FR 3035285 A1 20161021 FR 1553236 A 20150414 B14024 - 14-GR2-0634 1 CIRCUIT D'AMPLIFICATION DE PUISSANCE DE SIGNAUX RADIOFRÉQUENCE Domaine La présente demande concerne le domaine des communications sans fil, et plus particulièrement, des dispositifs d'émission de signaux radiofréquence. La présente demande concerne plus particulièrement le domaine de l'amplification de puissance de signaux radiofréquence en vue de leur émission. Exposé de l'art antérieur Un dispositif d'émission de signaux radiofréquence comprend classiquement un circuit numérique et/ou analogique de génération des signaux radiofréquence à émettre, un circuit analogique d'amplification de puissance des signaux radiofréquence, et une antenne reliée à la sortie de l'amplificateur de puissance, généralement par l'intermédiaire d'un circuit d'adaptation d'impédance et/ou de filtrage d'harmoniques. Les signaux radiofréquence émis par un tel dispositif peuvent être des signaux modulés en fréquence ou en phase, c'est-à-dire des signaux alternatifs d'amplitude constante, les données à transmettre étant codées par des variations de la fréquence ou de la phase du signal. Alternativement, les signaux radiofréquence émis peuvent être des signaux modulés en amplitude, c'est-à-dire des 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 2 signaux alternatifs de fréquence constante, les données à transmettre étant codées par des variations de l'amplitude du signal. Dans un dispositif émettant des signaux modulés en fréquence ou en phase, l'amplificateur de puissance peut être un 5 amplificateur dit de classe E. Ce type d'amplificateur présente en effet un bon rendement pour l'amplification de signaux radiofréquence d'amplitude constante. Les amplificateurs de classe E ne présentent toutefois pas de régime de fonctionnement linéaire, et ne sont donc pas 10 adaptés à l'amplification de signaux radiofréquence modulés en amplitude. Dans certaines applications, on souhaite pouvoir émettre alternativement des signaux radiofréquence modulés en fréquence ou en phase, et des signaux radiofréquence modulés en amplitude. 15 Pour cela, une solution possible est de prévoir deux amplificateurs de puissance distincts, l'un adapté à l'amplification des signaux modulés en fréquence ou en phase, et l'autre à l'amplification des signaux modulés en amplitude. Ceci peut toutefois poser des problèmes de coût, d'encombrement et/ou de 20 consommation électrique. Résumé Ainsi, un mode de réalisation prévoit un amplificateur de puissance de signaux radiofréquence, comportant : une première branche comportant une inductance en série avec un premier condensateur entre des premier et deuxième noeuds d'application d'une tension d'alimentation continue, le point milieu entre l'inductance et le premier condensateur formant un noeud de sortie de l'amplificateur, destiné à être relié à une charge ; une deuxième branche comportant un premier transistor MOS en série avec un premier commutateur entre le noeud de sortie et le deuxième noeud d'alimentation, le premier commutateur ayant un noeud de commande relié à un premier noeud d'application d'un signal d'entrée, et le premier transistor MOS ayant sa grille reliée à un deuxième noeud d'application d'un signal d'entrée ; et un circuit de fourniture d'un signal binaire) représentatif du signe 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 3 de la différence entre la tension drain-source du premier transistor et la tension grille-source moins la tension de seuil du premier transistor. Selon un mode de réalisation de la présente invention, 5 le premier transistor est adapté à fonctionner en source de courant commandable via le deuxième noeud d'entrée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le premier commutateur est un transistor MOS adapté à fonctionner en interrupteur, dont la grille est reliée au premier noeud 10 d'entrée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'oxyde de grille du premier transistor MOS est plus épais que l'oxyde de grille du transistor MOS formant le premier commutateur. 15 Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit comprend : un deuxième condensateur et un deuxième commutateur adaptés à échantillonner une tension représentative de la tension prise par le noeud de sortie lorsque le premier commutateur est à l'état passant ; et un deuxième transistor MOS, 20 de même type que le premier transistor MOS, monté en diode et polarisé à son seuil de conduction, le drain du deuxième transistor monté en diode étant relié à la grille du premier transistor. Selon un mode de réalisation de la présente invention, 25 le deuxième condensateur a une première électrode reliée au deuxième noeud d'alimentation et une deuxième électrode reliée au noeud de sortie par le deuxième commutateur ; et la source du deuxième transistor monté en diode est reliée au deuxième noeud d'alimentation par une source de courant, l'amplificateur 30 comportant en outre un comparateur dont une première entrée est reliée à la deuxième électrode du deuxième condensateur, et dont une deuxième entrée est reliée à la source du deuxième transistor monté en diode. Selon un mode de réalisation de la présente invention, 35 le deuxième condensateur a une première électrode reliée au 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 4 deuxième noeud d'alimentation et une deuxième électrode reliée au point milieu d'un premier pont diviseur de tension reliant le noeud de sortie au deuxième noeud d'alimentation ; et la source du deuxième transistor monté en diode est reliée au deuxième noeud 5 d'alimentation GND par un deuxième pont diviseur de tension, l'amplificateur comportant en outre un comparateur dont une première entrée est reliée à la deuxième électrode du deuxième condensateur, et dont une deuxième entrée est reliée au point milieu du deuxième pont diviseur de tension. 