FR 3030941 A1 20160624 FR 1402960 A 20141222 Boucle d'asservissement et modulateur Sigma-Delta comprenant une telle boucle d'asservissement La présente invention concerne une boucle d'asservissement comprenant une entrée et une sortie reliées l'une à l'autre par une liaison directe et une liaison de contre- réaction, la liaison directe comprenant au moins un amplificateur connecté entre l'entrée et la sortie, la boucle d'asservissement comprenant, en outre, un ensemble de filtrage. La présente invention concerne également un modulateur Sigma-Delta comprenant une telle boucle d'asservissement. Dans le domaine des boucles d'asservissement, il est connu d'utiliser des dispositifs de filtrage associés à une chaîne d'amplification afin d'obtenir une précision optimale tout en assurant la stabilité de la boucle. De telles boucles d'asservissement sont notamment utilisées dans le domaine de la conversion d'un signal analogique en un signal numérique et, plus particulièrement, dans le domaine des modulateurs Sigma-Delta, de manière à représenter un signal d'entrée E(t), variant de manière continue dans le temps, sous la forme d'un signal de sortie S numérisé, c'est-à-dire échantillonné en temps et quantifié en amplitude. Il est ainsi connu, par exemple par le document FR 2 837 035 A1, un modulateur Sigma-Delta comprenant, sur une liaison directe, un ensemble de filtrage, une chaîne d'amplification et un convertisseur analogique-numérique en série, et, sur une liaison de contre-réaction, un convertisseur numérique-analogique. Dans un tel modulateur, le design de l'ensemble de filtrage est optimisé de manière à offrir des fonctions de filtrage performantes, permettant d'obtenir un rapport signal sur bruit optimal en sortie de la boucle d'asservissement, même en présence d'un temps de retard de boucle important. Un tel temps de retard correspond au temps de transit total de la boucle (trajet direct et retour de boucle cumulé) hormis le retard de groupe introduit par le filtre de boucle. Le temps de retard est notamment lié au temps de fonctionnement des convertisseurs analogique-numérique et numérique-analogique et au temps de propagation des signaux dans la boucle d'asservissement, comme cela est décrit dans le document [1] : « Optimal and Sub-Optimal Loop Filter Responses for Continuous-Time III Modulators » tiré des Annales des télécommunications - nov/déc 2002 - tome 57 N°11/12 - p1186-1225 de J.M. Hodé, C. Flouzat, J.L. De Gouy. Cependant, dans une telle boucle d'asservissement, même si les fonctions de filtrage sont améliorées, la mise en oeuvre de l'ensemble de filtrage reste coûteuse et complexe. L'intégration de l'ensemble de filtrage dans la boucle d'asservissement risque de limiter les performances de la boucle d'asservissement par l'introduction d'un retard supplémentaire. De plus, le test de la boucle d'asservissement indépendamment de la fonction de filtrage reste difficile. L'invention a donc pour but de palier à ces problèmes, en proposant notamment une boucle d'asservissement dont le temps de retard de boucle est réduit et dont la mise en oeuvre et le test sont simplifiés, afin d'améliorer les performances et la stabilité de la boucle d'asservissement. A cet effet, l'invention concerne une boucle d'asservissement du type précité, caractérisée en ce que l'ensemble de filtrage comprend au moins un dispositif de filtrage connecté entre la liaison directe et une référence de tension, le ou chaque dispositif de filtrage formant un filtre passe-bande centré sur une fréquence centrale prédéterminée, le ou chaque dispositif de filtrage comprenant une liaison de connexion formant une ligne de transmission électrique s'étendant entre la liaison directe et la référence de tension, la nv longueur de chaque liaison de connexion étant approximativement égale à 4f , où n * c. est un entier impair, y est la vitesse de propagation d'un signal circulant sur la liaison de connexion, et fc la fréquence centrale prédéterminée. La mise en oeuvre de la boucle d'asservissement est simplifiée, puisqu'à la fréquence centrale, chaque liaison de connexion agit comme un inverseur d'impédance, de sorte qu'un court-circuit, au niveau de chaque dispositif de filtrage, entre la liaison de connexion et la référence de tension, forme une impédance infini, c'est-à-dire un circuit ouvert entre la liaison de connexion et la liaison directe, et inversement. Ainsi, la liaison de connexion participe directement au filtrage. Elle n'est donc pas