FR 3071628 A1 20190329 FR 1758834 A 20170925 Dispositif et procédé de stabilisation et de compensation Miller Des modes de réalisation de l'invention concernent les dispositifs de stabilisation et de compensation, notamment des dispositifs de compensation mettant en oeuvre l'effet Miller connu de l'homme du métier pour compenser la marge de gain et de phase d'un système, en particulier ceux adaptés à de hautes tensions par exemple 28 Volts. De tels systèmes sont par exemple incorporés dans des moteurs de lève vitre et des moteurs de rétroviseurs latéraux d'un véhicule. L'effet Miller désigne l'utilisation d'un condensateur présent sur une carte électronique pour simuler un condensateur de plus grande valeur pour une partie du circuit électronique présent sur la carte. La figure 1 représente un dispositif DISP1 d'asservissement d'une tension comprenant une boucle de régulation BA1 et un dispositif de compensation Miller selon l'état de la technique. La boucle de régulation BA1 comprend un amplificateur opérationnel A01 et le dispositif de compensation Miller comprend un condensateur Cl. Le dispositif DISP 1 alimente une charge Zchl. Une tension d'entrée Vinl est appliquée sur une entrée négative El 1 de l'amplificateur A01. Une entrée positive E12 de l'amplificateur A01 est reliée à une sortie SR1 d'un gain variable Rl. Une première borne ER11 du gain R1 est reliée à une masse GND et une deuxième borne ER12 est reliée à une borne de sortie Soutl du dispositif DISP1. La charge Zchl est reliée en parallèle au gain variable R1 à la masse GND et à la borne Soutl. Le condensateur Cl est relié d'une part à la borne Soutl et, d'autre part, à une sortie SAO1 de l'amplificateur A01. Le condensateur Cl est connu par l'homme du métier sous les termes « capacité Miller » et dimensionné de telle sorte que le dispositif DISP 1 soit stable dans la bande passante de l'amplificateur A01. La grille 2 Gl d'un transistor PMOS Ti est reliée à la sortie SAO1, le drain Dl du transistor Ti est relié à la borne Soutl et la source S1 du transistor Ti est reliée au potentiel Vcc. Lorsqu'une tension continue est appliquée, la tension de sortie 5 Voutl du dispositif DISP1 à la borne Soutl est égale à la valeur du gain variable R1 multiplié par la valeur de la tension Vinl. La valeur du gain variable R1 est choisie de sorte que la valeur de la tension Voutl soit égale à une valeur constante prédéterminée, par exemple 5V. 10 Le potentiel à la grille Gl est égal à Vcc moins la tension grille source VGST1 du transistor Ti. La valeur de la tension VGST1 est par exemple égale à 0.7 Volt. Le dispositif DISP1 régule la tension de sortie de l'amplificateur A01 de sorte que le potentiel à la sortie SAO1 soit 15 sensiblement égal au potentiel Vcc, la tension à la sortie de l'amplificateur A01 est égale à Vcc moins la tension VGST1. Le potentiel Vcc peut atteindre des valeurs élevées, par exemple une valeur de 28 Volts. Le potentiel Vcc est par exemple la borne positive d'une 20 batterie pour automobile dont la tension varie entre 6 et 28 Volts. Par conséquent la valeur de la tension aux bornes du condensateur Cl peut atteindre des valeurs élevées, par exemple jusqu'à 22.3 Volts et détériorer le condensateur Cl qui généralement supporte une valeur maximale de 3.64 Volts. 25 La figure 2 représente la courbe de gain Gl et la courbe de phase (pl selon la fréquence F pour un condensateur Cl de 200 pF du dispositif DISP 1. On connaît de l'état de la technique un di spositif d'asservissement de tension DISP2 comprenant deux amplificateurs 30 opérationnels A02 et A03 adapté aux tensions élevées et alimentant une charge Zch2. Le dispositif DISP2 est représenté à la figure 3. La tension Vin2 est appliquée sur une entrée E21 de l'amplificateur A02 et une entrée E31 de l'amplificateur A03. Les 3 entrées E21 et E31 sont reliées respectivement aux bornes négatives des amplificateurs A02 et A03. Des entrées E22 et