FR 2982721 A1 20130517 FR 1160367 A 20111115 B11325 - 11-T0-0758FR01 1 VARIATEUR DE PUISSANCE Domaine de l'invention La présente invention concerne de façon générale les circuits électroniques. Elle vise plus particulièrement le domaine des variateurs de puissance destinés à commander une charge (par exemple un dispositif d'éclairage) alimentée à partir d'une tension alternative (généralement la tension secteur du réseau de distribution électrique). Exposé de l'art antérieur Parmi les variateurs de puissance connus, certains 10 utilisent un triac en série avec la charge, le tout recevant la tension alternative d'alimentation, et un microcontrôleur pour commander le triac. Pour alimenter le microcontrôleur, le variateur comprend généralement un circuit fournissant une tension 15 continue aux bornes d'un condensateur de stockage. Ce circuit comporte par exemple une diode de redressement de la tension alternative pour charger le condensateur, et une diode Zener pour fixer la valeur de la tension continue aux bornes du condensateur. 20 En fonctionnement, le triac est rendu passant à un stade intermédiaire entre le début et la fin de chaque alternance positive et/ou négative de la tension d'alimentation, B11325 - 11-T0-0758FR01 2 par application d'une impulsion de déclenchement sur sa gâchette. Une fois déclenché, le triac reste passant jusqu'à la fin de l'alternance en cours. En jouant sur l'instant d'application de l'impulsion de déclenchement, il est possible de réguler la puissance fournie à la charge. En particulier, un déclenchement en début d'alternance de la tension d'alimentation revient à fournir une puissance plus importante qu'un déclenchement en fin d'alternance. Un des problèmes liés à l'utilisation d'un triac réside dans le fait que les commutations sont relativement brutales, et sont donc susceptibles de provoquer des gradients de courant et/ou de tension indésirables (par exemple des pics de courant et/ou de tension) aux bornes du triac ou de la charge. Pour éviter la propagation de ces gradients sur le réseau de distribution électrique, il est nécessaire de prévoir un filtre LC entre le triac et des bornes de connexion au réseau du variateur, ce qui augmente l'encombrement et le prix de revient du variateur. Le filtre LC peut en outre conduire à des dysfonctionnements du variateur. En effet, si le filtre LC permet d'atténuer l'amplitude des perturbations parasites lors des commutations du triac, il provoque en contrepartie, pendant un bref moment après chaque commutation du triac, des oscillations localisées du courant traversant le triac. Il peut arriver que de telles oscillations, lorsqu'elles se produisent après une commutation de l'état bloqué vers l'état passant, se poursuivent pendant une durée supérieure à la durée d'application de l'impulsion de déclenchement à la gâchette du triac. Il existe alors un risque que le courant traversant le triac s'annule temporairement du fait des oscillations, entraînant le blocage du triac presque immédiatement après son déclenchement (décrochage du triac). La charge ne reçoit alors pas la puissance prescrite pendant l'alternance considérée. Un autre inconvénient lié au filtre LC est que 35 l'inductance peut émettre un bruit acoustique indésirable B11325 - 11-T0-0758FR01 3 (grésillement) à chaque fois qu'elle est soumise à une variation de courant importante, c'est-à-dire à chaque amorçage du triac. Un autre problème des variateurs utilisant un triac ou un autre composant de puissance commandé par un microprocesseur est lié à l'alimentation du microcontrôleur. Dans le cas d'un variateur utilisant un triac, au début de chaque alternance (positive et/ou négative) de la tension alternative d'alimentation, bien qu'aucun courant ne circule dans le triac (ce dernier n'ayant pas encore été déclenché), il circule malgré tout un courant dans le variateur, tiré par le circuit d'alimentation du microcontrôleur pour recharger le condensateur de stockage. Ce courant n'est pas négligeable car à chaque déclenchement du triac, le microcontrôleur doit appliquer sur la gâchette du triac un courant d'intensité relativement importante, par exemple de l'ordre de 5 mA ou plus. Le circuit d'alimentation du microcontrôleur et le condensateur de stockage doivent être dimensionnés en conséquence. Un problème qui se pose est que pour des charges à faible consommation d'énergie, par exemple certaines lampes à diodes électroluminescentes ou certaines lampes fluorescentes compactes de faible puissance (par exemple moins de 10 watts), le courant d'alimentation du microcontrôleur prélevé par le variateur au début de chaque alternance de la tension d'alimentation secteur peut entraîner l'allumage de la charge. Il en résulte qu'en pratique les variateurs utilisant un triac ne peuvent généralement pas être utilisés pour commander des charges de faible puissance. Dans le cas où un composant de puissance autre