FR 2989544 A1 20131018 FR 1253436 A 20120413 PROCEDE DE CONVERSION ANALOGIQUE NUMERIQUE MULTIBANDE MULTINIVEAU La présente invention vise la numérisation d'un signal analogique pour une amélioration des rendements dans des amplificateurs de puissance 5 notamment. L'évolution des télécommunications tend à une augmentation des débits, et l'optimisation des ressources. Pour ce faire, les équipements de télécommunication (terminaux mobiles, stations de base, etc.) amplifient les signaux émis à l'aide d'amplificateurs de puissance. io Ces amplificateurs de puissance sont des modules dont la consommation électrique est importante, notamment en comparaison avec les autres modules composant les équipements de télécommunication. En particulier, afin d'éviter de travailler dans des domaines non-linéaires, ces amplificateurs de puissance ont une consommation électrique élevée. La 15 mise en oeuvre de schémas de modulation complexes (tel que le WCDMA pour « Wideband Code Division Multiple Access » en anglais) et de larges bandes passantes accentuent la perte de rendement des amplificateurs de puissance. Une solution envisageable pour réduire la consommation est de faire 20 travailler ces amplificateurs de puissance dans des domaines non-linéaires. Pour compenser ces non-linéarité, il est alors utile de « pré-distordre » dynamiquement le signal en entrée de ces amplificateurs afin d'avoir une sortie sensiblement linéaire. Comme ces non-linéarités peuvent également dépendre de la 25 température de l'amplificateur, de l'usure des composants, etc., il existe un besoin de connaitre la « non-linéarité » (ou les distorsions) des amplificateurs à chaque instant afin de la compenser dans le temps. Afin de mesurer les non-linéarités des amplificateurs, il est utile de disposer d'outils de mesure permettant d'analyser une très large bande de fréquences afin de quantifier précisément les débordements de la bande principale émise sur les bandes secondaires. Des convertisseurs analogique numérique de type « pipeline » peuvent être envisagés dans des dispositifs pour effectuer de telles mesures. Cependant, de tels dispositifs ne sont pas exempts de défaut. En effet, ce type de convertisseur n'est pas optimisé pour le traitement de signaux distordus par amplification non-linéaire. Il en résulte un surdimensionnement et une consommation d'énergie accrue du dispositif de mesure (augmentation de la consommation exponentielle en cas io d'augmentation de la bande passante à numériser). Il existe ainsi un besoin pour disposer de dispositifs permettant de mesurer efficacement les distorsions d'un signal, et disposant d'une consommation électrique réduite afin d'améliorer le rendement énergétique. La présente invention vient améliorer la situation. 15 A cet effet, la présente invention propose l'utilisation de convertisseurs analogique numérique de type Sigma-Delta passe-bande, avantageusement adaptés et versatiles pour déterminer le profil de distorsion de l'amplificateur de puissance et ainsi permettre une pré-modification du signal à émettre. Les signaux numériques issus du 20 convertisseur peuvent alors être utilisés par un algorithme qui calcule des coefficients de pré-distorsion qui sont appliqués au signal en amont de l'amplificateur de puissance. La présente invention vise alors un procédé de conversion d'un signal analogique d'entrée en une pluralité de signaux numériques de sortie. 25 Le procédé comporte, pour une bande de fréquences principale, les étapes de : a/ conversion du signal analogique d'entrée par un premier convertisseur analogique numérique de type Sigma-Delta, le premier convertisseur comportant une bande principale de 30 numérisation autour d'une fréquence centrale principale, en un signal numérique principal de sortie, ledit convertisseur analogique numérique comportant un additionneur de boucle d'entrée recevant au moins ledit signal analogique d'entrée et délivrant un signal analogique résiduel principal ; b/ décimation du signal numérique principal de sortie pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique principal de sortie comprises dans la bande de fréquences principale ; c/ délivrance du signal numérique principal de sortie décimé. o Le procédé comporte en outre, pour chaque bande parmi au moins une bande de fréquences secondaire distincte de la bande principale, les étapes de : d/ conversion du signal analogique résiduel principal par un deuxième convertisseur analogique numérique de type Sigma- 15 Delta, le deuxième convertisseur comportant une bande secondaire de numérisation autour d'une fréquence centrale secondaire' pour convertir le signal analogique résiduel principal en un signal numérique secondaire de sortie ; e/ combinaison du signal numérique principal de sortie et du signal 20 numérique secondaire de sortie pour former un signal numérique secondaire de combinaison ; f/ décimation du signal numérique secondaire de combinaison pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique secondaire de combinaison ayant une fréquence 25 comprise dans la bande de fréquences secondaire g/ délivrance du signal numérique secondaire de combinaison décimé. On appelle « bande de fréquences principale » une plage de fréquences contigüe