FR 3026250 A1 20160325 FR 1458865 A 20140919 Dispositif électronique pour une chaîne de réception de signaux radiofréquence, comprenant un étage amplificateur transconducteur à faible bruit Des modes de réalisation de l'invention concernent la réception et le traitement de signaux radiofréquence, en particulier des signaux de fréquence RADAR, et utilisant un étage de transposition de fréquence associé à un étage amplificateur transconducteur (« Transimpedance Amplifier : TIA» en anglais). L'invention s'applique notamment mais non limitativement, au traitement de signaux RADAR automobiles ayant par exemple, une fréquence de 77GHz. Selon un mode de réalisation, il est proposé un dispositif permettant d'améliorer significativement les performances dynamiques en réception de l'étage de transposition de fréquence en limitant l'excursion de tension (« voltage swing » en anglais) afin de travailler en courant pour ne pas dégrader les performances. Selon un mode de réalisation, il est proposé au sein de ce dispositif un étage amplificateur transconducteur présentant une faible consommation, avec un gain acceptable, un faible bruit et une excursion différentielle de tension quasiment de « rail-to-rail », c'est-à-dire dont l'amplitude de tension de crête à crête avoisine la valeur de la tension d'alimentation. Selon un mode de réalisation, il est ainsi proposé un dispositif comprenant un circuit à architecture différentielle comportant un étage de transposition de fréquence avec sortie en courant auquel est associé un étage amplificateur transconducteur présentant un faible niveau de bruit ainsi qu'un fort gain, et ayant une faible consommation. Selon un aspect, il est proposé un dispositif électronique, comprenant une entrée pour recevoir des signaux ayant une première fréquence, par exemple une fréquence radiofréquence telle qu'une fréquence RADAR, et un circuit à architecture différentielle comportant au moins un étage de transposition de fréquence avec sortie en courant, couplé à l'entrée, un étage amplificateur transconducteur possédant un étage amplificateur final de type classe AB, un étage pré-amplificateur couplé entre la sortie de l'étage de transposition de fréquence et l'entrée de l'étage amplificateur final et comprenant des premiers transistors bipolaires ainsi qu'une charge active, et un étage d'asservissement de mode commun auto-polarisé configuré pour polariser ledit étage pré-amplificateur. L'étage amplificateur final de type classe AB permet d'avoir une faible consommation. Cependant, ce type de circuit présente un faible gain. Un étage pré-amplificateur est donc ajouté en entrée de l'étage final afin d'avoir un gain plus important. Par ailleurs, un étage de transposition de fréquence avec sortie en courant (au lieu d'une sortie en tension), tel que par exemple une cellule de Gilbert sans qu'une telle structure soit limitative, permet d'avoir une bonne dynamique. Selon un mode de réalisation, ladite charge active dudit étage pré-amplificateur comprend des premiers transistors PMOS et la sortie de l'étage d'asservissement de mode commun est connectée aux grilles des premiers transistors PMOS. L'utilisation de transistor PMOS en combinaison avec une paire différentielle de transistors bipolaires permet d'obtenir un faible bruit avec un fort gain ainsi qu'une bonne robustesse en température et vis-à-vis des variations de procédé de fabrication. Selon un mode de réalisation, l'étage amplificateur final comporte un module, par exemple résistif, connecté entre les deux sorties de cet étage final et possédant un noeud, et l'étage d'asservissement de mode commun comprend une paire différentielle de deuxièmes transistors bipolaires, la base de l'un des deuxièmes transistors bipolaires étant destinée à recevoir une tension de mode commun, et la base de l'autre deuxième transistor bipolaire étant connectée audit noeud dudit module, de sorte que la tension à ce noeud soit destinée à être égale à la moitié de la somme des tensions présentes aux deux sorties de l'étage final. Selon un mode de réalisation, les collecteurs de la paire différentielle de deuxièmes transistors bipolaires sont connectés à deux deuxièmes transistors PMOS montés en miroir de courant, ce qui permet l'autopolarisation de cet étage d'asservissement. Selon un mode de réalisation, l'étage final comporte deux amplificateurs classe AB, et les bases de la paire