FR 3071318 A1 20190322 FR 1758750 A 20170921 B16293 - 17-R0-0385 1 DETECTION DE PERTURBATIONS D'UNE TENSION CONTINUE Domaine La présente demande concerne de façon générale les circuits électroniques et plus particulièrement la détection de perturbations volontaires ou accidentelles d'une tension continue, notamment d'une tension d'alimentation de ces circuits. Exposé de l'art antérieur Une perturbation (glitch) d'une tension continue d'un circuit, notamment de sa tension d'alimentation, peut entraîner un disfonctionnement du circuit. En particulier, lorsque le circuit comprend des informations confidentielles, la perturbation peut être volontairement provoquée par un pirate qui tente d'accéder aux informations confidentielles. Pour prévenir les disfonctionnements de circuits résultant de perturbations de leurs tensions d'alimentation, 15 certains circuits sont équipés de contre-mesures. Résumé Ainsi, un mode de réalisation pallie au moins certains inconvénients des circuits existants de détection de perturbations d'une tension continue, notamment d'une tension d'alimentation. 20 Un mode de réalisation prévoit un circuit de détection d'une perturbation d'une tension continue, dans lequel un seuil de détection est fonction de ladite tension continue. B16293 - 17-R0-0385 2 Selon un mode de réalisation, le seuil varie proportionnellement à une tension obtenue par filtrage passe-bas de ladite tension continue. Selon un mode de réalisation, un premier courant variant 5 proportionnellement à ladite tension obtenue par filtrage conditionne le seuil de détection. Selon un mode de réalisation, le circuit de détection comprend, entre une première borne et une deuxième borne d'application de ladite tension continue, un filtre passe-bas 10 configuré pour fournir ladite tension obtenue par filtrage. Selon un mode de réalisation, le circuit de détection comprend en outre, en série entre la première borne et la deuxième borne : une première branche comprenant un premier transistor et une première source de courant ; une deuxième branche comprenant un élément résistif, un deuxième transistor monté en miroir du premier transistor, et une deuxième source de courant fournissant le premier courant. Selon un mode de réalisation, le circuit de détection comprend en outre : un troisième transistor, la deuxième source de courant comprenant un quatrième transistor monté en miroir du troisième transistor ; et un circuit de commande configuré pour fournir au troisième transistor un deuxième courant variant proportionnellement à ladite tension obtenue par filtrage. Selon un mode de réalisation, la première source de 25 courant comprend un cinquième transistor monté en miroir du troisième transistor. Selon un mode de réalisation, le circuit de commande comprend un autre élément résistif et est en outre configuré pour imposer ladite tension obtenue par filtrage aux bornes dudit autre 30 élément résistif, le deuxième courant variant proportionnellement à un troisième courant traversant ledit autre élément résistif. Selon un mode de réalisation, le circuit de commande comprend : un sixième transistor en série avec le troisième transistor entre la première borne et la deuxième borne ; et un 35 septième transistor en série avec ledit autre élément résistif B16293 - 17-R0-0385 3 entre la première borne et la deuxième borne, une borne de commande du septième transistor étant couplée à une borne de commande du sixième transistor. Selon un mode de réalisation, le circuit de commande 5 comprend un amplificateur opérationnel dont une première entrée est connectée à une sortie du filtre passe-bas, dont une deuxième entrée est connectée au point commun entre le septième transistor et ledit autre élément résistif, et dont une sortie est connectée aux bornes de commande des sixième et septième transistors. 