FR 2890736 A1 20070316 FR 8402061 A 19840210 DISPOSITIF DE DECLENCHEMENT D'UNE CHARGE DANS L'ESPACE PROCHE D'UNE CIBLE L'invention concerne un dispositif monté sur un missile pour déclencher la mise à feu d'une charge dans l'espace proche d'une cible, le missile comportant des moyens pour fournir une mesure de VR (module du vecteur de vitesse relative de la cible par rapport au missile) et de/4 (angle de dépointage de la cible), ce dispositif comportant un radar muni d'une antenne réception à diagramme de directivité en forme de nappe conique de demi-angle au sommet) et fournissant un signal dans des portes de distance couvrant ensemble le domaine des distances dans ledit espace proche. On sait qu'un missile porteur d'une charge explosive destinée à détruire une cible est guidé vers celle-ci par un dispositf autodirecteur auquel un radar à longue portée fournit diverses mesures, notamment des mesures des grandeurs et/' définies ci-dessus. Quand le missile parvient dans l'espace proche de la cible, c'est-à-dire à une distance de l'ordre de quelques dizaines à quelques centaines de mètres, les mesures fournies par le radar sont insuffisamment précises pour permettre un guidage précis du missile. Dans ces conditions, le dispositif autodirecteur est mis hors-service et le missile poursuit son vol de façon purement balistique. Le dispositif de déclenchement envisagé ci-dessus a pour but de déclencher pendant cette période de vol balistique du missile, la mise à feu de la charge, au moment optimum pour détruire la cible. Les dispositifs de déclenchement connus comportent un radar à courte portée1distinct du radar du dispositif autodirecteur. Ce radar est muni d'une antenne permettant la détection d'une cible suivant une nappe conique dont l'axe est l'axe de roulis du missile. Pour un dispositif de déclenchement, le problème est de déterminer, à partir du moment où la cible est détectée dans cette nappe conique, le temps de re-tard optimum de mise à feu de la charge pour que les éclats de cette charge se déployant rencontrent la cible, sachant que le déploiement est isotrope dans un plan perpendiculaire à l'axe de roulis du missile. On peut établir que le temps de retard optimum dépend, selon des fonctions déterminées, d'un certain nombre de paramètres: la vitesse relative Vfu l'angle de dépointage/ (angle de la vitesse VR_et de l'axe de roulis du missile), la distance D du missile au moment de la détec- tion, le demi-angle au sommet É'? de la nappe conique de détection. Ce temps de retard optimum dépend aussi de l'angle de roulis de passage Le de la cible, c'est-à-dire l'angle de deux plans conten p t l'axe de roulis du missile, à savoir un plan repère parallèle à'p,et uqplan passant pax la cible au moment où elle est détectée. Or, il semble que jusqu'à présent, on n'ait jamais tenu compte dans les dispositifs connus, de ce dernier paramètre -f pour la déterminaiton du temps de retard à la mise à feu de la charge. La présente invention fournit un moyen efficace et relativement simple pour déterminer ce temps de retard en prenant compte l'angle de roulis de passage de la cible, afin d'améliorer la statistique de destruction de la cible. L'invention est basée sur l'idée de déterminer le temps de retard optimal à partir de la fréquence du signal doppler de la cible, car cette fréquence contient l'information de l'angle de roulis de passage de la 20 cible. Conformément à l'invention, un dispositif de déclenchement d'une charge dans l'espace proche d'une cible comporte un filtre connecté à chaque porte de distance pour extraire le signal doppler de la cible et un circuit de commande connecté à ce filtre, chaque circuit de commande étant muni de moyens de filtrage réglables pour former dans la bande de fréquences du signal doppler plusieurs bandes partielles à frontières réglables et déterminer ainsi des voies en parallèle comportant ensuite des circuits de détection et des circuits à retards réglables qui sont répartis de façon à faire correspondre un retard à chaque bande partielle, lesdites frontières des bandes partielles et lesdits retards étant mis à jour à l'instant d'apparition du signal doppler dans chaque porte de distance, à l'aide des dernières mesures disponibles de \IR eV-, en