FR 3069397 A1 20190125 FR 1756799 A 20170718 , B13883 1 CIRCUIT ET PROCEDE DE PILOTAGE D 'UN AMPLIFICATEUR AUDIO Domaine de l'invention La présente description concerne le domaine des amplificateurs audio, et en particulier un circuit et un procédé 5 de pilotage d'un amplificateur audio. Exposé de l'art antérieur Les bruits de claquements sont un problème bien connu dans les amplificateurs audio, et correspondent à un "claquement" ou un "clic" audible survenant lorsque l'amplificateur est mis en 10 marche ou est arrêté. Ce bruit et dû au fait que l'amplificateur est couplé à la charge, comme des haut-parleurs ou des écouteurs, par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage. On utilise un condensateur de couplage pour les amplificateurs audio dans lesquels la tension de référence des haut-parleurs, qui est par 15 exemple la masse, est différente de la tension de mode commun de l'amplificateur. Le condensateur de couplage bloque le niveau DC de courant continu au niveau de la sortie de l'amplificateur afin que la charge reçoive seulement le signal audio utile. Afin de permettre une réponse raisonnable aux basses fréquences, le 20 condensateur de couplage est en général relativement gros, typiquement d'au moins 200 pF pour une charge de 16 ohms. Le bruit de claquement est le résultat de la charge ou de la décharge , B13883 2 rapide de ce condensateur de couplage lorsque l'amplificateur est activé ou désactivé. Le signal d'entrée de l'amplificateur est en général fourni par un convertisseur numérique-analogique (DAC), et une 5 solution qui a été proposée pour réduire le bruit de claquement est de prévoir une phase de démarrage pendant laquelle le DAC est initialement contrôlé pour forcer un signal bas à la sortie de l'amplificateur, puis pour augmenter progressivement le signal de sortie pour charger le condensateur de couplage progressivement 10 sans provoquer de bruit de claquement. Le signal audio est ensuite appliqué une fois que le condensateur de couplage a été chargé au niveau de mode commun. Toutefois, un inconvénient de cette solution est que cela ajoute de la complexité au DAC et retarde le démarrage du signal audio. 15 On a donc besoin dans la technique d'une solution alternative pour réduire les bruits de claquements à la sortie d'un amplificateur audio. Résumé Un objet de modes de réalisation de la présente 20 description est de répondre au moins partiellement à un ou plusieurs besoins de l'art antérieur. Selon un aspect, on prévoit un circuit amplificateur audio comprenant un amplificateur audio adapté à fonctionner à un niveau de tension de mode commun et comportant un noeud d'entrée 25 pour recevoir un signal audio et une sortie destinée à être couplée à une charge par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage ; et un circuit d'entrée adapté à : détecter des niveaux d'amplitude d'un signal audio d'entrée et générer un signal de compensation de mode conumn variable sur la base des niveaux d'amplitude 30 détectés ; et ajouter le signal de compensation de mode commun variable à une version retardée du signal audio d'entrée pour générer le signal audio, le signal audio ayant un niveau de mode conuun variable. Selon un mode de réalisation, pendant une phase de mise 35 sous tension de l'amplificateur audio, le circuit d'entrée est , B13883 3 adapté à régler initialement le signal de compensation de mode commun variable à un premier niveau pour amener la sortie de l'amplificateur audio à moins de 50 mV d'un niveau de référence de la charge. Selon un mode de réalisation, le circuit d'entrée est adapté à faire varier le niveau de mode commun variable pendant la mise sous tension de l'amplificateur audio d'un premier niveau vers un deuxième niveau, le deuxième niveau étant la tension de mode commun de l'amplificateur audio. Selon un mode de réalisation, le circuit d'entrée est adapté à détecter le niveau d'amplitude du signal audio d'entrée sur la base de la fonction valeur absolue du signal audio d'entrée. Selon un mode de réalisation, le circuit d'entrée est adapté à détecter l'amplitude du signal audio d'entrée en 15 réalisant une détection d'enveloppe. Selon un mode de réalisation, le circuit d'entrée est adapté à générer le signal de compensation de mode commun variable en générant un signal de niveau d'amplitude représentant le niveau d'amplitude du signal audio d'entrée et en filtrant le signal de 20 niveau d'amplitude en utilisant un filtre passe-bas. Selon un mode de réalisation, le circuit amplificateur audio comprend un circuit de commande adapté à contrôler la fréquence de coupure du filtre passe-bas en fonction du niveau du signal audio d'entrée ou d'un niveau d'amplitude détecté du signal 25 audio d'entrée. Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est adapté à contrôler la constante de temps du filtre passe-bas pour qu'elle soit inversement proportionnelle au niveau du signal audio d'entrée ou à un niveau d'amplitude détecté du signal audio 30 d'entrée. Selon un mode de réalisation, le circuit amplificateur audio comprend en outre un circuit de retard adapté à générer la version retardée du signal audio d'entrée en introduisant un retard égal à au moins le retard introduit par le filtre passe- 35 bas. , B13883 4 Selon un mode de réalisation, le circuit d'entrée comprend un convertisseur numérique-analogique adapté à convertir le signal d'entrée audio en un signal analogique, et un circuit analogique adapté à détecter les niveaux d'amplitude du signal 5 audio d'entrée et générer le signal de compensation de mode commun variable sur la base des niveaux d'amplitude détectés. Selon un mode de réalisation, le circuit analogique comprend un redresseur à simple alternance ou un redresseur à double alternance. 10 Selon un mode de réalisation, le circuit amplificateur audio comprend en outre un convertisseur numérique analogique séparé de, ou intégré avec l'amplificateur audio et adapté à convertir le signal audio en un signal audio analogique. Selon un mode de réalisation, l'amplificateur audio est 15 un amplificateur audio de classe G ou de classe H ayant une tension d'alimentation variable basée sur le signal de compensation de mode commun variable. Selon un autre aspect, on prévoit un procédé comprenant : générer un signal audio pour piloter un amplificateur 20 audio adapté à fonctionner à un niveau de tension de mode commun et ayant un noeud d'entrée pour recevoir le signal audio et une sortie couplé à une charge par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage, la génération du signal audio comprenant : détecter des niveaux d'amplitude d'un signal audio d'entrée et générer un 25 signal de compensation de mode commun variable sur la base des niveaux d'amplitude détectés ; et ajouter le signal de compensation de mode commun variable à une version retardée du signal audio d'entrée pour générer le signal audio, le signal audio ayant un niveau de mode commun variable. 