FR 2986341 A1 20130802 FR 1200283 A 20120131 La présente invention se rapporte de manière générale à la commande des charges inductives par modulation de largeur d'impulsion, et plus spécialement à un procédé et un dispositif pour une telle commande. L'invention trouve des applications, en particulier, dans le domaine automobile, par exemple dans les systèmes de commande électronique de la position du papillon des gaz (ou systèmes « ETC », pour « Electronic Throttle Control » en anglais), ou encore au niveau de la recirculation des gaz (ou systèmes « EGR », pour « Exhaust Gaz Recirculation » en anglais). La commande des charges inductives par modulation de largeur d'impulsion peut s'effectuer par une structure de pont en H, comprenant quatre interrupteurs de puissance, à savoir deux interrupteurs « hauts » et deux interrupteurs « bas ». Une première paire formée d'un premier interrupteur haut et d'un premier interrupteur bas permet, lorsqu'ils sont fermés, de faire circuler du courant dans la charge dans un premier sens. Une seconde paire formée de l'autre interrupteur haut et de l'autre interrupteur bas permet à l'inverse de faire circuler du courant dans la charge dans l'autre sens. Les deux transistors bas, ou les deux transistors hauts lorsqu'ils sont fermés ensemble, permettent la circulation d'un courant de roue libre (en anglais « free wheeling »). Chaque interrupteur comprend en général un transistor MOS (acronyme anglais de « Metal Oxyde Semiconductor », c'est-à-dire un transistor à effet de champ à grille métal-oxyde) de puissance. Une séquence de signaux analogiques de commande des quatre transistors MOS est réalisée à partir d'un signal de commande de consigne modulé en largeur d'impulsion, dont le rapport cyclique permet de commander la quantité de courant injectée dans la charge. On provoque des variations de courant et de tension douces (appelées « Slew-Rate ») au niveau des grilles de commande des transistors MOS, afin d'éviter des commutations brusques, génératrices de perturbations électromagnétiques. En tenant compte de la séquence des commutations, la réponse des transistors MOS est plus lente à l'ouverture ainsi qu'à la fermeture des interrupteurs. Il en résulte que le rapport cyclique effectif du signal de commande aux bornes de la charge est différent de celui du signal de commande de consigne. Plus précisément, il est inférieur. Cette différence n'est pas très gênante dans les applications où la charge est commandée en boucle fermée, car le système a alors la capacité de s'adapter afin d'obtenir le comportement effectif désiré au niveau de la charge. C'est le cas, par 35 exemple, lorsqu'une information relative à la position angulaire d'un volet commandé par un moteur électrique est renvoyée par un capteur et fait l'objet d'un asservissement adapté. Mais il existe des applications ou des situations, dans lesquelles la précision sur le rapport cyclique est critique, et parfois même en boucle fermée lorsqu'on souhaite 5 que cette boucle fermée soit très rapide. Dans une telle situation, on peut penser à compenser l'erreur sur le rapport cyclique introduite par les variations de courant-tension douces (Slew-Rate) par logiciel, à partir par exemple d'une table de caractérisation du comportement de la charge et de ses moyens de commande analogiques. Néanmoins, cette solution est fastidieuse et ne 10 résout pas le problème dans toutes les situations. L'invention vise à supprimer, ou du moins atténuer, tout ou partie des inconvénients de l'art antérieur précités. A cet effet, un premier aspect de l'invention propose un dispositif de commande d'une charge inductive par modulation de largeur d'impulsion dans lequel, à 15 partir d'un signal de commande de consigne périodique ayant un rapport cyclique de consigne donné, ledit signal de commande de consigne est, à chaque période dudit signal de commande de consigne, dans un premier état logique déterminé parmi les états logiques haut et bas pendant au moins une première durée et dans l'autre état logique pendant le reste de la période, le dispositif comprenant : 20 - une unité de commande agencée pour générer des signaux de commande activant la charge inductive, à partir du signal de commande de consigne et avec des variations de courant-tension (Slew-Rate) ; - un premier compteur agencé pour déterminer la première durée à partir du signal de commande de consigne ; et 25 - un second compteur agencé pour déterminer une seconde durée pendant laquelle un signal logique correspondant à un signal de commande effectif observé au niveau de la charge, est dans le premier état logique déterminé. En outre, le dispositif est tel que l'unité de commande est configurée pour asservir la seconde durée à la première durée. 