qu'un triac est commandé par le microcontrôleur, le courant d'alimentation du micro-contrôleur n'est pas nécessairement tiré en début d'alternance, mais le même problème se pose. Résumé Ainsi, un objet d'un mode de réalisation de la présente invention est de prévoir un variateur de puissance adapté à commander une charge alimentée par une tension B11325 - 11-T0-0758FR01 4 alternative, ce variateur palliant au moins en partie certains des inconvénients des variateurs connus. Un objet d'un mode de réalisation de la présente invention est de prévoir un variateur de puissance compatible avec des charges à basse consommation d'énergie telles que des lampes à diodes électroluminescentes ou des lampes fluorescentes compactes. Un autre objet d'un mode de réalisation de la présente invention est de prévoir un procédé de commande d'un variateur 10 de puissance. Ainsi, un mode de réalisation de la présente invention prévoit un circuit de commande en variation de puissance d'une charge alimentée par une tension alternative, comprenant : un premier thyristor et une première diode en antiparallèle entre 15 des premier et deuxième noeuds, la cathode de la première diode étant côté premier noeud ; un second thyristor et une deuxième diode en antiparallèle entre le deuxième noeud et un troisième noeud, la cathode de la deuxième diode étant côté troisième noeud ; des troisième et quatrième diodes en antisérie entre les 20 premier et troisième noeuds, les cathodes des troisième et quatrième diodes étant reliées à un quatrième noeud ; un transistor entre les deuxième et quatrième noeuds ; et une unité de commande des premier et second thyristors et du transistor. Selon un mode de réalisation de la présente invention, 25 le transistor est un transistor à grille isolée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les premier et second thyristors sont des thyristors à gâchette de cathode. Selon un mode de réalisation de la présente invention, 30 le transistor est un transistor bipolaire à grille isolée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit susmentionné comprend en outre un circuit d'alimentation de l'unité de commande, le circuit d'alimentation étant relié au quatrième noeud d'une part et à une première B11325 - 11-T0-0758FR01 électrode d'un condensateur de stockage d'autre part, la seconde électrode du condensateur étant reliée au deuxième noeud. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les anodes des première et deuxième diodes sont communes et sont 5 directement reliées au deuxième noeud, les cathodes des premier et second thyristors étant communes et reliées au deuxième noeud par l'intermédiaire d'une inductance. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la pente de croissance du courant dans le transistor lors des 10 commutations de ce transistor de l'état bloqué vers l'état passant est comprise entre 50 et 300 ampères par milliseconde. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les premier et second thyristors sont susceptibles d'être déclenchés par un courant de gâchette inférieur à 1 mA. 15 Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'unité de commande comporte des première à troisième bornes de sortie reliées respectivement à la gâchette du premier thyristor, à la gâchette du second thyristor, et à la grille de commande du transistor. 20 Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'unité de commande comporte une première borne de sortie reliée aux gâchettes des premier et second thyristors, et une deuxième borne de sortie reliée à la grille de commande du transistor. Un autre mode de réalisation de la présente invention 25 prévoit un procédé de commande d'un circuit du type susmentionné, comprenant les étapes suivantes : à un premier instant d'une alternance de la tension alternative, fermer le transistor ; à un deuxième instant de l'alternance, postérieur au premier instant, fermer le premier ou second thyristor. 30 Selon un mode de réalisation de la présente invention, un signal continu de commande en fermeture est appliqué à l'un des premier et second thyristors à partir du deuxième instant et au moins jusqu'à un instant d'inversion du signe du courant dans la charge. B11325 - 11-T0-0758FR01 6 Selon un mode de réalisation de la présente invention, un signal continu de commande en fermeture est appliqué au premier thyristor et au second thyristor à partir du deuxième instant et au moins jusqu'à un instant d'inversion du signe du courant dans la charge. Selon un mode de réalisation de la présente invention, 20 à 200 ps séparent le premier instant du deuxième instant. Brève description des dessins Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que 10 d'autres seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 est un schéma électrique simplifié d'un montage comprenant une charge alimentée par une tension 15 alternative, et un mode de réalisation d'un variateur de puissance adapté à commander la charge ; les figures 2A à 2E sont des chronogrammes illustrant l'évolution de signaux (tension/courant) en différent points du variateur de la figure 1 ; et 20 la figure 3 est un chronogramme illustrant de façon plus détaillée l'évolution de signaux (tension/courant) en différents points du variateur de la figure 1. Description détaillée De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes 25 références aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments utiles à la compréhension de l'invention ont été représentés sur les figures et seront décrits par la suite. De plus, les figures 2A à 2E et la figure 3 ont été tracées sans respect d'échelle. 