FR 3067189 A1 20181207 FR 1754868 A 20170601 1 L'invention concerne le domaine de la réception de signaux radio modulés en fréquence, en particulier dans des récepteurs radio mobiles exposés au phénomène du multi-trajets, ou « multipath » selon le terme équivalent en anglais, connu de l'homme du métier. Plus précisément, la présente invention vise un procédé pour supprimer les ondes radio réfléchies, issues du phénomène de « multipath », dans un récepteur de signaux radio modulés en fréquence, au moyen d'un traitement à la fois spatial et temporel de ces interférences. Comme cela est connu, un récepteur radio, notamment dans un système 10 multimédia d'un véhicule automobile, est apte à recevoir un signal radio, en particulier un signal radio FM, FM étant l'abréviation anglaise de « Frequency Modulation » signifiant « modulation de fréquence ». Un tel signal radio FM, reçu sous forme modulée par un récepteur radio, est soumis à différents senseurs et à un filtrage adapté pour que le signal radio démodulé 15 correspondant puisse être restitué dans de bonnes conditions, notamment dans l'habitacle d'un véhicule automobile. L'homme du métier connaît le principe de fonctionnement d'un signal radio FM, c'est-à-dire modulé en fréquence, reçu par un récepteur radio adapté, en vue d'être démodulé puis restitué à des auditeurs. 20 Une problématique connue ayant trait à la réception d'un signal radio FM via un récepteur radio mobile, en particulier intégré dans un véhicule automobile, réside dans le fait que le signal radio FM émis par un émetteur peut être réfléchi par des obstacles naturels ou des immeubles par exemple, avant d'être reçu par une antenne du récepteur radio. En d'autres termes, le signal radio émis, avant d'être reçu par une antenne du 25 récepteur, peut avoir suivi différents trajets, plus ou moins longs. Le signal émis peut en outre, en raison de masquage, ne pas être reçu du tout par l'antenne du récepteur radio. Il en découle une nécessaire sélectivité, car un même signal radio peut être reçu par une antenne plusieurs fois, avec différents décalages temporels. Cette problématique est connue de l'homme du métier, qui la désigne généralement sous le 30 terme anglais de « multipath ». De plus, pour pallier les inconvénients précités relatifs au « multipath » et au masquage, il est connu d'équiper les récepteurs radio d'au moins deux antennes distinctes, dites « en diversité de phase ». 3067189 2 Les systèmes à deux antennes en diversité de phase sont une solution connue à la problématique de la sélectivité en fréquence pour traiter les interférences dues au « multipath » dans les récepteurs radio automobiles. Le principe consiste à combiner les signaux radio FM reçus par deux 5 antennes distinctes d'un récepteur radio, pour obtenir virtuellement une directivité de l'ensemble formé par lesdites deux antennes, afin de privilégier un signal radio souhaité arrivant sur le réseau d'antennes selon un certain angle, au détriment d'un signal radio non désiré arrivant sur le réseau d'antennes selon un angle différent. Pour pallier les interférences spatiales et temporelles induites par le 10 phénomène de « multipath », il existe des systèmes d'égalisation du canal au moyen d'une configuration spécifique d'un filtre à réponse impulsionnelle, également appelé « FIR », pour équilibrer la fonction de transfert du canal. Dans cet état de l'art, des récepteurs multi-syntoniseurs proposent ainsi deux types de traitement, réalisés séparément, le traitement spatial « en diversité de phase » 15 se faisant en amont de l'égalisation temporelle du canal. En outre, selon l'état de la technique, les algorithmes de suppression des signaux « multipath » sont généralement du type « à module constant ». En effet, le principe de la modulation en fréquence assure que le signal radio émis présente un module constant. De ce fait, des algorithmes de calcul, désignés algorithmes