FR 3051976 A1 20171201 FR 1654845 A 20160530 1 Série d'oscillateurs synchrones couplés. Des modes de réalisation de l'invention concernent les circuits-intégrés, et plus particulièrement les oscillateurs LC à très faible bruit de phase, présentant par exemple un bruit de phase inférieur à -105dBc/Hz à un décalage de fréquence de 1 MHz d'une porteuse à 85 GHz. Les oscillateurs, généralement commandés en tension, mais pouvant être commandés en courant, sont couramment utilisés dans les circuits électroniques modernes, par exemple des synthétiseurs de fréquence utilisant des oscillateurs, afin de fournir des signaux réguliers dans le temps à un calculateur ou à un flux de données. Les oscillateurs LC sont de type sinusoïdal et comprennent de manière habituelle un circuit oscillant comportant une bobine et un condensateur. Le circuit oscillant fixe la fréquence d'oscillation et stocke l'énergie des oscillations. Le bruit de phase est un paramètre significatif des synthétiseurs de fréquence et des oscillateurs et représente les fluctuations aléatoires de la phase d'une forme d'onde. Dans les technologies de transfert de données à très haut débit il est particulièrement avantageux que le bruit de phase des oscillateurs soit extrêmement faible, notamment pour des longueurs d'onde millimétriques. Les longueurs d'onde millimétriques sont par exemple utilisées dans les systèmes de télécommunications tels que les réseaux d'amenée de données haut débit (ou réseaux de « backhaul » d'après la dénomination anglosaxonne couramment employée par l'homme du métier), dans les radars automobiles ou encore dans les radars militaires ou médicaux. Actuellement, les technologies intégrées sur silicium ne répondent pas aux besoins relatifs aux réseaux de backhaul de dernières générations, et les oscillateurs à faible bruit de phase sont habituellement réalisés dans des technologies de semiconducteurs de type III-V telles que les technologies à base d'arséniure de galium GaAs. Cependant les technologies à base de semiconducteurs de type III-V sont plus coûteuses et offrent moins de fonctionnalités que les technologies à base de silicium. De manière générale, le bruit de phase est habituellement diminué en augmentant l'énergie retenue dans le circuit résonant, dans des 3051976 2 proportions logarithmiques, plus précisément une augmentation d'un facteur N de l'énergie diminue de 10.1ogio(N) le bruit de phase. Cependant, augmenter la puissance pour diminuer le bruit de phase génère le besoin de plus gros transistors, qui introduisent de plus grande 5 capacités parasites, donc de plus faibles plages de fréquences, donc une plus faible inductance, donc un facteur de qualité plus bas, et donc une augmentation bruit de phase. Cette itération atteint une limite lorsque l'inductance ne peut, physiquement, plus être diminuée, et que le bruit de phase est amélioré au 10 détriment de l'étendue de la plage de fréquences, qui n'est plus suffisante pour couvrir la plage imposée par le standard de télécommunications. Une expérience sur le bruit de phase dans des oscillateurs MESFET (GaAs) couplés de manière non-intégrée par des lignes de transmission (Chang HC et al, « Phase noise in coupled oscillators : theory and 15 experiment » Microwave theory and techniques, IEEE transactions on, IEEE, 1997, 45, pp.604-615) a été réalisée et montre qu'un couplage entre plusieurs oscillateurs peut permettre de combiner les puissances des oscillateurs et donc de diminuer le bruit de phase à la condition que ces oscillateurs soient couplés de façon bilatérale et réciproque. 20 Cette expérience « macroscopique », c'est-à-dire qui n'est pas réalisée sur circuit intégré présente notamment des problèmes de correspondance de fréquence entre les oscillateurs couplés, de réglage des décalages de phase, ou encore un bruit de phase sensible à la synchronisation. 