E32 reliées respectivement aux bornes positives des amplificateurs A02 et A03 sont reliées à une sortie SR2 5 d'un gain variable R2. Une première borne ER21 du gain R2 est reliée à une première borne d'un gain commutable R3 et une deuxième borne ER22 du gain R2 est reliée à une borne de sortie Sout2 du dispositif DISP2. Une deuxième borne du gain commutable R3 est reliée à une masse GND. La charge Zch2 est reliée en parallèle aux gains variable 10 R2 et commutable R3, à la masse GND et à la borne Sout2. La grille G2 d'un transistor PMOS T2 est reliée à une sortie SAO2 de l'amplificateur A02, le drain D2 du transistor T2 est relié à la borne Sout2 et la source S2 du transistor T2 est reliée au potentiel Vcc. 15 La grille G3 d'un transistor PMOS T3 est reliée à une sortie SAO3 de l'amplificateur A03, le drain D3 du transistor T3 est relié à la borne Sout2 et la source S3 du transistor T3 est reliée au potentiel Vcc. Un courant Iout2 circule en sortie du dispositif DISP2 dans la 20 borne Sout2 et crée une tension Vout2 aux bornes de la charge Zch2. Dans cet exemple, les amplificateurs A02 et A03 sont dimensionnés pour deux gammes de valeur de courant de charge Iout2 différentes de sorte qu'au moins un amplificateur soit stable dans l'une des deux gammes de valeur de courant de charge. 25 L'amplificateur A02 est activé lorsque le courant Iout2 est inférieur par exemple à 20 mA, et l'amplificateur A03 est activé lorsque le courant Iout2 est supérieur à 20 mA dans cet exemple. La consommation de l'amplificateur A02 est de l'ordre de 15 1.1A et celle de l'amplificateur A03 est de l'ordre de 2 mA. 30 Selon la valeur du courant Iout2, le gain commutable est activé et l'un des amplificateurs est activé, en d'autres termes si la valeur du courant Iout2 est supérieure à 20 mA, le gain R3 est activé et l'amplificateur A03 est activé. Si la valeur du courant Iout2 est 4 inférieure à 20 mA, le gain R3 est désactivé et l'amplificateur A02 est activé. Ce dispositif ne comporte plus de condensateur. La figure 4 représente la tension de sortie Vout2 du dispositif 5 Iout2 en fonction du courant Iout2 à la borne de sortie Sout2. On observe des variations de la courbe en fonction du courant de charge Iout2. Cependant ce dispositif présente l'inconvénient d'augmenter la consommation du dispositif lorsque l'amplificateur A03 est activé, et 10 nécessite un dispositif supplémentaire de détection de la valeur du courant Iout2, de la valeur du potentiel Vcc et de contrôle du gain commutable R3. De surcroît lorsque la commutation d'un amplificateur à un autre est effectuée, on observe une discontinuité de la tension de sortie 15 du dispositif. Dans le cas d'un moteur de lève vitre commandé par un microprocesseur, la tension de sortie Vout2 alimente le microprocesseur. Des variations de sa tension d'alimentation peuvent entraver son fonctionnement entraînant un fonctionnement dégradé du lève vitre. 20 Il existe par conséquent un besoin de modifier un dispositif de compensation connu de l'état de la technique de sorte qu'il supporte de forts potentiels, consomme peu, soit simple à mettre en oeuvre et présente une tension de sortie quasi-linéaire. En d'autres termes, on cherche à modifier le dispositif de 25 compensation Miller connu de l'état de la technique de sorte que la capacité Miller supporte de fortes tensions, c'est-à-dire par exemple une tension de l'ordre de 28 volts appliquée à ces bornes. Selon des modes de réalisation et de mise en oeuvre, il est proposé de réguler la valeur du potentiel à une borne du condensateur 30 « capacité Miller » de telle façon que la tension aux bornes du condensateur soit inférieure à la tension entraînant sa détérioration. Selon un aspect, il est proposé un dispositif de stabilisation et de compensation Miller pour une boucle de régulation, ledit dispositif comprenant un condensateur ayant une première borne destinée à être 5 couplée à la sortie d'un