10 Selon un mode de réalisation de la présente invention, le signal binaire est un signal de sortie dudit comparateur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le deuxième commutateur a un noeud de commande relié au noeud de commande du premier commutateur. 15 Un autre mode de réalisation prévoit un dispositif d'émission de signaux radiofréquence comportant un amplificateur du type susmentionné, ce dispositif étant adapté à commander l'amplificateur alternativement : dans un premier mode de fonctionnement dans lequel la grille du premier transistor est 20 reliée au premier noeud d'alimentation, et dans lequel un signal radiofréquence modulé en fréquence ou en phase est appliqué sur le premier noeud d'entrée ; et dans un deuxième mode de fonctionnement dans lequel un signal radiofréquence de fréquence, phase et amplitude constantes est appliqué sur le premier noeud 25 d'entrée, un signal variable de commande du courant délivré par le deuxième transistor étant appliqué sur le deuxième noeud d'entrée. Brève description des dessins Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, 30 seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 est un schéma électrique d'un exemple d'un dispositif d'émission de signaux radiofréquence adapté à émettre 35 des signaux modulés en fréquence ou en phase ; 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 5 les figures 2A, 2B et 2C sont des chronogrammes illustrant le fonctionnement du dispositif de la figure 1 ; la figure 3 est un schéma électrique simplifié d'un exemple d'un dispositif d'émission de signaux radiofréquence 5 adapté à émettre des signaux modulés en fréquence ou en phase et des signaux modulés en amplitude ; les figures 4A, 4B et 4C sont des chronogrammes illustrant le fonctionnement du dispositif de la figure 3 ; la figure 5 est un schéma électrique plus détaillé d'un 10 exemple de réalisation du dispositif de la figure 3 ; la figure 6 est un diagramme illustrant schématiquement le fonctionnement d'un transistor MOS ; la figure 7 est un schéma électrique d'un exemple d'un mode de réalisation d'un dispositif d'émission de signaux 15 radiofréquence adapté à émettre des signaux modulés en fréquence ou en phase et des signaux modulés en amplitude ; et la figure 8 est un schéma électrique d'une variante de réalisation du dispositif de la figure 7. Description détaillée 20 De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures et, de plus, les diverses figures ne sont pas tracées à l'échelle. Par souci de clarté, seuls les éléments qui sont utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En 25 particulier, lorsque des dispositifs d'émission de signaux radiofréquences sont représentés et décrits, seuls les circuits d'amplification de puissance des signaux radiofréquence sont détaillés. Les circuits disposés en amont et en aval de l'amplificateur de puissance ne sont pas détaillés, les modes de 30 réalisation décrits étant compatibles avec les circuits usuels disposés en amont et en aval d'un amplificateur de puissance de signaux radiofréquence. Dans la présente description, on entend par signaux radiofréquence des signaux de fréquence comprise entre 3 kHz et 300 GHz, par exemple des signaux de fréquence comprise 35 entre 100 MHz et 100 GHz. De plus, dans la présente description, 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 6 on utilise le terme "connecté" pour désigner une liaison électrique directe, sans composant électronique intermédiaire, par exemple au moyen d'une ou plusieurs pistes conductrices, et le terme "couplé" ou le terme "relié", pour désigner soit une 5 liaison électrique directe (signifiant alors "connecté") soit une liaison via un ou plusieurs composants intermédiaires (résistance, condensateur, transistor, etc.). Sauf précision contraire, les expressions "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. 10 La figure 1 est un schéma électrique d'un exemple d'un dispositif d'émission de signaux radiofréquence adapté à émettre des signaux modulés en fréquence ou en phase. Le dispositif de la figure 1 comprend un circuit, non représenté, adapté à générer un signal radiofréquence s à émettre, 15 modulé en fréquence ou en phase. Le signal s est un signal alternatif d'enveloppe constante, présentant des variations de fréquence ou de phase codant les données à émettre. Le signal s est par exemple une tension en créneaux. Le dispositif de la figure 1 comprend en outre un 20 amplificateur de puissance 100 comportant un noeud d'entrée IN destiné à recevoir le signal s, et un noeud de sortie OUT fournissant un signal S, image amplifiée du signal s. L'amplificateur de puissance 100 est un amplificateur dit de classe E. L'amplificateur 100 comprend une inductance L en série 25 avec un condensateur Csw entre des noeuds VBAT et GND d'application d'une tension d'alimentation continue, le noeud de sortie OUT de l'amplificateur étant relié au point milieu de l'association en série de l'inductance L et du condensateur Csw. Dans l'exemple représenté, le noeud VBAT est destiné à recevoir 30 le potentiel haut de la tension d'alimentation, et le noeud GND est destiné à recevoir le potentiel bas de la tension d'alimentation (correspondant par exemple à la masse). L'inductance L relie les noeuds VBAT et OUT, et le condensateur Csw relie les noeuds OUT et GND. L'amplificateur 100 comprend en 35 outre, en parallèle du condensateur Csw, un commutateur SW, par 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 7 exemple un transistor MOS, reliant le noeud OUT au noeud GND. Le noeud de commande du commutateur SW est relié au noeud d'entrée IN de l'amplificateur. Le dispositif de la figure 1 comprend en outre une 5 antenne 110 reliée au noeud OUT de sortie de l'amplificateur 100. Un circuit d'adaptation d'impédance et/ou de filtrage d'harmoniques 112 peut être prévu entre le noeud OUT et l'antenne 110. Le fonctionnement du dispositif d'émission radio-10 fréquence de la figure 1, et plus particulièrement de l'amplificateur 100, va maintenant être décrit en relation