FR 3024907 A1 20160219 FR 1457858 A 20140818 PROCEDE DE MESURE DE TEMPS DE VOL A L'AIDE DE DIODES SPAD Domaine technique L'invention est relative de façon générale à un procédé de mesure de la phase d'une 5 série de salves d'impulsions par rapport à un signal générateur périodique. Un tel procédé peut servir plus spécifiquement à mesurer le temps de vol de photons captés par une matrice de diodes SPAD (de l'anglais « Single Photon Avalanche Diode »). Arrière-plan La mesure du temps de vol de photons peut être utilisée pour déterminer la distance 10 d'une cible, comme cela est proposé par la demande de brevet U52013-0077082. Le dispositif décrit émet des flux périodiques de laser infrarouge en direction d'une cible. Des photons réfléchis par la cible reviennent vers une matrice de diodes SPAD. Lorsqu'une diode SPAD est atteinte par un photon, elle se met en avalanche et produit une impulsion. Le temps de vol est déterminé en mesurant le retard entre l'émission du 15 flux lumineux et la production des impulsions correspondantes par la matrice de diodes SPAD. En connaissant la vitesse de la lumière, on déduit la distance de la cible à partir du temps de vol. La figure 1 est un schéma de principe du circuit de mesure de temps de vol décrit dans la demande de brevet susmentionnée. Le circuit comprend un comparateur de phase 10 20 qui reçoit les impulsions générées par une matrice de diodes SPAD 12, et un signal demi-onde H produit par une ligne à retard variable 14. La ligne à retard 14 produit le signal H en retardant un signal de référence Href selon une consigne produite par un intégrateur 16. L'intégrateur 16 reçoit la sortie du comparateur de phase 10. Ce circuit forme une boucle à verrouillage de retard ou DLL. 25 En pratique le comparateur de phase 10 et l'intégrateur 16 sont formés par une pompe de charges qui charge ou décharge un condensateur au rythme des impulsions produites par la matrice 12, selon que les impulsions surviennent avant ou après une transition du signal H. Le circuit est ainsi configure pour placer la transition du signal H de manière à égaliser les nombres d'impulsions survenant avant et après la transition. 30 La figure 2 est un chronogramme illustrant un exemple d'évolution des signaux exploités par le circuit de mesure de la figure 1, lorsque la boucle est verrouillée. Un signal périodique L représente par des phases à 1 les émissions de flux laser. Un signal 3024907 2 SPAD représente un exemple de salves d'impulsions correspondantes produites par la matrice 12. Idéalement, l'enveloppe des salves d'impulsions reproduit le signal d'émission L avec un décalage. En réalité, les impulsions ont une certaine probabilité de se conformer à l'enveloppe attendue, mais de nombreux photons ne parviennent pas à la matrice, et certains arrivent en dehors de l'enveloppe attendue. Comme cela est représenté, certains photons peuvent arriver en avance parce qu'ils sont réfléchis par des éléments parasites plus proches que la cible, ou arriver en retard après de multiples réflexions. De telles impulsions « hors limites » peuvent également provenir de la lumière ambiante. Le signal de référence Href est un signal carré de même période que le signal d'émission L, dont les transitions montantes sont centrées sur les phases d'émission de lumière. Le signal H correspond au signal Href retardé de manière que ses transitions montantes soient centrées sur les salves, lorsque la boucle est verrouillée. Le retard du signal H par rapport au signal Href est le temps de vol ToF recherché, et correspond à la consigne fournie par l'intégrateur 16 à la ligne à retard variable 14. Le circuit de la figure 1 est analogique et comporte de nombreux éléments, notamment la ligne à retard variable et la pompe de charges, pouvant subir des dérives dues à la température et aux variabilités des processus de fabrication. Résumé On prévoit de façon générale un procédé de mesure de la phase d'une série de salves d'impulsions par rapport à un signal