présentant un intérêt particulier pour la personne mettant en oeuvre ce procédé. Cette bande de fréquences principale peut être, par exemple, la plage d'émission idéale d'un émetteur (une bande étroite de 15 MHz autour de 2.14 GHz). Par ailleurs, cette bande de fréquences principale peut être également la plage de réception attendue d'un récepteur. Le plus souvent, cette bande principale correspond à la plage de fréquences présentant une énergie maximale concernant le signal considéré. On appelle « bandes de fréquences secondaires » des bandes autres que la bande de fréquences principale. Le plus souvent ces bandes sont o adjacentes à cette bande de fréquences principale. Les convertisseurs analogique numérique de type Sigma-Delta sont nombreux (1" ordre, 2ème ordre, etc.). Ce type de convertisseur est basé sur le principe du sur-échantillonnage d'un signal d'entrée et sur la mise en forme du bruit de quantification. Pour quantifier le signal, un comparateur 15 est en général utilisé pour convertir sur un bit (c'est-à-dire 0 ou 1) la différence entre le signal d'entrée et le résultat de la conversion (par exemple, 0 si la différence est négative, 1 si la différence est positive). On peut également quantifier le signal sur plusieurs bits. Ces convertisseurs constituent des systèmes asservis car la sortie est rebouclée sur l'entrée. 20 Les convertisseurs de type Sigma-Delta n'ont pas un Rapport Signal sur Bruit de quantification (ou SNR pour « Signal to Noise Ratio » en anglais) constant en fréquences. Ainsi, le signal numérisé ne comporte presque aucun bruit de quantification pour certaines fréquences et un bruit important pour d'autres. 25 Ainsi, on appelle « bande de numérisation » d'un convertisseur Sigma- Delta le domaine de fréquences présentant le Rapport Signal-sur-Bruit sensiblement le plus élevé (c'est à dire, où le bruit de numérisation est sensiblement le plus faible). L'additionneur de boucle d'entrée d'un convertisseur de type Sigma-Delta 30 est un additionneur permettant de soustraire au signal d'entrée le signal numérisé (mais reconverti en signal analogique) de sortie du convertisseur. Dans la plupart des convertisseurs de type Sigma-Delta, cet additionneur correspond au premier composant électronique additionneur que rencontre le signal d'entrée. Il permet de réaliser l'asservissement présenté ci-dessus. De plus cet additionneur est l'additionneur dont une des entrées est connectée au convertisseur numérique analogique de la boucle de retour principale. On appelle « décimation », en traitement du signal numérique, le procédé de réduction du nombre d'échantillons dans le domaine temporel et de filtrage dans le domaine fréquentiel d'un signal numérique. Ainsi, la o décimation réalisée ci-dessus pour ne conserver que des composantes fréquentielles d'un signal numérique ayant une fréquence comprise dans une bande de fréquences principale consiste notamment à supprimer du signal numérique les composantes fréquentielles situées en dehors de cette bande de fréquences. Par ailleurs, la décimation peut consister à une 15 combinaison de deux signaux (par exemple, un signal principal et un signal secondaire) afin d'obtenir un résultat de meilleure qualité. Le nombre de deuxièmes convertisseurs de type Sigma-Delta utiles à ce procédé correspond au nombre de bandes de fréquences secondaires considérées pour les étapes d/ à g/. En effet, un convertisseur est associé 20 au traitement de chaque bande secondaire. L'utilisation de convertisseurs de type Sigma-Delta agencés comme indiqués ci-dessus permet de déterminer efficacement les composantes du signal pour chacune des bandes de fréquences considérées (principale ou secondaire) tout en conservant une consommation électrique raisonnable, 25 (c'est-à-dire sensiblement linéaire avec le nombre de bandes à analyser). Par ailleurs, la bande de fréquences principale peut être une bande de fréquences d'émission attendue d'un émetteur. On appelle la bande de fréquences d'émission attendue d'un émetteur, la 30 bande de fréquences sur laquelle un émetteur doit émettre de façon nominale. Normalement, cet émetteur n'émet que sur cette bande à un instant donné. On parle également de bande de fréquences idéale. Ainsi, il est possible de centrer le premier convertisseur sur la bande de fréquences qui, selon toute probabilité, a l'énergie la plus importante. Ainsi, le signal injecté dans le deuxième convertisseur peut ainsi posséder une énergie réduite sur cette bande principale du fait de la soustraction du signal principal d'entrée et d'un signal de retour dont les valeurs sont quantifiées en sortie du convertisseur numérique analogique. La numérisation des bandes secondaires peut en être alors facilitée car le pic io en énergie de la bande de fréquences principale ne vient pas saturer le deuxième convertisseur. Dans un mode de réalisation particulier, le signal analogique d'entrée peut être un signal de télécommunication ayant subit une amplification. 