FR 3013533 A1 20150522 FR 1361449 A 20131121 COMMANDE D'UN CONVERTISSEUR:ALTERNATIF-CONTINU Domaine La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques et, plus particulièrement, les convertisseurs de puissance basés sur une conversion alternatif- continu. La présente description concerne plus particulièrement la commande d'un tel convertisseur afin de limiter le courant d'appel lors de la mise sous tension du convertisseur. Exposé de l'art antérieur Le contrôle du courant d'appel dans un convertisseur 10 de type alternatif-continu est un problème récurrent. Une première catégorie de solutions utilise un élément résistif pour limiter l'appel de courant lors de la mise sous tension. Certaines de ces solutions prévoient de commuter cet élément résistif afin de réduire la consommation en régime 15 établi. Des exemples de solutions de ce type sont décrits dans les documents US-B-5,715,154 et US-B-6,493,245. Une autre catégorie de solutions prévoit de détecter les passages par zéro de la tension d'alimentation alternative afin de ne rendre conducteur des éléments de redressement 20 commandables qu'au zéro de tension. Des exemples de systèmes de ce type sont décrits dans les documents US-B-7,822,203, US-B7,236,383 et US-A.-2012/0020132. La présente description concerne les convertisseurs de la deuxième catégorie qui ont encore besoin d'être améliorés. Résumé Un mode de réalisation vise à pallier tout ou partie 5 des inconvénients des convertisseurs alternatif-continu connus. Un autre mode de réalisation vise, plus particulièrement, à traiter les problèmes liés au courant d'appel lors du démarrage du convertisseur. Un autre mode de réalisation vise une solution 10 indépendante de la valeur d'un élément capacitif de sortie du convertisseur. Ainsi, un mode de réalisation prévoit un procédé de commande d'un convertisseur alternatif-continu ayant un pont de redressement commandable, comportant les étapes suivantes : dans une phase de démarrage, provoquer le chargement d'un élément capacitif sous une amplitude fixée par un premier seuil ; et dans un régime établi, rendre le pont conducteur quand la différence entre la tension de sortie du convertisseur et la 20 tension alternative redressée atteint un second seuil. Selon un mode de réalisation, le premier seuil est supérieur au deuxième seuil. Selon un mode de réalisation, dans la phase de démarrage, le pont est rendu conducteur quand la tension 25 alternative redressée devient inférieure à la tension aux bornes du condensateur majorée d'un facteur du premier seuil. Un mode de réalisation prévoit également un circuit de commande d'un convertisseur de puissance, comportant des éléments pour, dans une phase de démarrage, charger un élément 30 capacitif sous une tension limitée à un premier seuil et, en régime établi, rendre un pont commandable du convertisseur conducteur quand la différence entre la tension de sortie du convertisseur et la tension alternative redressée atteint un second seuil. Selon un mode de réalisation, le circuit comporte une bascule dont une sortie commande une source de courant de commande d'éléments de redressement commandables du pont, une entrée de mise à un de la bascule étant reliée, de façon commandable, à des sorties de deux comparateurs de la tension alternative redressée à une information représentative de la charge de l'élément capacitif majorée du premier seuil, respectivement du second seuil. Selon un mode de réalisation, une entrée de 10 réinitialisation de la bascule est reliée, par un élément de temporisation à sa sortie. Selon un mode de réalisation, les sorties respectives desdits comparateurs sont reliées à ladite entrée de mise à un de la bascule par l'intermédiaire d'éléments capacitifs. Selon un mode de réalisation, chaque comparateur a une entrée reliée à un point milieu d'un pont diviseur résistif de la tension alternative redressée et une deuxième entrée recevant une information représentative de la tension aux bornes de l'élément capacitif majorée du premier seuil, respectivement du deuxième seuil. Un mode de réalisation prévoit également un convertisseur alternatif-continu comportant : un pont de redressement commandable ; et un circuit de commande. 