générateur périodique, comprenant les étapes consistant à produire deux signaux rectangulaires de même période que le signal générateur, déphasés de manière à présenter des transitions respectives avant et après le centre d'une salve courante ; permuter les deux signaux rectangulaires pour les confronter à tour de rôle aux salves ; déterminer la différence des nombres d'impulsions de la salve courante survenant avant et après la transition du signal rectangulaire confronté ; effectuer une modulation delta-sigma de la permutation des deux signaux rectangulaires en fonction des différences successives ; et produire une mesure de la phase en fonction du rapport cyclique des permutations. Le procédé peut comprendre plus spécifiquement les étapes consistant à intégrer les différences successives ; permuter les signaux rectangulaires lorsque la valeur de l'intégrale franchit un seuil ; et recommencer l'intégration après avoir soustrait le seuil ou une fraction du seuil à la valeur de l'intégrale. 3024907 3 Alternativement, le procédé peut comprendre plus spécifiquement les étapes consistant à produire un jeu de signaux rectangulaires déphasés l'un par rapport au précédent d'une valeur constante ; utiliser le contenu d'un compteur comme rang pour sélectionner un signal rectangulaire du jeu à confronter aux salves ; intégrer les 5 différences successives ; si la valeur de l'intégrale franchit un seuil positif, décrémenter le compteur et recommencer l'intégration après avoir soustrait le seuil positif ou une fraction du seuil positif à la valeur de l'intégrale ; si la valeur de l'intégrale franchit un seuil négatif, incrémenter le compteur et recommencer l'intégration après avoir soustrait le seuil négatif ou une fraction du seuil négatif à la valeur de l'intégrale ; et produire la 10 mesure de la phase en fonction de la valeur moyenne du contenu du compteur. Le procédé peut comprendre en outre les étapes consistant à produire une fenêtre de comptage centrée sur la transition du signal rectangulaire confronté à la salve courante, de largeur inférieure à une période du signal générateur ; et utiliser seulement les impulsions à l'intérieur de la fenêtre de comptage pour déterminer la différence de 15 nombres d'impulsions. Le procédé peut comprendre en outre les étapes consistant à déterminer une moyenne des différences successives ; et appliquer une correction aux différences sur la base de ladite moyenne. Le procédé peut comprendre en outre les étapes consistant à déterminer le nombre 20 moyen d'impulsions par période du signal générateur ; et ajuster le seuil en fonction du nombre moyen d'impulsions. Le procédé peut être utilisé pour mesurer la distance d'une cible, et comprendre les étapes consistant à émettre des flux optiques à la cadence du signal générateur ; produire les salves d'impulsions à partir d'une matrice de diodes SPAD agencée pour 25 recevoir les flux optiques réfléchis par la cible ; et déterminer la distance de la cible en fonction de la mesure de la phase. Le procédé peut comprendre, pendant une phase d'étalonnage en absence d'émission de flux optiques, les étapes consistant à déterminer le nombre moyen d'impulsions par période du signal générateur ; et réduire la largeur de la fenêtre de comptage sur la base 30 du nombre moyen d'impulsions. Le procédé peut comprendre les étapes consistant à procéder à des première et deuxième intégrations consécutives des différences successives ; permuter les signaux rectangulaires lorsque la valeur de la deuxième intégrale franchit un seuil ; soustraire 3024907 4 une première fraction du seuil à la valeur de la première intégrale ; soustraire une deuxième fraction du seuil, supérieure à la première, à la valeur de la deuxième intégrale ; et recommencer les intégrations. Description sommaire des dessins 5 Des modes de réalisation seront exposés dans la description suivante, faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : - la figure 1, précédemment décrite, est un schéma de principe