FR 3014259 A1 20150605 FR 1361985 A 20131203 Procédé et système de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie de véhicule automobile. L'invention a pour domaine technique la commande de la charge de batteries de véhicule automobile. Dans le cadre de développement de véhicules électriques à bas coût, le système de charge présente, au même titre que le groupe motopropulseur électrique (GMPe) ou la batterie haute tension (HT), un poste de coût important qu'il convient de réduire. La limitation de la puissance de recharge représente un premier moyen de réduire le coût du système de charge. Il convient ainsi d'associer au véhicule électrique un système de recharge dit « lente », c'est-à-dire qui prend son énergie sur le réseau monophasé avec une puissance inférieure ou égale à 7kW. Un tel chargeur absorbe typiquement 10A, 16A ou 32A sur le réseau monophasé et est compatible avec une prise domestique. Par ailleurs, les chargeurs de véhicules électriques sont actuellement non réversibles, c'est à dire que le flux d'énergie circule uniquement du réseau électrique vers la batterie. Dans le futur, il va être intéressant de disposer de chargeurs bidirectionnels, c'est-à-dire également capables de faire circuler de l'énergie de la batterie vers le réseau électrique. De tels chargeurs permettent, par exemple, de lisser la courbe de charge du réseau électrique en utilisant le stockage d'énergie que représente la batterie du véhicule branché. La batterie est ainsi chargée lors des creux de consommation durant lesquels l'infrastructure et les moyens de production sont sous-utilisés, et fournit de l'énergie lors des pics afin d'éviter l'utilisation de moyens de production peu utilisés et coûteux ainsi que de surcharger le réseau d'alimentation électrique. Dans ce cas, le déploiement massif du véhicule électrique n'implique pas d'investissements supplémentaires de production ou d'infrastructure, mais en revanche permet de lisser des pointes de consommations coûteuses à fournir (avec une énergie généralement très carbonée). Les chargeurs bidirectionnels permettent de faciliter le déploiement des énergies renouvelables en adaptant au mieux la consommation de l'énergie produite aux aléas de production propres aux énergie vertes et bénéficier d'une meilleure performance en termes d'émissions de dioxyde de carbone (CO2) du véhicule électrique tout en facilitant l'introduction de la production d'énergies renouvelables. Les chargeurs bidirectionnels permettent également de créer de nouvelles activités liées au contrôle et à l'optimisation de la consommation énergétique sans dégradation de service. Aujourd'hui, il est demandé à la fonction recharge de réaliser la conversion d'énergie entre le réseau et la batterie. Cette conversion nécessite que le chargeur s'adapte à de larges plages de tension d'entrée (90V à 250V AC) et de tension batterie (250V à 400V DC). La figure 1 illustre les principaux éléments d'un chargeur qui comprennent un étage redresseur d'entrée connecté au réseau 3 et assurant la fonction de correction de facteur de puissance, notée PFC (acronyme anglais pour « Power Factor Corrector ») et un étage de conversion continu-continu, noté DC/DC, permettant l' isolation galvanique de la batterie 5. Un filtre d'interférences électromagnétiques noté EMI (acronyme anglais pour « Electromagnetic interferences ») peut être disposé entre le réseau 3 et l'étage redresseur d'entrée, tandis qu'un filtre de sortie peut être disposé entre l'étage de conversion continu-continu et la batterie 5. La difficulté réside dans le fait de pouvoir s'adapter à l'ensemble des niveaux de tension mentionnés ci-dessus sans sacrifier ni le rendement ni le coût de l'étage de conversion tout en gardant la possibilité de réaliser une charge bidirectionnelle. En ce qui concerne la charge bidirectionnelle des véhicules électriques, l'état de la technique repose aujourd'hui essentiellement sur des topologies non isolées, c'est-à-dire qu'il n'existe pas d'isolation galvanique entre le réseau et la batterie. En ce qui concerne la conception des chargeurs isolés, de manière générale, le premier étage est constitué d'une topologie boost permettant de réaliser la fonction PFC tout en étant élévateur de tension. Afin de limiter les pertes à la commutation liées l'augmentation de fréquence (synonyme de réduction de volume, poids), il est fortement recommandé que le second étage utilise un circuit résonnant. Entre ces deux étages, une capacité électrolytique est positionnée afin de lisser le courant en courant constant et permettre de gérer un flux de puissance constant et non plus variable en sine. Le premier étage ayant une fonction élévateur de tension, la tension DC (bus DC) entre les deux étages se retrouve bien généralement supérieure à la tension batterie. Cela implique que l'étage DC/DC doit présenter un gain en tension inférieur à l'unité. Avec un circuit isolé résonnant, le gain total en tension est obtenu par le produit entre le facteur de transformation du transformateur et le gain du circuit résonnant. Le facteur de transformation est fixe et dépendant de la conception. Il ne peut pas aider à adapter le gain lors d'une charge de véhicule. Toutefois, lorsque l'on recharge un véhicule, la tension batterie varie en fonction de son état de charge noté SoC (acronyme anglais pour « State of Charge »), cela nécessite en temps réel que l'étage DC/DC adapte son gain pour permettre de convertir la tension du bus DC vers la tension batterie. Cette adaptation de tension ne peut être faite que par le fonctionnement du circuit résonnant. Généralement, l'utilisation de la topologie résonnante série- parallèle LLC (acronyme faisant référence à l'emploi d'un circuit comprenant l'association de deux