FR 2864737 A1 20050701 FR 0315415 A 20031224 MODULATEUR RF NUMERIQUE COMPRENANT UNE VOIE DE RETOUR EN PHASE OU FREQUENCE La présente invention se rapporte d'une manière générale à la modulation numérique et concerne plus particulièrement un modulateur radiofréquence (RF) numérique comprenant une voie de retour en phase ou fréquence. Un tel modulateur a pour fonction de générer un signal RF modulé en phase ou en fréquence, convenant pour l'émission radioélectrique via une antenne ou un câble. L'invention trouve des applications, en particulier, dans les émetteurs RF des stations mobiles ou des stations fixes d'un système de radiocommunications, par exemple un système de radiocommunications professionnelles (système PMR, de l'anglais Professional Mobile Radiocommunication ). Les systèmes de radiocommunications actuels utilisent classiquement, pour la transmission de données numériques codant un signal audio ou, plus généralement, des informations de toute nature, des modulations dites à enveloppe constante. Avec de telles modulations, les données émises ne sont pas portées par l'amplitude d'une porteuse RF mais par sa phase ou sa fréquence. Afin de transmettre plus d'informations à l'intérieur d'une bande de fréquence de largeur donnée, affectée à un canal de transmission, et donc d'augmenter le rendement spectral du système tout en respectant les contraintes liées au partage du spectre de fréquences, on peut aussi prévoir une modulation d'amplitude, en plus de la modulation de phase ou de fréquence. Ainsi, le signal généré par le modulateur peut présenter une modulation composite, comportant à la fois une composante de modulation de phase (composante PM, de l'anglais "Phase Modulation") ou de fréquence (composante FM, de l'anglais "Frequency Modulation"), et une composante de modulation d'amplitude (composante AM, de l'anglais "Amplitude Modulation"). Les modulateurs numériques sont maintenant une technologie bien connue dans l'état de la technique. Pour les modulations linéaires comme la modulation rr/4-DQPSK (de l'anglais "Differential Quadrature Phase-Shift Keying") ou les modulations QAM (de l'anglais " Quadrature Amplitude Modulation"), les modulations en phase et en quadrature (ou modulations IQ) sont les plus utilisées. Ces modulations I-Q utilisent deux signaux en bande de base appelés respectivement composante en phase (I) et composante en quadrature (Q), qui sont en quadrature. En variante, pour les modulations à enveloppe constante comme la GMSK (de l'anglais "Gaussian Minimum Shift Keying") ou d'autres variantes de CPM (de l'anglais "Continuous Phase Modulation"), il est fréquent d'utiliser une modulation de la fréquence par commande numérique d'un VCO (de l'anglais "Voltage Controlled Oscillator"). II est aussi connu de combiner cette modulation de fréquence avec une modulation d'amplitude selon des techniques connues sous le nom de techniques EER (de l'anglais "Enveloppe Elimination and Restoration"). Dans ce dernier type de modulateur, deux techniques sont couramment utilisées. Dans la première technique, la composante PM ou FM, ainsi qu'une composante continue correspondant à la fréquence porteuse du signal RF, sont générées en numérique puis converties en un signal analogique par un convertisseur numérique-analogique (ou DAC, de l'anglais "Digital-toAnalog Converter"). Ce signal est injecté sur l'entrée de commande (analogique) du VCO à travers un filtre passe-bas. La bande passante de ce filtre est supérieure à la largeur de la modulation, pour éviter que celle-ci ne soit distordue par le filtrage. Cette technique est bien adaptée pour autant que la pente du VCO n'est pas trop importante. Sinon, les caractéristiques de bruit large bande du DAC peuvent devenir difficile à respecter dans de bonnes conditions de coût et de consommation. De plus, il est alors nécessaire de disposer d'une boucle de retour en phase ou fréquence pour le centrage de la fréquence porteuse de la modulation. La seconde technique, connue sous le nom d'injection en deux points, divise les difficultés. En effet, la composante PM ou FM est générée en numérique puis convertie en analogique par un DAC, tandis que la composante continue est générée séparément. La composante continue est alors filtrée dans une bande très étroite, limitée seulement par les temps de commutation requis pour le changement de canal. Au contraire, la composante PM ou FM est filtrée par un filtre dont la largeur de bande est beaucoup plus importante, mais dont le gain est faible car l'excursion de tension de commande du VCO correspondant à la largeur de modulation PM ou FM est beaucoup plus faible que l'excursion de tension correspond à la composante continue, pour un balayage de l'ensemble des canaux. La tension correspondant à la composante continue peut soit être générée