FR 3057387 A1 20180413 FR 1659851 A 20161012 1 PROCEDE ET DISPOSITIF DE MESURE DU SPECTRE D'UN SIGNAL ANALOGIQUE, ET CONVERTISSEUR ANALOGIQUE-NUMERIQUE La présente invention concerne un procédé et un dispositif de mesure d'un signal analogique numérique de bande de fréquences limitée. Elle concerne également un convertisseur analogique-numérique utilisant la mesure du spectre mesuré. Un domaine de l'invention est donc la conversion analogique-numérique (CAN), c'est-à-dire la transformation d'un signal analogique continu en un signal numérique discret. L'invention s'applique dans d'autres domaines, par exemple pour l'analyse spectrale d'un signal analogique ou le comptage électrique. Les dispositifs de CAN sont omniprésents dans les systèmes électroniques car il est beaucoup plus simple et moins coûteux de traiter, stocker, compresser, dupliquer, analyser notamment, un signal numérique qu'un signal analogique. Plus précisément, le signal analogique est une grandeur, souvent une tension électrique exprimable en volts, variable dans le temps notée x(t) où t désigne le temps, c'est-à-dire une variable continue réelle. En revanche, le signal numérique consiste en une suite discrète de valeurs numériques ou digitales. C'est donc une suite de mots binaires, notés xn où n décrit l'ensemble des entiers relatifs, tels que chaque xn soit approximativement égal à x(tn). En règle générale, la CAN réalise donc successivement deux opérations : - l'échantillonnage, ou discrétisation en temps, qui transforme le signal continu x(t), où t est la variable réelle variant continûment entre -... et +o., en un signal discret : ..., x(t_2), x(t_1), x(to), x(t1), ..., x(tn-1), x(tn), x(tii+1), ... où n parcourt l'ensemble discret des entiers relatifs de -... et +oc, ; - la quantification, ou discrétisation en amplitude, qui transforme chaque valeur réelle x(tn) du signal échantillonné en une valeur numérique ou mot binaire xn approximativement de même valeur. L'échantillonnage est en général uniforme c'est-à-dire que la grille discrète des instants d'échantillonnage ..., t_1, to, t1, t2, ... , tn, ... est telle que la durée qui sépare deux instants consécutifs d'échantillonnage est constante c'est-à- dire tri. - tn_i A Te pour tout n. La durée Te est appelée la période 3057387 2 d'échantillonnage exprimée en seconde, son inverse Fe A 1/Te est la fréquence d'échantillonnage exprimée en Hertz. Sous certaines conditions, l'opération d'échantillonnage n'entraine aucune perte d'information c'est-à-dire qu'il est possible de reconstruire le signal analogique à partir de la 5 donnée de l'ensemble (infini) des échantillons. C'est le cas, en particulier, si le contenu fréquentiel du signal analogique est limité à une bande de fréquence connue et si la fréquence d'échantillonnage est supérieure à la largeur de cette bande de fréquence (théorème de Shannon). Ce résultat est utile en pratique car tout dispositif électronique fonctionne toujours à 10 l'intérieur d'une bande de fréquence spécifique qui est plus ou moins large selon l'application visée et qui est toujours contrainte par le coût des composants. La quantification est au contraire une opération qui entraine toujours une perte d'information puisque des quantités analogiques prises dans un 15 ensemble continu infini (en général un intervalle continu de tensions) sont codées par des mots binaires pris dans un ensemble grand mais de taille finie, c'est souvent une puissance de 2 telle que 212 ou 216 par exemple pour une conversion sur 12 ou 16 bits. L'opération de quantification peut donc être représentée comme une « fonction en escalier » qui associe un mot binaire à 20 chaque petit intervalle de tension. Lorsque les intervalles sont de même longueur la quantification est dite uniforme et correspond à la troncature ou à l'arrondi en précision finie