FR 3010224 A1 20150306 FR 1302015 A 20130830 ECRAN A MATRICE ACTIVE A REGULATION DE TENSIONS D'ALIMENTATION EN FONCTION DE LA TEMPERATURE DOMAINE TECHNIQUE L'invention concerne les écrans à matrice active à transistors à effet de champ en couches minces. Elle s'applique notamment aux écrans à cristal liquide (écrans LCD) et aux écrans à diodes organiques électroluminescentes (écrans OLED ou AMOLED). ETAT DE L'ART On entend par écran à matrice active un écran dans lequel un circuit à transistors et capacité(s) de stockage est associé à chaque pixel de la matrice, permettant à un circuit de commande d'affichage, également à base de transistors, de piloter individuellement chaque pixel. Ce circuit de commande d'affichage qui comprend en réalité plusieurs circuits d'adressage des lignes, colonnes et électrode commune de la matrice, est un circuit généralement intégré sur le même substrat en périphérie de la zone de matrice active. Les transistors employés dans ces écrans sont des transistors à effet de champ, en technologie dites à couches minces, à base de silicium amorphe. Les caractéristiques de conduction de ces transistors peuvent évoluer de manière notable suivant les conditions opérationnelles de fonctionnement. En particulier la mobilité des porteurs de charge dans le silicium amorphe varie avec la température : avec des technologies actuelles, elle passe ainsi de 0,1cm2/ V / s à -40°C à 0.75cm2/ V / s à 70°C. Egalement, le courant de fuite des transistors tend à augmenter avec la lumière reçue par ces transistors. C'est notamment le cas dans les écrans à cristal liquide, suivant le niveau de l'éclairement fourni par la source de rétro-éclairage du cristal liquide : cette intensité varie en effet suivant les conditions de luminosité ambiante (ambiance jour ou nuit). Pour certaines applications, notamment dans le domaine des transports (avionique, automobile, maritime), les écrans doivent pouvoir travailler dans des conditions très variables, sans dégradation notable de la qualité de l'affichage. En particulier ils doivent être opérationnels sur une large gamme de température, qui peut s'étendre de moins 40 à plus 70 degrés Celsius par exemple pour des applications dans le domaine avionique. Ces conditions de fonctionnement variables et sévères se traduisent par des variations des paramètres de conduction des transistors. 5 Par exemple, après une longue période de fonctionnement à haute température, de quelques centaines d'heures, la tension de seuil des transistors se trouve provisoirement augmentée. Supposons qu'ensuite la température baisse, la mobilité des porteurs baisse également, mais la tension de seuil des transistors à ce moment est encore élevée du fait de 10 l'épisode haute température précédent. Aussi, pour pouvoir commander ces transistors de manière fiable, à l'état passant et à l'état bloqué, quelles que soient les conditions de conduction du moment des transistors, on utilise des transistors qui sont définis avec une géométrie (ratio de la largeur sur la longueur du canal du 15 transistor) plus grande que celle normalement nécessaire. On dit que l'on surdimensionne les transistors. Ce surdimensionnement des transistors oblige à utiliser des valeurs également plus grandes pour les capacités de couplage et compensation associées et des tensions d'alimentation plus élevées pour 20 commander ces éléments. C'est ainsi que dans le domaine avionique la tension d'alimentation est de l'ordre de +33 volts et l'amplitude maximum de tension pour commander la capacité pixel est du même ordre. Ce surdimensionnement des composants présente différents inconvénients. 25 Si on considère les aspects touchant à la fabrication, le surdimensionnement se traduit par une augmentation de surface ; d'où un encombrement plus important des circuits de pilotage en périphérie du panneau ; et un risque de défaut de fabrication plus grand en rapport avec cette augmentation de surface. 30 Si on considère le fonctionnement en opérationnel, il existe une vraie difficulté à stabiliser l'état de sortie de ces circuits de pilotage dans toute la gamme de température. En pratique, ces sorties oscillent quand on monte en température. Cela s'explique par des courants de fuite plus importants ; des forts appels de courant nécessaires pour charger les capacités plus élevées, dans des temps suffisamment courts ; une dérive rapide des tensions de seuil du fait de la haute tension appliquée. Ces oscillations peuvent conduire à des papillotements ou "flickers" perceptibles sur l'image affichée, qui nuisent à la qualité 5 "cosmétique" de l'affichage. On sait réduire ces oscillations en dégradant de manière volontaire, à la fabrication, les tensions de seuil des transistors. Mais on ne sait pas le faire de manière parfaitement contrôlée. En outre ces techniques de dégradation réduisent la durée de vie des transistors, donc des écrans. 