FR 3024908 A1 20160219 FR 1552319 A 20150320 PROCEDE DE MESURE DE TEMPS DE VOL Domaine technique L'invention est relative de façon générale à un procédé de mesure de la phase d'un signal de réponse par rapport à un signal d'excitation périodique. Un tel procédé peut 5 servir plus spécifiquement à mesurer le temps de vol de photons. Arrière-plan La mesure du temps de vol de photons peut être utilisée pour déterminer la distance d'une cible, comme cela est proposé par la demande de brevet US2013-0077082. Le dispositif décrit émet des flux périodiques de laser infrarouge en direction d'une cible. 10 Des photons réfléchis par la cible reviennent vers une matrice de diodes SPAD (de l'anglais « Single Photon Avalanche Diode »). Lorsqu'une diode SPAD est atteinte par un photon, elle se met en avalanche et produit une impulsion. Le temps de vol est déterminé en mesurant le retard entre l'émission du flux lumineux et la production des impulsions correspondantes par la matrice de diodes SPAD. En connaissant la vitesse 15 de la lumière, on déduit la distance de la cible à partir du temps de vol. La figure 1 est un schéma de principe du circuit de mesure de temps de vol décrit dans la demande de brevet susmentionnée. Le circuit comprend un comparateur de phase 10 qui reçoit les impulsions générées par une matrice de diodes SPAD 12, et un signal demi-onde H produit par une ligne à retard variable 14. La ligne à retard 14 produit le 20 signal H en retardant un signal de référence Href selon une consigne produite par un intégrateur 16. L'intégrateur 16 reçoit la sortie du comparateur de phase 10. Ce circuit forme une boucle à verrouillage de retard ou DLL. En pratique le comparateur de phase 10 et l'intégrateur 16 sont formés par une pompe de charges qui charge ou décharge un condensateur au rythme des impulsions produites 25 par la matrice 12, selon que les impulsions surviennent avant ou après une transition du signal H. Le circuit est ainsi configure pour placer la transition du signal H de manière à égaliser les nombres d'impulsions survenant avant et après la transition. La figure 2 est un chronogramme illustrant un exemple d'évolution des signaux exploités par le circuit de mesure de la figure 1, lorsque la boucle est verrouillée. Un 30 flux laser intermittent est émis au rythme de phases actives d'un signal d'excitation périodique LP. Un signal SPAD représente un exemple de salves d'impulsions de réponse produites par la matrice 12. 3024908 2 Idéalement, l'enveloppe des salves d'impulsions de réponse reproduit le signal d'excitation LP avec un décalage. En réalité, les impulsions ont une certaine probabilité de se conformer à l'enveloppe attendue, mais de nombreux photons ne parviennent pas à la matrice, et certains arrivent en dehors de l'enveloppe attendue. Comme cela est représenté, certains photons peuvent arriver en avance parce qu'ils sont réfléchis par des éléments parasites plus proches que la cible, ou arriver en retard après de multiples réflexions. De telles impulsions « hors limites » peuvent également provenir de la lumière ambiante. Le signal de référence Href est un signal carré de même période que le signal d'excitation LP, dont les transitions montantes sont centrées sur les phases d'émission de lumière. Le signal H correspond au signal Href retardé de manière que ses transitions montantes soient centrées sur les salves, lorsque la boucle est verrouillée. Le retard du signal H par rapport au signal Href est le temps de vol ToF recherché, et correspond à la consigne fournie par l'intégrateur 16 à la ligne à retard variable 14. Le circuit de la figure 1 est analogique et comporte de nombreux éléments, notamment la ligne à retard variable et la pompe de charges, pouvant subir des dérives dues à la température et aux variabilités des processus de fabrication. Résumé On prévoit de façon générale un procédé de mesure de la phase d'un signal de réponse à un signal d'excitation périodique, comprenant les étapes consistant à produire pour chaque cycle du signal de réponse deux transitions synchronisées sur une horloge et encadrant un point de référence du cycle ; permuter les deux transitions pour les confronter à tour de rôle aux cycles du signal de réponse ; mesurer les décalages des transitions confrontées par rapport aux points de référence respectifs des cycles ; effectuer une modulation delta-sigma de la permutation des deux transitions en fonction des décalages mesurés ; et produire une mesure de la phase basée sur le rapport cyclique des permutations. Le procédé peut comprendre les étapes consistant à acquérir une salve d'impulsions dans chaque cycle du signal de réponse ; et produire, comme mesure du décalage, la 30 différence des nombres d'impulsions de la salve courante survenant avant et après la transition confrontée au cycle. Le procédé peut comprendre les étapes consistant à intégrer les différences successives ; permuter les transitions lorsque la valeur de l'intégrale franchit un seuil ; et 3024908 3 