FR 3028702 A1 20160520 FR 1460948 A 20141113 1 CAPTEUR D'IMAGES CMOS À CONVERSION ANALOGIQUE-NUMÉRIQUE DE TYPE SIGMA-DELTA Domaine La présente demande concerne le domaine des circuits électroniques de façon générale, et vise plus particulièrement le domaine des capteurs d'images CMOS. Exposé de l'art antérieur De façon classique, un capteur d'images CMOS comprend une pluralité de cellules élémentaires ou pixels identiques ou similaires agencés en matrice selon des lignes et des colonnes. Chaque pixel comprend un photodétecteur, par exemple une photodiode polarisée en inverse dont la capacité de jonction est déchargée par un photocourant en fonction d'une intensité lumineuse reçue. Chaque pixel comprend en outre un circuit de lecture adapté à fournir un signal de sortie représentatif de l'intensité lumineuse reçue par le photodétecteur. Tradition- nellement, chaque pixel fournit, via son circuit de lecture, un signal de sortie analogique, par exemple une tension ou un courant. Ce signal est ensuite numérisé à l'extérieur du pixel par un circuit de conversion analogique-numérique. Le circuit de conversion analogique-numérique peut être commun à plusieurs pixels du capteur. Par exemple, dans le cas où les pixels sont lus ligne par ligne, c'est-à-dire dans le cas où tous les pixels 3028702 2 d'une même ligne sont lus simultanément et où les pixels de lignes distinctes sont lus séquentiellement, le capteur peut comprendre un circuit de conversion analogique-numérique par colonne de pixels. 5 On a déjà proposé des architectures de capteurs d'images CMOS dans lesquelles chaque pixel comprend tout ou partie d'un convertisseur analogique-numérique de type sigma-delta. Des exemples de telles architectures sont décrites dans les articles "Pixel-level A/D conversion: comparison of two charge packets 10 counting techniques", de A.Peizerat et al., ci-après appelé article A, et "Low-Power, High Dynamic Range CMOS Image Sensor Employing Pixel-level Oversampling A Analog-to-Digital Conversion", ci-après appelé article B, dont les contenus respectifs sont considérés comme faisant partie intégrante de la 15 présente description. Rappelons d'abord la structure générale d'un convertisseur analogique-numérique de type sigma-delta. Un tel convertisseur comprend typiquement un modulateur sigma-delta recevant un signal analogique d'entrée à numériser et fournissant, 20 à une fréquence relativement élevée, une suite d'échantillons numériques intermédiaires à basse résolution (typiquement des échantillons binaires) représentatifs du signal d'entrée. La sortie du modulateur sigma-delta est reliée à un circuit de filtrage numérique et de décimation, qui reçoit les échantillons numériques intermédiaires fournis par le modulateur, et fournit des échantillons numériques haute-résolution (supérieure à la résolution des échantillons de sortie du modulateur) représentatifs du signal analogique d'entrée, à une fréquence inférieure à la fréquence de fourniture des échantillons intermédiaires par le modulateur sigma-delta. Le nombre d'échantillons basse-résolution utilisés pour produire une valeur numérique de sortie haute-résolution est généralement désigné par l'acronyme OSR, de l'anglais "Over Sampling Ratio" (taux de sur-échantillonnage). 3028702 3 De façon classique, un modulateur sigma-delta d'ordre 1 comprend un intégrateur analogique, typiquement une capacité, et, en sortie de l'intégrateur, un convertisseur analogique-numérique basse-résolution, typiquement un comparateur 1-bit. Le signal 5 analogique d'entrée du modulateur (le signal à numériser) est appliqué en entrée de l'intégrateur, la sortie du convertisseur analogique-numérique basse-résolution formant la sortie du modulateur sigma-delta. La sortie du convertisseur analogique-numérique basse résolution est en outre reliée à l'entrée de 10 l'intégrateur par l'intermédiaire d'une boucle de rétroaction comportant un convertisseur numérique-analogique basse-résolution. Plus particulièrement, le signal analogique fourni par la boucle de rétroaction est soustrait au signal analogique d'entrée au niveau de l'intégrateur, de façon que l'intégrateur 15 intègre un signal représentatif de l'erreur de quantification du convertisseur analogique-numérique basse-résolution. Les convertisseurs analogique-numérique de type sigma-delta peuvent être utilisés pour diverses raisons, et notamment parce qu'ils présentent un encombrement et une consommation 20 électrique relativement faibles, et sont robustes aux nonidéalités des composants. De plus, dans le domaine des capteurs d'images, les convertisseurs sigma-delta permettent d'étendre la plage dynamique des pixels. Dans l'article A susmentionné, chaque pixel comprend un 25 modulateur sigma-delta d'ordre 1 asynchrone, dont l'intégrateur est constitué par une capacité déchargée par un photocourant produit par la photodiode du pixel. Le convertisseur analogique-numérique basse-résolution est constitué par un comparateur comparant la tension aux bornes de la capacité d'intégration à 30 une tension de référence, et fournissant un signal de sortie binaire représentatif du résultat de cette comparaison. La sortie du comparateur constitue la sortie numérique du modulateur. La sortie du comparateur pilote de plus un circuit d'injection de charges qui forme la boucle de rétroaction du modulateur. Plus particulièrement, chaque fois que la tension aux bornes de la 3028702 4 capacité d'intégration passe sous la tension de référence, la sortie du comparateur commande l'injection de charges positives dans la capacité d'intégration, de façon à recharger cette capacité à une tension supérieure à la tension de référence. Deux 5 types de circuits de rétroaction sont proposés dans l'article A, à savoir un circuit réalisant une rétroaction en tension (la capacité d'intégration est réinitialisée à un niveau de tension prédéterminé), et un circuit réalisant une rétroaction en charges (une quantité de charges prédéterminée est injectée dans la 10 capacité d'intégration). La sortie du comparateur est reliée à un compteur asynchrone externe au modulateur sigma-delta (circuit de filtrage numérique), qui compte le nombre de fois que la tension de la capacité d'intégration passe sous la tension de référence pendant une période d'intégration du pixel. 15 Dans une architecture du type décrit dans l'article A, du fait du la nature asynchrone du modulateur sigma-delta, il est en pratique nécessaire que chaque pixel comporte son propre circuit de filtrage numérique, ce qui pose problème du fait de l'encombrement relativement important des compteurs numériques. 