FR 3048839 A1 20170915 FR 1652109 A 20160314 1 MÉTHODE DE SYNCHRONISATION D'UN SYSTÈME FBMC AU MOYEN D'UN CANAL RACH DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE La présente invention concerne de manière générale le domaine des systèmes de télécommunication utilisant une modulation multi-porteuse à banc de filtres, encore dénommés systèmes FBMC (Filter Bank Multi-Carrier). ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE Les systèmes de télécommunication utilisant une modulation multi-porteuse sont bien connus dans l'état de la technique. Le principe d'une telle modulation consiste à diviser la bande de transmission en une pluralité de sous-canaux fréquentiels associés à des sous-porteuses et à moduler chacune de ces sous-porteuses par les données à transmettre. La modulation multi-porteuse la plus répandue est sans aucun doute la modulation OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Toutefois, l'occupation spectrale d'un signal OFDM étant sensiblement plus importante que la bande de sous-porteuses qu'il utilise en raison de l'étalement des lobes secondaires, la modulation OFDM n'est pas une solution optimale pour des applications nécessitant de forts taux de réjection hors bande. La modulation par banc de filtres ou FBMC (Filter Bank Multi Carrier) est une modulation multi-porteuse permettant d'obtenir une meilleure localisation spectrale dans la bande de sous-porteuses. Elle est en outre l'une des solutions possibles pour les systèmes de télécommunication de la cinquième génération. Le principe de la modulation FBMC est basé sur une synthèse par banc de filtres à l'émission et une analyse par banc de filtres à la réception, le produit de la fonction de transfert d'un filtre à l'émission par la fonction de transfert du filtre correspondant à la réception étant égal à la fonction de transfert du filtre de Nyquist. 3048839 2 Les systèmes FBMC sont classiquement implémentés dans le domaine temporel. La structure d'un système FBMC implémenté dans le domaine temporel a été décrite en détail dans l'article de B. Hirosaki intitulé « An orthogonally multiplexed QAM system using the discrete Fourier transform » publié dans IEEE Trans on Comm., vol. 29 No. 7, pp. 982-989, 5 Juillet 1981, ainsi que dans l'article de P. Siohan et al. intitulé « Analysis and design of OFDM/OQAM systems based on filterbank theory" publié dans IEEE Trans. on signal processing, vol. 50, No 5, pp. 1170-1183, Mai 2002. Les systèmes FBMC implémentés dans le domaine temporel font appel à des réseaux de filtres polyphasés d'où leur dénomination PPN-FBMC (Polyphase Network FBMC). 10 Plus récemment, il a été proposé d'implémenter un système FBMC dans le domaine fréquentiel comme décrit dans le document de M. Bellanger et al. intitulé « FBMC physical layer : a primer » disponible sur le site www.ict-phydyas.org. Les systèmes FBMC implémentés dans le domaine fréquentiel font appel à un étalement spectral d'où leur dénomination de FS-FBMC (Frequency Spread FBMC). 15 La structure d'un système FS-FBMC est représentée en Fig. 1. Au niveau de l'émetteur, les symboles de modulation QAM à transmettre avec une cadence Nf avec f =1/T sont regroupés par blocs de taille N, xo[n], ..., x , ,, _1 [n] où n est l'indice temporel du bloc. Chaque bloc de N symboles est fourni en parallèle à 20 N voies d'entrée d'un module de prétraitement, 110, dit prétraitement OQAM (Offset QAM). Ce module de prétraitement a pour fonction de démultiplexer la partie réelle et la partie imaginaire des symboles d'entrée avec une fréquence 2f de sorte que deux échantillons transmis au même instant sur deux sous-canaux successifs ou deux échantillons transmis en deux instants successifs sur un même sous-canal sont l'un réel et 25 l'autre imaginaire. Chacune des N voies de sortie du module de prétraitement 110 correspond à un sous-canal. Chaque sous-canal est ensuite étalé sur un intervalle de 2K -1 sous-porteuses adjacentes, centré sur une sous-porteuse centrale du sous-canal. Plus précisément, chaque donnée OQAM est étalée sur 2K -1 sous-porteuses adjacentes et pondérée par la valeur (réelle) prise par la fonction de transfert du filtre de synthèse à la fréquence 3048839 3 correspondante. On a désigné par 120 le module d'étalement en fréquence et de filtrage par le filtre prototype. Chaque donnée OQAM d1 [n] en entrée du module 120 est étalée sur 2K -1 sous-porteuses adjacentes pour donner : 5 iii,k[n]= d i[n]Gk , k = -K +1,...,0,..K -1 (1) Les données de même parité i et i +2 sont séparées spectralement et celles de parités contraires i et i+1 se chevauchent comme représenté en Fig. 2A. Ce 10 chevauchement n'engendre toutefois pas d'interférence puisque deux données de parités contraires