FR 2878388 A1 20060526 FR 0412546 A 20041125 Procédé de diffusion d'un signal numérique transmis au voisinage d'un signal analogique, dispositif de diffusion et signal numérique correspondants. 1. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui de la diffusion de signaux, notamment dans des systèmes du type DAB (de l'anglais Digital Audio Broadcasting pour radiodiffusion numérique ), ou DRM (pour Digital Radio Mondiale ), dans des bandes de fréquences inférieures à 30 MHz. Plus précisément, l'invention concerne la diffusion, dans un même canal de propagation, de signaux analogiques et numériques, par exemple de type audio. L'invention s'applique notamment, mais non exclusivement, à la diffusion simultanée, depuis le même point d'émission, dite diffusion simulcast , d'un signal numérique de type DRM, mettant en oeuvre une modulation de type OFDM, et d'un signal analogique portant un signal audio modulant l'amplitude d'une porteuse AM ( Amplitude Modulation en anglais, Modulation d'Amplitude MA en français). 2. L'art antérieur 2.1. Rappel sur le principe de la modulation OFDM La modulation OFDM consiste à répartir dans l'espace temps/fréquence des symboles de durée Tu (dit temps-symbole utile) sur une pluralité de fréquences porteuses modulées indépendamment, par exemple en QPSK (de l'anglais Quadrature Phase Shift Keying pour modulation à déplacement de phase en quadrature ) ou QAM (de l'anglais Quadrature Amplitude Modulation pour Modulation d'amplitude en quadrature ) notamment à 16, 64, 256, ..., états. L'OFDM découpe ainsi le canal en cellules selon les axes du temps 11 et des fréquences 12, comme illustré sur la figure 1. Chacune des porteuses est orthogonale à la précédente. Le canal, de largeur prédéterminée 13, est décomposé en une suite de sousbandes de fréquence 14 et d'une suite de segments temporels 15 (encore appelés intervalles de temps). A chaque cellule temps/fréquence est attribuée une porteuse dédiée. On va donc répartir l'information à transporter sur l'ensemble de ces porteuses, modulée chacune à faible débit, par exemple par une modulation du type QPSK ou QAM. Un symbole OFDM comprend l'ensemble des informations portées par l'ensemble des porteuses à un instant t. Cette technique de modulation est notamment efficace dans les situations où l'on rencontre des multitrajets. Ainsi, comme illustré sur la figure 2 qui présente un ensemble de symboles OFDM 21, une même suite de symboles arrivant à un récepteur par deux chemins différents se présente comme la même information arrivant à deux instants différents et qui s'additionnent. Ces échos provoquent deux types de défauts: l'interférence intra symbole: addition d'un symbole avec lui-même légèrement déphasé ; l'interférence inter symbole: addition d'un symbole avec le suivant et/ou le précédent légèrement déphasé. Entre chaque symbole transmis, on insère une zone morte appelée intervalle de garde 22, dont la durée A est choisie suffisamment grande par rapport à l'étalement des échos. Ces précautions vont limiter l'interférence inter-symbole (celle-ci étant absorbée par l'intervalle de garde). Ainsi chaque symbole OFDM 21 comprend un intervalle de garde 22 et des données 23. A la réception, les porteuses peuvent avoir subi en outre soit une atténuation (échos destructifs), soit une amplification (échos constructifs) et/ou une rotation de phase. Pour calculer la fonction de transfert du canal, en vue d'effectuer une égalisation du signal avant démodulation, on insère également des porteuses pilotes de synchronisation (d'amplitude souvent supérieure aux porteuses de données utiles), encore appelées pilotes de référence. La valeur et l'emplacement de ces pilotes de référence dans l'espace temps/fréquence sont prédéfinis et connus des récepteurs. Après une interpolation en temps et en fréquence, on obtient une estimation de la réponse du canal, plus ou moins pertinente en fonction du nombre de pilotes de référence et de leur répartition dans le domaine temps/fréquence. Ainsi, les pilotes de référence insérés dans le signal multiporteuse sont utilisés pour estimer le canal de propagation. L'estimation du canal de propagation permet notamment de corriger les données reçues, encore appelées pilotes de données, au niveau du récepteur (égalisation), et d'obtenir la réponse impulsionnelle du canal de propagation. La réponse impulsionnelle obtenue peut alors être utilisée pour affiner la synchronisation temporelle du (ou des) récepteur(s). 2.2. Application dans les bandes AM (DRM) La modulation OFDM est de plus en plus utilisée dans la diffusion numérique car elle très bien adaptée aux variations du canal radio, qui sont essentiellement liées aux échos et à l'effet Doppler. Elle a ainsi été sélectionnée pour la radiodiffusion numérique dans les bandes AM (DRM). La figure 3 présente ainsi la structure OFDM en mode A d'un ensemble de symboles DRM, en illustrant la répartition des pilotes de référence 31 dans l'espace temps/fréquence. Cette structure est notamment décrite dans la norme DRM ETSI ES 201 980. 