d'un circuit de mesure de temps de vol classique ; - la figure 2, précédemment décrite, est un chronogramme illustrant le 10 fonctionnement du circuit de la figure 1; - la figure 3 est un schéma de principe d'un mode de réalisation de circuit de mesure de temps de vol entièrement numérique ; - la figure 4 est un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 3; 15 - la figure 5 est un schéma de principe d'un autre mode de réalisation de circuit de mesure de temps de vol entièrement numérique ; - la figure 6 est un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 5; - la figure 7 est un chronogramme illustrant le fonctionnement d'une variante du 20 circuit de mesure de la figure 5 ; - la figure 8 est un schéma de principe d'un autre mode de réalisation de circuit de mesure de temps de vol entièrement numérique ; et - la figure 9 est un schéma de principe d'un autre mode de réalisation de circuit de mesure de temps de vol entièrement numérique. 25 Description de modes de réalisation Pour éviter les dérives d'un circuit de mesure de temps de vol, on cherche à le réaliser de manière entièrement numérique. On peut trouver des équivalents numériques relativement directs aux éléments de la figure 1. Cependant, les équivalents numériques connus de la ligne à retard variable 14 de la figure 1 ne sont pas satisfaisants. En effet, 3024907 5 une ligne à retard numérique variable peut être formée d'un registre à décalage de longueur programmable. La résolution du retard est alors la période du signal d'horloge qui cadence le registre à décalage. Dans un circuit de mesure de temps de vol, on cherche à mesurer des distances au 5 millimètre près, ce qui nécessite une résolution de quelques picosecondes. Il faudrait cadencer le registre à décalage avec une horloge de la centaine de gigahertz, ce qui pose des difficultés avec les technologies courantes. La figure 3 est un schéma de principe d'un premier mode de réalisation de circuit de mesure de temps de vol entièrement numérique qui peut atteindre une résolution 10 satisfaisante en utilisant un signal d'horloge de fréquence raisonnable. Le comparateur de phase 10 et l'intégrateur 16 de la figure 1 sont remplacés par des équivalents numériques directs, désignés 10' et 16'. L'intégrateur 16', en pratique un registre configure en accumulateur, est cadencé par une horloge d'intégration ICK de même période que le signal d'émission du flux lumineux L. Le comparateur de phase 15 10' peut comprendre deux compteurs recevant tous deux les impulsions de la matrice de diodes SPAD 12, l'un étant actif lorsque le signal H est à 0, et l'autre étant actif lorsque le signal H est à 1. Après chaque salve d'impulsions, l'un des compteurs contient le nombre d'impulsions survenant avant la transition du signal H et l'autre compteur contient le nombre d'impulsions survenant après la transition. L'intégrateur 16' peut 20 alors recevoir la différence des contenus des compteurs. Les compteurs sont remis à zéro à chaque période d'intégration ICK. Le signal demi-onde H est sélectionné parmi deux signaux rectangulaires Hlo et Hhi de même période que le signal d'émission L, mais déphasés d'une valeur multiple de la période de l'horloge système, dont la fréquence est, par exemple, 5 à 10 fois supérieure 25 à celle du signal L. La permutation des signaux Hlo et Hhi pour former le signal H est effectuée selon une modulation delta-sigma basée sur l'évolution du contenu de l'intégrateur 16'. Le signaux Hlo et Hhi peuvent être produits par deux bascules successives d'un registre à décalage 20 cadencé par l'horloge système CK et recevant le signal demi-onde de 30 référence Href (figure 2). La sélection du signal H est effectuée par un multiplexeur 22. Pour obtenir une modulation delta-sigma, le contenu de l'intégrateur 16' est comparé à un seul positif Q et à un seuil négatif -Q à l'aide de deux comparateurs numériques 30 et 32. Les sorties des comparateurs 30 et 32 sont reliées à une bascule 34 de type RS de 3024907 6 