FR 2871966 A1 20051223 FR 0406593 A 20040617 PROCEDE ET DISPOSITIF DE TRAITEMENT DE SIGNAL DANS UN RECEPTEUR DE RADIOCOMMUNICATION La présente invention concerne le domaine des radiocommunications, et en particulier les traitements effectués dans un récepteur en amont d'un égaliseur numérique. Elle s'applique dans des systèmes où le spectre disponible est subdivisé en bandes de fréquence adjacentes pour supporter des communications différentes. Un exemple est le système européen de radiocommunication cellulaire dit GSM ("Global System for Mobile communications"), dans lequel le spectre alloué autour de 900 ou 1800 MHz est subdivisé en bandes de fréquence espacées de 200 kHz, chacune de ces bandes faisant l'objet d'un multiplexage temporel selon la méthode TDMA ("Time Division Multiple Access"). La modulation utilisée pour transmettre le signal GSM peut être une modulation GMSK ("Gaussian Minimum Shift Keying") appliquée à des symboles binaires, ou une modulation 8-PSK ("8-state Phase Shift Keying") appliquée à des symboles 8-aires, c'est-à-dire de trois bits chacun. La mise en forme spectrale des signaux à l'émission est conçue pour minimiser les interférences entre les canaux fréquentiels adjacents. Il subsiste toutefois un résidu d'interférence qui s'ajoute au bruit capté par un récepteur dans la bande du signal utile. De plus, la réutilisation des fréquences dans des cellules géographiquement séparées fait qu'il subsiste également un résidu d'interférences co-canal dues à d'autres communications sur la même fréquence porteuse dans une cellule distante. Ces perturbations viennent s'ajouter au bruit thermique à large bande. On cherche à les réduire autant que possible par filtrage en amont de l'égaliseur de canal prévu dans le récepteur. Il est classique de décomposer le filtrage opéré dans le récepteur en amont de l'égaliseur de canal en la cascade d'un filtre adapté au spectre de la modulation et d'un filtre dans la bande de Nyquist dit "blanchissant". Ce filtre blanchissant doit garantir des résidus de bruit (bruit thermique + interférences des autres canaux) autant que possible indépendants à l'entrée de l'égaliseur de canal. On sait que cette structure procure un schéma de détection optimal (voir G.D. Forney Jr. : "Maximum-Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference", IEEE Trans. Inform. Theory, Vol. IT-18, mai 1972, pages 363-378). L'égaliseur fonctionne couramment selon l'algorithme de Viterbi (voir G.D. Forney Jr.: "The Viterbi Algorithm", Proc. of the IEEE, Vol. 61, No. 3, mars 1973, pages 268-278). Son signal de sortie est fourni aux décodeurs situés en aval du récepteur pour exploitation. Un sondage du canal de transmission est opéré après filtrage adapté pour estimer la réponse impulsionnelle du canal, utile aux calculs de métriques dans l'égaliseur de Viterbi. Le sondage procure également des informations sur la statistique du bruit observé sur le canal, qui servent notamment à calculer la réponse du filtre blanchissant. Celui-ci est par exemple un filtre à réponse impulsionnelle finie calculée en inversant une estimation de la matrice d'autocorrélation du bruit. Dans certains récepteurs (WO 02/11378), la matrice d'autocorrélation du bruit est estimée en tenant compte de contributions de canaux adjacents. La réponse impulsionnelle du filtre blanchissant est recalculée à chaque rafale ("burst") de signal GSM car les interférences changent d'une rafale à l'autre, notamment à cause du saut de fréquence utilisé en GSM. L'inversion de la matrice d'autocorrélation au moyen de l'algorithme de Levinson-Durbin permet d'obtenir des filtres à phase minimale de réponse assez courte. Cependant, ces filtres ont une réponse en phase non linéaire, ce qui n'est pas une bonne propriété pour l'égaliseur de canal. En outre, le filtre blanchissant a pour effet d'augmenter l'étalement temporel du signal en entrée de l'égaliseur. Si ceci n'est pas un problème en théorie, la pratique impose des égaliseurs de complexité raisonnable. Le nombre d'états du treillis de Viterbi a par principe une croissance exponentielle en fonction de l'étalement temporel du signal d'entrée, et ne peut donc être augmenté à loisir sans affecter fortement la complexité du récepteur. Du fait de cette limitation pratique de l'égaliseur, l'étalement