FR 2861849 A1 20050506 FR 0452447 A 20041027 30 Domaine de l'invention La présente invention concerne un dispositif pour saisir, détecter/ou exploiter au moins un objet, notamment dispositif radar impulsionnel, dans lequel une plage de saisie ou une fenêtre de détec- s fion est déplacée dans une plage de mesure avec une vitesse de balayage, comprenant: a) au moins un premier oscillateur notamment un oscillateur à micro- b) onde générant des premiers signaux d'oscillateur, au moins un chemin d'émission en aval du premier oscillateur et ayant: bi) au moins un commutateur impulsionnel d'émission notamment réalisé comme modulateur impulsionnel, recevant les premiers signaux d'oscillateur pour générer des signaux haute fréquence à modulation impulsionnelle et b2) au moins une antenne d'émission en aval du commutateur impulsionnel d'émission pour émettre les signaux haute fréquence du commutateur impulsionnel d'émission, c) au moins un chemin de réception en aval du premier oscillateur en particulier un chemin de réception ayant: cl) au moins une antenne de réception pour recevoir les signaux réfléchis par l'objet, c2) au moins un mélangeur I/Q en aval de l'antenne de réception pour mélanger: c2.1) les signaux de l'antenne de réception appliqués à la première entrée du mélangeur I/Q, c2.2) aux premiers signaux de l'oscillateur appliqué à la seconde entrée du mélangeur I/Q, c3) au moins un computateur impulsionnel de réception en aval de l'antenne de réception, d) au moins un générateur de cadence notamment un générateur basse fréquence pour générer des signaux de cadence appliqués à la fois au commutateur impulsionnel d'émission et au commutateur impulsionnel de réception, e) au moins une unité de temporisation d'impulsion entre le générateur de cadence et le commutateur impulsionnel de réception pour temporiser d'une manière définie dans le temps les signaux de cadence appliqués au commutateur impulsionnel de réception par rapport aux signaux de cadence commandant le commutateur impulsionnel d'émission, et f) au moins un circuit de réception notamment un circuit de réception BF pour exploiter et traiter les signaux reçus. La présente invention concerne également un procédé de saisie de détection/d'exploitation d'au moins un objet, selon lequel on déplace une fenêtre de détection avec une vitesse de balayage sur une plage de mesure, comprenant les étapes suivantes: on forme des premiers signaux d'oscillateur à l'aide d'un premier os- cillateur notamment un oscillateur micro-onde, on génère des signaux haute fréquence à modulation d'impulsion à l'aide d'un premier commutateur d'impulsion d'émission recevant les signaux du premier oscillateur, on émet les signaux haute fréquence générés par le commutateur impulsionnel d'émission à l'aide d'au moins une antenne en aval du commutateur impulsionnel d'émission, on reçoit les signaux réfléchis par l'objet à l'aide d'une antenne de réception, on mélange les signaux reçus par l'antenne de réception et appliqués à la première entrée d'au moins un mélangeur I/Q en aval de l'antenne de réception avec les signaux du premier oscillateur appliqués à la seconde entrée, on génère des signaux de cadence appliqués à la fois au commutateur impulsionnel d'émission et au commutateur impulsionnel de réception relié à l'antenne de réception, ces signaux étant fournis par un générateur de cadence notamment un générateur BF, on retarde d'un temps défini les signaux de cadence commandant le commutateur impulsionnel de réception par rapport aux signaux de cadence commandant le commutateur impulsionnel d'émission à l'aide d'au moins une unité de temporisation d'impulsion installée entre le générateur de cadence et le commutateur impulsionnel de réception, on exploite et on poursuit le traitement des signaux reçus à l'aide d'un circuit de réception notamment d'un circuit BF. s Etat de la technique La détection du champ environnant d'un moyen de déplacement en particulier d'un véhicule automobile peut se faire en principe à l'aide d'un lidar ou d'un radar ou encore par un système vidéo ou par des ultrasons. Ainsi le document DE 42 42 700 décrit un système de détection d'objets avec un capteur radar à micro-onde. Celui-ci permet la saisie en particulier d'objets situés en amont à grande distance par rapport à un véhicule. Ce capteur radar fait partie d'un système de sécurité du véhicule dans lequel des informations concernant la distance et la vitesse relative du véhicule par rapport au véhicule en amont dans une certaine plage angulaire sont traitées. Le document DE 44 42 189 Al décrit un système de me-sures de distance dans la zone environnante de capteurs de véhicules automobiles équipés d'unité d'émetteur et d'unité de récepteur servant à la fois à l'émission et à la réception d'information. A l'aide de la télémétrie ou mesure de distance selon le document DE 44 42 189 Al, on peut activer des moyens de protection faciles pour le véhicule par exemple pour un choc frontal, latéral ou arrière. En échangeant les informations saisies on ne peut juger de la si- tuation de circulation pour activer des systèmes de déclenchement correspondants. Selon le document DE 196 16 038 Al, on connaît un système de détection d'objets