FR 3030774 A1 20160624 FR 1402930 A 20141219 PROCEDE DE DETERMINATION DE PARAMETRES D'UN FILTRE DE COMPRESSION ET RADAR MULTI VOIES ASSOCIE La présente invention concerne le domaine de la compression d'impulsion. La présente invention concerne plus particulièrement un procédé de détermination de paramètres d'un filtre de compression, un procédé de compression d'impulsion et un radar multivoies associé. La compression d'impulsion est une technique de traitement du signal utilisée dans le domaine du radar afin d'augmenter la résolution en distance de la mesure ainsi que le rapport signal sur bruit. L'idée générale est d'obtenir une impulsion longue, afin de conserver une énergie suffisante à la réception, sans pour autant sacrifier la résolution par rapport à une impulsion courte de puissance équivalente. Son principe est le suivant: on génère un signal dont le support temporel est relativement long pour maximiser l'énergie émise. Cependant, on module ce signal de telle manière qu'après un filtrage adapté, l'inter-corrélation entre le signal reçu et les différentes fréquences du signal émis permet de résoudre les signaux de retours de plusieurs cibles qui pourraient se chevaucher à l'intérieur de la distance que représente la longueur de l'impulsion. Comme chaque partie de l'impulsion a sa propre fréquence, les retours issus de chaque cible sont complètement séparés. Afin d'exploiter les différentes voies des radars multivoies, par exemple pour le traitement monopulse, il est nécessaire d'équilibrer le gain et la phase de chacune des voies de réception. Pour des radars bande étroite pour lesquels on peut supposer que la réponse de la chaîne de réception est uniforme dans la bande instantanée, la mesure de gain et de phase différentiels peut être effectuée simplement à partir d'un signal de référence à onde continue (CW) réinjecté sur chaque fréquence d'émission à laquelle est amené à travailler le radar. Dans le cadre des radars haute résolution, le gain ne peut plus être supposé constant sur la bande instantanée du radar et le principe de 35 compensation utilisé en bande étroite ne convient plus. De plus, les radars large bande utilisent généralement des formes d'onde à compression d'impulsion, et la variation de gain, en amplitude et phase, à l'intérieur de la bande instantanée induit une dégradation des lobes secondaires en sortie du traitement de compression d'impulsion destiné à optimiser le compromis entre la probabilité de détection et le taux de fausse alarme. Dans les solutions connues, on cherche généralement à effectuer un traitement linéaire, par filtrage, à réponse impulsionnelle finie (ou FIR pour Finite Impulse Response selon la terminologie anglo saxonne) dans le but de maximiser la probabilité de détection et de minimiser le taux de fausse alarme. Lorsque le bruit est blanc on peut démontrer que la réalisation de ces deux optima revient à maximiser le rapport signal sur bruit ; dans ce cas, le filtre optimum, dit adapté, est celui dont la réponse en fréquence est le complexe conjugué de la densité spectrale du signal. Si le bruit n'est pas blanc, on considèrera que l'on cherche toujours à maximiser le rapport signal sur bruit. On peut alors se ramener au cas précédent en utilisant préalablement un filtre de blanchiment du bruit, le filtre adapté étant alors la cascade des deux filtres. Cependant le filtre de blanchiment n'est en général pas réalisable, car non causal et de durée infinie. On ne peut donc en avoir qu'une approximation. Le filtre optimum (en terme de signal à bruit) de dimension finie égale à celle du signal a pour réponse ri s*(4) où r est la restriction à la durée du signal de la matrice de corrélation en puissance du bruit. Si le bruit d'entrée dans la chaîne de réception est blanc et si la durée du signal était infinie alors r -1 correspondrait à l'inverse de la réponse en puissance de la chaîne c'est à dire à l'égalisation en puissance du signal reçu. La durée étant finie, r -1 n'est que la meilleure approximation finie de cette égalisation (vis à vis du signal à bruit). r -1 n'est pas mesurable dans la pratique à partir d'une mesure sur bruit. Par ailleurs, la réponse exacte du signal émis n'est pas non plus 30 exactement connue, car elle comprend les défauts introduits par la chaîne d'émission. On cherche donc à réaliser une approximation de l'opération décrite -1s*(4) à partir d'une mesure sur signal (supposée raisonnablement exempte de bruit par l'intermédiaire d'une moyenne cohérente). Par ailleurs, il est connu que, dans le cas d'impulsions dispersives à modulation de fréquence linéaire le signal obtenu après filtrage adapté présente des rebonds naturels dont le niveau (13 dB pour les plus proches) peut masquer d'autres cibles. Pour réduire le niveau de ces lobes, il est habituel de pondérer la réponse temporelle du filtre adapté, ce qui présente la contrepartie de dégrader le rapport signal sur bruit. Il y a donc compromis entre niveau de lobes secondaires et dégradation du rapport signal sur bruit SNR. Enfin, dans le cadre de radars multivoies qui comportent plusieurs chaînes de réception indépendantes, il est fondamental que les réponses des ces chaînes soient identiques tant en amplitude qu'en phase. Lorsque la bande instantanée du signal est faible, les ondulations de la réponse des chaînes de réception restent très limitées dans la bande si bien que ces réponses peuvent être considérées comme constantes. On cherche alors à égaliser les réponses à l'aide d'un gain et d'une phase différentiels. Ceci n'est plus vrai lorsque la bande instantanée augmente, surtout lorsqu'on cherche à utiliser des technologies de filtrage compactes et sélectives (filtres à onde surface, céramique, ...), et l'égalisation doit alors prendre la forme d'un filtrage. En prenant comme objectif de restaurer une réponse plate pour chaque chaîne, et si on considère que le facteur de bruit des chaînes est presque intégralement réalisé en tête de chaîne, alors ce filtrage correspond au blanchiment du bruit d'une part et à un gain et une phase différentiels d'autre part. Pour des radars à haute résolution multivoies, à large bande instantanée, un filtrage de Wiener pourrait être utilisé pour compenser les variations de gain complexe dans la bande. Le filtre correspondant s'obtient par calibrage et s'applique à la totalité du support temporel considéré. Il consiste à calculer le spectre du signal de calibrage à sa sortie de la chaîne, par transforme de Fourier discrète, et à l'inverser. Appliqué au signal utile contenant l'ensemble des échos individuels du radar, ce filtre restitue, pour chaque écho, un pic de corrélation dont la durée est unitaire. Ce filtre est donc idéal, mais il est non causal et présente un support temporel au moins égal à la durée du signal utile, en général très supérieure à la durée d'un écho individuel. Il ne peut donc pas, en particulier, être réalisé par un FIR, ce qui est pourtant impératif lorsque la durée du signal utile est très importante. Un but de l'invention est notamment de corriger tout ou partie des inconvénients de l'art antérieur en proposant une solution permettant d'obtenir un filtre de compression d'impulsion à réponse impulsionnelle finie permettant de prendre en compte les différents défauts des voies d'émission et de réception d'un radar multivoies dans lequel il est mis en oeuvre. A cet effet, l'invention a pour objet un procédé de détermination des paramètres d'un filtre de compression d'impulsionmis en oeuvre par un radar multivoies comprenant une voie d'émission et une pluralité de voies de réception, les signaux issus des voies de réception étant regroupés de façon à former une voie somme et au moins une voie différence, ledit filtre étant un filtre à réponse impulsionnelle finie et lesdits paramètres comprenant des filtres adaptés et des gains relatifs entre voies de réception, ledit procédé comprenant : Une étape Etp10 d'émission d'un signal de calibrage et d'acquisition de ce signal de calibrage après propagation à travers la voie d'émission, Une étape Etp20 d'injection du signal acquis, en entrée de chacune des voies de réception, Une étape Etp30 de mesure du signal en sortie de chaque voie de réception, - Une étape Etp40 de calcul de la fonction de transfert des filtres adaptés à partir des signaux en sortie des voies de réception, Une étape Etp50 de mesure de la valeur de la puissance moyenne en sortie des différentes voies de réception et de calcul des gains relatifs yi entre chacune des voies de réception et une voie de réception prédéterminée à partir desdites valeurs de puissances moyennes mesurées. Selon une variante de mise en oeuvre, les filtres adaptés sont définis par : {W (F) ,\IzW H s(F) = W (F) H d (F) = c d (F). \IIW (F). 