temporel causé par le filtre blanchissant donne lieu à une prise en compte moins précise de l'interférence inter-symboles, c'est-à-dire à une diminution des performances de la chaîne de réception. D'autre part, il est courant de faire fonctionner le filtre adapté dans un domaine suréchantillonné, c'est-à-dire sur un signal numérisé et échantillonné à une fréquence multiple de la fréquence des symboles. Ceci permet une prise en compte fine de la mise en forme spectrale du signal modulé. En cas d'interférence dans les canaux adjacents, le sous-échantillonnage ultérieur, qui ramène le signal à la fréquence des symboles pour l'égaliseur, provoque des phénomènes de repliement spectral qui introduisent des composantes additionnelles de bruit dans la bande du signal utile. Un but de la présente invention est de remédier à certaines au moins des difficultés présentées ci-dessus. L'invention propose ainsi un procédé de traitement de signal dans un récepteur de radiocommunication, comprenant les étapes suivantes: produire un bloc de signal numérique à partir d'un signal radio reçu, le signal numérique ayant une composante utile dans un canal de communication occupant une bande de fréquences de communication; - estimer au moins un niveau d'interférence que présente le signal du bloc dans une bande de fréquences respective adjacente à la bande de communication; sélectionner des paramètres de filtrage du bloc de signal sur la base au moins du niveau d'interférence estimé; - filtrer le bloc de signal avec les paramètres de filtrage sélectionnés; - analyser le signal du bloc filtré pour estimer une réponse du canal de communication; et - traiter le bloc de signal filtré dans un égaliseur de canal à l'aide de la réponse estimée. Plutôt que de décomposer le filtrage du signal en un filtrage adapté (fixe) et un filtre blanchissant dont les coefficients sont calculés en fonction du spectre du bruit observé, on procède à ce filtrage en une seule fois, à l'aide d'un filtre dont les paramètres sont sélectionnés suite à une analyse en -4-fréquence du signal numérique non filtré. Le filtre pourra ainsi réduire une éventuelle interférence dans un canal adjacent, détectée très tôt dans la chaîne de réception. Cette interférence est avantageusement estimée dans un domaine suréchantillonné, avec une fréquence centrale non nulle, et éliminée par la forme du filtre sans problèmes de repliement. Le filtre génère un étalement temporel contrôlé, ce qui permet de faire fonctionner l'égaliseur de canal dans de bonnes conditions. C'est typiquement un filtre à réponse impulsionnelle finie dont le nombre de coefficients peut rester modéré. En opérant dans un domaine suréchantillonné, on peut obtenir de bonnes caractéristiques de filtrage avec un faible étalement temporel. Les paramètres de filtrage sont de préférence sélectionnés de façon à maximiser un rapport d'énergies entre la composante utile et une composante de bruit incluant des interférences dans des bandes de fréquences adjacentes à la bande de communication. Plutôt que de suivre le modèle de Forney en s'efforçant d'abord de s'adapter à l'impulsion de modulation puis de blanchir le bruit, on cherche à maximiser le rapport canal à bruit (Cil) en une seule opération de filtrage. Dans une réalisation préférée, les paramètres de filtrage sont contraints pour que le filtrage appliqué au bloc de signal ait une réponse en phase linéaire, afin de ne pas perturber l'égaliseur. Un autre aspect de la présente invention se rapporte à un dispositif de traitement de signal pour un récepteur de radiocommunication, comprenant: des moyens pour produire un bloc de signal numérique à partir d'un signal radio reçu, le signal numérique ayant une composante utile dans un canal de communication occupant une bande de fréquences de communication; des moyens d'estimation d'au moins un niveau d'interférence que présente le signal du bloc dans une bande de fréquences respective adjacente à la bande de communication; - des moyens de sélection de paramètres de filtrage du bloc de signal sur la base au moins du niveau d'interférence estimé; - des moyens de filtrage du bloc de signal avec les paramètres de filtrage sélectionnés; - des moyens d'analyse du signal du bloc filtré pour estimer une réponse du canal de communication; et - un égaliseur de canal pour traiter le bloc de signal filtré à l'aide de la réponse estimée. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description ci-après d'exemples de réalisation non limitatifs, en référence aux dessins annexés, dans lesquels: - la figure 1 est un schéma synoptique d'un récepteur de radiocommunication mettant en oeuvre la présente invention; - la figure 2 est un diagramme montrant le spectre d'un signal GSM; et - la figure 3 est un organigramme d'un exemple de procédure de sélection de filtre utilisable dans le récepteur de la figure 1. Le récepteur selon l'invention représenté sur la figure 1 comprend une antenne 1 pour capter des signaux radio. Dans la suite de la présente description, on considérera, sans que ceci soit limitatif, que ces signaux radio sont de type GSM. Le signal radio capté par l'antenne 1 est amplifié par un amplificateur 2, puis soumis à un filtrage passe-bande par un filtre radiofréquence 3. Ce signal est transposé à une fréquence intermédiaire par un mélangeur 4 qui le mélange à une onde délivrée par un oscillateur local 5. Un filtre passe-bande 6 retient seulement la composante fréquentielle utile en sortie du mélangeur 4, et le signal à fréquence intermédiaire résultant est numérisé par un convertisseur analogique-numérique (CAN) 7, à une fréquence d'échantillonnage FS égale à Q fois la fréquence Fb des symboles, Q étant un entier égal ou supérieur à 1. De préférence, les symboles reçus sont suréchantillonnés, c'est-à-dire que Q > 1. Dans un exemple considéré ci-après: FS = 4Fb, soit Q = 4. Le signal numérique S(m) issu du CAN 7 est traité par un module de filtrage de canal 8 qui remplace le filtre adapté et le filtre blanchissant classiquement utilisés dans la structure de récepteur selon Forney. Le signal filtré S'(n) délivré par le module de filtrage 8 est à une fréquence d'échantillonnage égale à la fréquence Fb des symboles. Il est soumis à un module 9 de sondage du canal de propagation qui estime de façon connue la réponse impulsionnelle du canal de transmission sur une longueur de L+1 échantillons. La mémoire du canal est par exemple prise égale à L = 4 symboles pour les calculs. La réponse impulsionnelle estimée est fournie à l'égaliseur de canal 10 qui traite le signal filtré S'(n) délivré par le module 8. L'égaliseur de canal 13 fonctionne par exemple selon l'algorithme de Viterbi. Son signal de sortie est fourni aux décodeurs situés en aval du récepteur pour exploitation. Le module de filtrage 8 comprend des filtres 81-83 de détection d'interférences. Dans l'application de l'invention à un récepteur GSM, le débit binaire Fb est de 270 kbit/s, ce qui détermine la largeur de bande du signal, dont le spectre est illustré par la figure 2 dans le cas d'une modulation GMSK. Deux porteuses adjacentes du spectre sont espacées de 200 kHz. Si fp désigne la porteuse utilisée pour transmettre une rafale de signal dans un intervalle de temps TDMA, la bande de fréquence de communication est centrée sur fp, avec une bande adjacente inférieure centrée sur fp 200 kHz et une bande adjacente supérieure centrée sur fp + 200 kHz. Le filtre 81 est un filtre passe-bande adapté à la bande adjacente inférieure pour estimer le niveau d'énergie Em du signal reçu dans cette bande inférieure. Symétriquement, le filtre 82 est adapté à la bande adjacente supérieure pour estimer le niveau d'énergie Ep du signal reçu dans cette bande supérieure. Le filtre 83, optionnel, est adapté à la bande de communication pour estimer le niveau d'énergie E0 de la composante utile du signal reçu. Naturellement, la détermination des fonctions de transfert de ces filtres de détection dépend de celles des filtres analogiques intervenant en amont du CAN 7. Dans le cas où la porteuse de communication fp est à une extrémité du spectre GSM, on peut éventuellement désactiver l'un des filtres 81, 82. Les filtres 81-83 produisent une valeur de chaque niveau d'énergie Em, Ep, Eo à chaque bloc de signal correspondant à une rafale de signal émis sur le canal traité. En pratique, les convolutions réalisées par ces filtres n'ont pas besoin d'être calculées sur toute l'étendue du bloc. Il peut suffire de les calculer sur une partie du bloc, correspondant par exemple à quelques dizaines de symboles au centre du bloc (qui entre dans