FR 3056041 A1 20180316 FR 1658429 A 20160909 1 CIRCUIT D'ADAPTATION POUR AMPLIFICATEUR BAS BRUIT ET AMPLIFICATEUR BAS BRUIT COMPRENANT UN TEL CIRCUIT DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTION Le domaine technique de l'invention est celui des amplificateurs hautes fréquences. La présente invention concerne un circuit d'adaptation pour un amplificateur bas bruit. L'invention concerne également un amplificateur bas bruit comprenant un tel circuit d'adaptation et en particulier un amplificateur bas bruit à jonction Josephson. ARRIERE-PLAN TECHNOLOGIQUE DE L'INVENTION Dans le cadre de la recherche fondamentale ou de la radioastronomie, il est souvent nécessaire d'avoir recours à des amplificateurs dit très faible bruit, c'est-à-dire des amplificateurs dont le bruit est aussi proche que possible de la limite théorique imposée par la mécanique quantique, et ce, pour des fréquences allant du MHz au THz. Il est possible de distinguer deux types d'amplificateurs : les amplificateurs préservant la phase et les amplificateurs sensibles à la phase. Les amplificateurs sensibles à la phase ne sont pas soumis à la limitation théorique mais ils sont difficiles à utiliser car la phase du signal à amplifier doit parfaitement correspondre à la quadrature amplifiée. Les amplificateurs préservant la phase sont soumis à la limite quantique mais n'imposent en revanche aucune condition quant à la phase du signal à amplifier. Dans le domaine de l'amplification haute fréquence et très haute fréquence il est connu d'utiliser une amplification par réflexion. Cette dernière est obtenue par exemple à l'aide d'une ligne de transmission d'impédance Zo terminée par une impédance ZL(f) où f est la fréquence du signal. Le coefficient de réflexion en . tension d'une telle structure est donnée par G(f) = (km-4) Si l'on parvient à (ZL(f)+Z°) obtenir une impédance ZL(f) négative dont la valeur absolue est proche de Zo, le coefficient G(f) de réflexion diverge et le signal réfléchi est donc amplifié. Bien sûr, 3056041 2 cette condition n'est remplie que pour une bande de fréquence donnée qui correspond alors à la bande passante de l'amplificateur. Dans le domaine de l'amplification, il est aussi connu d'utiliser des transistors 5 semi-conducteurs travaillant à des températures cryogéniques. Les transistors sont polarisés en tension ce qui rend l'utilisation de ce type d'amplificateurs très facile à mettre en oeuvre. En revanche leur niveau de bruit, même à température cryogénique, reste encore élevé : de l'ordre de 10 photons dans le meilleur des cas, soit 20 fois la limite quantique. Pour limiter le bruit au maximum, il a été 10 proposé d'utiliser un amplificateur paramétrique dans lequel l'impédance négative est obtenue par exemple par l'intermédiaire de quatre jonctions Josephson. Le circuit de l'amplificateur possède un premier mode à la fréquence signal fs et un deuxième mode à la fréquence idler fi. Les paramètres du circuit sont modifiés à l'aide de la pompe de fréquence fp. Cet amplificateur permet d'obtenir une bande 15 passante de quelques MHz avec un bruit proche de la limite quantique mais nécessite la génération d'une pompe, ce qui le rend complexe à mettre en oeuvre. Une autre manière de comprendre cette amplification paramétrique est d'envisager cette dernière en termes de photons, chaque photon étant associé à 20 une énergie. Par exemple, un premier photon d'énergie E1 peut être converti en un deuxième photon d'énergie E2 et un troisième photon d'énergie E3 si la relation entre ces trois énergies est telle que E1 = E2 + E3 (il s'agit d'une condition nécessaire mais pas suffisante). Sachant qu'il est possible d'associer à chaque énergie une fréquence, cette égalité devient f1 = f2 + f3. Si l'on cherche à amplifier 25 un signal de fréquence f2, il est donc possible d'avoir recours à un signal de fréquence f1 sous réserve qu'un mode, c'est-à-dire une résonnance du système, à une fréquence f3 soit également présent. Dans la suite, la fréquence f1 est appelée fréquence pompe fp, la fréquence f2 est appelée fréquence signal fs et la fréquence f3 est appelée fréquence idler fi. Il est possible d'obtenir une 30 amplification d'un signal de fréquence fs par la génération d'autres photons de signal de fréquence fs à partir des photons de pompe de fréquence fp, cette génération entrainant également la génération de photons idler de fréquence fi. 3056041 3 Afin que ce processus d'amplification ait lieu, il est en outre nécessaire, en plus de la condition de conservation de l'énergie, que les différentes fréquences soient couplées entre elles. Un tel couplage est réalisé à l'aide d'une impédance non linéaire. 