FR 3056368 A1 20180323 FR 1658866 A 20160921 1 ÉMETTEUR OFDM À FILTRAGE PAR BLOCS ET SYSTÈME D'ÉMISSION/RÉCEPTION CORRESPONDANT DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE La présente invention concerne de manière générale le domaine des systèmes de télécommunication OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) ainsi que celui des systèmes de télécommunication utilisant une modulation multi-porteuse à banc de filtres, encore dénommés systèmes FBMC (Filter Bank Multi-Carrier). ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE Les systèmes de télécommunication utilisant une modulation multi-porteuse sont bien connus dans l'état de la technique. Le principe d'une telle modulation consiste à diviser la bande de transmission en une pluralité de sous-canaux fréquentiels associés à des sous-porteuses et à moduler chacune de ces sous-porteuses par les données à transmettre. La modulation multi-porteuse la plus répandue est sans aucun doute la modulation OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Celle-ci est mise en oeuvre dans les réseaux locaux sans fil WLAN, WiFi, dans l'accès internet sans fil à haut débit (WiMAX), les systèmes de radiodiffusion numérique (DVB-T, ISDB-T, DAB), les liaisons numériques asymétriques (xDSL), les réseaux cellulaires (LTE), etc. Dans un système de transmission OFDM, chaque bloc de symboles OFDM est précédé d'un intervalle de garde ou bien d'un préfixe cyclique, de longueur supérieure à l'étalement temporel de la réponse impulsionnelle du canal, de manière à éliminer l'interférence intersymbole. L'insertion d'un intervalle de garde ou d'un préfixe conduit toutefois à une perte d'efficacité spectrale. Enfin, l'occupation spectrale d'un signal OFDM 3056368 2 étant sensiblement plus importante que la bande de sous-porteuses qu'il utilise en raison de l'étalement des lobes secondaires, la modulation OFDM n'est pas une solution optimale pour des applications nécessitant de forts taux de réjection hors bande. Plus récemment, une modulation multi-porteuse par banc de filtres ou FBMC 5 (Filter Bank Multi Carrier) a été proposée comme alternative à la modulation OFDM. Le principe de la modulation FBMC est basé sur une synthèse par banc de filtres à l'émission et une analyse par banc de filtres à la réception. Les filtres à l'émission et à la réception sont des versions décalées en fréquence et en temps d'un filtre prototype. On trouvera une introduction à la modulation FBMC dans l'article de B. Hirosaki 10 intitulé «An orthogonally multiplexed QAM system using the discrete Fourier transform » publié dans IEEE Trans on Comm., vol. 29 No. 7, pp. 982-989, Juillet 1981, ainsi que dans l'article de P. Siohan et al. intitulé « Analysis and design of OFDM/0QAM systems based on filterbank theory" publié dans IEEE Trans. on signal processing, vol. 50, No 5, pp. 1170-1183, Mai 2002. 15 Un système d'émission/réception FBMC est susceptible de représentation dans le domaine temporel ou, de manière duale, dans le domaine fréquentiel. On trouvera une description de ces deux représentations dans la demande publiée sous la référence FR-A3013928 déposée au nom de la présente demanderesse. De manière générale, si l'on note ak,, les symboles réels à transmettre (plus 20 précisément les parties réelles et imaginaires des symboles QAM à transmettre), où k est l'indice de la sous-porteuse et n est l'indice du bloc de symboles, le signal émis par l'émetteur FBMC peut s'écrire sous la forme : Al 1 s(m)=IIak k n(171) k-0 neZ 25 où 27c k(m-DI2) -g ,n(111) = g kn(m)e'°" = g (m - nM 12) e m ,2' (1) (2) 3056368 3 g,,,,i(m) est une version décalée en temps et en fréquence de la réponse du filtre prototype, g(m) est la réponse du filtre prototype, M est le nombre (pair, de préférence puissance de 2) de sous-porteuses, D= KM -1 où K est le facteur de recouvrement des 5 filtres de synthèse, ou de manière équivalente la durée de réponse impulsionnelle du filtre prototype. Le facteur ej°''' avec 0k n (n +k)-z-nk est un terme de phase représentant la modulation 0QAM, n est un indice temporel. L'ensemble des k =0,...,M -1 représente la réponse du filtre 10 transmultiplexeur. L'ensemble desgk n(M) k =0,...,M -1 représente cette même réponse à ceci près que ses éléments sont pondérés en temps et en fréquence par les termes de phase eM En supposant le canal plat et sans délai, la réponse du filtre transmultiplexeur du récepteur correspondant à une excitation unitaire du couple instant-fréquence (no,ko) où 15 no est l'indice d'un instant et ko est l'indice d'une sous-porteuse est donnée par : rk',n' g ko,no(M) gkn' = eiz(ko-Fgk)gn Arcïn) +"° 27c / D e 2 (8k+ -8k -In - g(m)g(m-Ôn.M I2)e M avec Ôn=n'-no et Sk =k'-ko. Le filtre prototype est choisi de manière à ce que sa 20 réponse impulsionnelle g(m),mE Z satisfasse à la condition d'orthogonalité réelle : +oc (3) Re gk,' (m)gk,'(m) 45 k ,k '45n ,n' (4) 3056368 4 où Sie est la partie réelle et 8 est le symbole de Kronecker. On comprend de l'expression (4) que l'interférence affectant le symbole réel acn, peut être éliminée dans la mesure où celle-ci est purement imaginaire. Plus précisément, l'interférence intrinsèque, , c'est- à-dire l'interférence due aux symboles avoisinants akn, (k,n)E Szk,n, où SZk,n, est le 5 support temps-fréquence de la réponse du filtre transmultiplexeur centrée sur le symbole ak'n' , peut être exprimée par : k',n' = ak,n g k,n111) g k',n'01) (5) (k,n)enc,, m=-00 10 Ce terme est purement imaginaire en raison de la modulation 0QAM, autrement dit de l'alternance des valeurs réelles et des valeurs imaginaires due au terme de phase dans l'expression (2). Toutefois, l'utilisation de la modulation 0QAM, assurant, comme on l'a vu, l'orthogonalité réelle à la réception, présente un certain nombre d'inconvénients. En effet, 15 l'utilisation de pilotes pour l'estimation du canal est sensiblement plus compliquée qu'en OFDM. De même, les techniques de codage spatio-temporel STBC (Space Time Block Code) pour systèmes MIMO (Multiple Input Multiple Output) ne sont pas applicables car les coefficients complexes du code détruisent la propriété d'orthogonalité réelle. Afin de s'abstraire de la contrainte de valeur réelle pesant sur les symboles de 20 modulation (ak,), une variante de la modulation FBMC, dénommée FFT-FBMC a été proposée dans l'article de R. Zakaria et al. intitulé «A noyel filter-bank multicarrier scheme to mitigate the intrinsic interference : application to MIMO systems », publié dans IEEE Trans. on Wireless Communications, vol. 11, No. 3, Mars 2012, pp. 1112-1123. Cette variante consiste à éliminer l'interférence intrinsèque en présence de symboles de 25 modulation complexes en séparant temporellement différents blocs de symboles au moyen d'une IFFT suivie de l'adjonction d'un préfixe cyclique, comme dans une modulation OFDM classique, en amont de la modulation FBMC. 3056368 5 Plus précisément, la Fig. 1 illustre de manière schématique un système de modulation FFT-FBMC selon l'état de la technique. Les MN 12 symboles de modulation (complexes), dkn, à transmettre sont regroupés sous la forme de M blocs de taille NI 2 , où M est comme précédemment le 5 nombre de sous-porteuses FBMC et N est le nombre de sous-porteuses du multiplex OFDM utilisé. Dans la suite de la description, pour éviter toute confusion, nous réserverons le terme de sous-porteuse aux sous-porteuses du multiplex OFDM et utiliserons le terme de porteuse pour les sous-porteuses de la modulation FBMC. Chaque bloc de N12 symboles de modulation est alternativement complété par 10 N12 zéros de bourrage en début ou en fin de bloc (zero padding) en 110 de manière à générer M blocs de taille N . Chacun de ces M blocs ainsi complétés subit une IFFT de taille N en 120 pour générer N séquences temporelles. Un préfixe cyclique de longueur L est inséré en tête de chacune de ces séquences en 130. Plus précisément, les L derniers échantillons de la séquence sont insérés en tête de la séquence, de manière connue en soi. 15 Pour supprimer l'interférence entre les symboles OFDM, la longueur L du préfixe est choisie telle que L 2A où A = 2K -1, autrement dit la longueur du préfixe est choisie supérieure à l'étalement temporel de la réponse du transmultiplexeur. Les symboles (complexes) ak n de ces séquences sont respectivement multipliés par les termes de phase em ' (modulation OQAM) en 135. Les symboles ainsi modulés, 2 0 ak n ei°' ' ' sont ensuite fournis aux M voies d'entrée (correspondant aux M porteuses) d'un modulateur FBMC conventionnel, 140. Après transmission sur le canal 150, le signal reçu est démodulé par un démodulateur FBMC conventionnel, 160. Les M voies de sortie (correspondant aux M porteuses) fournissent chacune une séquence d'échantillons. Les échantillons de ces 25 séquences font l'objet d'une multiplication par les termes de phase e m 4 (démodulation OQAM) dans les multiplicateurs 165. Après démodulation OQAM, les L premiers échantillons correspondant au préfixe sont supprimés en 170. Chacune des séquences est ensuite soumise à une FFT de taille N 3056368 6 en 180 et les symboles de modulation sont ensuite estimés sur les fréquences actives (autrement dit les fréquences n'ayant pas fait l'objet de bourrage par des zéros). Le système FFT-FBMC de la Fig. 1 est très intéressant dans la mesure où il permet