25 D'autre part, la demande de brevet US 2013/0099870 Al décrit un système de circuits résonants couplés permettant d'obtenir un faible bruit de phase. Cependant les connexions réalisant les couplages sont formées par le partage des pistes des éléments inductifs (bobines) de deux circuits résonants complémentaires en contact. 30 Dans cette configuration, certains circuits, par exemple les circuits situés en bordure du système n'ont pas la même fréquence de résonance que les autres. De plus, les composants et les lignes d'alimentation sont placés à l'intérieur des bobines, ce qui est connu pour être nuisible pour les performances du système. 3051976 3 Ainsi, il est avantageux de bénéficier de la même amélioration logarithmique du bruit de phase par augmentation de l'énergie retenue, sans avoir à modifier la structure d'un circuit oscillateur fonctionnel. A cet égard il est proposé selon un premier aspect un circuit intégré 5 comprenant une série d'au moins deux circuits oscillateurs, sensiblement identiques, synchrones et indépendants, couplés un-à-un en parallèle sur des noeuds oscillants homologues des circuits oscillateurs respectifs, via au moins une piste de couplage. Des circuits oscillateurs sensiblement identiques sont des circuits 10 oscillateurs identiques aux différences dues aux procédés de fabrication près ou à une orientation géométrique près. Des circuits oscillateurs synchrones sont des circuits oscillateurs réglés sur une même fréquence d'oscillation, et préférentiellement en phase. 15 Des circuits oscillateurs indépendants sont des circuits oscillateurs pouvant fonctionner en tant que tel, notamment sans avoir besoin d'être couplés entre eux. Par exemple, de tels circuits oscillateurs sensiblement identiques, synchrones et indépendants peuvent être avantageusement couplés via des 20 pistes de couplages pour minimiser le bruit de phase de chacun d'entre eux. Une capacité parasite entre le substrat et ces pistes apparait en parallèle sur les circuits oscillants, il est par conséquent avantageux de réduire au maximum la valeur de cette capacité parasite de substrat. La piste de couplage est ainsi avantageusement configurée pour ne 25 pas introduire de décalage de phase, ou à tout le moins limiter au maximum un éventuel décalage de phase, par exemple à une valeur inférieure ou égale à 18 degrés, préférentiellement nulle. A cet égard, la longueur de ladite au moins une piste de couplage peut être inférieure ou égale à un vingtième de la longueur d'onde 30 correspondant à la fréquence d'oscillation des circuits oscillateurs. Ainsi on bénéficie avantageusement d'un couplage d'une série d'oscillateurs diminuant le bruit de phase de chaque oscillateur sans avoir à augmenter les tensions d'alimentation et/ou les courants présents dans les oscillateurs. 3051976 4 D'autre part, les oscillateurs étant synchrones, pratiquement aucun courant ne circule dans les pistes de couplage, et ainsi le couplage introduit très peu ou n'introduit pas de perturbation dans le circuit oscillant, hormis la capacité parasite de substrat de ces pistes qui abaisse légèrement la 5 fréquence d'oscillation mais ne modifie pas le comportement des oscillateurs et du couplage. Ladite au moins une piste de couplage peut également avantageusement avoir une impédance inférieure à un dixième de l'impédance d'un circuit oscillateur. 10 En d'autres termes, lesdites connexions introduisent très peu voire n'introduisent aucun de décalage de phase, et n'ont pas besoin de réglage, contrairement à des couplages magnétiques ou à des couplages réalisés par des dispositifs de couplage quelconques. Selon un mode de réalisation, les pistes de couplage sont distinctes 15 des pistes des circuits oscillateurs, et chacun des circuits oscillateurs peut avantageusement comporter une sortie individuelle. Ainsi chaque oscillateur fonctionne de manière classique comme un oscillateur isolé tout en bénéficiant du couplage synchrone avec la série d' oscillateurs. 