d'un nombre réel ou, dit autrement, le développement binaire infini initial de x(tn) est réduit aux premiers bits significatifs pour former xn. La taille en bits du nombre binaire fourni par le 25 convertisseur analogique numérique étant finie, la « fonction en escalier » est toujours limitée en amplitude par des niveaux inférieur et supérieur de saturation. Par ailleurs, tout quantificateur comporte, plus ou moins explicitement, un gain ou une tension de référence, notée Vref, qui relie le mot binaire à la 30 valeur physique exprimée en volts. Plus précisément, la valeur physique x(tn) est approximativement égale au produit du mot binaire xn par la tension de référence Vref soit x(tn) ,-,' Xn X Vref- La construction d'une tension de référence très précise et stable dans le temps est en soi un problème technique difficile qui est nécessairement résolu dans tout 35 convertisseur analogique-numérique. L'opération de quantification, c'est-à- 3057387 3 dire le calcul de xn à partir de x(tn) et de Vref, , est donc parfois conçue comme une division puisque xn. ,-,' x(tn)/Vref. La référence de tension analogique est ensuite utilisée pour construire (par division de tension par exemple) un ensemble de seuils analogiques (y1, y2, ..., ym avec M égal à, 5 par exemple, 212 ou 216) auxquels le signal x(tn) est comparé pour déterminer les deux seuils successifs ymet ym+1 qui « encadrent » x(tn), c'est-à-dire tels que ym 0 (signaux « passe-bande »). L'équation précédente (3) se simplifie en éliminant les fréquences fn situées en dehors de cette bande et on a finalement pour tout temps t de [0, T] : 25 x(t) = pn COS(27/1"nt) Rn Sill(27/1"nt) (4) où n varie entre 1 et N = (B2 - B1)T et ; les fréquences fn décrivent l'ensemble des fréquences espacées de 1/T 30 dans l'intervalle [/31, B2] selon par exemple la loi : fn = +(n- 1)/T (5) En pratique, on peut resserrer un peu plus la grille de fréquences en les espaçant seulement de 0.8/T ou 0.9/T par exemple. 3057387 8 En utilisant l'équation (4) ci-dessus aux instants de franchissement de seuil, on écrit le vecteur des valeurs du signal x(t) pris seulement à ces instants de franchissement T 1, 2, ---, Tk, ---,TK , selon la relation (6) suivante: cos(2Irf1r1) cos(2n-f1r2) cos(21rf1rk) cos(2;rf1rK) cos(21rfN1-1) cos(21rfNT2) cos(21rfNrk) cos(271INTK) sin(2Irf1r1) sin(2n-f1r2) sin(21rf1rk) sin(21rf1rK) sin(21rfN1-1) sin(27fNT2) sin(24Nrk) sin(27rfNTK) x° P1 PN al qN FX 5 où X est le vecteur inconnu des coefficients de Fourier pn et an de x. F est une matrice K x 2N que l'on calcule numériquement à partir des mesures des temps T T 1, 2, ---, Tk, ---,TK- En effet les valeurs ffn étant connues, à partir de la bande [/31,B2] par la relation (5), on peut alors calculer les 10 fonctions cosinus et sinus élémentaires de cette matrice F à partir des valeurs Tk et fn. Lorsque l'on suppose que l'amplitude des seuils y1,y2, ...,ym, ...,ym est connue exactement, on peut, comme le propose le document de Ramdas 15 Kumaresan et Nitesh Panchal (« Encoding Bandpass Signais Using Zero/Level Crossings: A model-Based Approach », IEEE Transactions on Audio, Speech, and Language Processing, Vol. 18, N°1, January 2010) calculer le spectre X du signal en résolvant une équation équivalente au système suivant, en référence aux relations (2) et (6) : 20 FX cos(27rf1z1) cos(27Tf1T2) cos(27rfNz1) sin(27rf1z1) sin(27rf1r2) sin(27rfNz1) PN _ Ym(1) Y m(2) Y m(3) Ym(4) cos(27rf1rk) _cos(27Tf1TK) cos(27rfN1-2) sin(2lrflrk) sin(27rf1rK) sin(27rfN1-2) qi - cos(27rfNrk) sin(27rfNrk) aN -Ym(K) cos(27rfNI-K) sin(27rfN1-0_ L'inconvénient de cette méthode est qu'elle suppose une connaissance parfaite de l'amplitude des seuils qui n'est pas réaliste en pratique du fait des incertitudes qui affectent les composants électroniques analogiques (dérives 25 en température, vieillissement, dispersion, etc...). On