sont nécessairement respectivement situées sur l'axe réel et l'axe imaginaire. Par exemple, en Fig. 2A, les données di [n] et di+2[n] sont des valeurs réelles (représentées en traits continus) alors que la donnée d1,1 [n] est une valeur imaginaire (représentée par des traits en pointillés). L'orthogonalité dans le plan complexe est conservée par le filtrage 15 par le filtre prototype étant donné que les coefficients Gk sont réels. Les données étalées en fréquence et filtrées font ensuite l'objet d'une IFFT de taille KN en 130. Le bloc d'échantillons temporels en sortie de la IFFT est combiné au moyen du module de combinaison 140 comme indiqué en Fig. 3. L'ensemble des échantillons en 20 sortie de l'IFFT représente un symbole FBMC dans le domaine temporel, deux symboles FBMC successifs étant décalés de T 12 (autrement dit de N / 2 échantillons). Les symboles FBMC ayant chacun une durée KT (autrement dit une taille de KN échantillons). Un symbole FBMC est combiné dans le module 140 avec les K -1 symboles FBMC précédents et K -1 symboles FBMC suivants. Pour cette raison K est encore 25 appelé facteur de chevauchement (overlapping factor) ou d'entrelacement. On notera qu'un échantillon en sortie du module de combinaison 140 est la somme de 2K -1 échantillons de symboles FBMC consécutifs. Le signal ainsi obtenu est ensuite translaté en bande RF. Après transmission sur le canal 150, le signal reçu, démodulé en bande de base, 3048839 4 est échantillonné par le récepteur à la cadence Nf puis converti en blocs de taille KN par le convertisseur série-parallèle 160. Une FFT glissante (la fenêtre de la FFT glissant de N 1 2 échantillons entre deux calculs de FFT) de taille KN est effectuée dans le module FFT, 170, sur des blocs de KN 5 échantillons consécutifs en sortie du convertisseur série-parallèle 160. Les sorties de la FFT sont ensuite éventuellement égalisées (égaliseur non représenté) puis soumises à un filtrage et un désétalement spectral dans le module 180. L'opération de désétalement a lieu dans le domaine fréquentiel comme représenté en Fig. 2B. Plus précisément, les échantillons jirk[n], k = -K +1,...,0,..K -1 correspondant 10 aux 2K -1 fréquences (i -1)K +1 ,...iK ,...(i +1)K -1 de la FFT sont multipliés par les valeurs de la fonction de transfert du filtre d'analyse (translatée en fréquence de celle du filtre prototype) aux fréquences en question et les résultats obtenus sont sommés, soit : K-1 di/ni = Gkdirijni (2) k=-K+1 15 On notera que, comme en Fig. 2A, l'obtention de données ayant des rangs de même parité, par exemple d ir [n] et dir+2[n], fait appel à des blocs d'échantillons disjoints alors que ceux de deux rangs consécutifs, de parités inverses, se chevauchent. Ainsi, l'obtention de la donnée dir±i[n] fait appel aux échantillons iiirk[n], k =1,..,K -1 ainsi 20 qu'aux échantillons dir,2,k[n], k = -K +1,...,1. Le désétalement de données réelles est représenté par des traits continus alors que celui des données imaginaires est représenté par des traits en pointillés. Les données di' [n] ainsi obtenues sont ensuite fournies à un module de post- traitement 190, effectuant le traitement inverse de celui du module 110, autrement dit une 25 démodulation OQAM. Les symboles QAM sont ainsi restaurés. La technologie FBMC est l'une des technologies candidates à la cinquième génération des systèmes de télécommunication sans fil. Les systèmes de télécommunication sans fil des troisième (UMTS) et quatrième (LTE) générations font appel 3048839 5 à un canal montant (uplink channel) à accès aléatoire ou RACH (Random Access Channel) pour permettre à un terminal mobile ou UE (User Equipment) d'établir une connexion avec une station de base (BS ou eNodeB selon la génération). Le canal RACH est un canal commun à l'ensemble des UEs et ceux-ci y accèdent de 5 manière non synchronisée, généralement selon un protocole de conflit d'accès (contention based multiple access) pour transmettre l'envoi d'informations de contrôle à la station de base et se synchroniser avec elle. Dans les systèmes LTE, la transmission sur le canal RACH utilise des préambules spécifiques occupant un intervalle de sous-porteuses à une position spécifiée par un 10 paramètre du réseau. Un préambule contient une séquence complexe de Zadoff-Chu ayant subi un décalage d'un certain nombre d'échantillons, le décalage en question permettant à la station de base de discriminer les différents UEs. Le but de la présente invention est de proposer une méthode de synchronisation permettant à un émetteur (au niveau d'un terminal) de se synchroniser avec un récepteur 15 (au niveau d'une station de base) d'un système FBMC au moyen d'un canal d'accès, notamment d'un canal RACH. La présente invention