1C d(F)12 Où W(F) représente une loi de pondération définie dans le domaine fréquentiel; Cs(F) et Cd(F) représentent respectivement le spectre du signal de calibrage, après passage dans les voies d'émission (Tx) et de réception (Rx), pour la voie somme et une voie différence. Selon une variante de mise en oeuvre, le procédé comprend en outre une étape Etp35 de moyen nage du signal acquis en sortie de chaque voie de réception afin d'améliorer le rapport signal à bruit. Selon une variante de mise en oeuvre, la loi de pondération W(F) est lissée. Selon une variante de mise en oeuvre, les valeurs de gains relatifs y; sont intégrées dans l'expression des filtres adaptés (Hd) des voies différence. L'invention a également pour objet un procédé de compression d'impulsion, mis en oeuvre par un radar multivoies comprenant une voie d'émission et une pluralité de voies de réception, les signaux issus des voies de réception étant regroupés de façon à former une voie somme et au moins une voie différence, ledit radar comprenant au moins une zone mémoire dans laquelle sont stockés les paramètres d'un filtre de compression d'impulsion déterminée par le procédé de détermination de paramètres décrit précédemment, ladite compression d'impulsion s'effectuant, pour la voie somme, en multipliant le spectre du signal S(F) en sortie de la voie somme par la fonction de transfert du filtre adapté H(F) correspondant à la voie somme et pour une voie différence, en multipliant le spectre du signal D(F) en sortie d'une voie différence par la fonction de transfert du filtre adapté Hd(F) correspondant à la voie différence considérée et par la valeur du gain relatif y; correspondant à la voie différence considérée. Selon une variante de mise en oeuvre, les valeurs de gains relatifs yi sont intégrées dans l'expression des filtres adaptés (Hd) des voies différence et la compression d'impulsion, pour une voie différence, s'effectuant en multipliant le spectre du signal D(F) en sortie d'une voie différence par la fonction de transfert du filtre adapté Hd(F) correspondant à la voie différence considérée. L'invention a également pour objet un radar multivoies comprenant une voie d'émission et une pluralité de voies de réception, la voie d'émission comprenant un coupleur connecté en sortie de ladite voie d'émission, ledit coupleur étant configuré pour prélever une partie du signal en sortie de la voie d'émission et le réinjecter en entrée de chaque voie de réception et en ce qu'il comprend au moins un module de calcul apte à mettre en oeuvre le procédé précédemment décrit pour calculer des paramètres d'un filtre de compression d'impulsion à partir du signal réinjecté dans les voies de réception et au moins un module de compression d'impulsion apte à mettre en oeuvre le procédé de compression d'impulsion précédent. D'autres particularités et avantages de la présente invention 20 apparaîtront plus clairement à la lecture de la description ci-après, donnée à titre illustratif et non limitatif, et faite en référence aux dessins annexés, dans lesquels : La figure 1 représente un synoptique simplifié d'un radar pour une 25 voie de réception ; La figure 2 représente des étapes possibles du procédé selon l'invention ; Les figures 3a et 4a représentent deux exemples de mode de réalisation du traitement pour déterminer les paramètres du filtre 30 de compression d'impulsion selon l'invention ; Les figures 3b et 4b représentent deux exemples de mode de mise en