FR 3017347 A1 20150814 FR 1551142 A 20150212 DOMAINE TECHNIQUE La présente invention concerne une lampe pour véhicule utilisée 5 dans un véhicule ou analogue. ETAT DE LA TECHNIQUE En tant que source de lumière d'une lampe pour véhicule, le remplacement d'une lampe à halogène ou d'une lampe à décharge de 10 haute intensité par un dispositif à semiconducteur tel qu'une diode électroluminescente (DEL) ou une diode laser (DL) a progressé dans la technique associée. Un circuit de commande qui commande une telle source de lumière à semiconducteur (appelée simplement ci-après source de lumière) comporte un convertisseur qui amplifie et atténue une tension 15 d'entrée telle que la tension d'une batterie, et délivre la tension à la source de lumière et un contrôleur qui contrôle le convertisseur. Le contrôleur détecte le courant de sortie du convertisseur et il effectue un contrôle de rétroaction de commutation du convertisseur de sorte que le courant de sortie s'approche d'une valeur de courant correspondant à une 20 luminance cible. La figure 1 est un schéma illustrant une configuration de lampe pour véhicule selon la technique associée. Les figures 2A et 2B sont des diagrammes de forme d'onde de fonctionnement d'une lampe pour véhicule 1r. En se référant à la figure 1, la lampe pour véhicule 1r 25 comporte une source de lumière 10 et un dispositif de commande 20r. La tension VBAT d'une batterie 2 est appliquée à l'entrée de la lampe pour véhicule ir par l'intermédiaire d'un commutateur 4. Le dispositif de commande 20r comporte un convertisseur 30 et un contrôleur 40r. Le convertisseur 30 est par exemple, un convertisseur 30 abaisseur et diminue la tension d'entrée VIN et délivre la tension à la source de lumière 10 qui est une charge. Le convertisseur 30 comporte principalement un condensateur d'entrée C11, un transistor de commutation M11, une diode de redressement D11, une bobine d'induction L11 et un condensateur de sortie C12. 35 Le contrôleur 40r détecte le courant de sortie lm- circulant dans la source de lumière 10 et contrôle le rapport cyclique de la commutation du 3 0 1 7 3 4 7 2 transistor de commutation M11 de sorte que le courant de sortie Iou-r s'approche d'une valeur cible correspondant à la luminance. Une résistance de détection de courant R11 est prévue sur le trajet d'un courant de bobine IL11 pour détecter le courant de bobine Li correspondant au courant de sortie IcuT. Dans la résistance de détection de courant (appelée simplement ci-après résistance de détection) R11, il se produit une chute de tension (appelée simplement ci-après tension de détection) VR11 qui est proportionnelle au courant de bobine Le courant de bobine IL11 est un courant impulsionnel fonction de la commutation du transistor de commutation M11 et le courant de sortie Toul- est le courant obtenu en lissant le courant de bobine IL11. Le contrôleur 40r stabilise le courant de bobine IL11 dans une plage cible au moyen d'un contrôle dit d'hystérésis. Le contrôleur 40r désactive le transistor de commutation M11 lorsque la tension de détection VRii atteint la valeur de seuil supérieure IREFH de la plage cible et active le transistor de commutation M11 lorsque la tension de détection VRii diminue jusqu'à la valeur de seuil inférieure IREFL de la plage cible. Un aspect du courant de bobine lui qui est stabilisé dans la plage cible est illustré sur la figure 2A. Document de l'art antérieur Document de brevet Document de brevet 1 : 3P-A-2007-126041 RÉSUMÉ DE L'INVENTION Problème que l'invention propose de résoudre : Pour améliorer la fiabilité d'un dispositif de commande 20r, une protection contre les surintensités est nécessaire. En conséquence, un contrôleur 40r compare le courant d'entrée Imi1 circulant dans le transistor de commutation M11 avec une valeur de seuil prédéterminée (l'ensemble étant appelé valeur limite de courant) IPEAK, désactive le transistor de commutation M11 lorsque le courant 'mi atteint la valeur de seuil IPEAK, et limite le courant d'entrée. De façon spécifique, une résistance de détection R12 est prévue sur le trajet du courant Imii circulant dans le transistor de commutation M11. Dans la résistance de détection R12, une chute de tension (tension de détection) apparaît, qui est proportionnelle au courant Imii. Le contrôleur 40r compare la tension de détection VR12 avec une 3 0 1 7 3 4 7 3 tension de valeur de seuil VPEAK correspondant à la valeur de seuil prédéterminée IpEAK, et désactive le transistor de commutation M11 lorsque VR12, est supérieure à VPEAK- En conséquence de l'étude de la lampe pour véhicule 1r de la 5 figure 1, le présent inventeur est parvenu à reconnaître les problèmes suivants. Sur la figure 2B, une forme d'onde de fonctionnement est illustrée dans un état où la limite de courant est appliquée. À l'instant tO, IL11 diminue jusqu'à une valeur de seuil inférieure IREFL et le transistor de 10 commutation M11 est activé. À l'instant t1 qui suit immédiatement, lorsque le courant d'entrée IM11 atteint une valeur de crête IpEAK, le transistor de commutation M11 est désactivé. Lorsque ce cycle se poursuit, la fréquence de commutation devient élevée par rapport à celle de la figure 2A. En considérant qu'une lampe pour véhicule 1 est montée 15 sur un véhicule, le bruit de commutation de quelques MHz perturbe les autres dispositifs montés sur le véhicule (perturbation électromagnétique EMI). De plus, lorsque la fréquence de commutation augmente, la perte de commutation dans le convertisseur CC/CC 30 augmente. En conséquence, le rendement diminue ou la fiabilité de l'élément de circuit 20 est affectée. Pour résoudre ce problème, lorsque le courant d'entrée 'N11 atteint la valeur de crête IpEAK, la commande de maintien de l'état désactivé du transistor de commutation M11 pendant une durée de désactivation prédéterminée peut être considérée. Toutefois, dans ce cas, un circuit 25 dédié est nécessaire. De plus, lorsque le temps de désactivation devient long, l'augmentation de la fréquence de commutation dans l'état de limite de courant peut être supprimée, mais il est difficile de stabiliser le courant de sortie Joui- dans la plage cible. La présente invention a été réalisée en tenant compte de cette 30 situation et un exemple d'objectif d'un aspect de la présente invention consiste à fournir une lampe pour véhicule et son dispositif de commande dans lesquels le courant de sortie peut être stabilisé et le courant peut être limité. 