FR 3023089 A1 20160101 FR 1456208 A 20140630 Amplificateur audio très haute fidélité La présente invention concerne un amplificateur audio très haute-fidélité à faible distorsion et haut rendement du type comportant : - une entrée pour un signal audio à amplifier et une sortie d'alimentation d'une charge à partir du signal audio amplifié ; - un générateur de tension de référence de très haute linéarité et de faible impédance de sortie, propre à recevoir en entrée le signal audio à amplifier ; - un générateur de courant de puissance, comportant un générateur de tension de puissance, dont la sortie est connectée à la sortie du générateur de tension de référence, au travers d'une impédance de couplage ; l'impédance de couplage comportant deux inductances de couplage montées en série entre la sortie du générateur de référence et la sortie du générateur de tension de puissance et une impédance d'atténuation reliant un point milieu entre les deux inductances de couplage et un potentiel de référence. La demande de brevet WO-2011/107 669 décrit le couplage d'un amplificateur analogique classe A, formé d'un générateur de tension de référence et d'un amplificateur numérique classe D constituant un générateur de tension de puissance, lequel est couplé à la sortie du générateur de tension de référence par une inductance, avec laquelle il forme alors une source de courant. L'association d'un amplificateur classe A et d'un amplificateur classe D a pour but de créer un amplificateur de très fort rendement et de très haute linéarité. En pratique, plusieurs phénomènes limitent le rendement total d'un tel amplificateur, sa capacité à reproduire les hautes fréquences, et sa puissance maximale atteignable. Ces phénomènes sont notamment les suivants. Les pertes de commutation des transistors MOS de l'amplificateur classe D soumis à une commande PWM sont proportionnelles à la fréquence de commutation. Pour cette raison, en pratique, cette fréquence ne peut pas dépasser significativement 500 kHz pour des tensions supérieures à 100 volts. Du fait de la commande PWM et du fait de l'aspect inductif de l'impédance de couplage, une ondulation triangulaire de courant (ou ripple current en anglais) est formée dans l'impédance de couplage. L'amplitude de l'ondulation triangulaire dans l'impédance de l'amplificateur classe D est inversement proportionnelle à la fréquence de commutation et inversement proportionnelle à la valeur de l'inductance. Mais pour être capable de reproduire le haut du spectre audio, l'inductance utilisée doit être de faible valeur de manière à ne pas limiter la vitesse de variation du courant (current slew rate en anglais) dans la bande audio. Malheureusement, cette valeur faible d'inductance conduit à une amplitude de courant triangulaire à la fréquence de commutation du classe D de forte valeur. Or, ce courant triangulaire haute fréquence est totalement absorbé et dissipé par l'amplificateur analogique classe A, ce qui provoque une dissipation thermique importante. Dans ces conditions, l'amplificateur classe A est très sollicité lors de la reproduction de hautes fréquences notamment supérieures à 10 kHz. Il existe deux solutions connues pour diminuer ou annuler le ripple haute fréquence des amplificateurs classe D. Une première solution consiste en l'utilisation d'un circuit bouchon (RLC) accordé sur la fréquence de fonctionnement de la commande PWM du classe D. Ce circuit bouchon étant placé à la sortie de l'amplificateur alimentant la charge. Cette solution présente deux inconvénients, à savoir l'annulation seulement du fondamental du courant triangulaire haute fréquence et l'introduction d'un déphasage affectant les harmoniques du signal, qui nuit fortement à la stabilité de l'asservissement de la boucle de contrôle. La seconde solution consiste en l'utilisation d'une technique dite de « Ripple Steering » et décrite dans les publications AES Society. Cette technique est basée sur deux hypothèses structurelles fortes, à savoir : o un fonctionnement obligatoire en bridge de deux amplificateurs classe D, la charge n'étant pas connectée à la masse, et o un fonctionnement en opposition de phase des deux amplificateurs classe D. Ces hypothèses sont souvent non souhaitées dans un amplificateur. On connaît par ailleurs par l'amplificateur D-Premier, commercialisé par la société Devialet, lequel a recours en tant qu'impédance de couplage à deux inductances montées en série et dont le point milieu est