FR 2980608 A1 20130329 FR 1158667 A 20110928 B11230 - 11-R0-0564 1 OPTIMISATION DE LA VITESSE DE TRAITEMENT PAR UN TRANSPONDEUR ÉLECTROMAGNÉTIQUE Domaine de l'invention La présente invention concerne de façon générale des systèmes utilisant des transpondeurs, c'est-à-dire des émetteurs-récepteurs (généralement mobiles), susceptibles de 5 communiquer sans contact et sans fil avec un terminal. L'invention concerne plus particulièrement l'optimisation de la vitesse de traitement par des circuits numériques (processeur) d'un transpondeur. Exposé de l'art antérieur 10 Les systèmes à transpondeurs électromagnétiques sont de plus en plus utilisés et les transpondeurs exécutent des opérations de plus en plus complexes à l'aide de circuits numériques de traitement (en pratique des microprocesseurs). L'apparition des dispositifs mobiles de télécommunication 15 équipés de routeurs de communication en champ proche (NFC - Near Field Communication) participe à cette évolution. On sait que plus un processeur ou un circuit numérique de traitement travaille à une fréquence élevée, plus sa consommation est importante. On a déjà proposé d'évaluer la 20 tension récupérée par un transpondeur pour en déduire l'énergie transférée d'un terminal au transpondeur. B11230 - 11-R0-0564 2 Toutefois, le transpondeur récupère une tension d'alimentation qui dépend fortement du couplage entre le terminal et le transpondeur, donc de la consommation des circuits du transpondeur. Ce couplage, qui est inversement proportionnel (non linéaire) à la distance entre le terminal et le transpondeur, conditionne l'amplitude de la tension récupérée par le transpondeur. On sait par ailleurs qu'une diminution de la charge (de la consommation du transpondeur) entraîne une augmentation 10 de la tension et de la puissance téléalimentée. En fonction de la valeur courante du couplage par rapport au couplage optimum, il peut se produire qu'une diminution de la charge entraîne que le couplage tend vers sa valeur optimum critique. Le transpondeur se trouve alors dans une situation paradoxale où 15 ses circuits consomment moins mais où la tension et la puissance de téléalimentation atteignent un maximum. Toutefois, pour une même valeur de la tension récupérée, on peut se trouver dans deux situations différentes du couplage. Par conséquent, il est particulièrement délicat de 20 déterminer à quelle fréquence faire fonctionner les circuits numériques du transpondeur en fonction de la tension mesurée car on risque en espérant améliorer la situation, en fait de l'aggraver, voire de placer le transpondeur dans une situation où l'effondrement de la tension qu'il reçoit le rend non 25 fonctionnel. Résumé Un objet d'un mode de réalisation de la présente invention est de proposer un mécanisme d'optimisation de la vitesse de traitement par un transpondeur (fréquence d'horloge 30 des circuits numériques qu'il comporte) qui pallie tout ou partie des inconvénients des solutions usuelles. Pour atteindre tout ou partie de ces objets ainsi que d'autres, on prévoit un procédé de réglage de la fréquence d'horloge d'une unité de traitement d'un transpondeur 35 électromagnétique, dans lequel un rapport entre des infor- B11230 - 11-R0-0564 3 mations, représentatives d'une tension aux bornes d'un circuit oscillant du transpondeur et obtenues pour deux valeurs de charge résistive, est comparé à l'unité pour décider d'une éventuelle augmentation ou diminution de la fréquence d'horloge de l'unité de traitement. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la fréquence est augmentée si ledit rapport est supérieur à 1 et est diminuée dans le cas contraire. Selon un mode de réalisation de la présente invention : une valeur courante du rapport entre le facteur de couplage courant entre le transpondeur et un terminal et un facteur de couplage optimum avec une première valeur de charge résistive est calculée et mémorisée ; ladite valeur courante est comparée à l'unité ; et tant que ces valeurs ne sont pas égales, on provoque une variation de la fréquence d'horloge de l'unité de traitement dans une plage définie par deux seuils. Selon un mode de réalisation de la présente invention, 20 les valeurs dudit rapport sont obtenues