FR 2928742 A1 20090918 FR 8210120 A 19820610 La présente invention concerne un système radar. On va décrire maintenant l'arrière-plan de l'invention en référence à,la figure 1, qui est un schéma-bloc d'un système radar précédemment proposé, et à la figure 2 qui montre des formes d'ondes schématiques expliquant le fonctionnement du sytème de la.figure 1. Le système radar précédemment proposé, dont un exemple est montré figure 1, est décrit plus en détail dans la demande de brevet britannique N° 80-21849. Dans ce système, on émet des impulsions haute fréquence C de longueur 2R/c, c étant la vitesse de la lumière et R l'intervalle de distance sur lequel on désire détecter une cible, Les impulsions ont un taux d'impulsion de 1:4 par exemple. Une fraction de l'énergie C' de chaque impulsion transmise est dirigée, par un coupleur 6 et sans retard notable à un mélangeur 5 qui reçoit également l'impulsion reçue D correspondante. En sortie du mélan- Beur, on a donc une impulsion vidéo E de longueur égale à la durée commune d'existence dans le mélangeur des impulsions émise et reçue. L'impulsion vidéo E est dirigée par un amplificateur vidéo 8 à deux canaux CH1 et CH2. Dans le pre- mier canal CH1, elle est corrélée, dans un premier mélangeur vidéo 9', avec un premier signal vidéo bipolaire de fréquence f1/2 qui est une impulsion "carrée", ayant la même longueur d'impulsion et la même période d'existence que l'impulsion transmise C. Dans le second canal, l'impulsion vidéo est corrélée, dans un second mélangeur vidéo 9, avec une période d'un second signal vidée bipolaire f1, quï est également une impulsion "carrée", ayant une durée de période qui est la moitié de la longueur d'impulsion du signal émis. Dans chaque canal, la composante de bande de base de chaque mélangeur vidéo est retirée par filtrage dans un filtre Doppler 10, 11, détectée et intégrée (12, 13), et le rapport des amplitudes de sortie filtré est déterminé par un circuit 14 en tant que mesure de la distance à la cible. En se reportant à la figure 2, il est clair que à une distance nulle, les flancs avant et arrière du premier signal vidéo {1/2 coincident idéalement avec les flancs correspondants de l'impulsion vidéo E(0), et la sortie S1(0) du premier mélangeur 9' est une impulsion de la même longueur que la première impulsion vidéo E(0), Quand la distance augmente, par exemple à mi-distance, les flancs avant ne coïncident pas, mais la sortie S1(1/2) a toujours la même longueur que l'impulsion vidéo E(1/2). A la distance nulle, les flancs avant et arrière du cycle du second signal vidéo f1 coincident avec les flancs correspondants de l'impulsion vidéo E(0), tan-dis que le second signal vidéo f1 présente un changement T de polarité au centre de l'impulsion vidéo. Quand la distance augmente, par exemple à mi-distance, le flanc avant de l'impulsion vidéo E(1/2) ne coincide plus avec le flanc correspondant du second signal vidéo fi, et l'impulsion vidéo E(1/2) ne présente plus en son centre le changement de polarité du second signal vidéo f1. Cependant, lesflancs arrière de l'impulsion vidéo et le second signal vidéo coincident toujours, dans une situation idéale. Pour obtenir une loi, déterminée de variation en fonction de la distance, c'est-à-dire une variation en fonction de la distance du rapport des sorties du premier et du second mélangeurs, il est important, dans le système précédemment proposé, de s'assurer que les flancs des impulsions et le changement de polarité sur-viennent à des instants précis. Des erreurs dans la commande temporelle produisent des erreurs dans la loi de variation en fonction de la distance. Un des buts de la présente invention est de proposer un système radar dans lequel les problèmes liés aux positions relatives dans le temps des flancs des impulsions sont