comparateur de ladite boucle et des moyens de régulation couplés à une deuxième borne du condensateur et configurés pour, en réponse à une tension appliquée sur une entrée de consigne de la boucle, réguler la tension aux bornes du condensateur 5 en régulant la valeur du potentiel de la deuxième borne du condensateur de telle sorte que ladite tension soit inférieure à un seuil. Selon un mode de réalisation, les moyens de régulation comprennent une résistance dont une première borne est couplée à une source de courant et à ladite deuxième borne du condensateur et une 10 deuxième borne est couplée à une source de tension. Avantageusement, les moyens de régulation comprennent en outre un transistor PMOS relié entre la première borne de la résistance et ladite deuxième borne du condensateur, la grille étant reliée à ladite première borne de la résistance, la source étant couplée à une source 15 de courant et ladite deuxième borne du condensateur, et le drain étant relié à une masse commune au dispositif. Le transistor PMOS réduit l'impédance de la résistance à la borne du condensateur. La valeur dudit seuil est de 3.64 Volts. 20 Selon un autre aspect, il est proposé un dispositif d'asservissement de tension comprenant la boucle de régulation et le dispositif de stabilisation et de compensation. Selon encore un autre aspect, il est également proposé un circuit intégré comprenant le dispositif d'asservissement. 25 Selon encore un autre aspect, il est proposé un procédé de stabilisation et de compensation Miller pour une boucle de régulation, dans lequel une première borne d'un condensateur étant couplée à la sortie d'un comparateur de ladite boucle, on régule, en réponse à une tension appliquée sur une entrée de consigne de ladite boucle, la 30 tension aux bornes du condensateur en régulant la valeur du potentiel de la deuxième borne du condensateur de telle sorte que ladite tension soit inférieure à un seuil. Selon un mode de mise en oeuvre, on injecte un courant dans une résistance dont une première borne est couplée à ladite deuxième 6 borne du condensateur et une deuxième borne est couplée à la source de tension. D' autres avantages et caractéristiques de l' invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de 5 réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels : - les figures 1 à 4, précédemment décrites, illustrent des dispositifs de compensation connus de l'état de la technique ; et - les figures 5 à 9 illustrent différents modes de réalisation et de mise en oeuvre de l'invention. 10 On se réfère à la figure 5 qui représente un exemple de mode de réalisation d'un dispositif d'asservissement de tension DISP adapté aux hautes tensions et alimentant une charge ZcH, incorporé dans un circuit intégré CI. Le dispositif DISP comprend une source de tension Vcc, une 15 boucle de régulation BA comprenant un amplificateur opérationnel AO et un dispositif de stabilisation et de compensation Miller COMP comprenant un condensateur CM et des moyens de régulation aptes à réguler la valeur d'un potentiel électrique de telle sorte que la tension VCM aux bornes du condensateur CM soit inférieure à un seuil Sv. Une 20 tension d'entrée Vin du dispositif DISP est appliquée sur l'entrée négative EA01 de l'amplificateur AO. La boucle de régulation BA comporte un comparateur incorporant l'amplificateur AO. L'entrée EAO1 de l'amplificateur AO forme l'entrée de consigne de la boucle BA, l'entrée EAO2 de 25 l'amplificateur AO forme l'entrée de rétroaction de la boucle BA et la sortie SAO de l'amplificateur AO forme la sortie du comparateur. La valeur du seuil Sv est égale à 3.64 Volts. L'entrée positive EAO2 de l'amplificateur AO est reliée à la sortie SR d'un gain variable R. Le gain variable comprenant par 30 exemple un diviseur de tension. Une première borne ER1 du gain variable R est reliée à la masse GND et une deuxième borne ER2 du gain R est reliée à une borne Sout du