FR 3018920 A1 20150925 FR 1400748 A 20140324 La présente invention concerne un dispositif et un procédé de datation d'événements à haute résolution temporelle et haute fréquence de récurrence, utilisable notamment dans le cadre des applications nécessitant la mesure précise de l'instant d'arrivée d'événements isolés. Ces applications sont par exemple la mesure de période ou'de fréquence sur des signaux courts, la mesure de la durée de propagation d'un signal, la datation d'événements multiples, notamment en physique des hautes énergies. Une haute résolution (de l'ordre de la picoseconde) est requise pour certaines de ces applications caractérisées par la non-périodicité des événements 10 mesurés, où les techniques classiques effectuant la moyenne de multiples mesures de résolution moindre ne sont pas applicables. Les systèmes de datation de l'art existant - opèrent généralement par comptage périodique d'impulsions issues d'une horloge de référence. La mesure 15 est effectuée en lisant la valeur courante du compteur à l'arrivée de l'événement, mais la nature discrète du compteur entache la mesure d'une incertitude d'une demi-période d'horloge. Pour améliorer la résolution, des dispositifs complémentaires sont employés. Dans certains cas, le temps nécessaire à la mesure complémentaire est relativement important, ce qui impose une borne 20 minimale à l'intervalle de temps séparant deux événements successifs pouvant être datés, limitant donc la fréquence de récurrence des événements. L'invention consiste notamment en l'injection du signal logique d'apparition de l'événement (caractérisé par exemple par une transition brutale de tension) 25 dans un convertisseur analogique-numérique (CAN) précédé d'un filtre passe-bas anti-repliements. A partir d'un calcul numérique effectuant des interpolations et une recherche de l'instant de passage d'un seuil prédéterminé, l'invention permet de cerner la date d'un événement avec une incertitude limitée principalement par la période d'échantillonnage du CAN et par son bruit de mesure, caractérisé par 30 son rapport signal à bruit (SNR, Signal-to-Noise Ratio). Pour donner un ordre de grandeur, cette incertitude est estimée à environ 1 picoseconde pour un CAN rapide actuel (SNR de 70 dB pour une résolution de 12-14 bits avec une horloge d'échantillonnage faible bruit de 250 MHz). La fréquence de récurrence des événements est essentiellement limitée par le temps d'établissement en sortie du filtre passe-bas, et est estimée à au moins 2 MHz avec les paramètres précédents. L'utilisation du traitement numérique autorise également l'implémentation d'une compensation (au moins au premier ordre) des interférences entre événements proches, afin d'augmenter la fréquence de récurrence à résolution constante. Après un rapide rappel des principes utilisés dans l'art existant, la description qui suit détaille davantage les caractéristiques et avantages de l'invention, avec une application en mesure de temps de propagation. Sont annexées les figures 10 suivantes : La Figure 1 donne le principe de base d'une datation par comptage - La Figure 2 donne le principe d'une datation complémentaire par Vernier - La Figure 3 donne le principe d'une datation complémentaire par charge d'une capacité 15 - La Figure 4 donne le principe d'une datation par sur-échantillonnage par lignes à retard - La Figure 5 donne le principe de base de la mesure selon l'invention La Figure 6 donne l'amélioration du dispositif en intégrant un égaliseur pour augmenter la fréquence de récurrence maximale des événements. 