réduits. La présente invention propose un dispositif radar comportant : . des moyens 1-4, TX pour émettre une impulsion haute fréquence ayant une longueur d'impulsion prédéterminée, . des moyens RX pour recevoir l'impulsion de retour correspondante, . des moyens 1, 2, 16, sensibles à l'impulsion de retour et à une impulsion haute fréquence additionnelle ayant une longueur d'impulsion sensiblement égale à celle de l'impulsion émise et ayant une position tem- porelle prédéterminée par rapport à celle-ci, pour produire une impulsion vidéo de longueur égale à la période commune d'existence de l'impulsion additionnelle et de l'impulsion de retour, . des moyens 9 sensibles à l'impulsion vidéo et à un signal vidéo bipolaire présentant au moins un changement d'une polarité à l'autre, ou inversement, sur-venant pendant la période de temps de l'impulsion additionnelle, mais ne présentant pas un tel changement qui coïncide sensiblement avec les flancs avant et ar- rière de l'impulsion additionnelle, pour produire un signal représentant l'amplitude de l'ensemble de l'impulsion vidéo pondérée en fonction du signal bipolaire, ainsi que . des moyens 14 pour former un signal repré, sentant le rapport entre ledit signal et un signal additionnel représentant l'amplitude non pondérée de l'impulsion vidéo et dérivée de l'impulsion vidéo, sans emploi d'aucun signal additionnel. Pour un meilleur exposé de l'invention, on fera maintenant référence, à titre d'exemple, aux figures 3 à 8 des dessins annexés, sur lesquelles : . la figure 3 est un diagramme-bloc schéma-tique d'un système radar selon l'invention, . la figure 4 montre des courbes de loi de variation idéales en fonction de la distance, pour le système de la figure 3, . la figure 5 est un diagramme-bloc schématique du circuit de commande temporelle de la figure 1, . la figure 6 présente des diagrammes idéalisés de formes d'ondes expliquant le fonctionnement du système de la figure 3, . la figure 7 est un diagramme-bloc schématique d'une variante du système de la figure 1, , et les figures 8A et 8B sont des diagrammes de forme d'ondes illustrant les conséquences de la commande temporelle et de la compensation de celle-ci, au cours du fonctionnement du système de la figure 7. Sur les figures 3 et 6, une horloge 1 d'un circuit de commande temporelle 2 génère des impulsions d'horloge de fréquence f(1/2) de période r à partir du-quel un circuit logique 2' produit un train d'impulsions ayant une longueur 17/2, de taux d'impulsion 1:4. Ces impulsions sont transmises à un circuit d'oscillateur pilote 3 qui produit des impulsions B de longueur 17/2 et de taux d'impulsion 1:4, compatibles avec le pilotage d'un oscillateur haute fréquence 4 qui produit des impulsions haute fréquence C correspondantes qui seront émises par une antenne TX. La longueur de chaque impulsion d'horloge est choisie de manière que tp = 2R/c, R étant l'intervalle de distance de détection de la cible et c étant la vitesse de la lumière. L'impulsion de retour correspondante D venant de la cible est reçue par une antenne réceptrice RX et transmise à un mélangeur haute fréquence 5. Le mélangeur 5 reçoit également une fraction. de l'énergie de l'impulsion émise par l'intermédiaire d'un coupleur haute fréquence 6, c'est-à-dire une impulsion C' d'oscillateur local haute fréquence qui est retardée par un retard 7, et d'amplitude plus faible que l'impulsion C. Si la distance à la cible est nulle, les impulsions C' et D vont coincider dans le mélangeur 5, comme représenté figure 6 aux lignes C', D(0). (Bien que le circuit à retard 7 soit indiqué figure 1 entre le coupleur 6 et le mélangeur 5, le retard n'a pas de conséquence, car il sert uniquement à compenser le retard créé par le câble d'antenne entre les points P et Q). Donc, à distance nulle, la