FR 3041464 A1 20170324 FR 1558792 A 20150918 -1- CIRCUIT DE DISTORSION A ECRETEMENT DOUX La présente invention concerne de manière générale les systèmes de traitement audio et plus spécifiquement ceux incluant un circuit de distorsion visant à introduire des harmoniques dans le signal d'entrée, notamment utilisé dans les applications suivantes : amplificateurs de guitare électrique (canal clair / canal saturé), pédales d'effets pour guitare, préamplificateurs pour microphones ou synthétiseurs analogiques. Depuis l'apparition des instruments amplifiés électriquement, tels que les guitares électriques ou les synthétiseurs analogiques, les musiciens n'ont eu de cesse de rechercher des moyens d'enrichir le son brut de leur instrument, en ajoutant des systèmes de traitement dans la chaine audio. Cette recherche d'enrichissement du son a conduit au développement de plusieurs types de système de traitement sonore, agissant soit sur la dynamique du signal, tels les compresseurs et expandeurs, ou sur une réplication temporelle du signal d'entrée, tels les délais, chorus, flangers et réverbérations, ou sur la signature spectrale du signal d'entrée, tels les filtres, octavers et distorsions. Le but d'un dispositif de distorsion est d'ajouter des harmoniques dans le signal d'entrée afin de le rendre plus consistant. En fonction du taux de distorsion, le son résultant peut être qualifié de doux, chaud, puissant, dur, 20 lourd, rude ou sale. Historiquement, la distorsion est certainement le premier type d'effet à avoir été utilisé massivement par les guitaristes, car les premières conceptions d'amplificateurs à lampes étaient très simples et apportaient naturellement des harmoniques au signal d'entrée. La quantité 25 d'harmoniques induite par les amplificateurs à lampes dépendait principalement du réglage du gain de telle sorte qu'un réglage de gain faible délivrait une faible quantité d'harmonique et un niveau de signal de sortie 3041464 - 2 - faible, et qu'un réglage de gain élevé délivrait une grande quantité d'harmoniques et un haut niveau de signal de sortie. Avec le temps ce comportement est devenu un effet recherché, et les nouvelles conceptions d'amplificateurs intègrent cet état de l'art. 5 Néanmoins, l'utilisation d'amplificateur de guitare à lampes pour apporter de la distorsion au signal d'entrée présente des limitations. Pour certains, la limitation est simplement le temps de chauffe et la faible fiabilité des lampes. Pour d'autres, le problème est qu'un amplificateur puissant ne sonne pas correctement lorsqu'il est utilisé à faibles niveaux comme ceux 10 requis pour remplir une petite pièce. L'art antérieur contient nombre de tentatives pour reproduire le son d'un amplificateur à lampes à l'aide de composants semi-conducteurs plus fiables. Afin d'obtenir une quantité raisonnable d'harmoniques avec un 15 amplificateur puissant réglé à faibles niveaux, le signal d'entrée peut être en amont de l'amplificateur. On y parvient généralement en utilisant un dispositif de distorsion additionnel, qui apporte des harmoniques directement dans le signal de la guitare, et dont la sortie est connectée à l'entrée de l'amplificateur de guitare. Dans ce cas, la majorité des harmoniques est apportée par ce dispositif additionnel et non par l'amplificateur. Les dispositifs usuels de distorsion à base de semi-conducteurs, utilisent bien souvent une structure d'amplificateur basique à base de transistors ou d'amplificateurs opérationnels, en conjonction avec un dispositif d'écrêtage tel que des diodes, l'ensemble formant ce qu'on appelle communément un « ampli de clipping » ou amplificateur d'écrêtage. Cette implémentation standard est montrée à la figure 1. Si ce type de structure permet de générer une grande quantité d'harmoniques à faibles niveaux, il produit également un effet de distorsion immédiat, dans la mesure où, dès lors que le niveau de sortie dépasse la tension de diode, le gain de l'amplificateur passe rapidement de son maximum à son minimum. Du fait 3041464 - 3 - que l'enrichissement harmonique soit si soudain, il est relativement inapproprié d'utiliser ce type de structure d'écrêtage pour colorer légèrement le signal original avec les harmoniques de faibles rangs. En d'autres termes, cette structure typique d'écrêtage ne permet pas de générer des effets de 5 distorsion doux et subtils tels que le feraient des amplificateurs à lampes, et ne fournit aux musiciens qu'une très faible palette d'expressivité. Les distorsions et colorations harmoniques douces sont généralement obtenues par l'utilisation de circuits à lampes, mais l'utilisation de lampes induit une plus grande complexité d'intégration, des coûts plus élevés, et une 10 fiabilité plus faible en comparaison avec des circuits semi-conducteurs. Afin de fournir une subtile distorsion qualifiée de musicale, les amplificateurs à écrêtage peuvent également impliquer des composants obsolètes, tels que des diodes au Germanium. Ces dispositifs d'écrêtage sont par conséquent plus difficiles à approvisionner et génèrent donc des 15 surcoûts. Par ailleurs, afin d'ajuster le niveau de distorsion, les amplis d'écrêtage peuvent également contenir un bouton de contrôle de gain, de telle sorte qu'un réglage de gain faible produise peu d'harmoniques et un niveau de sortie faible, et qu'un réglage de gain élevé produise une grande quantité 20 d'harmoniques et un niveau de sortie important. L'inconvénient de cette approche est que le réglage du gain de l'ampli d'écrêtage impacte également le niveau de sortie obtenue. Le niveau de distorsion interfère donc avec le niveau de sortie et cette interférence diminue l'utilisabilité du dispositif de distorsion. 