FR 3063591 A1 20180907 FR 1751697 A 20170302 1 SYSTÈME D'ÉMISSION/RÉCEPTION FBMC-MIMO À DÉTECTION ML DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE La présente invention concerne de manière générale le domaine des systèmes de télécommunication utilisant une modulation multi-porteuse à banc de filtres, encore dénommés systèmes FBMC (Filter Bank Multi-Carrier). Il concerne en outre les systèmes de télécommunication MIMO (Multiple Input Multiple Output). ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE Les systèmes de télécommunication utilisant une modulation multiporteuse sont bien connus de l'état de la technique. Le principe d'une telle modulation consiste à diviser la bande de transmission en une pluralité de sous- canaux fréquentiels associés à des sous-porteuses et à moduler chacune de ces sous-porteuses par les données à transmettre. La modulation multi-porteuse la plus répandue est sans aucun doute la modulation OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Celle-ci est mise en oeuvre dans les réseaux locaux sans fil WLAN, WiFi, dans l'accès internet sans fil à haut débit (WiMAX), les systèmes de radiodiffusion numérique (DVB-T, ISDB-T, DAB), les liaisons numériques asymétriques (xDSL) etc. Dans un système de transmission OFDM, chaque bloc de symboles OFDM est précédé d'un intervalle de garde ou bien d'un préfixe cyclique, de longueur supérieure à l'étalement temporel de la réponse impulsionnelle du canal, de manière à éliminer l'interférence intersymbole. L'insertion d'un intervalle de garde ou d'un préfixe conduit toutefois à une perte d'efficacité spectrale. Enfin, 3063591 2 l'occupation spectrale d'un signal OFDM étant sensiblement plus importante que la bande de sous-porteuses qu'il utilise en raison de l'étalement des lobes secondaires, la modulation OFDM n'est pas une solution optimale pour des applications nécessitant de forts taux de réjection hors bande. 5 Plus récemment, une modulation multi-porteuse par banc de filtres ou FBMC (Filter Bank Multi Carrier) a été proposée comme alternative à la modulation OFDM. Le principe de la modulation FBMC est basé sur une synthèse par banc de filtres à l'émission et une analyse par banc de filtres à la réception. Les filtres à 10 l'émission et à la réception sont des versions décalées en fréquence et en temps d'un filtre prototype. On trouvera une introduction à la modulation FBMC dans l'article de B. Hirosaki intitulé « An orthogonally multiplexed QAM system using the discrete Fourier transform » publié dans IEEE Trans on Comm., vol. 29 No. 7, pp. 982-989, 15 Juillet 1981, ainsi que dans l'article de P. Siohan et al. intitulé « Analysis and design of OFDM/OQAM systems based on filterbank theory" publié dans IEEE Trans. on signal processing, vol. 50, No 5, pp. 1170-1183, Mai 2002. Un système d'émission/réception FBMC est susceptible de représentation dans le domaine temporel ou, de manière duale, dans le domaine fréquentiel. On 20 trouvera une description de ces deux représentations dans la demande publiée sous la référence FR-A-3003420 déposée au nom de la présente demanderesse. De manière générale, si l'on note xk, les symboles réels à transmettre (ces symboles réels pouvant notamment être les parties réelles et imaginaires de symboles QAM à transmettre), où k est l'indice de la sous-porteuse et n est 25 l'indice du bloc de symboles, le signal émis par l'émetteur FBMC peut s'écrire en bande de base sous la forme : M-1 27c TT J-k s(t) Xk,ng (t - n -)e T k=0 neZ 2 (1) 3063591 3 où g (t) est la réponse du filtre prototype, T est l'intervalle de temps séparant deux blocs de symboles consécutifs, et : 5 0k,n = -(k n)- 7t-kn (2) 2 est un terme de phase dépendant de l'indice temporel n et de l'indice de porteuse k. 10 L'expression (1) peut s'écrire de manière équivalente sous forme discrète : M-1 S(M) Xk n g k n(M) (3) k=0 neZ 15 où g k n(M) = g (m - nM I 2) e Mm-D/2) e'e.1°)`' (4) est la réponse du banc de filtres de synthèse avec la modulation 0QAM, e'" étant le terme de phase précité, m est un indice temporel, M est le nombre (pair) de sous-porteuses, g (m) est la réponse du filtre prototype, gkn(m) est une version décalée en temps et en fréquence de la réponse du filtre