FR 3045981 A1 20170623 FR 1562950 A 20151221 -1 DISPOSITIF DE COMMANDE D'UN TRANSISTOR EN COMMUTATION ET SON UTILISATION DANS UN MODULE ELECTRONIQUE DE PUISSANCE D'UN VEHICULE AUTOMOBILE DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTION. L'invention concerne le domaine de l'électronique de puissance pour l'automobile et en particulier un dispositif de commande d'un transistor en commutation, et son utilisation dans un module électronique de puissance d'un véhicule automobile. ARRIERE PLAN TECHNOLOGIQUE DE L'INVENTION. Il est connu en soi que dans des circuits où les transistors fonctionnent en commutation, il peut y avoir des risques de surtension à cause des variations rapides des courants commutés dans des charges inductives ou dans des inductances parasites, internes ou externes aux transistors, conduisant dans certains cas à une dégradation, voire à une destruction de l'élément de commutation à semi-conducteur par effet d'avalanche. Afin de pallier ces risques, diverses solutions sont bien connues de l'état de la technique. Une première solution consiste en une limitation d'une dérivée temporelle di/dt du courant commuté induite par une limitation d'une dérivée temporelle dv/dt d'une tension commutée grâce à une résistance placée en série avec la grille des IGBT (acronyme de "Insulated Gate Bipolar Transistor" en terminologie anglosaxone, c'est-à-dire "Transistor Bipolaire à Grille Isolée") et des MOSFET (acronyme de "Metal Oxide Semiconductor Field Effet Transistor", c'est-à-dire "Transistor à Effet de Champ à Semiconducteur Métal Oxyde"). Cette première solution est très bon marché, mais pas assez efficace pour les applications de forte puissance. Une deuxième solution consiste à limiter directement les pics de tensions grâce à l'addition d'un circuit supplémentaire: circuit amortisseur dit "snubber", circuit RCD (résistance- capacité- diode), etc... Cette deuxième solution est efficace, mais elle est onéreuse, diminue le rendement, et n'est pas toujours applicable dans les applications de puissance. 3045981 - 2 - Une troisième solution consiste à limiter la dérivée temporelle di/dt en contrôlant une tension aux bornes d'une inductance parasite entre la source des MOSFET, ou l'émetteur des IGBT, et la masse du circuit de puissance. Cette troisième solution est aussi complexe, et délicate à appliquer dans des éléments 5 intégrés (modules de puissance, circuits en technologie DBC (acronyme de "Direct Bonded Copper", c'est-à-dire "Cuivre Directement Collé"), IML (acronyme de "Insulated Metal Leadframe", c'est-à-dire "Trace de Puissance Métallique Isolée"), IMS (acronyme de "Insulated Metal Subtrate", c'est-à-dire "Substrat Métallique Isolé"), etc ...). 10 Une quatrième solution consiste à limiter la dérivée temporelle di/dt en limitant la dérivée temporelle dv/dt des tensions de commande des IGBT et MOSFET. Cette quatrième solution est très complexe à mettre en oeuvre, et nécessite l'introduction de composants entre une connexion de masse du circuit de commande et une masse du circuit de puissance. 15 Une autre solution décrite dans la demande brevet FR2993422 de la société VALEO SYSTEMES DE CONTRÔLE MOTEUR pour réduire la dérivée temporelle di/dt consiste à injecter un courant auxiliaire s'opposant au courant de commande dans la grille du MOSFET ou de l'IGBT. Cette autre solution est également très complexe à mettre en oeuvre, et nécessite l'introduction de nombreux composants 20 supplémentaires dans un circuit de commande auxiliaire. Au vu de ces diverses solutions connues qui ne donnent pas entière satisfaction, il existe donc un besoin pour en supprimer les inconvénients, ou du moins, les atténuer. 25 DESCRIPTION GENERALE DE L'INVENTION. La présente invention vise donc un dispositif de commande d'un transistor en commutation, comprenant: - le transistor comportant une électrode de commande et des électrodes de puissance; 30 - un circuit de commande relié à cette électrode de commande; - des moyens de limitation d'une dérivée temporelle d'un courant de puissance circulant entre ces électrodes de puissance. 