manière que la bascule soit mise à 0 lorsque le contenu de l'intégrateur excède Q, et soit mise à 1 lorsque le contenu de l'intégrateur est inférieur à -Q. A chaque fois que l'un des seuils Q et -Q est franchi par l'intégrateur 16', la valeur signée du seuil, ou une fraction de celle-ci, est retranchée au contenu de l'intégrateur, comme cela est illustré 5 par des retours des sorties des comparateurs 30, 32 vers l'intégrateur. La sortie de la bascule 34 commande le multiplexeur 22, de manière à sélectionner par son état 1 le signal rectangulaire Hhi ayant le retard le plus élevé. Avec cette configuration, le rapport cyclique de la sortie de la bascule 34 est indicatif de la position de la salve d'impulsions SPAD par rapport l'un des signaux Hlo et Hhi, en 10 d'autres termes du temps de vol ToF en connaissant le retard des signaux Hlo et Hhi par rapport au signal de référence Href. Ce rapport cyclique peut être fourni par un filtre de moyenne ou passe-bas numérique à 1 bit 36. La figure 4 est un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 3 dans le contexte d'un exemple simplifié. Les signaux LP, SPAD et Href sont les mêmes 15 que ceux de la figure 2. Le signal H n'est pas représenté. En effet, il est égal à l'un ou l'autre des deux signaux constants Hlo et Hhi, dont on a représenté des exemples. La matrice de diodes SPAD détecte par exemple onze événements par impulsion laser, produisant les impulsions SPAD représentées à la figure 4. Le front montant du signal Hhi coïncide à titre d'exemple aux deux tiers de l'enveloppe attendue de la salve 20 d'impulsions, tandis que le front montant du signal Hlo coïncide avec le début de la salve. L'horloge d'intégration ICK est telle que le contenu de l'intégrateur soit mis à jour entre deux salves d'impulsions. Il peut ainsi être formé du complément du signal H. Les évolutions de l'état de la bascule 34 et du contenu de l'intégrateur 16' sont représentées par des signaux FF et INT à une échelle de temps comprimée. Chaque 25 transition du contenu de l'intégrateur correspond à la durée d'une période du signal L. Au démarrage du circuit, on suppose que la bascule 34, ou le signal FF, est à 0, ce qui sélectionne le signal Hlo comme signal H fourni au comparateur de phase 10'. A chaque salve, le comparateur de phase 10' compte une seule impulsion pendant que le signal H (Hlo) est à 0, et dix impulsions pendant que le signal H est à 1, résultant en une 30 différence de -9 fournie à l'intégrateur. Au bout de quatre périodes, l'intégrateur contient -36. Si le seuil Q est choisi égal à 32, le comparateur 32 passe à 1, ce qui fait passer le signal FF à 1 et le seuil Q (32) est 3024907 7 ajouté au contenu de l'intégrateur (-36). Le signal Hhi est maintenant fourni au comparateur de phase comme signal H, et l'intégrateur démarre à la valeur -4. A chaque salve, le comparateur de phase 10' compte sept impulsions pendant que le signal H (Hhi) est à 0, et quatre impulsions pendant que le signal H est à 1, résultant en 5 une différence de 3 fournie à l'intégrateur. L'intégrateur atteint 32 à la douzième salve. Le comparateur 30 passe à 1, ce qui fait passer le signal FF à 0 et le seuil Q (32) est soustrait du contenu de l'intégrateur (32). Le signal Hlo est de nouveau fourni au comparateur de phase comme signal H, et l'intégrateur démarre à la valeur 0. 10 On est dans un régime stable où le signal FF reste à 1 pendant douze périodes et à 0 pendant quatre périodes. Le rapport cyclique a du signal FF est égal à 12/(12+4) = 0,75, et le temps de vol est fourni par : ToF = Alo + a(Ahi - Alo) Où Ahi et Alo sont les retards des signaux Hhi et Hlo par rapport au signal de référence 15 Href. La résolution obtenue pour le rapport cyclique a est d'autant plus précise que le nombre de périodes utilisé pour calculer la moyenne dans le filtre 36 est grand. Dans l'exemple particulier de la figure 4, le rapport cyclique a est égal à un rapport de nombres entiers de périodes, et sa valeur exacte peut être fournie au bout