25 Brève description des dessins Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 représente, de façon très schématique et sous forme de blocs, un exemple de convertisseur alternatif-continu du type auquel s'applique la présente description ; la figure 2 est un schéma bloc d'un mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu ; la figure 3 représente un schéma électrique partiellement détaillé d'un mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu ; les figures 4A, 4B et 4C sont des chronogrammes 5 illustrant, de façon simplifiée, le fonctionnement du convertisseur de la figure 3 au démarrage ; les figures aA, 5B et 5C sont des chronogrammes illustrant, de façon simplifiée, le fonctionnement du convertisseur de la figure 3 en régime établi ; les figures aA, 6B, 6C, 6D, 6E et 6F sont des chronogrammes illustrant, de façon plus détaillée, un exemple de fonctionnement du convertisseur de la figure 3 ; les figures 7A, 7B, 7C, 7D, 7E, 7F et 7G sont des chronogrammes illustrant un autre exemple de fonctionnement du 15 convertisseur en régime établi ; et la figure 8 illustre un exemple d'application à un circuit correcteur du facteur de puissance. Description détaillée De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes 20 références aux différentes figures. Par souci de clarté, seuls les éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation qui vont être décrits ont été représentés et seront détaillés. En particulier, l'utilisation de la tension obtenue à l'aide d'un convertisseur de puissance alternatif-continu n'a pas été détaillée, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les applications usuelles de tels convertisseurs. De plus, la génération d'une tension alternative d'alimentation du convertisseur n'a pas non plus été détaillée, les modes de réalisation décrits étant, là encore, compatibles avec les applications usuelles. La figure 1 est un schéma bloc illustrant un exemple de système basé sur un convertisseur alternatif-continu du type auquel s'appliquent les modes de réalisation qui vont être décrits. Un tel convertisseur comporte un circuit 1 de redressement (REC) dont deux bornes d'entrée 12 et 14 sont destinées à recevoir une tension alternative Vac et dont deux bornes 16 et 18 de sortie sont destinées à fournir une tension redressée, par exemple, à un élément capacitif Co, dont le rôle est de filtrer (lisser) cette tension. Dans l'exemple de la figure 1, cette tension continue de sortie est destinée à un convertisseur à découpage 2 (SMPC - Switched Mode Power Converter) fournissant en sortie une tension, par exemple continue, à destination d'une charge non représentée. Dans d'autres applications, par exemple, du type correction du facteur de puissance, l'élément capacitif Co est en aval d'un circuit de découpage de la tension fournie par le circuit de redressement. La tension Vac d'alimentation du circuit 1 est, par exemple, la tension d'un réseau de distribution électrique. Un interrupteur K de mise en service est généralement intercalé entre une source de fourniture de la tension Vac et le circuit 1. Le problème du courant d'appel se pose lors de la fermeture de cet interrupteur K et, plus généralement, lors de 20 l'application d'une tension d'alimentation alternative entre les bornes 12 et 14 alors que l'élément capacitif Co est déchargé. Les solutions usuelles mettant en oeuvre une détection du passage par zéro de la tension alternative Vac afin de ne rendre passant des éléments de redressement commandés du circuit 25 1 qu'au voisinage du zéro de tension ne présentent pas les inconvénients des systèmes utilisant une résistance de limitation en série. Toutefois, le courant d'appel dépend alors de la valeur du condensateur Co de sortie. Dans des applications de forte puissance, ce courant d'appel peut, au démarrage, ne pas être négligeable. La figure 2 représente, sous forme de