25 Le document US 4,180,707 décrit un circuit pour générer une distorsion douce en simulant le comportement d'un amplificateur à lampes en saturation, incluant un compresseur et un dispositif d'écrêtage. Cependant, cette implémentation de distorsion douce requiert un coûteux amplificateur de transconductance opérationnel, communément appelé OTA. Certains circuits 30 intégrés OTA devenant progressivement obsolètes, il n'est donc pas 3041464 - 4 - recommandé de faire ce choix technologique pour de nouveaux développements. Une autre implémentation de distorsion douce utilisant des semiconducteurs est décrite dans le document US 5,133,014. Ce document décrit 5 un synthétiseur de distorsion dont le circuit inclut un étage de gain variable qui augmente lorsque le niveau d'entrée augmente, impliquant un réseau composé d'une pluralité de commutateurs qui ajoutent progressivement des résistances parallèles afin d'augmenter progressivement le courant de sortie. Ainsi, en fonction du niveau du signal d'entrée, l'impédance de ce réseau 10 diminue, ce qui a pour effet d'introduire progressivement des harmoniques dans le signal d'entrée. Cependant, l'utilisation d'un tel réseau a pour but d'ajouter principalement des harmoniques de rang faible, et si ce dispositif convient bien pour générer des distorsions douces, ou pour colorer légèrement le signal d'entrée avec des harmoniques de rang faible, il devient 15 insuffisant pour générer à lui seul des distorsions à fort gain. En effet, pour un réseau défini, la quantité d'harmoniques ajoutée dépend uniquement du niveau du signal d'entrée. De ce fait, pour un réseau donné, si la quantité d'harmoniques à générer doit être augmentée, l'amplitude du signal d'entrée doit être augmentée. Les distorsions à fort gain ne peuvent alors être 20 obtenues qu'en amplifiant considérablement le signal d'entrée, avant de l'envoyer dans le réseau, ce qui, dans la plupart des cas au niveau des étages de pré-amplification, ne peut pas être réalisé compte tenu de la dynamique de sortie limitée de tout étage de pré-amplification, et qui, dans tous les cas, induit une interdépendance entre la quantité d'harmoniques 25 introduite et le niveau sonore de la sortie. On notera encore que la résistance variable dans le document US 5,133,014 est utilisée comme simple saturation et de ce fait reproduit les défauts des amplis à lampes. Par ailleurs, à des niveaux de pré-amplification, c'est-à-dire à des faibles niveaux de puissance de signal, un tel réseau ne peut être utilisé 30 comme dispositif d'écrêtage pour générer des harmoniques de rang élevé, du 3041464 - 5 - fait que l'impédance du réseau deviendrait trop faible pour être pilotée par un amplificateur. En outre, afin d'ajuster le caractère sonore de la distorsion, les dispositifs usuels de distorsion peuvent utiliser des étages de filtrage, à la fois 5 en amont et en aval du synthétiseur de distorsion. Il est communément admis qu'un signal audio, dont les fréquences basses passent au travers d'un ampli d'écrêtage, produit un son dit rude ou sale. Afin de produire un rendu plus subtil, les fréquences basses sont donc filtrées avant que le signal d'entrée ne soit traité par l'ampli d'écrêtage. Si cette approche permet en effet de 10 produire une distorsion plus douce, elle altère également d'écrêtage les fréquences fondamentales du signal source, qui sont alors absentes du spectre du signal de sortie de l'ampli d'écrêtage, ce qui dans certain cas est un effet de bord indésirable. Un but de la présente invention est, tout d'abord, de proposer un 15 circuit à base de semi-conducteurs permettant de générer un effet de distorsion, qui surmonte les inconvénients des circuits de distorsion connus, qui soit simple d'utilisation et qui ne requiert pas d'ajustement critique en production tout en étant bon marché. Pour cela un premier objet de l'invention concerne un circuit de 20 traitement audio à base de semi-conducteurs comprenant un étage d'entrée pour recevoir un signal audio d'entrée, un étage de sortie pour fournir un signal audio traité de sortie, et un étage de traitement agencé pour introduire des harmoniques dans le signal audio d'entrée et comprenant un amplificateur avec au moins une 25 boucle de contreréaction contenant un dispositif d'écrêtage pour diminuer le gain de l'amplificateur en fonction du signal audio traité de sortie, caractérisé en ce que le dispositif d'écrêtage comprend un réseau d'écrêtage composé d'une pluralité de cellules d'écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées dans ladite au moins une boucle de 30 rétroaction pour une diminution progressive du gain de l'amplificateur de 3041464 - 6 - sorte à obtenir un écrêtage doux du signal audio traité de sortie. Ce circuit permet la génération d'un écrêtage doux ou de distorsions douces enrichissant progressivement le contenu harmonique du signal d'entrée. Selon un mode de réalisation avantageux, la pluralité de cellules 5 d'écrêtage est agencée sous forme d'un assemblage série comprenant des diodes agencées en série et des résistances agencées en parallèle. Sa structure spécifique articulée autour d'un amplificateur d'écrêtage, dont au moins une boucle de contreréaction est un réseau d'écrêtage spécifique, appelée « réseau de clipping », composée de 10 diodes et de résistances, permet de produire un taux de distorsion dépendant de la dynamique du signal d'entrée, procurant par conséquent à l'utilisateur une palette d'expressivité accrue. Selon un mode de réalisation avantageux, il est prévu de fournir un effet de distorsion pouvant être configuré pour générer tout type de 15 distorsion, incluant les distorsions à harmoniques paires, impaires, douce ou puissante, en fonction de la structure de son réseau d'écrêtage. Pour ce faire selon un mode de réalisation, le signal audio traité de sortie contient au moins une phase positive et au moins une phase négative et le réseau d'écrêtage comprend une première boucle 20 de contreréaction contenant un premier assemblage série de cellules d'écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées pendant la phase positive du signal audio traité de sortie, et comprend au moins une seconde boucle de contreréaction contenant un deuxième assemblage série de 25 cellules d'écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées pendant la phase négative du signal audio traité de sortie. Selon un mode de réalisation avantageux, au moins une cellule d'écrêtage de l'assemblage série comprend un ensemble de diodes tête-30 bêche, de telle sorte que ladite au moins une cellule d'écrêtage puisse être 3041464 - 7 - utilisée à la fois pour les phases positives et négatives du signal audio traité de sortie. Selon un mode de réalisation avantageux, la dernière cellule d'écrêtage d'au moins une boucle de contreréaction comprend 5 une résistance à zéro Ohm. De cette manière, l'impédance minimale est proche de zéro Ohm dans la mesure où la ou les dernières cellules d'écrêtage unitaires ont des résistances à zéro Ohm. Un tel réseau d'écrêtage fournit une variation d'impédance bien plus douce que les dispositifs d'écrêtage issus de l'art antérieur. 