prototype, pondérée par 20 un terme de phase représentant la modulation 0QAM, D = KM -1 où K est le facteur de recouvrement des filtres de synthèse, ou de manière équivalente la durée de réponse impulsionnelle du filtre prototype. En supposant le canal peu sélectif en fréquence (autrement dit plat au sein d'un sous-canal) et sans délai, la réponse du filtre transmultiplexeur (c'est-à-dire 25 de l'association du banc de filtres de synthèse et du banc de filtres d'analyse) correspondant à une excitation unitaire du couple instant-fréquence (no,k0) du 3063591 4 côté de l'émetteur où no est l'indice d'un instant et ko est l'indice d'une sous-porteuse est donnée par : = gko,no(m)gk,,n, i(k.p -A2(Sk-F8n) J-Sk-m = eo+sk)sn e g(m)g(m-Ôn.M I 2)e 2,1- M 2 5 avec Ôn=n'-no et 5k = k'-ko. Le filtre prototype est choisi de manière à ce que sa réponse impulsionnelle satisfasse à la condition d'orthogonalité réelle: ( 9ie g k' n'(M)g ,n(M) = Skk'Snn' (6) \n1=-c. 10 où `Re est la partie réelle et S est le symbole de Kronecker. On comprend de l'expression (5) que l'interférence affectant le symbole réel xk, peut être éliminée dans la mesure où celle-ci est purement imaginaire. Plus précisément, l'interférence intrinsèque, Ik n , c'est-à-dire l'interférence due aux symboles 15 avoisinants(1(',11')E SZkn où çàk, est le support temps-fréquence de la , réponse du filtre transmultiplexeur centrée sur le symbole xk, peut être exprimée par : +00 = xk n gk n(m)gk* n(m) (7) (k n)E52' m--00 20 Ce terme est purement imaginaire en raison de la modulation 0QAM, autrement dit de l'alternance des valeurs réelles et des valeurs imaginaires due au terme de phase dans l'expression (4). Pour cette raison, il est noté Ik n = jikn. On note (5) 3063591 5 que l'interférence ik est générée par les symboles passés et futurs, portés par la même porteuse (k ) et par les porteuses voisines. On a représenté dans le tableau ci-dessous la réponse unitaire rkn du 5 filtre transmultiplexeur correspondant à une excitation unitaire du couple instant- fréquence (no,k0) dans le cas de l'utilisation du filtre PHYDIAS avec K = 4 : no -3 no - 2 no -1 no no +1 no + 2 no + 3 ko -1 -0.043j -0.125 0,206j 0.239 -0,206j -0.125 0.423j ko -0.067 0 0.564 1 0.564 0 -0.067 ko +1 0.423j -0.125 -0,206j -0.239 0,206j -0.125 -0.043j 10 Le signal reçu en bande de base, en sortie du filtre transmultiplexeur du récepteur, peut s'écrire : Yk,n hk,n(Xk,n+ iikn)+Vkn (8) 15 où yk, est le symbole complexe reçu à l'instant n sur la porteuse k, ikn est le terme d'interférence précité et vk, est un terme de bruit. La modulation FBMC peut être utilisée pour des canaux MIMO. Dans ce cas l'émetteur comprend Nt >1 antennes de transmission et le récepteur Nr>1 20 antennes de réception. Les symboles à émettre sont multiplexés spatialement sur les différentes antennes d'émission, un flux de symboles étant transmis par antenne. 3063591 6 La Fig. 1 représente schématiquement un système d'émission/ réception FBMC. Les symboles à transmettre sont notés xk où ,e =1,..., NT est l'indice de l'antenne de transmission. Ainsi, le symbole xk'n est transmis par l'antenne sur 5 la porteuse k, au temps n. Chaque antenne 120, est équipée d'un modulateur FBMC-OQAM, 110,, composé d'un modulateur OQAM suivi d'un banc de filtres de synthèse. Le modulateur 110, génère par conséquent le signal: M-1 (M) X k k,n(m) (9) k=0 neZ 10 Du côté du récepteur, les signaux sont reçus par les différentes antennes de réception,130p, p = 1,...,N R, chaque antenne de réception 130p étant équipée d'un démodulateur FBMC-OQAM, 140 composé d'un banc de filtres d'analyse suivi d'un démodulateur OQAM. Les symboles complexes en sortie du 15 démodulateur 140p, notés ykP, , sont fournis à un détecteur, 150, donnant les symboles estimés .Zk-ep. Faisant abstraction pour simplifier de l'indice temporel, on note ) Xk k = (X1,n, XNT ) le vecteur réel des symboles émis, Yk = v1 ykNnR \T le ---, k,n , vecteur complexe des symboles reçus, ik =(iki )T levecteur représentant 20 l'interférence, et Hk la matrice complexe de taille NRXNT représentant le canal MIMO à la fréquence de la porteuse k, la relation (8) peut s'écrire sous forme vectorielle: Yk =11k (Xk ilk )± Vk (10) 25 3063591 7 