fonctionner en majeure partie dans une plage de surmodulation. 30) Dispositif suivant l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que chacun dgs deux commutateurs se compose de deux éléments commutables -eemi-conducteurs comportant chacun deux poeitions de commande et-en ce que les éléments commutables semiconducteurs des deux commutateurs sont excités en commun par un multivibrateur aetable de manière à assurer alternativement une mise en conduction et un blocage des éléments semi-conducteurs commutables à la fréquence d'oscillation du multivibrateur. 40) Dispositif suivant l'une des revendication. 1 à 3, caractérisé en ce que l'amplificateur de formation de différence comporte au moins deux transistors d'entrée, en ce que la base d'un des transistors reçoit une valeur imposée et la base du second transistor une valeur réelle, en ce que les deux sorties de l'amplificateur de formation de différence sont branchées,par l'intermédiaire d'un diviseur de tension se composant de trois résistances et de deux prises, entre les trois résistances, en ce que chacune des deux pris-as est reliée par l'intermédiaire d'une diode à l'une des deux sorties du multivibrateur et en ce qu'une diode eet branchée entre chaque prise et une borne d'une résistance de mixage dont la seconde borne est soumise au potentiel de masse. 50) Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les -collecteurs de deux transistors de commande sont relies aux deux sorties de l'amplificateur différentiel, en ce que les jonctions de base des deux transistors de commande sont reliées respectivement à l'une des deux sorties du multivibrateur et en ce que les émetteurs des deux transistors de commande sont reliés à une borne d'une résistance de mixage dont l'autre borne est soumise au potentiel de masse. 60) Dispositif suivant l'une des revendicatione 1 à 5, comportant un amplificateur de formation de différence constitué de deux transistors d'entrée du même type de conductivité, carac térisé en ce que les émetteurs des deux transistors sont reliée entre eux par l'intermédiaire d'une résistance à prise réglable et en ce que cette prise est reliée au collecteur d'un transistor dont l'émetteur et le collecteur sont respectivement reliés à la masse par l'intermédiaire de résistances tandis que sa masse est reliée par l'intermédiaire d'une résistance à une borne d'application d'une tension de service. 70) Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que la borne de transmission de signaux de la résistance de mixage est reliée par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage à une entrée dun amplificateur de tension al- ternative dont la sortie est connectée à l'entrée du réseau passif ,en ce que les sorties dn réseau passif sont respectivement reliée par l'intermédiaire de la voie collecteur-émetteur d'un trnsistor de commande à une borne de masse et en ce que les deux jonctions de base des transistors de commande sont reliées respectivement à une sortie du multivibrateur. 80) Dispositif suivant la revendication 7, caractérisé en ce que les organee de manoeuvre contiennent un déclencheur de Schmitt servant d'amplificateur de commande.