10 Selon un mode de réalisation, la première entrée de l'amplificateur est l'entrée inverseuse, et la deuxième entrée de l'amplificateur est l'entrée non inverseuse. Selon un mode de réalisation, le circuit de détection comprend un autre filtre passe-bas connecté à une borne de 15 commande de chacun des premier et deuxième transistors. Selon un mode de réalisation, le circuit de détection comprend un autre filtre passe-bas couplant la première borne audit élément résistif. Selon un mode de réalisation, les transistors sont des 20 transistors MOS. Selon un mode de réalisation, les transistors sont des transistors bipolaires. Brève description des dessins Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, 25 seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 représente un mode de réalisation d'un circuit de détection de perturbations positives d'une tension 30 continue ; et la figure 2 représente un mode de réalisation d'un circuit de détection de perturbations négatives d'une tension continue. B16293 - 17-R0-0385 4 Description détaillée De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures et, de plus, les diverses figures ne sont pas tracées à l'échelle. Par souci de clarté, 5 seuls les éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les circuits électroniques dans lesquels un circuit de détection d'une perturbation peut être prévu n'ont pas été décrits, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec 10 le fonctionnement usuel de ces circuits électroniques. En outre, les contre-mesures mises en oeuvre lors d'une détection d'une perturbation d'une tension continue n'ont pas été décrites, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les contre-mesures usuelles. 15 Dans la description qui su it, sauf précision contraire, les expressions "approximativemen "sensiblement" et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement 20 connectés sans élément intermédiaire autre que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés ou couplés entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être directement reliés (connectés) ou reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments. La figure 1 représente un mode de réalisation d'un circuit de détection de perturbations positives d'une tension continue. Le circuit est destiné à recevoir, entre une borne 1 d'application d'un potentiel, par exemple positif par rapport à la masse GND, et une borne 3 de connexion à la masse GND, une tension continue VCC sur laquelle sont susceptibles d'apparaître des perturbations. Un filtre passe-bas 5 est connecté entre les bornes 1 et 3. Le filtre 5 fournit, à partir de la tension VCC, une tension 35 filtrée VO entre une borne 6 de sortie du filtre et la borne 3. B16293 - 17-R0-0385 5 Plus particulièrement, la tension VO est sensiblement proportionnelle à une tension VCCf égale à la tension VCC dont les perturbations de fréquences supérieures à la fréquence de coupure du filtre passe-bas 5 ont été supprimées par filtrage. 5 Dans ce mode de réalisation, le filtre 5 comprend un pont diviseur de tension comportant, en série entre les bornes 1 et 3, une résistance 7 de valeur R1 et une résistance 9 de valeur R2, ainsi qu'une capacité 11 de valeur Cl dont une borne est connectée à la borne 3, et dont l'autre borne, correspondant à la borne 6 de 10 sortie du filtre 5, est connectée au point milieu des résistances 7 et 9. La tension VO est, dans cet exemple, sensiblement égale à (R2/(R1+R2))*VCCf. Un amplificateur opérationnel 13 a ses bornes d'alimentation couplées aux bornes 1 et 3. Une borne d'entrée de 15 l'amplificateur 13, ici l'entrée inverseuse (-), est couplée à la borne 6 de sortie du filtre 5. Un transistor MOS 15 et une résistance 17 de valeur R3 sont connectés en série entre les bornes 1 et 3, la borne de commande du transistor 15 étant couplée à la sortie de l'amplificateur 13. La résistance 17 couple le 20 drain du transistor 15 et l'autre entrée de l'amplificateur 13, ici l'entrée non inverseuse (+), à la borne 3. Ainsi, une tension de valeur VO est imposée aux bornes de la résistance 17, d'où il résulte qu'un courant IO variant proportionnellement à la tension VO circule dans la résistance 17 et le transistor 15. Dans cet 25 exemple, le courant IO