recommencer l'intégration après avoir soustrait le seuil ou une fraction du seuil à la valeur de l'intégrale. Le procédé peut comprendre les étapes consistant à produire un jeu de transitions déphasées l'une par rapport à la précédente d'un cycle d'horloge ; utiliser le contenu 5 d'un compteur comme rang pour sélectionner une transition du jeu à confronter aux salves ; intégrer les différences successives ; si la valeur de l'intégrale franchit un seuil positif, modifier le compteur dans un premier sens et recommencer l'intégration après avoir soustrait le seuil positif ou une fraction du seuil positif à la valeur de l'intégrale ; si la valeur de l'intégrale franchit un seuil négatif, modifier le compteur dans un 10 deuxième sens et recommencer l'intégration après avoir soustrait le seuil négatif ou une fraction du seuil négatif à la valeur de l'intégrale ; et produire la mesure de la phase en fonction de la valeur moyenne du contenu du compteur. Le procédé peut comprendre les étapes consistant à produire une fenêtre de comptage centrée sur la transition confrontée à la salve courante, de largeur inférieure à une 15 période du signal d'excitation ; et utiliser seulement les impulsions à l'intérieur de la fenêtre de comptage pour déterminer la différence de nombres d'impulsions. Le procédé peut comprendre les étapes consistant à déterminer une moyenne des différences successives ; et appliquer une correction aux différences sur la base de ladite moyenne. 20 Le procédé peut comprendre les étapes consistant à déterminer le nombre moyen d'impulsions par période du signal de réponse ; et ajuster le seuil en fonction du nombre moyen d'impulsions. Le procédé peut être utilisé pour mesurer la distance d'une cible, et comprendre les étapes consistant à émettre des salves de flux optique à la cadence du signal 25 d'excitation ; produire les salves d'impulsions à partir d'une matrice de diodes SPAD agencée pour recevoir les salves de flux optique réfléchies par la cible ; et déterminer la distance de la cible en fonction de la mesure de la phase. Le procédé peut comprendre, pendant une phase d'étalonnage en absence d'émission de flux optiques, les étapes consistant à déterminer le nombre moyen d'impulsions par 30 période du signal de réponse ; et réduire la largeur de la fenêtre de comptage sur la base du nombre moyen d'impulsions. 3024908 4 Le procédé peut comprendre les étapes consistant à procéder à des première et deuxième intégrations consécutives des différences successives ; permuter les transitions lorsque la valeur de la deuxième intégrale franchit un seuil ; soustraire une première fraction du seuil à la valeur de la première intégrale ; soustraire une deuxième 5 fraction du seuil, supérieure à la première, à la valeur de la deuxième intégrale ; et recommencer les intégrations. Le procédé peut par ailleurs comprendre les étapes consistant à générer un signal de référence comprenant des impulsions périodiques ; synchroniser les fronts montants et descendants des impulsions du signal de référence sur une horloge ; retarder chaque 10 impulsion du signal de référence d'une valeur différente d'une impulsion à l'autre ; et produire le signal d'excitation à partir des impulsions retardées. La valeur du retard de chaque impulsion peut être sélectionnée de façon aléatoire dans un ensemble de valeurs discrètes. Le procédé peut comprendre les étapes consistant à fournir le signal de référence à une 15 série de cellules de retard similaires connectées en chaîne ; et sélectionner, pour former le signal d'excitation, la sortie d'une cellule de retard distincte à chaque impulsion du signal de référence. Le procédé peut comprendre les étapes consistant à cadencer un registre à décalage à contre-réaction linéaire par le signal de référence ; et utiliser le contenu du registre à 20 décalage à contre-réaction linéaire pour sélectionner les sorties des cellules de retard. Description sommaire des dessins Des modes de réalisation seront exposés dans la description suivante, faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : - la figure 1, précédemment décrite, est un schéma de principe d'un circuit de 25 mesure de temps de vol classique ; - la figure 2, précédemment décrite, est un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 1 ; - la figure 3 est un schéma de principe d'un mode de réalisation de circuit de mesure de temps de vol entièrement numérique ; 3024908 5 - la figure 4 est un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 3; - la figure 5 est un schéma de principe d'un autre mode de réalisation de circuit de mesure de temps de vol entièrement numérique ; 5 - la figure 6 est un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 5; - la figure 7 est un chronogramme illustrant le fonctionnement d'une variante du circuit de mesure de la figure 5 ; - la figure 8 est un schéma de principe d'un autre mode de réalisation de circuit de 10 mesure de temps de vol entièrement numérique ; - la figure 9 est un schéma de principe