FR 3004040 A1 20141003 FR 1352877 A 20130329 Procédé de transmission d'un signal multiporteuse, dispositif de transmission et programme d'ordinateur correspondants. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui des transmissions radiofréquence pour lesquelles une modulation muid porteuse, notamment de type OFDM (« Orthogonal Frequency Division Multiplex » en anglais, pour « multiplexage par répartition orthogonale en fréquence »), est utilisée. Cette technique de modulation multi porteuse permet notamment de s' affranchir de l'interférence entre symboles généralement observée sur un canal à trajets multiples et elle est robuste aux canaux sélectifs en fréquence. En outre, cette technique présente une très bonne efficacité spectrale et permet d'économiser des ressources spectrales radio par la mise en oeuvre de réseaux mono-fréquence. Compte tenu du caractère multi porteuse, on parle parfois des sous porteuses de la modulation pour établir une distinction avec la porteuse RF. Dans la demande, les termes porteuses et sous porteuses désignent la même chose lorsqu'ils sont associés à la modulation OFDM. Du fait de sa robustesse intrinsèque aux canaux multi-trajets et aux canaux sélectifs en fréquence, la modulation OFDM est utilisée dans de nombreux systèmes de communication numérique (ADSL, WiFi, 3GPP LTE de l'anglais « 3rd Generation Partnership Project » et « Long Term Evolution ») » et des systèmes de diffusion (DAB de l'anglais « Digital Audio Broadcasting », DVB-T de l'anglais « Digital Video Broadcasting - Terrestrial », DVB-T2, DVB-H, DVB-NGH, DRM, etc). Un inconvénient majeur de la technique OFDM est inhérent aux fortes fluctuations en amplitude de l'enveloppe du signal modulé et donc aux variations importantes de la puissance instantanée. En effet, dans le domaine temporel, la sommation de ces multiples porteuses modulées de façon indépendante s'effectue en puissance la majeur partie du temps, mais aussi de façon cohérente ce qui conduit à des pics de puissance instantanée qui peuvent surpasser de plus de 10 dB la puissance moyenne du signal à certains instants. Le rapport puissance crête à puissance moyenne (PAPR de l'anglais « Peak to Average Power Ratio ») des signaux émis, en d'autres termes le facteur qui caractérise le niveau de ces pics de puissance par rapport à la puissance moyenne du signal, est ainsi généralement très élevé et il augmente avec le nombre N de porteuses. Les amplificateurs de puissance présentent des caractéristiques non-linéaires qui, couplées à l'amplification des signaux dits à fort PAPR conduisent à des distorsions : remontée spectrale du niveau des lobes secondaires, génération d'harmoniques, création d'interférences entre symboles non linéaires, création d'interférences entre porteuses. Ainsi, ces distorsions entraînent notamment des erreurs de transmission et une dégradation du taux d'erreur binaire (TEB). Plus précisément, on utilise, selon un mode de réalisation particulier, un signal OFDM de bande B constitué de la somme de N porteuses orthogonales modulées régulièrement espacées d'intervalle de fréquence M tel que : B = N. M. Pour un bloc OFDM donné, chaque porteuse est modulée par un symbole Xn appartenant à une constellation (QPSK, MAQ16, etc.). La transformée de Fourier inverse (IFFT) du signal fréquentiel de bande B fournit alors dans le domaine temporel le signal x(t) à transmettre. Dans le domaine temporel, la durée d'un symbole OFDM est de N.Te = 11M, avec Te la période d'échantillonnage, et a pour expression : N-1 1 X.eiAf ,13 En pratique, les pics de PAPR d'une amplitude donnée surviennent suivant une certaine probabilité d'apparition. Il est notamment peu probable que l'amplitude du signal soit aussi grande que N et ce d'autant plus que N est grand. Par suite, de manière classique, pour caractériser le PAPR d'un système OFDM, on fait appel à la fonction de distribution cumulative complémentaire (CCDF) qui fournit la probabilité que l'amplitude du signal dépasse un certain seuil. Cette fonction est la plus utilisée pour caractériser les systèmes de réduction de PAPR et a pour expression : CCDFpApR = Pr[PAPR(XL)> y] 1_(1_ Par exemple, dans le cas d'un signal comportant 2048 porteuses et si les convertisseurs numérique analogique et/ou analogique numérique et les amplificateurs de puissance ne travaillent pas avec un écart de dynamique entre puissance moyenne et puissance crête d'au moins 12,2dB, ce qui représente pour l'amplificateur un rapport de puissance de fonctionnement de 1 à 16, alors cette équation indique que le signal ne peut pas être correctement transmis sans saturation d'échantillon dans au moins un symbole sur cent. En dessous de cette marge de 12,2 dB le signal est écrêté ou pour le moins fortement distordu avec des répercussions sur les conditions de transmission et de réception. PAPR = maxo En revanche, l'efficacité spectrale est pénalisée sans même pour autant apporter un gain de codage. De plus, à ce jour, son champ d'application est limité aux modulateurs OFDM à faibles nombres N de porteuses du fait d'une trop grande complexité de calcul. Une troisième approche, appelée communément « technique TI-CES (de l'anglais «Tone Injection - Constellation Extension Scheme »), propose d'augmenter le nombre de points des constellations qui modulent les porteuses OFDM afin que pour un point de la constellation d'origine il puisse correspondre plusieurs possibilités de coordonnées dans la nouvelle constellation. Selon cette approche, ce degré de liberté supplémentaire est utilisé pour générer un signal de plus faible PAPR. Cependant, cette méthode présente plusieurs inconvénients du fait que l'extension de constellation va conduire à un accroissement de la puissance moyenne du signal puisque les symboles supplémentaires ont des niveaux de puissance supérieurs. En outre, la sélection de la meilleure possibilité de coordonnées pour chaque point requiert un accroissement de la complexité du calcul mis en oeuvre, le rendant inadapté à une implémentation matérielle pour le traitement de signaux en temps réel. Une quatrième approche appelée communément « technique CD (de l'anglais «Constellation Distortion»)» est également basée sur une modification de constellation et repose sur l'hypothèse selon laquelle le niveau de sortie de l'amplification d'émission est limité par les pics de plus fort PAPR et que si l'amplitude de ces pics peut être diminuée alors la puissance émise peut être augmentée. Selon cette technique, pour un taux de distorsion donné, un problème d'optimisation, dit convexe est résolu afin d'élaborer un signal OFDM avec un niveau de PAPR global minimal. Cependant, cette méthode nécessite d'augmenter de façon très significative la puissance moyenne de sortie pour compenser la perte en termes de rapport signal à bruit. En outre, la complexité de calcul mise en oeuvre augmente de manière exponentielle lorsque l'ordre de constellation devient élevé. Une cinquième technique appelée communément « technique ACE (de l'anglais « Active Constellation Extension ») » est également basée sur une modification de constellation et repose sur un déplacement effectué dans le sens d'un éloignement des axes de décision. Cependant, de la même manière que pour les deux méthodes précédentes, cette technique se caractérise par une efficacité moindre pour des constellations d'ordre élevé par l'accroissement de la puissance moyenne du signal, et par une complexité de calcul très élevée. Une sixième méthode appelée communément « technique TR (de l'anglais « Tone Reservation »)» propose de réserver certaines porteuses du multiplex OFDM, qui ne transportent pas d'informations mais des symboles optimisés à l'émission pour réduire le PAPR. L'optimisation de ces symboles peut être effectuée en utilisant par exemple un algorithme d'optimisation convexe de type SOCP (Second Order Cone Programming) Tout comme la méthode précédente, cette solution n' apporte pas de distorsion au signal émis, mais un inconvénient majeur de cette méthode réside dans le fait qu'un certain