suite aux mesures : d'une première valeur d'une tension continue fournie par un redresseur aux bornes d'un circuit oscillant du transpondeur pour une première valeur de charge résistive de ce circuit oscillant ; et 25 d'une seconde valeur de ladite tension pour une seconde valeur de charge résistive. Selon un mode de réalisation de la présente invention, on calcule une valeur cible Vc2opti target de tension aux bornes du circuit oscillant d'après la formule suivante : 1 k kopt]R20 30 VC2opt]target = 1+ VC2]R20 2 ) où : B11230 - 11-R0-0564 4 VC2]R20 représente ladite première valeur de la tension continue ; k représente la valeur courante du couplage ; et kopt]R20 représente la valeur du couplage optimum 5 avec la première valeur de charge résistive. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la variation de charge résistive entre lesdites deux valeurs est obtenue par une variation de la fréquence d'horloge de l'unité de traitement. 10 On prévoit également un transpondeur électromagnétique comportant : un circuit oscillant en amont d'un circuit de redressement propre à fournir une tension continue lorsque le transpondeur se trouve dans le champ magnétique d'un terminal ; 15 et au moins une unité de traitement programmée pour mettre en oeuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes. Brève description des dessins 20 Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1, représente, de façon très schématique, un 25 exemple de système de communication en champ proche ; la figure 2 est un schéma bloc simplifié d'un terminal et d'un transpondeur d'un système de communication en champ proche ; la figure 3 illustre un exemple d'évolution de la 30 tension aux bornes du circuit résonnant du transpondeur en fonction d'un couplage normalisé la figure 4 est un schéma bloc illustrant un mode de mise en oeuvre du procédé d'optimisation de la fréquence de d'horloge du transpondeur ; et B11230 - 11-Ra-0564 la figure 5 est un schéma bloc d'un mode de réalisation d'un transpondeur adapté à asservir sa fréquence d'horloge en fonction des conditions de couplage. Description détaillée 5 De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et seront détaillés. En particulier, la provenance et la destination des données 10 transmises lors des communications entre un transpondeur et un terminal n'ont pas été détaillées, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec toutes communications usuelles. La figure 1 est un schéma bloc d'un système de communication à transpondeur électromagnétique. Un terminal 1 15 (TERMINAL) est susceptible de communiquer en champ proche (par exemple, selon un protocole NFC-Near Field Communication) avec un élément distant, à savoir un transpondeur (TRANS). Le terminal peut prendre différentes formes, par exemple une borne de validation de titres de transport, un lecteur de passeports 20 électroniques, un ordinateur portable, un dispositif mobile de communication (téléphone mobile ou smartphone, assistant numérique personnel - PDA, etc.), un boîtier électronique de démarrage de véhicule automobile, etc. Le transpondeur 2 peut également prendre différentes 25 formes, par exemple une carte à puce, un titre de transport électronique, un passeport électronique, un terminal de télécommunication (smartphone, PDA, etc.), une étiquette électronique, etc. La figure 2 représente, de façon très schématique et 30 simplifiée, un exemple de terminal 1 et de transpondeur 2. Le terminal 1 comporte un circuit oscillant, généralement série, formé d'une inductance Ll en série avec un condensateur Cl et une résistance Rl. Ce circuit oscillant série est, dans l'exemple de la figure 2, connecté entre une borne 12 de sortie 35 d'un amplificateur ou coupleur d'antenne 14 et une borne 13 à un B11230 - 11-R0-0564 6 potentiel de référence (généralement la masse). Un élément 15 de mesure du courant dans le circuit oscillant est intercalé, par exemple, entre l'élément capacitif Cl et la masse 13. Cet élément de mesure 15 fait partie d'une boucle de régulation de phase qui sera décrite plus loin. L'amplificateur 14 reçoit un signal de transmission haute fréquence issu d'un modulateur 16 (MOD) qui reçoit une fréquence de référence (signal