effectivement de s'affranchir du caractère réel des symboles de modulation tout en 5 éliminant l'interférence intrinsèque. Toutefois, ce système présente deux inconvénients importants. Tout d'abord, les sous-porteuses reçues ne présentent pas toutes la même amplitude. Il en résulte que certaines sont plus affectées que d'autres par le bruit et que le processus d'estimation de canal doit tenir compte de cette variation d'amplitude. Ensuite, la structure du récepteur 10 est complexe, notamment en raison de la batterie de filtres d'analyse en réception, ce qui rend son implémentation dans un terminal mobile délicate. Le but de la présente invention est par conséquent de proposer une variante de système d'émission/réception FBMC qui s'affranchisse du caractère réel des symboles de modulation tout en remédiant aux inconvénients précités. Plus spécifiquement, un objectif 15 de la présente invention est de proposer un tel système FBMC comportant un récepteur de structure particulièrement simple et ne nécessitant pas de mesures complexes de débruitage et d'estimation de canal. EXPOSÉ DE L'INVENTION 20 La présente invention est définie par un émetteur destiné à transmettre une trame de symboles de modulation complexes représentée sous la forme d'une matrice (D) de taille (NM / 2)xP de symboles de modulation où P est la longueur de la trame, M est un nombre pair de porteuses d'un modulateur FBMC et N est un nombre de sous-porteuses d'un multiplex OFDM, chaque colonne de la matrice étant segmentée par un 25 module de segmentation en M vecteurs de taille NI2, chacun desdits vecteurs étant complété de part et d'autre par NI2 éléments nuls pour former un vecteur complété de taille N, chaque vecteur complété faisant l'objet d'une transformation dans un module IFFT de taille N pour fournir une séquence temporelle à laquelle sont concaténés un préfixe cyclique et un suffixe cyclique, la séquence temporelle cyclique ainsi obtenue étant 3056368 7 fournie à une voie d'entrée du modulateur FBMC, ledit émetteur étant configuré de sorte que les symboles de modulation de la trame subissent une pré-compensation en phase dans un premier module de compensation et une pré-compensation en amplitude dans un second module de compensation avant d'être fournis au module de segmentation, la pré- 5 compensation en phase et en amplitude étant adaptée à compenser les rotations de phase et l'atténuation subies par chaque échantillon de chacune des séquences cycliques au sein du modulateur FBMC. Selon un premier mode de réalisation, après concaténation avec un préfixe cyclique et un suffixe cyclique, la séquence temporelle cyclique ainsi obtenue est modulée 10 selon une modulation OQAM par multiplication par un facteur de phase avant d'être fournie à une voie d'entrée du modulateur FBMC. Dans ce cas, le facteur de phase est donné par avec Ok = n + k) - znk où k est le rang de la voie de modulation et n est un indice temporel d'échantillon dans la séquence cyclique. 15 Chacun desdits vecteurs est alors avantageusement complété en insérant N/2 éléments nuls au début de chacun d'entre eux. Alternativement, chacun desdits vecteurs peut être complété en insérant N/2 éléments nuls à la fin de chacun d'entre eux. Selon un second mode de réalisation, ladite séquence temporelle cyclique est fournie directement à ladite voie d'entrée du modulateur FBMC. 20 Dans ce cas, lesdits vecteurs sont complétés en insérant N/4 éléments nuls au début et à la fin de chacun d'entre eux, et en effectuant ensuite, pour les voies d'entrée de rang pair, un décalage circulaire de N/2 éléments sur chacun des vecteurs ainsi complétés. Quel que soit le mode de réalisation, la pré-compensation de phase est 25 avantageusement effectuée en effectuant un produit de Hadamard de la matrice des symboles de modulation D avec une matrice 51 de taille (NM/2)xP dont les éléments sont des phaseurs définis par : -Ara(t)+k J.Irkat.t) 2 ( ) lP = e .e .e k- N +p,t 2 3056368 8 où a(t) = A cp +t(N + Arno + Arcs) , A cp et Ncs sont respectivement la taille du préfixe N (11-7)I KM-1 J271 cyclique et du suffixe cyclique, 0(p) = arg g(t)e MN 12 où K est le facteur de t=0 recouvrement caractéristique du modulateur FBMC et g(t) est la réponse impulsionnelle du filtre prototype utilisé dans le modulateur FBMC. 5 De manière similaire, la pré-compensation d'amplitude est avantageusement réalisée en effectuant un produit de Hadamard de la matrice des symboles de modulation D avec une matrice T de taille (NM / 2)xP dont les éléments sont définis par : ( F 2 k--Fp,t 111-7)I KM-1 g(t)e .122r MN 12 t=0 10 où K est le facteur de recouvrement caractéristique du modulateur FBMC