sortie du mélangeur 5 est une im- pulsion vidéo H qui est transmise à un amplificateur vidéo 8 pour produire une impulsion vidéo E. La longueur de l'impulsion vidéo E est égale à la période commune d'existence des impulsions C' et D dans le mélangeur, comme représenté pour une distance nulle à la ligne E(0) de la figure 6. A mi-distance maximale R, l'impulsion D sera retardée par rapport à l'impulsion C' d'une moitié de la longueur d'impulsion C', comme représenté à la ligne D(1/2) de la figure 6. L'impulsion vidéo est donc telle que représentée ligne E(1/2) de la figure 6. L'impulsion vidéo E est dirigée vers deux canaux parallèles CH1 et CH2. Le canal CH2 comporte un mélangeur vidéo 9 qui reçoit l'impulsion vidéo E et un signal vidéo bipolaire F. Dans cet exemple, le mélangueur vidéo 9 comporte un ?mplificateur à séparation de phase 81 et un commutateur. à diode 92. Dans ce mode de réalisation de l'invention, le signal vidéo F présente un changement de polarité T (figure 6, ligne F) commandé dans le temps de manière à se trouver au centre de l'impulsion d'oscillateur local haute fréquence C', mais ne présente pas de changement de polarité coïncidant sensiblement avec les flancs avant et arrière de l'impulsion C', la transition de polarité inverse T1 survenant à mi-distance entre les impulsions successives C'. La sortie G du mélangeur vidéo 9 est donc le signal vidéo E, dont des fractions sont positivement et négativement pondérées en fonction de la commande temporelle de l'inversion T du signal F, par rapport à l'impulsion E. Comme représenté ligne G(0), figure 6, à une distance nulle, la sortie G comporte des fractions positive et négative égales, du fait que le changement de polarité T se trouve au centre de l'impulsion vidéo E. Quand la distance augmente, la fraction négative diminue, jusqu'à ce que, à mi-distance, la sortie G comporte seulement une fraction positive, du fait que l'impulsion vidéo E comprend seulement une impulsion survenant après le changement T, comme représenté lignes E(1/2) et G(1/2) de la figure 6. Dans le canal CH1, selon l'invention, il est prévu deux mélangeurs (comparer avec le système précédemment proposé décrit plus haut), donc évitant les erreurs dûes à des commandes temporelles inégales des flancs d'impulsions. Les deux canaux CHI et CH2 comportent un, filtre Doppler et un amplificateur 10, 11, ainsi qu'un circuit détecteur et intégrateur 12, 13. Ces circuits sont pré-vus pour des raisons pratiques: en pratique, la sortie du mélangeur haute fréquence 5 comporte une composante sporadique dûe à la transmission directe d'un signal de TX vers RX. Une véritable impulsion de retour de cible D, ainsi que l'impulsion vidéo désirée E de longueur égale à la période commune d'existence de l'impulsion véritable de retour de cible D et l'impulsion d'oscillateur local C', peut être séparée de la composante sporadique par modulation Doppler de l'impulsion de retour de cible. Donc, en pratique, les formes d'ondes D, H, E et G de la figure 6 seront des formes d'ondes soumises à une modulation Doppler. Les filtres Doppler 10, 11, laissent passer les composantes Doppler qui sont détectées dans les circuits 12 et 13, et intégrées de manière à produire un signal continu. La sortie du canal CHI est donc un signal représentant l'amplitude non pondérée de l'ensemble de l'impulsion vidéo E, tandis que la sortie du canal CH2 est un signal représentant l'amplitude de l'ensemble de l'impulsion vidéo E pondérée en fonction de sa posi- tion temporelle par rapport au signal vidéo bipolaire F. Les deux signaux sont amenés à un circuit 14 qui détermine le logarithme du rapport des deux signaux, La figure 4 montre la variation des tensions de sortie des canaux CHI, CH2 et du circuit 14 en fonc- tion de la distance. Elle montre que les sorties