3045981 - 3 - Selon l'invention, ces moyens de limitation asservissent une tension de mesure proportionnelle à cette dérivée temporelle à une tension de référence prédéterminée en appliquant une tension d'erreur sur l'électrode de commande. La tension d'erreur est amplifiée selon l'invention par un gain intrinsèque du 5 transistor en mode linéaire. Selon l'invention encore, la tension de référence est supérieure ou égale à une tension de seuil de conduction du transistor. Dans le dispositif de commande d'un transistor en commutation selon l'invention, les moyens de limitation comprennent une première inductance, reliée à 10 une première électrode des électrodes de puissance et parcourue par le courant de puissance, couplée magnétiquement négativement à une seconde inductance, insérée en série entre le circuit de commande et l'électrode de commande, et fournissant à ses bornes une partie de la tension de mesure. Selon l'invention, une limitation de la dérivée temporelle est donnée par 15 l'expression Vref/L1, où Vref est la tension de référence et L1 une valeur d'inductance de la première inductance. Dans le dispositif de commande d'un transistor en commutation selon l'invention, les moyens de limitation comprennent en outre une source de tension continue présentant une tension nominale prédéterminée insérée en série entre le 20 circuit de commande et la seconde inductance de telle sorte que la tension de référence est égale à une somme de la tension de seuil et de cette tension nominale. Selon l'invention, la source de tension est formée par un nombre prédéterminé de diodes identiques en série polarisées dans un sens direct par le 25 circuit de commande dans un état "haut", de telle sorte que la tension nominale est égale à une tension de coude des diodes multipliée par ce nombre. Dans le dispositif de commande d'un transistor en commutation selon l'invention, les moyens de limitation comprennent en outre un condensateur en parallèle sur ces diodes et chargé dans un circuit de charge comprenant au moins 30 une résistance. Selon l'invention, la première inductance et la seconde inductance constituent respectivement un primaire et un secondaire d'un transformateur planaire sans noyau magnétique formé au voisinage du transistor dans une couche métallique d'un circuit imprimé ou sur un substrat de type DBC, IML, ou IMS. 3045981 - 4 - Un rapport de transformation de ce transformateur est, selon l'invention, supérieur ou égal à deux. Dans le dispositif de commande d'un transistor en commutation selon l'invention, le transistor est de type MOSFET et: 5 - l'électrode de commande est une grille du transistor; - la première électrode de puissance est une source de ce transistor et une seconde électrode des électrodes de puissance est un drain de ce transistor. Alternativement, le transistor est de type IGBT et: - l'électrode de commande est une grille du transistor; io - la première électrode de puissance est un émetteur de ce transistor et une seconde électrode des électrodes de puissance est un collecteur de ce transistor. L'invention concerne aussi une utilisation du dispositif de commande décrit ci-dessus dans un module de puissance de véhicule automobile comprenant au moins un transistor en commutation. Un tel module de puissance peut être compris 15 par exemple dans un dispositif de redressement synchrone, un onduleur, un convertisseur courant continu- courant continu, un convertisseur courant continu courant alternatif réversible, un régulateur d'excitation ou un dispositif de commande de démarreur. Ces quelques spécifications essentielles auront rendu évidents pour 20 l'homme de métier les avantages du dispositif de commande d'un transistor en commutation selon l'invention par rapport à l'état de la technique. Les spécifications détaillées de l'invention sont données dans la description qui suit en liaison avec le dessin ci-annexé. Il est à noter que ce dessin n'a d'autre but que d'illustrer le texte de la description et ne constitue en aucune sorte une 25 limitation de la portée de l'invention. BREVE DESCRIPTION DU DESSIN. La Figure 1 est un schéma de principe simplifié d'un mode de réalisation préféré du dispositif de commande d'un transistor en commutation selon l'invention. 30 DESCRIPTION DES MODES DE REALISATION PREFERES DE L'INVENTION. La solution de limitation de la dérivée temporelle di/dt dont le schéma de principe est donné sur la Figure 1 est similaire à certaines solutions connues de l'état de la technique, mais sans boucle de rétroaction matérielle à haute vitesse 3045981 - 5 - supplémentaire, difficile à réaliser, et ne nécessite pas de composants supplémentaires sur les substrats DBC, IML ou IMS des modules de puissance. Le principe général de l'invention est d'utiliser le très grand produit gain bande passante intrinsèque d'un transistor de type MOSFET 1 quand il fonctionne 5 en mode linéaire, de manière à apporter le gain nécessaire de la boucle di/dt avec le retard de phase le plus petit possible dans la fonction de transfert en boucle ouverte. C'est pourquoi la solution proposée par l'entité inventive est implémentée au voisinage du MOSFET, et peut être considérée comme une solution MOSFET 10 "locale", de manière à minimiser la taille (et les délais dus au câblage parasite) de la boucle. C'est aussi la raison pour laquelle, par comparaison aux solutions connues de l'état de la technique, tous les composants supplémentaires ajoutés à la boucle de rétroaction sont supprimés, et remplacés par le gain intrinsèque du transistor MOSFET 1 commandé. 