20 La Figure 7 donne le schéma synoptique d'une mesure de temps de propagation à partir de N dispositifs synchronisés utilisant l'invention. Art existant 25 Le principe de base d'une datation par comptage numérique est rappelé Figure 1. Pour fixer les choses, l'événement est ici caractérisé par un front montant (transition 0 vers 1) du signal d'entrée' (1). Un compteur (2) est incrémenté à chaque période de l'oscillateur de référence (3) de fréquence fo (de 30 période To ), on suppose l'origine des temps prise à l'initialisation (à 0) du compteur. L'événement d'entrée entraîne le stockage de la valeur courante du compteur (2) dans un registre de sortie (4), qui fournit la date de l'événement te en tant que nombre no de périodes de l'oscillateur de référence (3) : on a te= n01'0. Par principe, l'erreur de mesure (la différence entre la date mesurée et la date réelle) est comprise entre 0 et J. . Si les événements d'entrée et l'oscillateur de référence sont décorrélés, l'erreur de mesure est uniformément distribuée dans [O;7]; en retranchant 70/2 de la mesure te, l'incertitude de mesure du dispositif est ramenée à ± T0/2 . Des dispositifs de resynchronisation sont par ailleurs nécessaires pour contrôler la métastabilité (« indécision » des circuits logiques quand l'événement et la transition d'horloge sont quasi-simultanés). 10 Une technique dérivée permettant une grande résolution de mesure est celle utilisant une méthode numérique de type Vernier (Figure 2). Elle consiste à utiliser un oscillateur (5) de fréquence fi légèrement décalée par rapport à fo : par exemple fi = fo . Cet oscillateur particulier est forcé à 0 à l'instant d'arrivée N+1 de l'événement (il redémarre avec une phase nulle). Un second compteur (6) sur 15 fo est démarré quand le compteur principal (2) est stocké dans le registre de sortie. Il est arrêté quand la sortie de l'oscillateur déçalé (5) est alignée sur celle de l'oscillateur de référence (1), c'est-à-dire quand l'écart temporel entre leurs transitions change de signe (détecteur de coïncidence (7)). La valeur n1 du compteur (6) à cet instant permet d'affiner la mesure : ( n 20 te no To Ni La résolution de la mesure est ainsi améliorée d'un facteur N. Outre la difficulté de réalisation de l'oscillateur décalé (5), l'inconvénient de cette technique est de rendre le dispositif de mesure indisponible pendant au moins N cycles de l'oscillateur de référence. En pratique, cette indisponibilité est 25 notablement plus élevée, l'oscillateur (4) étant fypiquement obtenu depuis l'oscillateur de référence par une boucle à verrouillage de phase (PLL, PhaseLocked Loop), qui doit recouvrer son point d'équilibre après la mesure. La fréquence de récurrence est alors limitée typiquement à quelques dizaines de kilo-Hertz. Une technique de mise en oeuvre plus simple (Figure 3) consiste à charger un condensateur auxiliaire (8) avec un courant constant entre l'instant d'arrivée de l'événement et la transition suivante de l'horloge de référence, sur laquelle on enregistre la valeur no du compteur (2). Une conversion analogique-numérique permet ensuite de mesurer la tension aux bornes du condensateur et d'en déduire son temps de charge tc, . On a alors te = noTo-tc. Cette technique permet une bonne récurrence des mesures, mais sa précision est limitée par la difficulté de réalisation du dispositif de charge de la capacité. Une autre technique (Figure 4) consiste à utiliser des lignes à retard calibrées à -= pour échantillonner le signal entrant à des fractions de la période - de référence. Elle est équivalente à utiliser une fréquence de référence plus élevée d'un facteur N, mais avec des circuits travaillant à la fréquence fo . Cette technique permet une récurrence maximale, mais le gain N en résolution est en pratique limité par la multiplication des signaux à traiter. Description de l'invention L'invention concerne un procédé et un dispositif permettant la mesure précise de l'instant d'arrivée d'un événement en autorisant une fréquence de récurrence élevée, et basée sur l'utilisation d'un convertisseur analogique-numérique (CAN) et d'un système numérique de traitement de signal. Elle permet de s'affranchir des contraintes de réglages analogiques (toute la compensation des défauts et écarts est numérique), ainsi que de la gestion de la métastabilité (indirectement assurée par l'échantillonneur du CAN). La présence d'une unique chaîne de traitement, sans dispositif complémentaire, permet également d'assurer une moindre dérive de la mesure. Principe de base