FR 3014260 A1 20150605 FR 1361986 A 20131203 Procédé et système de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie de véhicule automobile. L'invention a pour domaine technique la commande de la charge de batteries de véhicule automobile. Dans le cadre du développement de véhicules électriques à bas coût, le système de charge présente, au même titre que le groupe motopropulseur électrique (GMPe) ou la batterie haute tension (HT), un poste de coût important qu'il convient de réduire. La limitation de la puissance de recharge représente un premier moyen de réduire le coût du système de charge. Il convient ainsi d'associer au véhicule électrique un système de recharge dit « lente », c'est-à-dire qui prend son énergie sur le réseau monophasé avec une puissance inférieure ou égale à 7kW. Un tel chargeur absorbe typiquement 10A, 16A ou 32A sur le réseau monophasé et est compatible avec une prise domestique. Par ailleurs, les chargeurs de véhicules électriques sont actuellement non réversibles, c'est à dire que le flux d'énergie circule uniquement du réseau électrique vers la batterie. Dans le futur, il va être intéressant de disposer de chargeurs bidirectionnels, c'est-à-dire également capables de faire circuler de l'énergie de la batterie vers le réseau électrique. De tels chargeurs permettent, par exemple, de lisser la courbe de charge du réseau électrique en utilisant le stockage d'énergie que représente la batterie du véhicule branché. La batterie est ainsi chargée lors des creux de consommation durant lesquels l'infrastructure et les moyens de production sont sous-utilisés, et fournit de l'énergie lors des pics afin d'éviter l'utilisation de moyens de production peu utilisés et coûteux ainsi que de surcharger le réseau d'alimentation électrique. Dans ce cas, le déploiement massif du véhicule électrique n'implique pas d'investissements supplémentaires de production ou d'infrastructure, mais en revanche permet de lisser des pointes de consommations coûteuses à fournir (avec une énergie généralement très carbonée). Les chargeurs bidirectionnels permettent de faciliter le déploiement des énergies renouvelables en adaptant au mieux la consommation de l'énergie produite aux aléas de production propres aux énergie vertes et bénéficier d'une meilleure performance en termes d'émissions de dioxyde de carbone (CO2) du véhicule électrique tout en facilitant l'introduction de la production d'énergies renouvelables. Les chargeurs bidirectionnels permettent également de créer de nouvelles activités liées au contrôle et à l'optimisation de la consommation énergétique sans dégradation de service. Aujourd'hui, il est demandé au chargeur de réaliser la conversion d'énergie entre le réseau et la batterie. Cette conversion nécessite que le chargeur s'adapte à de larges plages de tension d'entrée (90V à 250V AC) et de tension de batterie (250V à 400V DC). La figure 1 illustre les principaux éléments d'un chargeur qui comprennent un étage redresseur d'entrée 1 connecté au réseau 3 et assurant la fonction de correction de facteur de puissance, notée PFC (acronyme anglais pour « Power Factor Corrector ») et un étage de conversion continu-continu 2, noté DC/DC, permettant l'isolation galvanique de la batterie 5. Un filtre d'interférences électromagnétiques noté EMI (acronyme anglais pour « Electromagnetic interferences ») peut être disposé entre le réseau 3 et l'étage redresseur d'entrée, tandis qu'un filtre de sortie peut être disposé entre l'étage de conversion continu-continu et la batterie 5. La difficulté réside dans le fait de pouvoir s'adapter à l'ensemble des niveaux de tension mentionnés ci-dessus sans sacrifier ni le rendement ni le coût de l'étage de conversion tout en gardant la possibilité de réaliser une charge bidirectionnelle. En ce qui concerne la charge bidirectionnelle des véhicules électriques, l'état de la technique repose aujourd'hui essentiellement sur des topologies non isolées, c'est-à-dire qu'il n'existe pas d'isolation galvanique entre le réseau et la batterie. En ce qui concerne la conception des chargeurs isolés, de manière générale, le premier étage est constitué d'une topologie boost permettant de réaliser la fonction PFC tout en étant élévateur de tension. Afin de limiter les pertes à la commutation et l'augmentation de fréquence (synonyme de réduction de coût, volume, poids par réduction des éléments passifs), il est fortement recommandé que le second étage utilise un circuit résonnant. Entre ces deux étages, une capacité électrolytique est positionnée afin de lisser le courant en courant constant et permettre de gérer un flux de puissance constant et non plus variable en sine. Le premier étage ayant une fonction élévateur de tension, la tension DC (bus continu) entre les deux étages se retrouve bien généralement supérieure à la tension batterie. Cela implique que l'étage DC/DC doit présenter un gain en tension inférieur à l'unité. Avec un circuit isolé résonnant, le gain total en tension est obtenu par le produit entre le facteur de transformation du transformateur et le gain du circuit résonnant. Le facteur de transformation est fixe et dépendant de la conception. Il ne peut pas aider à