avec les figures 2A, 2B et 2C. Les figures 2A, 2B et 2C sont des chronogrammes représentant respectivement l'évolution, en fonction du temps, du 15 signal s appliqué en entrée de l'amplificateur 100, du courant Isw circulant dans le commutateur SW, et de la tension VCSW aux bornes du condensateur Csw. Dans cet exemple, le signal s est une tension en créneaux, par exemple référencée par rapport au noeud 20 d'alimentation basse GND de l'amplificateur 100. Lorsque le signal s est à l'état bas, le commutateur SW est non passant, et le courant Isw est sensiblement nul. Lorsque le signal s est à l'état haut, le commutateur SW est passant, et la tension VCSW est sensiblement nulle. Lorsque le signal s passe de l'état haut à 25 l'état bas, la tension VSW croît jusqu'à une valeur maximale, puis décroit jusqu'à s'annuler. Lorsque le signal s passe de l'état bas à l'état haut, le courant Isw croît jusqu'à une valeur maximale, puis décroit. Les valeurs de l'inductance L et du condensateur Csw 30 sont choisies en tenant compte de l'impédance de charge R1 vue par le noeud de sortie OUT de l'amplificateur (correspondant par exemple à l'impédance de l'antenne 110) et de la fréquence moyenne de commutation du commutateur SW, de façon que la tension VCSW soit sensiblement nulle lorsque le commutateur SW passe de l'état 35 bloqué à l'état passant. L'amplificateur 100 se comporte alors 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 8 comme un résonateur RLC (R1, L, Csw) synchronisé par le commutateur SW. Pour une inductance L, une capacité Csw et une tension d'alimentation VBAT données, l'enveloppe de la puissance délivrée par l'amplificateur est constante. Ainsi, 5 l'amplificateur 100 est bien adapté à la transmission de signaux radiofréquence modulés en fréquence ou en phase (d'enveloppe de puissance constante), mais ne permet pas d'amplifier des signaux radiofréquence modulés en amplitude (d'enveloppe de puissance variable). 10 La figure 3 est un schéma électrique simplifié d'un exemple d'un dispositif d'émission de signaux radiofréquence adapté à émettre des signaux modulés en fréquence ou en phase, et des signaux modulés en amplitude. Le dispositif de la figure 3 comprend un amplificateur 15 de puissance 300 comportant deux noeuds d'entrée IN1 et IN2 destinés à recevoir respectivement des signaux sl et s2 fournis par un circuit (non représenté) de génération des signaux radiofréquence à émettre. L'amplificateur 300 comporte un noeud OUT de fourniture du signal radiofréquence amplifié S à émettre. 20 Comme dans l'exemple de la figure 1, le dispositif de la figure 3 comprend une antenne 110 reliée au noeud OUT de sortie de l'amplificateur, par exemple par l'intermédiaire d'un circuit d'adaptation d'impédance et/ou de filtrage d'harmoniques 112. L'amplificateur 300 du dispositif de la figure 3 25 comprend, comme dans l'exemple de la figure 1, une inductance L en série avec un condensateur Csw entre des noeuds VBAT et GND d'application d'une tension d'alimentation continue, l'inductance L reliant le noeud VBAT au noeud OUT et le condensateur Csw reliant le noeud OUT au noeud GND. L'amplificateur 300 comprend en outre, 30 en parallèle du condensateur Csw, un commutateur SW. L'amplificateur 300 de la figure 3 diffère de l'amplificateur 100 de la figure 1 essentiellement en ce qu'il comprend, en série avec le commutateur SW entre les noeuds OUT et GND, une source de courant commandable 302, par exemple un 35 transistor MOS. Dans l'exemple représenté, la source de courant 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 9 302 relie le noeud OUT au commutateur SW, et le commutateur SW relie la source de courant 302 au noeud GND. Le noeud de commande du commutateur SW est relié au noeud d'entrée IN1 de l'amplificateur, et le noeud de commande de la source de courant 5 302 est relié au noeud d'entrée IN2 de l'amplificateur. Le dispositif d'émission de la figure 3 est adapté à fonctionner alternativement dans un premier mode de fonctionnement dans lequel le dispositif émet des signaux radiofréquence modulés en fréquence ou en phase (d'enveloppe constante), et dans un 10 deuxième mode de fonctionnement dans lequel le dispositif émet des signaux radiofréquence modulés en amplitude (d'enveloppe variable). Dans le premier mode de fonctionnement (émission de signaux modulés en fréquence ou en phase), le signal sl fourni 15 par le circuit de génération de signaux radiofréquence et appliqué sur le noeud d'entrée IN1 de l'amplificateur, correspond au signal à émettre. Le signal sl est par exemple une tension en créneaux d'amplitude constante, dont la fréquence et/ou la phase varient en fonction des données à transmettre. Le signal s2 est quant à 20 lui un signal constant de désactivation de la source de courant 302. Dans ce mode de fonctionnement, la source de courant 302 se comporte comme un fil conducteur ou comme une résistance de faible valeur. Le courant circulant dans le commutateur SW n'est donc pas limité par la source de courant 302, et l'amplificateur 300 25 fonctionne sensiblement de la même manière que l'amplificateur 100 de la figure 1. Dans le deuxième mode de fonctionnement (émission de signaux modulés en amplitude), le signal sl appliqué sur l'entrée IN1 de l'amplificateur 300 est un signal périodique de fréquence, 30 phase et amplitude constantes, par exemple une tension alternative périodique en créneaux. La modulation en amplitude du signal radiofréquence est appliquée par l'intermédiaire de l'entrée IN2 de l'amplificateur. Plus particulièrement, le signal s2 appliqué sur le noeud IN2 est une image de l'enveloppe du signal modulé à 35 émettre. Lorsque le commutateur est à l'état passant (signal sl à 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 10 l'état haut), le courant dans le commutateur SW est imposé par la source de courant 302, la valeur du courant imposé variant à l'image du signal d'enveloppe s2 appliqué sur le noeud IN2. La puissance