FR 3015692 A1 20150626 FR 1363573 A 20131224 DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTION La présente invention concerne en général les techniques de résonance magnétique nucléaire (RMN) utilisées notamment pour l'analyse d'un échantillon. La présente invention s'applique avantageusement au domaine de la médecine pour l'analyse d'échantillons biologiques du corps humain par exemple ou au domaine de la chimie pour l'analyse de compositions chimiques. Elle s'avère particulièrement avantageuse pour corriger la phase et/ou la fréquence d'un signal de décroissance libre d'induction (FID). Dans une application avantageuse mais non limitative, l'invention sera utilisée pour recombiner efficacement des signaux RMN détectés par des réseaux d'antennes. ÉTAT DE LA TECHNIQUE Découverte dans les années quarante, la résonance magnétique nucléaire (RMN) a pris une importance considérable dans de nombreux domaines scientifiques pour l'analyse de matériaux et particulièrement en médecine pour l'observation in vivo du corps humain. De très nombreuses applications de cette découverte ont été mises en oeuvre. Dans le domaine médical, il s'agit notamment de l'imagerie par résonance magnétique ou IRM et de la spectroscopie RMN qui permet d'analyser la composition des tissus du corps humain. Dans le cadre de la présente invention, on utilisera de manière interchangeable les termes spectroscopie et spectrométrie, techniques qui permettent d'identifier et/ou de quantifier la teneur d'espèces dans un échantillon. La résonance magnétique nucléaire est un phénomène complexe qui n'est décrit complètement que par les lois de la physique quantique. Pour ce qui est de la compréhension de l'invention et de l'état de la technique il est cependant suffisant de connaître les phénomènes principaux mis en oeuvre par la RMN et très brièvement rappelés ci-après. On notera ici qu'il existe une très abondante littérature technique sur tous les aspects de la RMN. Placés dans un fort champ magnétique, traditionnellement noté Bo, généralement de l'ordre du tesla (T) et plus, certains atomes acquièrent des propriétés particulières telles que s'ils sont perturbés par une onde radio de fréquence adaptée ils renvoient alors un signal que l'on peut analyser. Les atomes concernés sont ceux qui possèdent un noyau atomique ayant un moment magnétique ou spin non nul. Dans le domaine médical, l'hydrogène (H) de l'eau (H2O) qui constitue la majeure partie du corps humain possède cette propriété. La molécule d'eau possède deux noyaux d'hydrogène ou protons ayant un spin non nul animés d'un mouvement de précession de leur axe à une fréquence particulière dite fréquence de Larmor. Placés dans un fort champ magnétique statique extérieur les noyaux voient alors leur spin s'orienter soit dans la direction du champ magnétique extérieur, soit dans la direction opposée tout en subissant un mouvement de précession à la fréquence de Larmor dépendant de l'intensité du champ extérieur Bo. Pour les noyaux d'hydrogène, la fréquence de Larmor s'accroît de 42 MHz (mégahertz = 106 hertz) par tesla. Elle est par exemple proche de 4 MHz à 0,1 T ; 64 MHz à 1,5 T et 600 MHz à 14 T. Les noyaux peuvent alors être perturbés par une onde radio ou radiofréquence (RF) d'autant plus facilement que la fréquence de celle-ci est proche de la fréquence de Larmor et donc de préférence en résonance avec cette dernière. La perturbation a pour effet de changer l'orientation du spin jusqu'à possiblement le faire basculer dans l'autre direction permise par le champ magnétique extérieur Bo. C'est-à-dire que l'orientation est parallèle ou antiparallèle à celui-ci et passe ainsi de l'une à l'autre. Traditionnellement noté Bi, l'induction magnétique de l'onde radio perturbatrice est appliquée perpendiculairement à celle de Bo pour faire basculer le spin des noyaux. C'est ce basculement et le retour à l'équilibre ou relaxation qui génère le signal électrique détecté dans tous les équipements RMN. Ce signal est habituellement qualifié de FID de l'anglais « free induction decay » c'est-à-dire « décroissance libre de l'induction ». La perturbation électromagnétique Bi est appliquée à l'aide de bobines électriques le plus souvent qualifiées d'antennes. Les bobines ou antennes servent en général aussi bien à appliquer la perturbation qu'à détecter les signaux électriques engendrés lors du retour à l'équilibre des noyaux. Pour ce faire, elles sont associées d'une part à des circuits électroniques qui vont permettre d'y faire circuler pendant un temps contrôlé un courant électrique à la fréquence de Larmor, ce qui va générer dans la zone du corps à analyser l'onde électromagnétique et le champ perturbateur B1, et d'autre part à des circuits électroniques qui vont permettre de détecter les signaux électriques engendrés par le retour à l'équilibre des noyaux après que l'on a interrompu la perturbation électromagnétique. On notera ici que les signaux électriques qu'il faut pouvoir détecter avec ces antennes sont généralement faibles voire très faibles et que l'enjeu est de pouvoir les distinguer du niveau de bruit intrinsèque à l'équipement électrique utilisé. Le rapport signal sur bruit (RSB) est le critère clé de la partie détection électrique de tout équipement RMN. Il doit être suffisamment élevé pour que les signaux détectés le soient à un niveau au-dessus du bruit qui les rend exploitables par l'application considérée. Comme cela sera décrit en détail par la suite en référence à la figure 1, les techniques connues consistent à effectuer une transformée de Fourier du signal complexe de FID pour obtenir une répartition spectrale de l'échantillon. Cette répartition spectrale permet de comparer la fréquence et l'amplitude d'un signal de référence par rapport à celles des signaux des métabolites à caractériser. Le signal de référence correspond le plus souvent à une espèce majoritaire dans l'échantillon. Pour l'analyse d'un échantillon biologique, le signal de référence est typiquement le signal de l'eau. La comparaison de la fréquence et de l'amplitude du signal de l'eau par rapport à celles des signaux des métabolites à caractériser permet d'identifier la nature et la teneur des métabolites dans l'échantillon. Cette technique est globalement satisfaisante. Elle requiert néanmoins que le signal de référence acquis soit correctement positionné, en phase et en fréquence par rapport à une position théorique. On dit alors que le signal de référence doit être « en résonance ». Pour cela, il faut régler la fréquence de conversion du récepteur, typiquement une bobine, exactement sur la fréquence de résonance du signal de référence. Or, de nombreux paramètres tendent à faire apparaître un glissement en fréquence qui éloigne le signal de référence acquis de sa position théorique. Comme cela sera détaillé par la suite, ce glissement est au moins en partie dû à la différence qui existe en pratique entre la fréquence de démodulation utilisée par le récepteur et la fréquence effective du signal de référence. Ainsi, les techniques connues nécessitent de corriger manuellement la phase et la fréquence du signal complexe de FID avant son exploitation. Ces étapes de correction sont relativement longues et fastidieuses. Par ailleurs, une autre opération de correction manuelle consiste à rephaser le signal de référence. En effet, en pratique il y a forcément un décalage aléatoire entre la phase du signal utilisé par le récepteur et la phase du signal de référence. Cela se traduit, sur une représentation d'un signal complexe de FID, par le fait que le premier point de la FID n'est en général pas réel. En outre, dans les cas où l'on acquiert des signaux provenant de 15 plusieurs entités volumétriques de l'échantillon, habituellement désignées voxels, l'inhomogénéité du champ BO tend également à entraîner des déphasages et des décalages en fréquence. Par ailleurs, des déphasages et décalages en fréquence sont également générés par l'utilisation de multiples antennes. En effet, au cours de 20 décennies de développement les structures d'antennes ont beaucoup évoluées et la recherche et le développement des équipements RMN tendent maintenant à favoriser l'emploi, pour l'analyse d'une zone donnée du corps humain, d'antennes multiples. Ces antennes multiples sont généralement identiques et de petites tailles et on combine les signaux détectés séparément dans le but 25 d'obtenir un signal composite qui a notamment un meilleur RSB que s'il avait été obtenu avec une seule antenne couvrant la même zone d'analyse. Par ailleurs, l'utilisation d'une pluralité d'antennes permet généralement d'augmenter la rapidité de l'acquisition, tout en conservant un bon RSB, ce qui s'avère primordiale lorsque l'échantillon fait partie d'un corps vivant et donc bien 30 souvent non parfaitement immobile. Ce type d'antennes dites « antennes en réseau phasé » traduction de l'anglais « phased array antenna » se caractérise par une complexité notablement accrue de la partie électronique et du traitement informatique des signaux produits séparément par chacune des antennes du réseau. Il faut en effet pouvoir les recombiner efficacement en dépit des inévitables différences géométriques, physiques et électriques qui existent entre antennes et qu'il faut pouvoir compenser pour effectivement obtenir les améliorations attendues du réseau d'antennes. Le document US 2004/0095139 décrit une solution pour recombiner des signaux de FID provenant de plusieurs bobines. Un objectif de la présente invention est donc de proposer une méthode qui permette de simplifier et d'améliorer la correction de phase et/ou de fréquence des signaux de RMN détectés par des antennes tels que des 10 bobines. Par ailleurs, il serait particulièrement avantageux d'améliorer le RSB des signaux obtenus, par rapport aux méthodes connues. Il serait en outre particulièrement avantageux, de proposer une solution pour améliorer la recombinaison des signaux RMN détectés séparément par 15 une ou plusieurs antennes sans pour autant complexifier lourdement les équipements connus. Un autre avantage consiste à proposer une solution pour simplifier la complexité des équipements de RMN, notamment ceux utilisant plusieurs bobines réceptrices. 20 Les autres objets, caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à l'examen de la description suivante et des dessins d'accompagnement. Il est entendu que d'autres avantages peuvent être incorporés. 25 RÉSUMÉ DE L'INVENTION Selon un mode de réalisation, l'invention porte sur un procédé d'analyse par résonance magnétique nucléaire (RMN) d'au moins un échantillon comprenant au moins une espèce à caractériser ainsi qu'une espèce de référence dont la teneur dans l'échantillon est supérieure à deux fois la teneur 30 de l'au moins une espèce à caractériser, le procédé comprenant les étape suivantes : a. application d'au moins un champ Bo constant sur l'au moins un échantillon, b. acquisition par une ou plusieurs antennes d'un ou plusieurs signaux S(t) complexes de décroissance libre d'induction (FID), chaque signal complexe de FID comprenant une partie réelle et une partie imaginaire. De préférence, l'étape d'acquisition est effectuée de manière à ce que dans chaque signal complexe de FID l'amplitude du signal de l'espèce de référence soit au moins deux fois supérieure à l'amplitude de celui de l'au moins une espèce à caractériser. le procédé comprend également au moins les étapes suivantes : c. obtention d'un spectre S(w) de FID par application d'une transformée de Fourier aux parties réelle et complexe de l'au moins un signal S(t) complexe de FID, le spectre S(w) de FID obtenu comportant alors le signal de l'espèce de référence et le signal de l'espèce à caractériser et présentant deux portions (UFR, DFR) s'étendant chacune à partir de la fréquence de résonance de l'espèce de référence (FoRef) et respectivement de part et d'autre de FoRef, la fréquence de l'espèce à caractériser étant située sur une première portion de spectre prise parmi lesdites deux portions (UFR, DFR); Autrement dit, le spectre S(w) présente deux portions qui s'étendent respectivement vers la gauche et vers la droite de FoRef, une portion du spectre S(w) s'étendant vers les fréquences plus basses que FoRef et l'autre portion du spectre S(w) s'étendant vers les fréquences plus élevées que FORef; d. modélisation du signal de l'espèce de référence Sref(t) à partir des parties réelle et complexe de l'au moins un signal complexe S(t) de FID ; e. obtention d'un spectre Sref(w) de l'espèce de référence comportant uniquement l'espèce de référence, par application d'une transformée de Fourier à la modélisation du signal de l'espèce de référence Sref(t), le spectre Sref(w) de l'espèce de référence présentant alors deux portions de spectre s'étendant à partir de la fréquence de résonance de l'espèce de référence (FoRef) du spectre Sref(w) et s'étendant respectivement de part et d'autre de FoRef; Autrement dit, le spectre Sref(w) présente deux portions qui s'étendent respectivement vers la gauche et vers la droite de FoRef, une portion du spectre Sref(w) s'étendant vers les fréquences plus basses que FoRef et l'autre portion du spectre Sref(w) s'étendant vers les fréquences plus élevées que FoRef; f. obtention d'un spectre modifié --(c) ) de FID, par substitution d'une seconde portion du spectre S(w) de FID, ladite seconde portion étant la portion prise parmi lesdites deux portions (UFR et DFR) du spectre S(w) et qui ne comporte pas l'espèce à caractériser, par la portion du spectre Sref(w) prise parmi les deux portions de spectre s'étendant à partir de FoRef du spectre Sref(w) et qui s'étend du même côté que ladite seconde portion du spectre S(w); Ainsi après substitution, la deuxième portion du spectre s(oe) de FID présente un bruit réduit voire supprimé. g. application d'une transformée de Fourier inverse au spectre modifié (c) pour obtenir dans le domaine temporel un signal modifié s(t)de FID ; h. calcul du module du signal modifié s(t)de FID. On peut ensuite réaliser une étape d'identification et/ou de quantification des espèces à caractériser à partir du module du signal modifié s(t)de FID. L'invention permet d'obtenir un RSB très satisfaisant. La prise en compte du module permet en effet de corriger automatiquement les décalages en phase et en fréquence dus notamment aux mouvements de l'échantillon durant la durée de la FID, aux inhomogénéités du champ BO et aux inévitables variations de comportement des différentes antennes dans le cadre d'une acquisition par plusieurs antennes. Le signal de l'espèce de référence fait office de porteuse pour les signaux des espèces à caractériser et l'information de phase de ces derniers est conservée malgré la prise en compte du module. Ainsi, le spectre obtenu permet d'identifier et de caractériser très aisément les espèces de l'échantillon. Par ailleurs, le remplacement d'une portion du spectre S(w) par une portion du spectre Sref(w) issu d'une modélisation de l'espèce de référence, permet d'obtenir le spectre modifié (c) )qui ne présente pas de bruit sur sa portion ne comportant pas l'espèce à caractériser. Le signal -e.(t)à partir duquel est calculé le module ne comporte alors que le bruit issu de la portion de spectre S(w) comportant les espèces à caractériser. Les étapes c à f permettent donc d'éviter que lors de la prise en compte du module à l'étape h, il se produise une superposition des bruits portés initialement par les deux portions du spectre S(w). Le RSB du signal obtenu est donc considérablement amélioré, puisque les inconvénients inhérents à la prise en compte du module se trouvent limités voire supprimés par les étapes c à f. En outre par rapport aux solutions connues l'invention permet grâce au module de se passer d'étapes supplémentaires spécialement dédiées aux corrections de phase et de fréquence, ces étapes nécessitant habituellement un temps de traitement significatif, voire bien souvent l'intervention manuelle d'un opérateur. Ce procédé est particulièrement avantageux dans le cadre d'une analyse spectroscopique/spectrométrique par résonance magnétique nucléaire (RMN) d'un échantillon. Il permet d'identifier et/ou de quantifier aisément les espèces de l'échantillon. En outre, grâce à la prise en compte du module la quantité de données à traiter est fortement réduite par rapport à celle qu'il faut traiter de façon conventionnelle où l'on a besoin du signal complexe pour calculer le déphasage du signal. De plus le calcul du module peut être effectué dans le domaine réel puisqu'il suffit de prendre la racine carré de la somme de deux nombres, chacun élevé au carré, alors que le calcul de la phase nécessite de travailler avec des nombres complexes, ce qui est plus difficile à mettre en oeuvre. Le temps et le coût du traitement sont donc considérablement réduits, et le fait que l'intervention manuelle d'un opérateur ne soit plus requise permet d'effectuer un traitement automatique en temps réel sans impacter les utilisateurs. L'invention offre ainsi des avantages significatifs en termes de précision, de fiabilité, de reproductibilité, de temps de traitement et de réduction de coûts. De manière facultative mais avantageuse, le procédé selon l'invention peut en outre présenter au moins l'une quelconque des étapes et caractéristiques optionnelles suivantes qui peuvent être prises seules ou en combinaison: Selon un mode de réalisation avantageux, le procédé comprend : une étape de calcul du module du signal S(t) complexe de FID et les étapes suivantes effectuées après calcul du module du signal modifié "(t) de FID et avant l'étape d'identification et/ou de quantification des espèces à caractériser : - soit : soustraction du module du signal S(t) au module du signal modifié "(t) de FID puis soustraction du résultat obtenu à l'étape précédente au module du signal modifié s(t) de FID. - soit : application d'une transformée de Fourier au module du signal S(t) et au module du signal modifié "(t) de FID ; soustraction du spectre du module du signal S(t) au spectre du module du signal modifié "(t) de FID ; puis soustraction du résultat obtenu à l'étape précédente au spectre du module du signal modifié "(t) de FID. Ainsi, la première soustraction revient à isoler les bandes latérales également désignées « sidebands » qui sont présentes dans le signal modifié "(t) à l'issue de l'étape de « calcul du module du signal modifié "(t)de FID» alors qu'elles ont été préalablement supprimées par la prise en compte du module du signal s(t). La deuxième soustraction permet quant à elle d'éliminer les sidebands du signal modifiés(t)de FID. L'invention permet ainsi de supprimer de manière efficace les sidebandes et plus généralement tous les artefacts antisymétriques, c'est-à-dire les artefacts dont les fréquences sont réparties de manière symétrique par rapport à la fréquence de résonance du signal de référence, dont les amplitudes sont égales et présentant des signes opposés. Selon un mode de réalisation, au cours de l'étape d'acquisition on 25 acquiert des signaux complexes S(t) de FID provenant de plusieurs voxels de l'échantillon, et dans lequel on effectue, après le calcul du module du signal modifié "(t)de FID pour chacun des voxels, une étape de filtrage spatial. Le filtrage spatial est applicable dès lors que l'on travaille sur des CSI, qu'elles soient acquises par une ou plusieurs bobines. 