d'un cycle du signal FF, de 20 sorte qu'il n'est pas utile de calculer la moyenne sur plus de périodes. Dans le cas général, le nombre de périodes fluctue d'un cycle à l'autre du signal FF, de sorte que la valeur moyenne est calculée sur un nombre de périodes plus important pour approcher la valeur exacte du rapport cyclique avec plus de précision. Pour que le rapport cyclique a converge vers une valeur stable significative, il est 25 souhaitable que les transitions des signaux Hlo et Hhi soient situées de part et d'autre du centre de la salve, et soient contenues dans la salve. Il en résulte que la position de chaque salve doit être connue de manière grossière afin de pouvoir sélectionner deux signaux Hlo et Hhi adaptés. La figure 5 est un schéma de principe d'un mode de réalisation de circuit de mesure de 30 temps de vol permettant de rechercher de manière automatique les signaux Hlo et Hhi adaptés. La bascule 34 de la figure 3 est remplacée par un compteur/décompteur 50 dont 3024907 8 la borne de comptage UP reçoit la sortie du comparateur 32 et la borne de décomptage DN reçoit la sortie du comparateur 30. Un multiplexeur 52 est connecté pour fournir comme signal H une phase Hph (HphO, Hph 1... HphN) du signal de référence Href attribuée au contenu du compteur 50. Les différentes phases Hph peuvent être fournies 5 par des bascules successives du registre à décalage 20, la première phase Hph0 étant le signal de référence Href lui-même. Dans ce cas, le retard du signal H par rapport au signal de référence Href est proportionnel au contenu du compteur 50. La figure 6 est un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 5 dans le même contexte que l'exemple de la figure 4. Ce chronogramme illustre les 10 signaux LP et SPAD, ainsi que les quatre premières phases délivrées par le registre à décalage 20. Initialement, le compteur 50 est à zéro et sélectionne la phase Hph0 comme signal H. Le comparateur de phase 10' fournit la valeur -9+2 = -7 pour chaque salve. L'intégrateur 16' franchit la valeur -32 choisie à titre d'exemple pour le seuil -Q à la 15 cinquième période. Le compteur 50 passe à 1 et le seuil -Q (-32) est retranché au contenu (-35) de l'intégrateur. Le compteur 50 sélectionne maintenant la phase Hphl comme signal H. Cette fois, le comparateur de phase fournit la valeur -11 pour chaque salve. Le seuil -Q est franchi au bout de trois périodes. 20 Le compteur 50 passe à 2 et sélectionne la phase Hph2 comme signal H. Le comparateur de phase fournit la valeur 1-10 = -9 pour chaque salve. Le contenu de l'intégrateur décroît et finit de nouveau par franchir le seuil -Q. Le compteur 50 passe à 3 et sélectionne la phase Hph3 comme signal H. Le comparateur de phase fournit la valeur 9-2 = 7 pour chaque salve. Cette fois, le contenu 25 de l'intégrateur croît et finit par franchir le seuil positif Q. Le compteur 50 passe de nouveau à 2. A partir de cette configuration, le signal H oscille entre les phases Hph2 et Hph3 selon un rapport cyclique a qui correspond à la position du centre de la salve par rapport aux transitions des phases Hph2 et Hph3. Plus spécifiquement, dans le cas où la phase Hph0 30 est confondue avec le signal de référence Href, le retard de la salve d'impulsions est égal à la moyenne du contenu du compteur 50 multipliée par une période du signal d'horloge CK. 3024907 9 En pratique, un dispositif de mesure de temps de vol comprend une source lumineuse ayant un spectre étroit ou monochrome dans le domaine des infrarouges (diode laser) et la matrice de diodes SPAD est occultée par un filtre ayant un spectre étroit correspondant, de sorte que la matrice soit peu perturbée par la lumière ambiante. 