nombre de porteuses, doivent être réservées pour pouvoir réduire le PAPR de façon significative. Ces porteuses ne sont pas utilisées pour émettre des données d'informations utiles, ce qui conduit à une réduction de l'efficacité spectrale. Une septième technique appelée « Selected Mapping » consiste à appliquer une rotation de phase à chaque symbole de la séquence à transmettre. Plusieurs motifs de rotation de phase peuvent être définis. Pour chaque motif appliqué à la séquence à transmettre, on effectue les opérations pour obtenir un signal OFDM correspondant, et on transmet celui présentant le plus faible PAPR. De nouveau cette technique n'apporte pas de distorsion, mais elle nécessite de communiquer au récepteur la séquence de rotation utilisée à l'émission avec une très grande fiabilité, ce qui conduit à une réduction de l'efficacité spectrale et une augmentation significative de la complexité du système pour acheminer le motif de rotation appliqué via un canal dédié. En outre, si cette transmission est erronée, toute la trame OFDM sera perdue. Elle augmente également la complexité à l'émission, puisque plusieurs traitements doivent être effectués en parallèle, pour choisir ensuite le plus efficace. Les autres traitements ont été effectués inutilement, et ne sont pas exploités. Une dernière approche est la technique de « clipping » ou limiteur qui consiste à écrêter l'amplitude du signal lorsqu'il dépasse un seuil prédéfini. Mais cet écrêtage est par nature non linéaire et introduit une distorsion du signal émis se traduisant non seulement par un TEB dégradé mais également par une remontée des lobes secondaires de la DSP (Densité Spectrale de Puissance). Dans ce contexte particulier, les inventeurs ont donc identifié un besoin pour une nouvelle technique permettant d' améliorer la réduction du PAPR tout en restant simple à implémenter. Exposé de l'invention L'invention propose une solution nouvelle qui ne présente pas l'ensemble de ces inconvénients de l'art antérieur, sous la forme d'un procédé de transmission d'un signal OFDM dont le traitement avant émission comprend : un mapping de données représentatives d'un signal source sur des symboles complexes Xn appartenant à une constellation étendue, 0 Ce type de correction est particulièrement avantageux pour des constellations d'ordre élevé contrairement aux corrections de types CD ou ACE qui perdent en efficacité avec l'augmentation d'ordre de la constellation. En effet, pour une correction de type CD, l'augmentation de l'ordre entraîne la diminution de la distance entre deux points de la constellation et par conséquent la diminution de la latitude de déplacement. Pour une correction de type ACE, l'augmentation de l'ordre entraîne la diminution du nombre de points périphériques relativement au nombre total de points de la constellation et par conséquent la diminution de la latitude de déplacement. Après une initialisation des symboles intermédiaires X"n, le procédé effectue une pré-construction du signal OFDM temporel en utilisant une transformée fréquence-temps qui fait intervenir une modulation des porteuses par les symboles intermédiaires. Cette pré-construction est mise en oeuvre par un 1ei accumulateur. Selon un mode particulier, la transformée fréquence-temps est une transformée de Fourier inverse discrète. Selon un mode particulier, la transformée de Fourier inverse est une transformée rapide (IFFT). Par la suite, les acronymes IFFT désignent la transformée fréquence- temps mise en oeuvre par le modulateur OFDM permettant de générer le signal OFDM. Selon une particularité de mise en oeuvre de la pré-construction, le procédé développe le calcul d'une transformée de Fourier discrète inverse d'un bloc de N porteuses, dont M porteuses sont mappées par les symboles X"n en effectuant le calcul porteuse après porteuse et pour une porteuse n donnée mappée par X' 'n, en calculant chaque échantillons 1 temporels, 1 variant entre 0 et J -1. Le procédé détermine ainsi les échantillons temporels associés à une porteuse mappée par X"n. L'accumulation consiste ensuite à additionner les J échantillons temporels de la porteuse courante n respectivement aux J échantillons précédents déjà accumulés concernant les porteuses jusqu'à l'ordre n-1. Cette pré-construction intervient dans le domaine fréquentiel c'est-à-dire avant la mise 35 en oeuvre du modulateur OFDM. Cette pré-construction initialise une seconde pré-construction. Cette 2nde pré-construction ne prend alors en compte pour la modulation des porteuses que les corrections sur les symboles intermédiaires correspondant à des symboles dupliqués. Selon une particularité de mise en oeuvre, le procédé développe le calcul d'une transformée de Fourier discrète inverse d'un bloc de N porteuses, dont les porteuses sont mappées par les corrections dn en effectuant le calcul porteuse après porteuse et pour une porteuse n donnée mappée par dn, en calculant chaque échantillons 1 temporels, 1 variant entre 0 et J -1. Le procédé construit ainsi en parallèle les J échantillons temporels associés à une porteuse mappée par dn. Compte tenu que la correction ne concerne que les symboles dupliqués modifiés, l'étape d'accumulation dans le rd accumulateur est plus simple que dans le lei accumulateur. L' accumulation dans le 2'd accumulateur consiste ensuite à additionner les J échantillons temporels de la porteuse courante n mappée par dn respectivement aux J échantillons précédents déjà accumulés concernant les porteuses jusqu'à l'ordre n-1. L'invention utilise, pour la réduction du PAPR un asservissement temps réel de la correction d'une porteuse d'ordre n par rapport aux porteuses précédemment corrigées, c'est-à-dire d'ordre inférieur, d'un même bloc OFDM. Il faut entendre par correction d'une porteuse d'ordre n, une correction du symbole intermédiaire X"n par la valeur dn qui permet de déterminer le symbole X' n qui mappe la porteuse n du modulateur OFDM lors de la modulation OFDM. Cet asservissement est notamment basé sur la mise en oeuvre pour corriger le symbole de constellation modulant la porteuse d'ordre n d'une détection de P échantillons dont l'amplitude dépasse un seuil a, parmi les J échantillons temporels représentatifs de la somme des réponses temporelles des porteuses précédemment corrigées et accumulées. La détection intervient après chaque accumulation. En d'autres termes, parmi les J échantillons temporels préconstruits, le procédé détecte le ou les pics de puissance supérieure à un seuil prédéterminé a. La valeur du seuil fixe le niveau de PAPR final recherché. Une comparaison des échantillons temporels issus de la transformation fréquence-temps de la porteuse n que l'on cherche à corriger, qui coïncident en temps avec les pics détectés, permet de déterminer un couple de contrôle de correction binaire. Ce couple de contrôle de correction binaire est ensuite directement utilisé pour sélectionner la correction à apporter à la partie réelle ou la partie imaginaire du symbole intermédiaire et obtenir le symbole corrigé qui module la porteuse n du modulateur OFDM. La correction sélectionnée mappe par ailleurs la porteuse d'ordre n lors de l'étape d'accumulation des J échantillons temporels associés à cette porteuse d'ordre n. La correction est sélectionnée parmi une liste de correction. Cette liste comprend la valeur zéro sélectionnée lorsque le symbole intermédiaire correspond à un symbole non dupliqué. La liste comprend en outre les valeurs réelles et imaginaires à ajouter au symbole intermédiaire pour obtenir le symbole corrigé qui correspond à un symbole dupliqué ou à un symbole étendu. Ainsi, à l'issue des étapes d'accumulation, de détection, de comparaison et de sélection mentionnées ci-dessus mises en oeuvre pour chacune des M porteuses mappées, le procédé réalise la pré-construction dans le domaine fréquentiel, c'est-à-dire avant la modulation OFDM, du signal temporel corrigé constitué de J échantillons et associé à un bloc OFDM de N porteuses mappées par les M symboles correspondant (MN). Il est à noter