CMA, pour 20 « Constant Modulus Algorithm » et signifiant « algorithme à module constant » ont été mis au point et l'homme du métier cherche en permanence à les améliorer, avec pour contrainte principale d'assurer, après calcul, un module sensiblement constant du signal radio combiné au sein du récepteur, après traitement. Les algorithmes CMA sont des algorithmes de calcul itératifs ayant pour 25 objectif de déterminer les parties réelles et imaginaires de poids complexes à appliquer aux signaux radios FM reçus par une ou plusieurs antennes d'un récepteur radio, en vue de les combiner, de manière à supprimer du signal radio combiné les interférences dues au « multipath ». Il s'agit par conséquent, selon l'état de la technique, de déterminer les 30 composantes d'un filtrage spatial, au moyen d'une première mise en oeuvre d'un algorithme CMA, puis les composantes d'un filtre à réponse impulsionnel, pour le filtrage temporel, au moyen de la mise en oeuvre d'un second algorithme CMA. La figure 1 montre un schéma représentatif de l'état de la technique, dans lequel deux antennes Ai, A2 reçoivent respectivement des signaux radios Xi,, X2,n 35 correspondant à un signal radio FM émis, via des étages d'entrée respectifs FE1, FE2. Deux étages de filtrage successifs sont mis en oeuvre pour parvenir au signal 3067189 3 recombiné Y, destiné à être restitué. D'abord, il y a un étage de filtrage spatial Gl, respectivement G2, puis un étage de filtrage temporel W. En référence à la figure 1, il en résulte un premier jeu d'équations d'un système « en diversité spatiale » : 5 zn = + fcmA = Et(Izn - R)2} OÙ Gisln, qn sont des scalaires de poids complexes, pour le filtrage spatial des signaux X1,n, X2,72 reçus par chacune des antennes A-1, A2 ; JcmA est la fonction de coût à minimiser au moyen d'un algorithme CMA et R est une constante à déterminer, 10 correspondant au module constant du signal combiné. Il résulte un deuxième jeu d'équations d'un système « en diversité temporelle » : yn = (W.j) Zn JCMAI - 1021 15 où 1/14f est une matrice de poids complexes dont les composantes correspondant aux coefficients d'un filtre à réponse impulsionnelle à appliquer au signal Zn pour le filtrage temporel, Zn étant composé d'échantillons successifs du signal Zn issus de l'étage de filtrage spatial ; JcmA, est la fonction de coût à minimiser au moyen d'un algorithme CMA et R est une constante à déterminer, correspondant au 20 module constant du signal combiné. Cependant, le filtrage spatial étant effectué en amont de façon indépendante, sans tenir compte de la dimension temporelle des interférences, cela implique des inconvénients. En effet, un premier algorithme itératif de type CMA est mis en oeuvre pour le filtrage spatial. Le fait de ne pas tenir compte de la problématique temporelle à ce stade 25 implique que l'algorithme mis en oeuvre peut aboutir à tout moment à effectuer un saut sur un signal radio adjacent. Le filtrage temporel effectué ensuite peut alors éprouver d'importantes difficultés pour converger, voire ne pas converger. Le nombre important d'inconnues et l'absence de corrélation entre ces inconnues rend particulièrement difficile la détermination rapide de solutions stables. 30 Comme cela est connu de l'homme du métier, ces difficultés à converger rapidement vers des solutions correctes et stables sont particulièrement présentes dans le domaine de la réception radio FM, car la seule contrainte certaine exploitable a priori par les algorithmes réside dans le fait que le module de l'enveloppe du signal radio modulé en fréquence est constant. 