propose également une structure de canal RACH permettant une mise en oeuvre de cette méthode de synchronisation. EXPOSÉ DE L'INVENTION 20 La présente invention est définie par une méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système FBMC, dans laquelle une séquence pseudoaléatoire étant insérée, au niveau de l'émetteur, dans un canal d'accès défini par un intervalle de sous-porteuses d'une trame FBMC, ladite séquence pseudo-aléatoire présentant un décalage donné, C,, par rapport à une séquence de référence à valeurs 25 réelles, et qu'au niveau du récepteur : (a) on effectue une FFT glissante du signal reçu de taille KN à partir d'un échantillon de départ d'indice donné (i =0), la fenêtre de la FFT glissant de NI2 échantillons entre deux FFT successives où N est le nombre de sous-porteuses d'un symbole FBMC et K est le facteur de chevauchement ; 3048839 6 (b) on extrait des résultats de FFT une séquence reçue sur ledit canal et l'on corrèle la séquence reçue avec la séquence pseudo-aléatoire de référence ; (c) on détermine le pic de corrélation entre ces deux séquences et l'on stocke en mémoire, en relation avec l'indice de l'échantillon de départ, une métrique du pic de 5 corrélation ainsi que la position de corrélation correspondant à ce pic ; les étapes (a),(b),(c) étant répétées pour une pluralité d'indices de l'échantillon de départ et (d) on détermine l'indice, imax , de l'échantillon de départ associé au pic de corrélation de métrique maximale ainsi que la position de corrélation, jmax , correspondant 10 à ce pic de corrélation de métrique maximale ; (e) on détermine le décalage, rtsoetq , entre la séquence reçue et la séquence de référence à partir de l'indice imax et de la position de corrélation jmax , le récepteur transmettant à l'émetteur le décalage ainsi déterminé ; (f) l'émetteur estime un retard à partir du décalage ainsi déterminé et le décalage 15 donné, et compense ce retard à l'émission. Selon un premier mode de réalisation, les étapes (a),(b),(c) sont répétées pour N 1 2 indices successifs de l'échantillon de départ, deux indices successifs étant séparés de 1. Avantageusement, à l'étape (f), le retard r est déterminé par l'émetteur à partir 2 0 de r= N (1-ts0etq - C,) où Np est le nombre de sous-porteuses de l'intervalle de sous- 2NP porteuses dudit canal d'accès. Selon un second mode de réalisation, les étapes (a),(b),(c) sont répétées une première fois, lors d'une première passe de recherche, pour une première pluralité d'indices de l'échantillon de départ, deux indices successifs étant séparés de P où P est 25 un pas de quantification libellé en nombre d'échantillons, et que les étapes (a),(b),(c) sont répétées au moins une seconde fois, lors d'une seconde passe de recherche, pour une N 2P 3048839 7 seconde pluralité P d'indices dans la plage p P , où ,emax est un indice ,e" P-,,e a P+- 2 m x 2 estimé dans la première passe de recherche. Avantageusement, l'indice ,emaxP est déterminé, lors de la première passe de recherche, comme celui appartenant à la première pluralité d'indices d'échantillon de 5 départ et associé à une première valeur maximale d'une métrique du pic de corrélation ( Ami ax ) de la séquence reçue avec la séquence de référence, ladite première valeur maximale étant obtenue sur ladite première pluralité d'indices. L'indice it. de l'échantillon de départ est alors déterminé, lors de la seconde passe de recherche, comme celui appartenant à la seconde pluralité d'indices d'échantillon 10 de départ et associé à une seconde valeur maximale d'une métrique du pic de corrélation ( At1,2ax ) de la séquence reçue avec la séquence de référence, ladite seconde valeur maximale étant obtenue sur ladite seconde pluralité d'indices. On détermine alors la position de corrélation, jmax , correspondant au pic de corrélation d'amplitude maximale lors de la seconde passe de recherche. 15 Le décalage, rtsoetq , entre la séquence reçue et la séquence de référence est avantageusement obtenu à partir de l'indice it. et de la position de corrélation jmax , tels que déterminés par la seconde passe de recherche. Le retard r peut être déterminé par l'émetteur à partir de r= (r tseq - c ot v 2NN P OÙ Np est le nombre de sous-porteuses de l'intervalle de sous-porteuses dudit canal 20 d'accès. De préférence, ladite séquence de référence est une séquence de Gold. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de 25 modes de réalisation préférentiels de l'invention faite en référence aux figures jointes parmi lesquelles : 3048839 8 La Fig. 1 représente de manière schématique un système de télécommunication FSFBMC connu de l'état de la technique ; La Fig. 2A illustre l'étalement spectral réalisé en amont du module IFFT de la Fig. 1; La Fig. 2B illustre le désétalement spectral réalisé en aval du module FFT dans la 5 Fig. 1; La Fig. 3 illustre la combinaison des symboles FBMC dans la Fig. 1; La Fig. 4 représente de manière schématique la structure d'un émetteur sur le canal RACH d'un système FBMC ; La Fig. 5 illustre de manière schématique la structure d'une trame à transmettre sur 10 le canal RACH d'un système FBMC; La Fig. 6 représente schématiquement la structure d'un récepteur d'un système FBMC, selon un premier mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 7 illustre de manière schématique une trame de symboles FBMC émise et reçue sur le canal RACH ; 15 La Fig. 8 représente un ordinogramme d'une méthode de synchronisation d'un émetteur d'un système FBMC, selon un premier mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 9 représente schématiquement la structure d'un récepteur FBMC d'un système FBMC, selon un second mode de réalisation de l'invention ; Les Figs. 10A et 10B représentent sous forme d'ordinogramme une recherche 20 grossière et une recherche fine dans le cadre d'une méthode de synchronisation d'un émetteur d'un système FBMC, selon un second mode de réalisation de l'invention. EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS Nous considérerons dans la suite un système de télécommunication FBMC 25 comprenant au moins une station de base et un terminal (UE). Pour se connecter à la station de base, le terminal émet un paquet de symboles FBMC sur un canal montant à accès aléatoire ou RACH. La Fig. 4 représente schématiquement la structure d'un émetteur FBMC adapté à émettre sur le canal RACH. L'émetteur est situé au niveau d'un terminal (UE). La structure 3048839 9 de l'émetteur est similaire à celle de l'émetteur FS-FBMC représenté dans la partie gauche de la Fig. 1. Les éléments 420 à 450 sont respectivement identiques aux éléments 120 à 150 et leur description ne sera donc pas reprise ici. On ne considère ici que le canal RACH, autrement dit les symboles transmis sur ce canal. Comme cela apparaît sur la figure, 5 d'autres symboles OQAM provenant d'autres canaux peuvent bien entendu être présents à l'entrée du module d'étalement spectral et de filtrage par le filtre prototype, 420. Un générateur 411 génère une séquence pseudo-aléatoire à valeurs réelles présentant de bonnes propriétés d'autocorrélation et de détection de décalage. Par bonnes propriétés d'autocorrélation, on entend que la corrélation de la séquence aléatoire 10 avec elle-même donne un pic très prononcé pour un décalage nul. Par bonnes propriétés de détection de décalage, on entend que la corrélation entre deux séquences décalées d'un décalage déterminé donne un pic très prononcé pour la valeur de ce décalage. Un exemple d'une telle séquence pseudo-aléatoire est la séquence de Gold à valeurs dans {-1,+1} . Le générateur 411 génère la séquence pseudo-aléatoire de manière classique à 15 l'aide d'un ou plusieurs registres à décalage rebouclés sur eux-mêmes, les prises sur un registre étant déterminées par les coefficients d'un polynôme générateur, de manière connue en soi. Dans le cas d'une séquence de Gold, la génération est effectuée au moyen de deux registres à décalage générant chacun une M-séquence (polynômes générateurs primitifs), les sorties de deux registres étant combinées entre elles au moyen d'un OU 20 exclusif. Chaque terminal dans la cellule est caractérisé par le décalage, noté C, , de sa séquence pseudo-aléatoire par rapport à une séquence de référence (correspondant à une initialisation prédéterminée des registres à décalage). Autrement dit, chaque terminal peut être identifié par son décalage C, , le terminal générant la séquence de référence avec un 25 décalage C, d'éléments de la séquence. La séquence générée en 411 fait ensuite l'objet d'un « mapping » sur la ressource de transmission associée au canal RACH dans le module 412. Plus précisément, les éléments de la séquence sont placés sur des sous-porteuses d'un intervalle de fréquence (chunk) voire plusieurs intervalles de fréquence alloué(s) au canal RACH pendant un 3048839 10 intervalle de temps prédéterminé. Le module 413 concatène à la trame de symboles FBMC un préfixe cyclique CP comme décrit plus loin. Les symboles FBMC de la trame augmentée de son préfixe cyclique font ensuite l'objet d'une modulation OQAM dans le modulateur 414 avant d'être fournis au module 420. Le modulateur OQAM a pour fonction 5 d'assurer un déphasage de 7-t-/ 2 entre deux échantillons consécutifs en temps et en fréquence de manière à ce que les valeurs portées au même instant par les sous-porteuses soient alternativement réelles et imaginaires et que les valeurs portées par une même sous-porteuse en des instants successifs soient aussi alternativement réelles et imaginaires. 