35 Moyens pour résoudre le problème : 3 0 1 73 4 7 4 Un aspect de la présente invention concerne un dispositif de commande qui est utilisé avec une source de lumière et configure une lampe pour véhicule. Le dispositif de commande comporte un convertisseur CC/CC qui reçoit une tension d'entrée et délivre une tension 5 de commande à la source de lumière, et un contrôleur qui contrôle le convertisseur CC/CC. Le convertisseur CC/CC comporte : une borne d'entrée, une borne de sortie et une ligne de masse ; un transistor de commutation et une bobine d'induction d'entrée qui sont disposés en série entre la borne d'entrée et la ligne de masse, et une bobine d'induction de 10 sortie. Le contrôleur comporte : un contrôleur de courant qui compare un premier courant de bobine circulant dans la bobine d'induction de sortie avec une première valeur de seuil supérieure et une première valeur de seuil inférieure ; un limiteur de courant qui compare un second courant de bobine circulant dans la bobine d'induction d'entrée avec une seconde 15 valeur de seuil supérieure et une seconde valeur de seuil inférieure ; et un contrôleur de cycle qui, (i) durant un cycle au cours duquel le premier courant de bobine dépasse la première valeur de seuil supérieure avant que le second courant de bobine dépasse la seconde valeur de seuil supérieure, (i-a) désactive le transistor de commutation déclenché par le 20 fait que le premier courant de bobine dépasse la première valeur de seuil supérieure, et (i-b) active le transistor de commutation déclenché par le fait que le premier courant de bobine devient inférieur à la première valeur de seuil inférieure, et (ii) durant un cycle au cours duquel le second courant de bobine dépasse la seconde valeur de seuil supérieure avant 25 que le premier courant de bobine dépasse la première valeur de seuil supérieure, (ii-a) désactive le transistor de commutation déclenché par le fait que le second courant de bobine dépasse la seconde valeur de seuil supérieure, et (ii-b) active le transistor de commutation déclenché par le fait que le second courant de bobine devient inférieur à la seconde valeur 30 de seuil inférieure. Selon cet aspect, juste après que le premier courant de bobine a atteint la première valeur de seuil supérieure et que le transistor de commutation a été désactivé, même si le second courant de bobine diminue jusqu'à la seconde valeur de seuil inférieure, le transistor de 35 commutation n'est pas immédiatement activé, mais l'état désactivé du transistor de commutation se poursuit jusqu'à ce que le premier courant 3 0 1 73 4 7 5 de bobine diminue jusqu'à la première valeur de seuil inférieure. Au contraire, juste après que le second courant de bobine a atteint la seconde valeur de seuil supérieure et que le transistor de commutation a été désactivé, même si le premier courant de bobine diminue jusqu'à la 5 première valeur de seuil inférieure, le transistor de commutation n'est pas immédiatement activé, mais l'état désactivé du transistor de commutation se poursuit jusqu'à ce que le second courant de bobine diminue jusqu'à la seconde valeur de seuil inférieure. De cette manière, il est possible de supprimer l'augmentation de la fréquence de commutation. 10 Le contrôleur de courant peut inclure un premier comparateur d'hystérésis qui compare la première tension détectée qui correspond au premier courant de bobine avec la première valeur de tension de seuil qui transite par deux niveaux de tension qui correspondent respectivement à la première valeur de seuil supérieure et à la première valeur de seuil 15 inférieure, et génère un signal de contrôle qui est validé lorsque la première tension détectée est inférieure à la première valeur de tension de seuil. Le limiteur de courant peut inclure un second comparateur d'hystérésis qui compare la seconde tension détectée qui correspond au second courant de bobine avec la seconde valeur de tension de seuil qui 20 transite par deux niveaux de tension qui correspondent respectivement à la seconde valeur de seuil supérieure et à la seconde valeur de seuil inférieure, et génère un signal de limite qui est validé pendant que la seconde tension détectée est inférieure à la seconde valeur de tension de seuil. Le contrôleur de cycle peut inclure un circuit logique qui génère le 25 signal impulsionnel qui est validé pendant qu'à la fois le signal de contrôle et le signal de limite sont validés et qui est dévalidé pendant qu'au moins un signal parmi le signal de contrôle et le signal de limite sont dévalidés. Selon cette configuration, il est possible de contrôler de manière appropriée le transistor de commutation avec une configuration simple. 30 Lorsque la puissance de sortie du convertisseur CC/CC est égale à Pour et que la tension d'entrée est égale à VIN en fonction de l'augmentation de Pour/VIN, la seconde valeur de seuil supérieure et la seconde valeur de seuil inférieure peuvent augmenter. Selon cet aspect, dans le convertisseur CC/CC qui stabilise le courant de sortie, il est 35 possible de supprimer un état d'oscillation dans lequel l'état de contrôle par le contrôleur de courant et l'état de limite par le limiteur de courant transitent fréquemment et alternativement. Le limiteur de courant peut inclure en outre : un premier convertisseur VII (tension/courant) qui génère un premier courant qui S correspond à la tension d'entrée VIN ; et un second convertisseur VII qui génère un second courant qui correspond à la tension de sortie Vou-r du convertisseur CC/CC. Le limiteur de courant peut être configuré de sorte que le premier comparateur d'hystérésis peut être décalé en fonction du premier courant et du second courant. Dans ce cas, il est possible de 10 contrôler la priorité du contrôle de courant et de la limite de courant en fonction de la tension d'entrée VIN et de la tension de sortie VouT- Le convertisseur CC/CC peut inclure en outre un condensateur série qui est disposé entre la borne d'entrée et la borne de sortie. Le convertisseur CC/CC