une fenêtre de 156,26 temps-symbole). Il est implicitement fait l'hypothèse que le bruit est stationnaire sur la durée de la rafale. On peut noter que la sortie du filtre 83 inclut une éventuelle composante d'interférence co-canal, qui n'est pas détectable avant que le sondage de canal ait été effectué. Cette composante n'est pas gênante car l'adaptation du filtrage est surtout fonction des niveaux d'interférence dans les bandes adjacentes. Les niveaux d'énergie Em, Ep et E0 pour la rafale courante sont adressés à un module 84 dont la fonction est de sélectionner les paramètres du filtrage qui sera appliqué au bloc de signal S(m), parmi plusieurs jeux de paramètres stockés dans une mémoire 85. Le filtre adaptatif 86 est chargé avec les paramètres sélectionnés pour procéder au filtrage du bloc et délivrer le signal filtré et décimé S'(n). Les filtres définis par les jeux de paramètres mémorisés sont optimisés pour des situations d'interférence typiques. La sélection repose sur un choix de celle de ces situations qui est le mieux décrite par les niveaux d'énergie estimés Em, Ep et E0. En pratique, on obtient de très bonnes performances même en prévoyant un petit nombre de filtres, sélectionnés sur la base de comparaisons entre les niveaux d'énergie estimés et des seuils. Dans un exemple simple d'implémentation, on utilise cinq filtres précalculés: É FO correspondant à une réception sans interféreurs dans les canaux adjacents; É FmO correspondant à une réception avec un interféreur relativement peu puissant dans le canal adjacent inférieur, ayant par exemple un niveau de puissance PO supérieur de yo = 20 dB à celui du bruit thermique NO; É Fml correspondant à une réception avec un interféreur relativement puissant dans le canal adjacent inférieur, ayant par exemple un niveau de puissance P1 supérieur de 71 = 40 dB à celui du bruit thermique NO; É FpO correspondant à une réception avec un interféreur relativement peu 1 o puissant dans le canal adjacent supérieur, ayant par exemple le niveau de puissance P0; et É Fpl correspondant à une réception avec un interféreur relativement puissant dans le canal adjacent supérieur, ayant par exemple le niveau de puissance P1. Chacun de ces filtres est à réponse impulsionnelle finie avec un nombre restreint de coefficients, par exemple de l'ordre d'une dizaine de coefficients dans le domaine suréchantillonné à 4Fb. De ce fait, l'étalement temporel que le filtrage génère sur le signal en entrée de l'égaliseur de canal 10 reste faible de sorte qu'un égaliseur de complexité modérée pourra fonctionner dans des conditions quasi-optimales. Le traitement appliqué par le filtre 86 inclut la décimation du signal qui l'amène dans le domaine échantillonné à Fb en recentrant son spectre. Le filtrage global peut être de la forme: p S'(n)= Eai(k)xS(Q.n k) (1) k=- p où les coefficients complexes ai(k) sont ceux du filtre sélectionné F0, FmO, Fml, FpO ou Fpl. Dans le cas d'un suréchantillonnage d'un facteur Q = 4, la taille du filtre est par exemple de 2p+1 = 11 coefficients complexes ai(k) ( 5 La sélection de l'un de ces filtres pour une rafale courante peut être réalisée par le module 84 en se fondant sur les seuls d'énergie estimés Em et Ep (dans cet exemple simple, le filtre 83 n'est pas employé, mais il peut l'être dans des cas plus sophistiqués). La figure 3 illustre un exemple d'algorithme de sélection utilisable pour chaque rafale par le module 84. Dans cet algorithme, on examine d'abord s'il y a plus d'énergie dans la bande inférieure que dans la bande supérieure (test 20). Dans l'affirmative (Em > Ep), on examine à l'aide d'un seuil a s'il y a un fort déséquilibre entre ces deux niveaux d'énergie (test 21). Si le déséquilibre est faible (Em _a.Ep), on examine au test 23 si le niveau d'énergie Em dans la bande adjacente inférieure dépasse un seuil TO compris entre 0 et yo.NO. Si Em _a.Ep et Em >_T0, on considère être en présence d'un interféreur dominant, et on détermine au test 25 s'il s'agit d'un interféreur puissant ou peu puissant à l'aide d'un seuil T1 compris entre yo.NO et y1.N0. Le filtre Fml est sélectionné à l'étape 27 si l'interféreur est jugé puissant (Em _>T1), et sinon (Em La logique est symétrique quand il y a plus d'énergie dans la bande supérieure que dans la bande inférieure au test 20 (Ep Em). On évalue le déséquilibre entre les deux niveaux d'énergie au test 31 à l'aide du seuil a. Si le déséquilibre est faible (Ep _a.Em et Ep _>T0, on détermine au test 35 s'il l'interféreur est puissant ou peu puissant à l'aide du seuil Ti. Le filtre Fpl est sélectionné à l'étape 37 si l'interféreur est jugé puissant (Ep _>T1), et sinon (Ep La conception des filtres F0, FmO, Fml, Fp0 et Fp1, qui chacun remplacent la cascade d'un filtre adapté et d'un filtre blanchissant repose sur une maximisation du rapport d'énergies entre la composante utile du signal et sa composante de bruit incluant les interférences dans les bandes adjacentes, avec les deux contraintes suivantes: - réponse impulsionnelle de longueur réduite pour éviter qu'il y ait trop d'étalement temporel du signal en entrée de l'égaliseur 10; - filtre à réponse en phase linéaire. Comme le filtre assure aussi la décimation du signal, sa réponse impulsionnelle al est en fait la convolution entre celle wfiltl d'un tel filtre de réjection d'interféreurs et celle bfilt d'un filtre antirepliement: ai (k) _ (wfilt; * bfilt)(k) (2) La réponse wfiltl n'est pas déterminée par un critère de blanchissage du bruit, de la forme wfilt(f)I x IN(f)I C, où wfilt(f) est la fonction de transfert du filtre (transformée de Fourier de wfilt), N(f) le spectre du bruit et C une constante, mais en traitant le problème de maximisation: max( wfilt N(f) x wfilt(f) ) (3) où U(f) désigne le spectre de la composante utile du signal S(m), tel que représenté sur la figure 2 dans le cas d'une modulation GMSK. Dans chaque cas d'interférence considéré s'ajoutant au bruit thermique NO, on détermine le spectre N(f) comme la somme du spectre blanc (NO) et de la composante d'interférence adjacente de puissance PO ou P1, le tout filtré par le filtre de réception de la chaîne analogique. On calcule alors les matrices d'autocorrélation respectives KU et KN de la composante utile et du bruit avec des dimensions égales à la longueur de la réponse du filtre, ce qui permet d'écrire le problème(3) sous la forme: wfiltH ÉKUÉwfilt" max wfilt wfiltH É KN É wfilt i (4) où (.)H représente le transposé conjugué d'un vecteur. On obtient wfilti en diagonalisant la matrice (KN-1.KU) et en prenant le vecteur propre associé à la valeur propre de plus grand module. Le fait que les nombres de lignes et de colonnes des matrices KU et KN soient pris égaux à la taille du vecteur wfilt et la structure Toeplitz de ces matrices assurent la propriété de phase linéaire ([wfilt( t)I = Iwfilt(t)I) de la solution trouvée. Le choix de cette taille de vecteur permet d'autre part de contrôler la longueur de la réponse impulsionnelle obtenue. La partie anti-repliement bfilt peut correspondre à un filtre de Hilbert lissé, défini avec un petit nombre de coefficients. La raideur spectrale du filtre de Hilbert est atténuée en pondérant sa réponse avec une fonction douce (telle qu'une gaussienne) de support court. A titre d'illustration, la figure 4 montre la densité spectrale de puissance (DSP) de la composante utile du signal dans la bande de communication (courbe en pointillés), la DSP d'une composante d'interférence dans la bande adjacente inférieure (courbe en trait mixte), la fonction de transfert wfilt1 obtenue en l'absence de bruit blanc (courbe en trait interrompu), et la fonction de transfert globale, incluant la contribution du filtre de Hilbert lissé (courbe en trait plein). La figure 5 montre les fonctions d'autocorrélation du signal d'entrée S(m) du filtre 86 (trait interrompu) et de son signal de sortie S'(n) (trait plein) dans le cas où le filtre a les paramètres correspondant à la figure 4. On voit que le filtrage introduit un étalement temporel bien maîtrisé. La méthodologie ci-dessus est appliquée pour précalculer chacun des filtres FmO, Fml, Fp0 et Fp1 avec des modèles de bruits et d'interférences adaptés. Pour le cas sans interféreurs dans les canaux adjacents (filtre FO), une possibilité est de prendre simplement le filtre de Hilbert lissé précédemment mentionné. REVENDICATIONS 1. Procédé de traitement de signal dans un récepteur de radiocommunication, comprenant les étapes suivantes: - produire un bloc de signal numérique à partir d'un signal radio reçu, le signal numérique (S(m)) ayant une composante utile dans un canal de communication occupant une bande de fréquences de communication; - estimer au moins un niveau d'interférence que présente le signal du bloc dans une bande de fréquences respective adjacente à la bande de communication; - sélectionner des paramètres de filtrage du bloc de signal sur la base au moins du niveau d'interférence estimé; - filtrer le bloc de signal avec les paramètres de filtrage sélectionnés; - analyser le signal du bloc filtré pour estimer une réponse du canal de communication; et - traiter le bloc de signal filtré dans un égaliseur de canal à l'aide de la réponse estimée. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le bloc de signal numérique (S(m)) est produit sous forme suréchantillonnée relativement à une fréquence de symboles de la composante utile, l'estimation du niveau d'interférence est opérée par analyse du signal numérique suréchantillonné, et l'étape de filtrage produit un bloc filtré composé d'un signal (S'(n)) échantillonné à ladite fréquence de symboles. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel on estime un premier niveau d'interférence (Em) dans une première bande de fréquences située au-dessous de la bande de communication et un second niveau d'interférence (En) dans une second bande de fréquences située au-dessus de la bande de communication, et on sélectionne les paramètres de filtrage du bloc de signal sur la base au moins des premier et second niveaux d'interférence estimés. 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel on estime en outre un niveau (Eo) que présente le signal (S(m)) du bloc dans la bande de communication, et ce niveau estimé dans la bande de communication intervient dans la sélection des paramètres de filtrage du bloc de signal. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les paramètres de filtrage du bloc de signal sont sélectionnés parmi plusieurs jeux de paramètres précalculés et stockés en mémoire. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les paramètres de filtrage sont contraints pour que le filtrage appliqué au bloc de signal ait une réponse en phase linéaire. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les paramètres de filtrage sont sélectionnés de façon à maximiser un rapport d'énergies entre la composante utile et une composante de bruit incluant des interférences dans des bandes de fréquences adjacentes à la bande de communication. 8. Dispositif de traitement de signal pour un récepteur de radiocommunication, comprenant: - des moyens (1-7) pour produire un bloc de signal numérique à partir d'un signal radio reçu, le signal numérique (S(m)) ayant une composante utile dans un canal de communication occupant une bande de fréquences de communication; - des moyens (81-83) d'estimation d'au moins un niveau d'interférence que présente le signal du bloc dans une bande de fréquences respective adjacente à la bande de communication; - des moyens (84) de sélection de paramètres de filtrage du bloc de signal sur la base au moins du niveau d'interférence estimé; - des moyens (86) de filtrage du bloc de signal avec les paramètres de filtrage sélectionnés; - des moyens (9) d'analyse du signal (S'(n)) du bloc filtré pour estimer une réponse du canal de communication; et - un égaliseur de canal (10) pour traiter le bloc de signal filtré à l'aide de la réponse estimée. 9. Dispositif selon la revendication 8, dans lequel le bloc de signal numérique (S(m)) est produit sous forme suréchantillonnée relativement à une fréquence de symboles de la composante utile, dans lequel les moyens d'estimation du niveau d'interférence comprennent des moyens (81-83) d'analyse du signal numérique suréchantillonné, et les moyens de filtrage (86) sont agencés pour produire un bloc filtré composé d'un signal (S'(n)) échantillonné à ladite fréquence de symboles. 10. Dispositif selon la revendication 8 ou 9, comprenant en outre une mémoire (85) où sont stockés plusieurs jeux de paramètres de filtrage précalculés, les moyens de sélection (84) étant agencés pour sélectionner les paramètres de filtrage du bloc de signal parmi les jeux de paramètres stockés. 11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 8 à 10, dans lequel les paramètres de filtrage sont contraints pour que le filtrage appliqué au bloc de signal ait une réponse en phase linéaire.