selon lequel un émetteur optique génère un faisceau lumineux avec un angle d'émission variable et un récepteur optique à résolution angulaire reçoit le faisceau. Le faisceau lumineux émis est modulé de façon à permettre d'utiliser la différence de phase entre le faisceau lumineux émis et le faisceau lumineux reçu jusqu'à une certaine distance pour déterminer également la position de l'objet dans la plage angulaire du faisceau lumineux émis. Le document DE 196 22 777 Al décrit un système de capteurs pour déterminer automatiquement la position relative de deux objets. Ce système conventionnel de capteurs se compose de la combinaison d'un capteur indépendant de l'angle et d'un capteur dépendant de l'angle. Le capteur sans résolution angulaire est ainsi indépendant de l'angle et un capteur exploitant la mesure du temps de parcours pour déterminer la distance d'un objet. Comme capteur envisageable il y a les capteurs radars, les capteurs lidars ou les capteurs à ultrasons. Le capteur dépendant de l'angle se compose d'une dispo- sition géométrique d'émetteur et de récepteur optoélectronique disposé sous la forme de barrière lumineuse. Les capteurs qui couvrent tous deux une plage de détection commune sont très rapprochés dans l'espace. Pour déterminer une position relative par rapport à l'objet, à l'aide du capteur indépendant de l'angle on détermine la distance de l'objet; à l'aide du capteur à résolution angulaire on détermine l'angle par rapport à l'objet. A partir de la distance et de l'angle de l'objet on connaît la position relative de l'objet. Comme variante du montage évoqué des émetteurs et récepteurs optoélectroniques on propose l'utilisation de deux capteurs qui déterminent en combinaison selon le principe des triangulations, l'angle par rapport à l'objet. Selon le document DE 199 49 409 Al, on connaît un procédé un dispositif de détection d'un objet à l'aide d'au moins deux capteurs à résolution de distance équipant un véhicule automobile et dont les plages de détection se chevauchent au moins partiellement. Ainsi selon le document DE 199 49 409 Al, on a prévu des moyens permettant de déterminer les positions relatives d'objets éventuellement détectés par rapport aux capteurs dans la plage de chevauchement en utilisant le principe de la triangulation; des objets ap- parents, éventuels résultant de la détermination de l'objet peuvent se déterminer par une observation dynamique du ou des objets. Le document DE 100 11 263 Al décrit un système de détection d'objets notamment pour un véhicule automobile. Ce système de détection d'objets comporte plusieurs détecteurs d'objets/ou travaille selon différents modes de fonctionnement permettant des plages de détection différente/ou des portées de détection différente. Ainsi selon le document DE 100 11 263 Al, le détecteur d'objets peut être un détecteur ou capteur radar qui, dans un premier mode de fonctionnement présente une portée de détection relativement importante pour une plage de détection angulaire relativement faible et dans un second mode de fonctionnement il présente une portée de détection relativement faible pour une plage de saisie angulaire augmentée. De plus il est connu de façon générale d'effectuer une mesure de distance ou télémétrie à l'aide d'un radar pulsé selon lequel une impulsion porteuse est émise avec une oscillation électromagnétique dans le domaine des giga Hertz avec une enveloppe rectangulaire. Cette impulsion porteuse est réfléchie par l'objet cible et à l'aide de la durée comprise entre l'émission de l'impulsion et le retour du faisceau réfléchi on peut déterminer l'éloignement de l'objet ou de la cible et avec des limitations et en utilisant l'effet Doppler on peut également déterminer la vitesse relative de l'objet cible. Sur le document DE 199 26 787 Al, on connaît une telle inflation à radar pulsé ou radar impulsionnel. Un commutateur d'émission est commuté par l'impulsion d'un générateur de façon à laisser passer pendant la durée de l'impulsion, une onde à haute fréquence générée par un oscillateur et qui est transmise à l'antenne d'émission par l'aiguillage du commutateur d'émission. Selon ce document DE 199 26 787 Al, dans la partie réception on reçoit le signal de sortie du générateur. Le signal de réception c'est-à-dire l'impulsion radar réfléchie par l'objet est mélangé au signal de l'oscillateur et transmis à un mélangeur par le commutateur de réception et cela pendant une fenêtre de temps prédéfini. Le signal ainsi obtenu est exploité. Le document US 6 067 040 utilise un commutateur d'émission commuté par l'impulsion d'un générateur. Pour la réception des impulsions radars réfléchies on a prévu des trains séparés pour les signaux I/Q (signaux en phase et signaux en quadrature). Comme pour l'installation radar pulsée selon le document DE 199 26 787 Al, le document US 6.067.040 ne mélange le signal de réception que pendant la fenêtre de temps prédéfinie et exploite ce signal; pour cela il est prévu un modulateur d'impulsion ou ccrn- mutateur d'impulsion, du côté de la réception en amont d'un diviseur de puissance prévu pour répartir le signal LO (signal d'oscillateur local) vers le mélangeur entre les branches I/Q du côté de la réception (branche en phase et en quadrature). Mais cette solution a l'inconvénient de ne pas réaliser un io système à réception multiple et de ne pas permettre une exploitation simultanée de plusieurs cellules de réception différente. La solution proposée par le document DE 101 42 170 Al prévoit au contraire deux modulateurs impulsionnels du côté de la réception, modulateurs commandés séparément et par lesquels on corn- mute le signal continu de la source haute fréquence qui commande également le modulateur impulsionnel du côté de l'émission vers un mélangeur du côté de la réception. Contrairement à la proposition du document US 6 067 040 cela signifie que chaque mélangeur dans une branche de réception peut recevoir à des instants différents le signal de la source haute fréquence et être lié dans à ce signal permet des modes de fonctionnement différents qui peuvent être commutés d'une manière relativement simple. Un principe de mesure fondé sur l'émission d'impulsion est par exemple connu selon le manuel: Albrecht Ludloff, Handbuch Radar und Radarsignalverarbeitung , pages 2-21 à 2-44, ViewegVerlag, 1933. Comme autre documentation on peut se reporter au manuel Merrill Ivan Skolnok, Introduction to Radar Systems , pages 74 ff, Mc Graw-Hill. Pour garantir la commande du système de protection des passages évoqués ci-dessus dans un véhicule automobile, on utilise en général un grand nombre de capteurs radars pour les différentes situations conflictuelles dans la plage de l'environnement du véhicule auto-mobile; par exemple s'il faut une détection anticipée de collision (détection de précollision), pour permettre une saisie anticipée d'un ob- jet représentant un risque de collision pour les passagers du véhicule. Cette solution doit permettre d'activer des systèmes de protection tels que des coussins gonflables, des tendeurs de ceinture ou des coussins latéraux suffisamment à temps pour arriver à l'effet de protection le plus grand possible. La saisie ou la surveillance des situations de circulation en particulier dans la zone proche du véhicule automobile peut en outre être utile pour un grand nombre d'autres applications. Il s'agit par exemple de l'assistance aux manoeuvres de rangement, à l'assistance pour la surveillance de "l'angle mort" ainsi que pour l'assistance de la lo circulation mode "marche/arrêt" selon lequel on détermine la distance par rapport au véhicule en amont pour arrêter et avancer automatiquement. Pour cela on utilise habituellement un grand nombre de capteurs radars avec des conditions différentes adaptées à chaque fonction de mesure; ces conditions diffèrent principalement quant à la portée et à la durée d'exploitation car chacune de ces fonctions correspond à des plages de saisie spécifiques et à des durées types de mesures différentes; cela permet en principe d'utiliser en commun des capteurs dits universels par un système de bus adapté de manière par- ticulière et de les combiner à l'unité d'exploitation; toutefois souvent pour des raisons de puissance ou de rendement on ne peut traiter toutes les plages d'éloignement dans une zone proximale de façon optimale pendant une durée d'exploitation relativement courte pour un mode de fonctionnement garanti. Pour cette raison, le document DE 199 63 005 Al décrit un dispositif et un procédé de saisie et d'exploitation d'objets dans l'environnement d'un véhicule automobile selon le préambule des revendications indépendantes. Selon le document DE 199 63 005 Al, on saisit l'envi- ronnement du véhicule en utilisant un signal d'émission d'un capteur radar impulsionnel dans une ou plusieurs branches de réception de façon à pouvoir exploiter en parallèle/séquentiellement des plages d'éloignement différentes; il importe peu que ni le dispositif ni le procédé selon le document DE 199 63 005 Al soit en mesure de fournir une in- formation angulaire correspondante concernant l'objet à détecter. Si dans ces conditions on utilise des capteurs radars pour saisir l'environnement du véhicule, il faut détecter l'éloignement et la vitesse des objets par exemple les autres véhicules dans la plage de détection des capteurs radars. Dans la zone proche on utilise entre au- tre des capteurs radars impulsionnels travaillant à 24 GHz à l'aide des- quels, par une exploitation de l'effet Doppler on travaille suivant le principe de réception cohérente. Cela permet de déterminer la vitesse par l'exploitation de la variation de phase en fonction du temps (c'est-àdire par l'exploitation de l'effet Doppler). De manière classique on connaît différents procédés de mesure des vitesses: Dans le cas du procédé de calibrage de plage on mesure la distance radiale entre le capteur et l'objet dans des intervalles de temps discrets du cycle de balayage; il s'agit de manière caractéristique d'intervalles de 10 millisecondes. La vitesse à mesurer résulte du quotient de la différence de la variation de distance et de l'intervalle de temps. Toutefois le calibrage de plage c'est-à-dire la comparaison de position de plusieurs balayages selon l'intervalle de la durée du cycle crée différents problèmes: pour des vitesses élevées de l'objet on peut rencontrer des limitations de l'unicité de l'association des pics d'un balayage