par un dispositif de nature analogique comme une boucle à phase asservie (ou PLL, de l'anglais "Phase Locked Loop"), soit générée en numérique puis convertie en analogique par un DAC auxiliaire appelé DAC de composante continue. Dans ce dernier cas, la difficulté est divisée car le bruit généré par le DAC de modulation est peu filtré, mais fortement atténué, tandis que le bruit généré par le DAC de composante continue est peu atténué, mais fortement filtré. Dans tous les cas, il est nécessaire d'ajuster le gain des moyens d'injection de la composante PM ou FM pour tenir compte des variations de la pente du VCO (caractéristique tension/fréquence) qui n'est généralement pas constante sur l'ensemble de la bande couverte, et qui en outre peut varier en fonction de la tension d'alimentation, de la température et du vieillissement des composants. De plus, dans le cas d'une modulation de type EER, la composante AM est générée en numérique, puis convertie par un DAC, et enfin introduite en général en faisant varier le gain d'un amplificateur de puissance (ou PA de l'anglais "Power Amplifier") de sortie du modulateur. D'autres imperfections peuvent alors intervenir comme un décalage temporel entre la composante AM et la composante PM ou FM, ainsi que des imperfections de l'amplificateur lui même comme les conversions AM-PM ou AM-FM. Il est aisé de démontrer que l'ensemble de ces imperfections peut être corrigé par modification en numérique du signal modulant, selon une technique de prédistorsion adaptative en amplitude et/ou en phase ou fréquence. Cette modification suppose l'existence d'une voie de retour permettant de comparer le signal de sortie du modulateur avec le signal voulu, cette comparaison permettant de déduire le signal modulant nécessaire à l'obtention du signal de sortie voulu. Un exemple de mise en oeuvre de cette voie de retour connu dans l'état de la technique, consiste à effectuer une démodulation I-Q du signal de sortie suivie d'une numérisation du signal en bande de base ainsi obtenu. Le signal numérisé obtenu permet, par comparaison avec le signal voulu, de déduire les prédistorsions à apporter au signal modulant via un traitement numérique adapté. Cette méthode présente néanmoins plusieurs inconvénients pratiques. Notamment, elle nécessite la réalisation d'une transposition de fréquence pour ramener le signal de sortie en bande de base (ou en fréquence intermédiaire basse). Or cette transposition nécessite la présence d'un oscillateur dont la fréquence varie en général avec la fréquence du canal, et dont la pureté spectrale doit être compatible avec les imperfections que l'on cherche à corriger. Dans le cas des modulations en bande étroite, dont les spécifications spectrales au voisinage de la porteuse sont comparativement beaucoup plus sévères que pour les modulations en bande relativement plus large, les spécifications de cet oscillateur de transposition peuvent devenir incompatibles avec une réalisation économique, un faible encombrement et une faible consommation. Une solution à première vue plus économique pour réaliser la voie de retour consiste à numériser le signal de sortie non pas sous une forme IQ, mais sous une forme Phase-Amplitude. Cette option est particulièrement attrayante dans le cas des modulations présentant une faible profondeur de modulation d'amplitude. Dans ce cas en effet, les imperfections de type conversion AM-AM sont en général négligeables, si le gain l'amplificateur de puissance de sortie est modulé par la tension de drain d'un transistor MOS (de l'anglais "Metal Oxyde Semiconductor") de puissance. II suffit alors d'un convertisseur analogique-numérique (ou ADC, de l'anglais "Analog-to-Digital Converter") de qualité assez médiocre pour la numérisation de la composante AM en sortie de l'amplificateur. En effet, le seul but recherché est le synchronisme correct entre la composante AM et la composante PM ou FM, c'est-à-dire un décalage temporel déterminé entre la composante AM mesurée en sortie de l'amplificateur et la composante AM voulue. Cette comparaison (de déphasage) ne nécessite pas de grandes performances de la part de l'ADC, ni du point de vue de la linéarité, ni du point de vue du bruit car celui- ci subit ensuite un filtrage (numérique) extrêmement sévère. L'invention se concentre exclusivement sur la voie de retour en phase ou fréquence. Celle-ci est la plus utile car elle permet de corriger la plupart des imperfections du signal de sortie: erreur sur la fréquence centrale du canal radio, erreur de la pente du VCO et donc erreur sur la largeur de la modulation de phase ou fréquence, décalage temporel entre la composante AM et la composante PM ou FM, et conversion AM-PM ou AM-FM dans l'amplificateur de puissance de sortie. Les techniques fondées sur une conversion de fréquence