prenant en compte des valeurs particulières desdites frontières et desdits retards qui sont des fonctions connues de vR et le premier signal apparaissant à la sortie d'un circuit de retard etant utilisé pour la mise à feu de la charge. La description suivante, en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 représente dans un plan la configuration du système missilecible dans le cas particulier où la vitesse relative de la cible est parallèle à l'axe de roulis du missile. La figure 2 représente cette configuration dans le cas où la vitesse relative de la cible n'est pas parallèle à l'axe du roulis du missile. La figure 3 est un diagramme représentant la fréquence doppler de la cible en fonction de l'angle de roulis de passage de cette cible. La figure 4 est un schéma général du dispositif de déclenchement de l'invention. La figure 5 est un schéma d'un circuit de commande du dispositif de l'invention, dans lequel le temps de retard optimum est déterminé pour quatre quadrants d'angles de roulis de passage. La figure 6 est un schéma de circuit de commande généralisant celui de la figure 5 et dans lequel le temps de retard optimum est déterminé pour 2n secteurs d'angles de roulis de passage. La figure 1 montre dans un cas particulier la configuration du système missile-cible. Le missile M y est représenté par sa trace dans un plan xOy qui lui est lié. Le missile a un axe de roulis Ox et se déplace également avec un vecteur vitesse uM constant (à l'échelle des temps considérée) sur une trajectoire suivant cet axe. La cible se déplaégalement avec un vecteur vitesse constant (à l'échelle des temps considérée) et dans le cas particulier envisagé sur la figure 1, sa trajectoire telle que la trajectoire T est parallèle à l'axe de roulis du missile. Si l'on appelle V, le vecteur de la vitesse relative de la cible oar rap-port au missile, on peut supposer que sur la figure le missile est fixe et que la cible est animée d'une vitesse constante VRsur sa trajectoire T. Le missile est muni d'une charge explosive centrée sur le point 0 et dont les éclats se déploient de manière isotrope autour de l'axe de roulis, dans une nappe perpendiculaire à l'axe de roulis. les traces de cette nappe de déploiement de la charge sont représentées sur la figure 1 par les deux zones hachurées centrées autour des deux demi- axes Oy et Oy'. Le missile est muni d'un dispositif chargé de déclencher la mise à feu de la charge au moment optimum. Ce dispositif de déclenchement comporte un radar de surveillance de l'espace proche qui est distinct du radar à longue portée utilisé par le dispositif autodirecteur du missile. Ce radar de surveillance, de n'importe quel type connu par exemple à impulsions ou à modulation de fréquence, est muni d'une antenne dont le diagramme de rayonnement forme une nappe conique de som(ner 0 et dirigée vers l'avant de la fusée pour permettre la détection de la cible avant le passage de cette dernière à la distance minimale du missile. Les traces de cette nappe de détection sont représentées dans le plan de la figure 1 par les deux zones hachurées centrées autour des deux directions principales Ou et Ou'. On suppose par la suite qu'une cible supposée ponctuelle et se déplaçant sur une trajectoire telle que T est détectée par le radar au point d'intersection A de sa trajectoire et de la direction principale Ou de la zone de détection. La fonction du dispositif de déclenchement de la charge est alors la suivante: la cible étant détectée par le radar au point A, la mise à feu de la charge doit être effectuée quand la cible est à un point B de telle façon que la cible et les éclats de la charge se déployant se rencontrent au point d'intersection C de la trajectoire de la cible et de la direction principale Oy de la zone de déploie-ment. Autrement dit, le dispositif de déclenchement doit déterminer, au moment où la cible est détectée au point A1le temps de retard optimum à la mise à feu. Dans le cas envisagé sur la figure 1 où la vitesse relative Vk est parallèle à l'axe de roulis du missile, on peut voir aisément que ce temps de retard optimum peut être entièrement déterminé par des paramètres connus au moment de la détection, à savoir le demi-angle au sommet du cône de détection, la