considérée comme un élément apte à perturber le filtrage, mais comme un élément de longueur connue favorisant le filtrage et le dimensionnement des dispositifs de filtrage. En outre, le test de la boucle d'asservissement est facilité puisqu'il suffit de créer un court-circuit au niveau de chaque dispositif de filtrage, entre la liaison de connexion et la référence de tension, pour isoler l'ensemble de filtrage du reste de la boucle d'asservissement. De plus, la façon dont est connecté l'ensemble de filtrage à la liaison directe permet de réduire le temps de retard de boucle et ainsi de garantir la stabilité de la boucle d'asservissement. En effet, le fait d'utiliser un ensemble de filtrage qui n'est pas connecté en série à la liaison directe, mais qui comprend des dispositifs de filtrage connectés entre la liaison directe et la référence de tension, permet de ne pas inclure dans le temps de retard de boucle global des temps de retard liés, d'une part, à la présence de fils de connexion entre le dispositif de filtrage et la liaison directe et, d'autre part, à la propagation à travers le ou les dispositifs de filtrage. Selon des aspects avantageux mais non obligatoires de l'invention, une telle boucle d'asservissement comprend en outre une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou suivant toutes les combinaisons techniquement admissibles : - chaque dispositif de filtrage comprend une résistance connectée entre la liaison directe et la liaison de connexion ; - le ou au moins un dispositif de filtrage comprend un résonateur, le résonateur étant connecté entre la liaison de connexion et la référence de tension ; - chaque résonateur comprend au moins une bobine et l'inductance de chaque bobine est comprise entre 1nH et 100nH ; - le ou chaque amplificateur est compris dans un boîtier, et le résonateur est disposé à l'extérieur du boîtier ; - la fréquence centrale prédéterminée est comprise entre 0,5 GHz et 4,0 GHz, de préférence entre 1,0 GHz et 2,0 GHz; - la boucle d'asservissement comprend plusieurs dispositifs de filtrage connectés successivement le long de la liaison directe au niveau de points de connexion respectifs, les points de connexion respectifs étant isolés électriquement les uns des autres par le ou les amplificateurs ; - le ou chaque amplificateur sont compris à l'intérieur d'un boîtier, et, pour chaque dispositif de filtrage, la liaison de connexion comprend une première partie disposée à l'intérieur du boîtier et une deuxième partie disposée à l'extérieur du boîtier ; - la boucle d'asservissement comprend un bloc de conversion analogique- numérique, placé sur la liaison directe entre, d'une part, le ou les amplificateurs et, d'autre part, la sortie; et un bloc de conversion numérique-analogique, placé sur la liaison de contre-réaction. L'invention a également pour objet un modulateur Sigma-Delta comprenant une boucle d'asservissement telle que définie ci-dessus. L'invention sera mieux comprise et d'autres avantages de celle-ci apparaîtront à la lumière de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif et faite en référence aux dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 est une représentation schématique d'un modulateur Sigma-Delta à boucle d'asservissement, muni d'un ensemble de filtrage; - la figure 2 est un graphe, dans le domaine fréquentiel, de la réponse en amplitude de l'ensemble de filtrage du modulateur de la figure 1, ainsi que d'un premier dispositif de filtrage appartenant à l'ensemble de filtrage ; - la figure 3 est un graphe, dans le domaine fréquentiel, de la réponse en amplitude de deuxième, troisième et quatrième dispositifs de filtrage de l'ensemble de filtrage du modulateur de la figure 1 ; - la figure 4 est un graphe, dans le domaine fréquentiel, de la réponse en amplitude de la boucle d'asservissement du modulateur de la figure 1, en configuration boucle ouverte ; et - la figure 5 est un graphe, dans le domaine fréquentiel, de la réponse en phase de la boucle d'asservissement du modulateur de la figure 1, en configuration boucle ouverte. STRUCTURE Un modulateur Sigma-Delta 10 est représenté à la figure 1. Il est adapté pour convertir un signal analogique d'entrée E(t), appliquée sur une borne d'entrée 15, en un signal numérique de sortie S, délivré sur une borne de sortie 18. La borne d'entrée est par exemple connectée à un capteur. La borne de sortie est par exemple connectée à une unité de traitement numérique. Le modulateur Sigma-Delta 10 est