que le terme « pré-construction » signifie que l'on détermine, alors même que l'on est dans le domaine fréquentiel, les échantillons temporels de la réponse du signal qui « pourraient » être obtenus après la modulation OFDM. Ainsi, le terme « préconstruit » est associé aux échantillons temporels éventuellement corrigés avant mise en oeuvre du modulateur OFDM. Il est à noter que la transformée fréquence-temps qui est généralement une transformée de Fourier inverse peut intervenir sur un nombre M de porteuses mappées par les M symboles considérés, inférieur à N le nombre de porteuses du modulateur OFDM. En effet, il est commun de réserver des porteuses pour y insérer des pilotes, pour limiter les problèmes de recouvrement de spectre en mettant à zéro les porteuses des bords, pour éviter une composante continue en mettant à zéro la porteuse centrale. Par « complexe », on entend « qui peut avoir une valeur réelle et/ou imaginaire telle que cette valeur est par exemple définie par v=a+jb ». Un tel procédé aboutit donc à une correction très simple du signal temporel OFDM du fait que seules les porteuses d'un bloc OFDM mappées par un symbole dupliqué peuvent être corrigées. La correction du signal temporel est optimisée du fait que le déplacement complexe de coordonnées de constellation est sélectionné en fonction d'un couple de contrôle de correction binaire de la partie réelle ou de la partie imaginaire du symbole intermédiaire. Selon un mode de réalisation, pour un n donné, le symbole intermédiaire X' 'n est égal à Xn lorsque Xn n'est pas un symbole dupliqué et est égal à Xn poinçonné de sa valeur réelle ou de sa valeur imaginaire lorsque Xn est un symbole dupliqué. Selon ce mode de réalisation, les symboles intermédiaires sont initialisés à partir des symboles Xn et des symboles dupliqués modifiés de la constellation étendue. Chacun des symboles dupliqués modifiés est identique à un symbole dupliqué dont la partie réelle ou imaginaire a été mise à zéro (poinçonnée). Ce mode est adapté à une constellation étendue qui a l'avantage de respecter un codage de Gray. Selon un mode de réalisation, pour un n donné, le symbole intermédiaire X"n est initialisé avec la valeur de Xn lorsque Xn n'est pas un symbole dupliqué et est initialisé avec la partie réelle de Xn et une valeur imaginaire déterminée ou avec une valeur réelle déterminée et la valeur imaginaire de Xn lorsque Xn est un symbole dupliqué. Selon ce mode de réalisation, les symboles intermédiaires sont initialisés à partir des symboles Xn et des symboles dupliqués modifiés de la constellation étendue. Chacun des symboles dupliqués modifiés est identique à un symbole dupliqué dont la partie réelle ou imaginaire a été initialisée à une valeur déterminée paramétrable. La liste de correction est alors constituée des valeurs réelles, respectivement imaginaires, des symboles dupliqués auxquelles sont retranchées les valeurs d' initialisation. Ces valeurs d' initialisation peuvent être déterminées à l'issue de simulations préalables ou à l'issue d'expérimentations. Ce mode peut s'avérer plus avantageux que le mode précédent en fonction du paramétrage du système de télécommunication qui implémente le procédé. Selon un mode de réalisation, la constellation étendue est une 64QAM étendue comprenant les symboles suivants : 3 5 Xn avec An, E 1 - - -4 4 4}' Xn avec An, Bn E 4)' Xn avec Xn avec Xn avec Xn avec A = -7 ' B E n 4 n 9 . 15 7 et le symbole étendu XE = - - + JE' An = n 4 n' 4' n 9 . 7 E 1+-1 + -3, + -5} et le symbole étendu XE = - + iB Bn = -4, An E n 4 n' 7 - 4 ' - 4 - 4 Bn = ( 1 3 5 .9 4' n + 4' + i , + ij et le symbole étendu XEn = An - i i, 1 3 5 . 9 E + et le symbole étendu XEn = An + 7. Cette constellation étendue avec 24 symboles dupliqués a l' avantage de respecter un codage de Gray. Les symboles étendus peuvent être obtenus par projection sur un point dual de la constellation à l'opposé par rapport à l'axe des réels ou des imaginaires du plan complexe, des symboles dupliqués, suivi d'un décalage d'une distance inter symbole. Les symboles étendus peuvent donc être déterminés très facilement à partir des symboles dupliqués car ils ont la même partie réelle ou imaginaire que les symboles dupliqués correspondant et une partie imaginaire ou réelle identique au signe près et à un décalage inter symbole près. Selon un mode de réalisation, le seuil varie en fonction de la porteuse n. Selon ce mode, la valeur du seuil n'est pas fixe sur l'ensemble des porteuses mais variable. Cette variation peut ne pas être linéaire et peut être déterminée à l'issue de simulations préalables ou à l'issue d'expérimentations. Cette variation permet d'obtenir une réduction de PAPR plus importante qu'avec un seuil fixe car elle permet d'accentuer la correction. Selon un mode de réalisation avantageux, la valeur de seuil est plus faible au début du traitement qu' à la fin. Ceci permet de traiter le signal 'en profondeur' : les pics extrêmes sont peu corrigés au début mais la globalité des pics qui dépassent le seuil a évolue rapidement dans le sens d'une diminution. En conséquence de quoi, il reste en fin de traitement une petite minorité de pics qui est facilement corrigée. A l'inverse, en débutant avec une valeur de seuil plus élevée, alors les pics extrêmes sont rapidement corrigés mais en fin de traitement il reste une multitude de faibles pics encore présents. Selon un mode de réalisation, le seuil est donné par la relation suivante : = Peak Power Target .[1 + K. a Average Power Selon ce mode la valeur du seuil varie de manière continue en fonction de la porteuse n selon une relation déterminée à l'issue d'expérimentations. La valeur de l'exposant 5 peut être égale à deux, K est une constante qui peut être positive ou négative. La valeur Peak Power Target correspond au maximum autorisé de puissance et la valeur Average Power correspond à la moyenne de puissance estimée. Ces valeurs peuvent être déterminées à l'issue de simulations préalables ou à l'issue d'expérimentations. Selon un mode de réalisation, le couple de correction binaire résulte d'une corrélation complexe entre les P échantillons temporels avec P échantillons temporels de la porteuse d'ordre n et d'une détection de signe des parties réelle et imaginaire du produit de la corrélation. La mise en oeuvre de la corrélation complexe selon l'invention avec détection de signe permet avantageusement d'évaluer si la prochaine accumulation effectuée à partir des échantillons temporels de la porteuse d'ordre n va amplifier les pics détectés ou les diminuer. Le couple de correction qui résulte de cette détection de signe est directement utilisé pour sélectionner la correction du symbole de constellation modulant la porteuse à corriger. Ainsi, le couple de contrôle de correction binaire permet de contrôler la réduction des pics de PAPR en tenant compte de la corrélation de signe entre les pics des échantillons temporels préconstruits représentatifs des porteuses précédemment corrigées et accumulées et les échantillons temporels complexes de la porteuse courante à corriger en coïncidence temporel avec les pics détectés. Il est donc possible de contrôler la correction mise en oeuvre d'une porteuse à l'autre de façon optimisée, en tenant compte de la corrélation entre une porteuse courante à corriger et les pics détectés à partir de l' accumulation des porteuses précédemment corrigées. Selon un mode de réalisation, le nombre J d'échantillons temporels découle d'un facteur entier L, L>l, de sur échantillonnage résultant en J = NL échantillons. Selon ce mode de réalisation, le procédé selon l'invention construit J=L.N échantillons temporels avec L un entier supérieur ou égal à 1. Lorsque L=1 alors J= N. Lorsque L> 1, par exemple lorsque L= 2 ou 4, il y a sur échantillonnage. Un tel sur échantillonnage permet avantageusement d'obtenir une plus grande résolution dans la réduction de PAPR. Selon un mode de réalisation, l'étape d' accumulation dans le 1 ei accumulateur met en oeuvre une transformée de Fourier inverse discrète calculée porteuse après porteuse avec, pour une porteuse n donnée mappée par X' 'n, un calcul des J échantillons temporels, selon l'équation suivante, pour L=2 : N-1 Te x(1.