35 Or, d'un autre côté, les antennes Ai, A2 reçoivent chacune une pluralité de signaux radio, correspondant au signal radio émis ayant suivi différents chemins, direct ou 3067189 4 avec une ou plusieurs réflexions, et un poids complexe doit être déterminé en vue d'être appliqué à chacun de ces signaux radio. L'équation comporte un grand nombre d'inconnues et les algorithmes CMA ont par conséquent pour objectif de déterminer les meilleures solutions, parmi un ensemble de solutions non optimales permettant d'assurer 5 un module constant du signal radio combiné. Plus particulièrement, dans des scénarios où les signaux radio désirés coexistent avec des signaux radio transmis sur des canaux adjacents en fréquence, ce problème de convergence est plus prononcé. Il arrive souvent que des poids complexes obtenus par des algorithmes CMA privilégient des signaux radio adjacents au détriment des signaux radio désirés. Les problèmes de stabilité sont ainsi particulièrement fréquents. Pour remédier à ces inconvénients, la présente invention propose, en premier lieu, d'effectuer une unique optimisation spatiale et temporelle après combinaison linéaire de l'ensemble des signaux reçus par au moins deux antennes séparées l'une de l'autre. Un seul algorithme itératif, en particulier de type CMA, est ainsi mis en oeuvre pour réaliser à la fois le filtrage spatial et le filtrage temporel pour la pluralité de signaux reçus par lesdites au moins deux antennes distinctes. En second lieu, selon un mode de réalisation préféré, l'équation obtenue est traduite en coordonnées polaires afin d'introduire un sens physique sous la forme d'une relation entre les signaux reçus par lesdites au moins deux antennes. De façon avantageuse, par rapport à l'état de l'art, cette solution permet d'obtenir des axes de solutions orthogonaux pour l'algorithme CMA mis en oeuvre. De plus, grâce à la corrélation introduite entre l'évolution des différents coefficients, comme cela est démontré dans la suite de la description, la capacité de l'algorithme mis en oeuvre à converger rapidement vers un nombre de solutions stables réduit est par ailleurs améliorée. Plus précisément, la présente invention a pour objet un procédé de réduction d'interférence multi-trajets, pour sa mise en oeuvre dans un récepteur radio de véhicule, ledit récepteur radio étant destiné à recevoir un signal radio émis et comprenant au moins deux antennes de réception radio recevant chacune une pluralité de signaux radio correspondant audit signal radio émis, chacune desdites pluralités de signaux reçus par chacune desdites antennes étant composée de signaux radio décalés temporellement, issus d'un phénomène de multi-trajets, lesdites pluralités de signaux radio étant combinés pour fournir un signal radio combiné yn à restituer, avec yn= WnT [Gis.n.X" + X2,72 à l'instant n, où X1 est un vecteur dont les composantes correspondent à la pluralité de signaux reçus par une première antenne, exprimés en bande de base complexe, X2 est un vecteur dont les composantes correspondent à la pluralité de signaux reçus par une 3067189 5 deuxième antenne, exprimés en bande de base complexe, Gn et qn sont des scalaires dont les composantes sont des poids complexes d'un filtre spatial et VITI est la matrice transposée d'un vecteur dont les composantes sont des poids complexes d'un filtre temporel, ledit procédé comprenant la mise en oeuvre d'un algorithme d'adaptation itératif 5 pour déterminer lesdits poids complexes du filtre spatial et lesdits poids complexes du filtre temporel. Grâce au procédé selon l'invention, l'algorithme d'adaptation itératif mis en oeuvre pour réaliser le filtrage spatial et temporel de la pluralité de signaux radio reçus par lesdites au moins deux antennes convergent plus rapidement et de façon plus stable. /0 Avantageusement, l'algorithme d'adaptation itératif est configuré pour minimiser une fonction de coût J telle que = Et(lynl- R)21 où R est une constante à déterminer, correspondant au module constant du signal combiné yn. 15 Avantageusement, ledit algorithme d'adaptation itératif est un algorithme d'adaptation à module constant configuré pour minimiser la fonction de coût. Selon le mode de réalisation précédent, les évolutions respectives