10 Enfin, ces écrans consomment plus du fait des niveaux de tension d'alimentation et de commande utilisés. RESUME DE L'INVENTION L'invention a pour objet une alternative technique permettant de 15 proposer des écrans à matrice active performants sur des larges gammes de température, à moindre coût et à moindre consommation de puissance. Une idée à la base de l'invention est de conserver des transistors de taille standard, mais d'adapter en fonction de la température, les tensions d'alimentation qui commandent ces transistors, plus particulièrement les 20 transistors des circuits de sélection des lignes de pixels. En augmentant ces tensions pour les basses températures, on compense des conditions de conduction des transistors plus défavorables ; en baissant ces tensions pour les hautes températures, on prend avantage de conditions de conduction au contraire plus favorables et on réduit la 25 dérive de tension de seuil qui dépend fortement de la valeur de tension de grille du transistor. Dans tous les cas on minimise, donc on optimise, les courants de fuite. Globalement, par cette adaptation des tensions en fonction de la température, la puissance consommée par un écran est également avantageusement réduite. 30 Telle que caractérisée, l'invention concerne donc un écran d'affichage comportant une matrice active de pixels agencés en lignes et colonnes, la matrice active comprenant un transistor de commande associé à chaque pixel, l'écran comportant un circuit de commande d'affichage fournissant des signaux de pilotage des transistors de commande des pixels, 35 caractérisé en ce que l'écran comporte : -des moyens de fourniture d'une mesure de température, -un circuit programmable fournissant en sortie un code numérique associé à la mesure de température et -un circuit de fourniture d'une première tension et d'une deuxième tension d'alimentation du circuit de commande d'affichage permettant d'appliquer respectivement une tension de mise en conduction et une tension de blocage sur les transistors de commande des pixels, le circuit recevant le code numérique et fournissant les première et deuxième tensions en fonction de valeurs numériques du code. Lorsque la température baisse, le code numérique défini entraîne une augmentation de la première et la deuxième tension analogique, et une augmentation de leur différence également. Lorsque la température s'élève, le code numérique défini entraîne une diminution de la première et la deuxième tension analogique, et une 15 diminution de leur différence également. Le code numérique peut comprendre des valeurs numériques fixant les tensions de référence gamma qui définissent au moins une échelle de gris. Dans les différentes mises en oeuvre proposées, le circuit 20 programmable peut-être réalisé par un circuit mémoire qui contient une pluralité de codes, chacun défini pour une plage de température donnée. On peut aussi prévoir que le code est calculé par le circuit programmable, pour la température mesurée, selon une fonction de calcul prédéterminée. 25 Dans une variante on peut prévoir avantageusement que les codes sont définis ou calculés en fonction de la température, mais aussi en fonction d'un niveau d'éclairement reçu par les transistors de commande. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention sont 30 présentés dans la description détaillée suivante, et dans les dessins annexés dans lesquels : -la figure 1 est un schéma bloc d'une matrice active de pixels à cristal liquide et son circuit de commande d'affichage périphérique suivant l'état de l'art ; -la figure 2 est un chronogramme représentant les signaux de sélection et de données, dans un mode d'adressage à balayage des lignes et en inversion trame ; -la figure 3 illustre un exemple de réponse d'un circuit de 5 fourniture des tensions analogiques appliquées sur les colonnes en fonction des données codant les niveaux de gris à afficher ; -la figure 4 illustre le principe de l'invention selon lequel on associe à chaque plage de température d'une gamme de température