où vk est un vecteur de bruit. Différents types de détecteurs peuvent être envisagés, notamment un détecteur à maximum de vraisemblance ou détecteur ML (Maximum Likelihood). On rappelle que le principe du détecteur ML est de rechercher : 5 fz, - arg max f, (y, lx,) (11) x' où fk est la densité de probabilité marginale de yk par rapport à xk (chacun des éléments ykP, peut être considéré comme une variable aléatoire 10 multidimensionnelle dépendant des .xi,,,', E nk,,, ). Alternativement, on peut envisager un détecteur de type ZF (Zero Forcing) effectuant l'estimation : ,ZF ''k = WkY k (12) 15 où Wk = (HkH Hk) 1 HkH est la matrice pseudo-inverse de Hk . Toutefois, on sait qu'une détection ZF amplifie le bruit de sorte et qu'elle n'est donc pas optimale. On préfère par conséquent utiliser un détecteur ML. L'utilisation d'un détecteur ML est toutefois très complexe car, comme 20 indiqué plus haut, l'interférence est générée par les symboles passés et futurs, tant par la porteuse courante du symbole considéré que les porteuses voisines. En supposant une parfaite connaissance du canal MIMO, le calcul nécessite la prise en compte d'un très grand nombre de possibilités. 25 Un système d'émission/ réception tel que représenté en Fig. 1, utilisant un détecteur ML à sorties souples, a été décrit dans l'article de M. Caus et al. intitulé « Low-complexity soft-output MIMO detection in FBMC/OQAM systems » 3063591 8 publié dans Proc. of Inn Conf. on Circuits, Systems, Communications and Computers (ICCSCC), Juillet 2014, pp. 25-29. Plus précisément, il est proposé dans cet article de projeter l'équation (10) sur l'axe réel et l'axe imaginaire, soit : 5 (9î (yk (Hk (Hk (ik (9î (vk S(yk )) (Hk (Hk )) (vk )) (13) où 9'i(.) et S (.) signifient respectivement la partie réelle et la partie imaginaire. On notera que tous les éléments intervenant dans les vecteurs et la matrice de 10 l'équation (13) sont des réels. La matrice Êlk = (-5(11k) 9.i(11W 9.i(11k) 3(11k), de taille 2NR x2Nk peut faire l'objet d'une décomposition QR : Êlk = QkRk où Qk est une matrice orthonormale de taille 2NR x2Nk et Rk est une matrice triangulaire supérieure de taille 2NT x2Nk, soit : 15 Rk (Rll Rk12 0 R22 k k ,/ où Rn lxk Rk-- 12 99 sont des matrices réelles de taille NT X NT " k Compte tenu des expressions (13) et (14), on a alors : (s(yk (R11 R12 ( - T (9î (vk = k k k ±Qk (yk )) 0 R22 X (Vk )) k '1\, k '/ 20 QT (14) (15) 3063591 et donc, si l'on note 9 projection du vecteur réel 2N ) ykT yk (g NTTI g T la S = sur les NT derniers vecteurs colonnes de Qk , l'expression (13) donne : 5 sil( =Rk2xk ±iik (16) projeté sur 9î où i? ( = q kNT' , ..., 2NT )T i; qk ) est le vecteur réel de bruit '^-? k =((vkr (V k) ) les NT derniers vecteurs colonnes de Qk . Il est essentiel de noter que le vecteur d'interférence ik ne figure pas dans 10 l'expression (16). Le vecteur bruit projeté, i,k , n'étant pas spatialement corrélé, il est possible d'effectuer une détection ML au moyen de : Xk = arg min Iljik - R22 2 (17) kx 11 k xj, 15 Cette détection est nettement plus simple que la détection ML exhaustive qui nécessiterait de prendre en compte symboles suivants et précédents, sur la porteuse courante et les porteuses voisines, pour tenir compte de l'interférence intrinsèque. Toutefois, cette détection n'utilise pas toutes les informations disponibles 20 sur les symboles xk puisque les NT équations correspondant à la première ligne bloc de la matrice Rk ne sont pas exploitées (cf. expression (16)) comme illustré en relation avec la Fig. 2. La Fig. 2 représente symboliquement une transmission de symboles entre l'émetteur et le récepteur d'un système d'émission FBMC-MIMO 2x2. Seule la 3063591 10 porteuse k a été considérée, le schéma étant identique pour toutes les porteuses k =0,...,M -1. A gauche de la figure, on a représenté par xkl et xk2, les symboles respectivement émis par les antennes 1 et 2. De même, on a représenté par ikn et -2 5kn les interférences intrinsèques générées par le filtre transmultiplexeur et affectant ces mêmes symboles. a représenté les observables obtenus par sur les 2NT = 4 colonnes de Qk . Du côté du récepteur, on (Yk projection du vecteur jr-k = \.5(Yk)) Les symboles réels obtenus