30 Selon un autre mode de réalisation, le premier compteur et le second compteur sont remplacés par un compteur-décompteur agencé pour compter au rythme des fronts d'un signal d'horloge lorsque seul le signal de commande de consigne est dans le premier état logique, et pour décompter au rythme des fronts dudit signal d'horloge lorsque seul le signal logique est dans ledit premier état logique, l'unité de commande 35 étant configurée pour que le compteur-décompteur atteigne une valeur négative. Dans un perfectionnement du premier mode de réalisation, le premier compteur est agencé pour compter au rythme des fronts d'un signal d'horloge, à partir d'un front du signal de commande de consigne faisant passer ledit signal de commande de consigne dans le premier état logique, et jusqu'à un front du signal de commande de consigne faisant passer ledit signal de commande de consigne dans l'autre état logique. Avantageusement, l'unité de commande est configurée pour générer un signal 5 de remise à zéro du premier compteur en réponse au front du signal de commande de consigne faisant passer ledit signal de commande de consigne dans l'autre état logique, et après avoir sauvegardé la valeur de comptage courante dudit premier compteur dans un registre. Selon un autre perfectionnement, le second compteur est agencé pour 10 compter au rythme des fronts d'un signal d'horloge, à partir d'un front du signal logique correspondant au signal de commande effectif au niveau de la charge faisant passer ledit signal logique dans le premier état logique, et jusqu'à un front du signal logique faisant passer ledit signal logique dans l'autre état logique. En outre, l'unité de commande est configurée pour générer un signal de 15 remise à zéro du second compteur lorsque la valeur de comptage courante du second compteur atteint la valeur de comptage du premier compteur sauvegardée dans le registre. Avantageusement, l'unité de commande est configurée, en outre, pour générer des signaux de commande désactivant la charge inductive lorsque la valeur de 20 comptage courante du second compteur atteint la valeur de comptage du premier compteur sauvegardée dans le registre. L'invention se rapporte également à un procédé de commande d'une charge inductive par modulation de largeur d'impulsion à partir d'un signal de commande de consigne périodique ayant un rapport cyclique de consigne donné, ledit signal de 25 commande de consigne est, à chaque période dudit signal de commande de consigne, dans un premier état logique déterminé parmi les états logiques haut et bas pendant au moins une première durée et dans l'autre état logique pendant le reste de la période, le procédé comprenant : - la génération de signaux de commande activant la charge inductive, à partir du 30 signal de commande de consigne et avec des variations de courant-tension (Slew-Rate) ; - la détermination, à l'aide d'un premier compteur, de la première durée à partir du signal de commande de consigne ; - la détermination, à partir d'un second compteur, d'une seconde durée pendant 35 laquelle un signal logique correspondant à un signal de commande effectif observé au niveau de la charge, est dans le premier état logique déterminé ; et - l'asservissement de la seconde durée à la première durée. Avantageusement, le premier compteur compte au rythme des fronts d'un signal d'horloge, à partir d'un front du signal de commande de consigne faisant passer ledit signal de commande de consigne dans le premier état logique, et jusqu'à un front du signal de commande de consigne faisant passer ledit signal de commande de consigne dans l'autre état logique. En outre , le premier compteur est réinitialisé en réponse au front du signal de commande de consigne faisant passer ledit signal de commande de consigne dans l'autre état logique, et après avoir sauvegardé la valeur de comptage courante dudit premier compteur dans un registre. De plus, le second compteur compte au rythme des fronts d'un signal d'horloge, à partir d'un front du signal logique correspondant au signal de commande effectif au niveau de la charge faisant passer ledit signal logique dans le premier état logique, et jusqu'à un front du signal logique faisant passer ledit signal logique dans l'autre état logique. Dans un perfectionnement de l'invention, le second compteur est réinitialisé lorsque la valeur de comptage courante du second compteur atteint la valeur de comptage du premier compteur sauvegardée dans le registre. L'unité de commande peut être configurée, en outre, de telle sorte que des signaux de commande sont générés pour désactiver la charge inductive lorsque la valeur 20 de comptage courante du second compteur atteint la valeur de comptage du premier compteur sauvegardée dans le registre. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés dans lesquels : 25 - Les figures la-ld, sont des schémas illustrant la commande d'une charge inductive par modulation de largeur d'impulsion à l'aide d'un pont en H ; - les figures 2a-2c sont des chronogrammes d'un signal de commande de consigne et d'un signal de commande effectif, respectivement, pour la commande d'une charge par exemple telle que représentée à la figure 1 ; 30 - la figure 3a est un graphe donnant le rapport cyclique effectif au niveau de la charge en fonction du rapport cyclique de consigne en l'absence du dispositif de correction ; - la figure 3b est un graphe donnant le rapport cyclique effectif au niveau de la charge en fonction du rapport cyclique de consigne en présence du 35 dispositif de correction ; - la figure 4a est un schéma fonctionnel