5 Alternativement, il a été proposé d'utiliser un amplificateur dans lequel l'impédance négative est obtenue à l'aide d'une jonction Josephson polarisée en tension. Cette polarisation en tension permet de s'affranchir de la pompe et contribue à la simplification du dispositif. En effet, une fois la jonction polarisée, les 10 paires de Cooper responsables du courant supraconducteur dotées d'une énergie proportionnelle à la tension appliquée à la jonction vont devoir relaxer, c'est-à-dire revenir à leur état énergétique fondamental. Or, le seul mécanisme permettant cette relaxation conduit à l'émission d'un ou plusieurs photons dont l'énergie est liée à la tension de polarisation appliquée. Autrement dit, la tension appliquée 15 permet de générer des photons de la même manière que la fréquence pompe de l'amplificateur paramétrique, la fréquence de ces photons étant ici fonction de la tension appliquée à la jonction. De plus, l'amplification peut être obtenue, dans le mode de réalisation le plus 20 simple, avec une seule jonction Josephson. Un tel dispositif est illustré à la figure 1 et se compose d'un circuit d'adaptation comprenant un premier port de connexion J1 et un deuxième port de connexion J2, ces deux ports étant connectés à une jonction Josephson JJ. Afin de polariser la jonction Josephson JJ, une source de tension V est connectée à l'aide d'une connexion en 25 T constituée par l'inductance L3 et la capacité C2. Le circuit d'adaptation comprend également une résistance R1 en série avec une capacité C1 et une inductance L1 en parallèle l'une de l'autre. Ce circuit d'adaptation permet une polarisation de la jonction Josephson JJ de sorte que cette dernière présente une impédance différentielle négative sur une large plage de tension tout en maintenant une 30 impédance globale, c'est-à-dire l'impédance de la jonction Josephson JJ et du circuit d'adaptation, positive. 3056041 4 Dans ce dispositif, il est possible de distinguer deux situations. Pour les hautes et basses fréquences, la jonction Josephson est court-circuitée par le circuit d'adaptation. La partie réelle du coefficient de réflexion est alors égale à Re(G(f)) = ((RR11+-zZoo)) avec R1 la résistance du circuit d'adaptation. R1 étant de l'ordre 5 de quelques ohms contre plusieurs dizaines de ohms pour Zo, la partie réelle du coefficient de réflexion devient Re(G(f))- - 1 et il n'y a donc aucune amplification du signal mais seulement un déphasage de ii. En revanche, à la fréquence du signal fs, l'impédance du circuit d'adaptation est élevée et l'impédance de la jonction Josephson JJ devient donc « visible » de sorte que l'impédance mesurée 10 au niveau du port d'entrée/sortie est telle que ZL Zo, l'amplitude de la réflexion est donc Re(G(fs)) > 1 et il y a donc amplification du signal. En outre, plus ZL se rapproche de -Zo, plus l'amplification est importante. Dans le circuit précédemment évoqué, le circuit L2C2 permet de réaliser une adaptation d'impédance entre l'impédance de la jonction Josephson JJ à la fréquence fs et le 15 port d'entrée du circuit. L'inductance L3 permet quant à elle d'isoler la partie haute fréquence du circuit de la partie DC. Cependant, bien que ce dispositif améliore le bruit comparativement à un amplificateur utilisant des transistors, le niveau de bruit demeure supérieur au niveau de bruit obtenu avec un amplificateur paramétrique. 20 Il existe donc un besoin de fabriquer un amplificateur permettant de maintenir le niveau de bruit similaire à celui d'un amplificateur paramétrique tout en présentant la simplicité d'un amplificateur à jonction Josephson polarisée en tension. RESUME DE L'INVENTION 25 L'invention offre une solution aux problèmes évoqués précédemment en proposant un circuit d'adaptation permettant de diminuer le bruit généré par un amplificateur à jonction Josephson polarisée en tension. Elle propose également un amplificateur utilisant un tel circuit. 30 Un premier aspect de l'invention concerne un circuit d'adaptation d'impédance destiné à être connecté à une impédance non-linéaire comprenant un 3056041 5 supraconducteur, ledit circuit comportant un premier terminal dit premier port de connexion destiné à être connecté à une première borne de l'impédance non-linéaire, un deuxième terminal dit deuxième port de connexion destiné à être connecté à une deuxième borne de l'impédance non-linéaire, un troisième 5 terminal dit terminal d'entrée/sortie destiné à recevoir le signal à amplifier avec un gain en puissance G et une bande passante BW et un quatrième terminal dit terminal d'alimentation destiné à être connecté à une source de polarisation et configuré pour qu'une tension V puissent être appliquée entre le premier port de connexion et le deuxième port de connexion. 