20 Les performances du circuit intégré sont en outre facilement déductibles et dimensionnables à partir des performances d'un oscillateur indépendant. En effet, les performances d'un oscillateur indépendant telles que la plage de fonctionnement en fréquence ou le temps de démarrage restent 25 inchangées dans ces modes de réalisation, et le bruit de phase est diminué pour chacun des oscillateurs de la série. Avantageusement, notamment en matière de coûts de production, le circuit intégré est réalisé sur un substrat de silicium. Ainsi, ce mode de réalisation est compatible avec les oscillateurs 30 existants et les procédés de réalisation sur silicium associés. Les circuits oscillateurs peuvent être du type résonateur comportant une bobine et un condensateur. Selon un mode de réalisation avantageux, chacun des circuits oscillateurs de la série présente une structure identique configurée pour 35 qu'un nombre donnée de circuit oscillateurs juxtaposés, formant un groupe, 3051976 5 s'encastrent, avantageusement exactement, autour d'un point commun à chaque oscillateur dudit groupe, dénommé « point nodal », à la manière d'une mosaïque à motifs répétés, et dans lequel les circuits oscillateurs sont couplés un-à-un sur ledit point nodal. 5 Ce mode de réalisation autour d'un point nodal permet d'assurer la condition de couplage bilatéral et réciproque nécessaire à l'obtention de la réduction du bruit de phase. De même, le regroupement de plusieurs points nodaux autour d'un point nodal permet à nouveau d'obtenir un couplage bilatéral et réciproque. 10 Le circuit intégré peut comporter au moins deux groupes de circuits oscillateurs juxtaposés dans lequel lesdits noeuds oscillants homologues des circuits oscillateurs d'un groupe à un autre sont connectés un-à-un via des lignes de transmission métalliques. Ces modes de réalisation sont notamment avantageux en matière de 15 temps et de coût de production d'un tel circuit intégré. En effet, les différents circuits oscillateurs sont formés de la même manière selon des étapes communes. La série de circuits oscillateurs peut comporter par exemple entre 2 et 32 circuits oscillateurs, en fonction de l'application souhaitée. 20 Selon un mode de réalisation, chaque oscillateur est par exemple configuré pour osciller à une fréquence comprise entre 57GHz et 86GHz. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtrons à l'examen de la description détaillée de modes de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels : 25 - les figures 1 à 5 représentent schématiquement des modes de réalisation d'un circuit intégré selon l'invention ; La figure 1 représente un schéma électronique d'un exemple de circuit électronique d'oscillateurs à très faible bruit de phase selon un mode de réalisation, comportant une série de deux circuits oscillateurs 30 commandés en tension VCO sensiblement identiques. La longueur d'onde de résonance des oscillateurs VCO est par exemple millimétrique. Ces oscillateurs VCO comportent un circuit résonant OSC comportant un élément inductif Losc polarisé en un point milieu par une 35 tension VbiasBase. Les bornes de l'élément inductif Losc sont reliées aux 3051976 6 bases de deux transistors bipolaires Tb et transmettent sur leurs émetteurs un signal amplifié des oscillations aux bornes de l'élément inductif Losc. Les deux transistors bipolaires Tb ont leurs collecteurs connectées à la tension d'alimentation VDD et la basse impédance de leurs émetteurs leur 5 permettent d'isoler le signal oscillant des variations extérieures pouvant être appliquées sur les bornes de sorties OUT. D'autre part le circuit résonant OSC comporte des éléments capacitifs Cosc en parallèle des éléments inductifs Losc reliés à une paire de varactors NMOS VN1 polarisés en appauvrissement (déplétion) ou en 10 accumulation, permettant d'atteindre deux bandes de fréquences différentes. Les varactors sont polarisé via les résistances RVN à une tension VbiasVar d'une part et d'autre part par un signal Coarse. Une autre paire de varactors similaire VN2 est commandée par les 15 mêmes signaux. Ces varactors sont connectés entre