d'un exemple de dispositif de commande selon un premier mode de réalisation ; - la figure 4b est un schéma fonctionnel d'un exemple de dispositif de commande selon un autre mode de réalisation ; - les figures 5a et 5b sont des chronogrammes d'un signal de commande de consigne et d'un signal logique de commande effectif, respectivement, pour une valeur de rapport cyclique relativement basse ; - les figures 6a et 6b sont des chronogrammes d'un signal de commande de consigne et d'un signal logique de commande effectif, respectivement, pour une valeur de rapport cyclique fréquemment utilisée ; - les figures 7a et 7b sont des chronogrammes d'un signal de commande de consigne et d'un signal logique de commande effectif, respectivement, pour une valeur de rapport cyclique relativement élevée ; et - les figures 8a et 8b sont des chronogrammes d'un signal de commande de consigne et d'un signal logique de commande effectif, respectivement, pour une valeur de rapport cyclique très proche de 100 %. En référence aux figures la à 1d, un dispositif de commande d'une charge inductive telle qu'un moteur électrique 1 comprend, par exemple, une structure de commutation de type « pont en H ». Une telle structure de commutation comprend quatre interrupteurs, constitués chacun, par exemple, d'un transistor MOS de puissance. Un premier transistor M1 est connecté entre une borne d'alimentation positive portée à la tension de la batterie Vbat, et une première borne du moteur. Un deuxième transistor M2 est connecté entre ladite première borne du moteur et une borne de masse Gnd. Un troisième transistor M3 est connecté entre une seconde borne du moteur et la borne de masse Gnd. Enfin, un quatrième transistor M4 est connecté entre la borne d'alimentation positive Vbat et ladite seconde borne du moteur. Les transistors M1 et M4 sont appelés transistors hauts (en anglais « high side ») et les transistors M2 et M3 sont appelés transistors bas (en anglais « low side »). Le pont peut être commandé selon quatre états, dont trois seulement sont nécessaires. Dans un premier état, la paire formée du transistor haut M1 et du transistor 30 bas M3 permet, lorsque ces transistors sont passants (interrupteurs fermés), de faire circuler un courant à travers le moteur 1 dans un premier sens, comme indiqué par une flèche à la figure 1 a. Les transistors M2 et M4 sont alors bloqués (interrupteurs ouverts). Inversement, dans un deuxième état, la paire formée du transistor bas M2 et du transistor haut M4 permet, lorsque ces transistors sont passants (interrupteurs 35 fermés), de faire circuler un courant à travers le moteur 1 dans l'autre sens, comme indiqué par la flèche à la figure 1 b. Les transistors M1 et M3 sont alors bloqués (interrupteurs ouverts). Dans un troisième état illustré par la figure 1c, les transistors hauts M1 et M4 sont bloqués (interrupteurs ouverts) et les transistors bas M2 et M3 sont passants (interrupteurs fermés). Ceci permet d'évacuer l'énergie accumulée dans la charge inductive, sous la forme d'un courant de court-circuit à travers M2 et M3, après 5 l'ouverture du transistor M1, comme représenté par la flèche à la figure 1c. Cet état est qualifié d'état de « roue libre ». Il peut être commandé consécutivement à un fonctionnement du pont en H dans le premier état ou le deuxième état. Notons qu'après l'ouverture du transistor Ml, et avant la fermeture du transistor M2, le courant circule déjà dans la diode de structure du transistor M2. C'est un état transitoire que l'on peut qualifier 10 de roue libre passive. Enfin, dans un quatrième état illustré par la figure 1d, les transistors bas M2 et M3 sont bloqués (interrupteurs ouverts) et les transistors hauts M1 et M4 sont passants (interrupteurs fermés). Ceci permet d'évacuer l'énergie accumulée dans la charge inductive, sous la forme d'un courant de court-circuit à travers M1 et M4, après 15 l'ouverture du transistor M3, comme représenté par la flèche à la figure 1d. Cet état est qualifié d'état de « roue libre ». Il peut être commandé consécutivement à un fonctionnement du pont en H dans le premier état ou le deuxième état. Après l'ouverture du transistor M3 et avant la fermeture du transistor M4, du courant de roue libre passive circule déjà dans la diode de structure du transistor M4. 20 Les troisième et quatrième états sont équivalents pour réaliser une roue libre. Dans la pratique, l'un d'eux peut être absent. On appréciera que l'invention n'est pas limitée par le type de structure de commutation. Notamment, elle s'applique aussi à une structure de commutation en demi-pont, ou à un seul interrupteur de puissance. Egalement, la forme de réalisation du ou des 25 interrupteurs de puissance montrée aux figures 1 a à 1d n'est qu'un exemple non limitatif. Ces interrupteurs peuvent comprendre chacun un autre type de transistor à effet de champ (FET, « Field Effect Transistor » en anglais), un transistor bipolaire (BJT, « Bipolar Junction transistor » en anglais), un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT, « lnsulated Gate Bipolar Transistor » en anglais), etc., au lieu d'un transistor MOS. Ils peuvent aussi 30 comprendre un assemblage