vitesse 1%e des éclats de la _CI charge, la distance de détection D = OA et enfin la vitesse relative vkfournie par le radar du dispositif autodirecteur. On peut remarquer aue dans le cas de la figure 1, le temps de retard optimum est le même ne pour une cible se déplaçant sur/rajectoire T et détectée à la distan- ce OA, pour une cible se déplaçant _à la même vitesse sur une trajectoire T' et détectée à 1a même distance OA' = OA = D et pour des cibles se déplaçant à la même vitesse sur des trajectoires parallèles en de-hors du plan de la figure et détectées à la même distance D. 25 30 Autrement dit, dans le cas de la figure 1, le temps de retard optimal ne dépend pas de l'angle de roulis de passage Cr de la cible. Ce n'est plus le cas dans la configuration cible-missile de la figure 2 pour laquelle le vecteur de vitesse relative V n'est plus parallèle à l'axe de roulis Ox du missile. Cette figure représente comme sur la figure 1 le missile M avec son axe de roulis Ox. Pour simplifier, on n'a représenté que les directions principales Oy, Oy' de la zone de déploiement de la charge et que les directions principales Ou, Ou' de la nappe conique de l'antenne. Le vecteur de vitesse relative 11R est incliné par rapport à l'axe de roulis de la cible, cette in- clinaison étant caractéri)sée par l'angle de dépointage/t, égal à l'an- gle entre le vecteur -Va. et l'axe orienté Ox. On a représenté d'autre part deux trajectoires de cible T.4 et Ta situées dans le plan de la figure et caractérisées par le même angle 15 de dépointage p- et la même distance de détection 0AA = OA., = D. Ces deux trajectoires se différencient par l'angle de roulis de passage (f de la cible aux points de détection AA et A 2. On attribue par exemple la valeur Ov à l'angle de roulis de passage sur la trajectoire T4, de sorte que l'angle de roulis de passage sur la trajectoire T? a la valeur 180 (ou -180 ). Pour des trajectoires caractérisées par le même angle de dépointage et la même distance de détection D et situées hors du plan de la figure, on peut avoir toutes les valeurs d'angles de roulis de passage comprises entre 0 et 180 et 0 et - 180 . Pour la cible ayant la trajectoire T4 et détectée au point A_^ avec un angle de roulis de passage Cr de 0 , la mise à feu de la charge doit être effectuée quand la cible est en B-I pour que les éclats de la charg rencontrent/cette cible en CA. Pour la cible ayant la trajectoire T.6 et détectée au point A, avec un angle de roulis de passage (f de 180 , les points correspondant à et Cl sont respectivement Bz et C2. Comme les distances à parcourir par la cible et par les éclats de la charge sont différentes pour ces deux trajectoires. il est clair que le temps de retard optimal est également différent. 2890736 6 Il ressort de la figure que la différence des temps de retard qui est nulle pour un angle de dépointage A, = 0 est d'autant plus grande que cet angle est grand en valeur absolue. Pour des cibles se déplaçant sur des trajectoires avec le même angle de dépointage/et détectées à la même distance, avec des angles de roulis de passage Cf compris entre 0 et 180 , le temps de retard optimal est compris entre les temps de retard pour C f= 0 et q= 180 . Enfin, les temps de retard ont la même valeur pour des angles de roulis de passage ne différant que par le signe. il est utile pour la suite de calculer en fonction de quantités connues ou mesurées le temps de retard optimal à la mise à feu pour les deux trajectoires TA et T2 envisagées sur la figure 2. On peut écrire: OCz - B2 C2 /e V Ve V(Z riz étant la vitesse des éclats de la charge. En posant OA.,, = OA2 = D, on obtient finalement tous calculs faits: t1_ D cos C)_ D sin(-2-/(4) (1) V(L cos/- Ve. cos/4A- t2 = _D cos D sin(-f2+ ) (2) Wcos/^- Ve cos/- Dans l'exemple oùJ2 / = 60 , ,/2= 1150 mis, Ve= 2OOOm/s et D = 7 m, on trouve: t1 1-- 6,1 ms tZ 't O,O25ms Il ne semble pas que jusqu'à présent les dispositifs connus pren- nent en compte l'angle de roulis de passage de la cible pour déterminer le retard optimal à la mise à feu de la charge. Ces dispositifs connus procurent sensiblement un retard optimal moyen soit (t4 + t2)/2 soit environ 3ms dans l'exemple précité. L'erreur en mètre du point d'impact des éclats sur la cible peut