des composantes de la matrice dont les composantes forment les poids complexes du filtre temporel et des composantes des scalaires dont les composantes forment les poids 20 complexes d'un filtre spatial s'écrivent : 13in - R w1= wri- GI,nx2,n) iYni R(TAitT v PG1 bYn vn A1,n in I lYn I R(1 A y GL2+l GL2 142 Yn yivn A2,n I Yni OÙ I1w, /41 25 de chacun des poids complexes. Dans ce mode de réalisation, la forte corrélation existant entre les composantes du filtre spatial et du filtre temporel implique une plus grande efficacité de l'algorithme d'adaptation itératif. Les équations précédentes sont génériques et peuvent être développées en 30 coordonnées cartésiennes ou polaires. Pour une efficacité optimale, comme cela est expliqué ci-après, selon un mode de réalisation préféré, les poids complexes sont exprimés en coordonnées polaires. Selon ce mode de réalisation, le procédé selon l'invention comprend par ailleurs l'introduction d'une corrélation entre lesdits poids complexes du filtre temporel et 35 lesdits poids complexes du filtre spatial, ladite corrélation étant fonction du décalage et 1.,/G2 sont des pas itératifs choisis pour la mise à jour des gains et phases 3067189 6 temporel entre lesdites pluralités de signaux radio reçus par lesdites au moins deux antennes, au moyen de l'expression desdits poids complexes en coordonnées polaires, de sorte que le gradient instantané de la fonction de coût s'écrive : Re [Tie ° + X2,72 )1 -1m [A ° elg ° X1,r, + gr, X2,72 )1 Re [Tri emtn (Wrf)T Xtril lYni R = 2 lYn I -/m emtn (Wri)T Xtril Re[Tr' e m2,71 (Wj)T -1m [T' b2 e'° (Wrf)T X2,1 5 avec : VV = e- , avec : Ant = [a0,n al,n a2,n ax-1,n] iT Ont = [e je" e jetn eJn e- jeK-1,7]7 et : 10 Gisn = bl,n e-j(P1'n GLI = b2,n e-j(P2'n de façon à intégrer une interdépendance entre les parties réelles et imaginaires desdits poids complexes. Selon le mode de réalisation précédent, les évolutions respectives des 15 composantes de la matrice dont les composantes forment les poids complexes du filtre temporel et des composantes des scalaires dont les composantes forment les poids complexes d'un filtre spatial s'écrivent : At t lYn I - R [ t ° (G s X1Gs X )] Re Tri elen "n+1 " A n PA 137n I 1,n ,n + 2,n 2,n et+ et + 137n I R 17nryn eje,t, 0 (-Gs n 1 n X + )1 1,n 1,n 137n I lYni -R bi,n+1 [ - bt,n [1b1 Re T, en)" MT Xl,n1 137n I lYn I - R (01,n+1 = (01,n + 1m[Tr' bi,nemtn ()TXi,n1 bin I lYni - R b2,n+1 - b2,n Re [T, em2,n (VI/7,)T x2,721 lYn I IYnHR (P2,n+1 = (P2,n Pcp2 1m[Tr' b2,' e m2,71 (nt.I T)T x2,721 PA I , 415 Pq92 sont des pas itératifs choisis pour la mise à jour des gains 25 et phases de chacun des poids complexes, et l'opérateur « °» est défini comme réalisant 20 où 3067189 7 la multiplication de deux vecteurs, composante par composante, la résultante étant un vecteur. Dans ce mode de réalisation, la très forte corrélation existant entre les composantes du filtre spatial et du filtre temporel implique une plus grande efficacité de 5 l'algorithme d'adaptation itératif. Avantageusement, le filtre temporel est un filtre à réponse impulsionnelle. La présente invention vise également un récepteur radio comprenant un microcontrôleur configuré pour mettre en oeuvre le procédé tel que brièvement décrit ci-dessus. 10 La présente invention vise aussi un véhicule automobile comprenant un récepteur radio tel que brièvement décrit ci-dessus. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple, et se référant au dessin annexé qui représente : - figure 1, le schéma de principe d'un procédé d'annulation de signaux radio 15 « multipath », selon l'état de la technique ; - figure 2, le schéma de principe d'un procédé d'annulation de signaux radio « multipath », selon l'invention. Le procédé d'adaptation d'un signal radio FM selon l'invention est présenté en vue d'une mise en oeuvre, principalement, dans un récepteur radio d'un système 20 multimédia embarqué dans un véhicule automobile. Cependant, la mise en oeuvre de la présente invention dans tout autre domaine technique, en particulier dans tout type de récepteur radio FM, est également visée. La présente invention propose l'introduction d'un modèle adaptatif spatial et temporel, pour tenir compte à la fois de la corrélation spatiale et de la corrélation 25 temporelle qui existent, du point de vue physique, entre les signaux radio FM « multipath » reçus par une pluralité d'antennes du récepteur radio considéré. Il est connu, dans un autre domaine technique relatif aux radars, d'utiliser un modèle adaptatif temporel pour combiner des signaux reçus par une antenne radar. Les techniques mises en oeuvre dans le domaine des radars ne sont cependant par 30 transposables en l'état au domaine de la réception radio FM. Le modèle adaptatif temporel mis en oeuvre dans le monde des radars repose en effet sur la mise en oeuvre d'un filtre à réponse impulsionnelle apte à appliquer au vecteur de signaux complexes reçus un vecteur de poids complexes s'écrivant : - exp( j22-F, OT) exp( j22-F, 1T) Wn = exp( j22-F, (K -1)T) 3067189 8 Ce modèle ne permet pas la suppression des signaux « multipath » dans le domaine de la réception radio FM car chaque trajet suivi par chacun des signaux « multipath » reçus, décalés temporellement, présente, dans le cas d'un signal radio FM, un gain propre dépendant de la distance parcourue par l'onde radio, ladite distance 5 n'étant pas une fonction linéaire liée à la fréquence, contrairement au cas de la réception radar. De plus, ce modèle ne permet pas de tenir compte de la corrélation spatiale existant entre les signaux reçus par un réseau d'antennes d'un récepteur. En référence à la figure 2, la présente invention propose un traitement 10 simultané du filtrage spatial et du filtrage temporel de la pluralité de signaux radio reçus par un réseau d'antennes comprenant au moins deux antennes Ai, A2. Les antennes Ai, A2 reçoivent respectivement une pluralité de signaux X1, X2 correspondant à un signal radio FM émis. Après acquisition via les étages d'entrée FE1, FE2, les signaux reçus sont filtrés sur le plan spatial et temporel à travers un étage dédié H, à la 15 sortie duquel est obtenu un signal recombiné Yn, destiné à être restitué. De ce fait, le signal filtré et recomposé après mise en oeuvre d'un algorithme d'adaptation itératif, en particulier un algorithme CMA, s'écrit : yn = (H)TX = 1 [X1 X2] H2 HT où X1 = rx 1,n-K-Fi - -- X1,4x2 = [X2,n-K+1--- X2,12] 20 signaux reçus par les antennes Ai, A2 ; H1 et H2 sont des matrices dont les composantes complexes représentent des poids à appliquer audits signaux reçus pour assurer la résolution du système en diversités spatiale et temporelle. Pour éliminer des paramètres redondants, l'équation ci-dessus peut être réécrite de façon à séparer les combinaisons linéaires du point de vue spatial et du point 25 de vue temporel. Dès lors, on obtient, en choisissant de réaliser d'abord le filtrage spatial : yn = Gis:n [(Wrf) Xi,n1 Gsin [(7W X2,n1 Autrement dit, il ressort de la figure 2, étant entendu que les matrices H1 et H2 sont constituées d'une composante spatiale et d'une composante temporelle, que le signal recombiné yn s'écrit : \T Yn = (Wri) X1,n qn X2,1 où Wnt, est la matrice dont les composantes dont des poids complexes correspondant aux composantes d'un filtre à réponse impulsionnelle à mettre en oeuvre pour le filtrage temporel ; Gisln et qn sont les scalaires dont les composantes sont des poids complexes correspondant aux composantes d'un filtre à mettre en oeuvre pour le et représentent les K derniers 30 3067189 9 filtrage spatial ; Xtn et X2,72 sont les vecteurs complexes correspondant aux signaux reçus par deux antennes A1, A2 ; « T » est la notation pour la transposée de la matrice. Pour un filtre à réponse impulsionnel à K coefficients, à l'instant n, la matrice complexe Wnt, s'écrit : 5 = [wo,n w2,n