FR 2998119 A1 20140516 FR 1260845 A 20121114 Circuit à contrôle automatique de gain à temps de réaction variable ajusté analogiquement et dispositif récepteur comprenant un tel circuit. 1. DOMAINE DE L'INVENTION Le domaine de l'invention est celui des circuits électroniques, et plus particulièrement des circuits à contrôle automatique de gain (aussi appelés circuits CAG ou AGC pour « Automatic Gain Control » en anglais). On rappelle que le gain désigne la capacité d'un circuit électronique à adapter la puissance ou l'amplitude d'un signal d'entrée pour fournir un signal de sortie de puissance ou d'amplitude prédéterminée. De manière générale, le gain se détermine en effectuant le rapport du signal de sortie sur le signal d'entrée. Les circuits à contrôle automatique de gain ont la particularité de pouvoir ajuster de manière dynamique leur gain pour adapter, en temps réel, le niveau de puissance d'un signal reçu de façon à délivrer en sortie un signal de puissance moyenne sensiblement constante. Plus précisément, l'invention concerne la conception d'un circuit à contrôle automatique de gain à temps de réaction variable. De tels circuits électroniques ont de nombreuses applications, telles que dans le domaine des récepteurs radio dédiés aux systèmes de communication sans-fil (utilisant la bande des ondes radiofréquences par exemple) ou aux systèmes de communication optique. Elle s'applique tout particulièrement, mais non exclusivement, dans le cadre des systèmes d'antennes distribuées, communément appelés systèmes DAS (pour « Distributed Antenna Systems »), tels que les réseaux de communication picocellula ires. L'invention trouve une application privilégiée, mais non exclusive, dans la conception de circuits pour la réception de signaux radio de type « RF front-ends », des répéteurs, des réflecteurs actifs et transducteurs analogiques multistandards destinés à recevoir des signaux conformes aux standards de communication sans-fil (tels que WiFi, WiMAX, GSM, UMTS, 4G par exemple) et à les transmettre, par voie optique, au moyen de techniques de transmission analogique dites « radio-sur-fibre ». L'utilisation d'un circuit à contrôle automatique de gain permet en particulier d'adapter, suivant la norme radio considérée, toute la plage de puissance (aussi appelé « dynamique ») du signal reçu à la plage de puissance, plus restreinte, imposée intrinsèquement par les circuits électroniques placés en aval dans la chaîne de traitement numérique du système de réception. 2. ARRIÈRE-PLAN TECHNOLOGIQUE 2.1 Contexte de l'invention En fonction des pertes de transmission rencontrées sur une liaison optique ou une liaison sans-fil, le niveau de puissance d'un signal reçu par un récepteur est susceptible de varier dans une large plage de valeurs au cours du temps. Il convient alors d'adapter continuellement la dynamique de réception de celui-ci. Il est bien connu que l'utilisation d'amplificateurs radio à gain fixe ne permet pas, en général, de respecter toute la plage de puissance en réception prévue par les standards de communication sans-fil (comme le standard WiFi répondant aux normes IEEE 802.11a/g/n par exemple). Dans la pratique, cette contrainte impose que les circuits de réception radio disposent d'un mécanisme de contrôle automatique de gain afin d'optimiser le rapport signal-à-bruit (SNR, pour « Signal to Noise Ratio »), tout en garantissant une réponse linéaire des circuits sur toute la plage de puissances reçues selon la norme radio considérée. Un tel mécanisme est mis en oeuvre à l'aide d'une boucle de contre-réaction pour pouvoir appliquer différentes valeurs de gain entre un niveau de puissance en réception minimum et un niveau de puissance en réception maximum. Ainsi, pour un fort niveau de puissance reçue, le gain de la boucle de contre-réaction doit être faible pour éviter toute distorsion du signal radio, alors que pour un faible niveau de puissance reçue, le gain de la boucle de contre-réaction doit être suffisamment élevé pour respecter le rapport signal-à-bruit (SNR) conformément à la norme considérée. 2.2 Problème technique de l'invention Un problème technique récurrent des circuits à contrôle automatique de gain est la nécessité d'adapter le temps de réaction (ou vitesse de réaction) de la boucle de contre-réaction pour réaliser l'ajustement du gain, en fonction de la nature et de la forme du signal reçu. En effet, les signaux radio reçus par les circuits de réception sont très fréquemment constitués d'une onde porteuse discontinue dans le temps et modulés selon un protocole de transmission variable d'une norme utilisée à l'autre et plus ou moins complexe. Le mode de transmission à ondes continues par exemple présente, à la réception, deux phases distinctes : une première phase dite de démarrage et une seconde phase dite de maintien ou de poursuite, qu'il convient de distinguer, notamment dans le cas d'une récupération rapide après un évanouissement profond. Les modes de transmission à répartition dans le temps, tels que le protocole d'accès multiple à répartition en code ou protocole CDMA (pour « Code Division Multiplexing Access ») dont le principe repose sur une division du domaine temporel en séquences d'accès, ou encore le protocole duplex à réparation temporelle ou protocole TDD (pour « Time Division Duplexing »), présentent, à la réception, deux phases de fonctionnement distinctes : - une phase d'acquisition lors de laquelle l'établissement du gain doit s'effectuer le plus rapidement possible à l'instant de début de réception du signal radio (préambule), sans provoquer de pertes d'informations, et - une phase de maintien (on parle aussi de régime établi) lors de laquelle l'établissement du gain doit s'effectuer le plus lentement possible pour obtenir une valeur de gain fixe pour la partie utile du signal radio, sans modifier les informations portées par la modulation du signal dont les variations sont généralement très rapides. Ainsi, afin d'éviter toute dégradation du signal radio reçu, chacun de ces modes de transmission ou phase de fonctionnement nécessite un temps de réaction (ou vitesses de réaction) différent de la boucle de contre-réaction. La phase d'acquisition nécessite une réaction de la boucle de contre-réaction suffisamment rapide et donc un temps de réaction suffisamment court pour contrôler le niveau de puissance du signal radio en réception. Quant à la phase de maintien, dans la plupart des standards de communication sans-fil, la partie utile du signal radio présente une enveloppe discontinue, comme c'est le cas par exemple pour les protocoles suivants : modulation d'amplitude AM (pour « Am pl itude Modulation »), modulation de phase PM (pour « Phase Modulation ») ou QAM (pour « Quadrature Amplitude Modulation »), multiplexage OFDM (pour « Orthogonal Frequency Division Multiplexing ») ou CDMA (pour « Code Division Multiple Access »). Aussi, en raison de l'effet de filtrage de l'enveloppe du signal radio généré par la boucle de contre-réaction, une partie de cette enveloppe peut se trouver déformée, ce qui se traduit fréquemment par une augmentation du taux d'erreurs binaires ou BER (pour « Bit Error Rate »). Pour surmonter cet effet indésirable et s'affranchir de toute perte d'informations lors de la réception de la partie utile du signal radio, le circuit à contrôle automatique de gain doit être configuré pour établir un gain avec un temps de réaction relativement élevé, et donc une bande passante relativement faible (le temps de réaction étant inversement proportionnel à la bande passante), et ce pour éviter que l'enveloppe du signal radio ne soit modifiée, contrairement à la phase d'acquisition pour laquelle le circuit doit réagir rapidement (temps de réaction faible) dès l'instant d'arrivée du préambule du signal radio. 