adapter le gain lors d'une charge de véhicule. Toutefois, lorsque l'on recharge un véhicule, la tension batterie varie en fonction de son état de charge noté SoC (acronyme anglais pour « State of Charge »), cela nécessite en temps réel que l'étage DC/DC adapte son gain pour permettre de convertir la tension du bus continu vers la tension batterie. Cette adaptation de tension ne peut être faite que par le fonctionnement du circuit résonnant. Généralement, l'utilisation de la topologie résonnante série- parallèle LLC (acronyme faisant référence à l'emploi d'un circuit comprenant l'association de deux inductances notées chacune L et d'une capacité notée C) est appliquée dans le convertisseur DC/DC. La variation de la fréquence de commutation en cours de charge permet de faire varier le gain en tension du circuit résonnant. La fréquence utilisée est toujours supérieure à la fréquence propre fo du circuit résonnant, qui fonctionne alors dans un régime d'hyper-résonnance. L'utilisation d'un circuit résonnant en hyper-fréquence permet d'avoir des commutations douces à commutation à tension nulle ZVS (acronyme anglais pour « Zero Voltage Switching ») lors de la fermeture des transistors. Cependant, cette solution comporte deux problèmes importants. Un premier problème réside dans le fait que la dynamique de contrôle de la conversion DC/DC résonnant en hyper-fréquence dépend du flux de puissance le traversant. Pour régler ce problème, une capacité électrolytique (volumineuse, chère et peu fiable) doit être mise en place entre le PFC et le DC/DC afin de lisser le flux de puissance. Une telle capacité est notée 4 sur la figure 1. Un deuxième problème réside dans le fait que le fonctionnement en hyper-fréquence permet de limiter les pertes lors de la fermeture des transistors mais pas lors de leur ouverture. Si la fréquence de commutation des interrupteurs est égale à la fréquence propre fo il est possible de combiner la fermeture en ZVS avec une limitation des pertes à l'ouverture en commutation à courant nul ZCS (acronyme anglais pour « Zero Current Switching »). De l'état de la technique, on connait les documents suivants. Le document US20110273130 divulgue un chargeur isolé bidirectionnel qui n'est toutefois pas utilisé pour des applications de charge de véhicules. Cependant, comme tous les chargeurs de ce type, il comprend un étage de rectification du courant effectué avec une capacité électrolytique qui présente un coût non négligeable. La demande de brevet de numéro de dépôt FR1255070 divulgue une topologie résonnante permettant de charger une batterie sans utiliser de correction de facteur de puissance. Cependant, le contrôle d'une telle topologie se fait à fréquence variable, induisant un fonctionnement en ZVS. Un tel fonctionnement génère des pertes par commutation non négligeables limitant la fréquence de fonctionnement. Cette limitation implique indirectement des couts supplémentaires. Le document US 577-116-5A divulgue un convertisseur en deux étage de type PFC boost et conversion continu continu (DC/DC). Cependant, ce convertisseur utilise une capacité électrolytique entre les deux étages de manière à lisser le flux de puissance dans le convertisseur. En outre, l'étage DC/DC ne permet pas de combiner les commutations ZVS et ZCS au niveau des transistors situés avant le circuit résonnant. Un objet de l'invention est un procédé de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie de véhicule automobile, le chargeur comprenant un étage redresseur connecté en entrée à un réseau d'alimentation électrique et en sortie à un étage de conversion continu-continu et à une capacité, l'étage de conversion continu-continu étant connecté à la batterie. L'étage de conversion continu- continu comprend un premier ensemble de transistors connecté en entrée à l'étage redresseur et en sortie en série à un circuit résonnant et à un transformateur, le transformateur étant relié à un deuxième ensemble de transistors, le deuxième ensemble étant relié par ailleurs à la batterie. Le procédé comprend les étapes suivantes : on commande la commutation du premier ensemble de transistors à la fréquence propre du circuit résonnant, on commande le deuxième ensemble de transistors dans un état passant, on détermine si la tension de batterie est supérieure à une tension de seuil, si tel est le cas, on commande le transformateur de sorte qu'un premier rapport de transformation soit réalisé, si tel n'est pas le cas, on commande le transformateur de sorte qu'un deuxième rapport de transformation soit réalisé, le deuxième rapport de transformation étant supérieur au premier rapport de transformation. On peut déterminer la tension de seuil comme la racine carrée du produit de la valeur maximale et de la valeur minimale de la tension de batterie Un interrupteur peut être connecté par une borne entre une extrémité d'un premier enroulement primaire du transformateur et une extrémité d'un deuxième enroulement primaire du transformateur, un interrupteur étant relié par une borne à l'autre extrémité du deuxième enroulement primaire, les interrupteurs étant reliés par leur autre borne au collecteur du quatrième transistor et à l'émetteur du