blocs, un mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu. Ce convertisseur se compose d'un pont de redressement commandable 3 dont des bornes d'entrée sont reliées aux bornes et 14 d'application d'une tension alternative Vac, le cas échéant par l'intermédiaire d'un interrupteur K, et dont des bornes de sortie 16 et 18 sont connectées, par exemple, aux bornes d'un élément capacitif Co. Le pont 3 reçoit, d'un circuit de commande (CTRL), au moins un signal CT de mise en couction des éléments de redressement commandables. Ce circuit 4 est, à titre d'exemple, alimenté par une tension continue Vp obtenue à partir d'un pont de redressement auxiliaire 5 et d'un élément capacitif Cp dédié à la fourniture de cette tension Vp. Les entrées du pont auxiliaire 5 sont connectées aux bornes 12 et 14 et sa sortie positive est reliée à une première électrode du condensateur Cp dont une autre électrode est reliée à la borne 16. La référence de la tension Vp est donc le niveau positif du condensateur Co. Le circuit 4 exploite, comme cela sera détaillé par la 15 suite, une information représentative de la tension d'entrée ainsi qu'une information représentative du niveau de charge du condensateur Co. On prévoit de commander le pont 3 de façon différente selon que le convertisseur se trouve dans une phase de démarrage où le condensateur Co est déchargé (ou que sa charge est inférieure à un seuil) ou en régime établi où l'énergie fournie au condensateur à chaque alternance suffit à le recharger. On tire profit du fait qu'un convertisseur et son condensateur sont généralement dimensionnés pour satisfaire aux besoins normaux de la charge qu'ils alimentent. Par conséquent, une fois le condensateur initialement chargé, sa capacité est telle qu'elle permet que son niveau de charge atteigne le niveau maximum en moins d'une alternance de la tension alternative, cette capacité étant de préférence dimensionnée pour une ondulation de la tension d'environ 10%. En régime établi, dans l'exemple d'une application à un circuit correcteur du facteur de puissance (Power Factor Correction - PFC), on prévoit de provoquer la mise en conduction du pont 3 au début de chaque alternance en détectant le passage par zéro de la tension d'alimentation alternative. En pratique, cette mise en conduction est effectuée légèrement après ce passage par zéro, typiquement dès que la tension Vac atteint un seuil, le plus proche de zéro possible, de préférence quelques volts, voire 1 volt ou moins. Dans un cas plus général destiné à d'autres applications qu'un circuit PFC, on prévoit de provoquer la mise en conduction du pont dès que la tension Vac est supérieure à la tension VCo aux bornes du condensateur Co. Toutefois, en phase de démarrage, afin de limiter le courant d'appel, on prévoit d'effectuer la charge initiale du condensateur Co sous une tension de valeur nettement inférieure à la valeur crête de la tension Vac. En d'autres termes, on prévoit d'effectuer cette charge de façon incrémentielle avec des paliers de valeur relativement faible (par exemple, de l'ordre de 10 à 20 fois moins que l'amplitude crête de la tension Vac) pour limiter les appels de courant. De préférence, l'amplitude de chaque palier est de l'ordre d'une dizaine ou vingtaine de volts. Dans la phase de démarrage, on prévoit de provoquer la mise en service du pont 3 dans la deuxième moitié de l'alternance de la tension Vac, c'est-à-dire après qu'elle soit passée par son maximum, lorsque la tension Vac redressée atteint le niveau de charge du condensateur majoré d'un seuil représentant le palier de charge. Pendant cette phase de démarrage, on accepte la présente de pics de courant mais ces pics sont limités grâce au différentiel de tension réduit entre le niveau de l'alternance et le niveau de charge du condensateur lors de la mise en conduction du pont. De plus, en limitant la tension sous laquelle le condensateur Co est chargé, on rend ce courant d'appel indépendant de la valeur du condensateur. Cette valeur ne conditionne que le nombre de cycles de la tension