de tels transistors, avec éventuellement d'autres composants tels que des résistances, condensateurs, etc. La commande du courant dans la charge 1 s'effectue par modulation de largeur d'impulsion d'un signal de commande de consigne périodique ayant un rapport cyclique de consigne donné, qui est utilisé pour générer des signaux de commutation 35 pour le pont de transistors. Comme représenté à la figure 2a, un tel signal de commande de consigne PWM est, à chaque période, dans un premier état logique déterminé parmi les états logiques haut et bas pendant au moins une première durée et dans l'autre état logique pendant le reste de la période. Dans l'exemple montré à la figure, le signal de commande de consigne PWM est à l'état logique haut pendant une durée tO inférieure à la période T. Le rapport cyclique de consigne dcom est donné par : dcom = tO / T (1) La figure 2b correspond à des séquences données par la combinaison des figures 1 a et 1c. Elle donne l'évolution du courant I et de la tension V sur la source d'un transistor, par exemple le transistor M1, obtenue en réponse au signal de commande de consigne PWM de la figure 2a. La figure 2c correspond à des séquences données par la combinaison des figures 1 a et 1 d. Elle donne l'évolution de la tension V sur la source d'un transistor, par exemple le transistor M3, obtenue en réponse au signal de commande de consigne PWM de la figure 2a. Du fait des variations de courant-tension (Slew-Rate), les montées et 15 descentes du courant I et de la tension V sont en pente douce, au lieu des fronts carrés du signal de commande de consigne PWM. Par exemple, la variation en courant peut être de l'ordre de 3A/ps, et la variation en tension de 3V/ps. A chaque commutation provoquée par un front du signal de commande de consigne PWM, il y a une séquence de trois phases que sont le temps mort A, la variation 20 de courant B et la variation de tension C. L'ordre de cette séquence n'est pas le même après un front montant du signal de commande de consigne PWM ou après un front descendant dudit signal. Le temps mort A est introduit pour éviter le court-circuit que constituerait la conduction de deux transistors reliés à la même sortie (M1 et M2, ou M3 et M4). Durant 25 ce temps mort A, une roue libre passive se met en oeuvre (conduction à travers un transistor et une diode). Dès lors la tension devient légèrement négative (figure 2b) ou légèrement au dessus de la tension batterie (figure 2c). Après un front montant du signal de commande de consigne PWM, il y a d'abord un temps mort A suivi d'une variation de courant B et enfin une variation de 30 tension C. Après un front descendant du signal de commande de consigne PWM, il y a d'abord une variation de tension C suivie d'une variation de courant B et finalement un temps mort A. Il s'ensuit un retard tdl de la montée de la tension V sur la grille de commande du transistor MOS par rapport au front montant du signal de commande de consigne PWM. Par contre, le retard td2 de la descente de la tension V par rapport au 35 front descendant du signal de commande de consigne PWM est moindre (td2 C'est pourquoi il est proposé une commande du type ci-dessus, mais dans laquelle on asservit le temps pendant lequel le signal de commande effectif est à l'état logique haut, pour qu'il corresponde au temps pendant lequel le signal de commande de consigne est dans cet état logique haut. Deux modes de réalisation d'un dispositif de commande sont présentés schématiquement aux figures 4a et 4b, respectivement. Le graphe de la figure 3b montre la variation du rapport cyclique effectif deff en fonction du rapport cyclique de commande dcom en présence du dispositif de correction. Une légère altération se produit pour les rapports cycliques proches de 100 %. Le dispositif de la figure 4a comprend une unité de commande 2, par exemple un microcontrôleur, un circuit ASIC (« Application Specific Integrated Circuit » en anglais, soit un circuit intégré dédié à une application spécifique), un microprocesseur, un SoC (« System on Chip » en anglais, soit un système mono puce) ou similaire. L'unité de commande 2 reçoit en entrée des signaux de commande PWM et DIR ainsi qu'un signal d'horloge CLK. Elle délivre en sortie des signaux de commande des transistors MOS du pont en H alimentant le moteur 1, dont seuls les transistors M1 et M2 des figures la à ld sont représentés ici par souci de clarté de la figure et de concision du présent exposé. De même, on ne détaillera les moyens de variation tension-courant (Slew-Rate) que pour le transistor M1 (notons que ce dispositif peut être situé à la grille du transistor M2 au lieu du transistor M1). Ces moyens comprennent une source de courant commandée 21 et une source de courant commandée 31, respectivement agencées pour charger et décharger la grille de commande du transistor M1. Les sources 21 et 31 sont commandées, respectivement, par un signal S21 et par un signal S31 générés par l'unité de commande 2. Du côté de l'entrée de l'unité de commande 2, le signal DIR est par exemple un signal logique binaire qui commande le sens de rotation du moteur, c'est-à-dire le sens de circulation du