troisième transistor. Pour commander le transformateur de sorte que le premier rapport de transformation soit réalisé, on peut commander les interrupteurs, de sorte que seul le premier enroulement primaire du transformateur soit connecté au premier ensemble de transistors, et pour commander le transformateur de sorte que le deuxième rapport de transformation soit réalisé, on peut commander les interrupteurs de sorte que le premier enroulement primaire et le deuxième enroulement primaire du transformateur soient connectés au premier ensemble de transistors. On peut déterminer le premier rapport de transformation comme le rapport de la somme de la valeur de crête de la tension de réseau et d'une tension de décalage par la tension de seuil. On peut déterminer le deuxième rapport de transformation comme le rapport de la somme du maximum de la valeur de crête de la tension de réseau et d'une tension de décalage par le minimum de la tension de batterie. On peut commander les interrupteurs par une modulation à haute fréquence de sorte que le rapport de transformation obtenu soit égal à la moyenne du premier rapport de transformation et du deuxième rapport de transformation pondérés par leurs durées de commutation respectives. Un autre objet de l'invention est un système de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie de véhicule automobile, le chargeur comprenant un étage redresseur connecté en entrée à un réseau d'alimentation électrique et en sortie à un étage de conversion continu-continu et à une capacité, l'étage de conversion continu-continu étant connecté à la batterie. L'étage de conversion continu- continu comprend un premier ensemble de transistors connecté en entrée à l'étage redresseur et en sortie en série à un circuit résonnant et à un transformateur, le transformateur étant relié à un deuxième ensemble de transistors, le deuxième ensemble étant relié par ailleurs à la batterie. Le système comprend : un moyen de commande apte à commander la commutation du premier ensemble de transistors à la fréquence propre du circuit résonnant, et apte à commander le deuxième ensemble de transistors dans un état passant, un moyen de comparaison de la tension de batterie à une tension de seuil, apte à commander le transformateur de sorte qu'un deuxième rapport de transformation soit réalisé, si la tension de batterie est supérieure à une tension de seuil et qu'un premier rapport de transformation soit réalisé, si la tension de batterie n'est pas supérieure à une tension de seuil, le deuxième rapport de transformation étant supérieur au premier rapport de transformation. Le système peut comprendre un moyen de détermination de la tension de seuil en fonction de la valeur maximale et de la valeur minimale de la tension de batterie. Un premier interrupteur peut être connecté par une borne entre une extrémité d'un premier enroulement primaire du transformateur et une extrémité d'un deuxième enroulement primaire du transformateur, un deuxième interrupteur étant relié par une borne à l'autre extrémité du deuxième enroulement primaire, le premier interrupteur et le deuxième interrupteur étant reliés par leur autre borne au collecteur du quatrième transistor et à l'émetteur du troisième transistor, le premier interrupteur et le deuxième interrupteur étant aptes à modifier le rapport de transformation du transformateur en fonction du nombre d'enroulements primaires connectés. Le nombre d'enroulements du premier enroulement primaire du transformateur divisé par le nombre d'enroulements de l'enroulement secondaire du transformateur peut être égal au premier rapport de transformation, lui-même égal au rapport de la somme de la valeur de crête de la tension de réseau et d'une tension de décalage par la tension de seuil. La somme du nombre d'enroulements du premier enroulement primaire du transformateur et du deuxième enroulement primaire du transformateur divisé par le nombre d'enroulements de l'enroulement secondaire du transformateur peut être égal au deuxième rapport de transformation, lui-même égal au le rapport de la somme du maximum de la valeur de crête de la tension de réseau et d'une tension de décalage par le minimum de la tension de batterie. Les interrupteurs peuvent être aptes à être commandés par une modulation à haute fréquence de sorte que le rapport de transformation obtenu soit égal à la moyenne du premier rapport de transformation et du deuxième rapport de transformation pondérés par leurs durées de commutation respectives. Le premier interrupteur et/ou le deuxième interrupteur peut être un triac ou un relais. Le premier interrupteur et/ou le deuxième interrupteur peut être un commutateur réversible comprenant deux bornes, une première borne étant reliée à la cathode d'une neuvième diode et à l'anode d'une dixième diode, l'anode de la neuvième diode étant reliée à l'anode d'une onzième diode et à la source d'un premier transistor de type MOSFET, la cathode de la onzième diode et le drain du premier transistor MOSFET étant reliés à la deuxième borne, la cathode de la dixième diode étant reliée à la cathode d'une douzième diode et au drain d'un deuxième transistor de type MOSFET, l'anode de la douzième