10 Selon un mode de réalisation avantageux, plusieurs technologies de diodes sont mélangées afin de créer une asymétrie dans l'écrêtage, et donc de créer des harmoniques paires. En outre de préférence, le nombre de cellules d'écrêtage unitaires pour les phases positives du signal audio traité de sortie est différent du 15 nombre de cellules d'écrêtage unitaires pour les phases négatives du signal audio traité de sortie, afin de créer une asymétrie dans l'écrêtage et donc de créer des harmoniques paires. Selon un mode de réalisation avantageux, au moins une boucle de 20 contreréaction contient un dipôle dont l'impédance est dépendante de la fréquence. Ainsi, le gain de l'amplificateur devient également dépendant de la fréquence, et donc la quantité d'harmoniques ajoutée pour chaque fréquence fondamentale peut être différente. L'ajout de ce dipôle permet 25 donc de créer une « signature sonore » de distorsion différente. Selon un mode de réalisation avantageux, l'étage de traitement comprend en outre un moyen de contrôle de gain afin de d'ajuster le gain de l'amplificateur. Avantageusement, le moyen de contrôle de gain est un potentiomètre introduit dans une 30 boucle de contreréaction de l'amplificateur. 3041464 -8 Selon un mode de réalisation avantageux, le circuit comprend en outre un moyen de correction d'amplitude couplé au moyen de contrôle de gain, afin de compenser les variations d'amplitude du signal audio traité de sortie. De cette manière, il est possible de fournir 5 un effet de distorsion sonore dont le niveau de signal de sortie n'est pas affecté par le réglage du niveau de distorsion désiré. Pour cela, les changements d'amplitude du signal induits par l'amplificateur d'écrêtage sont compensés par un étage d'amplification spécifique, qui assure que le niveau du signal de sortie reste constant. Ceci est obtenu par le biais d'un couplage 10 entre le moyen de contrôle du niveau de distorsion et le moyen de contrôle du niveau de sortie. Avantageusement, le couplage entre le moyen de contrôle de gain et le moyen de correction d'amplitude est réalisé au moyen d'un potentiomètre double, dont la première unité est utilisée pour le moyen de contrôle de gain et dont la 15 seconde unité est utilisée pour ajuster le gain du moyen de correction d'amplitude. Selon un mode de réalisation avantageux, il est prévu de fournir un circuit produisant toute la palette des effets de distorsion, d'une distorsion douce à une distorsion puissante, à l'aide d'un seul bouton de contrôle afin 20 de maximiser l'utilisabilité du dispositif. Contrairement aux solutions antérieures, cet unique bouton de contrôle de gain n'interfère pas avec le niveau sonore du signal audio de sortie, et par conséquent, ne nécessite pas un second bouton pour ajuster manuellement ce niveau sonore. Selon un mode de réalisation avantageux, le circuit comprend en 25 amont de l'étage de traitement un séparateur de bande et en aval un mélangeur, dans lequel le séparateur de bande est agencé pour séparer le signal audio d'entrée en deux signaux de bandes de fréquences complémentaires et pour fournir un des deux signaux séparés en entrée de l'étage de traitement produisant en sortie le signal audio traité et l'autre des 30 deux signaux séparés en entrée du mélangeur et dans lequel le mélangeur 3041464 9 est agencé pour mélanger le signal audio traité et l'autre des deux signaux séparés et pour fournir en sortie le signal audio mélangé. De cette manière, il est possible de fournir un ajustement de caractère de distorsion qui n'altère pas les fréquences basses du signal d'entrée. 5 Selon un autre mode de réalisation avantageux, le circuit comprend en amont de l'étage de traitement un étage de filtre avec fréquence de coupure ajustable, et en aval un étage sommateur disposant de deux entrées noninverseuses et d'une entrée inverseuse et étant agencé pour recevoir sur une première entrée non-inverseuse le signal audio d'entrée, sur la seconde 10 entrée non-inverseuse le signal audio traité et sur l'entrée inverseuse le signal audio filtré. Un second objet de la présente invention concerne un circuit de réglage de caractère de distorsion comprenant un étage séparateur de bande agencé pour séparer un signal audio d'entrée en deux signaux de bandes de 15 fréquences complémentaires et pour fournir un des deux signaux séparés en entrée d'un étage de traitement produisant en sortie un signal audio traité et l'autre des deux signaux séparés en entrée d'un étage mélangeur, l'étage mélangeur étant agencé pour mélanger le signal audio traité et l'autre des deux signaux séparés et pour fournir en sortie un signal audio mélangé. De 20 cette manière, il est possible de fournir un ajustement de caractère de distorsion qui n'altère pas les fréquences basses du signal d'entrée. Ceci est obtenu au moyen d'un séparateur de bande, qui divise le signal d'entrée en deux bandes de fréquences complémentaires, et dont seule la bande haute est traitée par le synthétiseur de distorsion, et dont la bande basse est 25 mélangée avec la bande traitée. Selon des modes de réalisation préférés du second objet de la présente invention, l'étage de traitement utilisé est selon l'un quelconque des modes de réalisation décrit en lien avec le premier objet de la présente invention. 3041464 -10- Un troisième objet de la présente invention concerne un circuit de réglage de caractère d'un traitement audio comprenant : - un étage de filtre recevant en entrée un signal audio d'une source avec fréquence de coupure ajustable, connecté en sortie à un 5 étage de traitement qui délivre un signal audio traité, et - un étage sommateur disposant de deux entrées non-inverseuses et d'une entrée inverseuse et étant agencé pour recevoir sur une première entrée non-inverseuse le signal audio d'entrée, sur la seconde entrée non-inverseuse le signal audio traité et sur l'entrée 10 inverseuse le signal audio filtré. Un tel circuit permet d'avoir d'une part une bande de fréquence du signal d'entrée sélectionnée par l'étage de filtre et traitée par l'étage de traitement et d'autre part la bande de fréquence complémentaire non traité de telle sorte que la sortie du sommateur est un mélange entre la bande traitée 15 et la bande non traitée. Selon un mode de réalisation avantageux, un étage d'atténuation est prévu entre l'étage de filtre et l'étage de traitement. Selon d'autres modes de réalisation préférés, l'étage de traitement utilisé est selon l'un quelconque des modes de réalisation décrit en lien avec 20 le premier objet de la présente invention. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description détaillée qui suit de modes de mises en oeuvre de l'invention donnés à titre d'exemple nullement limitatifs et illustrés par les dessins annexés, dans lesquels : 25 - la figure 1, déjà décrite, représente un schéma électrique d'un exemple basique d'ampli d'écrêtage selon l'art antérieur ; - la figure 2 représente un schéma bloc d'un circuit de traitement audio comprenant un amplificateur d'écrêtage selon un mode de réalisation du premier objet de la présente invention ; 3041464 - les figures 3A-3C représentent chacune un schéma électrique de cellule d'écrêtage utilisable selon différents modes de réalisation préférés du réseau d'écrêtage ; - la figure 4 représente un schéma électrique d'un exemple de réseau 5 d'écrêtage ; - la figure 5 représente un graphique montrant la caractéristique électrique d'un réseau d'écrêtage tel que présenté à la figure 4, comparée à celle d'une structure d'écrêtage selon l'art antérieur ; - la figure 6 représente un graphique montrant la caractéristique 10 électrique d'un réseau d'écrêtage tel que présenté à la figure 4A, comparée à celles de plusieurs technologies de diodes ; - la figure 7 représente le schéma bloc d'un circuit d'ajustement de caractère de distorsion selon un deuxième objet de la présente invention ; - la figure 8 représente le schéma électrique simplifié d'un circuit 15 séparateur de bandes selon un mode de réalisation particulier du circuit d'ajustement de caractère de distorsion selon le deuxième objet ; - la figure 9 représente le schéma bloc d'un autre circuit d'ajustement de caractère de distorsion, selon un troisième objet de la présente invention. 20 TRAITEMENT AUDIO La figure 2 représente un schéma bloc d'un circuit de traitement audio comprenant un amplificateur d'écrêtage selon un mode de réalisation particulier du premier objet de la présente invention. Le circuit de traitement audio est réalisé à base de semi-conducteurs 25 et comprend au moins un étage d'entrée pour recevoir un signal audio d'entrée, un étage de eortie pour fournir un signal audio traité de sortie et un étage de traitement 2 agencé entre les étages d'entrée et de sortie, comprenant des moyens d'amplification 3 avec au moins une boucle de contreréaction 7 comprenant des moyens de contrôle de gain des moyens 3041464 -12- d'amplification. Le circuit de traitement audio reçoit au niveau de l'étage d'entrée un signal audio source issu d'une source audio 9. Lorsque le signal audio source est issu par exemple d'un micro de guitare électrique, l'étage d'entrée 5 présente une impédance d'entrée élevée et une impédance de sortie faible. Un buffer d'entrée 17 est avantageusement utilisé au niveau de l'étage d'entrée pour éviter d'altérer l'intégrité du signal audio source. Le signal audio résultant en sortie de l'étage d'entrée est ensuite relié à une entrée 10 de l'étage de traitement. 10 L'étage de traitement comprend un amplificateur d'écrêtage 2, plus communément appelé ampli d'écrêtage, composé d'un amplificateur 3 dont le gain initial est avantageusement réglable, par exemple via un potentiomètre 5, et couplé à un réseau d'écrêtage ou « réseau d'écrêtage » 7 qui diminue le gain de l'amplificateur 3 en fonction du niveau du signal audio de sortie 15 délivrée à la sortie 12. Le potentiomètre 5 et le réseau d'écrêtage 7 sont tous deux agencés dans des boucles de contreréaction de l'amplificateur 3. Le signal audio traité de sortie issu de l'amplificateur 3 fournit une transformation du signal audio d'entrée par un processus de distorsion. Dans le cas d'un réglage du gain au moyen d'un potentiomètre 5, le taux de distorsion est 20 alors également dépendant de la valeur du potentiomètre 5. Un grand nombre de solutions techniques peuvent être utilisées pour réaliser l'amplificateur 3, tel que des circuits amplificateurs à base de transistors, ou d'amplificateurs opérationnels. Selon un mode de réalisation préféré, le signal audio traité de sortie de 25 l'ampli d'écrêtage 2 est ensuite connecté à une entrée 11 d'un étage de correction d'amplitude 8. L'étage de correction d'amplitude 8. comprend un dispositif de correction d'amplitude qui modifie l'amplitude du signal d'entrée 11, en fonction de la valeur d'un potentiomètre 6, qui est couplé au potentiomètre 5 de l'ampli d'écrêtage 2. Le couplage entre les potentiomètres 30 5 et 6 est réalisé par le biais d'un potentiomètre double 4. L'étage de correction d'amplitude 8 contient un amplificateur 18 qui compense 3041464 -13- l'augmentation d'amplitude lié au traitement réalisé par l'ampli d'écrêtage 2, de telle sorte que sa sortie 13 ait une amplitude constante quelle que soit la position de l'axe du potentiomètre 4. Ainsi, l'étage de correction d'amplitude 8 restitue une transformation 5 par distorsion de l'entrée 10 de l'ampli d'écrêtage 2, dont le taux de distorsion est contrôlé par le potentiomètre 4, et dont l'amplitude reste constante quel que soit le taux de distorsion. Par exemple, l'amplitude du signal de sortie 13 peut être réglée pour être la même que celle de l'entrée 10, de telle sorte que le traitement global n'ajoute que la distorsion, sans le moindre changement 10 de volume sonore. De cette manière, on obtient avantageusement un circuit de traitement dont le moyen de contrôle du gain n'interfère pas avec le volume sonore du signal de sortie. Selon une variante avantageuse, la sortie 13 de l'étage de correction d'amplitude 8 est ensuite connectée à l'entrée 14 d'un étage final de contrôle 15 de volume, qui permet d'ajuster l'amplitude finale, et procède au conditionnement de signal nécessaire avant de fournir le signal traité 16 au dispositif suivant de la chaine audio. Les figures 3A-3C représentent chacune un schéma électrique de cellule d'écrêtage unitaire utilisable selon différents modes de réalisation 20 préférés du réseau d'écrêtage du circuit de traitement audio selon le premier objet de la présente invention. Une cellule d'écrêtage encore appelée cellule d'écrêtage unitaire ou cellule d'écrêtage partiel est un quadripôle composé d'au moins une diode et d'une résistance, comme représentés sur les figures 3A-3C. Ces cellules 25 d'écrêtage sont dites unitaires ou à écrêtage partiel dans la mesure où il est nécessaire de combiner plusieurs de ces cellules pour obtenir un écrêtage complet, chacune de ces cellules contribuant à l'obtention d'une partie de l'écrêtage total. L'assemblage série des cellules et leur activation séquentielle permet de réaliser l'aspect progressif de l'écrêtage. 