relié à la masse par une résistance. Cette résistance a pour but d'absorber l'énergie très haute fréquence (dans une bande de fréquence supérieure à 20MHz) due à la commutation des ponts de transistors MOS présents dans l'amplificateur classe D et ne contribue pas à la ripple du courant triangulaire. L'invention a pour but d'améliorer le ratio de courant fourni par l'amplificateur classe A sur le courant fourni par l'amplificateur classe D pour des fréquences élevées, permettant ainsi de réduire l'échauffement de l'amplificateur classe A tout en augmentant la bande passante utile et la linéarité du système. A cet effet, l'invention a pour objet un amplificateur audio du type précité, caractérisé en ce que l'impédance d'atténuation comporte une inductance d'atténuation. Suivant des modes particuliers de réalisation, l'amplificateur comporte l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : - la valeur de l'inductance d'atténuation est très inférieure à la valeur individuelle des deux inductances de couplage ; - cette valeur de l'inductance d'atténuation est inférieure au 10ème de la valeur individuelle des inductances de couplage ; - l'impédance d'atténuation comporte un condensateur monté en série avec l'inductance d'atténuation ; - la capacité C du condensateur est telle que le rapport à 1/1/Col est très inférieur à la valeur 1/L30)1 de l'impédance d'atténuation d'inductance L3 et de préférence inférieure au 10ème de cette valeur, où a; est la pulsation du signal, ceci pour des valeurs de pulsation comprises entre -.27i- - f PWM et 10.2n - f PWM, f PWM étant la fréquence 10 fondamentale d'un triangle de courant dans l'inductance de couplage ; - la capacité C du condensateur est telle que le rapport à 1/1/Col est supérieur à l'impédance de la charge et de préférence supérieur à 10 fois cette valeur, où a; est la pulsation du signal inférieure à -.27i- - f PWM , f PWM étant la fréquence fondamentale 10 d'un triangle de courant dans l'inductance de couplage ; - l'impédance d'atténuation comporte une résistance montée en série avec l'inductance d'atténuation ; - la valeur de la résistance est supérieure à jL2o et de préférence supérieure à 10 fois cette valeur, où L2 est la valeur minimale de l'inductance de couplage et a; est la pulsation du signal, ceci pour des valeurs de pulsation inférieures à -1 2,r - f PWM, 100 f PWM étant la fréquence fondamentale d'un triangle de courant dans l'inductance de couplage ; - l'impédance d'atténuation est un circuit RLC ; - l'impédance d'atténuation comporte une résistance montée en parallèle avec l'inductance d'atténuation ; - la valeur de la résistance est très supérieure à 1/L30)1 et de préférence supérieure à dix fois cette valeur où L3 est la valeur de l'inductance et a)est la pulsation du signal, ceci pour des valeurs de pulsation comprises entre -.27i- - f PWM et 10 10.271 - f pwm, f PWM étant la fréquence fondamentale d'un triangle de courant dans l'inductance de couplage ; - l'impédance d'atténuation comporte une résistance montée en parallèle avec le condensateur ; et - le générateur de courant de puissance comporte plusieurs générateurs de tension de puissance recevant en entrée des mêmes signaux déphasés et au moins un autotransformateur reliant entre elles les sorties des générateurs de tension de puissance et dont la sortie est reliée à l'impédance de couplage. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins sur lesquels : - la figure 1 est un schéma électrique d'un amplificateur audio haute-fidélité à faible distorsion et très haut rendement selon un premier mode de réalisation de l'invention ; - la figure 2 est une échelle de fréquence explicitant les différentes zones de fonctionnement de l'amplificateur ; - la figure 3 est un graphe d'une fonction de transfert ; et - la figure 4 est un graphe des signaux triangulaires utilisés dans un amplificateur numérique. L'amplificateur audio 10 représenté sur la figure 1 comporte une entrée 12 propre à recevoir un signal audio analogique à amplifier V,, et une sortie 14 de fourniture du signal amplifié à laquelle est reliée une charge formée d'un haut-parleur 16. Le haut-parleur 16 est relié directement, sans autre élément résistif, entre la sortie 14 de l'amplificateur et la masse. L'entrée 12 de l'amplificateur est propre à recevoir une tension de commande dont la référence est la masse. L'amplificateur 10 comporte un générateur de tension de référence 18 de très haute linéarité et de