configuré pour fonctionner dans une bande de fréquence BE prédéterminée, également appelée bande du modulateur Sigma-Delta 10. Le modulateur Sigma-Delta 10 comporte une boucle d'asservissement 12 de manière à convertir un signal analogique en un signal numérique avec un rapport signal sur bruit, qui, dans la bande de fréquence BE, est bien meilleure que celui d'un convertisseur qui n'est pas intégré dans une boucle d'asservissement. En effet, le modulateur Sigma-Delta 10 réduit, dans la bande de fréquence BE, le bruit lié à la conversion analogique-numérique. La boucle d'asservissement 12 est ainsi propre à assurer la conversion du signal d'entrée E(t) avec une erreur minimale de conversion, notamment pour les fréquences élevées du signal d'entrée E(t), par exemple les fréquences supérieures à 500 MHz. La boucle d'asservissement 12 comprend une liaison directe 20, qui relie l'entrée 15 à la sortie 18 et qui comprend successivement un bloc soustracteur 16, un moyen d'intégration comportant une chaîne d'amplification 22 et un ensemble de filtrage 30, et un bloc de conversion analogique-numérique 24, dénommé CAN 24 dans ce qui suit. Le CAN 24 est adapté pour échantillonner le signal qui lui est appliqué à une fréquence d'échantillonnage fe. La boucle d'asservissement 12 comprend en outre une liaison de contre-réaction 26, qui relie la sortie 18 au soustracteur 16 et qui comprend un bloc de conversion numérique-analogique 28, dénommé CNA 28 dans ce qui suit. Le CNA 28 est configuré pour transmettre au bloc soustracteur 16 un signal de conversion C(t), correspondant à la conversion analogique du signal de sortie S. De manière plus détaillée, le bloc soustracteur 16 est configuré pour recevoir le signal d'entrée E(t) et le signal de conversion C(t) et pour soustraire le signal de conversion C(t) du signal d'entrée E(t), afin d'obtenir un signal d'erreur U(t) : U(t)=E(t)- C(t). La chaîne 22 est connectée entre la sortie du bloc soustracteur 16 et l'entrée du CNA 24. La chaîne 22 comprend un premier 32A, un deuxième 32B, un troisième 32C et un quatrième 32D amplificateurs. Chaque amplificateur 32A, 32B, 32C, 32D comprend une borne d'entrée 34A, 34B, 34C, 34D du côté de l'entrée 15 et une borne de sortie 36A, 36B, 360, 36D du côté de la sortie 18. Les amplificateurs 32A, 32B, 320, 32D sont connectés en cascade, les uns à la suite des autres, la borne de sortie d'un amplificateur amont et une borne d'entrée d'un amplificateur aval étant connectée en un point de connexion. La chaîne 22 comprend un premier 40A, un deuxième 40B, un troisième 40C et un quatrième 40D dispositifs de filtrage. Les dispositifs de filtrage 40A, 40B, 400, 40D sont connectés successivement le long de la liaison directe 20. Chaque dispositif de filtrage est connecté à un point de connexion en entrée d'un amplificateur correspondant, parmi les amplificateurs 32A, 32B, 320, 32D. Un dispositif de filtrage est ainsi isolé électriquement de ses voisins par l'intermédiaire d'un amplificateur. La fonction de filtrage est ainsi répartie le long de la liaison directe. Plus précisément, le premier dispositif de filtrage 40A est relié à la liaison directe 20 au niveau de la borne d'entrée 34A. Le deuxième dispositif de filtrage 40B est relié à la liaison directe 20 la borne de sortie 36A et la borne d'entrée 34B. Le troisième dispositif de filtrage 40C est relié à la liaison directe 20 entre la borne de sortie 36B et la borne d'entrée 340. Le quatrième dispositif de filtrage 40D est relié à la liaison directe 20 entre la borne de sortie 36C et la borne d'entrée 34D. Chaque dispositif de filtrage 40A, 40B, 400, 40D comprend une résistance RA, RB, RC, RD, dont une borne est reliée à la liaison directe 20, et une liaison de connexion LA, LB, LC, LD, formant une ligne de transmission électrique, s'étendant entre l'autre borne de la résistance RA, RB, RC, RD et une référence de tension M. Les premier 40A, troisième 400 et quatrième 40D dispositifs de filtrage comprennent, en outre, chacun un résonateur 42A, 420, 42D connecté entre la liaison de connexion LA, LC, LD et la référence de tension M. Dans le deuxième dispositif de filtrage 40B, la liaison de connexion LB est directement connectée à la référence de tension M. Les résonateurs 42A, 42C, 42D sont configurés pour entrer en résonnance aux alentours d'une fréquence centrale fc, correspondant à une fréquence utile du signal d'entrée E(t). Le résonateur 42A comprend une bobine 50A et un condensateur 52A connectés