20 Dans l'article B susmentionné, chaque pixel comprend une partie seulement d'un modulateur sigma-delta d'ordre 1, l'autre partie du modulateur étant commune à plusieurs pixels du capteur. Plus particulièrement, dans l'article B, chaque pixel comprend un intégrateur, formé par la capacité de jonction de la photodiode 25 du pixel, et un circuit de rétroaction pour réinitialiser en charges la photodiode du pixel, c'est-à-dire pour injecter une quantité de charges prédéterminée dans la photodiode. Le convertisseur analogique-numérique basse-résolution, un comparateur 1-bit, est externe au pixel, et est partagé par 30 plusieurs pixels du capteur. Plus particulièrement, dans l'article B, les pixels sont sélectionnables en lecture ligne par ligne, et le capteur comprend un comparateur de courant 1-bit par colonne de pixels. Dans chaque pixel, la sortie analogique de l'intégrateur est reliée à l'entrée du comparateur par 35 l'intermédiaire d'un transistor monté en source de courant (la 3028702 5 grille de ce transistor étant connectée à la sortie en tension de l'intégrateur), d'un transistor de sélection, et d'une piste conductrice de sortie du pixel, commune à tous les pixels de la colonne. De plus, dans chaque pixel, un noeud de commande du 5 circuit de rétroaction est relié à la sortie numérique (binaire) du comparateur par l'intermédiaire d'une piste conductrice commune à tous les pixels de la colonne. Le circuit d'injection de charges forme le convertisseur numérique-analogique basse-résolution de la boucle de rétroaction du modulateur sigma-delta. Le capteur 10 comprend en outre un circuit de filtrage par colonne de pixels, en aval du comparateur 1-bit de la colonne. Dans l'article B, les modulateurs sigma-delta ont un fonctionnement synchrone, c'est-à-dire que le convertisseur analogique-numérique basse-résolution est piloté par un signal 15 d'horloge, la sortie binaire du convertisseur basse-résolution étant apte à changer d'état uniquement sur une impulsion ou un front du signal d'horloge. Un inconvénient de l'architecture décrite dans l'article B est que les signaux de sortie des pixels sont des signaux 20 analogiques (courants), et sont donc relativement peu robustes aux perturbations parasites. Par ailleurs, un autre inconvénient de l'architecture décrite dans l'article B est que la cadence de lecture des données de sortie des pixels est relativement élevée. A titre d'exemple 25 illustratif, pour produire des échantillons numériques de sortie sur 10-bits avec un rapport signal sur bruit satisfaisant, il convient de prévoir un OSR de l'ordre de 210 = 1024 (c'est-à-dire 1024 lectures par pixel). Dans le cas d'un capteur de 500 lignes dans lequel les pixels sont lus ligne par ligne, et pour une 30 fréquence d'acquisition de 50 images par secondes, la fréquence de balayage des lignes est alors de l'ordre de f = 50 * 500 * 210 = 25,6 MHz. Une telle fréquence de lecture entraine une consommation électrique relativement élevée, et peut conduire à des erreurs de lecture, notamment dans le cas d'une architecture 3028702 6 du type décrit dans l'article B, dans laquelle les signaux de sortie des pixels sont des signaux analogiques. Il serait souhaitable de pouvoir disposer d'un capteur d'images CMOS à conversion analogique-numérique sigma-delta, ce 5 capteur palliant tout ou partie des inconvénients des capteurs existants. Résumé Ainsi, un mode de réalisation prévoit un capteur d'images CMOS comportant une pluralité de pixels comprenant 10 chacun : une photodiode ; un modulateur sigma-delta d'ordre p, avec p entier supérieur ou égal à 1, adapté à fournir un signal numérique binaire représentatif du niveau d'éclairement de la photodiode ; et un circuit configurable de liaison permettant de relier le modulateur sigma-delta du pixel à un modulateur sigma- 15 delta d'un autre pixel, de façon que les modulateurs des deux pixels forment ensemble un modulateur sigma-delta d'ordre supérieur à p. Selon un mode de réalisation, les pixels sont répartis par groupes de q pixels, avec q entier supérieur ou égal à 2, les 20 pixels d'un même groupe étant interconnectés et les circuits de liaison des pixels d'un même groupe pouvant être configurés pour relier les modulateurs d'ordre p des pixels du groupe de façon que ces modulateurs forment ensemble un modulateur sigma-delta d'ordre q*p. 25 Selon un mode de réalisation, dans chaque pixel, le modulateur sigma-delta d'ordre p du pixel comprend un intégrateur analogique comportant la photodiode du pixel. Selon un mode de réalisation, dans chaque pixel, le modulateur sigma-delta d'ordre p comprend un convertisseur 30 analogique-numérique d'un signal analogique de sortie de l'intégrateur analogique du pixel. Selon un mode de réalisation, dans chaque pixel, le convertisseur analogique-numérique comprend un comparateur comparant ledit signal de sortie à un signal de référence. 3028702 7 Selon un mode de réalisation, dans chaque pixel, le modulateur sigma-delta d'ordre p comprend un circuit de rétroaction reliant un noeud de sortie du convertisseur analogique-numérique à un noeud de l'intégrateur analogique du 5 pixel. Selon un mode de réalisation, dans chaque pixel, le circuit de rétroaction est adapté à injecter une quantité de charges prédéterminée dans l'intégrateur analogique du pixel. Selon un mode de réalisation, les charges sont de signe 10 opposé à celui des charges photogénérées accumulées dans la photodiode du pixel. Selon un mode de réalisation, dans chaque pixel, le circuit de rétroaction comprend des premier, deuxième et troisième transistors MOS à canal P en série entre le noeud de l'intégrateur 15 analogique du pixel, et un noeud d'application d'un premier signal de commande. Selon un mode de réalisation, dans chaque pixel les grilles de commande des deuxième et troisième transistors MOS à canal P sont reliées respectivement à des premier et deuxième 20 potentiels de polarisation. Selon un mode de réalisation, dans chaque pixel, la grille de commande du premier transistor MOS à canal P est reliée à un noeud d'application d'un deuxième signal de commande et audit noeud de sortie du convertisseur analogique-numérique par 25 l'intermédiaire d'une porte logique. Selon un mode de réalisation, dans chaque pixel, le circuit de liaison est adapté à injecter, sur un noeud de l'intégrateur analogique du pixel, une quantité de charges représentative d'un signal de sortie de l'intégrateur analogique 30 d'un autre pixel du capteur. Selon un mode de réalisation, dans chaque pixel, le circuit de liaison comprend des premier, deuxième et troisième transistors MOS à canal N en série entre le noeud de sortie de l'intégrateur analogique du pixel et un noeud d'application d'un 35 troisième signal de commande. 3028702 8 Selon un mode de réalisation, dans chaque pixel, les grilles de commande des deuxième et troisième transistors MOS à canal N sont reliées respectivement à un troisième potentiel de polarisation et à un noeud d'un intégrateur analogique d'un autre 5 pixel du capteur. Brève description des dessins Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation 10 avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 est un schéma électrique partiel d'un exemple d'un capteur d'images CMOS ; la figure 2 est un chronogramme représentant l'évolution d'une tension analogique aux bornes d'une photodiode d'un pixel 15 du capteur de la figure 1 ; les figures 3A et 3B sont des chronogramme illustrant un exemple de procédé de commande du capteur de la figure 1 ; la figure 4 est un schéma électrique partiel d'un exemple d'un mode de réalisation d'un capteur d'images CMOS ; et 20 les figures 5 est un chronogramme illustrant un exemple de procédé de commande du capteur de la figure 4. Description détaillée Par souci de clarté, de mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures et, de plus, les 25 divers chronogrammes ne sont pas tracés à l'échelle. On notera par ailleurs que dans la présente description, lorsque des architectures de pixels ou de capteurs d'images sont décrites, on utilise le terme "connecté" pour désigner une liaison électrique directe, sans composant électronique intermédiaire, par exemple 30 au moyen d'une piste conductrice, et le terme "couplé" ou le terme "relié", pour désigner une liaison électrique directe ou via un ou plusieurs composants intermédiaires, par exemple via un ou plusieurs transistors MOS. La figure 1 est un schéma électrique partiel d'un 35 exemple d'un capteur d'images CMOS. Le capteur de la figure 1 3028702 9 comprend une pluralité de pixels identiques ou similaires. A titre d'exemple, le capteur de la figure 1 comprend M*N pixels Pm,n agencés en matrice