faible impédance de sortie formant un amplificateur class A et une source de courant de puissance 19 formant un amplificateur class D, dont les deux sorties sont couplées directement pour former la sortie 14 de l'amplificateur en un point de couplage 20. La source de courant de puissance 19 comprend un générateur de tension de puissance 21 formé, d'une part, de quatre générateurs de tension de puissance élémentaires 21A, 21B, 21C, 21D, dont les sorties sont reliées deux à deux par une chaine 25 d'autotransformateurs, et, d'autre part, d'une impédance de couplage 30 reliée en sortie de la chaine d'autotransformateurs et au travers de laquelle les générateurs de tension 21A, 21B, 21C, 21D sont accouplés au générateur de tension de référence 18. L'impédance de couplage 30 est formée principalement d'une inductance ayant une faible résistance. L'entrée du générateur de tension de référence 18 est reliée à l'entrée 12 de l'amplificateur alors que la sortie de l'amplificateur de tension de référence 18 est reliée directement à la sortie 14 sans interposition d'aucun élément résistif, capacitif ou inductif. Les sorties des générateurs de tension 18 et 21 sont reliées au point de couplage 20, au travers de l'impédance de couplage 30, laquelle est disposée entre la sortie de la chaine 25 d'autotransformateurs et le point de couplage 20. Dans le mode de réalisation envisagé, l'impédance de couplage 30 comprend deux inductances 32A, 32B montées en série et dont le point milieu d'interconnexion est relié à la masse par une impédance d'atténuation 44. La chaine d'autotransformateurs comporte deux autotransformateurs 25A, 25B, dont les deux entrées du primaire sont reliées respectivement aux sorties des générateurs de tension de puissance 21A, 21B d'une part, et 21C, 21D d'autre part. La sortie de chaque autotransformateur 25A, 25B, formée d'une dérivation à un point intermédiaire du primaire, est reliée à un troisième autotransformateur 25C, dont la sortie, constituant la sortie de la chaine d'autotransformateurs, est reliée à l'impédance de couplage 30. La source de courant de puissance 19 est commandée par une unité de commande 50. Le générateur de tension de référence 18 comporte un étage d'amplification de tension 60 schématisé par un amplificateur différentiel dont l'entrée non inverseuse est reliée directement à l'entrée 12 et dont l'entrée inverseuse est reliée à une boucle de contre-réaction 62 reliée directement à la sortie de l'amplificateur différentiel 60. De préférence, l'étage d'amplification en tension est formé, par exemple, d'un amplificateur opérationnel monté en suiveur en tension. Le générateur 18 de tension de référence est un amplificateur de classe A ayant une très haute linéarité et une faible impédance de sortie. De préférence, l'impédance de sortie du générateur de tension de référence est inférieure à 0,2 Ohms. L'amplificateur différentiel 60 est alimenté par deux tensions continues V+ et V_ et consomme un courant noté respectivement I, et L sur chacune de ces entrées d'alimentation. Des moyens de mesure du courant consommé 64A, 64B sont prévus sur chacune des entrées d'alimentation de l'amplificateur différentiel 60. Ces moyens sont formés par exemple de détecteurs de courant comme décrits dans le document US 6 937 095. Ils sont propres à fournir une information représentative du courant fourni en sortie par le générateur de tension référence, le courant iA fourni par le générateur 18 étant directement lié au courant qu'il consomme. Les sorties des capteurs de courant 64A, 64B sont reliées à un sommateur 66 dont la sortie fournit le courant iA consommé par le générateur de tension de référence et donc le courant fourni en sortie de ce même amplificateur. L'unité de commande 50 comporte notamment un régulateur linéaire non représenté recevant en entrée le courant iA en étant connecté en sortie du sommateur 66. L'unité de commande 50 est connectée par une autre entrée, à l'entrée 12, pour recevoir le signal musical V,, à amplifier. Suivant un premier mode de réalisation, le régulateur est un régulateur proportionnel intégral (PI) intégrant seulement un étage d'amplification linéaire et un étage d'intégration sans étage de dérivation. En variante, le régulateur est un étage de type proportionnel intégral dérivé (P ID) comportant les trois étages. L'unité de commande 50 comporte quatre sorties produisant un même signal de commande déphasé de 90°. Chaque sortie est reliée à une