inductances notées chacune L et d'une capacité notée C) est appliquée dans le convertisseur DC/DC. La variation de la fréquence de commutation en cours de charge permet de faire varier le gain en tension du circuit résonnant. La fréquence utilisée est toujours supérieure à la fréquence propre fo du circuit résonnant, qui fonctionne alors dans un régime d'hyper-résonnance. L'utilisation d'un circuit résonnant en hyper-fréquence permet d'avoir des commutations douces à tension nulle ZVS (acronyme anglais pour « Zero Voltage Switching ») lors de la fermeture des transistors. Cependant, cette solution comporte deux problèmes importants. Un premier problème réside dans le fait que la dynamique de contrôle de la conversion DC/DC résonnant en hyper-fréquence dépend du flux de puissance le traversant. Pour régler ce problème, une capacité électrolytique (volumineuse, chère et peu fiable) doit être mise en place entre le PFC et le DC/DC afin de lisser le flux de puissance. Une telle capacité est notée 4 sur la figure 1. Un deuxième problème réside dans le fait que le fonctionnement en hyper-fréquence permet de limiter les pertes lors de la fermeture des transistors mais pas lors de leur ouverture. Si la fréquence de commutation des interrupteurs est égale à la fréquence propre fo il est possible de combiner la fermeture en ZVS avec une limitation des pertes à l'ouverture en commutation à courant nul ZCS (acronyme anglais pour « Zero Current Switching »). De l'état de la technique, on connait les documents suivants. Le document US20110273130 présente un chargeur isolé bidirectionnel. D'une part, ce chargeur n'est pas utilisé pour des applications véhicules mais comme tous les chargeurs de ce type, il comprend un étage de rectification du courant effectué avec une capacité électrolytique. La demande de brevet FR1255070 divulgue une topologie résonnante permettant de réaliser de charger une batterie sans utiliser de correction de facteur de puissance. Cependant, le contrôle d'une telle topologie se fait à fréquence variable, induisant un fonctionnement en ZVS. Un tel fonctionnement génère des pertes par commutation non négligeables limitant la fréquence de fonctionnement. Cette limitation implique indirectement des couts supplémentaires. Il demeure un problème technique au niveau de la commande d'un chargeur bidirectionnel permettant de s'adapter à l'ensemble de ces niveaux de tension sans sacrifier ni le rendement ni le coût du convertisseur. Une telle commande doit également maintenir la possibilité de réaliser une charge bidirectionnelle. Un objet de l'invention est un procédé de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie de véhicule automobile. Le chargeur comprend un étage redresseur connecté en entrée à un réseau d'alimentation électrique et en sortie à un étage de conversion continu-continu et à une capacité, l'étage de conversion continu-continu étant connecté à la batterie. L'étage de conversion continu-continu comprend un premier ensemble de transistors connecté en entrée à l'étage redresseur et en sortie en série à un circuit résonnant et à un transformateur, le transformateur étant relié à un deuxième ensemble de transistors, le deuxième ensemble étant relié par ailleurs à la batterie. Le procédé comprend les étapes suivantes : on commande l'étage redresseur de sorte que la tension redressée soit égale à la somme de la valeur de crête de la tension du réseau d'alimentation électrique et d'une valeur de décalage constante, on commande le premier ensemble de transistors de l'étage de conversion continu-continu à la fréquence de résonance du circuit résonnant, on détermine si le rapport de couplage entre la tension de batterie et la tension redressée est supérieur à une valeur mémorisée du rapport de couplage entre la valeur maximale de la tension de batterie et la valeur minimale de la tension redressée, si tel est le cas, on commande le deuxième ensemble de transistors de l'étage de conversion continu-continu de sorte qu'il soit dans un état passant, si tel n'est pas le cas, on commande la commutation de tout ou partie du deuxième ensemble de transistors de l'étage de conversion continu-continu de sorte qu'un court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur soit réalisé périodiquement, la période de commande du deuxième ensemble de transistors dépendant du rapport de couplage entre la tension de batterie et la tension redressée. Pour commander la commutation de tout ou partie du deuxième ensemble de transistors de l'étage de conversion continu-continu, on peut réaliser les étapes suivantes : on détermine au moins un signal d'activation du court-circuit en fonction d'une mesure de la tension redressée, on régule la tension redressée en fonction d'une mesure de la tension redressée et d'un signal d'activation en déterminant une durée de court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur, et on détermine au moins un signal de commande de deux transistors du deuxième ensemble en fonction de la durée de court- circuit et d'au moins un signal d'activation. On peut émettre un signal d'activation du court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur qui prend une première valeur lorsque la tension redressée est supérieure à une tension de seuil de court-circuit, et une deuxième valeur sinon. On peut déterminer une durée de court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur en fonction de l'écart entre la mesure de tension redressée et la valeur d'une consigne correspondante par une correction de type proportionnel, intégral, dérivée. En effet, lorsque cette différence est positive non nulle, il faut augmenter la valeur de la durée du court-circuit, ce qui va augmenter la tension au niveau de l'enroulement secondaire; on