30 Brève description des dessins Les caractéristiques et avantages susmentionnés et d'autres apparaîtront clairement avec la description détaillée suivante de modes de réalisation, donnée à titre d'illustration et non de limitation, en faisant référence aux dessins joints dans 35 lesquels : , B13883 5 la figure 1 illustre schématiquement un circuit audio qui a été proposé ; la figure 2 est un graphique illustrant la tension de sortie du circuit audio de la figure 1 ; 5 la figure 3 illustre schématiquement un circuit audio selon un exemple de réalisation ; la figure 4A est un graphique illustrant un signal d'entrée et un niveau d'amplitude détecté du signal d'entrée de la figure 3 selon un exemple de réalisation ; 10 la figure 4B est un graphique illustrant une tension de sortie du circuit amplificateur de la figure 3 selon un exemple de réalisation ; la figure 5 illustre schématiquement un circuit d'entrée d'un amplificateur audio selon un autre exemple de réalisation ; la figure 6A est un graphique illustrant un exemple d'une fonction de transfert d'un filtre de la figure 5 selon un exemple de réalisation ; la figure 6B est un graphique illustrant la constante de temps du filtre de la figure 5 selon un exemple de réalisation ; la figure 7A illustre schématiquement un circuit audio selon encore un autre exemple de réalisation ; la figure 7B illustre schématiquement un circuit de détection d'amplitude et de filtrage de la figure 7A plus en détail selon un exemple de réalisation ; la figure 7C illustre schématiquement un circuit de détection d'amplitude et de filtrage de la figure 7A plus en détail selon une variante de réalisation ; la figure 8 illustre schématiquement un circuit audio selon un autre exemple de réalisation ; la figure 9 est un graphique illustrant un exemple de signaux dans le circuit de la figure 8 selon un exemple de réalisation ; la figure 10 illustre schématiquement un amplificateur audio incorporant un DAC (convertisseur numérique-analogique) 35 selon un exemple de réalisation de la présente description ; et B13883 6 la figure 11 illustre schématiquement un amplificateur audio incorporant un DAC selon un autre exemple de réalisation de la présente description. Description détaillée 5 Dans la description qui suit, le terme "environ" est utilisé pour désigner une tolérance de plus ou moins 10 pourcent par rapport à la valeur en question. Le terme "connecté" est utilisé pour désigner une connexion électrique directe entre des composants, alors que le terme "couplé" est utilisé pour désigner 10 une connexion électrique qui peut être directe, ou qui peut se faire par l'intermédiaire d'un ou plusieurs composants intermédiaires comme des résistances, des condensateurs, des transistors, etc. La figure 1 illustre un circuit audio 100 basé sur une 15 approche conventionnelle. Le circuit audio 100 comprend un amplificateur audio de sortie 101 comportant un amplificateur (AMP) 102 qui est par exemple un amplificateur opérationnel. La sortie de l'amplificateur 102 pilote une charge 104, comme des haut-parleurs ou des écouteurs. L'amplificateur 102 est couplé 20 dans une configuration d'amplificateur inverseur, avec une résistance R1 couplée entre un noeud d'entrée négatif de l'amplificateur 102 et un noeud d'entrée 106 de l'amplificateur audio 101, et une résistance R2 couplée entre le noeud d'entrée négatif et un noeud de sortie 108 de l'amplificateur 102. Les 25 résistances R1 et R2 ont chacune par exemple une résistance de l'ordre de 1 kilo-ohm à 5 kilo-ohms, et le rapport entre leurs résistances détermine le gain de l'amplificateur audio 101. Un noeud d'entrée positif de l'amplificateur 102 est par exemple couplé à une tension de mode commun Vcm. Le noeud d'entrée 30 106 reçoit par exemple une tension d'entrée analogique VIN, fournie par un convertisseur numérique-analogique (DAC) 110. Le DAC 110 réalise par exemple une conversion numérique vers analogique d'un signal d'entrée numérique x[n] afin de générer le signal de tension analogique VIN. , B13883 7 L'amplificateur 102 est par exemple couplé à un rail de tension d'alimentation VDD et à un rail de tension de masse. La tension de mode commun Vcm est par exemple à un niveau sensiblement égal à VDD/2. Dans des variantes de réalisation, plutôt que d'être 5 à la masse, le rail de tension basse pourrait être à un niveau de tension différent comme une tension négative, et la tension de mode commun est par exemple environ au point intermédiaire entre les niveaux de tension du rail de tension d'alimentation et du rail de tension basse. 10 Le noeud de sortie 108 de l'amplificateur 102 est couplé par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage 112 à la charge 104. Dans le cas où la charge 104 est une paire d'écouteurs, le condensateur de couplage 112 a par exemple une capacité de l'ordre de 100 à 500 pF. Dans le cas où la charge est une entrée de ligne 15 ayant une résistance d'environ 10 kilo-ohms, la capacité du condensateur de couplage 112 est par exemple d'environ 1 pF. Plus généralement, la valeur de la capacité est par exemple choisie en fonction de la résistance de la charge et en fonction de la largeur de bande du signal audio. Vu la taille du condensateur de couplage 20 112, celui-ci est par exemple monté en dehors de la puce. La charge et la décharge rapide du condensateur 112 lors de l'activation et de la désactivation de l'amplificateur 102 va provoquer un bruit de "claquement" audible qu'on peut entendre dans le haut-parleur 104. 