alors atteindre les valeurs: A4 B4 =\çÉtA AZ Bt tl et tZ étant les retards optimaux pour I =0 et ()= 180 . Pour exprimer la rencontre aux points C.l et C 2 de la cible et des éclats de la charge, on peut écrire d'autre part: OC,, _BIC, t + t, Vv v( t^ + soient environ + 3,5 m et - 3,5m dans l'exemple précité. La présente invention a pour but d'éviter une telle dispersion des points d'impact, en tenant compte de l'angle de roulis de passage de la cible pour déterminer le retard optimal à la mise à feu de la charge. L'invention est basée sur une analyse du signal doppler de la cible, qui peut être obtenu quel que soit le type de radar utilisé (à modulation de fréquence ou à impulsions) et qui dépend également de l'angle de roulis de passage(' . Avec les notations déjà précisées et en appelant la longueur d'onde du signal d'émission, on peut montrer que la fréquence doppler de la cible supposée ponctuelle à l'expression suivante pour un angle de roulis de passage quelconque: f(y) = 2VR [cosfL. cos/" + sin1L. si. cos (3) La figue 3 montre la courbe représentant les variations de la fréquence doppler f en fonction de cf variant de - 180 à + 180 . Pour des angles égaux à 0 1 90 et x1180 , la fréquence doppler prend les valeurs particulières fi, f et f2, ci-dessous: pour = 0 fi = 2 Vr CosSZ.. cos/+ sinfsin,-1 (4) A J pour I =1'90 fr,_ _2 VVcosAcos/ (5) I A pour(Q=1180 ft = 2 [cosn- cos/t - sin-a sintj (6) Les paramètres-C2 et étant connus à l'avance, les paramètres Vp, ey_ étant connus par des mesures fournies par le radar du dispositif autodi- recteur et la distance D étant connue par la mesure fournie par le radar du dispositif de déclenchement, il est clair qu'à l'instant où la cible est détectée à cette distance D, la fréquence doppler f constitue une mesure d'angle de roulis de passagec( et sa connaissance peut per-mettre une détermination directe du temps de retard optimal t. 15 20 25. 30 Dans le dispositif de l'invention, on met en oeuvre tressimplement les principes exposés ci-dessus en formant dans la bande de fréquences f1, f2,3 plusieurs bandes partielles dont les frontières sont remises à jour en fonction des valeurs de vR et / au moment où la cible est détectée à une distance et-en faisant correspondre à ces bandes partielles des retards qui sont déterminés pour différentes portes de distance D et qui sont également remis à jour en fonction1es valeurs de ' et/t-. Quand la fréquence dulignal doppler entre dans une bande partielle, le signal doppler détecté est retardé d'une valeur correspondante et sert de signal de mise à feu de la charrie. Sur la figure 4, on a représenté de façon simplifiée le dis-positif de déclenchement de l'invention. On a représenté de plus par la référence 1, le radar à longue portée du dispositif autodirecteur du missile, muni de son antenne 2 émission et réception. Comme on l'a expliqué, ce radar fournit au dispositif autodirecteur les mesures de V6\ etpermettant le guidage du missile jusqu'à l'espace proche de la cible où intervient le dispositif de déclenchement. A un moment don-né, le dispositif autodirecteur et son radar sont mis hors-service et les dernières mesures disponibles de V et/,,sont stockées dans une mémoire 3 en vue d'être utilisées par le mémoire 3 en vue d'être utilisées par le dispositif de déclenchement quand ce dernier aura détecté la cible. Le dispositif de déclenchement proprement dit comporte urlradar muni par exemple de deux antennes séparées, une antenne d'émission 4 et une antenne de réception 5. Le générateur 6 fournit à l'antenne d'émission un signal hyperfréquence généralement modulé en fréquence ou en temps. L'antenne de réception 5 a une directivité représentée sur la figure 1 par les zones hachurées d'axes Ou et Ou'. Elle recueille l'écho engendré par la cible en réponse à l'onde émise. Dans le cas où l'onde émise est modulée en fréquence, le signal engendré par l'antenne de réception est appliqué à un circuit mélangeur 7 qui reçoit d'autre part unsignal fourni par le générateur 6 et modulé en fréquence comme l'onde émise. Le signal de battement fourni par le circuit mélangeur 7 contient dans le cas idéal de cibles ponctuelles une composante dont la fréquence est proportionnelle à la distance de la cible et une composante ayant la fréquence doppler qui est exploitée dans le dispositif de l'invention. 