10 Le circuit d'adaptation selon l'invention comporte une pluralité de composants électriques passifs configurés de sorte que l'impédance Z(f) entre le premier port de connexion et le deuxième port de connexion pour un signal de fréquence f a une partie réelle Re(Z(f)) telle que : 15 - Re(Z(fs)) > 0 avec fs une première fréquence dite fréquence signal ; - Re(Z(f;)) > 0 avec fi une deuxième fréquence dite fréquence idler ; - Re(Z(0)) h-kBT avec T la température du circuit, kB la constante de Boltzmann et h la constante de Planck. On entend par Z(fx) la valeur de l'impédance pour une fréquence appartenant à 25 une plage de fréquences de largeur définie et centrée sur la fréquence fx. Sauf précision contraire, lorsqu'il est fait mention d'une fréquence 4, cette dernière doit être comprise comme une fréquence f appartenant à un intervalle [f), - M, f, + M] avec M 0 et Re(Z(fi)) > 0 permettent de s'assurer de l'amplification du signal à la fréquence de signal fs. En effet l'impédance étant non nulle à ces fréquences, des photons peuvent être générés auxdites fréquences. La condition Re(Z(0)) h-kBT permet de s'assurer que la fréquence idler fi ne se peuple pas de photons thermiques. La température dont il est question ici est la 30 température de l'élément dans lequel se dissipent les photons de la fréquence idler fi, en général la température électronique dudit élément. En effet, de la même 3056041 7 manière que l'amplificateur amplifie le signal de fréquence signal fs en produisant des photons idler, le processus symétrique est également possible. Le signal associé aux photons thermiques pourrait donc se voir amplifié entrainant la génération de photons signal et donc la génération de bruit à la fréquence 5 signal fs. La condition évoquée précédemment permet de limiter le bruit provenant de photons thermiques à la fréquence idler Enfin, la condition nfp = fs + fi permet de s'assurer que la condition concernant la conservation de l'énergie évoquée précédemment est remplie. 10 Autrement dit, grâce au circuit d'adaptation selon l'invention, le bruit inutile n'est pas ramené depuis les fréquences élevées vers la fréquence d'amplification. De plus, le signal utile n'est pas perdu vers d'autres fréquences. 15 Outre les caractéristiques qui viennent d'être évoquées dans le paragraphe précédent, le circuit d'adaptation d'impédance selon un premier aspect de l'invention peut présenter une ou plusieurs caractéristiques complémentaires parmi les suivantes, considérées individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles. 20 Avantageusement, Re(Z(fp + fo Re(Z(4)) ) 4 k Les photons obéissant à la distribution des Bose- 25 Einstein, cette condition permet de s'assurer que quasiment aucun photon thermique ne se trouve à la fréquence idler fi dans l'élément dissipant les photons à la fréquence idler fi. 3056041 9 V Avantageusement, n = 1 ou, autrement dit, fp = 2e= fs + fi. Ainsi, la génération d'un photon signal ne nécessite qu'une seule paire de Cooper ce qui rend le processus plus probable et donc l'amplification plus efficace. 5 Avantageusement, maxtRe(Z(fs)), Re(Z(fi))1 k iB=i (voire fi > 4 k ;3=, ) afin de limiter au 15 maximum le bruit thermique de l'amplificateur. La facilité d'augmenter la tension d'alimentation permet d'augmenter aisément la fréquence idler fi ce qui rend les exigences de refroidissement moins contraignantes. Un amplificateur selon l'invention fonctionnant à 4K (c'est-à-dire proche de la température de l'Hélium liquide) avec une fréquence idler fi à 1 THz peut ainsi être très proche de la limite 20 quantique même si la fréquence signal fs est bien plus basse. Un amplificateur paramétrique typique doit au contraire être refroidi à des températures inférieures 100 mK ce qui nécessitent un réfrigérateur à dilution. Enfin, le gain de l'amplificateur selon l'invention augmente avec le courant critique 25 de la jonction (ou du SQUID), tandis que dans le cas des amplificateurs paramétriques il diminue. Ceci peut faciliter l'optimisation de l'amplificateur pour avoir à la fois un fort gain pour une large bande passante et une large étendue dynamique (point de compression élevé) qui nécessite des courants critiques élevés. 