peut être un convertisseur Cuk, un convertisseur 15 Sepic ou un convertisseur Zeta. Un autre aspect de la présente invention concerne une lampe pour véhicule. La lampe pour véhicule peut inclure : une source de lumière qui comporte une pluralité d'éléments émetteurs de lumière connectés en série ; le dispositif de commande tel que défini précédemment qui 20 commande la source de lumière ; et au moins un commutateur de dérivation qui est associé avec au moins un élément de la pluralité d'éléments émetteurs de lumière, et est prévu respectivement en parallèle avec les éléments émetteurs de lumière correspondants. Dans ce cas, une fluctuation de charge du convertisseur CC/CC se produit en fonction des 25 états activé et désactivé du commutateur de dérivation et la fréquence à laquelle la limite de courant est appliquée augmente. Dans ce cas, en utilisant le dispositif de commande décrit ci-dessus, on peut obtenir à la fois le contrôle de courant stable et la limite de courant. Avantage de l'invention 30 Selon un mode de réalisation de la présente invention, il est possible de stabiliser le courant de sortie et d'appliquer une limite de courant. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS 35 L'invention sera bien comprise et ses avantages seront mieux compris à la lecture de la description détaillée qui suit. La description se rapporte aux dessins indiqués ci-après et qui sont donnés à titre d'exemple. La figure 1 est un schéma illustrant une configuration de lampe pour véhicule selon la technique associée. La figure 2A est un schéma de forme d'onde de fonctionnement de la lampe pour véhicule La figure 2B est un schéma de forme d'onde de fonctionnement de la lampe pour véhicule La figure 3 est un schéma par blocs de la lampe pour véhicule incluant un dispositif de commande selon le mode de réalisation. La figure 4A est un schéma de forme d'onde de fonctionnement du dispositif de commande de la figure 3. La figure 4B est un schéma de forme d'onde de fonctionnement du dispositif de commande de la figure 3. La figure 5 est un schéma par blocs illustrant un exemple de configuration de contrôleur. La figure 6A est un schéma expliquant une valeur limite de courant. La figure 6B est un schéma expliquant une valeur limite de courant. La figure 7 est un schéma de circuit illustrant un exemple de configuration de limiteur de courant. La figure 8 est un schéma de circuit illustrant un exemple de configuration de la lampe pour véhicule. La figure 9 est une vue en perspective d'une unité de lampe (assemblage de lampe) incluant la lampe pour véhicule de la figure 8. La figure 10A est un schéma de circuit d'un convertisseur Sepic et d'un convertisseur Zeta. La figure 10B est un schéma de circuit d'un convertisseur Sepic et d'un convertisseur Zeta. DESCRIPTION DÉTAILLÉE Un mode de réalisation préféré de la présente invention va être décrit ci-après en référence aux dessins. Des éléments, organes et tâches 35 de traitement identiques ou de configuration équivalente seront représentés par les mêmes numéros ou symboles de référence et leur description ne sera pas répétée. De plus, le mode de réalisation n'est qu'un exemple et ne limite pas l'invention, et toutes les propriétés, les caractéristiques et leurs combinaisons ne sont pas nécessairement essentielles pour l'invention. Dans cette description, « un état dans lequel un organe A est connecté à un organe B » comporte le cas où l'organe A et l'organe B sont connectés physiquement et directement et le cas où l'organe A et l'organe B sont connectés indirectement par l'intermédiaire d'un autre organe, dans lequel l'état électriquement connecté n'est pas sensiblement affecté ou que le fonctionnement ou un effet obtenu par la liaison n'est pas modifié. De façon similaire, « un état dans lequel un organe C est disposé entre l'organe A et l'organe B » comporte le cas où l'organe A et l'organe C ou l'organe B et l'organe C sont connectés directement et le cas où l'organe A et l'organe C ou l'organe B et l'organe C sont connectés indirectement par l'intermédiaire d'un autre organe, dans lequel l'état électriquement connecté n'est pas sensiblement affecté ou le fonctionnement ou un effet obtenu par la liaison n'est pas modifié. Dans cette description, des numéros ou des symboles de référence attribués à des signaux électriques tels qu'un signal de tension, un signal de courant ou analogue, ou à des éléments de circuit tels qu'une résistance, un condensateur ou analogue, sont supposés représenter respectivement une valeur de tension, une valeur de courant ou une valeur de résistance ou une valeur de capacité, si nécessaire. La figure 3 est un schéma par blocs d'une lampe pour véhicule 1 25 incluant un dispositif de commande 20. Le dispositif de commande 20, de façon similaire à la figure 1, est utilisé avec une source de lumière 10 pour configurer la lampe pour véhicule 1 dans son ensemble. Le dispositif de commande 20 comporte un convertisseur CC/CC 30 et un contrôleur 40. Le convertisseur CC/CC 30 reçoit une tension 30 d'entrée VIN et délivre une tension de commande Votif à la source de lumière 10. Le contrôleur 40 contrôle le convertisseur CC/CC 30. Le convertisseur CC/CC 30 comporte une borne d'entrée P1 qui reçoit la tension d'entrée VIN, une borne de sortie P2 à laquelle est connectée la source de lumière 10 qui est une charge et une ligne de 35 masse GND au moyen de laquelle la source de lumière 10 est reliée à la masse. La ligne de masse GND relie une borne de masse côté entrée et 3 0 1 7 3 4 7 9 une borne de masse côté sortie. Dans la présente invention, la topologie du convertisseur CC/CC 30 n'est pas particulièrement limitée mais une condition de la configuration consiste à inclure un transistor de commutation Ml, une bobine d'induction d'entrée L2 et une bobine 5 d'induction de sortie L1. En tant que topologie pour satisfaire à cette condition, on donne comme exemple un convertisseur Cuk sur la figure 3. Le convertisseur Cuk comporte un condensateur d'entrée C1, un condensateur de sortie C2, un condensateur série C3 et une diode de redressement D1, en plus du transistor de commutation M1, de la bobine 10 d'induction de sortie L1 et de la bobine d'induction d'entrée L2. Le condensateur