15 20 25 30 35 Dans le cas de cibles réelles ces deux composantes sont des signaux ayant un spectre de largeur limitée qui peut être représenté pratiquement par sa fréquence moyenne. Le signal fourni par le mélangeur 7 est appliqué à un banc de filtres 8 1, 8 - 2, 8 - p, pour diviser sa bande de fréquence en p bandes de fréquence contigues. Les signaux fournis par ces filtres sont formés d'une part de signaux de distance correspondant à des portes de distance contigueset couvrant ensemble la totalité du domaine de distance de l'espace proche et d'autre part de signaux doppler indépendants de la distance. Les caractéristiques du signal modulé en fréquence émis ayant été choisies pour permettre une séparation aisée des signaux de distance et des signaux doppler, les signaux de sortie des filtres 8 - 1 à 8 - p, sont appliqués à des filtres d'extraction dulsignal doppler 9 - 1 à 9 - p qui peuvent être tous identiques puisque la bande de fréquence du\signal est indépendante de la distance. La bande passante de ces filtres doit couvrir la totalité de la bande des fréquences possibles du signal doppler. On a supposé jusqu'à présent que le radar du dispositif de déclenchement était du type à modulation de fréquence, mais il est clair pour le spécialiste qu'avec n'importe quel autre type de radar, par exemple à modulation par impulsions, on pourrait également obtenir des signaux doppler dans différentes portes en distance. Ces signaux doppler sont appliqués à des circuits de commande 10 -1 à 10 p. Comme on le verra par la suite, ces circuits de commande comportent des circuits à caractéristiques différentes selon la distance, ces caractéristiques étant remises à jour, à l'instant où un signal doppler apparaît dans une porte en\iistance, en fonction des valeurs de pet,stockées dans la mémoire 3. Ces circuits de commande peuvent tous engendrer un signal de déclenchement; leurs sorties sont interconnectées de telle sorte que le premier signal de déclenchement apparaissant à la sortie de l'un d'entre eux constitue le signal qui met à feu la charge. La figure 5 représente le schéma d'un mode de réalisation d'un circuit de commande connecté à la sortie d'un filtre d'extraction du signal doppler 9, représentatif d'un des filtres d'extraction 9 - 1 à 9 -p de la figure 4. Dans l'exemple représenté, le circuit de commande comporte deux voies en parallèle 11 et 12. La voie 12 est munie d'un filtre-bas 13 à fréquence de coupure réglable. Cette fréquence de coupure est réglée à une fréquence de référence égale à la fréquence doppler f donnée par la formule (5) pour l'angle de roulis de passage (.,P = 90 et située au milieu de la bande de fréquence limitée par les fréquences f4 et f2, données par les formules (4) et (6) pour (JI= 0 et 1= fi18O . La valeur des paramètres -Clet figurant dans la formule (5) dépendent du radar et sont connues à l'avance. Les valeurs des paramètresl/p et sont les dernières valeurs présentes dans la mémoire 3. Cette mé- moire 3 peut par exemple fournir un nombre binaire qui est repré- sentatif de ces deux paramètres et qui règle automatiquement la fré- quence de coupure du filtre 13 suivant la formule (5). Le filtre 13 peut être par exemple d'un type connu à gyrateur et sa fréquence de coupure peut être réglée par un courant de commande i engendré dans le circuit 14. Dans ce circuit le courant i est formé comme la somme de courants élémentaires engendrés par des sources de courant telles que 15 à la fermeture d'interrupteurs tels que 16. Ces interrupteurs peuvent être du type à transistors et directement commandés par les bits du nombre binaire représentatif de V2et/eL. Au filtre 13 est associé un atténuateur réglable 17 qui est commandé en même temps que le filtre 13 par le nombre binaire représentatif de VA etr^-- pour compenser les changements de gain du filtre déterminés par les changements de sa fréquence de coupure. Cet atténuateur comporte des ponts de deux résistances dont l'une 18 est commune à tous les ponts et dont l'autre telle que 19 est mise en service par un interrupteur tel que 20. Ces interrupteurs peuvent être commandés directement par les bits du nombre binaire représentatif de Ug eV- Selon un modèle de réalisation, on peut disposer sur l'autre voie 11, un filtre passe-haut 21 représenté en pointillé et un atténuateur 22 représenté en pointillé. Le filtre passehaut a sa fréquence de coupure réglée à l'aide de VR et/u de façon que sa bande passante soit exactement complémentaire de celle du filtre passebas 13 et l'atténuateur 22 est réglé de façon à compenser les changements de gain de filtre 21. 