à l'autre car la variation de distance dépasse alors la largeur de la fenêtre de détection. Dans le cas de plusieurs objets en mouvement dans l'espace de détection il en résulte que les réflexions radar détectées ne peuvent être que difficilement associées aux objets correspondants; les objets réels présentent une forte fluctuation de réflectivité. Cela est vrai en particulier pour un comportement en réflexion quasi optique dans la plage des micro-ondes dont la plus petite variation d'an- gle du plan de réflexion par rapport au front d'ondes produit une forte variation de la section de réflexion (RCS). La modification résultant de l'amplitude du signal est répartie de façon stochastique et peut entraîner des trous de détection d'un balayage à l'autre. Les filtres de différences utilisés doivent dans ces conditions traiter un grand nombre de balayages et c'est pourquoi leur temps de latence est malheureusement très élevé ; la mesure de la vitesse est imprécise car les mesures successives faites sur l'objet cible peuvent rencontrer des centres de réflexion à des distances radiales différentes; dans la mesure où plusieurs ré-flexions sur l'objet apparaissent dans la fenêtre de mesure et se combinent en une réflexion globale, la position de phase des différents réflexes peut varier fortement d'un balayage à l'autre si bien que le centre de gravité de la réflexion globale ne se déplace forte-ment. Cela conduit à une imprécision de mesure. Dans le cas des mesures suivies (fermeture/vitesse) la fenêtre de détection (porte de plage) est fixée à une distance radiale dé-finie avec une largeur d'enveloppe de quelques 20 cm. Un objet qui traverse la fenêtre de détection produit ainsi n rotations de phase (n = 16 = 20 cm/longueur d'onde 2k). La variation de phase en fonction du temps est la vitesse angulaire; elle est proportionnelle à la vitesse de l'objet. Toutefois la mesure C/V (mesure fermeture/vitesse) dans le temps crée différentes difficultés: pendant la mesure C/V, la fenêtre de détection dont la largeur cor- respond à environ 20 cm et qui est commandée par le balayage est maintenue statiquement sur une position; pendant cette mesure, la plage de détection résiduelle n'est pas balayée. En conséquence on ignore d'autres objets qui peuvent éventuellement concerner le fonctionnement. en conséquence, en mode de balayage normal avec une très grande qualité et il faut effectuer un calibrage de plage anticipé pour déterminer si une cible se trouve sur une trajectoire de collision pour alors déclencher le circuit événementiel en mode C/V. dans la mesure où il s'agit d'un déclenchement erroné, il faut revenir rapidement en mode de balayage normal. Ce procédé risque d'engendrer des durées considérables au cours desquelles il n'y a pas de détection de cible. au cas ou plusieurs objets traversent à des vitesses différentes simultanément la fenêtre de détection, il en résulte une superposition de plusieurs fréquences Doppler si bien que les simples procédés de comptage de fréquences restent défaillants. Du fait que dans la mesure C/W (mesure d'onde continue) la convolution du signal de réception avec la fenêtre de détection est suspendue et qu'à la place de celle-ci on travaille sur un mode de réception permanent, on mesure d'une manière univoque par localisation en même temps les fréquences Doppler de tous les objets mobiles dans la plage de la sensibilité de mesure des capteurs. Toutefois la mesure C/W engendre différentes difficultés: - la mesure de la vitesse est spécifique à l'emplacement et ne peut être associée de manière univoque à un objet déterminé. - les fréquences Doppler de plusieurs objets se combinent si bien que les procédés de comptage de fréquences simples sont défaillants; à la place de cela on utilise la transformation rapide de Fourier (transformation FFT) multi-fréquence plus précise. - la plage de mesure n'est pas délimitée de manière définie mais se détermine à partir du diagramme d'antenne, la sensibilité de réception et de la taille de la cible (RCS). But de l'invention Partant des inconvénients présentés ci-dessus, des problèmes et des incompatibilités de la mesure de vitesse dans le cas de calibrage de plage, du mode C/V et du mode C/W ainsi qu'en tenant compte de l'état de la technique développée à ce moment, la présente invention à pour but de développer un dispositif du type défini ci- dessus ainsi qu'un procédé défini ci-dessus de façon à permettre une mesure non équivoque de la vitesse de la cible lorsqu'on atteint son mode de détection avec une faible durée de latence et une résistance vis-à-vis des fluctuations. Exposé de l'invention Ce problème est résolu par un dispositif du type défini ci-dessus, caractérisé en ce que le circuit de réception est divisé par un diviseur de puissance notamment en aval de la sortie du mélangeur I/Q en au moins deux canaux commandés indépendamment et dont le premier canal du circuit de réception décale la plage de saisie ou fenêtre de détection avec une vitesse de balayage constante sur toute la plage de mesure et le second canal du circuit de réception, * décale la fenêtre de détection sur la plage de mesure avec une vi- tesse de balayage variable notamment réduite et/ou, * repositionne