est sensiblement égal à (R2/(R1+R2))*(VCCf/R3). Un transistor MOS 19 est connecté en série avec un transistor MOS 21, entre les bornes 1 et 3, une borne de commande du transistor 19 étant couplée à la borne de commande du transistor 15. Du fait que les transistors 15 et 19 sont tous les 30 deux commandés par la sortie de l'amplificateur 13, un courant il proportionnel au courant IO circule dans le transistor 19, donc dans le transistor 21. Dans cet exemple, les transistors 15 et 19 ont un même rapport de dimensions W/L (W et L étant respectivement la largeur et la longueur de grille) et le courant il est égal au courant IO. Ainsi, l'amplificateur 13, la résistance 17, et les B16293 - 17-R0-0385 6 transistors 15 et 19 forment un circuit de commande 23 du transistor 21, le circuit de commande 23 fournissant, au transistor 21, un courant il variant proportionnellement à la tension VO. 5 Le circuit de détection comprend en outre un transistor MOS 25 monté en miroir d'un transistor MOS 27 dont la source est couplée à la borne 1. Le drain du transistor 27 est couplé au drain d'un transistor MOS 29, monté en miroir du transistor 21. Le drain du transistor 25 est couplé au drain d'un transistor 31, 10 monté en miroir du transistor 21. Les sources des transistors 29 et 31 sont couplées à la borne 3. Du fait que les transistors 29 et 31 sont montés en miroir du transistor 21, le transistor 29 fournit un courant Irefl proportionnel au courant Il, et le transistor 31 tend à fournir un courant Iref2 proportionnel au 15 courant Il. Dans cet exemple, les transistors 29 et 31 ont un même rapport de dimensions W/L, et les courants Irefl et Iref2 sont sensiblement égaux. Une capacité 33 de valeur C2 couple la grille du transistor 25 et la grille du transistor 27 à la borne 3. Une résistance 35 de valeur R4 couple la source du transistor 25 à la 20 borne 1. Une borne OUT1 de sortie du circuit est connectée au drain du transistor 25. En fonctionnement, la tension Vgs27 entre la grille et la source du transistor 27 monté en diode est imposée par le courant Irefl fourni par le transistor 29. Pour que le courant 25 125 dans le transistor 25 soit égal au courant Iref2 que tend à délivrer le transistor 31, qui dans cet exemple est égal à Irefl, il faudrait que la tension Vgs25 entre la grille et la source du transistor 25 soit égale à Vgs27. En l'absence de perturbation, cela n'est pas possible 30 en raison de la chute de tension égale à R4*Iref2 qui se produirait alors dans la résistance 35. Le transistor 25 est donc bloqué. Il en résulte que la sortie OUT1 est à une valeur pouvant être interprétée comme un premier état logique, par exemple l'état bas, indiquant l'absence de perturbation. B16293 - 17-R0-0385 7 Lors d'une perturbation positive de la tension VCC, l'augmentation de potentiel de la borne 1 résultant de cette perturbation se retrouve sur la source du transistor 25. De plus, le transistor 27 est équivalent, en première approximation en 5 modèle petit signal, à l'inverse de sa conductance gin, soit à une résistance de valeur R5. Cette résistance R5 et la capacité 33 forment un filtre passe-bas dont la fréquence de coupure 1/(21TR5C2) détermine la fréquence minimale des perturbations détectables par le circuit. 10 Si la fréquence de la perturbation est inférieure à la fréquence de coupure 1/(21TR5C2) du filtre, l'augmentation de potentiel de la borne 1 se retrouve sur la grille du transistor 25. La tension Vgs25 ne change pas et garde la même valeur qu'en l'absence de perturbation. La sortie OUT1 reste dans le premier 15 état logique indiquant l'absence de perturbation. Si la fréquence de la perturbation est supérieure à la fréquence de coupure 1/(21TR5C2) du filtre, l'augmentation de potentiel de la borne 1 ne se retrouve pas sur la grille du transistor 25, d'où il résulte une augmentation de la tension 20 Vgs25. Tant que l'amplitude de la perturbation est inférieure à R4*Iref2, l'augmentation de la tension Vgs25 n'est pas suffisante pour compenser la chute de tension R4*Iref2 dans la