OSC) par exemple d'un oscillateur à quartz (non représenté). Le modulateur 16 reçoit, si besoin, un signal Tx provenant d'un circuit 11 de commande et d'exploitation des transmissions. Ce circuit est généralement pourvu d'un microprocesseur de traitement de commande et de données, communiquant avec différents circuits d'entrée/sortie (clavier, écran, éléments d'échange avec un serveur, etc.) et/ou de traitement non détaillés. Les éléments du terminal 1 tirent le plus souvent l'énergie nécessaire à leur fonctionnement d'un circuit d'alimentation (non représenté) raccordé, par exemple, au réseau de distribution électrique ou à une batterie (par exemple, celle d'un véhicule automobile ou d'un téléphone ou ordinateur portable). Le modulateur 16 fournit une porteuse haute fréquence (par exemple, à 13,56 mégahertz) au circuit oscillant L1-C1 qui engendre un champ magnétique. L'élément capacitif Cl est, par exemple, un élément à capacité variable et commandable par un signal CTRL. Cet élément participe à la régulation de phase du courant Tl dans l'antenne Ll par rapport à un signal de référence. Cette régulation est une régulation du signal haute fréquence, c'est-à-dire du signal de la porteuse correspondant au signal fourni à l'amplificateur 14 en l'absence de données Tx à transmettre. La régulation est effectuée en faisant varier la capacité Cl du circuit oscillant du terminal de façon à maintenir le courant dans l'antenne Ll en relation de phase constante avec le signal de référence. Ce signal de référence correspond, par exemple, au signal OSC fourni au modulateur 16. Le signal CTRL est issu d'un circuit 17 (COMP) dont le rôle est de détecter l'écart de phase par rapport B11230 - 11-R0-0564 7 au signal de référence et de modifier en conséquence la capacité de l'élément Cl. Le comparateur 17 reçoit une information MES du courant il dans le circuit oscillant, détectée par l'élément de mesure 15 (par exemple un transformateur d'intensité ou une résistance). Un transpondeur 2, apte à coopérer avec le terminal, comporte un circuit oscillant, par exemple parallèle, formé d'une inductance L2 en parallèle avec un condensateur C2, entre deux bornes 21 et 22. Le circuit oscillant parallèle (appelé circuit résonnant en réception) est destiné à capter un champ magnétique engendré par le circuit oscillant L1-C1 du terminal 1. Les circuits L2-C2 et L1-C1 sont accordés sur une même fréquence de résonnance (par exemple, 13,56 mégahertz). Les bornes 21 et 22 sont reliées à deux bornes d'entrée alternative d'un pont redresseur 23 (le plus souvent double alternance). Les bornes de sortie redressée du pont 23 définissent respectivement une borne positive 24 et une borne de référence 25. Un condensateur Ca est connecté entre les bornes 24 et 25 de façon à lisser la tension redressée. Le cas échéant, l'énergie récupérée sert à recharger une batterie non représentée. Quand le transpondeur 2 se trouve dans le champ du terminal 1, une tension haute fréquence est engendrée aux bornes du circuit résonant L2-C2. Cette tension, redressée par le pont 23 et lissée par le condensateur Ca, fournit une tension d'alimentation à des circuits électroniques du transpondeur par l'intermédiaire d'un régulateur de tension 26 (REG). Ces circuits comprennent généralement une unité de traitement 27 (par exemple un microcontrôleur pC) associée à une mémoire (non représentée), un démodulateur 28 (DEM) des signaux éventuellement reçus du terminal 1 et un modulateur 29 (MOD) pour transmettre les informations au terminal. Le transpondeur est généralement synchronisé au moyen d'une horloge CLK extraite, par un bloc 20, du signal haute fréquence récupéré, avant redressement, sur une des bornes 21 ou 22. Le plus B11230 - 11-R0-0564 8 souvent, tous les circuits électroniques du transpondeur sont intégrés sur une même puce. Dans le mode de réalisation de la figure 2, la fréquence f de fonctionnement du microcontrôleur est fixée par 5 un circuit 35 (ADAPT) exploitant la fréquence extraite par le circuit 20 ainsi qu'une image de la tension VC2 aux bornes du circuit L2-C2. Cette image provient, par exemple, de la tension VCa ou (variante illustrée en pointillés en figure 2) d'une mesure directe de la