FR 3006059 A1 20141128 FR 1454640 A 20140523 Domaine de l'invention L'invention a pour objet un procédé de gestion d'un radar MIMO ainsi que son application dans le domaine automobile. Etat de la technique Les véhicules automobiles utilisent des systèmes radar pour déterminer la distance et la vitesse relatives d'objets à proximité du véhicule. Les systèmes radar servent à des fonctions de confort (telles que par exemple, la commande adaptative de croisière ou commande ACC) et les fonctions de sécurité consistant par exemple à aver- tir le conducteur de situations critiques ou d'activer le freinage total au cas où une collision ne peut plus être évitée. Pour de telles applications, il faut mesurer de manière précise la distance et la vitesse relative des objets ainsi que l'angle des ondes radar réfléchies. En particulier, pour cela il faut évaluer de ma- nière exacte l'angle (cette direction est également désignée par l'abréviation DOA, direction d'arrivée). L'angle à évaluer peut être l'angle d'azimut et/ou l'angle d'élévation. Dans le cas des systèmes radar MOMO (c'est-à-dire des systèmes radar à multiples entrées et multiples sorties) comportant plusieurs antennes d'émission et de réception, par comparaison au système de radar classique à une seule entrée et plu- sieurs sorties (radar SIMO) on a l'avantage d'une plus grande ouverture virtuelle pour une même dimension géométrique voire une dimension géométrique plus petite. C'est pourquoi, normalement, un radar MIMO permet d'atteindre une plus grande précision de la direction DOA éva- luée. De façon générale, la précision des évaluations DAO diminuent toutefois dans le cas d'un radar MIMO si l'objet se déplace par rapport au radar car le mouvement génère une variation de phase inconnue (phase Doppler) du signal de bande de base à cause de l'effet Doppler. Le document R. Feger, C. Wagner, S. Schuster, S. Scheiblhofer, H. Jâger, A. Stelzer : "A 77-GHz FMCW MIMO Radar based on a SiGe Single-Chip Transceiver" 2009 décrit un radar MIMO dont les antennes d'émission et de réception sont positionnées pour qu'au moins deux éléments d'antenne d'un réseau virtuel soient à la même position géométrique (position redondante). Une variation de phase, inconnue, (phase Doppler) du signal de bande de base à cause du mouvement de la cible sera évaluée par le calcul de la différence de phase des éléments de l'antenne dans des positions redondantes. La phase Doppler, ainsi évaluée est ensuite utilisée pour corriger l'évaluation angulaire en appliquant un algorithme. Toutefois, on utilise seulement des éléments d'antenne dans des positions redondantes pour déterminer la phase Doppler inconnue, Puis on utilise tous les éléments d'antenne pour déterminer l'angle d'arrivée du signal. C'est pourquoi le bruit dans les éléments d'antenne situés dans des positions redondantes a une plus grande influence sur l'évaluation DOA que le bruit des autres éléments d'antenne. En fonction du schéma de multiplexage dans le temps, appliqué et de l'organisation des antennes, l'évaluation DOA fournie par un tel système pourra même être plus mauvaise que si l'on n'utilisait qu'une seule antenne d'émission. Le document M. Wintermantel : « Radar System with Ele- vation Measuring Capability » 2010 décrit un système radar MIMO à plusieurs antennes d'émission et de réception. Les antennes d'émissions émettent de nombreuses séquences de chirps de courte du- rée, par exemple 512 ou 1024 chirps d'une durée qui est par exemple chaque fois de 10 gs. Les émetteurs émettent séquentiellement ou simultanément, mais avec des modulations de phase différentes. La distance, la vitesse relative et la direction DAO sont évaluées par une transformation de Fourier discrète à trois dimensions. Le système pro- posé permet toutefois qu'une évaluation angulaire non précise et avec un radar directionnel à ondes entretenues (radar FMCW) avec des rampes longues ne pourra pas être utilisé. De plus, le circuit, du fait des séquences de chirps avec des variations rapides de fréquence, est relativement compliqué et couteux à réaliser. But de l'invention La présente invention a pour but de développer un procédé perfectionné de gestion d'un radar MIMO.35 Exposé et avantages de l'invention A cet effet, l'invention a pour objet un procédé de gestion d'un radar MIMO en éliminant pratiquement l'influence du mouvement de l'objet sur l'évaluation angulaire, selon lequel on détermine un