du signal de sortie S de l'amplificateur 300 varie donc 5 à l'image du signal d'enveloppe s2. Le dispositif émet ainsi un signal radiofréquence modulé en amplitude. Les figures 4A, 4B et 4C sont des chronogrammes illustrant plus en détail le deuxième mode de fonctionnement (émission de signaux modulés en amplitude) du dispositif de la 10 figure 3. Plus particulièrement, les figures 4A, 4B et 4C représentent respectivement l'évolution, en fonction du temps, du signal sl appliqué sur l'entrée IN1 de l'amplificateur 300, du courant Isw circulant dans le commutateur SW, et de la tension VCSW aux bornes du condensateur Csw. Sur les figures 4B et 4C, 15 les courbes en traits pleins représentent un cas où la source de courant 302 est commandée (via le signal s2) pour délivrer un courant Ipeakl, et les courbes en traits interrompus représentent un cas où la source de courant 302 est commandée pour délivrer un courant Ip inférieur au courant I eak2 peakl- 20 Dans cet exemple, le signal sl est une tension en créneaux, par exemple référencée par rapport au noeud d'alimentation basse GND de l'amplificateur 300. Lorsque le signal sl est à l'état bas, le commutateur SW est non passant, et le courant Isw est sensiblement nul. Lorsque le signal s passe à 25 l'état haut, le commutateur SW devient passant. Le courant Isw croît alors rapidement jusqu'à la valeur maximale délivrée par la source de courant 302, puis reste à cette valeur jusqu'à la prochaine commutation de l'interrupteur SW. La tension VCSW aux bornes du condensateur Csw varie périodiquement autour d'une 30 valeur moyenne sensiblement égale à la tension d'alimentation VBAT, à la fréquence du signal sl, avec une amplitude de variation proportionnelle à la valeur du courant imposé par la source 302. Ainsi, le dispositif de la figure 3 permet avantageusement, au moyen d'un même amplificateur de puissance, 35 d'émettre, selon les besoins de l'application, des signaux 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 11 radiofréquence modulés en fréquence ou en phase, ou des signaux radiofréquence modulés en amplitude. Comme cela apparaît sur les figures 4A à 4C, lorsque le dispositif de la figure 3 émet des signaux modulés en amplitude, 5 le résonateur RLC formé par l'inductance L, la capacité Csw, et l'impédance de charge R1 vue par l'amplificateur, n'est plus synchronisé avec le commutateur SW. Le résonateur RLC se comporte comme une impédance complexe commandée en courant. En particulier, le courant Isw et le courant Csw ne sont plus en opposition de 10 phase, ce qui se traduit par un rendement réduit par rapport au premier mode de fonctionnement (émission de signaux radiofréquence modulés en fréquence ou en phase). La figure 5 est un schéma électrique plus détaillé d'un exemple de réalisation du dispositif de la figure 3. En 15 particulier, la figure 5 représente de façon plus détaillée l'amplificateur 300 de la figure 3, et représente de façon schématique et partielle un exemple de réalisation d'un circuit 501 de génération du signal s2 de commande de la source de courant 302 de l'amplificateur 300. 20 Dans l'exemple de la figure 5, la source de courant 302 est un transistor MOS à canal N dont le drain est connecté au noeud OUT et dont la source est reliée au noeud GND par l'intermédiaire du commutateur SW. Dans cet exemple, le commutateur SW est un transistor MOS à canal N dont la source est 25 connectée au noeud GND et dont le drain est connecté à la source du transistor 302. La grille du transistor SW est connectée au noeud d'entrée IN1 de l'amplificateur 300, et la grille du transistor 302 est connectée au noeud d'entrée IN2 de l'amplificateur 300. Le transistor SW, destiné à fonctionner en 30 commutation, est de préférence un transistor rapide. A titre d'exemple, le transistor SW est un transistor à oxyde de grille plus mince que le transistor 302, destiné à fonctionner en régime linéaire. Le circuit 501 comprend un convertisseur numérique-35 analogique DAC. Dans cet exemple, le convertisseur DAC est un 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 12 convertisseur à sortie en courant. Le convertisseur DAC comprend une entrée numérique INDAC adaptée à recevoir un signal de commande sur m bits, avec m entier supérieur à 1, et une sortie analogique OUTDAC adaptée à délivrer un courant 'DAC proportionnel 5 au code numérique appliqué sur l'entrée INDAC- Le circuit 501 comprend un transistor MOS 503 en série avec un transistor MOS 505 entre le noeud de sortie OUTDAC du convertisseur DAC et le noeud GND. Le transistor 503 est de même type que le transistor 302 de l'amplificateur 300, c'est-à-dire 10 notamment qu'il est de même type de conductivité (à canal N dans l'exemple représenté) et présente la même épaisseur d'oxyde de grille et la même longueur de canal que le transistor 302. Le transistor 505 est de même type que le transistor SW, c'est-à-dire notamment qu'il est de même type de conductivité et présente 15 la même épaisseur d'oxyde de grille et la même longueur de canal que le transistor SW. De préférence, les transistors 503, 505, 302 et SW sont dimensionnés de façon qu'il existe un même rapport n, de préférence supérieur à 1, entre la largeur de canal du transistor 302 et la largeur de canal du transistor 503, et entre 20 la largeur de canal du transistor SW et la largeur de canal du transistor 505. Dans l'exemple représenté, le transistor 503 a son drain connecté au noeud OUTDAC et sa source connectée au drain du transistor 505, et le transistor 505 a sa source connectée au noeud GND. Le transistor 503 est monté en diode, c'est-à-dire que 25 son drain est connecté à sa grille. La grille du transistor 503 est en outre reliée au noeud d'entrée IN2 de l'amplificateur 300 par une résistance Rl. De plus, un condensateur Cl relie le noeud IN2 au noeud GND. Le circuit 501 comprend en outre un interrupteur Kl, par 30 exemple un transistor MOS, reliant le noeud IN2 au noeud VBAT. Le