oeuvre du filtre de compression d'impulsion selon l'invention ; La figure 5 représente des résultats obtenus en sortie de compression d'impulsion à l'aide de différents filtres ; La figure 6 représente les formes temporelles des filtres adaptés utilisés ; La figure 7 représente des exemples de défauts de variation d'amplitude dans la chaine d'émission ; La figure 8 représente la forme temporelle des filtres adaptés utilisés ; La figure 9a représente les résultats obtenus en sortie de 10 compression d'impulsion avec les filtres de la figure 8; La figure 9b représente un zoom des courbes de la figure 9a. La figure 1 représente un synoptique simplifié d'un radar. Afin de ne 15 pas surcharger la figure, seule une voie d'émission et de réception a été représentée. Cet exemple n'est nullement limitatif et peut être généralisé au cas d'un radar multivoies comprenant une pluralité de voies de réception. Une antenne 10 est connectée à un circulateur 11 lui-même connecté à une voie d'émission Tx et une voie de réception Rx. La voie d'émission 20 peut comprendre un générateur de forme d'onde 12 générant des signaux en bande de base qui seront ensuite modulés par l'intermédiaire d'un mélangeur 13, à l'aide de fréquences porteuses générées par la source fréquence 14. Le signal en sortie du mélangeur 13 est ensuite amplifié par un amplificateur 19. Un coupleur 15, connecté à la sortie de l'amplificateur 19, permet de 25 prélever une partie du signal amplifié et de le rediriger vers un commutateur 16 placé en entrée de la chaine de réception Rx. Dans cet exemple ce commutateur 16 comporte deux positions. Une première position, référencée 1 sur la figure, permet d'injecter le signal en sortie de la voie d'émission, par l'intermédiaire du coupleur 15, en entrée de la chaine de réception Rx. Cette 30 position sert au calibrage du radar et permet de calculer les paramètres du filtre de compression d'impulsion. La seconde position, référencée 2, sert à l'usage normale du radar et permet de diriger te signal provenant de l'antenne 10 vers la chaine de réception Rx. La chaine de réception peut comprendre un mélangeur 13 permettant de transposer le signal à l'aide de la porteuse générée par la source de fréquence 14. Le signal est ensuite filtré à travers un filtre 17 puis est démodulé et converti en un signal numérique à l'aide d'un Démodulateur Amplitude Phase et d'un Convertisseur Analogique Numérique (ou DAP/CAN) 18. Les signaux issus des voies de réception (Rx) sont regroupés suivant des techniques de recombinaison connues de l'homme du métier, pour former une voie somme et au moins une voie différence. Les signaux opérationnels reçus par l'antenne 10 peuvent être modélisés par les expressions : Ç S = K. G, (0). ei (Ps. As (t) Ø p(t) (1) = K. Gd (0). ei Ad (t) 0 p(t) De même les signaux de calibration peuvent être modélisés par : Ç Cs = B. ei (Ps . As (t) Ø p(t) LCd = B. ei (Pd. Ad(t) Q p(t) Où: - B, représente l'amplitude du signal de calibrage, supposée inconnue ; - p(t), représente l'impulsion radar de durée T telle que Ip(t)1=1 pour 0 Les filtres adaptés pondérés et normalisés (indépendants du niveau B de calibrage) pour chacune des voies peuvent être définis par : 1(F) H( F) = W cs (F) ..\iI W(F). 1Cs(F)12 Hd (F) = cd W(F) (F) ..\II W(F). 1Cd(F)12 Où W(f) est une loi de pondération quelconque définie dans le domaine spectrale, comme par exemple une loi de Blackman, une loi de Hanning, une loi de Hamming, de Taylor ou toute autre loi équivalente ainsi que toute 10 combinaison de lois connues de l'homme du métier. Afin de limiter les phénomènes de Gibbs, c'est-à-dire les rebonds temporels liés à la troncature brutale du spectre, cette loi de pondération spectrale peut être lissée afin d'atténuer la discontinuité à la transition entre la bande utile et la zone hors bande. Ce lissage peut être obtenu, par 15 exemple en appliquant, à la pondération W(f),une convolution avec une autre fenêtre de pondération, comme par exemple et de façon non limitative, une fenètre de Nanning, mais de longueur beaucoup plus courte que W(f). Cette longueur peut par exemple être de l'ordre de 1132e ou 1164e de la longueur de W(f). 