FR 3002097 A1 20140815 FR 1300327 A 20130214 La présente invention concerne un dispositif et un procédé de synthèse de fréquence à haute pureté spectrale et faible pas en fréquence, notamment dans le cadre des applications nécessitant la génération de fréquences du domaine radioélectrique VHF et au-delà. Ces applications sont par exemple la constitution d'oscillateurs locaux pour récepteurs radiofréquences, l'analyse spectrale ou encore la boucle à pas fin dans une structure de synthétiseur hyperfréquence très faible bruit. La principale caractéristique demandée à un synthétiseur dans ce type d'applications est un faible bruit de phase associé à un niveau aussi faible que 10 possible de signaux parasites à spectre étroit (par la suite nommés « spurious » selon le terme en usage). Des « spurious » sont notamment générés par les dispositifs habituellement requis pour obtenir un pas en fréquence fin dans un synthétiseur basé sur une boucle à verrouillage de phase (PLL, Phase-Locked Loop), comme par exemple 15 les diviseurs fractionnaires et les DDS (Direct Digital Synthesizers), qui génèrent de nombreux parasites sous-harmoniques. Certaines applications actuelles sont demandeuses de sources de grande pureté spectrale avec de faibles « spurious », par exemple les récepteurs hyperfréquence large bande de grande linéarité pour ta guerre électronique. 20 L'invention concerne notamment le dispositif de comparaison de phase d'une PLL, qui est ici constitué d'un convertisseur analogique-numérique (CAN) associé à un calcul numérique réalisant la synthèse fine. Elle permet d'obtenir un synthétiseur à pas arbitrairement fin tout en conservant un faible bruit de phase et 25 en réduisant les sous-harmoniques parasites par rapport à l'art existant. Le passage dans le domaine numérique permet par ailleurs l'usage avantageux de techniques de traitement de signal numérique, notamment certaines de celles utilisées dans le domaine des PLL logicielles. 30 Après un rapide rappel des principes utilisés dans l'art existant, la description qui suit détaille davantage les caractéristiques et avantages de l'invention, avec une application en synthèse hyperfréquence. Sont annexées les figures suivantes : - La Figure 1 donne le schéma synoptique général d'une PLL - La Figure 2 donne le schéma synoptique d'une PLL utilisant un DDS comme référence Les Figure 3, Figure 4 et Figure 5 montrent des variantes d'implémentation du dispositif dans une PLL - La Figure 6 donne le schéma synoptique d'un synthétiseur hyperfréquence utilisant l'invention. Le principe de base du fonctionnement d'une PLL dans le cadre d'une 10 synthèse de fréquence est rappelé Figure 1. Il s'agit d'un asservissement assurant le maintien en phase de la sortie d'un oscillateur commandé (1) (noté VCO, Voltage-Controlled Oscillator) par rapport à une référence, de fréquence fref . En utilisant un multiplieur de fréquence (2) par sur la sortie du VCO (typiquement constitué d'un diviseur entier si K=1, d'un diviseur fractionnaire sinon) et 15 éventuellement sur la fréquence de référence (3) (multiplieur par Kr), la PLL Nr K -Nr l'asservissement est assurée par le comparateur de phase (4) qui fournit la 20 différence de phase « instantanée » au filtre de boucle (5) dont la sortie commande le VCO. La différence de phase est mesurée pour la fréquence de N K permet d'obtenir en sortie de VCO la fréquence fo telle que fo = r f K N , rej En faisant varier N - Kr, on peut obtenir des fréquences multiples de fref , qui est alors nommé le pas du synthétiseur. La boucle de retour de K K r comparaison fc, avec fc = fo = Nr ref Un multiplieur par IN (ou diviseur par -N) d'une fréquence f peut 25 notamment être réalisé à partir de circuits logiques. Le spectre du signal issu d'un tel multiplieur est constitué des harmoniques de la fréquence -f, c'est-à-dire des harmoniques de la fréquence recherchée si K=1 (diviseur entier), ou des multiples de la K-ème sous-harmonique