30 Les diodes utilisées peuvent être de n'importe quelle technologie (Silicium, Germanium, LED, Schottky, Zener) et les résistances peuvent avoir 3041464 -14- n'importe quelle valeur. Trois types de cellules d'écrêtage unitaires peuvent être définis en fonction de la polarité du signal d'entrée. Une cellule d'écrêtage unitaire positive de type 1, représentée à la figure 3A, est définie pour les phases 5 positives du signal d'entrée du quadripôle. Une telle cellule est composée d'une diode montée en série, de telle sorte qu'elle soit passante pour les phases positives et bloquée pour les phases négatives du signal d'entrée du quadripôle et d'une résistance en parallèle. Une cellule d'écrêtage unitaire négative de type 2, représentée à la figure 3B, est définie pour les phases 10 négatives du signal d'entrée du quadripôle. Une telle cellule est composée d'une diode montée en série, de telle sorte qu'elle soit bloquée pour les phases positives et passante pour les phases négatives du signal d'entrée du quadripôle et d'une résistance en parallèle. La troisième implémentation de cellule d'écrêtage unitaire de type 3, représentée à la figure 3C, peut être 15 utilisée lorsque les phases positives et négatives du signal d'entrée doivent être traitées symétriquement. Une telle cellule est composée d'un ensemble de diodes tête-bêche en série et d'une résistance en parallèle. Avantageusement, pour chaque phase du signal, les cellules 20 d'écrêtage sont ensuite combinées en série de façon à ce que l'activation de la cellule N soit provoquée par la cellule N-1, elle-même activée par la cellule N-2. Un tel assemblage permet d'assurer un séquencement dans l'activation de cellules d'écrêtage partiel et donc de garantir la progressivité de l'écrêtage complet. Les deux quadripôles issus de la mise en série de cellules 25 d'écrêtage positives d'une part et de la mise en série de cellules d'écrêtage négatives d'autre part, sont ensuite combinés ensemble de façon à traiter à la fois les phases positives et négatives du signal, pour former un dipôle qui constitue alors le réseau d'écrêtage 7. La propriété d'un réseau ainsi défini est qu'il fournit une impédance progressivement décroissante, lorsque la 30 tension à ses bornes augmente. Un exemple de combinaison de cellules d'écrêtage unitaires pour 3041464 -15- former un réseau d'écrêtage 7 est montré à la figure 4. Le réseau d'écrêtage 7 est composé de six cellules d'écrêtage unitaires pour les phases positives du signal d'entrée et six cellules d'écrêtage unitaires pour les phases négatives du signal d'entrée. Dans cette implémentation, les résistances des 5 dernières cellules d'écrêtage unitaires ont une valeur fixée à zéro Ohm. Le réseau d'écrêtage est ensuite associé au moyen de contrôle de gain de l'ampli d'écrêtage fourni par le potentiomètre 5. La caractéristique électrique résultant d'une telle association est montrée à la figure 5. On y voit que l'impédance du dipôle formé décroit lorsque la tension absolue à ses bornes 10 augmente. L'impédance maximale est obtenue à zéro Volt et est celle du potentiomètre 5 (Rmax). L'impédance minimale est proche de zéro Ohm dans la mesure où les dernières cellules d'écrêtage unitaires ont des résistances de zéro Ohm. Un tel réseau d'écrêtage fournit une variation d'impédance bien plus douce que les cellules d'écrêtage issues de l'art antérieur, 15 composée seulement de deux diodes tête-bêche, comme représenté à la figure 1. La figure 5 montre la variation d'impédance à la fois d'un réseau d'écrêtage et d'une cellule d'écrêtage à deux diodes. On peut y constater que le réseau d'écrêtage fournit une variation d'impédance bien plus progressive 20 comparé à une approche à deux diodes. L'introduction du réseau d'écrêtage 7 dans une boucle de contreréaction de l'amplificateur 3 forme alors l'ampli d'écrêtage 2, dont le gain diminue lorsque le niveau instantané du signal de sortie 12 augmente. En d'autres termes, le signal de sortie 12 est de plus en plus compressé au 25 fur et à mesure que son niveau instantané augmente. Le gain maximum de l'ampli d'écrêtage 2 dépend de la valeur du potentiomètre 5 et le gain minimum dépend de la valeur de la mise en parallèle du potentiomètre 5 et de l'ensemble des résistances des cellules d'écrêtage unitaires de la phase active. Ce procédé permet de créer un contenu harmonique à partir du signal 30 d'entrée 10. Dans la mesure où le réseau d'écrêtage 7 fournit une variation d'impédance bien plus douce par rapport aux cellules d'écrêtage à deux 3041464 -16- diodes, le contenu harmonique du signal de sortie 12 est délivré bien plus progressivement que par les amplis d'écrêtage issus de l'art antérieur. De plus, comme le réseau d'écrêtage 7 est inclus dans une boucle de contreréaction de l'amplificateur 3, contrairement à d'autres solutions issues 5 de l'art antérieur, des taux de distorsion élevés peuvent être appliqués au signal d'entrée 10 sans aucun problème de dynamique de sortie d'amplificateur. Comme le contenu harmonique est ajouté en fonction du signal de sortie 12 au lieu du signal d'entrée 10, il n'est plus nécessaire d'amplifier significativement le signal d'entrée pour obtenir des taux de 10 distorsion élevés. Dans ce mode de réalisation, la quantité harmonique ajoutée au signal d'entrée 10 repose principalement sur le gain initial de l'amplificateur 2, dont le réglage s'effectue par le biais du potentiomètre 5. Lorsque le moyen de contrôle de gain 5 est réglé à de faibles valeurs, amenant l'ampli d'écrêtage 2 à présenter un gain initial faible, cette 15 progressivité harmonique fournit à l'utilisateur un effet de distorsion bien plus sensible au niveau d'entrée, élargissant ainsi la palette d'expressivité, ce qui est précisément le comportement attendu, lorsqu'un effet de type « crunch » est désiré. Lorsque le moyen de contrôle de gain 5 est réglé à des valeurs 20 élevées, amenant l'ampli d'écrêtage 2 à présenter un gain initial élevé, cette progressivité harmonique fournit à l'utilisateur un effet de distorsion qui délivre un contenu harmonique riche mais bien défini, évitant ainsi que le rendu sonore de la sortie ne soit rude ou sale, ce qui est précisément le comportement attendu lorsqu'un effet de type « overdrive » est désiré. 