10 On a représenté sur la Fig. 5 une trame de symboles FBMC dans le domaine fréquentiel, destinée à être transmise sur le canal RACH par l'émetteur de la Fig. 4. L'axe horizontal représente le temps et l'axe des ordonnées représente les fréquences. Les symboles FBMC sont représentés ici avant l'étalement fréquentiel en 420. Le canal RACH 15 occupe un intervalle de sous-porteuses qui lui est alloué, constitué de Np sous-porteuses (en toute rigueur Np sous-canaux dans la mesure où l'on se place avant étalement spectral). Le nombre Ars de symboles FBMC occupés par la séquence, avant l'ajout du préfixe cyclique, est donné par : 20 Ars-rArrniArri (3) où Npm est la longueur de la séquence pseudo-aléatoire et r I signifie la partie entière par excès. Si Npm/Np n'est pas un nombre entier, on complète le dernier symbole FBMC 25 par NsArr-Nrn, valeurs nulles (zero padding). La trame de Ars symboles FBMC est complétée par concaténation de Ar", symboles OFDM obtenus en recopiant les Ar", derniers symboles FBMC au début de la 3048839 11 trame pour former un préfixe cyclique. Le préfixe cyclique ainsi obtenu a été désigné par CP sur la figure. La longueur totale de la trame est donc de NS + Arcp symboles FBMC. L'ajout du préfixe cyclique est nécessaire pour absorber le temps de propagation dans la cellule. Le nombre Arcp sera choisi de manière à ce que Arp > 2R. /(cT) où R. 5 est le rayon maximum de la cellule, c la vitesse de propagation de la lumière et T 1 2 est la période d'émission des symboles FBMC. Les symboles FBMC de la trame représentée en Fig. 5 sont soumis à étalement spectral en 420 puis à IFFT de taille KN en 430, conversion parallèle-série en 440 avant d'être combinés en 450. 10 La Fig. 6 représente la structure d'un récepteur adapté à recevoir le canal RACH d'un système FBMC, selon un premier mode de réalisation de l'invention. Le récepteur se situe ici au niveau de la station de base. La structure du récepteur est similaire à celle du récepteur FS-FBMC représenté 15 dans la partie droite de la Fig. 1. Les éléments 660 à 680 sont respectivement identiques aux éléments 160 à 180 et leur description ne sera donc pas reprise ici. Un démultiplexeur (non représenté) en sortie du module de désétalement spectral 680 (voire en sortie du module de FFT 670) permet d'extraire les données OQAM correspondant au canal RACH. Les données ainsi extraites sont démodulées par un démodulateur OQAM 686 qui restitue 20 les éléments de la séquence. Un module de mise en forme 687 met bout à bout les portions de séquence acquises à chaque symbole FBMC de la trame. L'acquisition est effectuée pour 1 1 \ , FFT successives sur des blocs de KN échantillons, chaque bloc étant décalé de N 1 2 échantillons par rapport au précédent. La première FFT est effectuée sur un bloc de KN 25 échantillons commençant à un échantillon quelconque de la séquence, pris comme échantillon de référence. L'indice de cet échantillon est choisi conventionnellement i = 0 . Le traitement effectué ensuite est basé sur l'hypothèse que cet échantillon est le premier échantillon de la trame. 3048839 12 La séquence fournie par le module de mise en forme est corrélée dans le corrélateur 688 avec la séquence pseudo-aléatoire de référence, c'est-à-dire la séquence pseudo-aléatoire de décalage temporel C, =0. L'opération est répétée en incrémentant de 1 l'indice i de l'échantillon de 5 référence et ce, jusqu'à ce que i = N I 2. Un module de traitement 689 traite les résultats de corrélation fournis par le module de corrélation pour i =1,...,N/2. Plus précisément, pour chaque valeur de i, le module de traitement acquiert l'amplitude A(i) du pic de corrélation et l'indice jmax(i) du décalage (par rapport à la séquence de référence) correspondant à ce pic. 10 Le module de traitement détermine à partir de A(i) et Lax(i), i =1,..., N /2, le décalage total rtsoetq de la séquence pseudo-aléatoire reçue par rapport à la séquence de référence, ce décalage comprenant, d'une part, le décalage C, de la séquence initiale (autrement dit la séquence telle que transmise) et le décalage dû au retard r entre le début de la trame et l'échantillon de référence. 15 Le décalage total rtsoetq est ensuite transmis à l'UE de manière à ce que celui-ci puisse se synchroniser par rapport à la station de base. En effet, le terminal, connaissant le décalage C, , peut en déduire le retard r et le compense à l'émission de manière à ce qu'une trame de symboles FBMC transmise par l'UE soit reçue au début d'un intervalle de réception de la station de base. Ainsi, les trames de symboles FBMC issues de différents 20 UEs arrivent de manière synchrone à la station de base. La Fig. 7 représente de manière schématique, dans le domaine temporel, une trame de symboles FBMC émise sur le canal RACH par l'émetteur de la Fig. 4 et reçue par le récepteur de la Fig. 6. 