opérationnelle, un code qui définit une ou des tensions d'alimentation du circuit de 10 commande d'affichage d'un écran à matrice active ; -la figure 5 est un schéma de principe illustrant l'adaptation des tensions d'alimentation des transistors du circuit de commande d'affichage suivant l'invention ; -la figure 6 est un schéma de principe d'adaptation des différentes 15 tensions nécessaires à l'adressage et l'affichage suivant un perfectionnement de l'invention appliqué à un écran à cristal liquide. DESCRIPTION DETAILLEE L'invention va être expliquée dans un exemple d'application à un 20 écran d'affichage à matrice active, à cristal liquide (LCD). La figure 1 illustre schématiquement les éléments principaux d'un tel écran d'affichage LCD et les figures 2 et 3 rappellent les principes d'adressage des pixels et de commande d'affichage des niveaux de gris. L'écran comprend une matrice active 1 de pixels px. Chaque pixel 25 est associé à un transistor Tp de commande et comprend un cristal liquide entre une électrode Ep propre au pixel et une contre-électrode CE commune à un pixel, un groupe pixels, ou à tous les pixels. L'écran comprend aussi un circuit de commande d'affichage 2 qui pilote les transistors Tp des pixels et la contre-électrode, permettant de contrôler la tension pixel Vpx appliquée 30 entre les bornes Ep et CE de la capacité pixel dans chaque trame d'affichage; et une boite à lumière BAL fournissant la lumière de rétro-éclairage du cristal liquide. La matrice de pixels comprend n lignes Li à Ln comprenant chacune m pixels et m colonnes Ci à Cm comprenant chacune n pixels. Les 35 électrodes de grille des transistors Tp dans une même ligne de pixels sont reliées en commun au conducteur de ligne L1, ... Lm et les électrodes conductrices de source ou de drain des transistors Tp dans une même colonne de pixels sont reliées en commun au conducteur de colonne Ci, ...Cm, l'autre électrode étant reliée à une électrode pixel Ep du pixel px associé. La contre-électrode du pixel reçoit une tension de polarisation VCE. L'affichage d'un niveau de gris sur un pixel de la matrice comprend : un temps de sélection de la ligne Li du pixel, avec l'application d'une tension sur le conducteur de ligne Li commandant la mise en conduction du transistor Tp de chacun des pixels de la ligne et d'une tension colonne VGj sur le conducteur de colonne Cj correspondant au niveau de gris à afficher par le pixel ; un temps d'établissement de la tension pixel aux bornes de la capacité pixel ; un temps d'affichage pendant lequel la boîte à lumière éclaire le cristal liquide qui laisse passer plus ou moins de lumière suivant le niveau de tension pixel à ses bornes (valeur absolue de la différence VGj moins VCE). Cet affichage est contrôlé par le circuit de commande d'affichage 2 qui comprend notamment un circuit de séquencement 20 assurant le fonctionnement synchronisé d'un circuit 21 d'adressage des lignes L1-Ln, d'un circuit 22 de commande des tensions sur les colonnes Ci-Cm et d'un circuit 20 23 de commande de la contre-électrode CE. Le circuit de séquencement permet de commander à une fréquence trame, l'affichage d'une image à partir de données numériques stockées dans une mémoire tampon 24. Il existe plusieurs modes d'adressage et de séquencement des pixels. On choisit de présenter un mode d'adressage et de séquencement, 25 assez standard, en relation avec les figures 1 à 3, pour ensuite expliquer l'adaptation des tensions d'alimentation suivant l'invention dans le contexte ainsi posé. L'homme de l'art saura adapter ou extrapoler au besoin les informations qui sont données ci-après pour appliquer l'invention à d'autres modes. 30 Le circuit d'adressage 21 des lignes est habituellement un registre à décalage à autant d'étages de sortie que de lignes L1-Ln de la matrice à commander. Les étages de sortie comprennent des transistors Tc de commutation de tension. Ces circuits sont largement connus et décrits dans la littérature technique. Le circuit 22 de commande des colonnes comprend principalement un convertisseur pour fournir pour chaque nouvelle ligne Li sélectionnée, les tensions de colonne VGi-VG,, à appliquer sur les colonnes Ci-Cm, en fonction de données Data, Data_I (figure 3) codant les niveaux de gris fournies par la mémoire tampon 24. Le circuit 22 comprend les circuits nécessaires (non représentés) pour alimenter avec ces données l'entrée IN-DAC du convertisseur à la fréquence ligne et transférer les tensions