2.3. La diffusion simulcast La diffusion numérique, par exemple de type DRM, remplace progressivement la diffusion AM analogique dans les bandes de fréquence inférieures à 30MHz, ce qui nécessite, durant au moins une période de transition, la diffusion (éventuellement simultanée) de signaux numériques et analogiques portant une information similaire, depuis un même site d'émission. La diffusion de ces deux signaux, portés par une même fréquence 25 porteuse, dans un même canal de propagation, provoque une dégradation du signal audio restitué par les récepteurs analogiques. En effet, le signal numérique perturbe le signal analogique, et gêne sa démodulation. Une première technique de diffusion de tels signaux a été proposée par D. Schill et J. Wildhagen, dans le document EP 1 276 257. Selon cette technique, un 30 signal numérique et un signal analogique sont combinés dans un signal dit simulcast, le signal numérique étant modulé sur une bande latérale d'une porteuse du canal de propagation et un signal de correction étant modulé sur l'autre bande latérale. Selon cette technique de l'art antérieur, le signal de correction est déterminé de sorte que l'enveloppe du signal reçu corresponde à l'enveloppe d'un signal analogique double bande. Cette technique permet ainsi de diffuser dans un même canal un signal numérique et un signal analogique, en modifiant la parie analogique du signal simulcast pour que l'enveloppe globale de ce signal soit vue comme un signal AM double bande pour un récepteur analogique classique. 2.4. Inconvénients des techniques de l'art antérieur Selon la technique présentée dans le document EP 1 276 257, le signal simulcast est obtenu par itérations successives, de sorte à conserver la modulation d'enveloppe du signal analogique, c'est-à-dire de sorte que le signal simulcast global soit assimilable à un signal AM double bande dans le domaine temporel. Un récepteur démodulant l'enveloppe du signal n'est ainsi que peu perturbé par la partie numérique du signal simulcast. Cependant, une telle technique itérative est non linéaire, et demande un réglage fin des paramètres pour obtenir un résultat satisfaisant, notamment en terme de dégradation pour un signal audio démodulé. Par conséquent, cette technique requiert une puissance de calculs importante pour un traitement en temps réel. Un autre inconvénient majeur de cette technique est qu'elle n'est pas adaptée aux récepteurs mettant en oeuvre une démodulation synchrone. Par ailleurs, on peut noter que cette technique modifie uniquement la partie analogique du signal simulcast. Elle ajoute en outre une compression du signal analogique (par exemple audio) permettant de minimiser la contribution du signal numérique, un tel signal numérique perturbant le signal souhaité par les récepteurs analogiques (c'est-àdire modifiant sa couleur ). 3. Objectifs de l'invention L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique de diffusion, dans un même canal de propagation, d'un signal numérique et d'un 5 signal analogique, qui soit simple et efficace. Un autre objectif de l'invention est de proposer une telle technique permettant de diminuer, en réception, l'influence du signal numérique sur le signal analogique. Notamment, un objectif de l'invention est de fournir une telle technique 10 permettant d'améliorer les performances de réception de données au niveau d'un récepteur, et du signal audio restitué. Encore un autre objectif de l'invention est de proposer une telle technique qui soit facile à mettre en oeuvre, tout en restant à un coût raisonnable. Un objectif supplémentaire de l'invention est de fournir une telle technique présentant de bonnes performances avec un récepteur mettant en uvre une démodulation synchrone. 4. Caractéristiques principales de l'invention Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de diffusion d'un signal numérique transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM (de l'anglais Amplitude Modulation , en français Modulation d'Amplitude ). Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape de modulation en amplitude dans le domaine fréquentiel du signal numérique par un signal de 25 masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique du signal audio source. Ainsi, l'invention propose de calculer un niveau de masquage associé à un signal audio classique porté par un signal analogique et à appliquer ce masquage au signal numérique que l'on souhaite transmettre dans le même canal de propagation que le signal analogique, de façon que ce dernier ne soit pas (ou peu) perturbé sur les portions importantes selon un critère psycho-acoustique. Le signal analogique reçu au niveau d'un récepteur est alors peu perturbé par le signal numérique modulé par le signal de masquage, et peut être facilement démodulé. On peut ainsi considérer que le signal numérique est caché dans le signal analogique grâce à sa modulation par le signal de masquage. L'invention est notamment remarquable en ce que les signaux numérique et analogique sont transmis dans un même canal de propagation. Avantageusement, le signal de masquage correspond à la courbe de masquage, après filtrage passe-bas dans le domaine fréquentiel et/ou dans le domaine temporel. Un tel filtrage passe-bas permet notamment de lisser la courbe de masquage, et donc d'améliorer (ou à tout le moins de ne pas dégrader) l'estimation de canal mise en oeuvre en réception du signal numérique. De manière préférentielle, le signal de masquage reste toujours supérieur à un seuil prédéterminé. De cette façon, on évite la perte d'informations portées par le signal numérique lors de silences dans le signal audio source. En