FR 2980272 A1 20130322 FR 1158219 A 20110915 CARACTERISATION DE LA GIGUE D'UN SIGNAL D'HORLOGE Domaine technique de l'invention L'invention est relative à la caractérisation de la gigue d'un signal d'horloge d'un 5 circuit, et plus particulièrement à un dispositif d'autotest embarqué (couramment désigné BIST, de l'anglais « Built-In Self-Test ») apte à coopérer avec un appareil de test externe pour réaliser cette caractérisation. État de la technique La gigue est le fait que les fronts d'un signal périodique réel n'arrivent en pratique pas 10 aux instants attendus, mais avec une certaine marge d'incertitude autour de ces instants. La figure 1 illustre, pour une alternance d'un signal d'horloge (première courbe), deux modèles classiques permettant de caractériser la gigue et de déduire une probabilité d'erreur. Lorsque le signal d'horloge est utilisé pour échantillonner des données d'une transmission série, la probabilité d'erreur est le taux d'erreur de transmission ou BER 15 (de l'anglais « Bit Error Rate »). La gigue a été longtemps modélisée comme un phénomène aléatoire suivant la loi normale dite de Gauss. Ainsi, comme le représente la deuxième courbe, on caractérise la gigue pour chaque front par une courbe de densité de probabilité normale, ou gaussienne, centrée sur le front. L'étalement de la courbe, définie par l'écart-type, 20 traduit la marge d'incertitude. Le taux d'erreurs BER correspond à la surface de l'intersection des courbes de densité associées à deux fronts consécutifs. Ainsi, le taux d'erreurs croît avec l'écart-type. Plus récemment, on a cherché à modéliser la gigue par une densité de probabilité plus réaliste, dite « double-Dirac », selon la troisième courbe de la figure 1. Il est défini que 25 la gigue était formée d'une composante aléatoire « RJ » et d'une composante déterministe « DJ ». Ces composantes dépendent de l'architecture du circuit générant le signal d'horloge. La fonction de densité « double-Dirac » est une convolution d'une fonction gaussienne, représentant la composante aléatoire RJ, et de deux fonctions de Dirac, centrées à +la et -µ par rapport au front théorique du signal d'horloge. La gigue 30 déterministe s'exprime alors par DJ = 211. Le taux d'erreur BER correspond également à la surface de l'intersection des courbes de densité associées à deux fronts consécutifs. Le document [« Jitter Analysis: The dual-Dirac Model, RJ/DJ, and Q-Scale », White Paper, Agilent Technologies, 31/12/2004] décrit une méthode de calcul des paramètres de la gigue lorsqu'elle est caractérisée par une fonction « double-Dirac ». Cette méthode suppose qu'on puisse mesurer avec précision les variations de la position des fronts du 5 signal observé. Les mesures sont classées dans un histogramme permettant, sur un grand nombre de mesures, de reconstruire la densité de probabilité. On approxime alors la queue de la courbe de densité ainsi trouvée à une courbe gaussienne excentrée représentant la part aléatoire RJ de la gigue mesurée. En faisant cette approximation, on déduit la valeur moyenne et l'écart-type de la courbe gaussienne, qui s'avéreront très 10 proches des paramètres n et a d'une courbe de densité double-Dirac. Ces paramètres permettront en outre de calculer le taux d'erreur BER. En production, lors du test après fabrication des circuits intégrés, on souhaite produire un indicateur de la gigue, afin d'éliminer les circuits qui présenteraient un taux d'erreurs inacceptable. Un tel test doit pouvoir être réalisé en un temps de l'ordre de la centaine 15 de millisecondes et utiliser des équipements de test standards, incapables de mesurer les positions des fronts d'horloge. Il n'est alors pas envisageable d'utiliser la méthode décrite dans le document Agilent. La figure 2 illustre une méthode à la base de la solution proposée dans le brevet US7487055 pour identifier des circuits qui présenteraient un taux d'erreurs trop 20 important. Dans un dispositif d'autotest embarqué du circuit, un signal d'horloge interne CKint à