par projection sur les deux premières 10 colonnes de la matrice Qk sont notés k et 712 k n composantes de - Yk = (qkl qkN )T k vérifiant la relation : = (18) Yk Rlli R12 x k k k k k 15 où '7k est obtenu par projection du vecteur réel de bruit ^,/, sur les deux premières colonnes de la matrice Qk . De manière similaire, les symboles réels obtenus par projection sur les - deux dernières colonnes de la matrice Qk sont notes ÿk, et ÿk,, composantes de Yk- 20 On comprend que les observables k et yk2, ne sont pas utilisés par la détection, bien qu'ils contiennent une information sur les symboles transmis Xkl n, 2 Xkn" Il en résulte que ce détecteur ML n'est pas optimal au sens où il n'exploite pas complètement la diversité du système. 3063591 11 Pour améliorer les performances du détecteur, l'article précité préconise d'augmenter le nombre d'antennes et donc la diversité, ce qui rend le récepteur sensiblement plus complexe. Le but de la présente invention est par conséquent de proposer un 5 système d'émission/réception FBMC-MIMO à détection ML qui offre de meilleures performances en termes de taux d'erreur (BER) en fonction de rapport signal sur bruit (SNR) sans accroître pour autant le nombre d'antennes. EXPOSÉ DE L'INVENTION 10 La présente invention est définie par un émetteur de système de transmission FBMC-MIMO comprenant une pluralité (NT) d'antennes d'émission et une même pluralité de modulateurs FBMC-OQAM, chaque modulateur FBMCOQAM comprenant un modulateur OQAM et un banc de filtres de synthèse, chaque modulateur FBMC-OQAM transformant un bloc de symboles d'entrée en 15 des symboles FBMC destinés à être transmis sur une antenne d'émission correspondante, ledit émetteur étant avantageux en ce que, pour chaque modulateur FBMC-OQAM, les symboles d'entrée d'un bloc sont groupés deux à deux à l'entrée de modules de combinaison linéaire, un module de combinaison linéaire recevant deux symboles d'entrée pour fournir un couple constitué d'un 20 premier symbole combiné et d'un second symbole combiné, la combinaison linéaire n'étant pas réduite à une combinaison triviale, les symboles combinés ainsi obtenus étant entrelacés dans un entrelaceur avant d'être fournis au dit modulateur FBMC-OQAM. Avantageusement, ladite combinaison linéaire est une rotation d'angle 25 v , l'angle v étant choisi distinct d'un multiple entier de -7-t-. 2 Dans ce cas, si les symboles d'entrée sont des symboles QPSK, l'angle v est choisi tel que q' -0.157c . 3063591 12 Alternativement, si les symboles d'entrée sont des symboles 16-QAM, çco est choisi tel que ço= 0.097c . De préférence, ledit entrelaceur entrelace des symboles combinés d'un même couple de manière à ce qu'ils soient portés par des porteuses FBMC ne 5 subissant pas simultanément un même évanouissement. L'invention concerne en outre un récepteur de système de transmission FBMC-MIMO comprenant une pluralité ( NR ) d'antennes de réception et une même pluralité de démodulateurs FBMC-OQAM, chaque démodulateur FBMCOQAM comprenant un banc de filtres d'analyse suivi d'un démodulateur 0QAM, 10 chaque démodulateur FBMC-OQAM étant associé à une antenne de réception correspondante et fournissant à partir du signal reçu sur cette antenne une pluralité de symboles complexes ( yk-e, , k = 0,...,M -1 ) correspondant au différentes porteuses FBMC, ledit récepteur comportant : une pluralité M de multiplexeurs pour grouper par porteuse FBMC les 15 symboles en sortie des démodulateurs FBMC-OQAM, les symboles ainsi groupés en sortie étant représentés sous la forme d'un vecteur complexe ( 1 \ (Y k-Yk,n,---, YkN ,nR ) de taille NR , chaque vecteur complexe étant associé à une porteuse FBMC ; un désentrelaceur pour désentrelacer les vecteurs complexes ainsi 20 obtenus et les fournir sous forme de couples de vecteurs complexes ( yk,yk,) ; une pluralité M de modules de projection, chaque module de projection étant associé à une porteuse FBMC, k = 0,...,M -1 , et projetant le vecteur complexe associé à cette porteuse sur les NT dernières colonnes d'une matrice orthonormale Qk de taille 2NR x 2NT obtenue par décomposition QR de la 25 matrice Hk = (-s (Hk) 9î (1Ik 9î (1Ik) s (1Ik Où Hk est la matrice de taille NR XNT 3063591 13 représentant