la fenêtre de détection pour une durée prédéterminée sur une position prédéterminée dans la plage de mesure lorsque la vitesse de balayage disparaît. Ainsi selon l'invention, la réalisation technique permet une mesure de vitesse non équivoque par radar cohérent, et l'architecture de radar, telle que présentée fonctionne selon le principe superhétérodyne. Cela signifie que la présente invention repose à la fois par un procédé d'exploitation et par l'implémentation technique dans une architecture radar dite super HET, dont le composant intégré peut être au moins un récepteur superhétérodyne; il s'agit d'un récepteur à une fréquence de traitement de signal constant. En mélangeant plusieurs signaux dont l'un provient d'un oscillateur (émetteur) interne à l'appa- reil mais faible, on arrive à une netteté de séparation, très poussée. De cette manière à la fois le dispositif selon l'invention et le procédé selon l'invention peuvent se distinguer simplement des radars homodynes etc., qui dérivent de manière conventionnelle une partie du signal d'émission avant la modulation pour faire fonctionner ainsi le mélangeur de réception comme oscillateur d'alimentation local LO (local L) ; oscillateur (0). Cette solution classique accorde des signaux de réception haute fréquence HF (signaux haute fréquence) dans une étape cohérente par la position nulle de la fréquence FIZ (fréquence intermédiaire nulle). Toutefois un tel mélange direct à fréquence intermédiaire IF nulle du nouveau de bruit est très défavorable car les semi-conducteurs ont un bruit/f et leur plage de fréquence (allant de l'ordre de quelques centaines de Hz jusqu'à quelques dizaines de kHz) est très élevé ; de même les signaux de diaphonie, les circuits pilotes dominent dans cette plage de fréquence. La sensibilité de cette solution homodyne est dans ces conditions faibles. De plus, le dispositif et le procédé selon la présente invention sont caractérisés en ce que ce contrairement à la mesure CV ou s la mesure CW selon l'état de la technique, il est prévu une exploitation de la variation de phase et ainsi de la vitesse pendant le mode de balayage. La fenêtre de détection n'est pas fixe dans ces conditions mais elle est déplacée en fonction du temps dans la plage de détection. Le dépassement du seuil de détection par les objectifs ou cibles et par les objets, par exemple par des installations situées dans l'environnement d'un véhicule automobile, par les piétons ou par des véhicules en stationnement ou encore des véhicules en amont ou des cyclistes, fixes l'intervalle de temps disponible pour exploiter une variation de phase proportionnelle à la vitesse. Le récepteur comporte au moins un détecteur de phase I/Q (détecteur de phase ou de quadrature) qui permet de représenter la phase d'une manière non équivoque sur 360 . Cet intervalle de temps est inversement proportionnel à la vitesse de balayage. Il en résulte à titre d'exemple dans le cas d'une vi- tesse de balayage de 2 000 m/ s et une largeur de la fenêtre de détection de 20 cm, une durée de détection de 100 s = à 20 cm/2 000 m/s. Cela signifie que dans cette durée qui correspond par exemple à 100 s, on peut présenter une rotation de phase complète d'une fréquence Doppler d'un minimum de 10 kHz (= 100 gs-1). Cette fréquence Doppler de 10 kHz correspond à un exemple de fréquence porteuse de 24,125 GHz d'une vitesse relative d'environ 62 m/s ou d'environ 225 km/h. Il est clair que la base de temps disponible est suffisante pour représenter une période complète de vitesse relative-ment élevée. Selon un développement particulièrement intéressant du dispositif et du procédé de l'invention, on peut exploiter la phase en exploitant celle du mélangeur I/Q (mélangeur en phase/mélangeur en quadrature) en fonction des repères à 50 % du signal radar et du sommet du signal radar. Partant de la variation de phase selon ces trois repères de mesure on obtient la fréquence Doppler. On supposera dans la suite qu'il faut une rotation de phase minimale de 90 pour les points de me-sure pour avoir une information relative à la vitesse; ainsi la vitesse minimale Vmin est de l'ordre de 15,6 m/s c'est-à-dire d'environ 56 km/h. Selon un développement particulièrement avantageux de la présente invention, pour réduire la vitesse de balayage après dépassement du seuil de détection, on passe par exemple de 2 000 m/s à 500 m/s. Cela permet d'augmenter la base de temps c'est-à-dire l'espace de temps de détection de 100 s à 400 gs pour que la plage de mesure de la vitesse soit augmentée vers le bas d'un coefficient 4 (flèche vitesse minimale Vmin = environ 3,9 m/s c'est-à-dire environ 14 km/h). Selon un développement préférentiel du dispositif et du procédé selon l'invention, on réalise l'exploitation de la phase des canaux en phase I et en quadrature Q (canaux en phase et canaux en quadrature) par une distinction de cas facile à implémenter. La phase est déterminée mathématiquement de manière correcte par l'expression (p = arc-tan (I/A). La réalisation du quotient I/Q et de la fonction arc-tang de ce quotient avec un micro contrôleur à point fixe est imprécise et elle n'est possible qu'en mettant en oeuvre des moyens de calcul importants. De façon