résistance 35 et la sortie OUT1 reste dans le premier état logique. En revanche, si l'amplitude de la perturbation est supérieure à R4*Iref2, 25 l'augmentation de la tension Vgs25 est suffisante pour compenser la chute de tension R4*Iref2 dans la résistance 35. Le transistor 25 est alors passant et la sortie OUT1 change de valeur ce qui peut s'interpréter comme un passage du premier état logique vers un deuxième état logique, par exemple l'état logique haut, 30 indiquant la détection d'une perturbation. On obtient donc un circuit de détection de perturbations positives de la tension VCC dans lequel le seuil de détection est égal à R4*Iref2. Du fait que le courant Iref2 fourni par le transistor 31 varie proportionnellement à la tension VO, le seuil 35 varie proportionnellement à la tension VO et est donc fonction de B16293 - 17-R0-0385 8 la tension VCC. Plus particulièrement, le seuil de détection est ici égal à a*VCCf, avec a un facteur de proportionnalité. Dans l'exemple décrit ici, le courant Iref2 est égal à k fois le courant Il, donc à k fois le courant IO, et le facteur a est alors égal à 5 R2*k*R4/((R1+R2)*R3), la valeur du facteur a étant choisie en fixant de manière appropriée les valeurs k, R1, R2, R4 et R3. Un avantage du circuit de la figure 1 est que son seuil de détection reste sensiblement égal à un même facteur de la tension VCC quelle que soit la valeur de cette tension VCC, ce 10 facteur étant déterminé par le facteur de proportionnalité a. On tire ici profit du fait que le seuil de détection est proportionnel à la tension VO obtenue par filtrage passe-bas de la tension VCC. A titre d'exemple, pour a=0,1, si la tension VCC est égale à 1,62 -V, la tension VCCf est sensiblement égale à 1,62 -V, 15 d'où il résulte que le seuil de détection est sensiblement égal à 0,162 -V, donc à 0,1*VCC. Si la tension VCC est égale à 5,5 -V, la tension VCCf est égale à 5,5 -V, d'où il résulte que le seuil de détection est sensiblement égal à 0,55 -V, donc à 0,1*VCC. A titre d'exemple, la tension VCC est une tension 20 d'alimentation, par exemple d'un circuit électronique comprenant le circuit de détection de la figure 1, et a une valeur par exemple comprise entre 1,62 et 5,5 V. Une variante de réalisation prévoit une résistance supplémentaire connectée entre la grille du transistor 27 et la 25 borne de la capacité 33 connectée à la grille du transistor 25. La valeur de cette résistance supplémentaire offre un paramètre de plus pour régler la fréquence de coupure du filtre passe-bas comprenant la capacité 33 et la résistance R5 du transistor 27. Une autre variante de réalisation prévoit une capacité 30 supplémentaire en parallèle de la résistance 35 et/ou une capacité supplémentaire entre la source et la grille du transistor 27. Cela a pour effet d'améliorer la détection de perturbations positives ayant des fréquences élevées, par exemple supérieures à 100 MHz. Une autre variante de réalisation consiste à prévoir un 35 même facteur de proportionnalité entre le rapport de dimensions B16293 - 17-R0-0385 9 W/L du transistor 27 et celui du transistor 25, et entre le rapport de dimensions W/L du transistor 29 et celui du transistor 31, ce facteur étant par exemple choisi de manière à minimiser la consommation dans la branche comprenant les transistors 27 et 29. 5 Plus généralement, les rapports de courants entre deux branches du circuit peuvent être modifiés en adaptant les rapports W/L des transistors de ces branches, par exemple de manière à minimiser la consommation dans le circuit. Une autre variante de réalisation consiste à utiliser 10 des transistors bipolaires plutôt que des transistors MOS. On pourra de même jouer sur les rapports de courants en ayant des rapports de surface d'émetteur différents entre deux branches. Une autre variante de réalisation prévoit qu'au moins une des résistances 7, 9, 17 et 35 soit réglable de manière à 15 pouvoir adapter, par exemple lors d'une phase d'étalonnage, le facteur de proportionnalité cx, donc le seuil de détection. Chacune des variantes