alternative nécessaire pour effectuer la charge initiale. La figure 3 représente un schéma électrique plus détaillé du convertisseur de la figure 2. Le pont commandable 3 comporte, par exemple, deux 35 thyristors Thl et Th2 dont les anodes respectives sont reliées aux bornes 12 et 14 et dont les cathodes sont connectées ensemble à la borne 16, et deux diodes D3 et D4 dont les cathodes respectives sont reliées aux bornes 12 et 14 et dont les anodes sont connectées ensembles à la borne 18. La borne 18 définit un potentiel de référence pour la tension redressée par le pont 3, donc pour la tension aux bornes du condensateur Co. Un pont auxiliaire 5 fournit une tension de référence image de la tension Vac et, le cas échéant, une tension d'alimentation du circuit 4 pendant la phase de démarrage. Le pont 5 comporte deux diodes Dl et D2 dont les anodes respectives sont connectées aux bornes 12 et 14 et dont les cathodes sont connectées ensemble à un pont diviseur résistif formé de deux résistances R51 et R53 en série entre ces cathodes et la borne 16. Le pont 5 utilise donc également les diodes D3 et D4. Le point milieu 54 du pont diviseur résistif R51, R53 fournit une tension redressée V54, référencée par rapport au potentiel de la borne 16, donc fonction de la tension aux bornes du condensateur Co. Cette tension V54 est fournie d'une part à un régulateur basse tension (typiquement de quelques volts) 41 dont une sortie est reliée, par un interrupteur 42, à une première électrode 44 d'un élément capacitif Cp dont l'autre électrode est connectée à la borne 16. Le condensateur Cp fournit une tension continue régulée d'alimentation de circuits électronique du circuit 4, référencée par rapport au potentiel de la borne 16. La commande des thyristors Thl et Th2 s'effectue en leur injectant un courant de gâchette à l'aide d'une source de courant 43 connectée à l'électrode 44 (positive) du condensateur Cp et activée par un signal CT, par exemple grâce à un interrupteur 45 intercalé entre la source de courant 43 et les gâchettes des thyristors Thl et Th2. En pratique, des résistances de limitation de courant R31 et R32 sont intercalées entre l'interrupteur 45 et les gâchettes des thyristors Thl et Th2. Le signal de commande CT dépend de la phase (démarrage 35 ou régime établi) dans laquelle se trouve le convertisseur. Dans l'exemple représenté, le signal CT est fourni par une sortie directe Q (non inversée) d'une bascule RS 64 dont une entrée R de réinitialisation (reset) est rebouclée sur la sortie Q par l'intermédiaire d'un retardateur 62 (par exemple un nombre pair d'inverseurs logiques) d'un temps T, et dont une entrée S de mise à un (set) reçoit un signal dépendant de la phase dans laquelle se trouve le convertisseur. Le circuit 4 comporte un premier comparateur 61 du potentiel du noeud 54 à un premier seuil Vrefl, fonction du palier de charge souhaité, et un second comparateur 63 du potentiel du noeud 54 à un deuxième seuil Vref2, fonction du seuil souhaité pour le déclenchement de la charge du condensateur en régime établi. Les seuils Vrefl et Vref2 sont référencés par rapport au potentiel de la borne 16. Par exemple des composants 71 et 72 décaleurs de niveau relient la borne 16, respectivement à une entrée non inverseuse (+) du comparateur 61 et à une entrée inverseuse (-) du comparateur 63. Ces éléments décaleurs de niveau sont par exemple, des diodes Zener dont les tensions seuil fixent les seuils Vrefl (par exemple d'une à quelques dizaines de volts) et Vref2 (par exemple de l'ordre du volt). Les entrées inverseuse (-) du comparateur 61 et non inverseuse (+) du comparateur 63 sont reliées au noeud 54. Ainsi, la sortie du comparateur 61 bascule vers l'état haut quand la tension Vac redressée atteint (en décroissance) la tension aux bornes du condensateur Co majorée d'une première valeur fonction du seuil Vrefl et du rapport des résistances R53 et R54, et vers l'état bas quand cette tension Vac redressée (en phase croissante) atteint cette première valeur. De façon similaire, la sortie du