peut certes réduire cette incertitude par des calibrations par exemple, mais ces opérations sont coûteuses, doivent être répétées régulièrement et laissent toujours subsister 3057387 9 une incertitude (0.1% ou 0.01% par exemple au lieu de 1% initialement). Les calibrations sont de plus impossibles à réaliser sur des systèmes électroniques embarqués. On retrouve pour les seuils eux-mêmes cette fois, la difficulté, déjà évoquée, 5 de mesurer très précisément l'amplitude d'un signal quelconque. Le procédé selon l'invention abandonne cette hypothèse (connaissance parfaite de l'amplitude des seuils) et considère que l'on ne connait qu'approximativement ces amplitudes mais que, néanmoins, chacune de ces 10 amplitudes est stable durant toute la durée d'observation. On ne sait donc pas exactement la valeur que prend le signal lorsqu'il franchit un seuil mais on sait qu'il prend exactement la même valeur à chacun des franchissements de ce seuil. L'invention utilise avantageusement cette connaissance pour reconstruire le signal analogique. En complétant les notations déjà définies 15 plus haut, partant de cette hypothèse de stabilité des seuils pendant la période T, on peut donc écrire : x° x(ii) -Ym(1)- = 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 0 1 0 ... 00 0 0 -Yi - Cy (7) x(i2) Ym(2) 0 0 0 0 ... 1- Y2 x(i3) x(r4) Ym(3) 1 ... Y3 x(ix) Ym(4) - -Ym(K)- 0 ... Y4 0 ... - -Ym- 20 où C est une matrice constituée de 0 et de 1 qui indique quelle est la valeur ym du seuil franchi à l'instant -ck, et où y est le vecteur des amplitudes des seuils. On peut noter qu'il ne peut y avoir qu'un seul 1 par ligne mais un nombre quelconque de 1 par colonne car un seuil peut être franchi plusieurs fois. 25 L'invention réalise la conversion analogique-numérique d'un signal analogique « passe-bande » de bande limitée [/31,B2], connue a priori, en n'utilisant que l'information des instants de franchissement d'un faible nombre de seuils fixes. L'avantage principal par rapport aux solutions 30 existantes est que, pour une résolution donnée, le procédé selon l'invention nécessite beaucoup moins de seuils (au minimum un seul seuil) et que les 3057387 10 amplitudes de ces seuils n'ont pas besoin d'être connues avec une précision métrologique. Il suffit que ces amplitudes soient stables sur de courtes périodes de temps, ce qui est très simple à réaliser en pratique. L'invention est ainsi fondée sur l'utilisation combinée de deux propriétés du 5 signal analogique à convertir : - ce signal ne contient que des fréquences situées dans une bande connue [/31,B2] ; - et il atteint une même amplitude lors de tous les instants de franchissement d'un seuil donné. 10 D'un point de vue mathématique, chacune de ces deux propriétés signifie que le vecteur x des amplitudes aux instants de franchissement des seuils appartient à un certain sous-espace vectoriel qui peut être calculé. Il est alors aisé de calculer numériquement l'intersection de ces deux sous-espaces et de vérifier que sa dimension n'est pas supérieure à 1 pour obtenir à la fois le 15 vecteur des amplitudes x, le spectre du signal X et l'amplitude des seuils y franchis à un facteur d'échelle près. On décrit par la suite : - à quel premier sous-espace vectoriel appartient un signal de bande fréquentielle [Bl, B2] et de durée finies ; 20 - à quel second sous-espace appartient un signal qui franchit des seuils à des instants donnés ; - puis comment on calcule l'intersection de deux sous-espaces et comment on vérifie que cette intersection est de dimension 1 (et donc une droite vectorielle) ; 25 - et enfin comment on peut déterminer le vecteur recherché de cette droite à partir d'une connaissance plus ou moins précise des amplitudes des seuils. Le système de CAN selon l'invention mesure très précisément les instants de 30 