tension en amont du pont redresseur 23. La 10 fonction du circuit d'adaptation 35 sera exposée par la suite en relation avec les figures 4 et 5. Pour transmettre des données du terminal 1 vers le transpondeur 2, le circuit 16 module (généralement en amplitude) la porteuse (signal OSC) en fonction du signal Tx. Côté 15 transpondeur, ces données sont démodulées par le démodulateur 28 à partir de la tension VCa aux bornes du condensateur Ca. Le cas échéant, le démodulateur prélève le signal à démoduler du pont de redressement. Pour transmettre des données du transpondeur 2 vers le 20 terminal 1, le modulateur 29 commande un étage de modulation 30 (rétromodulation) de la charge constituée par les circuits du transpondeur sur le champ magnétique produit par le terminal. Cet étage est généralement constitué d'un interrupteur électronique K30 (par exemple un transistor) et d'une résistance 25 R30 (ou d'une capacité), en série entre les bornes 24 et 25. L'interrupteur K30 est commandé à une fréquence (par exemple, 847,5 kilohertz) dite de sous-porteuse, nettement inférieure (généralement avec un rapport d'au moins 10) à la fréquence du signal d'excitation du circuit oscillant du terminal 1. Lorsque 30 l'interrupteur K30 est fermé, le circuit oscillant du transpondeur est soumis à un amortissement supplémentaire par rapport à la charge constituée par les circuits 20, 26, 27, 28 et 29, de sorte que le transpondeur prélève une quantité d'énergie plus importante du champ magnétique haute fréquence. 35 Côté terminal 1, l'amplificateur 14 maintient constante B11230 - 11-R0-0564 9 l'amplitude du signal d'excitation haute fréquence. Par conséquent, la variation d'énergie du transpondeur se traduit par une variation d'amplitude et de phase du courant dans l'antenne Ll. Cette variation est détectée par un démodulateur d'amplitude ou de phase du terminal. Dans le mode de réalisation illustré en figure 2, le comparateur 17 intègre un démodulateur de phase servant également à démoduler le signal provenant du transpondeur. Par conséquent, ce comparateur 17 fournit un signal Rx restituant une rétromodulation éventuelle de données reçues d'un transpondeur au circuit 11. D'autres circuits de démodulation peuvent être prévus, par exemple un circuit exploitant une mesure de la tension aux bornes du condensateur Cl. De nombreuses variantes existent pour coder/décoder et 15 moduler/démoduler les communications entre un transpondeur et un terminal. Le temps de réponse de la boucle de régulation de phase est choisi suffisamment long pour ne pas gêner la rétromodulation éventuelle provenant d'un transpondeur et 20 suffisamment court devant la vitesse de passage d'un transpondeur dans le champ du terminal. On peut parler de régulation statique par rapport aux fréquences de modulation (par exemple, une fréquence de la porteuse de téléalimentation de 13,56 mégahertz et une fréquence de rétromodulation de 847,5 25 kilohertz). Un exemple de terminal à régulation de phase est décrit dans le document EP-A-0 857 981. Le fait que la phase soit régulée côté terminal permet d'exploiter des mesures de courant et de tension dans le circuit oscillant du transpondeur 30 pour en déduire des informations relatives au couplage du transpondeur lorsqu'il est dans le champ d'un terminal. Ces informations prennent en compte, notamment, le couplage entre le transpondeur et le terminal, c'est-à-dire le coefficient de couplage entre le circuit oscillant du terminal 35 et celui du transpondeur. Ce coefficient de couplage dépend B11230 - 11-R0-0564 10 essentiellement de la distance séparant le transpondeur du terminal. Le coefficient de couplage, noté k, entre les circuits oscillants d'un transpondeur et d'un terminal est toujours compris entre 0 et 1. Quand le transpondeur est posé contre le terminal, on considère que l'on est dans une position de couplage maximale. On ne peut en effet plus rapprocher davantage des antennes du transpondeur et du terminal sauf à supprimer le boîtier du terminal. Selon les modes de réalisation décrits, on utilise différentes relations liant les grandeurs électriques mesurables par le transpondeur dans différentes configurations de fonctionnement avec un terminal pour