FR 2880957 A1 20060721 FR 0500531 A 20050119 Dispositif et procédé pour la conversion optique de lonqueurs d'onde à partir d'un modulateur à électroabsorption La présente invention concerne la conversion optique de longueurs d'onde notamment pour des applications de télécommunication dans des réseaux en configuration tout optique. Dans le domaine des réseaux de transport optique DWDM (pour "dense wavelength division multiplexing") incluant des fibres optiques, chaque fibre optique transporte de l'information portée par un certain nombre de canaux dont la longueur d'onde et l'espacement entre canaux sont normalisés. Typiquement, l'organisme ITU impose une grille de longueurs d'onde dite "grille ITU". Actuellement, le réseau de transport fait appel à des liaisons DWDM point à point. En extrémité de liaison, on mène une conversion du signal optique en signal électrique, suivie d'un traitement du signal électrique, puis d'une conversion à nouveau en optique, pour acheminer finalement le signal obtenu vers une nouvelle destination. Une évolution vers des réseaux tout-optique (sans traitement optique/électrique/optique) est déjà prévue. Avec ces réseaux (dits "transparents"), moins de noeuds d'interconnexion sont nécessaires dans une topologie en boucle (mailles et anneaux). On peut alors rencontrer des situations où plusieurs fibres convergent vers un même noeud avec des canaux portant des informations différentes sur une longueur d'onde identique. Or, à l'heure actuelle, aucun système de brassage optique ne saurait faire le tri entre des canaux de longueurs d'onde identiques. Par principe, tous les signaux arrivant en un point devraient être portés par une longueur d'onde différente. La solution actuellement préférée est donc de différencier les signaux et, par conséquent, de recopier un signal donné sur une autre longueur d'onde libre de la grille ITU. Pour réaliser cette opération de copiage d'un signal porté par une longueur d'onde (signal modulé) sur une autre longueur d'onde (issue d'un laser continu), on utilise des effets non linéaires. Les amplificateurs optiques à semi-conducteurs, ou "SOA" ci-après, ont été étudiés en profondeur dans deux techniques d'application: - en modulation de gain croisée ou "XGM", - et en modulation de phase croisée ou "XPM". On a représenté sur les figures 1A et 1B un schéma de principe d'un SOA en modulation XGM. En référence à la figure 1A relative à l'art antérieur, on fait arriver sur l'amplificateur SOA, à l'aide d'un coupleur (non représenté), à la fois le signal modulé SP (dit signal "pompe") et un signal continu SS (dit signal "sonde") qui est à une longueur d'onde Xs différente de celle 1p du signal modulé SP. En référence à la figure 1 B représentant la courbe de gain CG, par principe, l'amplificateur SOA travaille en saturation de gain G du fait de la forte puissance optique de la pompe Pe (au delà de la puissance de saturation Psat). Le signal pompe SP est un signal binaire composé de "1" et de "0". Les "1" à forte puissance ont un gain quasi nul, tandis que les "0" sont amplifiés, ce qui se traduit sur le signal converti par une modulation inversée (logique "inverse"). On a représenté sur les figures 2A et 2B un schéma de principe d'un SOA en modulation XPM. En référence à la figure 2A relative encore à l'art antérieur, on utilise deux amplificateurs SOA1 et SOA2 dans un interféromètre IMZ de Mach Zehnder. Le signal sonde SS, à la longueur d'onde Xs et non modulé, est divisé en deux branches parcourant les deux bras de l'interféromètre. Le signal pompe Xp (modulé) est injecté dans l'un des amplificateurs SOA1 saturé en présence d'un "1" et non saturé en présence d'un "0", ce qui modifie, selon le cas, l'indice du matériau en déséquilibrant ou non l'interféromètre. Les recombinaisons en sortie de l'interféromètre seront alors destructibles ou constructibles, assurant alors la modulation du signal converti SC à la longueur d'onde %s. En référence à la figure 2B, comme tout dispositif interférométrique, la fonction de transfert du convertisseur (puissance de sortie Pout en fonction de la puissance d'entrée Pin) est une sinusoïde comportant deux points de fonctionnement: - la conversion sur pente positive P+ (en phase, avec une logique conservée), - et la conversion sur pente négative P(hors phase, avec une