le canal MIMO pour la porteuse k , chaque module de projection fournissant un vecteur réel projeté ( jr-k ) de taille 2NT ; une pluralité de modules de détection à maximum de vraisemblance, chacun de ces modules recevant un couple de vecteurs réels ainsi projetés et en 5 déduisant les symboles émis ( Xk, Xk±i ) les plus probables. Avantageusement, chaque module de détection à maximum de vraisemblance recevant deux vecteurs réels projetés ÿk , k, recherche les symboles émisîk îk+1 les plus probables au moyen de 1 Y k \Y k' ,/ Y k,k' 2 Xk,k+1 arg min11rk,k' -Rk2,k' (A) Xk ,k+111 avec xk,k+1 = x',x" (R22 Rk 0 0 R22 k' '/ 10 122à, (A) = RA où les matrices Rk22 et Rk22 ont été respectivement obtenues par décomposition QR des matrice it et hk, et RA est la matrice définie par : (a11 a12 0 0 0 0 0 - 0 0 0 0 0 a12 0 - 0 0 0 a11 a12 0 0 0 0 0 0 a21 a22 0 0 0 0 0 0 0 0 0 a21 a22 0 0 0 a21 a22 0 0 0 RA a12 0 0 0 a21 a22 ) 0 0 0 - - - 15 où A= (a11 a12 est la matrice représentant la combinaison linéaire des \a21 a22 symboles xk , xk+i, utilisée à l'émission. 3063591 14 Avantageusement, la matrice A est une matrice de rotation d'un angle v , choisi distinct d'un multiple entier de -7i-. 2 Les modules de détection à maximum de vraisemblance sont de 5 préférence à sorties souples et utilisent chacun un décodeur par sphère. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de modes de réalisation préférentiels de l'invention, en référence aux 10 figures jointes parmi lesquelles : La Fig. 1 représente de manière schématique un système d'émission/ réception FBMC-MIMO connu de l'état de la technique ; La Fig. 2 représente de manière schématique une transmission de symboles entre l'émetteur et le récepteur d'un système selon la Fig. 1; 15 La Fig. 3 représente de manière schématique un émetteur d'un système FBMC-MIMO selon un mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 4 représente de manière schématique un récepteur d'un système FBMC-MIMO selon un mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 5 représente de manière schématique une transmission de 2 0 symboles entre un émetteur selon la Fig. 3 et un récepteur selon la Fig. 4 ; Les Figs. 6A et 6B illustrent les performances d'un système FBMC-MIMO selon un exemple de réalisation de l'invention dans le cas d'émission de symboles QPSK. 25 EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS L'idée à la base de la présente invention est de grouper les symboles à transmettre par couples et de combiner les symboles de chaque couple sous forme 3063591 15 de deux combinaisons distinctes, les symboles combinés ainsi obtenus étant transmis sur deux porteuses FBMC distinctes. Il est ainsi proposé d'introduire un degré de diversité supplémentaire en répartissant l'information relative à un symbole à transmettre sur deux porteuses indépendantes. 5 La Fig. 3 représente de manière schématique un émetteur d'un système FBMC-MIMO selon un mode de réalisation de l'invention. On a représenté ici l'émetteur relatif à une antenne ,e quelconque, tous les émetteurs possédant la même structure. 10 L'émetteur comprend un modulateur FBMC-OQAM 310,e constitué d'un modulateur OQAM et d'un banc de filtres de synthèse pouvant être réalisé dans le domaine temporel (filtre polyphasé) ou dans le domaine fréquentiel comme indiqué dans la partie introductive. Ce modulateur FBMC-OQAM est identique aux modulateurs 1101,...J10NT représentés en Fig. 1. 15 L'émetteur reçoit en entrée un bloc de symboles réels à transmettre représenté par xL,...,xm-e _1,, le symbole xk-e étant relatif à l'instant n (ou bloc n ), à la porteuse k et à l'antenne ,e Les symboles sont groupés par couples et un module de combinaison 305,e calcule deux combinaisons linéaires distinctes pour chaque couple de 20 symboles. Il convient de noter que les symboles d'un même couple ne sont pas nécessairement contigus. Toutefois, dans un but de simplification de la présentation et sans perte de généralité, nous supposerons dans la suite que les symboles d'un même couple sont effectivement contigus. Ainsi, deux symboles consécutifs, x2', et x2-e'i,n, respectivement de rang pair et impair sont combinés 25 sous la forme suivante : ( e = Ak ( e (19) Zk,n \Zk+1,n Xk,n \Xk+1,n 3063591 16 où les Ak sont des matrices 2x2 non triviales, c'est-à-dire dont les éléments sont tous non nuls. En particulier, les matrices Ak sont distinctes de la matrice identité et de la matrice nulle. 