25 Comme indiqué en relation avec la Fig. 3, chaque symbole FBMC est constitué de KN échantillons, deux symboles FBMC successifs étant décalés de N 1 2 échantillons. La sortie de l'émetteur FBMC a été désignée par E. On rappelle que celle-ci est obtenue par sommation de 2K-1 symboles FBMC successifs. 3048839 13 Au niveau du récepteur, le signal FBMC est reçu avec un retard correspondant au temps de propagation entre l'UE et la station de base. Il a été désigné par R sur la figure. Dans la suite, on note sk le premier échantillon du kème symbole FBMC, noté FBMCk . On a indiqué sur la Fig. 7 le début de chacun des Ns+Ncr symboles FBMC 5 intervenant dans la trame du canal RACH à savoir, sk,k = 0, ..., N s + N i, -1. Le point de départ de la FFT glissante est pris conventionnellement à un échantillon de référence i =O. Ce point de départ est incrémenté jusqu'à l'échantillon i = N I 2 , pour parcourir une zone de recherche d'amplitude N I 2 . Cette amplitude de la zone de recherche assure que l'on aura nécessairement lors du balayage, une valeur de i 10 correspondant à un alignement de la fenêtre de FFT avec un symbole FBMC. Dans le cas illustré, cet alignement se produit lorsque le point de départ coïncide avec le premier échantillon du symbole FBMC2, noté s2. La Fig. 8 représente un ordinogramme d'une méthode de synchronisation d'un 15 émetteur d'un système FBMC, selon un premier mode de réalisation de l'invention. On suppose que l'émetteur présente la structure déjà décrite en relation avec la Fig. 4 et que le récepteur présente la structure déjà décrite en relation avec la Fig. 6. La synchronisation de l'émetteur met en oeuvre les étapes 810-895 au récepteur et l'étape 897 à l'émetteur. 20 A l'étape 810, on initialise l'indice i =O. A l'étape 820, on initialise la position de départ de la fenêtre glissante de la FFT à l'échantillon d'indice i. Le récepteur FBMC considère alors l'échantillon d'indice i comme le premier de la séquence d'échantillons de la trame FBMC. A l'étape 830, les KN échantillons de la fenêtre glissante commençant à 25 l'échantillon i sont soumis à une FFT de taille KN dans le module de FFT 670. Les échantillons en sortie de la FFT sont en outre soumis à un filtrage et un désétalement spectral dans le module 680. A l'étape 840, on extrait les Np symboles OQAM correspondant au canal RACH. 3048839 14 A l'étape 850, le démodulateur 686 convertit les symboles OQAM en valeurs réelles, correspondant à des éléments de la séquence pseudo-aléatoire. Le cas échéant, on applique une décision dure sur les valeurs de la séquence pour obtenir une estimation des éléments de la séquence. 5 Les étapes 830 à 850 sont réalisées NS s fois, en translatant à chaque fois la fenêtre de FFT de N 1 2 échantillons. Chaque itération fournit Np éléments de la séquence. On obtient ainsi un nombre Ars.Arr de valeurs réelles. A l'étape 855, le module de mise en forme 687 arrange ces valeurs réelles en mettant bout à bout les portions de séquence acquises à chaque symbole FBMC. Cette mise 10 en forme peut être simplement réalisée en stockant les portions de séquence les unes à la suite des autres dans un buffer au fur et à mesure qu'elles sont fournies par l'étape 850. A l'étape 860, on effectue, au moyen du corrélateur 688, une corrélation de la séquence obtenue à l'étape précédente avec la séquence de référence. On obtient ainsi une suite de valeurs F(i, j) où j est une position de corrélation, autrement dit un décalage 15 de la séquence en question par rapport à la séquence de référence. La position j est exprimée en nombre d'éléments de la séquence pseudo-aléatoire où j varie de 0 à L-1 où L est la longueur de la séquence de référence. Selon une variante, on pourra à l'étape 850 prendre en compte les valeurs complexes (et non seulement les valeurs réelles) en sortie du démodulateur OQAM. Cette 20 séquence est alors corrélée en 860 avec la séquence de référence ayant subi elle-même une modulation OQAM. La corrélation est alors effectuée sur la base du produit hermitien des deux séquences en question. Cette variante permet d'atteindre un résultat de corrélation avec un meilleur rapport signal sur bruit étant donné que l'information portée par un élément de la séquence est distribuée par le transmultiplexeur sur plusieurs sous- 2 5 porteuses et instants adjacents. A l'étape 870, le module de traitement 689 calcule une métrique du pic de corrélation et la stocke en mémoire. Avantageusement, la métrique est calculée par max (F(i, j)) A(i) = max ( (i, j)) . Elle est comparée à une valeur de seuil A(i)- _ où r Fi 3048839 15 est la valeur moyenne de F(i, j) sur les valeurs j = 0,...,L -1 pour réduire de taux de fausse alarme et de non détection. Dans tous les cas, l'indice jffiax(i) = arg (F(i, j) I'(i, j) = A(i)) de la position de corrélation pour laquelle ce pic est atteint, est également stocké en mémoire. 