FR 3007563 A1 20141226 FR 1356100 A 20130625 Extension améliorée de bande de fréquence dans un décodeur de signaux audiofréquences La présente invention se rapporte au domaine du codage/décodage et du traitement de signaux audiofréquences (comme des signaux de parole, de musique ou autres) pour leur transmission ou leur stockage. Plus particulièrement, l'invention concerne un procédé et un dispositif d'extension de bande de fréquence dans un décodeur ou un processeur réalisant une amélioration de signal audiofréquence. De nombreuses techniques existent pour compresser (avec perte) un signal audiofréquence comme la parole ou la musique. Les méthodes classiques de codage pour les applications conversationnelles sont en général classifiées en codage de forme d'onde (MIC pour "Modulation par Impulsion et codage", MICDA pour "Modulation par Impulsion et Codage Différentiel Adaptatif", codage par transformée...), codage paramétrique (LPC pour "Linear Predictive Coding" en anglais, codage sinusoïdal...) et codage hybride paramétrique avec une quantification des paramètres par "analyse par synthèse" dont le codage CELP (pour "Code Excited Linear Prediction" en anglais) est l'exemple le plus connu. Pour les applications non conversationnelles, l'état de l'art en codage de signal audio (mono) est constitué par le codage perceptuel par transformée ou en sous-bandes, avec un codage paramétrique des hautes fréquences par réplication de bande. Une revue des méthodes classiques de codage de parole et audio se trouve dans les ouvrages W.B. Kleijn and K.K. Paliwal (Eds.), Speech Coding and Synthesis, Elsevier, 1995 ; M. Bosi, R.E. Goldberg, Introduction to Digital Audio Coding and Standards, Springer 2002 ; J. Benesty, M.M. Sondhi, Y. Huang (Eds.), Handbook of Speech Processing, Springer 2008. On s'intéresse ici plus particulièrement au codec (codeur et décodeur) normalisé 3GPP AMR-WB (pour "Adaptive Multi-Rate Wideband" en anglais) qui fonctionne à une fréquence d'entrée/sortie de 16 kHz et dans lequel le signal est divisé en deux sous-bandes, la bande basse (0-6.4 kHz) qui est échantillonnée à 12.8 kHz et codée par modèle CELP et la bande haute (6.4-7 kHz) qui est reconstruite de façon paramétrique par « extension de bande» (ou BWE pour "Bandwidth Extension" en anglais) avec ou sans information supplémentaire selon le mode de la trame courante. On peut noter ici que la limitation de la bande codée du codec AMR-WB à 7kHz est essentiellement liée au fait que la réponse en fréquence en émission des terminaux en bande élargie a été approximée au moment de la normalisation (ETSI/3GPP puis UIT-T) selon le masque fréquentiel défini dans la norme UIT-T P.341 et plus précisément en utilisant un filtre dit « P341 » défini dans la norme UIT-T G.191 qui coupe les fréquences au-dessus de 7 kHz (ce filtre respecte le masque défini dans P.341). Cependant, en théorie, il est bien connu qu'un signal échantillonné à 16 kHz peut avoir une bande audio définie de 0 à 8000 Hz; le codec AMR-WB introduit donc une limitation de la bande haute en comparaison à la largeur de bande théorique de 8 kHz. Le codec de parole 3GPP AMR-WB a été normalisé en 2001 principalement pour les applications de téléphonie en mode circuit (CS) sur GSM (2G) et UMTS (3G). Ce même codec a été aussi normalisé en 2003 à l'UIT-T en tant que recommandation G.722.2 "Wideband coding speech at around 16kbit/s using Adaptive Multi-Rate Wideband (AMR-WB)". Il comprend neuf débits, appelés modes, de 6.6 à 23.85 kbit/s, et comprend des mécanismes de transmission continue (DTX pour "Discontinuous Transmission") avec détection d'activité vocale (VAD pour "Voice Activity Detection") et génération de bruit de confort (CNG pour "Confort Noise Generation") à partir de trames de description de silence (SID pour "Silence Insertion Descriptor"), ainsi que des mécanismes de correction de trames perdues (FEC pour "Frame Erasure Concealment", parfois appelé PLC pour "Packet Loss Concealment"). On ne reprend pas ici les détails de l'algorithme de codage et de décodage AMR-WB, une description détaillée de ce codec se trouve dans les spécifications 3GPP (TS 26.190, 26.191, 26.192, 26.193, 26.194, 26.204) et UIT-T-G.722.2 (et les Annexes et Appendice correspondantes) ainsi que dans l'article de B. Bessette et al. intitulé « The adaptive multirate wideband speech codec (AMR-WB) », IEEE Transactions on Speech and Audio Processing, vol. 10, no. 8, 2002, pp. 620-636 et les codes sources des standards 3GPP et UIT-T associés. Le principe de l'extension de bande dans le codec AMR-WB est assez rudimentaire. En effet, la bande haute (6.4-7 kHz) est générée en mettant en forme un bruit blanc par le biais d'une enveloppe temporelle (appliquée sous la forme de gains par sous-trame) et fréquentielle (par l'application d'un filtre de synthèse de prédiction linéaire ou LPC pour "Linear Predictive Coding"). Cette technique d'extension de bande est illustrée à la figure 1. Un bruit blanc, urm(n), n= 0,---,79 , est généré à 16 kHz par sous-trame de 5 ms par générateur congruentiel linéaire (bloc 100). Ce bruit urm,(n) est mis en forme dans le temps par application de gains par sous-trame ; cette opération est décomposée en deux étapes de traitement (blocs 102, 106 ou 109) : - Un premier facteur est calculé (bloc 101) pour mettre le bruit blanc urm,(n) (bloc 102) à un niveau semblable à celui de l'excitation, u(n) , n=0,---,63, décodée à 12.8 kHz dans la bande basse : 1=0 et HB2(n)= et HB1(n) 79 Iti HB1(1)2 \ 1=0 63 2 Iu(l) On peut noter ici que la normalisation des énergies se fait en comparant des blocs de taille différente (64 pour u (n) et 80 pour u 'B (n) ) , sans compensation des différences de fréquences d'échantillonnage (12.8 ou 16 kHz). - L'excitation dans la bande haute est ensuite obtenue (bloc 106 ou 109) sous la forme : HB(n) HB2(n) où le gain gHB est obtenu différemment selon le débit. Si le débit de la trame actuelle est L'excitation artificielle u ,' (n) est ensuite filtrée (bloc 111) par un filtre de synthèse LPC (bloc 111) de fonction de transfert 1/ A(z) et fonctionnant à la fréquence d'échantillonnage de 16 kHz. La réalisation de ce filtre dépend du débit de la trame courante: - A 6.6 kbit/s, le filtre 1/ A'(z) est obtenu en pondérant par un facteur y=0.9 un filtre LPC d'ordre 20, 1/ Âext(Z) qui « extrapole » le filtre LPC d'ordre 16, 1/ Â(z) décodé dans la bande basse (à 12.8 kHz) - les détails de l'extrapolation dans le domaine des paramètres ISF (pour "Imittance Spectral Frequency" en anglais) sont décrits dans le norme G.722.2 à la section 6.3.2.1; dans ce cas, 1/ A'(z) =1/ Âext(z / - Aux débits > 6.6 kbit/s, le filtre 1/ A'(z) est d'ordre 16 et correspond simplement a: 1/A'(z)=1/Â(z/Y) OÙ 7=0.6. A noter que dans ce cas le filtre 1/ Â(z/ y) est utilisé à 16 kHz, ce qui résulte en un étalement (par homothétie) de la réponse en fréquence de ce filtre de [0, 6.4 kHz] à [0, 8 kHz]. Le résultat, s 'B(n) , est enfin traité par un filtre passe-bande (bloc 112) de type FIR ("Finite Impulse Response"), pour ne garder que la bande 6 - 7 kHz ; à 23.85 kbit/s, un filtre passe-bas également de type FIR (bloc 113) se rajoute au traitement pour atténuer encore plus les fréquences supérieures à 7 kHz. La synthèse en hautes fréquences (HF) est finalement additionnée (bloc 130) à la synthèse en basses fréquences (BF) obtenue avec les blocs 120 à 123 et ré-échantillonnée à 16 kHz (bloc 123). Ainsi même si la bande haute s'étend en théorie de 6.4 à 7 kHz dans le codec AMR-WB, la synthèse HF est plutôt comprise dans la bande 6-7 kHz avant addition avec la synthèse BF. On peut identifier plusieurs inconvénients à la technique d'extension de bande du 25 codec AMR-WB: - Le signal dans la bande haute est un bruit blanc mis en forme (par gains temporels par sous-trame, par filtrage par 1/ (z) et filtrage passe-bande), ce qui n'est pas un bon modèle général du signal dans la bande 6.4-7 kHz. Il existe par exemple des signaux de musique très harmoniques pour lesquels la bande 6.4-7 kHz contient des 30 composantes sinusoïdales (ou tones) et aucun bruit (ou peu de bruit), pour ces signaux l'extension de bande du codec AMR-WB dégrade fortement la qualité. - Le filtre passe-bas à 7 kHz (bloc 113) introduit un décalage de près de 1 ms entre les bandes basses et hautes, ce qui peut potentiellement dégrader la qualité de certains signaux en désynchronisant légèrement les deux bandes à 23.85 kbit/s - cette désynchronisation peut également poser problème lors d'une commutation de débit de 23.85 kbit/s à d'autres modes. - L'estimation de gains par sous-trame (bloc 101, 103 à 105) n'est pas optimale. Pour partie, elle se base sur une égalisation de l'énergie « absolue » par sous-trame (bloc 101) entre des signaux à des fréquences différentes : l'excitation artificielle à 16 kHz (bruit blanc) et un signal à 12.8 kHz (excitation ACELP décodée). On peut noter en particulier que cette approche induit implicitement une atténuation de l'excitation bande haute (par un ratio 12.8/16=0.8) ; en fait, on notera également qu'aucune désaccentuation (ou déemphase) n'est effectuée sur la bande haute dans le codec AMR-WB, ce qui induit implicitement une amplification relative proche de 0.6 (qui correspond à la valeur de la réponse en fréquence de 1/(1- 0.68z-1) à 6400 Hz). En fait, les facteurs de 1/0.8 et de 0.6 se compensent approximativement. - Sur la parole, les tests de caractérisation du codec 3GPP AMR-WB documentés dans le rapport 3GPP TR 26.976 ont montré que le mode à 23.85 kbit/s a une qualité moins bonne qu'à 23.05 kbit/s, sa qualité est en fait similaire à celle du mode à 15.85 kbit/s. Ceci montre en particulier que le niveau du signal HF artificiel doit être contrôlé de façon très prudente, car la qualité est dégradée à 23.85 kbit/s alors que les 4 bits par trame sont sensés permettre de mieux approcher l'énergie des hautes fréquences originales. - La limitation de la bande codée à 7 kHz résulte de l'application d'un modèle strict de la réponse en émission des terminaux acoustiques (filtre P.341 dans la norme UIT-T G.191). Or, pour une fréquence d'échantillonnage de 16 kHz, les fréquences dans la bande 7-8 kHz restent importantes, en particulier pour les signaux de musique, pour assurer un bon niveau de qualité. L'algorithme de décodage AMR-WB a été amélioré en partie avec le développement du codec scalable UIT-T G.718 qui a été normalisé en 2008. La norme UIT-T G.718 comprend un mode dit interopérable, pour lequel le codage coeur est compatible avec le codage G.722.2 (AMR-WB) à 12.65 kbit/s ; de plus, le décodeur G.718 a la particularité de pouvoir décoder un train binaire AMR-WB/G.722.2 à tous les débits possibles du codec AMR-WB (de 6.6 à 23.85 kbit/s). Le décodeur interopérable G.718 en mode bas délai (« low delay » en anglais) (G.718-LD) est illustré à la figure 2. On liste ci-dessous les améliorations apportées à la fonctionnalité de décodage de train binaire AMR-WB dans le décodeur G.718, avec des références à la figure 1 lorsque nécessaire : - L'extension de bande (décrite par exemple dans la clause 7.13.1 de la recommandation G.718, bloc 206) est identique à celle du décodeur AMR-WB, sauf que le filtre passe-bande 6-7 kHz et le filtre de synthèse 1/AHB(z) (blocs 111 et 112) sont en ordre inversé. De plus, à 23.85 kbit/s les 4 bits transmis par sous-trames par le codeur AMR-WB ne sont pas utilisés dans le décodeur G.718 interopérable ; la synthèse des hautes fréquences (HF) à 23.85 kbit/s est donc identique à 23.05 kbit/s ce qui évite le problème connu de qualité du décodage AMR-WB à 23.85 kbit/s. A fortiori, le filtre passe-bas à 7 kHz (bloc 113) n'est pas utilisé, et le décodage spécifique du mode à 23.85 kbit/s est omis (blocs 107 à 109). - Un post-traitement de la synthèse à 16 kHz (voir clause 7.14 de G.718) est mis en oeuvre dans G.718 par "noise gate" dans le bloc 208 (pour « améliorer » la qualité des silences par réduction du niveau), filtrage passe-haut (bloc 209), post-filtre de basses fréquences (dit « bass posfilter») dans le bloc 210 atténuant le bruit inter- harmonique en basses fréquences et une conversion en entiers 16 bits avec contrôle de saturation (avec contrôle de gain ou AGC) dans le bloc 211. Cependant l'extension de bande dans les codecs AMR-WB et/ou G.718 (mode interopérable) reste encore limitée sur plusieurs aspects. - En particulier, la synthèse de hautes fréquences par bruit blanc mis en forme (par une approche temporelle de type source-filtre LPC) est un modèle très limité du signal dans la bande des fréquences supérieures à 6.4 kHz. - Seule la bande 6.4-7 kHz est re-synthétisée de façon artificielle, alors qu'en pratique une bande plus large (jusqu'à 8 kHz) est en théorie possible à la fréquence d'échantillonnage de 16 kHz, ce qui peut potentiellement améliorer la qualité des signaux, s'ils ne sont pas pré-traités par un filtre de type P.341 (50-7000 Hz) tel que définie dans la Software Tool Libraty(norme G.191) de l'UIT-T. Il existe donc un besoin pour améliorer l'extension de bande dans un codec de type AMR-WB ou une version interopérable de ce codec ou plus généralement pour améliorer l'extension de bande d'un signal audio. La présente invention vient améliorer la situation. L'invention propose à cet effet, un procédé d'extension de bande de fréquence d'un signal audiofréquence lors d'un processus de décodage ou d'amélioration comportant une étape de décodage ou d'extraction, dans une première bande de fréquence dite bande basse, d'un signal d'excitation et des coefficients d'un filtre de prédiction linéaire. Le procédé est tel qu'il comporte les étapes suivantes: - génération d'un signal d'excitation sur-échantillonné et étendu dans au moins une deuxième bande de fréquence supérieure à la première bande de fréquence; - génération d'un signal de bruit au moins dans la deuxième bande de fréquence; - combinaison du signal d'excitation étendu et du signal de bruit pour obtenir un signal audio, dit signal combiné, dans la bande de fréquence étendue; - filtrage dudit signal combiné par un filtre de prédiction linéaire dont les coefficients sont dérivés des coefficients du filtre de la bande basse. Ainsi, la prise en compte du signal d'excitation (issu du décodage de la bande basse ou d'une extraction du signal en bande basse) en plus d'un bruit permet d'effectuer l'extension de bande avec un modèle de signal plus adapté pour certains types de signaux comme les signaux de musique. En effet, le signal d'excitation décodé ou estimé dans la bande basse comporte dans certains cas des harmoniques, qui quand elles existent, peuvent être transposées en haute fréquence de telle sorte que leur mélange avec un bruit permet d'assurer un certain niveau d'harmonicité dans la bande haute reconstruite. L'extension de bande selon le procédé permet donc d'améliorer la qualité pour ce type de signaux. De plus, l'extension de bande selon le procédé est réalisée en étendant d'abord un signal d'excitation et en appliquant ensuite une étape de filtrage de synthèse ; cette approche exploite le fait que l'excitation décodée dans la bande basse est un signal dont le spectre est relativement plat, ce qui évite les traitements de blanchiment du signal décodé qui peuvent exister dans les méthodes connues d'extension de bande dans le domaine fréquentiel dans l'état de l'art. On remarquera que même si l'invention est motivée par l'amélioration de la qualité de l'extension de bande dans le contexte du codage AMR-WB interopérable, les différents modes de réalisation s'appliquent au cas plus général de l'extension de bande d'un signal audio, en particulier dans un dispositif d'amélioration effectuant une analyse du signal audio pour extraire les paramètres nécessaires à l'extension de bande. Les différents modes particuliers de réalisation mentionnés ci-après peuvent être ajoutés indépendamment ou en combinaison les uns avec les autres, aux étapes du procédé d'extension défini ci-dessus. Dans un mode de réalisation l'étape de combinaison s'effectue par mixage additif adaptatif avec un gain d'égalisation de niveau entre le signal d'excitation étendu et le signal de bruit. L'application de ce gain d'égalisation permet à l'étape de combinaison de s'adapter aux caractéristiques du signal pour optimiser la proportion relative de bruit dans le mélange. Dans un mode de réalisation, le procédé comporte en outre une étape de filtrage passe-bande adaptatif en fonction du débit de décodage de la trame courante. Ce filtrage adaptatif permet d'optimiser la largeur de bande étendue en fonction du débit, et donc la qualité du signal reconstruit après extension de bande. En effet, pour les bas débits (typiquement à 6.6 et 8.85 kbit/s pour AMR-WB), la qualité générale du signal décodé en bande basse (par le codec AMR-WB ou une version interopérable) n'étant pas très bonne, il est préférable de ne pas trop étendre la bande décodée et donc de limiter l'extension de bande en adaptant la réponse en fréquence du filtre passe-bande associé pour couvrir par exemple une bande approximative de 6 à 7 kHz ; cette limitation est d'autant plus avantageuse que le signal d'excitation lui-même est relativement mal codé et il est préférable de ne pas en utiliser une sous-bande trop large pour l'extension des hautes fréquences. A l'opposé, pour les débits supérieurs (12.65 kbit/s et supérieurs pour AMR-WB), la qualité peut être améliorée avec