adapter automatiquement la vitesse de traitement (fréquence de cadencement ou d'horloge) du microprocesseur du transpondeur. Il est désormais connu qu'il existe entre le terminal et le transpondeur, une position de couplage optimum, notée arbitrairement kopt, qui correspond à la position à laquelle la tension VC2, récupérée aux bornes du transpondeur (plus précisément de son antenne), est maximale. Cette position de couplage optimum ne correspond pas nécessairement à la position de couplage maximal. La figure 3 représente un exemple d'allure de la tension VC2 récupérée côté transpondeur en fonction du couplage 25 normalisé k/kopt- La courbe part de l'origine des ordonnées (tension nulle) pour un couplage nul. Cela correspond à un éloignement du transpondeur et du terminal tel qu'aucun signal n'est capté par le transpondeur. La tension VC2 atteint un maximum VC2opt pour 30 un coefficient de couplage kopt optimum (k/kopt = 1), puis décroit vers une valeur intermédiaire VC2(1) atteinte au couplage 1. La position de couplage maximal se trouve à un endroit donné de cette courbe mais pas nécessairement à la position de couplage optimum. Cela dépend en particulier des 35 différentes valeurs des éléments capacitifs et résistifs. B11230 - 11-R0-0564 11 Quand le transpondeur a été approché du terminal au maximum par son porteur, on considère que le couplage atteint sa valeur maximale, notée arbitrairement kmax, en position de butée. Cette position de butée peut correspondre soit au dépôt du transpondeur sur l'antenne du terminal, soit à son maintien à une certaine distance de celui-ci (par le biais du boîtier du terminal). La position de couplage maximal peut selon les cas être inférieure ou supérieure à la position de couplage optimum kopt. Des relations exprimant la valeur de la tension VC2 en fonction du rapport du couplage courant sur le couplage optimum et reliant la valeur de la résistance équivalente à la charge constituée par les éléments du transpondeur sur son propre circuit oscillant sont désormais habituelles. On note généralement R2 cette résistance équivalente. La résistance R2 représente la résistance équivalente de tous les circuits (microprocesseur, moyen de rétromodulation, etc.) du transpondeur 2 ramenée en parallèle sur le condensateur C2 et l'inductance L2 (avant ou après le pont redresseur). On appelle également "charge résistive" la conductance apportée par les circuits du transpondeur, donc leur consommation. Le niveau de cette charge est symbolisé par la résistance R2 aux bornes du circuit oscillant. Cette charge dépend également de la fréquence d'horloge du microprocesseur qui influe sur sa consommation. Des relations liant ces grandeurs relatives au couplage et à différentes valeurs prises par la résistance R2 sont données, par exemple, dans le document EP-A-2 276 643 (B9617, 09-RO-119). On prévoit d'exploiter ces relations pour adapter la 30 fréquence f du microcontrôleur 27 (conditionnant sa vitesse de traitement). Pour une valeur de couplage k donnée, en considérant que l'impédance du circuit oscillant du terminal ne varie pas et que les circuits restent accordés, on peut exprimer (par 35 exemple, en exploitant les relations indiquées dans le document B11230 - 11-R0-0564 12 susmentionné) le rapport entre les coefficients courants k et les coefficients optimum kopt]R20 et kopt]R21, respectivement pour une résistance R2 de valeur R20 et de valeur R21 de la façon suivante : k kopt]R20 iiR20 (formule 1) k R21 - kopflR21 Toujours dans les mêmes conditions, le carré du rapport, noté r, entre le coefficient courant k et le coefficient optimum kopt]R20, en fonction des tensions VC2]R20 et VC2] R21 de la tension VC2, respectivement pour les valeurs R20 et R21 de la résistance R2, peut s'écrire : VCIR21 R20 1 R21 r2- VcIR20 (formule 2) VCIR20 En utilisant les formules 1 et 2, on peut écrire : 2 (formule 3) k R21 VC2opt]R21 kopt]R20) R20 VC2opt]R20 2k +1 kopt]R20) Pour faire tendre le couplage courant vers sa valeur 15 optimum critique sans changer la position (distance entre le transpondeur et le terminal), on détermine une valeur cible de la tension d'après la formule suivante, obtenue en considérant que la valeur R21 de la formule 