25 30 35 L'ensemble des deux filtres 13 et 21 permet alors de diviser la bande totale du signal doppler en deux bandes partielles séparées par la fréquence doppler de référence IR. Mais selon un mode de réalisation plus simple, on peut supprimer complètement le filtre 21 et l'atténuateur 22. Selon ce mode de réalisation, le signal d'entrée de la voie 11 est appliqué directement à un circuit de détection 23 dont la sortie est connectée à un circuit à retard variable 25. Ce dernier comporte un circuit intégrateur 26 à constante de temps réglable et un circuit comparateur 27 qui compare le signal de sortie du circuit intégrateur à un seuil V5 et produit un signal logique de valeur "1" quand ce seuil est dépassé. Le circuit intégrateur 26 est formé d'un condensateur 28 de capacité C4 connecté à un réseau de résistances telles que 29, mises en service à l'aide d'interrupteurs tels que 30, commandés par les bits du nombre binaire représentatif de V&ett. La valeur ohmique du réseau de résistances est appelée RA. La voie 12 comporte à la sortie du circuit atténuateur 17 des éléments ayant la même fonction que ceux de la voie 11, c'est-à-dire un circuit à retard variable 31 formé d'un circuit intégrateur 32 à constante de temps réglable et d'un circuit comparateur 33 qui fournit un signal logique SI de valeur "1" quand le signal de sortie du circuit intégrateur dépasse un seuil VS. Le circuit intégrateur 32 est formé du condensateur 34 de capacité, d'un réseau de résistances telles que 35, mises en service à l'aide d'interrupteurs tels que 36 commandés par le nombre binaire représentatif de V.etç. La valeur ohmique du réseau de résistance est appelée R1, Les résistances des circuits intégrateurs 26 et 32 des voies 11 et 12 sont réglées en fonction des considérations suivantes. La voie 12 transmet les fréquences doppler inférieures à la fréquence de référence fR et correspondant d'après la figure 3 à des angles de roulis de passage (f allant de 90 à 180 (et de - 90 à - 180 ). La constante de temps 1 du circuit 32 doit être réglée de telle façon que le g2 i signal logique S, prenne la valeur "1" avec un retard C,, représentatif du temps de retard optimal moyen dans le quadrant d'angle W;O , 186. En ce qui concerne la voie 11, qu'elle soit munie ou non du filtre passehaut 21, la constante de temps_ de son circuit intégrateur c4 4 26 est réglée de la même manière, c'est-à-dire de telle façon que le signal logique SA prenne la valeur "1" avec un retard A représenta-tif du temps de retard optimum moyen dans le quadrant d'angle Cf [0 , 901. Ce retard Z^ peut être exprimé par exemple en fonction de t4et t2 selon l'expression 2 t' + t2 Les retards Z et ( dépendent des mêmes paramètres, c'est-à-dire d'après les formules (1) et (2), de SL et e qui sont connus à l'avance, de la distance D qui dépend de la porte en distance sur laquelle est connecté le circuit de commande et enfin des paramètres vR et- disponibles dans la mémoire 3. Les valeurs RA et R1 des résistances des circuits intégrateurs 26 et 32 sont réglées pratiquement en fonction des dernières valeurs de V. et disponibles au moment où le signal doppler apparaît dans la porte en distance considérée. Pour décrire le fonctionnement du circuit de commande, on se place d'abord dans le cas où la voie 11 est munie d'un filtre passe- Ce retard- C; peut être exprimé en fonction de valeurs particulières du temps de retard optimal, par exemple en fonction des valeurs t4 et t, données par les formules (1) et (2) pour (f = 0 et (= 180 . On peut choisir par exemple II z _tA+ 2 t2 haut 21 complémentaire du filtre passe-bas 13. Si une cible est détectée avec un angle de roulis de passage 0 Pour les angles de roulis de passage 90K q ,.180 et - 180 9 0 les deux voies 11 et 12 transmettent le signal doppler. Mais le retard ZZ de la