25 La répartition entre les harmoniques paires et impaires du signal de sortie dépend essentiellement de la symétrie d'écrêtage. Si seules les harmoniques impaires doivent être générée, alors les phases négatives et positives du signal d'entrée doivent être écrêtées de la même façon, en utilisant par exemple des cellules d'écrêtage unitaires de type 3, mises en 30 oeuvre avec une référence unique de diode. Par ailleurs, si des harmoniques paires doivent également être générées, tous les types de cellules d'écrêtage 3041464 -17- unitaires peuvent être utilisés, et le nombre de cellules utilisées pour les phases négatives et positives du signal peut être différent. Dans le cas où le nombre de cellules est identique entre les phases positives et négatives du signal, les technologies de diodes peuvent être mélangées afin de créer une 5 asymétrie dans l'écrêtage. Par exemple, des diodes Silicium peuvent être utilisées pour traiter l'alternance positive du signal, et des LEDs (diode électroluminescentes) pour traiter l'alternance négative. Ces deux technologies de diodes ayant des tensions de seuil différentes, il en résulte un écrêtage asymétrique qui produira alors des harmoniques paires. 10 Il convient également de faire remarquer que l'utilisation de réseaux d'écrêtage introduits dans une boucle de contreréaction d'un amplificateur apporte plusieurs autres avantages par rapport aux amplis d'écrêtage issus de l'art antérieur. Il est communément admis que l'un des composants clé d'un ampli 15 d'écrêtage est le dispositif d'écrêtage lui-même, qui présente une impédance variable en fonction du niveau instantané du signal de sortie. Selon la technologie du dispositif d'écrêtage, ce changement d'impédance peut être plus ou moins brutal, étant entendu que les changements d'impédance doux produisent un effet de distorsion qui tend à être considéré comme plus 20 musical que des changements d'impédance brutaux. De plus, il semble que les variations d'impédance douces soient plus favorables en ce qui concerne la plage d'expressivité de l'utilisateur final. La figure 6 montre les caractéristiques de plusieurs composants d'écrêtages, tels que des diodes Schottky, Silicium, LED et Germanium, ainsi 25 celle d'un réseau d'écrêtage comme défini dans le premier objet de la présente invention. Pour plus de lisibilité, les caractéristiques électriques ont été centrées autour de leur tension de seuil, si bien les points d'inflexion soient placés les uns au-dessus des autres. Comme le rendu sonore du signal de sortie issue d'une distorsion 30 dépend principalement de la progressivité du point d'inflexion du dispositif d'écrêtage, les amplis d'écrêtage issus de l'art antérieur peuvent avoir 3041464 -18- recours aux composants dont la courbe d'inflexion est la plus douce. Si parmi les technologies de diodes, les diodes au Germanium présentent la courbe d'inflexion la plus douce, elles sont aujourd'hui obsolètes, ce qui conduit donc à des problématiques d'approvisionnement, de coûts, et d'industrialisation. 5 De plus, aussi douce soit l'inflexion d'une caractéristique de diode au Germanium, elle demeure néanmoins plus brutale que celle d'un réseau d'écrêtage tel que défini selon le premier objet de la présente invention. Ainsi, l'utilisation de réseaux d'écrêtage dans un ampli d'écrêtage permet de maximiser la progressivité d'inflexion du dispositif d'écrêtage, et de fournir un 10 signal traité dont les caractéristiques de distorsions restent bien définies et dont la palette d'expressivité est étendue. REGLAGE DE CARACTERE Il est communément admis qu'un signal audio dont les fréquences 15 basses passent au travers d'un ampli d'écrêtage produira un son dit fuzz ou rude. Afin d'adoucir le caractère de la distorsion, le signal d'entrée peut être conditionné au moyen de filtres passe-haut avant d'être envoyé à un synthétiseur de distorsion. Si ce traitement permet d'ajuster le caractère d'une distorsion, il amortit également significativement les basses fréquences 20 du signal d'entrée, ce qui peut nuire à la signature harmonique initiale du signal source. La figure 7 montre, selon un deuxième objet de la présente invention, une structure de réglage (ou d'ajustement) de caractère qui permet de régler le caractère d'une distorsion tout en préservant les basses fréquences du 25 signal d'entrée. Ceci est obtenu en séparant le signal d'entrée en une bande basses fréquences et une bande hautes fréquences, en appliquant le moyen de distorsion à la bande hautes fréquences uniquement, et en reconstituant l'ensemble du spectre du signal d'entrée en mélangeant la bande de fréquences basses non traitée avec la bande de fréquences hautes traitée. 