selon M lignes et N colonnes, avec M et N entiers supérieurs à 1, m entier allant de 1 à M, et n entier 5 allant de 1 à N. Sur la figure 1, par souci de simplification, seul un pixel Pm,n du capteur a été représenté. Le pixel Pm,n comprend une photodiode 100 polarisée en inverse, dont l'anode est connectée à un noeud d'application d'un potentiel de référence GND, par exemple la masse, et dont la 10 cathode est connectée à un noeud K d'accumulation de charges photogénérées. Le pixel Pm,n comprend en outre un comparateur 102 à deux entrées analogiques et une sortie binaire. Une entrée (+) du comparateur 102 est connectée au noeud K, et l'autre entrée (-) du comparateur 102 est connectée à un noeud d'application 15 d'une tension de référence Vref. Le comparateur 102 comprend par exemple un amplificateur opérationnel monté en comparateur de tension, dont une entrée inverseuse est reliée au noeud d'application du potentiel de référence Vref, et dont une entrée non inverseuse est reliée au noeud K. La sortie du comparateur 20 est reliée à une entrée de données binaires D d'une bascule 104. Dans l'exemple représenté, la bascule 104 du pixel Pm,n comprend en outre une entrée d'application d'un signal d'horloge clk, et une sortie de données binaires Q. Le fonctionnement du circuit 104 est tel que, à chaque front montant ou à chaque front 25 descendant du signal d'horloge clk, la donnée binaire présente sur l'entrée D de la bascule 104 est recopiée sur sa sortie Q. Le pixel Pm,n comprend en outre un circuit 106 d'injection de charges positives sur le noeud d'accumulation K de la photodiode 100. Le circuit 106 comprend trois transistors MOS à canal P 111, 113 et 30 115 connectés en série entre le noeud K et un noeud d'application d'un signal de commande binaire c1)1, par exemple une tension. Plus particulièrement, dans cet exemple, le transistor 111 a un premier noeud de conduction connecté au noeud K et un deuxième noeud de conduction connecté à un premier noeud de conduction du transistor 35 113, le transistor 113 a un deuxième noeud de conduction connecté 3028702 10 à un premier noeud de conduction du transistor 115, et le transistor 115 a un deuxième noeud de conduction connecté au noeud d'application de la tension c1)1. Le transistor 115 a sa grille de commande reliée à un noeud d'application d'une tension de 5 polarisation fixe Vb1, et le transistor 113 a sa grille de commande reliée à un noeud d'application d'une tension de polarisation fixe Vb2- Le circuit 106 comprend en outre une porte logique OU 117 à deux entrées et une sortie, dont la sortie est reliée à la grille de commande du transistor 111, et dont les entrées sont reliées 10 respectivement à la sortie Q de la bascule 104 et à un noeud d'application d'un signal binaire de commande (1)2, par exemple une tension. Ainsi, dans l'exemple de la figure 1, chaque pixel Pm,n du capteur comprend un modulateur sigma-delta d'ordre 1 synchrone, 15 dont l'intégrateur est formé par la capacité de la photodiode 100 du pixel. Le comparateur 102 et la bascule 104 forment le circuit de conversion analogique-numérique basse-résolution (1-bit) du modulateur. Le circuit 106 ou circuit de rétroaction forme la boucle de rétroaction du modulateur. 20 Le pixel Pm,n comprend en outre un interrupteur de sélection RS, par exemple un transistor MOS, reliant la sortie Q de la bascule 104, c'est-à-dire la sortie du modulateur sigma-delta, à une piste conductrice de sortie CLn commune à tous les pixels de la colonne de rang n du capteur. 25 Dans cet exemple, les pixels du capteur de la figure 1 sont activables en lecture ligne par ligne, c'est-à-dire notamment que tous les interrupteurs de sélection RS des pixels Pm,n d'une même ligne ont leurs noeuds de commande reliés à un même noeud d'application d'un signal de commande VRSm, les noeuds de commande 30 des interrupteurs de sélection RS de pixels de lignes distinctes étant reliés à des noeuds d'application de signaux de commande distincts. Dans l'exemple de la figure 1, le capteur peut comporter un circuit de filtrage numérique (non représenté), par exemple un 35 compteur numérique, par colonne de pixels du capteur. A titre 3028702 11 d'exemple, dans chaque colonne de pixels du capteur, la piste conductrice de sortie CLn de la colonne est reliée à une entrée du circuit de filtrage numérique de la colonne. La figure 2 est un chronogramme représentant l'évolution 5 de la tension analogique Vpix sur le noeud d'accumulation K d'un pixel Pm,n du capteur de la figure 1, lors d'une phase d'acquisition d'une valeur numérique haute-résolution représentative du niveau d'éclairement du pixel (ou valeur de sortie du pixel). Dans cet exemple, l'éclairement du pixel est 10 supposé constant pendant toute la durée de la phase d'acquisition. On désigne ci-après par TOSR la période de sur-échantillonnage du convertisseur sigma-delta, c'est-à-dire la période entre deux lectures binaires successives d'un même pixel du capteur. A titre d'exemple illustratif, dans le cas 15 susmentionné d'un capteur ayant une cadence d'acquisition de 50 images par seconde, et pour une conversion sigma-delta effectuée avec un OSR égal à 1024, la période TOSR est approximativement égale à 1/50/1024 19,5 ps. Dans cet exemple, la période du signal d'horloge clk est égale à TOSR- 20 A un instant tO de début de la phase d'acquisition, la photodiode a été réinitialisée, par exemple par l'intermédiaire du circuit d'injection de charges 106 ou par l'intermédiaire d'un circuit spécifique de réinitialisation du pixel (non représenté), et la tension Vpix est à une valeur positive haute Vmax- La tension 25 Vpix décroit ensuite à une vitesse représentative de l'intensité lumineuse reçue par le pixel. Après l'instant tO, à chaque période du signal d'horloge clk, par exemple à chaque front montant ou à chaque front descendant du signal clk, la valeur de sortie binaire du 30 comparateur 102 est mémorisée dans la bascule 104. Cette valeur est à un premier état, correspondant par exemple à la valeur binaire '0', si, lors du front d'horloge, la tension Vpix est inférieure à la tension de référence Vref, et est à un deuxième état, correspondant par exemple à la valeur binaire '1', si, lors 3028702 12 du front d'horloge, la tension Vpix est supérieure à la tension Vref- Avant la période d'horloge suivante, la valeur de sortie de la bascule 104 est lue via la piste conductrice de sortie CLn 5 du pixel. De plus, avant la période d'horloge suivante, si la valeur de sortie de la bascule 104 indique que la tension Vpix est inférieure à la tension Vref, le circuit de rétroaction 106 est commandé pour injecter sur le noeud K une quantité de charges positives prédéterminée QDAC- Dans ce cas, la tension Vpix est 10 incrémentée d'une valeur égale à QDAC/ CFT), où CFT) désigne la capacité du noeud K, ou capacité de la photodiode 100. Si en revanche la valeur de sortie de la bascule 104 indique que la tension Vpix est supérieure à la tension de référence Vref, le circuit de rétroaction 106 n'injecte pas de charges dans la 15 photodiode. Les étapes susmentionnées de mémorisation et lecture de la valeur binaire de sortie du comparateur 102, et, selon la valeur mémorisée, d'injection ou non d'un paquet de charges QDAC dans la photodiode 100, sont répétées périodiquement OSR fois, à 20 la fréquence du signal d'horloge clk (égale à l/TOSR)- Les OSR valeurs numériques binaires lues pendant la phase d'acquisition sont intégrées dans le circuit de filtrage numérique couplé au pixel Pm,n, de façon à produire une valeur de sortie numérique haute-résolution du pixel. 