-) =I[A"ncosN + jB"nsin(K.1.111)1 2 n=0 avec : A"' et B"' les composantes réelle et imaginaire du symbole intermédiaire X"n modulant la porteuse courante d'indice n, x( ) l'ensemble des échantillons temporels résultant de l'accumulation dans le lei accumulateur, Te =-Fe la période d'échantillonnage et 0 Selon un mode de réalisation, l'étape d'accumulation dans le 2'd accumulateur met en oeuvre une transformée de Fourier inverse discrète calculée porteuse après porteuse avec, pour une porteuse n donnée mappée par dn, un calcul des J échantillons temporels, selon l'équation suivante : N-1 Te n , = [dnen'iTi'l n=0 avec : x'( ) l'ensemble des échantillons temporels résultant de l' accumulation dans le 2nd accumulateur, Te =-Fe la période d'échantillonnage et 0 Selon un mode de réalisation, le module de transformation comprend en outre : un module de génération des J échantillons temporels associés à la porteuse courante d'indice n. L'invention a en outre pour objet un programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en oeuvre d'un procédé de transmission selon l'invention lorsque ce programme est exécuté par un processeur. L'invention a en outre pour objet un support d'information comportant des instructions de programme adaptées à la mise en oeuvre des étapes du procédé selon l'invention lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un dispositif de transmission OFDM. L'invention a en outre pour objet, un signal OFDM obtenu par la mise en oeuvre d'un procédé selon l'invention. Liste des figures D' autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : la figure 1 illustre le principe du traitement de signal sur lequel repose l'invention ; la figure 2 est un schéma synoptique du traitement d'un signal OFDM visant à réduire le PAPR mis en oeuvre par un système de transmission ; la figure 3A est un organigramme des principales étapes d'un procédé de transmission selon un mode de réalisation de l'invention; la figure 3B est un schéma d'un dispositif de réduction du PAPR selon l'invention ; les figures 4A et 4B représentent respectivement une constellation 64QAM d'origine et la constellation étendue selon un exemple ; la figure 5 illustre la structure d'un dispositif de transmission selon l'invention ; les figures 6A et 6B représentent respectivement une constellation 64QAM d'origine et la constellation étendue selon un exemple ; la figure 7 représente une courbe de l'évolution du paramètre a en fonction de l'indice n de la porteuse courante selon un exemple ; la figure 8 représente des courbes du module des signaux temporels sans et avec traitement de réduction de PAPR selon l'invention pour a égal à 6dB ; la figure 9 représente une courbe de référence de CCDF et la courbe pour a égal à 6dB. Description de modes de réalisation de l'invention La figure 1 illustre le principe du traitement du signal sur lequel est basée l'invention. La réduction de PAPR doit s'appliquer au signal temporel S(t) qui « serait » émis sans correction en sortie du dispositif de transmission OFDM. Le signal temporel S(t) n'étant pas connu du procédé selon l'invention, ce dernier pré-construit un signal numérique représentatif du point de vue dynamique et valeurs de crêtes, du signal analogique en sortie du dispositif de transmission. En d'autres termes, cette pré-construction consiste à obtenir une « image » du signal analogique en sortie du dispositif de transmission et à corriger au fur et à mesure, porteuse par porteuse, chaque symbole de constellation modulant une porteuse afin d'obtenir un signal préconstruit et corrigé dont le PAPR est réduit. Le signal temporel S(t) est obtenu à l'issu d'un traitement représenté de manière simplifié sur la figure 1. Les symboles Xn sont pris par bloc en entrée, bloc dit OFDM, et après traitement on obtient le signal temporel S(t).Chaque symbole de constellation Xn est défini par un couple de valeurs réelles (An, Bn) qui définissent les coordonnées du symbole de constellation Xn dans le plan complexe : Xn=An+j.Bn (1). Il est bien entendu qu'un signal complexe peut être représenté par ses composantes réelle et imaginaire sous la forme An+j.Bn ou sous la forme Cnei`P = Cncoscp + jCnsirup. Le traitement comprend une transformée fréquence-temps 41 à N fréquences appelées porteuses, considérée à des fins d'illustration comme étant une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT). Cette transformée calcule les échantillons temporels à partir de la modulation des porteuses par respectivement les symboles du bloc OFDM considéré. Ce calcul peut être décomposé en deux calculs effectués en parallèle, un pour les composantes réelles (An) et un pour les composantes imaginaires (Bn) des symboles de constellation Xn. De manière générale, il peut être considéré que seules M porteuses sont modulées par des symboles, le reste des porteuses étant réservées, M Un exemple du traitement d'un signal OFDM visant à réduire le PAPR mis en oeuvre par un système de transmission est décrit ci-après en relation avec le schéma de la figure 2. Selon cet exemple, le traitement du signal OFDM comprend une succession d'étapes : à l'émission par l'émetteur TX: génération 201 de données source ; codage et entrelacement 202 desdites données délivrant des données entrelacées ; modulation desdites données entrelacées 203 par exemple selon une modulation QAM consistant à mapper les données entrelacées représentatives du signal source sur des symboles complexes Xn appartenant à la constellation ; insertion 204 de porteuses pilotes ; correction 205 des symboles Xn d'un bloc OFDM visant à réduire le PAPR selon le procédé de l'invention ; modulation OFDM 206 mettant par exemple en oeuvre une transformée de Fourier rapide inverse après mappage des symboles corrigés sur les porteuses du modulateur OFDM pour générer un symbole OFDM, la succession des symboles OFDM formant le signal OFDM S'(t) à transmettre ; transmission 207 du signal OFDM sur un canal de transmission Ch, cette transmission s' accompagne généralement de bruit, par exemple un bruit blanc gaussien awgn ; et à la réception par le récepteur RX : réception 210 d'un signal dit reçu ; démodulation OFDM 211 du signal reçu mettant en oeuvre selon un mode particulier une transformée de Fourier rapide (FFT pour « Fast Fourier Transform » en anglais) délivrant un signal reçu transformé ; estimation de canal 212; démodulation 213 du signal reçu transformé délivrant un signal démodulé ; désentrelacement et décodage 214 du signal démodulé ; détermination du taux d'erreur binaire ou BER (de l'anglais « bit error rate »). L'invention propose donc une technique de correction 205 spécifique qui permet de réduire efficacement le PAPR tout en étant simple d'implémentation. La correction selon l'invention est mise en oeuvre uniquement à l'émission et ne nécessite pas de modification des récepteurs existants. Selon l'illustration de la figure 2, le procédé selon l'invention intervient après l'insertion 204 de porteuses pilotes. Cette insertion peut selon d'autres modes de réalisation intervenir de manière imbriquée avec des étapes du procédé selon l'invention ou de manière successive aux étapes du procédé. Pour simplifier la description, il est considéré que le procédé selon l'invention prend en compte un bloc m de M symboles Xn dont la taille est égale au nombre total N de porteuses du modulateur OFDM (donc M=N). Le bloc de M symboles peut tout aussi bien être inférieur à N pour tenir compte de porteuses réservées et dont la valeur est fixée par ailleurs, ou bien de porteuses non modulées sur les bords du spectre. Le procédé et le dispositif de réduction de PAPR selon l'invention sont décrits en référence au synoptique de la figure 3A et selon le schéma de la figure 3B. Les étapes du procédé de transmission selon l'invention sont mises en oeuvre dans le domaine fréquentiel entre les étapes classiques de modulation 