logique inversée). Une technique récente propose la modulation d'absorption croisée ou "XAM" dans un modulateur à électroabsorption "MEA". Elle est décrite notamment dans: "Nove/ wavelength converter using an electroabsorption modulator", N Edagawa, M Suzuki, and S Yamamoto, dans IEICE Trans. Electron., vol. E81-C, n 8, août 1998. Son principe est illustré sur les figures 3A et 3B. En référence à la figure 3A, le signal sonde SS à la longueur d'onde as (continu) et le signal pompe SP à la longueur d'onde Xp (modulé) sont injectés dans un modulateur MEA dont on a fixé la tension de commande négative de façon à pouvoir saturer l'absorption par le signal pompe, pour délivrer le signal converti SC, modulé, à la longueur d'onde ks. En référence à la figure 3B, la courbe de transmission CT (bien entendu symétrique de la courbe d'absorption CA par rapport à un axe d'ordonnée constante) impose, au delà de la puissance de saturation Psat, une logique de modulation conservée du signal converti SC par rapport au signal pompe SP: en présence d'un "1", l'absorption est plus faible qu'en présence d'un "0", ce qui se traduit bien par une modulation du signal converti avec conservation de la logique de modulation. Le SOA en modulation XGM donne un signal converti en logique inversée et il existe un bruit de phase (ou "chirp") en sortie du convertisseur, ainsi qu'un bruit d'émission spontanée important. Ce type de dispositif présente une faible efficacité de conversion entraînant une dégradation du diagramme de l'oeil. On rappelle que l'ouverture de l'ceit' caractérise notamment le bruit et les distorsions apportées par une chaîne de transmission. Une opération d'échantillonnage doit typiquement se produire à l'instant où l'oeil est le plus ouvert. Un oeil bien ouvert permettra à un dispositif de démodulation de discerner aisément les modulations du signal transmis. A l'opposé, un oeil fermé se traduira inévitablement par de nombreuses erreurs de transmission. De plus, la qualité de la conversion dans les SOA en modulation XGM dépend de la longueur d'onde: elle s'améliore vers les hautes fréquences optiques (basses longueurs d'onde). Concernant les dispositifs SOA en modulation XPM, le réglage des paramètres de l'interféromètre est souvent très délicat et complexe et présente une forte consommation électrique. Plus généralement, les différents dispositifs à base de SOA ont montré une trop grande sensibilité au format de modulation RZ (mode "retour à zéro") ou N RZ (mode "non retour à zéro"). Le dispositif MEA en modulation XAM a déjà montré son intérêt, en particulier pour la remise en forme et la réamplification du signal qui s'effectuent simultanément, et pour une bonne efficacité de conversion sur une large bande spectrale dans la bande des télécommunications autour de 1550 nm de longueur d'onde. Cependant, à partir d'un certain niveau de débit (correspondant à la fréquence d'horloge du signal binaire modulé), le composant MEA montre une limitation au niveau de son temps de réponse. En effet, à haut débit, le modulateur MEA présente une limitation par rapport à son temps de recouvrement de l'absorption, ce temps de recouvrement étant caractérisé par l'échappement des porteurs photogénérés. Cette limitation génère un écrantage du champ électrique appliqué, qui induit un chirp et une réduction du contraste. Ainsi, le spectre optique du signal converti est élargi et le diagramme de l'ceil correspondant est fermé, ce qui se traduit par une mauvaise efficacité de conversion, impliquant une forte dégradation du taux d'erreur binaire (ou "TEB"). La présente invention vient améliorer la situation. Elle propose à cet effet un dispositif convertisseur de longueurs d'onde, notamment pour des applications de télécommunication dans des réseaux en configuration tout optique, comprenant un modulateur à électroabsorption comportant: - deux entrées pour recevoir respectivement: o un signal de pompe, modulé, à une première longueur d'onde optique Àp, o et un signal sonde, modulé, à une seconde longueur d'onde optique /fis, - et une sortie délivrant un signal converti, représentant les modulations du signal de pompe, à ladite seconde longueur d'onde optique As. Selon une caractéristique de l'invention, le dispositif comporte un filtre passe-bande appliqué en sortie du modulateur