schéma de multiplexage dans le temps avec une série d'émetteurs et d'instants d'émission pour des émetteurs TX1...TXn du radar MIMO en optimisant la relation mathématique suivante : dPulse, opt= arg max d ü) [Vars(dPulse)-(COVs ( Pulse,% 2 ) /Vars(t)] dPulse dPulse, opt positions optimisées des émetteurs dans leur ordre d'émission dPulse positions des émetteurs dans leur ordre d'émission instant d'émission t Vars Covs variance d'échantillon covariance d'échantillon Selon un autre développement, l'invention a pour objet un procédé de gestion d'un radar MIMO qui élimine pratiquement l'influence du mouvement de l'objet sur l'évaluation angulaire, selon lequel, au moins deux émetteurs utilisent des fenêtres d'activation différentes, les émetteurs étant activés un nombre de fois différent dans leur fenêtre d'activation pour avoir un instant central commun pour les émetteurs dans les fenêtres d'activation. ICOVws (dPulse,x,t,--% mi = minimal ICovws (dPulse,y,t, p)I = minimal dPulse,x ... position x des émetteurs dans l'ordre d'émission dPulse, y... position y des émetteurs dans leur ordre d'émission t instant d'émission A énergie d'émission COvws ... covariance pondérée d'échantillon Covws (x,y,w) : = EWS ([x-EWS(,W) . 1] 0 [y -Ews(y,w) . 1],w) 1 Ews(X,W) := K IX' -W1 Wi i=1 j =1 w vecteur de pondération Ews valeur moyenne pondérée d'échantillon 0 multiplication par éléments L'invention permet avantageusement une meilleure éva- luation angulaire avec un radar MIMO. Par exemple, l'évaluation pourra être faite de manière d'autant plus précise que les différents paramètres des relations mathématiques ci-dessus sont moins liés par corrélation. Du fait que les instants d'émission sont importants pour l'effet Doppler et les positions d'antennes d'émission pour l'évaluation angulaire, les grandeurs ci-dessus ne pourront s'influencer réciproquement si elles sont sans corrélation. Le résultat est l'avantage d'une évaluation angulaire tout aussi exacte que si la cible ou l'objet était immobile. De façon avantageuse le concept de commutation selon le premier et le second aspect pour les antennes planaires s'appliquera selon un troisième as- pect à des types ou des topologies d'antennes différents (par exemple des antennes planaires, des antennes lentilles, des réseaux d'antennes ou autres). Selon un développement du procédé de l'invention ci- dessus est caractérisé en ce qu'on optimise les relations mathématiques suivantes : COVws (dPulse,x,t,Q) = COVws (dPulse,y,t,Q) = On a ainsi un concept de commutation optimum tenant compte des énergies d'émission des émetteurs et pour lesquelles le mouvement des cibles par rapport aux radars sera sans aucune influence sur l'évaluation angulaire. Selon un autre développement avantageux du procédé de l'invention, l'un des émetteurs sera à chaque fois de manière décalée dans le temps par rapport aux autres émetteurs et l'émetteur à chaque fois activé ensuite sera activé au moins une fois moins dans la plage marginale de sa fenêtre de temps d'activation que l'autre émetteur, et chaque fois au début et à la fin de sa fenêtre d'activation, l'émetteur ne sera souvent pas activé. Ainsi, de façon avantageuse, les deux émetteurs auront le même instant d'observation. Pour une équidistance des instants d'émission on pourra ainsi appliquer une transformation de fourriers permettant un algorithme d'exploitation très efficace. On règle l'asymétrie de l'activation des émetteurs dans leur fenêtre de temps pour avoir un instant central identique. Selon un autre développement avantageux du procédé de l'invention, pour exploiter le signal, on applique une transformation dis- crète de fourriers en complétant les valeurs de détection de l'émetteur par un Zero-Paddings appliqué au nombre des valeurs de détection de l'émetteur et en corrigeant la différence de phase des signaux de détection des émetteurs et en rapprochant les signaux de détection des émet- teurs par un coefficient d'amplitude. On obtient ainsi avantageusement la valeur de mesure manquante pour exécuter ensuite la transformation de fourriers. On permet ainsi d'avoir une transformation de fourriers efficace à calculer avec des groupes de fréquences identiques. Cela permet avantageuse- ment d'optimiser la puissance de calcul et le coût de l'algorithme d'exploitation. Selon un autre développement préférentiel du procédé de l'invention, on utilise une modulation radar basée sur la rampe d'émission