25 La figure 2 est un graphique illustrant une solution possible au problème du bruit de claquement, solution qui implique l'application d'une rampe de tension pour charger lentement le condensateur de couplage 112, et ainsi qui évite le bruit de claquement lorsque l'amplificateur audio est activé et avant que 30 la restitution audio commence. Comme cela est illustré, une rampe linéaire est par exemple appliquée afin d'amener la tension de sortie VouT de l'amplificateur audio 102 d'un niveau bas jusqu'au niveau Vcm, avant que le signal audio commence. Au vu du fait que l'amplificateur audio 101 est un amplificateur inverseur, cela implique par exemple l'application par le DAC 110, au niveau du , B13883 8 noeud d'entrée 106, d'une rampe de tension conuençant à un niveau haut et descendant jusqu'au niveau de la tension de mode commun VON avant que le signal audio commence. Un inconvénient de cette technique est que, pour empêcher que la rampe soit entendue, son 5 gradient doit être relativement faible, et donc qu'il est nécessaire d'introduire un retard significatif, par exemple allant jusqu'à 500 ms ou plus, entre l'activation de l'amplificateur 102 et le début de la restitution audio. En outre, le circuit pour la génération et l'application de la rampe ajoute de la complexité à 10 la conception. La figure 3 illustre schématiquement un circuit audio 300 selon un mode de réalisation de la présente description. Les éléments similaires à ceux présents dans le circuit audio 100 de la figure 1 portent les mêmes références numériques en figure 3 15 et ne seront pas décrits de nouveau en détail. Le circuit audio 300 comprend par exemple un circuit d'entrée 301 pour générer un signal y[n] à amplifier. Le circuit d'entrée 301 reçoit par exemple un signal audio d'entrée numérique x[n]. Le circuit d'entrée 301 comprend par exemple un circuit de 20 détection d'amplitude et de filtrage (AMPLITUDE DETECTION + FILTERING) 302, adapté à recevoir le signal audio d'entrée x[n] et à détecter le niveau d'amplitude de ce signal. Le niveau d'amplitude du signal audio d'entrée peut par exemple être détecté sur la base de la fonction valeur absolue du signal audio d'entrée 25 x[n], bien que dans des variantes de réalisation d'autres types de traitement de signal puissent être appliqués afin de détecter des fluctuations dans l'amplitude du signal d'entrée. En outre, dans certains modes de réalisation, le circuit 302 réalise une détection d'enveloppe sur l'amplitude détectée du signal d'entrée. 30 Dans certains modes de réalisation, le circuit 302 intègre l'amplitude détectée en appliquant un filtre passe-bas au signal. En outre, dans certains modes de réalisation le circuit 302 détecte un ou plusieurs pics dans l'amplitude du signal audio. Le circuit 302 génère un signal d'amplitude E[n] 35 représentant le niveau d'amplitude absolue du signal x[n]. Le B13883 9 signal E[n] comprend par exemple des portions croissantes monotones et/ou des portions décroissantes monotones, comme on va le décrire plus en détail ci-après. Le signal E[ni est par exemple fourni à un additionneur 303, qui ajoute au signal E[n] une valeur 5 négative -CM, décrite plus en détail ci-après, afin de générer un signal numérique de compensation de mode commun variable CM COMP[n]. Le signal de sortie CM_COMP[n] est fourni à un additionneur 304. L'additionneur 304 reçoit aussi une version 10 retardée x' [n] du signal audio d'entrée x[n] générée par un circuit de retard (DELAY) 306, qui par exemple introduit un retard td compris entre 1 et 30 ms, et dans certains modes de réalisation compris entre 2 et 10 ms. L'additionneur 304 ajoute les signaux x' [n] est CM_COMP[n] afin de générer le signal d'entrée modifié 15 y[n]. Le signal y[n] est par exemple fourni à un amplificateur de sortie audio (DAC+AMP) 308, incorporant par exemple un convertisseur numérique-analogique (DAC), et pilotant au niveau d'un noeud de sortie 310 la charge 104, par l'intermédiaire du condensateur de couplage 112, avec un signal de tension de sortie 20 VouT. L'addition du signal CM COMP[n] au signal d'entrée x' [n] provoque un décalage dans le niveau de mode commun Vcm' du signal de sortie de tension VouT en fonction de l'amplitude du signal d'entrée. De cette façon, le niveau de mode commun Vcm' du signal 25 de sortie de tension VouT peut être augmenté d'un niveau initial jusqu'à un niveau supérieur, le niveau supérieur correspondant sensiblement au niveau de mode comumn Vom de l'amplificateur audio. Le son généré par ces décalages dans le niveau de mode commun Vcm' du signal de sortie de tension VouT va être masqué 30 par le signal audio lui-même. En effet, le niveau de mode commun Vcm' est augmenté en réponse à une augmentation du niveau d'amplitude du signal d'entrée, ce qui signifie que l'augmentation du niveau de mode commun Vcm' va être masquée par le signal audio, et ainsi ne va pas être perceptible par l'oreille. B13883 10 Dans certains modes de réalisation, le niveau initial du signal de compensation de mode commun variable CM COMP[n], et ainsi celui du signal y[n], est choisi de telle sorte que le niveau de la tension de sortie VouT de l'amplificateur audio 308 5 soit au niveau de référence de la charge de sortie, par exemple à la masse. Par exemple, en supposant que le signal audio d'entrée x[n] a un niveau de mode commun égal à zéro, et que l'amplificateur de sortie audio 308 a un gain positif, initialement lorsque les signaux x[n] et E[n] sont bas, le signal CM COMP[n] est par exemple 10 égal à -CM, ou CM est la valeur numérique qui correspond, après conversion analogique et amplification, à la tension de mode commun Vcm de l'amplificateur de sortie audio 308. En variante, si l'amplificateur de sortie audio 308 est un amplificateur inverseur, l'additionneur 303 ajoute par exemple CM au signal 15 E[n], et le signal CM COMP[n] est initialement égal à CM. Le signal de compensation de mode commun variable CM_COMP[n] atteint par exemple un niveau de zéro une fois que l'amplitude du signal d'entrée a augmenté suffisamment. Le niveau de mode commun Vcm' du signal de sortie audio VouT va alors atteindre la tension de 20 mode commun Vcm. Dans certains modes de réalisation, l'amplificateur audio 308 est mis en oeuvre par le DAC 110 et l'amplificateur audio 101 de la figure 1, ou par un circuit similaire ayant un amplificateur fonctionnant à une tension de mode commun Vcm. 25 Bien que dans certains modes de réalisation le circuit de retard 306, le circuit de détection d'amplitude et de filtrage 302 et les additionneurs 303 et 304 puissent être mis en oeuvre par des circuits matériels, par exemple faisant partie d'un ASIC (circuit intégré spécifique d'application), il sera clair pour 30 l'homme de l'art que certaines ou la totalité des fonctions de ces circuits pourraient être mises en oeuvre sous forme de logiciel par un dispositif de traitement sous le contrôle d'instructions de logiciel mémorisées dans une ou plusieurs mémoires d'instructions. , B13883 11 En outre, bien que le mode de réalisation de la figure 3 corresponde à une mise en oeuvre non différentielle, l'homme de l'art saura facilement comment le mode de réalisation pourrait être adapté à une mise en oeuvre différentielle. 