30 Le signal audio de la source 17 est délivré au buffer d'entrée 18 du circuit. Le buffer d'entrée 18 est avantageusement utilisé pour éviter d'altérer 3041464 -19- l'intégrité du signal source 17. Le signal résultant est ensuite connecté à l'entrée du séparateur de bande 19. Le séparateur de bande 19 est un circuit qui sépare le signal d'entrée en deux bandes de fréquence complémentaires, de telle sorte que si les deux signaux séparés résultant sont additionnés, le 5 signal d'entrée soit reconstitué. Le mode de réalisation préférentiel du séparateur de bande 19 pour un circuit de réglage de caractère de distorsion est de séparer le signal d'entrée en une bande de hautes fréquences délivrée sur la sortie 20 et une bande de fréquences basses délivrée sur la sortie 21. Dans la mesure où les deux bandes de fréquences sont complémentaires, 10 leur fréquence de coupure est identique, et ajustable par le moyen de contrôle de la fréquence de coupure 26. La sortie 20 est connectée à l'entrée 28 du moyen de distorsion 27 qui introduit des harmoniques dans le signal d'entrée 28 et fournit le signal traité sur sa sortie 22. On peut indiquer ici que tout type de synthétiseur de distorsion peut être utilisé comme moyen de 15 distorsion 27. Avantageusement, on pourra utiliser comme moyen de distorsion un ampli d'écrêtage comme celui présenté à la figure 2 en lien avec le premier objet de la présente invention. La sortie 22 est ensuite connectée à l'entrée 29 du sommateur 23. Par ailleurs, la sortie 21 du séparateur de bande 19 est connecté à l'entrée 30 du sommateur 23. Le 20 sommateur 23 fournit sur sa sortie 31 l'addition des deux signaux connectés à ses deux entrées 29 et 30. En conséquence, le signal présent sur la sortie 31 est le signal d'entrée 17 auquel ont été ajoutés des harmoniques générées à partir de la bande haute uniquement, préservant ainsi la signature harmonique de sa bande basse. Enfin, la sortie 31 du sommateur 25 23 est fournie à l'étage final de conditionnement de signal 24, de sorte que le signal de sortie 25 puisse être utilisé par d'autres étages de traitements audio ultérieurs. Un mode de réalisation simple de séparateur de bande est montré à la figure 8. Le signal audio d'une source 17 est délivré au buffer d'entrée 18 du 30 circuit. Le buffer d'entrée 18 est avantageusement utilisé pour éviter d'altérer l'intégrité du signal source 17. Le signal résultant est ensuite connecté à 3041464 - 20 - l'entrée du séparateur de bande 19. D'une part, le signal d'entrée est connecté à un filtre 32 passe-bas du premier ordre, qui fournit un signal filtré sur la sortie 21. D'autre part, le signal d'entrée est connecté à un filtre 33 passe-haut du premier ordre, qui fournit un signal filtré sur la sortie 20. Les 5 filtres 32 et 33 sont de simples cellules R-C. Comme les deux filtres 32 et 33 doivent être complémentaires, les valeurs des résistances et des condensateurs sont choisies identiques, si bien que leurs fréquences de coupures soient égales. De plus, afin de permettre à l'utilisateur d'ajuster la fréquence de coupure, les résistances 34 et 35 sont fournies par le biais d'un 10 potentiomètre double de telle sorte que leurs valeurs deviennent ajustables mais restent égales. Enfin, la sortie 20 de la cellule passe-bas 32 est connectée à l'entrée du sommateur 23, et la sortie 21 de la cellule passe-haut 33 est connectée à l'entrée du moyen de distorsion 27. Selon un troisième objet de la présente invention, un autre circuit 15 d'ajustement du caractère est montré à la figure 9. Ce circuit de réglage de caractère peut s'appliquer à tout type de moyen de traitement audio, tel qu'un délai, une réverbération, un compresseur ou un trémolo, et pas uniquement à un moyen de distorsion. Le signal audio d'une source 45 est fourni au buffer d'entrée 46 du circuit. Le buffer d'entrée 46 est avantageusement utilisé pour 20 éviter d'altérer l'intégrité du signal source 45. La sortie 47 du buffer d'entrée 46 est ensuite connectée au filtre 48. Le filtre 48 peut être de n'importe quelle topologie (passe-bas, passe-haut, passe-bande) et de n'importe quel ordre. Cependant avantageusement, le gain maximum du filtre ne doit pas excéder OdB. Les fréquences de coupure sont rendues ajustables grâce au moyen de 25 contrôle des fréquences de coupure 49. Le moyen de contrôle des fréquences de coupure 49 permet de sélectionner quelle portion de spectre du signal d'entrée 45 sera traitée par le moyen de traitement 36. La sortie du filtre 48 est ensuite connectée à l'entrée 51 de l'atténuateur 50 qui délivre sur sa sortie 42 un signal atténué de son entrée 51. Le gain de l'atténuateur 50 30 est contrôlé par un moyen de contrôle de gain 43. Le moyen de contrôle de gain 43 permet de choisir à quel point le spectre sélectionné du signal 3041464 - 21 - d'entrée 45 sera traité par le moyen de traitement 36. La sortie 42 est connectée à l'entrée 52 du moyen de traitement 36 qui renvoie un signal traité sur sa sortie 53. La sortie 42 est connectée à l'entrée 52 du moyen de traitement 36 qui 5 délivre un signal traité sur sa sortie 53. Le circuit contient un étage sommateur 37 disposant de de deux entrées non-inverseuses 38 et 40, et d'une entrée inverseuse 39. Le sommateur 37 est un circuit qui utilise ses trois entrée 38 à 40 pour réaliser une opération arithmétique et renvoie le résultat sur sa sortie 41. Le traitement réalisé par le sommateur 37 peut être 10 exprimé de la façon suivante : "sortie 41 = entrée 40 + entrée 38 - entrée 39" Ensuite, la sortie 47 du buffer d'entrée 46 est connectée à l'entrée noninverseuse 38 du sommateur 37, la sortie 42 de l'atténuateur 50 est connectée à l'entrée inverseuse 39 du sommateur 37, et la sortie 53 du 15 moyen de traitement 36 est connectée à l'entrée non-inverseuse 40 du sommateur 37. Dans un circuit ainsi défini, le terme « entrée 40 » est une bande de fréquence du signal d'entrée 45, sélectionnée par le filtre 48 et traitée par le moyen de traitement 36, et le terme « entrée 38 - entrée 39 » est la bande 20 de fréquence complémentaire non traitée, de telle sorte que la sortie 41 est un mélange entre la bande traitée et la bande non traitée. Dans l'ensemble de la description qui précède un certain nombre de termes usuels dans le domaine de l'audio ont été utilisés. Afin d'éviter toute ambiguïté, une courte définition de chacun de ces termes est fournie ci-25 après. Un « expandeur » (en anglais expander) est un effet sonore qui joue sur la dynamique du signal traité, diminuant les amplitudes faibles et augmentant les amplitudes fortes. Un « compresseur » est un effet sonore qui joue sur la dynamique du 30 signal traité, augmentant les amplitudes faibles et diminuant les amplitudes fortes. C'est le fonctionnement inverse de l'expandeur. 