3 correspond à la charge cible (target) du transpondeur: kopt]R20)1 VC1R21 20 VC2opt]target = VC2]R20 2 (formule 4) 1 k 1+ kopt]R20 ) B11230 - 11-R0-0564 13 La figure 4 est un organigramme simplifié d'un mode de mise en oeuvre du procédé d'optimisation de la vitesse de traitement du microprocesseur du transpondeur. Pour simplifier l'exposé de la figure 4, on continue à 5 se référer aux valeurs Vc2] R20 et Vc2] R21, sachant qu'il est en pratique plus facile de mesurer les valeurs Vcai R20 et Vcai R21 de la tension VCa, mais que cela ne change rien sur les seuils de comparaison du rapport de couplage courant sur le couplage optimum à une valeur donnée de la résistance. Par ailleurs, le 10 calcul d'un objectif de tension aux bornes du circuit oscillant se traduit sans difficulté en objectif de tension aux bornes du condensateur Ca. De façon périodique, le transpondeur mesure (bloc 41, MES Vc2] R20) et mémorise la tension aux bornes du condensateur 15 C2 avec une première valeur R20 de résistance R2. Puis (bloc 42, R20 -> R21), on modifie la valeur de l'élément résistif R2 vers une valeur supérieure R21. En variante, on pourra diminuer la valeur de la résistance R2 vers une valeur R21 inférieure. 20 Puis (bloc 43, MES Vc2] R21, R21 -> R20), on mesure et mémorise la tension aux bornes du condensateur C2 avec la valeur R21 de résistance R2, et on modifie de nouveau la charge R2 pour revenir à la valeur R20. On calcule et on mémorise alors (bloc 44, 25 r.2 = (k/ko-ti p jR20)i2), la valeur courante du rapport du couplage k par rapport à la valeur optimum kopti R20 avec la résistance R20. Ce calcul est effectué, par exemple, d'après la formule 2 ci-dessus. On compare alors (bloc 45, ri2 = 1 ?) le rapport 30 courant à l'unité. Ce test revient à déterminer si on se trouve dans la position de couplage optimum. Comme la valeur de la résistance R2 dépend de la fréquence d'horloge du microprocesseur, se trouver dans la position de couplage optimum (sortie Y du test 45) signifie que l'on ne peut pas faire mieux 35 du point de vue de la fréquence d'horloge du microprocesseur et B11230 - 11-R0-0564 14 on ne change rien. On passe alors (bloc 47, NEXT i) à une itération suivante des mesures et on revient à l'étape 41. Si l'on n'est pas en position de couplage optimum (sortie N du bloc 45), on calcule alors une valeur cible pour la 5 tension VC2 (bloc 48, CAL Vc2opti target) d'après la formule 4 ci-dessus. On détermine alors si la valeur r.2 calculée à l'étape 44, est supérieure ou inférieure à l'unité (bloc 49, ri2 > 1 ?). Le test 49 pourrait être effectué avant le calcul 10 48. Si le rapport ri2 est inférieur à l'unité (sortie N du bloc 49), on détermine si la fréquence f de cadencement (d'horloge) du microcontrôleur correspond à une valeur minimale Emin (bloc 50, f = Emin ?)- Dans l'affirmative (sortie Y du bloc 15 50), cela signifie que l'on ne peut plus intervenir sur la fréquence de façon à l'optimiser et on passe à une itération suivante (bloc 47, NEXT i) en revenant à l'étape 41. Sinon (sortie N du bloc 50), on diminue la fréquence f (bloc 51, DEC f) jusqu'à atteindre, si possible la valeur cible calculée 20 au bloc 48. Cette diminution de la fréquence s'effectue par exemple par paliers et, à chaque nouvelle diminution, on compare (bloc 50', f = Emin ?) la valeur courante f par rapport au seuil Emin de façon à rester dans une plage de fréquences compatible avec le fonctionnement du transpondeur. Tant que ce seuil n'est 25 pas atteint (sortie N du bloc 50'), on mesure la valeur courante de la tension VC2 que l'on compare à la valeur cible (bloc 52, VC2 = VC2opt]target Tant que cette valeur n'est pas atteinte (sortie N du bloc 52), on revient en entrée du bloc 51 pour poursuivre la décroissance de la fréquence d'horloge. 30 Une fois la valeur cible atteinte (sortie Y du bloc 52) ou la valeur minimum fmin de la fréquence atteinte (sortie Y du bloc 50'), on ne peut plus diminuer la fréquence d'horloge du transpondeur et le processus reprend en entrée du bloc 41. Si le rapport courant ri2 est supérieur à 1 (sortie Y 35 du bloc 49), on compare la fréquence courante f à un seuil fmax B11230 - 11-R0-0564 15 de fréquence maximal de fonctionnement du microprocesseur (bloc 53, f = fmax ?)