5 On va maintenant décrire plus en détail le fonction- nement du circuit audio 300 de la figure 3, en faisant référence aux graphiques des figures 4A et 4B dans le cas où la détection d'amplitude réalisée par le circuit 302 implique la détection de l'amplitude du signal d'entrée en utilisant une détection 10 d'enveloppe. Toutefois, dans des variantes de réalisation, on pourrait utiliser d'autres types de détection d'amplitude. La figure 4A est un graphique illustrant des exemples de niveaux (LEVEL) du signal audio x[n], d'un signal d'amplitude correspondant à la fonction valeur absolue abs(x[n]) du signal 15 audio x[n], d'un signal d'amplitude E[n] après la réalisation d'une détection d'enveloppe, pendant une phase de mise sous tension d'un amplificateur audio. Le signal audio x[n] a par exemple un niveau de mode commun égal à zéro. 20 Comme cela est illustré, une détection d'enveloppe est appliquée de sorte que le signal d'enveloppe E[n] suit les pics du signal abs(x[n]). En outre, pendant la phase de mise sous tension, le signal d'amplitude E[n] augmente par exemple de façon monotone, par exemple au moins jusqu'à ce qu'un niveau LH soit 25 atteint. En particulier, le signal E[n] monte à chaque fois que le signal d'amplitude abs(x[n]) monte au-dessus de son niveau courant, et ne descend jamais, ou descend seulement relativement lentement. Dans l'exemple de la figure 4A, le signal E[n] prend un temps tR pour atteindre le niveau d'amplitude LH, et ce niveau 30 LH est par exemple un niveau qui est suffisamment élevé pour amener la tension de mode commun Vcm' du signal audio de sortie VOUT jusqu'au niveau de tension de mode commun Vcm de l'amplificateur audio 308. La figure 4B est un graphique montrant une courbe 35 représentant la tension de sortie VouT de l'amplificateur audio , B13883 12 308, et une courbe 402 représentant le niveau de mode commun VON' de la tension de sortie VouT. Initialement, à un instant tu avant le début du signal audio, l'amplificateur audio 308 est mis sous tension, mais la 5 tension de sortie VouT est maintenue initialement à un niveau bas par la tension de sortie du DAC 308, par exemple à un niveau se trouvant à moins de I mV ou de quelques millivolts du niveau de référence de la charge. Par exemple, dans le cas où l'amplificateur audio 308 est un amplificateur inverseur, la tension de 10 sortie du DAC 308 est par exemple initialement à un niveau haut approprié pour amener la tension de sortie VouT à un niveau de masse. Aussi, avant le début du signal audio, la tension VouT comprend par exemple une portion de rampe 404, pendant laquelle 15 la tension de sortie VouT est amenée à un niveau de mode commun minimum VOENIN, de sorte qu'un niveau de fonctionnement minimum VNIN de l'amplificateur 102 est respecté, et en particulier amenant le niveau de signal dans la zone de fonctionnement linéaire de l'amplificateur audio 308. Dans certains modes de 20 réalisation, cette portion de rampe 404 est mise en oeuvre par un décalage appliqué au signal E[n] au départ du signal audio. Dans certains modes de réalisation, la portion de rampe 404 est une rampe linéaire. En variante, comme cela est représenté dans l'exemple de la figure 4B, la portion de rampe 404 peut être une 25 rampe non linéaire ayant par exemple une forme exponentielle, résultant par exemple d'un filtre appliqué au signal E[n], comme le filtre 504 de la figure 5 décrit ci-après. Cette rampe a une durée tdcm commençant à l'instant tu et comprise par exemple entre 100 ps et 50 ms. 30 La plage du signal d'amplitude E[n] allant de zéro à LH en figure 4A est par exemple ajustée par le circuit de détection d'amplitude et de filtrage 302 de sorte que le signal CM_COMP[n] provoque une variation du niveau de mode commun VON' de la tension de sortie VouT de %IN à VON. Ainsi, à la fin de la rampe 404, le 35 signal de tension VouT commence par exemple à augmenter sur la , B13883 13 base du signal d'amplitude CM_COMP[n], juste avant que le signal audio démarre. Ensuite, à un instant tds après l'instant tO égal sensiblement au retard introduit par l'élément de retard 306, le signal audio démarre. Par exemple, dans un mode de réalisation, 5 le retard introduit par le circuit de retard 306 est compris entre 1 et 30 ms, et est par exemple dans la plage de 2 à 10 ms. La tension de sortie VouT a ensuite une forme égale à la somme du signal audio x' [n] et du signal d'amplitude E[n]. Comme cela est représenté par la courbe 402, le niveau de mode cominun Vom' du 10 signal VouT augmente par exemple de VCMmIN jusqu'à Vcm, ou jusqu'à un niveau se trouvant à moins de 1 mV ou de quelques millivolts de V. Dans certains modes de réalisation, plutôt que de monter seulement en fonction du signal d'entrée x[n], la montée du niveau 15 de mode commun Vom' du signal de tension de sortie VouT peut respecter un gradient minimal, qui est par exemple suffisamment faible pour éviter un bruit de claquement. Un exemple d'un tel gradient est représenté par une ligne 406 en pointillés en figure 4B. Si le signal audio d'entrée x[n] monte relativement lentement 20 de sorte qu'a tout moment le niveau de mode comminlVom' représenté par la courbe 402 est inférieur au niveau de la ligne en pointillés 406, le niveau de mode commun Vcm' monte par exemple avec la vitesse de la ligne en pointillés 406. Dans l'exemple de la figure 4E cela est le cas pendant une période 408 lorsque la courbe 402 25 approche du niveau V. En faisant de nouveau référence à la figure 4A, une ligne en pointillés CM_COMPmin[n] représente la montée linéaire du signal d'amplitude E[n] qui provoque la montée linéaire du niveau de mode commun Vcm' représentée par la ligne en pointillés 406 de la figure 4E. Le signal CM_COMP[n] est par 30 exemple généré par une comparaison de E[n] à