de la fréquence recherchée sinon (diviseur fractionnaire). Le comparateur de phase (que l'on peut assimiler à un multiplieur dans le domaine temporel) n'opère donc pas sur des signaux mono-fréquences, et génère à sa sortie un spectre complexe correspondant à la convolution des spectres des deux sources. La fonction de transfert en boucle fermée de l'asservissement correspond à celle d'un filtre passe-bas, atténuant d'autant plus les composantes spectrales du signal de sortie du comparateur de phase qu'elles sont de fréquence élevée ; les composantes proches voire dans la bande passante de la boucle sont peu ou pas atténuées et retransmises au VCO, générant des « spurious » à des niveaux variables. La position de ces parasites d'origine sous-harmonique est variable avec les rapports de division utilisés, mais sont prédictibles. De multiples raffinements existent pour limiter leur amplitude. Un DDS est typiquement constitué d'un oscillateur numérique (NCO, Numerically-Controlled Oscillator) et d'un convertisseur numérique-analogique (CNA). Le NCO est un dispositif équivalent à compteur modulo N, que l'on incrémente avec un pas K au rythme de l'horloge à diviser. La valeur instantanée du compteur est utilisée (par exemple en indexant simplement une table) pour produire typiquement les valeurs réelle sin ( 27z-k ( k\ ou complexe exp 21 j- 1- N N pour k=0..N -1. Après mise à l'échelle et troncature, la valeur lue est envoyée au CNA qui, après filtrage anti-repliements, fourni le signal mono-fréquence 25 recherché. En pratique, la résolution limitée et les imperfections du CNA vont générer également les harmoniques de -f , à des niveaux d'autant plus faibles que la résolution et la linéarité du convertisseur sont élevées. Ces harmoniques sont à considérer dans le domaine numérique, elles sont démultipliées par repliement spectral lors du passage dans le domaine analogique. Un synthétiseur sans boucle peut être réalisé par un simple DDS alimenté par une horloge fe ; celui-ci permet de générer avec un pas toutes les fréquences entre 0 et feX . Outre les multiples sous-harmoniques, le passage du domaine numérique au domaine analogique par le CNA génère également par repliement spectral les fréquences images (une dans chaque bande de Nyquist). Le DDS est donc habituellement suivi d'un filtre (dit filtre anti-repliements) permettant de sélectionner la bande de Nyquist d'intérêt. Ce filtre diminue la largeur utile de la bande de fréquences synthétisables, qui devient typiquement de l'ordre de 0.4.fe. Les DDS intégrés du commerce (de classe 1 GHz) permettent ainsi de générer des fréquences avec un bruit de phase équivalent à celui de son horloge (rapporté à la fréquence générée et dans la limite de son bruit propre), avec un niveau de sous-harmoniques à peu près constant dans toute la bande et de l'ordre de -80 dBc. Afin de combiner les bénéfices de la pureté spectrale en bande étroite du DDS et de celle large bande du VCO, on construit classiquement une PLL à partir d'un DDS alimenté par une horloge à bas bruit de phase fournissant le signal de 20 référence, et d'un VCO fonctionnant dans la bande désirée. Le DDS remplit la fonction du multiplieur par r (3) dans la structure de base de la PLL de la Nr Figure 1. La Figure 2 montre une structure type d'une telle PLL avec DDS en référence, selon l'art existant. Ledit DDS est formé par le NCO (6) suivi du 25 convertisseur numérique-analogique (7). Un filtre anti-repliements (8), passe-bas ou passe-bande, permet de sélectionner le domaine de fréquences pouvant attaquer le comparateur phase-fréquence (4). Par rapport au multiplieur à circuits logiques équivalent (diviseur fractionnaire), le DDS produit en règle générale des sous-harmoniques plus 30 faibles. Dans le cadre de la synthèse de fréquence, le VCO possède un bruit de phase en bande étroite autour de la porteuse relativement élevé (par rapport à la référence), et ce d'autant plus que son domaine de