wK-1,n] iT avec, en coordonnées cartésiennes : wk,n = vvirc,n + J witc,n Les scalaires complexes à mettre en oeuvre pour le filtrage spatial s'écrivent quant à eux : G i,n = ,n j en G ,n = Y2,n I j en 10 De la même manière, les vecteurs complexes correspondant aux signaux reçus par les deux antennes A1, A2 s'écrivent respectivement : X1,n x2,n x1,n-1 x2,n-1 X1,n = x1,n-2 X2,n = x2,n-2 x1,n-K+1 X2,n- K +1 Il en ressort l'expression suivante du signal recombiné : K -1 Yn = I'v + J I'v (en + J en X1,n-k j en X 2,n- k) k =0 15 Un algorithme adaptatif itératif, en particulier un algorithme CMA, est alors mis en oeuvre pour déterminer les composantes complexes de Wnt, , Gisln , qn permettant de minimiser la fonction de coût : fcmA = Et(lYn - R)2} Il est à noter que, dans le présent exposé, il est seulement envisagé un 20 algorithme CMA de type (2, 1), mais tout autre type d'algorithme adaptatif, en particulier d'algorithme CMA, pourrait tout aussi bien être mis en oeuvre. La fonction de coût précédemment citée est minimisée au moyen de la technique du gradient instantané : VicmA = 2(lYn1 - R)VIYn1 25 = 2(iYni R)V(YnYin)1/2 = (iYni R) (YnV Yin + YinVYn) 13in' 3067189 : aYn a,)/n . 10 VYn = . dwo,n aY. n G is, n xi,n-k + Gis ,n x2,n-k f awk,n aY. n -./ (Gis,n xim-k + GZ,n x2,n-k) - 3W; aYn 3W K_ (Mint, )7' Xie (147.1t.)T xin T (-vvnt, X2,n (V17,t) X2e and V37, = Vyn G is n aYn faYn a 91,n aYn G n a 91,n faYn a 9Z',n aYn a 9Z,n - La fonction de coût s'écrit alors : soit VicmA = 2 31n1R (wnt,) Tt xn II YnEn X1,n + X2,n1 1 (7W X2,n 5 Et la mise à jour des composantes complexes pour le filtrage spatial et temporel de signaux reçus s'obtient à l'aide des équations suivantes : 1/11.+1 = w - (x 1, G1,n x2,n) Gn+1 Gn PG1 1311;i:1R )72 (7111 G2s,n+1 G2s,fl 11G2 13111 13,711-R .372 10 Ainsi, il existe une corrélation entre les coefficients du filtrage spatial et ceux du filtrage temporel. La mise à jour des composantes de Gisln ,qn dépendent en effet de Wnt, , et réciproquement. De ce fait, l'algorithme d'adaptation itératif mis en oeuvre, en particulier l'algorithme CMA, converge de façon plus rapide et surtout sur des solutions plus stables. 15 Selon un mode de réalisation préféré, une corrélation encore plus forte entre les composantes des scalaires utilisés pour le filtrage spatial et les composantes du filtre à réponse impulsionnelle mis en oeuvre pour le filtrage temporel peut être introduite. On part de l'équation issue de la figure 2, selon laquelle, pour rappel : yn = (Wnt)T X1,n + X2,n1 20 où Wnt, est la matrice dont les composantes dont des poids complexes correspondant aux composantes d'un filtre à réponse impulsionnelle à mettre en oeuvre pour le filtrage temporel ; Gisln et qn sont les scalaires dont les composantes sont des poids complexes correspondant aux composantes d'un filtre à mettre en oeuvre pour le 3067189 11 filtrage spatial ; Xtn et X2,72 sont les vecteurs complexes correspondant aux signaux reçus par deux antennes A1, A2 ; « T » est la notation pour la transposée de la matrice. Comme déjà indiqué, pour un filtre à réponse impulsionnel à K coefficients, à l'instant n, la matrice complexe Wnt, s'écrit : iT 5 Wnt, = [wo,n w1,n w2,n wK-1,n] - En coordonnées polaires, Wk,n = ak,n De ce fait, Wnt, = A ° , avec : iT = [ao,na1,na2,n ax-1,n1 e-J9K-1,n1T = [e--19°A e-J92,n 10 De la même manière, les scalaires Gisln et qn étant eux aussi complexes, sont aptes à s'exprimer en coordonnées polaires. De ce fait : Gisln = b1, e-i`P 1,n et qn = b2,n e-j(P2'n Pour rappel, les vecteurs complexes correspondant aux signaux reçus par les deux antennes A1, A2 s'écrivent respectivement : x1,n x2,n x1,n-1 x2,n-1 15 X1,n = xl,n-2 and X2,72 = x2,n-2 x1,n-K+1 x2,n-K+1 Il en ressort l'expression suivante du signal recombiné : K-1 Yn = ak,n eiek,n (b1,n ei(P1,n b2,n e-RP2'n X2,n-k) k=0 Dès lors, comme pour le mode de réalisation précédent, un algorithme adaptatif itératif, tel qu'un algorithme CMA, est mis en oeuvre pour déterminer les 20 composantes complexes de Wnt, , Gisln , qn permettant de minimiser la fonction de coût : kmA = Et(lYn - R)2} Il est à noter à nouveau que, dans le présent exposé, il est seulement envisagé un algorithme CMA de type (2, 1), mais tout autre type d'algorithme adaptatif, en particulier d'algorithme CMA, pourrait tout aussi bien être mis en oeuvre. 