effet, les signaux audio, notamment les signaux de parole, ne sont généralement pas continus dans le temps. Lors d'un silence dans le signal audio, la courbe de masquage correspondante étant quasiment nulle, la modulation du signal numérique par le signal de masquage produirait un signal numérique quasiment nul sur des intervalles temporels plus ou moins longs. Par conséquent, les informations portées par le signal numérique seraient perdues en l'absence d'un seuil prédéterminé en dessous duquel ledit signal de masquage ne doit pas descendre. De façon avantageuse, le signal de masquage est amplifié selon un gain prédéterminé. On peut ainsi amplifier le signal de masquage pour augmenter la puissance du signal numérique. En amplifiant le signal de masquage, on améliore la qualité de réception du signal numérique. Cependant, si la puissance du signal numérique est trop importante, il est possible que le signal numérique soit audible au niveau d'un récepteur analogique. Il faut donc trouver un compromis pour améliorer la qualité de réception du signal numérique sans détériorer la qualité de réception du signal analogique. L'invention est également remarquable en ce que le signal numérique et le signal analogique sont synchronisés. La synchronisation entre le signal numérique, modulé par le signal de masquage, et le signal analogique permet ainsi de diminuer de façon optimale la contribution du signal numérique sur le signal analogique en réception. En effet, lors d'une synchronisation parfaite entre les signaux analogique et numérique, le signal numérique modulé est entièrement caché dans le signal analogique, et les récepteurs analogiques ne sont pas (ou très peu) perturbés par le signal numérique. Préférentiellement, les signaux numérique et analogique portent le même signal audio source. Ainsi, n'importe quel récepteur, qu'il soit de type analogique ou numérique, peut recevoir et démoduler efficacement le signal audio source. Cette caractéristique est particulièrement avantageuse pour la période de transition prévue entre le passage de la diffusion analogique à la diffusion numérique. Ainsi, les utilisateurs de récepteurs numériques pourront recevoir et démoduler une information diffusée depuis un site d'émission (signal audio source), et les utilisateurs d'anciens récepteurs analogiques pourront également recevoir la même information diffusée depuis le même site d'émission, sans avoir à changer de dispositif de réception. De manière avantageuse, le signal numérique est un signal multiporteuse. Un tel signal, par exemple de type OFDM, est bien adapté aux variations du canal radio, essentiellement liées aux multi-trajets. Cette modulation a notamment été sélectionnée pour la radiodiffusion numérique dans les bandes AM (DRM). L'invention peut ainsi s'appliquer à un signal numérique de type DRM. De façon préférentielle, la courbe de masquage est obtenue selon au moins une des étapes suivantes: transformation mathématique du signal audio source du domaine temporel vers le domaine fréquentiel; détermination d'un masque absolu, correspondant à un seuil d'audition pour chacune des fréquences correspondant aux composantes délivrées par la transformation mathématique; identification des composantes tonales et des composantes non-tonales parmi les composantes; décimation des composantes, par suppression des composantes inférieures au masque absolu; calcul de masques individuels pour un nombre prédéterminé de 15 composantes; calcul du signal de masquage correspondant à une somme linéaire des masques individuels. Selon l'invention, la courbe de masquage est obtenue en adaptant la méthode classique à la bande passante du signal audio dans les bandes AM. Une courbe de masquage psycho-acoustique classique utilisable est notamment décrite dans la spécification MPEG1 ou MPEG2. L'invention concerne également un dispositif de diffusion d'un signal numérique correspondant. Un tel dispositif comprend des moyens de modulation en amplitude dans 25 le domaine fréquentiel du signal numérique par un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique du signal audio source. L'invention concerne encore un signal numérique destiné à être transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant 30 l'amplitude d'une porteuse AM correspondant. Les avantages du dispositif de diffusion et du signal correspondants sont les mêmes que ceux du procédé de diffusion. Par conséquent, ils ne sont pas détaillés plus amplement. 5. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels: les figures 1 et 2, précédemment décrites en préambule, illustrent le 10 principe général de la modulation OFDM à partir d'une représentation temps/fréquence d'un canal OFDM; la figure 3, également décrite en préambule, présente un exemple de structure OFDM pour un ensemble de symboles DRM en mode A; la figure 4 illustre une diffusion simulcast d'un signal numérique et d'un signal analogique portant un signal audio, modulés sur une même fréquence porteuse, selon l'invention; la figure 5 présente l'algorithme de diffusion simulcast de la figure 4, à l'aide d'un schéma bloc; les figures 6A à 6D illustrent, dans le domaine fréquentiel, les 20 différentes sous-étapes du calcul de la courbe de masquage intervenant dans la modulation du signal numérique. 