30 La figure 1 est un schéma électrique simplifié d'un montage comprenant une charge L alimentée par une tension alternative VAC, et un exemple d'un mode de réalisation d'un variateur de puissance 10 adapté à commander la charge L. Dans l'exemple représenté, la charge L est un 35 dispositif d'éclairage, par exemple une ampoule halogène, une B11325 - 11-T0-0758FR01 7 lampe à diodes électroluminescentes, une lampe fluorescente compacte, ou tout autre dispositif d'éclairage susceptible d'être alimenté par une tension alternative. La tension alternative VAC est par exemple la tension secteur du réseau de distribution électrique. Le variateur 10 est monté en série avec la charge L par l'intermédiaire de deux noeuds ou bornes de contact A et B, le tout recevant la tension alternative VAC. Dans l'exemple représenté, la borne A du variateur est connectée à une première borne de la charge L, et la borne B du variateur est connectée à une première borne de fourniture de la tension alternative VAC, une deuxième borne de la charge L étant connectée à une deuxième borne de fourniture de la tension alternative VAC- Le variateur 10 comprend un thyristor Tl et une diode Dl en antiparallèle entre un noeud F et un noeud R, le noeud F étant relié au noeud A, et le noeud R définissant une référence commune à plusieurs composants du variateur. Dans cet exemple, le thyristor Tl est un thyristor à gâchette de cathode. La cathode de la diode Dl et l'anode du thyristor Tl sont côté noeud F, et l'anode de la diode Dl et la cathode du thyristor Tl sont côté noeud R. Le variateur 10 comprend en outre, entre le noeud R et le noeud B, un thyristor T2, également à gâchette de cathode dans cet exemple, et une diode D2 montée en antiparallèle du thyristor T2. La cathode de la diode D2 et l'anode du thyristor T2 sont côté noeud B, et l'anode de la diode D2 et la cathode du thyristor T2 sont côté noeud R. Les diodes Dl et D2 peuvent être soit des composants discrets, soit des diodes intrinsèques aux thyristors Tl et T2 respectivement. Dans un mode de réalisation préféré, la cathode de la diode Dl et l'anode du thyristor Tl sont directement connectées au noeud F, le noeud F étant directement connecté au noeud A, et la cathode de la diode D2 et l'anode du thyristor T2 sont directement connectées au noeud B. De plus, l'anode de la diode Dl et l'anode de la diode D2 sont directement connectées au noeud R, et la cathode du thyristor Tl est directement connectée B11325 - 11-T0-0758FR01 8 à la cathode du thyristor T2, une inductance 12 reliant les cathodes des thyristors Tl et T2 aux anodes des diodes Dl et D2 (et donc au noeud R). Parallèlement à la branche comprenant l'inductance 12, 5 les thyristors Tl et T2, et les diodes Dl et D2, le variateur 10 comprend deux diodes D3 et D4 en antisérie entre le noeud A et le noeud B. L'anode de la diode D3 est côté noeud A et l'anode de la diode D4 est côté noeud B, les cathodes des diodes D3 et D4 étant reliées à un même noeud J du variateur. Dans un mode de 10 réalisation préféré, les anodes des diodes D3 et D4 sont directement connectées respectivement au noeud A et au noeud B, et les cathodes des diodes D3 et D4 sont directement connectées au noeud J. Le variateur 10 comprend en outre un transistor Ml 15 dont les électrodes de conduction sont reliées respectivement au noeud J et au noeud R. Dans un mode de réalisation préféré, les électrodes de conduction du transistor Ml sont directement connectées respectivement au noeud J et au noeud R. Le transistor Ml est de préférence un transistor à grille isolée, 20 par exemple un transistor MOS ou un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT). Dans cet exemple, le transistor Ml est un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT) dont le collecteur C est relié au noeud J et l'émetteur E est relié au noeud R. Le variateur 10 comprend par ailleurs une unité de 25 commande 14 (MCU) des thyristors Tl et T2 et du transistor Ml, par exemple un microcontrôleur dont des bornes de sortie sont reliées aux gâchettes de contrôle GT1 et GT2 des thyristors Tl et T2 et à la grille de commande GM1 du transistor Ml. Dans cet exemple, trois bornes de sortie 01, 02, et 03 de l'unité de 30 