diode et la source du premier transistor MOSFET étant reliés à la deuxième borne. Le procédé et le système de commande présentent l'avantage de permettre, pour la capacité en sortie de l'étage redresseur, d'employer une capacité film à la place d'une capacité électrolytique. Cela permet d'améliorer le coût et la fiabilité de l'étage de conversion. Le procédé et le système de commande présentent l'avantage de permettre la commutation des transistors à la fréquence propre du circuit résonnant. Cela permet de limiter au maximum les pertes liées à la commutation, tant à l'ouverture qu'à la fermeture, ce qui augmente le rendement du convertisseur et permet de limiter les coûts liés à l'installation d'un système de refroidissement hydraulique conséquent. D'autres buts, caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif et faite en référence aux dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 illustre les principaux éléments d'un chargeur bidirectionnel, - la figure 2 illustre les principaux éléments d'un étage de conversion continu continu, - la figure 3 illustre les principaux éléments d'un étage de conversion continu continu selon l'invention, - la figure 4 illustre le profil de la tension du bus continu en fonction de la tension de batterie Vbat, et - la figure 5 illustre les principaux éléments d'un commutateur réversible à Mosfets. La figure 1 montre le chargeur bidirectionnel comprenant un étage redresseur 1 d'entrée et un étage de conversion continu-continu 2 de sortie. L'étage redresseur 1 d'entrée génère une tension de bus continu et assure une absorption d'un courant sinusoïdal sur le réseau d'alimentation électrique 3. L'étage redresseur 1 d'entrée est connecté en parallèle à une capacité 4 et à un étage de conversion continu continu 2 de sortie, l'étage de conversion étant relié en sortie à une batterie 5. A la différence de l'état de la technique antérieur, l'étage redresseur 1 d'entrée du chargeur bidirectionnel selon l'invention est également apte à réguler la charge de la batterie à travers la variation de la tension du bus continu (325V- 400V). Sur la figure 2, on peut voir que l'étage de conversion continu-continu 2 de sortie est à résonnance série et à isolation galvanique par l'intermédiaire d'un transformateur 6, l'ensemble fonctionnant à fréquence de découpage constante. Une première entrée de l'étage de conversion est connectée au collecteur d'un premier transistor T1 et au collecteur d'un troisième transistor T3, une deuxième entrée de l'étage de conversion étant connectée à l'émetteur d'un deuxième transistor T2 et à l'émetteur d'un quatrième transistor T4. L'émetteur du premier transistor T1 et le collecteur du deuxième transistor T2 sont reliés à un premier point intermédiaire, l'émetteur du troisième transistor T3 et le collecteur du quatrième transistor T4 étant connectés à un deuxième point intermédiaire. Le premier point intermédiaire est connecté en série à une première capacité Cl, une première inductance Ll, à une première extrémité du premier enroulement d'un transformateur 6, la deuxième extrémité du premier enroulement du transformateur 6 étant reliée au deuxième point intermédiaire. Une extrémité du deuxième enroulement du transformateur 6 est reliée à l'émetteur d'un cinquième transistor T5 et au collecteur d'un sixième transistor T6, le collecteur du cinquième transistor T5 étant connecté au collecteur d'un septième transistor T7 et à une première sortie de l'étage de conversion. L'émetteur du sixième transistor T6 est connecté à l'émetteur d'un huitième transistor T8 et à une deuxième sortie de l'étage de conversion. L'autre extrémité du deuxième enroulement est connectée à l'émetteur du septième transistor T7 et au collecteur du huitième transistor T8. Une première diode Dl est connectée par son anode l'émetteur du premier transistor Ti et par sa cathode au collecteur du premier transistor Ti. Une deuxième diode D2 est connectée par son anode l'émetteur du deuxième transistor T2 et par sa cathode au collecteur du deuxième transistor T2. Une troisième diode D3 est connectée par son anode l'émetteur du troisième transistor T3 et par sa cathode au collecteur du troisième transistor T3. Une quatrième diode D4 est connectée par son anode l'émetteur du quatrième transistor T4 et par sa cathode au collecteur du quatrième transistor T4. Une cinquième diode D5 est connectée par son anode à l'émetteur du cinquième transistor T5 et par sa cathode au collecteur du cinquième transistor T5. Une sixième diode D6 est connectée par son anode à l'émetteur du sixième transistor T6 et par sa cathode au collecteur du sixième transistor T6. Une septième diode D7 est connectée par son anode l'émetteur du septième transistor T7 et par sa cathode au collecteur du septième transistor T7. Une huitième diode D8 est connectée par son anode l'émetteur du huitième transistor T8 et par sa cathode au collecteur du huitième transistor T8. Les grilles des transistors reçoivent des signaux de commande, notamment à modulation en largeur d'impulsion émis à fréquence constante. Le deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) permet un fonctionnement bidirectionnel. Lors de la