fonctionnement du dispositif 300 de la figure 5 est le suivant. Dans le premier mode de fonctionnement (émission de signaux modulés en fréquence ou en phase), l'interrupteur K1 est 35 maintenu à l'état passant par l'application d'un signal approprié 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 13 sur son noeud de commande. Il en résulte que le transistor 302 voit sur sa grille un potentiel sensiblement égal au potentiel d'alimentation haute du dispositif. Le transistor 302 est alors à l'état faiblement résistif et fonctionne en régime linéaire, 5 c'est-à-dire que la source de courant 302 est désactivée. L'amplificateur 300 se comporte alors comme un amplificateur de classe E du type décrit en relation avec la figure 1, le signal radiofréquence à amplifier étant appliqué sur le noeud d'entrée IN1 de l'amplificateur. En particulier, le niveau de puissance du 10 signal émis est indépendant du courant de sortie 'DAC du convertisseur numérique-analogique DAC. Dans le deuxième mode de fonctionnement (émission de signaux modulés en amplitude), l'interrupteur K1 est maintenu à l'état ouvert. Le transistor 302 se comporte alors comme une 15 source de courant commandée par le circuit 501 en fonction du code numérique appliqué sur l'entrée INDAC du convertisseur numérique-analogique DAC. Plus particulièrement, les transistors 503 et 302 forment un miroir de courant tel que, lorsque le commutateur SW est à l'état passant, (signal sl à l'état haut), le courant Isw 20 imposé par le transistor 302 dans le commutateur SW est sensiblement égal à n*IDAC, 'DAC étant le courant de sortie du convertisseur DAC et n étant le rapport de dimensionnement entre les transistors 302 et 503 d'une part, et SW et 505 d'autre part. Le fonctionnement est alors similaire ou identique à ce qui a été 25 décrit en relation avec la figure 3, à savoir qu'un signal radiofréquence périodique de fréquence, phase et amplitude constantes est appliqué sur le noeud IN1 du convertisseur, la modulation en amplitude du signal radiofréquence étant commandée numériquement par l'intermédiaire du convertisseur numérique- 30 analogique DAC, et étant appliquée via le noeud de commande IN2 de la source de courant 302. On notera que lorsque le dispositif fonctionne en émission de signaux modulés en amplitude, le transistor 505 peut être maintenu en permanence à l'état passant par application d'un signal de commande approprié sur sa grille. 35 Le transistor 505 étant une image réduite du transistor SW, pour 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 14 obtenir une bonne recopie du courant entre le transistor 503 et le transistor 302, le potentiel de grille du transistor 505 lorsque ce dernier est commandé à l'état passant est de préférence sensiblement égal au potentiel de grille du transistor SW lorsque 5 ce dernier est passant, c'est-à-dire au potentiel haut s1H du signal sl, par exemple de l'ordre de 1,2 V. Lorsque le dispositif fonctionne en émission de signaux modulés en fréquence ou en phase, le transistor 505 peut être commandé à l'état ouvert. La résistance R1 et le condensateur Cl forment un filtre RC limitant 10 les appels de courant parasites haute fréquence liés à la commutation du transistor SW. Un problème qui se pose dans le montage de la figure 5 est que, lorsque le dispositif est commandé dans le deuxième mode de fonctionnement (émission de signaux radiofréquence modulés en 15 amplitude), il convient de s'assurer que le transistor 302 se comporte bien comme une source de courant, c'est-à-dire qu'il reste bien toujours dans sa zone de fonctionnement en saturation (ou zone de courant constant), et n'entre pas dans sa zone de fonctionnement linéaire. 20 Cette problématique est illustrée par la figure 6 qui représente schématiquement les courbes d'évolution du courant drain-source Ips en fonction de la tension drain-source VDS dans un transistor MOS, pour trois tensions grille-source distinctes VGS1, VGS2 et VGS3 appliquées au transistor. Comme cela apparaît 25 sur la figure 6, pour une tension grille-source VGS donnée appliquée au transistor, le transistor présente une première zone de fonctionnement dit linéaire (partie gauche du diagramme), dans laquelle le courant Ips est proportionnel à la tension drain-source VDS, et une deuxième zone de fonctionnement dit saturé 30 (partie droite du diagramme), dans laquelle le courant Ips est approximativement constant et dépend essentiellement de la tension grille-source VGS appliquée au transistor. Dans le mode de fonctionnement en modulation d'amplitude du dispositif de la figure 5, si le transistor 302 entre dans sa 35 zone de fonctionnement linéaire, le courant circulant dans le 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 15 transistor 302 n'est plus fixé par le circuit de commande 501, mais varie notamment avec la tension VSW aux bornes du condensateur CSW. Il en résulte que la modulation d'amplitude du signal radiofréquence émis n'est plus contrôlée par le circuit 5 501. Il se produit en outre une rotation de phase du signal radiofréquence délivré par l'amplificateur. Le signal émis est alors non seulement modulé en amplitude, mais comporte en outre une modulation de phase parasite, susceptible de polluer des bandes de fréquences voisines de la bande utilisée par le 10 dispositif d'émission. En pratique, le risque que le transistor 302 entre dans sa zone de fonctionnement linéaire est d'autant plus élevé que le courant demandé à la source de courant 302 est élevé, et que l'amplitude crête à crête ou excursion de la tension VCSW aux 15 bornes du condensateur Csw est élevée. Toutefois, pour une intensité de courant donnée délivrée par la source de courant 302, l'excursion de la tension VCSW aux bornes du condensateur Csw dépend de l'impédance R1 de la charge vue par le noeud de sortie OUT de l'amplificateur 300, qui dépend elle-même fortement de 20 l'environnement de l'antenne 110. Ainsi, le code numérique de commande le plus élevé qui peut être appliqué en entrée du convertisseur numérique-analogique DAC avant que le transistor 302 n'entre dans sa zone de fonctionnement linéaire, dépend de l'environnement du dispositif d'émission. 