courant à travers le pont en H (voir figures 1 a et 1 b). Le signal de commande de consigne PWM et son rapport cyclique de consigne dcom déterminent le courant alimentant la charge, et donc la vitesse et/ou le couple du moteur 1. Le dispositif comprend aussi un premier compteur 3 ayant une entrée d'horloge, une entrée de remise à zéro, et les sorties de comptage (représentées symboliquement comme une sortie unique). L'entrée d'horloge reçoit un signal logique résultant de la combinaison logique du signal de commande de consigne PWM et du signal d'horloge CLK du dispositif dans une porte logique, par exemple de type 'ET'. L'entrée de remise à zéro reçoit un signal de remise à zéro Reset_A de la valeur du premier compteur 3, qui est fourni par l'unité de commande 2. Le signal de remise à zéro Reset_A est activé par l'unité de commande 2, pour réinitialiser le premier compteur 3, au plus tard à la réception d'un front montant du signal de commande de consigne PWM. Ainsi agencé, le premier compteur 3 est adapté pour compter au rythme du signal d'horloge CLK pendant l'intervalle de temps où le signal de commande de 5 consigne PWM est à l'état logique haut, et donc pour mesurer la durée tO de cet intervalle (cf. figure 2a). Cette durée, disponible sous la forme de la valeur de comptage du premier compteur 3 lorsque le signal de commande de consigne PWM repasse à l'état logique bas, est alors acquise par l'unité de commande 2. Elle est stockée dans un registre de cette dernière. Le premier compteur 3 est alors réinitialisé par l'unité de 10 commande 2 en activant le signal de remise à zéro Reset_A. Du côté de la sortie de l'unité de commande 2, on note 01 le noeud par lequel la source du transistor M1 est connectée à une borne du moteur 1. La tension sur ce noeud (notée V à la figure 2b) correspond à un signal analogique OUT. Ce signal répercute le signal de commande au niveau de la charge. Il présente le rapport cyclique 15 effectif deff mentionné plus haut. Une porte 'adaptation de niveaux de tension' en fournit une version logique L_Out à l'unité de commande 2, avec des niveaux de tension correspondant aux états logiques haut et bas acceptés par cette unité de commande 2. Dit autrement, le signal logique de commande effectif L_Out est à l'état logique haut quand la tension V (signal OUT) est au dessus de la moitié de la tension de la 20 batterie Vbat, et est à l'état logique bas lorsque la tension V (signal OUT) est au dessous de la moitié de la tension de la batterie Vbat. Le dispositif comprend aussi un second compteur 4 ayant une entrée d'horloge, une entrée de remise à zéro, et une sortie. L'entrée d'horloge reçoit un signal logique résultant de la combinaison logique du signal logique de commande effectif L_Out 25 et du signal d'horloge CLK du dispositif dans une porte logique, par exemple de type 'ET'. L'entrée de remise à zéro reçoit un signal Reset B de remise à zéro de la valeur du compteur, qui est fourni par l'unité de commande 2. Le signal Reset B est activé par l'unité de commande 2 comme il sera détaillé plus loin. Ainsi agencé, le second compteur 4 est adapté pour compter au rythme du 30 signal CLK pendant la période de temps où le signal logique de commande effectif L_Out est à l'état logique haut, et donc pour en mesurer la durée (notée tO - ti à la figure 2b). Il faut considérer un retard td2 à l'ouverture du transistor M2. Ce retard est compensé par le fait que la valeur initiale du premier compteur 3 est td2. Cette valeur provient de la période précédente du signal de commande de consigne PWM. Elle est disponible sous la forme 35 de la valeur de comptage du second compteur 4, est acquise en continu par l'unité de commande 2, par exemple sur chaque front montant du signal d'horloge CLK. L'unité de commande 2 est configurée, par exemple par logiciel, pour maintenir le transistor M1 passant à l'aide des signaux S21 et S31, afin que la durée mesurée à l'aide du second compteur 4 corresponde à la valeur tO mesurée à l'aide du premier compteur 3 et stockée dans un registre. Dit autrement, le temps pendant lequel le signal de commande effectif au niveau de la charge (i.e. sur la source du transistor M1) est maintenu à l'état haut (correspondant au dépassement de la moitié de la tension Vbat) est asservi à la durée tO. Cela revient à compenser le retard td en prolongeant la durée de l'impulsion du signal de commande effectif V, tel que symbolisé en traits pointillés à la droite de la figure 2b. Le fonctionnement du dispositif va maintenant être décrit en regard des chronogrammes des figures 5a-5b, 6a-6b, 7a-7b, et 8a-8b. Les figures 5a et 5b sont, respectivement, des chronogrammes du signal de commande de consigne PWM et du signal logique de commande effectif L_Out pour une valeur de rapport cyclique relativement basse, c'est-à-dire proche de 10% ici. Les figures 6a et 6b sont, respectivement, des chronogrammes du signal de commande de consigne PWM et du signal logique de commande effectif L_Out, pour une valeur de rapport cyclique fréquemment utilisée, c'est-à-dire proche de 35% ici. Les figures 7a et 7b sont, respectivement, des chronogrammes du signal de commande de