5 Les matrices Ak peuvent dépendre de k mais elles sont de préférence choisies identiques Ak = A . Selon un exemple de réalisation, on choisira A égale à une matrice de rotation : ( cos sin A Açp sin ça cos ça) (20) 10 avec Ço,u- 2 où y est un entier relatif. Les symboles combinés sont ensuite entrelacés par un entrelaceur, 307', de manière à ce que deux symboles combinés zk,, et zk-e+1,,, issus d'un même couple soient transmis sur des porteuses différentes. Ces porteuses seront 15 avantageusement choisies indépendantes, autrement dit suffisamment espacées pour ne pas subir d'évanouissement en même temps. La fonction d'entrelacement u est identique quel que soit l'émetteur. On supposera dans la suite qu'en sortie de l'entrelaceur, le symbole combiné z:,, est porté par la porteuse k et le symbole combiné zk-e+In est porté 20 par la porteuse k'. Ainsi après entrelacement,k're .7kcorrespond à ' n -+1 " Les symboles combinés ainsi entrelacés sont fournis au modulateur FBMC-OQAM pour être transmis sur le canal MIMO. La Fig. 4 représente de manière schématique un récepteur d'un système 25 FBMC-MIMO selon un mode de réalisation de l'invention. 3063591 17 Ce récepteur comprend une pluralité de démodulateurs FBMC-OQAM, , chaque démodulateur étant associé à une antenne de réception =1,...,NR . Chaque démodulateur comprend un banc de filtres d'analyse, pouvant être réalisé dans le domaine temporel ou dans le domaine fréquentiel, et un 5 démodulateur OQAM. Ces démodulateurs ont la même structure que ceux représentés par 1401,...,140NR en Fig. 1. Chaque démodulateur FBMC-OQAM, 410k, fournit un bloc de symboles complexes yk" e k =1, M -1 à l'instant n . Ces blocs de symboles sont regroupés par porteuse dans les multiplexeurs 4201,...,420m-1, chaque multiplexeur 420k 10 étant associé à une porteuse k et fournissant les symboles yk" e =1,...,N R, sous la forme d'un vecteur complexe yk = (yki ykN'R)T de taille N R . Les vecteurs de symboles ainsi obtenus sont ensuite désentrelacés par un désentrelaceur effectuant l'opération inverse ( cx-1) de celle effectuée au niveau des émetteurs. 15 On considérera dans la suite deux vecteurs yk et yk, correspondant à deux porteuses k et k +1 avant entrelacement. Le vecteur yk est projeté sur les NT derniers vecteurs colonnes de la matrice Qk, obtenue par décomposition QR de la matrice Êlk définie plus haut. Le vecteur ainsi projeté est un vecteur réel, noté ÿk, de taille NT. 20 De même, le vecteur yk, est projeté sur les NT derniers vecteurs colonnes de la matrice Qk, , obtenue par décomposition QR de la matrice 14k, . Le vecteur ainsi projeté est un vecteur réel, noté ÿk,, également de taille NT . D'après (16), on a les relations : 25 sik=Rk2zk+iik (21-1) 3- k' =R22 z (21-2) k' k' k' 3063591 18 ce que l'on peut formaliser de manière plus synthétique par : (( \ 22 0 ( k Vk (22) Y k Rk R22 z , k ,/ \ST k ' ,/ o k ' ,/ k ' ,/ 5 Soit, compte tenu du fait que .e = A9 pour ,e =1,...,N' : Z k ,n 10 "." = R2k2k (v) Xk k +1 ,/ '/ 2N, (23-1) avec : Y k (v) = 2 0 Vk (23-2) 15 \Y k ' ,/ matrice lZ2 R22 e ' ,/ 2NT donnée par : où 1;tv R2k2k k k' Rv 20 est la 0 taille x de 3063591 19 ( cosi sine 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 cosi sine 0 0 0 0 cosi sine 0 0 0 0 0 0 cos ça sin v R= -sine cosi 0 0 0 0 0 0 sa 0 0 0 0 -sine cosi 0 0 0 0 -sine cosi 0 0 0 0 0 0 0 0 -sin ça cos ça) (23-3) 5 Soit par exemple dans le cas de 2 antennes d'émission : Rso ( cos ça sin ça 0 0 (23-4) 0 0 cos ça sin ça -sin ça cos ça 0 0 0 0 -sin ça cos ça) De manière plus générale, lorsqu'une matrice de combinaison linéaire non 10 triviale A = ( a11 a12 12 est utilisée pour combiner les symboles au niveau de \a21 a22 l'émetteur, les expressions (23-1), (23-2) et (23-3) deviennent : (24-1) ( V3rk =R22 (A)( Xk (~k k ,k' k' k ,/ +1 k' ,/ 15 R;(2,k, (A) = ( 22 Rk 0 RA (24-2) 0 R22 k' où RA est la matrice de taille 2NT x 2NT donnée par : 3063591 20 (au a12 0 0 0 0 0 - 0 0 0 0 0 a11 a12 0 - 0 0 0 a11 a12 0 0 0 5 RA 0 0 0 a11 a12 (24-3) a21 a22 