voie 12 étant inférieur au retard = de la voie 11, la mise a feu de la charge est bien produite par le signal Sz prenant la va- leur "1'avec le retard 2 Avec le circuit de commande de la figure 5, comprenant deux voies en parallèle, et détectant si la fréquence doppler se trouve au- dessus ou au-dessous d'une fréquence de référence g. , on détermine les deux quadrants possibles pour l'angle de passage de la cible f et l'on obtient directement un temps de retard ou Z 2 qui est déterminé comme une moyenne des temps de retard optimum dans un quadrant. On peut obtenir des temps de retard plus précis, déterminés chacun comme une moyenne des temps de retard optimum dans un secteur d'angle (f égal 360 /2n, en utilisant un circuit de commande comportant n voies en parallèle (n> 2) et constitué comme le montre la figure 6. Selon cette figure, la sortie du filtre 9 d'extraction du signal doppler est connectée aux voies 40-1 à 40-n. Dans le mode de réalisation avantageux représenté, une des voies (la voie 40 - 1) ne comporte pas de filtre tandis que les autres voies (40 - 2 à 40 - n) comportent des filtres passe-bas 41 - 2 à 41 - n, à fréquence de coupure réglable. Ces fréquences de coupures sont réglées à des fréquences de référence également réparties dans la bande de fréquence limitée par les fréquencesf4 et f2 données par les formules (4) et (6) pour des angles de roulis de passage ( - 0 et Î = 180 . Les fréquences de coupure vont par exemple en décroissant du filtre 41 - 2 au filtre 41 - p. Les fréquences de coupure sont réglées comme on l'a expliqué à l'aide des dernières valeurs disponibles de UR et - Les voies 40 - 1 à 40 - n comportent/ ensuite les circuits de détection 42 - 1 à 42 - n puis les circuits à retard réglable 43 - 1 à 43 - n formés chacun d'un circuit intégrateur à constante de temps réglable et d'un circuit à seuil qui n'ont pas été réprésentés. Les signaux logiques SA et S,,,sortant des circuits à retard 43 - 1 à 43 -.v prennent la va-leur "1" avec des retards Z à Z à régler de telle sorte que Z1Ç ? soient représentatifs des temps de retard optimum moyen dans les 20 25 30 r 1 180 2 180.... n n valeurs t1 et t2 des formules (1) et (2). Les retards( d Z sont 1 ryV déterminés par réglage de la constante de temps des circuits intégrateurs, à l'aide des dernières valeurs disponibles de\/ Les retards -e7,, 11 zt, sont dans un ordre de valeurs décroissan-tes. Si une cible est detectée avec un angle de passage l. dans le secteur d'angle LO / 1 180 ] , seul le signal prend jla valeur "1". Il déclenche la mise à feu avec un retard Z,i. Si une cible est détectée avec Cf dans le secteur d'angle r 1 180 , 2 180 7, les n ri deux signaux S./l et S peuvent prendre la valeur "1", mais comme Z2Z, c'est Ç qui déclenche la mise à feu. Enfin, si une cible est détectée avec Cf dans le secteur d'anglet n-1 180 , 180 J, tous les signaux à peuvent prendre la valeur L h "1", mais c'est, Sn, S. qui déclenche la mise à feu avec le retard Z,,, le plus court. Il est clair que le circuit de commande à n voies (n>2) pourrait être muni, au lieu de filtres passe-bas, de deux filtres passe-haut et passebas dans les deux voies d'extrêmité et de filtres passe-bande dans les autres voies, les réglages du retard; à Z étant les mêmes. Dans les modes de réalisation de l'invention exposés ci-dessus, on a décrit les moyens de filtrage destinés à former dans la bande de fréquence du signal doppler plusieurs bandes partielles, comme des filtres disposés à l'entrée des voies en parallèle de chaque circuit de commande. Mais il est clair que ces moyens de filtrage pourraient être aussi réalisés par n'importe quel dispositif d'analyse fréquentielle d'un signal, par exemple des dispositifs utilisant la transformation de Fourier. secteurs d'angle (f: L0 1 180 180 , 180 . n {n-1 n JJ Ces retards Z, ; Tm_ peuvent être calculés en fonction de valeurs particulières du temps de retard optimum telles que les REVENDICATIONS 1. Dispositif monté sur un missile pour déclencher la mise à feu d'une charge dans l'espace proche d'une cible, le missile comportant des moyens pour fournir une mesure de \IR (module du vecteur de vites- se relative de la cible par rapport au missile) et de/A_ (angle de dé-pointage de la cible), ce