ci-dessus peut être combinée avec une ou plusieurs autres de ces variantes. La figure 2 représente un mode de réalisation d'un 20 circuit de détection d'une perturbation négative d'une tension continue. Le circuit de la figure 2 comprend le filtre 5 et le circuit de commande 23, connectés entre eux et aux bornes 1 et 3 de la même façon qu'en figure 1. De manière similaire au circuit 25 de la figure 1, le transistor 19 est connecté en série avec un transistor MOS 41, entre les bornes 1 et 3, le drain du transistor 19 étant couplé au drain du transistor MOS 41 dont la source est couplée à la borne 3. Le circuit de commande 23 fournit donc le courant il au transistor 41, à partir de la tension VO de sortie 30 du filtre 5. Le circuit de détection comprend en outre une résistance 43 de valeur R6 et une capacité 45 de valeur C3, en série entre les bornes 1 et 3. Un transistor MOS 47 est monté en miroir d'un transistor MOS 51 dont la source est couplée à la borne 1. Le drain du transistor 47 est couplé au drain d'un 35 transistor MOS 53, monté en miroir du transistor 41. Le drain du B16293 - 17-R0-0385 10 transistor 51 est couplé au drain d'un transistor MOS 55, monté en miroir du transistor 41. Les sources des transistors 53 et 55 sont couplées à la borne 3. De manière similaire à ce qui a été décrit pour le circuit de la figure 1, du fait que les transistors 5 53 et 55 sont montés en miroir du transistor 41, le transistor 55 fournit un courant Iref3 proportionnel au courant Il, et le transistor 53 tend à fournir un courant Iref4 proportionnel au courant Il. Dans cet exemple, les transistors 53 et 55 ont un même rapport de dimensions W/L et les courants Iref3 et Iref4 sont 10 sensiblement égaux. La source du transistor 47 est couplée à une borne d'une résistance 57 de valeur R7, l'autre borne de cette résistance étant couplée au noeud commun à la résistance 43 et à la capacité 45. Une borne OUT2 de sortie du circuit est connectée au niveau du drain du transistor 47. 15 Dans le circuit de la figure 2, la résistance 43 et la capacité 45 réalisent un filtre passe-bas dont la fréquence de coupure 1/(2uR6C3) détermine la fréquence minimale des perturbations détectables par le circuit. Le fonctionnement de ce circuit est similaire à celui 20 de la figure 1 à la différence que lors d'une perturbation de la tension VCC, c'est désormais la grille du miroir de courant comprenant les transistors 47 et 51 qui suit la perturbation et non la source alors commune. En effet, lors d'une perturbation négative de la tension VCC, le potentiel de la borne 1 diminue et 25 cette diminution est propagée sur la grille du transistor 51, donc sur la grille du transistor 47. Si la fréquence de la perturbation est inférieure à la fréquence de coupure 1/(21TR6C3) du filtre, la diminution du potentiel de la borne 1 se retrouve sur la source du transistor 30 47, mais cela n'induit pas de changement de la tension Vgs47 entre la grille et la source du transistor 47 du fait que cette diminution de potentiel se retrouve également sur la grille du transistor 47. La tension Vgs47 garde la même valeur qu'en l'absence de perturbation et n'est pas suffisante pour compenser 35 la chute de tension égale à R7*Iref4 qui se produirait dans la B16293 - 17-R0-0385 11 résistance 57 si le transistor 47 était passant. Il en résulte que le transistor 47 est bloqué et que la sortie OUT2 est dans le premier état logique indiquant l'absence de perturbation. Par contre, si la fréquence de la perturbation est 5 supérieure à la fréquence de coupure 1/(21TR6C3) du filtre, du fait de l'action du filtre passe-bas, la diminution du potentiel de la borne 1 ne se retrouve pas sur la source du transistor 47 alors qu'elle est propagée sur sa grille. Il en résulte un changement de la tension Vgs47. A partir du moment où l'amplitude de la 10 perturbation est supérieure ou égale à R7*Iref4, la tension Vgs47 est suffisante pour que le transistor 47 soit passant. Il en résulte que la sortie passe du premier état logique au deuxième état logique, ce