25 Les figures 3A et 3B sont des chronogrammes illustrant plus en détail un exemple de procédé de commande du capteur de la figure 1. Dans cet exemple, les pixels du capteur sont lus ligne par ligne à basse-résolution (1-bit), l'ensemble des lignes étant 30 balayé OSR fois de façon à fournir OSR images de 1-bit par pixel. Une image finale haute-résolution est reconstruite par les circuits de filtrage numérique, à partir des OSR images binaires. Dans cet exemple, les phases d'intégration de tous les pixels du capteur débutent simultanément, et les étapes de quantification 35 basse-résolution du signal intégré (via le convertisseur 3028702 13 analogique numérique formé par le comparateur 102 et la bascule 104), de conversion numérique-analogique du signal basse-résolution (via le circuit 106), et de soustraction du signal de rétroaction au signal intégré (via le circuit 106), sont réalisées 5 simultanément pour tous les pixels du capteur. A chaque période TosR, toutes les lignes du capteur sont lues successivement selon un mode de lecture par balayage généralement désigné dans la technique par les termes anglo-saxons "rolling shutter" (ou lecture à obturation déroulante). 10 Ceci est illustré par la figure 3A qui représente l'évolution, en fonction du temps, du signal d'horloge clk (commun à tous les pixels du capteur), et des signaux de commandes VRS1, VRS2, VRS3, VRSM, respectivement appliqués sur les noeuds de commande des interrupteurs de sélection RS des pixels des M lignes 15 du capteur. Comme cela apparaît sur la figure 3A, chaque période du signal d'horloge clk, de durée TosR, qui correspond à une phase d'acquisition d'une image binaire (par exemple entre deux fronts montants successifs du signal d'horloge clk), est divisée en M 20 périodes successives TRD1, TRD2, TRD3, , TRDm, par exemple égales à TOSR/M. A chaque période TRDm, l'une des lignes de pixels du capteur est activée en lecture, par la fermeture des interrupteurs de sélection RS des pixels de la ligne (signal VRSm de la ligne à l'état haut dans cet exemple), les interrupteurs de 25 sélection RS des pixels des autres lignes du capteur étant maintenus ouverts. Les valeurs binaires de sortie des N pixels de la ligne sont lues simultanément, via les pistes conductrices CLn, par les circuits de filtrage couplés aux pistes CLn. Par ailleurs, à chaque période TosR, par exemple pendant 30 la période TRD1 de lecture de la première ligne de pixels du capteur, une phase de conversion numérique-analogique du signal de sortie de la bascule 104, et de réinjection du signal analogique résultant dans l'intégrateur formé par la photodiode, est mise en oeuvre simultanément dans tous les pixels du capteur, via les 35 circuits 106 respectifs des pixels. Cette phase, que l'on 3028702 14 appellera ci-après phase de rétroaction, est détaillée en figure 3B. La figure 3B illustre plus particulièrement l'évolution, en fonction du temps, des signaux de commande e et e (communs à 5 tous les pixels du capteur) des circuits 106 des pixels du capteur. Dans l'exemple représenté, lors d'une phase de pré-charge préalable à la phase de rétroaction proprement dite, le signal e est d'abord mis à l'état haut, d'où il résulte que le transistor 111 est non passant. Pendant la phase de pré-charge, 10 le signal e est aussi mis à l'état haut, ce qui entraine l'accumulation de charges positives sous la grille du transistor PMOS 113. A un instant tl de début de la phase de rétroaction, le signal e est mis à l'état bas, le signal e étant maintenu à 15 l'état haut, d'où il résulte qu'une quantité de charges positives QDAC Cox113*W113*L113* (Vb1-Vb2), isolée du noeud d'application du signal e, reste piégée sous la grille du transistor 113, où Cox113, W113 et L113 désignent respectivement la capacité surfacique définie par l'oxyde de grille du transistor 113, la 20 largeur de grille du transistor 113, et la longueur de grille du transistor 113. A un instant t2 postérieur à l'instant tl, le signal e est mis à l'état bas, le signal e étant maintenu à l'état bas. Il en résulte que, si la sortie de la bascule 104 est à l'état 25 bas (Vpix Vref), le transistor 111 reste non passant, et aucune charge n'est injectée dans la 30 photodiode par le circuit 106. A un instant t3 postérieur à l'instant t2, marquant la fin de la phase de rétroaction, les signaux e et e sont remis à l'état haut, de façon à recharger le circuit de rétroaction 106 en vue de la prochaine phase de rétroaction. 3028702 15 Un avantage du capteur décrit en relation avec les figures 1, 2, 3A et 3B est que, du fait de la nature synchrone de la lecture de type "rolling shutter", les circuits de filtrage numérique des convertisseurs analogiques numérique peuvent être 5 déportés à l'extérieur des pixels, et partagés par plusieurs pixels du capteur. De plus, les signaux de sortie des pixels sont des signaux numériques, et sont donc relativement robustes aux perturbations parasites et aux non-idéalités technologiques. A titre de variante, on peut prévoir une architecture 10 asynchrone dans laquelle la sortie du comparateur 102 est reliée au transistor 111 par un circuit intermédiaire permettant de générer une impulsion de tension lorsque la tension Vpix du noeud K passe sous la tension de référence Vref- Dans ce cas, la bascule 104 n'est plus sur le chemin de contre-réaction du modulateur, et 15 peut être une bascule asynchrone. Cette bascule permet de stocker l'évènement, s'il a eu lieu lors d'une période TosR, pour être lue de manière synchrone lors d'une lecture de type "rolling shutter" (la bascule étant alors réinitialisée à la fin de chaque période TosR). Un exemple de ce circuit intermédiaire pour une 20 réinitialisation asynchrone en charge est présenté dans l'article A susmentionné. Un problème qui peut se poser dans l'architecture décrite en relation avec les figures 1, 2, 3A et 3B, est que la fréquence de balayage de la matrice de pixels lors de la lecture 25 des données de sortie binaires des pixels, de l'ordre de M/TOSR, est relativement élevée, ce qui entraine une consommation électrique relativement importante, et peut, dans certains cas, conduire à des erreurs de lecture. Pour diminuer la fréquence de lecture des pixels, il 30 faudrait pouvoir diminuer l'OSR, c'est-à-dire le nombre d'images binaires utilisées pour générer une image finale haute-résolution. Pour pouvoir diminuer l'OSR sans augmenter significativement le bruit contenu dans l'image finale, on peut prévoir, dans chaque pixel du capteur de la figure 1, de remplacer le modulateur sigma- 3028702 16 delta d'ordre 1 par un modulateur sigma-delta d'ordre supérieur à 1, par exemple un modulateur sigma-delta d'ordre 2. Un modulateur sigma-delta d'ordre p, avec p entier supérieur à 1, diffère d'un modulateur sigma-delta d'ordre 1 5 essentiellement en ce qu'il comprend non pas un seul mais p intégrateurs analogiques, généralement reliés en série en amont du convertisseur analogique-numérique basse-résolution. Le signal de rétroaction du modulateur peut être réinjecté soit en entrée du premier intégrateur seulement, soit en entrée du premier 10 intégrateur et en entrée d'un ou plusieurs des intégrateurs suivants, avec éventuellement des coefficients de pondération différents. En augmentant l'ordre du modulateur sigma-delta, il est possible, à résolutions de quantification identiques et à niveaux 15 de bruit de quantification identiques, de diminuer de façon significative l'OSR du convertisseur sigma-delta. A titre d'exemple illustratif, dans le cas susmentionné d'une quantification sur 10 bits, le remplacement d'un modulateur d'ordre 1 par un modulateur d'ordre 2 permet de réduire l'OSR d'un 20 facteur