25 Comme cela est représenté sur la figure 6, un transistor MOS entre dans sa zone de fonctionnement linéaire lorsque sa tension drain-source VDS devient inférieure à la différence entre sa tension grille-source VGS et sa tension de seuil Vt. Selon un aspect d'un mode de réalisation, 30 l'amplificateur 300 comprend un circuit adapté à comparer la tension drain-source VDS du transistor 302 à la différence entre la tension grille-source VGS et la tension de seuil Vt de ce transistor, ce qui permet de déterminer si le transistor 302 est dans sa zone de fonctionnement linéaire ou dans sa zone de 35 fonctionnement saturé. 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 16 La figure 7 est un schéma électrique d'un exemple d'un mode de réalisation d'un dispositif d'émission de signaux radiofréquence adapté à émettre des signaux modulés en fréquence ou en phase et des signaux modulés en amplitude. 5 Le dispositif de la figure 7 comprend les mêmes éléments que le dispositif de la figure 5, agencés sensiblement de la même manière. Le dispositif de la figure 7 diffère du dispositif de la figure 5 en ce que, dans le dispositif de la figure 7, l'amplificateur 300 comprend en outre un circuit 701 adapté à 10 comparer la tension drain-source VDS du transistor 302 à la différence entre la tension grille-source VGS et la tension de seuil Vt de ce transistor. Plus particulièrement, le circuit 701 comprend un noeud de sortie adapté à fournir un signal binaire S(A) représentatif du signe de la différence A = (VGS - Vt) VDS- 15 La valeur A = (VGS - Vt) VDS peut s'exprimer comme suit : A = (VG - VS - Vt) - (VD - Vs) = VG - Vt - VD, VG, Vs et VD étant respectivement la tension de grille, la tension de source et la tension de drain du transistor 302. Dans cet exemple, le drain du transistor 302 étant connecté au noeud de sortie OUT de 20 l'amplificateur 300, la tension VD correspond à la tension de sortie de l'amplificateur 300. De plus, la grille du transistor 302 étant connectée au noeud d'entrée IN2 de l'amplificateur 300, la tension VG correspond à la tension du noeud d'entrée IN2 de l'amplificateur. 25 Le circuit 701 du dispositif de la figure 7 comprend un condensateur d'échantillonnage C2 dont une électrode est reliée au noeud OUT par l'intermédiaire d'un commutateur K2, par exemple un transistor MOS, et dont l'autre électrode est reliée au noeud GND. Le noeud de commande de l'interrupteur K2 est relié au noeud 30 d'entrée IN1 de l'amplificateur 300. Le circuit 701 comprend en outre un transistor de référence 703 de même type que le transistor 302, c'est-à-dire notamment de même type de conductivité (à canal N dans l'exemple représenté) et présentant la même épaisseur d'oxyde de grille et la même longueur de canal que le transistor 35 302. Dans l'exemple représenté, le drain du transistor 703 est 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 17 connecté au noeud IN2, et la source du transistor 703 est reliée au noeud GND par l'intermédiaire d'une source de courant 705, par exemple une résistance. Le transistor 703 est monté en diode, c'est-à-dire que son drain est connecté à sa grille. Le circuit 5 701 comprend en outre un comparateur 707 dont une première entrée, par exemple l'entrée positive (+) est reliée à la source du transistor 703, et dont la deuxième entrée, par exemple l'entrée négative (-), est reliée à l'électrode du condensateur C2 opposée au noeud GND (c'est-à-dire l'électrode reliée au noeud OUT par le 10 commutateur K2). La sortie du comparateur 707 constitue le noeud de fourniture du signal de sortie binaire S(A) du circuit 701. Le fonctionnement du circuit 701 est le suivant. Lorsque le dispositif de la figure 7 fonctionne en émission de signaux radiofréquence modulés en amplitude 15 (commutateur K1 bloqué), l'interrupteur K2, commandé par le même signal sl que l'interrupteur SW, commute à la même fréquence que l'interrupteur SW. La tension du noeud OUT, pendant les phases de circulation d'un courant dans le transistor 302 (c'est-à-dire lorsque l'interrupteur SW est à l'état passant), est alors 20 échantillonnée dans le condensateur C2. On notera en effet que pour déterminer la zone de fonctionnement du transistor 302, la tension VDS à comparer à la tension VGS - Vt est la tension VDS à l'état passant du transistor 302. Le condensateur C2 se charge ainsi à une tension sensiblement égale à la tension de drain VD 25 du transistor 302. Par ailleurs, la source de courant 705 polarise le transistor de référence 703 à l'état conducteur en imposant la circulation d'un faible courant, par exemple de l'ordre de 1 11A, dans le transistor 302. La tension entre le drain et la source du transistor 703 est alors sensiblement égale à la tension de seuil 30 de ce transistor, qui est la même que la tension de seuil Vt du transistor 302 (les transistors 302 et 703 étant de même nature). La tension sur le noeud de source du transistor 703 est alors sensiblement égale à la tension sur le noeud IN2 moins la tension de seuil Vt du transistor 703, c'est-à-dire à la valeur VG - Vt. 