20 Les gains relatifs y peuvent être définis par : -'/E W(F). 1Cs(F)12 -N/E w(F). lAs(F). P(F)12 Y = VE W(F). 1Cd(F)12 -^/E w(F). lAd(F). P(F)12 La compression d'impulsion peut être réalisée, pour la voie Somme, en effectuant : ,'/E W(F). 1C(F)I2 CI(F) = S(F). H(F) = K. Gs(0).-W(F). B CI(F) = K. Gs(8). V-§Ft W(F). IAs(F). P(F)12 De la même façon, pour les voies Différences, on peut calculer : CId(F) = y. D(F). Hd(F) = K. Gd (0). \f-s--F. W(F). lAs(F). P(F)12 Où Ci(F) et Cid(F) représentent le spectre du signal comprimé respectivement pour la voie Somme et pour une voie Différence ; Le signal comprimé s'obtient en effectuant la transformée de Fourier 5 inverse sur les signaux CI(F) et CId(F). En fonction des choix pratiques d'implémentation, une variante peut consister à prendre en compte les gains relatifs y directement dans l'expression du filtre Hd(F) ce qui permet de simplifier l'expression de la io compression d'impulsion qui devient : CId(F) = D(F). Hd(F). A l'issue de ces opérations, on peut constater que les lobes secondaires sont maitrisés puisque c'est la réponse théorique qui est restituée, C15(F) et CId(F) ne dépendent pas des réponses impulsionnelles 15 As(F), Ad(F) de la chaîne des voies somme et différences du radar. Le fait d'appliquer au signal un filtre ayant pour forme 1/S(F) où S(F) représente le spectre du signal, fait qu'en sortie on trouve un rectangle spectral de largeur la bande de fréquence que l'on traite. La transformée inverse de ce signal est un signal sinus cardinal. L'application d'une 20 pondération dans le filtre fait que l'on trouve un sinus cardinal pondéré. Le choix de la fenêtre de pondération va donc permettre de maitriser les niveaux de lobe secondaire. On peut également remarquer qu'il n'y a pas de gain différentiel entre les voies Somme et Différence, au gain d'antenne près, ce qui permet de 25 calculer les écartométries angulaires (technique monopulse) : la compensation en amplitude s'effectuent via les gains relatifs y et la compensation en phase s'obtenant naturellement par principe puisque la phase de chaque voie est ramenée à zéro en appliquant les filtres adaptés Hs et Hd. 30 La figure 2 illustre des étapes possibles du procédé de détermination de paramètres d'un filtre de compression d'impulsion selon l'invention. Les paramètres du filtre de compression peuvent comprendre le filtre adapté Hs à la voie somme, les filtres adaptés Hd à la voie différence et les gains relatifs y; entre une voie de réception prédéterminée choisie comme voie de référence et chacunes des autre voies de réception. Un signal de calibrage est émis par un générateur de la voie d'émission Tx au cours d'une étape Etp10. Ce signal est ensuite acquis en sortie de la voie d'émission Tx. Ceci permet de mesurer, en plus du signal émis, tous les défauts liés aux différentes composantes de la chaine d'émission Tx. 1 o Le signal acquis est ensuite injecté en entrée de chaque voie de réception Rx au cours d'une étape Etp20. Après avoir traversé la chaine de réception, les signaux sont ensuite mesurés en sortie de chaque chaine de réception Rx pendant une étape Etp30. Afin d'améliorer le rapport signal à bruit, le procédé peut comprendre 15 une étape Etp35 de moyennage du signal en sortie de chaque voie de réception. Le procédé comporte ensuite une étape Etp40 de calcul de la fonction de transfert des filtres adaptés pondérés et normalisés Hs, Hd, pour chacune des voies à partir des signaux mesurés en sorties de chaque voie de 20 réception Rx. La fonction de transfert de ces filtres adaptés pour la voie somme Hs et pour une voie différence Ha peut être définie par : 1 Hs (F) = W(F) .\iZ W(F). I Cs (F)12 Hd(F) = cd((FF)) . .