2.3 Solutions de l'état de la technique On connaît, dans l'état de la technique, différents types d'architecture électronique visant à réguler de manière adaptative le temps de réaction d'un circuit à contrôle automatique de gain. Une solution connue, présentée dans le document de brevet US 6,324,230, propose un circuit à contrôle automatique de gain à deux vitesses de réaction basé sur une architecture mixte analogique-numérique. Ce circuit comprend une boucle de contre-réaction numérique dite « lente » (c'est-à-dire à faible vitesse de réaction) couplée à une boucle de contre-réaction analogique dite « rapide » (c'est-à-dire à vitesse de réaction élevée). Un calculateur accouplé à un commutateur permet, en fonction de la nature du signal radio reçu, de basculer depuis un premier mode de fonctionnement à réaction rapide permettant une variation rapide du gain vers un deuxième mode à réaction lente au moyen respectivement des boucles de contre- réaction analogique et numérique, et vice-versa en l'absence de signal. En d'autres termes, la décision pour déclencher un basculement depuis la boucle analogique vers la boucle numérique, et inversement, pour gérer la vitesse de réaction du circuit, est traitée numériquement au moyen du calculateur. Toutefois, cette solution connue présente un certain nombre d'inconvénients. Tout d'abord, pour basculer d'un mode de fonctionnement à l'autre, le commutateur piloté par le calculateur est activé de façon à connecter la première boucle (par exemple analogique) en déconnectant la seconde (par exemple numérique). Or cette transition d'un mode de fonctionnement à un autre ne s'effectue pas de manière continue mais de manière brutale et non instantanée. Cette transition non continue pendant laquelle le bloc amplificateur à gain variable ne reçoit pas de signal peut provoquer des variations aléatoires de gain, se traduisant par des variations du signal de sortie non contrôlées. Par ailleurs, l'utilisation d'une boucle de contre-réaction numérique requiert un calculateur (par exemple un processeur DSP (« Digital Signal Processor ») ou un microcontrôleur), et parfois des composants tels qu'un mélangeur, un oscillateur local ou encore un convertisseur numérique-analogique qui imposent un certain nombre de limitations et d'inconvénients liés au traitement numérique opéré par la boucle de contre-réaction numérique. D'une part, le besoin de réagir rapidement impose au calculateur de disposer d'une fréquence d'horloge élevée, ce qui engendre une consommation énergétique relativement importante. D'autre part, la présence d'un mélangeur et d'un oscillateur local limite l'utilisation du circuit à des canaux de communication à bandes passantes étroites ou à des architectures à fréquences intermédiaires faibles ou nulles, ce qui réduit fortement le champ des applications possibles. En particulier, de tels circuits ne sont pas adaptés aux systèmes d'antennes distribuées utilisant une large bande passante, c'est-à-dire des systèmes d'antennes dont le spectre des fréquences utilisées est relativement étendu. Enfin, ces circuits connus, basés sur une architecture mixte analogique-numérique, sont généralement relativement complexes à mettre en oeuvre. Il apparaît donc particulièrement intéressant de concevoir un circuit à contrôle automatique de gain à temps de réaction variable, non limité à des bandes de fréquences étroites et à efficacité énergétique augmentée. 3. OBJECTIFS DE L'INVENTION L'invention, dans au moins un mode de réalisation, a notamment pour objectif de pallier ces différents inconvénients de l'état de la technique. Plus précisément, dans au moins un mode de réalisation de l'invention, un objectif est de fournir un circuit à contrôle automatique de gain et à temps de réaction variable qui soit relativement simple à mettre en oeuvre et de moindre consommation énergétique. Au moins un mode de réalisation de l'invention a également pour objectif de fournir un circuit à contrôle automatique de gain visant à satisfaire simultanément les exigences de dynamique de réception et de linéarité quel que soit le standard de communication utilisé. Au moins un mode de réalisation de l'invention a également pour objectif de fournir un circuit à contrôle automatique de gain qui permette d'assurer l'établissement d'un gain stable et qui n'engendre aucune perte de débit en minimisant les pertes d'informations. En d'autres termes, l'invention a pour objectif de proposer un circuit à contrôle automatique de gain qui garantisse une régulation adaptative et continue du temps de réaction pour l'ajustement du gain, quelle que soit la nature et le protocole de transmission du signal radio reçu. Un objectif complémentaire d'au moins un mode de réalisation est de fournir un circuit à contrôle automatique de gain dont le fonctionnement n'est pas limité à une bande de fréquences particulière ni à un canal de transmission particulier. 4. EXPOSÉ DE L'INVENTION Dans un mode de réalisation particulier de l'invention, il est proposé un circuit à contrôle automatique de gain destiné à ajuster un signal d'entrée pour délivrer un signal de sortie à puissance moyenne constante, comprenant une boucle de contre-réaction elle-même comprenant : un bloc amplificateur à gain variable, des moyens d'ajustement analogiques du gain dudit bloc amplificateur tenant compte d'un temps de réaction caractéristique de ladite boucle de contre-réaction, des moyens capacitifs agencés pour modifier le temps de réaction caractéristique de ladite boucle de contre-réaction lorsque lesdits moyens capacitifs sont connectés auxdits moyens d'ajustement, au moins un élément de commutation pouvant prendre deux positions : une position fermée dans laquelle lesdits moyens d'ajustement sont connectés auxdits moyens capacitifs et une positon ouverte dans laquelle lesdits moyens d'ajustement sont déconnectés desdits moyens capacitifs, des moyens de commande analogiques dudit au moins un élément de commutation, configurés de telle sorte que : - lorsque le signal d'entrée présente un niveau de tension supérieur à une valeur seuil de tension, lesdits moyens de commande commutent ledit au moins un élément de commutation en position fermée, - lorsque le signal d'entrée présente un niveau de tension inférieur à ladite valeur seuil de tension, lesdits moyens de commande commutent ledit au moins un élément de commutation en position ouverte. Ainsi, l'invention permet, à l'aide d'une boucle de contre-réaction purement analogique, d'ajuster le gain au niveau du bloc amplificateur selon une pluralité de valeurs de temps de réaction possibles. Pour cela, l'invention repose sur l'adjonction astucieuse, dans la boucle de contre-réaction, de moyens capacitifs agencés de façon à coopérer avec les moyens d'ajustement analogiques pour modifier, lorsque cela s'avère nécessaire, le temps de réaction caractéristique de ladite boucle de contre-réaction, en fonction du