CM_COMPmin[n], d'où il résulte que CM COMP[n] est égal à E[n] sauf si E[n] est inférieur à CM COMPmin[n], auquel cas CM COMP[n] est égal à CM COMPmin[n]. Dans l'exemple de la figure 4B, le signal audio s'arrête 35 à un instant tl, et peu après cet instant, la tension de sortie BI3883 14 VOUT est par exemple amenée à un niveau bas par une rampe descendante 404, générée par exemple par le circuit 302. Dans l'exemple de la figure 4B, la rampe descendante est linéaire, bien que dans d'autres exemples des formes d'ondes différentes soient 5 possibles. La figure 5 illustre schématiquement un circuit d'entrée 501 selon un exemple de réalisation similaire au circuit d'entrée 301 de la figure 3, et les éléments similaires portent les mêmes références et ne seront pas décrits de nouveau en détail. Dans le 10 mode de réalisation de la figure 5, un circuit de gain (GAIN) 502 est par exemple prévu à l'entrée du circuit pour atténuer le signal audio x[n] juste avant une pause dans la restitution. Par exemple, le gain est égal à une fonction exponentielle, comme i_e-t/tc, où t est le temps et TC est une constante de temps 15 comprise par exemple entre 1 et 100 ms. En outre, dans le mode de réalisation de la figure 5, un filtre passe-bas 504 est par exemple utilisé pour filtrer le signal d'amplitude E[n] généré par le circuit de détection d'amplitude et de filtrage 302. Le filtre 504 a par exemple une 20 fréquence de coupure variable qui dépend du niveau du signal d'entrée ou du signal d'amplitude E[n]. Par exemple, le filtre 504 reçoit un ou plusieurs coefficients à partir d'une table de correspondance (LUT) 506. La table de correspondance 506 sélectionne par exemple les coefficients sur la base du niveau du 25 signal d'entrée x[n] ou du niveau du signal d'amplitude E[n]. Le filtre 504 est par exemple un filtre IIR (filtre à réponse impulsionnelle infinie), et les coefficients contrôlent par exemple la fréquence de coupure du filtre 504, et ainsi la réactivité du filtre, comme cela va maintenant être décrit en 30 faisant référence aux figures 6A et 6B. La figure 6A est un graphique illustrant la fonction de transfert H(f) du filtre 504, qui est par exemple à l'un de quatre niveaux fl à f4, en fonction du niveau du signal audio. En particulier, quand le niveau du signal audio est relativement 35 faible, le filtre passe-bas a par exemple une fréquence de coupure , B13883 15 de fl, ce qui signifie que le signal CM_COMP[n] va varier relativement lentement. Par contre, lorsque le niveau du signal audio devient supérieur, la fréquence de coupure augmente progressivement vers les niveaux f2, f3 et f4, avec f4>f3>f2>f1. 5 Bien sûr, bien que dans l'exemple de la figure 6A il y ait quatre fréquences de coupure qui peuvent être sélectionnées, dans des variantes de réalisation il pourrait y avoir deux fréquences de coupure sélectionnables, ou plus de fréquences. La figure 6B illustre un exemple de la constante de 10 temps TC du filtre passe-bas 504 en fonction du niveau du signal audio x[n]. Comme cela est illustré, pour un niveau minimum MIN du signal audio, la constante de temps TC est par exemple à un niveau haut TCH, par exemple compris entre 0,6 et 1 ms, et pour un niveau maximal MAX du signal audio, la constante de temps TC 15 est par exemple à un niveau bas TCL, par exemple compris entre 10 et 100 Ils. Dans l'exemple de la figure 6B, on peut faire varier la constante de temps TC de manière linéaire en fonction du niveau du signal audio x[n] entre les niveaux minimum et maximum, MIN et MAX. La fréquence de coupure fc du filtre respecte par exemple la 20 relation fc=1/2nTC, où TC est la constante de temps. La constante de temps TC dans l'exemple de la figure 6B est par exemple de la forme TC=-Bx[n]+C, et lorsque x[n] est au niveau minimum MIN, la constante de temps TC est par exemple égale au niveau haut TCH, et lorsque x[n] est au niveau maximum MAX, la constante de temps 25 TC est par exemple égale au niveau bas TCL. Plutôt que d'être basée sur l'amplitude du signal audio x[n], dans certaines variantes de réalisation la fréquence de coupure du filtre 504 pourrait être basée sur l'amplitude du signal d'amplitude E[n]. Un avantage de prévoir un filtre 504 ayant une fréquence 30 de coupure variable est que la taille de la mémoire mettant en oeuvre le circuit de retard 306 peut être relativement faible. En effet, une augmentation donnée de l'amplitude du signal audio entrant pourrait provoquer une augmentation correspondante dans le signal de mode commun qui arrive avant l'augmentation du signal 35 audio. Une solution pour assurer cela serait de prévoir un circuit BI3883 16 de retard 306 ayant un retard relativement long, mais cela impliquerait une grande mémoire. En prévoyant un filtre 504 ayant une fréquence de coupure variable, la vitesse du filtre peut être augmentée par une réduction de la constante de temps TC du filtre 5 lorsque le signal audio change d'amplitude rapidement, permettant ainsi que le retard du circuit de retard 306 soit relativement faible. Bien que dans les modes de réalisation des figures 3 et 5 les fonctions de détection de niveau, de filtrage et d'addition 10 soient réalisées par les blocs 302, 303 et 304 dans le domaine numérique soit par du matériel soit par du logiciel, dans des variantes de réalisation, ces fonctions pourraient être réalisées dans le domaine analogique, comme on va le décrire maintenant plus en détail en faisant référence aux figures 7A et 7B. 15 La figure 7A illustre schématiquement un circuit audio 700 selon un exemple de réalisation similaire à celui de la figure 3, et les éléments similaires portent les mêmes références et ne seront pas décrits de nouveau en détail. Toutefois, le circuit DAC et d'amplification 308 de la figure 3 est remplacé par un 20 amplificateur audio (AMP) 702 couplé à la sortie de l'additionneur 304. En outre, un circuit d'entrée 701 de la figure 7 comprend le circuit 302, qui à son tour comprend un DAC 703 générant un signal analogique x(t) sur la base du signal numérique x[n], et un circuit analogique de détection d'amplitude et de filtrage (ANALOG 25 AMPLITUDE DETECTION + FILTERING) 704 pour traiter le signal analogique x(t) et générer un signal d'amplitude analogique de sortie E(t). L'additionneur 303 soustrait par exemple, du signal E(t), un niveau analogique cm correspondant au niveau de la tension