5 Malgré ces mesures, notamment lorsque la lumière ambiante est intense et à large spectre, la matrice de diodes SPAD reçoit des photons à tout instant qui produisent des impulsions uniformément réparties sur une période d'intégration. Cela poserait peu de difficultés si le signal demi-onde H était parfaitement symétrique et que le comparateur de phase 10' pouvait être réinitialisé instantanément, c'est-à-dire 10 sans rater les premières impulsions qui surviendraient dans la nouvelle période. Dans ce cas, les impulsions dues à la lumière ambiante survenant avant et après les transitions du signal H se compenseraient. En pratique, cela ne se produit pas, de sorte que la lumière ambiante entraînerait une dérive de l'intégrateur. La figure 7 est un chronogramme illustrant une variante de fonctionnement du circuit de 15 la figure 5 permettant de diminuer des dérives pouvant être dues à des retards de commutation des éléments du circuit de mesure de temps de vol. Au signal demi-onde H on associe un signal de validation Hen définissant une fenêtre autour de la transition du signal H au cours de laquelle les impulsions peuvent être comptées par le comparateur de phase 10'. En dehors de la fenêtre, le comptage d'impulsions est 20 désactivé. La largeur de la fenêtre peut être choisie symétrique et, comme cela est représenté, telle que le comptage des impulsions soit désactivé pendant une marge autour de la réinitialisation du comparateur de phase, instant défini par le front descendant du signal H. Il peut cependant être difficile de garantir une parfaite symétrie de la fenêtre de 25 comptage. La fenêtre peut présenter un décalage constant d'un côté de la transition du signal H, de sorte que, dans une situation de lumière ambiante intense, le comparateur de phase compte toujours plus d'impulsions d'un côté de la transition que de l'autre. La figure 8 est un schéma de principe d'un circuit de mesure mettant en oeuvre des fenêtres de comptage et une compensation du décalage lié à un défaut de symétrie des 30 fenêtres de comptage. Le comparateur de phase 10' est conçu pour recevoir, conjointement au signal demi-onde H, un signal de validation de comptage associé Hen. Le signal Hen, comme cela est représenté, peut être produit en passant un signal de référence dans un registre à décalage et en choisissant à l'aide du multiplexeur 52 la 3024907 10 bascule correspondante du registre. Lorsque le signal Hen est inactif, le comparateur de phase ne compte pas les impulsions produites par la matrice 12. Un filtre passe-bas 80 reçoit les différences successives produites par le comparateur de phase 10'. 5 Dans un système verrouillé ayant une fenêtre de comptage parfaitement symétrique, il y a en moyenne le même nombre d'impulsions dans chaque moitié de la fenêtre de comptage, c'est-à-dire que la valeur moyenne des différences fournies par le comparateur de phase 10' est nulle. Si la fenêtre de comptage est dissymétrique, la valeur moyenne tend vers une valeur constante représentative de la différence de largeur 10 des deux moitiés de la fenêtre de comptage. Cette valeur moyenne, produite par le filtre 80, peut être retranchée en 82 aux différences produites par le comparateur de phase à l'entrée de l'intégrateur 16'. Normalement, la fenêtre de comptage Hen est réglée pour masquer les phases transitoires du comparateur de phase 10'. Elle peut cependant être utilisée pour 15 améliorer la sensibilité du circuit dans des conditions de lumière ambiante intense. Dans de telles conditions, des photons peuvent être captés par la matrice 12 de façon uniforme sur toute la durée de la fenêtre de comptage, masquant les impulsions concentrées au centre de la fenêtre correspondant aux photons réfléchis par la cible dont on veut mesurer la distance. 20 Dans un régime verrouillé, une fenêtre de comptage large est peu utile - il suffirait qu'elle soit de largeur proche de la durée d'émission d'un flux lumineux. La pleine largeur de la fenêtre de comptage est utile seulement lorsque la cible se déplace rapidement ou pendant une phase de verrouillage sur une nouvelle cible. Pour compenser la lumière ambiante, le système peut régulièrement être mis dans une 25 phase d'étalonnage. Pendant cette phase, aucun flux optique n'est émis et le circuit est configuré pour mesurer le nombre moyen d'impulsions par période d'intégration. Cette valeur moyenne est de préférence établie sur l'ensemble des impulsions produites par la matrice, c'est-à-dire sans limitation à la fenêtre de comptage. Une réduction de la fenêtre de comptage est ensuite opérée sur la base du nombre 30 moyen mesuré. La réduction peut être proportionnelle et bornée à la durée d'une émission de flux lumineux. Selon une alternative, la réduction peut être opérée par paliers associés à des seuils pour la valeur moyenne. 