FR 2873517 A1 20060127 FR 0408039 A 20040720 PROCEDE ET DISPOSITIF DE CONVERSION ANALOGIQUE NUMERIQUE AVEC CORRECTION DE SYMETRIE La présente invention concerne les convertisseurs analogique-numérique de signaux complexes, ayant deux voies en quadrature. Plus particulièrement l'invention adresse le problème de la symétrie du traitement de signal entre ces deux voies dans un convertisseur passe- bande complexe. Parmi les convertisseurs analogique-numérique, on connaît les convertisseurs analogique-numérique Sigma-Delta. Ces convertisseurs présentent une fréquence de sur-échantillonnage bien supérieure à la fréquence de Nyquist du signal d'entrée et qui, de ce fait, permettent d'obtenir une résolution importante pour un coût relativement faible. Les convertisseurs de ce type permettent également de rejeter le bruit de quantification à l'extérieur de la bande de fréquence utile du signal de sortie, laquelle possède une fréquence centrale fo. En effet, dans un tel convertisseur, le bruit de quantification est contrôlé par une action combinée des signaux des boucles de réaction et d'un filtre complexe. Des convertisseurs Sigma-Delta passe bande peuvent convertir des signaux analogiques complexes en signaux numériques complexes. Ils présentent alors deux voies en quadrature, classiquement référencées I (pour 'In phase') et Q (pour 'Quadrature'). Ces derniers présentent des avantages par rapport aux convertisseurs de signaux réels, en termes de stabilité et de largeur de bande passante. La figure 1 illustre un convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe, pour convertir un signal analogique complexe en un signal numérique complexe. Un tel convertisseur comprend deux voies en quadrature I et Q. Chaque voie comprend une entrée 101, 102. Le signal entrant par l'entrée 101, 102 est additionné par un additionneur 103, 104 au signal de la boucle de réaction 114, 115. Puis le signal passe par le filtre complexe 105. Il est ensuite traité par un quantificateur 106, 107 avant d'être délivré sur des sorties 108, 109. Les boucles de réaction comprennent chacune au moins un convertisseur numérique-analogique 112, 113 pour fournir le signal de réaction. En théorie, dans un convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe, le traitement du signal sur les voies 1 et Q est symétrique et de ce fait le bruit de quantification du signal est rejeté en dehors de la bande de fréquence du signal utile en sortie du convertisseur. La figure 2 illustre une courbe 202 de mise en forme de bruit d'un convertisseur de signaux complexes. Ainsi, le bruit est rejeté hors de la bande de fréquence utile 201 de fréquence centrale fo, ce qui permet d'améliorer le rapport signal/bruit et de ce fait d'accroître les performances du convertisseur. Les imperfections des circuits analogiques peuvent causer une dissymétrie entre les deux voies. Dans la pratique, il est difficile et coûteux de fabriquer un convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe de signaux complexes pour lequel les deux voies, I et Q, sont parfaitement symétriques. Or, l'invention part du constat que la réjection du bruit de quantification à l'extérieur de la bande de fréquence du signal utile est très sensible à la symétrie de traitement des voies I et Q. En effet, une dissymétrie de traitement du signal entre ces deux voies cause des repliements du bruit de quantification dans la bande de fréquence utile du signal en sortie du convertisseur, et, de ce fait, dégrade considérablement le rapport signal/bruit du convertisseur. Une telle dissymétrie peut être relative à la phase du signal ou bien au gain. On note qu'une dissymétrie relative à la phase induit des effets négligeables par rapport à une dissymétrie relative au gain. Par conséquent, par la suite, les termes symétrie' et dissymétrie' seront utilisés en référence à une symétrie ou une dissymétrie sur les deux voies I et Q relative au gain. Lorsque les traitements du signal des voies I et Q ne sont pas symétriques dans un convertisseur analogique-numérique passe-bande de signaux complexes, on obtient en sortie du convertisseur un signal de bruit de quantification à la fréquence centrale du signal utile dont l'amplitude est sensiblement proportionnelle à une erreur de symétrie entre les voies I et Q. Différentes propositions ont déjà été faites pour pallier cet inconvénient des convertisseurs analogique-numérique de signaux complexes. Ainsi, dans un article Mismatch Cancellation in Quadrature Bandpass DE Modulators Using an Error Shaping Technique , J. Riches et N. Erdol, IEEE, 2 février 2002, il est proposé une méthode de réglage des symétries des deux voies d'un convertisseur Sigma-Delta en gérant un partage aléatoire du temps entre les différents composants électroniques des différentes voies. Pour être performante, une telle méthode requiert une implémentation relativement difficile de la gestion du partage du temps. En outre, le convertisseur ainsi obtenu est très sensible au bruit thermique puisqu'une telle méthode ne corrèle pas le bruit thermique des différents composants. De plus, un tel convertisseur consomme beaucoup de temps et d'énergie pour la remise à l'état