d'un autre mode de réalisation de circuit de mesure de temps de vol entièrement numérique ; - la figure 10 est un schéma de principe d'un mode de réalisation de circuit de mesure de temps de vol utilisable avec un capteur d'image à acquisition de 15 profondeur ; - la figure 11 est un chronogramme illustrant une application de tramage au signal d'excitation ; et - la figure 12 est un schéma de principe d'un circuit de tramage utilisable dans un circuit de mesure de temps de vol. 20 Description de modes de réalisation Pour éviter les dérives d'un circuit de mesure de temps de vol, on cherche à le réaliser de manière entièrement numérique. On peut trouver des équivalents numériques relativement directs aux éléments de la figure 1. Cependant, les équivalents numériques connus de la ligne à retard variable 14 de la figure 1 ne sont pas satisfaisants. En effet, 25 une ligne à retard numérique variable peut être formée d'un registre à décalage de longueur programmable. La résolution du retard est alors la période du signal d'horloge qui cadence le registre à décalage. Dans un circuit de mesure de temps de vol, on cherche à mesurer des distances au millimètre près, ce qui nécessite une résolution de quelques picosecondes. Il faudrait 3024908 6 cadencer le registre à décalage avec une horloge de la centaine de gigahertz, ce qui pose des difficultés avec les technologies courantes. La figure 3 est un schéma de principe d'un premier mode de réalisation de circuit de mesure de temps de vol entièrement numérique qui peut atteindre une résolution 5 satisfaisante en utilisant un signal d'horloge de fréquence raisonnable. Le comparateur de phase 10 et l'intégrateur 16 de la figure 1 sont remplacés par des équivalents numériques directs, désignés 10' et 16'. L'intégrateur 16', en pratique un registre configure en accumulateur, est cadencé par une horloge d'intégration ICK de même période que le signal d'émission du flux lumineux L. Le comparateur de phase 10 10' peut comprendre deux compteurs recevant tous deux les impulsions de la matrice de diodes SPAD 12, l'un étant actif lorsque le signal H est à 0, et l'autre étant actif lorsque le signal H est à 1. Après chaque salve d'impulsions, l'un des compteurs contient le nombre d'impulsions survenant avant la transition du signal H et l'autre compteur contient le nombre d'impulsions survenant après la transition. L'intégrateur 16' peut 15 alors recevoir la différence des contenus des compteurs. Les compteurs sont remis à zéro à chaque période d'intégration ICK. Le signal demi-onde H est sélectionné parmi deux signaux rectangulaires Hlo et Hhi de même période que le signal d'excitation LP, mais déphasés d'une valeur multiple de la période de l'horloge système, dont la fréquence est, par exemple, 5 à 10 fois supérieure 20 à celle du signal LP. Une permutation des signaux Hlo et Hhi pour former le signal H est effectuée selon une modulation delta-sigma basée sur l'évolution du contenu de l'intégrateur 16'. Le signaux Hlo et Hhi peuvent être produits par deux bascules successives d'un registre à décalage 20 cadencé par l'horloge système CK et recevant le signal demi-onde de 25 référence Href (figure 2). La sélection du signal H est effectuée par un multiplexeur 22. Pour obtenir une modulation delta-sigma, le contenu de l'intégrateur 16' peut être comparé à un seul positif Q et à un seuil négatif -Q à l'aide de deux comparateurs numériques 30 et 32. Les sorties des comparateurs 30 et 32 sont reliées à une bascule 34 de type RS de manière que la bascule soit mise à 0 lorsque le contenu de l'intégrateur excède Q, et soit mise à 1 lorsque le contenu de l'intégrateur est inférieur à -Q. A chaque fois que l'un des seuils Q et -Q est franchi par l'intégrateur 16', la valeur signée du seuil, ou une fraction de celle-ci, est retranchée au contenu de l'intégrateur, comme cela est illustré par des retours des sorties des comparateurs 30, 32 vers l'intégrateur. 3024908 7 La sortie de la bascule 34 commande le multiplexeur 22, de manière à sélectionner par son état 1 le signal rectangulaire Hhi ayant le retard le plus élevé. Avec cette configuration, le rapport cyclique de la sortie de la bascule 34 est indicatif de la position de la salve d'impulsions SPAD par rapport l'un des signaux Hlo et Hhi, en 5 d'autres termes du temps de vol ToF en connaissant le retard des signaux Hlo et Hhi par rapport au signal de référence Href. Ce rapport cyclique peut être fourni par un filtre de moyenne ou passe-bas numérique à 1 bit 36. La figure 4 est un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 3 dans le contexte d'un exemple simplifié. Les signaux LP, SPAD et Href sont les mêmes 10 que ceux de la figure 2. Le signal H n'est pas représenté. En effet, il est égal à l'un ou l'autre des deux signaux constants Hlo et Hhi, dont on a représenté des exemples. La matrice de diodes SPAD détecte par exemple onze événements par salve laser, produisant les impulsions SPAD représentées à la figure 4. Le front montant du