une synthèse HF couvrant une bande plus large, par exemple approximativement de 6 à 7.7 kHz. La limite haute de 7.7 kHz (au lieu de 8 kHz) est un exemple de réalisation, qui pourra être ajustée à des valeurs proches de 7.7 kHz. Cette limite est ici justifiée par le fait que l'extension est faite dans l'invention sans information auxiliaire et qu'une extension jusqu'à 8 kHz (même si elle est en théorie possible) pourrait résulter en des artefacts pour des signaux particuliers. De plus, cette limitation à 7.7 kHz tient compte du fait que typiquement les filtres anti-repliement en conversion analogique/numérique et les filtres de ré-échantillonnage entre 16 kHz et d'autres fréquences ne sont pas parfaits et qu'ils introduisent typiquement une réjection aux fréquences inférieures à 8 kHz. Dans un mode possible de réalisation le signal d'excitation subit une étape de transformée temps-fréquence, les étapes de génération et de combinaison s'effectuant alors dans le domaine fréquentiel. La mise en oeuvre de l'extension de bande (du signal d'excitation) dans le domaine fréquentiel permet d'obtenir une finesse d'analyse en fréquence dont on ne dispose pas avec une approche temporelle, et permet aussi d'avoir une résolution fréquentielle suffisante pour détecter des harmoniques et transposer en hautes fréquences des harmoniques du signal (dans la bande basse) pour améliorer la qualité tout en respectant la structure du signal. Dans un mode particulier, le procédé comporte en outre une étape de mise à l'échelle du signal combiné par un gain défini par sous-trame en fonction d'un ratio d'énergie de la trame et de la sous-trame. Le fait de prendre en compte l'énergie au niveau de la trame courante et celle de la sous-trame dans le signal en bande basse permet d'ajuster le ratio entre l'énergie par sous-trame et l'énergie par trame dans la bande haute et d'ajuster ainsi des ratios d'énergie plutôt que des énergies absolues. Cela permet de garder dans la bande haute le même ratio d'énergie entre sous-trame et trame que dans la bande basse, ce qui est particulièrement bénéfique lorsque l'énergie des sous-trames varie beaucoup, par exemple dans le cas de sons transitoires, d'attaques. Dans un mode de réalisation détaillé, l'étape de génération d'un signal d'excitation sur-échantillonné et étendu est effectuée selon l'équation suivante: HB1(k) 0 k = 0 , - -,199 (k) k = 200,---,239 U (k + start _band - 240) k = 240,---,319 avec k l'indice de l'échantillon, UHBI. (k) le spectre du signal d'excitation étendu, U(k) le spectre du signal d'excitation obtenu après l'étape de transformée et start band une variable prédéfin ie. Ainsi, cette fonction comprend bien un ré-échantillonnage du signal d'excitation en ajoutant des échantillons au spectre de ce signal. Dans la bande de fréquence correspondant aux échantillons allant de 200 à 239, le spectre original est conservé, pour pouvoir y appliquer une réponse d'atténuation progressive du filtre passe-haut dans cette bande de fréquence et aussi pour ne pas introduire de défauts audibles lors de l'étape d'addition de la synthèse basse fréquence à la synthèse haute fréquence. Dans un mode de réalisation particulier, le procédé comporte une étape de filtrage de désaccentuation du signal combiné au moins dans la deuxième bande de fréquence. Ainsi, le signal dans la deuxième bande de fréquence est ramené dans un domaine cohérent avec le signal dans la première bande de fréquence. La présente invention vise également un dispositif d'extension de bande de fréquence d'un signal audiofréquence comportant un étage de décodage ou d'extraction, dans une première bande de fréquence dite bande basse, d'un signal d'excitation et des coefficients d'un filtre de prédiction linéaire. Le dispositif est tel qu'il comporte: - un module de génération d'un signal d'excitation sur-échantillonné et étendu dans au moins une deuxième bande de fréquence supérieure à la première bande de fréquence; - un module de génération d'un signal de bruit au moins dans la deuxième bande de fréquence; - un module de combinaison du signal d'excitation étendu et du signal de bruit pour obtenir un signal audio, dit signal combiné, dans la bande de fréquence étendue; - un module de filtrage dudit signal combiné par un filtre de prédiction linéaire dont les coefficients sont dérivés des coefficients du filtre de la bande basse. Ce dispositif présente les mêmes avantages que le procédé décrit précédemment, qu'il met en oeuvre. L'invention vise un décodeur comportant un dispositif tel que décrit. Elle vise un programme informatique comportant des instructions de code pour la mise en oeuvre des étapes du procédé d'extension de bande tel que décrit, lorsque ces instructions sont exécutées par un processeur. Enfin l'invention se rapporte à un support de stockage, lisible par un processeur, intégré ou non au dispositif d'extension de bande, éventuellement amovible, mémorisant un programme informatique mettant en oeuvre un procédé d'extension de bande tel que décrit précédemment. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif, et faite en référence aux dessins annexés, sur lesquels : la figure 1 illustre une partie d'un décodeur de type AMR-WB mettant en oeuvre des étapes d'extension de bande de fréquence de l'état de l'art et tel que décrit précédemment; la figure 2 illustre un décodeur de type interopérable G.718-LD à 16kHz selon l'état de l'art et tel que décrit précédemment; la figure 3 illustre un décodeur interopérable avec le codage AMR-WB et intégrant un dispositif d'extension de bande selon un mode de réalisation de l'invention; - la figure 4 illustre sous forme d'organigramme, les étapes principales d'un procédé d'extension de bande selon un mode de réalisation de l'invention; - la figure 5 illustre un premier mode de réalisation dans le domaine fréquentiel d'un dispositif d'extension de bande selon l'invention; - la figure 6 illustre un exemple de réponse en fréquence d'un filtre passe-bande utilisée dans un mode particulier de l'invention; - la figure 7 illustre un deuxième mode de réalisation dans le domaine temporel d'un dispositif d'extension de bande selon l'invention; et la figure 8 illustre une réalisation matérielle d'un dispositif d'extension de bande selon l'invention. La figure 3 illustre un exemple de décodeur, compatible avec la norme AMRWB/G.722.2 dans lequel on retrouve un post-traitement similaire à celui introduit dans G.718 et décrit en référence à la figure 2 et une extension de bande améliorée selon le procédé d'extension de l'invention, mis en oeuvre par le dispositif d'extension de bande illustré par le bloc 309. Contrairement au décodage AMR-WB qui fonctionne avec une fréquence d'échantillonnage de sortie de 16 kHz et au décodage G.718 qui fonctionne à 8 ou 16 kHz, on considère ici un décodeur qui peut fonctionner avec un signal de sortie (synthèse) à la fréquence fs = 8, 16, 32 ou 48 kHz. A noter qu'on suppose ici que le codage a été effectué selon l'algorithme AMR-WB avec une fréquence interne de 12.8 kHz pour le codage CELP en bande basse et à 23.85 kbit/s un codage de gain par sous-trame à la fréquence de 16 kHz ; même si l'invention est décrite ici au niveau du décodage, on suppose ici que le codage peut aussi fonctionner avec un signal d'entrée à la fréquence fs = 8, 16, 32 ou 48 kHz et des opérations de ré-échantillonnage adéquate, dépassant le cadre de l'invention, sont mises en oeuvre au codage en fonction de la valeur de fs. On peut noter que quand fs=8 kHz, dans le cas d'un décodage compatible avec AMR-WB, il n'est pas nécessaire d'étendre la bande basse 0-6.4 kHz, car la bande audio reconstruite à la fréquence fs est limitée à 0-4000 Hz. A la figure 3, le décodage CELP (BF pour basses fréquences) fonctionne toujours à la fréquence interne de 12.8 kHz, comme dans AMR-WB et G.718, et l'extension de bande (HF pour hautes fréquences) faisant l'objet de l'invention fonctionne à la fréquence de 16 kHz, les synthèses BF et HF sont combinées (bloc 312) à la fréquence fs après ré-échantillonnage adéquat (bloc 306 et traitement interne au bloc 311). Dans des variantes de l'invention, la combinaison des bandes basse et haute pourra se faire à 16 kHz, après avoir ré-échantillonnée la bande basse de 12.8 à 16 kHz, avant de ré-échantillonner le signal combiné à la fréquence fs. Le décodage selon la figure 3 dépend du mode (ou débit) AMR-WB associé à la trame courante reçue. A titre indicatif et sans que cela impacte le bloc 309, le décodage de la partie CELP en bande basse comporte les étapes suivantes: - Démultiplexage des paramètres codés (bloc 300) en cas de trame correctement reçue (bfi=0 où bfi est le « bad frame indicator» valant 