15 Alors, le procédé peut comprendre en outre un calcul de distorsion du signal de télécommunication avant ladite amplification, en fonction des signaux numériques secondaires de combinaison décimés et du signal numérique principal de sortie décimé et une étape de modification dudit signal de télécommunication en fonction du calcul de distorsion, pour compenser des 20 non-linéarités de l'amplification. Comme détaillé ci-dessous dans les figures 2a et 2b ainsi que dans les descriptions associées, les amplificateurs de puissance peuvent comporter des non-linéarités, distordant les signaux amplifiés. Afin de modifier le signal avant son amplification et ainsi compenser la distorsion induite par 25 l'amplificateur de puissance, il peut être utile de calculer le profil du signal distordu après amplification. Ce calcul peut prendre en entrée les différentes composantes numériques du signal distordu sur une pluralité de bandes de fréquences (par exemple, la principale et des secondaires). 30 Avantageusement, le procédé peut comporter en outre une détermination d'un nombre de bandes de fréquences secondaires pour la mise en oeuvre des étapes d/ à g/ présentées ci-dessus. Cette détermination peut être dynamique. Ainsi le nombre de bandes de fréquences secondaires peut être adapté en fonction des besoins de l'utilisateur ou du dispositif. De plus, cette adaptation peut être continue dans le temps, permettant de compenser les modifications de non-linéarités de l'amplificateur, ces non-linéarités pouvant être fonction de l'usure de l'amplificateur, de son gain, de sa température d'utilisation, etc. Ainsi, la détermination dudit nombre peut être fonction d'une consommation électrique souhaitée, ledit nombre étant croissant avec ladite consommation électrique souhaitée. Ce procédé peut alors permettre de réguler la consommation des différents convertisseurs en fonction d'une consommation cible. Par exemple, si la batterie d'un terminal mobile diminue descend en dessous d'un seuil prédéterminé, la désactivation des convertisseurs de type Sigma-Delta travaillant sur des bandes de fréquences les plus éloignés de la bande principale peut être envisagée. Cette désactivation peut alors permettre d'économiser de l'énergie. En complément ou en variante, la détermination dudit nombre peut être fonction d'un seuil de tolérance de non-linéarités dans l'amplification. Par exemple, s'il apparait que les composantes du signal reçu sont inférieures à un certain seuil dans les bandes de fréquences secondaires, il est envisageable de désactiver les convertisseurs correspondants. En effet, la contribution de ces bandes secondaires étant faibles, il peut être inutile de consacrer de l'énergie pour cette numérisation. Dans un mode de réalisation particulier, le nombre de bandes de fréquences secondaires pour la mise en oeuvre des étapes d) à g) est pair et les bandes de fréquences secondaires sont deux à deux symétriques par rapport à la bande de fréquences principale. Par ailleurs, la bande de fréquences principale et les bandes de fréquences secondaires peuvent former une plage continue dans le domaine des fréquences. En effet, pour la détermination de la distorsion d'un signal amplifié, il peut être utile de disposer de la numérisation de bandes adjacentes de ce signal. Par ailleurs, la bande de fréquences principale et les bandes de fréquences secondaires peuvent former une plage discontinue dans le domaine des fréquences. En effet, dans certaines réalisations, les émetteurs peuvent ne pas émettre dans des bandes de fréquences continues. Par exemple, une bande peut être utilisée pour émettre un signal de faible puissance, tandis que de manière indépendante, un signal de forte puissance est émis dans une bande de fréquence proche mais disjointe. Le procédé permet alors de numériser le signal de faible puissance sans difficulté, malgré la présence du signal de forte puissance a proximité. Dans un mode de réalisation particulier, le procédé peut comprendre en outre une étape de : h/ combinaison des signaux numériques secondaires de combinaison décimés pour former un unique signal de sortie numérique. Ainsi, les signaux numériques secondaires de combinaison décimés sont recombinés pour ne former qu'une seule trame numérique de sortie. Cette trame numérique peut alors être utilisée pour déterminer le profil de distorsion induit par l'amplificateur de puissance. La présente invention vise également un dispositif de conversion d'un signal analogique d'entrée en une pluralité de signaux numériques filtrés. Le dispositif comporte : - un premier convertisseur analogique numérique de type Sigma- Delta, le premier convertisseur comportant une bande principale de numérisation autour d'une fréquence centrale principale et convertissant le signal analogique d'entrée en un signal numérique principal de sortie, ledit premier convertisseur o analogique numérique comportant un additionneur de boucle d'entrée étant apte à recevoir au moins ledit signal analogique d'entrée et délivrant sur une sortie un signal analogique résiduel principal ; - un filtre de décimation pour ne conserver que des composantes 15 fréquentielles du signal numérique principal de sortie ayant une fréquence comprise dans la bande de fréquences principale ; - une interface de sortie pour fournir le signal numérique principal de sortie décimé ; - au moins un autre deuxième convertisseur analogique numérique 20 de type Sigma-Delta, ledit deuxième convertisseur comportant une bande de