entrée d'un générateur de tension de puissance 21A, 21B, 21C, 21D. Ainsi, le générateur de courant de puissance 19 et donc chaque générateur de tension de puissance 21A, 21B, 21C, 21D sont propres à recevoir en entrée une combinaison du signal audio à amplifier V,, issu de l'entrée 12 et une valeur représentative du courant iA consommé par le générateur de tension de référence 18. Chaque générateur de tension de puissance 21A, 21B, 21C, 21D est formé dans l'exemple considéré d'un amplificateur différentiel monté en suiveur, et dont l'entrée inverseuse est connectée directement à la sortie par une boucle de contre-réaction. Son entrée non inverseuse est reliée à une sortie de l'unité de commande 50. Suivant un premier mode de réalisation, l'amplificateur différentiel monté en suiveur est constitué d'un amplificateur de classe D, c'est-à-dire d'un amplificateur de type « push/pull » comportant suivant sa branche d'amplificateur deux transistors « MOSFET » montés en anti-série, ces deux transistors étant pilotés suivant une loi de modulation par largeur d'impulsion, a une fréquence notée f PWM par exemple égale à 2MHz. Suivant un autre mode de réalisation, chaque générateur de tension de puissance 20 est constitué d'un amplificateur de classe A ou de classe AB. Avantageusement, l'impédance de couplage 30 a un module inférieur à dix fois le module de la charge, à savoir du haut-parleur 16, dans la gamme de fréquence utile. Ainsi, par exemple pour un haut-parleur dont la résistance est de 4 Ohms, l'impédance 30 utilisée dans le cas d'un amplificateur de classe AB pour former le générateur de courant de puissance 19 est avantageusement inférieure à 51..tH pour reproduire efficacement le spectre audio jusqu'à 20kHz. Alternativement, dans le cas d'un amplificateur destiné à un caisson de grave limité à 200Hz par exemple, la valeur de l'inductance peut atteindre 500pH. La valeur totale de l'inductance formée des inductances 32A, 32B est comprise entre 0,1pH et 1000pH. Leur résistance est très faible, avantageusement inférieure à 0,10. Les inductances 32A et 32B ont des valeurs d'impédance sensiblement égales et de préférence avec une différence de moins de 50%. L'impédance d'atténuation 44 comporte avantageusement une inductance 44A. Dans le mode de réalisation, l'inductance 44A est montée en série, dans l'impédance d'atténuation 44, avec un condensateur 44B et une résistance 44C pour former un circuit RLC série. En outre, une résistance 44D est montée en parallèle de l'inductance 44A dans l'impédance d'atténuation 44. De même, avantageusement une résistance 44E est montée en parallèle du condensateur 44B. La résistance 44E est destinée à amortir les oscillations éventuelles aux bornes du condensateur 44B. La valeur de la résistance 44E est comprise entre 100 0, avantageusement elle est de 10kO. La valeur L3 de l'inductance 44A est très inférieure à la valeur individuelle notée L1 et L2 des deux inductances 32A et 32B. De préférence, cette valeur de l'inductance 44A est inférieure au 10è" de la valeur des inductances 32A et 32B. De plus, la valeur de la résistance 44DG est très supérieure à 1/L30)1 et de préférence supérieure à dix fois cette valeur où L3 est la valeur de l'inductance 44A et oe est la pulsation du signal, ceci pour des valeurs de pulsation comprises entre 1 10 La valeur de la résistance 44C est très supérieure à 1/1/L2oel et de préférence supérieure à 10 fois cette valeur où L2 est la valeur minimale des inductances 32A et 32B et oe est la pulsation du signal, ceci pour des valeurs de pulsations inférieures à 1 27c - f pwm. 100 - 271- - f pwm et 10 - 27c - f pwm. La valeur de la résistance 44C est comprise entre 0,1 et 100. Cette résistance est utilisée pour amortir les éventuelles oscillations des circuits résonnants LC constitués de l'inductance 44A et du condensateur 44B. La capacité C du condensateur 44B est telle que le rapport à 1/1/Col est très supérieur à l'impédance de la charge 16 et de préférence supérieure à 10 fois cette valeur où a est la pulsation du signal inférieure à -- 211- - f pwm. La capacité C du condensateur 44B est telle que la valeur de son impédance le rapport 1/1/Col est très inférieure à la valeur de l'impédance 1/L30)1 de 44A, la valeur L3 de l'impédance 44A et de préférence inférieure au 1 eme de cette valeur où a; est la 10 pulsation du signal, ceci pour des valeurs de pulsation comprises entre -1- 211- - f pwm et 10 10 - 27e - f pwm. Suivant un premier