comparateur 63 bascule vers l'état haut quand la tension Vac redressée atteint (en croissance) la tension aux bornes du condensateur Co majorée d'une seconde valeur fonction du seuil Vref2 et du rapport des résistances R53 et R54, et vers l'état bas quand cette tension Vac redressée (en phase décroissante) atteint cette seconde valeur. En supposant les résistances R63 et R54 égales, les première et seconde valeurs valent respectivement 2*Verfl et 2*Verf2. Les sorties des comparateurs 61 et 63 sont reliées, par des commutateurs 65 et 67 de sélection de la phase de fonctionnement (démarrage ou régime établi) du convertisseur, à des générateurs d'impulsions référencées au potentiel de la borne 16, dont les sorties respectives sont reliées à l'entrée S de la bascule 64. Dans l'exemple représenté, les générateurs d'impulsions sont chacun constitués d'un condensateur C66, C68 reliant le commutateur 65, respectivement 67, à l'entrée S de la bascule. Une résistance R69, référençant les impulsions au potentiel de la borne 16 et conditionnant la durée des impulsions, relie l'entrée S, à cette borne 16. Les commutateurs 65 et 67 sont commandés par un signal CTR fourni par un circuit 70 et dont l'état fixe la phase de fonctionnement du convertisseur en sélectionnant l'un ou l'autre 20 des comparateurs 61 et 63. Les figures 4A, 4B et 4C illustrent, de façon simplifiée le fonctionnement du circuit de commande 4 pendant les phases de démarrage, c'est-à-dire alors que le condensateur Co n'est pas chargé. On suppose dont que le commutateur 65 est 25 fermé et que le commutateur 67 est ouvert. La figure 4A illustre un exemple d'allure de la tension V54 et l'allure correspondante du signal V61 de sortie du comparateur 61. La figure 4B illustre l'allure correspondante du signal S d'entrée de la bascule 64. La figure 4C illustre les allures respectives des signaux de 30 sortie Q et R de la bascule 64. A chaque décroissance d'une alternance redressée de la tension Vac, lorsque la tension V54 atteint le niveau Vrefl, la sortie du comparateur 61 commute vers l'état haut. Cette commutation se traduit par une impulsion sur le signal S, donc 35 un créneau sur la sortie Q provoquant la fermeture de l'interrupteur 45 pour mettre le pont 3 en conduction. A l'issue d'un retard T, fixé par le circuit 62, la bascule 64 est réinitialisée (le signal R commute à l'état haut, ce qui provoque la commutation de la sortie Q à l'état bas). Le créneau sur le signal R dure le temps T. Dans la phase croissante de l'alternance redressée suivante, lorsque la tension V54 atteint le seuil Vrefl, la sortie du comparateur 61 bascule vers l'état bas. Cela génère une impulsion négative sur le signal S qui n'est donc pas prise en compte par la bascule 64. Comme la tension V54 est référencée par rapport au niveau de charge présent dans le condensateur Co, l'instant de mise en conduction du pont est avancé vers le sommet de l'alternance au fur et à mesure que le condensateur se charge d'une alternance à l'autre. Les figures 5A, 5B et 5C illustrent, de façon simplifiée et dans le cas particulier d'un circuit PFC, le fonctionnement du circuit de commande 4 en régime établi, c'est-à-dire alors que le condensateur Co est considéré chargé. On suppose dont que le commutateur 67 est fermé et que le commutateur 65 est ouvert. La figure Spi illustre un exemple d'allure de la tension V54 et l'allure correspondante du signal V63 de sortie du comparateur 63. La figure 5B illustre l'allure correspondante du signal S d'entrée de la bascule 64. La figure 5C illustre les allures respectives des signaux de sortie Q et R de la bascule 64. Le fonctionnement se déduit de celui exposé en relation avec les figures 4A à 4C. Une différence est que le signal V63 commute vers l'état haut dans la phase ascendante de chaque alternance redressée quand la tension atteint le seuil Vref2 et vers l'état bas quand ce seuil est de nouveau atteint lors de la décroissance de l'alternance. Une autre différence est que l'instant de mise en conduction du pont s'effectue ici au plus