fonctionnement est étendu en fréquence. On cherche alors à étendre au maximum la bande passante de la boucle, jusqu'à atteindre le point où la puissance de la somme des bruits conjugués de la référence (à bas bruit de phase) et des éléments de la PLL (multiplieur de fréquence et comparateur de phase notamment), rapportée à la sortie du VCO, soit équivalente à la puissance du bruit du VCO. Néanmoins, la bande passante doit rester suffisamment faible devant la fréquence de comparaison fc afin de permettre le fonctionnement de l'asservissement. L'invention concerne un procédé et un dispositif autorisant, notamment par rapport à une PLL intégrant un DDS de l'art existant (voir la Figure 2 pour la PLL avec DDS en référence), une diminution conséquente de la puissance des sous- harmoniques, tant par amélioration au niveau matériel (électronique) que logiciel. En effet, un passage direct dans le domaine numérique lui ouvre l'utilisation à moindre surcoût des techniques de traitement de signal numérique, notamment certaines de celles utilisées dans le domaine des PLL logicielles, par exemple : - l'intégration de tout ou partie du filtre de boucle dans le domaine numérique, - l'accélération du verrouillage de la PLL, - la réjection, adaptative ou non, de sous-harmoniques ou autres « spurious » particuliers. Son principe de base est présenté Figure 3 et Figure 4 ; il repose sur l'utilisation d'un convertisseur analogique-numérique (CAN) (9) effectuant l'acquisition du signal issu du VCO (1) avec la fréquence d'échantillonnage fe. Ce signal peut éventuellement subir une multiplication en fréquence par un facteur K N et / ou être décalé en fréquence avec un signal externe à la fréquence fo ' , via un mélangeur (10), avant l'injection dans le CAN. La fréquence nominale fc K du signal numérisé par le CAN vaut fc = fo dans le premier cas, et N 3002 09 7 6 fc fo - fo K N dans le deuxième. Le CAN est précédé d'un filtre anti- repliements (11) permettant de sélectionner la bande de fréquences à numériser. Avec un mélange par une source externe à fo ', on constitue une PLL à décalage en fréquence permettant notamment la synthèse dans un domaine étroit 5 autour d'une porteuse élevée, utile pour la synthèse hyperfréquence à bas bruit. L'opération d'échantillonnage peut être vue comme un mélange de fréquences entre le signal à fc et un signal impulsionnel de fréquence fe . L'échantillonneur-bloqueur du CAN remplit alors la fonction du comparateur de phase d'une PLL classique, qui peut lui-même être vu comme un mélangeur. 10 Ce signal numérique est ensuite multiplié temporellement (12) par la sortie du NCO (6) construit avec la précision et le pas requis ; ledit signal multiplié constitue l'erreur de phase. Le NCO génère typiquement une fréquence de la forme fcw = f , dont le pas en fréquence est fe. e Après multiplication, le signal d'erreur de phase peut être injecté dans un 15 système de traitement numérique réalisant notamment un filtrage numérique (13) avant d'être ramené dans le domaine analogique par un CNA (14), suivi par un filtre passe-bas (15), et attaquer le VCO (cas de la Figure 3). Il peut alternativement être directement ramené dans le domaine analogique pour passer par un filtre de boucle analogique (5) classique (cas de la Figure 4), notamment 20 dans le cas où le VCO requiert une tension de commande élevée, hors de portée des CNA du commerce, et / ou si le bruit propre du CNA génère in fine un bruit de phase trop important (cas notamment du VCO à fort gain). Une partie du filtre numérique (13) peut néanmoins être conservée, afin notamment de permettre la réjection d'éventuelles sous-harmoniques (voir les filtres réjecteurs plus bas). 