de premiers transistors bipolaires sont respectivement connectées aux deux sorties en courant de l'étage de transposition de fréquence et les deux collecteurs de la paire de premiers transistors bipolaires sont respectivement connectés aux deux entrées des deux amplificateurs classe AB. Selon un mode de réalisation, l'étage de transposition de fréquence est configuré pour effectuer une transposition directe en bande de base du signal d'entrée. Selon un mode de réalisation, ladite première fréquence du signal d'entrée est une fréquence d'un signal RADAR. D' autres avantages et caractéristiques de l' invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels : - les figures 1 à 3 sont relatives à des modes de réalisation de l' invention. La figure 1 représente schématiquement une chaîne de réception de signaux radiofréquence. Dans cette chaîne, une antenne 1 reçoit un signal. Ce signal est pré-filtré par un filtre passe-bande 2 puis amplifié par un amplificateur faible bruit 3 (connu par l'homme du métier sous la dénomination anglaise « Low-Noise Amplifier : LNA »). Le signal RF ainsi obtenu est envoyé en entrée d'un dispositif 4 et d'un dispositif 5, comportant chacun un mélangeur 20 associé à un amplificateur transconducteur 21. Le signal RF est respectivement mélangé avec le signal généré par un oscillateur local 6 (« Local Oscillator : LO » en anglais) et avec ce même signal déphasé de 90° par un déphaseur 7 de façon à obtenir sur les deux voies I et Q, deux signaux transposés en quadrature de phase. Bien que l'invention puisse s'appliquer à tout type de chaîne de réception, notamment du type à fréquence intermédiaire non nulle, la chaîne est ici du type à fréquence intermédiaire nulle (« Zero Intermediate Frequency : ZIF » en anglais), les signaux transposés étant directement en bande de base, c'est-à-dire dont la fréquence se situe aux alentours de zéro. Les signaux en bande de base en sortie des dispositifs 4 et 5 sont ensuite traités dans des modules 8 et 9 classiques comportant notamment des étages d'égalisation, d'amplification et de filtrage passe-bas et passe- haut, puis envoyés en entrée de convertisseurs analogique-numérique 10 et 11 (CAN) (« Analog-to-Digital Converter : ADC » en anglais). On va maintenant décrire plus en détails en se référant aux figures 2 et 3, l'architecture différentielle du dispositif 4 étant bien entendu que cette architecture est analogue à celle du dispositif 5. Sur la figure 2, la référence 20 désigne un tel étage de transposition de fréquence avec sortie en courant. Dans l'exemple de la figure 2, l'étage de transposition de fréquence est une cellule de Gilbert mais l'invention n'est pas limitée à ce type d'étage. Ainsi il serait également possible d'utiliser par exemple un dispositif à commutation de courant, en particulier un mélangeur à transistors à effet de champ (transistors FET « Field Effect Transistors ») par exemple en cas de réalisation en technologie MOS submicronique, telle qu'une technologie 28 nm sur un substrat du type substrat sur isolant totalement déserté (FDSOI : « Fully Depleted Silicon On Insulator »), ou bien tout autre type de structure d'étage de transposition de fréquence à sortie en courant. La cellule de Gilbert de la figure 2 comprend trois paires différentielles de transistors bipolaires NPN QC1/QC2, QC3/QC4 et QC5/QC6, ainsi que des bornes d'entrée RF INPUT et LO INPUT sur lesquelles sont respectivement reçus le signal radiofréquence RF, et le signal généré par l'oscillateur local, ces bornes étant respectivement connectées aux bases des transistors QC5 et QC6, et aux bases des transistors QC1, QC2, QC3 et QC4. Le collecteur du transistor QC1 est connecté au collecteur du transistor QC3, à la borne de sortie en courant In, ainsi qu'au drain d'un transistor PMOS MC2 monté en miroir de courant avec un transistor PMOS MCi dont le drain est connecté à une borne d'entrée du courant de référence Irefn. De manière symétrique, le collecteur du transistor QC4 est connecté au collecteur du transistor QC2, à la borne de sortie en courant Ip, ainsi qu'au drain d'un transistor PMOS MC3 monté en miroir de courant avec un transistor PMOS MC4 dont le drain est connecté à une borne d'entrée du courant de référence Irefp. Les sources des transistors PMOS sont quant à elles connectées à une borne d'alimentation VDD. Les miroirs de courant formés par les transistors