et g(t) est la réponse impulsionnelle du filtre prototype utilisé dans le modulateur FBMC. L'invention concerne en outre un système d'émission/réception comprenant un émetteur tel que défini précédemment ainsi qu'un récepteur, dans lequel, le récepteur comprend un échantillonneur pour échantillonner le signal reçu en bande de base, un 15 module de suppression des préfixes et des suffixes cycliques, et un module de FFT pour effectuer une FFT de taille NM I 2 sur le signal ainsi obtenu tous les (N+NG/)M /2 échantillons où NGI est la somme de la taille du préfixe cyclique et de la taille du suffixe cyclique. Selon une première variante, la trame de symboles de modulation comprend une 20 pluralité de symboles pilotes et le récepteur comprend un estimateur de canal relié aux sorties du module de FFT pour estimer les coefficients du canal pour chaque sous-porteuse, un égaliseur en sortie du module de FFT recevant lesdits coefficients du canal et effectuant une égalisation des sorties du module de FFT pour effectuer une égalisation sous-porteuse. Selon une seconde variante, l'émetteur comprend, en amont des modules de pré-25 compensation de phase et d'amplitude, une pluralité de modules de DFT recevant chacun 3056368 9 des blocs de symboles à destination ou en provenance d'un utilisateur, la matrice de symboles de modulation étant obtenue à partir des sorties desdits modules de DFT, et le récepteur comprend en aval du module de FFT une même pluralité de modules de IDFT, chaque module de IDFT du récepteur étant associé à un module de DFT de l'émetteur et 5 effectuant, en sortie du module de FFT, une IDFT de même taille que ce dernier pour fournir une estimation desdits blocs de symboles. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de 10 modes de réalisation préférentiels de l'invention, en référence aux figures jointes parmi lesquelles : La Fig. 1 représente de manière schématique un système d'émission/ réception FFT-FBMC connu de l'état de la technique ; La Fig. 2 représente de manière schématique un système d'émission/ réception 15 BF-OFDM selon un premier mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 3 représente de manière schématique un traitement des symboles de modulation dans d'émetteur de la Fig. 2 ; La Fig. 4 représente de manière schématique le signal reçu par le récepteur de la Fig. 2 ; 20 La Fig. 5 représente une portion du spectre du signal reçu par le récepteur de la Fig. 2 pour deux porteuses adjacentes ; La Fig. 6 représente de manière schématique un système d'émission/ réception BF-OFDM selon une première variante du premier mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 7 représente de manière schématique un système d'émission/réception BF- 25 OFDM selon une seconde variante du premier mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 8 représente de manière schématique un système d'émission/réception BFOFDM selon un second mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 9 représente de manière schématique un traitement des symboles de modulation dans d'émetteur de la Fig. 8 ; 3056368 10 La Fig. 10 représente de manière schématique un traitement effectué par un émetteur FMC, utile à la compréhension du second mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 11 représente une partie du spectre d'un de signal émis par l'émetteur de la Fig. 8 lorsque des symboles de modulation sont injectés sur des sous-porteuses associées 5 à une porteuse FBMC. EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS L'idée à la base de la présente invention est d'effectuer une pré-compensation d'amplitude et de phase à l'entrée d'un émetteur FFT-FBMC tel que décrit plus haut, de 10 manière à réduire drastiquement la complexité de récepteur. Comme nous le verrons plus loin, un émetteur FFT-FBMC pourvu d'une telle pré-compensation peut être considéré de manière équivalente comme un émetteur OFDM à filtrage par blocs. Nous montrerons alors que le récepteur peut se résumer à une simple FFT. Pour cette raison, nous désignerons indifféremment le système selon l'invention comme un système FFT-FBMC 15 avec pré-compensation de phase/amplitude à l'émission ou comme un système BF-OFDM (Block Filtered OFDM). Plus précisément, la Fig. 2 représente de manière schématique un système d'émission/ réception BF-OFDM selon un premier mode de réalisation de l'invention. Les symboles de modulation (complexes) à transmettre sont groupés sous forme 20 d'un ensemble de P blocs de taille MN 12. L'ensemble de ces blocs peut constituer une trame de longueur PIVIN I 2 . Une trame peut ainsi être considérée comme une matrice D de taille (MN/ 2)xP dont les éléments sont les symboles de modulation en question. Chaque trame de symboles fait d'abord l'objet d'une pré-compensation de phase en 210 et d'une pré-compensation d'amplitude en 220. Il convient de noter que l'ordre de 25 la pré-compensation de phase et la compensation d'amplitude est indifférent. En outre, les pré-compensations de phase et d'amplitude peuvent être regroupées en une seule opération de pré-compensation. 