observer est échantillonné par un signal d'horloge de référence CKref de fréquence légèrement différente de celle du signal CKint. Ainsi, le signal Sbt formé des échantillons résultants se produit théoriquement à la fréquence de battement des signaux CKint et CKref, dont les demi-périodes sont 25 marquées par des lignes verticales dans la figure 2. En réalité, comme cela est représenté, les fronts du signal CKint ne sont pas réguliers à cause de la gigue. Il en résulte, notamment à proximité des transitions théoriques du signal de battement Sbt, la production d'erreurs d'échantillonnage. On considère que certains motifs retrouvés dans le signal Sbt sont représentatifs d'une 30 gigue importante et le dispositif d'autotest compte leur nombre d'occurrences sur un intervalle de mesure représentant un nombre statistiquement suffisant de cycles d'horloge. On propose notamment les motifs 10X1/01X0 (où « X » représente un nombre de bits quelconque d'états quelconques). Si le nombre d'occurrences dépasse un seuil à l'expiration de l'intervalle, le dispositif d'autotest signale que la gigue est inacceptable. Bien que cette solution soit utilisable dans un environnement de test en production, elle ne fournit aucun paramètre de caractérisation de la gigue, qui serait utile pour déceler 5 les causes de défaillance, notamment la part de la gigue déterministe. Résumé de l'invention On aurait donc besoin d'une solution permettant de fournir des paramètres de caractérisation de la gigue, qui soit utilisable dans un environnement de test en production, sans nécessiter d'appareil de mesure précis. 10 On tend à satisfaire ce besoin en prévoyant un procédé de caractérisation de la gigue d'un signal d'horloge interne d'un circuit, comprenant les étapes suivantes : générer une suite d'échantillons en échantillonnant le signal d'horloge interne par un signal d'horloge de référence ; comparer le mot formé des N échantillons les plus récents de la suite à un motif de N bits, où N est un entier supérieur ou égal à 2 ; incrémenter un 15 premier compteur si le mot est conforme au motif ; incrémenter un deuxième compteur lorsque le compte du premier compteur atteint un premier seuil Xi ; incrémenter un troisième compteur lorsque le compte du premier compteur atteint un second seuil X2 différent du premier ; réinitialiser périodiquement le premier compteur ; et à l'expiration d'un intervalle d'observation, calculer une valeur moyenne ù et un écart-type a d'une 20 courbe de densité gaussienne en fonction des nombres atteints dans les deuxième et troisième compteurs, en considérant ces nombres comme les cumuls pour les classes X1 et X2 d'un histogramme de la fonction de répartition complémentaire associée à la courbe de densité gaussienne. Selon un mode de mise en oeuvre du procédé, la conformité avec le motif est acquise 25 lorsque deux bits quelconques du mot sont distincts. Selon un mode de mise en oeuvre, les deux seuils sont choisis à des valeurs suffisamment élevées pour que les effets d'éventuelles autres fonctions de densité intervenant dans la caractérisation de la gigue ou produits par les conditions de mesure soient négligeables. 30 Selon un mode de mise en oeuvre, le premier compteur est réinitialisé à une fréquence double d'une fréquence de battement entre les signaux d'horloge interne et de référence. On prévoit également un circuit d'autotest embarqué permettant la collection d'informations utiles pour caractériser la gigue d'un signal d'horloge interne, comprenant : un registre à décalage recevant le signal d'horloge interne et cadencé par un signal d'horloge de référence ; un détecteur configuré pour évaluer la conformité du contenu du registre à décalage avec un motif de N bits, où N est un entier supérieur ou égal à 2 ; un premier compteur connecté pour être incrémenté par le détecteur lors d'une détection de conformité ; un deuxième compteur connecté pour être incrémenté lorsque le contenu du premier compteur atteint un premier seuil Xi ; un troisième compteur