Son principe de base est présenté Figure 5. Un événement (1), ici défini comme un front montant d'un signal, sert d'horloge à une bascule T rapide (10). La sortie de celle-ci, qui change donc d'état à chaque événement, est introduite dans un filtre passe-bas (11) avant son injection dans un convertisseur analogique-numérique (CAN) (12). La fréquence d'échantillonnage du CAN est la fréquence de référence f0. On choisit typiquement un fonctionnement en mode différentiel pour la bascule et le CAN, permettant notamment de limiter le bruit en mode commun. Au repos (sans événement), on considère que le signal mesuré par le CAN est soit -1 soit +1. Si la fréquence de récurrence des événements est suffisamment faible, chaque événement produit un signal qui est la réponse indicielle du filtre (-1 vers +1 ou symétriquement +1 vers -1), numérisée par le CAN. La réponse indicielle englobe la réponse du filtre, de l'étage d'entrée du CAN, de l'étage de sortie de la bascule T, mais reste principalement conditionnée par le filtre., Par seuillage sur le signal échantillonné, on détermine si un événement est survenu entre deux échantillons (on choisit typiquement le seuil à 0, et on recherche le changement de signe), et on note no le numéro du premier de ces deux échantillons. Si l'un des deux est nul, on choisit l'échantillon nul. Ensuite, en effectuant une interpolation (13) par N du signal numérisé, on recherche le sous-échantillon ni (avec n1 dans O.. N-1) entre les échantillons no et no + 1, tel qu'il soit le plus proche du seuil choisi (ici 0). On définit alors l'instant de l'événement par te -= no + - L. . En pratique, comme l'on recherche simplement la position d'un zéro, on effectue la recherche par dichotomie, limitant le volume de calcul et permettant d'obtenir une mesure au bout de log2 (N) étapes de calcul. L'implémentation de l'interpolation par N est typiquement réalisable à partir 25 d'une table pré-calculée de N entrées (une entrée pour chacune des N positions possibles du zéro entre les échantillons no et no +1), fournissant des coefficients de pondération à appliquer sur K échantillons situés au voisinage des échantillons no et no +1. La procédure d'interpolation nécessite au minimum les deux échantillons n et no +1 pour une interpolation linéaire (K = 2), un plus grand nombre peut être utilisé pour affiner la mesure (typiquement 6 à 10, selon la bande passante du filtre). La position ainsi déterminée correspond à l'instant d'arrivée de l'événement dans le système, augmenté des temps de transit dans la bascule T, le filtre, le système de conversion du CAN, jusqu'à l'instant où la valeur seuil (0) est atteinte. Ce temps de transit constitue l'erreur de mesure systématique; il est déterminé lors de la procédure de tarage puis compensé numériquement. Contraintes La résolution effective est limitée par le bruit sur la . mesure qui est essentiellement dû : - au bruit en sortie de la bascule - au bruit propre du CAN (bruit de quantification, bruit de conversion), caractérisé par son SNR à la gigue de phase (« jitter ») de l'horloge de référence, de la bascule T et de l'échantillonneur du CAN. La bande passante du filtre passe-bas limite également la résolution : une bande passante faible génère un signal indiciel avec une faible pente, augmentant l'incertitude sur la position du zéro pour un bruit d'entrée donné. Pour pouvoir 20 appliquer une interpolation optimale, le filtre doit par ailleurs avoir une réjection suffisante dès la fin de la première bande de Nyquist (dès fo /2 ). Un filtre passe-bas typique aura une bande passante B de l'ordre de fo / 4 à fo/3 , générant une réponse indicielle ayant une pente P -=-27cB (en première approximation, et pour une transition de -1 à +1), soit P =271. f0/4 à P =271- f0/3. Dans ces 25 conditions, ' pour un SNR donné, qui représente un bruit d'écart-type 10-SNR(dB)/20 sur le signal du CAN, l'incertitude sur la position du zéro est, 10-SNR(dB)/20 avec le filtre le plus défavorable, de At (bruit) = Pmax 227- fo / 4 Avec fo =250 MHz et SNR=70 dB, par