MCi, MC2 et MC3, MC4 permettent de fixer le courant de polarisation traversant MC2 et MC3. La borne de sortie en courant négative In et la borne de sortie en courant positive Ip sont couplées aux bornes d'entrée d'un étage amplificateur transconducteur 21 qui va convertir le courant dynamique en sortie de l'étage de transposition de fréquence en tension. La figure 3 illustre un amplificateur transconducteur selon un mode de réalisation de l'invention. L'amplificateur transconducteur 21 comprend un étage amplificateur final 42 comportant deux amplificateurs classe AB 43 et 44 ainsi qu'un module de charge résistif 45 connecté entre les sorties OUT1 et OUT2 de ces amplificateurs et possédant un noeud VM. Deux résistances de rétroaction (« feedback resistors ») 60 et 60' sont respectivement connectées entre les sorties OUT2, OUT1 et les bornes borne de sortie en courant négative In et positive Ip. Les amplificateurs 43 et 44 comprennent plusieurs transistors MOS et leur sortie est une sortie « rail-to-rail », c'est-à-dire que la tension de sortie de ces amplificateurs peut atteindre des valeurs proches des valeurs d'alimentation. On va maintenant décrire plus en détails l'amplificateur 44, de structure analogue à celle de l'amplificateur 43. Les référence des éléments de l'amplificateur 43 sont affectées d'un « » par rapport aux références des éléments identiques de l'amplificateur 44. L'amplificateur AB proprement dit comporte les transistors MOS Mi et M2 en configuration « PUSH-PULL ». On rappelle ici qu'un amplificateur de type classe AB est un compromis entre la classe A et la classe B. Le point de repos de l'amplificateur classe AB se situe entre celui d'un amplificateur classe A et celui d'un amplificateur classe B. Les transistors M3, M4 et les sources de courant 13 et 14 forment un étage de polarisation de l'amplificateur Ml, M2. Les transistors M5, M7 et la source de courant 17, de même que les transistors M6, Mg et la source de courant 18, permettent de polariser l'étage de polarisation. L'excursion de tension à la sortie OUT2 varie entre deux valeurs situées à quelques dizaines de millivolts de chaque rail d'alimentation, par exemple mais non limitativement de 0,25V à 2,25V pour une tension d'alimentation VDD de 2,5Volts. La tension VSS est la masse. Les grilles des transistors Mi et M'i forment les entrées E2 et El de cet étage final 42. L'avantage des amplificateurs classe AB est qu'ils ont une faible consommation. En revanche, le gain de tels amplificateurs est faible. Afin d'avoir un gain plus élevé, un étage pré-amplificateur 41 est couplé entre la sortie In, Ip de l'étage de transposition de fréquence 20 et l'entrée El, E2 de l'étage amplificateur final 42. L'étage pré-amplificateur 41 comprend une paire différentielle de transistors bipolaires Qi et Q2 dont les bases sont respectivement connectées aux sorties en courant Ip et In de l'étage de transposition de fréquence, et dont les collecteurs sont respectivement connectés aux entrées des amplificateurs 43 et 44. Le fait d'utiliser des transistors bipolaires permet d'avoir un faible niveau de bruit. L'étage pré-amplificateur en tension 41 comprend de plus une charge active 46 connectée aux collecteurs des transistors bipolaires Ql et Q2, et comportant ici deux transistors PMOS M9 et Mio afin d'augmenter le gain. Les grilles de ces transistors PMOS sont connectées via leurs grilles (noeud VG), à la sortie d'un étage d'asservissement de mode commun 40 auto-polarisé et configuré pour polariser l'étage pré- amplificateur 41. Cet étage d'asservissement de mode commun 40 comprend lui aussi une paire différentielle de transistors bipolaires Q3 et Q. La base du transistor Q4 est connectée à une borne MC qui reçoit une tension de mode commun, c'est-à-dire, une tension égale à la moyenne des tensions d'alimentation, ici égales à VDD et VSS. Dans cet exemple, cette tension de mode commun est égale à 1,25V. La base du transistor Q3 est quant à elle, connectée au noeud VM du module 45 de l'étage amplificateur final. On réalise ainsi une boucle d'asservissement de mode commun, de sorte que la tension au noeud VM soit égale à la moyenne des tensions présentes aux bornes de sortie OUT1 et OUT2 de l'étage final. Les deux tensions de sortie oscillent ainsi en opposition de phase autour de la tension de mode commun VDD/2. Enfin, les collecteurs des transistors bipolaires Q3 et