des canaux CHI et CH2 tendent vers zéro en même temps. En pratique, ceci n'est pas souhaitable, aussi le canal CH2 comporte un circuit 15 qui permet à sa sortie, pour une distance voisine du maximum, de ne pas descendre en- dessous d'une valeur prédéterminée, de manière à éviter une indétermination à la sortie du circuit 14 pour des distances voisines du maximum. Les circuits pour produire les signaux A, 8 et F sont décrits plus en détail figure 5. Le signal A est obtenu à partir de l'horloge au moyen d'un circuit diviseur de fréquence 17 qui divise par deux. Ce signal B est obtenu à partir de A et à partir de l'horloge au moyen d'une porte ET 18, tandis que le signal F est obtenu en retardant A d'une valeur t/2, au moyen d'une ligne à retard 16. La figure 7 est un diagramme-bloc schématique d'une variante du système des figures 1 à 3. Sur cette figure, les éléments identiques à ceux de la figure 1 sont indiqués par les mêmes références numériques que celles de la figure 1. Outre ces éléments, qui ne seront pas décrits plus en détail, le système de la figure 7, comme représenté, comprend des filtres haute fréquence 19 et des isolateurs haute fréquence 20. En outre, le système ne comporte pas le retard 7 entre le coupleur 6 et le mélangeur 5, du fait que les retards du câble d'antenne sont compensés de façon inhérente aux différents éléments, comme il apparaîtra par la suite. La figure 7 montre également un exemple de circuit de rapport logarithmique 14 qui comprend des amplificateurs logarithmiques 141, 142, et un soustracteur 143. Sur la figure 7, les signaux du système sont susceptibles d'être soumis à des retards dans les cir- cuits vidéo et dans les circuits micro-ondes. Le circuit de commande temporelle 2 comporte, dans cette variante, un générateur 201 de fréquence de répétition des impulsions, qui produit le signal A (figure 5A ou figure 2) et un générateur d'impulsions 202 sensible au flanc avant du signal A, et qui produit le signal B (figure 5A ou figure 2) définissant la longueur de l'impulsion haute fréquence émise tp, et qui est transmis à l'oscillateur haute fréquence 4. Le retard total apporté par le circuit vidéo entre l'entrée du générateur 201 et la sortie de l'oscillateur 4 est tv1 . L'impulsion haute fréquence de l'oscillateur 4 est transmise à l'antenne TX par l'intermédiaire du coupleur 6, de l'isolateur 20 et du filtre 19, et elle est soumise à un retard tm1, auquel le coupleur 6 ne contribue en rien. L'impulsion émise est ensuite soumise à un retard t(R) fonction de la distance à la cible, entre l'antenne TX et l'antenne réceptrice RX. L'impulsion reçue par l'antenne RX est ensuite soumise à un retard micro-ondes tm2 par le filtre 19 et l'isolateur 20, jusqu'à l'entrée du mélangeur haute fréquence 5. La sortie vidéo du mélangeur 5 est ensuite soumise à un retard tv2, par l'amplificateur vidéo 8 jusqu'aux canaux CH1 et CH2. Le signal vidéo bipolaire A produit par le circuit de commande temporelle 2 est soumis à un retard tv3 dans la ligne à retard vidéo 16. Tous les autres retards sont compris dans les valeurs tm1, tm2, tv1, tv2 et tv3. Les effets de ces retards sont montrés fi- gure 8A, de façon exagérée. L'impulsion haute fréquence C qui est émise a une longueur tp, mais elle est retardée d'une valeur tv1 par rapport au flanc avant du signal A, alors que, idéalement, elle ne devrait pas l'être du tout. Pour une distance nulle, c'est-à-dire pour un retard de distance t(R) = t(0), l'impulsion haute fréquence reçue devrait co!ncider avec l'impulsion haute fréquence en sortie de l'oscillateur 4, mais, en fait, elle est retardée par rapport à celle-ci d'une valeur tm + tm2 + t(0), comme représenté ligne D. Le signal vidéo correspondant E en sortie du mélangeur est en outre retardé d'une valeur tv2 par rapport au flanc