15 Dans le mode de réalisation préféré de l'invention, un couplage magnétique négatif entre des première et seconde inductances 2, 3 sans noyau magnétique est introduit entre une électrode de grille 4 et une électrode de source 5 d'un MOSFET 1 (canal N), de manière très proche du composant 1 lui-même (en boîtier, ou dans une configuration de puce nue), pour fermer la boucle de rétroaction. Bien entendu, 20 d'autres formes de réalisation de l'invention pourront faire appel à un transistor MOSFET 1 de type canal P à la place du transistor MOSFET 1 de type canal N indiqué plus haut. Le capteur est formé par l'inductance parasite 2 du câblage de l'électrode de source 5. La tension de référence de la boucle est la tension de seuil de 25 conduction VGS(th) du transistor MOSFET 1 à laquelle s'ajoutera la tension aux bornes du condensateur 10, en parallèle avec les deux diodes en série D1, D2, dans le cas où l'amélioration décrite par la suite et incorporant le circuit 8 montré à la Figure 1 est implémentée dans le dispositif selon l'invention. Une variation di/dt du courant de puissance i(t) circulant entre l'électrode de 30 drain 6 et l'électrode de source 5 génère une surtension Vu aux bornes de la première inductance 2, quand le transistor MOSFET 1 est commuté dans un état "bloqué" par un état "bas" d'une commande d'un circuit de commande 7. On notera que la variation di/dt peut être à l'origine, dans l'état de la technique, c'est-à-dire dans un circuit ne comprenant pas les moyens prévus dans la présente invention, 3045981 - 6 - d'un claquage du transistor 1 par effet d'avalanche du fait qu'elle se produit également dans les inductances parasites de drain/source du MOSFET 1 (ou dans les inductances parasites de collecteur/émetteur dans le cas d'un transistor IBGT). Dans cette forme de réalisation, le coefficient de couplage k entre la 5 première inductance 2 et la seconde 3 est de l'ordre de 0,45 à 0,55 en valeur absolue. Un rapport de transformation de l'ordre de deux est choisi pour éviter une connexion de puissance trop longue de l'électrode de source 5 (de manière à réduire une résistance parasite et à gagner de la place au moment du routage sur le support (technologie PCB, DBC, IML ou autres), pour une même efficacité. De 10 manière générale, le rapport de transformation sera au moins égal à deux dans la plupart des applications de l'invention, mais pourra être très sensiblement supérieur à deux dans certains cas. La tension de mesure Vu générée aux bornes de la seconde inductance 3 est ainsi proportionnelle à la dérivée temporelle di/dt du courant de puissance i(t). 15 La tension de mesure Vu+VL2 est comparée à la tension de référence, et une tension d'erreur est appliquée directement sur l'électrode de grille 4 du MOSFET 1, qui amplifie cette différence et rend la dérivée temporelle di/dt égale à Vref/L1, Vref étant la tension de référence et L1 étant une valeur d'inductance de la première inductance 2. 20 En variante, une importante amélioration a été apportée par l'entité inventive au fonctionnement de base décrit ci-dessus. Une source de tension continue 8 relativement stable est appliquée en série entre le circuit de commande 7 et une connexion de commande de l'électrode de grille 4 du MOSFET 1, de manière à réduire une influence d'une dispersion 25 importante de la tension de seuil VGS(th) (due aux dispersions des caractéristiques du MOSFET en production et aux effets de la température) sur la tension de référence Vref. Cette source de tension 8 ayant une tension nominale prédéterminée est formée par deux diodes 9 identiques présentant une tension de coude Vd (de 30 l'ordre de 0,55 V pour une diode de commutation au silicium) polarisées dans le sens direct par le circuit de commande 7 dans un état "haut", de sorte que la tension de référence Vref est donnée dans cette variante par l'expression Vref = VGs(th) + 2 x Vd. 3045981 - 7 - Le condensateur 10 connecté en parallèle sur ces diodes 9 est nécessaire pour maintenir la tension nominale 2 x Vd quand le circuit de commande 7 est dans un état "bas", mais aussi pour fournir une part significative d'un courant de grille pendant les commutations. 