203 et de modulation OFDM 206. Le procédé selon l'invention correspond à un système d'asservissement de type rétroactif (de l'anglais « Feed-Back »). Ce procédé fonctionne en temps réel suivant un cadencement d'horloge à une fréquence Fe, par exemple la fréquence d'échantillonnage des données sources. En outre, ce procédé est non-itératif, en d'autres termes une correction portant sur un bloc de N porteuses (N correspondant également à la taille de la transformée de Fourier et de la transformée de Fourier inverse) est entièrement calculée en une durée de N échantillons à la fréquence Fe. Le procédé consiste à « pré-construire » avant la modulation OFDM 206, le signal temporel réel x(1.TelL) à partir des différentes porteuses d'un bloc OFDM mappées par les symboles complexes et à contraindre ses crêtes d'amplitude pour agir sur le PAPR du signal temporel S(t). Le procédé de transmission de l'invention permet d'appliquer une correction de la constellation de modulation en vue de réduire le PAPR du signal transmis. Le procédé selon un mode de réalisation illustré par la figure 3A comprend les étapes suivantes 301-308. L'étape 301 d'initialisation d'un l' accumulateur. Selon un mode de réalisation, l'initialisation consiste à mettre à zéro l'accumulateur. L'étape 302 d'initialisation des symboles intermédiaires X"n correspondant au bloc m courant. Pour chaque Xn du bloc m, il est déterminé la valeur du symbole intermédiaire X"n en fonction de l'existence d'un symbole étendu correspondant au symbole Xn dans la constellation étendue. n est un entier naturel, n=0 à N-1. Cette étape n'introduit pas de retard. Selon un premier mode de réalisation, lorsque Xn n'est pas un symbole dupliqué le symbole intermédiaire X"n est initialisé à la valeur de Xn. Et lorsque Xn est un symbole dupliqué, le symbole intermédiaire X"n est initialisé à Xn poinçonné de sa valeur réelle ou de sa valeur imaginaire. Dit autrement : Pour n=0 à N-1, X"n = Xn= An+j.Bn si Xn n'est pas un symbole dupliqué et X"n = AEn=An ou X"n = jBEn=j.Bn si Xn est un symbole dupliqué. Selon une variante : X"n= Xn= An+j.Bn si Xn n'est pas un symbole dupliqué et X"n =AEn+jBEn=An +jB0 ou X"n=AEn+jBEn = AO+j.Bn si Xn est un symbole dupliqué avec AO et BO des valeurs paramétrables. Pour exemple, la constellation étendue est une 64QAM étendue illustrée par les figures 4A et 4B. La figure 4A est la constellation 64QAM d'origine et la figure 4B est la constellation étendue. La constellation étendue comprend les symboles suivants : 3 5 Xn avec An, B, E {±-1 4, +-4,-± 7 Xn avec An, B, E {±-4}, Xn avec An = -7 , Bn - E 1+-1 , - +-3 +-5} et le symbole étendu XEn = - -49 + jB', 444, 4 ( AE, E {--9,-7}), Xn avec An =- -7, B, E -3,+-5} et le symbole étendu XEn = 719 + jBn, 4 - 4 -4 -4 (AE, E Xn avec B, = î, A, E ï,-± et le symbole étendu XEn = An - j , (BE, E 1-.4, Xn avec B, = - -7 ' - - A, E 1+1-, + 2, +2} et le symbole étendu XEn = An + j , 44 -4 -4 (B En E {-9,--7}). 4 4 Selon le premier mode de réalisation de l'étape d'initialisation, les symboles intermédiaires X"n sont donc initialisés de la façon suivante : X" n=Xn si An, Bn E ï, +0, X"n=Xn si An, B, E X" n=jBEn=jBn si Xn avec An = -7 et Bn E 4 X" n= jBEn=jBn si Xn avec An = - -7 et B, E 4 - 7 X" n=AEn=An si Xn avec B, = -4 et An E X" n=AEn=An si Xn avec Bn = - -7 et A E 1+-1 +-3 -5 4 n - 4 - + 4, - 4}- Le symbole corrigé X'n utilisé par la modulation OFDM est obtenu à partir de X"n. X'n est soit identique à un symbole Xn lorsque celui-ci n'est pas un symbole dupliqué, soit identique à un symbole Xn dupliqué ou à son symbole étendu et obtenu en ajoutant AE, ou jBE, au symbole X"n. L'étape 303 d'accumulation dans le l' accumulateur de J échantillons temporels complexes correspondant aux J échantillons de la porteuse d'ordre n mappée par le symbole intermédiaire X"n, J étant un naturel. L'étape d'accumulation pour la porteuse d'ordre n revient à calculer simultanément tous les échantillons réels Pnj (11) et imaginaires Q',1 (12) de sa réponse temporelle qui pourraient être obtenus après IFFT si cette sous-porteuse mappée par le symbole intermédiaire X"n était transformée dans le domaine temporel isolément et à les additionner respectivement aux 2.J échantillons déjà présents. Les étapes d' initialisation et d'accumulation sont répétées pour chaque valeur de n, n=0 à N-1. Après la dernière accumulation le signal de sortie correspond à: N-1 n1 B[0, ...1,... = LN - 1] = X"n. n=0 L'étape 304 d'initialisation d'un 2'd accumulateur avec les J échantillons accumulés dans le lei accumulateur. Cette étape intervient après la fin de la dernière accumulation dans le lei accumulateur :Dc,[] = BN_i[]. A son initialisation, le module D contient l'ensemble des réponses des sous-porteuses mappées par les symboles intermédiaires X"n. Ces symboles intermédiaires coïncident avec les symboles Xn ou avec les symboles Xn poinçonnés des valeurs réelle ou imaginaire respectivement AEn ou BEn lorsque Xn est un symbole dupliqué. Le procédé selon l'invention rétablit lors de l'étape 305 d'accumulation ces valeurs de mapping réelle ou imaginaire, en ayant au préalable effectué un choix, suivant leur polarité, entre les deux valeurs possibles pour AEn ou BEn. L'étape 305 d'accumulation dans le 2'd accumulateur de J échantillons correspondant aux J échantillons temporels complexes de la porteuse d'ordre n mappée par une donnée de correction complexe dn. A chaque symbole Xn, le procédé pré-construit progressivement la suite des J échantillons de chaque composante réelle et imaginaire de la réponse temporelle du signal parallèle Dril I pour déterminer le nouveau mapping X'n, résultant du choix entre les deux valeurs restituées pour AEn ou BEn. La réponse temporelle du signal parallèle Dril I peut être conforme à celui série x'(1.Te/2) obtenu après modulation OFDM. Or, les réponses temporelles réelle et imaginaire de l'ensemble des sous-porteuses mappées par les symboles intermédiaires X"n ont déjà été chargées dans le module de pré-construction D à son initialisation et l'opération est linéaire. Il suffit donc de calculer et d'accumuler dans le module D les composantes temporelles complexes des sous-porteuses mappées uniquement par dn qui contient la composante réelle ou imaginaire choisie pour respectivement AEn ou BEn, ou qui contient zéro lorsque le symbole courant Xn ne peut pas être dupliqué, c'est-à-dire n'est pas un symbole dupliqué. L'accumulation des J échantillons revient à les additionner respectivement aux J échantillons déjà présents. Les J échantillons forment le vecteur signal complexe Dn[] = DdPn[] + jDdQ[1. Les composantes réelle et imaginaire d1)',1 et dQ',1 respectives des deux vecteurs signal DdPnl I et DdQn11 ont pour expressions : dPn,i = 0 et dQn,i = 0 ou dPn,i= [AEn. cos (tr LIN . 1)1 et dQn,i = [AEn. sin (tr LIN . 1)1 (15) ou dPn,i = [B En. sin (tr LIN .1)1 et dQn,i = [BEn. cos (tr LIN . (16) A chaque coup d'horloge et partant de Do [ ] chargée à l'initialisation dans le module D, tous les échantillons réels et imaginaires du signal x'(/.Te/2) sont réactualisés progressivement en accumulant dans le module D les résultats courant des équations (15) et (16). A l'issue de la dernière accumulation, le signal de sortie correspond à: N-1 , ni Dn[0, ... 1, , (I = LN) - 1] = Do[] + dn. e`'Pe'W, n=1 L'étape 306 est une opération de détection de P échantillons parmi les J échantillons en sortie du rd accumulateur présentant une puissance supérieure à un seuil a, c'est-à-dire tel que : 1Dn[1]12 > a2. Les P échantillons sont conservés et les J-P autres sont mis à zéro. Le seuil cc est un paramètre. P est un naturel. Lors de cette étape, tous les échantillons du signal Dn[ entre -cc et cc sont donc mis à zéro. La valeur de cc fixe le niveau de PAPR final recherché. Selon un mode de réalisation, la détection est faite sur les échantillons réels et sur les échantillons imaginaires. La détection fournit deux signaux : EPn[ ] = Discr(DPn[]) EQn[] = Discr( DQn[ ]) avec : Discr(DPn,i [ ]) = DP',/ si ° Discr(DQn,i [ ]) = DQn,i , [(DPn,l) U)Qn,l)21 autrement Si RDPn,l)2 U)Qn,l) \ \ 21 autrement a2 (17) (18) Un exemple de vecteurs pour lesquels les échantillons 0, 3,..., (2.N-4), et (2.N-2) constituent des pics de signal d'amplitude supérieure à cc obtenus après détection est donné ci- après : DP',0 D Qn,o O O O O D Pn,3 DQn,3 EPn[] = EQn[] = D Pn,2.N-4 DQn,2.N-4 0 O DPn,2.N-2 DQn,2.N - 2 O O Selon un mode de réalisation, la valeur du paramètre a varie en fonction de l'avancement de l'algorithme dans le bloc OFDM, par exemple : Peak Power Target a = .