30 Typiquement, le filtrage spatial comprend les étapes suivantes dans le cas d'une CSI à deux dimensions spatiales: multiplier chaque ligne et chaque colonne de la matrice de CSI, par une fonction « en cloche » (par exemple gaussienne, cosinus, hanning, hamming, ...) avant transformation de Fourier dans le domaine spatial. C'est pourquoi lorsque l'on souhaite réaliser le filtrage spatial après le calcul du module, on réalise la transformée de Fourier inverse dans le domaine spatial afin de revenir dans l'espace des k. Cela représente un avantage important dans le cadre d'une CSI notamment. En effet, si le filtrage spatial est effectué après le traitement du module, les spectres des voxels de la CSI sont alignés en phase et en fréquence. Au contraire, si le filtrage spatial est effectué avant l'extraction du module, les voxels impliqués ne sont pas alignés en phase et en fréquence et la résolution du spectre résultant peut en être dégradée conduisant à une diminution du RSB. On rappelle qu'une analyse CSI implique le traitement d'une pluralité de voxels et peut par exemple résulter en une pluralité de spectres correspondant chacun à un voxel ou en une image en deux dimensions par exemple. Après l'étape de calcul du module du signal modifié "(t)de FID et en vue de l'identification et/ou de la quantification des espèces à caractériser à partir du module du signal modifié "(t)de FID, on peut, selon un mode de réalisation appliquer une transformée de Fourier à un signal comprenant au moins le module du signal modifié "(t)de FID. On applique de préférence la FFT au module du signal modifié "(t)de FID. On obtient alors un spectre sur lequel il est très aisé, même pour un opérateur d'identifier les espèces par leur fréquence et de les quantifier par l'aire du pic qu'elles définissent. Si l'échantillon comprend plusieurs voxels, on aura alors un spectre par voxel. Après l'étape de calcul du module du signal modifié "(t)de FID et en vue de l'identification et/ou de la quantification des espèces à caractériser à partir du module du signal modifié "(t)de FID, on peut, selon un autre mode de réalisation, se passer d'appliquer une transformée de Fourier à un signal comprenant au moins le module du signal modifié "(t)de FID. On réalise alors l'identification et/ou la quantification dans le domaine temporel. Dans ce cas, des logiciels bien connus permettent de sommer des FID élémentaires, correspondant chacune à une espèce, de manière à approximer le module du signal modifié "(t)de FID. Les FID élémentaires sélectionnées ainsi que le coefficient qui leur est associé pour reconstituer au mieux le module du signal modifié "(t)de FID renseigne sur la nature et la quantification des espèces présentes dans l'échantillon. On notera que même en effectuant cette étape de quantification dans le domaine temporel, il est souvent recommandé de réaliser une transformée de Fourier afin de pouvoir visualiser le résultat. Selon un mode de réalisation, la teneur de l'espèce de référence dans le solvant est au moins supérieure à 5 fois, de préférence à 10 fois, de préférence à 103 fois et de préférence 105 fois la teneur de chacune des espèces à caractériser. Dans la présente invention, la teneur de l'au moins une espèce à caractériser est la teneur massique dans l'échantillon. Selon un mode de réalisation, le signal de l'espèce de référence fait office de porteuse pour le signal de l'au moins une espèce à caractériser. Selon un mode de réalisation, la teneur de l'espèce de référence dans l'échantillon est suffisamment supérieure à la teneur de l'espèce à caractériser dans l'échantillon pour que le signal de l'espèce de référence fasse office de porteuse pour le signal de l'au moins une espèce à caractériser. L'espèce de référence présente une fréquence de résonance. Selon un mode de réalisation, les teneurs relatives de l'espèce de référence et de l'au moins une espèce à caractériser ainsi que leurs temps relatifs de relaxation sont choisis de manière à ce que l'amplitude du signal de l'espèce de référence soit au moins deux fois supérieure à l'amplitude du signal de l'au moins une espèce à caractériser. Ainsi, l'échantillon est choisi de manière à ce que dans chaque signal S(t) complexe de FID acquis l'amplitude du signal de l'espèce de référence soit au moins deux fois supérieure à l'amplitude de celui de l'au moins une espèce à caractériser. De préférence, l'échantillon est choisi de manière à ce que dans chaque signal S(t) complexe de FID acquis l'amplitude du signal de l'espèce de référence soit au moins trois fois supérieur, voire au moins cinq fois supérieur, voire au moins dix fois supérieure à l'amplitude de celui de chacune des espèces à caractériser. Le module de FID d'un échantillon comprenant l'espèce à caractériser est égal à IIS(t)II qui est défini par l'équation suivante: I I S (t) I I I co tO1 dans laquelle : Aw = co-WH2O et Acp = cp - WE-120 correspondent respectivement aux décalages de fréquence et de phase entre l'au moins une espèce à caractériser et l'espèce de référence, AH2O(t) est l'amplitude en fonction du temps du signal de FID de l'espèce de référence, Ao(t) est l'amplitude en fonction du temps du signal de FID de l'espèce à caractériser Selon un mode de réalisation, au cours de l'étape d'acquisition on acquiert une pluralité de signaux S(t) complexes de FID. Selon un mode de réalisation, l'étape de calcul du module du signal modifié -4t) de FID est effectuée pour chaque signal modifié s(t)de FID. Selon un mode de réalisation, après l'étape de calcul du module du signal modifié -4t) pour chaque signal complexe S(t) de FID et avant l'étape d'identification et/ou de quantification des espèces à caractériser. 20 Avantageusement, on effectue une sommation des modules des signaux modifiés -4t) de manière à obtenir un signal FID combiné. Avantageusement, l'étape d'identification et/ou de quantification des espèces à caractériser comprend l'application d'une transformée de Fourier à ladite sommation. 25 Selon un mode de réalisation avantageux, les antennes sont des bobines et les signaux complexes de FID acquis proviennent de la même bobine. Dans ce mode de réalisation, l'invention permet avantageusement d'apporter une correction efficace et simple au déphasage et au décalage en fréquence dus notamment aux mouvements de l'échantillon pendant l'acquisition. 30 Selon un mode de réalisation avantageux, les antennes sont des bobines et les signaux complexes de FID acquis proviennent de bobines différentes. Dans ce mode de réalisation, l'invention permet avantageusement d'apporter une correction efficace et simple au déphasage de chaque bobine les unes par rapport aux autres, ainsi qu'au déphasage et au décalage en fréquence dus notamment à l'inhomogénéité du champ BO. Selon un mode de réalisation avantageux, les antennes sont des bobines et les signaux complexes de FID acquis proviennent de bobines différentes et plusieurs signaux complexes de FID sont acquis pour au moins certaines bobines. Dans ce mode de réalisation, l'invention permet avantageusement de corriger de manière efficace et simple le déphasage et le décalage en fréquence dus notamment aux mouvements de l'échantillon et à l'inhomogénéité de BO. Avantageusement, après génération d'un module de FID pour chaque signal complexe de FID, et avant sommation des modules de FID pour obtenir un signal FID combiné, on effectue une étape de calcul d'un facteur de pondération pour chaque bobine et on pondère chaque module de FID par le facteur de pondération de la bobine dont il provient. Avantageusement, l'étape de calcul d'un facteur de pondération est effectuée par la méthode de la somme des carrés des amplitudes au début du module de FID. Selon un mode de réalisation avantageux, au cours de l'étape d'acquisition on acquiert un unique signal S(t) complexe de FID, on obtient un unique spectre S(w) de FID par application d'une transformée de Fourier aux parties réelle et complexe de dudit unique signal S(t) complexe de FID. Au cours de l'étape d'identification et/ou de quantification des espèces à caractériser, on applique une transformée de Fourier à un unique module du signal modifié "(t)de FID. Selon un mode de réalisation, au cours de l'étape d'acquisition on acquiert un signal FID encodé spatialement, on répète cette acquisition plusieurs fois, de préférence au moins deux fois, afin d'obtenir plusieurs signaux encodés, chacun desdits signaux encodés étant ensuite décodé de manière à ce qu'il soit associé à un voxel de l'échantillon et on génère un module de FID pour le signal de FD associé à chaque voxel. Selon un mode de réalisation, l'échantillon est un échantillon de matière biologique, l'espèce de référence est de l'eau et les espèces à caractériser sont des métabolites. Selon un mode de réalisation alternatif, l'échantillon est une composition chimique, l'espèce de référence est de l'eau ou un autre solvant et les espèces à caractériser sont des composés chimiques. Selon un mode de réalisation, l'échantillon comprend plusieurs espèces à caractériser. Selon un mode de réalisation, le champ BO constant est appliqué sur plusieurs voxels d'un échantillon et les spectres des fréquences des signaux FID combinés des différents voxels sont utilisés pour générer une ou plusieurs images spectroscopiques. Préalablement à l'acquisition des signaux de FID, on effectue une étape conventionnelle de réglages nécessaires à la réalisation d'une expérience de spectroscopie de RMN. Selon un mode de réalisation, l'analyse est une analyse spectroscopique ou spectrométrique. Selon un autre mode de réalisation, la présente invention porte sur un produit programme d'ordinateur ou sur un média non-transitoire lisible par un ordinateur, comprenant des instructions, qui lorsqu'elles sont effectuées par au moins un processeur, exécute au moins les étapes c. à h. du procédé selon l'invention mentionné ci-dessus. Selon un autre mode de réalisation, la présente invention porte sur un système d'analyse par résonance magnétique nucléaire (RMN) d'au moins un échantillon comprenant au moins une espèce à caractériser ainsi qu'une espèce de référence, la teneur de l'espèce de référence dans l'échantillon étant supérieure à deux fois la teneur de l'au moins une espèce à caractériser, le système comprenant des moyens d'application du champ BO constant sur l'échantillon et des moyens d'application d'un champ générant une excitation électromagnétique dans le champ BO constant et comprenant au moins une antenne configurée pour acquérir un ou plusieurs signaux complexes S(t) de décroissance libre d'induction (FID) dans le domaine temporelle, chaque signal complexe S(t) de FID comprenant une partie réelle et une partie imaginaire, caractérisé en ce que le système comprend des moyens de traitement configurés de manière à exécuter les étapes suivantes : - obtention d'un spectre S(w) par application d'une transformée de Fourier aux parties réelle et complexe de l'au moins un signal S(t) complexe de FID, le spectre S(w) obtenu comportant alors l'espèce de référence et l'espèce à caractériser et présentant deux portions (UFR, DFR) s'étendant chacune à partir de la fréquence de résonance de l'espèce de référence (FoRef) et respectivement de part et d'autre de FoRef, la fréquence de l'espèce à caractériser étant située sur une première portion de spectre prise parmi lesdites deux portions (UFR, DFR); - modélisation du signal de l'espèce de référence Sref(t) à partir des parties réelle et complexe de l'au moins un signal complexe S(t) de FID ; - obtention d'un spectre Sref(w) de l'espèce de référence comportant uniquement l'espèce de référence, par application d'une transformée de Fourier à la modélisation du signal de l'espèce de référence Sref(t), le spectre Sref(w) de l'espèce de référence présentant alors deux portions de spectre s'étendant à partir de la fréquence de résonance de l'espèce de référence (FoRef) du spectre Sref(w) et s'étendant respectivement de part et d'autre de FoRef; - obtention d'un spectre modifié --(c) ) de FID, par substitution d'une seconde portion du spectre S(w) de FID, ladite seconde portion étant la portion prise parmi lesdites deux portions (UFR et DFR) du spectre S(w) et qui ne comporte pas l'espèce à caractériser, par la portion du spectre Sref(w) prise parmi les deux portions de spectre s'étendant à partir de FoRef du spectre Sref(w) et qui s'étend du même côté que ladite seconde portion du spectre S(w); - application d'une transformée de Fourier inverse au spectre modifié s(oe) pour obtenir dans le domaine temporel un signal modifié s(t)de FID ; - calcul du module du signal modifié s(t)de FID. De manière facultative mais avantageuse, le système selon l'invention peut en outre présenter au moins l'une quelconque des caractéristiques optionnelles suivantes qui peuvent être prises seules ou en combinaison: Selon un mode de réalisation, le système comprend des moyens de traitement configurés de manière à exécuter une étape d'identification et/ou de quantification des espèces à caractériser à partir du module du signal modifié "(t)de FID. De manière optionnelle, le système est configuré pour appliquer une 10 transformée de Fourier à un signal prenant en compte le module du signal modifié "(t)de FID. Optionnellement, il comprend un ou plusieurs antennes configurées pour acquérir une pluralité de signaux complexes S(t) de FID. Optionnellement, il est en outre configuré de manière à, après l'étape de calcul du module du signal modifié "(t)de FID pour chaque signal complexe S(t) de 15 ladite pluralité de signaux complexes S(t) de FID, effectuer une sommation des modules des signaux modifiés "(t)de FID pour obtenir un signal FID combiné et appliquer ladite transformée de Fourier audit signal FID combiné. Selon un mode de réalisation, le système comprend des moyens de traitement configurés de manière à exécuter une étape de calcul du module du 20 signal S(t) complexe de FID et de manière à exécuter les étapes suivantes après calcul (1326) du module du signal modifié "(t) de FID : - soustraction du module du signal S(t) complexe de FID au module du signal modifié "(t) de FID puis de soustraction du résultat obtenu à l'étape précédente au module du signal modifié "(t) de FID ; ou , alternativement : 25 -application d'une transformée de Fourier au module du signal S(t) complexe de FID et au module du signal modifié "(t) de FID ; puis soustraction du spectre du module du signal S(t) au spectre du module du signal modifié "(t) de FID ; puis soustraction du résultat obtenu à l'étape précédente au spectre du module du signal modifié "(t) de FID. 30 Dans la présente invention, le terme antenne désigne tout type de récepteur d'ondes électromagnétiques. Selon un autre mode de réalisation, l'invention porte sur un procédé d'analyse par résonance magnétique nucléaire (RMN) d'au moins un échantillon comprenant au moins une espèce à caractériser ainsi qu'une espèce de référence prise parmi l'eau ou un solvant, la teneur de l'espèce de référence dans le solvant étant au moins supérieure à deux fois la teneur de l'au moins une espèce à caractériser. Le procédé comprend les étapes suivantes : a. application d'au moins un champ Bo constant sur l'au moins un échantillon, b. acquisition par une ou plusieurs antennes d'un ou plusieurs signaux complexes de décroissance libre d'induction (FID), chaque signal complexe de FID comprenant une partie réelle et une partie