5 A l'étape 880, on vérifie si i=NI2. Si ce n'est pas le cas, on incrémente i en 885 et on retourne à l'étape 820. En revanche, si c'est bien le cas, on a parcouru la totalité de la plage de recherche [0,N1 2] et l'on passe à l'étape 890. A l'étape 890, le module de traitement, 689, détermine la valeur maximale, Amax , de la métrique du pic de corrélation A(i) dans la plage de recherche [0, N 1 2] et récupère 10 dans la mémoire, la position de corrélation jmax(i) pour laquelle ce maximum est atteint, soit : A ax = max (A(i)) (4-1) =0, ,N 12 lmax= arg(A(i)A(i) = Amax(4-2) 15 imax imax (imax (4-3) Le module de traitement détermine ensuite à partir de l'indice imax et de la position jmax le décalage total, rtsoetq de la séquence comme expliqué plus loin. A l'étape 895, le décalage total tetq , exprimé en nombre d'éléments de la 20 séquence pseudo-aléatoire, est transmis par la station de base au terminal (UE), autrement dit par le récepteur à l'émetteur. A l'étape 897, l'émetteur du terminal estime le retard r à partir du décalage total rtsoetq et du décalage initial C' et synchronise son émission en conséquence. 25 Au niveau du récepteur, le retard r est conventionnellement exprimé en nombre d'échantillons du signal reçu, la période d'échantillonnage étant T IN. Ce retard peut se décomposer en un multiple entier de NI 2 et une partie fractionnaire (réelle) de NI 2 : 3048839 16 = (rent ± fs ract)N / (5) où 2:nt = est la partie entière par défaut de N 12, autrement dit l'indice k du N/2 5 dernier échantillon sk précédant l'échantillon de référence. Le retard r se traduit par un retard rkbsemq, en nombre d'échantillons de la séquence pseudo-aléatoire : rseq = (rs )N (6) fbmc ent fract p 10 étant donné que chaque symbole FBMC porte Np échantillons de la séquence pseudo- aléatoire. L'indice in,. correspond à un alignement de la fenêtre glissante de la FFT avec un début de symbole FBMC (alignement sur s2 en Fig. 7), autrement dit : 15 imax = s rfract .N / 2 (7) Lorsque la fenêtre de la FFT est alignée sur le début du symbole FBMC en question, la position du pic de corrélation résulte, d'une part, du décalage initial de la séquence 20 pseudo-aléatoire par rapport à la séquence de référence et, d'autre part du décalage de la fenêtre de FFT par rapport au début de la trame FBMC, soit : jmax=Cv+Npre'nt (8) 25 On déduit de (6),(7) et (8) le retard total de la séquence, r = fitse Cv +zsoit : 3048839 17 2N p (9) ts s = + pt .N p + r.f.''.N p = Jmax + N Comme déjà indiqué plus haut, le retard rtsoetq est transmis, à l'étape 895, au terminal (identifié par le décalage C, ). 5 A l'étape 897, l'émetteur du terminal peut alors estimer le retard r à compenser, libellé en nombres d'échantillons : N (10-1) = ts tq - C v) (10-2) 2NP 10 ou, alternativement, libellé en temps : T = (zte tq - C v) 2NP La Fig. 9 représente schématiquement la structure d'un récepteur FBMC d'un 15 système FBMC, selon un second mode de réalisation de l'invention. Le second mode de réalisation de l'invention diffère du premier au sens où la recherche du pic de corrélation dans la plage [0, N 1 2] se fait en deux passes successives, une première passe étant effectuée avec une résolution grossière et une seconde passe étant effectuée avec une résolution élevée autour du point trouvé dans la première passe. 20 Les modules portant les références 960-980, 986-987 sont identiques à ceux portant les références correspondantes 660-680, 686-687 en Fig. 6 et leur description sera par conséquent omise ici. Les valeurs en sortie du module de mise en forme 987 font l'objet d'une première corrélation avec la séquence pseudo-aléatoire de référence dans un premier module de 25 corrélation 988-1. A la différence du premier mode de réalisation, la première corrélation est répétée en incrémentant la position i du point de départ de la FFT glissante d'un pas 3048839 P >1 et ce que jusqu'à ce que i= 2P que P 2rn avec 1 REVENDICATIONS1. Méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système FBMC, caractérisée en ce qu'au niveau de l'émetteur on insère une séquence pseudo- aléatoire, dans un canal d'accès défini par un intervalle de sous-porteuses d'une trame FBMC, ladite séquence pseudo-aléatoire présentant un décalage donné, C, , par rapport à une séquence de référence à valeurs réelles, et qu'au niveau du récepteur : (a) on effectue (830) une FFT glissante du