numérisation secondaire autour d'une fréquence secondaire, ledit deuxième convertisseur étant connecté à la sortie de l'additionneur de boucle d'entrée pour convertir le signal analogique résiduel principal en un signal numérique secondaire de 25 sortie; - au moins un additionneur numérique pour combiner le signal numérique principal de sortie et le signal numérique secondaire de sortie pour former un signal numérique secondaire de combinaison ; - au moins un filtre de décimation pour ne conserver que des 30 composantes fréquentielles du signal numérique secondaire de combinaison ayant une fréquence comprise dans la bande de fréquences secondaire ; - au moins une interface de sortie pour fournir le signal secondaire de combinaison décimé. Le filtre de décimation est apte à réaliser le procédé de réduction du nombre d'échantillons dans le domaine temporel et de filtrage dans le domaine fréquentiel décrit précédemment. Par ailleurs, la présente invention vise également un équipement de io télécommunication dans lequel un signal analogique d'entrée est converti en une pluralité de signaux numériques filtrés par un dispositif présenté ci-dessus. En outre, l'équipement peut être une station de base ou un terminal 15 mobile. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels : 20 - la figure 1 illustre un montage électronique particulier pour la réalisation d'une pré-distorsion d'un signal à émettre ; - la figure 2a illustre une distorsion d'un signal à émettre par un amplificateur de puissance particulier ; - la figure 2b illustre la forme d'un signal émis après amplification par 25 un amplificateur de puissance en cas de pré-distorsion de ce signal avant amplification ; - les figures 3a, 3b, 3c et 3d illustrent un montage particulier d'un convertisseur Sigma Delta ; - la figure 4 est un montage électronique particulier pour la réalisation d'un convertisseur au sens de l'invention dans un mode de réalisation particulier ; - la figure 5 est une schématisation des différents signaux présents dans un dispositif de conversion dans un mode de réalisation particulier de l'invention. La figure 1 illustre un montage électronique particulier pour la réalisation d'une pré-distorsion d'un signal à émettre. Dans des dispositifs électroniques adaptés pour la télécommunication, io une analyse de la distorsion d'un signal SIG par l'amplification d'un amplificateur de puissance PA 102 peut être réalisée par la mise en oeuvre d'une boucle retour comme décrit par la figure 1. Ainsi, lors de la réception d'un signal numérique par un processeur de pré-distorsion 100, ce signal est transmis à un convertisseur numérique 15 analogique DAC 101 permettant de convertir ce signal numérique en un signal analogique apte à être transmis par voie électromagnétique. Néanmoins, comme ce dernier signal analogique est de faible puissance, une amplification est réalisée par l'utilisation d'un amplificateur de puissance PA 102 avant son émission. Afin d'évaluer la distorsion induite 20 par l'amplificateur PA, ce signal amplifié est alors reconverti en un signal numérique par le convertisseur analogique numérique ADC 104 afin d'être comparé au signal SIG reçu. Ainsi, un profil de distorsion peut être calculé par le processeur PROC 100. Sur la base de ce profil de distorsion, il est alors possible de traiter les signaux numériques reçus postérieurement à 25 l'établissement à ce profil de distorsion pour « contrecarrer » la distorsion induite par l'amplificateur de puissance. Le profil de distorsion peut être mis à jour en continue. La figure 2a illustre à titre d'illustration une distorsion possible d'un signal 30 lors de son amplification par un amplificateur de puissance particulier. Pour une fréquence donnée, la courbe 200 est une représentation de la réponse idéale d'un amplificateur de puissance. En effet, la tension de sortie V, de l'amplificateur devrait correspondre à un multiple de la tension d'entrée V,. Néanmoins, l'amplificateur réel n'étant pas idéal, la réponse réelle de celui-ci (courbe 201) n'est pas linéaire. Ainsi, une des solutions pour obtenir un signal amplifié conforme aux attentes est de pré-distordre le signal non-amplifié. Ainsi, la figure 2b illustre io cette pré-distorsion.. Si la tension Vepd en entrée de l'amplificateur n'est plus appliqué de manière linéaire du fait d'une pré-distorsion (courbe 202) et si la pré-distorsion compense exactement la non-linéarité constatée de l'amplificateur, la tension en sortie V, de l'amplificateur peut alors apparaitre 15 comme « linéaire ».. Pour estimer la distribution en fréquence du signal amplifié, il est possible d'utiliser des montages électroniques utilisant des convertisseurs Sigma-Delta. Les figures 3a et 3b illustrent des réalisations particulières d'un 20 convertisseur Sigma Delta. Le convertisseur Sigma-Delta présenté sur la Figure 3a comporte au moins un additionneur 300, un résonateur (ou filtre passe-bas ou passe-bande) 301, un convertisseur analogique numérique ADC 304 et un convertisseur numérique analogique DAC 305 positionné sur la boucle 25 retour du dispositif. Lors de la réception du signal analogique d'entrée SIG_INP, un signal analogique de retour SIG_RET est soustrait à celui-ci par l'additionneur 300 