signal Hhi coïncide à titre d'exemple aux deux tiers de l'enveloppe attendue de la salve 15 d'impulsions, tandis que le front montant du signal Hlo coïncide avec le début de la salve. L'horloge d'intégration ICK est telle que le contenu de l'intégrateur soit mis à jour entre deux salves d'impulsions. Il peut ainsi être formé du complément du signal H. Les évolutions de l'état de la bascule 34 et du contenu de l'intégrateur 16' sont représentées par des signaux FF et INT à une échelle de temps comprimée. Chaque 20 transition du contenu de l'intégrateur correspond à la durée d'une période du signal L. Au démarrage du circuit, on suppose que la bascule 34, ou le signal FF, est à 0, ce qui sélectionne le signal Hlo comme signal H fourni au comparateur de phase 10'. A chaque salve, le comparateur de phase 10' compte une seule impulsion pendant que le signal H (Hlo) est à 0, et dix impulsions pendant que le signal H est à 1, résultant en une 25 différence de -9 fournie à l'intégrateur. Au bout de quatre périodes, l'intégrateur contient -36. Si le seuil Q est choisi égal à 32, le comparateur 32 passe à 1, ce qui fait passer le signal FF à 1 et le seuil Q (32) est ajouté au contenu de l'intégrateur (-36). Le signal Hhi est maintenant fourni au comparateur de phase comme signal H, et l'intégrateur démarre à la valeur -4. 30 A chaque salve, le comparateur de phase 10' compte sept impulsions pendant que le signal H (Hhi) est à 0, et quatre impulsions pendant que le signal H est à 1, résultant en une différence de 3 fournie à l'intégrateur. 3024908 8 L'intégrateur atteint 32 à la douzième salve. Le comparateur 30 passe à 1, ce qui fait passer le signal FF à 0 et le seuil Q (32) est soustrait du contenu de l'intégrateur (32). Le signal Hlo est de nouveau fourni au comparateur de phase comme signal H, et l'intégrateur démarre à la valeur 0. 5 On est dans un régime stable où le signal FF reste à 1 pendant douze périodes et à 0 pendant quatre périodes. Le rapport cyclique a du signal FF est égal à 12/(12+4) = 0,75, et le temps de vol est fourni par : ToF = Alo + a(Ahi - Alo) Où Ahi et Alo sont les retards des signaux Hhi et Hlo par rapport au signal de référence 10 Href. La résolution obtenue pour le rapport cyclique a est d'autant plus précise que le nombre de périodes utilisé pour calculer la moyenne dans le filtre 36 est grand. Dans l'exemple particulier de la figure 4, le rapport cyclique a est égal à un rapport de nombres entiers de périodes, et sa valeur exacte peut être fournie au bout d'un cycle du signal FF, de 15 sorte qu'il n'est pas utile de calculer la moyenne sur plus de périodes. Dans le cas général, le nombre de périodes fluctue d'un cycle à l'autre du signal FF, de sorte que la valeur moyenne est calculée sur un nombre de périodes plus important pour approcher la valeur exacte du rapport cyclique avec plus de précision. Pour que le rapport cyclique a converge vers une valeur stable significative, il est 20 souhaitable que les transitions des signaux Hlo et Hhi soient situées de part et d'autre du centre de la salve, et soient contenues dans la salve. Il en résulte que la position de chaque salve doit être connue de manière grossière afin de pouvoir sélectionner deux signaux Hlo et Hhi adaptés. La figure 5 est un schéma de principe d'un mode de réalisation de circuit de mesure de 25 temps de vol permettant de rechercher de manière automatique les signaux Hlo et Hhi adaptés. La bascule 34 de la figure 3 est remplacée par un compteur/décompteur 50 dont la borne de comptage UP reçoit la sortie du comparateur 32 et la borne de décomptage DN reçoit la sortie du comparateur 30. Un multiplexeur 52 est connecté pour fournir comme signal H une phase Hph (HphO, Hph 1... HphN) du signal de référence Href 30 attribuée au contenu du compteur 50. Les différentes phases Hph peuvent être fournies par des bascules successives du registre à décalage 20, la première phase Hph0 étant le signal de référence Href lui-même. Dans ce cas, le retard du signal H par rapport au signal de référence Href est proportionnel au contenu du compteur 50. 3024908 9 La figure 6 est un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 5 dans le même contexte que l'exemple de la figure 4. Ce chronogramme illustre les signaux LP et SPAD, ainsi que les quatre premières phases délivrées par le registre à décalage 20. 5 Initialement, le compteur 50 est à zéro et sélectionne la phase Hph0 comme signal H. Le comparateur de phase 10' fournit la valeur -9+2 = -7 pour chaque salve. L'intégrateur 16' franchit la valeur -32 choisie à titre d'exemple pour le seuil -Q à la cinquième période. Le compteur 50 passe à 1 et le seuil -Q (-32) est retranché au contenu (-35) de 10 l'intégrateur. Le compteur 50 sélectionne maintenant la phase Hphl comme signal H. Cette fois, le comparateur de phase fournit la valeur -11 pour chaque salve. Le seuil -Q est franchi au bout de trois périodes. Le compteur 50 passe à 2 et sélectionne la phase Hph2 comme signal H. Le comparateur de phase fournit la valeur 1-10 = -9 pour chaque salve. Le contenu de 15 l'intégrateur décroît et finit de nouveau par franchir le seuil -Q. Le compteur 50 passe à 3 et sélectionne la phase Hph3 comme signal H. Le comparateur de phase fournit la valeur 9-2 = 7 pour chaque salve. Cette fois, le contenu de l'intégrateur croît et finit par franchir le seuil positif Q. Le compteur 50 passe de nouveau à 2. 