6. Description d'un mode de réalisation de l'invention Le principe général de l'invention repose sur la modulation d'un signal numérique par un signal de masquage issu d'un signal analogique portant un signal audio, de sorte que le signal numérique ne perturbe pas la réception du signal analogique, lorsque le signal analogique et le signal numérique sont émis dans le même canal de propagation. Autrement dit, l'invention propose de cacher le signal numérique dans le signal analogique pour que les récepteurs analogiques puissent démoduler de manière simple et efficace le signal audio, et ce, sans dégrader les performances de réception du signal numérique. On présente, en relation avec la figure 4, un mode de réalisation de réalisation préférentiel de l'invention, dans lequel le signal numérique, de type DRM, et un signal analogique portant un signal audio modulant l'amplitude d'une porteuse AM 43 sont transmis dans un même canal de propagation de 9 ou 10 kHz de bande passante, ce qui correspond à la bande passante allouée par l'ITU (de l'anglais International Telecommunication Union , en français Union Internationale des Télécommunications ) pour la radiodiffusion AM (modulation d'amplitude) dans les bandes de fréquences inférieures à 30 MHz. Selon ce mode de réalisation préférentiel, le signal numérique modulé en amplitude 41 par le signal de masquage, et le signal analogique 42 sont diffusés simultanément (mode simulcast), et sont portés par la même fréquence porteuse 43, dans les bandes AM. Ainsi, une première bande latérale 44 de la porteuse 43 porte le signal analogique, et l'autre bande latérale 45 porte le signal numérique modulé. Une telle diffusion du signal numérique modulé par le signal de masquage 41 et du signal analogique 42 sur la même fréquence porteuse 43 est mise en oeuvre, selon l'invention, à partir d'un procédé de diffusion tel que présenté dans le schéma-bloc de la figure 5. Plus précisément, le procédé de diffusion d'un signal numérique transmis au voisinage d'un signal analogique selon l'invention met en oeuvre les étapes suivantes: - calcul (52) de la courbe de masquage, dans le domaine fréquentiel, à partir du signal analogique 42 portant un signal audio modulant l'amplitude de la porteuse AM (porteuse 43) ; filtrage (53) dans le domaine fréquentiel et/ou temporel de la courbe de masquage, délivrant le signal de masquage; 2878388 11 détermination d'un seuil minimal et ajout d'un gain(54) à appliquer au signal de masquage pour augmenter la puissance du signal numérique, de type DRM dans ce mode de réalisation préférentiel, ; modulation en amplitude, en fonction du signal de masquage, des porteuses de chaque symbole OFDM du signal numérique (55) ; synchronisation de la diffusion du signal analogique 42 et du signal DRM modulé 41 par le signal de masquage, dans le domaine temporel (57). 6.1 Calcul de la courbe de masquage (52) Ainsi, une première étape (52) de l'invention repose sur le calcul de la courbe de masquage globale du signal analogique portant le signal audio source modulant l'amplitude de la porteuse AM que l'on souhaite diffuser. On rappelle que la bande passante du signal audio est de 4,5 ou 5kHz. On présente maintenant en relation avec les figures 6A à 6D les différentes 15 sous-étapes du calcul de la courbe de masquage intervenant dans la modulation du signal numérique. Ce calcul nécessite une adaptation du modèle de courbe de masquage psychoacoustique classique issu la spécification MPEG1 ou MPEG2, pour s'adapter à la bande passante du signal audio dans les bandes AM. Cette étape 52 de calcul de la courbe de masquage met en oeuvre les sousétapes suivantes: conversion temps-fréquence par transformée de Fourier; détermination du masque absolu; mise en évidence des composantes tonales et non-tonales; 25 décimation des différentes composantes; calcul des masques individuels; calcul du masque global. 6.1.1 Convertion temps fréquence Le signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude 30 de la porteuse AM est tout d'abord transposé dans le domaine fréquentiel, à partir d'une transformation mathématique de type transformée de Fourrier (FFT Fast Fourier Transform). Plus précisément, le calcul de la courbe de masquage nécessitant une estimation de la densité spectrale de puissance pour chacune des fréquences du signal audio, on met en oeuvre une transformation de Fourrier à 1024 échantillons pour une fréquence d'échantillonnage de 48kHz afin d'obtenir les différentes fréquences et leurs densités spectrale de puissance. La transformée est calculée à partir du signal analogique d'entrée auquel on applique une fenêtre de Hanning. On rappelle ci-après la définition d'une fenêtre de Hanning, et l'expression de la densité spectrale de puissance: Fenêtre de Hanning: h(i) = 3[1-cos(2.r)N)] 0sisN-1; Densité spectrale de puissance: N-I X(k) = 10log N h(l)s(l)e-21kYN dB k = ; =0 où N correspond à la largeur de la bande passante (ici, N est égal à 9 ou 10 kHz), et l'indice k correspond à la position de la composante par rapport à la fréquence centrale AM de la bande passante. 6.1.2 Détermination du masque absolu La deuxième sous-étape du calcul de la courbe de masquage du signal analogique nécessite la détermination d'un masque absolu, correspondant au seuil d'audition pour chacune des fréquences correspondant aux composantes délivrées par la transformée de Fourier. Les seuils d'audition pour les différentes fréquences, notés LTq(k) , sont issus de la norme MPEG 1, et présentés en annexe 1. 