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 a21 a22 0 0 0 0 a21 a22 0 0 0 0 0 0 0 - - - - 0 a21 a22 Dans tous les cas, les vecteurs réels projetés, ÿk, ÿk,, sont fournis à un détecteur ML, 450k , qui estime les vecteurs Xk et Xk+1 les plus probables compte tenu de ces observables, des matrices de canal fjk et îlk, (d'où se déduisent les 10 matrices triangulaires supérieures Rk22 et Rk22 ) et la matrice de combinaison linéaire A . Autrement dit, les vecteurs Xk et Xk+1 sont déterminés par : 22 ( A \ 2 (25) îk,k+1 arg p '` ''k,k+111 xk,xk+i 15 et plus particulièrement lorsque la matrice A est une matrice de rotation : îk,k+1 arg Dirk ,k ' ,Ur I ''k,k+111 22 (m \ 2 (26) xk,xk+i 3063591 où xk,k+i et 1 Y k k,k' k' 21 Le détecteur ML peut être du type à valeurs souples comme décrit dans l'article de M. Caus et al. précité. Alternativement, il peut être à décodeur par 5 sphère (Sphere Decoder). La Fig. 5 représente de manière schématique une transmission de symboles entre un émetteur et un récepteur d'un système FBMC-MIMO selon un exemple de réalisation de l'invention. 10 Le système FBMC-MIMO considéré est à nouveau 2x2, autrement dit à 2 antennes d'émission et 2 antennes de réception. Les émetteurs ont la structure représentée en Fig. 3 et le récepteur a la structure représentée en Fig. 4. A gauche de la Fig. 5, on a représenté par xkl et xk2, les symboles respectivement émis par les antennes 1 et 2 sur la porteuse k et par xkl, et xk2,, 15 les symboles émis par ces mêmes antennes sur la porteuse k' avec k' = o-(k) . De même, on a représenté park et i2 les interférences intrinsèques k générées par le filtre transmultiplexeur et affectant ces mêmes symboles sur la 1 2 porteuse k et par .k ,n et -kn Du côté du récepteur, on a représenté par ÿk = et ÿk 2 0 observables obtenus par projection des vecteurs ÿk = et jr-k, 1 -1 Y k' les k' (9î(Yk (37k respectivement sur les NT derniers vecteurs colonnes de Qk et Qk - Le fait de combiner deux porteuses permet de doubler le nombre d'observables par rapport à la situation de l'art antérieur représentée en Fig. 2. Tout se passe en fait comme si l'on avait doublé virtuellement le nombre 25 d'antennes d'émission et de réception. 3063591 22 Les Figs. 6A et 6B illustrent les performances d'un système FBMC-MIMO selon un exemple de réalisation de l'invention, respectivement pour un canal LTE EVA (Extended Vehicular A) et un canal LTE ETU (Extended Typical Urban). 5 Le système FBMC-MIMO considéré était à NT = 2 antennes d'émission et NR=2 antennes de réception. Le nombre de porteuses a été choisi égal à 50 parmi 1024. Un code convolutif de rendement 2/3 a été utilisé. Les symboles à transmettre étaient des symboles QPSK. Le détecteur ML a été choisi à sorties souples comme dans l'article de M. Caus et al. précité. 10 On remarque en Fig. 6A qu'un gain de 1,10 dB de rapport signal sur bruit (SNR) peut être atteint pour un taux d'erreur (BER) de 10-4 si l'on choisit çc, = 0.157c . Les performances du système connu de l'art antérieur correspondent à q' = 0 (pas de rotation). De manière similaire, en Fig. 6B, on voit qu'un gain de 1,5 dB de rapport 15 signal sur bruit peut être atteint dès lors que l'on choisit çc, = 0.157c . De manière plus générale, on peut montrer qu'à chaque type d'alphabet de modulation correspond un angle çco optimal. Ainsi, lorsque les symboles à émettre appartiennent à un alphabet 16-QAM, l'angle optimal est q = 0.097c . REVENDICATIONS1. Emetteur de système de transmission FBMC-MIMO comprenant une pluralité (NT ) d'antennes d'émission et une même pluralité de modulateurs FBMC-OQAM, chaque modulateur FBMC-OQAM comprenant un modulateur OQAM et un banc de filtres de synthèse, chaque modulateur FBMC-OQAM transformant un bloc de symboles d'entrée en des symboles FBMC destinés à être transmis sur une antenne d'émission correspondante, caractérisé en ce que, pour chaque modulateur FBMC-OQAM, les symboles d'entrée d'un bloc sont groupés deux à deux à l'entrée de modules de combinaison linéaire, un module de combinaison linéaire ( 305T ) recevant deux symboles d'entrée pour fournir un couple constitué d'un premier symbole combiné et d'un second symbole combiné, la combinaison linéaire n'étant pas réduite à une combinaison triviale, les symboles combinés ainsi obtenus étant entrelacés dans un entrelaceur (305,e) avant d'être fournis audit modulateur FBMC-OQAM. 2. Emetteur de système de transmission FBMC-MIMO selon la revendication 1, caractérisé en ce que la combinaison linéaire est une rotation d'angle v, l'angle v étant choisi distinct d'un multiple entier de -7-t-. 