les émetteurs des transistors Tb et des bornes d'une bobine d'arrêt Lchoke. La bobine d'arrêt Lchoke permet d'atténuer des variations d'un courant de polarisation du circuit oscillateur VCO fourni par un miroir de courant réglé par un courant de référence Iref. 20 Une capacité Cfb connectée entre l'émetteur et la base du transistor Tb permet d'injecter une fraction de la tension de sortie OUT sur la base du transistor Tb, permettant ainsi de créer et de maintenir les oscillations. Un transformateur TRAN comporte de manière classique deux bobines entrelacées, formant un circuit primaire et un circuit secondaire, la 25 bobine du circuit primaire étant la bobine Losc du circuit résonant OSC. Le circuit secondaire du transformateur TRAN comporte un élément inductif polarisé à la masse en son point milieu et couplé avec l'élément inductif Losc. Des éléments à capacité variable CV, typiquement des diodes à 30 jonction PN, comprenant une borne de commande Vtune sont couplés au circuit résonant OSC par le transformateur TRAN, permettant de commander la tension Vtune indépendamment de la tension VbiasBase. Des fils la, lb représentent respectivement une connexion entre des noeuds oscillants N1 a et une connexion entre des noeuds Nlb de chaque 35 circuit oscillateur VCO. L'impédance des connexions la, lb est négligeable 3051976 7 devant l'impédance du circuit résonant et peuvent être considérées comme des courts-circuits. L'impédance du circuit résonant est par exemple de l'ordre de quelques centaines d'Ohms, et l'impédance des connexions la et lb est par exemple inférieure ou égale à quelques dizaines d'Ohms. 5 Les noeuds oscillants Nla sont situés chacun à une même position dans les circuits oscillateurs VCO respectifs, et sont ainsi dits homologues, il en est de même pour les noeuds oscillants Nlb. Dans ce mode de réalisation les noeuds oscillants homologues sont situés sur l'étage de commande en tension CV. 10 En variante, les noeuds oscillants homologues peuvent être situés par exemple sur les sorties OUT des circuits oscillants VCO respectifs, et les connexions entre les noeuds oscillants N2a et N2b de chaque circuit VCO sont alors représentés par les fils 2a et 2b. Dans une autre variante, les noeuds oscillants homologues peuvent 15 être situés par exemple aux bornes du circuit primaire du transformateur TRAN des circuits oscillants VCO respectifs, et les connexions entre les noeuds oscillants N3a et N3b de chaque circuit VCO sont alors représentés par les fils 3a et 3b. De manière plus générale, les noeuds oscillants homologues sont 20 situés sur une position similaire des circuits oscillateurs VCO respectifs, et supportent le signal oscillant issu des circuits résonants OSC. Ce type de montage d'oscillateur VCO indépendant, décrit ici à titre non-limitatif, offre de bonnes performances notamment en matière de bruit de phase et de plage de fréquences, mais bien entendu l'invention 25 s'applique à tout autre type de circuit oscillateur à base de résonateur LC. En d'autres termes, une série de deux circuits oscillateurs VCO ont été couplés via des connexions en parallèle sur des noeuds oscillants homologues, permettant une diminution du bruit de phase de chacun des oscillateurs, pouvant en outre fonctionner en toute indépendance s'il n'y 30 avait pas de couplage entre eux. La figure 2 représente schématiquement une architecture de circuit intégré avantageuse. Cette représentation correspond à une vue du dessus d'un circuit intégré IC formé dans et sur un substrat semiconducteur SC, 3051976 8 avantageusement en silicium, et par exemple selon une technologie BiCMOS (Bipolaire et CMOS). A titre indicatif, la surface d'une telle structure est de l'ordre de lmm* lmm, et les différents composants sont représentés ici selon une 5 échelle sensiblement respectée. Cette architecture comporte un groupe GR de quatre oscillateurs commandés en tension VCO, sensiblement identiques entre eux et correspondant aux circuits oscillateurs VCO