\iZ W(F). I Cd(F)I2 Où W(f) représente une loi de pondération quelconque définie dans le domaine fréquentiel; Cs(F) et Cd(F) représentent le signal de calibrage dans le 25 domaine fréquentiel, après passage dans les voies d'émission et de réception, respectivement pour la voie somme et une voie différence. Dans cette expression des filtres adaptés à l'impulsion Hs, Hd, on remarque que l'on retrouve la forme d'un filtre de Wiener à travers le terme 1 30 qui correspond à l'inverse du signal de calibrage. Cs(F) En développant l'expression des filtres, on peut montrer que ces filtres Hs, Hd sont indépendant du niveau du signal de calibrage. De façon avantageuse, le choix de la loi de pondération permet de maitriser les lobes secondaires. Toute dépendance aux défauts des chaines 5 d'émission et de réception étant supprimée, les lobes secondaires ne vont dépendre que du choix de la loi de pondération. Cette loi de pondération ou fenêtre de pondération est choisie en fonction de l'application et du niveau nécessaire. A titre d'exemple, si des lobes de -13 dB sont tolérés, une fenêtre rectangle pourra être choisie. Si des niveaux inférieurs sont 10 souhaités, on pourra choisir par exemple une pondération de Hanning, de Hamming, de Taylor ou toute autre loi de pondération, ou combinaison de lois, connue de l'homme du métier. La compression d'impulsion est réalisée sur un radar multivoies. Un 15 problème est que chaque voie de réception a des défauts différents liés à la dispersion des matériels. Afin de pouvoir faire des traitements radar multivoies comme par exemple de l'écartométrie, des traitements monopulse, il est nécessaire d'équilibrer les différentes voies de réception entre elles. Le procédé comprend donc une étape d'équilibrage des voies de 20 réception Rx afin de maitriser les gains relatifs entre voies. A cet effet, le procédé comprend une étape Etp50 de mesure des gains relatifs entre les différentes voies de réception Rx. Une voie de réception est prise comme référence et, à partir de la puissance moyenne mesurée en sortie de chaque voie de réception, la valeur des gains relatifs yi 25 entre chaque voie de réception Rx et la voie de réception prise comme voie de référence est mesurée. Ces gains relatifs y; sont les gains de la voie de réception Rx indépendamment de l'antenne 10 du radar. Ces différents paramètres du filtre de compression d'impulsion peuvent, par exemple, être enregistrés dans une zone mémoire du radar 30 pour être réutilisés. De façon avantageuse, la phase de calibrage d'un radar selon l'invention ne nécessite aucun moyen extérieur au radar (étalonnage à bord ou on-fine selon la terminologie anglo saxone) et permet de s'affranchir des variations de température lors de l'utilisation du radar ou du remplacement d'une carte électronique composant la chaîne radar. Ce calibrage peut être réalisé de façon périodique ou apériodique. Le procédé de détermination de paramètres de filtre de compression 5 d'impulsion selon l'invention peut être mis en oeuvre par un ou plusieurs modules de calcul du radar. De même, la compression d'impulsion peut être mise en oeuvre par un module de calcul, par exemple un module de compression d'impulsion, dédié ou non. Ces modules peuvent être un ou plusieurs microprocesseurs, processeurs, ordinateurs ou tous autres moyens 10 équivalents programmés de façon opportune. Les figures 3a et 4a représentent deux exemples de mode de réalisation du traitement pour déterminer des paramètres du filtre de compression d'impulsion selon l'invention à partir des signaux de calibrage 15 de la voie somme Cal _S et d'une voie différence Cal_D. La figure ne représente qu'une voie différence mais le traitement peut être généralisé au cas où plusieurs voies différences seraient présentes. Dans le traitement illustré figure 3a les filtres adaptés à l'impulsion Hs et Hd et les gains relatifs y sont calculés séparément. 20 La figure 4a représente une variante de réalisation dans laquelle les gains relatifs yi sont directement intégrés dans l'expression des filtres adaptés des voies différences Hd. Dans les deux modes de réalisation, une opération de fenêtrage 31 est appliquée aux filtres adaptés à l'impulsion Hs et Hd afin que filtre soit un 25 filtre à durée finie. Cette opération de fenêtrage 31 consiste à effectuer une transposition du signal dans le domaine temporel à l'aide d'une transformée de Fourier inverse, à multiplier le signal obtenu par une fenêtre temporelle et à retransposer le signal dans le domaine fréquentiel. 