environ égal à 10, sans diminuer le rapport signal sur bruit. Ainsi, pour obtenir un rapport signal sur bruit satisfaisant avec un convertisseur sigma-delta d'ordre 2, un OSR environ égal à 100 serait suffisant, ce qui permettrait de diminuer d'un facteur environ égal à 10 la fréquence de balayage 25 du capteur dans une architecture du type décrit en relation avec les figures 1, 2, 3A et 3B. Toutefois, les modulateurs sigma-delta sont d'autant plus encombrants que leur ordre est élevé, notamment du fait de l'augmentation du nombre d'intégrateurs analogiques qu'ils 30 comportent. L'intégration d'un modulateur sigma-delta d'ordre élevé au sein d'un pixel d'un capteur d'images peut donc poser problème. La figure 4 est un schéma électrique partiel d'un exemple d'un mode de réalisation d'un capteur d'images CMOS. Le 35 capteur de la figure 4 comprend une pluralité de pixels identiques 3028702 17 ou similaires, par exemple disposés en matrice selon des lignes et des colonnes. Dans le capteur de la figure 4, comme cela sera expliqué plus en détail ci-après, les pixels sont interconnectés deux à deux. Dans cet exemple, on considère un capteur comportant 5 une matrice de MxN pixels Pm,n, où M*N est un nombre pair. Ce capteur comporte M*N/2 groupes de deux pixels interconnectés. Les pixels d'un même groupe sont de préférence voisins. En outre, les pixels d'un même groupe sont de préférence agencés de façon à pouvoir être lus simultanément. Dans cet exemple, les pixels sont 10 activables en lecture ligne par ligne, et les pixels d'un même groupe de pixels interconnectés sont des pixels voisins d'une même ligne de pixels (dans cet exemple, le nombre N de colonnes de pixels du capteur est pair). Par souci de simplification, seuls deux pixels Pm,n et Pm, n+1 d'un même groupe de pixels 15 interconnectés, appartenant à une même ligne de rang m du capteur et à des colonnes voisines de rangs n et n+1, ont été représentés sur la figure 4. Dans cet exemple, chaque pixel du capteur de la figure 4 comprend sensiblement les mêmes éléments qu'un pixel du capteur 20 de la figure 1, à savoir une photodiode 100, un comparateur 102, un circuit de mémorisation synchrone 104, un circuit de rétroaction 106, et un interrupteur de sélection RS, agencés sensiblement de la même manière que dans l'exemple de la figure 1. Ces éléments ne seront pas détaillés à nouveau ci-après. 25 Chaque pixel du capteur de la figure 4 comprend en outre un circuit configurable de liaison 401, permettant de relier le modulateur sigma-delta d'ordre 1 du pixel au modulateur sigma-delta d'ordre 1 de l'autre pixel du même groupe de pixels interconnectés, de façon à former un modulateur sigma-delta 30 d'ordre 2. Dans cet exemple, Le circuit de liaison 401 comprend trois transistors MOS à canal N 411, 413 et 415 connectés en série entre le noeud K du pixel et un noeud d'application d'un signal de commande binaire (1)3, par exemple une tension. Plus particulièrement, dans cet exemple, le transistor 411 a un premier 35 noeud de conduction connecté au noeud K du pixel et un deuxième 3028702 18 noeud de conduction connecté à un premier noeud de conduction du transistor 413, le transistor 413 a un deuxième noeud de conduction connecté à un premier noeud de conduction du transistor 415, et le transistor 415 a un deuxième noeud de conduction 5 connecté au noeud d'application de la tension (1)3. Dans chaque pixel, le transistor 415 a sa grille de commande reliée au noeud K de l'autre pixel du même groupe de pixels interconnectés. Le transistor 413 a sa grille de commande reliée à un noeud d'application d'une tension de polarisation fixe Vb3. Dans cet 10 exemple, le circuit 401 comprend en outre une porte logique ET 417 à deux entrées et une sortie. La sortie de la porte 417 est reliée à la grille de commande du transistor 411, une première entrée de la porte 417 est reliée à un noeud d'application d'un signal de commande binaire 02 complémentaire du signal (1)2 (la 15 première entrée de la porte 417 est par exemple reliée au noeud d'application du signal de commande (1)2 par l'intermédiaire d'un inverseur non représenté), et la deuxième entrée de la porte 417 est reliée à un noeud d'application d'un signal binaire de configuration, par exemple une tension. Les signaux binaires de 20 configuration des premier et deuxième pixels d'un même groupe de pixels interconnectés sont commandables indépendamment l'un de l'autre, et sont respectivement désignés par les références mB pour un premier pixel du groupe (le pixel Pm,n dans l'exemple représenté) et mA pour l'autre pixel du groupe (le pixel Pm, n+1 25 dans l'exemple représenté). A titre d'exemple, les signaux logiques de configuration mA et mB sont communs à tous les groupes de pixels interconnectés du capteur. Par ailleurs, dans cet exemple, les tensions de polarisation Vbi, Vb2 et Vb3 sont communes à tous les pixels du capteur, et les signaux de commande 30 c1)1, (1)2 et (1)3, ainsi que le signal d'horloge clk, sont communs à tous les pixels du capteur. Lorsque les signaux de configuration mA et mB sont à l'état bas, les transistors 411 des circuits de liaison 401 des pixels Pm,n et Pm, n+1 sont non passants, et les modulateurs sigma-35 delta d'ordre 1 des pixels Pm,n et Pm, n+1 sont donc isolés l'un 3028702 19 de l'autre. En d'autres termes, dans chaque groupe de pixels interconnectés, les modulateurs sigma-delta d'ordre 1 des premier et deuxième pixels du groupe fonctionnent de manière indépendante. Le capteur peut alors fonctionner de façon identique ou similaire 5 à ce qui a été décrit en relation avec les figures 1, 2, 3A et 3B. Lorsque les signaux de configuration mA et mB sont respectivement à l'état haut et à l'état bas, le transistor 411 du circuit de liaison 401 du pixel Pm,n est maintenu bloqué quel 10 que soit l'état du signal de commande (1)2. En revanche, le transistor 411 du circuit de liaison du pixel Pm, n+1 peut être rendu passant par l'intermédiaire du signal de commande 02. Le circuit de liaison 401 du pixel Pm, n+1 permet alors d'injecter, dans l'intégrateur du modulateur sigma-delta d'ordre 1 du pixel 15 c'est-à-dire sur le noeud K du pixel Pm, un signal Pm,n+1, n+1, représentatif de l'erreur de quantification du modulateur d'ordre 1 du pixel Pm,n. Les modulateurs sigma-delta d'ordre 1 des pixels Pm,n et Pm, n+1 forment alors ensemble un modulateur sigma-delta d'ordre 2. 20 Un tel modulateur sigma-delta d'ordre 2, constitué par la mise en série de deux modulateurs d'ordre 1 comprenant chacun un intégrateur analogique, un convertisseur analogique-numérique basse résolution, et une boucle de rétroaction, est généralement appelé modulateur MASH (de l'anglais "Multi Stage Noise Shaping" 25 - modulateur à mise en forme du bruit multi-étage). Le principe de fonctionnement des modulateurs sigma-delta de type MASH est par exemple décrit dans l'article "Sturdy MASH A-Z modulator" de Maghari et al. (ELECTRONICS LETTERS 26th October 2006 Vol.42 No.22), dont le contenu est considéré comme faisant partie 30 intégrante de la présente description. Dans un tel modulateur, un premier modulateur d'ordre 1, ou modulateur amont, reçoit le signal analogique à numériser sur son entrée analogique, et le deuxième modulateur d'ordre 1, ou modulateur aval, reçoit sur son entrée analogique un signal représentatif de l'erreur de 35 quantification du premier modulateur d'ordre 1. Lors d'une phase 3028702 20 d'acquisition d'une valeur numérique haute-résolution représentative d'un signal analogique d'entrée, chacun des modulateurs d'ordre 1 fournit un train de OSR bits en sortie de son convertisseur analogique-numérique basse résolution, les deux 5 trains de bits étant recombinés en un seul train de OSR bits par un circuit numérique de recombinaison, puis intégré numériquement par un circuit de filtrage numérique générant, à partir du train de bits recombiné, une valeur numérique haute-résolution représentative du signal analogique d'entrée du modulateur amont. 