avantageuse il est proposé d'appliquer une simple distinction de cas qui quantifie la phase dans des étapes correspondantes par exemple à 45 . Ce type de distinction de cas repose sur trois opérations simples de comparaison à partir desquelles on détermine la position de phase selon trois repères de mesure (repères à 50 % du flanc montant du signal radar; repère à 100 % du signal radar; repère à 50 % du flanc descendant du signal radar). I>O Q>O j I I> I Q) Plage cp en degrés 0 (=non) 0 (=non) 0 (=non) 225 à 270 0 (=non) 0 (=non) 1 (=oui) 180 à 225 0 (=non) 1 (=oui) 0 (=non) 90 à 135 0 (=non) 1 (=oui) 1 (=oui) 135 à 180 1 (=oui) 0 (=non) 0 (=non) 270 à 315 1 (=oui) 0 (=non) 1 (=oui) 315 à 360 1 (=oui) 1 (=oui) 0 (=non) 45 à 90 1 (=oui) 1 (=oui) 1 (=oui) O à 45 Il en résulte une imprécision de mesure inversement proportionnelle à la base de temps et proportionnelle à la précision de phase. Pour cette raison il est avantageux de choisir une base de temps importante c'est-à-dire un espace de temps de détection aussi grand que possible. Comme le choix d'un espace de temps de détection aussi grand que possible est dans une certaine mesure en contradiction avec la nécessité d'une mise à jour du cycle de détection, un développement particulièrement avantageuxde la présente invention pour résoudre cette contradiction consiste à modifier l'architecture radar de manière à implémenter deux canaux indépendants. De façon avantageuse, le premier canal (signal de sortie non cohérent) est utilisé pour le balayage de détection normale. Pour cela on décale la fenêtre de détection sur toute la plage de mesure avec une vitesse de balayage constante. Le balayage du second canal (signal de sortie cohérent) peut être de façon préférentiel, indépendant du premier canal. La fenêtre de détection peut ainsi s'utiliser pendant une durée et pour une po- sition quelconques. La procédure exposée ci-dessus offre selon l'invention une série de développements indépendants ou qui peuvent avantageusement être combinés, avec des propriétés, des caractéristiques ainsi que des avantages: - une durée de mesure de longueur quelconque dans le second canal sur l'objet pour déterminer de manière précise la vitesse de l'objet, - le second canal peut servir à déterminer la vitesse selon un procédé de mesure quelconque. Ainsi à titre d'exemple * par une mesure CW avec une fenêtre de détection fixe, * une exploitation Doppler avec une fenêtre de détection balayage lent/ ou, * une transformation rapide de Fourier FFT. - un mode de balayage indépendant dans le premier canal c'est-à-dire une durée d'occultation longue ou durée de l'attente longue (voir à cet effet la description du problème concernant la mesure CW dans 10 l'analyse de l'état de la technique), la détermination de la vitesse faisant d'une manière précise par rapport à la cible dans une fenêtre de détection du second canal; le positionnement de la seconde fenêtre de mesure se fait avec une information concernant les distances radiales de la cible dans le premier canal et par un éventuel asservissement de la mesure de la vitesse à partir du second canal, - au choix on peut neutraliser le mode impulsionnel lent du second canal pour déterminer d'une manière univoque par objectif tous les vecteurs de vitesse de tous les objets dans la plage de détection (me- sure CW) ; discrimination de la vitesse par exemple par une trans- formation de Fourier FFT; par combinaison * des informations de lieu du premier canal * de la mesure univoque par rapport à l'objectif mais très précise c'est- à-dire de la mesure CW à partir du second canal avec une transformation rapide de Fourier FFT, demandant beaucoup de calculs, et en neutralisant le mode de réception impulsionnelle et, * finalement mesure intensive en calcul mais univoque par rapport au lieu de la vitesse par distinction de phase, pour obtenir globalement une information de vitesse de l'objet, univo- que, précise, demandant beaucoup de calculs. En résumé on peut ainsi constater qu'une caractéristique essentielle du présent dispositif et du procédé selon l'invention et la possibilité d'effectuer des mesures locales (par un balayage) et en pa- rallèle à cela des mesures de vitesse; en conséquence la présente in- vention développe un concept radar avec mesure simultanée de la vitesse. La présente invention concerne également l'application d'au moins un dispositif tel que défini ci-dessus et/ou d'un procédé tel que défini cidessus pour mesurer d'une manière univoque pour l'objet, la vitesse d'au moins un objet dans l'environnement d'un moyen de dé-placement particulier pour la saisie et la détection continue avec - temps de latence réduit et, - une résistance élevée vis-à-vis des fluctuations. De manière générale la présente invention peut être appliquée au domaine des capteurs d'environnement d'un véhicule comme par exemple pour mesurer ou déterminer la position angulaire d'au moins un objet, caractéristique dans le cadre d'une détection précollision appliquée à un véhicule automobile. Dans ces conditions, à l'aide de capteurs on détermine si on risque une éventuelle collision avec l'objet détecté par exemple un autre véhicule. Si on arrive à une collision on détermine en outre