en série. Le résonateur 42C comprend une bobine 50C reliée en série à un ensemble 52C formé d'une bobine 54C et d'un condensateur 56C connectés en parallèle. Le résonateur 42D comprend un condensateur 50D relié en série à un ensemble 52D formé d'une bobine 54D et d'un condensateur 560 connectés en parallèle. Les bobines de chaque résonateur ont, par exemple, une inductance comprise entre 1nH et 100nH. Les liaisons de connexion LA, LB, LC, LD forment des lignes de transmission à impédance contrôlée, dans le sens où le fabricant du modulateur 10 est propre à fixer l'impédance caractéristique de ces lignes de transmission en fonction de l'application envisagée. Ainsi, chaque liaison de connexion LA, LB, LC, LD participe au filtrage, de même que les résonateurs 42A, 42C, 42D. Chaque liaison de connexion LA, LB, LC, LD influe sur le dimensionnement et la configuration des résonateurs 42A, 42C, 420. La longueur D de chaque liaison de connexion LA, LB, LC, LD est approximativement égale à , où y est la vitesse de propagation d'un signal circulant 4* fc sur ladite liaison de connexion, et fc la fréquence centrale prédéterminée. Plus précisément, la longueur D de chaque liaison de connexion LA, LB, LC, LD n* est égale à , avec une marge d'erreur égale à plus ou moins 10%, de préférence à 4* fc plus ou moins 5% et où n est un nombre entier impair de préférence égal à 1. Les liaisons de connexion LA, LB, LC, LD, grâce à leur longueur D sensiblement égale à un quart de la longueur d'onde, permettent d'inverser, à la fréquence centrale fc, l'impédance de la charge qui y est connectée, en l'occurrence d'inverser l'impédance des résonateurs 42A, 42C, 42D. Ceci permet de faciliter la réalisation des résonateurs qui comprennent des composants peu coûteux, peu complexes et de valeurs standards, en particulier en ce qui concerne les bobines 50A, 50C, 54C, 54Dqui, dans la pratique, présentent de meilleures coefficients de qualité que s'il n'y avait pas cette transformation d'impédance et permettent donc un de réaliser un filtrage précis sur une bande de fréquence étroite, par exemple inférieure à la bande de fréquence prédéterminée BF. Ceci permet surtout d'introduire une impédance inverse entre deux amplificateurs successifs de manière à réaliser la fonction de filtrage au point de connexion entre amplificateurs. Comme cela sera expliqué en détail ci-dessous, cela permet de minimiser le temps de retard de boucle de la boucle d'asservissement 12 et par conséquent de gagner en gain de boucle. Dans un mode de réalisation particulièrement avantageux, la liaison directe 20 et la liaison de contre-réaction 26 sont intégrées sur une même puce électronique, positionnée à l'intérieur d'un boîtier 31. Les résistances RA, RB, RC, RD sont alors positionnées à l'intérieur du boîtier 31 et avantageusement connectées sur la puce électronique. Chaque liaison de connexion LA, LB, LC, LD comprend une première partie 44A, 44B, 44C, 44D disposée à l'intérieur du boîtier 31 et une deuxième partie 46A, 46B, 46C, 46D disposée à l'extérieur du boîtier 31. Chaque première partie 44A, 44B, 44C, 44D est avantageusement intégrée à la fois sur la puce électronique dans les interconnexions du boîtier et débouche vers l'extérieur du boîtier 31, au niveau de borne intermédiaire de connexion 48A, 48B, 48C, 48D. La deuxième partie 46A, 46B, 46C, 46D est connectée entre la borne intermédiaire de connexion 48A, 48C, 48D et le résonateur 42A, 42B, 42C pour les dispositifs de filtrage 40A, 40C, 40D, et entre la borne intermédiaire de connexion 48B et la référence de tension M pour le deuxième dispositif de filtrage 40B. Les résonateurs 42A, 42C, 42D sont disposés à l'extérieur du boîtier 31 et sont ainsi propres à être déconnectés de la liaison directe ou avantageusement court-circuités, en vue de calibrage de la boucle. Le fait que les résonateurs 42A, 42C, 42D soient à l'extérieur du boîtier 31 est indispensable pour disposer des coefficients de qualité visés et pour personnaliser le filtrage en fonction de l'application. Plus précisément, le fait que les résonateurs 42A, 42C, 42D soient à l'extérieur du boîtier et non à l'intérieur permet d'utiliser au niveau des résonateurs 42A, 42C, 42D des bobines 50A, 50C, 54C, 54D de taille supérieure, qui ont un coefficient de qualité optimisés et permettent donc aux résonateurs 42A, 42C, 42D de réaliser un filtrage sur une bande de fréquence étroite.35 COMPORTEMENT ET DIMENSIONNEMENT La chaîne 22 est adaptée pour