0 pour une trame reçue et 1 pour une trame perdue) - Décodage des paramètres ISF avec interpolation et conversion en coefficients LPC (bloc 301) comme décrit dans la clause 6.1 de la norme G.722.2. - Décodage de l'excitation CELP (bloc 302), avec une partie adaptative et fixe pour reconstruire l'excitation (exc ou u'(n)) dans chaque sous-trame de longueur 64 à 12.8 kHz: u'(n) = g'pv(n) + cc (n) , n = 0, - - - , 63 en suivant les notations de la clause 7.1.2.1 de G.718 concernant le décodage CELP, où v (n) et c(n) sont respectivement les mots de code des dictionnaires adaptatif et fixe, et g'p et sont les gains décodés associés. Cette excitation u'(n) est utilisée dans le dictionnaire adaptatif de la sous-trame suivante ; elle est ensuite post-traitée et on distingue comme dans G.718 l'excitation u'(n) (aussi notée exc) de sa version post-traitée modifiée u(n) (aussi notée exc2) qui sert d'entrée au filtre de synthèse, 1 / Â(z) , dans le bloc 303. Dans des variantes qui peuvent être mises en oeuvre pour l'invention, les post-traitements appliqués à l'excitation peuvent être modifiés (par exemple, la dispersion de phase peut être améliorée) ou ces post- traitements peuvent être étendus (par exemple, une réduction du bruit inter- harmonique peut être mise en oeuvre), sans affecter la nature du procédé d'extension de bande selon l'invention. - Filtrage de synthèse par 1 / Â(z) (bloc 303) où le filtre LPC décodé Â(z) est d'ordre 16 - Post-traitement bande étroite (bloc 304) selon la clause 7.3 de G.718 si fs=8 kHz. - Désaccentuation (bloc 305) par le filtre 1/ (1- 0.68z 1) - Post-traitement des basses fréquences (bloc 306) tel que décrit à la clause 7.14.1.1 de G.718. Ce traitement introduit un retard qui est pris en compte dans le décodage de la bande haute (>6.4 kHz). - Ré-échantillonnage de la fréquence interne de 12.8 kHz à la fréquence de sortie fs (bloc 307). Plusieurs réalisations sont possibles. Sans perte de généralité, on considère ici à titre d'exemple que si fs=8 ou 16 kHz, le ré-échantillonnage décrit dans la clause 7.6 de G.718 est repris ici, et si fs=32 ou 48 kHz, des filtres à réponse impulsionnelle finie (FIR) supplémentaires sont utilisés. - Calcul des paramètres du "noise gate" (bloc 308) qui est réalisé de façon préférentielle comme décrit dans la clause 7.14.3 de G.718. On peut noter que l'utilisation des blocs 306, 308, 314 est optionnelle. On notera également que le décodage de la bande basse décrit ci-dessus suppose une trame courante dite « active » avec un débit entre 6.6 et 23.85 kbit/s. En fait, quand le mode DTX (transmission continue en français) est activé, certaines trames peuvent être codées comme « inactives » et dans ce cas on peut soit transmettre un descripteur de silence (sur 35 bits) soit ne rien transmettre. En particulier, on rappelle que la trame SID décrit plusieurs paramètres : paramètres ISF moyennés sur 8 trames, énergie moyenne sur 8 trames, flag de dithering pour la reconstruction de bruit non stationnaire. Dans tous les cas, au décodeur, on retrouve le même modèle de décodage que pour une trame active, avec une reconstruction de l'excitation et d'un filtre LPC pour la trame courante, ce qui permet d'appliquer l'invention même sur des trames inactives. Le même constat s'applique pour le décodage de « trames perdues » (ou FEC, PLC) dans lequel le modèle LPC est appliqué. Contrairement au décodage AMR-WB ou G.718, le décodeur selon l'invention permet d'étendre la bande basse décodée (50-6400 Hz en tenant en compte du filtrage passe-haut à 50 Hz au décodeur, 0-6400 Hz dans le cas général) à une bande étendue dont la largeur varie, allant approximativement de 50-6900 Hz à 50-7700 Hz en fonction du mode mis en oeuvre dans la trame courante. On peut ainsi parler d'une première bande de fréquence de 0 à 6400Hz et d'une deuxième bande de fréquence de 6400 à 8000Hz. En réalité, dans le mode de réalisation privilégié, l'extension de l'excitation est réalisée dans le domaine fréquentiel dans une bande de 5000 à 8000 Hz, pour permettre un filtrage passe-bande de largeur 6000 à 6900 ou 7700 Hz. Dans un mode de réalisation privilégié, à 23.85 kbit/s, comme dans le décodeur G.718 décrit en référence à la figure 2, l'information de correction de gain HF (0.8 kbit/s) transmise à 23.85 kbit/s est ici ignorée. Ainsi à la figure 3, aucun bloc spécifique à 23.85 kbit/s n'est utilisé. La partie décodage bande haute est réalisée dans le bloc 309 représentant le dispositif d'extension de bande selon l'invention et qui est détaillé à la figure 5 dans un premier mode de réalisation et à la figure 7 dans un deuxième mode de réalisation. Afin d'aligner les bandes basses et hautes décodées, un retard (bloc 310) est introduit dans le premier mode de réalisation pour synchroniser les sorties des blocs 306 et 307 et la bande haute synthétisée à 16 kHz est ré-échantillonnée de 16 kHz à la fréquence fs (sortie de bloc 311). Par exemple, quand fs=16 kHz le retard T=30 échantillons, qui correspond au retard de ré-échantillonnage de 12.8 à 16 kHz de 15 échantillons + retard du post-traitement des basses fréquences de 15 échantillons. La valeur du retard Tdevra être adaptée pour les autres cas (fs=32, 48 kHz) en fonction des traitements mis en oeuvre. On rappelle que quand fs=8 kHz, il n'est pas nécessaire d'appliquer les blocs 309 à 311 car la bande du signal en sortie du décodeur est limité à 0-4000 Hz. A noter que le procédé d'extension de l'invention mis en oeuvre dans le bloc 309 selon le premier mode de réalisation n'introduit de façon préférentielle aucun retard supplémentaire par rapport à la bande basse reconstruite à 12.8 kHz ; cependant, dans des variantes de l'invention (par exemple en utilisant une transformation temps/fréquence avec recouvrement), un retard pourra être introduit. Ainsi, de façon générale la valeur de Tdans le bloc 310 devra être ajustée en fonction de la mise en oeuvre spécifique. Par exemple dans le cas où le post-traitement des basses fréquences (bloc 306) n'est pas utilisé, le retard à introduire pour fs=16 kHz pourra être fixé à T=15 échantillons ; de même si l'invention est réalisée suivant la variante du mode de réalisation décrite à la figure 7, la valeur de T se réduit pour compenser le retard introduit par le post-traitement des basses fréquences (bloc 306) s'il est utilisé. Les bandes basse et haute sont ensuite combinées (ajoutées) dans le bloc 312 et la synthèse obtenue est post-traitée par filtrage passe-haut à 50 Hz (de type IIR) d'ordre 2 dont les coefficients dépendent de la fréquence fs (bloc 313) et post-traitement de sortie avec application optionnelle du " noise gate" de façon similaire à G.718 (bloc 314). Le dispositif d'extension de bande selon l'invention, illustré par le bloc 309 selon le mode de réalisation du décodeur de la figure 3, met en oeuvre un procédé d'extension de bande décrit maintenant en référence à la figure 4. Ce dispositif d'extension peut également être indépendant du décodeur et peut mettre en oeuvre le procédé décrit à la figure 4 pour effectuer une extension de bande d'un signal audio existant stocké ou transmis au dispositif, avec une analyse du signal audio pour en extraire une excitation et un filtre LPC. Ce dispositif reçoit en entrée un signal d'excitation dans une première bande de fréquence dite bande basse u(n) dans le cas d'une mise en oeuvre dans le domaine temporel ou U(k) dans le cas d'une mise en oeuvre dans le domaine fréquentiel pour laquelle une étape de transformée temps fréquence est alors appliquée. Dans le cas d'une application dans un décodeur, ce signal d'excitation reçu est un signal décodé. Dans le cas d'un dispositif d'amélioration indépendant du décodeur, le signal d'excitation bande basse est extrait par analyse du signal audio. Dans un mode possible de réalisation, le signal audio bande basse est ré- échantillonné avant l'étape d'extraction de l'excitation, si bien que l'excitation extraite du signal audio par prédiction linéaire estimée à partir du signal bande basse (ou de paramètres LPC associés à la bande basse) est déjà ré-échantillonnée. Un exemple de réalisation dans ce cas consiste à prendre un signal bande basse échantillonné à 12.8 kHz dont on dispose d'un filtre LPC bande basse décrivant l'enveloppe spectrale court-terme pour la trame courante, le sur-échantillonner à 16 kHz, et le filtrer par un filtre de prédiction LPC obtenu en extrapolant le filtre LPC. Un autre exemple de réalisation consiste à prendre un signal bande basse échantillonné à 12.8 kHz dont on ne dispose pas de modèle LPC, le sur-échantillonner à 16 kHz, effectuer une analyse LPC sur ce signal à 16 kHz, et filtrer ce signal par un filtre de prédiction LPC obtenu