préalable doivent être exclues pour la même raison que celle invoquée précédemment. La conversion analogique-numérique doit donc se faire uniquement à l'aide de techniques de comptage d'impulsions, afin de permettre l'injection directe du signal de sortie dans la voie de retour du modulateur numérique. Des techniques de cette nature ont été décrites dans le brevet US 4,310,795 et dans le brevet US 6,269,135. Ces techniques ne sont toutefois pas adaptées à une détermination directe de la fréquence permettant la mise en évidence des imperfections recherchées. En effet, avec une modulation du type, par exemple, de la modulation utilisée pour la norme APCO Phase 2 (TIA-905.BAAA), la déviation de fréquence est de 4 kHz pour une fréquence porteuse de 800 MHz. Une erreur de 290sur la pente du VCO, quia des effets préjudiciables sur la qualité du spectre, correspond donc à un décalage en fréquence de 80 Hz, c'est-à-dire à 10-' par rapport à la fréquence porteuse. II faut donc mettre en évidence une différence de comptage de une impulsion toutes les 10 millions (0,1 ppm). A cet effet, le pas de quantification proposé dans le brevet US 6,269,135 est inapproprié. Pour réduire cet inconvénient, le besoin existe d'une technique de transposition de fréquence permettant de diminuer la valeur de la fréquence porteuse sans en diminuer la déviation est souhaitable pour augmenter la finesse de la modulation. A cet effet, un premier aspect de l'invention propose un modulateur numérique comprenant une voie de modulation de phase ou fréquence assurant la transposition montante d'une composante de modulation de phase ou fréquence de la bande de base sur une porteuse radiofréquence, et une voie de retour en phase ou fréquence assurant la transposition descendante de la composante de modulation de phase ou fréquence à partir de la porteuse radiofréquence modulée. La voie de retour en phase ou fréquence comprend: - un coupleur agencé pour obtenir un premier signal reflétant la porteuse radiofréquence modulée; - un diviseur de fréquence à rapport de division variable, avec une entrée recevant ledit premier signal, une entrée de commande du rapport de division recevant un signal d'embrouillage, et une sortie délivrant un second signal correspondant audit premier signal divisé ; - un compteur d'impulsions, avec une entrée de comptage recevant ledit second signal, une entrée d'initialisation recevant un signal de référence périodique, et une sortie délivrant une valeur de comptage à chaque période dudit signal de référence, ladite valeur de comptage correspondant au nombre d'impulsions dudit second signal reçues pendant une période dudit signal de référence; - un soustracteur numérique, avec une première entrée recevant ladite valeur de comptage, une seconde entrée recevant une valeur constante (No) associée à la fréquence centrale du canal radio, et une sortie délivrant un signal mesuré. Le signaÎ d'embrouillage est généré par un générateur Sigma-Delta de telle sorte que la relation suivante soit satisfaite: Fo = Fref x No x n où Fo est la fréquence centrale du canal radio, où Fref est ladite fréquence de référence, où No est ladite valeur constante associée à la fréquence centrale du canal radio, et où n est la valeur moyenne du rapport de division du diviseur de fréquence à rapport de division variable. L'invention repose ainsi sur une technique similaire à la technique d'embrouillage ("dithering" en anglais), qui est classique pour la conversion analogique-numérique des tensions. En ajoutant un bruit hors de la bande du signal utile permet de mettre en évidence des signaux dont l'amplitude est beaucoup plus faible que le pas de quantification d'un convertisseur analogique-numérique. La technique décrite par la présente invention utilise une méthode de conversion de fréquence purement numérique, qui crée un bruit hors bande du signal utile, lequel est ensuite filtré, mais qui permet de mettre en évidence des signaux présentant une très faible déviation de phase ou de fréquence par rapport à la fréquence de la porteuse radiofréquence. Dans un mode de réalisation, la voie de retour en phase ou fréquence comprend en outre un module de traitement numérique, avec une entrée recevant le signal mesuré, et au moins une sortie délivrant une commande d'au moins un paramètre de la voie de modulation de phase ou fréquence. De préférence, la voie de retour en phase ou fréquence comprend en outre au moins un filtre de décimation, disposé entre la sortie du diviseur numérique et le module de traitement numérique, et adapté pour extraire la composante continue du signal mesuré. Le module de traitement numérique peut être adapté pour calculer une fonction de corrélation entre le signal mesuré et la composante de modulation de phase ou fréquence. Lorsque la voie de