VGiVG,-,, en sortie OUT-DAC du convertisseur, sur les colonnes. Comme illustré figure 1, la conversion intègre de manière bien connue une correction dite correction de gamma qui corrige la non linéarité de la réponse électro-optique des pixels. A noter que cette correction n'est pas spécifique aux écrans à cristal liquide. Elle vaut également pour les écrans OLED. Une méthode de correction classique utilise un réseau de résistances et des tensions analogiques de référence gamma Vyl-Vyz appliquées de manière appropriée sur des noeuds de ce réseau. On parle dans ce cas de convertisseur R-DAC. Les tensions de référence gamma sont définies pour chaque écran, en fonction des caractéristiques propres de l'écran et définissent ainsi une échelle de z niveaux de gris allant du blanc au noir. Si l'écran est un écran couleur, à filtres colorés, ou sans filtre mais avec une boite à lumière capable d'éclairer successivement l'écran dans différentes couleurs, on applique généralement pour chaque couleur des corrections de gamma différentes. Aussi les tensions de référence gamma Vyl-Vyz sont-elles habituellement fournies par un circuit 22-y à convertisseur numérique analogique, sur la base de valeurs numériques définies pour 25 l'écran et le cas échéant par couleur, définissant une ou des échelles de gris, mémorisées dans un circuit mémoire programmable 25 (figure 1). Comme schématiquement illustré sur la figure 2, le circuit d'adressage 21 permet à chaque nouvelle trame, de sélectionner les lignes chacune l'une après l'autre (balayage séquentiel des lignes). Pendant la 30 durée de sélection d'une ligne, le circuit de commande des colonnes fournit sur les colonnes les tensions VG1-VGm correspondantes, pour commander les niveaux de gris à appliquer sur les pixels de la ligne sélectionnée, à partir des données de la mémoire tampon. S'agissant des écrans à cristal liquide, il faut encore indiquer qu'il 35 est nécessaire d'inverser périodiquement la polarité de la tension appliquée aux bornes du cristal liquide, pour empêcher le marquage des écrans. Différentes mises en oeuvre et techniques de mode d'inversion bien connues existent : inversion trame, inversion ligne, inversion colonne, ou inversion point. Dans l'exemple représenté en référence à la figure 2, on a un mode d'inversion trame : pour les trames paires, on applique une polarité positive, et pour les trames impaires, on applique une polarité négative. Cette inversion de polarité peut être obtenue suivant différentes techniques bien connues. Dans l'exemple illustré en référence aux figures 1 à 3, ceci est obtenu en appliquant des données numériques respectivement positives notées Data, et négatives notées Datai, en utilisant un bit de codage supplémentaire, et le convertisseur RDAC fournit les tensions colonnes correspondantes, avec correction de gamma intégrée, VG1 à VG8 pour les trames impaires et VG9 à VG16 pour les trames paires. Typiquement VG1 et VG16 sont respectivement à -6 et +6 volts. Dans cette mise en oeuvre, le niveau de tension VCE de contre-électrode est continu, et correspond au sensiblement au milieu entre les deux gammes VG1-VG8 et VG9 à VG16 comme illustré sur les figures 2 et 3. Dans ce mode d'adressage, à chaque nouvelle trame d'affichage, un conducteur de ligne reçoit du circuit d'adressage des lignes 22, une 20 impulsion de sélection pendant un temps dit de sélection ligne, tel que : - pendant ce temps de sélection ligne, le conducteur de ligne reçoit une tension de mise en conduction VH des transistors Tp de la ligne, et - en dehors de ce temps de sélection ligne, il reçoit une 25 tension VL qui permet le blocage des transistors Tp de la ligne. La tension VH de mise en conduction des transistors pixels Tp correspond, à la tension de seuil d'un transistor de commande Tc près, à une première tension d'alimentation VGON du circuit 22, correspondant à une tension positive. 