qui indique la détection d'une perturbation. On obtient donc un circuit de détection de perturbations 15 négatives de la tension VCC dans lequel le seuil de détection est égal à R7*Iref4. Du fait que le courant Iref4 fourni par le transistor 53 varie proportionnellement à la tension VO, le seuil varie proportionnellement à la tension VO et est donc fonction de la tension VCC. Plus particulièrement, le seuil de détection est 20 égal à rVCCf, avec 13 un facteur de proportionnalité, par exemple égal à 0,1. Dans l'exemple décrit ici, le courant Iref4 est égal à z fois le courant Il, donc à z fois le courant IO, et le facteur 13 est alors égal à (R2*z*R7/(R1+R2)*R3), la valeur du facteur 13 étant choisie en fixant de manière appropriée les valeurs z, R1, 25 R2, R3 et R7. Le circuit de la figure 2 bénéficie des mêmes avantages que le circuit de la figure 1. En outre, les variantes décrites pour le circuit de la figure 1, ainsi que leurs différentes combinaisons, sont transposables au circuit de la figure 2. 30 Un mode de réalisation non représenté prévoit un circuit ou dispositif de détection de perturbations négatives et positives d'une tension continue. Ce dispositif comprend le circuit de la figure 1. Ce dispositif comprend, en outre, les transistors 47, 51, 53 et 55, les résistances 43 et 57, et la capacité 45 du 35 circuit de la figure 2, connectés entre eux et aux bornes 1 et 3 B16293 - 17-R0-0385 12 de la même façon qu'en figure 2. Toutefois, contrairement au circuit de la figure 2, dans ce dispositif, les transistors 53 et 55 sont montés en miroir du transistor 21 du circuit de la figure 1. 5 On obtient donc un circuit de détection de perturbations positives et négatives d'une même tension continue VCC en ne prévoyant qu'un seul filtre 5 et qu'un seul circuit de commande 23. Comme précédemment, les seuils de détection de perturbations positives et négatives varient proportionnellement à la tension 10 VO, obtenue par filtrage passe-bas de la tension VCC, donc dépendent de la valeur de cette tension VCC. Les avantages des circuits des figures 1 et 2 se retrouvent dans ce mode de réalisation. En outre, les variantes décrites pour les circuits des figures 1 et 2, ainsi que leurs 15 différentes combinaisons, sont transposables à ce mode de réalisation. Dans un mode de réalisation préférentiel des circuits de détection décrits ci-dessus, le terme couplé signifie directement connecté, comme cela est représenté sur les figures 20 correspondantes. Des modes de réalisation particuliers ont été décrits. Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le terme "capacité" doit s'entendre comme signifiant plus généralement "élément capacitif", et le terme 25 "résistance" doit s'entendre comme signifiant plus généralement "élément résistif". L'amplificateur opérationnel 13 peut comprendre un dispositif interne filtrant les perturbations de la tension appliquée entre ses bornes d'alimentation, ce qui permet d'éviter 30 que des perturbations de la tension VCC aient une influence directe sur le potentiel de sortie de l'amplificateur. On pourra également prévoir un régulateur de tension (LDO - Low Drop Out") pour fournir la tension d'alimentation de l'amplificateur 13 à partir de la tension VCC. B16293 - 17-R0-0385 13 La circuiterie de conversion connectée au niveau de chacune des bornes de sortie des circuits décrits ci-dessus pour fournir un équivalent logique 1 ou 0 selon qu'une perturbation est détectée ou non n'a pas été décrite, l'homme du métier étant 5 en mesure de concevoir cette circuiterie. Un exemple d'une telle circuiterie comprend un premier inverseur dont la borne d'entrée est connectée à une borne de sortie d'un des circuits décrits précédemment, et un deuxième inverseur dont la borne d'entrée est connectée à la borne de sortie du premier inverseur, les premier 10 et deuxième inverseurs étant par exemple alimentés par une tension de sortie d'un régulateur de tension (LDO). Divers modes de réalisation avec diverses variantes ont été décrits ci-dessus. On notera que l'homme de l'art pourra combiner divers éléments de ces divers modes de réalisation et 15 variantes sans faire preuve d'activité REVENDICATIONS1. Circuit de détection d'une perturbation d'une tension continue (VCC), dans lequel un seuil de détection est fonction de ladite tension continue. 