de la figure 1. Chaque oscillateur VCO présente une forme de triangle isocèle 10 combiné avec un rectangle le long de sa base. Ainsi une juxtaposition des quatre oscillateurs du groupe GR le long de leurs côtés isométriques se fait selon un encastrement exact, formant une structure sensiblement carrée. Chaque oscillateur VCO comprend un circuit résonant OSC, dont une bobine Losc est entrecroisée avec une bobine de l'étage de commande 15 en tension dans le transformateur TRAN. Par exemple, des transistors bipolaires et des varactors sont disposés dans un étage dit de sortie OUTP situé entre deux bobines d'arrêt Lchoke- Des condensateurs de découplage d'alimentation Cdec, usuellement 20 employés et non-représentés sur la figure 1, sont disposés de part et d'autre du circuit résonant OSC et du transformateur TRAN de manière à occuper la surface non occupée par les oscillateurs proprement dits. L'architecture représentée correspond au mode de réalisation de la figure 1 dans lequel les noeuds oscillants homologues sont situés dans 25 l'étage de commande en tension CV, en référence aux connexions la et lb et aux noeuds Nla et Nlb. Ces connexions la et lb sont réalisés par des pistes de couplage PLZ de faible longueur, par exemple inférieures à une centaine de micromètres. Les pistes de couplage PLz présentent de manière plus générale une 30 longueur inférieure ou égale à un vingtième de la longueur d'onde correspondant à la fréquence d'oscillation d'un oscillateur VCO, ladite longueur d'onde pouvant être par exemple millimétrique. L'appréciation de la longueur des pistes de couplage peut tenir compte des caractéristiques de propagation dans lesdites pistes de 3051976 9 couplage. Une telle longueur est usuellement désignée par le terme de longueur électrique. Les pistes de couplage PLZ sont reliées entre elles en un point situé à l'intersection des quatre structures d'oscillateur VCO du groupe GR, et 5 dénommé point nodal PN. Le point nodal PN comporte par exemple des portions de piste métallique sur lesquelles on raccorde les pistes métalliques PLZ respectives entre-elles. Ainsi, dans ce mode de réalisation, dit de type centroïde, la 10 longueur des pistes métallique PLZ est minimisée, permettant de limiter les pertes et de limiter la capacité parasite avec le substrat SC. En outre, dans ce mode de réalisation les connexions la, lb formées par les pistes métalliques PLZ peuvent être considérées comme des courts-circuits, c'est-à-dire des connexions d'impédance négligeable devant 15 l'impédance d'un circuit oscillateur VCO, ou, plus précisément, inférieure à 10% de cette dernière. Par conséquent les connexions la, lb formées par les pistes métalliques PLZ introduisent très peu voire n'introduisent pas de décalage de phase entre les signaux oscillants issus de chaque circuit oscillateur 20 VCO ainsi couplés, fonctionnant de ce fait de manière synchrone sans nécessiter de réglage supplémentaire. La figure 3 représente un schéma électronique d'un autre exemple de circuit électronique d'oscillateurs à très faible bruit de phase, comportant une série de quatre circuits oscillateurs VCObis sensiblement 25 identiques. Un circuit oscillateur VCObis est décrit ci-après. Un élément inductif Ll-L2, alimenté par une tension VDD en un point milieu permet de générer un signal oscillant à ses bornes, lesquelles sont reliées à des transistors bipolaires Ql, Q2 sur leur collecteur. 