imaginaire, l'étape d'acquisition étant effectuée de manière à ce que dans chaque signal complexe de FID l'amplitude du signal de l'espèce de référence soit au moins deux fois supérieure à l'amplitude de celui de l'au moins une espèce à caractériser, c. pour chaque signal complexe de FID, génération d'un module de FID obtenu par extraction du module de chaque signal complexe de FID, d. application d'une transformée de Fourier à un signal prenant en compte le module de FID, cette étape étant optionnelle. Toutes les caractéristiques énoncées ci-dessus peuvent être combinées avec ce mode de réalisation. BRÈVE DESCRIPTION DES FIGURES Les buts, objets, ainsi que les caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront mieux de la description détaillée d'un mode de réalisation de cette dernière qui est illustré par les dessins d'accompagnement suivants dans lesquels : La FIGURE 1 décrit brièvement le type de signaux FID détectés par toute 30 antenne des équipements RMN connus. La FIGURE 2 compare, à partir du cas d'une seule antenne et d'une seule acquisition d'un signal FID, la méthode de l'invention et le traitement conventionnel du signal FID. La FIGURE 3 illustre le cas où l'on procède à plusieurs acquisitions successives pour obtenir un signal FID ayant un RSB suffisant pour pouvoir être exploité. La FIGURE 4 compare des résultats expérimentaux qui illustrent l'avantage d'utiliser le module pour le traitement des signaux FID. La FIGURE 5 illustre le cas où l'on procède à l'acquisition d'une image spectroscopique d'un volume de tissus incluant plusieurs voxels. La FIGURE 6 compare des résultats expérimentaux obtenus pour deux voxels situés à des positions différentes dans un cerveau humain. La FIGURE 7 illustre le cas où l'on procède à l'acquisition des signaux FID à partir d'un réseau d'antennes. La FIGURE 8 illustre les étapes du procédé de l'invention pour le traitement des signaux FID capturés à partir d'un réseau d'antennes et les compare à celles de leur traitement conventionnel. La FIGURE 9 compare des résultats expérimentaux obtenus à partir d'un réseau d'antennes. Les FIGURES 10a et 10b décrivent le repliement d'artefacts résultant de l'utilisation du module pour le traitement de signaux RMN. Les FIGURES 11a à 11c décrivent un procédé selon un mode de réalisation de l'invention, procédé dit DFRR, où l'on remplace une moitié du spectre par un modèle de l'espèce de référence (l'eau). Les FIGURES 12a à 12f décrivent le traitement, selon un mode particulier de réalisation de l'invention, des artefacts antisymétriques ou « sidebands ». La FIGURE 13 est un organigramme des étapes d'un mode de réalisation du 25 procédé de correction de phase et/ou de fréquence de signaux FID selon l'invention. La FIGURE 14 illustre les résultats de simulation de bruit obtenus avec différentes mises en oeuvre du procédé de l'invention. La FIGURE 15 montre des spectres extraits d'un même voxel d'une acquisition 30 CSI avec écho long sur un cerveau sans suppression de l'eau. La FIGURE 16 montre deux spectres d'un même voxel d'une acquisition CSI avec écho court effectuée sur un cerveau avec suppression partielle de l'eau. La FIGURE 17 illustre les différences qui peuvent être obtenues lorsqu'on utilise le traitement du module avant ou après un filtrage spatial sur une acquisition CSI avec écho court sur un fantôme. La FIGURE 18 illustre la même chose que la figure précédente sur un cerveau. La FIGURE 19 montre l'influence de l'application du traitement du module avant ou après le filtrage spatial sur une acquisition CSI d'un cerveau avec écho long. Les FIGURES 20 et 21 illustrent le même effet que celui de la figure précédente sur une acquisition CSI effectuée d'une part sur un fantôme et, d'autre part, sur un patient. La FIGURE 22 est un organigramme des étapes d'un mode de réalisation du procédé selon l'invention. La FIGURE 23 illustre la nécessite de conserver une partie au moins du signal de référence à l'acquisition pour pouvoir mettre en oeuvre de manière efficace le procédé selon l'invention. Les dessins joints sont donnés à titre d'exemples et ne sont pas limitatifs de l'invention. DESCRIPTION DÉTAILLÉE DE L'INVENTION La figure 1 décrit brièvement le type de signaux détectés par toute antenne d'un équipement RMN. Le signal peut être observé après chaque émission d'une impulsion électromagnétique B1 utilisée pour perturber les noyaux d'hydrogène ou protons à l'équilibre dans le champ magnétique constant BO. Comme on l'a vu, la fréquence RF utilisée doit être de préférence en résonance avec la fréquence de Larmor des protons pour l'intensité du champ magnétique BO développé par l'équipement RMN considéré et qui est d'autant plus élevée que le champ BO est grand. Comme mentionné elle croît de 42 MHz par tesla. Le signal RMN détecté est qualifié de FID de l'anglais « free induction decay » c'est-à-dire « décroissance libre de l'induction ». Il est représentatif du retour à l'équilibre des noyaux après que la perturbation électromagnétique à laquelle ils sont soumis a cessé. Par des moyens classiques qui ne sont pas décrits et qui ne sont pas nécessaires à la compréhension de l'invention, le signal FID capturé provient d'une entité volumique élémentaire de la zone couverte par l'antenne 101. Cette entité élémentaire est qualifiée de voxel 110. La taille physique d'un voxel dépend de la résolution volumique de l'équipement RMN utilisé. Le signal capturé par l'antenne est classiquement traité par un récepteur électronique 120 comprenant principalement un amplificateur analogique 121 et deux convertisseurs analogique numérique (CAN) 124. De manière conventionnelle, après amplification, on procède en effet à une conversion de fréquence et à une détection en quadrature du signal analogique FID capturé par l'antenne à partir de signaux 122 déphasés de 90°. La conversion de fréquence a pour but de transposer le signal FID dans une gamme de fréquences compatible avec le fonctionnement des CAN qui suivent. Après filtrage 123 on obtient ainsi, pour chaque antenne, un signal complexe ayant une partie dite « réelle » et une partie dite « imaginaire ». Les signaux électriques analogiques ainsi obtenus, tous deux bien réels, sont alors échantillonnés chacun par un CAN 124 de façon à disposer d'un signal FID complexe sous forme numérique 130 ayant une composante « réelle » 132 et une composante « imaginaire » 131, c'est-à-dire en quadrature avec la partie réelle. Typiquement, pour chaque signal FID capturé, le nombre d'échantillons numériques dont on dispose pour chacune des voies est de l'ordre de 210 c'est- à-dire 1024 échantillons. Le signal numérique 130 est ainsi susceptible d'être traité à l'aide de tous les moyens logiciels et matériels qui ont été développés depuis des décennies pour le traitement numérique des signaux analogiques. Ces moyens comprennent notamment des processeurs numériques spécialisés dits « processeurs de signaux » et d'algorithmes spécifiques notamment ceux pour mettre en oeuvre les transformées de Fourier qui permettent de faire une analyse spectrale des signaux temporels reçus. Les diagrammes 140 et 150 représentent, sous forme analogique, les deux composantes d'un exemple de signal FID. Il s'agit, respectivement, de la partie réelle et de la partie imaginaire d'un signal FID capturé par l'antenne après amplification, conversion et détection en quadrature du signal. En première approximation, le signal FID est une simple exponentielle décroissante. En réalité, comme il peut être perturbé par de nombreuses sources extérieures, le fait d'introduire une amplitude qui dépende du temps permet de ne faire aucune supposition sur la forme du signal FID. D'un point de vue calcul mathématique chaque signal d'antenne est ainsi une expression complexe qui est fonction du temps (t) de la forme : A(t) = Ao(t)el(wt+9) ou w représente la fréquence de résonance de l'eau et ço la distorsion de phase. L'exemple de la figure 1 représente le cas simple d'une acquisition unique du signal FID à partir d'une seule antenne. On suppose en effet dans cet exemple simple que le signal capturé est d'amplitude suffisante pour être traité après une seule acquisition et qu'il n'est pas nécessaire de procéder à plusieurs acquisitions successives pour améliorer le RSB comme on le verra dans certains des cas décrits ci-après. On pourra noter que si le patient bouge pendant l'acquisition d'une FID alors on a une modification de la fréquence et de la phase entre le début de la FID et la fin de la FID ce qui peut entrainer une modification de la forme des raies après transformée de Fourier et pourrait diminuer la précision des résultats obtenus avec le procédé selon l'invention. Ceci est en pratique peu probable car le temps d'acquisition d'une FID est de quelques millisecondes. Par contre si le patient bouge entre le moment où l'on a réglé la fréquence est le moment où l'on commence l'acquisition de la FID (de 1 à plusieurs secondes), on se retrouve dans le cas décrit par la suite. On remarquera aussi que le signal de l'eau est normalement « en résonance » c'est-à-dire que l'on règle la fréquence de conversion du récepteur exactement sur la fréquence de résonance du signal de l'eau. Lorsque ce réglage est exact, le signal de l'eau apparait effectivement comme une exponentielle décroissante. Lorsque ce réglage n'est pas exact, la fréquence du signal de l'eau est légèrement différente de la fréquence de conversion. Cela se traduit par une oscillation du signal FID. L'exponentielle décroissante est alors modulée par un sinus dont la fréquence est égale à la différence entre la fréquence du signal de l'eau et la fréquence de conversion du récepteur. L'oscillation du signal FID de la figure 1 traduit ce décalage en fréquence. Un signal acquis exactement « en résonance » serait semblable à celui du diagramme 222 de la figure 2. En ce qui concerne la phase du signal, elle est arbitraire car la phase du signal FID reçu est complètement indépendante de la phase du signal de conversion du récepteur. La conversion en fréquence au niveau du récepteur se fait en soustrayant du signal FID un signal de fréquence égale à la fréquence de Larmor. Mais le récepteur ne connait pas la phase du signal de FID. Il y a donc forcément un décalage aléatoire entre la phase du signal utilisé par le récepteur et la phase du signal de l'eau. Cela se traduit sur la figure par le fait que le premier point de la FID n'est en général pas réel. Les coordonnées de ce premier point dans le plan complexe sont dans cet exemple, si l'on se reporte aux diagrammes 140 et 150, approximativement (-60,-100). Si le signal était bien en phase les coordonnées de ce point serait (116,0) c'est à dire 116 pour la partie réelle, et 0 pour la partie imaginaire. La figure 2 compare, à partir du cas de la figure 1, c'est-à-dire celui d'une seule antenne et d'une seule acquisition du signal, la méthode de l'invention et le traitement conventionnel du signal FID. Comme on l'a vu dans la figure précédente on dispose pour le signal capturé par une antenne d'une partie réelle 140 et d'une partie imaginaire 150. Le traitement conventionnel du signal FID est donc effectué dans le plan complexe. La transformée de Fourier correspondante 210, qui permet de passer du domaine temporel au domaine fréquentiel et d'obtenir une analyse spectrale du signal reçu, reflète les glissements de fréquence 213 et de phase possiblement présents dans le signal complexe 130 obtenant ainsi le spectre fréquentiel 212 auquel il faut appliquer successivement une correction de phase 214 et de fréquence 216 pour retrouver le signal de l'eau 211 en résonance, c'est-à-dire calé sur la fréquence 0 de la transformée de Fourier Comme mentionné dans la description de la figure 1, le signal complexe de RMN est obtenu en déphasant de 90° une partie du signal reçu. Cependant, le signal recueilli est bien réel, et une fois que toutes les opérations ont été menées dans le plan complexe, pour plus de facilité mathématique, on s'arrange pour que le spectre obtenu soit lui aussi réel. À cette fin, la partie imaginaire introduite pour des raisons de facilité de calcul est alors retirée. Si l'on suppose que le signal FID est une exponentielle décroissante on obtient alors des raies étroites dites « Lorentziennes » telles que celles représentées dans le diagramme 214. Les raies du diagramme 212 sont un mélange de lorentziennes et de raies en dispersion. L'opération de mise en phase ou phasage consiste à récupérer les lorentziennes dans la partie réelle et à mettre les raies en dispersion dans la partie imaginaire. Une fois cette opération réalisée, la partie imaginaire peut être mise de côté et on ne continue à travailler que sur la partie réelle. Le glissement de fréquence est le même que celui précédemment décrit en figure 1. Dans la figure 1 il se traduit par une modulation du signal FID alors que dans la figure 2 c'est sa représentation spectrale qui apparaît. Le glissement en fréquence est dans ce cas, comme on l'a vu, dû à la différence entre la fréquence de démodulation utilisée par le récepteur et la fréquence effective du signal de l'eau. On remarquera ici qu'il faut pouvoir différencier ce qui est phase et fréquence dites « globales », telles que décrites ci-dessus, des phase et fréquence dites « relatives » qui correspondent à une différence de phase ou de fréquence par rapport à un autre signal FID, ou à une autre localisation. Si on acquiert successivement deux signaux FID, ils auront tous deux la même phase et la même fréquence globale puisque le signal de démodulation du récepteur n'a pas changé d'un signal FID à l'autre. Par contre si le patient a bougé pendant l'acquisition, la phase et la fréquence du second signal FID seront légèrement différentes du premier. C'est le cas également pour des signaux FID provenant de voxels différents comme dans le cas d'une analyse dite CSI décrite en figure 5 (une analyse CSI, acronyme de l'anglais « chemical shift imaging » signifie « imagerie de déplacement chimique » de la fréquence de résonance des noyaux comme déjà discuté brièvement plus haut). La phase et la fréquence provenant de voxels différents seront légèrement différentes en raison des variations de champ BO, mais fréquence et phase « globales » seront les mêmes pour tous les voxels. Il y a donc en fait deux corrections à faire : une générale qui consiste à corriger les variations de phase et de fréquence générées par le convertisseur, puis FID par FID ou voxel par voxel, on pratique une correction des petites variations induites par le mouvement du patient ou les variations de champ BO. L'invention permet de réaliser ces deux opérations en une seule fois. Le traitement selon l'invention du signal capturé par l'antenne commence par le calcul du module 220 du signal complexe 130 tel que défini ci-dessus. Dans l'expression complexe mentionné ci-dessus et qui est fonction du temps (t) A(t) = Ao(t)eeut+9), le terme Ao(t) est le module ou amplitude du signal complexe. Ce module est indépendant de la fréquence et de la phase. D'un point de vue pratique, le module à chaque instant t est donc la racine carrée de la somme des carrés des parties réelle et imaginaire du signal FID à cet instant t tel que capturé et converti par le module électronique 120 associé à chaque antenne. Ainsi, à chaque instant t, le module du signal FID est défini par Module de FID(t) = I A(t) I = (Ao(t)2 [cos(wt-F(p)2+sin(wt-F(p)2D1/2 Le terme [cos(wt-F(p)2+sin(wt-F(p)2] étant égal à 1, on obtient le module du signal FID(t) = Ao(t). S'étant affranchi des termes de phase et de fréquence parasites, on peut maintenant se consacrer à la quantification de Ao(t) ce qui est en réalité le but de l'expérience. Le signal obtenu correspond donc à chaque instant au module de la FID. Il est qualifié dans la présente de demande de brevet de « module de FID » ou plus simplement de module. Un exemple de ce type de signal est illustré par le diagramme 222. On applique ensuite sur le module de FID 222 la transformée de Fourier 230 afin d'obtenir son spectre fréquentiel 232. Le module du signal capturé par l'antenne ne portant aucune information de fréquence ni de phase ne nécessite donc pas qu'on y applique les corrections 214 et 216 du mode de traitement conventionnel brièvement décrit ci-dessus. En particulier le spectre de l'eau 231 est alors toujours bien centré sur la fréquence 0. Le spectre du module, qui est un signal ayant une partie réelle uniquement, est caractérisé par le fait qu'il est symétrique 233. Il est directement exploitable par les processus suivants qui sont particuliers à chaque application RMN. L'invention permet ainsi de se passer d'étapes dédiées aux corrections de phase et de fréquence, ces étapes nécessitant habituellement un temps de traitement significatif, voire bien souvent l'intervention manuelle d'un opérateur. De préférence, on choisira un échantillon qui ne présente pas, avec une solution classique basée sur une transformée de Fourier dans le domaine temporel, de signal de part et d'autre de la fréquence correspondant à celle de l'espèce majoritaire. Le spectre du module étant symétrique on n'en retient en général qu'une des moitiés. On remarquera aussi que la transformée de Fourier du module de la FID est plus simple notamment parce que la quantité de données à traiter est moitié de celles qu'il faut traiter de façon conventionnelle où l'on opère