[N n81 1 + K. ( Average Power N ) ou K peut être une constante positive ou négative et 8=2 par exemple. Selon un mode de réalisation, le paramètre a est défini comme une fonction de l'ordre n de la porteuse courante, cette fonction peut être définie par intervalles de n. Une étape 307 de comparaison de ces P échantillons avec les échantillons temporels en coïncidence parmi J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n, délivrant un couple de contrôle de correction binaire Gn,(GAEn,GBEn). Selon un mode de réalisation, la comparaison met en oeuvre un produit de corrélation complexe entre les échantillons en cosinus COSn [ ] et sinus SIN[] de la sous-porteuse à l'ordre n et les composantes réelle EPn[] et imaginaire EQn[] issues de la détection des pics. Le produit de corrélation a pour expression : Fn = CorrEc n (0) = E ÏLN,- 1 En (1). C;,' (1) (19) avec : Re (F) = EÏ1[EPn,1. COSn SINn,1] (20) Zsm(F) = EÏ:N0-1[EQn,/. COS,/ - EPnj. S/Nnj] (21) Cn [ ] = COSn [ ] + j. SINn[] et En [ ] = EPn[] + j.EQn[] Le couple de contrôle de correction Gn(GAEn,GBEn) fournit les signes des parties réelle et imaginaire : GAEn = Sign[9îe(Fn)] (20) GBEn = Sign[Zsm(Fn)] (21) Le couple de contrôle de correction Gn permet de choisir entre les deux valeurs possibles pour AEn ou pour BEn lorsque le symbole peut être dupliqué. Ainsi, ceci fait progresser la réactualisation du signal dans le sens de la diminution globale des pics de signal. Une étape 308 de sélection de la donnée de correction complexe dn du symbole intermédiaire X" n pour obtenir le symbole corrigé X'n=X"n+dn. La sélection est faite parmi une liste de corrections en fonction du couple de contrôle de correction binaire Gn. Selon le premier mode de réalisation la liste comprend : 0, +/-jBEn, +/-AEn. Selon la variante, la liste comprend : 0, (+/-AEn-A0n), j(+/-BEn-B0n). Ainsi lorsque la polarité GAEn (resp. GBEn) de la partie réelle (resp. imaginaire) du produit de corrélation est positive alors une correction par sélection de la valeur négative de AEn (resp. BEn) doit être effectuée ; inversement si la polarité est négative, une correction par sélection de la valeur positive de AEn (resp. BEn) doit être appliquée pour obtenir A'n (resp. B'n) la nouvelle abscisse ou ordonnée du symbole corrigé de mapping X' n. Un mode de réalisation d'un dispositif de réduction de PAPR selon l'invention est décrit en référence au schéma de la figure 3B. Le dispositif comprend les moyens adaptés pour mettre SINn[] = en oeuvre un procédé selon l'invention. Selon l'invention, la pré-construction est obtenue grâce à un l' module d'accumulation B, un rd module d'accumulation D, un module de détection E, un module de comparaison F,G et un module de sélection H. Le dispositif comprend en outre les modules A, A', C, I et SW. Le module C génère des symboles temporels d'une sous porteuse n. A chaque coup d'horloge, le module C délivre la suite des 2x2.N échantillons temporels (N = Taille IFFT et L=2) en cosinus et sinus de la sous-porteuse en correspondance avec le symbole Xn dans le bloc OFDM de taille N. Ces échantillons, stockés en mémoire ROM ou bien calculés algorithmiquement, sont ensuite exploités par les différents modules B, D, F. Si les échantillons en cosinus et en sinus de la sous-porteuses à l'ordre n, constituent les éléments des vecteurs COSn[ ] et SINn[], ceux ci s'expriment de la façon suivante : 1 cos cos ((2. N - 2). 7E. ilî) cos ((2. N - 1).7E. ilî) sin ((2. N - 2). 7E. sin((2. N - 1).7E.) _ Le module A initialise 302 des symboles intermédiaires X"n. Selon un premier mode de réalisation, lorsque Xn n'est pas un symbole dupliqué le symbole intermédiaire X"n est initialisé à la valeur de Xn. Et lorsque Xn est un symbole dupliqué, le symbole intermédiaire X"n est initialisé à Xn poinçonné de sa valeur réelle ou de sa valeur imaginaire. Dit autrement : 1 3 5 Xn si An,Bn E 1+- +- +-I ou An,Bn E - 4 1 3 5 et Bn 7 An E 1-± -41 et Bn symboles Xn d'un bloc d'indice m. Ce module est une ligne retard de durée la taille N d'un bloc. Ainsi, le premier symbole XO du bloc d'indice m ressort de la ligne à retard lorsque le module D vient d'être réinitialisé et contient la suite des échantillons des deux composantes réelles et imaginaire du signal Bril I correspondant au même bloc d'indice m. Le module A' est similaire au module A. Le module A' transforme les symboles Xn en symboles intermédiaires X" n. Le l' module d'accumulation B accumule 303 porteuse après porteuse J échantillons temporels correspondant aux J échantillons de la porteuse courante mappée par un symbole intermédiaire X' 'n. J est un naturel (entier naturel). L'accumulation intervient pour chacune des porteuses n, n allant de 1 à M-1. L'accumulation résulte en l'ajout de J échantillons aux respectivement J échantillons déjà présents. Avant l'opération d'accumulation, le module Xun = An si j.Bn si Le module I reçoit en entrée les d'accumulation peut être initialisé 301 à zéro. Si la porteuse courante n doit être mappée par un symbole Xn non dupliqué alors le symbole intermédiaire X"n est initialisé 302 avec la valeur de Xn. Si la porteuse courante n doit être mappée par un symbole Xn dupliqué alors le symbole intermédiaire X"n est initialisé 302 à une valeur modifiée de Xn. Dit autrement, pour chaque porteuse du modulateur OFDM modulée par un symbole, le lei module d'accumulation B calcule simultanément tous les J échantillons de la réponse temporelle de cette porteuse mappée par le symbole X"n qui pourraient être obtenus après modulation OFDM, si cette porteuse était transformée dans le domaine temporel isolément. Puis, de porteuse en porteuse, les différentes réponses temporelles sont accumulées par le l' module d'accumulation B jusqu'à la porteuse d'ordre N. Le l' module d'accumulation B est registré à la fréquence Fe ce qui est représenté par une barre verticale noire. Dit autrement, à chaque front de cette horloge, une nouvelle entrée, à savoir un symbole de constellation intermédiaire X"n est chargé et une nouvelle sortie est actualisée. Cette nouvelle sortie correspond aux J échantillons de la porteuse courante mappée par le symbole intermédiaire X"n accumulés respectivement aux échantillons déjà accumulés aux ordres précédents. Les valeurs correspondantes des échantillons temporels sont alors maintenues en sortie durant un cycle d'horloge. Selon un mode de réalisation, ler module d'accumulation B accumule en parallèle d'une part les échantillons réels Pn[] et d'autre part les échantillons imaginaires Qn[]. Le signal de sortie Bn[] du bloc s'exprime sous la forme : Bn[]=BPn[]+jBQn[]. A l'initialisation les accumulateurs du bloc B sont mis à zéro : BPoll = [0] BQoll = [0] Et à l'ordre n, 0 Selon un mode de réalisation L=2, les valeurs du vecteur BPn[] sont données par l'équation (13) et les valeurs du vecteur BQn sont données par l'équation (14), pour 1=0,.. (J=2.N)-1. A la fin de l'accumulation, le résultat de l'accumulation est utilisé pour initialiser 304 le 2'd module d'accumulation D. A son initialisation, le module D contient l'ensemble des réponses des sous-porteuses mappées par les symboles intermédiaires X"n. Ces symboles intermédiaires coïncident avec les symboles Xn ou avec les symboles Xn poinçonnés des valeurs réelle ou imaginaire, respectivement AEn ou BEn lorsque Xn est un symbole dupliqué. Selon un mode de réalisation, l'initialisation 304 intervient suite au basculement d'un interrupteur SW qui met en relation les sorties du lei module d'accumulation B avec les entrées du rd module d'accumulation