modulation en phase ou fréquence comprend un module de prédistorsion adaptative en phase ou fréquence, la commande de correction des imperfections de la voie de modulation de phase ou fréquence peut être adaptée pour modifier certains au moins des coefficients de prédistorsion du module de prédistorsion, afin de corriger les non- linéarités en phase ou fréquence. En variante ou en complément, le module de traitement numérique peut être adapté pour modifier la valeur No et/ou la valeur 1-i, afin d'assurer le centrage de la porteuse radiofréquence sur la fréquence centrale du canal souhaitée. Lorsque le modulateur comprend une voie de modulation d'amplitude assurant la transposition montante d'une composante de modulation d'amplitude de la bande de base sur la porteuse radiofréquence, le module de traitement numérique peut être adapté pour calculer une fonction de corrélation entre le signal mesuré et la composante de modulation d'amplitude, et pour générer en conséquence une commande de correction d'au moins un paramètre de la voie de modulation de phase ou fréquence et/ou de la voie de modulation d'amplitude, afin de compenser un décalage temporel entre la composante de modulation de phase ou fréquence d'une part, et la composante de modulation d'amplitude d'autre part. Dans ce cas, la voie de modulation de phase ou fréquence et la voie de modulation d'amplitude sont agencées selon une technique EER présentée plus haut. De préférence, le générateur Sigma-Delta est un générateur Sigma-10 Delta d'ordre 5, à 1 bit. Un deuxième aspect de l'invention concerne un émetteur radiofréquence comprenant un modulateur selon le premier aspect. Selon un troisième aspect de l'invention, il est proposé un terminal mobile d'un système de radiocommunications, comprenant un émetteur radiofréquence selon le deuxième aspect. Enfin, un quatrième aspect de l'invention se rapporte à une station de base d'un système de radiocommunications, comprenant un émetteur radiofréquence selon le deuxième aspect. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels: - la figure 1 est un schéma-bloc d'un exemple de réalisation d'un modulateur selon la présente invention; - la figure 2 et la figure 3 sont des graphes du signal d'embrouillage 25 généré par le spectre du générateur Sigma-Delta; - la figure 4 et la figure 5 sont des graphes du signal mesuré par la voie de retour de phase ou fréquence dans un exemple de modulateur selon la présente invention; - la figure 6 et la figure 7 sont des graphes de la fonction de corrélation entre le signal mesuré par la voie de retour de phase ou fréquence et la composante de modulation de fréquence ou phase d'origine, après une opération de filtrage et de décimation dudit signal mesuré, pour un exemple de modulateur selon la présente invention; - la figure 8 est un graphe de la même fonction, mais après plusieurs opérations de filtrage et de décimation du signal mesuré ; et, - la figure 9 est un graphe montrant la variation de la fonction de corrélation précitée en fonction du temps, lorsque la pente du VCO est égale à une valeur nominale et lorsqu'elle est modifiée de 2% par rapport à cette valeur nominale. Le schéma-bloc de la figure 1 illustre un exemple modulateur selon un mode de réalisation de la présente invention. Le modulateur comprend une voie de modulation de fréquence et une voie de modulation d'amplitude agencées selon une technique EER. Ces deux voies reçoivent par exemple l'information de modulation sous la forme d'un signal numérique en phase I et d'un signal numérique en quadrature Q. Ces signaux sont convertis par un module de conversion 11, en une composante de modulation d'amplitude AM et une composante de modulation de fréquence FM (ou une composante de modulation en phase PM, ce qui revient au même). Un module 12 de prédistorsion adaptative en amplitude et en fréquence, reçoit les composantes AM et PM en entrée, et délivre en sortie des composantes respectivement AM' et FM', correspondant aux composantes AM et FM prédistordues. Le module 12 opère une prédistorsion en numérique. Cette prédistorsion est dite adaptative en ce sens que les coefficients de prédistorsion utilisés sont'adaptatifs. Un module d'interpolation 13 reçoit ensuite les composantes AM' et FM' en entrée, et délivre en sortie des composantes respectivement AM" et FM", correspondant aux composantes AM' et FM' sur-échantillonnées par interpolation. La fonction du module 13 est d'augmenter la vitesse de fonctionnement de la partie aval du modulateur par rapport à la partie amont. La composante AM" est convertie en un signal analogique SAM, au moyen d'un convertisseur numérique-analogique 14a suivi d'un filtre passe-bas 15a. Le convertisseur 14a est par exemple un convertisseur Sigma-Delta à 1 bit. Le filtre 15a est par exemple un filtre