consigne PWM et du signal logique de commande effectif L_Out, pour une valeur de rapport cyclique relativement élevée, c'est-à-dire proche de 90 % par valeurs inférieures. Enfin, les figures 8a et 8b sont, respectivement, des chronogrammes du signal de commande de consigne PWM et du signal L_OUT, pour une valeur de rapport cyclique proche de 100 %. Considérant tout d'abord le cas des figures 6a et 6b, une mesure de la durée tO pendant laquelle le signal de commande de consigne PWM est à l'état logique haut démarre, à l'étape S1, lorsque le signal de commande de consigne PWM passe à l'état logique haut, c'est-à-dire sur un front montant du signal de commande de consigne PWM. Egalement, l'unité de commande 2 pilote les signaux de commande S21 et S31 afin de provoquer la fermeture du transistor M1 avec la variation de courant-tension (Slew-Rate) souhaitée. La mesure précitée est effectuée par le premier compteur 3, en partant d'une valeur de comptage nulle, initialisée avant le front montant du signal de commande de consigne PWM pour la période considérée comme il va être expliqué ci-dessous. La mesure s'arrête, à l'étape S2, lorsque le signal de commande de consigne PWM repasse à l'état logique bas. La valeur de tO est alors acquise par l'unité de commande 2 et stockée dans un registre de cette dernière. Le premier compteur 3 est ensuite réinitialisé par l'unité de commande 2 en activant le signal Reset_A, au plus tard au front montant du signal de commande de consigne PWM, ce qui donne la valeur de départ nulle pour le comptage à la période suivante du signal de commande de consigne PWM. Parallèlement, une mesure de la durée pendant laquelle la tension V (signal OUT) doit être maintenue à plus de la moitié de Vbat démarre, à l'étape S3, lorsque le signal logique de commande effectif L_Out passe à l'état logique haut, c'est-à-dire sur un front montant du signal logique de commande effectif L_Out. La mesure démarre ainsi à l'instant effectif où le transistor M1 devient conducteur (interrupteur fermé). Plus précisément, la durée pendant laquelle la tension V (signal OUT) doit être maintenue à plus de la moitié de Vbat correspond à tO, mais la durée pendant laquelle les signaux de commande S21 et S31 doivent être pilotés pour maintenir le transistor M1 conducteur (interrupteur fermé) correspond à cette durée tO moins la différence, notée ti, entre les retards de commutation du transistor M1 à l'ouverture, c'est-à-dire à tO - ti. La mesure effectuée par le second compteur 4 part d'une valeur non nulle qui 15 correspond à la valeur td2 du retard de commutation à l'ouverture du transistor M1. Ceci est obtenu ainsi qu'on le comprendra à la lecture de ce qui suit. De façon continue, la valeur de comptage du second compteur 4 est alors acquise par l'unité de commande 2 sur chaque front du signal d'horloge CLK, et comparée à la valeur de tO qui est mesurée à l'aide du premier compteur 3 et qui est stockée dans le registre précité de l'unité de 20 commande 2. Lorsque, à l'étape S4, la valeur de comptage du second compteur 4 est égale à tO, l'unité de commande 2 pilote les signaux de commande S21 et S31 afin de provoquer le blocage du transistor M1 (ouverture du transistor). La tension V (signal OUT) sur la source de M1 chute alors vers le potentiel de masse Gnd. En même temps, le 25 second compteur 4 est réinitialisé par l'unité de commande 2 en activant le signal de remise à zéro Reset_B. Toutefois, le comptage par le second compteur 4 ne s'arrête pas pour autant. Il ne s'arrête, à l'étape S5, que lorsque le signal logique de commande effectif L_Out repasse à l'état logique bas, c'est-à-dire lorsque la tension V (signal OUT) sur la borne de 30 la charge (qui correspond aussi à la source de M1) passe au dessous de la moitié de la tension batterie Vbat. A cet instant, la valeur du second compteur 4 correspond alors au retard td2 de commutation de Ml. La valeur de ce retard td2 se trouve donc pré-chargée dans le second compteur 4 pour le comptage au cycle suivant, i.e. pour la période suivante du signal de commande de consigne PWM. 35 Comme on l'aura compris, l'ouverture de l'interrupteur qui est implémenté par le transistor M1, est anticipée d'une durée td2 correspondant au retard à la coupure dudit transistor M1 de telle manière que le temps de fermeture effectif de l'interrupteur est bien égal à tO. Dans une première variante de réalisation, le retard à la coupure td2 n'est pas mesuré mais il peut en être tenu compte par le logiciel pilotant l'unité de commande 2 sur la base d'une valeur fixe. Cette valeur fixe peut être obtenue, par exemple, via une étape de caractérisation du dispositif qui peut être effectuées en laboratoire lors de la phase de conception du dispositif. Ce mode de réalisation, quoique plus simple, donne toutefois des résultats moins bons. Dans une autre variante, le retard à la coupure td2 peut être mesuré par un autre compteur que le second compteur 4. Cette solution donne de meilleurs résultats que la première variante ci-dessus, notamment parce qu'elle prend en compte les caractéristiques effectives des composants. Néanmoins, elle demeure moins efficace que le mode