pour les signaux des émetteurs, ce qui permet d'utiliser le procédé de modulation qui s'est confirmé pour le concept de commuta- tion de l'invention et permet de déterminer, de manière efficace, la distance et la vitesse relatives. Selon un autre mode de réalisation préférentielle du pro- cédé de l'invention, on a à chaque fois deux émetteurs ou chaque fois des paires d'émetteurs. De manière avantageuse, le concept de commu- tation selon l'invention est particulièrement efficace pour un nombre pair d'émetteurs car cela permet de superposer d'une manière particulièrement simple les points d'observation effectifs. Dessins La présente invention sera décrite ci-après de manière plus détaillée pour des exemples de procédé de gestion d'un radar MIMO représenté dans les dessins annexés dans lesquels : - la figure 1 est un schéma de multiplexage dans le temps usuel d'un radar MIMO, - la figure 2 montre l'ordinogramme de principe pour déterminer la succession optimale des émetteurs d'un radar MIMO, - les figures 3 à 7 montrent d'autres schémas de multiplexage dans le temps selon l'invention pour un radar MIMO, - la figure 8 montre les résultats de la simulation du concept de com- mutation selon l'invention, - la figure 9 montre un autre schéma de multiplexage dans le temps, connu, - la figure 10 montre un autre mode de réalisation d'un schéma de multiplexage dans le temps selon l'invention, - la figure 11 montre une représentation de principe de l'exploitation usuelle d'un signal par une transformation discrète de fourrier, - la figure 12 montre une représentation de principe de l'exploitation non corrigée d'un signal par une transformation de fourrier discrète, - la figure 13 montre la représentation de principe de l'exploitation corrigée d'un signal par une transformation de fourrier discrète, et - la figure 14 est un schéma par bloc de principe d'un radar MIMO appliquant le concept de commutation de l'invention. Description de modes de réalisation de l'invention Pour bénéficier des avantages du radar MIMO, il faut que les signaux d'émission soient de préférence orthogonaux entre eux, c'est-à-dire qu'il n'y ait pas de relation de dépendance entre les signaux. Pour cela on a en principe trois possibilités qui ont chacune des inconvénients spécifiques : - le multiplexage codé en temps rapide ou lent nécessite une mise en oeuvre technique importante ou n'a qu'une orthogonalité limitée, - le multiplexage en fréquence produit un décalage des phases et un décalage doppler dépendant de la longueur d'ondes, - le multiplexage dans le temps pour des objets en mouvement entre les commutations entraîne des phases différentes, ce qui complique l'évaluation angulaire. La description suivante se limite exclusivement au procédé de multiplexage dans le temps car il se réalise d'une manière relativement simple en technique de commutation et est de ce fait économique. L'invention propose un concept de multiplexage dans le temps qui se caractérise en que le mouvement des objets entre les commutations des émetteurs n'a pas d'influence sur l'évaluation angulaire qui est faite ensuite. La figure 1 montre un schéma de multiplexage dans le temps, usuel sans limitation à un type spécifique de modulation du si- gnal d'émission. Par exemple, on peut utiliser pour cela une modulation de séquences chirp ou une modulation FMCW. Il est simplement indiqué qu'à quatre instants t1, t2, t3 et t4 des émetteurs différents TX1, TX2, TX3, TX4 seront activés pour une certaine durée. Mais comme les cibles se déplacent par rapport au radar on aura un déphasage entrai- nant une évaluation angulaire non précise qui en découlera. Selon l'invention, le signal radar de la bande de base, reçu, est décrit par un modèle mathématique. Pour l'évaluation angulaire on utilise la borne de Cramer-Rao (borne CRB). Elle correspond en principe à la précision maximale possible que l'on peut obtenir avec un éva- luateur angulaire fidèle aux prévisions et ainsi indépendant de l'algorithme d'exploitation utilisé. A partir de la bande de Cramer-Rao on déduit une condition entre les positions des antennes d'émission des émetteurs TXn, de la série d'émetteurs et des instants d'émission qu'il faut respecter pour permettre une évaluation angulaire aussi précise que possible. Cette modélisation permet de déduire différents schémas optimum de multiplexage dans le temps. Pour l'évaluation angulaire on tient compte non seulement des