d'entrée C1 est disposé entre la borne d'entrée P1 et la ligne de masse GND et stabilise la tension d'entrée VIN. La bobine d'induction d'entrée L2 et le transistor de commutation M1 sont disposés en série entre la borne d'entrée P1 et la ligne de masse GND. Le 15 condensateur de sortie C2 est disposé entre la borne de sortie P2 et la ligne de masse GND et stabilise la tension de sortie VouT. Le condensateur d'entrée C1 et le condensateur de sortie C2 peuvent être omis. La cathode de la diode de redressement D1 est connectée à la ligne de masse GND. Une extrémité du condensateur série C3 est 20 connectée à l'anode de la diode de redressement D1 et l'autre extrémité est connectée à un noeud de connexion N1 du transistor de commutation M1 et de la bobine d'induction d'entrée L2. Une extrémité de la bobine d'induction de sortie L1 est connectée à l'anode de la diode de redressement D1 et l'autre extrémité est connectée à la borne de sortie P2. La configuration du convertisseur CC/CC 30 est comme décrit ci-dessus. Le contrôleur 40 va ensuite être décrit. Le contrôleur 40 comporte un contrôleur de courant 42, un limiteur de courant 44, un contrôleur de cycle 46 et un amplificateur 48. Le contrôleur de courant 42 est prévu pour stabiliser le premier courant de bobine In circulant dans la bobine d'induction de sortie Ll dans la plage cible en fonction de la luminance cible de la source de lumière 10. De façon spécifique, le contrôleur de courant 42 compare le premier courant de bobine In circulant dans la bobine d'induction de sortie L1 avec une première valeur de seuil supérieure IREFFi et une 3 0 1 7 3 4 7 10 première valeur de seuil inférieure IREFL et génère un signal de contrôle S1 qui indique le résultat de la comparaison. Le limiteur de courant 44 est prévu pour limiter le courant de sorte que le second courant de bobine IL2 circulant dans la bobine d'induction 5 d'entrée L2 ne dépasse pas une valeur limite de courant IPEAK qui est déterminée du point de vue de la fiabilité du circuit. La valeur limite de courant IPEAK est réglée à une valeur supérieure à un celle d'un second courant de bobine IL2_NORm dans l'état normal et inférieure à celle d'un courant assigné maximum 'MAX des éléments sur le trajet parcouru par le 10 second courant de bobine 1E2. Le limiteur de courant 44 compare le second courant de bobine IL2 circulant dans la bobine d'induction d'entrée L2 avec une seconde valeur de seuil supérieure IPEAKH et une seconde valeur de seuil inférieure IPEAKL, et génère un signal de limite S2 qui indique le résultat de la comparaison. 15 Le procédé de détection de courant du contrôleur de courant 42 et du limiteur de courant 44 n'est pas particulièrement limité, mais dans le présent mode de réalisation, pour détecter un courant circulant dans la bobine d'induction de sortie L1 (premier courant de bobine In) et un courant circulant dans la bobine d'induction d'entrée L2 (second courant 20 de bobine IL2, une première résistance de détection Ri et une seconde résistance de détection R2 sont prévues dans le trajet du courant de bobine faisant l'objet de la détection. Dans la première résistance de détection R1 et la seconde résistance de détection R2 des chutes de tension se produisent (tensions détectées) VRi et VR2 qui sont 25 proportionnelles aux courants de bobine ILI et IL2 faisant l'objet de la détection. Le contrôleur de courant 42 compare la première tension détectée VR1 avec les valeurs de seuil de tension VREFH et VREFL correspondant à IREFH et IREFL. De façon similaire, le limiteur de courant 44 compare la seconde tension détectée VR2 avec les valeurs de seuil de 30 tension VPEAKH et VPEAKL correspondant à IPEAKH et IPEAKL- (i) Durant un cycle au cours duquel le premier courant de bobine In dépasse la première valeur de seuil supérieure IREFH, avant que le second courant de bobine IL2 dépasse la seconde valeur de seuil supérieure IPEAKH, (i-a) le contrôleur de cycle 46 désactive le transistor de 35 commutation M1 déclenché par le fait que le premier courant de bobine In dépasse la première valeur de seuil supérieure IREFH et (i-b) active le 3 0 1 7 3 4 7 11 transistor de commutation M1 déclenché par le fait que le premier courant de bobine In diminue en dessous de la première valeur de seuil inférieure IREFL- De plus, (ii) durant un cycle au cours duquel le second courant de bobine lu dépasse la seconde valeur de seuil supérieure IpEAKFi avant que 5 le premier courant de bobine In dépasse la première valeur de seuil supérieure IREFH, (ii-a) le contrôleur de cycle 46 désactive le transistor de commutation M1 déclenché par le fait que le second courant de bobine 42 dépasse la seconde valeur de seuil supérieure IPEAKI-1, et (ii-b) active le transistor de commutation M1 déclenché par le fait que le second courant 10 de bobine 11.2 diminue au-dessous de la seconde valeur de seuil inférieure IPEAKL- Le contrôleur de cycle 46 délivre en sortie un signal impulsionnel S3 qui commande l'activation et la désactivation du transistor de commutation Ml. L'amplificateur 48 commute le transistor de 15 commutation Ml en se basant sur le signal impulsionnel S3. La configuration du dispositif de commande 20 est comme décrit ci-dessus. Le fonctionnement du dispositif de commande 20 va ensuite être décrit. Les figures 4A et 4B sont des schémas de forme d'onde de fonctionnement du dispositif de commande 20 de la figure 3. En se 20 référant à la figure 4A, en se focalisant sur un certain cycle Ts, le transistor de commutation M1 est activé à un état initial et les courants de bobine ILi et IL2 augmentent. À l'instant tO, In atteint IREFH avant que IL2 atteigne IPEaKH- En conséquence, à l'instant tO, le transistor de commutation M1 est désactivé. Lorsque le transistor de commutation M1 25 est désactivé, les courants de bobine In et IL2 commencent à diminuer. À l'instant ti, Ill diminue jusqu'à IPEAKL, puis, à l'instant t2, In diminue jusqu'à IREFL- Dans ce cas, le transistor de commutation M1 est activé à l'instant t2 (ligne en trait plein) et non à l'instant tl (ligne en tirets). C'est-à-dire que sur la figure 4A, le courant de sortie Joui- est stabilisé dans la 30 plage cible par le contrôleur de courant 42 (contrôle de courant). En