30 La tension de blocage VL des transistors pixels Tp correspond sensiblement à une deuxième tension d'alimentation VGOFF du circuit 22, négative ou nulle. A chaque trame, le circuit 21 d'adressage de ligne (registre à décalage à n étages), adresse successivement, à une fréquence ligne, les 35 lignes de la matrice. Pendant l'adressage (la sélection) d'une ligne, le circuit 22 de commande des colonnes reçoit l'information Data ou Data_I à afficher sur les pixels de la ligne sélectionnée en entrée IN-DAC du convertisseur R-DAC qui établit en sortie OUTDAC, pour les tensions de référence gamma Vy1-Vyz fournies, les tensions analogiques VG1-VGm qui sont être appliquées sur les conducteurs de colonne Ci ...Cm. Dans cet exemple de mise en oeuvre, on a vu que la tension de polarisation VCE de contre-électrode est continue. Son niveau est réglé pour tenir compte d'un offset de tension. Cet offset est celui induit par le couplage capacitif qui existe de fait entre chaque pixel et sa ligne associée, au moment de la désélection de cette ligne. Pour avoir une valeur absolue de tension aux bornes de la capacité pixel, identique sur les trames paires et impaires, pour un même niveau de gris, on décale la tension de contre-électrode de la valeur de l'offset, assurant une compensation globale sur tous les pixels. La valeur de l'offset étant variable en fonction du niveau de gris (c'est-à-dire en fonction de la tension appliquée sur la colonne au moment de la désélection), un deuxième niveau de compensation d'offset est intégré dans la définition des tensions de référence de tension gamma, qui établit l'échelle de niveaux de gris. Ces rappels étant faits sur la commande d'un écran LCD à matrice 20 active, l'invention consiste principalement à fixer en fonction d'une mesure de température, les tensions d'alimentation VGON et VGOFF et leur différence VGON-VGOFF, pour une commande optimisée des transistors Tc utilisés en commutation haute impédance dans le circuit 21 pour fournir sur une ligne respective de la matrice, le signal de sélection ligne tel qu'illustré 25 sur la figure 2, avec le niveau haut VH=VGON-Vtp de tension pendant un temps de sélection et un niveau bas de tension VL=VGOFF sinon, et des transistors Tp de commande des pixels, pour permettre pendant le temps de sélection de la ligne, une charge optimale de la capacité pixel au niveau de tension de colonne correspondant au niveau de gris à afficher et le maintien 30 sans pertes (courants de fuite minimisés). Cette adaptation est plus précisément réalisée comme suit : Aux plus basses températures, pour contrer une dégradation de la conduction des transistors, par application de tensions VGON et VGOFF plus hautes, et d'une différence VGON-VGOFF (appliquée entre l'électrode 35 de grille et une électrode de drain ou source des transistors Tc, pour commuter le niveau VGON) également plus haute : on compense ainsi des conditions de conduction des transistors plus défavorables (mobilité réduite donc moins de courant à polarisation égale). On prend avantage de la réduction du courant de fuite des transistors pour remonter la tension VGOFF par rapport à la tension des colonnes: à basse température, il n'est pas nécessaire de polariser très négativement la grille des transistors pixels (Tp) pour obtenir un faible courant de fuite. Cette compensation fonctionne d'autant mieux qu'à basse température, la dérive des performances (tension de seuil) des transistors est faible, en sorte que des tensions d'alimentation plus élevées sont bien supportées. - Aux plus hautes températures, pour profiter de conditions de conduction au contraire plus favorables, par application de tensions d'alimentation VGON et VGOFF plus faibles et une différence VGONVGOFF également plus faible, sans pour autant favoriser le processus de dégradation des performances : la tension de seuil dérive plus lentement avec ces niveaux plus faibles. En outre, le courant de fuite devient aussi plus faible si l'on baisse la tension VGOFF, en sorte que l'impact de la lumière sur ces courants de fuite devient négligeable. Enfin, du fait de tensions moins élevées les effets d'instabilité des circuits de commande sont aussi limités ou inexistants. Dans tous les cas, les courants de fuite sont minimisés. Globalement, par cette adaptation des tensions en fonction de la mesure de température, la puissance consommée par un écran est également avantageusement réduite notamment à haute température. Prenons un exemple pratique. Supposons que la tension appliquée sur les colonnes varie entre 0 et ±6 volts (Figure 3), et la tension DC d'alimentation de l'écran est VDD=33 volts. Selon l'état de l'art, les niveaux VGON et VGOFF et leur différence de niveaux VGON-VGOFF sont fixés pour : -commuter avec le moins de perte possible le niveau VGON sur les lignes de sélection quelle que soit la température; -optimiser VGON pour favoriser la conduction des transistors Tp de commande des pixels sélectionnés à basses températures ; -optimiser VGOFF pour assurer le blocage, en