mode de réalisation, l'impédance d'atténuation 44 ne comporte pas de résistance 44E placée en parallèle du condensateur 44B. La valeur de la résistance 44D est comprise entre 100 et lkf) et est de préférence sensiblement égale à 1000. Dans un tel montage, le ripple est réduit par la connexion de plusieurs amplificateurs classe D formé des générateurs de tension de puissance 21A, 21B, 21C, 21D, fonctionnant chacun avec un déphasage judicieusement choisi, ici de 90°, de manière à : annuler complètement de ripple haute fréquence pour certaines valeurs spécifiques de duty-cycle, via un couplage par autotransformeurs, faire un régulateur de type PWM multiniveau qui revient, en ce qui concerne le ripple à diviser la tension d'alimentation par le nombre de phases, donc par conséquent, la valeur du courant de ripple, multiplier la fréquence du régulateur PWM résultant du coulage des phases par le nombre de phases couplées ; ainsi, coupler quatre phases à 400kHz équivaut à un régulateur PWM unique fonctionnant à 1,6 MHz. Comme schématisé sur la figure 2, l'impédance d'atténuation 44, associée aux deux inductances 32A, 32B en série, se comporte comme : un atténuateur inductif de ratio au moins 1/5, ne présentant pas de déphasage significatif dans la bande de fréquence A commençant une décade en dessous de la fréquence f PWM de commutation du régulateur PWM de l'amplificateur classe D et s'étendant au moins une décade au-dessus de la fréquence de commutation du régulateur PWM de l'amplificateur classe D. Dans l'exemple considéré, la fréquence f PWM du régulateur PWM est de 2MHz (couplage de 4 phases à 500kHz déphasées de 90° chacune), et la fréquence f PWM - 10dB, un décade en dessous de la f PWM, est égale à 200kHz alors que la fréquence f PWM + 20dB, deux décades au-dessus de f PWM, est égale à 20MHz. un circuit Zobel tel que couramment utilisé pour stabiliser l'impédance de sortie des amplificateurs audio dans la bande audio notée B allant de 20Hz à 20kHz, un circuit bouchon fortement amorti, de faible facteur de qualité, à une fréquence située dans la bande C approximativement à mi-chemin entre la fréquence haute fréquence du spectre audio à reproduire égale à 20kHz et la fréquence de fonctionnement du régulateur PWM du classe D égale à 2MHz, à une fréquence sensiblement égale où il n'y a pas d'énergie à transmettre et où présenter une faible impédance n'a pas d'impact sur la dissipation de l'amplificateur analogique classe A. Ainsi, par exemple, les valeurs suivantes satisfont aux relations exposées supra: inductances 32A, 32B de 25pH chacune, inductance 44A de 2,5pH résistance 44D de 1000 condensateur 44B de 100nF résistance 44E de 10k0 résistance 44C de 30 On obtient la fonction de transfert entre le courant dans les inductances 32A et 32B de la figure 3 représentant le gain et le déphasage entre les courants dans ces inductances. Dans la bande audio (20Hz-20kHz), le courant dans l'inductance 32B est identique au courant dans l'inductance 32A, sans déphasage ; le circuit est assimilable uniquement aux inductances 32A et 32B en série, ce qui est souhaité, car tout le courant de l'amplificateur classe D est fourni à la charge 16. Dans une bande de fréquence s'étendant entre 80kHz et 200kHz, le circuit présente une résonance amortie, la phase varie très fortement, mais il n'y a aucune énergie dans cette bande de fréquence, donc ce comportement n'est pas gênant. La fréquence de la résonnance se situe légèrement au dessus de 100kHz, en dehors de la bande audio et plus d'une décade en dessous de la fréquence de fonctionnement du PWM, situé à 2MHz dans l'exemple. Dans une bande de fréquence s'étendant de 200kHz à 20MHz, le ratio des courants dans les inductances 32B et 32A est pratiquement constante (l(32B) = 0,1*I(32A). De 2MHz à 20MHz, la variation de phase est faible et quasiment linéaire en fréquence : le système se comporte alors comme un atténuateur constant doublé d'un retard pur, ce qui préserve la forme triangulaire des signaux utilisés dans l'asservissement, ainsi que le montre la figure 4 montrant les courants dans les inductances 32A, 32B et la résistance 44C. On obtient alors le résultat désiré : le courant haute fréquence issu de l'amplificateur numérique classe D 19 est atténué de 20dB environ avant d'être couplé à l'amplificateur classe A 18, sans déformation significative du triangle de courant. REVENDICATIONS1.