se référant à la figure 4B, en se focalisant sur un certain cycle T5, le transistor de commutation M1 est activé dans un état initial et les courants de bobine In et IL2 augmentent. À l'instant tO, IL2 atteint IpEAKH avant que ILI. atteigne IREFH. En conséquence, à l'instant tO, le transistor de 35 commutation M1 est désactivé. Lorsque le transistor de commutation M1 est désactivé les courants de bobine ILI. et Ill commencent à diminuer. À l'instant t1, In diminue jusqu'à IREFL et à l'instant t2, 1[2 diminue alors jusqu'à IPEAKL. Dans ce cas, le transistor M1 est activé à l'instant t2 (ligne en trait plein), et non à l'instant t1 (ligne en tirets). C'est-à-dire que sur la figure 4B, le courant d'entrée ILI. est limité par le limiteur de courant 44. Le fonctionnement du dispositif de commande 20 est comme décrit ci-dessus. Selon le dispositif de commande 20 de la figure 3, juste après que le premier courant de bobine In a atteint la première valeur de seuil IREFH et que le transistor de commutation M1 a été désactivé, même si le second courant de bobine IL2 diminue jusqu'à la seconde valeur de seuil inférieure IPEAKL, le transistor de commutation M1 n'est pas immédiatement activé, mais l'état désactivé du transistor de commutation M1 se poursuit jusqu'à ce que le premier courant de bobine ILl diminue jusqu'à la première valeur de seuil inférieure IREFL. Au contraire, juste après que le second courant de bobine IL2 a atteint la seconde valeur de seuil supérieure IPEAKH et que le transistor de commutation M1 a été désactivé, même si le premier courant de bobine In diminue jusqu'à la première valeur de seuil inférieure IREFL, le transistor de commutation M1 n'est pas directement activé, mais l'état désactivé du transistor de commutation M1 se poursuit jusqu'à ce que le second courant de bobine IL2 diminue jusqu'à la seconde valeur de seuil inférieure IPEAKL. Grâce à ce contrôle, il est possible de supprimer l'augmentation de la fréquence de commutation. Un exemple spécifique du dispositif de commande 20 va ensuite être décrit. La figure 5 est un schéma par blocs illustrant un exemple de configuration du contrôleur 40. Le contrôleur de courant 42 comporte un premier comparateur d'hystérésis 50. Le premier comparateur d'hystérésis 50 compare la première tension détectée VR1 qui correspond au premier courant de bobine In avec la première valeur de tension de seuil WEIL et valide (par exemple au niveau haut) le signal de contrôle 51 tandis que la première tension détectée VRL est inférieure à la première valeur de tension de seuil VTFIL. En utilisant le comparateur d'hystérésis, la première valeur de tension de seuil VTHL transite par deux niveaux de tension, VTFI1H et VTH1L, correspondant respectivement à la première valeur de seuil supérieure IREFH et à la première valeur de seuil inférieure IREFL et la transition est effectuée en fonction du signal de contrôle S1 qui est la sortie du premier comparateur d'hystérésis 50. 3 0 1 7 3 4 7 13 De plus, le limiteur de courant 44 comporte un second comparateur d'hystérésis 52. Le second comparateur d'hystérésis 52 compare la seconde tension détectée VR2 qui correspond au second courant de bobine 1E2 avec la seconde valeur de tension de seuil VTH2, et 5 valide (par exemple, au niveau haut) le signal de limite S2 tandis que la seconde tension détectée VR2 est inférieure à la seconde valeur de tension de seuil VTH2. En utilisant le comparateur d'hystérésis, la seconde valeur de tension de seuil VTH2 transite par deux niveaux de tension VTH2H et VTH2L, qui correspondent respectivement à la seconde valeur de seuil 10 supérieure IPEAKH et à la seconde valeur de seuil inférieure IPEAKL, et la transition est effectuée en fonction du signal de limite S2 qui est la sortie du second comparateur d'hystérésis 52. Le contrôleur de cycle 46 comporte un circuit logique 54. Le circuit logique 54 génère le signal impulsionnel S3 en se basant sur le signal de 15 contrôle S1 et sur le signal de limite S2. Le circuit logique 54 valide (au niveau haut) le signal impulsionnel S3 tandis que le signal de contrôle S1 et le signal de limite S2 sont validés (au niveau haut) et dévalide le signal impulsionnel S3 tandis qu'au moins un signal parmi le signal de contrôle S1 et le signal de limite S2 est dévalidé. Par exemple, le circuit logique 54 20 est une porte ET. Les hommes de l'art peuvent comprendre que le circuit logique 54 ayant la même fonction peut être réalisé en utilisant également un inverseur, une porte OU, une porte NON OU, une porte OU EXCLUSIF ou d'autres portes logiques. Selon le contrôleur 40 de la figure 5, il est possible de contrôler de 25 manière appropriée le transistor de commutation M1. Une valeur limite supérieure de la limitation du courant par le limiteur de courant 44 va ensuite être décrite. Dans la description qui précède, la valeur limite de courant IpEAK est constante. Toutefois, il est préférable que ces valeurs varient en fonction de l'état du dispositif de 30 commande 20. Les figures 6A et 6B sont des schémas expliquant la valeur limite de courant IPEAK. Dans l'état normal, le second courant de bobine ILL_NORm circulant dans la bobine d'induction d'entrée L2 peut s'approcher de IL2_,NORM = POLIT/ VIN. Comme illustré sur la figure 6A, dans le cas où la 35 valeur limite de courant est constante, tandis que POLIT/VIN diminue, la différence AI entre la valeur limite de courant IpEAK et le second courant de 3 0 1 7 3 4 7 14 bobine IL2_NORM au temps normal augmente. Dans le cas où AI est grand, lorsque l'état de contrôle de courant migre vers l'état de limite de courant en raison des variations de la tension de source et de la charge, la valeur de la variation du second courant de bobine 1L2 augmente. Lorsque la 5 valeur de la variation augmente, il devient facile d'entrer dans l'état d'oscillation en répétant l'état de contrôle de courant et l'état de limite de courant, et le degré d'oscillation augmente également. Pour résoudre ce problème, comme illustré par les lignes en tirets (i) et (ii) sur la figure 6B, il est préférable de modifier de façon dynamique 10 la valeur limite de courant IPEAK. De façon spécifique, il est préférable d'augmenter la valeur limite de courant IPEAK en