dispositif DISP. La charge Z cH est reliée en parallèle au gain R d'une part à la borne Sout et, d'autre part, à la masse GND. 7 La charge ZCH peut être de nature résistive, inductive ou capacitive. La sortie SAO de l'amplificateur AO est reliée à la grille G d'un transistor PMOS T. La source S du transistor T est reliée au potentiel 5 Vcc et le drain D du transistor T est relié à la borne Sout. La boucle de régulation est configurée de sorte que la valeur du potentiel à la sortie SAO de l'amplificateur opérationnel AO soit sensiblement égale à la valeur du potentiel de la source de tension Vcc. 10 La valeur de la tension Vout à la borne Sout est égale à la valeur de la tension Vin multipliée par la valeur du gain R. Généralement la valeur de la tension Vin est imposée. Le gain R est choisi de telle sorte que la valeur de la tension Vout soit apte à alimenter la charge ZCH lorsqu'une tension de 15 consigne Vin est appliquée à l'entrée EA01 de l'amplificateur AO. L'amplificateur AO fonctionne en mode linéaire. Les moyens de régulation comprennent un dispositif de régulation d'un potentiel électrique DEC. Une première borne du condensateur CM est reliée à la sortie 20 d'un comparateur de la boucle de régulation BA et la deuxième borne du condensateur CM est reliée à une borne de sortie SDEC du dispositif DEC. Le condensateur CM est connu par l'homme du métier sous la dénomination de «capacité Miller». 25 La capacité CM est dimensionnée de manière connue par l'homme du métier de telle sorte que le dispositif DISP soit stable dans la bande passante de l'amplificateur AO. Une borne d'entrée E du dispositif DEC est reliée à la borne EAO1. 30 Le dispositif DEC comprend en outre une borne d'entrée Ev' reliée au potentiel Vcc, une borne EDEc reliée à la borne SR et une borne EGND reliée à la masse GND. Les moyens de régulation sont couplés entre une deuxième borne du condensateur CM et la source de tension Vcc. 8 La figure 6 illustre un mode réalisation du dispositif DEC. Le dispositif DEC comprend une source de courant Si délivrant un courant I de valeur constante. Une première borne de la source de courant Si est reliée à la 5 borne EGND et une deuxième borne est reliée à la source S20 et S30 de respectivement deux transistors NMOS T20 et T30. La grille G20 du transistor T20 est reliée à la borne EDEC, et son drain D20 est relié à la borne Evcc. La grille G30 du transistor T30 est reliée à la borne EIN, et son 10 drain D30 est relié d'une part à la grille G10 d'un transistor PMOS T10 et, d'autre part, à la première borne d'une résistance RDEC. Le transistor T20 couplé à la borne Ev' et à la source de courant Si forment une première branche de circuit B20. La résistance REG et le transistor T30 s'étendant entre la borne Ev' et la source de 15 courant Si forment une deuxième branche de circuit B30. Le drain D10 du transistor T10 est relié à la borne EGND, et la source S10 du transistor T10 est reliée d'une part à la borne SEC, et d'autre part, à une première borne d'une résistance R10. La source S10 est couplée à une source de courant incorporant 20 la résistance R10 dont une première borne est reliée à la source de tension Vcc. La seconde borne de chacune des résistances RDEC et R10 est reliée à la borne Evcc. Les moyens de régulation comprennent une résistance RDEC 25 dont une première borne est couplée à une source de courant Si et à la deuxième borne du condensateur CM.et une deuxième borne est couplée à la source de tension Vcc. Le transistor T10 fonctionne en mode suiveur. La résistance R10 polarise le transistor T10 de telle façon que l'impédance à la 30 borne SEC soit réduite. En d'autres termes, les moyens de régulation comportent en outre un transistor PMOS T10 relié entre la première borne de la résistance et la deuxième borne du condensateur Cm La grille G10 du transistor T10 est reliée à la première borne de la résistance RDEC, la 9 source S10 est couplée