2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel ledit 5 seuil varie proportionnellement à une tension (VO) obtenue par filtrage passe-bas de ladite tension continue (VCC). 3. Circuit selon la revendication 2, dans lequel un premier courant (Iref2 ; Iref4) variant proportionnellement à ladite tension (VO) obtenue par filtrage conditionne le seuil de 10 détection. 4. Circuit selon la revendication 3, comprenant, entre une première borne (1) et une deuxième borne (3) d'application de ladite tension continue (VCC), un filtre passe-bas (5) configuré pour fournir ladite tension (VO) obtenue par filtrage. 15 5. Circuit selon la revendication 4, comprenant en outre, en série entre la première borne (1) et la deuxième borne (3) : une première branche comprenant un premier transistor (27 ; 51) et une première source de courant (29 ; 55) ; 20 une deuxième branche comprenant un élément résistif (35 ; 57), un deuxième transistor (25 ; 47) monté en miroir du premier transistor, et une deuxième source de courant (31 ; 53) fournissant le premier courant (Iref2 ; Iref4). 6. Circuit selon la revendication 5, comprenant en 25 outre : un troisième transistor (21 ; 41), la deuxième source de courant comprenant un quatrième transistor (31 ; 53) monté en miroir du troisième transistor ; et un circuit de commande (23) configuré pour fournir au 30 troisième transistor un deuxième courant (I1) variant proportionnellement à ladite tension (VO) obtenue par filtrage. 7. Circuit selon la revendication 6, dans lequel la première source de courant (21, 29 ; 41, 55) comprend un cinquième B16293 - 17-R0-0385 15 transistor (29 ; 55) monté en miroir du troisième transistor (21 ; 41). 8. Circuit selon la revendication 6 ou 7, dans lequel le circuit de commande (23) comprend un autre élément résistif (17) et est en outre configuré pour imposer ladite tension (VO) obtenue par filtrage aux bornes dudit autre élément résistif, le deuxième courant (I1) variant proportionnellement à un troisième courant (IO) traversant ledit autre élément résistif. 9. Circuit selon la revendication 8, dans lequel le 10 circuit de commande (23) comprend : un sixième transistor (19) en série avec le troisième transistor (21 ; 41) entre la première borne (1) et la deuxième borne (3) ; et un septième transistor (15) en série avec ledit autre 15 élément résistif (17) entre la première borne (1) et la deuxième borne (3), une borne de commande du septième transistor étant couplée à une borne de commande du sixième transistor. 10. Circuit selon la revendication 9, dans lequel le circuit de commande (23) comprend un amplificateur opérationnel 20 (13) dont une première entrée est connectée à une sortie du filtre passe-bas (5), dont une deuxième entrée est connectée au point commun entre le septième transistor (15) et ledit autre élément résistif (17), et dont une sortie est connectée aux bornes de commande des sixième (19) et septième (15) transistors. 25 11. Circuit selon la revendication 10, dans lequel la première entrée de l'amplificateur est l'entrée inverseuse, et la deuxième entrée de l'amplificateur est l'entrée non inverseuse. 12. Circuit selon l'une quelconque des revendications 5 à 11, comprenant un autre filtre passe-bas (33) connecté à une 30 borne de commande de chacun des premier (27) et deuxième (25) transistors. 13. Circuit selon l'une quelconque des revendications 5 à 11, comprenant un autre filtre passe-bas (43, 45) couplant la première borne (1) audit élément résistif (57). B16293 - 17-R0-0385 16 14. Circuit selon l'une quelconque des revendications 5 à 13, dans lequel les transistors sont des transistors MOS. 15. Circuit selon l'une quelconque des revendications 5 à 13, dans lequel les transistors sont des transistors bipolaires.