pour former un signal résiduel SIG_ADD (ou « signal analogique résiduel principal »). Le signal résiduel SIG_ADD est alors filtré par le résonateur (ou le filtre) 301 sur une fréquence fr préalablement configurée dans celui-ci pour former un signal analogique filtré SIG_FIL. Enfin, le signal analogique filtré SIG_FIL est converti en un signal 5 numérique de sortie SIG_OUT par le convertisseur analogique numérique 304. Ce signal numérique de sortie est également reconverti en le signal analogique de retour SIG_RET par le convertisseur analogique numérique 305. La figure 3b détaille les convertisseurs analogique numérique 304 et io numérique analogique 305 dans un mode de réalisation d'un convertisseur Sigma-Delta. Ces convertisseurs 304 et 305 sont des convertisseurs « 1 bit ». Les convertisseurs analogique numérique ADC 304 pour les dispositifs Sigma-Delta « 1-bit » sont composés d'un comparateur 302 et d'une 15 bascule de type « D » pour effectuer une conversion numérique à très grande vitesse. Les convertisseurs numérique analogique DAC 305 comportent deux interrupteurs électriques alimentés respectivement par une tension haute (V+) et une tension basse (V-). Ainsi, le signal retour SIG_RET est un signal 20 créneau dont la valeur est soit V+ soit V- en fonction de la valeur de l'entrée logique. Dans un tel montage, le bruit de quantification dans une bande principale (i.e. dans une bande de signal centrée autour de la fréquence fr) est réduit par deux méthodes : le sur-échantillonnage et la mise en forme du bruit. On 25 dit que le bruit de quantification de la bande principale est « repoussé » en dehors de cette bande, sur des bandes secondaires. Le ratio de sur-échantillonnage peut être défini comme le ratio entre l'horloge d'échantillonnage CLK et la bande passante du signal utile. Ainsi, si la bande passante du signal est augmentée, la fréquence de l'horloge doit 30 être également augmentée de la même quantité afin de maintenir le rapport de sur-échantillonnage. La figure 4 est un montage électronique particulier pour la réalisation d'un convertisseur au sens de l'invention dans un mode de réalisation particulier. Dans ce montage électronique, il est possible d'identifier des convertisseurs Sigma-Delta légèrement modifiés. Ainsi, par exemple, les modules 401, 402, 403 et 404 forment un premier convertisseur Sigma-Delta comme détaillé ci-dessus. Il en va de même pour les modules 406, 407, 408 et 409 (qui forment un deuxième convertisseur Sigma-Delta) et o pour les modules 413, 414, 415 et 418 (qui forment un troisième convertisseur Sigma-Delta). Le filtre 402 est un résonateur centré sur la fréquence principale Le filtre 407 est un résonateur centré sur la première fréquence secondaire f2. 15 Enfin, le filtre 414 est un résonateur centré sur la fréquence secondaire f3. Sur réception d'un signal analogique d'entrée SIG_INP et un signal analogique principal de retour SIG_RET1 par l'additionneur de boucle d'entrée 401, l'additionneur de boucle d'entrée 401 soustrait le signal 20 analogique principal de retour SIG_RET1 du signal analogique d'entrée SIG_INP pour former un signal analogique résiduel principal SIG S1. Ce signal analogique résiduel principal SIG_S1 est alors traité par le résonateur RES1 402 puis quantifié par le convertisseur analogique numérique ADC1 403 pour former un signal numérique principal de sortie 25 SIG NUM1. Ce signal numérique principal de sortie est alors décimé pour ne conserver que les fréquences de ce signal numérique comprises dans la bande de fréquences principale. Cette décimation est réalisée à l'aide d'un filtre de décimation DEC1 405. La décimation consiste ici à supprimer numériquement les composantes fréquentielles du signal numérique n'appartenant pas à la bande de fréquences principale. De plus, le signal analogique résiduel principal SIG_S1 est injecté dans le deuxième convertisseur Sigma-Delta. Le deuxième convertisseur Sigma- Delta délivre un signal numérique secondaire de sortie SIG_NUM2. Le signal SIG_NUM2 correspond sensiblement à la numérisation de l'opposé du bruit de numérisation du signal de la bande principale lors de sa numérisation par le premier convertisseur Sigma-Delta. Ainsi, en combinant le signal numérique secondaire de sortie SIG_NUM2 et le signal numérique io principale de sortie SIG_NUM1, on obtient un signal numérique (ou signal numérique secondaire de combinaison) mettant en valeur les fréquences de la première bande de fréquences secondaire centrée autour de f2. Cette combinaison est, par exemple, une sommation. Cette combinaison peut en outre comprendre des opérations mis en oeuvre par des modules 15 électroniques ajoutant un retard temporel (fixe ou variable) dans le signal ou encore un gain de puissance. Il est néanmoins utile que la combinaison fasse intervenir des signaux (SIG_NUM2 et SIG_NUM1) synchronisés temporellement. Il est courant que les différents résonateurs (402, 407, et 414) ou les différents convertisseurs analogique numérique (403, 408 et 20 415) utilisés induisent un retard constant et indépendant de la bande de fréquences de travail. Ainsi, les signaux SIG_NUM2 et SIG_NUM1 sont synchronisés temporellement. Le signal numérique secondaire de combinaison est alors décimé pour ne conserver que les fréquences de ce signal numérique comprises dans la 25 première bande de fréquences secondaire. Cette décimation est réalisée à l'aide d'un filtre de décimation DEC2 411. Cette opération peut en outre comprendre des opérations mises en oeuvre par des modules électroniques permettant de combiner des résultats de traitements du signal SIG_NUM1 et du signal SIG_NUM2. 