30 Les figures 3b et 4b représentent deux exemples de mode de mise en oeuvre des filtres de compression d'impulsion dont la détermination des paramètres est illustrée respectivement figure 3a et 4a. Dans le mode de réalisation de la figure 3b le signal temporel S issu de la voie somme subit une transformée de Fourier, est multiplié par le filtre H(F) puis subit une transformée de Fourier inverse pour revenir dans le domaine temporel. Le signal temporel D issu de chaque voie différence est multiplié par le gain relatif y correspondant à la voie différence considérée, subit une transformée de Fourier, est multipliée par le filtre adapté Hd(F) correspondant à la voie différence considérée puis est transposé dans le domaine temporel par l'intermédiaire d'une transformée de Fourier inverse. Dans le mode de réalisation de la figure 4b, le gain relatif y correspondant à la voie différence considérée étant intégré dans l'expression du filtre adapté de la voie différence Hd(F), le signal temporel D issu de chaque voie différence est seulement multiplié par le filtre adapté Hd(F) correspondant à la voie différence considérée après avoir été transposé dans le domaine fréquentiel par une transformée de Fourier. Il subira ensuite une transformée de Fourier inverse pour revenir dans le domaine temporel. Les figures 5 et 9a, 9b illustrent des exemples de résultats obtenus en appliquant un filtre de compression selon l'invention. La figure 5 représente les résultats obtenus en sortie de compression 20 d'impulsion avec un filtre de compression classique, un filtre de Wiener et le filtre de compression selon l'invention dans le cas d'une chaine d'émission Tx et de réception Rx ne présentant pas de défaut. La figure 6 représente la forme temporelle des filtres utilisés. 25 La figure 7 est une représentation graphique de défauts des voies d'émission Tx et de réception Rx. Ces défauts sont essentiellement des variations d'amplitude. La figure 8 présente la forme temporelle des filtres adaptés utilisés. Comme précédemment, la figure 9a compare les résultats obtenus en 30 sortie de compression d'impulsion avec les filtres classiques, de Wiener et celui selon l'invention. La figure 9b est un zoom de la figure 9a autour du lobe principal. Sur la figure 9b, on remarque que l'utilisation du filtre adapté classique amplifie les erreurs introduites par les chaines d'émission et de réception. La figure 9a montre que si on applique le filtre de Wiener, on obtient un lobe principal propre mais on observe un trainage avec les remontées. L'utilisation du filtre selon l'invention permet d'obtenir en sortie de compression d'impulsions à la fois une maitrise du lobe principal et une maitrise des lobes de la compression d'impulsion sans avoir de trainage. On retrouve les niveaux que l'on aurait avec un filtre adapté classique en l'absence de déformation spectrale par la chaine de réception. L'invention a notamment comme avantage de permettre d'obtenir une 10 réponse temporelle courte permettant une réalisation de type FIR, réalisation particulièrement bien adaptée à une implémentation sur un circuit logique programmable comme par exemple un FPGA. Un autre avantage de l'invention est qu'elle utilise une réplique du signal radar enregistrée lors d'une phase de calibrage radar faite de façon 15 autonome par celui-ci, sans nécessiter de moyens extérieurs au radar ni d'effectuer un calibrage spécifique en usine sur chaque matériel. REVENDICATIONS1. Procédé de détermination de paramètres d'un filtre de compression d'impulsion, mis en oeuvre par un radar multivoies comprenant une voie d'émission (Tx) et une pluralité de voies de réception (Rx), les signaux issus des voies de réception (Rx) étant regroupés de façon à former une voie somme et au moins une voie différence, ledit filtre étant un filtre à réponse impulsionnelle finie et lesdits paramètres comprenant des filtres adaptés (Hs, Ha) et