30 3056041 14 Outre les caractéristiques qui viennent d'être évoquées dans le paragraphe précédent, l'amplificateur à réflexion selon un deuxième aspect de l'invention peut présenter une ou plusieurs caractéristiques complémentaires parmi les suivantes, considérées individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement 5 possibles. Avantageusement, l'impédance non-linéaire comprend une jonction Josephson. La jonction Josephson présente notamment l'avantage d'être un élément non linéaire avec des caractéristiques physiques et un comportement bien compris 10 donc plus facile à mettre en oeuvre. Avantageusement, la jonction Josephson est de type SIS (Supraconducteur/lsolant/Supraconducteur). Une jonction de type SIS présente l'avantage d'être un élément non linéaire non dissipatif ce qui évite de 15 créer des processus de conversion parasites. Avantageusement, l'impédance non-linéaire supraconductrice comprend un SQUID. Ainsi, il est possible de moduler le gain de l'amplificateur à l'aide d'un champ magnétique. Avantageusement, la bande passant BW de l'amplificateur est choisie de sorte que BW > -2he AV avec AV le bruit en tension intégré de 0 à la limite inférieure de la bande passante. Cela permet notamment de diminuer l'impact des fluctuations de la polarisation sur le bruit de l'amplificateur. L'invention et ses différentes applications seront mieux comprises à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent. BREVE DESCRIPTION DES FIGURES 30 Les figures sont présentées à titre indicatif et nullement limitatif de l'invention. 20 25 3056041 15 - La figure 1 montre un amplificateur à jonction Josephson selon l'état de l'art antérieur. - La figure 2 montre un circuit d'adaptation selon un premier mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention. 5 - La figure 3 montre un graphique présentant la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence d'un circuit d'adaptation selon un premier mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention. - La figure 4 montre un graphique présentant la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence d'un circuit d'adaptation selon une première 10 variante d'un premier mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention. - La figure 5 montre un graphique présentant la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence d'un circuit d'adaptation selon une deuxième variante d'un premier mode de réalisation d'un premier aspect de 15 l'invention. - La figure 6 montre un circuit d'adaptation selon un deuxième mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention. - La figure 7 montre un graphique présentant la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence d'un circuit d'adaptation selon un deuxième 20 mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention. - La figure 8 montre un circuit d'adaptation selon un troisième mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention. - La figure 9 montre un graphique présentant la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence d'un circuit d'adaptation selon un troisième 25 mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention. - La figure 10 montre un amplificateur à jonction Josephson selon un mode de réalisation d'un deuxième aspect de l'invention. DESCRIPTION DETAILLEE D'AU MOINS UN MODE DE REALISATION DE 30 L'INVENTION Sauf précision contraire, un même élément apparaissant sur des figures différentes présente une référence unique. Tous les modes de réalisation suivants 3056041 16 ont été conçus dans le cas où le terminal d'entrée/sortie ES est destiné à être connecté ou est connecté à une ligne d'impédance Zo égale à 50 0. Un circuit d'adaptation destiné à être connecté à une impédance non-linéaire L 5 comprenant un supraconducteur selon un premier mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention est illustré à la figure 2. Le circuit d'adaptation comprend un premier terminal dit premier port de connexion J1 destiné à être connecté à une première borne B1 de l'impédance non-linéaire L, un deuxième terminal dit deuxième port de connexion J2 destiné à être connecté à une 10 deuxième borne B2 de l'impédance non-linéaire L, un troisième terminal dit terminal d'entrée/sortie ES destiné à recevoir le signal à amplifier, l'amplification se faisant avec un gain en puissance G et sur une bande passante BW, et un quatrième terminal dit terminal d'alimentation TA destiné à être connecté à une source de polarisation ST et configuré pour qu'une tension V soit appliquée entre 15 le premier port de connexion J1 et le deuxième port de connexion J2. Le circuit d'adaptation comporte également une pluralité de composants électriques passifs (T1, T2, T3, C1, C2, L1) configurés de sorte que l'impédance Z(f) entre le premier port de connexion J1 et le deuxième port de connexion J2 pour un 20 signal de fréquence f a une partie réelle Re(Z(f)) telle que : - Re(Z(fs)) > 0 avec fs une première fréquence dite fréquence signal ; - Re(Z(f;)) > 0 avec fi une deuxième fréquence dite fréquence idler ; - Re(Z(0)) kBhT avec T la température du circuit, kB la constante de Boltzmann et h la constante de Planck. 