analogique RLC du deuxième ou du troisième ordre. De même, la composante FM" est convertie en un signal analogique SFM, au moyen d'un convertisseur numérique-analogique 14b suivi d'un filtre passebas 15b. Le convertisseur 14b est par exemple un convertisseur SigmaDelta à 1 bit. Le filtre 15b est par exemple un filtre analogique RLC du deuxième ou du troisième ordre. Le signal SFM est fourni sur une première entrée d'un sommateur 17 (additionneur analogique). Le modulateur comprend en outre un registre 10 stockant une valeur numérique Fo. La valeur Fo correspond à la fréquence centrale d'un canal radio géré par le modulateur. En pratique, le registre 10 stocke une pluralité de valeurs telles que la valeur Fo, correspondant respectivement aux fréquences centrales des différents canaux radio gérés par le modulateur. La valeur Fo est convertie en un signal analogique SR), au moyen d'un convertisseur numérique-analogique 14c suivi d'un filtre passe-bas 15c. Le convertisseur 14c est par exemple un convertisseur Sigma-Delta à 1 bit. Le filtre 15c est par exemple un filtre analogique RLC du deuxième ou du troisième ordre. Le signal SR) est délivré sur une seconde entrée du sommateur 17. Le sommateur 17 délivre en sortie un signal Svco qui contient ainsi la composante continue correspondant à la fréquence centrale du canal radio ainsi que la composante de modulation de fréquence. Le signal Svco est fourni en entrée d'un VCO 18, qui assure la transposition montante de la voie de modulation de fréquence, c'est-àdire la conversion de fréquence à partir de la bande de base vers la porteuse RF. Dit autrement, le VCO 18 associé au sommateur 17, réalise l'injection de la composante de modulation de fréquence FM dans un signal RF correspondant à la porteuse RF pour le canal radio considéré, dont la fréquence centrale est déterminée par Fo. Le signal délivré par le VCO 18 est fourni en entrée d'un amplificateur de puissance 19 qui délivre en sortie un signal Sout. Le signal Sout est un signal RF qui convient pour l'émission radioélectrique via une antenne 20 en entrée de laquelle il est délivré. La composante de modulation d'amplitude est injectée dans le signal Sout en commandant le gain de l'amplificateur 19. A cet effet, le signal SAM est fourni sur une entrée de commande de gain de l'amplificateur 19. Le modulateur comprend aussi une voie de retour en fréquence, qui assure la transposition descendante, c'est-à-dire de la porteuse RF vers la bande de base. Cette voie de retour a pour fonction de récupérer la modulation de fréquence à partir du signal Sout qui correspond à la porteuse RF modulée. Le but est de comparer la modulation de fréquence réellement présente dans le signal Sout à la modulation de fréquence voulue, pour en déduire des commandes de correction d'imperfections à appliquer à l'une et/ou à l'autre des voies de modulation. Ces corrections permettent en particulier de corriger des non-linéarités en phase dues à des variations de la pente du VCO, des conversions AM/PM, et un retard entre la composante de modulation d'amplitude et la composante de modulation de fréquence, qui seraient générées dans les voies de modulation. On notera que le modulateur peut également comprendre une voie de retour en amplitude, laquelle ne fait pas l'objet de la présente description. Dans la description du fonctionnement de la voie de retour en fréquence qui va suivre, les signaux sont confondus avec leur fréquence. La voie de retour en fréquence comprend un coupleur 21 agencé de manière à prélever une partie de la puissance du signal Sout en sortie du modulateur. On obtient ainsi un signal à radiofréquence F reflétant le signal Sout, et, qui contient en particulier la modulation de fréquence. Ce signal F est fourni en entrée d'un diviseur de fréquence à rapport de division variable 23, à travers un atténuateur 22. L'atténuateur 22 a pour fonction d'amener le signal F à un niveau de puissance convenant au fonctionnement du diviseur 23. L'atténuateur 22 peut aussi éliminer les variations d'amplitude du signal F dû à la modulation d'amplitude qu'il contient par ailleurs. Typiquement, le diviseur 23 divise la fréquence du signal reçu en entrée par n ou n+1, où n est un nombre entier déterminé, en fonction de la valeur par exemple respectivement 1 ou 0, d'un signal de commande Sdiv reçu sur une entrée de commande du rapport de division. Dans un exemple, n est égal à 4. Ainsi, le diviseur 23 divise soit par 4, soit par 5, selon la valeur du signal Sdiv. On note n la valeur moyenne du rapport de division du diviseur 23. Le signal F en sortie du diviseur 23 est fourni sur l'entrée de comptage n d'un compteur d'impulsions 25. Le compteur d'impulsions 25 reçoit un signal périodique Fref à une fréquence Fref sur une entrée d'initialisation. Le compteur d'impulsions 