25 La fonction de coût précédemment citée est minimisée au moyen de la technique du gradient instantané : VicmA = 2(lYn1 - R)VIYn1 = 2 (iYn R)7(YnYn)112 1 = (IIR)-lynl@inVYin YinVYn) 3067189 VYn - soit, désormais : aYn 12 aYn M." eiek,n (Gisin xt,n-k X2,n-k) aYn 0,t, aYn ek,n j n -k,nje(Gls,n X1,n-k G1,n x2,n-k) \T ei(P1'n (1/1/j) Xt,n j b1, eJ1n (Wnt)T X1,n e i(P 2'n X2,n j b2,n e i(P 2'n (Wri)T X2,n OWnt, aYn Obi, n aYn rs n aYn 41,n aYn Gs n_ 0132 n aYn' a(132,n- et V37/ = '73in Il en ressort, en remplaçant ces termes dans la fonction de coût exprimée 5 précédemment : Re[Tn elg° (Gis Xtn qn X2,72 )] -1m [A ° ele7t1 ° (Gis ,n X2,n)] Re[Tnemtn (Writ)T X1,n1 -/M [Trib1,ej(P1'n (Wri)T X1,n1 Re e'° (Wr)T x2,1 -Im[Tn b2,n el(P2'n (Wnt)T X2,121 137n1 - R cmA - iYni Et la mise à jour des composantes complexes pour le filtrage spatial et temporel de signaux reçus s'obtient à l'aide des équations suivantes : Atn+1 = A - 1,1A -13;n1 Re[Tn elei° (Gs X + Gs X )] 131n1 1,n 1,n 2,n 2,n g+1 = e+ IyHR 1m [A ° e Je't ° 13in I (Gis,n qn X2,72 )] " b1,n+1 b1,n b1 Re[Tn em 1,n (7111 X1,721 13in I (P1,n+1 = (P1,n 1-IYnHR (wnt) X 1,n1 (1) I n I lm T b eJin 3i n 1,n b2,n+1 = b2,n 1-42 Re ei 13in I (ntf X2,721 yn w 2,n7 (P2,n+1 = (P2,n lm y b2n e-RP2n (Wt)T X2, n , ' n n 131n1 15 Il découle de ces formules une forte interdépendance entre les parties réelles et imaginaires des poids complexes à déterminer. La mise en oeuvre d'algorithmes d'adaptation itératifs sur ces formules, en particulier d'algorithmes CMA, avec la contrainte de minimiser la fonction de coût exposée 10 3067189 13 précédemment, converge ainsi plus efficacement que dans l'état de l'art. En effet, les corrélations spatiale et temporelle introduites précédemment induisent une interdépendance dans la mise à jour des coefficients, réduisant le nombre de degrés de liberté, à la différence des algorithmes CMA tels que mis en oeuvre dans l'état de l'art, où 5 les coefficients des poids complexes sont des cartésiens linéaires indépendants. Grâce à l'invention, les algorithmes CMA convergent vers un sous-ensemble plus restreint de solutions, ledit sous-ensemble étant inclus dans l'ensemble des solutions possibles des algorithmes CMA tels que mis en oeuvre dans l'état de l'art. La mise en oeuvre du procédé selon l'invention permet par conséquent la 10 suppression des signaux secondaires produits par le phénomène de « multipath », avec une meilleure stabilité que dans l'état de la technique. Il est précisé, en outre, que la présente invention n'est pas limitée au mode de réalisation décrit ci-dessus, ayant recours à des algorithmes CMA, et est susceptible de variantes accessibles à l'homme de l'art ; notamment, d'autres types d'algorithmes 15 itératifs peuvent être mis en oeuvre. REVENDICATIONS1. Procédé de réduction d'interférence multi-trajets, pour sa mise en oeuvre dans un récepteur radio de véhicule, ledit récepteur radio étant destiné à recevoir un signal radio émis et comprenant au moins deux antennes de réception radio (Ai, A2) recevant chacune une pluralité de signaux radio (X1,,, X2,n) correspondant audit signal radio émis, chacune desdites pluralités de signaux reçus par chacune desdites antennes (Ai, A2) étant composée de signaux radio décalés temporellement, issus d'un phénomène de multi-trajets, lesdites pluralités de signaux radio étant combinées pour fournir un signal radio combiné yn à restituer, avec yn=1/1/nT [Gis.n.X" + X2,72 à l'instant n, où X1 est un vecteur dont les composantes