20 A partir de cette configuration, le signal H oscille entre les phases Hph2 et Hph3 selon un rapport cyclique a qui correspond à la position du centre de la salve par rapport aux transitions des phases Hph2 et Hph3. Plus spécifiquement, dans le cas où la phase Hph0 est confondue avec le signal de référence Href, le retard de la salve d'impulsions est égal à la moyenne du contenu du compteur 50 multipliée par une période du signal 25 d'horloge CK. En pratique, un dispositif de mesure de temps de vol comprend une source lumineuse ayant un spectre étroit ou monochrome dans le domaine des infrarouges (diode laser) et la matrice de diodes SPAD est occultée par un filtre ayant un spectre étroit correspondant, de sorte que la matrice soit peu perturbée par la lumière ambiante. 30 Malgré ces mesures, notamment lorsque la lumière ambiante est intense et à large spectre, la matrice de diodes SPAD reçoit des photons à tout instant qui produisent des impulsions uniformément réparties sur une période d'intégration. 3024908 10 Cela poserait peu de difficultés si le signal demi-onde H était parfaitement symétrique et que le comparateur de phase 10' pouvait être réinitialisé instantanément, c'est-à-dire sans rater les premières impulsions qui surviendraient dans la nouvelle période. Dans ce cas, les impulsions dues à la lumière ambiante survenant avant et après les transitions 5 du signal H se compenseraient. En pratique, cela ne se produit pas, de sorte que la lumière ambiante entraînerait une dérive de l'intégrateur. La figure 7 est un chronogramme illustrant une variante de fonctionnement du circuit de la figure 5 permettant de diminuer des dérives pouvant être dues à des retards de commutation des éléments du circuit de mesure de temps de vol. Au signal demi-onde 10 H on associe un signal de validation Hen définissant une fenêtre autour de la transition du signal H au cours de laquelle les impulsions peuvent être comptées par le comparateur de phase 10'. En dehors de la fenêtre, le comptage d'impulsions est désactivé. La largeur de la fenêtre peut être choisie symétrique et, comme cela est représenté, telle que le comptage des impulsions soit désactivé pendant une marge 15 autour de la réinitialisation du comparateur de phase, instant défini par le front descendant du signal H. Il peut cependant être difficile de garantir une parfaite symétrie de la fenêtre de comptage. La fenêtre peut présenter un décalage constant d'un côté de la transition du signal H, de sorte que, dans une situation de lumière ambiante intense, le comparateur 20 de phase compte toujours plus d'impulsions d'un côté de la transition que de l'autre. La figure 8 est un schéma de principe d'un circuit de mesure mettant en oeuvre des fenêtres de comptage et une compensation du décalage lié à un défaut de symétrie des fenêtres de comptage. Le comparateur de phase 10' est conçu pour recevoir, conjointement au signal demi-onde H, un signal de validation de comptage associé Hen. 25 Le signal Hen, comme cela est représenté, peut être produit en passant un signal de référence dans un registre à décalage et en choisissant à l'aide du multiplexeur 52 la bascule correspondante du registre. Lorsque le signal Hen est inactif, le comparateur de phase ne compte pas les impulsions produites par la matrice 12. Un filtre passe-bas 80 reçoit les différences successives produites par le comparateur de 30 phase 10'. Dans un système verrouillé ayant une fenêtre de comptage parfaitement symétrique, il y a en moyenne le même nombre d'impulsions dans chaque moitié de la fenêtre de comptage, c'est-à-dire que la valeur moyenne des différences fournies par le 3024908 11 comparateur de phase 10' est nulle. Si la fenêtre de comptage est dissymétrique, la valeur moyenne tend vers une valeur constante représentative de la différence de largeur des deux moitiés de la fenêtre de comptage. Cette valeur moyenne, produite par le filtre 80, peut être retranchée en 82 aux différences produites par le comparateur de phase à 5 l'entrée de l'intégrateur 16'. Normalement, la fenêtre de comptage Hen est réglée pour masquer les phases transitoires du comparateur de phase 10'. Elle peut cependant être utilisée pour améliorer la sensibilité du circuit dans des conditions de lumière ambiante intense. Dans de telles conditions, des photons peuvent être captés par la matrice 12 de façon 10 uniforme sur toute la durée de la fenêtre de comptage, masquant les impulsions concentrées au centre de la fenêtre correspondant aux photons réfléchis par la cible dont on veut mesurer la distance. Dans un régime verrouillé, une fenêtre