par cette analyse. Une étape E401 de génération d'un signal d'excitation sur-échantillonné étendu ( u,(n) ou Urm,(k)) dans une deuxième bande de fréquence supérieure à la première bande de fréquence est effectuée. Cette étape de génération peut comporter à la fois une étape de ré-échantillonnage et une étape d'extension ou simplement une étape d'extension en fonction du signal d'excitation obtenu en entrée. Cette étape est détaillée ultérieurement dans les modes de réalisation décrits en référence aux figures 5 et 7. Une étape E402 de génération d'un signal de bruit (urm(n) ou U (k)) au moins dans la deuxième bande de fréquence est effectuée. La deuxième bande de fréquence est par exemple une bande haute fréquence allant de 6000 à 8000 Hz. Par exemple, ce bruit peut être généré de façon pseudo-aléatoire par un générateur congruentiel linéaire. Dans des variantes de l'invention, on pourra remplacer cette génération de bruit par d'autres méthodes, par exemple on pourra définir un signal d'amplitude constante (de valeur arbitraire, telle que 1) et appliquer des signes aléatoires à chaque raie fréquentielle générée. Le signal d'excitation étendu est ensuite combiné au signal de bruit à l'étape E403 pour obtenir un signal dit combiné (urm,(n) ou Urm2(k) ) dans la bande de fréquence étendue correspondant à toute la bande de fréquence incluant la première et la deuxième bande de fréquence. Ainsi, la combinaison de ces deux types de signaux permet d'obtenir un signal combiné avec des caractéristiques plus adaptées à certains types de signaux comme des signaux musicaux. En effet, le signal d'excitation décodé ou estimé dans la bande basse comporte dans certains cas, des harmoniques plus proches des signaux musicaux que le signal de bruit seul. Les harmoniques basses fréquences, si elles existent, peuvent ainsi être transposées en haute fréquence de telle sorte que leur mélange avec du bruit permet d'assurer un certain niveau d'harmonicité ou de niveau relatif de bruit ou de planéité spectrale (« spectral flatness » en anglais) dans la bande haute reconstruite. L'extension de bande selon le procédé améliore la qualité pour ce type de signaux par rapport à AMR-WB. Le signal combiné est ensuite filtré en E404 par un filtre de prédiction linéaire dont les coefficients sont dérivés des coefficients du filtre de la bande basse (Â(z)) décodés ou obtenus par analyse et extraction à partir du signal bande basse ou une version sur- échantillonnée de celui-ci. L'extension de bande selon le procédé est donc réalisée en étendant d'abord un signal d'excitation et en appliquant ensuite une étape de filtrage de synthèse par prédiction linéaire (LPC); cette approche exploite le fait que l'excitation LPC décodée dans la bande basse est un signal dont le spectre est relativement plat, ce qui évite des traitements supplémentaires de blanchiment du signal décodé dans l'extension de bande. De façon avantageuse, les coefficients de ce filtre peuvent par exemple être obtenus à partir des paramètres décodés du filtre de prédiction linéaire (LPC) en bande basse. Si le filtre LPC utilisé en bande haute échantillonnée 16 kHz est de la forme 1/ Â(z / y), où 1/ Â(z) est le filtre décodé en bande basse, et y un facteur de pondération, la réponse en fréquence du filtre 1/ Â(z / y) correspond à un étalement de la réponse en fréquence du filtre décodé en bande basse. Dans une variante on pourra étendre le filtre 1/ Â(z) à un ordre supérieur (comme à 6.6 kbit/s dans le bloc 111) pour éviter un tel étalement. De façon préférentielle mais optionnelle, des étapes supplémentaires de filtrage passe-bande adaptatif en E405 et/ou de mise à l'échelle en E406 et E407 peuvent être effectuées pour d'une part améliorer la qualité du signal d'extension selon le débit de décodage et d'autre part pour s'assurer de garder le même ratio d'énergie entre une sous- trame et une trame de signal combiné que dans la bande basse de fréquence. Ces étapes seront expliquées plus en détails dans les modes de réalisation des figures 5 et 7. Dans un premier mode de réalisation, le dispositif d'extension de bande est décrit maintenant en référence à la figure 5. Ce dispositif met en oeuvre le procédé d'extension de bande décrit précédemment en référence à la figure 4. Ainsi, à l'entrée de ce dispositif, un signal d'excitation bande basse décodé ou estimé par analyse est reçu (u(n)). L'extension de bande utilise ici l'excitation décodée à 12.8 kHz (exc2 ou u(n)) en sortie du bloc 302. On notera que dans ce mode de réalisation, la génération de l'excitation sur- échantillonné et étendu s'effectue dans une bande de fréquence allant de 5 à 8 kHz incluant donc une deuxième bande de fréquence (6.4-8kHz) supérieure à la première bande de fréquence (0-6.4 kHz). Ainsi, la génération du signal d'excitation étendu s'effectue au moins sur la deuxième bande de fréquence mais aussi sur une partie de la première bande de fréquence. Bien évidemment, les valeurs définissant ces bandes de fréquences peuvent être différentes selon le décodeur ou le dispositif de traitement dans lequel l'invention s'applique. Pour cet exemple de réalisation, ce signal est transformé pour obtenir un spectre de signal d'excitation U(k) par le module de transformation temps-fréquence 500. Dans un mode de réalisation particulier, la transformée utilise une DCT-IV (pour "Discrete Cosine Transform"- Type IV en anglais) (bloc 500) sur la trame courante de 20 ms (256 échantillons), sans fenêtrage, ce qui revient à transformer directement u(n) avec n= 0, - - - , 255 selon la formule suivante : N-1 "2-r( U(k)=1u(n)cos - n+- k +- n=0 2) 2)) où N = 256 et k =0,- - - ,255 On note ici que la transformation sans fenêtrage (ou de façon équivalente avec une fenêtre rectangulaire implicite de la longueur de la trame) est possible car le traitement est effectué dans le domaine de l'excitation, et non le domaine du signal, si bien qu'aucun artefact (effets de bloc) n'est audible, ce qui constitue un avantage important de ce mode de réalisation de l'invention. Dans ce mode de réalisation, la transformation DCT-IV est mise en oeuvre par FFT suivant l'algorithme dit « Evolved DCT(EDCT) » décrit dans l'article de D.M. Zhang, H.T. Li, A Low Complexity Transform - Evolved DCT, IEEE 14th International Conference on Computational Science and Engineering (CSE), Aug. 2011, pp. 144-149, et mis en oeuvre dans les normes UIT-T G.718 Annex B et G.729.1 Annex E. Dans des variantes de l'invention et sans perte de généralité, la transformation DCTIV pourra être remplacée par d'autres transformations temps-fréquences court-terme de même longueur et dans le domaine de l'excitation, comme une FFT (pour "Fast Fourier Transform" en anglais) ou une DCT-II (Discrete Cosine Transform - Type II). De façon alternative, on pourra remplacer la DCT-IV sur la trame par une transformation avec recouvrement-addition et fenêtrage de longueur supérieure à la longueur de la trame courante, par exemple en utilisant une MDCT (pour "Modified Discrete Cosine Tranform"en anglais). Dans ce cas le retard Tdans le bloc 310 de la figure 3, devra être ajusté (réduit) de façon adéquate en fonction du retard additionnel dû à l'analyse/synthèse par cette transformée. Le spectre DCT, U(k), de 256 échantillons couvrant la bande 0-6400 Hz (à 12.8 kHz), est ensuite étendu (bloc 501) en un spectre de 320 échantillons couvrant la bande 08000 Hz (à 16 kHz) sous la forme suivante : 0 k = 0, - -,199 HB1(k) = U(k) k =200,---,239 U(k+start_band-240) k = 240,---,319 où on prend de façon préférentielle start band = 160. Le bloc 501 fonctionne comme module de génération d'un signal d'excitation sur-échantillonné et étendu et réalise l'étape E401 comportant un ré-échantillonnage de 12.8 à 16 kHz dans le domaine fréquentiel, en rajoutant 1/4 d'échantillons (k = 240,---,319) au spectre, le ratio entre 16 et 12.8 étant de 5/4. De plus, le bloc 501 réalise un filtrage passe-haut implicite dans la bande 0-5000 Hz puisque les 200 premiers échantillons de Urm,(k) sont mis à zéro ; comme expliqué plus tard, ce filtrage passe-haut est également complété par une partie d'atténuation progressive des valeurs spectrales d'indices k =200,- - - ,255 dans la bande 5000-6400 Hz, cette atténuation progressive est mise en oeuvre dans le bloc 504 mais pourrait être réalisée séparément en dehors du bloc 504. De façon équivalente et dans des variantes de l'invention, la mise en oeuvre du filtrage passe-haut séparée en blocs de coefficients d'indice k = 0,---,199 mis à zéro, de coefficients k =200,---,255 atténués, dans le domaine transformé, pourra donc être effectué en une seule étape. Dans cet exemple de réalisation et selon la définition de Urm,(k), on