de mode commun Vcm avant l'amplificateur 702, et génère 30 un signal analogique de compensation de mode commun Vcm comp(t). En outre, un DAC 706 est couplé à la sortie du circuit de retard 306, le DAC 706 convertissant les valeurs numériques x' [n] en un signal analogique x' (t), qui est fourni à l'additionneur 304 pour être ajouté à la tension Vcm comp(t). , B13883 17 La figure 7B illustre le circuit analogique de détection d'amplitude et de filtrage 704 plus en détail selon un exemple de réalisation dans lequel il est mis en oeuvre sur la base d'une détection d'enveloppe en utilisant un redresseur à simple 5 alternance 708. Par exemple, une diode 712 reçoit sur son anode le signal audio analogique x(t), et a sa cathode couplée à un noeud de sortie 714 du circuit fournissant un signal d'amplitude analogique E(t)'. Un condensateur 716 et une résistance 718 sont par exemple couplées en parallèle entre le noeud de sortie 714 et 10 la masse. Le courant passant dans la résistance 718 décharge le condensateur 716 lorsque la tension aux bornes de la diode 712 est inférieure au seuil de la diode. Lorsque la constante de temps RC est relativement élevée, la tension sur le noeud 714 descend seulement relativement lentement pendant que le niveau du signal 15 x[n] est inférieur à la tension sur le noeud 714 plus le seuil de diode. Cette descente de la tension de sortie correspond par exemple à la pente du niveau de mode commun pendant la période 410 de la figure 4B. Un filtre passe-bas (LPF) 720 est par exemple couplé à 20 la sortie 714 du redresseur à simple alternance 708 afin d'empêcher des changements rapides dans le niveau de mode connun, qui pourraient être audibles. Toutefois, la constante de temps de ce filtre passe-bas 720 est par exemple suffisamment courte pour que le retard ne soit pas supérieur au retard du circuit de retard 25 306. Dans certains modes de réalisation, la fréquence de coupure du filtre passe-bas 720 est variable en fonction du niveau du signal d'amplitude E(t)' à la sortie du redresseur à simple alternance 708, de manière similaire au filtre 504 de la figure 5 décrit précédemment, ce qui permet que la taille de la mémoire du 30 circuit de retard 306 soit relativement faible. La figure 7C illustre schématiquement un redresseur à double alternance 750 en variante du redresseur à simple alternance 708 de la figure 7B. La diode 712, le condensateur 716 et la résistance 718 de la figure 7B sont aussi présents dans le 35 mode de réalisation de la figure 7C, et ne vont pas être décrits , B13883 18 de nouveau en détail. Le signal audio analogique est couplé à un amplificateur inverseur comprenant un amplificateur différentiel 752. En particulier, le noeud d'entrée recevant le signal audio analogique x(t) est couplé par l'intermédiaire d'une résistance 5 754 à une entrée négative de l'amplificateur différentiel 752, qui est à son tour couplée à un noeud 758 par l'intermédiaire d'une résistance 756. L'entrée positive de l'amplificateur différentiel 752 est couplée à la masse. Le noeud 758 est couplé à la cathode d'une diode 760 ayant son anode couplée à la sortie de 10 l'amplificateur différentiel 752. Le noeud 758 est en outre couplé à l'entrée positive d'un autre amplificateur différentiel 762. La sortie de l'autre amplificateur différentiel 762 est couplée à son entrée négative, et à l'anode de la diode 712. La figure 8 illustre schématiquement un circuit audio 15 800 similaire au circuit audio 300 de la figure 3, et comprenant le filtre passe-bas de la figure 5. Toutefois, dans le mode de réalisation de la figure 8, le circuit DAC et amplificateur 308 est mis en oeuvre par un DAC 802 couplé en série avec un amplificateur (AMP) 804. En outre, un régulateur de tension 20 (REGULATOR) 806 fournit une tension d'alimentation variable VvAR à l'amplificateur 804, de sorte que l'amplificateur est de classe G ou H ayant une alimentation variable. Le régulateur 806 reçoit par exemple un signal basé sur le signal CM COMP[n] à partir de la sortie du filtre passe-bas 504, et régule la tension VvAR sur 25 la base de ce signal, de sorte que la tension d'alimentation de l'amplificateur augmente lorsque la tension de mode commun augmente, et diminue lorsque la tension de mode commun diminue. On va maintenant décrire plus en détail le fonctionnement du circuit audio 800 de la figure 8 en faisant référence à la figure 30 9. La figure 9 est un chronogramme comprenant une courbe 902 illustrant un exemple du niveau Vcm' de la tension de sortie VOUT de l'amplificateur 804. Des flèches 904 le long de cette courbe 902 représentent des pics dans l'amplitude du signal audio. B13883 19 Une onde carrée 906 illustre un exemple de la tension d'alimentation variable VvAR selon une mise en oeuvre d'amplificateur de classe G. Par exemple, la tension commence à un niveau bas de VDDINT et commute sur un niveau haut de VDDmAx lorsqu'un 5 seuil du signal d'entrée VIN est dépassé. La tension d'alimentation VvAR revient par exemple au niveau VDDINT lorsque le signal d'entrée VIN descend de nouveau en dessous du niveau de seuil. Une courbe 908 illustre un exemple de la tension d'alimentation variable VvAR selon une mise en oeuvre d'ampli-10 ficateur de classe H. Par exemple, la tension d'alimentation variable VvAR correspond à l'enveloppe du signal d'entrée VIN, plus un décalage de tension. On notera que le niveau de mode COMMUMVcm' de la tension de sortie VouT descend rapidement lorsqu'il n'y a pas de signal 15 audio, par exemple dans la zone 910 de la figure 9. Cela résulte par exemple d'une constante de temps RC relativement courte du circuit de détection d'amplitude, résultant par exemple d'une résistance réduite de la résistance 718 des figures 7B et 7C par rapport à l'exemple de la figure 4B. 20 Un avantage de piloter un amplificateur de classe G ou de classe H en utilisant un signal audio ayant un niveau de mode connun variable est qu'il n'est pas nécessaire de fournir une tension d'alimentation négative variable en plus de la tension d'alimentation variable VvAR. En outre, il apparaîtra clairement 25 à l'homme de l'art que, bien que les amplificateurs de classe G/H aient une tension de mode coummn égale à la référence de tension, ils fonctionnent en général avec un décalage qui peut provoquer des bruits de claquements lors du démarrage de l'amplificateur. En outre, les bruits de claquements peuvent survenir pendant des 30 changements du mode d'alimentation. Ainsi, le mode commun à variation continue prévu par les modes de réalisation décrits ici va également empêcher ou réduire les bruits de claquements dans un tel amplificateur de classe G/H. La figure 10 illustre schématiquement le circuit DAC et 35 amplificateur 308 de la figure 3 selon un exemple de réalisation B13883 20 basé sur un DAC DCT (à transfert de charge direct) 1000 comprenant N paires d'entrées 1001, 1002 à 1001', 1002' pour recevoir des bits représentant le signal d'entrée y[n]. En particulier, chaque bit est représenté par un signal d'entrée à deux niveaux REF±. 