à électroabsorption et centré sur une longueur d'onde décalée par rapport à la seconde longueur d'onde As précitée. La présente invention vise aussi un procédé pour convertir la longueur d'onde d'un signal pompe, notamment pour des applications de télécommunication dans des réseaux en configuration tout optique, dans lequel on applique en entrée d'un modulateur à électroabsorption: - un signal de pompe, modulé, à une première longueur d'onde optique Ap, - et un signal sonde, non modulé, à une seconde longueur d'onde optique Às, et on récupère un signal converti, représentant les modulations du signal de pompe, sensiblement à ladite seconde longueur d'onde optique As. Dans le procédé au sens de l'invention, on applique, en sortie du modulateur à électroabsorption, un filtre passe-bande centré sur une longueur d'onde sensiblement décalée par rapport à la seconde longueur d'onde À s. Ainsi, pour améliorer l'efficacité de conversion et réduire alors la pénalité sur le taux d'erreur binaire, la présente invention prévoit un décalage judicieux entre la longueur d'onde à laquelle est centré le filtre et la longueur d'onde porteuse du signal converti X s. En effet, en favorisant la transmission de l'une seulement des bandes latérales du spectre du signal converti, on réduit la densité des porteurs contenus dans sa composante non modulée. Ainsi, le diagramme de l'oeil est plus ouvert et moins d'erreurs sont présentes. On note alors une amélioration significative de la qualité du signal, pour des débits particulièrement élevés, permettant son utilisation dans les réseaux de télécommunication. Du fait de l'asymétrie de l'impulsion due au long temps de recouvrement (temps de descente) par rapport au temps de montée, le spectre optique correspondant est asymétrique. En particulier, le chirp induit un décalage vers les hautes (basses) fréquences optiques du front montant (descendant) de l'impulsion. On comprendra donc qu'il est plus avantageux de travailler sur l'une des deux bandes. Ainsi, dans une réalisation de l'invention, le signal en sortie du modulateur présente un spectre comportant un pic principal et des pics secondaires de part et d'autre du pic principal et, selon une caractéristique avantageuse, le filtre possède une bande passante incluant: - une partie seulement du pic principal, et - au moins un premier pic secondaire. Plus précisément, il est plus avantageux de travailler sur la bande latérale droite (dans les basses fréquences, donc dans les hautes longueurs d'onde) car les pics secondaires de modulation sont plus intenses ou moins atténués. Ainsi, dans une réalisation préférée, la longueur d'onde As + del sur laquelle est centrée le filtre est supérieure à ladite seconde longueur d'onde À s. Le décalage di dépend toutefois de la largeur et du profil du filtre. Il dépend aussi, bien entendu, de l'allure du spectre converti (typiquement des intensités relatives du pic principal et des pics secondaires, ainsi que de son élargissement). Par conséquent, le réglage du décalage et de la largeur du filtre sera préférentiellement fonction du débit et/ou du format de modulation RZ ou NRZ, en tenant compte de la distance spectrale entre les canaux. Ainsi, dans une réalisation dans laquelle le signal pompe comporte une composante binaire à une fréquence d'horloge prédéterminée imposant un débit de télécommunication, le filtre passe-bande comporte des caractéristiques parmi: - la longueur d'onde à laquelle le filtre est centré, - une largeur à mi-hauteur, - un gain, et - une pente de front montant et/ou descendant de bande passante, qui sont ajustables au moins en fonction du débit. En outre, le dispositif est agencé pour opérer en mode "remise à zéro" (RZ) et/ou en mode "non remise à zéro" (NRZ), et les caractéristiques précitées du filtre sont adaptées en outre en fonction du mode d'opération. On indique en effet que le dispositif au sens de l'invention peut être utilisé dans les deux formats RZ et NRZ. D'ailleurs, le fonctionnement du modulateur MEA est transparent pour ces deux formats. On appliquera au MEA le même réglage des paramètres de puissance optique (pompe, sonde) et de tension de polarisation. Il suffit par contre de régler le filtre en fonction du format. A cet effet, on choisit avantageusement un filtre accordable. Un profil préféré du