différences de phases des signaux de bandes de base provenant des angles, mais également des différences de phases résultant de l'effet Dopler. Les instants d'émission et les posi- 30 tions des émetteurs TXn en émission sont choisis de façon optimum pour que les positions d'émission des émetteurs TXn de la série dans laquelle ils émettent et dans les durées d'émission soient, si possible, sans corrélation. On arrive ainsi par l'évaluation angulaire à une préci- sion aussi grande que si l'objet cible ne s'était pas déplacé par rapport au radar. De façon avantageuse, ce principe peut s'appliquer à la fois pour l'évaluation de l'angle d'élévation et pour l'évaluation de l'angle d'Azimuth. Comme résultat, on épuise ainsi, de façon avantageuse le potentiel technique du radar MIMO. Pour arriver à une évaluation angulaire aussi précise que possible, il faut optimiser l'expression mathématique suivante : dPulse, opt= arg max [Vars(dPulse)-(Covsd( Pulse,ü%)2 (1) ) Vars(t)] dPulse dPulse, opt dPulse positions optimisées des émetteurs dans leur ordre d'émission positions des émetteurs dans leur ordre d'émission instant d'émission Vars variance d'échantillon COvs covariance d'échantillon La covariance d'échantillon de deux vecteurs x,y RK est définie par relation suivante : Covs := 1 / K (i= i)rKE (xi - Es (x))(yi-Es(y)) (2) Avec, pour valeur moyenne d'échantillonnage Es(x) :=1/K E =1 La variance d'échantillon Vars est définie comme suit : (3) 35 Vars(x) := COvs (x,x) (4) On cherche à rendre maximum le premier terme de la formule (1) par l'optimisation selon l'invention ; ce terme indique l'écartement que les émetteurs en émission TX1...TXn doivent avoir. Plus, ils sont rapprochés et plus sera grande l'imprécision de l'évaluation de l'angle, car la différence de temps entre les signaux réflé- chis pour les émetteurs TX1...TXn sera très petite. Cela signifie que, pour plusieurs antennes d'émission disponibles TX1...TXn on sélectionnera celles qui sont les plus écartées en distance. Le second terme de la formule 1 indique la relation entre les suites d'émetteurs dPulse, et les instants d'émission t et l'évaluation de la précision angulaire sera d'autant meilleure que ces grandeurs seront moins en corrélation. On peut également en déduire que rendre maximum le premier terme et minimum le second terme de la formule 1 n'est pas possible en même temps. Il peut même être avantageux de ne pas an- nuler exactement le second terme car, alors, le premier terme sera très grand. Le résultat dPulse,°Pt définit la position des émetteurs TX1..TXn dans l'ordre de leur émission de sorte que l'évaluation angu- laire sera aussi précise que possible. Au cas où pour quelque raison, la disposition des antennes des émetteurs TX1...TXn est prévue déjà dans un réseau plan à deux dimensions, il faut, selon l'invention, optimiser les relations mathématiques suivantes pour avoir l'évaluation angulaire la plus précise possible : ICOVws (dPulse,x,t, --' 2)1 = minimal (5) ICovws (dPulse,Y,t,p)I = minimal (6) dPulse,x position x des émetteurs dans l'ordre d'émission dPulse, y position y des émetteurs dans leur ordre d'émission t instant d'émission Covws covariance pondérée d'échantillon A énergie d'émission35 p contient pour chaque impulsion le produit de la puissance d'émission et du temps et pondérant la covariance. Si les positions des émetteurs TX1...Txn ou un nombre d'émetteurs TX1...Txn sont déjà prédéfinis pour quelques raisons, les formules (5) et (6) indi- quent ainsi comment commander les antennes des émetteurs TX 1 ...TXn. La covariance d'échantillons pondérée Covws de deux vec- teurs x, y e RK et le vecteur de pondération w e RK est défini par la relation suivante : Covws (x,y,w) : = EWS ([x-EWS(,W) . 1] 0 [y -Ews(y,w) . 1],w) (7) Avec la valeur moyenne d'échantillon, pondéré, Ews(X,W) K1 -1,121 (8) wj i=1 ,=1 Dans cette formule 1 représente un vecteur dont tous les éléments sont égaux à 1. Si les formules (5) et (6) sont nulles on est aussi bon que 20 dans le cas stationnaire, c'est-à-dire celui d'une cible immobile. Ainsi, finalement, il importe de connaître les degrés de liberté disponibles pour la conception du capteur radar. Si rien n'est prédéfini, on peut, dans chaque cas, annuler les formules (5) et (6). Les formules (5) et (6) qui ont chacune trois vecteurs in- 25 connus permettent de déterminer les autres vecteurs inconnus si au moins un vecteur est connu. On peut les lire de différente manière : par exemple les positions d'émission des émetteurs TX1... TXn et les puissances d'émission avec lesquelles les émetteurs TX1... TXn émettent peuvent être données. Dans ce cas on peut définir l'ordre des émetteurs 30 et les instants. Autrement, l'ordre des émetteurs et les instants d'émission sont connus et on souhaite déterminer l'énergie d'émission. Cela permet de configurer ou de concevoir avantageusement différents types de capteur radar. 