exemple, le bruit limite la résolution à environ 0.8 ps. Inversement, pour At(bruit) donné, il est inutile de choisir une - To , soit valeur d'interpolation N beaucoup plus grande que N = o t At (bruit 27-rB SNR(c1B)120 2.10 Nopt = .1 n-sNR(dB)120 o La réponse impulsionnelle d'un filtre analogique étant infinie, le principe décrit précédemment ne fonctionne que si l'écart temporel entre deux événements est suffisanlment grand pour que la sortie du filtre puisse être considérée comme établie lors de chaque détection. Si ce n'est pas le cas, le signal de traîne de l'événement précédent va perturber la détermination de la position du zéro du suivant. La limite est donnée par le temps T sTAB mis .par la réponse indicielle pour 10 atteindre sa réponse finale (-1 ou +1) au bruit de mesure près, soit avec une précision relative c de 10-SNR(c/B)120. Pour un filtre de bande passante B, ce temps peut s'écrire : TSTAB a log(E) = SNR (dB) a 1og(10) 0.12-a SNR(dB), 20B avec a dépendant du type et de l'ordre du filtre (a = 1 pour un filtre du premier SNR(dB) 15 ordre). Une majoration pratique est par exemlpe : T sTAB 2B Avec B de l'ordre de f0/4 à f0/3, on a: T sTAB G 2- SNR(dB). To . Dans l'exemple, ceci donne un temps de stabilisation d'au plus 140 périodes d'échantillonnage pour un SNR de 70 dB, soit 560 ns pour fo =250 MHz, ce qui limite la fréquence de récurrence à environ 2 MHz pour une résolution maximale. 20 Amélioration de la fréquence de récurrence maximale Une augmentation de la fréquence de récurrence peut être apportée en utilisant un égaliseur' (voir Figure 6), de la manière suivante : La réponse indicielle peut être mesurée par le système lui-même en générant des 25 événements en décalage croissant avec la fréquence d'échantillonnage, par exemple en y connectant la sortie d'un oscillateur asservi ayant une fréquence du type i( ° 1 , avec M > foT M entier. 1--- - STAB N, A partir de la connaissance de la réponse indicietle, on calcule un signal de référence en soustrayant à celle-ci le signal idéal en marche d'escalier. Une fois 5 un premier événement détecté et positionné, le système peut interpoler ce signal de référence pour l'aligner sur la position de l'événement, et le ré-échantillonner à fo pour obtenir un signal de compensation (d'une durée d'au plus T sTAB). Chaque échantillon entrant suivant est alors compensé de ce signal de référence ré-échantillonné : sa valeur est idéalement -1 ou +1 en l'absence d'autre événement. 10 Lors de la survenue de l'événement suivant, la compensation annule l'erreur due à la traîne du premier. Ensuite, après la détermination de la position de ce nouvel événement, on aligne un nouveau signal de référence, que l'on ajoute au signal de compensation, et ainsi de suite de manière à annuler l'effet des événements précédents lors de la survenue d'un nouveau. Mathématiquement, le signal de 15 compensation est équivalent à la convolution du signal de détection des zéros (suite de pics de Dirac) avec le signal de référence. Cette compensation au premier ordre permet d'augmenter la fréquence de récurrence à résolution constante, limitée en dernier ressort par la bande passante du filtre et la capacité de calcul. Au second ordre, la précision de mesure est cependant dégradée, 20 d'autant plus que la fréquence de récurrence est élevée, le signal de compensation n'étant qu'une valeur approchée du signal réel à compenser. En particulier, le niveau de sortie de la bascule T doit être régulé avec suffisamment de précision pour pouvoir être considéré stable (incertitude équivalente à celle du bruit de mesure). 