avant de l'impulsion haute fréquence D, au lieu de n'être, idéalement, soumise à aucun retard. En conséquence, si le signal vidéo bipolaire, retardé par la ligne à retard vidéo 16 donnant le signal F était retardé d'une valeur égale à la moitié de la longueur d'impulsion de l'impulsion haute fréquence C (idéalement non retardée), alors la sortie du mélangeur vidéo du canal 2 serait telle que représentée ligne G, pour une distance nulle. Il est clair que G, sur la figure 8A indique une valeur autre que celle correspondant à une distance nulle, comme on peut le voir en comparant avec la ligne G(0) de la figure 2. Pour compenser les retards, 1°) la longueur d'impulsion haute fréquence est rallongée d'une valeur (tp + tx), avec tx = tm1 + tm2 ; et 2°) on donne au retard vidéo défini par la ligne à retard 16 la valeur tv3 = (tm + tm2) + (tv1 + tv2) + (tp) /2. La figure 8B illustre le résultat de cette modification et montre que le signal G, corrigé en conséquence, a la valeur correcte correspondant à la distance dans le cas où celle-ci est nulle. Le signal G a aussi la valeur correcte correspondant à la distance, pour toutes les autres valeurs possibles comprises dans l'intervalle de distance. REVENDICATIONS 1. Dispositif radar, caractérisé en ce qu'il comporte . des moyens (1-4, TX) pour émettre une impulsion haute fréquence ayant une longueur d'impulsion prédéterminée, . des moyens (RX) pour recevoir l'impulsion de retour correspondante, . des moyens (1, 2, 16) sensibles. à l'impulsion de retour et à une impulsion haute fréquence addition nelle ayant une longueur d'impulsion sensiblement égale à celle de l'impulsion émise et ayant une position temporelle prédéterminée par rapport à celle-ci, pour produire une impulsion vidéo de longueur égale à la période commune d'existence de l'impulsion additionnelle et de l'impulsion de retour, . des moyens (9) sensibles à l'impulsion vidéo et à un signal vidéo bipolaire présentant au moins un changement d'une polarité à l'autre, ou inversement, sur-venant pendant la période de temps de l'impulsion addi-tionnelle, mais ne présentant pas un tel changement qui coïncide sensiblement avec les flancs avant et arrière de l'impulsion additionnelle, pour produire un signal représentant l'amplitude de l'ensemble de l'impulsion vidéo pondérée en fonction du signal bipolaire, ainsi que . des moyens (14) pour former un signal représentant le rapport entre ledit signal et un signal additionnel représentant l'amplitude non pondérée de l'impulsion vidéo et dérivée de l'impulsion vidéo, sans emploi d'aucun signal additionnel. 2. Dispositif' radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens pour émettre une im- pulsion haute fréquence comportent des moyens de commande temporelle (2) pour produire (1) un signal carré ayant ladite longueur d'impulsion prédéterminée, un circuit diviseur (17) sensible à ce signal carré pour en- gendrer, à partir de celui-ci, le signal vidéo bipolaire ayant le double de la longueur d'impulsion prédéterminée, ainsi que des moyens (16) pour retarder ce signal vidéo bipolaire d'une valeur telle que le changement de polarité survienne à un instant intermédiaire entre les flancs avant et arrière de l'impulsion additionnelle. 3. Dispositif radar selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les moyens (9) sensibles à l'impulsion vidéo et au signal vidéo bipolaire comportent un circuit amplificateur (91) à séparation de phase qui reçoit cette impulsion vidéo, ainsi qu'un commutateur (92) à diode relié électriquement en série avec le circuit amplificateur, pour recevoir le signal vidéo bipolaire. 4. Dispositif radar selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (6) de couplage avec les moyens d'émission, de manière à engendrer l'impulsion. haute fréquence additionnelle.