correspondent à la pluralité de signaux reçus par une première antenne (A1), exprimés en bande de base complexe, X2 est un vecteur dont les composantes correspondent à la pluralité de signaux reçus par une deuxième antenne (A2), exprimés en bande de base complexe, qn et qn sont des scalaires dont les composantes sont des poids complexes d'un filtre spatial et VITI est la matrice transposée d'un vecteur dont les composantes sont des poids complexes d'un filtre temporel, ledit procédé comprenant la mise en oeuvre d'un algorithme d'adaptation itératif pour déterminer lesdits poids complexes du filtre spatial et lesdits poids complexes du filtre temporel. 2. Procédé selon la revendication précédente, dans lequel l'algorithme d'adaptation itératif est configuré pour minimiser une fonction de coût J telle que I = Et(lynl - 1:)2} où R est une constante à déterminer, correspondant au module constant du signal combiné yn. 3. Procédé selon la revendication précédente, dans lequel ledit algorithme d'adaptation itératif est un algorithme d'adaptation à module constant configuré pour 25 minimiser la fonction de coût. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les évolutions respectives des composantes de la matrice dont les composantes forment les poids complexes du filtre temporel et des composantes des scalaires dont les composantes forment les poids complexes d'un filtre spatial s'écrivent : 3067189 15 = w.;.' - (;' Tri 31 (Gisin xtr, + X 2 ,n) Gisn+1 = Gisn [1G1IYInyi IR Tri " 13i' -nR G2sin+1 GL2 1-4G2 Yn 13in' (-Wnt)T X tn T (W7,) X 2,n OÙ i1 et 11G2 sont des pas itératifs choisis pour la mise à jour des gains et phases 5 de chacun des poids complexes. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, comprenant par ailleurs l'introduction d'une corrélation entre lesdits poids complexes du filtre temporel et lesdits poids complexes du filtre spatial, ladite corrélation étant fonction du décalage temporel entre lesdites pluralités de signaux radio reçus par lesdites au moins deux /0 antennes (Ai, A2), au moyen de l'expression desdits poids complexes en coordonnées polaires, de sorte que le gradient instantané de la fonction de coût s'écrive : Re [Tri eig ° (Gis In Xtn + G1,n X 2 Al -1m [A 4 ° ° xtn G1,n X2,72 )1 Re[T em" (Wri)T x1,1 bl,nel(P" (Wnt)T x1,1 Re[T em2'n (Wr)T x2,1 - I m[T b 2,n e'° 2'n (Wj)T x2,1 = 2 lYni - R lYn avec : VV = e- je7ti, , avec : 15 Ari = [ao,n atn a2,n ax-1,n1 iT Ont = [e je°,n e jetn eJn e -JeK- et : Gis n = bl,n e-1(P1'n G2s,n = b2,n e-i(P2'n 20 de façon à intégrer une interdépendance entre les parties réelles et imaginaires desdits poids complexes. 6. Procédé selon la revendication précédente, dans lequel les évolutions respectives des composantes de la matrice dont les composantes forment les poids 3067189 16 complexes du filtre temporel et des composantes des scalaires dont les composantes forment les poids complexes d'un filtre spatial s'écrivent : 1-1nt A `I t " M binl-R Re [Tn, eig ° (G' + 12+1 - n A 13in 1,n 1,n 0,t2+1 = e + 1313in IR 1m [A ° (1 Gs , Gs X )1 1,n n 2,n 2,n 5 " IYHR Xl,n1 b1,n+1 = b1,n fin -' rte [yn ei(P" 13in I OÙ jiA , (P1,n+1 = (P1,n 17ri[Trib1, e P 1,n (1/11j) x1, 1-4" Re ei`P 2'n (1/1/77tf X2,121 b2,n+1 = b2,n b2 13111 n (P2,n+1 = (P2,n 1-44)2 " 131,n17R 1m[Tn b2,n e-RP 2'n (VI/) x2,1 13in I I1b1 5 11b2' 415 Il(p2 sont des pas itératifs choisis pour la mise à jour des gains 10 et phases de chacun des poids complexes, et l'opérateur « °» est défini comme réalisant la multiplication de deux vecteurs, composante par composante, la résultante étant un vecteur. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le filtre temporel est un filtre à réponse impulsionnelle (FIR). 15 8. Récepteur radio comprenant un microcontrôleur configuré pour mettre en oeuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes. 9. Véhicule automobile comprenant un récepteur radio selon la revendication précédente.