décharge de la batterie vers le réseau d'alimentation électrique, le comportement du premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4) et deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) sont échangés par rapport au fonctionnement lors de la charge de la batterie. Le procédé de commande permet de maintenir un gain en tension fixe sur le circuit résonnant en faisant commuter le premier transistor Ti, le deuxième transistor T2, le troisième transistor T3 et le quatrième transistor T4 à la fréquence propre de circuit résonnant. Pour réaliser l'adaptation de tension nécessaire à la charge de la batterie, on réalise l'adaptation du gain en tension entre le bus continu (Vred) et la batterie par un rapport de transformation du transformateur variable. La tension Vred est mesurée en sortie de l'étage redresseur 1, aux bornes de la capacité 4. Selon un mode de réalisation particulier illustré par la figure 3, l'étage de conversion continu-continu 2 se différencie de celui illustré par la figure 2 par le fait qu'il comprend ici un transformateur à deux enroulements primaires et des interrupteurs I1 et 12 pour la commutation de ces enroulements en fonction du point de fonctionnement. En se référant à la description de la figure 2 et à la figure 3, on voit que l'impédance Ll est connectée à une extrémité du premier enroulement primaire du transformateur 6. L'autre extrémité du premier enroulement primaire du transformateur 6 est connectée à une extrémité du deuxième enroulement primaire du transformateur 6 et à une borne d'un premier interrupteur Il. L'autre extrémité du deuxième enroulement primaire du transformateur 6 est connectée à une borne d'un deuxième interrupteur 12. Les autres bornes du premier interrupteur I1 et du deuxième interrupteur 12 sont connectées ensembles et au deuxième point intermédiaire. La structure du circuit reliant les transistors, les diodes demeurent identiques à ceux décrits en rapport avec la figure 2. Les interrupteurs I1 et 12 peuvent être des triacs ou des relais. Les interrupteurs I1 et 12 fonctionnent en boucle ouverte tandis que les transistors T1 à T4 fonctionnent à une fréquence de découpage fixée à la valeur de la fréquence de résonance du circuit L-C. On rappelle qu'à sa fréquence de résonnance, un circuit résonnant LC série présente un gain en tension égal à 1. Comme l'étage de conversion continu-continu 2 fonctionne à la résonnance, tout le gain de cet étage repose sur le gain amené par le rapport de transformation. En fonction de l'état de charge de la batterie et donc de sa tension Vbat, la tension du bus continu, notée Vred, doit être adaptée afin de permettre la conversion. La figure 4 présente le profil de la tension Vred en fonction de la tension de batterie Vbat. Les différentes phases de fonctionnement présentées sur cette figure sont associées aux différents rapports de transformation utilisés et seront commentés plus bas. L'hypothèse est posée qu'à une tension de seuil Vth, le relais est basculé. Le transformateur passe alors d'un rapport kl à un rapport k2 supérieur à kl. Plus précisément, si la tension de batterie Vbat est supérieure à la tension de seuil Vth, le rapport kl est utilisé. Si la tension de batterie Vbat est inférieure à la tension de seuil Vth, le rapport k2 est utilisé. Pour que ce type de fonctionnement puisse être implémenté, il est nécessaire de contrôler la valeur minimum Vred min et la valeur maximum Vred max de la tension aux bornes de la capacité 4. A tout moment, il est nécessaire que la tension Vred soit supérieure à la tension maximum du réseau Vres_max étant donné que cette tension est générée par l'étage redresseur 1 qui est un étage élévateur de tension, dit étage de boost. En effet, un étage élévateur de tension peut présenter une difficulté à obtenir une tension de sortie égale à la tension d'entrée de par la nature imparfaite des composants employés. Pour tenir compte de cela, on estime qu'un décalage minimum doit être maintenu entre la tension de sortie et la tension d'entrée afin que l'étage élévateur de tension puisse fonctionner dans des conditions acceptables. La réduction des pertes électriques implique de réduire le courant de fuite des transistors. Pour cela, il est important de considérer des composants dont la tension de claquage est la plus proche possible du point de fonctionnement du chargeur, notamment au niveau de la tension de bus continu Vred. Par exemple, une limite de cette tension peut être fixée à 600 V pour l'application présentée ci-après. L'homme du métier pourra toutefois adapter les exemples suivants pour une limite différente. Avec une limite de 600V, il est nécessaire qu'à tout moment, la tension Vred soit inférieure à 550V. Il est également important de minimiser la tension maximale Vred afin de limiter les pertes dans l'onduleur. Le procédé de commande suivant permet de tenir compte de ces contraintes et ainsi, de permettre l'utilisation de ce type de transformateur pour des applications de chargeur bidirectionnel pour des véhicules électriques ou hybrides. Tout au long de la charge, les équations suivantes permettent de régir le système : Vred = k.Vbat (Eq. 1) Avec Vbat = la tension