appliquer un gain total G au signal d'erreur U(t). Le gain total G est par exemple supérieur à 20 dB. La chaîne 22 est configurée pour atténuer un signal de bruit W généré par le CAN 24 lors de son fonctionnement. En effet, si le signal d'entrée E(t) était directement appliqué à l'entrée du CAN 24, c'est-à-dire si le CAN 24 n'était pas asservi dans une boucle d'asservissement, alors le rapport signal sur bruit R1, au niveau de la sortie 18, serait : R1= -E, où E est la W puissance moyenne du signal d'entrée exprimée, par exemple, en Watts et W la variance du bruit introduit par le CAN 24, exprimée dans la même unité. Au contraire, lorsque le CAN 24 est asservi comme cela est le cas dans le modulateur Sigma-Delta 10, le rapport signal sur bruit R2, au niveau de la sortie 18, est : R2= G*-. Puisque le gain G est W élevé, le rapport signal sur bruit est ainsi fortement amélioré par la boucle grâce à la chaîne d'amplification 22. La fréquence d'échantillonnage fe est choisie de manière à sur-échantillonner le signal d'erreur U(t) afin d'améliorer la résolution de la conversion. Par exemple, la fréquence d'échantillonnage fe est 2,5 fois supérieure à la fréquence maximale du signal d'erreur U(t), suite au filtrage et à l'amplification du signal d'erreur U(t) par l'ensemble de filtrage 30 et la chaîne d'amplification 22. Le CNA 28 est configuré pour convertir le signal de sortie S numérique en un signal de conversion C(t) analogique, en vue de soustraire celui-ci du signal d'entrée E(t). Ainsi, le CAN 24 numérise l'erreur entre le signal d'entrée E(t) et le signal de conversion C(t). De manière connue, le retard temporel T du signal de conversion C(t) sur le signal d'entrée E(t) est un paramètre essentiel d'un modulateur Sigma-Delta, qui limite les performances du modulateur. Ce retard temporel T, également appelé temps de retard de boucle, est inhérent à toute réalisation physique de la boucle d'asservissement 12. Plus précisément, une étude systématique des modulateurs Sigma-Delta 10 comportant une boucle d'asservissement, présentée dans le document [1] cité ci-dessus, montre que le produit G x BF x T, est un invariant du système, qui dépend de la qualité du filtrage réalisé, c'est-à-dire de la raideur de la réponse fréquentielle de l'ensemble de filtrage 30 et donc du modulateur 10. La maitrise et la réduction du temps de retard de boucle T permet d'améliorer le gain et donc les performances de la boucle d'asservissement 12, pour la bande de fréquence prédéterminée BE et pour un ensemble de filtrage 30 donné. Cependant, la nature du filtrage réalisée par l'ensemble de filtrage 30 est essentielle à la stabilité de la boucle d'asservissement 12. Ainsi, l'ensemble de filtrage 30 est adapté pour, de par sa configuration de connexion à la liaison directe 20, ne pas participer au temps de retard de boucle T et ainsi réduire le temps de retard de boucle par rapport à un modulateur sigma-delta de l'état de la technique. Plus précisément, l'ensemble de filtrage 30 est configuré pour filtrer les fréquences élevées, comprises en dehors de la bande de fréquence prédéterminée BE, afin que la réponse en fréquence globale (en amplitude et en phase) de la boucle d'asservissement 12 respecte le critère de stabilité de Nyquist. Ainsi, l'ensemble de filtrage 30 forme un filtre passe-bande centré sur une fréquence centrale prédéterminée fc, comprise dans la bande de fréquence prédéterminée BE. La fréquence centrale prédéterminée fc est, par exemple, comprise entre 0,50 GHz et 4, GHz, de préférence entre 1,0 GHz et 2,0 GHz et la bande de fréquence prédéterminée BE présente une largeur, par exemple, de l'ordre de 200 MHz incluant la fréquence fc. Le filtrage réalisé par les troisième 40C et quatrième 40D dispositifs de filtrage est plus sélectif que celui réalisé par les premier 40A et deuxième 40B dispositifs de filtrage, c'est-à-dire que la bande passante des troisième 40C et quatrième 40D dispositifs de filtrage est inférieure à celle des premier 40A et deuxième 40B dispositifs de filtrage. Comme indiqué ci-dessus, la longueur D de chaque liaison de connexion LA, LB, * LC, LD est égale à 11Vv, où n est un nombre entier impair, de préférence égal à 1, avec 4* fc une marge d'erreur égale à plus ou moins 10%, de préférence à plus ou moins 5%. Chaque liaison de connexion LA, LB, LC, LD forme une ligne de transmission, dite ligne quart d'onde. Celle-ci joue, à la fréquence centrale fc, le rôle d'inverseur de l'impédance d'une charge