près du début de chaque alternance. Il s'agit là d'un cas particulier considérant que le condensateur est déchargé à chaque fin d'alternance, c'est-à-dire qu'en régime établi, il alimente une charge résistive. Cela ne correspond pas au cas de la figure 3 mais, par exemple, correspond au cas d'un circuit correcteur du facteur de puissance qui sera illustré par la suite en relation avec les figures 7A à 7G. Les figures aA, 6B, 6C, 6D, 6E et 6F sont des 5 chronogrammes illustrant, de façon plus détaillée, le fonctionnement du circuit de la figure 3. La figure 6A représente un exemple d'allure de la tension Vac. La figure 6B représente un exemple d'allure correspondante de la tension Vo aux bornes du condensateur. Les figures 6C et 6D représentent 10 les allures en sortie des comparateurs 61 et 63. Les figure 6E et 6F représentent les allures correspondantes du courant dans les thyristors Thl et Th2. On suppose que le circuit 70 (figure 3) place le convertisseur dans une phase de démarrage pendant des premières 15 alternances, le temps de charger le condensateur Co, puis commute ensuite (à un instant tp) vers le régime établi. Pendant toutes les alternances du régime de démarrage, la sortie du comparateur 61 est à l'état haut autour du passage par zéro dans une plage définie par le seuil Vrefl. En fait, en 20 supposant les résistances R51 et R53 égales, la mise en conduction du pont 3 se produit dès que l'alternance (redressée) atteint, dans sa deuxième moitié, le seuil Vc0+2Vref1. On assiste alors à un pic de courant fonction de l'amplitude 2Vrefl. Plus on choisit un seuil Vrefl élevé, donc un palier de 25 charge élevé, plus le pic de courant est important, mais plus le régime établi peut être atteint rapidement. On choisira donc le seuil Vrefl en fonction de ces deux aspects. Au fur et à mesure de la charge du condensateur, les instants de fermeture du pont 3 sont de plus en plus têt dans l'alternance jusqu'à être 30 approximativement au sommet de l'alternance. Une fois que le convertisseur est commuté en régime établi, on assiste à une charge complémentaire du condensateur Co à chaque alternance, au voisinage de la fin de sa première moitié, c'est-à-dire, dès que la tension Vac redressée excède la 35 tension Vo (plus généralement, la tension de sortie du pont commandé) majorée du seuil Vref2 (choisi le plus faible possible). Ainsi, en régime établi, les pics de courant (figure 6E et 6F) et les surtensions sont réduits à leur minimum. Dans l'exemple des figures 6A à 6F, on suppose un schéma du type de celui de la figure 3, c'est-à-dire que le convertisseur alimente en régime établi une charge capacitive. Les figures 7A, 7B, 7C, 7D, 7E, 7F et 7G sont des chronogrammes illustrant le fonctionnement en régime établi dans le cas d'un circuit associé à un circuit de correction du facteur de puissance. La figure 7A illustre un exemple d'allure de la tension d'alimentation alternative Vac. Les figures 7B, 7C et 7D illustrent des exemples d'allure des signaux S, R et Q. Les figures 7E et 7F illustrent les allures correspondantes des courants 'Th' et ITh2. La figure 7G illustre un exemple de l'allure de la tension Vo. La figure 8 représente partiellement et de façon simplifiée un circuit de correction du facteur de puissance alimenté par un pont de diodes. Par rapport au circuit de la figure 3, la connexion de la borne 16 à l'électrode positive 82 du condensateur Co s'effectue par l'intermédiaire d'un élément inductif L en série avec une diode D. Un interrupteur 84 relie le point milieu de l'association en série de l'inductance L et de la diode D, à la borne 18. Quand l'interrupteur 84 est fermé, le courant provenant du convertisseur est accumulé dans l'inductance L. L'énergie correspondante est restituée au condensateur Co via la diode D à l'ouverture de l'interrupteur 84. En régime de démarrage, on prévoit de court-circuiter, par une diode 86 dite by-pass, l'inductance L et la diode D pour charger directement le condensateur Co à la crête de la tension Vac. En fait, cela revient, en régime