simultanément sur les parties réelles et sur les parties imaginaires des signaux FID capturés. Le temps de traitement est donc considérablement réduit ce qui permet d'effectuer un traitement en temps réel sans impacter les utilisateurs. En particulier, on notera que le fait de ne travailler que sur un signal réel divise par deux l'occupation de la mémoire vive de l'ordinateur. Ceci permet de travailler sur un plus gros volume de donnée sans risquer un ralentissement de la machine. De plus, le fait de n'avoir à garder que la moitié du spectre après traitement divise par quatre le volume total de données à sauvegarder. Le gain en temps de calcul n'est effectivement obtenu que si la taille des données est supérieure à la taille de la mémoire allouée par l'ordinateur. Ceci est cependant souvent le cas notamment pour les analyses dites CSI, plus particulièrement décrites en figure 5, qui se font en haute résolution et mettent en jeu des tailles de données pouvant atteindre quatre gigaoctets, c'est-à-dire 4x109 octets. De manière surprenante, bien qu'une partie des informations captées par les antennes (l'information de phase) soit éliminée lors de la prise en 20 compte du module de la FID, le RSB demeure parfaitement satisfaisant. On notera ici que l'invention s'adresse plus particulièrement aux applications RMN qui s'intéressent à l'analyse des pics secondaires 234 qui apparaissent dans la décomposition spectrale et qui sont engendrés par des métabolites possiblement présents dans les tissus examinés. L'eau constituant 25 la majeure partie des tissus génère un signal de très forte amplitude 231 qui agit comme une porteuse et comme une référence pour les pics secondaires 234 que l'on désire détecter et qui sont caractéristiques dans le voxel examiné de la présence de métabolites. Ceux-ci créent un « chemical shift », terme utilisé dans la littérature technique en anglais sur ces sujets pour qualifier un 30 « glissement ou décalage chimique » de la fréquence de précession des noyaux mis en résonance. Le glissement ou décalage fréquentiel apparaît dans la décomposition spectrale sous la forme de pics secondaires décalés qui révèlent la présence de ces métabolites. Le décalage en fréquence est caractéristique de la nature du métabolite. La surface du pic, relativement à celle de l'eau, permet de quantifier leur concentration dans le tissu examiné. La figure 3 illustre le cas où il faut procéder à plusieurs acquisitions 310 successives pour obtenir un signal FID ayant un RSB suffisant pour pouvoir être exploité par l'application. Les traitements conventionnel et selon l'invention du signal FID sont pour l'essentiel identiques à ce qui est décrit dans la figure 2. Les seules différences concernent les étapes de sommation. Dans le traitement conventionnel on doit sommer séparément les parties réelles 320 et imaginaires 330 des signaux FID successifs capturés Au contraire, dans le traitement selon l'invention on procède d'abord au calcul du module 340 de chaque signal de FID. Seuls les modules de FID ont alors besoin d'être sommés 350 avant d'appliquer la transformée de Fourier 230 sur le module résultant, ce qui simplifie sensiblement le processus de calcul dans le cas de l'invention. La sommation est dans ce cas réalisée sur des signaux phasés et alignés les uns par rapport aux autres, contrairement au cas conventionnel. Ceci permet d'obtenir un RSB optimum. La figure 4 compare des résultats expérimentaux qui illustrent l'avantage d'utiliser le module 420 pour le traitement des signaux FID au lieu d'utiliser le traitement conventionnel séparé des parties réelles et imaginaires 410. Les figures 410 et 420 mettent l'accent sur la partie intéressante de chacun des spectres c'est-à-dire qu'elles ne montrent que les parties concernant les métabolites. Le signal de l'eau et le signal symétrique du volume ont été éliminés afin de rendre plus visible la région 422 du spectre. Le diagramme 420 montre que le traitement du module améliore sensiblement le RSB du signal FID capturé et permet de diminuer la largeur des raies du spectre. Notamment, comme le montre cet exemple, la diminution de la largeur des raies révèle quelques petites résonances secondaires 422 qui n'étaient pas visibles dans le spectre conventionnel. L'invention permet ainsi de détecter des espèces difficilement détectables voire non détectables avec les solutions de l'art antérieur. La forme des résonances est également améliorée 424. On sait que la correction de phase et de décalage ou glissement en fréquence de chaque FID, illustrée dans la figure 2, avant sommation, améliorerait la largeur des raies du spectre et le RSB. Cette correction n'est cependant en pratique jamais effectuée en raison de la difficulté qu'il y aurait à trouver la phase et la fréquence de chaque FID en temps réel avant sommation. Utiliser le module des signaux FID comme dans l'invention est donc une manière rapide, simple et robuste pour corriger l'effet des mouvements de la cible qui sont principalement à l'origine des glissements de phase et de fréquence observés lors de l'acquisition des signaux FID. La figure 5 illustre le cas où l'on procède à l'acquisition d'une image spectroscopique d'un volume de tissus incluant plusieurs voxels. Ce type d'analyse par CSI se pratique de façon classique en surimposant des gradients de magnétisation à la magnétisation fixe Bo de façon à pouvoir pratiquer une discrimination spatiale des signaux en provenance de chacun des voxels. Ce cas est similaire à celui de la figure 1 mais s'adresse à un volume de voxels 510 pour lesquels on peut constater entre eux des décalages de phase et de fréquence dus aux inhomogénéités du champ magnétique BO. On remarquera ici que tout ce qui est fait dans le domaine spatial est strictement identique à ce qui se fait de manière conventionnel en imagerie RMN. De la même façon que l'on réalise une transformation de Fourier pour passer d'un signal FID à son spectre, on réalise une transformation de Fourier pour passer des signaux codés par les gradients de champ magnétique aux signaux spatialement résolus. La transformation de Fourier qui convertit le signal FID en un spectre travaille sur un signal temporel et le transforme en fréquentiel d'où le nom de TF temporelle (ou fréquentielle). La transformation de Fourier qui fait passer des signaux codés par les gradients en une image RMN travaille dans la dimension spatiale. Ce traitement est spécifique à une analyse CSI et est effectué en amont, avant même que l'invention ne soit appliquée. La figure 5 montre que la technique de l'invention est compatible avec celle des analyses CSI. Comme on l'a vu précédemment les corrections globales sont celles qui concernent tous les signaux FID de manière identique. Il s'agit principalement des décalages en fréquence et en phase entre le signal de démodulation du récepteur et le signal effectivement acquis. Les corrections locales ou relatives sont celles qui concernent les différences de phase et de fréquence observées entre deux signaux FID acquis, soit à partir de deux bobines différentes, soit successivement par une même bobine ou soit encore si les signaux FID proviennent de régions spatialement différentes. Les différences observées sont, suivant les cas, provoquées par : un mouvement du patient, l'électronique des bobines, les variations spatiales de champs BO ou une combinaison de ces phénomènes. La figure 6 compare des résultats expérimentaux obtenus dans les conditions décrites dans la figure précédente pour deux voxels situés à des positions différentes dans un cerveau humain. Les diagrammes 610 et 620 d'une part et 630 et 640 d'autre part décrivent, respectivement, les signaux obtenus pour deux voxels à des positions différentes (1 et 2) avec un traitement conventionnel des signaux FID capturés et un traitement selon l'invention de leurs modules. On remarque que les décalages de fréquence 650 et de phase 660 qui apparaissent dans le traitement conventionnel des signaux capturés n'apparaissent plus 670 dans le traitement du module ce qui améliore très sensiblement leur quantification. On notera ici que dans le cas décrit dans les figures 5 et 6 ci-dessus, c'est-à-dire pour l'acquisition de signaux CSI, on pourra avoir aussi à procéder à des acquisitions multiples pour améliorer le RSB. L'invention s'appliquera également comme décrit précédemment et en particulier comme décrit dans la figure 3 avec sommation des modules des FID. La figure 7 illustre le cas où l'on procède à l'acquisition des signaux FID à partir d'un réseau d'antennes comme discuté dans le chapitre sur l'état de la technique. L'invention est particulièrement avantageuse pour ce cas complexe où il faut aussi pouvoir corriger facilement les différences importantes, notamment de phase, qui peuvent exister entre les antennes individuelles. Dans ce cas, le signal FID émis par chaque voxel 110 est capturé par plusieurs antennes. Deux antennes, 101 et 102, sont représentées dans cet exemple. Il est courant d'en associer un plus grand nombre, par exemple des réseaux de huit antennes sont fréquemment utilisés. Chaque antenne individuelle est munie de son propre système de réception, 1201 et 1202 dans cet exemple, délivrant chacun un signal FID complexe, 1301 et 1302. Les diagrammes 710 et 730 d'une part et 720 et 740 d'autre part sont, respectivement, des exemples des parties réelles et des parties imaginaires des signaux FID complexes délivrés par chacune des antennes. Comme attendu, on peut constater de fortes différences 750 dans la phase et l'amplitude des signaux capturés par les antennes individuelles du réseau d'antennes. On notera ici qu'il existe un décalage global de phase et de fréquence qui est commun à toutes les antennes individuelles du réseau cependant les différences individuelles de phase et d'amplitude entre antennes doivent toujours être compensées comme on va le voir ci-après. La figure 8 illustre les étapes du procédé de l'invention pour le traitement des signaux FID capturés à partir d'un réseau d'antennes et les compare à celles de leur traitement conventionnel. Le processus de l'invention reste extrêmement simple et n'est pas sensiblement différent de ce qui a été décrit dans la figure 3 pour l'acquisition successive de signaux FID à partir d'une seule antenne. Dans le cas de la figure 8 les signaux sont acquis, de préférence simultanément, et on procède au calcul du module 340 sur chacun des signaux acquis à partir des antennes individuelles 101 et 102 dans cet exemple. Il n'est pas exclu bien sûr de procéder aussi, comme dans la figure 3, à des acquisitions multiples dans le cas d'un réseau d'antennes. Une différence notable dans le cas d'un réseau d'antenne est qu'il faut à l'étape suivante 810 procéder à une correction de l'amplitude des modules provenant d'antennes différentes afin de tenir compte de toutes les différences existant inévitablement entre les antennes individuelles formant le réseau. Une méthode pour appliquer cette correction de l'amplitude consiste à 30 effectuer une pondération de chaque signal de FID. On peut par exemple appliquer à chaque module de FID un facteur de pondération de la bobine dont il provient, ce facteur de pondération étant égal au carré du module de la FID à l'instant t=0 divisé par la somme des carrés des module des chaque FID à l'instant t=0. On procède ensuite, comme précédemment, à la sommation 350 des modules dont l'amplitude vient d'être pondérée. On peut alors calculer la 5 composition spectrale du module résultant de la combinaison des signaux FID à l'aide d'une transformée de Fourier 230. Il convient de noter que la pondération des signaux de FID, bien que préférable, n'est qu'optionnelle. Par comparaison le processus conventionnel, beaucoup plus complexe, 10 figure sur la partie gauche de la figure 8. Cette partie est aussi à comparer avec la figure 2 qui ne concerne qu'un signal FID. On remarquera ici que dans le cas de la figure 2 la correction de phase peut être indifféremment réalisée avant ou après la transformation de Fourier puisqu'il n'y a qu'un seul signal FID. Elle est traditionnellement effectuée manuellement après la transformée de Fourier car 15 il est plus simple de visualiser les variations de phase sur le spectre que sur le signal FID. Dans le cas de la figure 8 cette correction est réalisée avant car on recombine d'abord les signaux des différentes bobines avant d'effectuer le traitement. Toutefois, on pourrait aussi envisager de réaliser la transformée de Fourier de chaque signal de chaque bobine, puis de les phaser et de les 20 sommer. Cependant, cela demande alors de réaliser autant de transformations de Fourier qu'il y a de bobines, par exemple 64 si l'on dispose de 64 bobines. La figure 9 compare des résultats expérimentaux obtenus à partir d'un réseau d'antennes dans les conditions décrites dans la figure précédente. Les diagrammes 910 et 920 montrent les spectres obtenus après 25 acquisition et sommation des signaux FID, transformation de Fourier puis suppression de la raie de l'eau dans ces exemples pour mieux visualiser les métabolites. Le diagramme 920 montre la partie réelle du spectre obtenue à l'issue du traitement conventionnel des signaux FID. Comme mentionné précédemment, la partie imaginaire est introduite artificiellement par le 30 récepteur et ne contient aucune information supplémentaire. Elle n'est donc utilisée que lors du traitement des signaux, jamais dans la présentation des résultats. Le diagramme 910 montre le résultat du traitement selon l'invention du module des signaux FID. Comme déjà mentionné, le traitement du module conduit à une symétrisation du spectre dont on ne garde qu'une moitié. Les pics présents sur le diagramme 920 obtenu avec les systèmes connus se retrouvent bien dans le diagramme 910 obtenu avec la solution de l'invention. Ainsi, en dépit de la perte d'information induite par la prise en compte du module avant sommation des différentes FID, les métabolites peuvent toujours être caractérisés. Caractériser une espèce consiste généralement à identifier la nature de cette espèce dans l'échantillon et/ou à la quantifier. On remarque en outre que ses pics sont très étroits, ce qui permet une caractérisation précise et montre que le rapport signal/bruit n'est pas dégradé de manière visible par le traitement selon l'invention du module du signal. Comme le montre la figure 9 il peut être avantageux de supprimer l'eau pour améliorer l'acquisition des signaux provenant des métabolites. En effet, dans le cerveau, le signal de l'eau est très supérieur à celui des métabolites, de l'ordre de 105 fois. Afin de bénéficier de toute la dynamique des convertisseurs analogique numérique (CAN) le signal de l'eau est souvent supprimé partiellement ou complètement avant acquisition du signal FID. Dans les méthodes connues et comme dans le cas du résultat de la figure 920 qui illustre un traitement conventionnel, le signal de l'eau est typiquement supprimé en deux étapes. Une première étape est effectuée lors de l'acquisition en utilisant une séquence appropriée (il s'agira d'une atténuation dans ce cas). Comme cette suppression n'est jamais parfaite, une seconde suppression est réalisée après sommation pour diminuer le nombre de signaux à traiter, en général juste avant la quantification des spectres. Comme mentionné ci-dessus la première suppression a pour but de diminuer l'amplitude du signal reçu par le convertisseur analogique numérique du récepteur, et donc de garder la pleine plage de codage, qui est typiquement de 16 bits, pour numériser au mieux les signaux les plus petits. La seconde étape est réalisée pour faciliter la quantification des métabolites. Pour cela on modélise le signal de l'eau en réalisant une décomposition en valeur singulière du signal, et en ne retenant dans les composantes principales que celles qui correspondent au signal de l'eau. On reconstruit un signal à partir de ces valeurs que l'on soustrait au spectre. Toutefois, comme on l'a vu, le signal de l'eau est utilisé comme signal de référence de phase et de fréquence dans le cadre de l'invention. On pratique alors une suppression uniquement partielle de l'eau pour garder un signal d'amplitude suffisante pour être exploité. Comme déjà aussi mentionné précédemment le signal de l'eau peut également être utilisé comme référence de concentration pour estimer la concentration absolue des métabolites. Il est dans ce cas nécessaire d'obtenir la totalité du signal de l'eau. Souvent, pour concilier les impératifs liés à une meilleure visualisation des métabolites d'une part et à leur quantification d'autre part on peut être amené à pratiquer deux expérimentations successives, l'une avec suppression partielle ou totale de l'eau et l'autre sans. Les aspects théoriques de l'invention sont supportés par les développements mathématiques qui suivent. Si A(t) est le signal acquis depuis un voxel fait d'un seul composé, c'est- à-dire une seule espèce, en l'absence de bruit, il s'exprime comme indiqué dans l'équation [1] ci-après : 1 i [1] dans laquelle Ao(t) est la forme d'onde du signal FID, w la fréquence de résonance du composé unique et cp représente toutes les distorsions de phase. Une façon de corriger les distorsions de phase consiste à prendre le module du signal comme indiqué dans l'équation [2] ci-après : [2] Le module enlève également l'information de fréquence et après transformation de Fourier le résultat est un signal « en résonance ». Si on suppose maintenant que le composé unique correspond au pic de l'eau, on obtient, en utilisant la même notation que dans l'équation [1], l'expression suivante : On notera que dans ces équations l'espèce de référence est considérée comme étant l'eau. L'invention n'est cependant pas limitée à l'eau comme espèce de référence. Ainsi, ces équations seront pourront être utilisées en remplaçant l'eau par n'importe quel solvant faisant office d'espèce de référence. En ajoutant un autre composé au signal de l'eau, le module du signal acquis devient alors : 11.