25 est adapté pour compter, sans débordement, le nombre d'impulsions du signal n pendant une période du signal Fref. La valeur de comptage N ainsi obtenue est stockée, à chaque période du signal Fref, dans un registre 26. Le nombre N est donné par la relation suivante: N= F n x Fref On notera que le nombre de bits du compteur d'impulsions 25 est suffisant pour compter sans débordement toutes les impulsions à la fréquence maximale Fmax autorisée en sortie du modulateur après division par le rapport minimum n du diviseur 23 et ce, pendant une période de la fréquence de référence Fref. Par exemple, pour une fréquence de référence Fref égale à 6,5 MHz et pour n égal à 4, un compteur à 5 bits permettra de traiter une fréquence du signal de sortie Sout allant jusqu'à : Fmax = 32 x 4 x 6,5 MHz = 832 MHz (2) A chaque impulsion du signal de référence Fref, le contenu du compteur d'impulsions 25 est chargé dans un registre. A chaque instant, la valeur N stockée dans le registre 26 est fournie sur une première entrée d'un soustracteur numérique 27. Comme les impulsions sortant du diviseur 23 sont asynchrones par rapport au signal de référence Fref, un dispositif anticoïncidence bien connu de l'homme du métier, sera utilisé pour générer l'impulsion de transfert de la valeur N stockée dans le registre 26 vers le soustracteur 27. Par exemple, cette impulsion peut être générée après un intervalle de temps fixe suivant la première impulsion complète, suivant le front montant de l'impulsion Fref. Cet intervalle de temps fixe est choisi de telle sorte que l'état du compteur (1) 2864737 13 d'impulsions 25 soit stable. Ainsi le soustracteur 27 contient une donnée valide sur le front descendant de l'impulsion Fref. Pour permettre la mise en oeuvre de l'invention, la fréquence de canal Fo est liée à la fréquence Fref et à la valeur moyenne n du rapport de division du diviseur 23 par la relation suivante: Fo = Fref x No x n (3) où No est une valeur, correspondant de préférence à un nombre entier, stockée dans le registre 10. A chaque instant, le nombre No est fourni sur une seconde entrée du soustracteur numérique 27. La valeur No est alors soustraite de la valeur N contenue dans le registre 26. La sortie du soustracteur numérique 27 délivre une valeur numérique N - No telle que: N - No=_F - Fo (4) n x Fref Dit autrement, le résultat N - No de la soustraction est un signal 15 mesuré qui correspond, au facteur 1 x Fref près, à l'écart de fréquence n F - Fo c'est-à-dire à la modulation de fréquence réellement présente dans le signal RF de sortie Sout. Les moyens de la voie de retour en fréquence décrits ci-dessus permettent donc de récupérer la modulation de fréquence réellement présente dans le signât de sortie Sout II suffit alors de comparer le signal mesuré N - No à la composante de modulation de fréquence FM d'origine, pour détecter des imperfections en fréquence du modulateur. Dans le cas où l'on considère une modulation en phase au lieu d'une modulation de fréquence, il suffit de prévoir une étape préalable d'intégration du signal mesuré N - No dans le module de traitement 29. Le signal N - No intégré peut alors être comparé à la composante de modulation de phase PM pour détecter des imperfections en phase du modulateur. Le signal Sdiv, qui commande la valeur du rapport de division n ou n+1 du diviseur 23, est produit à l'aide d'un dispositif 24 qui est ici un générateur Sigma-Delta (E-A) à 1 bit. Ce dispositif 24 reçoit en entrée la valeur Fref x No x n stockée dans le registre 10. Dit autrement, la valeur N No obtenue en sortie du soustracteur 27 est l'approximation E A, de la modulation de fréquence réellement présente dans le signal RF de sortie Sout. Le signal Sdiv est un signal d'embrouillage ("Dithering Signal" en anglais), qui permet, de façon connue en soit, de mettre en évidence des petits effets présents dans un signal. Dans l'application qui en est faite ici, l'effet d'embrouillage ainsi obtenu permet de mettre en évidence la modulation de fréquence et les distorsions correspondantes dans le signal F. En effet, le caractère pseudo-aléatoire (et donc non régulier) des intervalles de temps entre les impulsions du signal F en sortie du diviseur 23, provoque l'apparition n d'une variation de la distribution statistique des valeurs de comptage N, laquelle permet de détecter des variations de fréquence bien plus faibles que celles que l'on peut détecter par une méthode de comptage régulier telle que celles employées dans l'art antérieur cité en introduction. La figure 2 donne le spectre du signal Sdiv généré par le dispositif Sigma-Delta 24, et la figure 3 montre la partie centrale de ce spectre pour plus de détails, dans un exemple donné. Dans cet exemple, la fréquence centrale Fo du canal est égale à 807 MHz, la fréquence de référence Fref