D. Selon un mode de réalisation, le basculement intervient après l'accumulation à l'ordre n=N-2, les J dernier échantillons sont ignorés. Ce mode permet simplement d'effectuer le basculement dans le même temps symbole, c'est-à-dire dans le temps total du bloc courant. Le rd module d' accumulation D accumule 305 porteuse après porteuse J échantillons correspondant aux J échantillons temporels de la porteuse courante n mappée par une donnée de correction complexe dn aux respectivement J échantillons déjà présents. n va de 1 à M-1. L'opération d'accumulation est similaire à celle effectuée par le lei module d'accumulation. Le signal de sortie est noté D' [ ]. A chaque symbole Xn, le procédé pré-construit progressivement la suite des J échantillons de chaque composante réelle et imaginaire de la réponse temporelle du signal parallèle Dnl I pour déterminer le nouveau mapping X'n, résultant du choix entre les deux valeurs restituées pour AEn ou BEn. La réponse temporelle du signal parallèle Dnl I doit être conforme à celle série x'(1.Te/2) obtenue après modulation OFDM. Or les réponses temporelles réelle et imaginaire de l'ensemble des sous-porteuses mappées par les symboles intermédiaires X"n ont déjà été chargées dans le module de pré-construction D à son initialisation et l'opération est linéaire. Il suffit alors de calculer et d'accumuler dans le module D les composantes temporelles complexes des sous-porteuses mappées uniquement par la composante réelle ou imaginaire choisie, respectivement AEn ou BEn, ou bien de ne rien faire lorsque le symbole courant ne peut pas être dupliqué. Ainsi selon un mode de réalisation, à partir du premier symbole X"0 du bloc OFDM d'indice m fournit par le module A', le module D reçoit ensuite, successivement au rythme de l'horloge, les choix de mapping AEn ou BEn ou 0 (symbole non dupliqué) pour chaque symbole X"n suivant ainsi que la suite des 2x2.N (L=2) échantillons temporels en cosinus et sinus de la sous-porteuse qui lui correspond dans le bloc OFDM, générés par le module C. Ces 4.N échantillons en sinus et cosinus sont délivrés par le module C aux modules B et D de façon identique et synchrone car le délai entre les opérations faisant intervenir les mêmes composantes correspond à la période d'un bloc OFDM exactement (module I). Selon un mode de réalisation, le rd module d'accumulation D accumule en parallèle d'une part les échantillons réels dPnll et d'autre part les échantillons imaginaires dQri[l. Le signal de sortie D[] du bloc s'exprime sous la forme : D' [ ] = dP' [ ] + jdQ' [ ]. Lors du basculement le bloc D est initialisé avec la sortie du bloc B. Selon un mode de réalisation, le basculement intervient après l'accumulation à l'ordre N-2 dans le bloc B: N-2 N-2 dPo BPN-2[ = Pi [ dQ0E1 = BQN-2[] =QLE i=0 t=0 Et à l'ordre n, 0 Le module de détection E détecte 306 P échantillons parmi les J échantillons en sortie du rd accumulateur qui présentent une puissance supérieure à un seuil (a) et met à zéro les J-P autres échantillons. P est un naturel. La détection intervient porteuse après porteuse, c'est-à-dire après chaque accumulation. Le module de comparaison F,G compare 307 ces P échantillons avec les échantillons temporels en coïncidence parmi les J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n et délivre un couple Gn de contrôle de correction binaire. La comparaison intervient porteuse après porteuse, c'est-à-dire après chaque détection. Les J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n résulte de la transformée fréquence-temps de la porteuse n. Le module de sélection H sélectionne 308 la donnée de correction complexe dn parmi une liste de corrections du symbole intermédiaire X"n en fonction du couple Gn de contrôle de correction binaire pour obtenir le symbole corrigé X' n=X" n+dn. Selon un mode de réalisation, la liste comprend : 0, jBEn, AEn. Selon un second mode de réalisation la liste comprend : 0, AEn-A0n, j(BEn-B0n). Au rythme de l'horloge, le bloc H fournit le choix de mapping AEn ou Ben ou 0 pour corriger la porteuse courante du bloc D. Une telle correction dn complexe a pour effet à la prochaine étape d'accumulation de réduire l' amplitude des pics détectés par rapport à ce qu'elle aurait pu être sans correction. Cette prochaine accumulation produira donc une nouvelle valeur des J échantillons temporels préconstruits en parallèle avec une contrainte de régression sur les P échantillons qui dépassent le seuil. Le procédé selon l'invention est reproduit pour chaque nouveau symbole de constellation. Au fur et à mesure des porteuses corrigées, de nouveaux pics à corriger peuvent apparaître et sont corrigés. Le procédé selon l'invention se termine à la fin d'un bloc OFDM courant une fois que l'ensemble des porteuses qui le constitue ont été parcourues. Le lei module d'accumulation D est alors réinitialisé pour traiter le bloc OFDM suivant d'indice m+1. La structure simplifiée d'un dispositif de transmission d'un signal OFDM mettant en oeuvre une technique de transmission selon l'invention est décrit en relation avec la figure 5. Un tel dispositif de transmission comprend un module de mémorisation 60 comprenant une mémoire tampon M, une unité de traitement 61, équipée par exemple d'un microprocesseur /IP , et pilotée par le programme d'ordinateur 62, mettant en oeuvre le procédé de transmission selon l'invention. A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 62 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM M avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 61. L'unité de traitement 61 reçoit en entrée des symboles complexes Xn sur lesquels ont été mappés des données représentatives d'un signal source. Le microprocesseur de l'unité de traitement 61 met en oeuvre les étapes du procédé de transmission décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 62, pour effectuer une correction de la constellation de modulation visant à réduire le PAPR du signal transmis S(t). Pour cela, le dispositif de transmission comprend : un module de mappage pour mapper les données représentatives du signal source sur les symboles complexes Xn, 0 Le module de transformation comprend : un 1 ei accumulateur B pour accumuler porteuse après porteuse à J échantillons déjà présents respectivement J échantillons temporels correspondant aux J échantillons de la porteuse d'ordre n mappée par un symbole intermédiaire X"n dont la valeur est initialisée en fonction de l'existence d'un symbole étendu correspondant au symbole Xn dans la constellation étendue, n allant de 1 à M-1, J étant un naturel, un rd accumulateur D, initialisé avec les J échantillons accumulés dans le accumulateur, pour accumuler porteuse après porteuse J échantillons correspondant aux J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n mappée par une donnée de correction complexe dn respectivement à J échantillons déjà présents, n allant de 1 à M-1, un module de détection E, porteuse après porteuse, de P échantillons parmi les J échantillons en sortie du rd accumulateur présentant une puissance supérieure à un seuil (a) et de mise à zéro des J-P autres échantillons, P étant un naturel, un module de comparaison F, G de ces P échantillons avec les échantillons temporels en coïncidence parmi J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n, délivrant un couple de contrôle de correction binaire (Gn), un module de sélection H de la donnée de correction complexe dn parmi une liste de corrections du symbole intermédiaire X"n en fonction du couple de contrôle de correction binaire (Gn) pour obtenir le symbole corrigé X'n=X"n+dn. Selon un mode de réalisation, le module de transformation comprend en outre : un module de génération des J échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse courante d'indice n, J étant un entier. Ces moyens sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement 61. Une mise en oeuvre de l'invention avec une chaîne de simulation est décrite ci-après. Cette chaîne comprend : un générateur pseudo aléatoire permettant d'effectuer des