initial de chaque composant électronique à chaque changement de voie. Dans le brevet US 6, 329, 939, il est proposé de moyenner les erreurs de symétrie en utilisant un même intégrateur pour intégrer les signaux réels et imaginaires entrants. Ainsi, l'intégrateur commun est alternativement utilisé sur l'une puis sur l'autre voie du convertisseur. Un tel convertisseur consomme beaucoup de temps et d'énergie pour la remise à l'état initial de l'intégrateur commun à chaque changement de voie. L'article Mismatch Cancellation for Complex Bandpass Sigma-Delta Modulators de L. Yu, M. Snelgrove, propose de traiter le signal en sortie du convertisseur et de filtrer le bruit dû à une dissymétrie des deux voies I et Q. Une telle méthode de réduction du bruit lié à la dissymétrie des voies est coûteuse en calculs et consomme de ce fait beaucoup d'énergie. De plus, le temps de réponse de ce traitement de signal est long. La présente invention vise à pallier ces inconvénients. Un premier aspect de l'invention propose un procédé de réglage d'un convertisseur analogique-numérique ayant deux voies en quadrature comprenant chacune une entrée et une sortie associées, pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée (fo), chaque sortie étant bouclée sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction. Le procédé comprend, pour un signal d'entrée nul, les étapes consistant à : injecter un premier signal de référence dans ladite première boucle de réaction et simultanément un second signal de référence dans ladite seconde boucle de réaction, lesdits premier et second signaux étant synchronisés l'un avec l'autre pour former un signal complexe centré sur une fréquence image de ladite fréquence centrale déterminée; - détecter un signal de sortie à la fréquence centrale (fo) en sortie du convertisseur analogique-numérique; - réduire l'amplitude du signal détecté, par réglage d'au moins un composant électronique de la première et/ou la seconde boucle de réaction. Par la suite, le convertisseur Sigma-Delta passe-bande analogiquenumérique de signaux complexes est de préférence un convertisseur multibits. Ainsi, les signaux de réaction dans les boucles de réactions sont codés sur plusieurs bits et le contrôle peut être réalisé avec une relative grande précision. Grâce à ces dispositions, on peut régler un convertisseur analogiquenumérique Sigma-Delta passe-bande complexe afin de corriger la dissymétrie des voies I et Q et donc d'améliorer les performances d'un tel convertisseur. A cet effet, on peut, pour avoir un signal nul en entrée, court-circuiter les entrées du convertisseur. Puis on injecte un signal de référence dans les deux boucles de réaction pour détecter une dissymétrie des voies I et Q. En effet, si, après injection du signal de référence, on détecte en sortie du convertisseur un signal dans la bande de fréquence utile, on en déduit que les voies I et Q ne sont pas symétriques. De plus, l'amplitude du signal de sortie dans la bande de fréquence utile est sensiblement proportionnelle à l'erreur de symétrie des voies I et Q, comme décrit dans une section suivante. Ensuite, on règle un ou plusieurs composants électroniques afin de réduire l'amplitude du signal dans la bande de fréquence utile. On peut ainsi corriger la dissymétrie entre les voies I et Q. Lorsque, dans de telles conditions, par réglage d'au moins un composant électronique, on réduit l'amplitude du signal de fréquence centrale fo, cela signifie que le bruit de quantification a été rejeté hors de la bande de fréquence utile du signal de sortie et que, de ce fait, la dissymétrie des voies I et Q est corrigée. Avantageusement, un mode de réalisation de la présente invention permet de régler la symétrie des voies d'un convertisseur analogique-numérique passe-bande de signaux complexes avant son utilisation afin d'accroître le rapport signal/bruit et donc les performances de conversion de signaux complexes pendant son fonctionnement normal. Dans un mode de réalisation de la présente invention, selon le procédé de réglage du convertisseur analogique-numérique, on détermine une bande de fréquence autour de la fréquence centrale, avant de réaliser les étapes consistant à : - calculer une valeur de puissance du signal de sortie dans ladite bande de fréquence déterminée; - déterminer une valeur de réglage du composant électronique en fonction de ladite valeur de puissance calculée. En effet, dans certains cas, il peut être avantageux de déterminer une valeur de réglage du composant électronique en fonction d'une valeur calculée de puissance du signal en sortie afin de réduire l'amplitude du signal en sortie. II peut également être avantageux que les deux boucles de réaction comprennent chacune un composant électronique pouvant être réglé. L'invention couvre toute méthode permettant d'évaluer l'amplitude d'un signal en sortie à la fréquence centrale ou dans une bande de fréquence autour de la fréquence centrale. Quelque soit la méthode utilisée pour calculer une valeur de puissance du signal de sortie, on peut déterminer la valeur de réglage du composant électronique en utilisant une table comprenant des valeurs de réglage prédéterminées