30 Dans le mode de réalisation illustré à la figure 2, une partie des éléments 3056041 17 électriques passifs est réalisé à l'aide de segments de guide d'onde (ou CPW pour CoPlanar Waveguide en anglais). Ces derniers peuvent être réalisés dans un matériau supraconducteur afin de minimiser les pertes par effet joule et donc le bruit thermique au niveau du circuit. Pour rappel, un CPW d'impédance Zo et de 5 longueur 1 se terminant par une impédance ZL a une impédance Zin mesurée à l'entrée du CPW donnée par Zin = ZL+j Zotan([31) Zo où 13 est la constante de Zo+jktan([31) propagation. L'impédance des segments de guide d'onde est donc facile à contrôler par l'intermédiaire de leurs dimensions ce qui rend leur utilisation très avantageuse. Cependant, il est également possible d'utiliser des éléments 10 électriques passifs tels que des capacités ou des inductances, par exemple lorsque les exigences de dimensions ne sont pas compatibles avec l'utilisation de segments de guide d'onde. Plus particulièrement, le circuit d'adaptation illustré à la figure 2 comporte un 15 premier segment de guide d'onde T1 dont une première extrémité est connectée au terminal d'alimentation TA par l'intermédiaire d'une inductance L1 et au terminal d'entrée/sortie ES par l'intermédiaire d'une première capacité C1 et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion J-I. Comme nous le verrons dans la suite, ce premier segment de guide d'onde T1 permet de transformer 20 l'impédance de sorte à favoriser une large bande de fréquence ou un bruit optimal en fonction des applications envisagées. Le circuit comporte également un deuxième segment de guide d'onde T2 dont une première extrémité est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une deuxième 25 capacitance C2 et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion J-I. La deuxième capacité est choisie de sorte à se comporter en court-circuit aux fréquences fi, fs et fp. De plus, le circuit comporte un troisième segment de guide d'onde T3 dont une 30 première extrémité est connectée à une impédance infinie (c'est-à-dire un circuit ouvert) et dont une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion J1. Enfin, le deuxième port de connexion J2 est connecté à la masse. 3056041 18 Dans un premier exemple de réalisation, on choisit fp = 12GHz et fs = fi = 6GHz. Le premier segment de guide d'onde T1 a une longueur 1 = 4 , avec À, la longueur d'onde associée à la fréquence fs et une impédance Z1 égale à 50 Q. Le deuxième 5 segment de guide d'onde T2 a une longueur 1 = 23, avec Â.p la longueur d'onde associée à la fréquence fp et une impédance Z2 égale à 150 O. Ce CPW permet donc de produire des antirésonances de l'impédance entre la premier port de connexion J1 et le deuxième port de connexion J2 aux fréquences k x fp avec k E [1, +00] et a une fréquence proche de la fréquence nulle, mais permet 10 d'appliquer une tension DC au niveau du port de connexion J1. Autrement dit, la partie réelle de l'impédance Re(Z(f)) est nulle auxdites fréquences. Le troisième segment de guide d'onde T3 a une longueur1 = 1:41Es, avec Â.p+s la longueur d'onde associée à la fréquence fp + fs, et une impédance Z3 égale à 150 O. Ce CPW permet donc de produire des antirésonances aux fréquences k' x (fp + fs) avec k' 15 un nombre impair et k' E [1, +00]. En effet, lorsque la fréquence est égale à k' x (fp + fs) avec k' un nombre impair et k' E [1, +00], l'impédance mesurée au ZL, niveau du premier port de connexion J1 est égale à ZL étant l'impédance de zi: terminaison du segment de guide d'onde. Or, dans le cas du troisième segment de guide d'onde T3, ZL = +00 et donc l'impédance mesurée au niveau du premier port 20 de connexion J1 est nulle. La partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence de ce mode particulier de réalisation est illustrée à la figure 3. L'impédance est nulle pour les fréquences pompe fp, signal plus pompe fs + fp, idler plus pompe fp + fi ainsi que la première 25 harmonique de la fréquence pompe 2fp. En outre, l'impédance présente bien une impédance élevée (donc non nulle) aux fréquences fs et fi. Plus particulièrement, l'impédance mesurée présente un maximum local aux fréquences fs et fi. La structure de la figure 2 remplit donc toutes les conditions évoquées précédemment. 