de comptage large est peu utile - il suffirait qu'elle soit de largeur proche de la durée d'émission d'un flux lumineux. La pleine 15 largeur de la fenêtre de comptage est utile seulement lorsque la cible se déplace rapidement ou pendant une phase de verrouillage sur une nouvelle cible. Pour compenser la lumière ambiante, le système peut régulièrement être mis dans une phase d'étalonnage. Pendant cette phase, aucun flux optique n'est émis et le circuit est configure pour mesurer le nombre moyen d'impulsions par période d'intégration. Cette 20 valeur moyenne est de préférence établie sur l'ensemble des impulsions produites par la matrice, c'est-à-dire sans limitation à la fenêtre de comptage. Une réduction de la fenêtre de comptage est ensuite opérée sur la base du nombre moyen mesuré. La réduction peut être proportionnelle et bornée à la durée d'une émission de flux lumineux. Selon une alternative, la réduction peut être opérée par 25 paliers associés à des seuils pour la valeur moyenne. Le nombre de photons réfléchis par la cible parvenant à la matrice 12 dépend de la distance de la cible et de la réflectivité de celle-ci. Lorsque la cible est proche ou qu'elle présente une réflectivité élevée, la matrice produit un nombre élevé d'impulsions par salve, de sorte que les différences produites par le comparateur de phase 10' sont 30 également élevées pendant une phase de verrouillage. Cela signifie que les seuils Q et - Q sont atteints plus rapidement que lorsque la cible est éloignée ou présente une faible réflectivité. 3024908 12 La figure 9 est un schéma de principe d'un mode de réalisation de circuit de mesure comprenant un dispositif d'adaptation au nombre moyen d'impulsions par période d'intégration pris en compte par le comparateur de phase. Le nombre moyen d'impulsions peut être déterminé à l'aide d'un compteur 90 connecté 5 pour compter les impulsions survenant pendant les fenêtres de comptage Hen. Ainsi, l'entrée de comptage du compteur 90 reçoit la sortie de la matrice 12, et l'entrée de validation EN reçoit le signal Hen. Le compteur 90 est réinitialisé au rythme de l'horloge d'intégration ICK tandis qu'un circuit de traitement 92 prend en compte son contenu pour évaluer une moyenne du nombre d'impulsions. 10 Le circuit de traitement 92 peut être configure pour régler les seuils Q et -Q proportionnellement à la moyenne évaluée. Les seuils Q et -Q peuvent alternativement être réglés par paliers associés à des seuils pour la moyenne. Contrairement à la technique de compensation de la lumière ambiante, agissant sur la largeur de la fenêtre de comptage Hen, cette technique d'adaptation des seuils évalue la 15 moyenne des impulsions survenant dans les fenêtres de comptage. Elle est applicable lorsque la largeur des fenêtres de comptage a été modifiée pour tenir compte de la lumière ambiante. De nombreuses variantes et modifications des modes de réalisation décrits ici apparaîtront à l'homme du métier. On a décrit des techniques de mesure de la phase 20 d'une série de salves d'impulsions dans le cadre d'une mesure de temps de vol pour déterminer une distance. Ces techniques s'appliquent de façon générale à toute situation nécessitant de connaître la position d'une salve d'impulsions par rapport à un signal de référence. La modulation delta-sigma décrite est du premier ordre, à savoir qu'elle emploie un seul 25 intégrateur. On peut utiliser une modulation delta-sigma d'ordre supérieur, par exemple avec deux intégrateurs consécutifs, ce qui permet d'atteindre les seuils Q, -Q plus rapidement lorsque le nombre d'impulsions par salve est faible - en pratique, avec une matrice de 12x12 diodes SPAD et une diode laser infrarouge comme source lumineuse, le nombre moyen de photons par période d'éclairage peut être de l'ordre de cinq. Avec 30 deux intégrateurs, la valeur seuil Q peut être plus grande, par exemple de l'ordre de 1024 là où on appliquait une valeur de 32 ou 64 avec un intégrateur unique. La soustraction de seuil qui a lieu à chaque fois que le seuil est atteint peut alors être répartie sur les deux intégrateurs selon des proportions offrant un degré de liberté pour 3024908 13 rechercher une optimisation. Par exemple, avec Q = 1024, on peut appliquer les proportions 1/128 et 1 pour les premier et deuxième intégrateurs, respectivement. Les techniques de modulation delta-sigma décrites ci-dessus sont applicables à d'autres méthodes de mesure de temps de vol, et plus généralement à la mesure de la phase d'un 5 signal de réponse à un signal d'excitation périodique. La figure 10 est un schéma de principe d'un mode de réalisation de circuit de mesure de temps de vol basé sur un capteur d'image à acquisition de profondeur (« depth map sensor » en anglais). Chaque pixel d'un capteur d'image à acquisition de profondeur comprend deux photodiodes Da, Db qui peuvent être commandées de manière 10 indépendante. Dans le cadre d'une acquisition de profondeur classique, une source de lumière infrarouge éclaire la scène de manière