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 18 Le comparateur 707 voit ainsi sur son entrée négative la tension de drain VD du transistor 302, et, sur son entrée positive, la différence entre la tension de grille VG et la tension de seuil Vt du transistor 302. Si le signal de sortie S(A) du 5 comparateur 707 est à l'état haut, c'est-à-dire que la tension VD est inférieure à la tension VG-Vt, on peut en déduire que le transistor 302 fonctionne en régime linéaire. Si le signal de sortie S(A) du comparateur 707 est à l'état bas, c'est-à-dire que la tension VD est supérieure à la tension VG-Vt, on peut en déduire 10 que le transistor 302 fonctionne bien en source de courant. A titre d'exemple, on peut prévoir, lors d'une phase de calibration, de déterminer le code numérique de commande le plus élevé qui peut être appliqué en entrée du convertisseur numérique-analogique DAC sans que le transistor 302 n'entre dans un régime 15 de fonctionnement linéaire. Pour cela, on peut par exemple prévoir d'incrémenter progressivement le code de commande appliqué en entrée du convertisseur DAC, jusqu'à ce que la sortie du circuit 701 change d'état. A titre de variante, la recherche du plus grand code de commande utilisable peut être réalisée par dichotomie, ou 20 par toute autre technique de recherche adaptée. Une fois le plus grande code de commande numérique utilisable déterminé, ce dernier peut être mémorisé par un circuit de contrôle (non représenté). Le circuit de génération des signaux radiofréquence à émettre peut alors être configuré pour ne jamais dépasser ce code. La 25 calibration du dispositif d'émission peut par exemple être réitérée régulièrement, pour s'adapter à d'éventuelles variations de l'environnement du dispositif. Des moyens non représentés de désactivation du circuit 701 peuvent optionnellement être prévus. A titre d'exemple, on 30 peut notamment prévoir de désactiver le circuit 701 en dehors des phases de calibration et/ou lorsque le dispositif fonctionne en émission de signaux radiofréquence modulés en fréquence ou en phase. La figure 8 est un schéma électrique représentant une 35 variante de réalisation du dispositif de la figure 7. Le 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 19 dispositif de la figure 8 comprend des éléments communs avec le dispositif de la figure 7. Ces éléments ne seront pas détaillés à nouveau ci-après. Le dispositif de la figure 8 permet de relâcher les 5 contraintes qui pèsent sur le commutateur K2 de la figure 7, qui doit pouvoir supporter des tensions qui peuvent être plusieurs fois supérieures à la tension d'alimentation VBAT. Le dispositif de la figure 8 diffère du dispositif de la figure 7 essentiellement en ce que le circuit 701 de la figure 10 7 est remplacé par un circuit 801, également adapté à déterminer le signe de la différence A = (VGS - Vt) - VDS caractérisant le régime de fonctionnement du transistor 302, mais présentant une architecture différente de celle du circuit 701 de la figure 7. Le circuit 801 de la figure 8 comprend des éléments 15 communs avec le circuit 701 de la figure 7. Dans la suite, seules les différences entre les circuits 801 et 701 seront détaillées. Le circuit 801 du dispositif de la figure 8 comprend un pont diviseur de tension résistif et capacitif comportant une première branche comportant une résistance R10 en série avec une 20 résistance R11 entre le noeud OUT et le noeud GND, et, en parallèle de la première branche, une deuxième branche comportant un condensateur C10 en série avec un condensateur C11 entre le noeud OUT et le noeud GND, le point milieu M entre les résistances R10 et R11 de la première branche étant connecté au point milieu entre 25 les condensateur C10 et C11 de la deuxième branche. La résistance R10 et le condensateur C10 sont connectés au noeud OUT, et la résistance R11 et le condensateur C11 sont connectés au noeud GND. A titre d'exemple, le rapport R10/R11 des valeurs des résistances de la première branche est sensiblement égal au rapport C11/C10 30 des valeurs des capacités de la deuxième branche. Ainsi, la tension du noeud M est une image réduite, par exemple d'un facteur de l'ordre de 10, de la tension du noeud OUT. Ainsi, le diviseur de tension permet de remplacer le commutateur K2 de la figure 7 par un commutateur K2 de plus petite 35 dimension, par exemple un simple transistor MOS à oxyde mince, 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 20 par exemple de même type que le transistor SW, pouvant être commandé par un signal de faible niveau de tension, par exemple de l'ordre de 1,2 V. Une différence entre le circuit 801 de la figure 8 et 5 le circuit 701 de la figure 7 est que, dans le circuit 801, l'électrode du condensateur d'échantillonnage C2 opposée au noeud GND est reliée, par l'intermédiaire de l'interrupteur K2, non pas au noeud OUT comme dans l'exemple de la figure 7, mais au noeud M. 10 Par ailleurs, dans le circuit 801 de la figure 8, la source de courant 705 est remplacée par l'association en série de deux résistances R12 et R13, reliant la source du transistor 703 au noeud GND. La résistance R12 est connectée à la source du transistor 703, et la résistance R13 est connectée au noeud GND. 15 Les résistances R12 et R13 sont choisies de façon que le rapport R12/R13 soit sensiblement égal au rapport R10/R11. Ainsi, la tension du point milieu M' entre les résistances R12 et R13 est une image réduite de la tension de source du transistor 703, le facteur de division entre la tension de source du transistor 703 20 et la tension du noeud M' étant sensiblement le même que le facteur de division entre la tension du noeud OUT et la tension du noeud M. Dans le circuit 801, l'entrée positive du comparateur 707 est connectée non pas à la source du transistor 703 comme dans 25 l'exemple de la figure 7, mais au noeud M'. Ainsi, le circuit 801 de la figure 8 diffère du circuit 701 de la figure 7 en ce que, dans le circuit 801, le comparateur 707 compare non pas directement les tensions VD et VG-Vt comme dans l'exemple de la figure 7, mais des images réduites de ces 30 tensions. Ceci facilite la mise en oeuvre des opérations d'échantillonnage et de comparaison des tensions. A titre d'exemple non limitatif, les résistances R1, R10, R11, R12, R13 et les condensateurs Cl, C2, C10, Cll ont des valeurs respectivement de l'ordre de 1 à 2 kS2, 9 kQ, 1 ka, 900 kS2, 35 100 kS2, 100 pF, 1 pF, 50 fF et 450 fF. 