30 3056041 19 Dans une variante de ce premier exemple de réalisation, l'impédance Z1 du premier guide d'onde T1 est choisie égale à 150 Q. La partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence de cet exemple de réalisation est illustrée à la figure 4. On peut noter que si les résonnances apparaissent aux mêmes fréquences que 5 précédemment, les pics associés à ces résonances sont plus élevés et plus étroits. Autrement dit, il est possible de modifier le gain et la bande passante d'un amplificateur comprenant un tel circuit en modifiant la valeur de l'impédance Z1 du premier guide d'onde T1. Dans le premier exemple de réalisation, la valeur de cette impédance permet d'obtenir une large bande passante autour de la fréquence 10 signal fs avec toutefois un minimum à la fréquence fp + fs étroit et donc une plage de fréquences où le bruit est optimal plus étroite. Dans la variante de ce premier exemple de réalisation, la bande passante autour de la fréquence signal fs est réduite mais permet d'obtenir un minimum à la fréquence fp + fs plus large et donc une plage de fréquences où le bruit est optimal plus large. 15 Dans un troisième exemple de réalisation, on choisit fs = 6GHz, fi = 16.8GHz et fp = 22.8GHz. Dans ce troisième exemple de réalisation, le premier segment de guide d'onde T1 a une longueur 1 =4 , avec 4 la longueur d'onde associée à la fréquence f1 = 7.25GHz et une impédance Z1 égale à 150 Q. Le deuxième 20 segment de guide d'onde T2 a une longueur 1 = 21, avec À.2 la longueur d'onde associée à la fréquence f2 = 14.5GHz et une impédance Z2 égale à 150 Q. Le troisième segment de guide d'onde T3 a une longueur 1 = 213. , avec À.3 la longueur d'onde associée à la fréquence f3 = 21.5GHz et une impédance Z2 égale à 150 Q. La partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence de ce mode particulier 25 de réalisation est illustrée à la figure 5. Dans cet exemple de réalisation, il apparait clairement que la fréquence du signal à amplifier fs peut être différente de la fréquence idler fi et avantageusement plus basse que cette dernière. Pour optimiser à la fois la bande passante BW à la fréquence signal fs et la largeur 30 de la plage de fréquences où le bruit est optimal, un deuxième mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention est illustré à la figure 6. 3056041 20 Dans ce mode de réalisation, le circuit d'adaptation comporte un premier segment de guide d'onde T1 dont une première extrémité est connectée au terminal au terminal d'entrée/sortie ES et une deuxième extrémité est connectée à une 5 première extrémité d'un deuxième guide d'onde T'2 et à une première extrémité d'un troisième guide d'onde T'3. Les deuxièmes extrémités du deuxième guide d'onde T'2 et troisième guide d'onde T'3 sont quant à elles chacune connectée à une impédance infinie (c'est-à-dire un circuit ouvert). Le deuxième segment de guide d'onde T'2 est en outre couplé de manière capacitive à un quatrième guide 10 d'onde T"2 et le troisième segment de guide d'onde T'3 est en outre couplé de manière capacitive à un cinquième guide d'onde T"3 de sorte à former un coupleur. Une première extrémité du quatrième guide d'onde T"2 est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une capacité C2 et au terminal d'alimentation TA. Une deuxième extrémité du quatrième guide d'onde T"2 est connectée au premier 15 port de connexion J1. Une première extrémité du cinquième guide d'onde T"3 est connectée à une impédance infinie (c'est-à-dire un circuit ouvert). Une deuxième extrémité du cinquième guide d'onde T"3 est connectée au premier port de connexion J1. Le deuxième port de connexion J2 est quant à lui connecté à la masse. 20 Contrairement au premier mode de réalisation évoqué précédemment, le premier segment de guide d'onde T1 permet de transformer l'impédance de sorte à favoriser une large bande de fréquence sans compromis sur le bruit optimal. 25 Dans un exemple de réalisation, on choisit fp = 12GHz et fs = fi = 6 GHz. Dans cet exemple de réalisation, le premier segment de guide d'onde T1 a une longueur 1 = 2-s avec Às la longueur d'onde associée à la fréquence signal fs et une impédance Z1 égale à 42.5 0. Le deuxième segment de guide d'onde T'2 et le quatrième segment de guide d'onde T"2 ont une longueur 1 = 3P avec Â.p la 30 longueur d'onde associée à la fréquence fp et des impédances paire Z2p égale à 90 Q et impaire Z21 égale à 9 C) (ces deux impédances sont dues au couplage 3.28 3056041 21 entre le deuxième segment de guide d'onde T'2 et le quatrième segment de guide d'onde T"2). En outre, le troisième segment de guide d'onde T'3 et le cinquième segment de guide d'onde T"3 ont une longueur 1 = 23 avec Â.p la longueur d'onde associée à la fréquence fp et des impédances paire Z3p égale à 90 0 et impaire Z31 5 égale à 9 0 (ces deux impédances sont dues au couplage entre le troisième