est égale à 6,5 MHz, No est égal à 31, n ést égal à 4 et n est dons égal à 4,004962779. En variante, on aurait également pu choisir une valeur No égale à 30, n étant alors égal à 4,138461538. On peut voir en particulier sur le graphe de la figure 3, que le spectre du dispositif Sigma-Delta 24 présente une profondeur d'environ 140 dB, avec néanmoins une bande utile dont la largeur est d'environ 8 kHz. Ces caractéristiques permettent de détecter une distorsion de l'ordre de 80 Hz, représentant 1% de la largeur de bande de 8 kHz du canal radio, sur une porteuse RF à environ 800 MHz. La valeur F Fo délivrée par la sortie du diviseur numérique 27 est fournie en entrée d'un module de traitement numérique 29 à travers un ensemble de filtres de décimation 28. Les filtres 28 effectuent des opérations de filtrage et de décimation successives, afin d'éliminer le bruit hors bande introduit par le dispositif Sigma-Delta 24 via le diviseur 23. Dit autrement, ces opérations ont pour but d'extraire la composante continue (à f=0) du signal mesuré N - No. Le module de traitement numérique 29 a pour fonction de détecter des imperfections du modulateur et de générer des commandes de correction CTRL de paramètres de la voie de modulation de fréquence et/ou de la voie de modulation d'amplitude en conséquence. Les détections sont réalisées, à partir de la valeur F - Fo d'une part, et des composantes de modulation FM et/ou AM souhaitées d'autre part. En particulier, le module 29 est adapté pour modifier les coefficients de prédistorsion adaptative du module 12. En cas de décalage par rapport à la fréquence centrale Fo du canal radio, il peut aussi modifier la valeur No et/ou la valeur n, qui sont stockées dans le registre 10. Une technique de comptage simple comme celle envisagée dans l'art antérieur cité en introduction ne fait apparaître une seule différence de comptage qu'au bout de 10 millions d'impulsions (l'inverse de 0,1 ppm), c'est-à-dire à une fréquence de récurrence d'environ 80 Hz lorsque Fo (et donc Sout) est de l'ordre de 800 MHz. Il est donc très difficile de mettre ainsi en évidence la moindre distorsion sur un signal modulant SFM dont la fréquence est de 8 kilo-symboles par seconde. Au contraire, les bonnes performances à cet égard du modulateur selon l'invention vont maintenant être commentées en référence aux graphes des figures 4 à 9. Le graphe de la figure 4 donne le spectre du signal mesuré N - No, et la figure 5 montre la partie centrale de ce spectre. Dans cette configuration particulière, le diviseur 23 est commandé par un générateur E-A d'ordre 5. Le signal d'entrée est un signal modulé en fréquence par un signal sinusoïdal de 2 kHz avec une déviation maximale de 3 kHz. En effectuant dans le module 29 le calcul de la fonction de corrélation entre le signal mesuré N - No et le signal modulant FM, notée (N - No) FM, 30 on peut déterminer l'erreur de pente de l'oscillateur 18. Les figures 6 et 7 montrent le résultat de la corrélation (N - No) FM après la première étape de filtrage et de décimation mise en oeuvre dans l'ensemble de filtres 28, dans un exemple déterminé. Dans cet exemple, la déviation de fréquence totale est de 3 kHz. La composante continue de la fonction de corrélation (N - No) FM est proportionnelle à la pente du VCO. La figure 7, qui montre le détail de la courbe de la figure 6, permet de constater le bon rapport signal à bruit qui est obtenu. La figure 8 donne une courbe comparable à celle illustrée par les figures 6 et 7, mais correspond à la corrélation (N - No) FM après la totalité des différentes étapes de filtrage et de décimation mise en oeuvre dans l'ensemble de filtres 28. Enfin, la courbe de la figure 9 représente le résultat de la corrélation (N - No) FM (après l'ensemble des étapes de filtrage et de décimation) lorsque la pente est la pente nominale, et lorsque cette pente augmente de 2%, c'est-à-dire lorsque la déviation est 3,06 kHz. Cette courbe illustre la rapidité de la détection d'une variation aussi minime que 2% de la pente du VCO. En effet, considérant que le changement de valeur de la pente du VCO a lieu à l'instant t=0, on peut voir que cette variation est sensible après quelques millisecondes seulement. On appréciera que d'autres imperfections de la voie de modulation peuvent être détectées à partir du signal N - No. Par exemple, en effectuant dans le module 29 le calcul de la fonction de corrélation entre le signal mesuré N - No et le signal de modulation d'amplitude AM, notée (N - No) AM, on peut déterminer les conversions AM/PM. De même, en effectuant dans le module 29 le calcul de la fonction de 25 corrélation entre le signal mesuré N - No et la dérivée du signal de modulation de fréquence FM, notée (N - No) dtt, on peut déterminer le retard de la composante de modulation de fréquence