6.1.3 Mise en évidence des composantes tonales et non-tonales La troisième sous-étape met en oeuvre une discrimination entre les composantes tonales et les composantes non-tonales. En effet, la tonalité d'une composante a une influence sur la contribution de la composante dans le calcul de la courbe de masquage. La séparation des composantes tonales et non-tonales s'effectue en plusieurs phases: détermination des maxima locaux, extraction des composantes tonales, et calcul de l'intensité des composantes non-tonales d'une bande critique. (i) Détermination des maxima locaux Par définition, une composante de la densité spectrale obtenue par la transformation de Fourier sera dite maximum local si: X(k) > X(k 1) et X(k) z X(k + 1) Selon le mode de réalisation préférentiel de l'invention, on analyse les composantes fréquentielles par paquet de trois, et si la composante centrale possède un niveau supérieur aux deux autres, elle est considérée comme un maximum local. La figure 6A illustre notamment la technique de détermination des maxima locaux, à partir d'un exemple de spectre fréquentiel 61 du signal analogique. On analyse tout d'abord les trois premières composantes fréquentielles (porteuses 1, 2 et 3) d'une portion 61 du spectre du signal analogique. Ici, la composante centrale (porteuse 2) possédant un niveau, c'est-àdire une densité spectrale de puissance, supérieur aux deux autres (porteuses 1 et 3), elle est considérée comme un maximum local. On recommence ensuite cette analyse pour les autres composantes fréquentielles (porteuses 2, 3 et 4, puis porteuses 3, 4 et 5, 20...). Finalement, dans cet exemple, les maxima locaux correspondent aux porteuses 2, 5, 7, 13, 15 et 17. (ii) Extraction des composantes tonales Les composantes tonales correspondent au regroupement des raies contribuant à la même composante harmonique. Par définition, un maximum local est considéré comme appartenant à la liste des composantes tonales si les conditions suivantes sont respectées: X(k) X(k + j) 7 dB avec j tel que: - si 2 En effet, pour tenir compte de la meilleure résolution fréquentielle de l'oreille dans la région des basses fréquences, on modifie la largeur de la bande d'analyse autour des maxima locaux déterminés en fonction de la position des maxima dans le spectre, ce qui implique que la valeur de j varie en fonction des valeurs de k. Ainsi, comme défini dans la spécification MPEG1, la largeur d'analyse est modifiée de la façon suivante: M (Hz) Fréquence (kHz) MPEG1 125 0 Le niveau de pression acoustique Xtm(k) est déterminé par la relation suivante: l X(k+n) Xt 2(k)= 101og 1O dB n=-1 La figure 6B illustre notamment la détermination d'une composante tonale, à partir des maxima locaux tels que déterminés précédemment. Dans cet exemple, si on considère l'indice k égal à 7, les composantes du spectre ayant été utilisées pour la détermination des composantes tonales sont mises à un niveau infiniment bas: les composantes d'indice 4, 5, 6, 8, 9, 10 et 11 disparaissent. (iii) Calcul de l'intensité des composantes non-tonales Les composantes non-tonales correspondent au regroupement des raies n'ayant aucun lien avec des composantes harmoniques. Comme illustré en figure 6C, on utilise toutes les composantes de densité 25 spectrale subsistant après le calcul des composantes tonales pour déterminer le niveau des composantes non-tonales dans une bande critique. On rappelle que les bandes critiques sont définies par E. Zwicker et al dans Audio Engineering and Psychoacoustics: Matching Signais to the Final Receiver, the Human Auditory System (Journal of Audio Engineering Society, vol. 39, No. 3, Mars 1991, pp. 115-126), et reprises à titre informatif en annexes 1 et 2. Ainsi, dans chaque bande critique, on effectue une somme linéaire de la puissance des composantes spectrales restantes (après avoir mis à une puissance infiniment faible les composantes du spectre ayant été utilisées pour la détermination des composantes tonales) afin de déterminer le niveau de pression acoustique de la composante non-tonale Xnm(k) correspondant à cette bande critique. Le niveau de pression acoustique de la composante non-tonale Xnm(k) est alors défini par la relation: X( X1z z(k) =101og eA 10 iEBc où Bc est la bande critique considérée, et k correspond à l'indice de la composante la plus proche du centre géométrique de la bande critique. Finalement, la figure 6D présente la portion de spectre restant après extraction des composantes tonales et non-tonales, et détermination de leurs niveaux de pression acoustique. 