15 Un cas spécial important est celui de tous les émetteurs TX1...TXn utilisant la même énergie d'émission électromagnétique par impulsion. P a 1 (9) Dans ce cas, la covariance d'échantillons pondérée Covws est égale à la covariance d'échantillons Covs. ICOVws (dPulse,x,t,Q\ ) 1= ICovs (dPulse,x,ü1 ) (10) ICovws (dpuise,y,t,Q^ ) I= ICovs (dpuise,y,ü1 ) (11) Si les positions d'émission sont données et si les émet- teurs TX1...TXn émettent à des mêmes intervalles de temps, on peut répondre aux conditions fixées par l'équation (10) et l'équation (11) en 15 choisissant des positions symétriques des émetteurs TX1...TXn en dPulse,x et dPulse, y. Si alors Covs (dPulse, t) = 0, la précision angulaire maxi- male est exactement comme si la cible était immobile par rapport au radar. 20 Ce cas sera explicité ci-après à l'aide de plusieurs exemples. Les figures 3 à 7 montrent des exemples de séquences de commutation optimales pour différents nombres d'impulsions et qui remplissent toutes la formule (1) ou les formules (5) et (6). p a dans ce 25 cas aucune influent car tous les émetteurs TX1...TXn émettent aussi longtemps les uns que les autres avec la même puissance. La figure 3 montre un mode de réalisation d'un schéma optimum de multiplexage dans le temps avec deux émetteurs TX1 et TX2 et un nombre d'impulsions Npuise = 3. 30 La figure 4 montre un mode de réalisation d'un schéma optimum de multiplexage dans le temps avec deux émetteurs TX1 et TX2 et un nombre d'impulsions Npuise = 4. La figure 5 montre un mode de réalisation d'un schéma optimum de multiplexage dans le temps avec deux émetteurs TX1 et 35 TX2 et un nombre d'impulsions Npuise = 5. 10 La figure 6 montre un mode de réalisation d'un schéma optimum de multiplexage dans le temps avec deux émetteurs TX1 et TX2 et un nombre d'impulsions NPulse = 6. La figure 7 montre un mode de réalisation d'un schéma optimum de multiplexage dans le temps avec trois émetteurs TX1, TX2 TX3 et un nombre d'impulsions NPulse = 6. La figure 2 montre un ordinogramme pour déterminer dPulse,opt. Dans l'étape 200 on demande si le nombre des impulsions d'émission NPulse peut se choisir librement. Dans l'affirmative, dans l'étape 201 on fixe le nombre d'impulsions Npuise à un multiple de 4. Puis, dans l'étape 202 on fixe un ordre optimum d'émetteur dPulse,°Pt selon le schéma suivant : dPulse, opt = DTX . [0,1,1,0,...]r (12) Avec pour paramètre : DTX... distance géométrique la plus grande possible entre deux émetteurs T vecteur transposé Si le nombre d'impulsions d'émission Npuise ne peut être choisi librement, on vérifie dans l'étape 203 si le nombre d'impulsions d'émission NPulse est divisible par 4. Dans l'affirmative, on exécute l'étape 202. Si le nombre d'impulsions NPulse n'est pas divisible par 4, on détermine l'ordre optimum des émetteurs en optimisant l'équation (1) dans l'étape 204. On reconnaît ainsi que pour un nombre d'impulsions d'émission NPulse qui est un multiple de 4 (par exemple 8, 12 ou 16, etc.) on peut déterminer au préalable, de manière simple, une solution opti- male possible. La formule (12) résulte avantageusement par une possibi- lité simple de mise à l'échelle de l'ordre des émetteurs car seule la distance DTX intervient comme facteur constant dans la formule (12). Le tableau 1 suivant donne les solutions optimales pos- sibles de l'ordre d'émetteur pour différents nombres d'impulsions d'émission NPulse. NPulse Optimum dPulse/arx Covs (dPulse,t) 3 [0,1,0]T =0 4 [0,1,1,0]T =0 [0,1,0,1,0]T =0 [0,1,1,1,0]T =0 6 [0,1,1,0,1,0]T 00 [0,1,0,1,1,0]T 00 [0,1,1,0,0,1]T 00 7 [0,1,1,0,1,1,0]T =0 [0,0,1,1,1,0,0]T =0 [0,1,1,1,0,0,1]T =0 [0,1,0,1,0,1,0]T =0 5 Il apparaît que, par exemple, pour six impulsions d'émission il vaut mieux laisser la covariance d'échantillon Covs différente de zéro car dans ce cas la formule (1) donne un résultat plus avantageux. La figure 8 montre des résultats de simulation confir- mant l'efficacité du concept de commutation de l'invention. L'axe