signal d'entrée reçu par ledit circuit. Ainsi, grâce à cette configuration purement analogique, le circuit à contrôle automatique de gain selon l'invention ne requiert aucun organe de traitement numérique conventionnel pour effectuer un ajustement de la valeur de gain avec un temps de réaction variable. Ceci permet donc une mise en oeuvre simple des circuits de contrôle automatique de gain et de moindre consommation énergétique. Le circuit selon l'invention est particulièrement bien adapté à la régulation du gain dans le cas de signaux de données dont la nature et la forme varient au cours du temps (par exemple un signal radio présentant des enveloppes constantes et non-constantes au cours du temps et donc nécessitant un temps de réaction adaptatif). De plus, grâce à cette configuration purement analogique, la transition d'un mode de fonctionnement à un autre de la boucle de contre-réaction s'effectue de manière continue, contrairement aux circuits de l'état de la technique qui, du fait de la présence d'organe(s) de traitement numérique, présentent pendant le changement de mode des variations aléatoires de gain. L'adaptation du gain selon l'invention est donc mieux maîtrisée comparativement à l'état de la technique. Selon une caractéristique avantageuse, ladite boucle de contre-réaction comprend en outre au moins une ligne à retard agencée entre lesdits moyens de commande et ledit au moins un élément de commutation pour retarder la commutation dudit au moins un élément de commutation. Ceci permet de contrôler l'instant de mise en oeuvre du changement de temps de réaction de ladite boucle de contre-réaction. En particulier, le fait d'enclencher de manière retardée l'élément de commutation, permet au circuit à contrôle automatique de gain d'atteindre un régime de fonctionnement sensiblement établi, c'est-à-dire avec des valeurs de gain sensiblement stabilisées. En d'autres termes, la mise en place d'un tel bloc retard permet de modifier de manière progressive le temps de réaction (et donc la bande passante du circuit) entre deux modes de fonctionnement du circuit. Avantageusement, lesdits moyens de commande analogiques comprennent : - une unité de détection agencée pour fournir en sortie une tension de détection en fonction de la puissance instantanée du signal de sortie délivré par ledit bloc amplificateur ; et - une unité de comparaison de tension agencée pour fournir un signal de commande dudit au moins un élément de commutation, par comparaison entre ladite tension de détection et ladite valeur seuil de tension électrique. Selon une première mise en oeuvre particulière, lesdites unités de détection et de comparaison sont agencées de façon indépendante l'une de l'autre. Selon une seconde mise en oeuvre particulière, lesdites unités de détection et de comparaison sont agencées de façon à former un ensemble monobloc, tel que par exemple un dispositif du type comprenant un indicateur d'intensité du signal reçu (ou « RSSI » en anglais). Selon un aspect particulièrement avantageux, le circuit à contrôle automatique de gain comprend en outre un élément de décharge et/ou un élément de charge desdits moyens capacitifs activés lorsque ledit au moins un élément de commutation auquel ils sont associés est en position ouverte. Selon un premier mode de réalisation, ladite boucle de contre-réaction comprend uniquement des premiers moyens capacitifs associés à un premier élément de commutation. Ce premier mode de réalisation permet un ajustement du gain avec deux valeurs de temps de réaction différentes. La boucle de contre-réaction opère ainsi selon deux modes de fonctionnement distincts. Pour une mise en oeuvre particulièrement simple et peu coûteuse, on peut prévoir que lesdits premiers moyens capacitifs comprennent un unique condensateur. Selon un deuxième mode de réalisation, ladite boucle de contre-réaction comprend des premier et second moyens capacitifs montés en cascade et associés de premiers et second éléments de commutation respectifs, chacun desdits premiers et second éléments de commutation respectifs pouvant prendre deux positions : une position fermée dans laquelle lesdits moyens d'ajustement sont connectés auxdits premiers, respectivement deuxièmes, moyens capacitifs et une positon ouverte dans laquelle lesdits moyens d'ajustement sont déconnectés desdits premiers, respectivement deuxièmes, moyens capacitifs, lesdits moyens de commande étant configurés de telle sorte que : - lorsque le signal d'entrée présente un niveau de tension électrique supérieure à une valeur seuil de tension électrique, lesdits moyens de commande commutent successivement lesdits premier et second éléments de commutation en position fermée, lorsque le signal d'entrée présente un niveau de tension électrique inférieure à ladite valeur seuil de tension électrique, lesdits moyens de commande commutent successivement lesdits premier et second éléments de commutation en position ouverte. L'ajout de moyens capacitifs supplémentaires permet de réaliser un ajustement du temps de réaction du circuit de façon encore plus fine. Ce deuxième mode de réalisation est particulièrement avantageux puisqu'il permet un ajustement du gain avec trois valeurs de temps de réaction différentes. La boucle de contre-réaction opère ainsi selon trois modes de fonctionnement distincts. Plus spécifiquement, lesdits premiers moyens capacitifs et/ou lesdits deuxièmes moyens capacitifs comprennent chacun un unique condensateur. Cette mise en oeuvre est particulièrement simple et peu coûteuse. Selon un mode de réalisation alternatif, lesdits premiers moyens capacitifs et/ou lesdits deuxièmes moyens capacitifs comprennent chacun au moins deux condensateurs montés en série. Cette mise en oeuvre permet une plus grande flexibilité dans le choix des valeurs de temps de réaction à appliquer au circuit. De façon particulièrement avantageuse, les moyens de commande analogiques sont associés à des moyens de traitement analogiques du signal d'entrée comprenant : - des moyens de filtrage passe-bas du signal de commande issu desdits moyens de commande analogiques ; et/ou - des moyens d'ajustement automatique de la valeur seuil de tension électrique. Un changement automatique de la valeur seuil de tension électrique permet ainsi d'éviter toute commutation impromptue dudit ou desdits éléments de commutation, due à un changement brutal de niveau de signal détecté par lesdits moyens de commande. Un changement brutal de niveau de signal peut être causé notamment par la présence d'une enveloppe non-constante ou encore le phénomène d'évanouissement. Un filtrage du signal de commande issu desdits moyens de commande analogiques permet d'éviter également l'apparition d'un changement brutal de niveau de signal détecté. Les moyens de filtrage et moyens d'ajustement automatique de la valeur seuil peuvent être implantés en parallèle dans le circuit ou bien mise en oeuvre indépendamment l'un sans l'autre. Dans un autre mode de réalisation de l'invention, il est proposé un dispositif récepteur de signaux de données comprenant un circuit à contrôle automatique de gain tel que décrit précédemment, dans l'un quelconque de ses différents modes de réalisation. 