30 En outre, le signal analogique résiduel principal SIG_S1 est également injecté dans le troisième dispositif Sigma-Delta. Un traitement similaire à celui qui vient d'être présenté est effectué mais sur une deuxième bande de fréquences secondaire et centrée sur la fréquence f3. Enfin, chacun des filtres de décimation (respectivement 405, 411 et 417) délivrant une information sur l'amplitude du signal SIG_INP dans chacune des sous-bandes de fréquences (respectivement, dans la bande de fréquences principale, dans la première bande de fréquences secondaire, et dans la deuxième bande de fréquences secondaire), il est possible de déterminer, dans le module de combinaison COMB 412), la distribution de puissance du signal SIG_INP dans le domaine fréquentiel. La connaissance de cette distribution, ainsi que celle du signal avant amplification, permet io alors de connaitre la distorsion induite par l'amplificateur de puissance. La figure 5 est une schématisation des différents signaux présents dans un dispositif de conversion dans un mode de réalisation particulier de l'invention. Cette figure doit être comprise en lien avec la figure 4 pour ce 15 qui concerne la signification des blocs électroniques (i.e. 401 à 411) formant le dispositif de conversion. Les blocs 601 à 607 représentent les distributions spectrales des signaux aux points du circuit indiqués. L'axe horizontal représente la fréquence du signal selon une échelle linéaire et en mettant l'accent sur la fréquence de 20 fonctionnement f1. L'axe vertical représente l'énergie du signal selon une échelle logarithmique. La distribution spectrale d'un signal est représentée schématiquement sous la forme de rectangle pour chacune des bandes de fréquences considérées (par exemple, les bandes 608, 609, 612, et 611). Ces 25 rectangles représentent des sous ensembles spectrales des signaux. Les courbes 610 et 613 sont des courbes de densités de bruit créé par l'action des convertisseurs. Le signal analogique d'entrée SIG_INP est représenté par le bloc 601. Ce signal SIG_INP est un signal analogique dans la puissance est 30 maximale sur une bande principale 608. Néanmoins, l'amplificateur de puissance n'étant pas linéaire, le signal SIG_INP n'est pas nul dans des bandes secondaires adjacentes comme la bande 609. Le signal numérique principal de sortie SIG_NUM1 est représenté par le bloc 602. Le spectre du signal numérique SIG_NUM1 est composé du spectre du signal SIG_INP auquel se superpose le spectre du bruit de numérisation pouvant être représenté par la courbe 610. Il est donc possible de constater dans ce bloc que le rapport signal sur bruit (ou SNR pour « Signal to Noise Ratio » en anglais) est donc très faible pour les bandes de fréquences éloignées de la bande de fréquence principale (comme la bande 611) alors que le SNR pour la bande de fréquences principale est très élevée (indiquant que la précision de numérisation est importante dans cette bande de fréquence principale). Le signal numérique en sortie du filtre de décimation 405 est représenté par le bloc 603. Ainsi, les composantes fréquentielles du signal se trouvant à l'extérieur de la bande de fréquences principale 608 sont supprimées (composantes en pointillé sur le bloc 603). Seules les composantes fréquentielles du signal se trouvant dans la bande de fréquences principale sont conservées en sortie. Le signal analogique résiduel principal SIG_S1 est représenté par le bloc 604. Ce signal résulte de la soustraction du signal de retour SIG_RET1 et du signal analogique principal d'entrée SIG_INP. Dans une certaine mesure, cette soustraction a pour effet, d'une part de réduire l'énergie dans la bande principale ainsi que dans les bandes secondaires (609, 612, etc.) mais également d'ajouter le bruit généré par l'action du premier convertisseur Sigma-Delta. Par la conception même du système de densité spectrale du bruit (courbe 610), ce bruit peut être supérieur au signal à mesurer dans les bandes secondaires sans nuire au bon fonctionnement de l'architecture. Ainsi, le signal analogique d'entrée SIG_INP ayant été numérisé avec une précision relativement haute (i.e. SNR élevé) dans la bande de fréquences principale 608, la composante du signal SIG_S1 (symbolisé par les traits pleins dans le bloc 604) est sensiblement plus faible par rapport au signal SIG_INP (symbolisé par les traits en pointillés courts dans le bloc 604) dans la bande de fréquences principale 608. Les composantes du signal SIG_S1 dans les bandes de fréquences secondaires (ex. 609, 612 et 611) sont également plus faibles par rapport aux composantes secondaires du signal analogique d'entrée SIG_INP. Le deuxième convertisseur Sigma-Delta (composé des modules 406, 407, 408, 409) est centré sur la bande de fréquences secondaire 609 (par exemple, son résonateur 407 est centré sur cette bande de fréquence 609). Par ailleurs, ce deuxième convertisseur Sigma-Delta induit un bruit de numérisation pouvant être représenté par la courbe 613. Sur la bande de o fréquence secondaire 609, le deuxième convertisseur Sigma-Delta numérise donc avec une précision relativement haute le signal résiduel comportant notamment le bruit (610) induit par le premier convertisseur Sigma-Delta sur la bande de fréquences secondaire 609 lors de la numérisation de la bande de fréquences principale 608. 15 Le bloc 606 est une représentation du signal issu de la sommation par l'additionneur 410 des signaux en sortie des deux convertisseurs Sigma-Delta (i.e. SIG_NUM1 et SIG_NUM2). Dans la bande de fréquences 609, le signal résiduel comportant notamment le bruit ayant été numérisé par le deuxième convertisseur Sigma-Delta, sa sommation avec le signal 20 numérisé SIG_NUM1 permet de retrouver la composante du signal SIG_INP se trouvant dans la bande de fréquences secondaire 609, alors que celle-ci était pourtant fondue dans le bruit de numérisation (courbe 610) dans le signal SIG_NUM1. Le signal numérique en sortie du filtre de décimation 411 est représenté 25 par le bloc 607. Ainsi, les composantes fréquentielles du signal se trouvant à l'extérieur de la bande de fréquences secondaires 609 sont supprimées (composantes en pointillé sur le bloc 607). Seules les composantes fréquentielles du signal se trouvant dans la bande de fréquences secondaires 609 sont conservées en sortie. 30 Un traitement similaire peut être effectué pour les autres bandes secondaires (i.e. 612, 611, etc.). Bien entendu, la présente invention ne se limite pas aux formes de réalisation décrites ci-avant à titre d'exemples ; elle s'étend à d'autres variantes. D'autres réalisations sont possibles. Par exemple, le convertisseurs Sigma-Delta présenté dans les figures sont des convertisseurs Sigma-Delta du premier ordre afin de ne pas surcharger les figures et afin de simplifier la présentation. Néanmoins d'autres types de convertisseurs Sigma-Delta sont envisageables comme io des convertisseurs Sigma-Delta du deuxième ordre ou autres. A titre d'illustration, les figures 3c et 3d illustrent des convertisseurs Sigma-Delta plus complexes que les convertisseurs Sigma-Delta du premier ordre présentés ci-dessus. Ainsi, la figure 3c est un convertisseur Sigma-Delta possédant deux 15 boucles de retour. Le signal analogique d'entrée SIG_INP est alors converti en un signal numérique de sortie SIG_OUT. Par ailleurs, l'additionneur d'entrée mentionné ci-dessus est l'additionneur 300. De plus, la figure 3d est un convertisseur Sigma-Delta possédant plusieurs boucles de retour et plusieurs filtres 301a, 301b, et 301b et des 20 boucles permettant d'amener le signal plus avant dans le convertisseur au noeud 302 et au noeud 303. Le signal analogique d'entrée SIG_INP est alors converti en un signal numérique de sortie SIG_OUT. Par ailleurs, l'additionneur d'entrée mentionné ci-dessus est l'additionneur 300. En outre, des amplificateurs peuvent être présents dans les différentes 25 boucles afin d'introduire un gain dans le signal analogique d'entrée ou numérique de retour. Ainsi, chaque câblage électronique présenté dans les figures et faisant transiter un signal analogique peut être remplacé par un câblage disposant d'un amplificateur. Préférentiellement, le gain introduit dans le signal analogique d'entrée et 30 dans le signal numérique de retour peuvent être identique. Ainsi, la présente invention n'est pas limitée à un ordre particulier ou une forme particulière de convertisseur Sigma-Delta. REVENDICATIONS1. Procédé de conversion d'un signal analogique d'entrée (SIG_INP) en une pluralité de signaux numériques, le procédé comportant, pour une bande de fréquences principale, les étapes de : a/ conversion du signal analogique d'entrée (SIG_INP) par un premier convertisseur analogique numérique de type Sigma-Delta (401, 402, 403, et 404), le premier convertisseur comportant une io bande principale de numérisation autour d'une fréquence centrale principale (f1), en un signal numérique principal de sortie (SIG_NUM1), ledit convertisseur analogique numérique comportant un additionneur de boucle d'entrée (401) recevant au moins ledit signal analogique d'entrée (SIG_INP) et délivrant un signal 15 analogique résiduel principal (SIG_51) ; b/ décimation (DEC1) du signal numérique principal de sortie (SIG_NUM1) pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique principal de sortie (SIG_NUM1) comprises dans la bande de fréquences principale (608) ; 20 d délivrance du signal numérique principal de sortie décimé ; et dans lequel, le procédé comporte en outre, pour chaque bande parmi au moins une bande de fréquences secondaire (609, 612, 611) distincte de la bande principale, les étapes de : d/ conversion du signal analogique résiduel principal (SIG_S1) par un 25 deuxième convertisseur analogique numérique de type Sigma-Delta (406, 407, 408, et 409), le deuxième convertisseur comportant une bande secondaire de numérisation autour d'une fréquence centrale secondaire (609, 612, 611), pour convertir le signal analogique résiduel principal (SIG_S1) en un signal numérique secondaire desortie (SIG_NUM2) ; e/ combinaison du signal numérique principal de sortie (SIG_NUM1) et du signal numérique secondaire de sortie (SIG_NUM2) pour former un signal numérique secondaire de combinaison ; f/ décimation du signal numérique secondaire de combinaison pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique secondaire de combinaison (SIG_NUM2) ayant une fréquence comprise dans la bande de fréquences secondaire (609, 612, 611) ; g/ délivrance du signal numérique secondaire de combinaison décimé. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel la bande de fréquences principale (608) est une bande de fréquences d'émission attendue d'un 15 émetteur. 3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel, le signal analogique d'entrée (SIG_INP) étant un signal de télécommunication (SIG) ayant subit une amplification (102), 20 le procédé comprend en outre un calcul de distorsion (100) du signal de télécommunication (SIG) avant ladite amplification (102), en fonction des signaux numériques secondaires de combinaison décimés et du signal numérique principal de sortie décimé, et une étape de modification dudit signal de télécommunication (SIG) en 25 fonction du calcul de distorsion, pour compenser des non-linéarités de l'amplification. 4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel leprocédé comporte en outre une détermination d'un nombre de bandes de fréquences secondaires pour la mise en oeuvre des étapes d/ à g/. 5. Procédé selon la revendication 4, dans lequel la détermination dudit nombre est fonction d'une consommation électrique souhaitée, ledit nombre étant croissant avec ladite consommation électrique souhaitée. 6. Procédé selon la revendication 3, dans lequel le procédé comporte en outre une détermination d'un nombre de bandes de fréquences secondaires io pour la mise en oeuvre des étapes d/ à g/, et dans lequel la détermination dudit nombre est fonction d'un seuil de tolérance de non-linéarités dans l'amplification. 7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le 15 nombre de bandes de fréquences secondaires pour la mise en oeuvre des étapes d) à g) est pair et les bandes de fréquences secondaires sont deux à deux symétriques par rapport à la bande de fréquences principale. 8. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la 20 bande de fréquences principale et les bandes de fréquences secondaires forment une plage continue dans le domaine des fréquences. 9. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la bande de fréquences principale et les bandes de fréquences secondaires 25 forment une plage discontinue dans le domaine des fréquences. 10. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le procédé comprend en outre une étape de :h/ combinaison des signaux numériques secondaires de combinaison décimés pour former un unique signal de sortie numérique. 11. Dispositif de conversion d'un signal analogique d'entrée (SIG_INP) en une pluralité de signaux numériques filtrés, le dispositif comportant : - un premier convertisseur analogique numérique de type Sigma-Delta (401, 402, 403, et 404), le premier convertisseur comportant une bande principale de numérisation autour d'une fréquence io centrale principale (f1 ) et convertissant le signal analogique d'entrée (SIG_INP) en un signal numérique principal de sortie (SIG_NUM1), ledit premier convertisseur analogique numérique comportant un additionneur de boucle d'entrée (401) étant apte à recevoir au moins ledit signal analogique d'entrée (SIG_INP) et délivrant sur 15 une sortie un signal analogique résiduel principal (SIG_S1) ; - un filtre de décimation pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique principal de sortie (SIG_NUM1) ayant une fréquence comprise dans la bande de fréquences principale (608) ; 20 - une interface de sortie pour fournir le signal numérique principal de sortie décimé ; - au moins un autre deuxième convertisseur analogique numérique de type Sigma-Delta (406, 407, 408, et 409), ledit deuxième convertisseur comportant une bande de numérisation secondaire 25 autour d'une fréquence centrale secondaire (609, 612, 611), ledit deuxième convertisseur étant connecté à la sortie de l'additionneur de boucle d'entrée et étant apte à convertir le signal analogique résiduel principal (SIG_S1) en un signal numérique secondaire de sortie (SIG_NUM2) ;- au moins un additionneur numérique pour combiner le signal numérique principal de sortie (SIG_NUM1) et le signal numérique secondaire de sortie (SIG_NUM2) pour former un signal numérique secondaire de combinaison ; - au moins un filtre de décimation pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique secondaire de combinaison (SIG_NUM2) ayant une fréquence comprise dans la bande de fréquences secondaire (609, 612, 611) ; - au moins une interface de sortie pour fournir le signal secondaire de io combinaison décimé. 12. Equipement de télécommunication dans lequel un signal analogique d'entrée (SIG INP) est converti en une pluralité de signaux numériques filtrés par un dispositif selon la revendication 11. 15 13. Equipement de télécommunication selon la revendication 12, dans lequel l'équipement est une station de base. 14. Equipement de télécommunication selon la revendication 12, dans 20 lequel l'équipement est un terminal mobile.