franchissement des seuils T1,' 1, 2, ---,Tk, ---,TK et enregistre les numéros m(1), m(2), ... , m(k), ... , m(K) des seuils franchis. Les numéros m(k) sont suffisants pour construire la matrice C de la relation (7). Par ailleurs, la connaissance a priori de la bande de fréquence [/31,B2], de la durée d'observation T et la mesure des instants de franchissement des 3057387 11 seuils T 1,T 2, ---,Tk, ---,TK permet de construire le vecteur des fréquences fi, f2, ---,fn, ---,/"N ainsi que la matrice F (voir la relation (6)). On décrit maintenant comment on peut reconstruire le signal en combinant 5 l'information contenue dans ces deux matrices C et F. Utilisation combinée des informations d'amplitudes et de fréquence : Le signal x(t) franchissant les seuils y1,Y2, , ym, , y m aux 1 o instants x1, i2, ---,Tk, ---,-CK on peut donc reprendre la relation (7) : x° x(i1)- -Ym(1)- 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 0 1 0 ... 00 0 0 Y2 Cy x(r2) Ym(2) 0 0 0 0 ... 1- Y3 x(r3) x(/r4) Ym(3) 1 ... Y4 x(rK)_ Ym(4) - 0 ... - -Ym(K)- 0 ... Ym- Comme cela a été précisé précédemment, l'indice m(k) indique l'ordre 15 franchissement des seuils. Selon l'exemple de matrice C ci-dessus, le premier seuil franchi ym(1) est le deuxième seuil réel y2. Le deuxième seuil franchi ym(2) est le troisième seuil réel y3. Le troisième seuil franchi ym(3) est le quatrième seuil réel y4. Le quatrième seuil franchi ym(4) est le troisième seuil réel y3, et ainsi de suite. 20 Le nombre K de franchissement de seuils peut toujours être supposé plus grand que le nombre de seuils M, il suffit d'allonger l'intervalle d'observation. La matrice C a donc plus de lignes que de colonnes et est de rang complet M, si l'on exclut les seuils qui ne sont pas franchis pendant l'intervalle d'observation, puisque les colonnes de C sont orthogonales par 25 construction. 3057387 12 De plus, le signal analogique réel « passe-bande » x(t) ne contenant que des fréquences dans l'intervalle fréquentiel [/31,B2] avec B1 > 0, on peut écrire sur l'intervalle d'observation [0, T], la relation (6) : cos(2Irf1r1) cos(2n-fir2) cos(27rf1rk) cos(2;rf1rK) cos(2n-fN1-1) cos(2n-fNT2) cos(27rfNrk) cos(271INTK) sin(2Irf1r1) sin(2n-fir2) sin(2n-f1rk) sin(2n-f1rK) sin(2n-fN1-1) sin(2n-fNT2) sin(24Nrk) sin(27TfNTK) x° P1 PN al qN FX 5 Le nombre de franchissement de seuils K peut toujours être supposé plus grand que le nombre 2N de sinusoïdes (cosinus et sinus), il suffit d'allonger l'intervalle d'observation et/ou le nombre de seuils M. La matrice F a donc plus de lignes que de colonnes et est, bien que souvent assez mal 10 conditionnée, de rang complet 2N. Le même vecteur x de dimension K est donc, à la fois, une combinaison linéaire des colonnes de la matrice C et une combinaison linéaire des colonnes de la matrice F. Géométriquement, le vecteur inconnu x appartient à la fois : 15 - au sous-espace engendré par les colonnes de la matrice connue C, ce sous-espace étant noté Span{C} ; - et au sous-espace engendré par les colonnes de la matrice connue F, ce sous-espace étant noté Span{F}. Le vecteur x appartient donc à l'intersection de ces deux sous-espaces, 20 notée Span{C} n Span{F}. Avantageusement, on peut aisément obtenir une intersection de dimension faible, en général 1 ou 2, en choisissant une durée d'observation et un nombre de seuils suffisants. Dans les lignes qui suivent, on considère d'abord le cas d'une intersection de dimension 1 (mode de fonctionnement 25 nominal) et on décrira ultérieurement le cas d'une intersection de dimension supérieure comme un mode de fonctionnement étendu. Calcul numérique d'une intersection de sous-espaces vectoriels : 30 On sait calculer numériquement l'intersection de deux sous-espaces vectoriels définis chacun par une base, les matrices C et F dans le procédé 305 73 87 13 selon l'invention, ou plus précisément on sait déterminer la dimension et une base orthonormée de l'intersection de toute paire de sous-espaces vectoriels. Il suffit en effet de calculer la décomposition en valeur singulière du produit des projecteurs orthogonaux sur chacun de ces sous- 5 espaces. Cette méthode de décomposition en valeur singulière dite SVD (Single Value Decomposition) est notamment décrite dans le document de Gene H. Golub et Charles F. Van Loan : « Matrix Computations », 3ème édition, Johns Hopkins University Press, 1996, appelé par la suite document 2. 