connecté pour être incrémenté lorsque le contenu du premier compteur atteint un second seuil X2 différent du premier ; et un circuit de gestion agencé pour cadencer les deuxième et troisième compteurs à une fréquence double de la fréquence de battement entre le signal d'horloge interne et le signal d'horloge de référence, et pour réinitialiser le premier compteur à la même cadence. Selon un mode de réalisation, le détecteur est configuré pour fournir un signal actif 15 lorsque deux quelconques des bits du registre à décalage sont distincts. Description sommaire des dessins Des modes de réalisation seront exposés dans la description suivante, faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : - la figure 1, précédemment décrite, représente des courbes de densité de 20 probabilité utilisées pour caractériser la gigue d'un signal d'horloge ; - la figure 2, précédemment décrite, représente un chronogramme illustrant une technique classique à la base de l'élaboration d'un critère de gigue binaire ; - la figure 3 illustre un chronogramme servant de point de départ d'une technique de caractérisation de la gigue ne nécessitant pas d'appareil de mesure précis ; 25 - la figure 4 représente une courbe de densité de probabilité résultant de la transformation d'une fonction double-Dirac par les conditions de mesure illustrées à la figure 3 ; - la figure 5 représente une courbe de fonction de répartition complémentaire associée à la densité de la figure 4 ; - la figure 6 représente schématiquement un mode de réalisation de dispositif d' autotest embarqué permettant de recueillir des données servant à caractériser la gigue ; - la figure 7 représente schématiquement un deuxième mode de réalisation de dispositif d' autotest embarqué ; et - la figure 8 représente un chronogramme similaire à celui de la figure 3, illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 7 dans un cas particulier. Description d'un mode de réalisation préféré de l'invention Le point de départ des techniques décrites ici pour caractériser la gigue sans utiliser 10 d'appareil de mesure précis est similaire à celui décrit dans le brevet US7487055. La figure 3 illustre un signal de battement Sbt, conforme à la figure 2, obtenu après échantillonnage du signal d'horloge observé CKint par le signal d'horloge de référence CKref. Comme dans le brevet susmentionné, on compte les occurrences de motifs dans le signal Sbt. A la figure 3, on compte les occurrences des motifs 01 et 10, traduisant en 15 fait les transitions du signal Sbt. Chaque occurrence de motif est marquée par un état 1 d'un signal TR. Le nombre de cycles (de l'horloge CKref) pendant lesquels le signal TR est à 1 est compté dans un compteur CNT-P. Au lieu d'incrémenter le compteur CNT-P indéfiniment sur l'intervalle de test, comme cela est prévu dans le brevet susmentionné, le compteur est réinitialisé périodiquement, 20 de préférence entre deux fronts théoriques du signal de battement Sbt, à des instants marqués par des traits verticaux en pointillés Ainsi, le compteur CNT-P indique le nombre d'occurrences du motif pour chaque front théorique du signal Sbt. On a indiqué sur la figure 3 les comptes correspondant à l'exemple représenté. Il s'avère que ces comptes sont corrélés à la gigue. En fait, ils sont considérés ici 25 comme des mesures représentatives de la gigue instantanée, que l'on utilise pour construire un histogramme de densité de probabilité, comme si ces comptes étaient des mesures de la position des fronts. A partir de cet histogramme, on pourra déduire des caractéristiques de gigue selon des méthodes connues. La gigue est de préférence modélisée selon la fonction de densité double-Dirac. 