5. LISTE DES FIGURES D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante, donnée à titre d'exemple indicatif et non limitatif, et des dessins annexés, dans lesquels : - la figure 1 illustre la structure d'une trame de donnée conforme à la norme WiFi ; - la figure 2 représente graphiquement l'évolution temporelle du niveau de puissance d'une trame de données reçue par un circuit à contrôle automatique de gain ; - les figures 3a et 3b représentent chacune le schéma de montage d'un circuit à contrôle automatique de gain conforme à un premier mode de réalisation de l'invention (la figure 3a illustrant une première variante de réalisation et la figure 3b une deuxième variante de réalisation); - les figures 4 et 5 présentent chacune la structure détaillée d'un détecteur analogique compris dans le circuit à contrôle automatique de gain illustré aux figures 3a et 3b; - la figure 6 représente le schéma de montage d'un circuit à contrôle automatique de gain conforme à un deuxième mode de réalisation de l'invention ; - les figures 7a, 7b et 7c illustrent schématiquement trois variantes d'un circuit à contrôle automatique de gain conforme à un troisième mode de réalisation de l'invention ; - la figure 8 présente un exemple de chronogrammes illustrant l'évolution temporelle du niveau de puissance d'une trame de données délivrée en sortie d'un circuit à contrôle automatique de gain ; - la figure 9 présente un schéma-bloc simplifié illustrant un dispositif récepteur implémentant un circuit à contrôle automatique de gain conforme à l'invention, utilisé dans un système d'antennes distribuées. 6. DESCRIPTION DÉTAILLÉE Sur toutes les figures du présent document, les éléments et étapes identiques sont désignés par une même référence numérique. L'invention consiste en un circuit à contrôle automatique de gain à temps de réaction variable ajusté analogiquement. On entend par « temps de réaction », dans la suite du document, la durée caractéristique nécessaire à la boucle de contre-réaction du circuit pour adapter le gain du circuit. Plus particulièrement, l'invention repose sur l'adjonction, dans la boucle de contre-réaction du circuit à contrôle automatique de gain, de moyens capacitifs qui permettent, en coopération avec des moyens d'ajustement de gain, d'adapter de façon purement analogique le temps de réaction caractéristique de la boucle de contre-réaction en fonction de la nature et de la forme du signal d'entrée reçu par le circuit. Ainsi, le circuit à contrôle automatique de gain selon l'invention ne requiert aucun organe de traitement numérique pour réaliser une régulation adaptative du gain. Ceci permet de disposer de circuits à contrôle automatique de gain d'architecture plus simplifiée et moins consommatrice d'énergie. L'invention s'applique donc particulièrement bien aux systèmes d'antennes distribuées (par câbles radiofréquence ou par fibres optiques) qui nécessitent une architecture simplifiée et non-énergivore des interfaces radio et/ou optoélectroniques au niveau des antennes. De manière générale, une boucle de contre-réaction est caractérisée par un temps de réaction donné t ou, de manière équivalente, par une bande passante donnée, cette dernière étant inversement proportionnelle au temps de réaction T. Cette boucle peut être assimilée par à un filtre passe-bas du premier ordre caractérisé par une capacité équivalente totale CLpF et une fréquence de coupure fLp déterminant la bande passante [0 - fLp] du filtre passe-bas, avec fLp = 1/(27c.t) où t = R.CLpF, R désignant la résistance équivalente de la boucle de contre-réaction. La figure 1 illustre, à titre d'exemple, la structure particulière d'une trame de données 100 conforme à la norme WiFi. Un signal radio est constitué, d'une manière générale, d'une ou de plusieurs trame(s) de données 100. La trame de données 100 est une trame de type PPDU (pour « Physical Protocol Data Unit ») comprenant les champs de données suivants : un premier champ 110, couramment appelé préambule, placé en en-tête de trame, transportant les données destinées aux opérations de synchronisation de réception de trames de données, un second champ 120, couramment appelé en-tête PLCP (pour « Physical Layer Convergence Protocol ») placé derrière le préambule 110 transportant les données destinées aux opérations de synchronisation et d'indication des formats et longueurs des entêtes et des données (indication à la couche PHY de la modulation utilisée en émission/réception), - une suite de symboles 131 constitutifs des données utiles à transmettre, entrecoupés de symboles « stuff » 131, par exemple par bloc de 32 symboles utiles successifs, appelée par la suite partie utile 130. Plus précisément, le préambule 110 est lui-même constitué des sous-champs suivants : - un premier sous-champ 140 comprenant une séquence de dix symboles courts 111, dont une première partie est dédiée aux opérations de détection de trame et de contrôle de gain et de diversité, et une seconde partie à la synchronisation temporelle grossière ; - un deuxième sous-champ 150 comprenant un intervalle de garde 113 et une séquence de deux symboles longs 112 dédiée aux opérations de synchronisation temporelle fine. À titre d'exemple purement illustratif et non limitatif, pour le standard IEEE802.11a/g, l'intervalle de temps correspondant à un sous-champ 111 est de 0,8 microsecondes. Le contrôle de gain, de diversité et de détection est donc limité en temps par ces premiers champs 111. Le préambule 110 comprend des données modulées selon un format de modulation de complexité faible (format BPSK, par exemple, pour la norme WiFi) conduisant à une enveloppe de signal sensiblement constante, alors que les symboles de la partie utile 130 sont modulés selon un format de modulation de complexité élevée (jusqu'au format 64-QAM, par exemple, pour la norme WiFi) conduisant à une enveloppe de signal non-constante. Ce principe est illustré plus en détail en figure 2. La figure 2 représente graphiquement l'évolution temporelle du niveau de puissance d'une trame de données WiFi (par exemple la trame 100 illustrée en figure 1) reçue par un circuit à contrôle automatique de gain. Cette figure illustre notamment le problème posé par l'exploitation des signaux radio à enveloppe non-constante. Le préambule 110 de la trame de données 100 présente une enveloppe de signal sensiblement constante, alors que la partie utile 130 (l'en-tête 120 y compris) de celle-ci présente une enveloppe de signal non-constante avec de fortes variations de puissance au cours du temps. Les exigences de linéarité et d'adaptation de dynamique de réception doivent être prises en compte à partir de l'instant correspondant au début de réception du préambule 110. Or, si l'on souhaite éviter toute distorsion de la partie utile, l'adaptation de la dynamique du signal reçu (et donc du gain) doit être réalisée le plus rapidement possible et en tout état de cause avant l'apparition la partie utile 130 du signal radio. Dans un mode de réalisation préférentiel, l'adaptation de la dynamique du signal reçu (et donc du gain) est réalisée avant l'apparition des éléments de synchronisation fine (correspondant au deuxième sous-champ 150). Au niveau de la partie utile 130 (en-tête 120 et deuxième sous-champ 150 y compris), il est nécessaire de réaliser une adaptation du gain le plus lentement possible. On considère par la suite au moins deux modes de fonctionnement de la boucle de contre-réaction analogique, dépendant principalement de la nature du signal radio reçu par le circuit à contrôle automatique de gain : un premier mode de fonctionnement à « contre-réaction rapide » (référencé (1) sur la figure 2), caractérisé par un premier temps de réaction « faible » de la boucle de contre-réaction par rapport à la durée du préambule 110 (environ 0,8 lis par exemple), ce temps de réaction pouvant être sensiblement égal ou inférieur à la durée d'un symbole 111 (environ 10 ns par exemple). On entend donc par « faible », un temps de réaction de l'ordre de quelques nanosecondes. un deuxième mode de fonctionnement à « contre-réaction lente » (référencé (2) sur la figure 2), caractérisé par un deuxième temps de réaction « élevé » de la boucle de contre-réaction par rapport à la durée d'une variation qui pourrait apparaître dans le cas d'une enveloppe non constante du signal radio (environ 30 lis par exemple). On entend donc par « élevé », un temps de réaction de l'ordre de quelques dizaines de microsecondes. La boucle de contre-réaction agissant sur la partie utile 130 du signal radio de manière extrêmement lente, ce mode de fonctionnement permet de ne pas déformer les informations utiles modulées en amplitude et en phase du signal radio. Le premier mode de fonctionnement (1) doit être mis en oeuvre au cours du traitement de la partie correspondant au préambule 110 (et plus particulièrement au niveau des symboles courts 111 du premier sous-champ 140) de la trame de données 100, alors que le deuxième mode de fonctionnement (2) doit être activé avant le traitement de la partie utile 130 (et plus particulièrement avant le traitement des symboles de synchronisation du deuxième sous-champ 150) de la trame de données 100. La figure 3a représente le schéma de montage d'un circuit à contrôle automatique de gain 300 selon un premier mode de réalisation particulier de l'invention. Le circuit à contrôle automatique de gain 300 comprend une boucle de contre-réaction analogique configurée de façon à permettre une régulation du gain selon deux temps de réaction différents. La boucle de contre-réaction analogique comprend, plus particulièrement, un bloc amplificateur à gain variable 301 recevant, en entrée, le signal d'entrée PIN, en entrée de commande, au moins un signal de commande, de valeur V' pour modifier dynamiquement la valeur du gain (G(V,)) du bloc amplificateur 301 fonction de la valeur V. Le bloc amplificateur 301 délivre en sortie un signal de sortie PouT de puissance moyenne constante ajustée en fonction de la valeur de gain G(V) appliquée, tel que PouT = G (V,) x PIN. La boucle de contre-réaction analogique selon l'invention comprend en outre des moyens d'ajustement analogiques 302 du gain du bloc amplificateur 301, recevant selon une première entrée le signal issu du bloc amplificateur à gain variable 301 et selon une deuxième entrée un signal de référence V't et délivrant en sortie le signal de commande V, à destination du bloc amplificateur 301, tel que V, est proportionnel à la différence Vdet - Vset , avec Vdet un signal de tension dont la valeur est fonction du niveau de puissance instantanée mesurée en sortie du bloc amplificateur 301. Plus précisément, comme illustré sur la figure 4, les moyens d'ajustement analogiques 302 comprennent : un détecteur 312 de niveau du signal en tension constitué de : une entrée destinée à recevoir le signal issu du bloc amplificateur 301; une sortie destinée à fournir un signal de tension Vdet dont la valeur est fonction du niveau de puissance instantanée détecté en sortie du bloc amplificateur 301. un estimateur d'erreur 322 comprenant un comparateur qui comprend lui-même: - une première entrée destinée à recevoir le signal de tension Vdet issu du détecteur de niveau de signal 312; - une deuxième entrée destinée à recevoir le signal de référence Vset (dont la valeur est prédéfinie) ; - une sortie destinée à fournir le signal de commande Vc qui est proportionnel à la différence de tension Vdet -Vset. La fonction de détection (Vdet) du détecteur 312 associée à la fonction d'estimation d'erreur (Vdet-Vset) de l'estimateur 322 permet de fixer le signal de sortie PouT à la sortie du bloc amplificateur 301 à un niveau de puissance moyenne constant prédéterminé, quelle que soit le niveau de puissance du signal PIN reçu en entrée du circuit 300. La tension de commande Vc permet de modifier la valeur gain du bloc amplificateur en fonction de la valeur du signal de tension Vdet par rapport à la valeur du signal de référence Vset sur toute la dynamique de variation de gain [G,,,n - Gmex]. L'ensemble formé par le détecteur de niveau de signal 312 et l'estimateur d'erreur 322 est appelé par la suite « détecteur RSSI » (pour « Received Signal Strength Indication »). On entend par détecteur RSSI, un dispositif purement analogique capable de détecter et de mesurer l'amplitude (ou la puissance) d'un signal reçu et de déterminer si le signal reçu présente un niveau de tension (ou niveau de puissance) supérieur à une valeur seuil de tension. Pour le détecteur RSSI 302 (noté « RSSI 1 » sur la figure), cette valeur seuil de tension correspond au signal de référence Vset. Dans ce mode de réalisation particulier, la valeur de gain G(V) du bloc amplificateur 301 de la boucle à contre-réaction est ajustée dynamiquement selon deux temps de réaction distincts. Pour ce faire, la boucle à contre-réaction comprend des moyens analogiques prévus pour modifier le temps de réaction (ou, de manière équivalente, la bande passante) caractéristique de la boucle à contre-réaction, à savoir : un élément capacitif 304 de type condensateur de « forte » capacité Cexti (sensiblement égale à 10 nF par exemple), agencé pour modifier le temps de réaction caractéristique de la boucle de contre-réaction, un commutateur 303 de type basse fréquence (ayant une bande passante par exemple comprise entre 0 et quelques dizaines de mégahertz), relié au détecteur RSSI 302, et pouvant prendre deux positions : une position fermée dans laquelle le détecteur RSSI 302 est connecté au condensateur 304 (pour augmenter le temps de réaction) et une positon ouverte dans laquelle le détecteur RSSI 302 est déconnecté du condensateur 304 (pour obtenir un temps de réaction minimal), des moyens de commande analogiques 305 du commutateur 303, prévus pour placer le commutateur 303 dans la position ouverte ou fermée en fonction du signal d'entrée reçu par le circuit. Comme illustré sur la figure 5, les moyens de commande analogiques 305, appelés par la suite « détecteur RSSI », sont constitués d'un détecteur de niveau du signal (en puissance ou en tension) 315 et d'un estimateur d'erreur 325. Il s'agit également d'un dispositif purement analogique capable de détecter et de mesurer l'amplitude (ou la puissance) d'un signal reçu et de déterminer si le signal reçu présente un niveau de tension (ou de puissance) supérieur à une valeur seuil de tension V',,,I. Cette valeur seuil est définie telle que : V',,,, Transition du premier mode au deuxième mode de fonctionnement L'activation du mode de fonctionnement à contre-réaction lente est conditionnée par la détection d'une trame de données 100. Ainsi, lorsque le signal sortant du bloc amplificateur 301 présente un niveau de tension supérieur à la valeur seuil de tension Vse,,,, du détecteur RSSI 305 (soit 0,6 V), ce dernier génère un signal de commande Vb ayant pour effet de basculer le commutateur 303 de la position ouverte à la position fermée, de façon à connecter électriquement le condensateur 304 au détecteur RSSI 305. On rappelle que la valeur seuil de tension du détecteur RSSI 305 est choisie de sorte que de Vse,,,, La figure 6 montre un circuit à contrôle automatique de gain 600 selon un deuxième mode de réalisation de l'invention. Le circuit à contrôle automatique de gain 600 comprend une boucle de contre-réaction analogique configurée de façon à permettre une régulation du gain selon trois temps de réaction différents (T1, T2, T3). Pour ce faire, la boucle de contre-réaction analogique comprend : - un bloc amplificateur à gain variable 601 recevant : - en entrée, le signal d'entrée donnée PIN à ajuster, - en entrée de commande, au moins un signal de commande, de valeur Vc, pour modifier dynamiquement la valeur du gain (G(Vc)) du bloc amplificateur 601, - en sortie un signal de sortie PouT de puissance moyenne constante ajustée en fonction de la valeur de gain G(V) appliquée, tel que PouT = G (Va) x PIN, des moyens d'ajustement analogiques 602 du gain du bloc amplificateur 601 (notés « RSSI 1 » sur la figure), recevant selon une première entrée le signal issu du bloc amplificateur à gain variable 601 et selon une deuxième entrée un signal de référence Vset et délivrant en sortie le signal de commande Vc à destination du bloc amplificateur 601 qui est fonction du niveau de puissance instantanée mesurée en sortie du bloc amplificateur 601. un premier condensateur 604, de capacité Cextlaf agencé pour modifier le temps de réaction caractéristique de la boucle de contre-réaction, un premier commutateur 603 de type basse fréquence électriquement relié au détecteur RSSI 602 et pouvant prendre deux positions : une position fermée dans laquelle le détecteur RSSI 602 est connecté au premier condensateur 504 et une positon ouverte dans laquelle le détecteur RSSI 602 est déconnecté du premier condensateur 604, un second condensateur 608, de capacité Cextlbf agencé pour modifier le temps de réaction caractéristique de la boucle de contre-réaction, - un second commutateur 607 de type basse fréquence électriquement relié au détecteur RSSI 602 et pouvant prendre deux positions : une position fermée dans laquelle le détecteur RSSI 602 est connecté au second condensateur 504 et une positon ouverte dans laquelle le détecteur RSSI 602 est déconnecté du second condensateur 504, - des moyens de commande analogiques 605 (notés « RSSI 2» sur la figure) des premier et second commutateurs 603, 607, prévus pour placer les premier et second commutateurs 603 et 607 dans une position ouverte ou fermée en fonction du signal d'entrée reçu par le circuit, - une première ligne à retard 606 destinée à retarder l'activation du premier commutateur 603, - une seconde ligne à retard 609 destinée à retarder l'activation du second commutateur 607. Le principe de fonctionnement des moyens d'ajustement analogiques 602 et des moyens de commande analogiques 605 reste identique au principe de fonctionnement respectivement des détecteurs RSSI 302 et 305 détaillé plus haut en relation avec les figures 3a, 3b, 4 et 5. On rappelle par ailleurs que la présence de lignes à retard permet modifier progressivement le temps de réaction (et donc la bande passante) de la boucle de contre-réaction. Plus particulièrement dans ce mode de réalisation, les premier et second condensateurs 604 et 608 sont montés en cascade avec des retards respectifs de telle sorte que : lorsque le niveau de tension du signal sortant du bloc amplificateur 601 est supérieur à la valeur seuil du détecteur RSSI 605, ce dernier génère un signal de commande Vb ayant pour effet de basculer, dans un premier temps, le premier commutateur 603 en position fermée avec un retard de durée prédéfinie par la première ligne à retard 606 pour connecter le premier condensateur 604 au détecteur RSSI 602, puis, dans un deuxième temps, le second commutateur 607 en position fermée avec un retard de durée prédéfinie par la seconde ligne à retard 609 pour connecter le second condensateur 608 au détecteur RSSI 602; lorsque le niveau de tension du signal sortant du bloc amplificateur 601 est inférieur à la valeur seuil du détecteur RSSI 605, ce dernier génère un signal de commande Vb ayant pour effet de basculer, dans un premier temps, le premier commutateur 603 en position ouverte avec un retard de durée prédéfinie par la première ligne à retard 606 pour déconnecter le premier condensateur 604 du détecteur RSSI 602, puis, dans un deuxième temps, le second commutateur 607 en position ouverte avec un retard de durée prédéfinie par la seconde ligne à retard 609 pour déconnecter le second condensateur 608 du détecteur RSSI 602. On décrit ci-après les différents modes de fonctionnement de la boucle de contre-réaction pour le traitement d'une trame de donnée 110 dans ce deuxième mode de réalisation de l'invention. Premier mode de fonctionnement (contre-réaction rapide) L'activation du premier mode de fonctionnement est conditionnée par une détection d'absence de signal radio. Ainsi, tant que le signal issu du bloc amplificateur 601 présente un niveau de tension inférieur à la valeur seuil de tension Vse,,,, du détecteur RSSI 605, les premier et second commutateurs 603 et 607 pilotés par ce dernier 605 restent en position ouverte. Les premier et second condensateurs 604 et 608 sont donc déconnectés du détecteur RSSI 602. Comme décrit plus haut, dans ce mode de fonctionnement, la boucle de contre-réaction est caractérisée par un premier temps de réaction, Ti, défini selon l'expression suivante : T1 = R X CLPF1 OÙ CLPF1 = Cint Cparasite Il convient de noter que la capacité parasite Cparasite est plus élevée que celle du premier mode de réalisation, en raison de l'architecture en cascade Le gain G = P out, du bloc amplificateur 301 est donc maximal et la capacité équivalente totale CLpF est choisie de sorte que le temps de réaction Ti est le plus faible possible, tel que par exemple 20 ns. Deuxième mode de fonctionnement (contre-réaction lente) Lorsque le signal sortant du bloc amplificateur 301 présente un niveau de tension supérieur à la valeur seuil de tension Vseud du détecteur RSSI 305 (0,6 Volt), ce dernier génère un signal de commande Vb ayant pour effet de basculer successivement les premier et second commutateurs 603 et 607 en position fermée, de façon à connecter successivement les premier et second condensateurs 604 et 608 au détecteur RSSI 605. On rappelle que la valeur seuil de tension du détecteur RSSI 305 est choisie de sorte que de Vseuil Dans ce troisième mode de fonctionnement, la boucle de contre-réaction est caractérisée par un troisième temps de réaction, T3, défini selon l'expression suivante : T3= R X CLPF3 OÙ CLPF3 = Cextla + Cextlb + Cint + Cparasite ' Cextla + Cextlb Un tel mode de réalisation permet de réaliser une régulation adaptative du gain avec une plus grande flexibilité dans le choix des valeurs de temps de réaction. A titre d'exemple purement illustratif, la valeur de chacune des capacités Cextia et Cextlb des condensateurs 604 et 606 est sensiblement égale à 10 nF. Comme pour le premier mode de réalisation décrit en relation avec les figures 3a et 3b, des moyens de charge et/ou de décharge (non illustrés sur la figure) peuvent être associés à chacun des premier et second condensateurs 604 et 606, ces moyens appartenant au groupe comprenant : un amplificateur opérationnel selon une configuration du type suiveur, destiné pour charger les premier et second condensateurs 604 et 606, un élément résistif destiné à la décharge progressive et maîtrisée des premier et second condensateurs 604 et 606. D'autres variantes de réalisation peuvent être envisagées pour ce deuxième mode de réalisation. On pourrait prévoir notamment que les lignes à retard 606 et 609 soient montées en parallèle plutôt qu'en série : le premier commutateur 603 étant associé seul à la première ligne à retard 606 et le second commutateur 607 étant associé seul à la seconde ligne à retard 609, la seconde ligne à retard 609 ayant une durée de retard prédéfinie supérieure à la première. Ainsi, dans cette variante, le troisième mode de fonctionnement opéré par la boucle de contre-réaction analogique nécessite la mise en oeuvre de la seconde ligne à retard 609 indépendamment de la première ligne à retard 606. Les circuits à contrôle automatique de gain décrits précédemment sont adaptés à opérer selon deux ou trois modes de fonctionnement pour réaliser l'ajustement du gain, grâce à l'utilisation d'un, respectivement deux, commutateur(s) piloté(s) par des moyens de commande analogiques (RSSI 2). Toutefois, l'Homme du Métier pourra concevoir des circuits à contrôle automatique de gain à plus de deux ou trois modes de fonctionnement en cascadant une série de commutateurs pilotés par lesdits moyens de commande analogiques (RSSI 2), sans sortir du cadre de l'invention, en se basant sur le principe décrit aux figures 3a, 3b et 6. Les figures 7a, 7b et 7c illustrent chacune une variante d'un circuit à contrôle automatique de gain conforme à un troisième mode de réalisation de l'invention. A des fins de simplification de la description, on considère que le bloc amplificateur à gain variable 701, les moyens d'ajustement analogiques 702 du gain du bloc amplificateur 701, le condensateur 704, le commutateur 703, la ligne à retard 706 des figures 7a, 7b et 7c sont identiques respectivement aux composants référencés 301, 302, 303, 304, 306 des figures 3a et 3b. La boucle de contre-réaction analogique est configurée de façon à permettre une régulation du gain selon deux temps de réaction (T1 et T2), comme décrit plus haut en relation avec les figures 3a et 3b. Le principe de fonctionnement de la boucle de contre-réaction n'est donc pas détaillé à nouveau ici. Le circuit à contrôle automatique de gain 700a diffère de celui de la figure 3a en ce que le détecteur 705 est adapté pour coopérer avec des moyens de traitement du signal d'entrée. Ces moyens de traitement comprennent : - un condensateur 708 de capacité Cext2 agissant en tant que filtre passe-bas, qui a pour fonction de filtrer le signal de commande Vb issu du détecteur 705, par modification du temps de réaction du détecteur 705 lorsqu'il est connecté à ce détecteur 705; - un premier commutateur 707 basses fréquences connecté au détecteur RSSI 705 et pouvant prendre deux positions : en position fermée, le condensateur 708 est connecté au détecteur RSSI 705, et en position ouverte, le condensateur 708 est déconnecté du détecteur RSSI 705 mais est connecté à un second commutateur 709; - un second commutateur 709 configuré de manière à ajuster la valeur seuil de tension du détecteur 705 en fonction de la partie de la trame traitée, chaque position du commutateur 709 étant associée à une valeur seuil prédéterminée Vseuill ou VseuiI2, tel que : Vseuill Dans cet exemple de réalisation, le condensateur 708 associé au commutateur 707 agissent en parallèle du commutateur 709 pour éviter un basculement non souhaité de la boucle dans le premier mode. Il est à noter qu'on peut prévoir que seul le condensateur 708 ou le commutateur 709 est mis en oeuvre dans le circuit pour remplir cette fonction (empêcher tout basculement impromptu d'un mode de fonctionnement à un autre). La ligne à retard 706 est montée entre chaque commutateur 703 et 707 de sorte que le retard soit appliqué sur le signal de commande Vb arrivant à la fois sur le commutateur 703 et le commutateur 707. Les variantes illustrées aux figures 7b et 7c diffèrent de celle illustrée en figure 7a en ce que : - le circuit 700b illustré en figure 7b comprend une ligne à retard 706 montée entre le détecteur RSSI 705 et le condensateur 703 de sorte que le retard soit appliqué sur le signal de commande Vb arrivant uniquement sur le commutateur 703, - le circuit 700c illustré en figure 7c comprend : - une première ligne à retard 710 est montée entre le détecteur RSSI 705 et le commutateur 703 de sorte que le retard soit appliqué sur le signal de commande Vb arrivant uniquement sur le commutateur 703, et une deuxième ligne à retard 711 est montée entre le détecteur RSSI 705 et le commutateur 707 de sorte que le retard soit appliqué sur le signal de commande Vb arrivant uniquement sur le commutateur 707. La figure 8 présente un exemple de chronogrammes illustrant une trame de données délivrée en sortie d'un circuit à contrôle automatique de gain. Le chronogramme (a) illustre l'évolution temporelle du niveau de puissance d'une trame de données délivrée en sortie d'un circuit à contrôle automatique de gain pour lequel la boucle de contre-réaction est configurée pour n'opérer que dans le premier mode de fonctionnement (contre-réaction rapide caractérisée par T1). On s'aperçoit que les données correspondant à la partie utile de la trame sont dégradées (distorsion du signal radio). Le chronogramme (b) illustre l'évolution temporelle du niveau de puissance d'une trame de données délivrée en sortie d'un circuit à contrôle automatique de gain, pour lequel la boucle de contre-réaction est configurée pour n'opérer que dans le second mode de fonctionnement (contre-réaction lente caractérisé par T2). On s'aperçoit que le traitement des données correspondant au préambule de la trame n'est pas réalisé de façon suffisamment rapide. Le chronogramme (c) illustre l'évolution temporelle du niveau de puissance d'une trame de données délivrée en sortie d'un circuit à contrôle automatique de gain selon l'invention, pour lequel la boucle de contre-réaction est configurée pour opérer dans les premier et deuxième modes de fonctionnement, autrement dit selon deux temps de réaction ri et T2. On observe que le traitement des données correspondant au préambule de la trame est réalisé de façon suffisamment rapide (r1) et que le traitement des données correspondant à la partie utile de la trame est réalisé plus lentement ('r2) comparativement au traitement du préambule, ce qui évite une dégradation des données utiles. Le chronogramme (d) diffère du chronogramme (c) en ce que le circuit selon l'invention met en outre en oeuvre un changement de seuil pour sur le détecteur RSSI2. On observe qu'un changement de valeur seuil de tension V',,,11 à V',,,12 au niveau du détecteur RSSI2 permet d'éviter de prendre en compte des variations brutales de signal qui auraient pour conséquence le basculement dans un mode de fonctionnement non adapté au traitement de la partie du signal radio courante à traiter. St sur les chronogrammes correspond au temps nécessaire pour que le gain se trouve dans un état stabilisé. St est supérieur à de la constante de temps r = RC. Les circuits à contrôle automatique de gain décrits ci-dessus sont destinés (à titre d'exemples purement illustratifs mais non limitatifs) à la réception de signaux numériques conformes à la norme WiFi. Il est clair toutefois qu'ils peuvent aisément être adaptés à de nombreuses autres applications, sans sortir du cadre de l'invention. On peut notamment prévoir un circuit à contrôle automatique de gain conçu pour le traitement de signaux numériques répondant à d'autres normes ou standards de communication sans-fil, tels que WiMax, UMTS, 4G, etc., ou pour le traitement de signaux analogiques. L'Homme du métier est à même d'adapter les paramètres du circuit, tels que la valeur seuil de tension Vse,,,, des moyens de commande analogiques, la valeur de tension de référence Vset des moyens d'ajustement analogiques, ainsi que la capacité des éléments capacitifs et la durée des retards des lignes à retard, en fonction de la nature des signaux susceptible d'être reçus en entrée du circuit à contrôle automatique de gain. Enfin, on présente, en relation avec la figure 9, un dispositif récepteur 900 d'un système d'antennes distribuées, communément appelé DAS (pour « Distributed Antenna Systems »), implémentant un circuit à contrôle automatique 910 conforme à l'invention. Le dispositif récepteur 900 comprend une chaîne de traitement en réception constituée principalement des éléments suivants : une antenne de réception 920 d'ondes RF; un filtre passe-bande 930; un circuit à contrôle automatique 910 conforme à l'invention selon l'un quelconque des modes de réalisation décrit ci-dessus ; un amplificateur de puissance 940; un premier convertisseur électro-optique 950; une fibre optique 960; un second convertisseur électro-optique 970; un diviseur de puissance 980; une pluralité d'antennes 920 destinées à émettre des signaux conformes à la norme WiFi.25 REVENDICATIONS1. Circuit à contrôle automatique de gain (300a) destiné à ajuster un signal d'entrée (PIN) pour délivrer un signal de sortie à puissance moyenne constante (Pou-r), comprenant une boucle de contre-réaction elle-même comprenant : un bloc amplificateur à gain variable (301), - des moyens d'ajustement analogiques (302) du gain dudit bloc amplificateur tenant compte d'un temps de réaction caractéristique de ladite boucle de contre-réaction, caractérisé en ce que ladite boucle de contre-réaction comprend en outre : - des moyens capacitifs (304) agencés pour modifier le temps de réaction caractéristique de ladite boucle de contre-réaction lorsque lesdits moyens capacitifs sont connectés auxdits moyens d'ajustement, - au moins un élément de commutation (303) pouvant prendre deux positions : une position fermée dans laquelle lesdits moyens d'ajustement sont connectés auxdits moyens capacitifs et une positon ouverte dans laquelle lesdits moyens d'ajustement sont déconnectés desdits moyens capacitifs, - des moyens de commande analogiques (305) dudit au moins un élément de commutation, configurés de telle sorte que : - lorsque le signal d'entrée (PIN) présente un niveau de tension supérieur à une valeur seuil de tension (Vse,,,,), lesdits moyens de commande commutent ledit au moins un élément de commutation en position fermée, lorsque le signal d'entrée (PIN) présente un niveau de tension inférieur à ladite valeur seuil de tension (Vse,,,,), lesdits moyens de commande commutent ledit au moins un élément de commutation en position ouverte. 2. Circuit à contrôle automatique de gain selon la revendication 1, dans lequel ladite boucle de contre-réaction comprend en outre au moins une ligne à retard (306) agencée entre lesdits moyens de commande (305) et ledit au moins un élément de commutation (303) pour retarder la commutation dudit au moins un élément de commutation (303). 3. Circuit à contrôle automatique de gain selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, dans lequel lesdits moyens de commande analogiques (305; 605) comprennent : une unité de détection (315) agencée pour fournir en sortie une tension de détection (VDet) en fonction de la puissance instantanée du signal de sortie délivré par ledit bloc amplificateur ; et - une unité de comparaison de tension (325) agencée pour fournir un signal de commande (Vb) dudit au moins un élément de commutation, par comparaison entre ladite tension de détection (VDet) et ladite valeur seuil de tension électrique (V.Seull)- 4. Circuit à contrôle automatique de gain selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, comprenant en outre un élément de décharge (R1) et/ou un élément de charge (308) desdits moyens capacitifs (304) activés lorsque ledit au moins un élément de commutation (303) auquel ils sont associés est en position ouverte. 5. Circuit à contrôle automatique de gain selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel ladite boucle de contre-réaction comprend uniquement des premiers moyens capacitifs (304) associés à un premier élément de commutation (303). 6. Circuit à contrôle automatique de gain selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel ladite boucle de contre-réaction comprend des premier et second moyens capacitifs (604, 608) montés en cascade et associés de premier et second éléments de commutation (603, 607) respectifs, chacun desdits premier et second éléments de commutation (604, 608) respectifs pouvant prendre deux positions : une position fermée dans laquelle lesdits moyens d'ajustement sont connectés auxdits premiers (604), respectivement deuxièmes (608), moyens capacitifs et une positon ouverte dans laquelle lesdits moyens d'ajustement (602) sont déconnectés desdits premiers (604), respectivement deuxièmes (608), moyens capacitifs,et dans lequel lesdits moyens de commande (605) sont configurés de telle sorte que : lorsque le signal d'entrée présente un niveau de tension électrique supérieure à une valeur seuil de tension électrique (VSeuil lesdits moyens de commande commutent successivement lesdits premier et second éléments de commutation (604, 608) en position fermée, - lorsque le signal d'entrée présente un niveau de tension électrique inférieure à ladite valeur seuil de tension électrique (Vseu,l), lesdits moyens de commande commutent successivement lesdits premier et second éléments de commutation (604, 608) en position ouverte. 7. Circuit à contrôle automatique de gain selon l'une quelconque des revendications 5 ou 6, dans lequel lesdits premiers moyens capacitifs et/ou lesdits deuxièmes moyens capacitifs (604, 608) comprennent chacun un unique condensateur. 8. Circuit à contrôle automatique de gain selon l'une quelconque des revendications 5 ou 6, dans lequel lesdits premiers moyens capacitifs et/ou lesdits deuxièmes moyens capacitifs (604, 608) comprennent chacun au moins deux condensateurs montés en série. 9. Circuit à contrôle automatique de gain selon l'une quelconque des revendications 3 à 8, dans lequel les moyens de commande analogiques (705) sont associés à des moyens de traitement analogiques du signal d'entrée comprenant : - des moyens de filtrage passe-bas (707, 708) du signal de commande (Vb) issu desdits moyens de commande analogiques (705) ; et/ou - des moyens d'ajustement automatique (709) de la valeur seuil de tension électrique (VSeuil)- 10. Dispositif récepteur (900) de signaux de données caractérisé en ce qu'il comprend un circuit à contrôle automatique de gain défini selon l'une quelconque des revendications 1 à 9.