à une source de courant et la deuxième borne du condensateur CM, et le drain D10 est relié à une masse commune GND au dispositif DISP. Dans un premier mode de mise en oeuvre du dispositif DISP, la 5 tension Vin est une tension continue de valeur constante. En régime établi, c'est-à-dire lorsque le dispositif DISP est à l'équilibre après la phase transitoire, les transistors T20 et T30 sont passants et la tension aux bornes des branches de circuit B20 et B30 est égale. Par conséquent, le courant I se divise en deux courants 120 10 et 130 de valeur égale, le courant 120 parcourant la branche B20 et le courant 130 parcourant la branche B30. La valeur du courant I est par exemple égale à 8 1.1A, par conséquent chacune des valeurs des courants 120 et 130 est égale à 4 1.1A. 15 La tension à la borne de la grille G10 du transistor T10 est égale au potentiel Vcc de la borne Evc, moins la tension VRDEC aux bornes de la résistance RDEC. La tension VGST10 grille-source du transistor T10 est supérieure à la tension de seuil du transistor T10 qui par conséquent est passant 20 et la valeur de la tension VGsTio est généralement égale à 0.7 Volt. Le potentiel à la borne SpEc est égal au potentiel Vcc à la borne Evc, moins la tension VRDEC plus la tension VGST10. La tension VRDEC est égale à la valeur du courant 130 multipliée par la valeur de la résistance RDEC. 25 En d'autres termes, on injecte un courant dans une résistance RDEC dont une première borne est couplée à la deuxième borne du condensateur CM et une deuxième borne est couplée à la source de tension Vcc. Le dispositif DISP régule le potentiel à la sortie SAO de tel 30 sorte que le potentiel de la grille G soit égal à la valeur du potentiel Vcc moins la valeur de la tension VGST grille-source du transistor T. Par exemple la valeur de la tension VGST est égale à 0.7 Volt et la valeur du potentiel Vcc est égale à 28 Volt, la valeur du potentiel à la sortie SAO est égale à 27.3 Volts. 10 La valeur de la tension VGST varie selon la valeur du courant Iout. Le transistor T est dimensionné de telle sorte que la valeur de la tension VGST soit inférieure au seuil Sv quelle que soit la valeur du courant Iout. 5 Par conséquent la tension VCM aux bornes du condensateur CM « capacité Miller » est égale à la tension VRDEC moins la valeur des tensions VGST et VGST1O. En d'autres termes, on régule, en réponse à une tension Vin appliquée sur une entrée EAO1 de consigne de la boucle de régulation 10 BA, la tension Vcm aux bornes du condensateur CM en régulant la valeur du potentiel de la deuxième borne du condensateur de telle sorte que la tension Vcm soit inférieure à un seuil Sv. Les moyens de régulation sont configurés pour, en réponse à une tension Vin appliquée sur une entrée EAO1 de consigne de la 15 boucle de régulation BA, à réguler la tension Vcm aux bornes du condensateur CM en régulant la valeur du potentiel de la deuxième borne du condensateur de telle sorte que ladite tension soit inférieure à un seuil. La résistance RDEc a par exemple une valeur de 400 kOhms, la 20 valeur de la tension VGST est par exemple égale à 0.7 Volt et le courant 130 est égal à 4 1.1A. La tension Vcm est égale à 0.2 Volt, inférieure à au seuil Sv. On observe que la tension Vcm est indépendante du potentiel Vcc, en d'autres termes la tension Vcm est indépendante par exemple 25 de la borne positive de la batterie. Dans un second mode de mise en oeuvre du dispositif DISP, la tension Vin est une tension de fréquence variable. La figure 7 illustre un exemple de gain GBF1 et de phase (1)-1-13F1 en boucle fermée entre la borne Sout et la borne SDEC du dispositif 30 DEC. On constate que dans la bande passante s'étendant de 0 à fc kHz, le gain est sensiblement égal à 16 dB et la phase est sensiblement égale à 0°. La polarité du potentiel à la borne SDEC est identique à la polarité du potentiel Vout à la borne Sout. 11 Le potentiel à la borne SDEC se comporte comme le potentiel à la borne Sout à un gain près, par conséquent l'effet Miller fonctionne. La figure 8 représente un exemple de courbes de gain G2 et de phase cp 2 en boucle ouverte selon la fréquence F pour un condensateur 5 CM de 40 pF du dispositif DISP. On observe que les exemples de diagrammes de Bode du dispositif de compensation Miller pour une capacité Miller de 200 pF selon l'état de la technique DISP 1 et du dispositif de compensation Miller DISP pour une capacité Miller de 40 pF sont identiques. 