25 L'horloge d'échantillonnage du CAN est fournie par un oscillateur de référence à bas bruit de phase à la fréquence fe. Le CNA peut fonctionner à la même fréquence d'échantillonnage que le CAN ou à une fréquence moindre (sous réserve qu'elle reste suffisamment grande devant la bande passante de la boucle pour limiter les problèmes de latence, et qu'un filtre numérique décimateur soit 30 utilisé). Le CAN peut être utilisé dans l'une ou l'autre des bandes de Nyquist (dans le cadre de sa bande passante), permettant un choix accru des points de fonctionnement. On note n la bande de Nyquist utilisée, correspondant au domaine analogique fe ]n2 ,(n+e2[. Dans le domaine numérique, après verrouillage, le signal issu du CAN est alors à la fréquence fcN = - fc est la fréquence de comparaison « analogique ». La fréquence d'échantillonnage fe devrait être suffisamment grande devant la bande passante de la boucle pour pouvoir négliger la latence apportée par le traitement numérique, les échanges de données et la conversion (latence interne des CAN et CNA). Dans le cas contraire, la latence doit être intégrée dans le calcul de la fonction de transfert du filtre. A l'équilibre, le signal d'erreur issu de la multiplication (opérée sur signaux réels) comprend un terme sinço, où q est l'erreur de phase courante (on a sinçciz-,'ço autour de l'équilibre), et un terme au double de la fréquence de comparaison dans le domaine numérique, soit 2fcN. Un filtre réjecteur (par exemple un simple filtre transversal d'ordre 2) additionnel permet d'apporter une 15 atténuation supplémentaire sur cette composante, si- le filtre de boucle n'est pas suffisant (atténuation appréciée selon le niveau de « spurious » admissible). A noter que les coefficients de ce filtre dépendent de fc,N , et donc de la fréquence générée fo . Les relations entre les différentes fréquences sont : n - fel, où 20 fcw = f fc -n- K fo - n- f e M N e d'où l'on tire, en supposant par exemple n = 0 : = N k fo f K M e Le problème initial des sous-harmoniques du cas de la PLL avec DDS de 25 référence de la Figure 2 est éliminé par principe, mais les non-linéarités du CAN vont maintenant générer, dans le domaine numérique, des harmoniques de la fréquence de comparaison fcN . Dans le cas où fcw est suffisamment grande devant la bande passante de la boucle, mais suffisamment faible devant la fréquence d'échantillonnage fe , les premières harmoniques (les plus puissantes, et notamment la troisième) peuvent rester hors bande utile, c'est-à-dire à une distance de la fréquence nulle suffisamment grande devant la bande passante pour être « naturellement » atténuées. Cette condition est sans objet pour l'harmonique 2, celle-ci étant masquée par le produit de mélange avec le NCO (voir le paragraphe précédent). Des cellules de filtrage numérique (simples réjecteurs du second ordre par exemple) permettent d'atténuer davantage ces harmoniques si le filtre de boucle 10 n'est pas suffisant pour les ramener sous le niveau requis. A noter là encore que les coefficients de ces filtres dépendent de fcw, et dbnc de la fréquence générée fo A noter également qu'en cas de l'utilisation d'un multiplicateur de fréquence par -K avant le CAN, la puissance des harmoniques dans la bande passante de 15 la boucle présentes autour du signal de sortie à fo est égale à celle vue au niveau du traitement numérique, multipliée par (N Autrement dit, plus le facteur de multiplication -K est faible, plus le niveau relatif de ces harmoniques en sortie de boucle est élevé. Par repliement spectral, les harmoniques d'ordre supérieur finissent, dans le 20 cas général, par tomber à proximité ou dans la bande passante de la boucle, créant des « spurious » non atténués par le filtre de boucle. Dans le domaine analogique, ces « spurious » sont par construction multiples du pas du NCO, et on continuera donc à les qualifier de « sous-harmoniques ». 