la vitesse et le point d'impact de la collision. La connaissance de ces données permet de gagner des millisecondes salvatrices pour le conducteur du véhicule appliquant les procédures décrites ci-dessus pour la commande des coussins gonflables ou du système de raidisseur de ceinture. D'autres domaines d'utilisation possible du dispositif sur la présente invention ainsi que du procédé sur la présente invention sont les systèmes d'assistance au rangement (manoeuvre de parking), la détection de l'angle mort ou le système marche/arrêt comme extension d'une installation existant pour réguler automatiquement la vitesse de déplacement et d'un éventuel système de contrôle de vitesse de croisière adaptatif (système ACC). Dessin La présente invention sera décrite ci-après de manière plus détaillée d'un dispositif et d'un procédé selon l'invention représentée schématiquement dans le dessin annexé dans lequel: - l'unique figure est une vue schématique d'un exemple de réalisation du dispositif de l'invention fonctionnant selon le procédé de l'inven- tion avec décalage de la plage de saisie ou d'une fenêtre de détection avec la vitesse de balayage sur la plage de mesure. Mode de description de réalisation de l'invention A l'aide de la figure unique, on décrira ci-après le dispo- sitif 100 selon l'invention ainsi qu'un procédé applicable pour la saisie, la détection et l'exploitation d'un ou plusieurs objets (cibles) ainsi que les installations dans l'environnement d'un véhicule, de piétons, de véhicules arrêtés, de véhicules circulant en amont ou de cyclistes. Le dispositif 100 comporte un premier oscillateur 20 sous lo la forme d'un oscillateur à micro-ondes générant des signaux primaires d'oscillateur (fréquences porteuses F1). Le premier oscillateur 20 est relié à un chemin d'émission ou branche d'émission 10 comportant entre autre un commutateur d'émission 12 en forme de modulateur impulsionnel qui reçoit les si- finaux primaires de l'oscillateur et génère à l'aide de ceux-ci des signaux de fréquence impulsionnels modulés. Ces signaux de haute fréquence fournis par le commutateur d'impulsion d'émission 12 sont émis à l'aide d'une antenne d'émission 16 en aval de ce commutateur 12 dans la branche d'émission 10 vers l'objet dont on veut simultanément détecter la position (par balayage) et la vitesse et qui réfléchit ces signaux. Pour recevoir les signaux réfléchis par l'objet ou cible, le dispositif 100 comporte un chemin de réception ou branche de réception 50 en aval du premier oscillateur 20. Cette branche a la forme d'une branche de réception RF (branche de réception de radio fréquence). Pour cela le premier oscillateur 20 est suivi d'un premier diviseur 18 pour répartir les premiers signaux de l'oscillateur 20 entre la branche d'émission 10 et la branche de réception 50. Un mélangeur I/Q 34 (mélangeur en phase/en quadra- tore) mélange les signaux réfléchit par l'objet ou cible aux premiers signaux de l'oscillateur pour mélanger les signaux réfléchis par l'objet ou cible ou pour les premiers signaux de l'oscillateur appliquer à la seconde entrée 34B du mélangeur I/Q. Selon la figure, le dispositif 100 comporte en outre un 35 générateur de cadence ou l'unité de détection 80 (symbole TX) qui se présente sous la formé d'un générateur de cadence BF (générateur basse fréquence) générant des signaux de cadence (ou signaux d'horloge) appliqués à la fois au commutateur d'impulsion d'émission 12 et à l'antenne de réception 30 et au commutateur d'impulsion de réccp- s tion 52, 54 de la branche de réception 50. Pour retarder de manière définie dans le temps les signaux de cadence commandant les commutateurs 52, 54 par rapport aux signaux de cadence commandant le commutateur impulsionnel d'émission 12 il est prévu une unité de temporisation d'impulsion (cri- cure appelée unité de retard) 22, 24 entre le générateur de cadence ou l'unité de déclenchement 80 et les commutateurs impulsionnels de réception 52, 54. Selon l'exemple de réalisation représentée à la figure uni-que, l'exploitation et le traitement des signaux reçus se fait à l'aide d'un circuit de réception 70 et constitué par un circuit de réception BF (circuit de réception basse fréquence). Une particularité de ce circuit de réception 70 est d'être divisé en deux canaux 72, 74 fonctionnant indépendamment l'un de l'autre; la séparation est réalisée par le diviseur de puissance 36 relié au branchement de sortie 34c du mélangeur I/Q34. Dans le premier canal 72 du circuit de réception 70, on décale la plage de saisie ou fenêtre de détection avec une vitesse de balayage constante par rapport à l'ensemble à la plage de mesure. En revanche, dans le second canal 74 du circuit de ré- ception 70 on traite la plage de saisie ou fenêtre de détection comme suit: on décale cette fenêtre avec une vitesse de balayage variable en particulier une vitesse de balayage réduite dans la plage de mesure et, on fixe cette fenêtre de détection reste sur une position prédéfinie dans la plage de mesure pendant une durée prédéfinie lorsque dis-paraît la vitesse de balayage. Selon la représentation de la figure unique il apparaît en outre que dans le premier canal 72 du circuit de réception 70, on dé-module les signaux