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 21 Le signal de commande de l'interrupteur K2 du circuit 801 peut être optionnellement être retardé d'un délai At, par exemple de l'ordre de 10 à 100 picosecondes, par rapport au signal de commande de l'interrupteur SW, de façon à compenser un éventuel 5 décentrage entre la tension du noeud M' et la fenêtre d'échantillonnage de cette tension. Des modes de réalisation particuliers ont été décrits. Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les modes de réalisation décrits ne se 10 limitent pas aux exemples décrits en relation avec les figures 7 et 8 de circuits adaptés à déterminer le signe de la différence A = (VGS Vt) - VDS caractérisant le régime de fonctionnement du transistor 302. En outre, bien que l'on ait représenté et décrit 15 uniquement des exemples de réalisation dans lesquels les transistors MOS du dispositif d'émission de signaux radiofréquence sont des transistors à canal N, l'homme de l'art saura obtenir le fonctionnement recherché en remplaçant tout ou partie des transistors MOS à canal N par des transistors MOS à canal P. REVENDICATIONS1. Amplificateur (300) de puissance de signaux radiofréquence, comportant : une première branche comportant une inductance (L) en série avec un premier condensateur (Csw) entre des premier (VBAT) et deuxième (GND) noeuds d'application d'une tension d'alimentation continue, le point milieu entre l'inductance et le premier condensateur formant un noeud de sortie (OUT) de l'amplificateur, destiné à être relié à une charge (110, 112) ; une deuxième branche comportant un premier transistor MOS (302) en série avec un premier commutateur (SW) entre le noeud de sortie (OUT) et le deuxième noeud d'alimentation (GND), le premier commutateur (SW) ayant un noeud de commande relié à un premier noeud (IN1) d'application d'un signal d'entrée (s1), et le premier transistor MOS (302) ayant sa grille reliée à un deuxième noeud (IN2) d'application d'un signal d'entrée (s2) ; et un circuit (701 ; 801) de fourniture d'un signal binaire (S(A)) représentatif du signe de la différence (A) entre la tension drain-source (VDS) du premier transistor (302) et la tension grille-source (VGS) moins la tension de seuil (Vt) du premier transistor (302). 2. Amplificateur (300) selon la revendication 1, dans lequel le premier transistor (302) est adapté à fonctionner en source de courant commandable via le deuxième noeud d'entrée (IN2). 3. Amplificateur (300) selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le premier commutateur (SW) est un transistor MOS adapté à fonctionner en interrupteur, dont la grille est reliée au premier noeud d'entrée (IN1). 4. Amplificateur (300) selon la revendication 3, dans 30 lequel l'oxyde de grille du premier transistor MOS (302) est plus épais que l'oxyde de grille du transistor MOS formant le premier commutateur (SW). 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 23 5. Amplificateur (300) selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel ledit circuit (701 ; 801) comprend : un deuxième condensateur (C2) et un deuxième commutateur 5 (K2) adaptés à échantillonner une tension représentative de la tension prise par le noeud de sortie (OUT) lorsque le premier commutateur (SW) est à l'état passant ; et un deuxième transistor MOS (703), du même type que le premier transistor MOS (302), monté en diode et polarisé à son 10 seuil de conduction, le drain du deuxième transistor (703) monté en diode étant relié à la grille du premier transistor (302). 6. Amplificateur (300) selon la revendication 5, dans lequel : le deuxième condensateur (C2) a une première électrode 15 reliée au deuxième noeud d'alimentation (GND) et une deuxième électrode reliée au noeud de sortie (OUT) par le deuxième commutateur (K2) ; et la source du deuxième transistor (703) monté en diode est reliée au deuxième noeud d'alimentation (GND) par une source 20 de courant (705), l'amplificateur (300) comportant en outre un comparateur (707) dont une première entrée (-) est reliée à la deuxième électrode du deuxième condensateur (C2), et dont une deuxième entrée (+) est reliée à la source du deuxième transistor (703) 25 monté en diode. 7. Amplificateur (300) selon la revendication 5, dans lequel : le deuxième condensateur (C2) a une première électrode reliée au deuxième noeud d'alimentation (GND) et une deuxième 30 électrode reliée au point milieu (M) d'un premier pont diviseur de tension (R10, R11, C10, C11) reliant le noeud de sortie (OUT) au deuxième noeud d'alimentation (GND) ; et la source du deuxième transistor (703) monté en diode est reliée au deuxième noeud d'alimentation GND par un deuxième 35 pont diviseur de tension (R12, R13), 3035285 B14024 - 14-GR2-0634 24 l'amplificateur (300) comportant en outre un comparateur (707) dont une première entrée (-) est reliée à la deuxième électrode du deuxième condensateur (C2), et dont une deuxième entrée (+) est reliée au point milieu (M') du deuxième pont 5 diviseur de tension (R12, R13). 8. Amplificateur (300) selon la revendication 6 ou 7, dans lequel ledit signal binaire (S(A)) est un signal de sortie dudit comparateur (707). 9. Amplificateur (300) selon l'une quelconque des 10 revendications 4 à 7, dans lequel le deuxième commutateur (K2) a un noeud de commande relié au noeud de commande du premier commutateur (SW). 10. Dispositif d'émission de signaux radiofréquence comportant un amplificateur (300) selon l'une quelconque des 15 revendications 1 à 9, ce dispositif étant adapté à commander l'amplificateur (300) alternativement : dans un premier mode de fonctionnement dans lequel la grille du premier transistor (302) est reliée au premier noeud d'alimentation (VBAT), et dans lequel un signal radiofréquence 20 modulé en fréquence ou en phase est appliqué sur le premier noeud d'entrée (IN1) ; et dans un deuxième mode de fonctionnement dans lequel un signal radiofréquence de fréquence, phase et amplitude constantes est appliqué sur le premier noeud d'entrée (IN1), un signal 25 variable de commande du courant délivré par le deuxième transistor (302) étant appliqué sur le deuxième noeud d'entrée (IN2).