25 Le traitement numérique autorise également d'autres techniques plus avancées de réjection, comme les techniques de filtrage adaptatif, notamment en considérant que la fréquence des sous-harmoniques. est parfaitement identifiée et que leurs amplitude et phase peuvent a priori être considérées stables, au moins à court terme. Une méthode d'implémentation simple, quand le paramètre M du NCO n'est pas trop grand est la suivante : la période de récurrence maximale du NCO étant de M cycles d'échantillonnage, on soustrait cycliquement et point à point du signal d'erreur la valeur moyennée de celui-ci, prise sur des tranches consécutives d'exactement M points. Cette opération peut se faire avec une latence additionnelle d'au plus un cycle d'échantillonnage. Toutes conditions égales par ailleurs, on peut ainsi éliminer les composantes exactement multiples de fe en utilisant un temps d'intégration élevé. Du point de vue spectral, ceci revient à introduire un filtre réjecteur en peigne, dont les « dents », placées aux multiples de fe , sont d'autant plus fines que le nombre de tranches intégrées est grand. En pratique, les différentes variations du point de fonctionnement du CAN (ne serait-ce qu'à cause du bruit de phase basse fréquence de la référence) limitent le temps d'intégration utilisable. Un autre inconvénient est la remontée de bruit « naturel », qui vient prendre la place des sous-harmoniques. En soustrayant par exemple seulement les 9/10 de la tranche moyennée, on limite l'atténuation des sous-harmoniques à 1/10 (20 dB), mais on limite également d'autant la remontée de bruit. Ce coefficient de correction est donc à optimiser selon un compromis entre le niveau acceptable de sous-harmoniques et la remontée du bruit. Par analyse spectrale, on peut estimer en temps réel le niveau de bruit hors sous-harmoniques et multiplier le spectre de la tranche moyennée par des coefficients adaptés à chaque sous-harmonique, optimisant ainsi leur réduction selon la fréquence (une sous-harmonique est d'autant moins compensée qu'elle est proche de la fréquence nulle, où le bruit du VCO est maximal). La mise à jour périodique de cette « tranche temporelle moyenne optimisée » se fait typiquement par convolution rapide. Hors ce calcul, le niveau des sous-harmoniques est alors réduit en procédant, pour chaque échantillon, à une simple lecture cyclique de la table constituée par cette tranche moyenne optimisée, suivie d'une soustraction. Ce filtrage se fait cependant dans la limite de validité de l'hypothèse initiale, à savoir la stabilité temporelle des sous-harmoniques vis-à-vis du temps d'intégration utilisé pour le calcul de la tranche moyenne. Celui-ci doit par ailleurs rester supérieur à la période de mise à jour de ladite tranche moyenne optimisée. Les techniques de filtrage adaptatif nécessitent un temps d'apprentissage mais peuvent permettre d'atténuer considérablement le niveau des sous-harmoniques, au prix d'une remontée du bruit global. Leur influence sur la fonction de transfert en boucle fermée doit cependant être contrôlée pour limiter les remontées de bruit et éviter l'instabilité de l'asservissement. Une implémentation duale du dispositif est présentée Figure 5. Dans cette structure, la fréquence fc est utilisée en tant que fréquence d'échantillonnage 10 pour le CAN, qui numérise maintenant le signal à la fréquence fre . Le fonctionnement général est identique à celui des implémentations précédentes, la phase de verrouillage est assurée par le traitement numérique. Les relations entre les différentes fréquences sont dans cette configuration : K k fref n- fc =N M fo fcN = fc m 15 d'où l'on tire, en supposant par exemple n = 0 : f N M fref K k Dans le cadre d'un NCO classique (facilement réalisable), M est fixe et k est variable. Cette variante permet donc d'obtenir un synthétiseur à pas variable (d'usage moins fréquent), elle correspond au cas de la PLL avec un DDS dans la 20 boucle de retour. Les CAN rapides du commerce possèdent une linéarité caractérisée par leur SFDR (Spurious-Free Dynamic Range), qui vaut typiquement 90-95 dB pour un 25 CAN 16 bits 250 MHz par exemple. Le SFDR des CAN reste meilleur que celui des CNA équivalents (et donc celui des DDS) qui est plutôt de l'ordre de 80 dB. Ses principales