3024907 11 Le nombre de photons réfléchis par la cible parvenant à la matrice 12 dépend de la distance de la cible et de la réflectivité de celle-ci. Lorsque la cible est proche ou qu'elle présente une réflectivité élevée, la matrice produit un nombre élevé d'impulsions par salve, de sorte que les différences produites par le comparateur de phase 10' sont 5 également élevées pendant une phase de verrouillage. Cela signifie que les seuils Q et - Q sont atteints plus rapidement que lorsque la cible est éloignée ou présente une faible réflectivité. La figure 9 est un schéma de principe d'un mode de réalisation de circuit de mesure comprenant un dispositif d'adaptation au nombre moyen d'impulsions par période 10 d'intégration pris en compte par le comparateur de phase. Le nombre moyen d'impulsions peut être déterminé à l'aide d'un compteur 90 connecté pour compter les impulsions survenant pendant les fenêtres de comptage Hen. Ainsi, l'entrée de comptage du compteur 90 reçoit la sortie de la matrice 12, et l'entrée de validation EN reçoit le signal Hen. Le compteur 90 est réinitialisé au rythme de 15 l'horloge d'intégration ICK tandis qu'un circuit de traitement 92 prend en compte son contenu pour évaluer une moyenne du nombre d'impulsions. Le circuit de traitement 92 peut être configure pour régler les seuils Q et -Q proportionnellement à la moyenne évaluée. Les seuils Q et -Q peuvent alternativement être réglés par paliers associés à des seuils pour la moyenne. 20 Contrairement à la technique de compensation de la lumière ambiante, agissant sur la largeur de la fenêtre de comptage Hen, cette technique d'adaptation des seuils évalue la moyenne des impulsions survenant dans les fenêtres de comptage. Elle est applicable lorsque la largeur des fenêtres de comptage a été modifiée pour tenir compte de la lumière ambiante. 25 De nombreuses variantes et modifications des modes de réalisation décrits ici apparaîtront à l'homme du métier. On a décrit des techniques de mesure de la phase d'une série de salves d'impulsions dans le cadre d'une mesure de temps de vol pour déterminer une distance. Ces techniques s'appliquent de façon générale à toute situation nécessitant de connaître la position d'une salve d'impulsions par rapport à un signal de 30 référence. La modulation delta-sigma décrite est du premier ordre, à savoir qu'elle emploie un seul intégrateur. On peut utiliser une modulation delta-sigma d'ordre supérieur, par exemple avec deux intégrateurs consécutifs, ce qui permet d'atteindre les seuils Q, -Q plus 3024907 12 rapidement lorsque le nombre d'impulsions par salve est faible - en pratique, avec une matrice de 12x12 diodes SPAD et une diode laser infrarouge comme source lumineuse, le nombre moyen de photons par période d'éclairage peut être de l'ordre de cinq. Avec deux intégrateurs, la valeur seuil Q peut être plus grande, par exemple de l'ordre de 5 1024 là où on appliquait une valeur de 32 ou 64 avec un intégrateur unique. La soustraction de seuil qui a lieu à chaque fois que le seuil est atteint peut alors être répartie sur les deux intégrateurs selon des proportions offrant un degré de liberté pour rechercher une optimisation. Par exemple, avec Q = 1024, on peut appliquer les proportions 1/128 et 1 pour les premier et deuxième intégrateurs, respectivement. 