25 Exemples d'application Un exemple d'application de l'invention peut être la localisation d'une 30 collision de haute énergie dans une chambre, provoquant une scintillation détectée par N photomultiplicateurs. On utilise N dispositifs synchronisés (ou un dispositif de N voies, voir Figure 7) connectés aux sorties des N photomultiplicateurs. A partir des dates des N événements détectés dans une même fenêtre temporelle, on peut remonter à la distance de la collision avec chaque photomultiplicateur et ainsi trianguler sa position. Les applications en mesure générale incluent : - la mesure de durée d'impulsion (à partir d'un dispositif à deux voies alimentées par le même signal, mais inversé sur l'une des deux) - la mesure de période (et de fréquence), par différentiation de la datation d'événements successifs. - la caractérisation de la gigue de phase d'oscillateurs par traitement statistique des datations des événements successifs 10 REVENDICATIONS1 - Procédé de datation d'événements à haute résolution temporelle et haute récurrence comprenant : une étape de création d'un signal électrique logique présentant un changement d'état sur chaque événement à dater, une étape de filtrage dudit signal électrique logique par un filtre passe-bas, générant un signal analogique de bande passante réduite. - une étape d'injection dudit signal analogique dans un convertisseur analogique-numérique (CAN), qui fournit une suite d'échantillons numériques, avec une fréquence d'échantillohnage adaptée à la bande passante du filtre passe-bas. une étape de calcul numérique déterminant la position approximative de l'événement (typiquement le plus proche échantillon), déterminé par un seuillage simple des données numériques. - une étape de calcul numérique effectuant des interpolations autour de ladite position approximative de l'événement, afin de rechercher plus précisément l'instant où le signal interpolé franchit le seuil prédéterminé, avec une résolution d'une fraction de la période d'échantillonnage du CAN. 2 - Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte une étape supplémentaire d'égalisation des données issues du CAN, afin notamment d'augmenter la fréquence de récurrence maximale des événements. L'égalisation consiste à estimer le signal d'interférence généré dans les données numériques par les événements précédents ; celui-ci est calculé à partir: - de la connaissance de la réponse indicielle du système, essentiellement définie par le filtre passe-bas précédant le CAN. - des mesures de datation desdits événements précédents. Ce signal d'interférence estimé est alors soustrait des données issues du 30 CAN avant le calcul de l'instant d'arrivée d'un nouvel événement. 3 - Dispositif de datation d'événements à haute résolution temporelle et haute récurrence comprenant :- Un Moyen de génération d'un signal électrique logique présentant un changement d'état à chaque événement à dater (10), - Un filtre passe-bas dans lequel on injecte le signal électrique logique, et qui produit un signal analogique de bande passante réduite. Un convertisseur analogique-numérique (CAN) (12) dans lequel on injecte le signal analogique, et qui fournit une suite d'échantillons numériques, avec une fréquence d'échantillonnage adaptée à la bande passante du filtre passe-bas. - Des moyens de calcul numérique déterminant la position approximative de l'événement (typiquement le plus proche échantillon), par un seuillage simple des données numériques. - Des moyens de calcul numérique (13) effectuant des interpolations autour de la position approximative de l'événement afin de rechercher plus précisément l'instant où le signal interpolé frànchit le seuil prédéterminé avec une résolution d'une fraction de la période d'échantillonnage du CAN. 4 - Dispositif selon la revendication 3 caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de calcul numérique supplémentaires pour effectuer une égalisation des données issues du CAN, afin notamment d'augmenter la fréquence de récurrence maximale des événements. L'égalisation consiste à estimer le signal d'interférence généré dans les données numériques par les événements précédents ; celui-ci est calculé à partir: de la connaissance de la réponse indicielle du système, essentiellement définie par le filtre passe-bas précédant le CAN. - des mesures de datation desdits événements précédents. Ce signal d'interférence estimé est alors soustrait des données issues du CAN avant le calcul de l'instant d'arrivée d'un nouvel événement.