%51 011 H201 i+ CH20i + [4] Dans cette expression le caractère * indique la conjuguée complexe. En utilisant les équations [1] et [3], après développement, le produit sous la racine carrée peut être écrit comme suit : + 2. ic,(1 L'OS (9- (9.. Ji + Si on introduit maintenant les termes Aco = co-coH20 et Aço = ço - ÇOH20 qui correspondent respectivement aux glissements de fréquence et de phase entre le composé ajouté et celui de l'eau on obtient : + - 1- f r )cos Aoy f t + 1,c,rrco,,(Awi - + (1 - cos Acox - COS( - + ) sin( + et finalement l'équation [5] = (i)+ (1)co Aue +.A(/)). sin(Ao)? - ) [5] + .11 (t)cos( Ac..rt + L10 En faisant l'hypothèse que AH20(t) est très grand devant A2(t), ce qui est le cas dans toutes les expérimentations où l'on ne supprime pas l'eau, le second terme de l'expression peut être négligé. On obtient alors l'expression suivante : si( coi + Arp) + (1 cos() ) ;ln COS 3tUr - ..Sr) [6] La description de l'invention qui continue ci-après tient compte de ce que la technique exposée en détail dans les figures précédentes (figures 1 à 9) et qui consiste à utiliser le module des signaux FID peut, pour certaines applications, présenter des limitations. En effet, comme on l'a vu, l'utilisation du module des signaux FID entraîne une symétrisation du spectre autour de la fréquence de l'espèce de référence, le plus souvent l'eau 1010, de telle façon que, comme illustré dans les figures 10a et 10b, le bruit 1030 et les éventuels artefacts 1020 qui sont situés à gauche du spectre se superposent alors au signal résultant de la symétrisation comme illustré dans la figure 10b. On constate alors, non seulement une augmentation du bruit, mais aussi un repliement des artéfacts dans la partie intéressante du spectre, celle de droite 1040, dans laquelle se trouve le plus généralement les métabolites que l'on cherche à analyser. Les artefacts peuvent être dus à plusieurs raisons. Parmi ces raisons, l'on peut citer : - des signaux non désirés qui peuvent provenir de la région explorée, ou de régions proches de la région explorée. Ces signaux devraient être éliminés par la séquence d'acquisition, mais cette élimination peut être défaillante, à cause par exemple de mouvements du sujet, de mouvements d'objet autour de l'aimant qui peuvent modifier le champ magnétique (ouvrir et/ou fermer une porte de la pièce par exemple), d'une mauvaise homogénéité du champ magnétique, d'une variation du champ magnétique au cours du temps. - des signaux désirés mais qui pour les même raisons que citées ci- dessus sont décalées par rapport à leur fréquence de résonance normale. Par exemple de l'eau issue d'une région où l'inhomogénéité du champ fait que sa fréquence de résonance est décalée de plusieurs Hertz par rapport à la fréquence de résonance de la région explorée (oeil, liquide synovial,...) peut apparaître comme une résonance supplémentaire. - des perturbations électromagnétiques (onde radio, wifi, ...) qui sont captées par la sonde de RMN et se superposent au spectre. - un signal parasite. Par exemple, les séquences d'acquisition comportent de nombreuses impulsions et il peut se trouver que certaines 5 combinaisons de ces impulsions créent un signal parasite qui vient se superposer au spectre. Comme indiqué précédemment, quelle que soit la cause de ces artefacts, ces derniers et/ou le bruit situés à gauche du signal de l'eau se retrouvent, par la symétrisation induite par le module, superposés au signal 10 situé à droite de l'eau. Les figures 11a à 11c illustrent et décrivent brièvement la solution qui est apportée à ce problème par l'invention. Comme montré sur la figure 11a on procède tout d'abord à une modélisation du spectre de l'eau à partir d'un échantillon que l'on souhaite 15 caractériser. Cette modélisation va être utilisée dans l'invention pour remplacer la moitié du spectre acquis, située à gauche de la fréquence de l'espèce de référence, par la portion correspondante du modèle. On obtient alors le résultat illustré par la figure 11b. Le spectre ainsi recomposé ne comporte ni bruit ni artefact dans la partie gauche. La partie droite correspond au signal acquis 20 comprenant les espèces à caractériser. Les étapes qui suivent sont identiques à celles qui ont été décrites précédemment : on effectue une transformée de Fourier inverse pour revenir à une FID dans le domaine temporel; on extrait le module du spectre recomposé ; puis on repasse dans le domaine fréquentiel, typiquement par une transformée de Fourier, de manière à obtenir un spectre 25 final non perturbé par le bruit et les éventuels artefacts de la partie gauche comme illustré par la figure 11c. On constate que le SNR est alors amélioré, comme attendu, d'un rapport racine carrée de 2 par rapport à la valeur correspondante de la figure 10b. 30 Afin de modéliser la porteuse, c'est à dire le signal de l'espèce de référence, on peut recourir à plusieurs techniques. L'une de ces techniques est largement utilisée dans ce domaine pour modéliser l'eau. Cette modélisation sert ensuite à soustraire le signal modélisé de l'eau au spectre NMR. Cette technique de modélisation est connue sous le nom de HLSVD, acronyme de l'anglais « Hankel Lanczos Singular Value Decomposition » c'est-à-dire « méthode de décomposition en valeurs singulière de Hankel Lanczos ». Appliquée à la présente invention pour modéliser le signal de l'espèce de 5 référence, la méthode HLSVD comprend les étapes principales suivantes : Une matrice est créée à partir du signal de FID (la première ligne de cette matrice contient le signal de FID, les lignes suivantes contiennent les permutations circulaires de ce signal de FID, de 1 point pour la 2ème ligne, 2 point pour la 3ème ligne, etc.) 10 Cette matrice est décomposée en valeurs propres et vecteurs propres, puis seules les 10 ou 20 composantes principales sont retenues. Parmi ces 10 ou 20 (le choix est laissé à l'utilisateur) composantes principales, seules celles qui apparaissent à une fréquence proche de celle du signal de l'eau (par exemple 0.5 ppm autours de la position du signal de l'eau) 15 sont retenues. Un signal de FID est alors reconstruit à partir de ces résonances. Par cette décomposition, le signal de l'eau qui peut avoir une forme arbitraire est décomposé en plusieurs lorentziennes. C'est la somme de ces lorentzienne qui reproduit la forme du signal de l'eau. On pourra notamment se référer à la publication suivante concernant 20 cette technique de modélisation : « SVD-Based Quantification of Magnetic Resonance Signais », dont les auteurs sont PIJNAPPEL, Van DEN BOOGAART, DE BEER, VAN ORMONDT et qui a été publiée dans « Journal of Magnetic Resonance 97, 122-134 (1992) ». La technique décrite dans les figures 11a à 11c apporte cependant elle- 25 même une autre limitation dans les cas où l'on constate la présence dans le spectre capturé d'artefacts antisymétriques généralement qualifiés du terme anglais de « sidebands » puisqu'elles prennent le plus souvent la forme de pics ou de bandes latérales. Ce type d'artefacts 1210 est illustré dans l'exemple de la figure 12a. Ces artefacts présentent deux à deux des fréquences 30 symétriques par rapport à la fréquence de résonance du signal de référence, des amplitudes égales et des signes opposés. Leur traitement par la technique décrite dans les figures 1 à 9, où l'on utilise le module des signaux FID, conduit à superposer dans la partie de spectre à droite de l'eau des artefacts antisymétriques. Ce traitement conduit donc à supprimer automatiquement ce type d'artefacts indésirable et l'on obtient en effet après traitement du module des signaux un spectre, comme montré sur la figure 12b, où ils n'apparaissent plus. Cet avantage est évidemment perdu quand on applique préalablement la technique brièvement décrite dans les figures 11a à 11c qui permet de réduire le bruit et d'enlever les artéfacts asymétriques 1020 du type illustré par la figure 10a. Les figures suivantes décrivent donc une technique complète qui améliore le bruit et permet aussi d'enlever les artéfacts antisymétriques 1210 de type « sideband » et asymétriques 1020. La figure 13 montre, dans le cadre 1310, l'organigramme du traitement du module des signaux FID tel que décrit précédemment dans les figures 1 à 9 et qui s'applique plus particulièrement à un processus de type CSI dans cet exemple sans que cela soit limitatif. Les étapes qui doivent être ajoutées afin d'obtenir les résultats complémentaires mentionnés ci-dessus, c'est-à-dire : amélioration du RSB et suppression des artéfacts, sont incluses dans le cadre 1320. Le traitement supplémentaire est désigné ci-après « DFRR », acronyme de l'anglais « Downfield region replacement » en référence au remplacement d'une partie du spectre par un modèle comme brièvement déjà décrit dans les figures 11a à 11c. Ce traitement peut également être qualifié de substitution d'une partie du spectre par la partie correspondante du spectre du signal de référence. Les composants de l'organigramme ne faisant pas partie de ces deux cadres sont décrits plus loin. À partir du flot des données brutes CSI 1330 capturées, on leur applique un traitement de type transformée de Fourier dans le domaine spatial 1311. L'algorithme utilisé est de type FFT, acronyme de l'anglais « fast Fourier transform », qui est très largement utilisé pour le traitement des signaux analogiques numérisés. La FID d'un premier voxel S(t) est extraite 1313 du fichier CSI 1312 et traitée à l'aide d'une méthode de modélisation telle que la méthode HLSVD mentionnée précédemment. Le modèle du signal de l'espèce de référence est ainsi extrait 1321 de la décomposition en valeurs singulières en sélectionnant les résonances qui sont dans une plage allant de plus ou moins 0,5 ppm (partie par million) autour de la résonance de l'eau. Le signal de l'espèce de référence est désigné par le terme générique Sref(t). Cette espèce de référence étant bien souvent l'eau, dans l'exemple qui suit, le terme utilisé pour le signal de l'espèce de référence sera h2o(t). Naturellement l'invention s'applique quelle que soit l'espèce de référence, cette dernière étant avantageusement prise parmi un solvant. Habituellement, h2o(t) est utilisé pour enlever le signal de l'eau résiduelle et on le retranche du signal S(t). En ce qui concerne l'invention, on calcule à la fois la FFT de S(t) et de h2o(t) conduisant à obtenir, respectivement, S(oe) ) et H20(0 ) (ce dernier terme désignant le spectre des fréquences du signal de l'espèce de référence, typiquement l'eau. Ce dernier terme est équivalent au terme Sref(w) qui est également utilisé dans la présente description, ces deux termes pouvant être interchangés quel que soit le mode de réalisation, et notamment dans les modes de réalisation où l'espèce de référence n'est pas de l'eau). Ces deux étapes de calcul de FFT sont respectivement référencées 1322 et 1323 dans le cadre 1320 de la figure 13. Si l'acquisition est effectuée avec le signal de l'espèce de référence en résonance, S(oe )peut être séparé en deux régions : la région vers les champs faibles (DFR), qui est la moitié de la partie du spectre située à la gauche du signal de l'espèce de référence; et la région vers les champs forts (UFR) qui est l'autre moitié de la partie du spectre à la droite de la résonance de l'espèce de référence. Chacune de ces deux régions s'étend depuis la fréquence de résonance FoRef de l'espèce de référence. De même, le spectre du signal de l'eau modélisé à partir de S(t) peut être séparé en deux régions : la région vers les champs faibles, qui est la moitié de la partie du spectre située à la gauche du signal de l'espèce de référence; et la région vers les champs forts qui est l'autre moitié de la partie du spectre à la droite de la résonance de l'espèce de référence. Chacune de ces deux régions s'étend depuis la fréquence de résonance FoRef' de l'espèce de référence dans ce spectre issu d'une modélisation. En pratique, la fréquence de résonance du signal de l'espèce de référence FoRef du spectre modélisé est égale à la fréquence de résonance du signal de l'espèce de référence FoRef du spectre comprenant toutes les espèces, soit: FoRef = FoRef. Si on suppose maintenant que toutes les résonances des métabolites auxquelles on s'intéresse sont situées dans la partie UFR du spectre, la DFR ne contient que du bruit et des artefacts. Cette région peut donc être remplacée 1324 par la même région extraite du modèle du signal de l'eau H20(0 ) sans modifier la quantification du spectre. La région à droite de l'espèce de référence dans le signal modélisé H20(oe )de l'espèce de référence n'est donc pas soustraite au signal S(oe) comportant les espèces à caractériser, mais elle est substituée à la partie DFR du signal S(oe ). Le remplacement 1324 de la DFR S(oe )par la DFR de H20(0) conduit à un nouveau signal de spectre S(0) caractérisé par une DFR sans bruit et sans artefacts qui peut être décrit comme suit : S(co ) = S(co ) if oe 0 Utiliser H20(oe) en tant que modèle pour la DFR n'introduit pas de rupture dans le nouveau signal S(0) comme ce serait le cas si on avait simplement rendu nulle ou enlevée la DFR. La variable S(0) est toujours continue, sa dérivée est également continue. Comme déjà mentionné on appelle cette étape 1324 du processus DFRR. Si maintenant on calcule 1325 la transformation de Fourier rapide inverse (iFFT) de S(0), on obtient une nouvelle FID -4t) dans le domaine temporel. Puis le module de -4t) est calculé 1326 et réintroduit 1315 dans le fichier CSI original. Ce système a été de préférence choisi parce que la technique de décalage de voxel utilisée est basée sur la manipulation de l'espace dit k (k25 space) qui est une structure de données bien connue et largement utilisée en RMN. Les données sont ensuite reconstruites dans l'espace k. Ensuite, le traitement standard 1360 peut être effectué comme cela se ferait sur les données brutes d'origine dans le cas d'un traitement conventionnel qui emprunterait le chemin direct 1340, comme le prévoit l'état de la technique. Après l'étape de calcul du module du signal modifié s(t)de FID et sa réintroduction 1315 dans le fichier CSI on peut, selon un mode de réalisation, se passer d'appliquer une transformée de Fourier. On réalise alors l'identification et/ou la quantification dans le domaine temporel. Dans ce cas, des logiciels bien connus permettent par exemple de sommer des FID élémentaires prédéterminées et correspondant chacune à une espèce, de manière à approximer le module du signal modifié s(t)de FID. Les FID élémentaires sélectionnées ainsi que le coefficient qui leur est associé pour reconstituer au mieux le module du signal modifié s(t)de FID renseigne sur la nature et la quantification des espèces présentes dans l'échantillon. De manière alternative et préférée, après l'étape de calcul du module du signal modifié s(t)de FID et sa réintroduction 1315 dans le fichier CSI original on peut lui appliquer une transformée de Fourier. On obtient alors un spectre pour chacun des modules du signal modifié -4t), chacun de ces spectres correspondant à un voxel. Un nouveau spectre composite 1(0 = FFT( 1&(0) est alors obtenu. Cependant, la symétrisation induite par le traitement du module va maintenant mélanger l'UFR du spectre original avec la DFR calculée ne contenant ni bruit ni artefact. Comme décrit précédemment dans les figures 1 à 9, l'intensité de la résonance des métabolites est toujours divisée par un facteur deux. Dans cette option de mise en oeuvre de l'invention le bruit est également réduit d'un même facteur ce qui laisse le SNR inchangé. Il n'y a donc plus dégradation du SNR comme précédemment. Comme déjà noté, en présence d'artefacts antisymétriques de type « sideband », ceux situés dans la DFR seront supprimées par le traitement DFRR 1320. Le seul retrait des « sidebands » dans la DFR compromet leur annulation comme déjà discuté ci-dessus. L'invention décrit ci-après une solution pour résoudre ce problème. On montre aussi que le traitement DFRR peut également être utilisé sans suppression de l'eau. Bien que l'exemple ci-dessus soit particulièrement avantageux lorsque le procédé s'applique à l'imagerie de type CSI (donc multi-voxels), ce procédé n'est pas limitatif de l'imagerie CSI. On peut en effet l'appliquer à un traitement monovoxel. Dans ce cas, le procédé sera sensiblement le même, hormis les étapes dédiées aux traitements spatial qui n'ont alors plus de raison d'être. L'étape de filtrage spatial est notamment supprimée. Par ailleurs, bien que le plus souvent les espèces à caractériser se situent à droite du signal de l'espèce de référence, l'invention s'applique également aux cas où les espèces à caractériser se situent à gauche du signal de l'espèce de référence. Comme indiqué dans la description ci-dessus, de manière très majoritaire, les