fonction du second courant de bobine Ill_NORM au temps normal qui augmente, en d'autres termes, en fonction de l'augmentation de Pour/VIN. De cette manière, par rapport au cas de la figure 6A, la différence AI entre la valeur limite de 15 courant IPEAK et le second courant de bobine Ii_2NioRm au temps normal peut être diminuée, et il est possible d'améliorer la résistance à l'oscillation. La figure 7 est un schéma de circuit illustrant un exemple de configuration du limiteur de courant 44. Si l'on suppose que le courant de 20 sortie IouT est constant, la puissance de sortie Pour est proportionnelle à la tension de sortie \foui-. En conséquence, le limiteur de courant 44 provoque l'augmentation de la valeur limite de courant IPEAK en fonction de l'augmentation de la tension de sortie %Ji-. De plus, le limiteur de courant 44 provoque l'augmentation de la valeur limite de courant IPEAK en fonction 25 de l'augmentation de 1/VIN, en d'autres termes, en fonction de la diminution de VIN. Le limiteur de courant 44 comporte un premier convertisseur VII et un second convertisseur VII en plus du second comparateur d'hystérésis 52. Le second comparateur d'hystérésis 52 compare la tension 30 détectée VR2 avec une valeur de seuil de tension VTH. Dans cet exemple, VR2 est une tension négative. En comparant VTH' + VR2 avec 0 volt, le comparateur de tension 70 compare VTH' avec la valeur absolue de VR2. Des résistances 21 et 22 sont prévues pour l'addition de tension (moyennage). 35 Un transistor M21 et une résistance R23 sont prévus pour régler l'hystérésis à la valeur de tension de seuil VTH'. Le transistor M21 est dans l'état activé lorsque la sortie du comparateur de tension 70 est au niveau haut et est dans l'état désactivé lorsque la sortie du comparateur de tension 70 est au niveau bas. Lorsque le transistor M21 est dans l'état désactivé, VTH' est égale à VTH et lorsque le transistor M21 est dans l'état activé, VTH' est égale à VTH x R23 / (R23 + R24) et passe à la valeur de seuil inférieure. La configuration du second comparateur d'hystérésis 52 n'est pas limitée à celle de la figure 7 et on peut utiliser un comparateur d'hystérésis bien connu. Le premier convertisseur V/I 60 génère un premier courant I1 qui correspond à la tension d'entrée VIN. Le second convertisseur VII 62 génère un second courant 12 qui correspond à la tension de sortie Vou-r du convertisseur CC/CC. Par exemple, le premier convertisseur VII 60 et le second convertisseur VII 62 peuvent être configurés en utilisant un circuit miroir de courant. Le premier courant fi augmente lorsque la tension d'entrée VIN augmente. Le second courant 12 augmente lorsque la tension de sortie VouT diminue (lorsque la valeur absolue de VouT augmente). Le limiteur de courant 44 est configuré de sorte que le premier comparateur d'hystérésis 50 peut être décalé en fonction du premier courant fi et du second courant 12. Le premier convertisseur VII 60 et le second convertisseur V/I 62 délivrent le courant à un noeud appropriée N2 dans le second comparateur d'hystérésis 52 ou extraient le courant du noeud. De cette manière, la valeur de seuil de tension VTH' est décalée en fonction de la tension d'entrée VIN et de la tension de sortie VouT. De façon spécifique, lorsque la tension de sortie Vou'r augmente, la valeur de seuil de tension VTH' augmente et lorsque la tension d'entrée VIN diminue, la valeur de seuil de tension VTH' augmente. De cette manière, comme illustré sur la figure 6B, il est possible de modifier la valeur limite de courant IpEAK en fonction de PouT/VIN. Le noeud N2 qui active le courant et le courant 12 n'est pas limité à celui de la figure 7 et sa position n'est pas limitée dans la mesure où le noeud peut fournir le décalage au second comparateur d'hystérésis 52. Par exemple, le courant de polarisation dans un comparateur de tension 70 peut être modifié en fonction du courant et du courant 12. Un exemple de configuration spécifique de la lampe pour véhicule 1 va ensuite être décrit. La figure 8 est un schéma de circuit illustrant l'exemple de configuration de la lampe pour véhicule 1. La source de lumière 10 comporte une pluralité (un nombre N) d'éléments émetteurs de lumière 12 connectés en série. L'élément émetteur de lumière 12 est par exemple une DEL (diode électroluminescente). Le convertisseur CC/CC 30 délivre une tension de commande Vota entre l'anode et la cathode de la source de lumière 10. Une bobine d'induction de sortie L3 constitue un filtre 32 avec le condensateur de sortie C2 du convertisseur CC/CC 30. Grâce au filtre 32, le courant Iour circulant dans la source de lumière 10 est lissé. Le dispositif de commande 20 comporte une pluralité de commutateurs de dérivation SW1 à SWN en plus du convertisseur CC/CC 30 et du contrôleur 40. La pluralité de commutateurs de dérivation SW1 à SWN sont associés avec la pluralité d'éléments émetteurs de lumière 12_1 à 12_N et sont respectivement prévus en parallèle avec des éléments émetteurs de lumière correspondants. Le courant de sortie loin du convertisseur CC/CC 30 est stabilisé à la valeur cible au moyen du convertisseur CC/CC 30 et du contrôleur 40. Dans un état dans lequel tous les commutateurs de dérivation SW1 à SWN sont dans l'état désactivé, le courant de sortie 'oui- entre dans l'ensemble des éléments émetteurs de lumière 12 et la luminance est portée au maximum. Lorsque l'un quelconque des commutateurs de dérivation SWi est désactivé, le courant de sortie lour n'entre pas dans les éléments émetteurs de lumière 12_i mais entre du côté commutateur SWi et les éléments émetteurs de lumière 12_i sont désactivés. Le contrôleur 40 contrôle la luminance ou la répartition de lumière de l'ensemble de la lampe pour véhicule 1 en contrôlant les états activé et désactivé de la pluralité de commutateurs de dérivation SW1 à SWN. Dans la lampe pour véhicule 1 de la figure 8, une fluctuation de charge du convertisseur CC/CC 30 se produit en fonction des états activé et désactivé des commutateurs de dérivation SW1 à SWN, et la fréquence à laquelle est appliquée la limite de courant augmente. Dans ce cas, en utilisant le dispositif de commande 20 décrit ci-dessus, on peut obtenir à la fois le contrôle de courant stable et la limite de courant. Enfin, une utilisation de la lampe pour véhicule 1 va être décrite. 