a donc un système stable à gain positif. On peut émettre au moins un signal de modulation lorsque le signal d'activation prend une première valeur, aucun signal n'étant émis si le signal d'activation prend une deuxième valeur, les signaux de modulation étant aptes à commuter tout ou partie des transistors du deuxième ensemble de sorte que l'enroulement secondaire du transformateur soit court-circuité pendant une durée égale à la durée de court-circuit. On peut émettre un premier signal de modulation à destination de la paire formée par un cinquième transistor et un septième transistor et/ou un deuxième signal de modulation à destination de la paire formée par un sixième transistor et un huitième transistor. Un autre objet de l'invention est un système de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie de véhicule automobile. Le chargeur comprend un étage redresseur connecté en entrée à un réseau d'alimentation électrique et en sortie à un étage de conversion continu-continu et à une capacité, l'étage de conversion continu- continu étant connecté à la batterie. L'étage de conversion continu-continu comprend un premier ensemble de transistors connecté en entrée à l'étage redresseur et en sortie en série à un circuit résonnant et à un transformateur, le transformateur étant relié à un deuxième ensemble de transistors, le deuxième ensemble étant relié par ailleurs à la batterie. Le système comprend : un moyen de commande de l'étage redresseur apte commander l'étage redresseur de sorte que la tension redressée soit égale à la somme de la valeur de crête de la tension du réseau d'alimentation électrique et d'une valeur de décalage constante, un moyen de commande des transistors apte à commander la commutation du premier ensemble de transistors de l'étage de conversion continu-continu à la fréquence de résonance du circuit résonnant, un moyen de détermination apte à déterminer si le rapport de couplage entre la tension de batterie et la tension redressée est supérieur à une valeur mémorisée du rapport de couplage entre la valeur maximale de la tension de batterie et la valeur minimale de la tension redressée, si tel est le cas, le moyen de commande des transistors est apte à commander le deuxième ensemble de transistors de l'étage de conversion continu-continu de sorte qu'il soit dans un état passant, si tel n'est pas le cas, le moyen de commande des transistors est apte à commander la commutation de tout ou partie du deuxième ensemble de transistors de l'étage de conversion continu-continu de sorte qu'un court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur soit réalisé périodiquement, la période de commande du deuxième ensemble de transistors dépendant du rapport de couplage entre la tension de batterie et la tension redressée. Le moyen de commande des transistors peut comprendre un moyen de commande d'activation recevant en entrée une mesure de la tension redressée, un moyen de régulation de la tension redressée recevant en entrée une mesure de la tension redressée et un signal d'activation du moyen de commande d'activation, un moyen de détermination du signal de modulation, recevant en entrée une durée de court-circuit du moyen de régulation de la tension redressée et le signal d'activation du moyen de commande d'activation, le moyen de détermination du signal de modulation étant apte à émettre en sortie au moins un signal de commande de deux transistors du deuxième ensemble. Le moyen de commande d'activation peut émettre un signal d'activation du court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur qui prend une première valeur lorsque la tension redressée est supérieure à une tension de seuil de court-circuit, et une deuxième valeur sinon. Le moyen de régulation de la tension redressée peut comprendre une correction de type proportionnel, intégral, dérivée apte à déterminer une durée de court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur en fonction de l'écart entre la mesure de tension redressée et la valeur d'une consigne correspondante. Le réglage de ce correcteur est relativement facile dans la mesure où la bande passante du système est très élevée. En effet, une faible augmentation de la durée de court-circuit réalise rapidement une augmentation de tension au niveau de l'enroulement secondaire. Au moins un signal de modulation peut être émis par le moyen de détermination du signal de modulation lorsque le signal d'activation prend une première valeur, aucun signal n'étant émis si le signal d'activation prend une deuxième valeur, les signaux de modulation étant aptes à commuter tout ou partie des transistors du deuxième ensemble de sorte que l'enroulement secondaire du transformateur soit court-circuité pendant une durée égale à la durée de court-circuit déterminée par le moyen de régulation de la tension redressée. Le moyen de détermination du signal de modulation peut être apte à émettre un premier signal de modulation à destination de la paire formée par le cinquième transistor et le septième transistor et/ou un deuxième signal de modulation à destination de la paire formée par le sixième transistor et le huitième transistor. L'invention présente comme principal avantage une réduction importante du coût puisqu'on tire parti au maximum de la présence de transistors connectés à l'enroulement secondaire du transistor utilisés comme interrupteurs pilotables afin de court-circuiter l'enroulement secondaire. De plus, la structure de l'étage de conversion continu- continu est symétrique du fait de la présence du premier ensemble et du deuxième ensemble de transistors. Ainsi, lorsque l'on est en charge, les transistors du deuxième ensemble sont employés pour court-circuiter l'enroulement secondaire, tandis que les transistors du