espèces que l'on cherche à analyser se trouvent à droite du signal de référence. Il peut y avoir des espèces à caractériser à gauche de l'eau, mais elles ne sont généralement pas visibles dans les conditions normales de spectroscopie/spectrométrie telle qu'on la pratique en biomédicale. Néanmoins, l'invention s'étend aux cas où les espèces à caractériser se trouvent à gauche du signal de l'espèce de référence. Dans ce cas, c'est naturellement la portion droite du signal modélisé de l'espèce de référence qui sera substituée à la partie droite du spectre de la FID, la partie de gauche portant les espèces à caractériser étant conservée. Par exemple, il faudra alors soit traiter le spectre en deux temps (on garde dans un cas la DFR, puis on refait le traitement en gardant l'UFR). Il se peut aussi que les espèces de l'UFR n'apparaissent pas à la même distance du signal de référence qu'aucune des espèces de la DFR et que la symétrisation ne pose dans ce cas aucun problème. La description qui suit de l'invention porte sur les conséquences du traitement DFRR 1320 sur le bruit. Le problème des « sidebands » est traité ensuite. En ce qui concerne le bruit, il est bien connu que la FFT d'un signal de bruit n(t) ayant une distribution gaussienne de moyenne nulle avec un écart- type G est un signal de bruit tel que : Npts N(w) = n(t) 61°)" -1 qui est caractérisé par une distribution gaussienne de moyenne nulle et avec un écart-type G .N/K/ en raison du fait que les bruits sont ajoutés d'une façon quadratique. N est le nombre de points dans le temps. Comme la distribution du signal de bruit est centrée autour de zéro, le signal modélisé n'introduit pas de de discontinuité lors du traitement DFRR qui est naturellement le signal nul. Le bruit obtenu en RMN est caractérisé par une répartition gaussienne centrée sur zéro. En l'absence de signal, ce qui est le cas ici, le bruit est donc centré sur l'axe des X. En présence de signal le bruit est naturellement superposé au signal, le retour à la position centrée dépend alors de la largeur de raie du signal (typiquement quelques Hertz pour la largeur à mi-hauteur, mais dans le cas d'une Lorentzienne les ailes sont relativement étendues) et si le signal est intense (l'eau) cela peut être plusieurs centaines de Hertz. Le traitement DFRR 1320 consiste alors à remplacer la DFR de N(e) par des zéros ce qui conduit à obtenir un nouveau signal fi/(w). Sans traitement la iFFT de N(oe) conduit naturellement à l'obtention du signal de bruit original : 1 N n(t)=-IN(w)emtIN N avec son écart-type G . Mais comme la moitié des points de N(oe) ont été remplacés par des zéros alors la iFFT N(w) conduira à un nouveau signal de bruit : 1 N h(t)=-IN(w)ent@UN N/2 1 V IV( (0)e-inotIN N Comme la moitié des points ont une valeur nulle, la somme peut être effectuée sur l'autre moitié. L'écart type G de h(t) est alors égal à . N/2 On peut donc dire, et c'est un premier résultat, que l'écart-type du signal de bruit h(t) obtenu lors du traitement DFRR est réduit par un facteur N/2 lorsque on le compare à l'écart-type du signal de bruit d'origine n(t). Le traitement des données se poursuit en employant le module des signaux comme cela a été décrit dans les figures 1 à 9 jusqu'à obtenir un nouveau signal comme suit : eold(oe ) = FFT( Comme expliqué précédemment le module d'un bruit caractérisé par une distribution gaussienne ayant une moyenne centrée sur zéro est distribué selon la loi dite de Rice. Cette répartition peut être approximée par une distribution gaussienne lorsque le RSB est supérieur à 3, et par une distribution de Rayleigh lorsque le RSB tend vers zéro. Les caractéristiques du RSB obtenus dans les deux conditions ci-dessus ont déjà être discutées dans la description des figures 1 à 9. Seule la modification introduite par le traitement DFRR 1320 est discutée plus avant. En ce qui concerne la distribution gaussienne nous avons montré que si G est l'écart-type de n(t) alors celle de pod(oe)= FFT( n(t) est aussi égale à 6. En appliquant ceci au spectre composite obtenu comme expliqué ci-dessus l'écart-type de N(w) est égal à celui de h(t) qui est lui-même égal à N/2 ,- . Pour autant que l'approximation gaussienne soit valide l'écart-type du bruit du signal obtenu à l'aide de la transformation DFRR est réduit par un facteur N/2 par comparaison à l'écart-type obtenu en utilisant le seul traitement du module. C'est exactement la diminution de RSB que l'on observe quand on compare le traitement à l'aide du module avec le traitement conventionnel pour une même approximation gaussienne du bruit. Le traitement DFRR nous permet de retrouver le RSB perdu résultant du traitement du module en présence d'une distribution gaussienne du bruit. En ce qui concerne la condition ci-dessus dite de Rayleigh, alors que le bruit n'est plus centré, l'analyse est plus complexe. Les caractéristiques de bruit obtenues en vertu de cette approximation sont discutées plus loin. Dans ce qui suit on introduit une représentation mathématique du traitement DFRR 1320 sur ces deux approximations de distribution de bruit. Ces représentations mathématiques sont ensuite utilisées pour calculer tous les signaux utilisés pour les simulations. On modélise tout d'abord l'approximation de Rayleigh. Si r(t) est un signal de bruit dans le domaine temporel, et R(oe) sa transformée de Fourier, 1) n(t) remplacer la DFR de R(oe) par des zéros est strictement équivalent à une multiplication de R(oe) par l'inverse de la fonction échelon unitaire définie comme suit: _I- (c.) = CI if c.) 0 En ce qui concerne les « sidebands », c'est-à-dire les artefacts antisymétriques autour du signal de l'eau, on a vu que la symétrisation induite par le traitement du module était un moyen simple et efficace pour les éliminer du spectre final. En substituant la DFR du spectre par un modèle de l'eau, les « sidebands » situés dans cette région sont retirés et l'annulation automatique induite par le traitement du module ne se fait plus. Une solution pour continuer d'éliminer les distorsions induites par les « sidebands » dans le spectre l'UFR est la suivante : - Sod (0) est le spectre obtenu en utilisant le traitement de module seul ; M od - (C) ) est le spectre obtenu en utilisant à la fois le module et le traitement M DFRR ; - S (0) ne contient pas d'artefacts de type « sidebands » alors que S ((I) Mod Mod en contient encore dans la partie UFR car ils n'ont pas été annulés par la symétrisation ; - L'UFR du résultat de la soustraction S (0) moins S (0) contient Mod Mod seulement les « sidebands » et un peu de bruit. Ces « sidebands » peuvent alors être enlevés conduisant à un spectre exempt de contaminations par des artefacts antisymétriques de type « sidebands ». Le processus représentant cette transformation et la façon dont il est introduit dans le traitement DFRR 1320 apparaît dans le cadre 1350 de la figure 13. Sur cette figure, l'étape 1351 correspond à la soustraction du spectre S ) au spectre S (e)) de manière à obtenir les « sidebands » 1352. L'étape Mod Mod 1353 correspond à la soustraction des « sidebands » 1352 au spectre s (e) pour obtenir un nouveau spectre 1354 dans lequel les « sidebands » 1352 sont supprimés. On remarquera que la soustraction 1351 peut être réalisée indifféremment sur la FID dans le comme indiqué en figure 13 ou sur le spectre comme indiqué en figure 12c-12e, la FFT étant distributive par rapport à l'addition. De manière préférée mais optionnelle, on applique une fonction de lissage à la soustraction obtenue. Ce mode de réalisation présente notamment pour avantage d'être particulièrement simple, fiable et efficace pour améliorer le RSB. Elle permet ainsi de tirer profit des avantages du module en supprimant automatiquement les artefacts antisymétriques mais sans pour autant pâtir des limitations habituellement induites par le module avec la superposition du bruit présent de part et d'autre de la fréquence de résonance de l'espèce de référence. Dans ce qui suit, on s'intéresse plus particulièrement au cas des expérimentations de type CSI, c'est-à-dire lorsque l'on analyse plusieurs voxels. Comme indiqué précédemment, la diminution d'un facteur N/2 du RSB n'était jamais observée en pratique dans les expérimentations in vivo réalisées en mettant en oeuvre le procédé basé sur la prise en compte du module. Dans le cadre de la présente invention, il a été identifié que cela provient du fait que la plupart des exemples présentés ont été extraits d'expérimentations de type CSI et à la façon dont le traitement du module a été mis en oeuvre par le processus contenu dans le cadre 1310 de la figure 13. Comme on l'a vu, une FFT 1311 est tout d'abord exécutée dans la dimension spatiale et suivie d'un calcul du module 1314 de chaque voxel de la CSI. Ceci permet de corriger tous les décalages de phase et de fréquence dans le domaine spatial. Ensuite, une transformée inverse iFFT 1317 est effectuée dans la dimension spatiale qui permet d'obtenir un nouvel ensemble de données de l'espace k. Puis, le traitement conventionnel est effectué 1360. Au cours de ce traitement conventionnel on effectue un filtrage spatial. Le filtrage spatial est applicable dès lors que l'on travaille sur des CSI, qu'elles soient acquises par une ou plusieurs bobines. On peut appliquer le filtrage spatial: - soit avant la prise en compte du module, dans le cas où l'on effectue les étapes 1321 à 1326 ou dans le cas où l'on n'effectue pas ces étapes 1321 à 1326. - soit après la prise en compte du module, dans le cas où l'on effectue les étapes 1321 à 1326 ou dans le cas où l'on n'effectue pas ces étapes 1321 à 1326. On bénéficie alors d'une augmentation du rapport signal sur bruit qui vient s'ajouter à celui procuré par les étapes 1321 à 1326 si elles sont effectuées. Le filtrage spatial est de préférence réalisé en multipliant la CSi par une fonction en cloche (par exemple gaussienne, cosinus, hanning, hamming, ...) dans la dimension du codage spatial (donc dans l'espace de k), avant la transformation de Fourier spatiale. L'une des conséquences du filtrage spatial est une diminution de la résolution spatiale, c'est-à-dire une augmentation de la taille des voxels. Cela revient à dire qu'après filtrage spatial le nouveau spectre est le résultat de la somme du spectre original et d'une partie du spectre qui entoure le spectre d'origine. Si le filtrage spatial est effectué après le traitement du module, les spectres de la CSI sont alignés tous ensemble en phase et en fréquence. Cela signifie que quelle que soit la nouvelle taille de voxel obtenue après filtrage tous les voxels impliqués sont alignés ensemble en phase et en fréquence. Cela signifie de plus qu'il n'y a pas d'augmentation de la largeur des raies due à l'augmentation de la taille des voxels. Au contraire, si le filtrage spatial est effectué avant l'extraction du module, les voxels impliqués ne sont donc pas alignés en phase et en fréquence et la résolution du spectre résultant peut en être dégradée conduisant à une diminution du RSB comme cela est illustré dans la section ci-après exposant des résultats. La figure 22 reprend en partie la figure 13. Les étapes portant les mêmes références que celles de la figure 13 sont identiques à celles décrites précédemment en référence à la figure 13. Cette figure illustre en pointillé le traitement conventionnel (sans prise en compte du module). Elle illustre également le traitement 1310 par le module appliqué au signal S(t) complexe de FID (étape 1314). Cet organigramme illustre également le traitement DFRR associé au traitement par le module (étapes 132 à 1326). Dans ces deux derniers traitements, le filtrage spatial est effectué avant le calcul du module (étapes 1314 ou 1326) avec les conséquences discutées ci-dessus. On préfèrera donc le cas où ce filtrage spatial est effectué après les étapes 1314 ou 1326. Sur cette figure le traitement des sidebands, qui n'est qu'une optimisation optionnelle de l'invention ne figure pas. Dans le cas d'une analyse mono-voxel, le traitement est grandement simplifié puisque tout le traitement spatial disparaît. Les étapes 1311, 1312 et 1317 de la figure 13 n'ont plus lieu d'être et l'étape 1313 devient l'extraction d'une FID parmi celles que l'on a acquises. A l'étape 1326 on a alors une FID que l'on peut quantifier dans le domaine temporel, ou réaliser une transformation de Fourier temporel pour obtenir un spectre que l'on pourra quantifier dans le domaine spectral. Quelle que soit la méthode choisie, la validation finale du résultat se fera de préférence dans le domaine spectral puisque c'est un espace où un opérateur peut juger aisément de la qualité d'un spectre. En effet, RSB, présence ou non d'artefacts, largeur des raies ne peuvent pas être appréciés visuellement par un opérateur dans le domaine temporel. Dans le cas où on répète plusieurs fois l'expérience pour améliorer le RSB, on réalisera le traitement pour chaque FID avant de les sommer (à l'étape 1315) de la figure 13. Les étapes comprises entre 1313 et 1315 de la figure 13 peuvent remplacer les étapes 340 de la figure 3, l'étape « calcul du Module de chaque FID » de la figure 5 (dans le cas où le module est calculé après le filtrage spatial) et l'étape 340 de la figure 8, comme cela ressort de la description qui précède. Dans ce paragraphe le cadre expérimental pour les applications in vivo et in vitro de l'invention est plus particulièrement décrit. Les hypothèses retenues pour la mise en oeuvre de l'invention ont d'abord été vérifiées sur des simulations puis expérimentalement. Les expérimentations in vivo ont été conduites à partir d'un équipement RMN de type « scanner » pouvant développer un champ d'une valeur de 3 tesla (Verio, Siemens Medical Solution, Erlanger, Allemagne) en utilisant une séquence d'impulsions, dite OVS-CSI, spécifique. La plupart des spectres présentés dans la section des résultats ci-après sont extraits d'expérimentations CSI obtenues avec 25x25 pas de codage de phase, une pondération de type circulaire, et un temps d'écho court. « 25x25 circular weighted short echo time » avec ou sans une faible suppression de l'eau. Les paramètres d'acquisition sont les suivants: TR/TE = 1500/16 millisecondes, points d'échantillonnage = 2000, SW = 2000 hertz. Le champ de vision est de 240x240 millimètres (mm) et la tranche est de 20 mm d'épaisseur. Le temps total d'acquisition est de 11 minutes et 7 secondes. Les résultats d'expérimentations CSI avec des temps d'écho longs sont également présentés notamment avec un temps d'écho de 135 ms, tous les autres paramètres restant identiques. Le traitement postérieur a été effectué en utilisant un logiciel spécifique dit CSIAPO qui applique un filtrage spatial dit de Nanning, un remplissage par des zéros des données acquises sur 8000 points d'échantillonnage dans le domaine temporel et le retrait du signal résiduel de l'eau en utilisant la technique HLSVD. Tous les spectres obtenus à l'aide du traitement du module seul ou avec le traitement du module plus DFRR, sont multipliés par un facteur deux afin de compenser la réduction de l'intensité du signal par le même facteur induit par le traitement du module. Ces spectres sont alors plus faciles à comparer visuellement avec les spectres obtenus avec le traitement conventionnel des signaux. Dans la description qui suit de l'invention on décrit tout d'abord les résultats des simulations effectuées pour vérifier les hypothèses de mise en oeuvre de l'invention. Afin de visualiser la forme du signal de bruit obtenu, respectivement, avec une distribution de type Rayleigh et avec l'approximation gaussienne, deux signaux de bruit complexes ont été générés en utilisant un logiciel dit « IDL » développé par la société « Interactive Data Language, Research Systems Inc. » située à Boulder, Colorado aux USA. Le premier signal r(t) 1411 consiste en une distribution normale, au sens statistique de ce terme, composée de deux fois 4000 échantillons formant une séquence pseudo5 aléatoire avec une moyenne de zéro et un écart-type de 10 et représentant la distribution de Rayleigh. Le deuxième signal g(t) 1412 est obtenu en ajoutant un signal constant d'une amplitude de 50. Il représente la distribution gaussienne. La figure 14 illustre les résultats obtenus sur ces deux signaux de bruit 10 à chaque étape du traitement en utilisant soit le traitement module seul, ou le traitement module avec DFRR. Pour le traitement du module, les deux modules 11r(t) et 11g(t)1 sont extraits et après la transformation FFT les spectres de bruit R ) et G (e)) sont obtenus. Comme déjà discuté, ces signaux de bruit sont Mod Mod multipliés par un facteur deux afin de compenser la perte de l'amplitude du 15 signal induite par le traitement du module. La modification du RSB peut alors être estimée visuellement par la seule évaluation de l'amplitude du bruit. En ce qui concerne le traitement DFRR, on applique sur les signaux r(t) et g(t) une transformée de Fourier qui conduit respectivement à l'obtention des signaux R ) 1421 et G (0) 1422, c'est-à-dire les signaux de bruit qu'on obtiendrait à Mod Mod 20 l'aide du traitement conventionnel. La DFR de chaque signal est alors remplacée par des zéros, opération à l'issue de laquelle on obtient i4(w) 1431 et -C(e) ) 1432. Ensuite, on applique sur ces deux signaux une transformée de Fourier inverse ou iFFT, le module est extrait puis on applique à nouveau une FFT et on multiplie par un facteur deux pour la même raison que 25 précédemment, ce qui conduit au résultat final ) 1441 et G (e)) 1442. Mod Mod Si on considère plus particulièrement le signal R(oe) 1441 on peut voir clairement que le traitement DFRR conduit à obtenir un bruit non uniforme dans la dimension spectrale. Il faut se rappeler que la condition de Rayleigh est celle qui ne donne aucune dégradation du RSB lorsqu'on utilise le traitement du 30 module seul ( R (e) )) ce qui doit être comparé au traitement conventionnel Mod (R(oe )). Lorsque le traitement DFRR est ajouté (mRd(oe)) le bruit autour du centre de la fenêtre spectrale est sensiblement de même intensité que celle obtenue en utilisant le traitement du module seul alors qu'une diminution de l'intensité du bruit peut être observée lorsque on se déplace vers les bords de la fenêtre spectrale. Si maintenant on considère plus particulièrement le signal ed(oe) on peut voir clairement que l'amplitude du bruit est diminuée en comparaison à God (oe) . Elle est comparable à celle de G(e) ) qui est le bruit obtenu quand le traitement conventionnel est utilisé. Les tableaux 1 a et 1 b ci-après donnent l'écart-type du bruit obtenu à différentes étapes intéressantes quand cette simulation est répétée 1000 fois. Le tableau la montre les résultats obtenus dans le domaine du temps et le tableau lb dans le domaine fréquentiel. A nouveau, les signaux obtenus après traitement du module, avec ou sans traitement DFRR, sont multipliés par un facteur deux pour compenser la perte d'intensité du signal créée par ce traitement. L'écart-type du bruit est alors directement lié au RSB. la r(t),g(t) r(t),g(t) Ecart-type 6 a Mesuré 10.0 7.07 (calculé) (10.0) (7.07) R(oe)' P(oe)x2 P(oe)x2 lb R(oe)x2 G(oe)x2 Mod Mod G (oe )x2 G(oe) ) A4°'d Mod (centre) (bord) Mod Ecart-type cy N/TV ? ? 