quelconque connectée à la liaison de connexion LA, LB, LC, LD à l'opposé de la résistance RA, RB, RC, RD. En effet, lorsqu'une inductance est connectée à la borne distale de la liaison de connexion LA, LB, LC, LD, celle-ci est vue typiquement comme une capacité, au niveau de la borne proximale, par la liaison directe 20. En outre, si la liaison de connexion LA, LB, LC, LD est reliée à une impédance infinie à l'opposé de la résistance RA, RB, RC, RD, elle présente au niveau de la résistance RA, RB, RC, RD un court-circuit, tandis que si la liaison de connexion LA, LB, LC, LD est court-circuitée à l'opposé de la résistance RA, RB, RC, RD elle présente au niveau de la résistance RA, RB, RC, RD une impédance infinie, c'est-à-dire un circuit ouvert. Plus précisément, si les liaisons de connexion étaient absentes ou de longueur double de celle précisée ci-dessus, les bobines des résonateurs auraient, par exemple, des inductances de valeur dix fois plus faible ou dix fois plus grande selon les résonateurs considérés. Il en est de même pour la capacité des condensateurs 52A, 56C, 500, 56D. Ainsi, si les liaisons de connexion étaient absentes ou de longueur double de celle précisée ci-dessus, les bobines 50A, 50C, 540, 54D et les condensateurs 52A, 56C, 50D, 56D seraient alors plus sensibles aux éléments parasitées et pourraient ne pas permettre d'obtenir un filtrage sur la bande de fréquence prédéterminée BF, mais sur une bande de fréquence plus large. En variante, les résonateurs sont des résonateurs à ondes acoustiques de volume, (BAW) et leurs variantes TFR (Thin Film Resonators en anglais, c'est-à-dire résonateur à film mince) ou FBAR (Fundamental Bulk Acoustic Resonator en anglais, c'est-à-dire résonateur acoustique en volume d'ordre de résonnance supérieur), les résonateurs à ondes acoustiques de surface (SAW), les résonateurs diélectriques, les résonateurs réalisés en micro-technologies (MEMS).... FONCTIONNEMENT Le fonctionnement de la boucle d'asservissement 12 et notamment de l'ensemble de filtrage 30 et des différents dispositifs de filtrage 40A, 40B, 40C, 400 va maintenant être présenté à l'aide des figures 2 à 5. Dans l'exemple considéré aux figures 2 à 5, la fréquence d'échantillonnage fe est égale à 4,280 GHz, la fréquence centrale fc est égale à 0.375 x fe, c'est-à-dire à 1,6 GHz et la bande de fréquence est égale à 200 MHz. Sur les figures 2 à 5, l'axe des fréquences est normalisé par rapport à la fréquence d'échantillonnage fe. On note fr, les fréquences normalisées et on a f=-f, où f varie de 0 fe Hz à 4,280 GHz. Sur la figure 2, une première courbe 100 et une deuxième courbe 102 représentent, dans le domaine fréquentiel, la réponse en amplitude A du premier dispositif de filtrage 40A et respectivement de l'ensemble de filtrage 30. Par ailleurs, sur la figure 3, des troisième 104, quatrième 106 et cinquième 108 courbes représentent respectivement, dans le domaine fréquentiel, la réponse en amplitude A des deuxième 40B, troisième 400 et quatrième 40D dispositifs de filtrage. Au vu des figures 2 et 3, on observe que les opérations de filtrage réalisées par les dispositifs de filtrage 40A, 40B, 40C, 40D sont des opérations de filtrage passe-bande, pour lesquelles le filtrage est propre à être centré sur des fréquences différentes comprises aux alentours de la fréquence centrale fc, c'est-à-dire par exemple comprise dans l'intervalle Lf, --BF ; fc+-BFI. Ainsi, le filtrage réalisé par chaque dispositif de 2 2 filtrage 40A, 40B, 40C, 40D est dit approximativement centré sur la fréquence centrale fc. La courbe 100 montre que le premier dispositif de filtrage 40A réalise un premier filtrage passe-bande centré sur la fréquence centrale fc. Le premier dispositif de filtrage 40A réalise un filtrage peu sélectif et permet d'atténuer les composantes fréquentielles parasites comprises dans le signal d'erreur U(t) autour de la fréquence fe-fc. Ces composantes parasites proviennent de l'opération d'échantillonnage réalisée par le CAN 24 et sont comprises dans le signal de conversion C(t) suite à la conversion numérique-analogique du signal de sortie S. A la fréquence centrale fc, le résonateur 42A est globalement équivalent à un court-circuit et le dispositif de filtrage 40A est globalement équivalent à un circuit ouvert au niveau de la liaison directe 20, puisque, comme expliqué précédemment, la liaison de connexion LA fonctionne comme un inverseur d'impédance. Le dispositif de filtrage 40A permet donc de réaliser un