premier ensemble sont employés pour cette même tache, lorsque le chargeur bidirectionnel fonctionne en émission de puissance de la batterie vers le réseau d'alimentation électrique. Dans les deux cas, l'autre ensemble de transistors est employé pour les fonctions d'adaptation de tension attendues d'un étage de conversion continu- continu. Un autre avantage est de pouvoir supprimer la capacité électrolytique située entre l'étage redresseur et l'étage de conversion continu-continu en ne conservant qu'une petite capacité de type film présentant une valeur typique 30 à 40 1.1F, des pertes bien plus faibles et un cout de revient inférieur. D'autres buts, caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif et faite en référence aux dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 illustre les principaux éléments d'un chargeur bidirectionnel, - la figure 2 illustre les principaux éléments de l'étage d'entrée et de l'étage de conversion continu-continu, - la figure 3 illustre les valeurs maximales et minimales du rapport de couplage en fonction de la tension de batterie, - la figure 4 illustre un schéma électrique équivalent du transformateur, et - la figure 5 illustre les principaux éléments d'un système de commande du chargeur bidirectionnel. La figure 1 montre le chargeur bidirectionnel comprenant un étage redresseur 1 d'entrée et un étage de conversion continu-continu 2 de sortie. L'étage redresseur 1 d'entrée génère une tension de bus continu et assure une absorption d'un courant sinusoïdal sur le réseau d'alimentation électrique 3. L'étage redresseur 1 d'entrée est connecté en parallèle à une capacité 4 et à un étage de conversion continu continu 2 de sortie, l'étage de conversion étant relié en sortie à une batterie 5. A la différence de l'état de la technique antérieur, l'étage redresseur 1 d'entrée du chargeur bidirectionnel selon l'invention est également apte à réguler la charge de la batterie à travers la variation de la tension du bus continu (325V- 400V). Sur la figure 2, on peut voir que l'étage de conversion continu- continu 2 de sortie est à résonnance série et à isolation galvanique par l'intermédiaire d'un transformateur 6, l'ensemble fonctionnant à fréquence de découpage constante. Une première entrée de l'étage de conversion est connectée au collecteur d'un premier transistor Ti et au collecteur d'un troisième transistor T3, une deuxième entrée de l'étage de conversion étant connectée à l'émetteur d'un deuxième transistor T2 et à l'émetteur d'un quatrième transistor T4. L'émetteur du premier transistor Ti et le collecteur du deuxième transistor T2 sont reliés à un premier point intermédiaire, l'émetteur du troisième transistor T3 et le collecteur du quatrième transistor T4 étant connectés à un deuxième point intermédiaire. Le premier point intermédiaire est connecté en série à une première capacité Cl, une première inductance Ll, à une première extrémité du premier enroulement du transformateur 6, la deuxième extrémité du premier enroulement du transformateur 6 étant reliée au deuxième point intermédiaire. Une extrémité du deuxième enroulement du transformateur 6 est reliée à l'émetteur d'un cinquième transistor T5 et au collecteur d'un sixième transistor T6, le collecteur du cinquième transistor T5 étant connecté au collecteur d'un septième transistor T7 et à une première sortie de l'étage de conversion. L'émetteur du sixième transistor T6 est connecté à l'émetteur d'un huitième transistor T8 et à une deuxième sortie de l'étage de conversion. L'autre extrémité du deuxième enroulement est connectée à l'émetteur du septième transistor T7 et au collecteur du huitième transistor T8. Une première diode Dl est connectée par son anode l'émetteur du premier transistor Ti et par sa cathode au collecteur du premier transistor Ti. Une deuxième diode D2 est connectée par son anode l'émetteur du deuxième transistor T2 et par sa cathode au collecteur du deuxième transistor T2. Une troisième diode D3 est connectée par son anode l'émetteur du troisième transistor T3 et par sa cathode au collecteur du troisième transistor T3. Une quatrième diode D4 est connectée par son anode l'émetteur du quatrième transistor T4 et par sa cathode au collecteur du quatrième transistor T4. Une cinquième diode D5 est connectée par son anode à l'émetteur du cinquième transistor T5 et par sa cathode au collecteur du cinquième transistor T5. Une sixième diode D6 est connectée par son anode à l'émetteur du sixième transistor T6 et par sa cathode au collecteur du sixième transistor T6. Une septième diode D7 est connectée par son anode l'émetteur du septième transistor T7 et par sa cathode au collecteur du septième transistor T7. Une huitième diode D8 est connectée par son anode l'émetteur du huitième transistor T8 et par sa cathode au collecteur du huitième transistor T8. Les grilles des transistors reçoivent des signaux de commande, notamment à modulation en largeur d'impulsion émis à fréquence constante. Le deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) permet un fonctionnement bidirectionnel. Lors de la décharge de la batterie vers le réseau d'alimentation électrique, le comportement du premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4) et deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) sont échangés par rapport au fonctionnement lors de la charge de la batterie. Alternativement, l'impédance Ll de la figure 2 peut être supprimée. On utilise alors l'impédance de fuite Lf du transformateur comme inductance résonante, l'impédance de fuite étant issue du couplage imparfait du transformateur 6. Dans un tel cas, la valeur de l'impédance Lf est substituée à l'impédance Ll pour les calculs décrits ci-dessous. De même la capacité Cl peut être située du