relevés de taux d'erreur. un Turbocodeur-Décodeur. des blocs de mapping/Démapping MAQr suivant le codage de Gray. un couple d' entrelacement/désentrelacement symbole de mapping. un couple de fonctions IFFT/FFT. un générateur de bruit Gaussien. des interfaces de visualisation et de mesure : de TEB, de puissance, de CCDF. La configuration pour la mise en oeuvre en oeuvre est la suivante : modulation MAQ64 - taille de FFT : 256 codage de rendement 1/2 entrelacement symbole : 8 blocs OFDM type de correction : OCS (CES). nombre de points dupliqués : 16 La constellation MAQ64 initiale est représentée à la figure 6A et la constellation MAQ64 étendue à la figure 6B. Le procédé selon l'invention est paramétré de la façon suivante : initialisation à zéro des composantes AEn et BEn des symboles intermédiaires, variation du paramètre a durant le déroulement du procédé, c'est-à-dire en fonction de l'indice n de la porteuse courante. L'évolution du paramètre a en fonction de l'indice n de la porteuse courante est représentée à la figure 7. La fonction de n a été définie par morceaux de manière expérimentale avec une valeur finale de 6 dB. Tant que la valeur finale dépasse 6 dB, elle détermine le niveau de PAPR qui est obtenu en sortie après modulation OFDM. Lorsque la valeur finale passe en dessous de 6dB il n'y a plus de progression du gain et au contraire une ré-augmentation du PAPR peut être observée en dessous de 5,5 dB. Les courbes de la figure 8 représentent le module des signaux temporels sans et avec traitement de réduction de PAPR selon l'invention pour a égal 6dB. Les signaux ont été acquis sur une profondeur de 100000 échantillons, c'est-à-dire un peu plus de 195 symboles OFDM FFT256, comportant 512 échantillons par symbole à 2.Fe, L=2. La comparaison des deux courbes permet de constater que les crêtes de signal de plus fort niveau ont été résorbées pour atteindre, après correction, un niveau maximal réduit et relativement uniforme. Une manière de caractériser quantitativement l'efficacité de l'algorithme en réduction de PAPR est de relever la courbe CCDF qui fournit la probabilité que l'amplitude du signal dépasse un certain seuil (PARO) relativement à la puissance moyenne du signal. La courbe de référence de CCDF et la courbe pour a paramétré selon la figure sont représentées à la figure 9. La courbe de référence correspond à un signal OFDM FFT256 et MAQ64. La différence entre ces deux courbes met en évidence que l'algorithme présente une bonne efficacité puisque pour Prob(PAR>PARO) =10-2 la réduction de PAPR est d'environ 2,7 dB. Le taux de CCDF à 10-2 sert généralement de référence pour comparer les performances des systèmes de réduction de PAPR. Malgré la dilatation de la constellation pour obtenir une constellation étendue avec des points extrêmes de plus grande dynamique, les simulations montrent que l'augmentation de puissance moyenne est faible et reste de l'ordre de 0,35dB. En outre, les simulations ont permis de constater que l'invention avec ou sans codage n'apporte pas de Dégradation Equivalente de Bruit (DEB) en canal Gaussien par rapport à une modulation conventionnelle des symboles. REVENDICATIONS1. Procédé (300) de transmission d'un signal OFDM dont le traitement avant émission comprend : un mapping (203) de données représentatives d'un signal source sur des symboles complexes Xn appartenant à une constellation étendue, 0 2. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, dans lequel, pour un n donné, le symbole intermédiaire X"n est égal à Xn lorsque Xn n'est pas un symbole dupliqué et est égal à 30 Xn poinçonné de sa valeur réelle ou de sa valeur imaginaire lorsque Xn est un symbole dupliqué. 3. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, dans lequel, pour un n donné, le symbole intermédiaire X"n est initialisé avec la valeur de Xn lorsque Xn n'est pas un symbole 5 dupliqué et est initialisé avec la partie réelle de Xn et une valeur imaginaire déterminée ou avec une valeur réelle déterminée et la valeur imaginaire de Xn lorsque Xn est un symbole dupliqué. 4. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, dans lequel la constellation étendue est une 64QAM étendue comprenant les symboles suivants : Xn avec An, B, E {± 4!, ±}, 10 Xn avec An, Rn t± Xn avec A, = B, E ±!, ±} et le symbole étendu XE, = -4-9 + jB,, Xn avec An = -, B E {±-1;,±!,±-45} et le symbole étendu XE, = + jB,, Xn avec B, = An E {±!,±-4-3, ± -451 et le symbole étendu XE, = A - j Xn avec B' = -1, A, E 1±1,±!,± et le symbole étendu XE' = A, + j:. 4 15 5. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, dans lequel le seuil varie en fonction de la porteuse n. 6. Procédé (300) de transmission selon la revendication précédente, dans lequel le seuil est donné par la relation suivante : Peak Power Target a = .[1 + K. Average Power 20 7. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, dans lequel le couple de correction binaire (Gn) résulte d'une corrélation complexe entre les P échantillons temporels avec P échantillons temporels de la porteuse d'ordre n et d'une détection de signe des parties réelle et imaginaire du produit de la corrélation. 8. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, dans lequel le nombre J 25 d'échantillons temporels découle d'un facteur entier L, L>l, de sur échantillonnage résultant en J = NL échantillons. 9. Procédé (300) de transmission selon la revendication précédente, dans lequel l'étape d'accumulation dans le ler accumulateur met en oeuvre une transformée de Fourier inverse discrète calculée porteuse après porteuse avec, pour une porteuse n donnée mappée par X"n, un 30 calcul des J échantillons temporels, selon l'équation suivante, pour L=2 : N-1 T e x(1.-2) pc., (.. 1._N + jB"nsin(n..1.-N)1 n= avec : 3 004 (14 0 31 A". et B"' les composantes réelle et imaginaire du symbole intermédiaire X"n modulant la porteuse courante d'indice n, - x( ) l'ensemble des échantillons temporels résultant de l'accumulation dans le l' accumulateur, 5 Te = -la période d'échantillonnage et 0 1 10. Procédé (300) de transmission selon la revendication I, comprenant en outre une étape de génération des J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n et dans lequel les étapes (306, 307) de détection et de comparaison sont mises en oeuvre par rapport à l'étape de génération des J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n, avec un retard de durée 10 déterminée correspondant à un cycle d'horloge à Fe. 11. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, dans lequel l'étape d'accumulation dans le 2nd accumulateur met en oeuvre une transformée de Fourier inverse discrète calculée porteuse après porteuse avec, pour une porteuse n donnée mappée par dn, un calcul des J échantillons temporels, selon l'équation suivante : N-1 Te n = [d'en'Til)] n=0 15 avec : - x'( ) l'ensemble des échantillons temporels résultant de l'accumulation dans le 2nd accumulateur, Te = -Fe la période d'échantillonnage et 0 12. Dispositif (TX) de transmission d'un signal OFDM, caractérisé en ce qu'il comprend : 20 un module (203) de mappage pour mapper des données représentatives d'un signal source sur des symboles complexes Xn appartenant à une constellation étendue, 0 n 13. Dispositif (1X) de transmission d'un signal OFDM selon la revendication 11 tel que le module de transformation comprend en outre : - un module (C) de génération des J échantillons temporels associés à la porteuse courante d'indice n. 14. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en oeuvre d'un procédé de transmission selon la revendication 1 lorsque ce/programme est exécuté par un processeur. 15. Support d'informations comportant des instructions de programme adaptées à la mise en oeuvre des étapes suivantes lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un dispositif de transmission OFDM: - un mapping de données représentatives d'un signal source sur des symboles complexes Xn appartenant à une constellation étendue, 0 16. Signal (S'(t)) OFDM obtenu par la mise en oeuvre d'un procédé selon la revendication 1.