minimisant le 35 courant de fuite des transistors Tp, à hautes températures. En pratique on choisit VGOFF=-11 volts et VGON=22volts, pour une amplitude VGON-VGOFF=33 volts (VDD). Selon l'invention, en considérant seulement deux plages opposées de température : A basses températures, on applique VGOFF=-9 volts et VGON=24volts, pour une amplitude VGON-VGOFF=33 volts (VDD). Ce faisant on favorise la conduction, le courant de fuite des transistors étant naturellement faible. A hautes températures, on applique VGOFF=-11volts et VGON=11 volts, pour une amplitude VGON-VGOFF=22 volts (VDD). Ici on profite de la bonne conduction pour baisser l'amplitude et le niveau de tension positive et on minimise les courants de fuite par une tension VGOFF plus négative. La consommation est aussi abaissée. Avec cette adaptation, on peut alors utiliser des transistors à 15 géométrie standards c'est-à-dire non différente de celle des transistors utilisés dans des écrans destinés à des applications en environnement plus classique. Comme schématiquement représenté sur la figure 4, une mise en oeuvre pratique de l'invention comprend ainsi la division de la gamme 20 opérationnelle de température [Tmin-Tmax] de l'écran, en k plages de température. Pour chaque plage, un code numérique C1, C2,...Ck définissant la ou les tensions d'alimentation est déterminé. Dans un mode de réalisation préféré, les plages sont d'étendues égales. Par exemple, on peut diviser la gamme -40°C +70°C en k=22 plages d'étendue 5° et pour chacune 25 de ces plages, déterminer un code numérique associé définissant les tensions d'alimentation VGON et VGOFF adaptées pour les caractéristiques de conduction des transistors dans cette plage. Pour un écran donné (technologie/topologie), ces caractéristiques sont mesurables en sortie de fabrication ou déterminables par des fonctions de calcul. 30 Dans un mode de réalisation pratique (figure 4), ces codes sont déterminés et mémorisés dans un circuit mémoire programmable, typiquement une mémoire de type EEPROM (électriquement effaçable et programmable). La mesure de température sert de pointeur sur cette mémoire permettant de sélectionner le code correspondant qui fournit des 35 valeurs numériques à appliquer à un circuit 30 de fourniture des tensions d'alimentation. Plus précisément la mesure de température est convertie en une valeur numérique, et un comparateur à seuil fournit en sortie une valeur qui correspond à la plage de température correspondante. Cette valeur sert de pointeur d'adresse sur le code correspondant contenu dans la mémoire. Dans un autre mode de réalisation, le code est calculé pour la mesure de température, par un circuit programmable, à partir de fonctions de calcul définies pour l'écran considéré. La mesure de température T est faite par un capteur de température 101 et fournie sous forme numérique par un convertisseur 101- N associé. Le capteur est en pratique un capteur électrique, à base de métal ou semi-conducteur, intégré à proximité du circuit de commande d'affichage 2, pour que la mesure fournie représente de manière fiable la température subie par les transistors. A cette mesure correspond un code correspondant fourni par un circuit programmable 100 : soit il est mémorisé dans ce circuit 100 et la mesure permet de pointer sur une adresse mémoire (par exemple via un comparateur à seuils, qui permet de déterminer le rang de la plage de température correspondante parmi les k plages de températures de la figure 4) ; soit il est calculé par le circuit 100, à partir de la mesure de température. En pratique, on a vu qu'à chaque plage de température on définit de préférence une valeur pour VGON et une valeur pour VGOFF : le code pourra par exemple contenir une suite de deux valeurs numériques codées, une par tension, appliquées à un circuit de génération de tension analogique respectif (à convertisseurs numérique analogique et amplificateurs) qui fournit les tensions VGON et VGOFF. Par exemple les valeurs sont codées sur 10 bits. Dans un perfectionnement qui prend en compte les aspects de correction gamma contribuant à la qualité cosmétique de l'affichage, on prévoit de définir également pour chacune des k plages de température, non seulement les tensions d'alimentation VGON et VGOFF, mais aussi les tensions de référence gamma définissant une échelle de gris. Si plusieurs échelles de gris sont prévues pour la commande de l'écran, par exemple en fonction de la couleur à afficher sur un