non-linéarités étant générées pour les harmoniques 2 et 3 qui sont supposées hors bande utile, le niveau des « spurious » résiduels du CAN en exemple est escompté de l'ordre de -95 à -100 dB ; le dispositif décrit peut donc 30 déjà présenter un gain d'environ 10 à 20 dB sur le niveau des sous-harmoniques par rapport à une boucle standard équivalente pilotée par DDS. Un gain substantiel supplémentaire est attendu avec l'utilisation des filtres réjecteurs, adaptatifs ou non. Le cas échéant, les différentes techniques utilisées pour réduire les sous-5 harmoniques dans les DDS peuvent être transposées ici afin de diminuer encore les « spurious ». On peut notamment envisager l'introduction d'une petite modulation du signal d'erreur afin de l'étaler en fréquence. Elle consisterait par exemple à le multiplier par 1 +8 - B (n) , où B (n) serait un bruit de faible bande passante et s une constante faible. Ce bruit serait typiquement issu de la sortie 10 d'un filtre passe-bas alimenté par un générateur pseudo aléatoire ; par exemple pour s = 0.01, sa bande passante serait de l'ordre de la bande passante du signal à fc à -40 dBc. Au prix d'une légère augmentation du bruit de phase basse fréquence (par élargissement du spectre de bruit), le niveau crête des sous-harmoniques serait réduit. Un compromis est alors à trouver entre le niveau 15 acceptable des sous-harmoniques étalés et la dégradation du bruit de phase basse fréquence, en fonction des spécifications du synthétiseur. K En utilisant la multiplication par - en tête (2), on peut resserrer le domaine d'entrée du CAN sur une plage étroite (par exemple 1/10 de sa fréquence 20 d'échantillonnage, pour une bande passante de boucle très inférieure à la fréquence d'échantillonnage), ce qui permet d'optimiser le point de fonctionnement de celui-ci. Le filtre d'entrée, étroit, sert alors également de filtre anti-repliements et permet de limiter le bruit large bande entrant dàns le CAN, concourant à la baisse du bruit de phase. 25 Si l'on désire conserver un pas de synthèse constant quand le facteur de K multiplication d'entrée change, la configuration du NCO doit être modifiée. Si la sortie du VCO doit être un multiple de fe, par exemple, le NCO doit être capable de générer une fréquence de comparaison fc multiple de f . Le e M - N signal de sortie du NCO (considéré dans le domaine complexe) peut alors être vu comme le produit de la sortie d'un NCO à structure fixe (de pas fe ) et d'un NCO à structure variable (de pas fe ). En conservant un domaine de variation de N N suffisamment faible (N = No..N1 avec N1 - No +1 valant typiquement quelques 5 dizaines ou centaines), le NCO variable peut simplerhent être réalisé à partir d'un jeu de N1 - No +1 tables d'au plus N1 entrées. Pour N donné, la table numéro N (de longueur N) est lue séquentiellement modulo N avec un pas K. Le produit (complexe) des valeurs lues avec la sortie du NCO « fixe » permet de compenser l'effet de la multiplication d'entrée sans avoir à modifier ledit NCO 10 « fixe », ni dans sa structure (d'autant plus complexe que le pas de synthèse requis est fin) ni dans son paramétrage (il génère toujours la même fréquence). K La multiplication variable par N engendre également une variation de la fonction de transfert de la boucle en modifiant le gain de la chaîne, qu'une simple multiplication par IX du signal numérique d'erreur suffit à compenser. Dans une 15 PLL analogique classique, un tel ajustement nécessite l'introduction d'un gain variable dans la boucle, avec le surcoût associé. Dans une implémentation typique de l'invention (voir Figure 3 ou Figure 4), un 20 circuit de logique programmable (FPGA, Field-Programmable Gate Array) réalise l'interface avec le CAN et le CNA, et implémente tout le traitement numérique. Le FPGA reçoit les signaux à la fréquence de comparaison fc et à la fréquence de référence fe , lui permettant d'alimenter un dispositif de mesure de la fréquence fc