x représente le rapport signal/bruit SNR mis à l'échelle et qui dépend par exemple de la puissance d'émission des émetteurs TX1...TXn ou de la distance entre la cible et le radar MIMO. Pour émettre, on utilise de pré- férence les deux émetteurs les plus à l'extérieur parmi plusieurs émet- teurs (par exemple quatre émetteurs) TX1...TXn. On prend un nombre de quatre émetteurs. Sur l'axe y on a représenté l'erreur totale quadratique moyenne (RMSE) de l'angle évalué, mis à l'échelle. La courbe V1 est cal- culée pour le cas de l'émission optimale avec quatre émetteurs. La courbe V2 est une simulation du capteur radar MIMO en mode réel. On reconnaît qu'à partir d'un rapport SNR d'environ 14 dB, les courbes des tracés V1 et V2 coïncident pratiquement. En-dessous du rapport de l'ordre de 14 dB, les courbes V1, V2 ne coïncident plus, mais cela n'est pratiquement critique car les capteurs radar, en général, ne fonctionnent pas dans cette plage. Le tracé V3 est une simulation dans l'hypothèse d'une cible immobile ; dans ce cas, le schéma de multi- plexage dans le temps utilisé est plutôt non critique et on utilisera que les émetteurs identiques comme pour la courbe V2. Il apparaît également que les courbes V2 et V3 sont pratiquement identiques à partir d'un rapport SNR d'environ 14 dB. En conclusion pour cette application du schéma de multiplexage dans le temps, optimum, cela signifie que l'évaluation angulaire, même dans le cas de cible mobile, est exactement aussi bonne que si la cible était immobile par rapport au radar. Une possibilité particulièrement efficace d'application du concept de commutation de l'invention sans être influencée par les énergies d'émission p prévoit un concept de commutation pour deux émetteurs TX1...TXn ou groupe de chaque fois deux émetteurs TX1...TXn qui sont prévus pour un grand nombre de types d'antennes différents contrairement au concept de commutation ci-dessus qui ne sont prévus que pour des antennes planes. Il est proposé un algorithme d'exploitation avec une transformation de fourrier comme cela sera dé- crit ci-après. La figure 9 montre un schéma de commutation en multiplexage dans le temps, usuel pour deux émetteurs TX1 ,TX2 qui émettent à chaque fois de manière décalée dans le temps (par exemple des signaux en forme de rampe à modulation de fréquence) et qui émettent aussi souvent ou sont activés aussi souvent l'un que l'autre dans chaque fenêtre de temps A, B. Il en résulte des instants médians ou des instants de mesure effective -Lm, tM2 des deux fenêtres de temps ou espace d'observation A, B des deux émetteurs TX1, TX2 différents si bien que l'évaluation angulaire faite ensuite est rendue compliquée par la différence de phase Ad) produit par le mouvement de l'objet. La figure 11 montre une représentation de principe des courbes de signaux dans la plage de fréquence avec un pic au même endroit. Il est prévu que le second émetteur TX2 à la fin de sa fe- nêtre d'émission B soit au moins non activé une fois ou n'émette pas, si bien que vis-à-vis du premier émetteur TX1 il aura un nombre réduit d'activations (ou états de commutation ou impulsions d'émission). Il en résulte pour les deux émetteurs TX1, TX2 un instant central identique ou un instant de référence tM, ce qui signifie que les deux émetteurs TX1, TX2 ont « observé » de façon équivalente mais avec des fenêtres de temps d'observation différentes A et B. Le principe de ce concept de commutation est représenté à la figure 10. On peut également envisager de ne pas activer plusieurs fois le second émetteur TX2 dans sa fenêtre de temps B (cette solution n'est pas représentée) ; et dans ce cas, toutefois, le nombre des non ac- tivations doit être réparti de la même manière entre le début et à la fin de la fenêtre de temps B pour conserver la symétrie vis-à-vis de la fenêtre de temps B ou la communauté de l'instant central tM pour les deux trames de temps A et B. Par un instant central identique tM, le mouvement de l'objet n'a pas d'influence sur l'évaluation angulaire. De façon avantageuse, on peut, de cette manière, utiliser des topologies d'antennes différentes, telles que, par exemple, des antennes planes ou antennes isotropes ou antennes lentilles ou réseaux d'antennes ou autre pour un radar MIMO sans que les mouvements de l'objet n'aient d'influence sur l'évaluation angulaire. Comme conséquence de l'activation des émetteurs TX1, TX2 avec une fréquence différente pendant