pixel, le code définit les références de tensions gamma des différentes échelles de gris. Plus généralement, on prévoit que le code définit les différentes tensions d'alimentation ou de référence utilisées pour la commande de l'affichage. Si on reprend l'exemple d'un écran à cristal liquide et d'un mode d'adressage tel que décrit en relation avec les figures 1 à 3, on prévoit que le code numérique définit les tensions VGON et VGOFF, les tensions de référence gamma, et la tension de polarisation de contre-électrode pour chaque plage de température. De cette façon on optimise la commande et la qualité de l'affichage en fonction de la température. En particulier on a vu que l'offset induit par couplage capacitif au moment de la désélection de ligne est fonction de la différence VGONVGOFF. Si on modifie VGON-VGOFF, il est ainsi préférable pour conserver une bonne compensation, et donc la qualité de l'affichage, de modifier le réglage de la tension de polarisation VCE de contre-électrode. Il faut alors également adapter le jeu de tensions de référence gamma, puisque l'on a vu que l'offset varie suivant le niveau de gris. Si par exemple l'échelle de niveau de gris est définie par z=19 tensions de référence gamma, le code peut ainsi être formé par une série de 22 valeurs de tension, qui seront chacune appliquées à un circuit de 20 génération de la tension analogique correspondant. On a vu qu'il existe d'autres modes d'adressage et de commande. Par exemple, le mode d'inversion peut être conduit de manière différente, en faisant varier la tension de polarisation de contre-électrode entre un niveau haut plus positif et un niveau bas plus négatif. L'application de l'invention se 25 traduit alors par un réglage de l'offset de tension de polarisation de contre-électrode par température. Plus généralement, l'homme du métier applique l'invention suivant les tensions de commande utilisées dans l'écran considéré, en fonction du type de pixel (cristal liquide, OLED), du mode d'adressage, d'un affichage 30 couleur ou non... en déterminant les valeurs des tensions d'alimentation ou de référence nécessaires à la commande de l'écran, pour les différentes plages de température. Dans un perfectionnement, on prévoit de tenir compte également de la lumière reçu par les transistors de l'écran. On a vu en effet que le 35 courant de fuite des transistors augmente avec l'intensité de la lumière reçue par les transistors. Cette intensité peut varier. Dans le cas des cristaux liquides notamment, l'intensité lumineuse du rétro-éclairage de la boîte à lumière varie suivant que l'on est en ambiance jour (intensité maximale) ou en ambiance nuit (intensité minimale). Ce problème de sensibilité des transistors à la lumière concerne aussi bien les transistors de commande Tp des pixels, qui sont directement dans le champ d'éclairage, que les transistors de commande Tc du circuit de commande d'affichage (qui reçoivent de la lumière par effet de guidage et réflexions multiples). Il est alors avantageux d'adapter les niveaux de tensions, plus 10 spécialement le niveau VGOFF, pour favoriser le blocage et donc minimiser les possibilités de fuite de courant en cas de forte intensité lumineuse (fort niveau d'éclairement). Si on reprend l'exemple de mise en oeuvre dans lequel des codes sont définis et mémorisés dans un circuit programmable 100, on établit alors, 15 comme pour la température, des plages de luminance. Le circuit 100 peut se présenter sous forme d'une structure de table à deux entrées : plage de luminance et plage de température, qui pour chaque couple de plages fournit un code numérique correspondant, comme schématiquement illustré sur la figure 6. 20 Le capteur de lumière 102 utilise par exemple une photodiode implantée dans le système d'éclairage du LCD en face arrière. La mesure est fournie sous forme numérique par un convertisseur 102-N associé. Comme pour la température, un comparateur à seuils permet de discrétiser les plages de luminance. Les plages de température et de luminance 25 sélectionnées permettent de pointer sur un code numérique correspondant dans le circuit 100. Sur la figure 6, on a illustré une mise en oeuvre de l'invention suivant laquelle on définit les niveaux des tensions VGON et VGOFF, mais aussi ceux de la tension VCE de contre-électrode et des tensions de 30 référence de gamma Vy1-V7z. En fonction d'une mesure de température T, définissant une plage de température et d'une mesure de niveau d'éclairement