de réalisation préféré décrit ci-dessus en regard de la figure 4a, dans la mesure où les effets dus à la variation de température sont moins bien pris en compte. On notera que, dans le cas illustré par les figures 6a-6b comme dans le cas illustré par les figures 7a-7b, l'étape S3 peut intervenir avant l'étape S2. Dans ce cas, une logique interne, réalisée par exemple par le logiciel de pilotage du microcontrôleur, empêche la réalisation de la comparaison entre la valeur du second compteur 4 tant que l'étape S2 ne s'est pas produite. En effet, jusqu'à ce moment, la valeur tO pour la période en cours du signal de commande de consigne PWM n'est pas encore disponible dans le registre de l'unité de commande 2. La description ci-dessus a été donnée à titre illustratif seulement, et n'est pas limitative de la portée de l'invention. Toute variante de réalisation techniquement envisageable peut être préférée aux modes de réalisation décrits. En particulier, les compteurs 3 et 4 ainsi que les portes logiques associées à leur fonctionnement peuvent être réalisés dans un microcontrôleur, par exemple, qui implémente l'unité de commande 2. Par exemple, le mode de réalisation illustré par la figure 4b, bien que très sensiblement différent, n'est qu'une optimisation du mode de réalisation présenté en 30 figure 4a. Le dispositif de la figure 4b utilise les mêmes éléments 21, 31, M1, M2, et 1 qu'à la figure 4a. L'unité de commande 2 est toujours présente mais a un rôle différent. Les signaux PWM et DIR ainsi que L_OUT permettent de piloter les signaux Fenêtre, Sens et Reset_A afin de gérer un compteur-décompteur 5 remplaçant le premier compteur 3 de 35 la figure 4a de la manière suivante Le signal Fenêtre permet un comptage, en laissant passer ou non un signal d'horloge CLK au moyen d'une porte 'ET', dans le compteur-décompteur 5. Le comptage a lieu lorsque le signal de commande de consigne PWM est à l'état haut alors que le signal L_OUT est à l'état bas, et le signal Fenêtre est alors à l'état haut. Le décomptage a lieu lorsque le signal de commande de consigne PWM est à l'état bas alors que le signal L_OUT est à l'état haut, et le signal Fenêtre est alors également à l'état haut. Il n'y a ni comptage ni décomptage lorsque le signal de commande de consigne PWM et le signal L_OUT sont dans le même état, le signal Fenêtre étant alors à l'état bas. Le signal Sens permet le positionnement en comptage ou décomptage du 10 compteur-décompteur 5. Lorsque le compteur-décompteur 5 atteint la valeur 0, lors du décomptage, la séquence d'ouverture de M1 est déclenchée. Il a été vu précédemment qu'il y avait alors un retard td2 pendant lequel le compteur-décompteur 5 continue de décompter, et la valeur atteinte représente une valeur négative - td2, qui vient en déduction lors du comptage suivant. 15 Les avantages de la figure 4b par rapport au mode de réalisation de la figure 4a sont un seul compteur au lieu de deux, et une capacité de comptage requise qui est bien moindre car il suffit de mesurer le plus grand des retards, soit td/ au lieu de mesurer la durée tO, laquelle peut atteindre une période complète. La comparaison du niveau de tension en 01 par rapport à la moitié de la 20 tension de la batterie Vbat peut être simplifiée au prix d'une légère altération de la précision ; par exemple, en référence à la figure 2a, en prenant comme événements de début ou de fin de comptage la fin des variations de tension en 01, au lieu de prendre le milieu de la variation de tension. Remplacer par les débuts de variation de tension convient également. REVENDICATIONS1. Dispositif de commande d'une charge inductive par modulation de largeur d'impulsion dans lequel, à partir d'un signal de commande de consigne (PWM) périodique ayant un rapport cyclique de consigne (dcom) donné, ledit signal de commande de consigne (PWM) est, à chaque période dudit signal de commande de consigne (PWM), dans un premier état logique déterminé parmi les états logiques haut et bas pendant au moins une première durée (t0) et dans l'autre état logique pendant le reste de la période, le dispositif comprenant : - une unité de commande (2) agencée pour générer des signaux de commande (S21, S31) activant la charge inductive, à partir du signal de commande de consigne (PWM) et avec des variations de courant-tension (Slew-Rate) ; - un premier compteur (3) agencé pour déterminer la première durée (t0) à partir du signal de commande de consigne (PWM) ; et - un second compteur (4) agencé pour déterminer une seconde durée (t0 - td2) pendant laquelle un signal logique (L_Out) correspondant à un signal de commande effectif (V, OUT) observé au niveau de la charge (01), est dans le premier état logique déterminé, dans lequel l'unité de commande (2) est configurée pour asservir la seconde durée à la première durée. 2. Dispositif selon la revendication 1 dans lequel le premier compteur (3) et le second compteur (4) sont remplacés par un compteur-décompteur (5) agencé pour compter au rythme des fronts d'un signal d'horloge (CLK) lorsque seul le signal de commande de consigne est dans le premier état logique, et pour décompter au rythme des fronts dudit signal d'horloge (CLK) lorsque seul le signal logique (L_out) est dans ledit premier état logique, l'unité de commande (2) étant configurée pour que le compteur-décompteur (5) atteigne une valeur négative. 3. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel le premier compteur (3) est agencé pour compter au rythme des fronts d'un signal d'horloge (CLK), à partir d'un front du signal de commande de consigne (PWM) faisant passer ledit signal de commande de consigne (PWM) dans le premier état logique, et jusqu'à un front du signal de commande de consigne (PWM) faisant passer ledit signal de commande de consigne (PWM) dans l'autre état logique. 4. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel l'unité de commande (2) est configurée pour générer un signal (Reset_A) de remise à zéro du premier compteur (3) enréponse au front du signal de commande de consigne (PWM) faisant passer ledit signal de commande de consigne (PWM) dans l'autre état logique, et après avoir sauvegardé la valeur de comptage courante dudit premier compteur (3) dans un registre. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1, 3 ou 4, dans lequel le second compteur (4) est agencé pour compter au rythme des fronts d'un signal d'horloge (CLK), à partir d'un front du signal logique (L_Out) correspondant au signal de commande effectif (OUT) au niveau de la charge faisant passer ledit signal logique (L_Out) dans le premier état logique, et jusqu'à un front du signal logique (L_Out) faisant passer ledit signal logique dans l'autre état logique. 6. Dispositif selon les revendications 4 et 5, dans lequel l'unité de commande (2) est configurée pour générer un signal (Reset_B) de remise à zéro du second compteur (4) lorsque la valeur de comptage courante du second compteur (4) atteint la valeur de comptage du premier compteur (3) sauvegardée dans le registre. 7. Dispositif selon la revendication 6, dans lequel l'unité de commande (2) est configurée, en outre, pour générer des signaux de commande (S21, S31) désactivant la charge inductive lorsque la valeur de comptage courante du second compteur (4) atteint la valeur de comptage du premier compteur (3) sauvegardée dans le registre. 8. Procédé de commande d'une charge inductive par modulation de largeur d'impulsion à partir d'un signal de commande de consigne (PWM) périodique ayant un rapport cyclique de consigne donné (dcom), ledit signal de commande de consigne (PWM) est, à chaque période dudit signal de commande de consigne (PWM), dans un premier état logique déterminé parmi les états logiques haut et bas pendant au moins une première durée (t0) et dans l'autre état logique pendant le reste de la période, le procédé comprenant : - la génération de signaux de commande (S21, S31) activant la charge inductive, à partir du signal de commande de consigne (PWM) et avec des variations de courant-tension (Slew-Rate) ; - la détermination, à l'aide d'un premier compteur (3), de la première durée (t0) à partir du signal de commande de consigne (PWM) ; - la détermination, à partir d'un second compteur (4), d'une seconde durée (t0 - td2) pendant laquelle un signal logique (L_Out) correspondant à un signal de commande effectif (V,OUT) observé au niveau de la charge (01), est dans le premier état logique déterminé ; et - l'asservissement de la seconde durée (t0 - td2) à la première durée (t0). 9. Procédé selon la revendication 8, dans lequel le premier compteur (3) compte au rythme des fronts d'un signal d'horloge (CLK), à partir d'un front du signal de commande de consigne (PWM) faisant passer ledit signal de commande de consigne (PWM) dans le premier état logique, et jusqu'à un front du signal de commande de consigne (PWM) faisant passer ledit signal de commande de consigne (PWM) dans l'autre état logique. 10. Procédé selon la revendication 9, dans lequel le premier compteur (3) est réinitialisé en réponse au front du signal de commande de consigne (PWM) faisant passer ledit signal de commande de consigne (PWM) dans l'autre état logique, et après avoir 10 sauvegardé la valeur de comptage courante dudit premier compteur (3) dans un registre. 11. Procédé selon l'une quelconque des revendications 8 à 10, dans lequel le second compteur (4) compte au rythme des fronts d'un signal d'horloge (CLK), à partir d'un front du signal logique (L_Out) correspondant au signal de commande effectif (OUT) au niveau de la charge faisant passer ledit signal logique dans le premier état logique, et 15 jusqu'à un front du signal logique (L_Out) faisant passer ledit signal logique (L_Out) dans l'autre état logique. 12. Procédé selon les revendications 9 et 10, dans lequel le second compteur (4) est réinitialisé lorsque la valeur de comptage courante du second compteur (4) atteint la valeur de comptage du premier compteur (3) sauvegardée dans le registre. 20 13. Procédé selon la revendication 12, dans lequel l'unité de commande (2) est configurée, en outre, de telle sorte que des signaux de commande (S21, S31) sont générés pour désactiver la charge inductive lorsque la valeur de comptage courante du second compteur (4) atteint la valeur de comptage du premier compteur (3) sauvegardée dans le registre.