- Amplificateur audio (10) comportant : - une entrée (12) pour un signal audio à amplifier (V,n) et une sortie (14) d'alimentation d'une charge (16) à partir du signal audio amplifié ; - un générateur (18) de tension de référence de très haute linéarité et de faible impédance de sortie, propre à recevoir en entrée le signal audio à amplifier (Vin) ; - un générateur de courant (19) de puissance, comportant un générateur (21) de tension de puissance, dont la sortie est connectée à la sortie du générateur de tension de référence (18), au travers d'une impédance de couplage (30) ; l'impédance de couplage (30) comportant deux inductances de couplage (32A, 32B) montées en série entre la sortie du générateur de référence (18) et la sortie du générateur de tension de puissance (21) et une impédance d'atténuation (44) reliant un point milieu entre les deux inductances de couplage (32A, 32B) et un potentiel de référence, caractérisé en ce que l'impédance d'atténuation (44) comporte une inductance d'atténuation (44A). 2.- Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la valeur (L3) de l'inductance d'atténuation (44A) est très inférieure à la valeur individuelle des deux inductances de couplage (32A, 32B). 3.- Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que cette valeur de l'inductance d'atténuation (44A) est inférieure au 10ème de la valeur individuelle des inductances de couplage (32A, 32B). 4.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'impédance d'atténuation (44) comporte un condensateur (44B) monté en série avec l'inductance d'atténuation (44A). 5.- Amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que la capacité C du condensateur (44B) est telle que le rapport à 1/1/Col est très inférieur à la valeur 1/L30)1 de l'impédance d'atténuation (44A) d'inductance L3 et de préférence inférieure au 10ème de cette valeur, où a) est la pulsation du signal, ceci pour des valeurs de pulsation comprises entre -1-211- - f PWM et 10.2n - f PWM, f PWM étant la fréquence fondamentale 10 d'un triangle de courant dans l'inductance de couplage (32A). 6.- Amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que la capacité C du condensateur (44B) est telle que le rapport à 1/1/Col est supérieur à l'impédance de lacharge (16) et de préférence supérieur à 10 fois cette valeur, où oe est la pulsation du signal inférieure à -.27i- - f PWM , f PWM étant la fréquence fondamentale d'un triangle 10 de courant dans l'inductance de couplage (32A). 7.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'impédance d'atténuation (44) comporte une résistance (44C) montée en série avec l'inductance d'atténuation (44A). 8.- Amplificateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que la valeur de la résistance (44C) est supérieure à jL2o et de préférence supérieure à 10 fois cette valeur, où L2 est la valeur minimale des l'inductances de couplage (32B) et oe est la pulsation du signal, ceci pour des valeurs de pulsation inférieures à -1 2,r - f PWM, 100 f PWM étant la fréquence fondamentale d'un triangle de courant dans l'inductance de couplage (32A). 9.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 4 à 6 d'une part, et l'une quelconque des revendications 7 et 8 d'autre part, caractérisé en ce que l'impédance d'atténuation (44) est un circuit RLC. 10.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'impédance d'atténuation (44) comporte une résistance (44D) montée en parallèle avec l'inductance d'atténuation (44A). 11.- Amplificateur selon la revendication 10, caractérisé en ce que la valeur de la résistance (44D) est très supérieure à 1/L3oe1 et de préférence supérieure à dix fois cette valeur où L3 est la valeur de l'inductance (44A) et oe est la pulsation du signal, ceci pour des valeurs de pulsation comprises entre -1.271- - f PWM et 10.27e - f PWM, f PWM étant la 10 fréquence fondamentale d'un triangle de courant dans l'inductance de couplage (32A). 12.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'impédance d'atténuation (44) comporte une résistance (44E) montée en parallèle avec le condensateur (44B). 13.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en que le générateur de courant de puissance (19) comporte plusieurs générateurs de tension de puissance (21A, 21B, 21C, 21D) recevant en entrée des mêmes signaux déphasés et en ce qu'il comporte au moins un autotransformateur (25A,25B, 25C) reliant entre elles les sorties des générateurs de tension de puissance (21A, 21B, 21C, 21D) et dont la sortie est reliée à l'impédance de couplage (30).