établi, à considérer le circuit de la figure 3 en insérant la diode 86 entre la tension de sortie du pont 3 (cathode 16 des thyristors) et la borne positive du condensateur Co. En régime de démarrage, le système a un fonctionnement similaire à celui illustré par les figures 6A. à 6F. En régime établi, le fonctionnement est illustré par les figures 7A à 7G. A chaque fin d'alternance de la tension d'alimentation alternative, on assiste à une impulsion du signal S se traduisant par un basculement et une mise en conduction du pont 3. Cette mise en conduction s'annule à la fin de l'alternance correspondante, par disparition du courant dans le thyristor Thl ou Th2. Un avantage des modes de réalisation qui ont été décrits est que le courant d'appel est considérablement amoindri. Un autre avantage est que l'amplitude du courant 15 d'appel devient indépendante de la valeur du condensateur de sortie, donc de la puissance du convertisseur. Divers modes de réalisation ont été décrits, diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En outre, les dimensionnements des différents composants sont à la 20 portée de l'homme du métier à partir de l'application et des indications fonctionnelles données ci-dessus, de même que la mise en oeuvre pratique de ces modes de réalisation. REVENDICATIONS1. Procédé de commande d'un convertisseur alternatif-continu ayant un pont de redressement commandable (3), comportant les étapes suivantes : dans une phase de démarrage, provoquer le chargement 5 d'un élément capacitif (Co) sous une amplitude fixée par un premier seuil (Vrefl) ; et dans un régime établi, rendre le pont conducteur quand la différence entre la tension de sortie du convertisseur et la tension alternative redressée atteint un second seuil (Vref2). 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le premier seuil (Vrefl) est supérieur au deuxième seuil (Vref2). 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel, dans la phase de démarrage, le pont (3) est rendu conducteur quand la tension alternative redressée devient inférieure à la tension aux bornes du condensateur majorée d'un facteur du premier seuil (Vref2). 4. Circuit de commande d'un convertisseur alternatif-continu, comportant des moyens pour, dans une phase de démarrage, charger un élément capacitif (Co) sous une tension limitée à un premier seuil (Vrefl) et, en régime établi, rendre un pont commandable du convertisseur conducteur quand la différence entre la tension de sortie du convertisseur et la tension alternative redressée atteint un second seuil (Vref2). 5. Circuit selon la revendication 4, comportant une 25 bascule 64) dont une sortie (Q) commande une source de courant (43) de commande d'éléments de redressement commandables (Thl, Th2) du pont (3), une entrée (S) de mise à un de la bascule étant reliée, de façon commandable, à des sorties (65, 67) de deux comparateurs (61, 63) de la tension alternative redressée à 30 une information représentative de la charge de l'élément capacitif (Co) majorée du premier seuil (Vrefl), respectivement du second seuil (Vref2). 6. Circuit selon la revendication 5, dans lequel une entrée de réinitialisation (R) de la bascule (64) est reliée, par un élément de temporisation (62) à sa sortie (Q). 7. Circuit selon la revendication 5 ou 6, dans lequel 5 les sorties respectives desdits comparateurs (65, 67) sont reliées à ladite entrée de mise à un (S) de la bascule (64) par l'intermédiaire d'éléments capacitifs (C66, C68). 8. Circuit selon l'une quelconque des revendications 5 à 7, dans lequel chaque comparateur (61, 63) a une entrée reliée 10 à un point milieu (54) d'un pont diviseur résistif (R51, R53) de la tension alternative redressée et une deuxième entrée recevant une information représentative de la tension aux bornes de l'élément capacitif majorée du premier seuil (Vrefl), respectivement du deuxième seuil (Vref2). 9. Convertisseur alternatif-continu comportant : un pont de redressement commandable (3) ; et un circuit (4) de commande conforme à l'une quelconque des revendications 4 à 8.