filtrage passe-bande globalement centré sur la fréquence centrale fc, comme le traduit la courbe 100. Puis, au vu des troisième 104, quatrième 106 et cinquième 108 courbes, il apparait que le deuxième dispositif de filtrage 40B réalise un filtrage passe-bande peu sélectif comparativement aux troisième 40C et quatrième 40D dispositifs de filtrage qui réalise un filtrage très sélectif. En effet, à la fréquence centrale fc, les surtensions des troisième et quatrième dispositifs de filtrage sont supérieures à celle du deuxième dispositif de filtrage. Ainsi, comme attendu, la bande passante du deuxième dispositif de filtrage 40B est supérieure à celle des troisième 40C et quatrième 40D dispositifs de filtrage. Le deuxième dispositif de filtrage 40B permet de filtrer les signaux haute fréquence non atténués par les troisième 40C et quatrième 40D dispositifs de filtrage, qui réalisent un filtrage très sélectif mais atténuent peu ou pas les composantes fréquentielles dont la fréquence est comprise entre 2,5 GHz et 3,8 GHz et entre 0Hz et 0.8 GHz. Les courbes 106 et 108 montrent que les troisième 40C et quatrième 40D dispositif de filtrage réalise un filtrage avec une caractéristique de raideur élevée et dans une bande de fréquence étroite, inférieure à la bande de fréquence prédéterminée Bf, de sorte qu'ils permettent de réaliser un filtrage optimisé et permettent ainsi de garantir la stabilité de la boucle 12. La deuxième courbe 102 montre que le filtrage réalisé par l'ensemble de filtrage 30, c'est-à-dire par l'ensemble des dispositifs de filtrage 40A, 40B, 40C, 40D est sélectif et permet de fortement diminuer le bruit en dehors de la bande de fréquence prédéterminée Bf. Ceci permet notamment d'améliorer le rapport signal à bruit en sortie de la boucle d'asservissement 12 et de garantir la stabilité de la boucle d'asservissement 12. Par ailleurs, les figures 4 et 5 présentent une sixième courbe 110 et une septième courbe 112 représentant respectivement la réponse en amplitude A et en phase cl) de la boucle d'asservissement 12 en configuration boucle ouverte. Au vu des sixième 110 et septième 112 courbes, et de la réponse de l'ensemble de filtrage 30 présentée à la deuxième courbe 102, il apparait que l'ensemble de filtrage 30 et la chaîne d'amplification 22 permettent d'optimiser le gain tout en préservant la stabilité de la boucle 12. L'ensemble de filtrage 30 permet notamment de minimiser la réponse en phase cl) de la boucle d'asservissement 12 en configuration boucle ouverte, et ainsi de garantir la stabilité de la boucle 12, puisque sur la courbe 112, la phase cl) tend vers zéro lorsque la fréquence tend vers zéro ou l'infini. C'est notamment la présence des résistances RA, RB, RC, RD dans les dispositifs de filtrage 40A, 40B, 40C, 40D qui permet un retour de la phase vers zéro lorsque la fréquence tend vers zéro ou l'infini. Ceci a pour effet de limiter la réjection de la réponse en amplitude de l'ensemble de filtrage 30 lorsque la fréquence tend vers zéro ou l'infini. De plus, la façon dont est connecté l'ensemble de filtrage 30 à la liaison directe 20 permet de réduire le temps de retard de boucle et ainsi d'améliorer le rapport signal sur bruit en sortie 18. En effet, le fait d'utiliser un ensemble de filtrage 30 qui n'est pas connecté en série de la liaison directe, mais qui comprend des dispositifs de filtrage 40A, 40B, 40C, 40D connectés de manière répartie le long de la liaison directe 20, permet de ne pas inclure dans le temps de retard de boucle des temps de retard liés, d'une part, à la présence de fils de connexion entre l'ensemble de filtrage et la liaison directe et, d'autre part, à un temps de propagation de signaux à travers l'ensemble de filtrage. L'ensemble de filtrage 30 permet de réaliser un filtrage sélectif au vu de la raideur de la pente de la courbe 110 aux fréquences fc+100 Hz et fa-100 Hz. Ainsi, l'ensemble de filtrage 30 permet de réaliser un filtrage optimisé avec une raideur importante, sur une bande de fréquence limitée. Ceci permet, comme cela a été montré dans le document [1] précédemment cité, de choisir un produit G x BF x T améliorée tout en conservant la stabilité de la boucle. Le gain G de la boucle d'asservissement est ainsi propre à être augmenté sans que la boucle d'asservissement 12 devienne instable. Enfin le fait que les liaisons de connexion fonctionnent comme des inverseurs d'impédance permet de faciliter le test de la boucle d'asservissement 12 indépendamment de l'ensemble de filtrage 30. En effet, il suffit de court-circuiter toutes les liaisons de connexion, c'est-à-dire de les connecter directement à la référence de tension M, pour que l'ensemble de filtrage 30 soit déconnecté de la liaison directe, dans le sens où il sera vu comme un circuit ouvert au niveau de la liaison directe 20. Il est ainsi possible de tester facilement le bon fonctionnement de la boucle ouverte hors filtrage sans que l'ensemble de filtrage 30 n'influe sur le test. REVENDICATIONS1.