filtre est de type plat, sans toutefois exclure la possibilité d'avoir recours à des filtres de profils différents (gaussiens ou autres). D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, donnant quelques exemples de réalisation à titre non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels, outre les figures 1A, 1B, 2A, 2B, 3A et 3B relatives à l'art antérieur: - la figure 4 illustre schématiquement les éléments du dispositif au sens de l'invention, - la figure 5 illustre à titre d'exemple l'allure du profil spectral du filtre au sens de l'invention, à comparer avec l'allure spectrale du signal en sortie du modulateur MEA et avant son filtrage, - la figure 6 illustre une comparaison de mesures de taux binaires TEB en fonction de la puissance reçue PR, en appliquant un filtre centré à la longueur d'onde sonde As (triangles) et en appliquant un filtre décalé au sens de l'invention (croix), et - les figures 7A et 7B représentent respectivement la séquence et le diagramme de l'oeil mesurés en appliquant un filtre centré sur la longueur d'onde sonde As, tandis que les figures 7C et 7D représentent respectivement la séquence et le diagramme de l'oeil mesurés en appliquant un filtre décalé au sens de l'invention. En référence à la figure 4, on utilise, au sens de l'invention, à la fois un modulateur à électroabsorption MEA et un filtre passe-bande FPB judicieusement réglé et préférentiellement placé après un circulateur CIR. On injecte simultanément dans le modulateur MEA (auquel on applique classiquement une tension négative pour le polariser en inverse) : - le signal sonde SS (continu), de longueur d'onde %s et provenant d'une source laser LAS préférentiellement accordable en longueurs d'onde, et - le signal pompe SP (modulé), de longueur d'onde Xp. Le circulateur CIR du dispositif selon l'invention est interposé entre le modulateur MEA et le filtre passe-bande FBP, de manière à injecter le signal pompe SP dans le modulateur MEA en mode contra propagatif par rapport au signal sonde SS. Grâce au circulateur CIR, le signal sonde converti SC est récupéré en sortie du modulateur MEA. Ce signal SC est alors appliqué au filtre passe-bande FPB pour délivrer finalement le signal converti et filtré SCF. Le filtre FPB est avantageusement accordable au moins en position spectrale, en gain et en largeur à mihauteur. En outre, au moins un contrôleur de polarisation POL est avantageusement prévu à l'une au moins des entrées du modulateur MEA, en particulier si ce dernier est sensible à la polarisation. En se référant maintenant à la figure 5, le spectre du signal converti SC, en sortie du modulateur MEA, présente: - un pic principal PPR à la longueur d'onde sonde A _ des pics secondaires PSI, PS2, etc, à des longueurs d'onde supérieures à As - et des pics secondaires PS'1, PS'2, etc, à des longueurs d'onde inférieures. En particulier, la figure 5 représente bien le front de montée de la bande passante BP du filtre à cheval sur le pic principal PPR. Le plateau BP du filtre (de profil plat dans l'exemple représenté) inclut ensuite les pics secondaires PSI, PS2, etc, dans les longueurs d'onde supérieures à la longueur d'onde sonde As. La largeur de bande du filtre est choisie ensuite de manière à couper le bruit de fond BDF, pour des longueurs d'onde encore supérieures. Dans l'exemple représenté, la longueur d'onde sonde A est voisine de 1560, 3 nm. On présente maintenant les résultats obtenus lors de la conversion d'un signal à un débit de 40 Gbit/s, en mode RZ, avec Xp = 1553,3 nm et %s = 1560 nm, en référence à la figure 6. Avec un filtre de mêmes caractéristiques mais centré sur la longueur d'onde de la sonde As, on relève une pénalité de 6,5 dB sur la mesure du TEB (triangles de la figure 6). En observant la séquence (figure 7A), on note que les "1" ne reviennent pas à "0" comme attendu, car le temps de recouvrement est relativement long, ce qui induit un diagramme de l'oeil NRZ au lieu RZ (figure 7B). On a représenté le diagramme de l'oeil du signal pompe en entrée du dispositif sous celui du signal converti et filtré. Au sens de l'invention, en positionnant la bande passante du filtre avec un décalage de +0,3 nm vers les grandes longueurs d'onde (soit 37,5 GHz vers les basses fréquences) par rapport à la longueur d'onde sonde Âs, on réduit l'écart en