commande 14 sont reliées respectivement à la gâchette de cathode GT1 du thyristor Tl par l'intermédiaire d'une résistance rl, à la gâchette de cathode GT2 du thyristor T2 par l'intermédiaire d'une résistance r2, et à la grille GM1 du transistor Ml par l'intermédiaire d'une résistance r3. B11325 - 11-T0-0758FR01 9 Pour alimenter l'unité de commande 14, le variateur 10 comprend un circuit d'alimentation 16 (SUPPLY) fournissant une tension continue aux bornes d'un condensateur de stockage Cl. Le circuit d'alimentation 16 est connecté par des première et seconde bornes H et I, respectivement au noeud J et à une première électrode du condensateur Cl. La deuxième électrode du condensateur Cl est reliée au noeud de référence commune R du variateur. Des bornes d'alimentation haute VDD et basse VSS de l'unité de commande 14 sont reliées respectivement aux noeuds I et R (c'est-à-dire respectivement à l'électrode positive et à l'électrode négative du condensateur Cl). Le circuit 16, dont le détail n'a pas été représenté sur la figure 1, comporte par exemple une diode Zener pour fixer la valeur de la tension continue aux bornes du condensateur Cl, les diodes Dl, D2, D3 et D4 jouant le rôle de diodes de redressement de la tension alternative VAC. Tout autre circuit d'alimentation apte à fournir une tension continue à l'unité de commande 14 pourra être utilisé. Les figures 2A à 2E et la figure 3 permettent de mieux 20 comprendre le fonctionnement du variateur 10 de la figure 1. Les figures 2A à 2E sont des chronogrammes illustrant l'évolution de signaux (tension/courant) en différent points du variateur 10 de la figure 1 lors de son fonctionnement. Les figures 2A et 2B illustrent respectivement l'évolution de la 25 tension VD et du courant ID en entrée du variateur 10, c'est-à-dire entre les bornes A et B. Les figures 2C, 2D et 2E illustrent respectivement l'évolution des tensions VGEM1, VGKT1 et VGKT2 appliquées par l'unité de commande 14 respectivement entre la grille GM1 et l'émetteur E du transistor Ml, entre la 30 gâchette de cathode GT1 et la cathode du thyristor Tl, et entre la gâchette de cathode GT2 et la cathode du thyristor T2. Au début d'une alternance positive de la tension VAC, le transistor Ml et les thyristors Tl et T2 sont maintenus bloqués (tensions VGEM1, VGKT1 et VGKT2 sensiblement nulles dans 35 cet exemple). Entre un instant tO de début de l'alternance et un B11325 - 11-T0-0758FR01 10 instant tl postérieur à l'instant tO, il circule dans le variateur 10 un courant ID correspondant au courant tiré par le circuit 16 d'alimentation de l'unité de commande 14 pour recharger le condensateur de stockage Cl. Pendant cette période, on observe un léger décrochement de la tension VD aux bornes du variateur, c'est-à-dire que la tension VD reste légèrement inférieure à la tension d'alimentation VAC- Entre l'instant tl et un instant intermédiaire t2 compris entre tl et la fin de l'alternance, le condensateur Cl étant chargé et le transistor Ml et les thyristors Tl et T2 étant toujours bloqués, il ne circule aucun courant dans le variateur 10. La tension VD aux bornes du variateur suit alors fidèlement la tension alternative d'alimentation VAC- A l'instant t2, le transistor Ml est rendu passant. Pour cela, l'unité de commande 14 applique une tension grille-émetteur VGEM1 supérieure à la tension de seuil du transistor. Dès que le transistor Ml devient passant, il circule un courant ID dans le variateur, et donc dans la charge L, passant par la diode D3, le transistor Ml, le noeud de référence R, et la diode D2. A un instant t3, peu après l'instant t2, par exemple 20 à 200 ps après l'instant t2, le thyristor Tl est rendu passant. Pour cela, l'unité de commande 14 applique une tension VGKT1 entre la résistance de gâchette de cathode et la cathode du thyristor Tl, de manière à appliquer un courant d'intensité supérieure à un seuil de déclenchement entre la gâchette de cathode et la cathode du thyristor. Dès que le thyristor Tl devient passant, la chute de tension aux bornes du thyristor Tl et de la diode D2 étant plus faible que la chute de tension aux bornes de la diode D3, du transistor Ml et de la diode D2, le courant ID circulant dans le variateur cesse de passer par la diode D3, le transistor Ml et la diode D2, et se met à passer par le thyristor Tl, l'inductance 12, et la diode D2. Dans cet exemple, peu de temps après l'instant t3, par exemple quelques dizaines à quelques centaines de microsecondes après l'instant B11325 - 11-T0-0758FR01 11 t3, le transistor Ml est ouvert (bloqué). Une fois déclenché, le thyristor Tl reste passant jusqu'à la fin de l'alternance. Pour éviter tout risque de décrochage du thyristor Tl dans l'éventualité où un pic de tension parasite conduirait à annuler la tension à ses bornes avant la fin de l'alternance, on peut prévoir de maintenir un signal de commande en fermeture du thyristor Tl (tension VGKT1 