5 Les noeuds d'entrée 1001, 1002 sont couplés respec- tivement à d'autres noeuds 1003, 1004 par l'intermédiaire de commutateurs respectifs 1005, 1006. Le circuit 308 comprend en outre des paires de condensateurs d'entrée Cl à CN. L'un des condensateurs Cl et couplé entre le noeud 1003 et un autre noeud 10 1007, et l'autre condensateur Cl est couplé entre le noeud 1004 et un autre noeud 1008. Le noeud 1007 est en outre couplé à l'entrée positive d'un amplificateur différentiel 1010 par l'intermédiaire d'un commutateur 1011, et le noeud 1008 est en outre couplé à l'entrée négative de l'amplificateur différentiel 1010 par 15 l'intermédiaire d'un commutateur 1012. Le noeud 1003 est en outre couplé à un noeud de sortie négatif 1014 de l'amplificateur différentiel 1010 par l'intermédiaire d'un commutateur 1015, et le noeud 1004 est en outre couplé à un noeud de sortie positif 1016 de l'amplificateur différentiel 1010 par l'intermédiaire d'un 20 commutateur 1017. Les noeuds d'entrée 1001', 1002' sont couplés respectivement à d'autres noeuds 1003', 1004' par intermédiaire de commutateurs respectifs 1005', 1006'. L'un des condensateurs CN est couplé entre le noeud 1003' et l'autre noeud 1007, et l'autre 25 condensateur CN est couplé entre le noeud 1004' et l'autre noeud 1008. Le noeud 1003' est en outre couplé au noeud de sortie négatif 1014 de l'amplificateur différentiel 1010 par l'intermédiaire d'un commutateur 1015', et le noeud 1004' est en outre couplé au noeud de sortie positif 1016 de l'amplificateur différentiel 1010 par 30 l'intermédiaire d'un commutateur 1017'. Bien que seulement deux paires de condensateurs Cl à CN soient illustrées en figure 10, on comprendra qu'il peut y avoir une ou plusieurs autres paires de condensateurs couplées par des commutateurs correspondants entre des noeuds d'entrée du circuit et les noeuds 1007, 1008. B13883 21 Les entrées positive et négative de l'amplificateur différentiel 1010 sont aussi couplées à la tension de mode commn Vcm par l'intermédiaire de commutateurs respectifs 1018 et 1020. L'entrée positive de l'amplificateur différentiel 1010 est en 5 outre couplée à la sortie négative 1014 par l'intermédiaire d'un condensateur 1022, et l'entrée négative de l'amplificateur 1010 est en outre couplée à la sortie positive 1016 de l'amplificateur 1010 par l'intermédiaire d'un condensateur 1024. Les commutateurs 1005, 1005', 1006, 1006', 1018 et 1020 10 sont contrôlés par un signal de phase 91, et les commutateurs 1011, 1012, 1015, 1015', 1017 et 1017' sont contrôlés par un signal de phase 92. Les sorties différentielles 1014, 1016 du DAC DCT 1000 sont par exemple couplées à un tampon de conversion de mode 15 différentiel vers le mode non différentiel 1026, qui à son tour pilote la charge 104 par l'intermédiaire du condensateur de couplage 112. Le tampon 1026 comprend par exemple une résistance 1027 couplée entre le noeud 1014 et une entrée positive d'un amplificateur différentiel 1028. La sortie négative 1030 de 20 l'amplificateur 1028 est couplée à l'entrée positive de l'amplificateur 1028 par l'intermédiaire d'une résistance 1031. Le noeud 1016 est couplé à l'entrée négative de l'amplificateur différentiel 1028 par l'intermédiaire d'une résistance 1032. La sortie 1030 est en outre couplée par l'intermédiaire d'une 25 résistance 1033 à l'entrée négative d'un amplificateur différentiel 1034, l'entrée positive de l'amplificateur différentiel 1034 étant couplée à la tension de mode commun VON. La sortie de l'amplificateur 1034 est couplée par l'intermédiaire d'une résistance 1036 à l'entrée négative de l'amplificateur 1028. La 30 sortie de l'amplificateur 1034 est aussi couplée à l'entrée négative de l'amplificateur 1034 par l'intermédiaire d'une résistance 1038. En fonctionnement, pendant une première phase dans laquelle le signal de phase 91, et pas le signal 92, est activé, 35 les condensateurs d'entrée Cl à ON sont chargés sur la base du B13883 22 signal numérique d'entrée y[n]. Pendant une deuxième phase pendant laquelle le signal y2, et pas le signal (pi, est activé, les condensateurs de chaque paire Cl à CN sont couplés en parallèle avec les condensateurs 1022, 1024 respectivement, et ainsi la 5 tension de sortie du DAC DCT 1000 est une image des charges présentes sur les condensateurs 1022, 1024. On notera que dans la configuration de la figure 10, un décalage numérique appliqué au signal y[n] va modifier le niveau de mode commun de la tension de sortie sur le noeud 1030. 10 La figure 11 illustre schématiquement une variante du circuit 308 de la figure 10. En figure 11, pour faciliter l'illustration, seuls les condensateurs d'entrée Cl et les commutateurs correspondants sont illustrés. En figure 11, le tampon 1026 est omis, et à la place l'amplificateur différentiel 15 1034 est couplé dans le chemin de contre-réaction entre la sortie 1016 de l'amplificateur 1010 et le commutateur 1017. En particulier, le noeud 1016 est couplé par l'intermédiaire de la résistance 1033 à l'entrée négative de l'amplificateur 1034, et la sortie de l'amplificateur 1034 est couplée à son entrée 20 négative par l'intermédiaire de la résistance 1038. La sortie de l'amplificateur 1034 pilote la charge 104 par l'intermédiaire du condensateur de couplage 112. Avec la description ainsi faite d'au moins un mode de réalisation illustratif, diverses altérations, modifications et 25 améliorations apparaîtront facilement à l'homme de l'art. Par exemple, il sera clair pour l'homme de l'art que les tensions d'alimentation décrites ici pourraient avoir un niveau quelconque, et que la tension de masse pourrait être remplacée par une tension positive ou négative. En outre, bien que la tension 30 de mode