30 Les transistors bipolaires Q1, Q2 permettent le maintien des oscillations en présentant une résistance négative au circuit constitué de tous les éléments passifs inductifs et capacitifs situés du côté des collecteurs desdits transistors. Des autres transistors bipolaires QM1, QM2 forment un miroir de 35 courant, et un générateur de courant Iref règle le courant de polarisation du 3051976 10 circuit oscillateur, par l'intermédiaire de ce miroir de courant, et imposé sur un noeud reliant les émetteurs des transistors Ql, Q2. Un pont capacitif comportant des éléments capacitifs CB1, CB2 connectés respectivement entre la base de chacun des transistors Ql, Q2 et 5 le collecteur de l'autre, avec les capacités de base desdits transistors Ql, Q2 permet de limiter l'amplitude des oscillations sur lesdites bases. Les bases des transistors Ql, Q2 sont en outre polarisées via des résistances RB1, RB2 à un potentiel de base Vbiasbase. Des varactors formés par des transistors MOS M1/M2 sont connecté 10 sur leurs grilles aux collecteurs des transistors respectifs Ql, Q2 via des éléments capacitifs de découplage respectifs CS1, CS2.. Les varactors M1/M2 sont polarisés, soit en appauvrissement (déplétion), soit en accumulation, d'une part via les résistances RS1, RS2 à une tension Vbiasl sur leur grille et à une tension VbandSelect d'autre part, et permettent 15 d'atteindre deux bandes de fréquences différentes Des éléments capacitifs CS1, CS2 permettent de découpler la tension sur les grilles des transistors Ml, M2 du restant du circuit oscillateur. Des diodes à jonction PN Dl, D2 connectés sur leur anode au 20 collecteur des transistors respectifs Ql, Q2, et sur leur cathode à un borne de tension Vtune, sont polarisées en inverse et permettent un réglage fin et continu de la fréquence à l'intérieur d'une bande de fréquence donnée. Les diodes Dl, D2 sont polarisées d'une part sur leur anode via les résistances RV1, RV2 à une tension Vbias2 et d'autre part à une tension Vtune sur leur 25 cathode. Des éléments capacitifs CV1, CV2 connectés entre les anodes des diodes respectives Dl, D2 et les collecteurs des transistors respectifs Ql, Q2, permettent de découpler la tension sur les anodes des diodes Dl, D2 du restant de l'oscillateur. 30 En outre, les quatre circuits oscillateurs VCObis sont couplés un-à- un en parallèle sur des noeuds oscillants N4a et N4b homologues situés aux bornes de l'élément inductif Ll-L2 de chaque circuit oscillateur VCObis, via des fils, respectivement 4a et 4b. La figure 4 représente schématiquement une autre architecture 35 d'oscillateur avantageuse, comportant une série de huit circuits oscillateurs 3051976 11 commandés en tension VCObis, répartis selon un premier groupe G1 et un deuxième groupe G2 de quatre oscillateurs chacun. Chaque groupe G1 et G2 correspond à la configuration représentée par la figure 3, quelques références, telles que la bobine L, des éléments 5 capacitifs de découplage CV2 et CS1 et les varactors Ml, M2, du circuit oscillant de la figure 3 ayant été insérées dans la figure 4. Dans chacun des groupes G1 et G2, les circuits oscillateurs VCObis sont couplés un-à-un en parallèle sur des noeuds oscillants Na et Nb homologues entre chaque circuit oscillateur VCObis, correspondant par 10 exemple aux noeuds N4a et N4b du circuit représenté en figure 3. Chacun des premier et deuxième groupes G1 et G2 présente également une configuration du type centroïde de quatre oscillateurs VCObis. Chaque groupe G1 et G2 admet donc également un point nodal, respectivement référencés PN1 et PN2, sur lesquels des noeuds oscillants 15 Na, Nb homologues des circuits oscillants du groupe respectif sont couplés un-à-un via des connexions de type courts-circuits. En outre, le premier point nodal PN1 du premier groupe G1 et le deuxième point nodal PN2 du deuxième G2 sont reliés via des lignes de transmission métalliques LTa, LTb. 20 Plus précisément, les noeuds oscillants Na des oscillateurs VCObis du premier groupe G1 reliés entre eux sont connectés aux noeuds oscillants homologues Na des oscillateurs VCObis du deuxième groupe G2 via une ligne de transmission LTa. De même, les noeuds oscillants Nb des oscillateurs VCObis du premier groupe G1 reliés entre eux sont connectés 25 aux noeuds oscillants homologues Nb des oscillateurs VCObis du deuxième groupe G2 via une ligne de transmission LTb. Les lignes de transmission métalliques LTa, LTb permettent ainsi de coupler également entre eux les circuits oscillateurs VCObis du premier groupe GR1 aux circuits oscillateurs VCObis du deuxième groupe GR2 en 30 parallèle. Les oscillateurs VCO, VCObis subissent un bruit de phase d'autant plus faible que le nombre de circuits oscillateurs couplés en parallèles est élevé, tout en s'avérant robustes face à des variations de tension d' alimentation. 