L définissant une plage de luminance, on sélectionne un code correspondant mémorisé dans le circuit 100. Ou bien, ce code est calculé à partir des mesures T et L au moyen de fonctions de calcul établies pour 35 l'écran considéré. Le code contient les différentes valeurs numériques nécessaires, appliquées en entrées de circuits 30, 31, 32 de fourniture des tensions analogiques correspondantes. Comme indiqué précédemment, l'invention qui vient d'être décrite en prenant un exemple particulier d'écran, s'applique plus généralement à la 5 définition des tensions d'alimentation et de référence nécessaires à la commande des pixels, en fonction de la température, et de préférence également en fonction de la lurninosité reçue par les transistors. Ce principe se transpose à d'autres modes ou variantes d'adressage, à des écrans couleur ou non, et à des écrans à cristal liquide aussi bien qu'à des écrans 10 OLED. Typiquement pour ces derniers qui utilisent des rnatériaux rnétastables sensibles à la température et à la lumière, on retrouve les mêmes problématiques de conductivité/courant de fuite et de correction gamma en fonction de la température et de la lumière. REVENDICATIONS1. Ecran d'affichage comportant une matrice active (1) de pixels agencés en lignes et colonnes, la matrice active (1) comprenant un transistor de commande (Tp) associé à chaque pixel, l'écran comportant un circuit de commande d'affichage (2) fournissant des signaux de pilotage des transistors de commande des pixels, caractérisé en ce que l'écran comporte -des moyens de fourniture (101) d'une mesure de température (T), -un circuit programmable (100) fournissant en sortie un code 10 numérique associé à la mesure de température et -un circuit de fourniture d'une première tension (VGON) et d'une deuxième tension (VGOFF) d'alimentation du circuit de commande d'affichage permettant d'appliquer respectivement une tension de mise en conduction et une tension de blocage sur les transistors de commande (Tp) 15 des pixels, le circuit recevant le code numérique et fournissant les première et deuxième tensions en fonction de valeurs numériques du code. 2. Ecran d'affichage selon la revendication 1, caractérisé en ce que lorsque la température baisse, le code nurnérique défini entraîne une 20 augmentation de la première et la deuxième tension analogique, et une augmentation de leur différence (VGON-VGOFF) également. 3. Ecran d'affichage selon la revendication 2, caractérisé en ce que lorsque la température s'élève, le code numérique défini entraîne une 25 diminution de la première et la deuxième tension analogique, et une diminution de leur différence (VGON-VGOFF) également. 4. Ecran d'affichage selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant un circuit de fourniture (32) de tensions de 30 référence gamma (Vy1,Vyz) définissant au moins une échelle de niveaux de gris, caractérisé en ce que le code numérique (code) comprend des valeurs numériques fixant les tensions de référence gamma. . Ecran d'affichage selon l'une des revendications précédentes qui est un écran à cristal liquide ou à diodes électroluminescentes. 6. Ecran d'affichage selon l'une quelconque des revendications 1 5 à 4, du type à cristal liquide, caractérisé en ce que le code numérique comprend une valeur numérique fixant une tension de polarisation d'une contre-électrode (CE) du pixel. 7. Ecran d'affichage selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de mesure (102) de luminosité (L) reçue par les transistors du circuit d'affichage et en ce que le code numérique est défini pour une plage de température et pour une plage de luminance correspondant respectivement à la mesure de température (T) et à la mesure de luminosité (L). 8. Ecran d'affichage selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel le circuit programmable (100) est un circuit mémoire contenant une pluralité de codes numériques, chaque code étant associé à une plage de température donnée, l'écran comprenant des moyens de sélection du code numérique correspondant à la mesure de température. 9. Ecran d'affichage selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel le circuit programmable (100) est un circuit mémoire contenant une pluralité de codes numériques, chaque code étant associé à une plage de température et une plage de luminance déterminées, l'écran comprenant des moyens de sélection du code numérique correspondant aux mesures de température (T) et de luminance (L).30