effectivement présente (simple compteur de cycles de fc surP 25 une période - telle que fe soit typiquement de l'ordre de la bande passante de la boucle). Celui-ci est utilisé au verrouillage, dans un asservissement secondaire visant à établir le point de fonctionnement du VCO. Une fois la fréquence nominale atteinte, il redonne le contrôle à l'asservissement en phase. Il peut ensuite assurer un contrôle continu de la fréquence pour reprendre la main en cas de décrochage. L'implémentation numérique du filtre de boucle permet notamment de faire 5 varier dynamiquement la largeur de bande de la boucle ; on peut par exemple utiliser une bande large pendant la phase de verrouillage puis la réduire progressivement en fonction de l'erreur de phase, la largeur nominale étant choisie quand l'erreur de phase est inférieure à un seuil prédéterminé. Ceci permet de diminuer encore le temps nécessaire avant l'atteinte de l'équilibre. Si le 10 filtre de boucle est en partie analogique (intégrateur externe), la bande passante peut tout de même encore être modifiée dans une certaine mesure, simplement en faisant varier le gain de boucle. 15 En utilisant le mélange avec une source externe (et en supposant pourK simplifier que l'on a = 1), le bruit de phase en sortie de VCO dans la bande passante de la boucle est égal à la somme (en puissance) des bruits de phase de la source externe et du bruit de phase de la boucle en l'absence de source externe (soit, dans un système équilibré, une dégradation d'environ 3 dB par 20 rapport à la source externe). Si de plus la source externe est un synthétiseur à pas élevé (de manière à autoriser une bande passante de boucle élevée et par là un très faible bruit de phase, tout en permettant de maintenir ses sous-harmoniques hors bande), on obtient en sortie finale un signal à la fréquence fo pouvant présenter à la fois un faible bruit de phase, de faibles sous-harmoniques et un pas 25 fin. Le pas de la source externe est choisi multiple du pas de la boucle, afin de permettre un pas global constant et la correspondance des sous-harmoniques. Dans ce mode de fonctionnement, la bande passante d'entrée du CAN est réduite au juste nécessaire, c'est-à-dire légèrement supérieure au pas du synthétiseur externe. On évite également de travailler dans la première bande de 30 Nyquist et on préfère la seconde ou la troisième, afin d'augmenter l'écart entre les deux fréquences de verrouillage possibles pour en permettre une discrimination rapide (voir plus bas). Ceci permet également de faciliter le filtrage des produits d'intermodulation du mélangeur, notamment les harmoniques de la fréquence différence fc . Les sous-harmoniques proches issues du synthétiseur externe (définies par son pas, dans le cas typique) qui passeraient dans le filtre antirepliements du CAN peuvent, le cas échéant, être traitées comme les sous-harmoniques générées par le CAN, c'est-à-dire notamment être réjectées par filtrage. La mesure de la fréquence de sortie du VCO de la boucle et son utilisation par le système de verrouillage annexe permet de s'assurer que la PLL se stabilise sur la bonne fréquence parmi les deux possibles. On rappelle que la sortie du mélangeur (10) peut fournir la fréquence fc attendue pour deux fréquences différentes du VCO, dites images, distantes ici d'environ 2fe si l'on se positionne 10 en bord des bandes 1 et 2 de Nyquist (en clair autour de fe). Un exemple d'implémentation d'un tel synthétiseur dans le domaine hyperfréquence utilisant l'invention est donné Figure 6. Les deux VCO sont identiques, la boucle à grand pas peut être une PLL classique avec une largeur de 15 bande élevée (1..3 MHz), fournissant la fréquence fo' = frefir , avec typiquement K 10. La boucle à pas fin utilise l'invention ; son NCO autorise un pas en fréquence fref M(avecrf ef = fe), le signal d'entrée du CAN est ( 1 typiquement centré vers 1- fref 0.9f (soit la valeur médiane de la K j nf fréquence de comparaison