30 Toutefois, comme la technique de mesure utilisée ne distingue pas les écarts positifs des écarts négatifs, la fonction de densité double-Dirac se trouve transformée par convolution de sa partie gauche sur sa partie droite. Si on note Gii.' la fonction de densité de Gauss de valeur moyenne ù et d'écart-type a, la fonction double-Dirac s'exprime par : DDii.,, = 1/2G_ii., + 'AGii.,'. La fonction double-Dirac transformée, définie seulement sur le domaine des réels 5 positifs, s'exprime par : DD*ii.,, = 1/2G_ii.,6 + Go,' + 'AGii.,'. La figure 4 illustre un exemple de courbe de variation de la fonction de densité transformée DD* pour ù = 4 et a = I2. Les valeurs sur l'axe Y sont normalisées par le nombre de valeurs comptabilisées sur l'intervalle d'observation. 10 Comme pour une fonction double-Dirac classique, la fonction transformée DD* peut également être approximée au niveau de sa queue, entourée en pointillés à la figure 4, par une courbe de Gauss, plus spécifiquement la fonction 'AGii.,, qui devient prépondérante dans l'expression de la fonction DD* pour les abscisses X de valeurs plus élevées. 15 Ainsi, en trouvant suffisamment de points de la queue de la courbe, on pourrait en déduire les paramètres de la courbe de Gauss Gii.'. En pratique, la courbe de la figure 4 serait construite sous la forme d'un histogramme, où chaque classe X est un compte possible du compteur CNT-P, et contient le nombre de fois que ce compte a été atteint sur l'intervalle d'observation. Or la queue de la 20 courbe correspond aux probabilités les plus faibles, donc aux comptes survenant le moins souvent. Il faudrait que l'intervalle d'observation, c'est-à-dire le temps de test du circuit, soit grand pour que ces nombres soient suffisamment significatifs. On préférera travailler sur la fonction de répartition complémentaire associée à la densité de probabilité, en d'autres termes l'intégrale de X à l'infini de la densité de 25 probabilité, qui représente, en termes d'histogramme, le cumul des comptes supérieurs ou égaux à X Ainsi, lorsqu'on considère une valeur dans une classe X, cette valeur est le cumul de toutes les occurrences de la classe X et des classes supérieures. On travaille alors avec un nombre de valeurs plus important que dans le cas d'un histogramme de densité de probabilité, ce qui contribue à améliorer la précision tout en utilisant un 30 intervalle d'observation court. La figure 5 représente, en pointillés, la variation de la fonction de répartition complémentaire associée à la densité de probabilité de la figure 4, avec l'axe des ordonnées en échelle logarithmique. On a représenté en trait plein la fonction de répartition complémentaire associée à la courbe /2Gµ,6. Comme on le voit, les deux courbes sont confondues à partir de X = µ = 4, dans cet exemple. Il suffira d'utiliser des valeurs de X supérieures à 4 pour déduire les paramètres de Gµ 6 avec une précision suffisante. La fonction de répartition complémentaire associée à la courbe Gµ6 est l'expression ( (X - vv mathématique : -1 1- erf ±µ , où erf est la fonction d'erreur dite de Gauss. 2 Plus spécifiquement, les paramètres ù et a peuvent être déduits du système de deux équations à deux inconnues suivant : 1/ - 1-erf 4\ rf ( Xl~- ,u ) = Y1, 1/ Y2, - 1-erf 4\ rf Où Xi et X2 sont deux classes quelconques distinctes supérieures à ù (7 et 8 dans 15 l'exemple de la figure 5), et Y1 et Y2 les cumuls normalisés pour les classes Xi et X2. Les classes X1 et X2 pourront être consécutives. De façon générale, les classes X1 et X2 sont choisies à des valeurs suffisamment élevées pour que les effets d'éventuelles autres fonctions de densité intervenant dans la caractérisation de la gigue ou produits par les conditions de mesure soient négligeables. 