6,j cy -\\/ 6 ./A/(4 -7c) Mesuré 640.5 895.0 593.0 576.1 138.3 637.3 (calculé) (640) (905.1) (592.6) (640) On peut voir sur ce tableau que dans les régions où le bruit du signal FID original suit une distribution gaussienne, c'est-à-dire avec un écart-type qui tend vers zéro, le RSB des spectres obtenus en utilisant le traitement du module avec DFRR est en augmentation d'un facteur N/2 quand on le compare au RSB des spectres obtenus en utilisant le traitement du module seul. Le RSB obtenu en utilisant le module avec DFRR est alors le même que celui obtenu en utilisant le traitement conventionnel. Dans la région où le bruit du signal FID original suit une loi de Rayleigh, c'est-à-dire quand le RSB du FID est supérieur à 3, le RSB des spectres obtenus en utilisant le traitement du module avec DFRR est alors même plus élevé que celui obtenu en utilisant le traitement conventionnel. Ce gain peut aller jusqu'à un facteur de 4,6 près des limites de la fenêtre spectrale. Dans la pratique, ces deux régions sont présentes dans un signal FID acquis et le RSB résultant est compris entre ces deux limites selon le rapport qui existe entre le bruit qui peut être approximé par une distribution gaussienne et celui qui se rapproche d'une distribution de Rayleigh dans le signal FID original. Si, pour diverses raisons, la condition pour que la loi Rayleigh s'applique n'est pas souhaitable, il faut noter qu'il est possible d'ajouter un signal constant juste avant l'extraction du module et le retirer après extraction de celui-ci. Si la valeur du signal constant est choisie pour être supérieure à trois fois l'écart-type du bruit du signal FID original, la condition pour considérer que la distribution est gaussienne est alors satisfaite. Le RSB des spectres obtenus en utilisant le traitement du module avec DFRR sera la même que celui du spectre obtenu par le traitement conventionnel. Le gain en RSB sera perdu mais le bruit du spectre résultant sera alors plat. Le cadre 1370 de la figure 13 montre comment ce traitement supplémentaire peut être introduit dans le traitement de la DFRR 1320. Toutes les hypothèses permettant la mise en oeuvre de l'invention ont également été vérifiées in vivo et in vitro comme décrit dans la section suivante. On y compare les résultats obtenus avec le traitement DFRR, le traitement du module seul et le traitement conventionnel. Des données RMN spectroscopiques/spectrométriques in vivo du cerveau et in vitro d'un « fantôme » ont été obtenues en utilisant les conditions expérimentales décrites précédemment. De manière connue, un fantôme est un modèle de ce que l'on veut étudier. Par exemple, il peut s'agir d'un récipient contenant de l'eau et quelques un des métabolites que l'on retrouve dans le cerveau. La figure 15 montre huit spectres extraits d'un même voxel d'une acquisition CSI avec écho long sur un cerveau sans suppression de l'eau. Les graphiques 1510, 1520, 1530 et 1540 représentent chacun un spectre obtenu à l'aide du traitement, respectivement, conventionnel, du module, du module avec DFR et avec ajout d'un signal constant. Ceci est fait sans apodisation dans le domaine temporel afin de maximiser la contribution gaussienne du bruit. Il s'agit en fait de multiplier la FID par une exponentiel décroissante qui privilégie le début de la FID (c'est-à-dire la région où il y a du signal) et atténue la fin de la FID (ou il ne reste que du bruit). Les graphiques 1550, 1560, 1570 et 1580 montrent les spectres obtenus en utilisant les mêmes traitements mais en ajoutant un filtrage temporel exponentiel d'une largeur de bande égale à 0,5 afin de privilégier les conditions d'obtention d'une distribution de Rayleigh. Les RSB obtenus grâce aux différentes techniques de traitement utilisées sont reportés sur la figure 15 et on peut vérifier que lorsque la condition gaussienne est privilégiée (1520, 1530 et 1580), le RSB obtenu par le traitement conventionnel est recouvré en utilisant le traitement DFRR. Nous pouvons aussi vérifier sur cet exemple que l'ajout d'une constante au signal FID avant l'extraction du module, puis son retrait du signal FID dans les régions où la loi de Rayleigh s'applique 1580 conduit à diminuer le RSB du spectre résultant par comparaison avec les spectres obtenus lorsque la condition de Rayleigh est privilégié 1570. Le RSB du spectre résultant est alors le même que celui obtenu en utilisant le traitement conventionnel. Il faut aussi noter qu'une baisse du RSB d'un facteur N/2 est effectivement obtenue quand on compare le traitement conventionnel 1510 avec le traitement du module 1520. Ceci est dû, dans ces cas particuliers au fait que le traitement du module et de la DFRR sont réalisés après le filtrage spatial afin d'éliminer le gain en RSB qui peut être obtenu quand ils sont effectués avant comme discuté précédemment (expérimentations CSI). Les résultats présentés proviennent par exemple d'une CSI obtenue avec 25x25 pas de codage. Ces résultats seraient comparables à ceux obtenus par une expérimentation monovoxel. Dans le cas de la figure 15 on illustre ce qu'apporte le traitement DFRR seul. Le traitement par le module a été réalisé après l'apodisation spatiale afin de ne pas rajouter le gain en RSB obtenue lorsqu'on le fait avant. De ce fait les résultats de cette figure, bien qu'ayant été obtenus sur une CSI, sont équivalents à ceux que l'on aurait obtenus sur un monovoxel. La figure 16 montre deux spectres d'un même voxel d'une acquisition CSI avec écho court effectuée sur un cerveau avec une suppression partielle uniquement de l'eau ceci afin de minimiser les « sidebands ». Le diagramme 1610 montre le spectre obtenu en utilisant le traitement du module seul et le spectre obtenu avec le traitement DFRR. Le diagramme 1620 montre le résultat de la soustraction entre le spectre obtenu à l'aide du traitement DFRR et celui du module seul. On voit sur cette courbe, résultat de la soustraction, qu'il n'y a pas de signal résiduel provenant des métabolites. Le signal de soustraction est composé uniquement du bruit et des artefacts qui sont probablement des « sidebands ». Comme on l'a vu précédemment, des artefacts antisymétriques de type « sidebands » sont clairement identifiables sur la figure 12a qui correspond à une acquisition CSI avec écho court sur un fantôme qui contient plusieurs métabolites afin de mimer un spectre de cerveau. Les figures 12a et 12b déjà décrites et la figure 12c montrent, respectivement, les spectres obtenus à l'aide d'un traitement conventionnel, avec le module seul et avec le module plus la DFRR. Comme déjà décrit, les « sidebands » sont enlevés lors du traitement du module seul mais pas dans le cas du traitement module plus DFRR comme on peut le constater 1220. La figure 12d montre le résultat de la soustraction entre les spectres des figures 5b et 5c, c'est-à-dire la différence entre module seul et module plus DFRR. On y retrouve clairement de l'eau résiduelle entre 4 et 4,95 ppm 1230, et les bandes latérales. La figure 12e montre le spectre obtenu lorsque ce signal est soustrait du signal après traitement du module avec DFRR, c'est-à-dire celui de la figure 5c. On peut voir sur le spectre de la figure 12e que les « sidebands » sont alors effectivement supprimés, et que ce spectre est très identique à celui obtenu en utilisant le module de traitement seulement, c'est-à-dire celui de la figure 12b. La figure 12f représente le résultat de la soustraction entre le spectre obtenu à l'aide du traitement du module seul et le spectre obtenu après soustraction des « sidebands » par la méthode DFRR. Ce spectre comprend essentiellement les éventuels artefacts de type « sidebands ». Par conséquent, ce résultat confirme clairement que le procédé DFRR est très efficace pour éliminer les éventuelles sidebands. La figure 17 illustre les différences qui peuvent être obtenues lorsqu'on utilise le traitement du module avant ou après le filtrage spatial sur une acquisition CSI avec écho court sur un fantôme qui imite un spectre de cerveau. De préférence, le filtrage spatial consiste dans ce cas à multiplier les lignes et les colonnes de la CSI par une fonction de hanning avant transformation de Fourier spatiale (donc dans l'espace des k). Les diagrammes 1710 et 1720 montrent le spectre global obtenu en sommant tous les spectres de la CSI. Le diagramme 1710 montre les spectres obtenus en n'utilisant pas de traitement du tout, le spectre obtenu est le spectre de l'ensemble de la partie excitée de l'échantillon, c'est-à-dire 2 cm, qui correspond à l'épaisseur de tranche choisie par la séquence d'impulsions dans ce cas. Comme mentionné précédemment, le filtrage spatial a pour conséquence de sommer les spectres de voxel voisins. Afin de démultiplier le phénomène, cette figure somme tous les spectres de la CSI. Le diagramme 1710 représente ce que l'on obtient si l'on somme les spectres avant prise en compte du module (ce qui amplifie ce que l'on aurait obtenu si l'on avait réalisé un filtrage spatial avant prise en compte du), et 1720 si l'on applique le module avant de sommer les spectres. La résolution basse fréquence que l'on peut noter sur ce spectre est due à la difficulté d'homogénéiser le champ magnétique sur un si grand volume. Le diagramme 1720 montre le spectre obtenu en sommant tous les spectres de la CSI, obtenu en utilisant le traitement par le module tel que représenté dans le cadre 1310 de la figure 13. Cette figure 17 illustre encore clairement que la résolution spatiale est considérablement améliorée. Le traitement par le module agit dans ce cas comme si une très haute homogénéité du champ BO avait été obtenue lors de l'acquisition, alors que cette apparente bonne homogénéité résulte du traitement. Ceci ouvre une nouvelle perspective dans le cas où un monovoxel doit être acquis sur un gros volume, donc un champ difficile à homogénéiser. Il peut en effet être intéressant d'envisager d'acquérir une CSI à la place, puis de réaliser le traitement par le modulus pour obtenir in fine un spectre de bonne qualité. Cette technique est grandement simplifiée par la prise en compte du module tel que proposé par l'invention. La figure 18 montre les résultats obtenus en utilisant le même schéma à partir d'une acquisition CSI avec écho long sur un cerveau. On peut encore observer un gain en résolution spectrale obtenue avec le traitement du module par comparaison avec le spectre obtenu à partir des données brutes. Il faut aussi noter que dans certains voxels le signal de lipides peut être supérieur à celui de l'eau. Dans ce cas le signal des lipides est pris comme référence par le traitement du module. Les spectres de ces voxels sont alors alignés en phase et en fréquence en fonction de la résonance de ces lipides. Heureusement, dans la spectroscopie/spectrométrie du cerveau une telle région ne contient pas de résonance intéressante. En outre, si le maximum de la résonance des lipides est environ à 0,8 ppm, il sera shifté à 4.7 ppm (la position de la résonance de l'eau). La résonance de l'eau sera alors séparée en deux parties (due à la symétrisation induite par la prise en compte du Module) qui se retrouveront positionnées, environ à 8,8 et -0,8 ppm, ce qui correspond fort heureusement à une région située en dehors de la région intéressante. On voit sur la figure 18 que le spectre d'intérêt est situé entre 2 ppm (le NAA) et 4 ppm (la créatine). Le pic situé à environ 2ppm correspond aux NAA et le pic situé à environ 4ppm correspond à la créatine. Le massif situé entre 0,8 et 1,8 ppm est celui des lipides. Cependant, cet effet va agir comme un traitement postérieur de suppression des lipides puisque dans tous les voxels où le signal des lipides est plus élevé que le signal de l'eau, le signal lipidique sera réaffecté à la résonance de l'eau et sera supprimé avec le signal de l'eau par la suppression de l'eau résiduelle. C'est la raison pour laquelle le signal des lipides est plus élevé sur le spectre obtenu sans traitement du module 1810 qui se compare au spectre obtenu avec traitement du module 1820. La figure 19 montre l'influence de l'application du traitement par le module avant ou après le filtrage spatial sur une acquisition CSI d'un cerveau avec écho long. Dans ce cas, la fonction de filtrage spatial est une fenêtre dite de Kaiser-Bessel. La figure 19 montre les spectres obtenus lorsque le module est effectué avant (en pointillés) et après (en traits pleins). Plus a est élevé, plus le filtre est étroit donc plus le filtrage est fort. Or, plus le filtrage est fort, plus la taille du voxel s'agrandit donc plus le nombre de voxels voisins dont le signal vient s'ajouter au voxel considéré est important. Par ailleurs, les signaux qui viennent s'ajouter au voxel considéré proviennent de régions qui sont de plus en plus éloignées du voxel considéré, donc de régions où le spectre à le plus de chance d'être déphasé et shifté par l'inhomogénéité du champ magnétique BO. Pour a=0 il n'y a pas de filtrage spatial, et les RSB des deux spectres sont équivalents. Pour a>0 on observe que le RSB obtenu lorsque le traitement par le module est réalisé avant le filtrage spatial est meilleur que celui que l'on obtient lorsqu'il est réalisé après, et que l'écart entre les deux RSB augmente avec a (donc avec la taille du voxel). On retrouve ici la caractéristique mentionnée précédemment qui porte sur le fait que la perte en RSB théorique que l'on s'attend à avoir du fait du traitement par le module n'est pas obtenue dans le cas de la CSI si le filtrage spatial est réalisé après l'extraction du module. Les figures 20 et 21 illustrent cet effet sur une acquisition CSI effectuée d'une part sur un fantôme (figure 20) et, d'autre part, sur un patient (figure 21). Chacune de ces figures comprend les spectres suivants illustrés depuis le haut vers le bas de ces figures : - spectre obtenu par la méthode conventionnelle, - spectre obtenu par la méthode du module telle que décrite en référence aux figures 1 à 9, avec prise en compte du module après filtrage spatial, - spectre obtenu par la méthode DFRR, - spectre obtenu par la méthode du module telle que décrite en référence aux figures 1 à 9, avec prise en compte du module avant filtrage spatial. Ces spectres font apparaître que la technique DFRR et la technique d'utilisation du module avant filtrage spatial permettent d'obtenir des RSB très satisfaisants voire améliorés par rapport à la méthode conventionnelle. Ce gain en termes de RSB est encore plus manifeste sur la figure 21. Ceci est sans doute dû aux inhomogénéités du champ magnétique qui sont plus élevées sur un témoin que sur un fantôme. La figure 23 illustre clairement que lorsque l'échantillon comprend plusieurs espèces à caractériser, l'invention nécessite la présence d'une espèce de référence présente en grande quantité afin de servir de porteuse pour les espèces à caractériser. En effet, la prise en compte du module impacte la porteuse tout en permettant de comparer cette dernière aux signaux des espèces à caractériser. L'invention est ainsi clairement différente de techniques qui visent à analyser le temps de relaxation d'une seule espèce et pour laquelle la 15 fréquence du champ magnétique est adaptée. L'invention s'applique en particulier à la spectroscopie/spectrométrie qu'elle soit mono-voxel ou multi-voxels (CSI). Supprimer le signal de l'eau lors de l'acquisition, puis appliquer le module au signal obtenu rendrait toute quantification des métabolites 20 impossible. Cela apparaît clairement sur la figure 23 qui concerne une spectroscopie/spectrométrie. La FID 2301 est obtenue après suppression quasiment complète du signal de l'eau, cette suppression étant effectuée à l'acquisition. La FID 2302 est obtenue après suppression quasiment complète du signal de l'eau et après prise en compte du module. Le spectre 2303 est le 25 spectre obtenu par transformée de Fourier de la FID 2301 et correction de phase manuelle. Sur le spectre 2303, les métabolites sont identifiables et quantifiables. Ce spectre 2303 reproduit fidèlement la composition de l'échantillon. Le pic 2303a correspond au signal résiduel de l'eau et les pics 2303b-c correspondent aux métabolites. 