3041464' -22- Un « octaver » est un effet audio qui a pour but de transposer à une ou deux octaves en dessous ou au-dessus la tonalité du signal entrant. Un « flanger » est un effet sonore obtenu en additionnant au signal d'origine ce même signal mais légèrement retardé, ce retard fixe est modulé 5 par un LFO (low frequency oscillator) ou oscillateur très basse fréquence variant périodiquement à une fréquence de quelques hertz (communément entre 0,1 et 20 Hz). Le « clipping » ou écrêtage est une forme de distorsion du signal qui se produit quand un amplificateur est saturé et que la tension de sortie est 10 limitée par sa valeur maximale. Un « crunch » est un niveau de saturation appliqué sur les guitares électriques. Le crunch n'est pas un effet en soi, il s'agit juste d'un certain niveau de saturation. Il est généralement produit par un amplificateur pour guitare électrique (généralement à lampes) poussé à un certain volume. Ceci 15 dit certaines pédales peuvent imiter cette saturation. Un « fuzz » est un effet de saturation dû à un fort écrêtage du signal utilisé par les guitaristes et les bassistes électriques généralement au moyen d'une pédale d'effet fuzz. On comprendra que diverses modifications et/ou améliorations 20 évidentes pour l'homme du métier peuvent être apportées aux différents modes de réalisation de l'invention décrits dans la présente description sans sortir du cadre de l'invention défini par les revendications annexées. REVENDICATIONS1. Circuit de traitement audio à base de semi- conducteurs comprenant : - un étage d'entrée pour recevoir un signal audio d'entrée (10) ; - un étage de sortie pour fournir un signal audio traité de sortie (14) ; - un étage de traitement (2) agencé pour introduire des harmoniques dans le signal audio d'entrée et comprenant un amplificateur (3) avec au moins une boucle de contreréaction contenant un dispositif d'écrêtage pour diminuer le gain de l'amplificateur en fonction du signal audio traité de sortie, caractérisé en ce que le dispositif d'écrêtage comprend un réseau d'écrêtage (7) composé d'une pluralité de cellules d'écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées dans ladite au moins une boucle de rétroaction pour une diminution progressive du gain de l'amplificateur de sorte à obtenir un écrêtage doux du signal audio traité de sortie. 2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel la pluralité de cellules d'écrêtage est agencée sous forme d'un assemblage série de cellules comprenant des diodes agencées en série et des résistances agencées en parallèle. 3. Circuit selon la revendication 2, dans lequel le signal audio traité de sortie contient au moins une phase positive et au moins une phase négative et dans lequel l'amplificateur (3) comprend une première boucle de contreréaction contenant un premier assemblage série de cellules d'écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées pendant la phase positive du 3041464 -24- signal audio traité de sortie, et comprend au moins une seconde boucle de contreréaction contenant un deuxième assemblage série de cellules d'écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées pendant la phase négative du signal audio traité de 5 sortie. 4. Circuit selon la revendication 2, dans lequel au moins une cellule d'écrêtage de l'assemblage série comprend un ensemble de diodes tête-bêche, de telle sorte que ladite au moins une cellule d'écrêtage puisse être utilisée à la fois pour 10 les phases positives et négatives du signal audio traité de sortie. 5. Circuit selon la revendication 3 ou 4, dans lequel la dernière cellule d'écrêtage d'au moins une boucle de contreréaction comprend une résistance à zéro Ohm. 6. Circuit selon l'une des revendications 3 à 5, dans 15 lequel plusieurs technologies de diodes sont mélangées et/ou dans lequel le nombre de cellules d'écrêtage pour les phases positives du signal audio traité de sortie est différent du nombre de cellules d'écrêtage pour les phases négatives du signal audio traité de sortie, afin de créer des harmoniques paires. 20 7. Circuit selon l'une des revendications 1 à 6, dans lequel l'étage de traitement comprend en outre un moyen de contrôle de gain (5), de préférence un potentiomètre introduit dans une boucle de contreréaction de l'amplificateur (3), afin de d'ajuster le gain de l'amplificateur (3). 25 8. Circuit selon la revendication 7, comprenant en outre un moyen de correction d'amplitude (6, 8) couplé au moyen de contrôle de gain (5), afin de compenser les variations d'amplitude du signal audio traité de sortie (14). 3041464 -25- 9. Circuit selon la revendication 8, dans lequel le couplage entre le moyen de contrôle de gain et le moyen de correction d'amplitude est réalisé au moyen d'un potentiomètre double (4), dont la première unité (5) est utilisée pour le moyen 5 de contrôle de gain et dont la seconde unité (6) est utilisée pour ajuster le gain du moyen de correction d'amplitude. 10. Circuit selon l'une des revendications 1 à 9, comprenant en amont de l'étage de traitement un séparateur de bande (19) et en aval un mélangeur (23), dans lequel le 10 séparateur de bande est agencé pour séparer le signal audio d'entrée (10) en deux signaux de bandes de fréquences complémentaires et pour fournir un des deux signaux séparés (28) en entrée de l'étage de traitement (2 ; 27) produisant en sortie le signal d'audio traité (10 ; 22) et l'autre des deux signaux 15 séparés (21) en entrée du mélangeur et dans lequel le mélangeur est agencé pour mélanger le signal audio traité et l'autre des deux signaux séparés et pour fournir en sortie le signal audio mélangé (31). 11. Circuit selon la revendication 10, dans lequel chaque 20 bande de fréquence du séparateur de bande est obtenue au moyen de filtres (32, 33) dont les fréquences de coupure sont ajustées par le biais d'un moyen de contrôle des fréquences de coupure (26). 12. Circuit selon la revendication 11, dans lequel les 25 fréquences de coupure des filtres du séparateur de bande sont égales et sont ajustées au moyen d'un potentiomètre double. 13. Circuit selon l'une des revendications 1 à 9, comprenant en amont de l'étage de traitement un étage de filtre (48) avec fréquence de coupure ajustable, et en aval un étage 30 sommateur (37) disposant de deux entrées non-inverseuses et 3041464 -26- d'une entrée inverseuse et étant agencé pour recevoir sur une première entrée non-inverseuse le signal audio d'entrée, sur la seconde entrée non-inverseuse le signal audio traité et sur l'entrée inverseuse le signal audio filtré. 5