35 La figure 9 est une vue en perspective d'une unité de lampe (assemblage de lampe) 500 incluant la lampe pour véhicule 1 de la figure 8. L'unité de lampe 500 comporte un couvercle transparent 502, une unité de feux de route 504, une unité de feux de croisement 506 et un boîtier 508. La lampe pour véhicule 1 décrite ci-dessus peut être utilisée par exemple pour l'unité de feux de route 504. Chaque élément d'une pluralité d'éléments émetteurs de lumière 12 est par exemple agencé dans la direction latérale sur une rangée de façon à éclairer des zones différentes. Dans l'état où le véhicule avance, les zones destinées à être éclairées sont alors sélectionnées de manière adaptative par le contrôleur côté véhicule, par exemple, par l'unité de contrôle électronique (ECU). Dans la lampe pour véhicule 1, les données destinées à demander la zone à éclairer sont appliquées en entrée, et la lampe pour véhicule 1 allume la source de lumière 10 (éléments émetteurs de lumière 12) d'une façon correspondant à la zone demandée. Comme décrit ci-dessus, la présente invention est décrite avec le mode de réalisation. Le présent mode de réalisation est un exemple et divers exemples de modifications peuvent être apportés aux combinaisons de chaque élément de configuration et chaque processus de traitement. De plus, les hommes de l'art comprendront que ces exemples de modification font également partie de la portée de la présente invention. L'exemple de modification va être décrit ci-après. (Exemple de modification 1) Dans le mode de réalisation, le cas où on utilise le convertisseur Cuk en tant que convertisseur CC/CC 30 est décrit, mais la présente invention n'y est pas limitée. Le convertisseur CC/CC 30 doit avoir une topologie incluant la bobine d'induction de sortie L1, la bobine d'induction d'entrée L2 et le transistor de commutation M1. De ce point de vue, on peut utiliser un convertisseur Sepic ou un convertisseur Zeta. Les figures 10A et 10B sont des schémas de circuit du convertisseur Sepic et du convertisseur Zeta. Le convertisseur Sepic de la figure 10A possède une configuration dans laquelle les positions de la diode de redressement D1 et de la bobine d'induction de sortie L1 dans le convertisseur CUK sont permutées. Le convertisseur Zeta de la figure 10B possède une configuration dans laquelle les positions du transistor de commutation M1 et de la bobine d'induction d'entrée L2 dans le convertisseur Cuk sont permutées et le sens de la diode de redressement D1 est inversé. 3 0 1 7 3 4 7 18 Les convertisseurs Cuk, Sepic et Zeta sont identiques dans la mesure où le condensateur série C3 est disposé entre une borne d'entrée P1 et une borne de sortie P2 et l'oscillation se produit facilement en raison du condensateur série C3 par rapport aux convertisseurs ayant une autre 5 topologie. Pour contrôler les convertisseurs, il est très utile de combiner le contrôleur 40 qui présente une excellente stabilité. (Exemple de modification 2) Le procédé de détection des courants de bobine In et IL2 n'est pas limité au procédé du mode de réalisation. Par exemple, les résistances de 10 détection R1 et R2 peuvent être insérées dans une autre position. En variante, à la place des résistances, on peut utiliser l'impédance des transistors connus. (Exemple de modification 3) Dans la lampe pour véhicule 1 de la figure 8, le cas où la pluralité 15 de commutateurs de dérivation SW1 à SWN sont associés avec l'ensemble des éléments émetteurs de lumière 12_1 à 12_N est décrit, mais le présent mode de réalisation n'y est pas limité. Par exemple, sans prévoir les commutateurs de dérivation SW, les éléments émetteurs de lumière 12 peuvent exister, s'éclairant constamment ou un circuit série comportant 20 une pluralité d'éléments émetteurs de lumière peut être connecté en parallèle avec un commutateur de dérivation SW. (Exemple de modification 4) Une diode laser (DL) différente de la DEL peut être utilisée en tant que source de lumière 10. 25 (Exemple de modification 5) Dans l'unité de lampe 500 de la figure 9, le cas où la lampe pour véhicule 1 de la figure 3 est utilisée pour l'unité de feux de route 504 est décrit. Toutefois, en variante ou en plus, la lampe pour véhicule 1 peut être utilisée pour l'unité de feux de croisement 506. 30 La présente invention est décrite en utilisant des termes spécifiques basés sur le mode de réalisation. Toutefois, le mode de réalisation présenté est simplement l'exemple des principes ou des applications de l'invention. Divers exemples de modification ou variantes d'agencement peuvent être acceptables tout en demeurant dans la portée 35 et l'esprit de la présente invention. REVENDICATIONS1. Dispositif de commande (20) qui est utilisé avec une source de lumière et configure une lampe pour véhicule, le dispositif comprenant : un convertisseur CC/CC (30) qui reçoit une tension d'entrée VIN et délivre une tension de commande Votif à la source de lumière ; et un contrôleur (40) qui contrôle le convertisseur CC/CC (30), dans lequel le convertisseur CC/CC (30) comporte : une borne d'entrée (Pl), une borne de sortie (P2) et une ligne de 10 masse (GND) ; un transistor de commutation (M1) et une bobine d'induction d'entrée (L2) qui sont disposés en série entre la borne d'entrée (P1) et la ligne de masse (GND), et une bobine d'induction de sortie (L1), et 15 dans lequel le contrôleur (40) comporte : un contrôleur de courant (42) qui compare un premier courant de bobine circulant dans la bobine d'induction de sortie (11) avec une première valeur de seuil supérieure IREFH et une première valeur de seuil inférieure IREFL 20 un limiteur de courant (44) qui compare un second courant de bobine IL2 circulant dans la bobine d'induction d'entrée (L2) avec une seconde valeur de seuil supérieure IPEAKH et une seconde valeur de seuil inférieure IPEAKL ; et un contrôleur de cycle (46) qui, (i) durant un cycle au cours 25 duquel le premier courant de bobine IL1 dépasse la première valeur de seuil supérieure IREFH avant que le second courant de bobine 1L2 dépasse la seconde valeur de seuil supérieure IPEAKH, (i-a) désactive le transistor de commutation (M1) déclenché par le fait que le premier courant de bobine ILi dépasse la première valeur de seuil supérieure IREFH, et (i-b) active le 30 transistor de commutation (M1) déclenché par le fait que le premier courant de bobine ILi devient inférieur à la première valeur de seuil inférieure IREFL/ et (ii) durant un cycle au cours duquel le second courant de bobine 1L2 dépasse la seconde valeur de seuil supérieure IPEAKH avant que le premier courant de bobine ILl dépasse la première valeur de seuil 35 supérieure IREFH, (ii-a) désactive le transistor de commutation (M1) déclenché par le fait que le second courant de bobine IL2 dépasse la 3 0 1 7 3 4 7 20 seconde valeur de seuil supérieure IPEAKH, et (ii-b) active le transistor de commutation (M1) déclenché par le fait que le second courant de bobine 1L2 devient inférieur à la seconde valeur de seuil inférieure IPEAKL. 