côté primaire ou du côté secondaire ou bien à la fois du côté primaire et du côté secondaire ce qui rend le montage symétrique et cela permet de bénéficier de performances semblables pour chaque sens de fonctionnement du convertisseur bidirectionnel. Le procédé de commande du chargeur bidirectionnel décrit ci-dessus doit tenir compte des différentes contraintes suivantes. L'étage de conversion continu-continu 2, pour présenter des pertes optimisées, doit idéalement fonctionner à la résonance, le système fonctionnant alors en recopie de tension. Un tel fonctionnement implique que la tension redressée, notée Vred, en sortie de l'étage redresseur 1 est égale à la tension de batterie Vbat. Par ailleurs, le procédé de commande doit pouvoir s'adapter à des variations de la tension Vres du réseau. Par exemple, en France, on souhaite travailler dans une plage de tensions du réseau Vres centrée sur 230V rms (acronyme anglais pour « Root Mean Sqaure » synonyme de tension efficace) et s'étendant à ± 10% de cette valeur. En sortie, le chargeur doit être capable de s'adapter à une tension batterie Vbat variant entre 290V et 400V. Pour minimiser les pertes au niveau de l'étage redresseur 1, il convient d'avoir toujours une consigne de tension redressée Vred, notée Vred cons, supérieure à la tension réseau crête notée Vres cr. Pour cela, on définit une tension de décalage (« Offset Voltage » en langue anglaise), notée Ofst Vred, et quantifiant l'écart de tension entre la consigne de tension redressée Vred cons et la tension de réseau en crête Vres cr. L'équation suivante traduit la relation entre ces trois valeurs. Vred cons = Vres cr + Ofst Vred (Eq. 1) Avec Ofst Vred = 40 V typiquement. L'étage de conversion continu continu 2 doit donc réaliser une relation de la forme : Vbat = k*Vred (Eq. 2) En combinant les équations 1 et 2, on obtient : Vbat = k*(Vres cr+Ofst) (Eq. 3) En reformulant l'équation (Eq. 3), on obtient une équation linéaire définissant la valeur de k en fonction de la tension de batterie Vbat et de la valeur de tension du réseau Vres, l'offset étant considéré fixe à 40V. k = Vbat / (Vres cr+Ofst) (Eq. 4) Il apparaît ainsi que, pour une valeur donnée de la tension de batterie Vbat, on peut déterminer une valeur minimale kl du rapport de couplage correspondant à la valeur minimale de la tension de sortie du PFC. On peut également déterminer une valeur maximale k2 correspondant à la valeur maximale de la tension du réseau. En faisant varier la tension de batterie dans la gamme de valeurs 290V-400V décrite ci-dessus, on obtient le diagramme de la figure 3 illustrant les valeurs maximales et minimales du rapport de couplage en fonction de la tension de batterie Vbat, pour les valeurs définies ci-dessus. Pour réaliser cette adaptation de tension, on fait varier le rapport de couplage k au delà d'un premier rapport k_min en réalisant une fonction boost au niveau de l'étage de conversion continu-continu 2. Afin d'adapter le rapport de couplage à la tension de batterie Vbat et à la tension du réseau Vres, le chargeur bidirectionnel est apte à réaliser un premier rapport de couplage obtenu de par la seule structure du transformateur 6. Le premier rapport de couplage est ainsi égal au rapport de transformation entre le nombre d'enroulements Ns de l'enroulement secondaire du transformateur et le nombre d'enroulements Np de l'enroulement primaire du transformateur. Le premier rapport de couplage, noté k min, correspond au pire cas d'adaptation de tension à réaliser, c'est-à-dire, le cas d'une tension de réseau maximale Vres max et d'une tension de batterie minimale Vbat min. En considérant les valeurs présentées ci-dessus, on obtient la valeur k min = 0,7290 en considérant une tension de réseau égale à 250V*-\/2. Le chargeur bidirectionnel est également apte à réaliser un deuxième rapport de couplage noté k max correspondant à une tension de réseau minimale Vres min et une tension de batterie maximale Vbat max. En considérant les valeurs présentées ci-dessus, on obtient la valeur k max = 1,20285. Toutefois, la structure du transformateur, via le nombre d'enroulements de l'enroulement primaire Np et de l'enroulement secondaire Ns, est fixée par le premier rapport de transformation à réaliser. Le rapport de transformation k_transfo du transformateur est ainsi fixe et égal à k min. k transfo=k min=Ns/Np (Eq. 5) Pour atteindre la valeur k max, il est nécessaire de réaliser une élévation de tension au niveau de l'étage de conversion continu-continu 2. Cette élévation de tension correspond à un facteur de correction du rapport de transformation k_transfo égal au rapport k max/k min. En considérant les valeurs présentées ci-dessus, on obtient la valeur k max/k min = 1,65. Vu de la batterie, le rapport de couplage de l'étage de conversion continu-continu 2 lorsque l'élévation de tension est active correspond au produit du rapport de transformation k transfo du transformateur 6 par le facteur de correction k max/k min soit k min*(k max/k min). Le rapport de couplage de l'étage de conversion continu-continu 2 lorsque l'élévation de tension est active est donc bien égal k_max. Afin de réaliser le premier rapport de couplage k min et le deuxième rapport de couplage k max, décrits ci-dessus, la structure du chargeur bidirectionnel illustrée par la figure 2 doit comprendre des interrupteurs pilotables connectés à l'enroulement secondaire du transformateur, aptes à réaliser un court-circuit rapide de l'enroulement secondaire du transformateur. Un court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur permet de réaliser une fonction d'élévation de la tension, également appelée fonction boost. Le principe utilisé peut être plus facilement compris en considérant la figure 4 qui