des gains relatifs (yi) entre voies de réception (Rx), ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend : Une étape Etp10 d'émission d'un signal de calibrage et d'acquisition de ce signal de calibrage après propagation à travers la voie d'émission, Une étape Etp20 d'injection du signal acquis, en entrée de chacune des voies de réception (Rx), - Une étape Etp30 de mesure du signal en sortie de chaque voie de réception (Rx), Une étape Etp40 de calcul de la fonction de transfert des filtres adaptés (Hs, Ha) à partir des signaux en sortie des voies de réception (Rx), - Une étape Etp50 de mesure de la valeur de la puissance moyenne en sortie des différentes voies de réception (Rx) et de calcul des gains relatifs yi entre chacune des voies de réception (Rx) et une voie de réception prédéterminée à partir desdites valeurs de puissances moyennes mesurées. 2. Procédé selon la revendication précédente dans lequel les filtres adaptés (Hs, Ha) sont définis par : { H, (F) = W (F) IX" H d(F) =Où W(F) représente une loi de pondération définie dans le domaine fréquentiel; Cs(F) et Cd(F) représentent respectivement le spectre du signal de calibrage, après passage dans les voies d'émission (Tx) et de réception (Rx), pour la voie somme et une voie différence. 3. Procédé selon une des revendications précédentes dans lequel le procédé comprend en outre une étape Etp35 de moyennage du signal acquis en sortie de chaque voie de réception (Rx) afin d'améliorer le rapport signal à bruit. 4. Procédé selon une des revendications 2 ou 3 dans lequel la loi de pondération W(F) est lissée. 5. Procédé selon une des revendications précédentes dans lequel les valeurs de gains relatifs yi sont intégrées dans l'expression des filtres adaptés (Hd) des voies différence. 6. Procédé de compression d'impulsion, mis en oeuvre par un radar multivoies comprenant une voie d'émission (Tx) et une pluralité de voies de réception (Rx), les signaux issus des voies de réception (Rx) étant regroupés de façon à former une voie somme et au moins une voie différence, ledit radar comprenant au moins une zone mémoire dans laquelle sont stockés les paramètres (Ha, Hd, yi) d'un filtre de compression d'impulsion déterminée par le procédé de détermination de paramètres selon une des revendications 1 à 4, ledit procédé de compression d'impulsion étant caractérisé en ce que ladite compression d'impulsion s'effectue, pour la voie somme, en multipliant le spectre du signal S(F) en sortie de la voie somme par la fonction de transfert du filtre adapté H(F) correspondant à la voie somme et pour une voie différence, en multipliant le spectre du signal D(F) en sortie d'une voie différence par la fonction de transfert du filtre adapté Hd(F) correspondant à la voie différence considérée et par la valeur du gain relatif yi correspondant à la voie différence considérée. 7. Procédé selon la revendication précédente dans lequel les paramètres (Ha, Hd, yi) d'un filtre de compression d'impulsion sont déterminés par le procédé de détermination de paramètres selon la revendication 5, la compression d'impulsion, pour une voie différence, s'effectuant en multipliant le spectre du signal D(F) en sortie d'une voie différence par la fonction de transfert du filtre adapté Hd(F) correspondant à la voie différence considérée. 8. Radar multivoies comprenant une voie d'émission (Tx) et une pluralité de voies de réception (Rx), ledit radar étant caractérisé en ce que la voie d'émission comprend un coupleur (15) connecté en sortie de ladite voie d'émission (Tx), ledit coupleur (15) étant configuré pour prélever une partie du signal en sortie de la voie d'émission (Tx) et le réinjecter en entrée de chaque voie de réception (Rx) et en ce qu'il comprend au moins un module de calcul apte à mettre en oeuvre le procédé selon une des revendications 1 à 5 pour calculer des paramètres d'un filtre de compression d'impulsion à partir du signal réinjecté dans les voies de réception et au moins un module de compression d'impulsion apte à mettre en oeuvre le procédé selon une des revendications 6 ou 7.20