de batterie k = le rapport de transformation utilisé Vred min = Vres. = Vres_max (Eq. 2) Avec Vred min = la valeur minimale de la tension Vred Vres max = la valeur maximale de la tension du réseau Vres Pour des raisons de stabilité de commande, la tension minimale du bus continu, notée Vred min, est supérieure à la tension Vres max d'une valeur de décalage AV, la valeur de décalage AV étant égale à 40V. En effet, la tension du bus continu Vred, est obtenue en sortie de l'étage redresseur 1. Toutefois, cet étage ne peut produire qu'une tension supérieure à la tension l'alimentant, dans le cas présent la tension du réseau Vres. De plus, un gain égal à l'unité est particulièrement difficile à obtenir et à maintenir. Pour ces raisons, une valeur de décalage est considérée afin de permettre un fonctionnement aisé de l'étage redresseur 1. Le rapport de transformation k2 est un paramètre qui est déterminé par les conditions limites de fonctionnement du chargeur. En effet, le chargeur doit pouvoir charger une batterie complétement déchargée (250V) sur un réseau de 250VAC. Cela impose l'équation suivante : Vres max.+AV = k2.Vbat min (Eq. 3) Avec Vbat min = la valeur minimale de la tension de batterie Vbat Vres max = la valeur maximale de la tension Vres du réseau d'alimentation électrique. L'équation Eq. 3 peut être reformulée afin de déterminer le rapport de transformation k2. Vres + AV k2= (Eq. 4) Vbat min En choisissant Vres max = 250V, Vbat min=250V et AV = 40V, on obtient un rapport de transformation k2 qui prend la valeur 1,574. Pour limiter le niveau de tension Vres sur le bus continu, on pose les deux conditions suivantes : kl.Vth = Vres.+AV (Eq. 4) k2.Vth = kl.Vbat max (Eq. 5) Avec Vbat max = la valeur maximale de la tension de batterie Vbat L'équation (Eq. 4) signifie que, au point de transition C de la figure 4, on impose un offset de tension AV à la tension Vred minimale (déterminée par l'équation Eq. 2). L'équation (Eq. 5) indique que l'on souhaite obtenir une tension Vred au point B de la figure 4 égale à la valeur de Vred au point D de la figure 4. Cette condition permet de minimiser la valeur maximale de Vred sur la plage totale de tensions. Le rapport de transformation kl est un paramètre qui est également déterminé par les conditions limites. En pratique, on utilise un réseau pouvant aller jusqu'à une tension de 250 V AC. Les deux équations régissant le système sont donc : kl .Vth = VresmIXW . J +40 (Eq. 6) k2.Vth = kl.Vbat. (Eq. 7) A partir de ces deux équations, on peut obtenir l'expression de la tension théorique Vth, par les développements successifs présentés ci-dessous. k2.Vth =Vresn'..'1 + 40 .Vbat. Vth (Eq. 8) Vth2 =Vres + 40 Vbat. k 2 (Eq. 9) 16 Vresina,,.- +40 vb (Eq. 10) Vth 2 - t Vbat Vresi. +40. a max - mm Vth VVbat .Vbatm (Eq. 11) En choisissant Vbat max = 400V, Vbat min = 250V, on obtient une valeur de seuil Vth égale à 316V. En utilisant les équations Eq. 11 et Eq. 6, on peut alors déterminer une valeur du premier rapport de transformation kl égale à 1,25 Afin de concevoir le transformateur, le nombre d'enroulements n1 du premier enroulement primaire, le nombre d'enroulements n2 du deuxième enroulement primaire et le nombre d'enroulements n3 de l'enroulement secondaire doivent être déterminés, et ce, en accord avec les rapports de transformation kl et k2. Un exemple de nombres d'enroulement est n1 = 20, n2 = 5, et n3 = 16. On retrouve bien la valeur du premier rapport de transformation k1=n1/n3 = 1.25 et du deuxième rapport de transformation k2 = (nl+n2)/n3 = 1.56. Il apparait ainsi qu'étant donné que le deuxième rapport de transformation k2 est dimensionné par les conditions limites de l'étage de conversion continu continu, la tension maximale en sortie de l'étage redresseur 1 sans adaptation du rapport de transformation serait supérieure à la limite de 600V. Avec l'adaptation du rapport de transformation, il est donc possible d'utiliser l'étage de conversion continu continu 2 à résonnance pure tout en conservant des composants 600V qui génèrent moins de pertes. Avec l'adaptation du rapport de transformation, la tension du bus continu (Vred sur la figure) est de 400V au lieu de 600V pour la solution classique. On constate que le dimensionnement est basé sur le cas de tension réseau maximal, et le rendement sera optimisé sur la tension réseau maximale (qui est le cas le plus fréquent en France). Dans l'exemple précèdent, le rapport de transformation est modifié à la fin d'une période de commutation des transistors (T1,T2,T3,T4), permettant de passer de kl=20/8 à k2=40/8. En réalisant cette commutation des interrupteurs I1 et 12 à la fin de chaque période de commutation des transistors (T1,T2,T3,T4), ou à la fin d'un multiple de périodes de commutation, on obtient un rapport de transformation moyen égal à k=30/8. Ce principe de commande peut être étendu en modifiant le rapport entre la durée durant laquelle les interrupteurs (11,12) permettent d'obtenir un rapport kl et la durée durant laquelle les interrupteurs (11,12) permettent d'obtenir un rapport k2. Le rapport de transformation obtenu peut être déterminé par l'équation suivante : k = (tl* t2)* (kl I tl + k2 t2) (Eq. 