montre un schéma électrique équivalent du transformateur. Durant le court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur, la tension V2 imposée est nulle. La tension aux bornes de l'impédance Lm (inductance magnétisante) est donc également nulle. On rappelle que la dérivée temporelle du courant circulant dans une inductance varie proportionnellement à la variation de tension aux bornes de cette inductance Dans le cas présent, la variation de tension aux bornes de l'inductance Lm étant nulle, la tension et le courant sont constants. Toute la tension appliquée à l'enroulement primaire est appliquée aux bornes de l'inductance Lf. L'accroissement de courant circulant dans l'inductance Lf est déterminé par application de la relation suivante: AT -AV1 AI - cc L (Eq. 6) , Avec AV1 : tension appliquée à l'enroulement primaire AT' : durée du court-circuit Le courant Ii va donc croitre rapidement, tandis que sa variation est uniquement limitée par la valeur de l'inductance Lf, qui est très inférieure à celle de l'inductance Lm. Après la phase de court-circuit, le courant circulant dans l'enroulement secondaire s'écoule vers la batterie. Une fonction d'élévation de tension est ainsi réalisée. La répétition des cycles de charge et de décharge du transformateur permettent d'obtenir une tension élevée au niveau de la batterie. Le niveau de tension est commandé par la durée de commutation des interrupteurs de court-circuit via des signaux de commutation périodique. Il est ainsi possible d'obtenir un rapport de couplage k variant entre k min et k max. L'étage de conversion continu-continu d'un chargeur bidirectionnel comprend deux ensembles de transistors disposés en amont et en aval du transformateur 6. Ces deux ensembles peuvent être pilotés de façon indépendante l'un de l'autre afin d'obtenir la réversibilité du chargeur. En effet, lors de la charge, le premier ensemble (T1,T2,T3,T4) est modulé afin de réaliser l'adaptation de tension, le deuxième ensemble (T5,T6,T7,T8) est piloté de façon à être transparent à la circulation du courant vers la batterie. Les rôles sont inversés lors de la décharge. En combinant le principe d'élévation de tension par court- circuit décrit plus haut avec la structure particulière de l'étage de conversion continu-continu 2 d'un chargeur bidirectionnel, il apparait que, lors de la charge, le deuxième ensemble (T5,T6,T7,T8) de transistors peut être employé afin de réaliser le court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur. On économise ainsi des interrupteurs supplémentaires ainsi que toute l'électronique de contrôle correspondante. Le système de commande du chargeur bidirectionnel illustré par la figure 5, comprend un moyen de commande 10 d'activation, un moyen de régulation 11 de la tension redressée Vred et un moyen de détermination 12 du signal de modulation. Le moyen de commande 10 d'activation reçoit en entrée la tension redressée Vred mesurée aux bornes de la capacité 4, et émet en sortie un signal « Decoup » d'activation globale du système, ainsi qu'un signal « Active CC sec » d'activation du court-circuit au niveau de l'enroulement secondaire du transformateur. On détermine les signaux en fonction de la comparaison de la valeur Vred à des valeurs de seuils. Lorsque la tension redressée Vred est supérieure au seuil Seuil Coupure CC (par exemple 380 V), le signal « Active CC sec » prend une première valeur associée à l'activation du court-circuit. Lorsque la tension redressée Vred est inférieure au seuil Seuil Coupure CC, le signal « Active CC sec » prend une deuxième valeur associée à l'arrêt du court-circuit. Le seuil Seuil Coupure CC est fixé typiquement 8V en dessous de la consigne pour la tension redressée Vred. Alternativement, on peut considérer une valeur d'hystérésis pour éviter des oscillations. Le signal « Decoup » d'activation globale du système prend une première valeur associée à l'activation du système lorsque la tension redressée Vred est supérieure à une tension de seuil Seuil Coupure Decoup. Le signal « Decoup » d'activation globale du système prend une deuxième valeur associée à l'arrêt du système lorsque la tension redressée Vred est inférieure à une tension de seuil Seuil Coupure Decoup. Avec les valeurs présentées plus haut, la valeur de seuil Seuil Coupure Decoup est typiquement de 300 V. Alternativement, on peut considérer une valeur d'hystérésis pour éviter des oscillations. La valeur d'hystérésis peut être égale à 10V. Le moyen de régulation 11 de la tension redressée Vred reçoit en entrée la tension redressée Vred aux bornes de la capacité 4. Le moyen de régulation comprend une correction de type intégral, ou plus généralement, de type proportionnel, intégral, dérivée (acronyme PID) apte à déterminer une durée de court-circuit au secondaire notée « Duree_CC_sec » (en ùs) en fonction de l'écart entre une mesure de tension redressée Vred aux bornes de la capacité 4 et la valeur de la consigne correspondante. La durée de court-circuit est obtenue directement en sortie du correcteur PID. On dispose essentiellement de deux grandeurs de réglage, le gain de l'action intégrale et la valeur initiale de la durée de court-circuit. Le gain de l'action intégrale noté Ki détermine la rapidité du correcteur à appliquer une correction à la valeur émise en fonction de l'écart entre la mesure de Vred et la consigne correspondante. La valeur initiale de la durée de court-circuit de l'enroulement secondaire notée « Duree_CC_sec » est émise par le correcteur au moment de son activation. Cette valeur est un paramètre important de la régulation dans la mesure où une activation et une désactivation du correcteur sont réalisées chaque 10 ms (pour un réseau d'alimentation électrique avec une fréquence de 50 Hz). Les