signal reçu de taille KN à partir d'un échantillon de départ d'indice donné (i = 0 ), la fenêtre de la FFT glissant de NI2 échantillons entre deux FFT successives où N est le nombre de sous-porteuses d'un symbole FBMC et K est le facteur de chevauchement ; (b) on extrait (840-855) des résultats de FFT une séquence reçue sur ledit canal et l'on corrèle (860) la séquence reçue avec la séquence pseudo-aléatoire de référence ; (c) on détermine (870) le pic de corrélation entre ces deux séquences et l'on stocke en mémoire, en relation avec l'indice de l'échantillon de départ, une métrique du pic de corrélation ainsi que la position de corrélation correspondant à ce pic ; les étapes (a),(b),(c) étant répétées pour une pluralité d'indices de l'échantillon de départ et (d) on détermine (890) l'indice, imax , de l'échantillon de départ associé au pic de corrélation de métrique maximale ainsi que la position de corrélation, jmax , correspondant à ce pic de corrélation de métrique maximale ; (e) on détermine (895) le décalage, rtsoe,q, entre la séquence reçue et la séquence de référence à partir de l'indice imax et de la position de corrélation fi,. , le récepteur transmettant à l'émetteur le décalage ainsi déterminé ; (f) l'émetteur (897) estime un retard à partir du décalage ainsi déterminé et le décalage donné, et compense ce retard à l'émission. 2. Méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système FBMC selon la revendication 1, caractérisée en ce que les étapes (a),(b),(c) sont répétées 3048839 24 pour N/2 indices successifs de l'échantillon de départ, deux indices successifs étant séparés de 1. 3. Méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système 5 FBMC selon la revendication 2, caractérisée en ce qu'à l'étape (f) le retard r est déterminé i par l'émetteur à partir de r = V" ts oe tq - cv) où N est le nombre de sous-porteuses de 2NN p P l'intervalle de sous-porteuses dudit canal d'accès. 4. Méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système 10 FBMC selon la revendication 1, caractérisée en ce que les étapes (a),(b),(c) sont répétées une première fois, lors d'une première passe de recherche, pour une première pluralité d'indices de l'échantillon de départ, deux indices successifs étant séparés de P où P est un pas de quantification libellé en nombre d'échantillons, et que les étapes (a),(b),(c) sont répétées au moins une seconde fois, lors d'une seconde passe de recherche, pour une 15 seconde pluralité P d'indices dans la plage P P , où ,emax est un indice ,emaxP--2 ,,e maxP +-2 estimé dans la première passe de recherche. 5. Méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système FBMC selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'indice ,emaxP est déterminé, lors de 20 la première passe de recherche, comme celui appartenant à la première pluralité d'indices d'échantillon de départ et associé à une première valeur maximale d'une métrique du pic de corrélation (A) de la séquence reçue avec la séquence de référence, ladite première valeur maximale étant obtenue sur ladite première pluralité d'indices. 25 6. Méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système FBMC selon la revendication 5, caractérisé en ce que, l'indice imax de l'échantillon de départ est déterminé, lors de la seconde passe de recherche, comme celui appartenant à la N 2P 3048839 25 seconde pluralité d'indices d'échantillon de départ et associé à une seconde valeur maximale d'une métrique du pic de corrélation ( AL ) de la séquence reçue avec la séquence de référence, ladite seconde valeur maximale étant obtenue sur ladite seconde pluralité d'indices. 7. Méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système FBMC selon la revendication 6, caractérisée en ce que l'on détermine la position de corrélation, jmax , correspondant au pic de corrélation d'amplitude maximale lors de la seconde passe de recherche. 8. Méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système FBMC selon la revendication 7, caractérisée en ce que le décalage, I" oe tq , entre la séquence reçue et la séquence de référence est obtenu à partir de l'indice imax et de la position de corrélation fi,. , tels que déterminés par la seconde passe de recherche. 9. Méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système FBMC selon la revendication 8, caractérisé en ce que le retard r est déterminé par l'émetteur à partir de z= ts oe tq - C ,) où N est le nombre de sous-porteuses de 2NN P l'intervalle de sous-porteuses dudit canal d'accès. 5 10 15 20 10. Méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système FBMC selon l'une des revendications précédentes, caractérisée en ce que ladite séquence de référence est une séquence de Gold.