intermittente, par exemple selon le signal d'excitation LP de la figure 2. Les deux photodiodes Da et Db sont commandées par des signaux respectifs Ha et Hb pour intégrer à tour de rôle la lumière infrarouge renvoyée 15 par la scène. La différence des valeurs d'intégration des deux photodiodes est produite par un soustracteur 100. Les différences successives sont exploitées par une boucle de contre-réaction conçue pour ajuster la position des intervalles d'intégration Ha, Hb de manière à rendre la différence minimale. Ainsi, en régime stable, la transition de la phase d'intégration entre les deux photodiodes survient en principe au centre de chaque 20 salve infrarouge reçue en réponse au signal d'excitation, de sorte que chaque photodiode intègre la même quantité d'énergie lumineuse. Une boucle de contre-réaction classique est analogique et similaire à celle de la figure 1, où le signal demi-onde H est remplacé par les deux signaux Ha et Hb déterminant les intervalles d'intégration des deux photodiodes. 25 Pour réaliser une boucle entièrement numérique, on peut également utiliser les techniques de modulation delta-sigma décrites plus haut. Le circuit de la figure 10 peut alors être basé sur celui de la figure 5 et ses dérivés. L'intégrateur numérique 16' de la figure 5 est alors alimenté par un convertisseur analogique-numérique ADC qui reçoit les différences produites par le soustracteur 100. 30 Au lieu de fournir un seul signal demi-onde H, le multiplexeur 52 est configure pour fournir les deux commandes d'intégration Ha et Hb pour les photodiodes respectives Da et Db, par exemple à partir de deux registres à décalage 20 qui reçoivent respectivement deux signaux d'intégration de référence Hrefa et Hrefb. Comme cela est représenté, les 3024908 14 signaux Ha et Hb présentent des phases actives complémentaires de même durée déterminant respectivement les intervalles d'intégration des photodiodes Da et Db. La somme des durées des phases d'intégration est de préférence supérieure ou égale à la largeur des impulsions du signal d'excitation. 5 En régime établi, le système module simultanément la position des signaux Ha et Hb comme le système de la figure 5 module la position du signal H, de sorte que la position moyenne de la transition des phases d'intégration (le front descendant du signal Ha et le front montant du signal Hb) soit au centre des salves de flux infrarouge reçues. Comme dans le cas de la figure 5, le temps de vol correspond alors à la moyenne du contenu du 10 compteur 50. Les figures 5 et 10 illustrent deux façons différentes de traiter un même type de signal de retour optique à l'aide d'une modulation delta-sigma. Dans le cas d'une matrice de diodes SPAD (figure 5), le signal de retour optique est converti de façon intermédiaire en salves d'impulsions électriques. Dans le cas d'un capteur à acquisition de profondeur 15 (figure 10), le signal de retour optique est converti de façon intermédiaire en une charge électrique répartie sur deux photodiodes Da et Db. Pour diminuer la consommation électrique d'un système de mesure de temps de vol, on peut souhaiter réduire la largeur des impulsions du signal d'excitation LP. Si la largeur de ces impulsions est trop faible, la précision de la modulation delta-sigma peut être 20 affectée. En pratique, la précision est satisfaisante tant que les deux transitions en cours de modulation du signal H (ou Ha, Hb) sont contenues à tout instant, en régime établi, dans l'enveloppe attendue des salves de flux optique reçues. Dans un cas limite, correspondant à un rapport cyclique de 0 ou 100 %, l'une des transitions est au centre, tandis que l'autre transition survient avant ou après, selon la valeur du rapport cyclique. 25 La durée entre les deux transitions modulées étant par exemple d'une période d'horloge CK, la durée minimale souhaitable des impulsions d'excitation est de deux périodes d'horloge. Il est en pratique difficile de concevoir un circuit de manière à garantir une durée minimale précise des salves lumineuses. Ainsi, le circuit est classiquement conçu en 30 ajoutant une marge de sécurité relativement importante à la durée minimale souhaitée des salves lumineuses, ce qui limite la possibilité de réduire la consommation. La figure 11 est un chronogramme illustrant une technique permettant de réduire, ou même supprimer la marge de sécurité. Le circuit peut être conçu pour produire des 3024908 15 salves lumineuses ayant typiquement une largeur de deux périodes d'horloge, sans marge de sécurité, ou avec une faible marge de sécurité. Le circuit résultant, compte tenu des variations de température et des paramètres de fabrication, pourra dans le pire cas produire des salves lumineuses ayant une largeur inférieure à deux périodes 5 d'horloge. Pour rendre la précision de la modulation delta-sigma satisfaisante, on propose d'appliquer un tramage (« dithering » en anglais) à la position des impulsions d'excitation. Comme le montre la figure 11, la position des impulsions