segment de guide d'onde et le cinquième segment de guide d'onde). L'amplitude de la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence obtenue avec cet exemple de réalisation est illustrée à la figure 7. Comme précédemment, 10 l'impédance présente bien une impédance élevée (donc non nulle) aux fréquences fs et fi. Plus particulièrement, l'impédance présente un plateau d'impédance élevé large de plusieurs GHz autour des fréquences signal fs et idler fi. Autrement dit, un amplificateur comprenant un tel circuit présentera une large bande de fréquence autour de la fréquence signal fs dans laquelle le signal sera amplifié. De la même 15 manière, l'impédance est sensiblement égale à zéro pour les fréquences fp et fp + fs ainsi qu'à des fréquences faibles. L'impédance obtenue avec cette structure remplit donc les critères établis précédemment à savoir un bruit inférieur à 1 photon et permet en outre de séparer la partie DC du circuit de la partie AC. 20 Un troisième mode de réalisation d'un circuit d'adaptation selon un premier aspect de l'invention est illustré à la figure 8. Dans ce mode de réalisation, le premier port de connexion J1 est connecté au terminal d'entrée/sortie ES par l'intermédiaire d'une quatrième capacité C4. Le premier port de connexion J1 est également connecté à la masse par l'intermédiaire d'une première capacité C1 et au terminal 25 d'alimentation TA par l'intermédiaire d'une inductance L1. Le circuit comporte également un premier segment de guide d'onde T1 dont une première extrémité est connectée à une impédance infinie (c'est-à-dire un circuit ouvert) et dont une deuxième extrémité est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance R. Le circuit comporte également un deuxième segment de guide 30 d'onde T2 dont une première extrémité est à une impédance infinie (c'est-à-dire un circuit ouvert) et dont une deuxième extrémité est connectée au deuxième port de 3056041 22 connexion J2 par l'intermédiaire d'une deuxième capacité C2. Le circuit comporte en outre un troisième segment de guide d'onde T3 dont une extrémité est connectée à une impédance infinie (c'est-à-dire à un circuit ouvert) et dont une deuxième extrémité est connectée au deuxième port de connexion J2 par 5 l'intermédiaire d'une troisième capacité C3. Le circuit comporte également un quatrième segment de guide d'onde TI' dont une première extrémité est connectée à la masse et dont une deuxième extrémité est connectée au deuxième port de connexion J2. De plus, le premier segment de guide d'onde T1 est couplé de manière capacitive au quatrième guide d'onde T. 10 Dans un exemple de réalisation, on choisit fp = 300GHz, fi = 290GHz et fs = 10GHz. Dans cet exemple de réalisation, le premier segment de guide d'onde T1 et le quatrième segment de guide d'onde TI' ont une longueur 1 = 4 avec 4 la longueur d'onde associée à la fréquence f1 = 310 GHz, une impédance paire Z1p 15 égale à 25 Q et une impédance impaireZ11 égale à 20 Q (ces deux impédances sont dues au couplage entre le premier segment de guide d'onde et le quatrième segment de guide d'onde). Le deuxième segment de guide d'onde T2 a une longueur 1 = 21 avec À.2 la 20 longueur d'onde associé à la fréquence f2 = 320 GHz et une impédance Z2 égale à 50 Q. De plus, la deuxième capacité C2 a une impédance de 1 fF. Ainsi l'association du deuxième segment de guide d'onde T2 et de la deuxième capacité C2 permet d'obtenir une antirésonance à fp + fs (c'est-à-dire 310GHz). 25 Le troisième segment de guide d'onde T3 a une longueur 1 = 21 avec À.3 la longueur d'onde associée à la fréquence f3 = 304,6GHz et une impédance Z3 égale à 50 Q. De plus, la troisième capacité C3 a une impédance de 0.5 fF. Ainsi l'association du troisième segment de guide d'onde T3 et de la troisième capacité C3 permet d'obtenir une antirésonance à fp (c'est-à-dire 300GHz). 30 En outre, la première capacité C1 a une impédance de 100 fF, la quatrième 3056041 23 capacité C4 a une impédance de 100 pF, l'inductance L1 a une impédance de 100nH et la résistance R a une impédance de 5 0. Dans cet exemple de réalisation, la quatrième capacité C4 et l'inductance L1 permettent de contrôler la fréquence de coupure basse (environ 80MHz). Il est également possible de 5 choisie des valeurs d'impédance pour ces éléments cent fois plus petites pour centrer la bande passante autour de 10 GHz. L'amplitude de la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence obtenue avec cet exemple de réalisation est illustrée à la figure 9. 