leur fenêtre de temps A, B on a ainsi un nombre différent de quatre valeurs de détection pour TX1 et TX2. Cela signifie que pour TX1 et TX2 on a certes, le même volume de fréquences dans la plage de fréquence, mais les deux émetteurs TX1, TX2 détecteront des trames de temps différentes. Il en résulte du fait des longueurs DFT différentes ainsi générées, on a une différence de phase AcID o 0 entre les signaux de réception de TX1 et TX2. La figure 12 montre un décalage correspondant de, par exemple un Bin pour les va- leurs maximales de TX1 et TX2 dans la plage de fréquences. Pour pouvoir appliquer une transformation de fourriers discrète, efficace, on remplit le signal de détection x2(n) de TX2 avant d'appliquer la transformation de fourrier par un remplissage par des zéros de la même longueur que le signal xi(n) de TX1. Le remplissage par des zéros a pour conséquence que la transformation de fourrier traite pour TX1 et TX2 un nombre pair identique de valeurs de détection et ce nombre est de préférence une puissance de deux. Ainsi la cible visée aura pour les deux émetteurs TX1, TX2 le même groupe de fréquences. Comme les instants d'activation des deux émetteurs TX1, TX2 sont décalés selon la relation suivante : t2,n = tl,n + Tr2r (13) Avec les paramètres : t2,n... instant d'activation de l'émetteur TX2 tl,n... instant d'activation de l'émetteur TX1 Tr2r- - - décalage de temps enre TX1 et TX2 On obtient après la deuxième transformation de Fourier entre les activations de TX1 et TX2 dans le même groupe de fréquences I, la différence de phase suivante : 27r1TT 2T Acp- N - Ntx - T r 2T Avec des paramètres suivants : I Index du groupe de fréquences discrètes 25 N Longueur de DFT Ntx...Nombre d'antennes d'émission Comme la différence de phase 39 est fixe et connue, on peut la compenser avant l'évaluation angulaire. Comme le signal x2(n) a 30 une valeur de détection plus petite que le signal xi(n), l'amplitude du second émetteur TX2 est inférieure à celle du premier émetteur TX1. Ce coefficient d'amplitude dépend de la fonction de fenêtre choisie. Le « gain » de la fonction de fenêtre pour le premier émetteur TX1 est la suivante : 20 rct N (14) (N-1 2 (N-1 -2 (15) G1= 1 w -(n) 11121(n) \'N=0 1 , N=0 Avec les paramètres : w 1(n).... Fonction de fenêtre de la transformation de fourrier pour le premier émetteur TX1 w2(n)... Fonction de fenêtre pour la transformation de fourrier pour le second émetteur TX2 Comme pour le second émetteur TX2 il n'y a que (N-1) valeurs différentes de zéro On a la formule suivante : (N-2 2 (N-2 \ 2 G2 = 1 w -(n) 1w 2(n) N=0 2I N=0 L'amplitude du signal de TX1 est ainsi inférieure du fac- teur G2/G1 de l'amplitude du signal TX1, ce facteur étant également 20 compensé avant l'évaluation angulaire. La figure 13 montre qu'après avoir effectué le remplissage avec des zéros du signal de TX2, les signaux de détection de TX1 et TX2 sont de nouveau uniformes sur le groupe de fréquences ce qui simplifie l'exécution de l'algorithme d'évaluation avec la transformation de four- 25 rier. Le principe décrit peut également s'envisager pour trois antennes d'émission et dans ce cas on réduit le décalage des instants médians ou centraux. La variante décrite fonctionne d'une manière particuliè- 30 rement efficace toutefois pour deux émetteurs TX1 TX2 où un nombre pair d'émetteurs TX1... TXn regroupés en groupes de chaque fois deux émetteurs. De cette manière, les premiers et seconds émetteurs TX1, TX2 pourront s'utiliser pour l'évaluation de l'angle d'azimut et les troi- 10 15 (16) sième et quatrième émetteurs TX3, TX4 pour l'évaluation de l'angle d'élévation. La modulation FMCW- et de séquence chirps sont deux exemples de type de modulation qui s'appliquent particulièrement fré- quemment dans les systèmes radar des véhicules automobiles et qui peuvent s'utiliser pour les concepts de commutation selon l'invention. La figure 14 montre un mode de réalisation d'un radar MIMO 100 selon l'invention. L'installation de commande 10 implémente le procédé de l'invention de préférence sous la forme d'un programme et les émetteurs TX1...TXn non représentés du radar MIMO 100 comman- dent les principes de l'invention telle que décrit ci-dessus. En résumé, l'invention permet un meilleur concept de commutation des antennes d'émission d'un radar MIMO linéaire cohérent ou à deux dimensions ou un radar MIMO à plusieurs antennes (radar co-localisé) et qui permet une meilleure