d'excitation LP oscille, d'une impulsion à la suivante, dans une plage définie autour d'une position nominale. Cette 10 oscillation provoque en moyenne un étalement de l'énergie lumineuse aux bords des salves de flux reçues, comme cela est représenté par des pointillés sur le signal SPAD. En d'autres termes, par effet de moyenne, les salves lumineuses reçues apparaissent plus larges que la largeur réelle des impulsions d'excitation. Si les impulsions d'excitation s' avèrent trop étroites, les bords étalés peuvent néanmoins élargir 15 suffisamment les salves reçues par effet de moyenne. Le tramage de position peut être effectué en appliquant à chaque impulsion LP un retard différent sélectionné dans un ensemble de valeurs discrètes. Les retards peuvent être sélectionnés de manière croissante puis décroissante. De préférence, le tramage est aléatoire, c'est-à-dire que le retard à appliquer est sélectionné de manière aléatoire dans 20 l'ensemble de valeurs discrètes, ce qui a pour conséquence d'atténuer les composantes fréquentielles élevées du signal d'excitation et d'étaler l'énergie moyenne des bords des salves lumineuses reçues selon une gaussienne. La figure 12 est un schéma de principe d'un exemple de circuit de tramage. Un signal d'excitation de référence LPin est fourni à une série de cellules de retard similaires DL 25 connectées en cascade. La sortie de chaque cellule de retard est connectée à une entrée respective d'un multiplexeur 120. Le signal LPin est également fourni à une entrée du multiplexeur. La sortie du multiplexeur 120 fournit le signal d'excitation tramé LPout à utiliser pour produire les salves lumineuses. L'entrée du multiplexeur à fournir comme signal LPout peut être sélectionnée par un nombre pseudo-aléatoire qui est recalculé à 30 chaque impulsion du signal LPin. Le nombre pseudo-aléatoire peut être fourni par un registre à décalage à contre-réaction linéaire LFSR cadencé par le signal LPin. Le retard maximal, c'est-à-dire la somme des retards des cellules DL, peut être choisi pour atteindre la marge de sécurité qu'on aurait appliquée aux impulsions d'excitation dans un circuit classique. 3024908 16 Chaque cellule de retard DL peut être formée d'un nombre pair d'inverseurs connectés en cascade. REVENDICATIONS1. Procédé de mesure de la phase d'un signal de réponse (SPAD) à un signal d'excitation périodique (LP), comprenant les étapes suivantes : - générer un signal de référence (LPin) comprenant des impulsions périodiques ; - synchroniser les fronts montants et descendants des impulsions du signal de référence sur une horloge (CK) ; - retarder chaque impulsion du signal de référence d'une valeur différente d'une impulsion à l'autre ; et - produire le signal d'excitation (LPout) à partir des impulsions retardées. 10 2. Procédé selon la revendication 1, comprenant l'étape suivante : - sélectionner la valeur du retard de chaque impulsion de façon aléatoire dans un ensemble de valeurs discrètes. 3. Procédé selon la revendication 1, comprenant les étapes suivantes : - fournir le signal de référence à une série de cellules de retard similaires (DL) 15 connectées en chaîne ; et - sélectionner, pour former le signal d'excitation, la sortie d'une cellule de retard distincte à chaque impulsion du signal de référence. 4. Procédé selon la revendication 3, comprenant les étapes suivantes : - cadencer un registre à décalage à contre-réaction linéaire par le signal de 20 référence ; et - utiliser le contenu du registre à décalage à contre-réaction linéaire pour sélectionner les sorties des cellules de retard. 5. Procédé selon la revendication 1, comprenant les étapes suivantes : - produire pour chaque cycle du signal de réponse deux transitions (Hhi, Hlo ; 25 Hph2, Hph3) synchronisées sur l'horloge (CK) et encadrant un point de référence du cycle ; 3024908 18 - permuter les deux transitions pour les confronter à tour de rôle aux cycles du signal de réponse ; - mesurer les décalages (10') des transitions confrontées (H) par rapport aux points de référence respectifs des cycles ; 5 - effectuer une modulation delta-sigma de la permutation des deux transitions en fonction des décalages mesurés ; et - produire une mesure de la phase (36) en fonction du rapport cyclique des permutations. 6. Procédé selon la revendication 5, comprenant les étapes suivantes : - acquérir une salve d'impulsions (SPAD) dans chaque cycle du signal de réponse ; et - produire, comme mesure du décalage de la transition confrontée au cycle, la différence (10') des nombres d'impulsions de la salve courante survenant avant et après la transition (H). 7. Procédé selon la revendication 6, utilisé pour mesurer la distance d'une cible, comprenant les étapes suivantes : - émettre des flux optiques à la cadence du signal d'excitation ; - produire les salves d'impulsions à partir d'une matrice (12) de diodes SPAD agencée pour recevoir les flux optiques réfléchis par la cible ; et - déterminer la distance de la cible en fonction de la mesure de la phase.