intensité entre le pic principal PPR et les pics secondaires PSI, PS2. La pénalité sur la mesure du TEB est alors réduite à 1,8 dB (croix de la figure 6). Affranchis des porteurs "lents", les "1" reviennent mieux à "0" sur la séquence de la figure 7C et le diagramme de l'oeil est bien celui d'un signal RZ (partie supérieure de la figure 7D). Le signal converti et ainsi filtré au sens de l'invention présente un bon rapport signal/bruit optique (environ 42 dB). Préférentiellement, pour un débit de 40 Gbit/s et en mode "retour à zéro" : - le filtre est centré sur une longueur d'onde supérieure et décalée d'environ bA = +0,3 nm par rapport à la longueur d'onde de la sonde as, et sa largeur à mi-hauteur est d'environ 0,8 nm. 1.1 Ces dispositions notamment permettent de configurer le filtre de manière à imposer une atténuation d'environ 7dB entre le pic principal PPR et le premier pic secondaire PSI dans le signal SCF en sortie du filtre, alors que le rapport d'intensités entre le pic principal et un premier pic secondaire du signal SC directement en sortie du modulateur MEA peut être de l'ordre de 15dB. De la même façon, des mesures de conversion en mode NRZ à 40 Gbit/s ont été effectuées. Une réduction de la pénalité sur le TEB correspondant à une amélioration de la qualité du diagramme de l'oeil a aussi été obtenue. Le point de fonctionnement en mode NRZ du modulateur MEA est identique à celui en mode RZ. Préférentiellement, pour un débit de 40 Gbit/s et en mode "non retour à zéro" : - le filtre est centré sur une longueur d'onde supérieure et décalée d'environ dA = +0,2 nm par rapport à la longueur d'onde sonde As, - et sa largeur à mi-hauteur est d'environ 0,6 nm. Le principe de conversion au sens de l'invention est simple et peu coûteux. Le modulateur MEA est bien adapté aux très hauts débits (40 Gbit/s et plus), alors que l'amplificateur SOA notamment en XGM est limité à une gamme de 20 à 40 Gbit/s du fait du temps de recombinaison des porteurs. On indique toutefois qu'un amplificateur SOA a été utilisé avec un filtre pour atteindre des performances satisfaisantes à un débit de 40 Gbit/s, Une telle réalisation est décrite notamment dans: "Polaritypreserving SOA-based wavelength conversion at 40 Gbit/s using bandpass filtering" ML Nielsen, B Lavigne et B Dagens, dans Electronics Letters, Vol. 39 N 18, 4 septembre 2003. Néanmoins, ce type de dispositif reste très sensible à la longueur d'onde. En outre, il reste difficile d'aller au-delà de la gamme de débits 20-40 Gbit/s. Typiquement, avec un modulateur MEA adapté pour un débit de 40 Gbit/s mais en appliquant un filtre passe-bande décalé au sens de l'invention, il est possible en revanche d'effectuer une conversion de longueur d'onde jusqu'à un débit de 160 Gbit/s ou plus encore, en assurant une bonne efficacité de conversion et une faible pénalité de TE:B. Ainsi, le dispositif au sens de l'invention est capable d'opérer sur une gamme de débits s'étendant jusqu'à au moins 160 Gbit/s. Les caractéristiques du filtre passe-bande, à ce débit, se déduisent de celles fixées à 40 Gbit/s, en multipliant d'autant le décalage bel et la largeur à mi-hauteur. Typiquement, pour un débit de 160 Gbit/s en mode RZ: - le filtre est centré sur une longueur d'onde supérieure et décalée d'environ del = +1,20 nm par rapport à la longueur d'onde de la sonde ÀS, - et sa largeur à mi-hauteur est d'environ 3,2 nm. En définitive, le filtre passe-bande appliqué en sortie du modulateur à électroabsorption est centré sur une longueur d'onde sensiblement décalée par rapport à la seconde longueur d'onde Às. En des termes plus généraux, on comprendra que pour adapter les caractéristiques du filtre d'un premier débit vers un second débit, il suffit d'ajuster au moins: - le décalage entre la longueur d'onde à laquelle le filtre est centré et la seconde longueur d'onde À s, - et la largeur à mi-hauteur du filtre, en leur appliquant un rapport correspondant à un rapport du second débit sur le premier débit. Revendications 1. Dispositif convertisseur de longueurs d'onde, notamment pour des applications de télécommunication dans des réseaux en configuration tout optique, comprenant un modulateur à électroabsorption comportant: -deux entrées pour recevoir respectivement: o un signal de pompe, modulé, à une première longueur d'onde optique /p, o et un signal sonde, non modulé, à une seconde longueur d'onde optique gis, - et une sortie délivrant un signal converti, représentant les modulations du signal de pompe, à ladite seconde longueur d'onde optique As, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un filtre passe-bande appliqué en sortie du modulateur à électroabsorption et centré sur une longueur d'onde décalée par rapport à la seconde longueur d'onde As. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que la sortie du modulateur présente un spectre comportant un pic principal et des pics secondaires de part et d'autre du pic principal, et en ce que le filtre possède une bande passante incluant: - une partie seulement du pic principal, et - au moins un premier pic secondaire. 3. Dispositif selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la longueur d'onde As + dÀ sur laquelle est centrée le filtre est supérieure à ladite seconde longueur d'onde As. 4. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal pompe comporte une composante binaire à une fréquence d'horloge prédéterminée imposant un débit de télécommunication, et en ce que le filtre passe-bande comporte des caractéristiques parmi: - la longueur d'onde à laquelle le filtre est centré, - une largeur à mihauteur, - un gain, et - une pente de front montant et/ou descendant de bande passante, 5 ajustables au moins en fonction du débit. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le dispositif est agencé pour opérer sur une gamme de débits s'étendant jusqu'à au moins 160 Gbit/s. 6. Dispositif selon l'une des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que le dispositif est agencé pour opérer en mode "remise à zéro" et/ou en mode "non remise à zéro", et en ce que les caractéristiques du filtre sont adaptées en outre en fonction du mode d'opération. 7. Dispositif selon la revendication 6, prise en combinaison avec la revendication 2, caractérisé en ce que, en mode "remise à zéro", le filtre est configuré pour imposer une atténuation d'environ 7 dB entre le pic principal et le premier pic secondaire dans un signal de sortie du filtre. 8. Dispositif selon l'une des revendications 4 et 5, prises en combinaison avec l'une des revendications 6 et 7, caractérisé en ce que, pour un débit de 40 Gbit/s et en mode "retour à zéro" : - le filtre est centré sur une longueur d'onde supérieure et décalée d'environ 25 dei = + 0,3 nm par rapport à la seconde longueur d'onde À s, - et sa largeur à mi- hauteur est d'environ 0,8 nm. 9. Dispositif selon l'une des revendications 4 et 5, prises en combinaison avec l'une des revendications 6 et 7, caractérisé en ce que, pour un débit de 40 30 Gbit/s et en mode "non retour à zéro" : 2880957 15 - le filtre est centré sur une longueur d'onde supérieure et décalée d'environ dA _ +0,2 nm par rapport à la seconde longueur d'onde As, - et sa largeur à mi-hauteur est d'environ 0,6 nm. 10. Dispositif selon l'une des revendications 4 à 9, caractérisé en ce que, pour adapter les caractéristiques du filtre d'un premier débit vers un second débit, on ajuste au moins: - le décalage entre la longueur d'onde à laquelle le filtre est centré et la seconde longueur d'onde As, et la largeur à mi-hauteur du filtre, en leur appliquant un rapport correspondant à un rapport du second débit sur le premier débit. 11. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circulateur, interposé entre le modulateur à électroabsorption et le filtre passe-bande et propre à injecter le signal pompe dans le modulateur en mode contra propagatif par rapport au signal sonde. 12. Procédé pour convertir la longueur d'onde d'un signal pompe, notamment pour des applications de télécommunication dans des réseaux en configuration toute optique, dans lequel on applique en entrée d'un modulateur à électroabsorption: - un signal de pompe, modulé, à une première longueur d'onde optique Âp, - et un signal sonde, relativement continu, à une seconde longueur d'onde optique As, et on récupère un signal converti, représentant les modulations du signal de pompe, sensiblement à ladite seconde longueur d'onde optique As, caractérisé en ce que l'on applique, en sortie du modulateur à électroabsorption, un filtre passe-bande centré sur une longueur d'onde sensiblement décalée par rapport à la seconde longueur d'onde As.