accessibles en fonction de la valeur de puissance calculée. Ainsi, une valeur de réglage peut être déterminée efficacement. L'invention couvre toute autre méthode permettant de déterminer une valeur de réglage du composant électronique pour réduire l'amplitude du signal de sortie. Puis, une fois que la valeur de réglage est déterminée, de préférence on mémorise cette valeur pour l'utilisation du convertisseur analogiquenumérique dans son fonctionnement normal en dehors d'une phase de réglage. Un second aspect de l'invention propose un convertisseur analogiquenumérique ayant deux voies en quadrature comprenant chacune une entrée et une sortie associées, pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée, chaque sortie étant bouclée en réaction sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction. Le convertisseur comprend: - une première voie pour recevoir un premier signal de référence dans ladite première boucle de réaction et une seconde voie pour recevoir simultanément un second signal de référence dans ladite seconde boucle de réaction, lesdits premier et second signaux étant synchronisés l'un avec l'autre pour former un signal complexe centré sur une fréquence image de ladite fréquence centrale déterminée; - des moyens agencés pour détecter un signal de sortie à la fréquence centrale en sortie du convertisseur analogique-numérique; - au moins un composant électronique réglable pour réduire l'amplitude du signal de sortie à la fréquence centrale, ledit composant électronique étant compris dans la première et/ou la seconde boucle de réaction. Un tel convertisseur analogique-numérique de signaux complexes permet de réaliser un réglage de symétrie de traitement sur les voies I et Q selon le procédé de réglage du premier aspect de la présente invention. Un tel convertisseur peut comprendre un générateur de signal pour injecter les premier et second signaux de référence. Ou alors, un tel convertisseur comprend un premier générateur de signal pour injecter le premier signal de référence et un second générateur de signal pour injecter le second signal de référence, les premier et second générateurs étant synchronisés. Dans un mode de réalisation, le premier générateur, respectivement le second générateur, comprend un étage de multiplexeurs adapté pour réaliser un décalage numérique du signal de la première boucle de réaction, respectivement la seconde boucle de réaction, et injecter ainsi le premier signal de référence, respectivement le second signal de référence. Dans un autre mode de réalisation, le premier générateur, respectivement le second générateur, comprend un étage d'additionneurs et/ou de soustracteurs adapté pour réaliser une addition ou une soustraction sur le signal de la première boucle de réaction, respectivement la seconde boucle de réaction, et injecter ainsi le premier signal de référence, respectivement le second signal de référence. Dans un mode de réalisation de l'invention, un convertisseur comprend en outre une liaison avec une unité de détection adaptée pour détecter un signal de sortie et pour transmettre une information de détection de signal audit convertisseur via ladite liaison. Dans ce cas, dans le convertisseur, on détecte un signal de sortie à la fréquence fo par réception de ladite information depuis ladite unité de détection. Dans un autre mode de réalisation de l'invention, un convertisseur comprend en outre une unité de détection adaptée pour détecter un signal de sortie. Dans ce cas, dans le convertisseur, on détecte un signal de sortie à la fréquence f0 via l'unité de détection, cette détection étant réalisée localement. Un tel convertisseur peut également comprendre des moyens pour déterminer une valeur de réglage du composant électronique en fonction d'une valeur de puissance du signal de sortie à la fréquence centrale. La valeur de puissance peut alors être calculée par l'unité de détection de signal, que l'unité de détection de signal soit comprise dans le convertisseur ou encore soit extérieure au convertisseur. Dans ce dernier cas, la valeur de puissance est donc transmise via la liaison. Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, on détermine une bande de fréquence autour de la fréquence centrale. Dans ce cas, le convertisseur comprend en outre des moyens pour déterminer une valeur de réglage du composant électronique en fonction d'une valeur de puissance du signal de sortie dans ladite bande de fréquence déterminée, cette valeur de puissance étant de préférence calculée par l'unité de détection de signal, que l'unité de détection de signal soit comprise dans le convertisseur ou encore soit extérieure au convertisseur. Dans ce dernier cas, la valeur de puissance est donc transmise via la liaison. II peut être avantageux de déterminer la valeur de réglage à partir 30 d'une table comprenant des valeurs de réglage prédéterminées accessibles en fonction de la valeur de puissance calculée. De préférence, le convertisseur comprend en outre une mémoire pour mémoriser la valeur de réglage pour l'utilisation du convertisseur analogique- numérique dans son fonctionnement normal en dehors d'une phase de réglage. Un troisième aspect de la présente invention propose un procédé de conversion analogique-numérique pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée par un convertisseur ayant deux voies en quadrature comprenant chacune une entrée et une sortie associées, chaque sortie étant bouclée en réaction sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction, suivant lequel au moins un composant électronique compris dans la première et/ou la seconde boucle de réaction applique une valeur de réglage de symétrie des deux voies mémorisée et prédéterminée. Ainsi, un tel procédé de conversion permet une conversion de signaux analogiques complexes en signaux numérique complexes présentant de très 15 bonnes performances. Un quatrième aspect de la présente invention propose un convertisseur analogique-numérique pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée (fo), ledit convertisseur ayant deux voies en quadrature comprenant chacune une entrée et une sortie associées, chaque sortie étant bouclée en réaction sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction, dans lequel au moins un composant électronique compris dans la première et/ou la seconde boucle de réaction est adapté pour appliquer une valeur de réglage de symétrie des deux voies mémorisée et prédéterminée. Ainsi, un tel convertisseur, réglé selon le procédé du premier aspect de la présente invention, présente une symétrie de traitement des voies I et Q qui permet de très bonnes performances. D'autres aspects, buts et avantages de l'invention apparaîtront à la 30 lecture de la description d'un de ses modes de réalisation. L'invention sera également mieux comprise à l'aide des dessins, sur lesquels: la figure 1 est un convertisseur analogique-numérique SigmaDelta passe-bande complexe selon l'art antérieur, comme précédemment détaillé; - la figure 2 est une courbe de mise en forme de bruit d'un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta passe-bande de signaux complexes, comme précédemment détaillé ; la figure 3 illustre un convertisseur analogique- numérique Sigma-Delta passe-bande complexe selon un mode de réalisation de la présente invention; la figure 4 est une courbe de mise en forme de bruit de quantification pendant un réglage de convertisseur analogique- numérique Sigma-Delta passe-bande selon un mode de réalisation de la présente invention; la figure 5 illustre un convertisseur analogique- numérique Sigma-15 Delta passe-bande complexe selon un mode de réalisation de la présente invention; la figure 6 illustre une boucle de réaction d'un convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe selon un mode de réalisation préféré de la présente invention; la figure 7 illustre les différents états des compteurs sur les voies I et Q dans un mode de réalisation de l'invention; la figure 8 illustre un générateur de signal de référence numérique à décalage selon un mode de réalisation de la présente invention; - la figure 9 illustre un convertisseur analogique-numérique Sigma- Delta passe-bande complexe selon un mode de réalisation de la présente invention La figure 3 illustre un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta complexe 300 selon un mode de réalisation de la présente invention. Le convertisseur analogique-numérique comprend un filtre complexe 105, un quantificateur 106, respectivement 107, sur chacune des sorties 108, respectivement 109, et une boucle de réaction sur chacune des sorties 108, respectivement 109, vers l'entrée correspondante 101, respectivement 102. Chaque boucle de réaction comprend au moins un convertisseur numérique analogique 112, respectivement 113, pour générer le signal de réaction 114, respectivement 115. Ces signaux de réaction sont additionnés aux signaux d'entrée via les additionneurs respectifs 103 et 104. Dans un mode de réalisation de la présente invention, pour régler la symétrie des voies I et Q d'un convertisseur analogique-numérique de signaux complexes, on court-circuite les entrées 101 et 102. Puis, on injecte un signal de référence dans chacune des boucles de réaction des voies I et Q. A cet effet, dans un mode de réalisation, la boucle de réaction 110, respectivement 111, comprend un additionneur 301, respectivement 302. Un premier générateur 306 injecte via l'additionneur 301 un premier signal de référence. Un second générateur 307 injecte via l'additionneur 302 un second signal de référence. Ces premier et second signaux de référence sont synchrones, le premier et le second générateur étant synchronisés. Les premier et second signaux de référence forment un signal complexe de fréquence égale à la fréquence image de la fréquence centrale fo de la bande de fréquence utile du signal en sortie du convertisseur 300. La présente invention couvre toute configuration permettant d'injecter un signal complexe à la fréquence image d'une fréquence déterminée fo. Les premier et second signaux de référence peuvent notamment être générés par un seul générateur. Dans un mode de réalisation de la présente invention, le ou les générateurs sont compris dans le convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe. L'invention couvre toute configuration d'injection de ces signaux, notamment lorsque le ou les générateurs sont extérieurs au convertisseur. La figure 6 illustre une première boucle de réaction d'un convertisseur passe-bande complexe 300 dans laquelle on injecte un signal de référence selon un mode de réalisation préféré de la présente invention, l'architecture de la seconde boucle de réaction étant similaire. Dans ce cas, le générateur 306 de la première boucle de réaction est compris dans la boucle de réaction. Le générateur 306 est un générateur numérique injectant, par décalage numérique du signal entrant dans le générateur 306, un signal de référence cyclique présentant une composante fondamentale à une fréquence image de la fréquence fondamentale du signal en sortie dans la boucle de réaction. De préférence, un tel générateur peut être activé par un signal de commande. La structure permettant un tel générateur est basée sur un étage de multiplexeurs réalisant un décalage numérique du signal entrant dans le générateur 306. Ce décalage correspond soit à un bit vers le haut soit à un bit vers le bas selon le signal de commande. Le signal est classiquement représenté sous forme d'un thermomètre (bar graph', en anglais). Ce signal de commande peut être fourni par un compteur 601 à 8 états dont l'état initial est programmable. Les deux générateurs des deux voies sont synchronisés. Ainsi, on peut aisément régler la différence de phase sur les deux voies I et Q en agissant sur la synchronisation entre les deux générateurs. La figure 7 illustre les différents états des compteurs sur les voies I et Q dans un mode de réalisation de l'invention. Ainsi, les états 71 du compteur 601 fournissent le signal de commande du générateur 306 compris dans la première boucle de réaction. Puis, les états 72 du compteur fournissent le signal de commande du générateur compris dans la seconde boucle de réaction. Dans ce cas, on injecte le signal 73 dans la première boucle de réaction de la voie I et le signal 74 dans la seconde boucle de réaction de la voie Q. La composante fondamentale de la voie I peut représenter Scos(2rrfot) et la composante fondamentale de la voie Q peut représenter - Ssin(2rrfot), où fo est la fréquence fondamentale du signal de sortie et S l'amplitude du signal de sortie. La figure 8 illustre un tel générateur numérique à décalage 306. La valeur du signal d'entrée 82 dans le générateur 306 est décalée en fonction du signal de commande 81 à trois états, 1, 0 ou -1, pour donner en sortie le signal 83 correspondant au signal de la boucle de réaction reçu en entrée du générateur 306 additionné avec le signal injecté par le générateur. Une méthode d'injection de signaux de référence telle que décrite cidessus est particulièrement bien adaptée pour un convertisseur analogiquenumérique Sigma-Delta passe-bande complexe multi-bits. De préférence, un tel convertisseur opère à une fréquence de suréchantillonnage 8 fois supérieure à la fréquence de Nyquist du signal d'entrée. Dans ce cas, un générateur numérique à décalage comme décrit précédemment est plus facile à réaliser qu'à d'autres fréquences de suréchantillonnage. Avantageusement, un tel générateur numérique à décalage n'introduit 5 pas d'erreurs dans le procédé de réglage selon un mode de réalisation de l'invention. Le premier signal de référence peut s'écrire sous la forme suivante: S = A cos (2IIfot) ; et le second signal de référence peut s'écrire sous la forme suivante: 10 S2 = - A sin (2Ilfot) ; où A est l'amplitude du signal injecté. L'amplitude A d'un tel signal est de préférence déterminée de sorte que le filtre complexe ne soit pas saturé et que sa propriété de linéarité soit conservée. En injectant un signal ainsi défini dans un convertisseur présentant une erreur de symétrie, on détecte en sortie du convertisseur un signal ayant une composante à la fréquence centrale fo d'amplitude sensiblement proportionnelle à l'erreur de symétrie des deux voies I et Q. Cette composante correspond en fait au bruit de quantification multiplié par l'erreur de symétrie des deux voies et ramené à la fréquence centrale du signal utile. Un tel signal est illustré par la figure 4. A la fréquence fo on détecte une raie 402. Dans un tel contexte de dissymétrie des voies I et Q, on note que le convertisseur Sigma-Delta ne rejette plus le bruit de quantification hors de la bande de fréquence utile. Dans un mode de réalisation de la présente invention, on détermine une bande de fréquence utile 401 autour de la fréquence centrale fo. Ainsi, après avoir injecté les signaux de référence dans les boucles de réaction du convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe, on détecte le signal en sortie du convertisseur dans la bande de fréquence utile déterminée. Une telle détection est réalisée par une unité de détection 310. Le signal ainsi détecté dans la bande de fréquence 401 a une amplitude sensiblement proportionnelle au signal de bruit de quantification. De préférence, une telle détection de signal en sortie est réalisée par un calcul de puissance de signal en sortie. Ainsi, l'unité de détection est référencée en tant qu'unité de mesure de puissance 310. Toutefois, la présente invention couvre également d'autres méthodes de détection de signal de sortie. Dans le cas où aucune autre erreur ne génère un signal de bruit en sortie dans la bande de fréquence utile, le signal détecté correspond uniquement au signal de bruit de quantification lié à la dissymétrie des voies I et Q. Dans le cas contraire, notamment lorsque des différences d'appariement entre les sources de courant utilisées par les convertisseurs numérique analogique des boucles de réaction présentent des erreurs qui peuvent générer un signal de bruit dans la bande de fréquence utile 401, le signal de bruit détecté en sortie peut comprendre le bruit de quantification du à une dissymétrie entre les voies I et Q ainsi que le bruit provenant d'autres types d'erreurs. Le bruit provenant d'autres types d'erreur que l'erreur de symétrie des voies I et Q est négligeable, notamment lorsqu'oninjecte des signaux de référence d'amplitude A relativement élevée. La présente invention permet donc de réduire très sensiblement le bruit de quantification du convertisseur analogique-numérique complexe, que ce convertisseur présente un bruit d'un autre type ou non dans la bande de fréquence utile déterminée. De préférence, la détection du signal de bruit en sortie du convertisseur analogique-numérique est réalisée par l'unité de mesure de puissance 310. Cette unité de mesure de puissance est préférablement adaptée pour calculer une valeur de puissance de signal dans la bande de fréquence utile déterminée 401. Le calcul de puissance peut s'écrire sous la forme suivante: Psortie - - 12+Q2É où Psortie est la puissance du signal de sortie du convertisseur dans la bande de fréquence déterminée, I et Q sont les amplitudes des signaux sur les deux voies I et Q respectivement dans la bande de fréquence déterminée. Dans un mode de réalisation de la présente invention, la valeur de puissance du signal de sortie est calculée par l'unité de mesure de puissance de signal. L'unité de mesure de puissance 310 peut être comprise dans le convertisseur 300 comme illustré à la figure 3 ou encore elle peut être extérieure au convertisseur 300 comme illustré à la figure 9. Lorsque l'unité de mesure de puissance est extérieure au convertisseur, comme cela est illustré par la figure 9, la valeur de puissance calculée est transmise au convertisseur analogique-numérique via une liaison déterminée 901. En fonction de la valeur de puissance calculée, on peut déterminer une valeur de réglage de symétrie des voies. De préférence, on utilise une table qui prend en entrée la puissance calculée pour lui faire correspondre une valeur de réglage de symétrie. La présente invention couvre toute autre méthode permettant de déterminer une telle valeur de réglage. Un convertisseur selon un mode de réalisation de l'invention, comprend au moins un composant électronique de réglage de symétrie sur au moins une des boucles de réaction. Dans un mode de réalisation de l'invention, on peut appliquer une valeur de réglage différente, respectivement (1- E) et (1+ E), simultanément sur les deux voies I et Q. La figure 3 illustre un tel convertisseur. Les composants électroniques de réglage de symétrie 304 et 305 appliquent chacun simultanément une valeur de réglage, respectivement (1- E) et (1+ E). Dans ce cas, le gain global du convertisseur n'est pas modifié. Mais, l'implémentation requiert un composant sur chacune des boucles de réaction. Elle est plus complexe à réaliser. Dans un mode de réalisation de l'invention, l'unité de mesure de puissance 310 est avantageusement synchronisée avec les générateurs 306 et 307 de telle sorte que l'on puisse déduire le signe de l'erreur E en observant la position du vecteur (I, Q) dans une représentation en bande de base du signal de sortie où I est la composante imaginaire du signal de sortie sur la voie I et Q est la composante réelle du signal de sortie sur la voie Q. De plus, selon la synchronisation de l'unité de mesure de puissance 310 avec les générateurs 306 et 307, le calcul de puissance peut avantageusement être simplifié. Ainsi, en réalisant les mesures de puissance aux instants où le vecteur (I,Q) fait un angle sensiblement égal à rr/4 ou 3rr/4 ou 5rr/4 ou encore 7rr/4, on simplifie les calculs de puissance. En effet, lorsque les mesures sont réalisées pour un vecteur faisant un angle sensiblement égal à n/4, le calcul de puissance P vérifie approximativement l'une des équations suivantes: IP = Max(I,Q)+ Min(I,Q)12 5.^IP = Max(I, Q) +3/8x Min(I, Q) où Max(a, b) est égal au maximum de a et de b et Min(a,b) est égal au minimum de a et de b. Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, un tel composant électronique est adapté pour appliquer une valeur de réglage négative - c de symétrie sur une des deux voies I et Q en fonction d'un commutateur qui permet de sélectionner la voie sur laquelle la valeur de réglage de symétrie est appliquée. La figure 5 illustre un tel convertisseur. Le composant de réglage de symétrie 501 applique sur l'une ou l'autre voie une valeur de réglage c en fonction de l'erreur de symétrie. La présente invention couvre toute autre configuration permettant d'appliquer une valeur de réglage de symétrie c sur une ou deux voies. Ainsi, un convertisseur selon un mode de réalisation de l'invention peut comprendre un composant électronique de réglage adapté pour appliquer une valeur de réglage de symétrie positive c sur l'une ou l'autre des deux voies I et Q en fonction d'un commutateur. Le commutateur applique la valeur de réglage sur l'une ou l'autre des voies. Lorsque l'on applique une valeur de réglage c sur une seule des voies I et Q, on obtient un changement du gain global du convertisseur. Cependant, cette configuration permet une implémentation simple. Ainsi, après une telle correction de symétrie, le signal de bruit de quantification est rejeté en dehors de la bande de fréquence utile 401. La symétrie des deux voies I et Q est corrigée pour un tel convertisseur analogique-numérique de signaux complexes. Le ou les composants électroniques sont de préférence adaptés pour mémoriser un tel réglage. Avantageusement, la présente invention permet donc de réaliser un réglage de symétrie des voies 1 et Q d'un convertisseur Sigma-Delta complexe. Ainsi, les performances d'un tel convertisseur analogique-numérique sont améliorées. Dans un mode de réalisation de la présente invention, afin de déterminer la correction de symétrie à appliquer, on calcule la puissance du signal dans une bande de fréquence utile déterminée, comme détaillé dans des sections précédentes. Afin de pouvoir déterminer une valeur de réglage de symétrie précise, il est préférable que seul le signal de sortie lié au signal injecté soit dans la bande de fréquence déterminée. Or, d'autres erreurs peuvent produire un signal de bruit dans la bande de fréquence déterminée. Les sources de courant utilisées par les convertisseurs numériqueanalogique du convertisseur analogique-numérique peuvent être sources de bruit qui peut être ramené dans la bande de fréquence déterminée en sortie. Il est donc préférable de réduire ce bruit pour optimiser la détermination de la valeur de réglage de symétrie des deux voies. A cet effet, de préférence, un convertisseur analogique-numérique SigmaDelta complexe multibits selon un mode de réalisation de l'invention, comprend un bloc de brassage des sources de courant utilisées par le convertisseur numérique analogique des boucles de réaction du convertisseur Sigma-Delta complexe. Ce bloc de brassage sert à minimiser les erreurs dues aux différences d'appariement entre les différentes sources de courant des convertisseurs numérique-analogique du convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta. Plus précisément, ce bloc de brassage de courants brasse les bits du bus de façon aléatoire pour ne pas toujours sélectionner la même source de courant pour un bit donné. L'erreur d'une source de courant est ainsi étalée et toutes les sources ont une erreur moyenne identique. Avantageusement, un mode de réalisation de la présente invention propose donc de régler de manière efficace et peu coûteuse la symétrie de traitement des voies I et Q, et, par conséquent, d'améliorer les performances de conversion analogique-numérique de signaux complexes et plus particulièrement les performances de conversions des convertisseurs Sigma-Delta passe-bande complexe analogique-numérique multi-bits opérant à une fréquence de sur échantillonnage huit fois supérieure à la fréquence de Nyquist du signal. REVENDICATIONS 1. Procédé de réglage d'un convertisseur analogique-numérique (300) ayant deux voies en quadrature (I,Q) comprenant chacune une entrée (101,102) et une sortie associées (108,109), pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée (fo), chaque sortie étant bouclée sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction, ledit procédé comprenant, pour un signal d'entrée nul, les étapes consistant à : - injecter un premier signal de référence dans ladite première boucle de réaction et simultanément un second signal de référence dans ladite seconde boucle de réaction, lesdits premier et second signaux étant synchronisés l'un avec l'autre pour former un signal complexe centré sur une fréquence image de ladite fréquence centrale déterminée; - détecter un signal de sortie à la fréquence centrale (fo) en sortie du convertisseur analogique-numérique; réduire l'amplitude du signal détecté, par réglage d'au moins un composant électronique (304,305) de la première et/ou la seconde boucle de réaction. 2. Procédé selon la revendication 1, suivant lequel les signaux numériques des boucles de réaction sont codés sur plusieurs bits. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, suivant lequel on détermine une bande de fréquence autour de la fréquence centrale, ledit procédé comprenant les étapes consistant à : - calculer une valeur de puissance du signal de sortie dans ladite bande de fréquence déterminée; - déterminer une valeur de réglage du composant électronique en 30 fonction de ladite valeur de puissance calculée. 4. Procédé selon la revendication 3, suivant lequel on détermine la valeur de réglage en utilisant une table comprenant des valeurs de réglage prédéterminées accessibles en fonction de la valeur de puissance calculée. 