commun soit décrite comme étant à un point intermédiaire entre les tensions d'alimentation haute et basse, d'autres niveaux seraient possibles. En outre, il sera clair pour l'homme de l'art que les divers éléments décrits en relation avec les divers modes de 35 réalisation pourraient être combinés, dans des variantes de B/3883 23 réalisation, selon diverses combinaisons. Par exemple, il sera clair pour l'homme de l'art que l'un ou l'autre des circuits 308 des figures 10 et 11 pourrait être mis en oeuvre dans le circuit audio de la figure 3. En outre, il sera clair pour l'homme de 5 l'art que les circuits des figures 10 et 11 sont simplement des exemples, et que de nombreux autres agencements du circuit DAC et amplificateur pourraient être utilisés. , REVENDICATIONS1. Circuit amplificateur audio, comprenant : un amplificateur audio (308, 702) adapté à fonctionner à un niveau de tension de mode commun (Vcm) et comportant un noeud d'entrée pour recevoir un signal audio (y[n], VIN) et une sortie (310) destinée à être couplée à une charge (104) par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage (112) ; et un circuit d'entrée (301, 501, 701) adapté à : - détecter des niveaux d'amplitude d'un signal audio d'entrée (x[n], x(t)) et générer un signal de compensation de mode 10 commun variable (CM COMP[n], Vcm comp) sur la base des niveaux d'amplitude détectés ; et - ajouter le signal de compensation de mode commun variable (CM COMP[n], Vcm comp) à une version retardée (x' [n], x'(t)) du signal audio d'entrée (x[n]) pour générer le signal 15 audio (y[n], VIN), le signal audio ayant un niveau de mode commun variable. 2. Circuit amplificateur audio selon la revendication 1, dans lequel pendant une phase de mise sous tension de l'amplificateur audio, le circuit d'entrée est adapté à régler 20 initialement le signal de compensation de mode commun variable (CM COMP[n], Vcm camp) à un premier niveau pour amener la sortie de l'amplificateur audio à moins de 50 mV d'un niveau de référence de la charge. 3. Circuit amplificateur audio selon la revendication 25 2, dans lequel le circuit d'entrée est adapté à faire varier le niveau de mode commun variable pendant la mise sous tension de l'amplificateur audio d'un premier niveau vers un deuxième niveau, le deuxième niveau étant la tension de mode commun (V ) de l'amplificateur audio. 30 4. Circuit amplificateur audio selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le circuit d'entrée (301, 501, 701) est adapté à détecter le niveau d'amplitude du signal audio d'entrée (x[n]) sur la base de la fonction valeur absolue du signal audio d'entrée. BI3883 25 5. Circuit amplificateur audio selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel le circuit d'entrée (301, 501, 701) est adapté à détecter l'amplitude du signal audio d'entrée en réalisant une détection d'enveloppe. 5 6. Circuit amplificateur audio selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel le circuit d'entrée (301, 501, 701) est adapté à générer le signal de compensation de mode commun variable (CM COMP[n], Vcm comp) : en générant un signal de niveau d'amplitude abs(x[n]) 10 représentant le niveau d'amplitude du signal audio d'entrée ; et en filtrant le signal de niveau d'amplitude en utilisant un filtre passe-bas (504). 7. Circuit amplificateur audio selon la revendication 6, comprenant un circuit de commande (701) adapté à contrôler la 15 fréquence de coupure du filtre passe-bas (504) en fonction du niveau du signal audio d'entrée (x[n]) ou d'un niveau d'amplitude détecté (E[n]) du signal audio d'entrée. 8. Circuit amplificateur audio selon la revendication 7, dans lequel le circuit de commande est adapté à contrôler la 20 constante de temps du filtre passe-bas (504, 716) pour qu'elle soit inversement proportionnelle au niveau du signal audio d'entrée (x[n]) ou à un niveau d'amplitude détecté (E[n]) du signal audio d'entrée. 9. Circuit amplificateur audio selon la revendication 7 25 ou 8, comprenant en outre un circuit de retard (306) adapté à générer la version retardée (x' [n], X' (t)) du signal audio d'entrée (x[n]) en introduisant un retard égal à au moins le retard introduit par le filtre passe-bas (504, 716). 10. Circuit amplificateur audio selon l'une quelconque 30 des revendications 1 à 9, dans lequel le circuit d'entrée (701) comprend un convertisseur numérique-analogique (703) adapté à convertir le signal d'entrée audio (x[n]) en un signal analogique (x(t)), et un circuit analogique (704) adapté à détecter les niveaux d'amplitude du signal audio d'entrée (x[n], x(t)) et à 35 générer le signal de compensation de mode commun variable B13883 26 (CM COMP[n], VCM COMP) sur la base des niveaux d'amplitude détectés. 11. Circuit amplificateur audio selon la revendication 10, dans lequel le circuit analogique comprend un redresseur à 5 simple alternance (708) ou un redresseur à double alternance (750). 12. Circuit amplificateur audio selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, comprenant en outre un convertisseur numérique analogique séparé de, ou intégré avec, l'amplificateur audio (308) et adapté à convertir le signal audio (y[n]) en un signal audio analogique (VIN). 13. Circuit amplificateur audio selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, dans lequel l'amplificateur audio (308) est un amplificateur audio de classe G ou de classe H ayant une tension d'alimentation variable basée sur le signal de compensation de mode commun variable (CM COMP[n], Vcm comp). 14. Procédé comprenant : générer un signal audio (y[n], VIN) pour piloter un amplificateur audio (308) adapté à fonctionner à un niveau de tension de mode commun (Vcm) et ayant un noeud d'entrée pour recevoir le signal audio (y[n], VIN) et une sortie (310) couplée à une charge (104) par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage (112), la génération du signal audio comprenant : - détecter des niveaux d'amplitude d'un signal audio 25 d'entrée (x[n], x(t)) et générer un signal de compensation de mode commun variable (CM COMP[n], Vcm comp) sur la base des niveaux d'amplitude détectés ; et - ajouter le signal de compensation de mode commun variable (CM COMP[n], Vcm comp) à une version retardée (x' [n], 30 x' (t)) du signal audio d'entrée (x[n]) pour générer le signal audio (y[n], VIN), le signal audio ayant un niveau de mode conuttun variable.