20 L'intervalle d'observation est choisi pour que les valeurs Yi et Y2 soient suffisamment élevées pour assurer une précision adéquate. Cet intervalle d'observation pourra être de l'ordre de la centaine de millisecondes. Ce système s'exprime également par : erf A - - 1 -4Y1, 25 erf - 1 -4Y2. Cela produit : Xi E2 - X2 E1 li - E2 - E1 X2 - X1 a - (E2 - E1),/. ' avec E1 = erf1(1 - 4Y1) et E2 = erf1(1 - 4Y2), où erfl est la fonction d'erreur de Gauss 5 inverse. Une fois qu'on a calculé ces paramètres, on peut en déduire le taux d'erreur BER selon les méthodes classiques, en fonction de la période du signal d'horloge CKint. Comme on l'a précédemment indiqué, on souhaite réaliser les mesures de gigue dans un environnement de production, lors du test après fabrication. On prévoit pour cela, dans 10 les circuits à tester, un dispositif d'autotest embarqué (BIST), dans lequel on intègre le plus de fonctionnalité possible, tout en cherchant à limiter la surface occupée. Pour satisfaire cette contrainte, les tâches d'analyse sont réparties entre l'équipement de test et le dispositif d'autotest. Le dispositif d'autotest pourra être prévu pour recueillir les valeurs Y1 et Y2, et les fournir à l'équipement de test qui calculera les paramètres la et a 15 à l'aide de ces valeurs et des valeurs X1 et X2 connues de l'équipement. La figure 6 représente schématiquement un mode de réalisation de dispositif d'autotest satisfaisant ces contraintes, fonctionnant selon l'exemple de chronogramme de la figure 3. Ce dispositif est associé à une interface de test TEST-IF, par exemple selon la norme JTAG, permettant d'échanger de manière normalisée des données et des signaux avec 20 un équipement de test externe, non représenté. Le signal d'horloge interne CKint à observer est généralement fourni par une boucle à verrouillage de phase PLL1 qui multiplie la fréquence d'un signal d'horloge externe CKext. Ce signal d'horloge externe est fourni, par exemple, par un oscillateur à quartz ou, ici, par l'équipement de test. C'est cette PLL qui est le plus souvent à l'origine 25 d'une majeure partie de la gigue. La gigue déterministe peut même être caractéristique de la structure de la PLL. En absence de PLL, ou dans d'autres configurations de test, le signal CKint pourra être observé loin de son point d'entrée dans le circuit, par exemple dans la feuille la plus distante d'un arbre d'horloge. Le signal d'horloge de référence CKref, dont la fréquence sera généralement proche de 30 la fréquence du signal CKint, peut être générée à partir du même signal d'horloge externe CKext que le signal CKint, par une deuxième boucle à verrouillage de phase PLL2. Le taux de multiplication de cette boucle PLL2, différent du taux de la boucle PLL1 pour créer une fréquence de battement, peut être fixe ou programmable par l'équipement de test. Bien entendu, la boucle PLL2 introduit également de la gigue, mais cette gigue, par nature aléatoire, n'est pas susceptible d'annuler la gigue de la boucle PLL1. Le système mesurera en fait la contribution des deux gigues. Le signal CKint est échantillonné par le signal CKref à l'aide d'une bascule D 10. Cette bascule produit le signal de battement Sbt dont un exemple a été représenté aux figures 2 et 3. Une deuxième bascule D 12 est connectée en registre à décalage avec la bascule 10, c'est-à-dire que la bascule 12 reçoit la sortie de la bascule 10 et est cadencée par la même horloge CKref. Les sorties des bascules 10 et 12 sont fournies à une porte OU-exclusif 14. La sortie de cette porte correspond au signal TR de la figure 3, identifiant par un « 1 » chaque transition, montante ou descendante, du signal Sbt. En fait, la porte OU-exclusif 14 détecte chaque occurrence du motif 01 ou 10 dans la succession d'échantillons véhiculés par le signal Sbt. Le signal de « détection » TR est appliqué sur l'entrée de validation EN d'un compteur CNT-P cadencé par le signal CKref. Ainsi, le compteur CNT-P compte le nombre de cycles à 1 du signal TR, donc le nombre de fronts du signal Sbt, ou encore le nombre d'occurrences du motif 01 ou 10 dans la suite d'échantillons véhiculés par le signal Sbt. Le contenu du compteur CNT-P est fourni à deux comparateurs numériques 16 et 17 dont les seuils correspondent aux classes Xi et X2 mentionnées en relation avec la figure 5. Ces classes pourront être programmées par l'équipement de test. Lorsque le seuil d'un comparateur est atteint par le compteur CNT-P, le comparateur active une sortie appliquée à une entrée de validation EN d'un compteur respectif CNT-X1, CNT-X2. Ces compteurs sont cadencés à