3056368 11 La pré-compensation de phase en 210 peut être représentée par une matrice 51 de taille (MN/ 2)xP dont les éléments sont de simples phaseurs. L'élément Çà N de la k- 2+p ,t matrice 51 , correspondant à la k-N+ p -ème ligne et à la t -ème colonne où k est l'indice 2 de la porteuse (FBMC), p l'indice de la sous-porteuse (OFDM) et t est l'indice temporel, 5 est défini par : = e (6) 7tka(t) 4(ce(t)±k) eje(p) k- N + p t 2 avec : a(t)= A cp t(N+ A cp + A cs) (7) où A cp et Ncs sont les tailles respectives de préfixe et de suffixe définis plus loin et : 10 15 e(P) = arg N (8) (19-7,)t KM-1 g(t)e .12.71 MNI2 t=0 où g(t) est la réponse du filtre prototype. Les deux premiers termes multiplicatifs intervenant dans la compensation de 20 phase (6) visent à corriger la rotation de phase sur chacune des porteuses en raison des termes de phase em' intervenant dans la modulation FBMC (cf. expression (2)). Il est à noter que ces deux termes multiplicatifs sont indépendants de la sous-porteuse FBMC considérée. Le troisième terme multiplicatif intervenant dans la pré-compensation de phase 25 (6) vise à corriger sur chacune des sous-porteuses le déphasage introduit par le filtre 3056368 12 prototype du modulateur FBMC. On notera que cette correction est indépendante de la porteuse. La pré-compensation de phase est réalisée par le produit de Hadamard de la matrice de symboles de modulation D par la matrice de compensation de phase 51 5 De manière similaire, la pré-compensation d'amplitude en 220 peut être représentée par une matrice T de taille (MN/ 2)> 2K -1 (14) 25 La contrainte (14) a pour objet d'éviter le chevauchement temporel dû à la queue de la réponse impulsionnelle du filtre prototype. En pratique, on pourra choisir l'intervalle de garde plus faible que celui imposé par la condition (14) à condition que le niveau d'interférence résultant soit suffisamment bas pour permettre la démodulation. 3056368 17 La Fig. 5 représente une portion du spectre du signal reçu par le récepteur de la Fig. 2 pour trois porteuses successives, n -1, n, n +1 . On suppose que l'on a émis un même symbole de modulation sur les sous- 5 porteuses associées à la porteuse de rang n et des symboles nuls sur les sous-porteuses associées aux porteuses de rang n-1 et n+1. Le canal a été supposé plat. Le spectre est ici représenté autour de la porteuse n. La largeur de la bande, 510, est de taille NI 2 . On remarque que le spectre est parfaitement plat et ne présente aucune 10 atténuation dans cette bande. Ceci résulte de la pré-compensation d'amplitude au sein de l'émetteur, en amont de la modulation FBMC. En revanche, hors de la bande n, le signal reçu présente des lobes secondaires dans une première zone, 520, de taille N14, dans la bande n-1 ainsi que dans une seconde zone, 530, également de taille N14, dans bande n+1. Ces lobes secondaires sont 15 de faible amplitude par rapport au signal utile. On voit ainsi que deux bandes adjacentes telles que n -1,n ou n,n+1 n'interfèrent que très peu. La réponse plate dans la bande de transmission permet d'effectuer directement une estimation de canal à l'aide de symboles pilotes et une égalisation par sous-porteuse 20 comme dans un récepteur OFDM classique. La Fig. 6 représente de manière schématique un système d'émission/réception BFOFDM selon une première variante du premier mode de réalisation Cette première variante diffère du mode de réalisation de la Fig. 2 en ce qu'une 25 égalisation de canal est effectuée sous-porteuse par sous-porteuse au niveau du récepteur. Les références 610 à 690 désignent des éléments identiques à ceux portant les références 210 à 290 dans la Fig. 2. 3056368 18 L'estimateur de canal 693 effectue une estimation de canal sur la base de symboles pilotes distribués dans les bandes spectrales autour des fréquences porteuses, à savoir k + p , k - 0, ..,M -1, p e 2 Les coefficients d'atténuation du canal sont déterminés à partir des symboles 5 pilotes et fournis à l'égaliseur 695 qui effectue une égalisation sous-porteuse par sous- porteuse de manière connue en soi (ZF ou MMSE par exemple). La Fig. 7 représente de manière schématique un système d'émission/réception BFOFDM selon une seconde variante du premier mode de réalisation. 10 Cette seconde variante permet une réduction du facteur de crête ou PAPR (Peak to Average Power Ratio) du signal transmis en effectuant une DFT (Discrete Fourier Transform) des symboles à moduler en amont de la pré-compensation en phase et en amplitude. Les références 710 à 790 désignent des éléments identiques à ceux portant les 15 références 210 à 290 dans la Fig. 2. A la différence du système de la Fig. 2, l'émetteur comprend, en amont des modules de pré-compensation de phase 710 et d'amplitude 720, des modules DFT, 705, réalisant un étalement de la puissance dans le domaine fréquentiel sur un bloc de sous-porteuses. Chaque module 705 offre un accès relatif à un utilisateur de manière similaire à 20 la technique SC-FDMA (Single Carrier FDMA). Ainsi, par exemple, pour une liaison montante, chaque module 705 effectue une DFT sur les symboles de modulation à destination de la station de base, les échantillons fréquentiels en sortie des différents modules 705 étant ensuite traités comme des éléments de la matrice D. Les tailles de DFT des modules 705 peuvent être différentes 25 selon le débit requis par (ou pour) l'utilisateur. A la réception, de manière duale, une IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) est réalisée par bloc de sous-porteuses dans les modules 797 pour restaurer les symboles de modulation. Les tailles des IDFT correspondent respectivement à celles des DFT réalisées par les modules 705. 0' 2 3056368 19 Une égalisation sous-porteuse par sous-porteuse selon le principe illustré en Fig. 6 peut en outre être appliquée dans le récepteur de la Fig. 7, entre le module de FFT 790 et les modules d'IDFT 797. De manière générale, les techniques de précodage utilisées dans le domaine de 5 l'OFDM trouvent également application dans le système d'émission/réception selon la présente invention. Ainsi, on pourra envisager d'effectuer un codage STBC, en amont des modules de pré-compensation de phase et d'amplitude comme dans un système MIMOODFM, le traitement à la réception étant effectué comme dans un récepteur MIMO-OFDM conventionnel. 10 La Fig. 8 représente de manière schématique un système d'émission/réception BFOFDM selon un second mode de réalisation de l'invention. Ce second mode de réalisation diffère du premier en ce que la modulation OQAM (c'est-à-dire la multiplication par les termes de phase em' ) est supprimée à l'entrée du 15 modulateur FBMC. On rappelle que la multiplication par les facteurs de phase em' permet d'assurer l'orthogonalité au sein du modulateur FBMC. Comme expliqué plus loin, on a pu montrer que l'on pouvait se passer de cette modulation à condition de modifier la construction des vecteurs complétés. Plus précisément, les modules 810-830, 850-890 du second mode de réalisation 20 sont respectivement identiques aux modules 210-230, 250-290 du premier mode de réalisation et leur description ne sera donc pas répétée ici. En revanche, les modules de multiplexage 840 diffèrent des modules de multiplexage 240. Chaque module 840 associé à une porteuse de rang impair, p=2v+1, v = 0,...,-2 -1, complète un vecteur dkt en insérant de part et d'autre de ses 25 composantes N/4 zéros d'isolation pour obtenir un vecteur complété dk' soit : 0,..,0,dN ,0,...,0 k- 2+1,t (k+1)-,t (15-1) 3056368 20 A l'inverse, chaque module 840 associé à une porteuse de rang pair, p = 2v, v = 0,...,-2 -1, recopie les N/4 premiers éléments du vecteur cfk, sur les N/4 derniers éléments du vecteur complété dk, ainsi que les N/4 derniers éléments du 5 vecteur dk, sur les N/4 premiers éléments du vecteur complété dkt, et insère N/2 zéros d'isolation entre ces N/4 premiers et ces N/4 derniers éléments, soit : d k-N+-N+1 , . . . , N,t k N+1 k-N+-N,t (15-2) (k+1)-- \ 2 4 2 2 2 4 ) 10 De manière équivalente, le module de multiplexage 840 associé à une porteuse de rang pair effectue une insertion de N/4 zéros au début et à la fin de chaque vecteur dk' pour obtenir un vecteur complété, comme en (15-1), puis effectue un décalage circulaire de N/2 éléments sur le vecteur ainsi complété pour obtenir le vecteur dk, défini en (15- 2). 15 La Fig. 9 représente de manière schématique le traitement des symboles d'information dans le second mode de réalisation pour obtenir les vecteurs dk,' k=0,..,M-1. On a illustré en 910 la matrice D des symboles d'information à l'entrée du module 20 810. Les différentes lignes correspondent à des indices de fréquence (k-N+ p) et les 2 différentes colonnes à des indices de temps (t ). Après multiplication élément par élément par les matrices de compensation de phase et en amplitude, on obtient en 820 la matrice D' de même taille que la matrice D. La matrice D' est segmentée en M sous-matrices de taille (Nt 2)xP, chaque 25 sous-matrice étant associée à une porteuse et constituée de P vecteurs colonne. 3056368 21 Lorsque la porteuse est de rang impair, chaque vecteur-colonne de la sous-matrice est complété par NI4 zéros d'isolation de part et d'autre pour obtenir un vecteur complété de taille N. Lorsque la porteuse est de rang pair, chaque vecteur-colonne est divisé en deux 5 parties. La première partie, constituée des NI4 premiers éléments de ce vecteur, est recopiée (dans le même ordre) à la fin du vecteur dk, . La seconde partie, constituée des NI4 derniers éléments, est, quant à elle, recopiée (dans le même ordre) au début du vecteur dk, . Enfin, on insère NI2 zéros d'isolation entre les deux parties recopiées pour obtenir le vecteur complété, dk' de taille N. 10 Le fonctionnement du système BF-OFDM selon le second mode de réalisation sera expliqué ci-après à l'aide des Figs. 10-11. On a illustré en Fig. 10 un modulateur FBMC sous forme simplifiée, implémenté dans le domaine temporel. Celui-ci comprend un module de IFFT, 1010, de taille M (nombre de porteuses FBMC) suivi d'un banc de filtres polyphasés, 1020 construits à partir 15 du filtre prototype. On suppose que l'on injecte sur la porteuse k des symboles ak [g] où q est l'indice du bloc à l'entrée du module de IFFT, des symboles nuls étant injectés sur les autres porteuses. Le signal en sortie du module IFFT est par conséquent un signal temporel : 20 sk(t) = ak [q]e -2frkt (16) de durée T (intervalle entre blocs successifs), comprenant M échantillons. Le signal en sortie du banc de filtres polyphasés est la somme de séquences de symboles OFDM décalées de TI2, chaque symbole OFDM ayant un durée de 25 KT, comme représenté dans la partie droite de la figure, autrement dit : S(t) = ak[q]g (t)e M 2 K-1 j-27z-k(t+q-M) (17) q=-K+1 3056368 22 Dans un récepteur FBMC conventionnel, on effectue une FFT de taille M en sortie du banc de filtres d'analyse. Dans le récepteur BF-OFDM du second mode de réalisation, on effectue une FFT de taille MN 12 en raison de la granularité fréquentielle 5 introduite par les N sous-porteuses OFDM. Le nombre d'échantillons à prendre en considération est celui de N symboles OFDM consécutifs décalés de M 12, soit NM 12. Compte tenu de l'insertion du préfixe cyclique donnant une forme circulaire au signal et de la durée de la réponse du filtre prototype, on peut montrer que la sortie du FFT à la porteuse k est donnée par : 10 N-1 KM-1 z 27t- (t+qM 12)f e NM 12 Yk[f]'Iak [q] g (t)e (18) q-0 t-O soit, encore : N-1 KM-1j 2z t(f kN)2zqf (19) 15 yk [f ak g (t)e NM 12 2 q=0 t=0 En intervertissant les signes somme et en calculant la FFT, on obtient : N N-127t- (if Yk [ f1=G(f -k)1 ak [g] 2 q=0 20 On suppose maintenant que l'on injecte sur la porteuse k une sinusoïde pure de fréquence P -, soit ak [q]=bk'Pe où N PR , ou est l'amplitude de la sinusoïde injectée. La sortie de la FFT à la porteuse k s'écrit : (20) 25 Yk [ f]=G(f -k1+7-)Nbk.PD(f - p) (21) 3056368 23 où D est un peigne de Dirac de périodicité N , autrement dit D(f - p) =1 si f - p est un multiple de N et D(f - p) = 0 sinon. 5 La réponse spectrale du filtre prototype présente une région centrale relativement plate de largeur N12 et un affaiblissement important aux multiples de N . Pour obtenir une faible déformation du signal injecté sur la sous-porteuse k et une bonne réjection de l'interférence, la fréquence du signal injecté devra respecter la contrainte : 10 k-N--N p[mod.N] REVENDICATIONS1. Emetteur destiné à transmettre une trame de symboles de modulation complexes représentée sous la forme d'une matrice (D) de taille (NM 2)xP de symboles de modulation où P est la longueur de la trame, M est un nombre pair de porteuses d'un modulateur FBMC (270,870)) et N est un nombre de sous-porteuses d'un multiplex OFDM, chaque colonne de la matrice étant segmentée par un module de segmentation (230,830) en M vecteurs de taille NI2, chacun desdits vecteurs étant complété (240,840) de part et d'autre par N12 éléments nuls pour former un vecteur complété de taille N, chaque vecteur complété faisant l'objet d'une transformation dans un module IFFT (250,850) de taille N pour fournir une séquence temporelle à laquelle sont concaténés un préfixe cyclique et un suffixe cyclique (260,860), la séquence temporelle cyclique ainsi obtenue étant fournie à une voie d'entrée du modulateur FBMC (270,870), ledit émetteur étant caractérisé en ce que les symboles de modulation de la trame subissent une pré-compensation en phase dans un premier module de compensation (210,810) et une pré-compensation en amplitude dans un second module de compensation (220,820) avant d'être fournis au module de segmentation (230,830), la pré-compensation en phase et en amplitude étant adaptée à compenser les rotations de phase et l'atténuation subies par chaque échantillon de chacune des séquences cycliques au sein du modulateur FBMC (270,870). 