10 REVENDICATIONS1. Procédé de mesure de la phase d'une série de salves d'impulsions (SPAD) par rapport à un signal générateur périodique (LP), comprenant les étapes suivantes : - produire deux signaux rectangulaires (Hhi, Hlo ; Hph2, Hph3) de même période que le signal générateur, déphasés de manière à présenter des transitions respectives avant et après le centre d'une salve courante ; - permuter les deux signaux rectangulaires pour les confronter à tour de rôle aux salves ; - déterminer la différence (10') des nombres d'impulsions de la salve courante survenant avant et après la transition du signal rectangulaire confronté (H) ; - effectuer une modulation delta-sigma de la permutation des deux signaux rectangulaires en fonction des différences successives ; et - produire une mesure de la phase (36) en fonction du rapport cyclique des permutations. 2. Procédé selon la revendication 1, comprenant les étapes suivantes : - intégrer (16') les différences successives ; - permuter les signaux rectangulaires lorsque la valeur de l'intégrale franchit un seuil (Q, -Q) ; et - recommencer l'intégration après avoir soustrait le seuil ou une fraction du seuil à la valeur de l'intégrale. 3. Procédé selon la revendication 1, comprenant les étapes suivantes : - produire un jeu de signaux rectangulaires (HphO, Hphl ...) déphasés l'un par rapport au précédent d'une valeur constante ; - utiliser le contenu d'un compteur (50) comme rang pour sélectionner un signal rectangulaire du jeu à confronter aux salves ; - intégrer (16') les différences successives ; 3024907 14 - si la valeur de l'intégrale franchit un seuil positif (Q), décrémenter le compteur (50) et recommencer l'intégration après avoir soustrait le seuil positif ou une fraction du seuil positif à la valeur de l'intégrale ; - si la valeur de l'intégrale franchit un seuil négatif (-Q), incrémenter le 5 compteur (50) et recommencer l'intégration après avoir soustrait le seuil négatif ou une fraction du seuil négatif à la valeur de l'intégrale ; et - produire la mesure de la phase en fonction de la valeur moyenne (36) du contenu du compteur. 4. Procédé selon la revendication 1, comprenant les étapes suivantes : 10 - produire une fenêtre de comptage (Hen) centrée sur la transition du signal rectangulaire (H) confronté à la salve courante, de largeur inférieure à une période du signal générateur (LP) ; et - utiliser seulement les impulsions à l'intérieur de la fenêtre de comptage pour déterminer la différence de nombres d'impulsions. 15 5. Procédé selon la revendication 4, comprenant les étapes suivantes : - déterminer une moyenne (80) des différences successives ; et - appliquer une correction (82) aux différences sur la base de ladite moyenne. 6. Procédé selon la revendication 2, comprenant les étapes suivantes : - déterminer le nombre moyen d'impulsions par période du signal générateur ; 20 et - ajuster le seuil (Q, -Q) en fonction du nombre moyen d'impulsions. 7. Procédé selon la revendication 4, utilisé pour mesurer la distance d'une cible, comprenant les étapes suivantes : - émettre des flux optiques à la cadence du signal générateur (L) ; 25 - produire les salves d'impulsions à partir d'une matrice (12) de diodes SPAD agencée pour recevoir les flux optiques réfléchis par la cible ; et - déterminer la distance de la cible en fonction de la mesure de la phase. 3024907 15 8. Procédé selon la revendication 7, comprenant les étapes suivantes pendant une phase d'étalonnage en absence d'émission de flux optiques : - déterminer le nombre moyen d'impulsions par période du signal générateur ; et 5 - réduire la largeur de la fenêtre de comptage sur la base du nombre moyen d'impulsions. 9. Procédé selon la revendication 1, comprenant les étapes suivantes : - procéder à des première et deuxième intégrations consécutives des différences successives ; 10 - permuter les signaux rectangulaires lorsque la valeur de la deuxième intégrale franchit un seuil (Q, -Q) ; - soustraire une première fraction du seuil à la valeur de la première intégrale ; - soustraire une deuxième fraction du seuil, supérieure à la première, à la valeur de la deuxième intégrale ; et 15 - recommencer les intégrations.