5 2. Dispositif de commande (20) selon la revendication 1, dans lequel le contrôleur de courant (42) comporte un premier comparateur d'hystérésis (50) qui compare la première tension détectée VR1 qui correspond au premier courant de bobine In avec la première valeur de tension de seuil VTH1 qui transite par deux niveaux de tension qui correspondent respectivement à la première valeur de seuil supérieure IREFH et à la première valeur de seuil inférieure IREFLI et génère un signal de contrôle qui est validé lorsque la première tension détectée VR1 est inférieure à la première valeur de tension de seuil V-1-Hi, dans lequel le limiteur de courant (44) comporte un second comparateur d'hystérésis (52) qui compare la seconde tension détectée VR2 qui correspond au second courant de bobine lu avec la seconde valeur de tension de seuil V-ni2 qui transite par deux niveaux de tension qui correspondent respectivement à la seconde valeur de seuil supérieure IPEAKH et à la seconde valeur de seuil inférieure IPEAKL, et génère un signal de limite S2 qui est validé pendant que la seconde tension détectée VR2 est inférieure à la seconde valeur de tension de seuil V-Ri2, et dans lequel le contrôleur de cycle (46) comporte un circuit logique (54) qui génère le signal impulsionnel qui est validé pendant qu'à la fois le signal de contrôle S1 et le signal de limite S2 sont validés et qui est dévalidé pendant qu'au moins un signal parmi le signal de contrôle S1 et le signal de limite S2 sont dévalidés. 3. Dispositif de commande (20) selon la revendication 1 ou 2, dans lequel, lorsque la puissance de sortie du convertisseur CC/CC 30 (30) est égale à Pour et que la tension d'entrée est égale à VIN en fonction de l'augmentation de Pour/VIN, la seconde valeur de seuil supérieure IPEAKH et la seconde valeur de seuil inférieure IPEAKL augmentent. 4. Dispositif de commande (20) selon la revendication 2, 35 dans lequel le limiteur de courant (44) comporte en outre : 3 0 1 7 3 4 7 21 un premier convertisseur VII (tension/courant) qui génère un premier courant qui correspond à la tension d'entrée VIN ; et un second convertisseur V/I qui génère un second courant qui correspond à la tension de sortie \four du convertisseur CC/CC (30), et 5 dans lequel le limiteur de courant (44) est configuré de sorte que le premier comparateur d'hystérésis (50) peut être décalé en fonction du premier courant et du second courant. 5. Dispositif de commande (20) selon l'une quelconque des 10 revendications 1 à 4, dans lequel le convertisseur CC/CC (30) comporte en outre un condensateur série (C3) qui est disposé entre la borne d'entrée (P1) et la borne de sortie (P2). 15 6. Lampe pour véhicule (1) comprenant : une source de lumière (10) qui comporte une pluralité d'éléments émetteurs de lumière connectés en série ; le dispositif de commande (20) selon l'une quelconque des revendications 1 à 5 qui commande la source de lumière (10) ; et 20 au moins un commutateur de dérivation (SW) qui est associé avec au moins un élément de la pluralité d'éléments émetteurs de lumière, et est prévu respectivement en parallèle avec les éléments émetteurs de lumière correspondants. 25 7. Procédé de contrôle d'une lampe pour véhicule (1) incluant une source de lumière (10) et un convertisseur CC/CC (30) qui reçoit une tension d'entrée VIN et délivre une tension de commande Vour à la source de lumière (10), dans lequel le convertisseur CC/CC (30) comporte : une borne d'entrée (P1), une borne de sortie (P2) et une ligne de masse (GND) ; un transistor de commutation (M1) et une bobine d'induction d'entrée (L2) qui sont disposés en série entre la borne d'entrée (P1) et la ligne de masse (GND), et une bobine d'induction de sortie (L1) prévue entre la borne d'entrée (P1) et la borne de sortie (P2), etdans lequel le procédé de contrôle comporte les étapes consistant à. comparer un premier courant de bobine In circulant dans la bobine d'induction de sortie (L1) avec une première valeur de seuil supérieure IREFH et une première valeur de seuil inférieure IREFL ; comparer un second courant de bobine IL2 circulant dans la bobine d'induction d'entrée (L2) avec une seconde valeur de seuil supérieure IpEAKH et une seconde valeur de seuil inférieure IPEAKL ; (i) durant un cycle au cours duquel le premier courant de bobine Iii dépasse la première valeur de seuil supérieure IREFH avant que le second courant de bobine IL2 dépasse la seconde valeur de seuil supérieure IpEAKii, (i-a) désactiver le transistor de commutation (M1) déclenché par le fait que le premier courant de bobine ILi dépasse la première valeur de seuil supérieure IREFH, et (i-b) activer le transistor de commutation (M1) déclenché par le fait que le premier courant de bobine ILi devient inférieur à la première valeur de seuil inférieure IREFL, et (ii) durant un cycle au cours duquel le second courant de bobine 11.2 dépasse la seconde valeur de seuil supérieure IPEAKH avant que le premier courant de bobine In dépasse la première valeur de seuil supérieure IREFH, (ii-a) désactiver le transistor de commutation (M1) déclenché par le fait que le second courant de bobine (IL2) dépasse la seconde valeur de seuil supérieure IPEAKFI, et (ii-b) activer le transistor de commutation (M1) déclenché par le fait que le second courant de bobine (IL2) devient inférieur à la seconde valeur de seuil inférieure IPEAKL-25