valeurs minimales et maximales de la durée de court- circuit sont fixées. La valeur minimale est naturellement nulle. La valeur maximale est liée à la période de découpage des transistors du premier ensemble (T1,T2,T3,T4). Typiquement, on limite la durée du court-circuit à 50% de la période de découpage. Le moyen de détermination 12 du signal de modulation reçoit en entrée le signal « Duree_CC_sec » le signal « Decoup » et le signal « Active CC sec » et émet en sortie un premier signal de modulation à destination des transistors T5 et T7 et un deuxième signal de modulation des transistors T6 et T8. Les quatre transistors du deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) sont commandés pour réaliser le court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur 6. Toutefois, seule une paire de transistor pourrait être employée avec un résultat identique. La commande des quatre transistors permet de répartir la charge, l'échauffement et l'usure sur tous les transistors disponibles. Dans le cas où les quatre transistors du deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) sont commandés, le premier signal de modulation et le deuxième signal de modulation présentent un déphasage de 180°. Lorsque le signal « Active CC sec » prend la première valeur, les signaux de modulation à destination du deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) sont émis. Lorsque le signal « Active CC sec » prend la deuxième valeur, aucun signal de modulation à destination du deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) n'est pas émis. Le signal « Duree CC sec » fixe la durée du court-circuit. L'enroulement secondaire du transistor est alors court-circuité deux fois par période de modulation des transistors du premier ensemble (T1,T2,T3,T4), un court-circuit étant réalisé simultanément avec le début de la période de modulation des transistors du premier ensemble (T1,T2,T3,T4), l'autre étant réalisé simultanément avec la fin de la période de modulation des transistors du premier ensemble (T1,T2,T3,T4). Le signal « Decoup » est un signal redondant par rapport au signal « Active CC sec ». En effet, alors que le signal « Active CC sec » déclenche le court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur 6, le signal « Decoup » active ou désactive le moyen de détermination 12 du signal de modulation. REVENDICATIONS1. Procédé de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie (5) de véhicule automobile, le chargeur comprenant un étage redresseur (1) connecté en entrée à un réseau d'alimentation électrique (3) et en sortie à un étage de conversion (2) continu-continu et à une capacité (4), l'étage de conversion continu-continu (2) étant connecté à la batterie (5), l'étage de conversion continu-continu (2) comprenant un premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4) connecté en entrée à l'étage redresseur (1) et en sortie en série à un circuit résonnant et à un transformateur (6), le transformateur (6) étant relié à un deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8), le deuxième ensemble (T5,T6,T7,T8) étant relié par ailleurs à la batterie (5), caractérisé par le fait qu'il comprend les étapes suivantes : on commande l'étage redresseur (1) de sorte que la tension redressée soit égale à la somme de la valeur de crête de la tension du réseau d'alimentation électrique et d'une valeur de décalage constante, on commande le premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4) de l'étage de conversion continu-continu à la fréquence de résonance du circuit résonnant, on détermine si le rapport de couplage entre la tension de batterie et la tension redressée est supérieur à une valeur mémorisée du rapport de couplage entre la valeur maximale de la tension de batterie et la valeur minimale de la tension redressée, si tel est le cas, on commande le deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) de l'étage de conversion continu-continu de sorte qu'il soit dans un état passant, si tel n'est pas le cas, on commande la commutation de tout ou partie du deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) de l'étage de conversion continu-continu de sorte qu'un court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur soit réalisé périodiquement, la période de commande du deuxième ensemble detransistors (T5,T6,T7,T8) dépendant du rapport de couplage entre la tension de batterie et la tension redressée. 2. Procédé de commande selon la revendication précédente, dans lequel, pour commander la commutation de tout ou partie du deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) de l'étage de conversion continu-continu, on réalise les étapes suivantes : on détermine au moins un signal d'activation du court-circuit en fonction d'une mesure de la tension redressée, on régule la tension redressée en fonction d'une mesure de la tension redressée et d'un signal d'activation en déterminant une durée de court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur, et on détermine au moins un signal de commande de deux transistors du deuxième ensemble (T5,T6,T7,T8) en fonction de la durée de court-circuit et d'au moins un signal d'activation. 3. Procédé de commande selon la revendication 2, dans lequel on émet un signal d'activation du court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur (6) qui prend une première valeur lorsque la tension redressée est supérieure à une tension de seuil de court-circuit, et une deuxième valeur sinon. 4. Procédé de commande selon l'une quelconque des revendications 2 ou 3, dans lequel on détermine une durée de court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur (6) en fonction de l'écart entre la mesure de tension redressée et la valeur d'une consigne correspondante par une correction de type proportionnel, intégral, dérivée. 