remarque que la bande 5000-6000 Hz de Urm,(k) (qui correspond aux indices k = 200,- - - ,239) est copiée à partir de la bande 5000-6000 Hz de U(k). Cette approche permet de conserver le spectre original dans cette bande et elle évite d'introduire des distorsions dans la bande 5000-6000 Hz lors de l'addition de la synthèse HF avec la synthèse BF - en particulier la phase du signal (implicitement représentée dans le domaine DCT-IV) dans cette bande est 25 préservée. La bande 6000-8000 Hz de U'1(k) est ici définie en copiant la bande 4000-6000 Hz de U(k) puisque la valeur de start band est fixée préférentiellement à 160. Dans une variante du mode de réalisation, la valeur de start band pourra être rendue adaptative autour de la valeur de 160, sans modifier la nature de l'invention. Les détails de 30 l'adaptation de la valeur start band ne sont pas décrits ici car ils dépassent le cadre de l'invention sans en changer la portée. Pour certains signaux en bande élargie (échantillonnés à 16 kHz), la bande haute (>6 kHz) peut être bruitée, harmonique ou comporter un mélange de bruit et d'harmoniques. De plus, le niveau d'harmonicité dans la bande 6000-8000 Hz est généralement corrélé à celui des bandes de fréquences inférieures. Ainsi le bloc 502 de génération de bruit, met en oeuvre l'étape E402 de la figure 4 et réalise une génération de bruit dans le domaine fréquentiel, UHBN(k) pour k = 240,- - -,319 (80 échantillons) correspondant à une deuxième bande de fréquence dite haute fréquence afin de combiner ensuite ce bruit avec le spectre UHB1(k) dans le bloc 503. Dans un mode de réalisation particulier, le bruit (dans la bande 6000-8000 Hz) est généré de façon pseudo-aléatoire avec un générateur congruentiel linéaire sur 16 bits : k = 0,- - 239 U HBN (k) 31821 U HBN (k -1) +13849 k = 240, - --319 10 avec la convention que UHB,(239) dans la trame courante correspond à la valeur HBN (319) de la trame précédente. Dans des variantes de l'invention, on pourra remplacer cette génération de bruit par d'autres méthodes. Le bloc 503 de combinaison peut être réalisé de différentes façons. De façon privilégiée, on considère un mixage additif adaptatif de la forme : U HB 2 (k) = 13U rmi(k)± CeG HBNU HBN(k) , k = 240, - - - , 319 où G HBN est un facteur de normalisation servant à égaliser le niveau d'énergie entre les deux signaux, 319 Hm(k) 2 +e k=240 GHBN 319 \U HBN (k)2 e k=240 20 avec e =0.01, et le coefficient a (compris entre 0 et 1) est ajusté en fonction de paramètres estimés à partir de la bande basse décodée et le coefficient /3 (compris entre 0 et 1) dépend de a. Dans un mode de réalisation privilégié on calcule l'énergie du bruit dans trois bandes : 2000-4000 Hz, 4000-6000 Hz et 6000-8000 Hz, avec 25 E N 2-4 keN(80,159) E N 4-6 = U (k) keN(160,239) E N 4-6 = U (k) k EN (240,319) où 19 U (k) k = 80, ...,159 k =160, ..., 239 k = 240, ..., 319 HB1(k) 239 U2 (k) k159 \IU2 (k) k=80 U '(k) = U (k) 239 U2 (k) k=160 319 U12 (k) k=240 et N(1(1,k2) est l'ensemble des indices k pour lesquels le coefficient d'indice k est classifié comme étant associé à du bruit. Cet ensemble peut être par exemple obtenu en détectant les pics locaux dans U '(k) vérifiant 1(/ '(k)1 '(k -1)letIU '(k)11(1 '(k +1)1 et en considérant que ces raies ne sont pas associés à du bruit, soit (en appliquant la négation de la condition précédente): N(a, b) = fc k '(k) Dans une variante de l'invention, le filtrage de désaccentuation pourra être réalisé dans le domaine temporel, après le bloc 505 voire avant le bloc 500 ; cependant, dans ce cas, le filtrage passe-bande réalisé dans le bloc 504 peut laisser certaines composantes basses fréquences de très faibles niveaux qui se voient amplifier par désaccentuation, ce qui peut modifier de façon légèrement perceptible la bande basse décodée. Pour cette raison, on préfère ici réaliser la désaccentuation dans le domaine fréquentiel. Dans le mode de réalisation privilégié, les coefficients d'indice k =0,- - - ,199 sont mis à zéro, ainsi la désaccentuation est limitée aux coefficients supérieurs. L'excitation est d'abord désaccentuée selon l'équation suivante : U ,B,'(k)= 0 k =0,- - -,199 Gdeemph(k - 200)U,B, (k) k = 200, - --, 255 G'empk(55)U ,B2(k) k =256,- --,319 O ù Gdeemph(k) est la réponse en fréquence du filtre 1/ (I- 0.68z 1) sur une bande de fréquence discrète restreinte. En prenant en compte les fréquences discrètes (impaires) de la DCT-IV, on définit ici Gdeemph(k) comme: Gdeemph(k) = lejo, 1 0.681/ k =Cl'« - -, 255 où 256 -80 +k+1- Ok = 2 256 Dans le cas où une autre transformation que la DCT-IV est utilisée, la définition de Ok pourra être ajustée (par exemple pour des fréquences paires). On note que la désaccentuation est appliquée en deux phases pour k =200,- - - ,255 correspondant à la bande de fréquence 5000-6400 Hz, où la réponse 1/ (I- 0.68z-1) est appliquée comme à 12.8 kHz, et pour k =256,- - - ,319 correspondant à la bande de fréquence 6400-8000 Hz, où la réponse est étendue de 16 kHz ici à une valeur constante dans la bande 6.4-8 kHz. On peut noter que dans le codec AMR-WB la synthèse HF n'est pas désaccentuée. Dans le mode de réalisation présenté ici, le signal hautes fréquences est au contraire désaccentué de manière à le ramener dans un domaine cohérent avec le signal basses fréquences (0-6.4 kHz) qui sort du bloc 305. Ceci est important pour l'estimation et l'ajustement ultérieur de l'énergie de la synthèse HF. Dans une variante du mode de réalisation, afin de réduire la complexité, on pourra fixer Gdeemph(k) à une valeur constante indépendante de k, en prenant par exemple G deemph(k) =0.6 ce qui correspond approximativement à la valeur moyenne de Gdeemph(k) pour k = 200, - - -, 319 dans les conditions du mode de réalisation décrit ci-dessus. Dans une autre variante du mode de réalisation du dispositif d'extension, la désaccentuation pourra être réalisée de façon équivalente dans le domaine temporel après DCT inverse. Une telle réalisation est mise en oeuvre à la figure 7 décrite plus loin. En plus de la désaccentuation, un filtrage passe-bande est appliqué avec deux parties séparées : l'une passe-haut fixe, l'autre passe-bas adaptative (fonction du débit). Ce filtrage est effectué dans le domaine fréquentiel, et sa réponse en fréquence est illustrée à la figure 6. Les fréquences de coupures à 3 dB sont 6000 Hz pour la partie basse et pour la partie haute approximativement 6900, 7300, 7600 Hz à 6.6, 8.86 et aux débits supérieurs à 8.85 kbit/s (respectivement). Dans le mode de réalisation privilégiée, on calcule la réponse partielle de filtre passe-bas dans le domaine fréquentiel comme suit: G1 (k) =1-0.999 N1k- 1 où N1 =60 à 6.6 kbit/s, 40 à 8.85 kbit/s, 20 aux débits >8.85 bit/s. Ensuite on applique un filtre passe-bande sous la forme : (I HB3(k) 0 Ghp(k -200)U 'B2'(k) U HB2V() k = 0, - - - ,199 k = 200, - - -, 255 k = 256,...,319 - N1p Gip(k -320 -Nip)UHB2 '(k) k = 320 -N1p,- . -,319 La définition de Ghp (k) , k = 0, - - - ,55, est donnée par exemple au tableau 1 ci-dessous. K ghp(k) K ghp(k) K ghp(k) k ghp(k) 0 0.001622428 14 0.114057967 28 0.403990611 42 0.776551214 1 0.004717458 15 0.128865425 29 0.430149896 43 0.800503267 2 0.008410494 16 0.144662643 30 0.456722014 44 0.823611104 3 0.012747280 17 0.161445005 31 0.483628433 45 0.845788355 4 0.017772424 18 0.179202219 32 0.510787115 46 0.866951597 5 0.023528982 19 0.197918220 33 0.538112915 47 0.887020781 6 0.030058032 20 0.217571104 34 0.565518011 48 0.905919644 7 0.037398264 21 0.238133114 35 0.592912340 49 0.923576092 8 0.045585564 22 0.259570657 36 0.620204057 50 0.939922577 9 0.054652620 23 0.281844373 37 0.647300005 51 0.954896429 10 0.064628539 24 0.304909235 38 0.674106188 52 0.968440179 11 0.075538482 25 0.328714699 39 0.700528260 53 0.980501849 12 0.087403328 26 0.353204886 40 0.726472003 54 0.991035206 13 0.100239356 27 0.378318805 41 0.751843820 55 1.000000000 Tableau 1 On notera que dans des variantes de l'invention les valeurs de Ghp(k) pourront être modifiées tout en gardant une atténuation progressive. De même le filtrage passe-bas à largeur de bande variable, Gip(k), pourra être ajusté avec des valeurs ou un support fréquentiel différents, sans changer le principe de cette étape de filtrage. On notera aussi que l'exemple de filtrage passe-bande illustré à la figure 6 pourra être adapté en définissant une seule étape de filtrage combinant les filtrages passe-haut et passe-bas. Dans un autre mode de réalisation, le filtrage passe-bande pourra être réalisé de façon équivalente dans le domaine temporel (comme dans le bloc 112 de la figure 1) avec différents coefficients de filtre selon le débit, après une étape de DCT inverse. Une telle réalisation est mise en