- Boucle d'asservissement (12) comprenant une entrée (15) et une sortie (18) reliées l'une à l'autre par une liaison directe (20) et une liaison de contre-réaction (26), la liaison directe (20) comprenant au moins un amplificateur (32A, 32B, 32C, 32D) connecté entre l'entrée (16) et la sortie (18), la boucle d'asservissement (12) comprenant, en outre, un ensemble de filtrage (30), caractérisée en ce que ensemble de filtrage comprend au moins un dispositif de filtrage (40A, 40B, 40C, 40D) connecté entre la liaison directe (20) et une référence de tension (M), le ou chaque dispositif de filtrage formant un filtre passe-bande centré sur une fréquence centrale (fa) prédéterminée, le ou chaque dispositif de filtrage (40A, 40B, 40C, 40D) comprenant une liaison de connexion (LA, LB, LC, LD) formant une ligne de transmission électrique s'étendant entre la liaison directe (20) et la référence de tension (M), la longueur de chaque liaison de connexion (LA, LB, LC, LD) étant nv approximativement égale à , où n est un entier impair, y est la vitesse de propagation d'un signal circulant sur la liaison de connexion (LA, LB, LC, LD), et fc la fréquence centrale (fa) prédéterminée. 2.- Boucle d'asservissement selon la revendication 1, caractérisée en ce que chaque dispositif de filtrage (40A, 40B, 40C, 40D) comprend une résistance (RA, RB, RC, RD) connectée entre la liaison directe (20) et la liaison de connexion (LA, LB, LC, LD). 3.- Boucle d'asservissement selon la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisée en ce que le ou au moins un dispositif de filtrage (40A, 40B, 40C, 40D) comprend un résonateur (42A, 42C, 42D), le résonateur (42A, 42C, 42D) étant connecté entre la liaison de connexion (LA, LB, LC, LD) et la référence de tension (M). 4.- Boucle d'asservissement selon la revendication 3, caractérisée en ce que chaque résonateur (42A, 42C, 420) comprend au moins une bobine (50A, 50C, 54C, 54D), et en ce que l'inductance de chaque bobine est comprise entre 1nH et 100nH. 5.- Boucle d'asservissement selon la revendication 3 ou la revendication 4, caractérisée en ce que le ou chaque amplificateur (32A, 32B, 32C, 32D) est compris dansun boîtier (31), et en ce que le résonateur (42A, 42C, 42D) est disposé à l'extérieur du boîtier (31). 6.- Boucle d'asservissement selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce que la fréquence centrale (fa) prédéterminée est comprise entre 0,5 GHz et 4,0 GHz, de préférence entre 1,0 GHz et 2,0 GHz. 7.- Boucle d'asservissement selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce que la boucle d'asservissement (12) comprend plusieurs dispositifs de filtrage (40A, 40B, 40C, 40D) connectés successivement le long de la liaison directe (20) au niveau de points de connexion respectifs, les points de connexion respectifs étant isolés électriquement les uns des autres par le ou les amplificateurs (32A, 32B, 32C, 320). 8.- Boucle d'asservissement selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce que le ou chaque amplificateur (32A, 32B, 32C, 32D) sont compris à l'intérieur d'un boîtier (31), et en ce que, pour chaque dispositif de filtrage (40A, 40B, 40C, 40D), la liaison de connexion (LA, LB, LC, LD) comprend une première partie (44A, 44B, 440, 44D) disposée à l'intérieur du boîtier (31) et une deuxième partie (44A, 46B, 46C, 46D) disposée à l'extérieur du boîtier (31). 9.- Boucle d'asservissement selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce que la boucle d'asservissement (12) comprend : - un bloc de conversion analogique-numérique (24), placé sur la liaison directe (20) entre, d'une part, le ou les amplificateurs (32A, 32B, 32C, 32D) et, d'autre part, la sortie (18) ; et - un bloc de conversion numérique-analogique (28), placé sur la liaison de contre-réaction (26). 10.- Modulateur Sigma-Delta (10) comprenant une boucle d'asservissement, caractérisé en ce que la boucle d'asservissement (12) est conforme à l'une quelconque des revendications précédentes.