6.1.4 Décimation des différentes composantes La quatrième sous-étape du calcul de la courbe de masquage du signal analogique met en oeuvre une réduction du nombre de composantes des masques individuels, en éliminantcertaines composantes tonales et non-tonales du spectre restant en fonction des conditions suivantes: - les composantes tonales et nontonales sont conservées si leurs niveaux (c'est-à-dire leurs densités spectrales de puissance) sont supérieurs au masque absolu (où le masque absolu correspond au seuil d'audition pour les différentes composantes, et est présenté en annexe 1): Xtm(k)z LTq(k) et Xnm(k)a LTq(k) seule la composante tonale de puissance la plus élevée sera conservée dans une bande de 0,5 bark à l'intérieur d'une bande critique. Cette opération nécessite l'utilisation d'une fenêtre glissante de largeur 0,5 bark. On rappelle que E. Zwicker et al, dans Audio Engineering and Psychoacoustics: Matching Signais to the Final Receiver, the Human Auditory System (Journal of Audio Engineering Society, vol. 39, No. 3, Mars 1991, pp. 115-126), a défini une échelle pour représenter la largeur et la position des bandes critiques dans le spectre fréquentiel. Il s'agit d'une échelle non-linéaire des fréquences, variant de 0 à 24 barks, où chacune des 24 bandes critiques possède une largeur de 1 bark. 6.1.5 Calcul des masques individuels De tous les échantillons calculés lors de la sous-étape de transformation de Fourier, seul un certain nombre est conservé pour le calcul du masque global (par exemple 72 ou 75 échantillons pour le niveau 1 de la spécification MPEG). Selon la spécification MPEG1, tous les échantillons des six premières sous-bandes sont utilisés, puis un sur deux pour les six sous-bandes suivantes, et enfin un sur quatre pour le reste du spectre audio de largeur 4,5 ou 5kHz. On peut remarquer que chacune des composantes tonales et non-tonales, déterminée lors de la sous-étape d'extraction des composantes tonales et non-tonales, doit exister dans la nouvelle sélection (pour le calcul du masque global) avec un indice aussi proche que possible (voire identique) de l'indice original. Après ces opérations de sélection, on obtient: LT [z(j),z(i)]= Xmt[z(j)]+ aven [z(j)]+vf[z(j),z(i)] dB LTnnt [z( j) ,z( i)] = X,, [z( j)] + av,im [z(j)] + vf [z( j),z(i)] dB où : LTtm et LTnm sont les masques individuels (composantes tonale et non-tonale) de la composante masquante z(j) en z(i) ; Xtm et X. sont les niveaux de pression acoustique des 5 composantes tonales et non-tonales; av l'index de masquage de la composante en z(j) ; vf la fonction de masquage de la composante en z(j). L'index av de masquage de la composante possède une valeur différente selon qu'il s'agisse d'une composante tonale ou d'une composante nontonale. Ainsi, dans le cas d'une composante tonale, on a: avnt = -6.025 0. 275z(j) dB; et dans le cas d'une composante non-tonale, on a: av. = -2. 025 0.175z(j) dB. La fonction vf de masquage, identique pour les composantes tonales et nontonales, est caractérisée par la distance, dans le domaine fréquentiel, entre la composante masquante (issue du signal analogique) et la composante masquée (issue du signal numérique) : Az=z(i)-z(j). Ainsi, la fonction de masquage est égale à : vf = 17(Az + 1) (0. 4X[z( j)] + 6) dB pour -3 s Az Selon la spécification MPEG, le masquage issu des composantes situées à des valeurs supérieures à 8 barks ou inférieures à -3 barks de la composante masquée n'est pas utilisé, pour des raisons de complexité d'implémentation et de non pertinence, ces composantes étant trop éloignées de la composante masquante pour perturber sa densité spectrale de puissance. 6.1.6 Calcul du masque global Le masque sur l'échantillon i, noté LTg(i), est égal à la somme linéaire des masques individuels des échantillons situés dans la gamme [8;-3] barks et du masque absolu: g(i)= g 10LTq(i m h l0 tm/10+ i LTnrn[z(i),z(J) LT 1010 10+ 10 j=1 j=1 LTg(i) représente le niveau de la courbe de masquage pour l'échantillon i (pour le calcul du masque global, 72 ou 75 échantillons i sont utilisés, en fonction de la bande passante audio, selon la spécification MPEG1). On rappelle notamment que les échantillons ne possèdent pas la même largeur en fréquence en fonction de leurs positions dans le spectre (de 62,5 à 10 250Hz selon la spécification MPEG1). 6.2 Filtrage (53) du masque global La deuxième étape de l'invention, dans son mode de réalisation préférentiel, met en oeuvre un filtrage (53) dans le domaine fréquentiel et/ou temporel de la courbe de masquage correspondant au masque global, pour délivrer un signal de masquage. En effet, en réception, un récepteur classique de type à détection d'enveloppe démodule le signal dit simulcast (signal analogique sur une première bande latérale, et signal numérique modulé en amplitude par le signal de masquage sur la seconde bande latérale), et délivre un signal de base correspondant à la somme des signaux modulants sur chacune des deux bandes latérales de la porteuse. Selon les techniques présentées dans la spécification MPEG1, le masquage fréquentiel permet de rendre inaudible tout signal qui suit les variations en amplitude de la courbe de masquage. Cependant, selon l'invention, si le masquage est appliqué directement en fréquence sur le signal numérique de type DRM, les variations en temps et en fréquence de la courbe de masquage seront trop importantes pour le signal DRM, du fait de sa structure multiporteuse (OFDM), et il apparaît nécessaire de lisser la courbe de masquage. L'invention propose ainsi de limiter ces variations en temps et en fréquence en mettant en oeuvre un filtrage passe-bas de la courbe de masquage dans les domaines temporel et fréquentiel délivrant le signal de masquage, selon ce mode de réalisation préférentiel de l'invention, afin d'améliorer (ou à tout le moins de ne pas dégrader) l'estimation de canal mise en oeuvre en réception du signal numérique. L'estimation de canal suit ainsi l'évolution du signal de masquage. 