oeuvre à la figure 7 décrite plus loin. Cependant, on notera qu'il est avantageux de réaliser cette étape directement dans le domaine fréquentiel car le filtrage est effectué dans le domaine de l'excitation LPC et donc les problèmes de convolution circulaire et d'effets de bord sont très limités dans ce domaine. Le bloc 505 de transformée inverse réalise une DCT inverse sur 320 échantillons pour trouver l'excitation haute-fréquence échantillonnée à 16 kHz. Sa mise en oeuvre est identique au bloc 500, car la DCT-IV est orthonormée, sauf que la longueur de la transformée est de 320 au lieu de 256, et on obtient: HB(n)- N16k 1 UHB3(k)cos ( ( n+- k=o 2-C ( k+- 2)) - 2) 16k \ Où ATI6k = 320 et k =0,- - -,319. Cette excitation échantillonnée à 16 kHz est ensuite de façon optionnelle mise à l'échelle par des gains définis par sous-trame de 80 échantillons (bloc 507). Dans un mode de réalisation privilégié, on calcule d'abord (bloc 506) un gain gHBi(m) Par sous-trame par des ratios d'énergie des sous-trames tel que dans chaque sous-trame d'indice m=0, 1, 2 ou 3 de la trame courante: g HB1(M) = ee( 23 (1112 où 63 g81(m) sous la forme : e1(m)=Iu(n+64m)2+ e n=0 79 e2 (m)=luHB(n+ 80m)2 ± e n=0 319 InHB(n)2 e3(m)= e1 (m) n=2°55 u(n)2 +e n=0 avec e = 0.01. On peut écrire le gain par sous-trame g1(m) = 63 u(n+64m)2 +s n=0 255 u(n)2 + n=0 79 uHB(n+80m)2 +s n=0 319 nim(n)2 + n=0 ce qui montre qu'on assure dans le signal uHB le même ratio entre énergie par sous-trame et énergie par trame que dans le signal u(n). Le bloc 507 effectue la mise à l'échelle du signal combiné (étape E406 de la figure 4) selon l'équation suivante: U HB '(n) = g HB1(m)nriB(n) n = 80m, - - - , 80(m +1) -1 On notera que la réalisation du bloc 506 diffère de celle du bloc 101 de la figure 1, car l'énergie au niveau de la trame courante est prise en compte en plus de celle de la sous- trame. Cela permet d'avoir le ratio de l'énergie de chaque sous-trame par rapport à l'énergie de la trame. On compare donc des ratios d'énergie (ou énergies relatives) plutôt que les énergies absolues entre bande basse et bande haute. Ainsi, cette étape de mise à l'échelle permet de conserver dans la bande haute le ratio d'énergie entre la sous-trame et la trame de la même façon que dans la bande basse. De façon optionnelle, le bloc 509 effectue ensuite la mise à l'échelle du signal (étape E407 de la figure 4) selon l'équation suivante: nim"(n) = g HB2(m)%3!(11) n= 80m, - - - , 80(m +1) -1 où le gain g2(m) est obtenu à partir du bloc 508 en exécutant les blocs 103, 104 et 105 du codec AMR-WB (l'entrée du bloc 103 étant l'excitation décodée en bande basse, u(n)). Les blocs 508 et 509 sont utiles pour ajuster le niveau du filtre de synthèse LPC (bloc 510), ici en fonction du tilt du signal. D'autres méthodes de calcul du gain g2(m) sont possibles sans changer la nature de l'invention. Enfin, l'excitation, uHB'(n) ou uHB"(n), est filtrée (étape E404 de la figure 4) par le module de filtrage 510 qui peut être réalisé ici en prenant comme fonction de transfert 1/ Â(z/ 7), où 7=0.9 à 6.6 kbit/s et 7=0.6 aux autres débits, ce qui limite l'ordre du filtre à l'ordre 16. Dans une variante, ce filtrage pourra être réalisé de la même façon que ce qui est décrit pour le bloc 111 de la figure 1 du décodeur AMR-WB, cependant l'ordre du filtre passe à 20 au débit de 6.6, ce qui ne change pas de façon significative la qualité du signal synthétisé. Dans une autre variante, on pourra effectuer le filtrage de synthèse LPC dans le domaine fréquentiel, après avoir calculé la réponse en fréquence du filtre mis en oeuvre dans le bloc 510. Dans des variantes de réalisation de l'invention, le codage de la bande basse (0-6.4 kHz) pourra être remplacé par un codeur CELP autre que celui utilisé dans AMR-WB, comme par exemple le codeur CELP dans G.718 à 8 kbit/s. Sans perte de généralité d'autres codeurs en bande élargie ou fonctionnant à des fréquences supérieurs à 16 kHz, dans lesquels le codage de la bande basse fonctionne à une fréquence interne à 12.8 kHz pourraient être utilisés. Par ailleurs, l'invention peut être adaptée de façon évidente à d'autres fréquences d'échantillonnage que 12.8 kHz, lorsqu'un codeur de basses fréquences fonctionne à une fréquence d'échantillonnage inférieure à celle du signal original ou reconstruit. Lorsque le décodage en bande basse n'utilise pas de prédiction linéaire, on ne dispose pas d'un signal d'excitation à étendre, dans ce cas on pourra réaliser une analyse LPC du signal reconstruit dans la trame courante et on calculera une excitation LPC de manière à pouvoir appliquer l'invention. Enfin, dans une autre variante de l'invention, l'excitation (u(n)) est ré- échantillonnée, par exemple par interpolation linéaire ou "spline" cubique, de 12.8 à 16 kHz avant transformation (par exemple DCT-IV) de longueur 320. Cette variante a le défaut d'être plus complexe, car la transformée (DCT-IV) de l'excitation est alors calculée sur une plus grande longueur et le ré-échantillonnage n'est pas effectué dans le domaine de la transformée. De plus, dans des variantes de l'invention, tous les calculs nécessaires à l'estimation des gains (GHB, , e HB1 ( ,111) 2 11B2( 2 'IBN , ...) pourront être effectués dans un domaine logarithmique. En référence à la figure 7, un deuxième mode de réalisation du dispositif d'extension de bande est maintenant décrit. Ce mode de réalisation fonctionne dans le domaine temporel. Comme dans le mode de réalisation de la figure 5, le principe du mixage d'un signal étendu à 16 kHz et d'un signal de bruit est conservé, cependant ce mélange est cette fois réalisé dans le domaine temporel et cette fois-ci la génération principale de l'excitation se fait par sous-trame et non par trame. Le signal d'excitation u(n) , n = 0,- - -, 255 , issu du décodage basse fréquence dans la trame courante est d'abord ré-échantillonné sans retard (étape E401 de la figure 4) à 16 kHz (bloc 700) et dans un mode de réalisation particulier, une interpolation linéaire est utilisée pour obtenir le signal d'excitation étendu dans une deuxième bande de fréquence, uext(n), n = 0,- - -,319 . Dans une variante de réalisation, on pourra utiliser d'autres méthodes de ré-échantillonnage, par exemple par "splines" ou par filtrage multi-cadences. On s'assure que l'énergie du signal uext(n) a un niveau similaire à l'excitation u(n) avec les blocs 701 et 702 de la façon suivante: 63 Iu(l)2 uex,'(n) = uext(n) 719=0 1=0 e Dans une variante de réalisation on pourra multiplier u' ext(n) par 5/4 pour compenser l'atténuation par le ratio 12.8/16, causée par différentes fréquences d'échantillonnage de signaux uext(n) et u(n) . Le générateur de bruit dans le bloc 703 met en oeuvre l'étape E402 de la figure 4 et peut être réalisé comme dans le bloc 502 décrit en figure 5, sauf que le signal en sortie correspond à une sous-trame temporelle, uHB,(n), n = 0,- - -,319 Le bloc 704 de combinaison peut être réalisé de différentes façons. De façon privilégiée, on considère un mixage additif adaptatif par sous-trame de la forme : U HB1(n + 80m) = flu ex, (n+80m)+2 de' HBNU HBN (n +80111) , OÙ g HBN est un facteur de normalisation servant à égaliser le niveau d'harmonicité des deux signaux combinés 79 1 ttex,(11)2 +e k=0 \InHBN (11)2 ± e k=0 et m est l'indice de la sous-trame et les facteurs a et /3 sont calculés comme dans le premier mode de réalisation. On remarque donc ici que le bloc 704 réalise l'équivalent du bloc 101 de la figure 1. De plus, le calcul du facteur a oblige à calculer la transformée du signal d'excitation décodé (ou le signal décodé lui-même selon le domaine de calcul du niveau relatif de bruit ou de planéité spectrale dite "spectral flatness" en anglais) en bande basse si n =0,- - - , 79 g HBN 79 ce calcul repose sur la planéité spectrale ; dans des variantes, dont l'utilisation d'une régression linéaire décrite précédemment, une telle transformée n'est pas nécessaire. Ensuite le signal temporel est désaccentué (bloc 705) par un filtre de la forme est calculé de sorte à prolonger le filtre 1/ (1- 0.68z 1) g deemph I (1- 0.68z-1) , où Un exemple de réalisation d'un tel filtrage passe-bande adaptatif de type FIR est donné aux tableaux ci-dessous définissant la réponse impulsionnelle du filtre FIR selon le débit. n h(n) n h(n) n h(n) n h(n) 0 -0.0002581 8 0.0306285 16 -0.1451668 24 -0.0114595 1 0.0003791 9 -0.0716116 17 0.0626279 25 0.0090482 2 0.0002581 10 0.0995869 18 0.0286124 26 -0.0029758 3 -0.0002177 11 -0.0885791 19 -0.0885791 27 -0.0002177 4 -0.0029758 12 0.0286124 20 0.0995869 28 0.0002581 5 0.0090482 13 0.0626279 21 -0.0716116 29 0.0003791 6 -0.0114595 14 -0.1451668 22 0.0306285 30 -0.0002581 7 0 15 0.1783678 23 0 - - Tableau 2a (6.6 kbit/s) n h(n) n h(n) n h(n) n h(n) 0 0.0019706 8 0.0312161 16 -0.1720177 24 -0.0030672 1 -0.0064291 9 -0.0709664 17 0.0817478 25 -0.0041966 2 0.0124179 10 0.0980678 18 0.0181018 26 0.0132058 3 -0.0160589 11 -0.0842625 19 -0.0842625 27 -0.0160589 4 0.0132058 12 0.0181018 20 0.0980678 28 0.0124179 5 -0.0041966 13 0.0817478 21 -0.0709664 29 -0.0064291 6 -0.0030672 14 -0.1720177 22 0.0312161 30 0.0019706 7 -0.0036671 15 0.2083360 23 -0.0036671 - Tableau 2b (8.85 kbit/s) n h(n) n h(n) n h(n) n h(n) 0 0.0013312 8 0.0606146 16 -0.1916778 24 0.0221682 1 -0.0047346 9 -0.0860005 17 0.1093354 25 -0.0180046 2 0.0098657 10 0.0924138 18 -0.0129187 26 0.0171709 3 -0.0147045 11 -0.0607694 19 -0.0607694 27 -0.0147045 4 0.0171709 12 -0.0129187 20 0.0924138 28 0.0098657 -0.0180046 13 0.1093354 21 -0.0860005 29 -0.0047346 6 0.0221682 14 -0.1916778 22 0.0606146 30 0.0013312 7 -0.0360130 15 0.2240719 23 -0.0360130 - - Tableau 2c (débits >8.85 kbit/s) L'étape de mise à l'échelle (E407 à la figure 4) est effectuée par les blocs 508 et 509 identiques à la figure 5. 