3051976 12 La figure 5 représente schématiquement une autre architecture d'oscillateur selon l'invention, comportant quatre groupes G3, G4, G5 et G6 de quatre oscillateurs VCObis chacun, similaires aux groupes présentés en relation avec la figure 3. 5 De manière analogue au mode de réalisation présenté en relation avec la figure 3, les points nodaux PN3, PN4, PN5 et PN6 des groupes respectifs sont reliées un-à-un via des lignes de transmission métalliques LTa, LTb. A titre indicatif, les modes de réalisation précédemment décrits 10 peuvent fonctionner à une tension d'alimentation VDD de 1,8V pour une puissance de 150mW à 200mW, et présenter un bruit de phase compris entre -100dBc/Hz et -115dBc/Hz à un décalage de fréquence de 1Mhz d'une fréquence porteuse de 85GHz. Bien entendu, l'invention ne se limite pas aux modes de réalisation 15 précédemment exposés mais en embrasse toutes les variantes, l'invention peut par exemple s'appliquer à des oscillateurs commandés en courant, utiliser tout type de transistors (CMOS, bipolaires, MESFET...), ou encore s'appliquer dans d'autres technologies de semiconducteurs (GaAs, InGaAs...). 20 REVENDICATIONS1. Circuit intégré comprenant une série d'au moins deux circuits oscillateurs (VCO, VCObis) sensiblement identiques, synchrones et indépendants, couplés un-à-un en parallèle sur des noeuds oscillants homologues (N1 a, Nlb, N2a, N2b, N3a, N3b, N4a, N4b Na, Nb) des circuits oscillateurs (VCO, VCObis) respectifs, via au moins une piste de couplage (PLZ). 2. Circuit intégré selon la revendication 1, dans lequel la longueur de ladite au moins une piste de couplage (PLZ) est inférieure ou égale à un vingtième de la longueur d'onde correspondant à la fréquence d'oscillation des circuits oscillateurs (VCO, VCObis). 3. Circuit intégré selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, dans lequel ladite au moins une piste de couplage (PLZ) a une impédance inférieure à un dixième de l'impédance d'un circuit oscillateur (VCO, VCObis). 4. Circuit intégré d'oscillateurs selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel ladite au moins une piste de couplage (PLZ) est distincte des pistes des circuits oscillateurs (VCO, VCObis). 5. Circuit intégré d'oscillateurs selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel chacun des circuits oscillateurs (VCO, VCObis) comporte une sortie (OUT) individuelle. 6. Circuit intégré selon l'une quelconque des revendications précédentes, réalisé sur un substrat de silicium (SC). 7. Circuit intégré selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel chacun des circuits oscillateurs (VCObis) de la série présente une structure identique configurée pour qu'un nombre donnée de circuits oscillateurs juxtaposés, formant un groupe (GR, G1-G6), s'encastrent autour d'un point nodal (PN1-PN6) commun à chaque oscillateur (VCObis) dudit groupe, à la manière d'une mosaïque à motifs répétés, et dans lequel les circuits oscillateurs (VCObis) sont couplés un-àun sur ledit point nodal (PN1-PN6). 8. Circuit intégré selon la revendication 7, comportant au moins deux groupes de circuits oscillateurs juxtaposés (GR1-GR6), dans lequel 3051976 14 lesdits noeuds oscillants homologues (Na, Nb, N) des circuits oscillateurs d'un groupe à un autre (GR1-GR6) sont couplés un-à-un via des lignes de transmission métalliques respectives (LTa, LTb). 9. Circuit intégré selon l'une quelconque des revendications 5 précédentes, dans lequel la série de circuits oscillateurs comporte entre 2 et 32 circuits oscillateurs (VCO). 10. Circuit intégré selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel chaque oscillateur (VCO, VCObis) est configuré pour osciller à une fréquence comprise entre 57GHz et 86GHz. 10