6.3 Détermination d'un seuil minimal et d'un gain à appliquer au masque (54) L'invention propose également, dans son mode de réalisation préférentiel, de déterminer un seuil minimal à appliquer au signal de masquage et de lui ajouter un gain (c'est-à-dire de l'amplifier) au cours d'une troisième étape référencée 54. En effet, on peut constater que les signaux audio ne sont généralement pas continus dans le temps. C'est notamment le cas des signaux de parole, comme la voix humaine. Dans le cas de silences, si aucune amélioration n'est proposée, la courbe de masquage produirait un signal de masquage quasiment nul sur des intervalles temporels plus ou moins long. On perdrait donc, en réception, les données transportées par le signal numérique masquées par un silence du signal analogique. Pour pallier cet inconvénient et assurer une continuité de la réception des données (par exemple, une continuité du service DRM), l'invention propose de définir un seuil minimal en dessous duquel le signal de masquage ne peut descendre. On peut par exemple définir un seuil de 40dB en dessous d'un signal modulant crête-crête de 96dB, en dessous duquel le signal de masquage ne peut descendre. Il est également possible, dans ce mode de réalisation préférentiel de l'invention, d'amplifier le signal de masquage afin d'augmenter la puissance du signal numérique, par exemple de type DRM. Cependant, cette amplification du signal de masquage se fait au détriment de l'inaudibilité du signal numérique en réception: en effet, en augmentant la puissance du signal numérique, on améliore sa qualité de réception, mais on risque également de perturber la réception du signal audio porté par le signal analogique par les récepteurs analogiques. Par conséquent, il est nécessaire de trouver un compromis entre le masquage du signal numérique et les performances de réception numérique et analogique vis-à-vis du canal de propagation. 6.4 Modulation en amplitude du signal numérique par la courbe de masquage filtrée (55) Après avoir déterminé un seuil minimal et un gain à apporter à la courbe de masquage filtrée, c'est-à-dire au signal de masquage, une quatrième étape (55) consiste à moduler en amplitude le signal numérique par le signal de masquage. Le signal modulant, c'est-à-dire le signal de masquage, est alors appliqué dans le domaine fréquentiel aux porteuses constituant un symbole OFDM du signal numérique de type DRM. Selon une première variante, l'étape de modulation en amplitude dans le domaine fréquentiel du signal numérique par le signal de masquage est mise en oeuvre lors de la création du signal DRM à l'émission, dans le domaine fréquentiel. Selon une seconde variante, le signal DRM est traité à la fin de la chaîne de modulation OFDM, avant transmission sur une porteuse AM, en repassant dans le domaine fréquentiel à partir d'une étape 51 de transformée de Fourier rapide, par exemple à 1024 points pour une fréquence d'échantillonnage de 48kHz. 6.5 Synchronisation du signal numérique modulé et du signal analogique avant transmission (57) Au cours d'une cinquième étape 57, le signal numérique modulé, de nouveau transposé dans le domaine temporel (56), est synchronisé avec le signal analogique portant le signal audio source modulant l'amplitude de la porteuse AM. En effet, pour optimiser le gain apporté par cette technique de diffusion et diminuer les perturbations provoquées par le signal numérique sur la réception analogique, une synchronisation parfaite entre le signal DRM, modulé par le signal de masquage, et le signal analogique est nécessaire avant la diffusion du signal dit simulcast illustré en figure 4. Le signal numérique est alors correctement caché lors de la diffusion, et ne perturbe pas (ou très peu) les récepteurs analogiques, tout en conservant une bonne qualité de réception pour les récepteurs numériques. Il peut par exemple être intéressant que le signal numérique et le signal analogique portent le même signal audio, notamment durant la période de transition prévue entre le passage de la diffusion analogique à la diffusion numérique. L'invention propose ainsi une technique de diffusion d'un signal numérique et d'un signal analogique dans un même canal, dite diffusion simulcat , reposant sur des étapes principales de calcul du niveau de masquage lié au signal analogique, et d'application de ce masquage au signal numérique. Il est à noter que cette technique présente également de bonnes performances avec un récepteur mettant en oeuvre une démodulation synchrone, par exemple à bande latérale unique. Ainsi, le signal démodulé par un récepteur classique n'est pas perturbé par le signal numérique, si le signal numérique suit la courbe de masquage variant en temps et en fréquence. Pour une bonne réception du signal numérique, il est cependant nécessaire de limiter les variations de la courbe de masquage en fonction de la structure du signal numérique (par exemple en fonction des symboles OFDM d'un signal DRM). Il est donc nécessaire de trouver un compromis entre le masquage du signal numérique et les performances de la réception analogique ou numérique vis-à-vis du canal de propagation. Bien entendu, la présente invention ne se limite pas aux détails des formes de réalisation décrits ici à titre d'exemple, mais s'étend au contraire aux modifications à la portée de l'homme de l'art, sans sortir du cadre de l'invention. On notera d'ailleurs