dans le signal radiofréquence de sortie. REVENDICATIONS 1. Modulateur numérique comprenant une voie de modulation de phase ou fréquence assurant la transposition montante d'une composante de modulation de phase ou fréquence (FM) de la bande de base sur une porteuse radiofréquence (Fo), et une voie de retour en phase ou fréquence assurant la transposition descendante de la composante de modulation de phase ou fréquence à partir de la porteuse radiofréquence modulée (Sout), dans lequel la voie de retour en phase ou fréquence comprend: - un coupleur agencé pour obtenir un premier signal (F) reflétant la porteuse radiofréquence modulée; - un diviseur de fréquence (23) à rapport de division variable, avec une entrée recevant ledit premier signal, une entrée de commande du rapport de division recevant un signal d'embrouillage (Sdiv), et une sortie délivrant un second signal (F) correspondant audit premier signal divisé ; n - un compteur d'impulsions, avec une entrée de comptage recevant ledit second signal, une entrée d'initialisation recevant un signal de référence périodique (Fref), et une sortie délivrant une valeur de comptage (N) à chaque période dudit signal de référence, ladite valeur de comptage correspondant au nombre d'impulsions dudit second signal reçues pendant une période dudit signal de référencé ; - un soustracteur numérique, avec une première entrée recevant ladite valeur de comptage, une seconde entrée recevant une valeur constante (No) associée à la fréquence centrale du canal radio, et une sortie délivrant un signal mesuré (N No), et dans lequel le signal d'embrouillage est généré par un générateur 25 Sigma-Delta (24) de telle sorte que la relation suivante soit satisfaite: Fo Fref x No x ii où Fo est la fréquence centrale du canal radio, où Fref est ladite fréquence de référence, où No est ladite valeur constante associée à la fréquence centrale du 30 canal radio, et où n est la valeur moyenne du rapport de division du diviseur de fréquence à rapport de division variable. 2. Modulateur numérique selon la revendication 1, dans lequel la voie de retour en phase ou fréquence comprend en outre un module de traitement numérique, avec une entrée recevant le signal mesuré, et au moins une sortie délivrant une commande d'au moins un paramètre de la voie de modulation de phase ou fréquence. 3. Modulateur numérique selon la revendication 2, dans lequel la voie de retour en phase ou fréquence comprend en outre au moins un filtre de décimation (28), disposé entre la sortie du diviseur numérique et le module de traitement numérique, et adapté pour extraire la composante continue du signal mesuré. 4. Modulateur numérique selon la revendication 2 ou la revendication 3, dans lequel le module de traitement numérique est adapté pour calculer une fonction de corrélation entre le signal mesuré et la composante de modulation de phase ou fréquence. 5. Modulateur numérique selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, dans lequel la voie de modulation en phase ou fréquence comprend un module (12) de prédistorsion adaptative en phase ou fréquence, et dans lequel la commande de correction des imperfections de la voie de modulation de phase ou fréquence est adaptée pour modifier certains au moins des coefficients de prédistorsion du module de prédistorsion. 6. Modulateur numérique selon l'une quelconque des revendications 2 à 5, dans lequel le module de traitement numérique est adapté pour modifier la 30 valeur No et/ou la valeur n. 7. Modulateur numérique selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, comprenant en outre une voie de modulation d'amplitude assurant la transposition montante d'une composante de modulation d'amplitude (AM) de la bande de base sur la porteuse radiofréquence, et dans lequel le module de traitement numérique est adapté pour calculer une fonction de corrélation entre le signal mesuré et la composante de modulation d'amplitude, et pour générer en conséquence une commande de correction d'au moins un paramètre de la voie de modulation de phase ou fréquence et/ou de la voie de modulation d'amplitude. 8. Modulateur numérique selon la revendication 7, dans lequel la voie de modulation de phase ou fréquence et la voie de modulation d'amplitude sont agencées selon une technique EER. 9. Modulateur numérique selon la revendication l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le générateur E-A est un générateur Sigma-Delta d'ordre 5, à 1 bit. 10. Emetteur radiofréquence comprenant un modulateur selon l'une 20 quelconque des revendications précédentes. 11. Terminal mobile d'un système de radiocommunications, comprenant un émetteur radiofréquence selon la revendication 10. 12 Station de base d'un système de radiocommunications, comprenant un émetteur radiofréquence selon la revendication 10.