10 Plus généralement, les topologies de type MASH se déclinent quel que soit l'ordre des modulateurs élémentaires reliés en série, et quel que soit le nombre de modulateurs élémentaires reliés en série. Les modulateurs élémentaires sont alors reliés de façon que chaque modulateur de l'association en série de modulateurs 15 élémentaires, à l'exception du premier modulateur élémentaire, reçoive sur son entrée analogique, un signal représentatif de l'erreur de quantification du modulateur précédent. Un avantage des modulateurs sigma-delta de type MASH est qu'ils permettent d'obtenir des ordres de modulation élevés, en s'affranchissant 20 des problèmes usuellement rencontrés (notamment des problèmes d'instabilité) dans la réalisation de modulateurs sigma-delta traditionnels d'ordre élevés (comportant plusieurs intégrateurs analogiques en série mais un seul convertisseur analogique-numérique et une seule boucle de rétroaction). 25 Dans l'exemple de la figure 4, lorsque les signaux de configuration mA et mB sont respectivement à l'état haut et à l'état bas, le modulateur d'ordre 1 du pixel Pm,n est le modulateur amont de la structure MASH. Lors d'une phase d'acquisition d'une valeur de sortie numérique haute-résolution du groupe comprenant 30 les pixels Pm,n et Pm, n+1, chacun des modulateurs d'ordre 1 des pixels Pm,n et Pm, nil fournit un train de bits via la piste de sortie CLn, respectivement CLn+i, du pixel. Les deux trains de bits peuvent être recombinés en un seul train de bits via un circuit de recombinaison, non représenté, par exemple disposé en 35 pied de colonne. Le train de bits recombiné est alors fourni à un 3028702 21 circuit de filtrage numérique adapté à produire une valeur de sortie numérique haute-résolution représentative des niveaux d'éclairement reçus par les pixels Pm,n et Pm, n+1 , pondérés par des coefficients différents. Plus particulièrement, on obtient, 5 pour le groupe comportant les pixels Pm,n et Pm, n+1, une valeur numérique de sortie haute résolution représentative du signal aI(Pm,n)+13I (Pm,n+1), où I(Pm,n) et I(Pm,n+1) désignent respectivement l'intensité lumineuse reçue par le pixel Pm,n et l'intensité lumineuse reçue par le pixel Pm, n+1, et où a et R sont 10 des coefficients de pondération distincts, avec a>13 (le niveau d'éclairement reçu par le pixel amont du groupe est en effet prépondérant par rapport au niveau d'éclairement reçu par le pixel aval du groupe dans la valeur de sortie du convertisseur sigma-delta d'ordre 2). Dans la présente description, les circuits de 15 recombinaison et les circuits de filtrage numérique n'ont pas été décrits, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les circuits usuels de recombinaison et de filtrage numérique, utilisés dans les convertisseurs sigma-delta existants. Lorsque les signaux de configuration mA et mB sont 20 respectivement à l'état bas et à l'état haut, le fonctionnement est similaire à ce qui vient d'être décrit, à la différence près que le modulateur sigma-delta d'ordre 1 du pixel Pm, n+1 est en amont du modulateur sigma-delta d'ordre 1 du pixel Pm,n dans la structure MASH. La valeur de sortie numérique haute-résolution du 25 convertisseur sigma-delta est alors représentative du signal aI (Pm,n+1)+PI(Pm,n)- Ainsi, pour acquérir une image complète via le capteur de la figure 4, on peut prévoir une première phase d'acquisition d'une image numérique partielle de taille M*N/2, au cours de 30 laquelle les signaux de configuration mA et mB sont respectivement à l'état haut et à l'état bas. Lors de cette première phase d'acquisition, pour chaque groupe de deux pixels interconnectés Pl et P2 du capteur, une valeur de sortie numérique haute résolution représentative du signal aI(P1)+13I(P2) est acquise. 35 Une deuxième phase d'acquisition d'une image numérique partielle 3028702 22 de taille M*N/2 peut ensuite être mise en oeuvre, au cours de laquelle les signaux de configuration mA et mB sont respectivement à l'état bas et à l'état haut (c'est-à-dire que, dans chaque groupe de pixels, le pixel amont et le pixel aval sont 5 intervertis). Lors de cette deuxième phase d'acquisition, pour chaque groupe de pixels interconnectés du capteur, une valeur de sortie numérique haute résolution représentative du signal laI(P2)+13I(P1) est acquise. On obtient alors, pour chaque groupe de pixels interconnectés, un système de deux équations à deux 10 inconnues, permettant de déterminer une valeur numérique haute résolution représentative du niveau d'éclairement I(P1) du premier pixel du groupe, et une valeur numérique haute résolution représentative du niveau d'éclairement I(P2) du deuxième pixel du groupe. Ainsi, les deux images partielles acquises peuvent être 15 combinées pour former une image numérique complète, de taille M*N. Dans l'exemple de la figure 4, lorsque le capteur est configuré pour réaliser une conversion analogique-numérique sigma-delta d'ordre 2, chacune des première et deuxième phases d'acquisition d'une image partielle de taille M*N/2 comprend OSR 20 balayages successifs des M lignes du capteur. Ainsi, l'acquisition d'une image complète comprend 2*OSR balayages successifs des M lignes du capteur. Toutefois, comme indiqué ci-dessus, le passage d'un modulateur sigma-delta d'ordre 1 à un modulateur sigma-delta d'ordre 2 permet de réduire l'OSR d'un facteur significatif, par 25 exemple d'un facteur 10, sans diminuer le rapport signal sur bruit en sortie du convertisseur analogique-numérique. Ainsi, dans le capteur de la figure 4, pour une durée d'acquisition d'image donnée, la fréquence de balayage des lignes du capteur peut être réduite d'un facteur 5 par rapport à un capteur présentant le même 30 nombre de lignes mais réalisant une conversion analogique-numérique sigma-delta d'ordre 1, par exemple un capteur du type décrit en relation avec la figure 1. Ces ordres de grandeur sont bien entendu illustratifs et nullement limitatifs. 3028702 23 A titre de variante, dans certaines applications pour lesquelles la pleine résolution du capteur n'est pas indispensable, on peut prévoir une seule phase d'acquisition d'une image partielle de taille M*N/2, au cours de laquelle le capteur 5 est configuré pour réaliser une conversion analogique-numérique sigma-delta d'ordre 2 (mA et mB étant respectivement à l'état haut et à l'état bas, ou à l'état bas et à l'état haut). Dans ce cas, chaque point de l'image de taille M*N/2 a une valeur représentative à la fois de l'éclairement du premier pixel du 10 groupe de pixels interconnectés correspondant, et de l'éclairement du deuxième pixel du groupe de pixels interconnectés correspondant. Ceci permet par exemple d'augmenter d'un facteur 2 la cadence d'acquisition des images. Un exemple de procédé de commande du capteur de la figure 15 4 va maintenant être détaillé. Plus particulièrement, l'exemple de procédé de commande détaillé ci-après correspond à une première phase d'acquisition d'une image partielle de taille M*N/2, le capteur étant configuré pour réaliser une conversion analogique-numérique sigma-delta d'ordre 2. A titre d'exemple, on considère 20 le cas où les signaux de configuration mA et mB sont respectivement à l'état haut et à l'état bas. Un procédé de commande identique ou similaire pourra toutefois être mis en oeuvre lors de la phase d'acquisition de la deuxième partie de l'image (les signaux de configuration mA et mB étant alors respectivement à l'état bas et 25 à l'état haut). Lors de la phase d'acquisition de la première partie d'image, les pixels du capteur sont lus ligne par ligne à basse-résolution (1-bit), l'ensemble des lignes étant balayé OSR fois de façon à fournir, pour chaque groupe de pixels interconnectés 30 du capteur, deux trains de OSR bits. Dans chaque groupe de pixels, les deux trains de OSR bits sont recombinés par un circuit de recombinaison non représenté, en un seul train de OSR bits représentatif à la fois du photocourant généré dans la photodiode du pixel amont du groupe (le pixel Pm,n dans l'exemple représenté) 35 et du photocourant généré dans la photodiode du pixel aval du 3028702 24 groupe (le pixel Pm, n+1 dans cet exemple). Une valeur de sortie numérique haute résolution du groupe comportant les pixels Pm,n et Pm, n+1 est produite, à partir de ce train de bits recombiné, par les circuits de filtrage numérique (non représentés). 