- Si ce seuil est atteint (sortie Y du bloc 53), on passe à une mesure suivante (bloc 47) et on revient à l'étape 41. Dans le cas contraire, cela signifie que l'on est en mesure d'augmenter potentiellement la fréquence d'horloge du microprocesseur et que l'énergie est suffisante. On effectue alors cette augmentation (bloc 54, INC f) et à chaque incrément de la valeur de la fréquence f, on vérifie si le seuil fmax est atteint. Dans l'affirmative (sortie Y du bloc 55), on passe à l'itération suivante en revenant à l'étape 47. Sinon (sortie N du bloc 45), on compare la valeur courante de la valeur VC2 par rapport à la valeur cible (bloc 52', VC2 = VC2opt]target - Si la valeur cible est atteinte, on ne peut plus augmenter la fréquence et on repasse au bloc 47 pour la poursuite de l'asservissement en fonction d'éventuelles variations ultérieures. Dans le cas contraire (sortie N du bloc 52'), on revient à l'étape 54 pour poursuivre l'augmentation de la fréquence. Le processus illustré en relation avec la figure 4 conduit à faire coïncider autant que possible le couplage maximal avec le couplage optimum, et optimiser ainsi la vitesse de traitement par le microprocesseur aux conditions de couplage du transpondeur avec le terminal. La détermination des seuils fmin et fmax dépend du 25 microprocesseur utilisé. L'effet du processus décrit en relation avec la figure 4 est le suivant. Quand le rapport ri2 est supérieur à 1, cela signifie que le couplage est, dans la courbe de la figure 3, à droite de la position du couplage optimum (plus près du terminal 30 que cette position) et qu'en augmentant la fréquence, on va augmenter la charge du transpondeur sur le terminal et permettre de diminuer le couplage. A l'inverse, quand ce rapport est inférieur à 1, on se situe à gauche de la position de couplage optimum dans la courbe de la figure 3 et il faut diminuer la B11230 - 11-R0-0564 16 fréquence de traitement pour diminuer la charge constituée par les circuits du transpondeur sur le circuit oscillant L2-C2. La figure 5 est un schéma bloc de mode de réalisation d'un transpondeur 2 équipé pour déterminer automatiquement, 5 lorsqu'il est dans le champ d'un terminal (non représenté), le rapport entre le couplage courant et le couplage optimum. La représentation de la figure 5 est simplifiée par rapport à celle de la figure 2. En particulier, les éléments de démodulation, de rétromodulation et d'obtention de la fréquence d'horloge n'ont 10 pas été illustrés. La figure 5 illustre la présence d'un circuit résistif commutable 40 entre les bornes 24 et 25 du pont redresseur 3. Par exemple, deux résistances R43 et R45 sont connectées en parallèle en étant chacune en série avec un interrupteur K43, 15 respectivement K45. Les interrupteurs K43 et K45 (par exemple, des transistors MOS) sont destinés à être commutés pour mettre en oeuvre le procédé d'asservissement de la fréquence de fonctionnement du microcontrôleur à la position du transpondeur par rapport au terminal. L'unité de traitement 27 reçoit une 20 information sur la tension VCa sur une entrée MES pour mettre en oeuvre ce procédé. Dans l'exemple de la figure 5, lorsque les deux résistances R43 et R45 sont fonctionnellement connectées, la résistance R2 (charge des circuits du transpondeur) représente la valeur R20. La déconnexion d'une des résistances 25 (par exemple la résistance R43) augmente la valeur de la résistance R2 vers la valeur R21. D'autres connexions et commutations peuvent être prévues. Par exemple, une seule résistance commutable peut être utilisée en considérant qu'une des deux valeurs de la résistance R2 correspond à la charge 30 résistive des autres circuits du transpondeur. Selon un mode de réalisation préféré, la résistance commutable correspond à celle utilisée pour une rétromodulation résistive. On effectue une première mesure en commutant la résistance de rétromodulation pour qu'elle soit fonction- 35 nellement dans le circuit (interrupteur K30 à l'état passant B11230 - 11-R0-0564 17 dans l'exemple de la figure 2). On mesure alors la tension VC2]R20- Puis, on ouvre l'interrupteur K30 et on mesure la tension Vc2] R21 comme cela a été décrit en relation avec la figure 