positive) jusqu'à un instant t4 (postérieur à l'instant t3) proche de la fin de l'alternance. En variante, on peut aussi prévoir de maintenir le signal de commande en fermeture du thyristor Tl jusqu'à la fin de l'alternance ou même jusqu'après la fin de l'alternance (début de l'alternance suivante, voire même jusqu'à peu avant la fin de l'alternance suivante). Ceci permet de garantir que le courant de gâchette soit maintenu jusqu'à ce que le courant circulant dans la charge s'annule, ce qui peut arriver avec un certain retard pour des charges inductives (moteur, etc.). La séquence susmentionnée est réitérée à chaque alternance positive ou négative de la tension alternative VAC, la seule différence, pour les alternances négatives, étant qu'entre les instants t2 et t3, le thyristor Tl est maintenu bloqué, et c'est le thyristor T2 qui est rendu passant par application d'une tension positive VGKT2 entre sa résistance de gâchette de cathode et sa cathode. Pendant les alternances négatives, le courant circulant dans le variateur passe donc par la diode D4, le transistor Ml et la diode Dl entre les instants t2 et t3, et par le thyristor T2 et la diode Dl entre l'instant t3 et la fin de l'alternance. En jouant sur les instants t2 et t3 de mise en conduction du variateur (via le transistor Ml dans un premier temps puis via le thyristor Tl ou T2 peu de temps après), il est possible de réguler la puissance fournie à la charge L. En particulier, un déclenchement en début d'alternance (t2 proche de tO) revient à fournir à la charge une puissance plus importante qu'un déclenchement en fin d'alternance (t2 proche de la fin de l'alternance). B11325 - 11-T0-0758FR01 12 Un avantage du variateur 10 décrit en relation avec la figure 1 et du procédé de commande de ce variateur décrit en relation avec les figures 2A à 2E, est que les commutations du variateur de l'état non-passant vers l'état passant sont moins 5 brutales que celles d'un variateur utilisant un triac. En effet, dans un transistor à grille isolée (ou autre transistor à amorçage contrôlé), la pente de croissance du courant à la commutation de l'état bloqué vers l'état passant est commandable, et peut être rendue moins raide que dans un triac 10 ou un thyristor. La commande de la pente de croissance peut se faire en contrôlant la vitesse de charge de la tension de grille (pour un transistor MOS), ou la vitesse de variation du courant de base (pour un transistor bipolaire). Dans le variateur 10, l'étape intermédiaire consistant 15 à rendre passant le transistor Ml avant de rendre passant le thyristor Tl ou T2, permet d'adoucir la commutation, tout en conservant, pendant la majeure partie de la phase de conduction du variateur, l'avantage de faible chute de tension lié à l'utilisation d'un thyristor. 20 La figure 3 est un chronogramme illustrant plus en détail ce phénomène. La figure 3 représente de façon plus détaillée l'évolution de signaux (tension/courant) en différents points du variateur lors d'une commutation du variateur de l'état bloqué vers l'état passant, pendant une alternance 25 positive de la tension d'alimentation VAC. Plus particulièrement, la figure 3 représente l'évolution, dans le cas d'une charge résistive, de la tension VD aux bornes du variateur (courbe en trait plein), du courant IM dans le transistor Ml (courbe en tirets), et du courant IT dans la branche comprenant 30 les diodes Dl et D2, les thyristors Tl et T2, et l'inductance 12 (courbe en pointillés). A l'instant t2 (voir les figures 2A à 2E), le transistor Ml est rendu passant. Entre l'instant t2 et un instant t2' postérieur à l'instant t2, le courant IM circulant 35 dans le transistor Ml croit depuis une valeur sensiblement nulle B11325 - 11-T0-0758FR01 13 (transistor ouvert) jusqu'à une valeur haute, correspondant sensiblement au courant délivré par la source d'alimentation alternative VAC (transistor fermé) à la charge. Dans le même temps, la tension VD aux bornes du variateur décroît depuis une valeur haute, correspondant sensiblement à la tension d'alimentation alternative VAC (moins éventuellement la chute de tension de la charge), jusqu'à une valeur sensiblement nulle (à la chute de tension de la diode D3 et du transistor Ml près). A l'instant t3, de préférence postérieur à l'instant t2', et peu après l'instant t2, par exemple 20 à 200 ps après l'instant t2, le thyristor Tl est rendu passant. Entre l'instant t3 et un instant t3' postérieur à l'instant t3, le courant IT circulant dans le thyristor Tl croit depuis une valeur sensiblement nulle jusqu'à une valeur haute, correspondant sensiblement au courant délivré par la source d'alimentation alternative VAC. Dans le même temps, le courant IM circulant dans le transistor Ml décroît depuis une valeur haute jusqu'à une valeur sensiblement nulle. Comme cela apparaît sur la figure 3, la pente de croissance du courant IM dans le transistor Ml dans l'intervalle TONM1 entre les instants t2 et t2', correspondant au temps de commutation du transistor Ml de l'état bloqué vers l'état passant, est nettement plus faible que la pente de croissance du courant IT dans le thyristor Tl dans l'intervalle TONT' entre les instants t3 et t3', correspondant au temps de commutation du thyristor Tl de l'état bloqué vers l'état passant(éventuellement ralenti par l'inductance 12 si elle est présente). On notera que la pente de croissance du courant dans le transistor Ml peut être réglée, par exemple en jouant sur la valeur de la résistance r3 reliant la grille GM1 du transistor Ml à la borne de sortie correspondante 03 de l'unité de commande 14. Optionnellement, une capacité de l'ordre de 1 à 50 nF peut être connectée entre la grille et l'émetteur du transistor Ml (dans le cas d'un transistor à grille isolée) pour ralentir la commutation. Selon un aspect du mode de réalisation décrit, la B11325 - 11-T0-0758FR01 14 pente de croissance du courant dans le transistor Ml est choisie suffisamment faible pour éviter que des pics et gradients parasites de courant/tension susceptibles d'entraîner des perturbations sur le réseau électrique ne se produisent lors des commutations du variateur. On peut alors se passer, en entrée du variateur, d'un filtre LC du type habituellement utilisé dans les variateurs utilisant un triac. A titre d'exemple, la pente de croissance du courant dans le transistor Ml est réglée à une valeur comprise entre 50 et 300 ampères par milliseconde. Par comparaison, la pente de croissance du courant dans les variateurs utilisant un triac est généralement de l'ordre de 10 à 50 ampères par microseconde (en l'absence d'un filtre LC). On notera que la chute de tension aux bornes du thyristor Tl et de la diode D2 ou aux bornes du thyristor T2 et de la diode Dl, est moins importante que la chute de tension aux bornes du transistor Ml et de la diode D3 ou D4. Un rôle de l'inductance 12 est d'absorber le pic de tension susceptible de se produire à l'instant t3, lorsque le courant ID cesse de passer dans le transistor Ml pour circuler dans le thyristor Tl ou T2. En tout état de cause, la valeur de l'inductance 12, par exemple de l'ordre de 1 à 10 pH, est faible par rapport aux inductances des filtres LC habituellement prévus dans les variateurs utilisant un triac, de l'ordre de 1 mH ou plus. En variante, on pourra se passer de l'inductance 12 et connecter directement les cathodes des thyristors Tl et T2 au noeud R (et donc aux anodes des diodes Dl et D2). Dans une autre variante, on pourra prévoir une capacité (non représentée) entre les bornes A et B du variateur (à la place de l'inductance 12 ou en complément de l'inductance 12), pour absorber les pics susceptibles de se produire à la mise en conduction du thyristor Tl ou T2, et/ou immuniser le variateur au bruit du secteur. En tout état de cause, la valeur de cette capacité, par exemple de l'ordre de 1 à 50 nF, est faible par rapport aux capacités des filtres LC habituellement prévus dans les variateurs utilisant un triac. B11325 - 11-T0-0758FR01 15 En d'autre termes, un avantage du mode de réalisation décrit en relation avec les figures 1 à 3 est qu'il permet soit de se passer du filtre LC habituellement prévu dans les variateurs de puissance utilisant un triac, soit de réduire considérablement les dimensions de ce filtre. D'autres dispositions de l'inductance 12 pourront être envisagées. Dans un premier exemple, l'inductance 12 peut, comme dans l'exemple décrit en relation avec la figure 1, relier les 10 anodes des diodes Dl et D2 aux cathodes des thyristors Tl et T2, le noeud R étant cette fois directement connecté aux cathodes des thyristors Tl et T2 en non pas aux anodes des diodes Dl et D2. Dans un deuxième exemple, l'inductance 12 peut être 15 placée entre la charge L et le noeud A. Dans un troisième exemple, l'inductance 12 peut être placée entre le noeud F et l'anode du thyristor Tl, une deuxième inductance identique ou du même ordre étant placée entre le noeud B et l'anode du thyristor T2. 20 Dans un quatrième exemple, l'inductance 12 peut être placée entre le noeud F et le noeud A. Plus généralement, l'homme du métier saura prévoir d'autres dispositions adaptées de l'inductance 12, étant entendu que l'inductance 12, si elle est prévue, doit être positionnée 25 sur le chemin du courant circulant dans le variateur lorsque la branche comprenant les thyristors Tl et T2 et les diodes Dl et D2 est passante. Dans un mode de réalisation préféré, les thyristors Tl et T2 sont des thyristors à haute sensibilité, c'est-à-dire 30 qu'ils ne nécessitent qu'un faible courant de gâchette pour leur déclenchement, par exemple un courant inférieur à 1 mA, et de préférence inférieur à 0,5 mA. Par comparaison, les triacs habituellement utilisés dans des variateurs de puissance nécessitent pour leur déclenchement un courant de gâchette de 35 l'ordre de 5 mA ou plus. L'utilisation de thyristors à haute B11325 - 11-T0-0758FR01 16 sensibilité permet de réduire de façon significative la consommation d'énergie de l'unité de commande 14. Le variateur 10 peut ainsi être utilisé pour commander des charges à très faible consommation d'énergie, sans que le courant d'alimen- tation de l'unité de commande 14, circulant dans le variateur au début de chaque alternance de la tension VAC, ne provoque l'allumage de la charge. L'utilisation de thyristors à haute sensibilité permet en outre d'appliquer un signal continu de commande en fermeture du thyristor Tl ou T2 entre l'instant t3 et l'instant t4 (l'instant t4 pouvant être confondu avec la fin de l'alternance voire même postérieur à la fin de l'alternance), sans pour autant entraîner une surconsommation d'énergie excessive par l'unité de commande 14. Les inventeurs ont constaté qu'en utilisant une commande en fermeture continue (plutôt qu'une commande de type impulsionnelle), le variateur 10 est compatible avec des charges à faible puissance, par exemple inférieure à 10 watts. Par comparaison, l'utilisation d'un signal de commande en fermeture continu dans un variateur utilisant un triac rendrait inévitablement ce variateur incompatible avec des charges de faible ou moyenne puissance, à cause du courant trop important qui serait prélevé pour l'alimentation du circuit de commande du triac. Un autre avantage est que, du fait de la présence des diodes D3 et D4, le condensateur Cl du variateur 10 peut être chargé pendant les deux alternances, positive et négative, de la tension VAC. Les diodes D3 et D4 permettent par ailleurs de n'utiliser qu'un unique transistor Ml pour commander le variateur pendant les deux alternances, positive et négative de la tension VAC- Un autre avantage du variateur 10 réside dans la prévision d'une référence flottante R commune au transistor Ml, aux thyristors Tl et T2, et à l'unité de commande 14. La prévision d'une telle référence permet de commander les trois interrupteurs Ml, Tl et T2 depuis une même unité de commande 14 B11325 - 11-T0-0758FR01 17 et en utilisant un unique bloc d'alimentation 16, ce qui permet de réaliser un variateur ne comportant que deux bornes de connexion au réseau électrique, c'est-à-dire un dipôle (le variateur 10 comporte uniquement deux bornes de connexion, l'une étant relié à une première borne de la charge, et l'autre étant reliée à une première borne d'application de la tension d'alimentation alternative, par exemple la phase, l'autre borne d'application de la tension d'alimentation alternative, par exemple le neutre, étant reliée à une deuxième borne de la charge). En particulier, il n'est donc pas nécessaire de recourir à des composants de type opto-triac, relativement onéreux, pour résoudre des problèmes de référence. On notera que la faible valeur de l'inductance 12 ne perturbe pas de façon significative le potentiel de référence R pour la commande du transistor Ml et des thyristors Tl et T2. Des modes de réalisation particuliers ont été décrits. Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les modes de réalisation décrits ne se limitent pas à l'exemple décrit en relation avec la figure 1 dans lequel le transistor Ml est un IGBT. Un transistor MOS ou tout autre transistor à grille isolée pourra être utilisé plutôt qu'un IGBT. Les modes de réalisation décrits ne se limitent pas non plus au cas où le transistor Ml est un transistor à grille isolée. D'autres transistors à amorçage contrôlé, par exemple un transistor bipolaire, pourront être utilisés. Par ailleurs, les modes de réalisation décrits ne se limitent pas au cas décrit en relation avec la figure 1 dans lequel trois bornes de sortie distinctes de l'unité de commande 14 sont utilisées pour commander le transistor Ml et les thyristors Tl et T2. On pourra prévoir d'utiliser une même borne de sortie du microcontrôleur pour commander les thyristors Tl et T2. Dans ce cas, lors d'une alternance positive, un signal de déclenchement sera appliqué non seulement sur la gâchette du thyristor Tl, mais aussi sur celle du thyristor T2. Le thyristor B11325 - 11-T0-0758FR01 18 T2 étant polarisé en inverse, il restera bloqué, et le fonctionnement sera identique à celui décrit en relation avec les figures 2A à 2E. Lors d'une alternance négative, un signal de déclenchement sera appliqué non seulement sur la gâchette du thyristor T2, mais aussi sur celle du thyristor Tl. Le thyristor Tl étant polarisé en inverse, il restera bloqué, et le fonctionnement sera identique à celui décrit en relation avec les figures 2A à 2E. En outre, l'homme du métier saura adapter le variateur 10 au cas où le transistor Ml requiert, pour sa commande, un niveau de tension différent (par exemple plus élevé) du niveau de tension requis pour la commande des thyristors Tl et T2 Un élévateur de tension (ou un abaisseur de tension) pourra par exemple être utilisé entre la borne de sortie 03 du microprocesseur et la grille du transistor Ml. Par ailleurs, bien que les modes de réalisation décrits soient particulièrement avantageux pour commander un dispositif d'éclairage lumineux, ils ne se limitent pas à cette utilisation particulière. Toute autre charge alimentée par une tension alternative pourra être commandée par un variateur du type décrit en relation avec les figures 1 à 3. De plus, bien que cela n'ait pas été représenté sur la figure 1, le variateur 10 pourra comprendre un ou plusieurs fusibles de protection, par exemple en série avec la charge, entre le noeud A et le noeud commun à l'anode de la diode D3 et à la cathode de la diode Dl, ou entre le noeud B et le noeud commun à l'anode de la diode D4 et à la cathode de la diode D2. REVENDICATIONS1. Circuit de commande en variation de puissance d'une charge alimentée par une tension alternative (VAC), comprenant : un premier thyristor (Tl) et une première diode (Dl) en antiparallèle entre des premier (A) et deuxième (R) noeuds, la cathode de la première diode (Dl) étant côté premier noeud (A) ; un second thyristor (T2) et une deuxième diode (D2) en antiparallèle entre le deuxième noeud (R) et un troisième noeud (B), la cathode de la deuxième diode (D2) étant côté troisième 10 noeud (B) ; des troisième (D3) et quatrième (D4) diodes en antisérie entre les premier (A) et troisième (B) noeuds, les cathodes des troisième (D3) et quatrième (D4) diodes étant reliées à un quatrième noeud (J) ; 15 un transistor (Ml) entre les deuxième (R) et quatrième (J) noeuds ; et une unité de commande (MCU) des premier (Tl) et second (T2) thyristors et du transistor (M1). 2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel le 20 transistor (Ml) est un transistor à grille isolée. 3. Circuit selon la revendication 1 ou 2, dans lequel les premier (Tl) et second (T2) thyristors sont des thyristors à gâchette de cathode. 4. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 25 à 3, dans lequel le transistor (Ml) est un transistor bipolaire à grille isolée. 5. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, comprenant un circuit (16) d'alimentation de l'unité de commande (14), le circuit (16) d'alimentation étant relié au 30 quatrième noeud (J) d'une part et à une première électrode d'un condensateur (Cl) de stockage d'autre part, la seconde électrode du condensateur (Cl) étant reliée au deuxième noeud (R). 6. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel les anodes des première (Dl) et deuxième (D2)B11325 - 11-T0-0758FR01 20 diodes sont communes et sont directement reliées au deuxième noeud (R), les cathodes des premier (Tl) et second (T2) thyristors étant communes et reliées au deuxième noeud (R) par l'intermédiaire d'une inductance (12). 7. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel la pente de croissance du courant dans le transistor (Ml) lors des commutations de ce transistor de l'état bloqué vers l'état passant est comprise entre 50 et 300 ampères par milliseconde. 8. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel les premier (Tl) et second (T2) thyristors sont susceptibles d'être déclenchés par un courant de gâchette inférieur à 1 mA. 9. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 15 à 8, dans lequel l'unité de commande (MCU) comporte des première à troisième (01, 02, 03) bornes de sortie reliées respectivement à la gâchette (GT1) du premier thyristor (Tl), à la gâchette (GT2) du second thyristor (T2), et à la grille (GM1) de commande du transistor (M1). 20 10. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, dans lequel l'unité de commande (MCU) comporte une première borne de sortie reliée aux gâchettes (G11, G12) des premier et second thyristors (Tl, T2), et une deuxième borne de sortie reliée à la grille (GM1) de commande du transistor (M1). 25 11. Procédé de commande d'un circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, comprenant les étapes suivantes : à un premier instant (t2) d'une alternance de la tension alternative (VAC), fermer le transistor (Ml) ; 30 à un deuxième instant (t3) de l'alternance, postérieur au premier instant, fermer le premier (Tl) ou second (T2) thyristor. 12. Procédé selon la revendication 11, dans lequel un signal continu de commande en fermeture est appliqué à l'un des 35 premier (Tl) et second (T2) thyristors à partir du deuxièmeB11325 - 11-T0-0758FR01 21 instant (t3) et au moins jusqu'à un instant d'inversion du signe du courant dans la charge. 13. Procédé selon la revendication 11, dans lequel un signal continu de commande en fermeture est appliqué au premier thyristor (Tl) et au second thyristor (T2) à partir du deuxième instant (t3) et au moins jusqu'à un instant d'inversion du signe du courant dans la charge. 14. Procédé selon l'une quelconque des revendications 11 à 13, dans lequel 20 à 200 ps séparent le premier instant (t2) du deuxième instant (t3).