2 3. Emetteur de système de transmission FBMC-MIMO selon la revendication 2, caractérisé en ce que les symboles d'entrée sont des symboles QPSK et que v= 0.157c . 4. Emetteur de système de transmission FBMC-MIMO selon la revendication 2, caractérisé en ce que les symboles d'entrée sont des symboles 16- QAM et que ço= 0.097c . 3063591 24 5. Emetteur de système de transmission FBMC-MIMO selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ledit entrelaceur entrelace des symboles combinés d'un même couple de manière à ce qu'ils soient portés par des porteuses FBMC ne subissant pas simultanément un 5 même évanouissement. 6. Récepteur de système de transmission FBMC-MIMO comprenant une pluralité (NR) d'antennes de réception et une même pluralité de démodulateurs FBMC-OQAM ( 4101,...,410NR ) , chaque démodulateur FBMC-OQAM comprenant 10 un banc de filtres d'analyse suivi d'un démodulateur 0QAM, chaque démodulateur FBMC-OQAM étant associé à une antenne de réception correspondante et fournissant à partir du signal reçu sur cette antenne une pluralité de symboles complexes ( k =0,...,M -1) correspondant aux différentes porteuses FBMC, caractérisée en ce que ledit récepteur comporte : 15 une pluralité M de muliplexeurs ( 4201,...,420m_1 ) pour grouper par porteuse FBMC les symboles en sortie des démodulateurs FBMC-OQAM, les symboles ainsi groupés en sortie étant représentés sous la forme d'un vecteur complexe ( yk = ykNnR ) de taille NR , chaque vecteur complexe étant associé à une porteuse FBMC ; 20 un désentrelaceur (430) pour désentrelacer les vecteurs complexes ainsi obtenus et les fournir sous forme de couples de vecteurs complexes ( yk,yk,) ; une pluralité M de modules de projection ( 440k ), chaque module de projection étant associé à une porteuse FBMC, k = 0,...,M -1, et projetant le vecteur complexe associé à cette porteuse sur les NT dernières colonnes d'une 25 matrice orthonormale Qk de taille 2NR x 2NT obtenue par décomposition QR de la matrice Hk = (-s (Hk) 9î (1Ik 9î (Hk) s (1Ik OÙ Hk est la matrice de taille NR XNT 3063591 25 représentant le canal MIMO pour la porteuse k , chaque module de projection fournissant un vecteur réel projeté ( jr-k ) de taille 2NT ; une pluralité de modules de détection à maximum de vraisemblance ( 450k ), chacun de ces modules recevant un couple de vecteurs réels ainsi projetés 5 et en déduisant les symboles émis ( Xi( , Xk±i ) les plus probables. 7. Récepteur de système de transmission FBMC-MIMO selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'un module de détection à maximum de vraisemblance recevant deux vecteurs réels projetés ÿk , ÿk, recherche les 10 symboles émis Xk îk+1 les plus probables au X = k,k+1 arg min 11".'k22 ,k' -D A )Xk,k+i 12 avec xk,k+1 = xk,xkki moyen de (-- Yk Yk,k' k' / R2k2k (A) = 22 Rk 0 RA où les matrices Rk22 et Rk22 ont été respectivement 0 R22 '/ obtenues par décomposition QR des matrice Êlk et hk, et RA est la matrice définie par : (au a12 0 0 0 0 0 - 0 15 RA 0 0 0 0 0 0 0 - 0 a12 0 0 0 0 0 0 a12 a21 a22 0 0 0 0 0 0 0 0 0 a21 a22 0 0 0 a21 a22 0 0 0 0 0 0 - - - 0 a21 a22 ) 3063591 26 où A= ( a11 a12 est la matrice représentant la combinaison linéaire des 12 \a21 a221 symboles xk , xk,i, utilisée à l'émission. 8. Récepteur de système de transmission FBMC-MIMO selon la 5 revendication 6 ou 7, caractérisé en ce que la matrice A est une matrice de rotation d'un angle v, choisi distinct d'un multiple entier de -7i-. 2 9. Récepteur de système de transmission FBMC-MIMO selon l'une des revendications 6 à 8, caractérisé en ce que les modules de détection à maximum 10 de vraisemblance sont à sorties souples. 10. Récepteur de système de transmission FBMC-MIMO selon l'une des revendications 6 à 8, caractérisé en ce que les modules de détection à maximum de vraisemblance utilisent chacun un décodeur par sphère. 15