Q4 sont connectés aux drains de deux transistors PMOS Mil et M12 montés en miroir de courant (de façon à autopolariser cet étage 40) et dont les grilles sont connectées via le noeud VG, à celles des transistors PMOS M9 et Mio composant la charge active 46 de l'étage pré-amplificateur 41. On obtient ainsi un amplificateur transconducteur présentant un faible niveau de bruit et un gain élevé, et ayant une faible consommation ainsi qu'une sortie « rail-to-rail ». Au final, on obtient donc un mélangeur dont les performances en termes de dynamique sont améliorées. Ainsi, à titre d'exemple, pour un signal RF de fréquence RADAR égale à 77GHz, on obtient à l'aide de résistances de rétroaction de 143 Ohms un gain de 43dBS2, ce qui pour un courant dynamique de 7mA en provenance de l'étage de transposition de fréquence donne une excursion de tension de 2Volts crête à crête pour une alimentation de 2,5Volts, une consommation dynamique de l'ordre de 8mA et une consommation au repos de 3mA, et un bruit inférieur à 17nVhiHz. L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation qui viennent d'être décrits mais en embrasse toutes les variantes. Ainsi bien que la chaîne de réception décrite ci-avant ait une architecture de type ZIF, il est possible comme indiqué ci-avant d'avoir une chaîne avec plusieurs étages de transposition de fréquence de façon à effectuer des transpositions successives avec des fréquences intermédiaires pour arriver en bande de base, et un étage amplificateur transconducteur tel que l'étage 21 après chaque étage de transposition de fréquence. REVENDICATIONS1. Dispositif électronique, comprenant une entrée pour recevoir des signaux ayant une première fréquence et un circuit à architecture différentielle comportant au moins un étage de transposition de fréquence avec sortie en courant (20), couplé à l'entrée, un étage amplificateur transconducteur (21) possédant un étage amplificateur final de type classe AB (42), un étage pré-amplificateur (41) couplé entre la sortie de l'étage de transposition de fréquence (20) et l'entrée de l'étage amplificateur final (42) et comprenant des premiers transistors bipolaires (Qi, Q2) ainsi qu'une charge active (46), et un étage d'asservissement de mode commun (40) auto-polarisé configuré pour polariser ledit étage pré-amplificateur (41). 2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel ladite charge active (46) dudit étage pré-amplificateur (41) comprend des premiers transistors PMOS (M9, Mio) et la sortie de l'étage d'asservissement de mode commun (40) est connectée aux grilles des premiers transistors PMOS (M9, Mio). 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, dans lequel l'étage amplificateur final (42) comporte un module (45) connecté entre les deux sorties (OUT1, OUT2) de cet étage final et possédant un noeud (VM), et l'étage d'asservissement de mode commun (40) comprend une paire différentielle de deuxièmes transistors bipolaires (Q3, Q4), la base de l'un des deuxièmes transistors bipolaires (Q4) étant déterminée à recevoir une tension de mode commun, et la base de l'autre deuxième transistor bipolaire (Q3) étant connectée audit noeud (VM) dudit module (45), de sorte que la tension à ce noeud soit destinée à être égale à la moitié de la somme des tensions présentes aux deux sorties (OUT1, OUT2) de l'étage final. 4. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel les collecteurs de la paire différentielle de deuxièmes transistors bipolaires (Q3, Q4) sont connectés à deux transistors PMOS Mi2) montés en miroir de courant. 5. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, dans lequel, l'étage final (42) comporte deux amplificateurs classe AB (43, 44), et les bases de la paire de premiers transistors bipolaires (Qi, Q2) sont respectivement connectées aux deux sorties en courant (In, Ip) de l'étage de transposition de fréquence (20) et les collecteurs de la paire de premiers transistors bipolaires (Qi, Q2) sont respectivement connectés aux deux entrées des deux amplificateurs classe AB (43, 44). 6. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, dans lequel l'étage de transposition de fréquence (20) est configuré pour effectuer une transposition directe en bande de base du signal d'entrée. 7. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, dans lequel ladite première fréquence du signal d'entrée est une fréquence d'un signal RADAR.15