5 Dans cet exemple, les phases d'intégration de tous les pixels du capteur débutent simultanément, et les phases de quantification basse-résolution des signaux analogiques, ainsi que les phases de rétroaction (incluant le transfert de l'erreur de quantification du modulateur d'ordre 1 amont dans l'intégrateur 10 analogique du modulateur d'ordre 1 aval), sont réalisées simultanément dans tous les groupes de pixels du capteur. A chaque période TosR, toutes les lignes du capteur sont lues successivement selon un mode de lecture par balayage généralement désigné dans la technique par les termes anglo-saxons 15 "rolling shutter" (ou lecture à obturation déroulante), de façon identique ou similaire à ce qui a été décrit en relation avec la figure 3A. Comme dans l'exemple de la figure 3A, chaque période du signal d'horloge clk, de durée TOSR (par exemple entre deux fronts 20 montants successifs du signal d'horloge clk), est divisée en M périodes successives TRD1, TRD2, TRD3, , TRDm, par exemple égales à TOSR/M. A chaque période TRDm, l'une des lignes de pixels du capteur est activée en lecture, par la fermeture des interrupteurs de sélection RS des pixels de la ligne (signal VRSm 25 de la ligne à l'état haut dans cet exemple), les interrupteurs de sélection RS des pixels des autres lignes du capteur étant maintenus ouverts. Les valeurs binaires de sortie des N pixels de la ligne sont lues simultanément, via les pistes conductrices CLn, par les circuits de filtrage couplés aux pistes CLn. 30 Par ailleurs, à chaque période TosR, par exemple pendant la période TRD1 de lecture de la première ligne de pixels du capteur, une phase, que l'on appellera ci-après phase de rétroaction, est mise en oeuvre simultanément dans tous les groupes de pixels interconnectés du capteur. Au cours de la phase 35 de rétroaction, dans chacun des pixels du groupe de pixels 3028702 25 interconnectés, le signal de sortie du convertisseur analogique-numérique basse résolution du pixel (c'est-à-dire le signal de sortie de la bascule 104 du pixel) est converti en un signal analogique et soustrait au signal intégré par la photodiode du 5 pixel (via le circuit 106 du pixel). De plus, lors de cette phase de rétroaction, un signal représentatif du signal intégré dans la photodiode du pixel amont du groupe (le pixel Pm,n dans cet exemple) est injecté dans la photodiode du pixel aval du groupe (le pixel Pm, n+1 dans cet exemple), via le circuit de liaison 401 10 du pixel aval. La figure 5 est un chronogramme illustrant plus en détail le déroulement de la phase de rétroaction. Plus particulièrement, la figure 5 représente schématiquement l'évolution, en fonction du temps, des signaux de commande e, e et 15 e (communs à tous les pixels du capteur) des circuits 106 et 401 des pixels du capteur, pendant la phase de rétroaction. Dans l'exemple représenté, lors d'une phase de pré-charge préalable à la phase de rétroaction proprement dite, les signaux e et e sont mis à l'état haut, et le signal e est mis 20 à l'état bas. Il en résulte que, dans tous les pixels du capteur, les transistors 111 et 411 sont à l'état non passant. Ainsi, dans tous les pixels du capteur, des charges positives (trous) s'accumulent sous la grille du transistor 113, et des charges négatives (électrons) s'accumulent sous la grille du transistor 25 NMOS 413. A un instant tl de début de la phase de rétroaction, les signaux e et e sont respectivement mis à l'état bas et à l'état haut, le signal e étant maintenu à l'état haut. Il en résulte que, dans tous les pixels du capteur, une quantité de charges 30 positives QDAC Cox113* 113*L113*(Vb1-Vb2), isolée du noeud d'application du signal e, reste piégée sous la grille du transistor 113. De plus, dans chaque groupe de pixels interconnectés du capteur, dans le pixel amont du modulateur sigma-delta d'ordre 2 (le pixel Pm,n dans cet exemple), une 35 quantité de charges négatives QA proportionnelle à VpixB-Vb3 3028702 26 (approximativement égale à Cox413* 413*L413* (VpixB-Vb3), où Cox413, W413 et L413 désignent respectivement la capacité surfacique définie par l'oxyde de grille du transistor 413, la largeur de grille du transistor 413, et la longueur de grille du 5 transistor 413, et où VpixB désigne le potentiel du noeud K du pixel aval, c'est-à-dire du pixel Pm, n+1 dans cet exemple), isolée du noeud d'application du signal e, reste piégée sous la grille du transistor 413. En outre, dans le pixel aval du modulateur d'ordre 2 (le pixel Pm, n+1 dans cet exemple), une quantité de 10 charges négatives QB proportionnelle à VpixA-Vb3 (approximativement égale à Cox413 w *-413*L413* (VpixA-Vb3), où VpixA désigne le potentiel du noeud K du pixel amont, c'est-à-dire du pixel Pm,n dans cet exemple), isolée du noeud d'application du signal e, reste piégée sous la grille du transistor 413. 15 A un instant t2 postérieur à l'instant tl, le signal e est mis à l'état bas, les signaux e et e étant maintenus respectivement à l'état bas et à l'état haut. Il en résulte que, dans chaque pixel du capteur, si la sortie de la bascule 104 du pixel est à l'état bas (Vpix Vref), le transistor 111 reste non passant, et aucune charge n'est injectée dans la photodiode par 25 le circuit 106. De plus, dans chaque groupe de pixels du capteur, le transistor 411 du pixel aval du modulateur sigma-delta d'ordre 2 (le pixel Pm, n+1 dans l'exemple représenté) est rendu passant, ce qui provoque le transfert, sur le noeud K du pixel aval, de la quantité de charges négatives stockée sous la grille du transistor 30 413 de ce pixel (proportionnelle au signal intégré dans la photodiode du pixel amont, représentatif de l'erreur de quantification du modulateur d'ordre 1 du pixel amont). Le signal de configuration mB étant à l'état bas, le transistor 411 du pixel amont du modulateur d'ordre 2 (le pixel Pm,n dans cet exemple) 3028702 27 reste bloqué, et aucune charge n'est injectée dans la photodiode de ce pixel via le circuit 401 de ce pixel. A un instant t3 postérieur à l'instant t2, marquant la fin de la phase de rétroaction, le signal e est à nouveau mis 5 l'état haut de façon à isoler, dans chaque pixel du capteur, les circuits d'injection de charges 106 et 401 du noeud K du pixel. A l'instant t3 ou à un instant t4 postérieur à l'instant t3, les signaux e et e peuvent être remis respectivement à l'état haut et à l'état bas, de façon à recharger les circuits 106 et 401 en 10 vue de la prochaine phase de rétroaction. On notera que dans l'exemple de la figure 4, les coefficients du modulateur d'ordre 2 peuvent être fixés par la taille des transistors 113 et 413 des circuits d'injection de charges 106 et 401. Ainsi, les transistors 113 et 413 peuvent 15 avoir des capacités de stockage de charges distinctes. En particulier, la capacité de stockage de charges du transistor 413 peut être choisie relativement élevée, de façon que, lors de la phase de rétroaction, la quantité de charges négatives injectée dans la photodiode 100 du pixel aval du modulateur d'ordre 2, par 20 le circuit de liaison 401 de ce pixel, soit prépondérante devant la quantité de charges photogénérées dans la photodiode de ce pixel à chaque période TOSR- Outre les avantages déjà décrits en relation avec les figures 1, 2, 3A et 3B, le mode de réalisation de la figure 4 25 présente l'avantage de permettre, sans augmenter significativement l'encombrement et la complexité des pixels du capteur, de réduire de façon significative la fréquence de balayage des pixels par rapport à un capteur du type décrit en relation avec la figure 1 (à temps d'acquisition d'image identiques, à 30 résolutions de quantification identiques, et à niveaux de bruit de quantification identiques). Des modes de réalisation particuliers ont été décrits. Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. 3028702 28 En particulier, les modes de réalisation décrits ne se limitent pas à l'exemple particulier de la figure 4 dans lequel chaque pixel comprend un modulateur sigma-delta d'ordre 1, les pixels étant interconnectés par groupes de deux pixels, les 5 modulateurs des pixels d'un même groupe pouvant être reliés pour former un modulateur d'ordre 2. Plus généralement, selon un aspect des modes de réalisation décrits, chaque pixel comprend un modulateur d'ordre p égal ou supérieur à 1, et les pixels sont interconnectés par groupes de q pixels, avec q égal ou supérieur 10 à 2, les pixels d'un même groupe pouvant être reliés pour former un modulateur d'ordre p*q. De plus, les modes de réalisation décrits ne se limitent pas aux exemples particuliers de circuits de rétroaction 106 de liaison 401 décrits en relation avec la figure 4. En particulier, 15 l'homme du métier saura adapter les modes de réalisation décrits pour remplacer les circuits de rétroaction 106 et de liaison 401 décrit en relation avec la figure 4 par d'autre circuits, par exemple des circuits adaptés à recharger en tension, respectivement décharger en courant, le noeud K du pixel. 20 De plus, les modes de réalisation décrits ne se limitent pas au cas particulier décrit ci-dessus dans lequel, dans chaque pixel du capteur, l'intégrateur analogique du modulateur sigma-delta du pixel comprend la photodiode du pixel. A titre de variante, une ou plusieurs capacités supplémentaires spécifiques 25 peuvent être prévues dans chaque pixel pour former l'intégrateur analogique du modulateur sigma-delta du pixel. En outre, les modes de réalisation décrit ne se limitent pas à l'exemple particulier de convertisseur analogique-numérique basse résolution décrit ci-dessus, comportant un comparateur 102 30 et une bascule 104 connectée en sortie du comparateur 102. A titre de variante, le convertisseur analogique-numérique basse-résolution peut être constitué par un comparateur 1-bit directement piloté par un signal d'horloge, ou, plus généralement, par tout autre circuit de conversion analogique-numérique basse- 35 résolution adapté. REVENDICATIONS1. Capteur d'images CMOS comportant une pluralité de pixels (Pm,n) comprenant chacun : une photodiode (100) ; un modulateur sigma-delta d'ordre p, avec p entier 5 supérieur ou égal à 1, adapté à fournir un signal numérique binaire représentatif du niveau d'éclairement de la photodiode ; et un circuit configurable de liaison (401) permettant de relier le modulateur sigma-delta du pixel (Pm,n) à un modulateur sigma-delta d'un autre pixel, de façon que les modulateurs des 10 deux pixels forment ensemble un modulateur sigma-delta d'ordre supérieur à p. 2. Capteur selon la revendication 1, dans lequel les pixels (Pm,n) sont répartis par groupes de q pixels, avec q entier supérieur ou égal à 2, les pixels d'un même groupe étant 15 interconnectés et les circuits de liaison (401) des pixels d'un même groupe pouvant être configurés pour relier les modulateurs d'ordre p des pixels du groupe de façon que ces modulateurs forment ensemble un modulateur sigma-delta d'ordre q*p. 3. Capteur selon la revendication 1 ou 2, dans lequel 20 dans chaque pixel (Pm,n), le modulateur sigma-delta d'ordre p du pixel comprend un intégrateur analogique comportant la photodiode (100) du pixel. 4. Capteur selon la revendication 3, dans lequel, dans chaque pixel (Pm,n), le modulateur sigma-delta d'ordre p comprend 25 un convertisseur analogique-numérique (102, 104) d'un signal analogique de sortie (Vpix) de l'intégrateur analogique du pixel. 5. Capteur selon la revendication 4, dans lequel, dans chaque pixel (Pm,n), le convertisseur analogique-numérique comprend un comparateur (102) comparant ledit signal de sortie 30 (Vpix) à un signal de référence (Vref)- 6. Capteur selon la revendication 4 ou 5, dans lequel, dans chaque pixel (Pm,n), le modulateur sigma-delta d'ordre p comprend un circuit (106) de rétroaction reliant un noeud (Q) de 3028702 30 sortie du convertisseur analogique-numérique (102, 104) à un noeud (K) de l'intégrateur analogique du pixel. 7. Capteur selon la revendication 6, dans lequel, dans chaque pixel (Pm,n), le circuit de rétroaction (106) est adapté à 5 injecter une quantité de charges (QDAC) prédéterminée dans l'intégrateur analogique du pixel. 8. Capteur selon la revendication 7, dans lequel lesdites charges (QDAC) sont de signe opposé à celui des charges photogénérées accumulées dans la photodiode (101) du pixel. 10 9. Capteur selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, dans lequel, dans chaque pixel (Pm,n), le circuit de rétroaction (106) comprend des premier (111), deuxième (113) et troisième (115) transistors MOS à canal P en série entre le noeud (K) de l'intégrateur analogique du pixel, et un noeud 15 d'application d'un premier signal de commande (e). 10. Capteur selon la revendication 9, dans lequel, dans chaque pixel (Pm,n) les grilles de commande des deuxième (113) et troisième (115) transistors MOS à canal P sont reliées respectivement à des premier (Vb2) et deuxième (Vb1) potentiels 20 de polarisation. 11. Capteur selon la revendication 9 ou 10, dans lequel, dans chaque pixel (Pm,n) la grille de commande du premier (111) transistor MOS à canal P est reliée à un noeud d'application d'un deuxième signal de commande (e) et audit noeud (Q) de sortie du 25 convertisseur analogique-numérique (102, 104) par l'intermédiaire d'une porte logique (117). 12. Capteur selon l'une quelconque des revendications 3 à 11, dans lequel, dans chaque pixel (Pm,n), le circuit de liaison (401) est adapté à injecter, sur un noeud (K) de l'intégrateur 30 analogique du pixel, une quantité de charges (QAT QB) représentative d'un signal de sortie de l'intégrateur analogique d'un autre pixel(Pm,n+1) du capteur. 13. Capteur selon la revendications 12, dans lequel, dans chaque pixel (Pm,n), le circuit de liaison comprend des 35 premier (411), deuxième (413) et troisième (415) transistors MOS 3028702 31 à canal N en série entre le noeud (K) de sortie de l'intégrateur analogique du pixel et un noeud d'application d'un troisième signal de commande (e). 14. Capteur selon la revendication 13, dans lequel, dans chaque pixel (Pm,n), les grilles de commande des deuxième (413) et troisième (415) transistors MOS à canal N sont reliées respectivement à un troisième potentiel de polarisation (Vb3) et à un noeud (K) d'un intégrateur analogique d'un autre pixel (Pm,n+1) du capteur.