10 Les valeurs singulières sont nécessairement comprises entre 0 et 1, le nombre de valeurs singulières égales à 1 indiquant la dimension de l'intersection et les vecteurs singuliers correspondant étant des bases orthonormées de l'intersection (voir le document 2 : 12.4.4, pages 604-605). Dans le contexte particulier de la présente invention, on ajuste les 15 paramètres d'utilisation (durée d'observation et nombre de seuils) pour que la valeur singulière maximale soit bien égale à 1, ou extrêmement proche de 1, et que les valeurs singulières suivantes soient significativement inférieures à 1. Le vecteur x est alors déterminé à un gain multiplicatif près ainsi que les vecteurs X et y. Enfin, le vecteur X contient toute l'information 20 nécessaire pour calculer x(t) à tout instant t de l'intervalle d'observation [0, T] avec une précision bien supérieure à l'écartement des seuils comme on le voit dans des exemples présentés par la suite. Cette indétermination de gain ou d'échelle est intrinsèque à l'invention. Elle 25 est liée au fait que l'invention opère sans connaissance exacte des valeurs d'amplitude des seuils. Cette indétermination peut sembler un inconvénient rédhibitoire : ce n'est pas du tout le cas. Tout d'abord, dans de nombreuses applications ce gain inconnu est neutre car le signal est amplifié plus ou moins automatiquement par la chaine de traitement. Deuxièmement, cette 30 indétermination découle de l'hypothèse extrême que l'on ne connait pas du tout les seuils, c'est-à-dire le vecteur y, ce qui n'est pas le cas dans la pratique. En effet, on connait toujours approximativement l'amplitude des seuils puisqu'on a construit le circuit de mesure de franchissement de ces seuils. On peut donc toujours fixer ce gain avec une précision équivalente à 35 celle de la connaissance des valeurs des seuils. Pour les applications qui 3057387 14 demandent une conversion analogique numérique métrologique, il est alors nécessaire de mesurer au minimum un des seuils, le seuil yi ou les deux seuils extrémaux par exemple, avec une grande précision pour lever l'indétermination d'échelle. Il est à noter que cette calibration de la tension de 5 référence de CAN était déjà nécessaire pour les convertisseurs classiques. La figure 2 résume des étapes possibles pour mettre en oeuvre le principe de l'invention tel que décrit précédemment. D'un point de vue matériel, l'invention peut être mise en oeuvre par un circuit électronique couplé à une 10 unité de calcul ou processeur, sans complexité particulière. Dans une première étape 21, pendant un intervalle de temps [0, T], le circuit électronique mesure précisément les temps de franchissements des seuils et mémorise les numéros d'ordre des seuils franchis, soit les 15 temps -cl, -c2, ...,Tk,...,TK et les numéros d'ordre m(1), m(2), ..., m(k), ... , m(K). Puis il fournit ces données à l'unité de calcul ou processeur. Les mesures de ces temps donnent les instants ou dates de franchissement des seuils par le signal. Dans le classement des seuils franchis, le numéro d'ordre m(k) correspond au kiè" franchissement de seuil par le signal. 