10 Les trois modes de réalisation précédents démontrent à travers quatre exemples comment obtenir un circuit d'adaptation présentant les caractéristiques nécessaires à l'obtention d'un amplificateur à bas bruit. Il est donc possible, à partir d'un circuit d'adaptation selon un premier aspect de l'invention, de réaliser un amplificateur bas bruit. Un tel amplificateur est illustré à la figure 10. 15 Cet amplificateur comporte une impédance non-linéaire sous la forme d'une jonction Josephson L. Le matériau supraconducteur de la jonction est choisi de sorte que fs REVENDICATIONS1. Circuit d'adaptation d'impédance destiné à être connecté à une impédance non-linéaire (L) comprenant un supraconducteur, ledit circuit comportant un premier terminal dit premier port de connexion (J1) destiné à être connecté à une première borne (B1) de l'impédance non-linéaire (L), un deuxième terminal dit deuxième port de connexion (J2) destiné à être connecté à une deuxième borne (B2) de l'impédance non-linéaire (L), un troisième terminal dit terminal d'entrée/sortie (ES) destiné à recevoir le signal à amplifier avec un gain en puissance G et une bande passante BW et un quatrième terminal dit terminal d'alimentation (TA) destiné à être connecté à une source de polarisation (ST) et configuré pour qu'une tension V soit appliquée entre le premier port de connexion (J1) et le deuxième port de connexion (J2), ledit circuit étant caractérisé en ce qu'il comporte une pluralité de composants électriques passifs configurés de sorte que l'impédance Z(f) entre le premier port de connexion (J1) et le deuxième port de connexion (J2) pour un signal de fréquence f a une partie réelle Re(Z(f)) telle que : - Re(Z(fs)) > 0 avec fs une première fréquence dite fréquence du signal ; - Re(Z(f;)) > 0 avec fi une deuxième fréquence dite fréquence idler ; - Re(Z(0)) kBTavec T la température du circuit, kB la constante de Boltzmann et h la constante de Planck. 2. Circuit selon la revendication précédente caractérisé en ce que Re(Z(fp + 3056041 26 Re(M)) fa)) 3. Circuit selon l'une des revendications précédente caractérisé en ce que Re(Z(0)) G h2 1 4e 10G 5 4. Circuit selon l'une des revendications précédentes caractérisé en ce que Re (Z p (fp )) 5. Circuit selon l'une des revendications précédentes caractérisé en ce que le 10 terminal d'entrée/sortie (ES) est destiné à être connecté à une impédance trans (fs)12 de valeur Zo et Re(Z(fs)) 6. Circuit selon l'une des revendications précédentes caractérisé en ce que Re (Z(fp + fi)) G Re(Z(fs)). 7. Circuit selon l'une des revendications précédentes caractérisé en ce que khi. 8. khT > 4 . 8. Circuit selon l'une des revendication précédentes caractérisé en ce que n = 1. 25 9. Circuit selon l'une des revendications précédentes caractérisé en ce que max{Re(Z(fs)), Re(Z(fi))} 10. Circuit selon l'une des revendications précédentes caractérisé en ce que la pluralité de composants électriques passifs comporte : 30 - un premier segment de guide d'onde (T1) dont une première extrémité est connectée au terminal d'alimentation (TA) par 3056041 27 l'intermédiaire d'une inductance (L1) et au terminal d'entrée/sortie (ES) par l'intermédiaire d'une première capacité (C1) et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion (J1) ; 5 - un deuxième segment de guide d'onde (T2) dont une première extrémité est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une deuxième capacité (C2) et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion (J1) ; - un troisième segment de guide d'onde (T3) dont une première 10 extrémité est connectée à une impédance infinie et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion (J1) ; et en ce que le deuxième port de connexion (J2) est connecté à la masse 11 Amplificateur à réflexion comportant un circuit d'adaptation d'impédance 15 selon l'une des revendications précédentes, une source de polarisation (ST) connectée au terminal d'alimentation (TA), une impédance non linéaire (L) comprenant un supraconducteur ladite impédance non-linéaire (L) comportant une premier borne (B1) et une deuxième borne (B2), la première borne (B1) de l'impédance (L) étant connectée au 20 premier port (J1) de connexion du circuit d'adaptation, la deuxième borne (B2) de l'impédance (L) étant connectée au deuxième port (J2) de connexion du circuit d'adaptation, ledit amplificateur étant caractérisé en ce que la tension appliquée entre le premier terminal de connexion (J1) et le deuxième terminal de connexion (J2) au moyen de la source de tension 25 (ST) est choisie de sorte que fp = 2hV avec 2e la charge électrique d'une paire de Cooper et h la constante de Planck. 12. Amplificateur selon la revendication précédente caractérisé en ce que la matériau supraconducteur de l'impédance non-linéaire (L) est choisi de 2A 30 sorte que fs