dispositif comportant un radar muni d'une antenne réception à diagramme de directivité en forme de nappe conique de demi-angle au sommet (2. et fournissant un signal dans des portes de distance couvrant ensemble le domaine des distances dans ledit espace proche, ce dispositif étant caractérisé en ce qu'il comporte un filtre connecté à chaque porte de distance pour extraire le signal doppler de la cible et un circuit de commande connecté à ce filtre, chaque circuit de commande étant muni de moyens de filtrage réglables pour former dans la bande de fréquences du signal doppler, plusieurs ban- des partielles à frontières réglables et déterminer ainsi des voies en parallèle comportant ensuite des circuits de détection et des circuits à retards réglables qui sont répartis de façon à faire correspondre un retard à chaque bande partielle, lesdites frontières des bandes partielles et lesdits retards étant mis à jour à l'instant d'apparition du signal doppler dans chaque porte de distance, à l'aide des dernières mesures disponibles de VR eV-1-, en prenant en compte des valeurs particulières desdites frontières et desdits retards qui sont des fonctions connues de V6 e, le premier signal apparaissant à la sortie d'un circuit de retard étant utilisé pour la mise à feu de la charge. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdites frontières réglables des bandes partielles sont mises à jour de façon à être réparties entre les fréquences particulières f,let f 2, fonctions de V1 et,/t,t. suivant les expressions: f [cos [cos -O-cos /"-+ sine si, J Lc05 f_2 VR - 0- cos - sint] z ).étant la longueur d'onde de l'onde émise vers la cible. 3. Dispositif selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que lesdits retards réglables sont mis à jour de façon à être répartis entre les retards particuliers t J, et t, fonctions de U2 eV-suivant les expressions: É - D cos JL _ D sin(L /- ) v cos/ W cos r D cos IL - D sin (-Q +/,,-) V(cos/ v - cos/4- t1 et t y correspondant respectivement aux bandes partielles proches de f et f-L, D étant la distance moyenne d'une porte de distance, Ve étant une valeur prédéterminée du module de la vitesse des éclats de la charge. 4. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3, comportant des circuits de commande munis de n voies en parallèle (n) 2), caractérisé en ce que, pour former lesdites bandes partielles, chaque circuit de commande comporte respectivement n - 1 filtres passe-bas dans n-1 voies et pas de filtre dans une voie, les circuits à retard desdits n - 1 voies étant tels que pour des filtres à frontières croissantes les retards soient croissants tandis que le circuit à retard de la voie ne comportant pas de filtre procure le retard le plus long. 5. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3, comportant des circuits de commande munis de n voies en parallèle (n) 2), caracté- risé en ce que pour former lesdites bandes partielles, chaque circuit de commande comporte respectivement n - 2 filtres passe-bande dans n - 2 voies et un filtre haut et un filtre passe-bas dans les deux autres voies, les circuits à retard desdites n - 2 voies étant tels que pour des filtres à fréquence centrales croissantes les retards soient crois- sants tandis que les circuits à retard des deux voies comportant un filtre passe-haut et un filtre passe-bas procurent respectivement le retard le plus long et le retard le plus court. 6. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3 comportant des circuits de commande munis de deux voies en parallèle, caractérisé en ce que chaque circuit de commande comporte un filtre passe-bas dans une voie et pas de filtre dans l'autre voie (ou un filtre passe-haut dans l'autre voie), la fréquence de coupure du filtre passe-bas (ou la fréquence de coupure commune au filtre passe-bas et au filtre passe-haut) étant mise à jour de façon à être substantiellement égale à la fréquence R, fonction deVV et,,_ suivant l'expression: 2 V(Z cos SL. coyA- 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le retard dans la voie comportant un filtre passe-bas est mis à jour de façon à être substantiellement égal à (LA + 2t2,)/3 et le retard dans l'autre voie est mis à jour de façon à être substantiellement égal à (2tA + tl)/3. 25 30