5. Procédé selon la revendication 3 ou 4, comprenant en outre une étape de mémorisation de la valeur de réglage pour l'utilisation du convertisseur analogique-numérique dans son fonctionnement normal en dehors d'une phase de réglage. 6. Convertisseur analogique-numérique (300) ayant deux voies en quadrature comprenant chacune une entrée et une sortie associées, pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée (fo), chaque sortie (108,109) étant bouclée en réaction sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction, ledit convertisseur comprenant: - une première voie pour recevoir un premier signal de référence dans ladite première boucle de réaction et une seconde voie pour recevoir simultanément un second signal de référence dans ladite seconde boucle de réaction, lesdits premier et second signaux étant synchronisés l'un avec l'autre pour former un signal complexe centré sur une fréquence image de ladite fréquence centrale déterminée; - des moyens (310) agencés pour détecter un signal de sortie à la fréquence centrale (fo) en sortie du convertisseur analogique-numérique; - au moins un composant électronique réglable (304,305) pour réduire l'amplitude du signal de sortie à la fréquence centrale (fo), ledit composant électronique étant compris dans la première et/ou la seconde boucle de réaction. 7. Convertisseur selon la revendication 6, dans lequel les signaux des boucles de réaction sont codés sur plusieurs bits. 8. Convertisseur selon la revendication 6 ou 7, comprenant en outre un générateur de signal pour injecter les premier et second signaux de référence. 9. Convertisseur selon la revendication 6 ou 7, comprenant en outre un premier générateur de signal (306) pour injecter le premier signal de référence et un second générateur de signal (307) pour injecter le second signal de référence, lesdits premier et second générateurs étant synchronisés. 10. Convertisseur selon la revendication 9, dans lequel le premier générateur, respectivement le second générateur, comprend un étage de multiplexeurs adapté pour réaliser un décalage numérique du signal de la première boucle de réaction, respectivement la seconde boucle de réaction, et injecter ainsi le premier signal de référence, respectivement le second signal de référence. 11. Convertisseur selon la revendication 9, dans lequel le premier générateur, respectivement le second générateur, comprend un étage d'additionneurs et/ou de soustracteurs adapté pour réaliser une addition ou une soustraction sur le signal de la première boucle de réaction, respectivement la seconde boucle de réaction, et injecter ainsi le premier signal de référence, respectivement le second signal de référence. 12. Convertisseur selon l'une quelconque des revendication 6 à 11, comprenant en outre une liaison (910) avec une unité de détection (310) adaptée pour détecter un signal de sortie et pour transmettre une information de détection de signal audit convertisseur via ladite liaison (910), dans lequel on détecte un signal de sortie à la fréquence fo par réception de ladite information depuis ladite unité de détection (310). 13. Convertisseur selon la revendication 12, dans lequel on détermine une bande de fréquence (401) autour de la fréquence centrale, ledit convertisseur comprenant en outre des moyens pour déterminer une valeur de réglage du composant électronique en fonction d'une valeur de puissance du signal de sortie dans ladite bande de fréquence déterminée, ladite valeur de puissance étant calculée par l'unité de détection de signal (310). 14. Convertisseur selon la revendication 13, suivant lequel les moyens pour déterminer la valeur de réglage incluent une table comprenant des valeurs de réglage prédéterminées accessibles en fonction de la valeur de puissance calculée. 15. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 6 à 14, suivant lequel le composant électronique (304, 305) comprend en outre une mémoire pour mémoriser la valeur de réglage pour l'utilisation du convertisseur analogique-numérique dans son fonctionnement normal en dehors d'une phase de réglage. 16. Procédé de conversion analogique-numérique pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée (fo) par un convertisseur ayant deux voies en quadrature comprenant chacune une entrée et une sortie associées, chaque sortie (108,109) étant bouclée en réaction sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction, suivant lequel au moins un composant électronique (304,305) compris dans la première et/ou la seconde boucle de réaction applique une valeur de réglage de symétrie des deux voies mémorisée et prédéterminée. 17. Convertisseur analogique-numérique pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe dans une bande de fréquence utile ayant une fréquence centrale déterminée (fo), ledit convertisseur ayant deux voies en quadrature comprenant chacune une entrée et une sortie associées, chaque sortie (108,109) étant bouclée en réaction sur ladite entrée associée de manière à former une première et une seconde boucles de réaction, dans lequel au moins un composant électronique (304,305) compris dans la première et/ou la seconde boucle de réaction est adapté pour appliquer une valeur de réglage de symétrie des deux voies mémorisée et prédéterminée.