4. La mise en oeuvre du procédé décrit ne requiert alors aucune modification structurelle d'un transpondeur équipé d'un microcontrôleur. Il suffit de programmer ce microcontrôleur pour qu'il commute ainsi la résistance de rétromodulation. En variante, l'augmentation ou la diminution de la valeur de la résistance équivalente R2 est provoquée elle-même par une variation de la fréquence de fonctionnement de l'unité de traitement 27. Par exemple, pour augmenter la valeur de la charge R2 (diminuer la consommation), on diminue la fréquence de traitement au maximum jusqu'à concurrence du seuil fmin- A l'inverse, on peut provoquer une augmentation de la résistance équivalente R2 en réduisant la consommation de l'unité 27 en diminuant sa fréquence d'horloge. Divers modes de réalisation ont été décrits, diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le choix des seuils limites fmin et fmax et le choix de la périodicité des mesures et itérations sont à la portée de l'homme du métier en fonction de l'application. On tiendra notamment compte des déplacements potentiels du transpondeur pour fixer le seuil fmin- De plus, la mise en oeuvre des modes de réalisation qui ont été décrits est à la portée de l'homme du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus en utilisant des outils matériels et logiciels habituellement présents dans les transpondeurs. On notera que la mise en oeuvre de ces modes de réalisation ne requiert aucune modification du terminal et ne s'effectue que côté transpondeur. REVENDICATIONS1. Procédé de réglage de la fréquence d'horloge d'une unité de traitement (27) d'un transpondeur électromagnétique (2), dans lequel un rapport (r) entre des informations, représentatives d'une tension aux bornes d'un circuit oscillant (L2, C2) du transpondeur et obtenues pour deux valeurs (R20, R21) de charge résistive (R2), est comparé à l'unité pour décider d'une éventuelle augmentation ou diminution de la fréquence d'horloge de l'unité de traitement. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel la 10 fréquence est augmentée si ledit rapport est supérieur à 1 et est diminuée dans le cas contraire. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel : une valeur courante (ri) du rapport entre le facteur 15 de couplage courant (k) entre le transpondeur et un terminal (1) et un facteur de couplage optimum (kopti R20) avec une première valeur (R20) de charge résistive (R2) est calculée et mémorisée (44) ; ladite valeur courante est comparée à l'unité (45) ; 20 et tant que ces valeurs ne sont pas égales, on provoque une variation (51, 54) de la fréquence d'horloge de l'unité de traitement dans une plage définie par deux seuils (fmin, fmax). 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 25 à 3, dans lequel les valeurs dudit rapport sont obtenues suite aux mesures : d'une première valeur (V C21R20) d'une tension continue fournie par un redresseur (23) aux bornes d'un circuit oscillant (L2-C2) du transpondeur pour une première valeur (R20) de charge 30 résistive (R2) de ce circuit oscillant ; et d'une seconde valeur (Vc2i R21) de ladite tension pour une seconde valeur (R21) de charge résistive.B11230 - 11-R0-0564 19 5. Procédé selon 1+ la revendication 4, dans lequel on calcule une valeur cible circuit oscillant d'après Vc2opti target la formule de tension aux bornes du suivante : VC2opt]target = 1 VC2]R20 k ) 2 kopt]R20 où : VC2]R20) représente ladite première valeur de la tension continue ; k représente la valeur courante du couplage ; et (kopt]R20) représente la valeur du couplage optimum avec la première valeur de charge résistive. 6. Transpondeur selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel la variation de charge résistive entre lesdites deux valeurs (R20, R21) est obtenue par une variation de la fréquence d'horloge de l'unité de traitement. 7. Transpondeur électromagnétique comportant : un circuit oscillant (L2-C2) en amont d'un circuit de redressement (23) propre à fournir une tension continue (VCa) lorsque le transpondeur se trouve dans le champ magnétique d'un terminal (1) ; et au moins une unité de traitement (27) programmée pour mettre en oeuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes.