FR 2976369 A1 20121214 FR 1154940 A 20110607 B11-2059FR 1 Dispositif intégré de régulation de tension du type à faible tension de déchet L'invention concerne la régulation de tension et plus particulièrement les dispositifs intégrés de régulation de tension du type à faible tension de déchet (« LDO : Low-dropout regulator » en langue anglaise). Afin d'alimenter certains types de composants, comme par exemple des composants radiofréquence d'un circuit intégré, à partir d'une batterie, des alimentations à découpage sont utilisées, ainsi que des régulateurs de tension à faible tension de déchet. Les régulateurs à faible tension de déchet sont des régulateurs présentant une faible différence de tension entre la tension de sortie régulée et la tension d'alimentation et permettent de protéger les composants radiofréquence du bruit pouvant être généré par les alimentations à découpage. Il est donc nécessaire d'utiliser un dispositif intégré de régulation de tension ayant un rapport de réjection de l'alimentation élevé (PSR : Power Supply Rejection, selon une dénomination anglo-saxonne bien connue de l'homme du métier). Les régulateurs à faible tension de déchet comprennent généralement au moins une boucle de régulation afin de réguler la tension de sortie autour d'une valeur de référence. Il a été proposé, afin d'améliorer le PSR, d'augmenter le gain d'un amplificateur d'erreur de la boucle de régulation et de connecter un condensateur en sortie des régulateurs à faible tension de déchet. Cela étant, afin d'obtenir un PSR élevé, il est nécessaire d'utiliser des condensateurs ayant des capacités élevés, c'est à dire de l'ordre du microfarad. Ces condensateurs ne peuvent pas être incorporés au sein de circuits intégrés, et des composants discrets sont utilisés afin d'obtenir des capacités élevées. L'utilisation de composants discrets a également pour inconvénient de nécessiter l'ajout d'une connexion extérieure additionnelle au circuit intégré comprenant le régulateur à faible tension de déchet. I1 a également été proposé d'utiliser deux boucles de régulation, la première boucle étant connectée à la charge de sortie destinée à être alimentée par la tension de sortie régulée et la deuxième boucle comporte une copie de la charge à alimenter. Cette copie de la charge, généralement appelée « replica », est un circuit ayant une structure ou un comportement similaire à celui de la charge à alimenter mais nécessitant une surface sur le circuit intégré et une consommation inférieure à celles de la charge à alimenter. De manière classique, les composants de la première boucle de régulation sont choisis de manière à pouvoir corriger les variations de la tension sortie jusqu'à des fréquences de l'ordre du mégahertz. Les composants de la deuxième boucle de régulation sont choisis de manière à ce que la bande passante de cette boucle s'étende jusque dans des plus fréquences élevées (supérieures à 1 mégahertz). Ainsi, la deuxième boucle de régulation permet de corriger l'effet des ondulations ayant des fréquences élevées, notamment les variations (ondulation) de la source d'alimentation. La deuxième boucle de régulation permet d'obtenir un PSR élevé, notamment dans les hautes fréquences. Les bandes passantes des deux boucles de régulation s'étendent dans les basses fréquences. Ainsi, une ondulation de la source d'alimentation continue dans les basses fréquences sera corrigée par les deux boucles de régulation. Cette correction simultanée par les deux boucles peut être problématique, notamment si l'impédance de la charge diffère de l'impédance de la copie de cette charge. La correction par les deux boucles provoque des variations du PSR du dispositif si les deux charges sont différentes. La valeur du PSR donnée est en général la valeur correspondant à la plus faible atténuation du bruit de la source d'alimentation sur toute la bande passante du dispositif. Selon un mode de réalisation, il est proposé d'améliorer le PSR des dispositifs intégrés de régulation de tension à faible tension de déchet. Selon un aspect, il est proposé un dispositif intégré de régulation d'une tension du type à faible tension de déchet, comportant une borne d'entrée pour recevoir une tension de référence, une borne de sortie destinée à être connectée à une charge, une première boucle de régulation connectée entre la borne de sortie et la borne d'entrée, et une deuxième boucle de régulation connectée à une charge additionnelle et à la borne d'entrée ; selon une caractéristique générale de cet aspect, la deuxième boucle de régulation comprend un filtre passe-haut. Ainsi, l'ajout d'un filtre passe haut permet de ne pas faire fonctionner la deuxième boucle de régulation dans les basses fréquences. Les bandes passantes de chaque boucle de contre-réaction sont alors disjointes, et les deux boucles ne fonctionnent pas simultanément. Les ondulations à basse fréquence de la source d'alimentation continue sont alors corrigées uniquement par la première boucle de régulation, et les ondulations à haute fréquence de la source d'alimentation continue sont alors corrigées uniquement par la deuxième boucle de régulation. On peut ainsi utiliser une charge additionnelle ayant une impédance différente de celle de la charge, tout en conservant un PSR sensiblement stable en fréquence. La charge additionnelle peut être une copie de la charge, mais il est avantageux d'utiliser une résistance programmable, dont la valeur peut être fixée en fonction de la charge. On peut ainsi adapter l'impédance de cette résistance programmable en fonction de l'impédance de la charge à alimenter, et des dimensions des composants du circuit. I1 est donc possible avec une même résistance programmable de pouvoir alimenter des charges différentes, sans qu'il soit nécessaire de recopier pour chaque charge à alimenter la structure de cette charge ou d'utiliser un circuit ayant un comportement similaire à celui de la charge, ce qui est un gain de place et rend son utilisation universelle. Avantageusement, la deuxième boucle de régulation comprend un amplificateur opérationnel rebouclé sur une de ses entrées, et le filtre passe-haut est disposé entre la charge additionnelle et ladite entrée de l'amplificateur. Ainsi, les ondulations basse fréquence provenant de la source d'alimentation continue sont filtrées avant d'atteindre l'amplificateur. Ces ondulations ne sont donc pas amplifiées. Selon un mode de réalisation, la première boucle de régulation peut comprendre un premier amplificateur opérationnel ayant une entrée non inverseuse connectée à la borne de sortie, une entrée inverseuse connectée à la borne d'entrée et une sortie connectée à l'électrode de commande d'un premier transistor dont une électrode est reliée à une source d'alimentation continue et une autre électrode est reliée à la borne de sortie, la deuxième boucle de régulation peut comprendre un deuxième amplificateur opérationnel ayant une entrée non inverseuse connectée à la charge additionnelle, une entrée inverseuse connectée à la borne d'entrée, une sortie connectée à l'électrode de commande d'un deuxième transistor dont une électrode est reliée à la source d'alimentation continue et une autre électrode est reliée à la charge additionnelle, les deux électrodes de commande des deux transistors étant mutuellement reliées et ledit filtre passe-haut est disposé entre la charge additionnelle et l'entrée non inverseuse du deuxième amplificateur opérationnel. Le premier transistor et le deuxième transistor sont polarisés par la charge à laquelle ils sont connectés. Une résistance programmable en tant que charge additionnelle permet ainsi de polariser le deuxième transistor de la même manière que le premier transistor. Même si l'on obtient une amélioration du PSR quelle que soit la fréquence de coupure du filtre passe-haut, il est avantageux de choisir une fréquence de coupure du filtre passe-haut qui est de l'ordre du dixième de la bande-passante de l'amplificateur opérationnel de la première boucle de contre-réaction. Cette fréquence de coupure permet d'obtenir un PSR stable, quelle que soit la fréquence des ondulations à corriger, même si la charge change. L'homme du métier saura choisir les composants des deux boucles de contre-réaction et les composants constitutifs du filtre passe-haut pour obtenir la fréquence de coupure désirée. La bande-passante de l'amplificateur opérationnel de la première boucle de contre-réaction peut être égale à la bande passante de l'amplificateur opérationnel de la deuxième boucle de contre-réaction. La bande passante de l'amplificateur opérationnel de la première boucle de contre-réaction ne peut notamment pas être inférieure à la bande passante de l'amplificateur opérationnel de la deuxième boucle de contre-réaction. Le dimensionnement des composants des amplificateurs opérationnels est ainsi simplifié. Par ailleurs, on obtient un meilleur PSR, c'est-à-dire une bonne rejection pour toutes les fréquences, quand les deux bandes passantes sont les mêmes. En d'autres termes, le PSR est mieux contrôlé. Le filtre passe-haut peut comprendre un condensateur et un amplificateur opérationnel à transconductance dont l'entrée inverseuse et la sortie sont connectées audit condensateur et à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel de la deuxième boucle de régulation, l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel à transconductance étant connectée la borne d'entrée du dispositif. Ainsi, on peut former un filtre passe-haut avec un amplificateur opérationnel à transconductance comprenant par exemple des transistors et une structure classique de paire différentielle. Les amplificateurs opérationnels des boucles de contre-réaction comprennent également des structures de paire différentielle. Ainsi, les variations des paramètres technologiques des transistors auront le même effet lors de la fabrication des composants des amplificateurs des boucles de contre-réaction et de l'amplificateur opérationnel à transconductance. Selon un autre aspect, il est proposé une cellule comprenant ledit dispositif intégré dont la charge est une résistance programmable, et un condensateur intégré de sortie connecté à la borne de sortie du dispositif. Selon encore un autre aspect, il est proposé un circuit intégré comportant au moins ladite cellule, avec sa charge associée connectée à la borne de sortie en parallèle avec le condensateur de sortie. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'étude de la description détaillée de modes de réalisation, pris à titre d'exemples non limitatifs et illustrés par les dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 illustre schématiquement un dispositif intégré selon un mode de réalisation de l'invention, - la figure 2 illustre schématiquement un filtre passe-haut selon un mode de réalisation de l'invention, - la figure 3 illustre schématiquement et de manière plus précise un filtre passe-haut selon un mode de réalisation de l'invention, - la figure 4 illustre schématiquement un circuit intégré selon un mode de réalisation de l'invention. Sur la figure 1, on a représenté un dispositif intégré de régulation d'une tension de type à faible tension de déchet DIS, comprenant une première boucle de régulation BCL1 et une deuxième boucle de régulation BCL2. La première boucle de régulation BCL1 permet de contrôler la tension à une borne de sortie BREG, autour de la tension délivrée par une borne d'entrée BREF. La borne d'entrée BREG est destinée à délivrer une tension de référence stable, notamment en température. La borne de sortie BREG est destinée à délivrer une tension régulée à une charge LD. La première boucle de régulation comporte un amplificateur opérationnel AOP1 ayant une entrée non inverseuse V1+ reliée à la borne BREG au moyen de la liaison L1, une entrée inverseuse Vl- reliée à la borne d'entrée BREF et une sortie S1. La sortie S1 de l'amplificateur opérationnel AOP1 est reliée à la grille d'un transistor Pl, par exemple un transistor de type PMOS, par l'intermédiaire d'un sommateur SOM. Une première électrode du transistor Pl, par exemple la source, est reliée à une source d'alimentation continue VDD, et une deuxième électrode, par exemple le drain, est reliée à la borne de sortie BREG. La première boucle de contre réaction BCL1 permet de réguler la tension au niveau de la borne de sortie BREG, en contrôlant le transistor Pl. Le dispositif comprend également une deuxième boucle de contre-réaction BCL2. La boucle BCL2 comprend un amplificateur opérationnel AOP2 ayant une entrée inverseuse V2- reliée à la borne BREF, une entrée non inverseuse V2+ reliée à une charge additionnelle LDA et une sortie S2 connectée à la grille du transistor Pl et à la grille d'un deuxième transistor P2 par l'intermédiaire du sommateur SOM. Le transistor P2, par exemple un transistor PMOS, est relié par sa source à la source d'alimentation continue VDD et par son drain à la charge additionnelle LDA. La structure de la charge additionnelle LDA peut être similaire ou différente de la structure de la charge LD, contrairement à l'art antérieur où cette charge doit avoir une structure similaire. En effet, comme il sera expliqué en détail ci-après, le fait que les deux boucles ne fonctionnent pas simultanément donne plus de libertés sur le choix de la charge additionnelle et permet donc d'avoir une charge additionnelle LDA différente de la charge LD. Ainsi, il est possible d'utiliser une résistance programmable afin d'ajuster la bande passante de la deuxième boucle de régulation. Un filtre passe-haut FLT est disposé entre la charge additionnelle LDA (à la borne additionnelle B) et l'entrée non inverseuse V2+ de l'amplificateur opérationnel AOP2. Si une ondulation basse fréquence non désirée est générée par la source d'alimentation continue VDD, cette ondulation apparait également aux bornes de la charge additionnelle LDA. Cette ondulation basse fréquence sera redirigée par la liaison L2 vers le filtre FLT et n'atteint donc pas le deuxième amplificateur opérationnel AOP2. Ainsi, la sortie de l'amplificateur opérationnel AOP2 ne transmet pas d'erreur aux grilles des transistors Pl et P2. L'ondulation basse fréquence de la source d'alimentation continue peut être corrigée par la première boucle de contre-réaction BCL1. Ainsi, lors de l'apparition d'une ondulation basse fréquence non désirée générée par la source d'alimentation continue VDD, seule la première boucle de contre-réaction BCL1 corrige cette ondulation afin d'obtenir une tension de sortie stable. Les deux boucles de contre-réaction ne fonctionnent donc pas simultanément en basse fréquence, et on élimine les variations du PSR dans le cas ou la structure de la charge et celle la charge additionnelle sont différentes. Les ondulations hautes fréquence sont corrigées par la deuxième boucle de régulation. Le PSR est ainsi stable pour toutes les fréquences. Sur la figure 2, on a représenté un filtre passe-haut FLT raccordé entre la borne additionnelle B et l'entrée non inverseuse V2+ de l'amplificateur opérationnel AOP2. Ce filtre comporte un condensateur CDF, par exemple un condensateur ayant une faible valeur de capacité, de l'ordre du picofarad, et pouvant être intégré. Le filtre comporte également un amplificateur opérationnel à transconductance OTA. L'amplificateur opérationnel à transconductance OTA est équipé d'une entrée non inverseuse VF+ reliée à la borne d'entrée du dispositif BREF, une entrée inverseuse et une sortie toutes les deux reliées à l'entrée non inverseuse V2+ de l'amplificateur opérationnel AOP2. Le filtre FLT se comporte de la même manière qu'un filtre passe haut comportant un condensateur et une résistance (« filtre CR »). Sur la figure 3, on a représenté de manière plus détaillée un exemple de réalisation du filtre passe-haut FLT. Le condensateur CDF peut être réalisé au moyen d'un transistor TC, par exemple un transistor PMOS dont la source, le drain et le substrat sont reliées ensemble. La grille du transistor TC est reliée à la borne additionnelle B, et le noeud commun à la source, au drain et au substrat du transistor TC est relié à l'entrée non inverseuse V2+ de l'amplificateur opérationnel V2+. Le transistor TC permet d'obtenir une capacité de l'ordre du picofarad, et également de faire varier la fréquence de coupure du filtre FLT. L'utilisation d'un transistor utilisé en tant que capacité est particulièrement avantageuse. En effet, la bande passante des amplificateurs opérationnels AOP1 et AOP2 est calculée notamment en fonction de la capacité vue en sortie de ces amplificateurs, c'est à dire la capacité des transistors P l et P2. Les variations des paramètres technologiques (modifiant ces capacités) seront les mêmes au sein des transistors Pl, P2 et TC, et les variations de la fréquence de coupure du filtre et des bandes passantes des amplificateurs opérationnels seront également les mêmes. L'amplificateur opérationnel à transconductance OTA comprend une source de courant SC permettant de polariser une paire différentielle formée par deux transistors N1 et N2, par exemple des transistors NMOS. L'amplificateur opérationnel à transconductance OTA comprend également un miroir de courant comportant deux transistors P3 et P4, par exemple des transistors PMOS. Le transistor N2 est relié par sa grille à l'entrée non inverseuse V2+ de l'amplificateur opérationnel AOP2, le transistor N1 est relié par sa grille à l'entrée du dispositif BREF. Le miroir de courant composé par les deux transistors P3 et P4 permet d'égaliser le courant traversant les transistors N1 et N2, et dont de rediriger vers l'entrée V2+ le courant généré par une différence de tension entre les tensions appliquées aux grilles des transistors N1 et N2. La transconductance, notée gm, de l'amplificateur opérationnel à transconductance dépend des transistors N1 et N2, et cet amplificateur se comporte ici comme une résistance ayant pour valeur de résistance 1/gm. Les amplificateurs opérationnels AOP1 et AOP2 ont de manière classique une structure similaire à celle de l'amplificateur opérationnel à transconductance OTA, et les paramètres des transistors (épaisseur de l'oxyde, longueur de la grille) varient généralement de la même façon pour tous les composants d'un même circuit intégré. Ainsi, l'utilisation d'un amplificateur opérationnel à transconductance permet de répercuter ces variations autant dans le filtre passe haut que dans les amplificateurs AOP 1 et AOP2 que dans les transistors P l et P2. L'utilisation d'un tel circuit et du transistor TC permet d'obtenir des variations (en fonction des paramètres technologiques) similaires de la fréquence de coupure du filtre FLT et de la bande passante des amplificateurs opérationnels AOP1 et AOP2. On pourra également utiliser un amplificateur opérationnel à transconductance classique utilisant un miroir de courant ayant quatre transistors disposés en cascode. On améliore ainsi le PSR dans les basses fréquences. Enfin, on peut choisir la fréquence de coupure du filtre FLT en dimensionnant les composants pour obtenir une fréquence de coupure égale au dixième de la bande passante de l'amplificateur opérationnel AOP1. On obtient ainsi un PSR d'avantage stable pour toutes les fréquences On peut également choisir les bandes passantes des amplificateurs AOP1 et AOP2 égales, afin d'obtenir un PSR d'avantage stable pour toutes les fréquences. Selon un aspect de l'invention, on obtient un PSR stable pour les basses et les hautes fréquences. On peut également utiliser une charge additionnelle de type résistance programmable pour différentes charges et ainsi utiliser même une cellule comportant le dispositif, pour plusieurs charges différentes d'un même circuit intégré, comme illustré sur la figure 4. Sur cette figure, la référence CI désigne un circuit intégré comportant plusieurs cellules CEL1 et CEL2. Chaque cellule comporte un dispositif DIS relié à une résistance programmable RPROGet un condensateur de sortie CD. Les cellules CEL1 et CEL2 alimentent des charges LD1 et LD2 ayant une structure différente. La résistance programmable RPROG est identique pour toutes les cellules CEL1 et CEL2, mais sa valeur résistive est réglée en fonction notamment de la charge LD1 ou LD2. Selon un autre aspect de l'invention, on obtient un dispositif nécessitant peu de surface semi conductrice, et qui est compatible avec une capacité de sortie intégré. REVENDICATIONS1. Dispositif intégré de régulation d'une tension du type à faible tension de déchet, comportant une borne d'entrée (BREF) pour recevoir une tension de référence, une borne de sortie (BREG) destinée à être connectée à une charge (LD), une première boucle de régulation (BCLl) connectée entre la borne de sortie et la borne d'entrée, et une deuxième boucle de régulation (BCL2) connectée à une charge additionnelle (LDA) et à la borne d'entrée, caractérisé en ce que la deuxième boucle de régulation comprend un filtre passe-haut (FLT). 2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel la charge additionnelle est une résistance programmable. 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, dans lequel la deuxième boucle de régulation (BCL2) comprend un amplificateur opérationnel (AOP2) rebouclé sur une de ses entrées (V2+), et le filtre passe haut (FLT) est disposé entre la charge additionnelle (LDA) et ladite entrée de l'amplificateur opérationnel. 4. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel la première boucle de régulation (BCL1) comprend un premier amplificateur opérationnel (AOP1) ayant une entrée non inverseuse (Vl+) connectée à la borne de sortie (BREG), une entrée inverseuse (V1-) connectée à la borne d'entrée (BREF) et une sortie connectée à l'électrode de commande d'un premier transistor (Pl) dont une électrode est reliée à une source d'alimentation continue (VDD) et une autre électrode est reliée à la borne de sortie (BREG), la deuxième boucle de régulation (BCL2) comprend un deuxième amplificateur opérationnel (AOP2) ayant une entrée non inverseuse (V2+) connectée à la charge additionnelle (LDA), une entrée inverseuse (V2-) connectée à la borne d'entrée (BREG), une sortie connectée à l'électrode de commande d'un deuxième transistor (P2) dont une électrode est reliée à la source d'alimentation continue (VDD) et une autre électrode est reliée charge additionnelle (LDA), les électrodes de commande des deux transistorsétant mutuellement reliées et ledit filtre passe-haut (FLT) est disposé entre la charge additionnelle (LDA) et l'entrée non inverseuse (V2+) du deuxième amplificateur opérationnel. 5. Dispositif selon la revendication 4, dans lequel la fréquence de coupure du filtre passe-haut (FLT) est de l'ordre du dixième de la bande-passante de l'amplificateur opérationnel (AOP1) de la première boucle de contre-réaction (BCLl). 6. Dispositif selon la revendication 4 ou 5, dans lequel la bande passante de l'amplificateur opérationnel (AOP1) de la première boucle de contre-réaction est égale à la bande passante de l'amplificateur opérationnel (AOP2) de la deuxième boucle de contre-réaction. 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, dans lequel le filtre passe-haut (FLT) comprend un condensateur (CDF) et un amplificateur opérationnel à transconductance (OTA) dont l'entrée inverseuse (VF-) et la sortie sont connectées audit condensateur (CDF) et à l'entrée non inverseuse (V2+) de l'amplificateur opérationnel (AOP2) de la deuxième boucle de contre-réaction, l'entrée non inverseuse (VF+) de l'amplificateur opérationnel à transconductance étant connectée la borne d'entrée du dispositif (BREF). 8. Cellule comprenant un dispositif intégré selon l'une quelconque des revendications précédentes dont la charge additionnelle est une résistance programmable, et un condensateur intégré (CD) de sortie connecté à la borne de sortie du dispositif (BREG). 9. Circuit intégré comportant au moins une cellule selon la revendication 8, avec sa charge associée (LD) connectée à la borne de sortie en parallèle avec le condensateur de sortie (CD). 10. Circuit intégré selon la revendication 9, ayant plusieurs cellules (CEL1, CEL2) connectées à des charges (LD1, LD2) de structure différentes, la valeur résistive de la résistance programmable de chaque cellule étant adaptée en fonction de chaque charge à alimenter.