12) Avec tl : la durée pendant laquelle les interrupteurs (11,12) sont commutés de sorte à obtenir le rapport de transformation kl, et t2 : la durée pendant laquelle les interrupteurs (11,12) sont commutés de sorte à obtenir le rapport de transformation k2 Pour réaliser cela, on utilise une modulation à haute fréquence des interrupteurs (11,12) qui se superpose à la modulation principale réalisée par les transistors (T1,T2,T3,T4). En faisant varier le motif de pilotage des interrupteurs (11,12) de sorte à faire varier le rapport des durées tl et t2 de l'équation 12, il est possible d'obtenir un rapport de transformation variant de manière continue de la valeur k1=20/8 à la valeur k2=40/8. Par ailleurs, il faut commuter les interrupteurs (11,12) courants nuls, tous les transistors (T1,T2,T3,T4) doivent être bloqués. Toutefois, les triacs étant limités en fréquence. Il conviendrait d'utiliser plutôt à la place de chaque interrupteur (11,12) un commutateur à base de transistors de type Mosfet (acronyme anglais pour « Metal Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor ») agencés dans une structure permettant un comportement réversible. Sur la figure 5, on peut voir qu'un tel commutateur comprend deux bornes, une première borne étant reliée à la cathode d'une neuvième diode D9 et à l'anode d'une dixième diode D10. L'anode de la neuvième diode D9 est reliée à l'anode d'une onzième diode Dll et à la source d'un premier transistor de type MOSFET référencé Ml. La cathode de la onzième diode Dll et le drain du premier transistor MOSFET M1 sont reliés à la deuxième borne. La cathode de la dixième diode D10 est reliée à la cathode d'une douzième diode D12 et au drain d'un deuxième transistor de type MOSFET référencé M2. L'anode de la douzième diode D12 et la source du premier transistor MOSFET M2 sont reliés à la deuxième borne. REVENDICATIONS1. Procédé de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie (5) de véhicule automobile, le chargeur comprenant un étage redresseur (1) connecté en entrée à un réseau d'alimentation électrique (3) et en sortie à un étage de conversion (2) continu-continu et à une capacité (4), l'étage de conversion continu-continu (2) étant connecté à la batterie (5), l'étage de conversion continu-continu (2) comprenant un premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4) connecté en entrée à l'étage redresseur (1) et en sortie en série à un circuit résonnant (L1,C1) et à un transformateur (6), le transformateur (6) étant relié à un deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8), le deuxième ensemble (T5,T6,T7,T8) étant relié par ailleurs à la batterie (5), caractérisé par le fait qu'il comprend les étapes suivantes : on commande la commutation du premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4) à la fréquence propre du circuit résonnant, on commande le deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) dans un état passant, on détermine si la tension de batterie est supérieure à une tension de seuil. Si tel est le cas, on commande le transformateur (6) de sorte qu'un premier rapport de transformation soit réalisé, si tel n'est pas le cas, on commande le transformateur (6) de sorte qu'un deuxième rapport de transformation soit réalisé, le deuxième rapport de transformation étant supérieur au premier rapport de transformation. 2. Procédé de commande selon la revendication précédente, dans lequel on détermine la tension de seuil comme la racine carrée du produit de la valeur maximale et de la valeur minimale de la tension de batterie 3. Procédé de commande selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequelun interrupteur (I1) est connecté par une borne entre une extrémité d'un premier enroulement primaire du transformateur (6) et une extrémité d'un deuxième enroulement primaire du transformateur (6), un interrupteur (I2) étant relié par une borne à l'autre extrémité du deuxième enroulement primaire, les interrupteurs (I1) et (I2) étant reliés par leur autre borne au collecteur du quatrième transistor (T4) et à l'émetteur du troisième transistor (T3), pour commander le transformateur (6) de sorte que le premier rapport de transformation soit réalisé, on commande les interrupteurs (I1) et (I2), de sorte que seul le premier enroulement primaire du transformateur (6) soit connecté au premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4), et pour commander le transformateur (6) de sorte que le deuxième rapport de transformation soit réalisé, on commande les interrupteurs Il et 12 de sorte que le premier enroulement primaire et le deuxième enroulement primaire du transformateur (6) soient connectés au premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4). 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel on détermine le premier rapport de transformation comme le rapport de la somme de la valeur de crête de la tension de réseau et d'une tension de décalage par la tension de seuil. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 3 ou 4, dans lequel on détermine le deuxième rapport de transformation comme le rapport de la somme du maximum de la valeur de crête de la tension de réseau et d'une tension de décalage par le minimum de la tension de batterie. 