évaluation angulaire. Le concept selon l'invention se caractérise avantageusement en ce qu'une série d'émetteurs pour des émetteurs et leurs instants d'émission sont choisis de façon que les mouvements des objets n'ont pas d'influence sur l'évaluation angulaire. De plus, le concept proposé n'a avantageusement aucun effet négatif sur l'évaluation de distance ou de vitesse. Il est proposé un concept de commutation qui prévoit la commutation en multiplexage dans le temps un nombre défini d'émetteurs qui permet dans le sens de la borne Cramer-Rao optimisée, une évaluation angulaire optimale. Le concept de commutation selon l'invention a l'avantage de s'appliquer à la fois pour un réseau à une dimension ou un réseau à deux dimensions d'un nombre quelconque d'émetteurs supérieur ou égal à deux.30 REVENDICATIONS1°) Procédé de gestion d'un radar MIMO (100) en éliminant pratiquement l'influence du mouvement de l'objet sur l'évaluation angulaire, procédé selon lequel un schéma de multiplexage dans le temps avec une série d'émetteurs et d'instants d'émission pour des émetteurs TX1...TXn du radar MIMO (100) se détermine en optimisant la relation mathématique suivante : dPulse, opt = arg max[Vars(dPulse)-(Covs(dPulse,t))2/Vars(t)] dPulse dans laquelle : dPulse, opt positions optimisées des émetteurs dans leur ordre d'émission dPulse positions des émetteurs dans leur ordre d'émission t instant d'émission Vars variance d'échantillon Covs covariance d'échantillon ou, en optimisant les relations mathématiques suivantes : ICovws (dpuise,x,t,ài = minimal icovws (dPulse,y,t,Q)I = minimal dans lesquelles : dPulse,x position x des émetteurs dans l'ordre d'émission dPulse, y position y des émetteurs dans leur ordre d'émission t instant d'émission énergie d'émission Covws covariance pondérée d'échantillon étant précisé que : COvws (x,y,y_v) : = EWS ([x-Ews(x,w) . 1] O [y -Ews(y,y_v) . 1],w) 1 Ews(?,W) := K Exi_wi wj i=1 et que w vecteur de pondérationEWS ... valeur moyenne d'échantillon pondéré ® multiplication élémentaire 2°) Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu' on optimise les relations mathématiques suivantes : COVws (dPulse,x,t,2) = 0 COVws (dPillse,Y,t,2) = 0 10 3°) Procédé selon la revendication 1, selon lequel on utilise au moins deux émetteurs (TX1, TX2) avec des fenêtres d'activation différentes (A,B), les émetteurs (TX1, TX2) étant activés un nombre de fois différent dans leur fenêtre d'activation (A,B) pour avoir un instant central commun (tM) pour les émetteurs (TX1, TX2) dans les fenêtres d'activation 15 (A,B). 4°) Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'un des émetteurs (TX2) est activé, de manière respectivement décalée 20 dans le temps par rapport à l'autre émetteur (TX1) et l'émetteur (TX2) activé en second est activé au moins une fois moins dans la plage marginale de sa fenêtre d'activation (B) que l'autre émetteur (TX1), le second émetteur (TX2) n'étant pas activé aussi souvent au début et à la fin de sa fenêtre d'activation (B). 25 5°) Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que pour exploiter le signal, on applique une transformation discrète de Fourier, les valeurs de détection de l'émetteur (TX2) étant complétées 30 par un remplissage par des zéros pour avoir le nombre de valeurs de détection de l'émetteur (TX1), la différence de phase (Ad)) des signaux de détection des émetteurs (TX1, TX2) étant corrigée et avec un coefficient d'amplitude (G2/G1) on rapproche les signaux de détection des émetteurs (TX1, TX2). 356°) Procédé selon une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que pour les signaux des émetteurs (TX1... TXn) on utilise une modulation radar fondée sur une rampe d'émission. 7°) Procédé selon une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que l'on a deux émetteurs (TX1...TXn) ou à chaque fois des paires d'émetteur (TX1...TXn). 8°) Utilisation d'un radar MIMO (100) dans le domaine automobile, le radar MIMO (100) étant mis en oeuvre selon un procédé conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 7 pour déterminer au moins l'une des grandeurs suivantes : distance, vitesse relative, angle d'une cible. 9°) Produit programme d'ordinateur comportant des moyens de code de programme pour exécuter le procédé selon l'une des revendications 1 à 7 lorsqu'il est appliqué par une installation de commande électronique (10) ou est enregistré sur un support de données lisible par un ordina- teur.