une fréquence plus basse que celle des signaux CKint et CKref. Ils sont de préférence cadencés par un signal 2Fbt présentant des impulsions de fréquence double de la fréquence de battement théorique, et déphasé d'un quart de période. Les fronts d'un tel signal 2Fbt ont été illustrés par des traits verticaux dans le chronogramme de la figure 3. Le signal 2Fbt sert également à réinitialiser le compteur CNT-P à chaque incrément des compteurs CNT-X1 et CNT-X2. Le signal 2Fbt est par exemple généré à partir du signal CKref par un diviseur programmable DIV. Ce diviseur comprend, par exemple, un compteur réinitialisé à chaque fois qu'il atteint le nombre de cycles (du signal CKref) correspondant à une demi- période théorique du signal Sbt. Les compteurs CNT-X1 et CNT-X2 sont réinitialisés par l'équipement de test en début d'un intervalle d'observation. A la fin de l'intervalle d'observation, ils contiendront les valeurs Y1 et Y2, avant normalisation. La figure 7 représente un mode de réalisation plus générique d'un dispositif d'autotest 5 embarqué. Sa structure est très similaire à celle de la figure 6, et des mêmes éléments, désignés par des mêmes références, ne seront pas décrits de nouveau. Dans le dispositif de la figure 6, on cherche à compter les occurrences des motifs 01 et 10 dans la succession d'échantillons véhiculés par le signal Sbt. On utilise pour cela un registre à décalage de 2 bits dont les sorties sont analysées par une porte OU-exclusif, 10 servant de détecteur de motif. Dans la figure 7, on cherche à compter les occurrences d'un motif de N bits, où N est un entier supérieur à 2. On utilise pour cela un registre à décalage SR recevant le signal CKint et cadencé par le signal CKref. N bits du registre à décalage SR sont fournis à un détecteur de motif PAT-DET qui valide le compteur CNT-P par un signal DET pour 15 chaque détection d'une occurrence du motif. Ce que l'on cherche en particulier à détecter est le nombre de cycles séparant une première transition d'une dernière transition de même sens à l'intérieur d'une demi-période du signal de battement. Cela permet d'obtenir une information plus fine de la gigue qu'un simple compte des transitions qui ne tient pas compte de la distance entre 20 les transitions. Un motif de N bits conforme à cela est en fait toute combinaison des N bits différente de 1111...111 et 000...000. En d'autres termes, la conformité du contenu du registre à décalage avec le motif est acquise lorsque deux bits quelconques du registre sont différents. Avec un tel motif, tant que deux fronts successifs sont contenus dans une fenêtre de N 25 cycles, le compteur CNT-P produit une valeur indicative de l'écart entre le premier front et le dernier front mesurés de même sens. La figure 8 est un chronogramme illustrant cela pour un exemple du signal de battement Sbt et N=3. Les contenus du registre à décalage SR pour trois cycles consécutifs sont illustrés par des plages sous les premières transitions du signal Sbt. 30 Pour un écart de 2 entre les première et dernière transitions de même sens, on compte 4 cycles. Pour un écart de 3 (à la fin du chronogramme), on compte 5. Pour un écart de 0 (conditions idéales), on compte 2. De façon générale, le compte minimal est N-1, et, si C est le compte atteint dans le compteur, l'écart s'exprime par C-N+1. Pour obtenir les meilleurs résultats, le nombre N est de préférence choisi pour que l'écart le plus grand probable entre les premier et dernier fronts mesurés soit inférieur à 5 N cycles. Des valeurs inférieures de N produiront néanmoins de bons résultats, d'autant meilleurs que N est grand. Les calculs des paramètres de la gigue exposés pour N=2 en relation avec les figures 4 et 5 restent valables. La forme de la fonction de densité de probabilité (figure 4) sera variable dans sa partie centrale, mais elle aura toujours une queue tendant très 10 rapidement vers une fonction de Gauss. De nombreuses variantes et modifications des modes de réalisation décrits ici apparaîtront à