10 Par conséquent le condensateur CM « capacité Miller » est de capacité réduite par rapport à une capacité Miller selon l'état de la technique. Avantageusement le gain du dispositif DEC permet de réduire la taille du condensateur CM. La figure 9 représente un exemple de tension de sortie Vout du 15 dispositif DISP en fonction du courant Iout à la borne de sortie Sout. On observe que la courbe présente une très faible variation contrairement à un dispositif DISP2 de l'état de la technique représentée à la figure 4 qui présente de fortes discontinuités. Avantageusement le dispositif DISP supporte de hautes 20 tensions et sa consommation énergétique est réduite par rapport aux dispositifs connus de l'état de la technique supportant de hautes tensions DISP2. De surcroît la tension de sortie du dispositif DISP présente de très faibles variations par rapport à celle des dispositifs connus de l'état REVENDICATIONS1. Dispositif de stabilisation et de compensation Miller (COMP) pour une boucle de régulation (BA), ledit dispositif comprenant un condensateur (CM) ayant une première borne destinée à être couplée à la sortie d'un comparateur de ladite boucle et des moyens (DEC) de régulation couplés à une deuxième borne du condensateur et configurés pour, en réponse à une tension appliquée sur une entrée (EAO1) de consigne de la boucle, réguler la tension (Vcm) aux bornes du condensateur en régulant la valeur du potentiel de la deuxième borne du condensateur de telle sorte que ladite tension soit inférieure à un seuil (Sv). 2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel lesdits moyens de régulation comprennent une résistance (RDEC) dont une première borne est couplée à une source de courant (SI) et à ladite deuxième borne du condensateur et une deuxième borne est couplée à une source de tension (Vcc). 3. Dispositif selon la revendication 2, dans lequel les moyens de régulation comportent en outre un transistor PMOS (T10) relié entre la première borne de la résistance et ladite deuxième borne du condensateur, la grille (G10) étant reliée à ladite première borne de la résistance, la source (S10) étant couplée à une source de courant et ladite deuxième borne du condensateur, et le drain (D10) étant relié à une masse commune au dispositif (GND). 4. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel la valeur dudit seuil (Sv) est de 3.64 Volts. 5. Dispositif d'asservissement de tension (DISP), comprenant ladite boucle de régulation (BA) et le dispositif de stabilisation et de compensation (COMP) selon l'une des revendications 1 à 4. 6. Circuit intégré (CI) comprenant un dispositif d'asservissement de tension (DISP) selon la revendication 5. 7. Procédé de stabilisation et de compensation Miller pour une boucle de régulation, dans lequel une première borne d'un condensateur (CM) étant couplée à la sortie d'un comparateur de ladite 13 boucle, on régule en réponse à une tension (Vin) appliquée sur une entrée (EAO1) de consigne de ladite boucle, la tension aux bornes du condensateur en régulant la valeur du potentiel de la deuxième borne du condensateur de telle sorte que ladite tension soit inférieure à un 5 seuil (Sv). 8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel on injecte un courant dans une résistance (RDEC) dont une première borne est couplée à ladite deuxième borne du condensateur et une deuxième borne est couplée à la source de tension (Vcc).