que l'invention ne se limite pas à une implantation purement matérielle mais qu'elle peut aussi être mise en oeuvre sous la forme d'une séquence d'instructions d'un programme informatique ou toute forme mixant une partie matérielle et une partie logicielle. Dans le cas où l'invention est implantée partiellement ou totalement sous forme logicielle, la séquence d'instructions correspondante pourra être stockée dans un moyen de stockage amovible (tel que par exemple une disquette, un CD-ROM ou un DVD-ROM) ou non, ce moyen de stockage étant lisible partiellement ou totalement par un ordinateur ou un microprocesseur. ANNEXES Annexe 1: Tableau des masques absolus en fonction des fréquences audio Fréquence Taux Masque (Hz) bande Absolu critique (z) LTq (dB) 62.50 0.617 33.44 125.00 1.232 19.20 187.50 1.842 13.87 250.00 2.445 11.01 312. 50 3. 037 9.20 375.00 3.618 7.94 437.50 4.185 7.00 500.00 4.736 6.28 562. 50 5. 272 5.70 625.00 5.789 5.21 687.50 6.289 4.80 750.00 6.770 4.45 812. 50 7. 233 4.14 875.00 7.677 3.86 937.50 8.103 3.61 1000.00 8.511 3.37 1062. 50 8.901 3.15 1125.00 9.275 2.93 1187.50 9.632 2.73 1250.00 9.974 2.53 1312. 50 10.301 2.32 1375.00 10.614 2.12 1437.50 10.913 1.92 1500.00 11. 199 1. 71 1562.50 11.474 1.49 1625.00 11.736 1.27 1687.50 11.988 1.04 1750. 00 12.230 0.80 1812.50 12.461 0.55 1875.00 12.684 0.29 1937.50 12.898 0. 02 2000.00 13.104 -0.25 2062.50 13.302 -0.54 2125.00 13.493 -0.83 2187.50 13. 678 -1.12 2250.00 13.855 -1.43 Fréquence Taux Masque (Hz) bande absolu critique (z) LTq (dB) 2312.50 14.027 -1.73 2375.00 14.193 -2.04 2437.50 14.354 -2.34 2500.00 14.509 -2.64 2562.50 14.660 -2.93 2625.00 14.807 -3. 22 2687.50 14.949 -3.49 2750.00 15.087 -3.74 2812.50 15.221 -3.98 2875.00 15.351 -4.20 2937.50 15.478 -4.40 3000.00 15.602 -4.57 3125.00 15.841 -4. 82 3250.00 16.069 -4.96 3375.00 16.287 -4.97 3500.00 16.496 -4.86 3625.00 16.697 -4.63 3750.00 16.891 -4.29 3875.00 17.078 -3.87 4000.00 17.259 -3. 39 4125.00 17.434 -2.86 4250.00 17.605 -2.31 4375.00 17.770 -1.77 4500.00 17.932 -1.24 4625.00 18.089 -0.74 4750.00 18.242 -0.29 4875.00 18.392 0. 12 5000.00 18.539 0.48 Annexe 2: Tableau des fréquences centrales des bandes critiques établies par E. Zwicker Numéro de la bande Fréquence centrale Largeur de la bande (Hz) (Hz) 1 50 80 2 150 100 3 250 100 4 350 100 450 100 6 570 120 7 700 140 8 840 150 9 1000 160 1170 190 11 1370 210 12 1600 240 13 1850 280 14 2150 320 2500 380 16 2900 450 17 3400 550 18 4000 700 19 4800 900 5800 1100 21 7000 1300 22 8500 1800 23 10500 2500 24 13500 3500 REVENDICATIONS 1. Procédé de diffusion d'un signal numérique transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de modulation en amplitude dans le domaine fréquentiel dudit signal numérique par un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique dudit signal audio source. 2. Procédé de diffusion selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits signal numérique et signal analogique sont transmis dans un même canal de propagation. 3. Procédé de diffusion selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que ledit signal de masquage correspond à ladite courbe de masquage, après filtrage passe-bas dans le domaine fréquentiel et/ou dans le domaine temporel. 4. Procédé de diffusion selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ledit signal de masquage reste toujours supérieur à un seuil prédéterminé. 5. Procédé de diffusion selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ledit signal de masquage est amplifié selon un gain prédéterminé. 6. Procédé de diffusion selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que lesdits signal numérique et signal analogique sont synchronisés. 7. Procédé de diffusion selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que lesdits signal numérique et signal analogique portent le même signal audio source. 8. Procédé de diffusion selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que ledit signal numérique est un signal multiporteuse. 9. Procédé de diffusion selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que ladite courbe de masquage est obtenue selon au moins une des étapes suivantes: transformation mathématique dudit signal audio source du domaine temporel vers le domaine fréquentiel; détermination d'un masque absolu, correspondant à un seuil d'audition pour chacune des fréquences correspondant aux composantes délivrées par ladite transformation mathématique; identification des composantes tonales et des composantes non-tonales parmi lesdites composantes; décimation desdites composantes, par suppression des composantes inférieures audit masque absolu; calcul de masques individuels pour un nombre prédéterminé de composantes; calcul dudit signal de masquage correspondant à une somme linéaire desdits masques individuels. 10. Dispositif de diffusion d'un signal numérique transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de modulation en amplitude dans le domaine fréquentiel dudit signal numérique par un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique dudit signal audio source. 11. Signal numérique destiné à être transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM, caractérisé en ce qu'il est modulé en amplitude dans le domaine fréquentiel dudit signal numérique par un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique dudit signal audio source.