5 L'étape de filtrage (E404 de la figure 4) est effectuée par le module de filtrage (bloc 404) identique à celui décrit en référence à la figure 5. Il n'est pas utile ici de mettre en oeuvre une étape de mise à l'échelle comme effectué dans le mode de réalisation de la figure 5 par les blocs 506 et 507 puisque l'excitation est générée par sous-trames. La cohérence du ratio d'énergie au niveau de la trame est déjà 10 assurée. Dans des variantes de l'invention, l'excitation en bande basse u(n) et le filtre LPC 1/ Â(z) seront estimés par trame, par analyse LPC d'un signal en bande basse dont la bande doit être étendue. Le signal d'excitation bande basse est alors extrait par analyse du signal audio. Dans un mode possible de réalisation de cette variante, le signal audio bande basse 15 est ré-échantillonné avant l'étape d'extraction de l'excitation, si bien que l'excitation extraite du signal audio (par prédiction linéaire) est déjà ré-échantillonnée. L'invention illustrée à la figure 5, ou alternativement à la figure 7, s'applique dans ce cas à une bande basse qui n'est pas décodée mais analysée. 20 La figure 8 représente un exemple de réalisation matérielle d'un dispositif de d'extension de bande 800 selon l'invention. Celui-ci peut faire partie intégrante d'un décodeur de signal audiofréquence ou d'un équipement recevant des signaux audiofréquences décodés ou non. Ce type de dispositif comporte un processeur PROC coopérant avec un bloc mémoire 25 BM comportant une mémoire de stockage et/ou de travail MEM. Un tel dispositif comporte un module d'entrée E apte à recevoir un signal audio d'excitation décodé ou extrait dans une première bande de fréquence dite bande basse (u(n) ou U(k)) et les paramètres d'un filtre de synthèse de prédiction linéaire ( Â(z)). Il comporte un module de sortie S apte à transmettre le signal haute fréquence synthétisé (HF_syn) par 30 exemple à un module d'application d'un retard comme le bloc 310 de la figure 3 ou à un module de ré-échantillonnage comme le module 311. Le bloc mémoire peut avantageusement comporter un programme informatique comportant des instructions de code pour la mise en oeuvre des étapes du procédé de d'extension de bande au sens de l'invention, lorsque ces instructions sont exécutées par le processeur PROC, et notamment les étapes de génération (E401) d'un signal d'excitation sur- échantillonné et étendu (u(n) ou Urm,(k)) dans au moins une deuxième bande de fréquence supérieure à la première bande de fréquence, de génération (E402) d'un signal de bruit (urm(n) ou t I im(k)) au moins dans la deuxième bande de fréquence, de combinaison (E403) du signal d'excitation étendu et du signal de bruit pour obtenir un signal dit combiné ( u rm,(n) OU UHB2 (k) ) dans la bande de fréquence étendue et de filtrage (E404) par un filtre de prédiction linéaire dont les coefficients sont dérivés des coefficients du filtre de la bande basse ( Â(z)). Typiquement, la description de la figure 4 reprend les étapes d'un algorithme d'un tel programme informatique. Le programme informatique peut également être stocké sur un support mémoire lisible par un lecteur du dispositif ou téléchargeable dans l'espace mémoire de celui-ci. La mémoire MEM enregistre de manière générale, toutes les données nécessaires à la mise en oeuvre du procédé. Dans un mode possible de réalisation, le dispositif ainsi décrit peut également comporter les fonctions de décodage bande basse et autre fonctions de traitement décrites par exemple en figure 3 en plus des fonctions d'extension de bande selon l'invention. REVENDICATIONS1. Procédé d'extension de bande de fréquence d'un signal audiofréquence lors d'un processus de décodage ou d'amélioration comportant une étape de décodage ou d'extraction, dans une première bande de fréquence dite bande basse, d'un signal d'excitation et des coefficients d'un filtre de prédiction linéaire, le procédé étant caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes: - génération (E401) d'un signal d'excitation sur-échantillonné et étendu dans au moins une deuxième bande de fréquence supérieure à la première bande de fréquence; - génération (E402) d'un signal de bruit au moins dans la deuxième bande de fréquence; - combinaison (E403) du signal d'excitation étendu et du signal de bruit pour obtenir un signal audio, dit signal combiné, dans la bande de fréquence étendue; - filtrage (E404) dudit signal combiné par un filtre de prédiction linéaire dont les coefficients sont dérivés des coefficients du filtre de la bande basse. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étape de combinaison s'effectue par mixage additif adaptatif avec un gain d'égalisation de niveau entre le signal d'excitation étendu et le signal de bruit. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une étape de filtrage (E405) passe-bande adaptatif en fonction du débit de décodage de la trame courante. Procédé selon l'une des revendications 1 à 2, caractérisé en ce que le signal d'excitation subit une étape de transformée temps-fréquence, les étapes de génération (E401 et E402) et de combinaison (E403) s'effectuant alors dans le domaine fréquentiel. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une étape de mise à l'échelle (E406) du signal combiné par un gain défini par sous-trame en fonction d'un ratio d'énergie de la trame et de la sous-trame. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'étape de génération d'un signal d'excitation sur-échantillonné et étendu est effectuée selon l'équation suivante: 15 2. 20 3. 25 4. 30 5. 356.LI HB1(k) 0 k = 0 ,- - -,199 U (k) k = 200,- --, 239 U (k + start _band - 240) k = 240,- --,319 avec k l'indice de l'échantillon, UFigi (k) le spectre du signal d'excitation étendu, U(k) le spectre du signal d'excitation obtenu après l'étape de transformée et start band une variable prédéfi nie. 7. Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte une étape de filtrage de désaccentuation du signal combiné au moins dans la deuxième bande de fréquence. 8. Dispositif d'extension de bande de fréquence d'un signal audiofréquence comportant une étage de décodage ou d'extraction, dans une première bande de fréquence dite bande basse, d'un signal d'excitation et des coefficients d'un filtre de prédiction linéaire, le dispositif étant caractérisé en ce qu'il comporte: - un module de génération (501, 700) d'un signal d'excitation sur-échantillonné et étendu dans au moins une deuxième bande de fréquence supérieure à la première bande de fréquence; - un module de génération (502, 703) d'un signal de bruit au moins dans la deuxième bande de fréquence; - un module de combinaison (503, 704) du signal d'excitation étendu et du signal de bruit pour obtenir un signal audio, dit signal combiné, dans la bande de fréquence étendue; - un module de filtrage (510) dudit signal combiné par un filtre de prédiction linéaire dont les coefficients sont dérivés des coefficients du filtre de la bande basse. 9. Décodeur de signal audiofréquence caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif d'extension de bande de fréquence conforme à la revendication 8. 10. Programme informatique comportant des instructions de code pour la mise en oeuvre des étapes du procédé d'extension de bande de fréquence selon l'une des revendications 1 à 7, lorsque ces instructions sont exécutées par un processeur. 11. Support de stockage lisible par un dispositif d'extension de bande de fréquence sur lequel est enregistré un programme informatique comprenant des instructions de code pour l'exécution des étapes du procédé d'extension de bande de fréquence selon l'une des revendications 1 à 7.