l'homme du métier. Bien que l'on ait décrit un certain type de motif de N bits qui fournit de bons résultats, étant donné le nombre de probabilités de motifs différents offerts par N bits, il n'est pas exclu que l'homme du métier puisse par des 15 essais trouver d'autres motifs offrant de bons résultats, et utiliser avec ces motifs les principes décrits dans la présente demande. REVENDICATIONS1. Procédé de caractérisation de la gigue d'un signal d'horloge interne (CKint) d'un circuit, comprenant les étapes suivantes : - générer une suite d'échantillons (Sbt) en échantillonnant le signal d'horloge interne par un signal d'horloge de référence (CKref) ; - comparer le mot formé des N échantillons les plus récents de la suite à un motif de N bits, où N est un entier supérieur ou égal à 2 ; et - incrémenter un premier compteur (CNT-P) si le mot est conforme au motif ; caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes : - incrémenter un deuxième compteur (CNT-Xi) lorsque le compte du premier compteur atteint un premier seuil X1 ; - incrémenter un troisième compteur (CNT-X2) lorsque le compte du premier compteur atteint un second seuil X2 différent du premier ; - réinitialiser périodiquement le premier compteur ; et - à l'expiration d'un intervalle d'observation, calculer une valeur moyenne it et un écart-type a d'une courbe de densité gaussienne en fonction des nombres atteints dans les deuxième et troisième compteurs, en considérant ces nombres comme les cumuls pour les classes X1 et X2 d'un histogramme de la fonction de répartition complémentaire associée à la courbe de densité gaussienne. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel la conformité avec le motif est acquise lorsque deux bits quelconques du mot sont distincts. 3. Procédé selon la revendication 1, dans lequel les deux seuils sont choisis à des valeurs suffisamment élevées pour que les effets d'autres fonctions de densité intervenant dans la caractérisation de la gigue ou produits par les conditions de mesure soient négligeables. 4. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le premier compteur est réinitialisé à une fréquence double d'une fréquence de battement entre les signaux d'horloge interne et de référence. 5. Procédé selon la revendication 2, dans lequel N=2 et le motif est 01 ou 10. 6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel la moyenne la et l'écart-type a de la courbe gaussienne sont exprimés par : Xi E2 - X2 E1 li - E2 - E1 X2 - X1 a - (E2 - E1),/. ' avec E1 = erf1(1 - 4Y1) et E2 = erf1(1 - 4Y2), où Yi et Y2 sont les valeurs normalisées des contenus des premier et deuxième compteurs, et erf' est la fonction d'erreur de Gauss inverse. 7. Circuit d'autotest embarqué permettant la collection d'informations utiles pour caractériser la gigue d'un signal d'horloge interne (CKint), comprenant : - un registre à décalage recevant le signal d'horloge interne et cadencé par un signal d'horloge de référence (CKref) ; - un détecteur (PAT-DET) configuré pour évaluer la conformité du contenu du registre à décalage avec un motif de N bits, où N est un entier supérieur ou égal à 2 ; et - un premier compteur (CNT-P) connecté pour être incrémenté par le détecteur lors d'une détection de conformité ; caractérisé en ce qu'il comprend : - un deuxième compteur (CNT-X1) connecté pour être incrémenté lorsque le contenu du premier compteur atteint un premier seuil Xi ; - un troisième compteur (CNT-X2) connecté pour être incrémenté lorsque le contenu du premier compteur atteint un second seuil X2 différent du premier ; et - un circuit de gestion (DIV) agencé pour cadencer les deuxième et troisième compteurs à une fréquence double de la fréquence de battement entre le signal d'horloge interne et le signal d'horloge de référence, et pour réinitialiser le premier compteur à la même cadence. 8. Circuit selon la revendication 7, dans lequel le détecteur est configuré pour fournir un signal actif lorsque deux quelconques des bits du registre à décalage sont distincts.