2301 et 2303 correspondent ainsi au 30 traitement conventionnel. Le spectre 2304 est le spectre obtenu par transformée de Fourier de la FID 2302. Ce spectre est inexploitable. Il est très différent du spectre 2303 et les métabolites ne sont ni identifiables ni quantifiables. Du fait de l'acquisition avec suppression du signal de l'espèce de référence, la prise en compte du module fausse toute interprétation. En pratique, lorsque l'espèce de référence est présente en quantité bien supérieure à celle de l'espèce à caractérisée, le signal de l'espèce de 5 référence formera une porteuse pour les signaux des autres espèces. Dans les analyses in vivo avec l'eau comme espèce de référence, cela sera toujours le cas puisque l'eau est présente en quantité supérieure à 103. Le plus souvent elle est présente en quantité supérieure à 105 voire 106 fois la quantité des autres espèces. Ainsi, quel que soit le temps de relaxation des 10 espèces, le signal de l'eau formera une porteuse pour les signaux des autres espèces et la prise en compte du module ne fera pas disparaître l'information de phase des signaux des espèces présentes en plus petite quantité que l'eau. Dans d'autres cas, où l'espèce de référence est initialement présente en quantité majoritaire mais d'un facteur 2, par exemple, et si les temps de 15 relaxation de l'espèce de référence et de l'espèce à caractériser sont significativement différents, alors il peut être recommandé de modifier la composition de l'échantillon en effectuant au moins l'une des étapes suivantes : - ajout de solvant dans la solution pour augmenter sa teneur et donc pour augmenter le signal de l'espèce de référence et lui faire pleinement jouer 20 un rôle de porteuse; - ajout dans l'échantillon d'une espèce ne produisant pas de signal (pas de fréquence de résonance) mais qui modifie les temps de relaxation. Tel est le cas du CuSO4 par exemple. Bien que la description détaillée se réfère à titre d'exemple à la 25 caractérisation de métabolites d'un échantillon biologique, la présente invention s'avère également avantageuse pour l'analyse d'une composition chimique non biologique. En effet, l'invention permet par exemple d'identifier des composés chimiques dans une solution comprenant une espèce de référence telle que de l'eau ou tout autre solvant et de mesurer la teneur de ces composés dans cette 30 solution. En outre, l'invention s'applique quelle que soit la nature de l'espèce de référence. Cette espèce de référence est souvent de l'eau comme indiqué dans les exemples précédents mais peut être une autre espèce, par exemple un solvant différent de l'eau. L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits mais s'étend à tout mode de réalisation couvert par les revendications.5 REVENDICATIONS1. Procédé d'analyse par résonance magnétique nucléaire (RMN) d'au moins un échantillon comprenant au moins une espèce à caractériser ainsi qu'une espèce de référence dont la teneur dans l'échantillon est supérieure à deux fois la teneur de l'au moins une espèce à caractériser, le procédé comprenant les étape suivantes : a. application d'au moins un champ Bo constant sur l'au moins un échantillon, b. acquisition (1330) par une ou plusieurs antennes d'un ou plusieurs signaux S(t) complexes de décroissance libre d'induction (FID), chaque signal S(t) complexe de FID comprenant une partie réelle (140) et une partie imaginaire (150) ; caractérisé en ce que le procédé comprend également au moins les étapes suivantes : c. obtention (1323) d'un spectre S(w) de FID par application d'une transformée de Fourier aux parties réelle et complexe de l'au moins un signal S(t) complexe de FID, le spectre S(w) de FID obtenu comportant alors l'espèce de référence et l'espèce à caractériser et présentant deux portions (UFR, DFR) s'étendant chacune à partir de la fréquence de résonance (FoRef) de l'espèce de référence et respectivement de part et d'autre de FoRef, la fréquence de l'espèce à caractériser étant située sur une première portion de spectre prise parmi lesdites deux portions (UFR, DFR); d. modélisation (1321) du signal de l'espèce de référence Sref(t) à partir des parties réelle et complexe de l'au moins un signal complexe S(t) de FID ; e. obtention (1322) d'un spectre Sref(w) de l'espèce de référence par application d'une transformée de Fourier à la modélisation du signal de l'espèce de référence Sref(t), le spectre Sref(w) de l'espèce de référence présentant alors deux portions de spectre s'étendant chacune à partir de la fréquence de résonance (FoRef) de l'espèce de référence du spectre Sref(w) et s'étendant respectivement de part et d'autre de FoRef; f. obtention (1324) d'un spectre modifié --(c) ) de FID, par substitution d'une seconde portion du spectre S(w) de FID, ladite seconde portion étant la portion prise parmi lesdites deux portions (UFR et DFR) du spectre S(w) etqui ne comporte pas l'espèce à caractériser, par la portion du spectre Sref(w) prise parmi les deux portions de spectre s'étendant à partir de FoRef du spectre Sref(w) et qui s'étend du même côté que ladite seconde portion du spectre S(w); g. application (1325) d'une transformée de Fourier inverse au spectre modifié s(oe) pour obtenir dans le domaine temporel un signal modifié s(t)de FID ; h. calcul (1326) du module du signal modifié s(t)de FID. 2. Procédé selon la revendication précédente, comprenant, après l'étape de calcul (1314) du module du signal S(t) de FID, une étape d'identification et/ou de quantification des espèces à caractériser à partir du module du signal modifié s(t)de FID. 3. Procédé selon l'une quelconque des deux revendications précédentes, comprenant une étape de calcul (1314) du module du signal S(t) complexe de FID et comprenant les étapes suivantes effectuées après calcul (1326) du module du signal modifié -4t) de FID : i. soustraction (1351) du module du signal S(t) complexe de FID au module du signal modifié -4t) de FID ; j. soustraction (1354) du résultat obtenu à l'étape précédente au module du signal modifié -4t) de FID. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, comprenant une étape de calcul (1314) du module du signal S(t) complexe de FID et comprenant les étapes suivantes effectuées après calcul (1326) du module du signal modifié -4t) de FID : i. application d'une transformée de Fourier au module du signal S(t) et au module du signal modifié -4t) de FID puis soustraction du spectre du module du signal S(t) au spectre du module du signal modifié -4t) de FID ; j. soustraction du résultat obtenu à l'étape précédente au spectre du module du signal modifié -4t) de FID. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel au cours de l'étape d'identification et/ou de quantification des espèces à caractériser à partir du module du signal modifié s(t)de FID, on applique une transformée de Fourier à un signal comprenant au moins le module du signal modifié s(t)de FID. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la teneur de l'espèce de référence dans l'échantillon est suffisamment supérieure à la teneur de l'espèce à caractériser dans l'échantillon pour que le signal de l'espèce de référence fasse office de porteuse pour le signal de l'au moins une espèce à caractériser. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les teneurs relatives de l'espèce de référence et de l'au moins une espèce à caractériser ainsi que leurs temps relatifs de relaxation sont choisis de manière à ce que l'amplitude du signal de l'espèce de référence soit au moins deux fois supérieure à l'amplitude du signal de l'au moins une espèce à caractériser. 8. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le module (222) de FID d'un échantillon comprenant l'espèce à caractériser est égal à IIS(t)II qui est défini par l'équation suivante: Il S(t)I I = I- \ cc) __VO/ _\0l I dans laquelle : Ac° = co-coH20 et Aço = cA - 9H20 correspondent respectivement aux décalages de fréquence et de phase entre l'au moins une espèce à caractériser et l'espèce de référence, AH20(t) est l'amplitude en fonction du temps du signal de FID de l'espèce de 30 référence, Ao(t) est l'amplitude en fonction du temps du signal de FID de l'espèce à caractériser. 9. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel au cours de l'étape d'acquisition (1313) on acquiert une pluralité de signaux S(t) complexes de FID. 10. Procédé selon la revendication précédente, dans lequel l'étape de calcul (1326) du module du signal modifié "(t) de FID est effectuée pour chaque signal modifié "(t)de FID. 11. Procédé selon l'une quelconque des deux revendications précédentes, dans lequel après l'étape de calcul (1326) du module du signal modifié "(t) pour chaque signal complexe S(t) de FID et avant l'étape d'identification et/ou de quantification des espèces à caractériser, on effectue une sommation (350) des modules des signaux modifiés "(t) de manière à obtenir un signal FID combiné. 12. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les antennes sont des bobines et dans lequel les signaux complexes S(t) de FID acquis proviennent de la même bobine. 13. Procédé selon la revendication 9, dans lequel les antennes sont des bobines et dans lequel les signaux S(t) complexes de FID acquis proviennent de bobines différentes. 14. Procédé selon la revendication 9, dans lequel les antennes sont des bobines et dans lequel les signaux complexes S(t) de FID acquis proviennent de bobines différentes et plusieurs signaux complexes S(t) de FID sont acquis pour au moins certaines bobines. 15. Procédé selon la revendication 9, dans lequel au cours de l'étape d'acquisition (1313) on acquiert des signaux S(t) complexes de FID provenant de plusieurs voxels de l'échantillon, et dans lequel on effectue, après le calcul(1326) du module du signal modifié s(t)de FID pour chacun des voxels, une étape de filtrage spatial. 16. Procédé selon l'une quelconque des quatre revendications précédentes, dans lequel après calcul (1326) du module du signal modifié -4t) de FID pour chaque signal complexe S(t) de FID, et avant sommation (350) des modules des signaux modifiés -.41.) pour obtenir un signal FID combiné, on effectue une étape de calcul d'un facteur de pondération (810) pour chaque bobine et on pondère le module du signal modifié -.41.) de FID par le facteur de pondération de la bobine dont il provient. 17. Procédé selon l'une quelconque des cinq revendications précédentes, dans lequel le champ BO constant est appliqué sur plusieurs voxels d'un échantillon et dans lequel les spectres des fréquences des signaux FID combinés des différents voxels sont utilisés pour générer une ou plusieurs images par une imagerie de déplacement chimique (CSI). 18. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, dans lequel au cours de l'étape d'acquisition on acquiert un unique signal S(t) complexe de FID, dans lequel on obtient (1323) un unique spectre S(w) de FID par application d'une transformée de Fourier aux parties réelle et complexe de dudit unique signal S(t) complexe de FID, et dans lequel on effectue une étape d'identification et/ou de quantification des espèces à caractériser, puis on applique une transformée de Fourier à un unique module du signal modifié s(t)de FID. 19. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, dans lequel au cours de l'étape d'acquisition (1330) on acquiert un signal FID encodé spatialement, on répète cette acquisition plusieurs fois afin d'obtenir plusieurs signaux encodés, chacun desdits signaux encodés étant ensuite décodé de manière à ce qu'il soit associé à un voxel de l'échantillon et on génère un module (222) de FID pour le signal de FID associé à chaque voxel. 20. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l'échantillon comprend plusieurs espèces à caractériser. 21. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l'échantillon est un échantillon de matière biologique, l'espèce de référence est de l'eau et les espèces à caractériser sont des métabolites. 22. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 20, dans lequel l'échantillon est une composition chimique, l'espèce de référence est un solvant et les espèces à caractériser sont des composés chimiques. 23. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la teneur de l'espèce de référence dans l'échantillon est au moins supérieure à 102 fois voire 103 fois la teneur de chacune des espèces à caractériser. 24. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l'analyse est une analyse spectroscopique ou spectrométrique 25. Produit programme d'ordinateur comprenant des instructions, qui lorsqu'elles sont effectuées par au moins un processeur, exécute au moins les étapes c. à h. (1323, 1321, 1322, 1324, 1325, 1326) du procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes. 26. Système d'analyse par résonance magnétique nucléaire (RMN) d'au moins un échantillon comprenant au moins une espèce à caractériser ainsi qu'une espèce de référence, la teneur de l'espèce de référence dans l'échantillon étant supérieure à deux fois la teneur de l'au moins une espèce à caractériser, le système comprenant des moyens d'application du champ BO constant sur l'échantillon et des moyens d'application d'un champ générant une excitation électromagnétique dans le champ BO constant et comprenant au moins une antenne configurée pour acquérir (1330) un ou plusieurssignaux complexes S(t) de décroissance libre d'induction (FID) dans le domaine temporelle, chaque signal complexe S(t) de FID comprenant une partie réelle et une partie imaginaire, caractérisé en ce que le système comprend des moyens de traitement configurés de manière à exécuter les étapes suivantes : - obtention (1323) d'un spectre S(w) de FID par application d'une transformée de Fourier aux parties réelle et complexe de l'au moins un signal S(t) complexe de FID, le spectre S(w) de FID obtenu comportant alors l'espèce de référence et l'espèce à caractériser et présentant deux portions (UFR, DFR) s'étendant chacune à partir de la fréquence de résonance de l'espèce de référence (FoRef) et respectivement de part et d'autre de FoRef, la fréquence de l'espèce à caractériser étant située sur une première portion de spectre prise parmi lesdites deux portions (UFR, DFR); - modélisation (1321) du signal de l'espèce de référence Sref(t) à partir des parties réelle et complexe de l'au moins un signal complexe S(t) de FID ; - obtention (1322) d'un spectre Sref(w) de l'espèce de référence comportant uniquement l'espèce de référence, par application d'une transformée de Fourier à la modélisation du signal de l'espèce de référence Sref(t), le spectre Sref(w) de l'espèce de référence présentant alors deux portions de spectre s'étendant à partir de la fréquence de résonance de l'espèce de référence (FoRef') du spectre Sref(w) et s'étendant respectivement de part et d'autre de FoRef; - obtention (1324) d'un spectre modifié --(c) ) de FID, par substitution d'une seconde portion du spectre S(w) de FID, ladite seconde portion étant la portion prise parmi lesdites deux portions (UFR et DFR) du spectre S(w) et qui ne comporte pas l'espèce à caractériser, par la portion du spectre Sref(w) prise parmi les deux portions de spectre s'étendant à partir de FoRef du spectre Sref(w) et qui s'étend du même côté que ladite seconde portion du spectre S(w);- application (1325) d'une transformée de Fourier inverse au spectre modifié -((o ) pour obtenir dans le domaine temporel un signal modifié "(t)de FID ; - calcul (1326) du module du signal modifié "(t)de FID. 27. Système selon la revendication précédente, comprenant une ou plusieurs antennes configurées pour acquérir une pluralité de signaux complexes S(t) de FID, le système étant configuré de manière à, après l'étape de calcul du module du signal modifié "(t)de FID pour chaque signal complexe S(t) de ladite pluralité de signaux complexes S(t) de FID, effectuer une sommation (350) des modules des signaux modifiés "(t)de FID pour obtenir un signal FID combiné et appliquer une transformée de Fourier audit signal FID combiné. 28. Système selon l'une quelconque des deux revendications précédentes, comprenant des moyens de traitement configurés de manière à exécuter les étapes suivantes : - calcul (1314) du module du signal S(t) complexe de FID ; et les étapes suivantes effectuées après calcul (1326) du module du signal modifié "(t) de FID : - soustraction (1351) du module du signal S(t) complexe de FID au module du signal modifié "(t) de FID ; ou application d'une transformée de Fourier au module du signal S(t) complexe de FID et au module du signal modifié "(t) de FID puis soustraction du spectre du module du signal S(t) au spectre du module du signal modifié "(t) de FID ; - soustraction (1354) du résultat obtenu à l'étape précédente au module du signal modifié "(t) de FID, respectivement au spectre du module du signal modifié "(t) de FID.30