fc ), son filtre d'entrée possède une bande passante fref fref 20 supérieure à . La fréquence de comparaison dans le domaine K 10 [ if numérique fcN peut alors varier dans 1 1 + 1 et est égale à la 2K 2K K fref k fréquence produite par le NCO, soit f aCN = fref ' L'équilibre peut être obtenu sur une des deux fréquences images: fo .fo fc = fo'±(f ref fcN)= ( -T1± k fref M Soit, en choisissant par exemple la fréquence la plus basse : fo = -11- -1 + - f k ef 114- r le pas en fréquence sur la sortie est constant et vaut fref Les valeurs typiques des différents paramètres sont données pour un synthétiseur utilisant des VCO large bande 5 .. 10 GHz, avec des performances en bruit de phase escomptées inférieures à -120 dBc/Hz à 10 kHz (et au-delà) pour une sortie à 10 GHz, et un niveau de sous-harmoniques inférieur à -100 dBc. Les fréquences intérieures à 5 GHz peuvent être obtenues par simple 10 division entière par une puissance de 2. Un NCO complémentaire est alors nécessaire pour compenser ce facteur si l'on veut conserver un pas de synthèse identique (voir plus haut). A noter que les niveaux du bruit de phase et des sous-harmoniques à la fréquence réduite diminuent dans le rapport du facteur de division. 15 Afin d'autoriser des traitements de filtrage des sous-harmoniques efficaces, on préfèrera limiter la valeur du pas de la boucle (par exemple à 10 kHz) de manière à faciliter (voire autoriser) ces traitements. Si un pas plus fin est nécessaire, notamment pour une utilisation en synthétiseur « de labo » (résolution inférieure au Hertz), on peut par exemple remplacer l'OCXO par un troisième 20 synthétiseur au pas désiré dans une bande étroite (10 kHz dans l'exemple) autour de f ref ' Ceci permet d'envisager la réalisation d'un synthétiseur hyperfréquence large bande de volume et coût de fabrication réduits, à verrouillage rapide, à pas arbitrairement fin, de très faible bruit de phase, et surtout dont le niveau des sous-25 harmoniques est notablement amélioré par rapport à l'art existant. REVENDICATIONS1 - Dispositif de synthèse de fréquence comprenant une boucle à verrouillage de phase (PLL) visant une grande pureté spectrale, et caractérisé par 5 l'usage d'un convertisseur analogique-numérique (CAN) pour numériser le signal à la fréquence de comparaison. 2 - Dispositif selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte un oscillateur numérique (NCO) et un multiplieur numérique en sortie du CAN. 10 3 - Dispositif selon la revendication 2 caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif permettant d'étaler en fréquence les sous-harmoniques. 4 - Dispositif selon la revendication 2 ou la revendication 3, caractérisé en ce 15 qu'il comporte un filtre numérique après le multiplieur. - Dispositif selon la revendication 4 caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif permettant de d'ajuster la bande passante du filtre numérique. 20 6 - Dispositif selon l'une des revendications 2 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte un ou plusieurs filtres numériques de réjection 7 - Dispositif selon l'une des revendications 2 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte un filtre adaptatif cohérent améliorant la réjection des sous-harmoniques 25 8 - Dispositif selon l'une des revendications 2 à 7, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de mesure de la fréquence du VCO 9 - Dispositif selon l'une des revendications 2 à 8, caractérisé en ce qu'il 30 comporte un dispositif de multiplication de fréquence par % avant l'injection dans le CAN.10 - Dispositif selon la revendication 9 caractérisé en ce qu'il comporte un NCO permettant de compenser l'effet d'un facteur de multiplication variable K/N sur le pas en fréquence. 11 - Dispositif selon la revendication 9 ou la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comporte un élément de gain numérique permettant de compenser l'effet d'un facteur de multiplication variable K N sur le gain de boucle.