6. Procédé de commande selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel on commande les interrupteurs (Il, 12) par une modulation à haute fréquence de sorte que le rapport de transformation obtenu soit égal à la moyenne du premier rapport de transformation et du deuxième rapport de transformation pondérés par leurs durées de commutation respectives. 7. Système de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie (5) de véhicule automobile, le chargeur comprenant un étageredresseur (1) connecté en entrée à un réseau d'alimentation électrique (3) et en sortie à un étage de conversion (2) continu-continu et à une capacité (4), l'étage de conversion continu-continu (2) étant connecté à la batterie (5), l'étage de conversion continu-continu (2) comprenant un premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4) connecté en entrée à l'étage redresseur (1) et en sortie en série à un circuit résonnant (L1,C1) et à un transformateur (6), le transformateur (6) étant relié à un deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8), le deuxième ensemble (T5,T6,T7,T8) étant relié par ailleurs à la batterie (5), caractérisé par le fait qu'il comprend : un moyen de commande apte à commander la commutation du premier ensemble de transistors (T1,T2,T3,T4) à la fréquence propre du circuit résonnant, et apte à commander le deuxième ensemble de transistors (T5,T6,T7,T8) dans un état passant, un moyen de comparaison de la tension de batterie à une tension de seuil, apte à commander le transformateur (6) de sorte qu'un deuxième rapport de transformation soit réalisé, si la tension de batterie est supérieure à une tension de seuil et qu'un premier rapport de transformation soit réalisé, si la tension de batterie n'est pas supérieure à une tension de seuil, le deuxième rapport de transformation étant supérieur au premier rapport de transformation. 8. Système de commande selon la revendication 7, comprenant un moyen de détermination de la tension de seuil en fonction de la valeur maximale et de la valeur minimale de la tension de batterie. 9. Système de commande selon l'une quelconque des revendications 7 ou 8, dans lequel un premier interrupteur (I1) est connecté par une borne entre une extrémité d'un premier enroulement primaire du transformateur (6) et une extrémité d'un deuxième enroulement primaire du transformateur (6), un deuxième interrupteur (12) étant relié par une borne à l'autre extrémité du deuxième enroulement primaire, le premier interrupteur (I1) et le deuxième interrupteur (12) étant reliés par leur autre borne au collecteur du quatrième transistor (T4) et à l'émetteur du troisième transistor (T3),le premier interrupteur (I1) et le deuxième interrupteur (I2) étant aptes à modifier le rapport de transformation du transformateur (6) en fonction du nombre d'enroulements primaires connectés. 10. Système de commande selon la revendication 9, dans lequel le nombre d'enroulements du premier enroulement primaire du transformateur (6) divisé par le nombre d'enroulements de l'enroulement secondaire du transformateur (6) est égal au premier rapport de transformation, lui-même égal au rapport de la somme de la valeur de crête de la tension de réseau et d'une tension de décalage par la tension de seuil. 11. Système selon l'une quelconque des revendications 9 ou 10, dans lequel la somme du nombre d'enroulements du premier enroulement primaire du transformateur (6) et du deuxième enroulement primaire du transformateur (6) divisé par le nombre d'enroulements de l'enroulement secondaire du transformateur (6) est égal au deuxième rapport de transformation, lui-même égal au le rapport de la somme du maximum de la valeur de crête de la tension de réseau et d'une tension de décalage par le minimum de la tension de batterie. 12. Système de commande selon l'une quelconque des revendications 7 à 11, dans lequel les interrupteurs (I1, 12) sont aptes à être commandés par une modulation à haute fréquence de sorte que le rapport de transformation obtenu soit égal à la moyenne du premier rapport de transformation et du deuxième rapport de transformation pondérés par leurs durées de commutation respectives. 13. Système selon l'une quelconque des revendications 7 à 12, dans lequel le premier interrupteur (I1) et/ou le deuxième interrupteur (I2) est un triac ou un relais. 14. Système selon l'une quelconque des revendications 7 à 12, dans lequel le premier interrupteur (I1) et/ou le deuxième interrupteur (I2)est un commutateur réversible comprenant deux bornes, une première borne étant reliée à la cathode d'une neuvième diode (D9) et à l'anode d'une dixième diode (D10), l'anode de la neuvième diode (D9) étant reliée à l'anode d'une onzième diode (D11) et à la sourced'un premier transistor de type MOSFET (M1), la cathode de la onzième diode (D11) et le drain du premier transistor MOSFET (M1) étant reliés à la deuxième borne, la cathode de la dixième diode (D10) étant reliée à la cathode d'une douzième diode (D12) et au drain d'un deuxième transistor de type MOSFET (M2), l'anode de la douzième diode (D12) et la source du premier transistor MOSFET (M2) étant reliés à la deuxième borne.