5. Procédé de commande selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, dans lequel on émet au moins un signal de modulation lorsque le signal d'activation prend une première valeur, aucun signal n'étant émis si le signal d'activation prend une deuxième valeur, les signaux de modulation étant aptes à commuter tout ou partie des transistors du deuxième ensemble de sorte que l'enroulement secondaire du transformateur soit court-circuité pendant une durée égale à la durée de court-circuit. 6. Procédé de commande selon l'une quelconque des revendications 2 à 5, dans lequel on émet un premier signal de modulation à destination de la paire formée par un cinquième transistor (T5) et un septième transistor (T7) et/ou un deuxième signal de modulation à destination de la paire formée par un sixième transistor (T6) et un huitième transistor (T8). 7. Système de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie (5) de véhicule automobile, le chargeur comprenant un étage redresseur (1) connecté en entrée à un réseau d'alimentation électrique (3) et en sortie à un étage de conversion (2) continu-continu et à une capacité (4), l'étage de conversion continu-continu (2) étant connecté à la batterie (5), l'étage de conversion continu-continu (2) comprenant un premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4) connecté en entrée à l'étage redresseur (1) et en sortie en série à un circuit résonnant et à un transformateur (6), le transformateur (6) étant relié à un deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8), le deuxième ensemble (T5,T6,T7,T8) étant relié par ailleurs à la batterie (5), caractérisé par le fait qu'il comprend : un moyen de commande de l'étage redresseur apte commander l'étage redresseur (1) de sorte que la tension redressée soit égale à la somme de la valeur de crête de la tension du réseau d'alimentation électrique et d'une valeur de décalage constante, un moyen de commande des transistors apte à commander la commutation du premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4) de l'étage de conversion continu-continu à la fréquence de résonance du circuit résonnant, un moyen de détermination apte à déterminer si le rapport de couplage entre la tension de batterie et la tension redressée est supérieur à une valeur mémorisée du rapport de couplage entre la valeur maximale de la tension de batterie et la valeur minimale de la tension redressée, si tel est le cas, le moyen de commande des transistors est apte à commander le deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) del'étage de conversion continu-continu de sorte qu'il soit dans un état passant, si tel n'est pas le cas, le moyen de commande des transistors est apte à commander la commutation de tout ou partie du deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) de l'étage de conversion continu-continu de sorte qu'un court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur soit réalisé périodiquement, la période de commande du deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) dépendant du rapport de couplage entre la tension de batterie et la tension redressée. 8. Système de commande selon la revendication 7, dans lequel le moyen de commande des transistors comprend un moyen de commande (10) d'activation recevant en entrée une mesure de la tension redressée, un moyen de régulation (11) de la tension redressée recevant en entrée une mesure de la tension redressée et un signal d'activation du moyen de commande (10) d'activation, et un moyen de détermination (12) du signal de modulation, recevant en entrée une durée de court-circuit du moyen de régulation (11) de la tension redressée et le signal d'activation du court-circuit provenant du moyen de commande (10) d'activation, le moyen de détermination (12) du signal de modulation étant apte à émettre en sortie au moins un signal de commande de deux transistors du deuxième ensemble (T5,T6,T7,T8). 9. Système de commande selon la revendication 8, dans lequel le moyen de commande (10) d'activation émet un signal d'activation du court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur (6) qui prend une première valeur lorsque la tension redressée est supérieure à une tension de seuil de court-circuit, et une deuxième valeur sinon. 10. Système de commande selon l'une quelconque des revendications 8 ou 9, dans lequel le moyen de régulation (11) de la tension redressée comprend une correction de type proportionnel, intégral, dérivée apte à déterminer une durée de court-circuit de l'enroulement secondaire du transformateur (6) en fonction de l'écartentre la mesure de tension redressée et la valeur d'une consigne correspondante. 11. Système de commande selon l'une quelconque des revendications 8 à 10, dans lequel au moins un signal de modulation est émis par le moyen de détermination (12) du signal de modulation lorsque le signal d'activation prend une première valeur, aucun signal n'étant émis si le signal d'activation prend une deuxième valeur, les signaux de modulation étant aptes à commuter tout ou partie des transistors du deuxième ensemble de sorte que l'enroulement secondaire du transformateur soit court-circuité pendant une durée égale à la durée de court-circuit déterminée par le moyen de régulation (11) de la tension redressée. 12. Système de commande selon l'une quelconque des revendications 8 à 11, dans lequel le moyen de détermination (12) du signal de modulation est apte à émettre un premier signal de modulation à destination de la paire formée par le cinquième transistor (T5) et le septième transistor (T7) et/ou un deuxième signal de modulation à destination de la paire formée par le sixième transistor (T6) et le huitième transistor (T8).