20 Dans une étape suivante 22, on construit la matrice F reliant le vecteur x, constitué des valeurs prises par le signal x(t) aux temps de franchissement des seuils T1, i2, --- , Tk,---,TK, au vecteur X constitué des coefficients de Fourier représentant le spectre du signal. Le vecteur x est le produit 25 matriciel FX, la matrice F étant construite à partir des temps de franchissement et de la bande de fréquence [/31,B2] du signal (voir les relations (5) et (6)). La réalisation de cette matrice ne nécessite que la connaissance des temps de franchissement des seuils et de la bande de fréquence du signal. Cette étape est par exemple mise en oeuvre par l'unité 30 de calcul à partir des temps et des fréquences fn mémorisées ou calculées selon la relation (5), mais dans tous les cas à partir de [/31,B2]. Dans une étape suivante 23, on construit une matrice C reliant le vecteur x au vecteur y, constitué des seuils franchis, x étant égal au produit 35 matriciel cy. La matrice C est construite à partir desdits numéros d'ordre 3057387 15 selon la relation (7). Cette étape est par exemple mise en oeuvre par l'unité de calcul à partir des numéros d'ordre mémorisés. Ces deux étapes 22, 23 ne nécessitent que la connaissance des temps de 5 franchissement, des numéros d'ordre de seuils franchis et de la bande de fréquence du signal. Dans une étape suivante 24, le spectre du signal est obtenu à partir des informations contenues dans ladite matrice F et ladite matrice C Plusieurs 1 0 solutions sont possibles pour extraire le vecteur X, représentatif du spectre du signal, à partir des matrices F et C On décrit ci-après un exemple d'obtention du vecteur X ainsi que des autres vecteurs, représentant le signal et les seuils. 15 Le processeur ayant calculé les matrices C et F, il calcule des bases orthonormées QF et Qc des sous-espaces correspondants par des décompositions QR comme décrit dans le document 2 par exemple. Tout autre procédé d'orthogonalisation et de normalisation de vecteurs comme la méthode SVD convient aussi. Les matrices F et C peuvent alors s'écrire de 20 la façon suivante : la matrice F = QFRF (QF a Klignes et 2Ncolonnes, RF a 2Nlignes et 2N colonnes) ; et la matrice C = QcRc (Qc a Klignes et Mcolonnes, RF a Mlignes et M colonnes ; les colonnes de C étant orthogonales par construction, Rc est 25 diagonale plutôt que triangulaire). Dans une phase suivante, le processeur calcule la SVD du produit QTQc, soit la décomposition QTQc = UEVT. Cette dernière égalité exprime la SVD de la matrice QTQc (produit matriciel de la transposée de la matrice QF par la matrice Qc). 30 Les colonnes de la matrice U sont les vecteurs singuliers à gauche, la première colonne étant notée u1. > est la matrice diagonale des valeurs singulières (réels toujours positifs, compris entre 0 et 1 dans le cas de la présente invention). Les valeurs singulières sont classées le long de la diagonale de > par valeurs 3057387 16 décroissantes ; les colonnes u1 et y1 correspondent donc à la valeur singulière la plus grande c'est-à-dire la plus proche de 1. Les colonnes de la matrice V sont les vecteurs singuliers à droite, la première colonne étant notée vi. 5 On vérifie que la plus grande valeur singulière o-1 vaut 1, c'est-à-dire o-1 1, et que la seconde valeur singulière o-2 est nettement inférieure à 1, c'est-à-dire o-2 REVENDICATIONS1. Procédé de mesure du spectre d'un signal analogique (10) à bande de fréquences limitée, caractérisé en ce qu'il comporte au moins : une étape (21) de mesures des temps de franchissement T1, - r 2, --- --- TK d'un ensemble de seuils (11) par ledit signal (10) sur un intervalle de temps donné (T) et dans laquelle on enregistre les numéros d'ordre des seuils franchis ; une étape (22) dans laquelle on construit une matrice F reliant le vecteur x, constitué des valeurs prises par ledit signal auxdits temps, au vecteur X, constitué de coefficients représentatifs dudit spectre, de telle sorte que x est le produit FX, ladite matrice F étant construite à partir desdits temps de franchissement et de ladite bande de fréquence ; une étape (23) dans laquelle on construit une matrice C reliant ledit vecteur x au vecteur y, constitué des seuils franchis, de sorte que x est le produit Gy, ladite matrice C étant construite à partir desdits numéros d'ordre ; ledit spectre étant obtenu (24) à partir des informations contenues dans ladite matrice F et ladite matrice C. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les éléments de ladite matrice F sont des fonctions cosinus et sinus élémentaires de la décomposition en série de Fourier dudit signal (10) de telle sorte que la valeur x(ric) dudit signal au temps Tk est : x(rk) = EnN =.1 pi, cos(27cfnrk) + qn sin(2n-f-nork) où n varie entre 1 et N = (B2 - B1)T et les fréquences fn décrivent un ensemble de fréquences espacées de 1/T dans ladite bande de fréquence, T étant ledit intervalle de temps, B1 et B2 étant respectivement la borne inférieure et la borne supérieure de ladite bande. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdites fréquences fn sont définies par : fn = + (n - 1)/T 3057387 25 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ledit vecteur X représentatif dudit spectre, est obtenu à un coefficient multiplicatif près, par le calcul de l'intersection du sous-espace vectoriel généré par ladite matrice F et du sous-espace vectoriel 5 généré par ladite matrice C, ledit vecteur étant déterminé par la connaissance d'au moins un desdits seuils franchis. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la période de temps pendant laquelle on mesure le 10 spectre dudit signal (10) est divisée en lesdits intervalles de temps T successifs, ledit procédé étant appliqué sur chacun desdits intervalles successifs. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, 15 caractérisé en ce que lesdits seuils sont répartis de façon uniforme. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que lesdits seuils sont répartis de façon exponentielle selon une progression géométrique. 20 8. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ledit vecteur y, constitué desdits seuils franchis, étant calculé à partir de la connaissance dudit vecteur X, il effectue une mesure de la dérive des valeurs desdits seuils dans le temps à partir des vecteurs y 25 successivement calculés. 9. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est utilisé pour la conversion dudit signal analogique (10) dans le domaine numérique, le signal numérisé étant obtenu 30 à partir du spectre dudit signal. 10. Dispositif de mesure du spectre d'un signal analogique (10) à bande de fréquences limitée, caractérisé en ce qu'il comporte au moins : 3057387 26 un circuit de mesure apte à mesurer les temps de franchissement T1, -2, ... Tk, ... TK d'un ensemble de seuils (11) par ledit signal (10) sur un intervalle de temps donné (T) ; un circuit de mémorisation apte à stocker lesdits temps de 5 franchissement de seuil et les numéros d'ordre des seuils franchis ; un processeur apte à mettre en oeuvre les étapes du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 7. 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comporte en 10 mémoire plusieurs jeux de seuils de franchissement mesurés pendant des intervalles d'observation précédents dans le but de vérifier la stabilité des valeurs du circuit analogique. 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 10 ou 11, 15 caractérisé en ce qu'il comporte en mémoire plusieurs valeurs de bandes de fréquences, chaque bande étant adapté à un type de signaux à mesurer. 13. Convertisseur analogique numérique, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif selon l'une quelconque des revendications 10 à 12, ledit signal 20 analogique (10) étant reconstitué dans le domaine numérique à partir de son spectre mesuré par ledit dispositif. 25