2. Emetteur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'après concaténation avec un préfixe cyclique et un suffixe cyclique (260), la séquence temporelle cyclique ainsi obtenue est modulée selon une modulation OQAM par multiplication par un facteur de phase (265) avant d'être fournie à une voie d'entrée du modulateur FBMC. 3. Emetteur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le facteur de phase est donné par el" avec 0kn 2 =-21-(n+k)-7cnk où k est le rang de la voie de modulation et n est un indice temporel d'échantillon dans la séquence cyclique. 3056368 26 4. Emetteur selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que chacun desdits vecteurs est complété (240) en insérant N/2 éléments nuls au début de chacun d'entre eux. 5 5. Emetteur selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que chacun desdits vecteurs est complété (240) en insérant N/2 éléments nuls à la fin de chacun d'entre eux. 10 6. Emetteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite séquence temporelle cyclique est fournie directement à ladite voie d'entrée du modulateur FBMC. 7. Emetteur selon la revendication 6, caractérisé en ce que, lesdits vecteurs sont complétés (840) en insérant N 1 4 éléments nuls au début et à la fin de chacun d'entre 15 eux, et en effectuant ensuite, pour les voies d'entrée (k) de rang pair, un décalage circulaire de N 1 2 éléments sur chacun des vecteurs ainsi complétés. 8. Emetteur selon l'une des revendications 1-7, caractérisé en ce que la pré- compensation de phase est effectuée en effectuant un produit de Hadamard de la matrice 20 des symboles de modulation D avec une matrice 51 de taille (NM 2)xP dont les éléments sont des phaseurs définis par : nk-N+p,t =ei'ka(t).e-6(a(t)±k) .eie(P) 2 où a(t)= A cp t(N + N cp + N CS) N CP et Ncs sont respectivement la taille du préfixe N (19-7)t KM-1 i2.71 cyclique et du suffixe cyclique, 0(p) = arg g(t)e MN 12 où K est le facteur de t=0 25 recouvrement caractéristique du modulateur FBMC et g(t) est la réponse impulsionnelle du filtre prototype utilisé dans le modulateur FBMC. 3056368 27 9. Emetteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la pré-compensation d'amplitude est effectuée en effectuant un produit de Hadamard de la matrice des symboles de modulation D avec une matrice T de taille (NM 2)xP dont les éléments sont définis par : ( 5 F k--Fp ,t 2 (19-7)t KM -1 /22r g (t)e- MN 12 t=0 où K est le facteur de recouvrement caractéristique du modulateur FBMC et g (t) est la réponse impulsionnelle du filtre prototype utilisé dans le modulateur FBMC. 10 10. Système d'émission/réception comprenant un émetteur selon l'une des revendications précédentes ainsi qu'un récepteur, caractérisé en ce que le récepteur comprend un échantillonneur pour échantillonner le signal reçu en bande de base, un module (285,885) de suppression des préfixes et des suffixes cycliques, et un module de 15 FFT (290,890) pour effectuer une FFT de taille NM/ 2 sur le signal ainsi obtenu tous les (N +NGI)M /2 échantillons où NGI est la somme de la taille du préfixe cyclique et de la taille du suffixe cyclique. 11. Système d'émission/réception selon la revendication 10, caractérisé en 2 0 ce que la trame de symboles de modulation comprend une pluralité de symboles pilotes et que le récepteur comprend un estimateur de canal (693) relié aux sorties du module de FFT pour estimer les coefficients du canal pour chaque sous-porteuse, un égaliseur (695) en sortie du module de FFT recevant lesdits coefficients du canal et effectuant une égalisation des sorties du module de FFT pour effectuer une égalisation sous-porteuse. 25 12. Système d'émission/réception selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'émetteur comprend, en amont des modules de pré-compensation de phase (710) 3056368 28 et d'amplitude (720), une pluralité de modules de DFT (705) recevant chacun des blocs de symboles à destination ou en provenance d'un utilisateur, la matrice de symboles de modulation étant obtenue à partir des sorties desdits modules de DFT, et que le récepteur comprend en aval du module de FFT une même pluralité de modules de IDFT (797), chaque 5 module de IDFT du récepteur étant associé à un module de DFT de l'émetteur et effectuant, en sortie du module de FFT, une IDFT de même taille que ce dernier pour fournir une estimation desdits blocs de symboles.