5 La source de tension 8 est aussi une source de tension négative gratuite appliquée entre l'électrode de grille 4 et l'électrode de source 5 (de l'ordre de 1,1 V), qui améliore le blocage du MOSFET 1 dans l'état "bloqué". Ce condensateur est chargé par un circuit de charge comprenant une première résistance 11 dans l'état "haut" du circuit de commande 7. Cette première 10 résistance 11 force également le MOSFET 1 dans l'état "bloqué" quand le circuit de commande 7 n'est pas actif. Une seconde résistance 12 en série dans le circuit de charge 7, 11, 12 est également nécessaire pour régler des temps de commutation en tension. Une autre tension V aux bornes de cette seconde résistance 12 est considérée comme 15 négligeable par rapport à la tension nominale 2 x Vd de la source de tension 8. On notera ici que le fait de régler des temps de commutation en tension est un avantage important par rapport aux solutions connues de la technique antérieure dans lesquelles on souhaite limiter le di/dt pour des raisons de sécurité, vis-à-vis d'une possible avalanche. En effet, avec la solution de l'invention présentée ci- 20 dessus, il devient possible de régler séparément les temps de commutation en tension (grâce à la résistance 12) et en courant (grâce au contrôle du di/dt). Il est ainsi possible de trouver un compromis sur la somme des temps de commutation, en tension et en courant, permettant de ne pas augmenter les pertes par commutation dues aux deux types de commutation, et même éventuellement de 25 faire décroître celles-ci par exemple en réduisant le temps de commutation en tension et en augmentant le temps de commutation en courant. Dans un mode de réalisation concret de la présente invention sur un circuit imprimé, ou dans un module électronique de puissance en technologie DBC, IML ou IMS, les première et seconde inductances 2, 3 prennent la forme d'un transformateur planaire sans 30 noyau magnétique formé directement dans une couche métallique, au plus près du MOSFET 1 au niveau des électrodes de drain et de source 5, 6. Un avantage de cette structure, comparée à un écrêtage actif classique, est qu'il n'est pas nécessaire de prévoir une connexion supplémentaire pour capter une tension de drain. Par exemple, dans un écrêtage actif pour un onduleur 3045981 - 8 - triphasé, six éléments de commutation à semi-conducteur 1 doivent être pris en considération. Par conséquent, six connexions supplémentaires seraient nécessaires pour réaliser la fonction d'écrêtage, alors qu'il n'y en a aucun avec la solution de l'invention. 5 En termes de coût, avec la solution de l'invention, on n'a pas besoin d'ajouter sur le substrat (au voisinage des éléments de commutation de puissance 1) des circuits RCD, ou des circuits "snubber", onéreux, fragiles et complexes, parce qu' on réalise un amortissement des oscillations parasites, et une dissipation complète des pertes engendrées par des courants de rupture, par le MOSFET 1 10 lui-même en mode linéaire. Comme il va de soi, l'invention ne se limite pas aux seuls modes d'exécution préférentiels décrits ci-dessus. Notamment, le type de transistor de puissance 1 cité n'est pas limitatif; l'utilisation d'autres éléments à semi-conducteurs susceptibles de réaliser les 15 mêmes fonctions qu'un MOSFET 1, par exemple un transistor de type IGBT, ne sortirait pas du cadre de l'invention. La source de tension continue 8 pourrait être formée d'un nombre de diodes 9 en série différent de deux, ou de diodes 9 d'un type différent de celui cité, par exemple des diodes Zéner. 20 De manière générale, l'homme de métier pourra autant que de besoin implémenter les mêmes fonctions à moindre coût avec des éléments passifs ou actifs, discrets, pour montage en surface, ou hybrides, différents de ceux décrits 1, 2, 3, 9, 10, 11, 12. L'invention embrasse toutes les variantes possibles de réalisation dans la 25 limite de l'objet des revendications ci-après. REVENDICATIONS1) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation, comprenant: - ledit transistor (1) comportant une électrode de commande (4) et des électrodes 5 de puissance (5, 6); - un circuit de commande (7) relié à ladite électrode de commande (4); - des moyens de limitation (2, 3, 8) d'une dérivée temporelle d'un courant de puissance (i(t)) circulant entre lesdites électrodes de puissance (5, 6); caractérisé en ce que lesdits moyens de limitation (2, 3, 8) asservissent une 10 tension de mesure (VL2) proportionnelle à ladite dérivée temporelle à une tension de référence prédéterminée en appliquant une tension d'erreur sur ladite électrode de commande (4). 2) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation selon la 15 revendication 1 précédente, caractérisé en ce que ladite tension d'erreur est amplifiée par un gain intrinsèque dudit transistor (1) en mode linéaire. 3) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation selon la revendication 2 précédente, caractérisé en ce que ladite tension de référence est 20 supérieure ou égale à une tension de seuil de conduction dudit transistor (1). 4) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation selon la revendication 3 précédente, caractérisé en ce que lesdits moyens de limitation (2, 3, 8) comprennent une première inductance (2), reliée à une première électrode (5) 25 desdites électrodes de puissance (5, 6) et parcourue par ledit courant de puissance (i(t)), couplée magnétiquement négativement (k) à une seconde inductance (3), insérée en série entre ledit circuit de commande (7) et ladite électrode de commande (4), et fournissant à ses bornes ladite tension de mesure (VL2). 30 5) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation selon la revendication 4 précédente, caractérisé en ce qu'une limitation de ladite dérivée temporelle est donnée par l'expression Vref/L1, où Vref est ladite tension de référence et L1 une valeur d'inductance de ladite première inductance (2). 3045981 -10- 6) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation selon la revendication 5 précédente, caractérisé en ce que lesdits moyens de limitation (Vu) comprennent en outre une source de tension (8) continue présentant une tension nominale (2 x Vd) prédéterminée insérée en série entre ledit circuit de commande (7) et ladite seconde inductance (3) de telle sorte que ladite tension de référence est égale à une somme de ladite tension de seuil et de ladite tension nominale (2 x Vd). 7) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation selon la revendication 6 précédente, caractérisé en ce que ladite source de tension (8) est formée par un nombre prédéterminé de diodes (9) identiques en série polarisées dans un sens direct par ledit circuit de commande (7) dans un état "haut", de telle sorte que ladite tension nominale (2 x Vd) est égale à une tension de coude (Vd) desdites diodes multipliée par ledit nombre. 8) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation selon la revendication 7 précédente, caractérisé en ce que lesdits moyens de limitation (2, 3, 8) comprennent en outre un condensateur (10) en parallèle sur lesdites diodes (9) et chargé dans un circuit de charge (7, 11, 12) comprenant au moins une résistance (11). 9) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation selon la revendication 4 précédente, caractérisé en ce que ladite première inductance (2) et ladite seconde inductance (3) constituent respectivement un primaire (2) et un secondaire (3) d'un transformateur planaire sans noyau magnétique formé au voisinage dudit transistor (1) dans une couche métallique d'un circuit imprimé ou sur un substrat de type DBC, IML, ou IMS. 10) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation selon la revendication 9 précédente, caractérisé en ce qu'un rapport de transformation dudit transformateur (2, 3) est supérieur ou égal à deux. 3045981 - 11 - 11 ) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation selon l'une quelconque des revendications 1 à 10 précédentes, caractérisé en ce que ledit transistor (1) est de type MOSFET et en ce que: - ladite électrode de commande (4) est une grille (G) dudit transistor (1); 5 - ladite première électrode (5) de puissance est une source (S) dudit transistor et une seconde électrode (6) desdites électrodes de puissance (5, 6) est un drain (D) dudit transistor (1). 12) Dispositif de commande d'un transistor (1) en commutation selon l'une 10 quelconque des revendications 1 à 10 précédentes, caractérisé en ce que ledit transistor (1) est de type IGBT et en ce que: - ladite électrode de commande (4) est une grille dudit transistor (1); - ladite première électrode de puissance (5) est un émetteur dudit transistor (1) et une seconde électrode (6) desdites électrodes de puissance (5, 6) est un collecteur 15 dudit transistor (1). 13) Utilisation du dispositif de commande selon l'une quelconque des revendications 1 à 12 précédentes dans un module de puissance de véhicule automobile comprenant au moins un transistor (1) en commutation. 20