reçus à l'aide d'un démodulateur AN 42 (démodu- lateur pour une modulation d'amplitude). Les signaux reçus ainsi démodulés sont appliqués à la première entrée 52 du premier commutateur impulsionnel de réception 52. La seconde entrée 52b du premier commutateur impulsionnel de réception 52 reçoit les signaux d'horloge retardés de manière définie dans le temps par le premier composant de temporisation d'impulsion 22 (premier balayage ou balayage 1) appliqué aux signaux fournis par le générateur de cadence ou unité de déclenchement 80, une fois que ces signaux de cadence ont traversé un premier composant impulsionnel 62 du premier canal 72 du circuit de réception 70 entre la première unité de temporisation d'impulsion 22 et le premier commutateur impulsionnel de réception 52. Les signaux analogiques sont alors convertis en signaux numériques avec un taux de détection relativement faible dans le premier canal 72 du circuit de réception 70 en étant appliqué un premier convertisseur A/D 82 (convertisseur analogique/numérique) relié à la première borne de sortie 52c du premier commutateur impulsionnel de réception 52; ces signaux numériques systématisés qui se présentent notamment sous la forme de vecteurs à valeurs complexes ou scalaires à valeurs complexes, sont finalement traités de manière numérique à l'aide d'un processeur (microprocesseur) 90 en aval du premier convertisseur A/D 82. Dans le second canal 74 du circuit de réception 70 on applique à la première entrée 60A d'un second mélangeur 60 c'est-à-dire d'un mélangeur de fréquence intermédiaire, les signaux analogi- ques reçus en provenance du diviseur 36; la seconde borne d'entrée 60b du second mélangeur 60 est sollicité par les seconds signaux d'oscillateur fournis par un second oscillateur 26 à savoir un oscillateur de fréquence intermédiaire. En outre, dans le second canal 74 du circuit de réception 70 comme le montre la figure, la première entrée 54a du second commutateur impulsionnel de réception 54 reçoit les signaux de la sortie 60c du second mélangeur 60. La seconde entrée 54b du second commutateur impulsionnel de réception 54 reçoit les signaux d'horloge retardés de manière définie dans le temps par le second composant de temporisation d'im- pulsion 24 (second balayage ou balayage numéro 2) pour les signaux fournis par le générateur de cadence ou unité de déclenchement 80, une fois que ces signaux de cadence ont passé un second composant impulsionnel 74 branché également dans le second canal 74 du circuit de réception 70 entre la seconde unité de temporisation d'impulsion 24 et le second commutateur d'impulsion de réception 54. Les signaux analogiques en bandes larges, reçus sont en-suite filtrés et intégrés dans le second canal 74 du circuit de réception 70 à l'aide d'un filtre passe-bas 44 relié à la sortie 54c du second corn-mutateur impulsionnel de réception 54, pour diminuer la largeur de la bande. Les signaux analogiques ainsi filtrés par le filtre passe-bas sont convertis à l'aide d'un second convertisseur A/N 84 (convertisseur analogique/numérique) en aval du filtre passe-bas 44 (filtre PB) pour donner des signaux numériques avec un taux de détection relativement faible; ces signaux numériques systématisés notamment sous la forme de vecteurs à valeurs complexes ou de scalaires à valeurs complexes sont traités en numérique dans le processeur 90 (microprocesseur) en aval du second convertisseur A/D 84. Pour augmenter la plage de détection ainsi que la sensi- bilité du système 100 on utilise les moyens suivants: - un amplificateur d'émission 40 est prévu en amont de l'antenne d'émission 16 pour amplifier les signaux haute fréquence à émettre. - l'antenne de réception 30 est reliée à un amplificateur de réception 32 en forme de préamplificateur pour amplifier les signaux reçus par l'antenne de réception 30. Toutefois ces deux amplificateurs 14, 32 sont des options dans la mesure où ils ne participent pas nécessairement à la fonction de base de la présente invention c'est-à-dire que le dispositif 100 peut fonctionner en principe également sans ses deux amplificateurs 14, 32. La figure unique montre en outre une caractéristique essentielle de l'invention. Ainsi, entre le premier oscillateur 20 et le commutateur impulsionnel d'émission 12, en particulier entre le premier diviseur 2, 18 et le commutateur impulsionnel d'émission 12 on a un premier mélangeur 38 en forme de mélangeur de conversion montante (conversion vers le haut) et un filtre passe-haut 40 (filtre PH) pour séparer par filtrage la bande latérale inférieure des fréquences. La première entrée 38a du premier mélangeur 38 est reliée au premier oscillateur 20 en particulier au premier diviseur 18; la seconde entrée 38b du premier mélangeur 38 est reliée au second oscillateur 26 en particulier au second diviseur 28; la sortie 38c du premier mélangeur 38 est reliée au filtre 40. Le filtre passe-haut 40 est monté dans le système superhétérodyne (système super HET) du chemin d'émission 10 pour éliminer par filtrage la bande latérale inférieure (par ailleurs modulation d'amplitude AM) ; en option à cet endroit du chemin d'émission 10 on peut prévoir soit un filtre passe-haut 40 (voir la figure) soit un filtre passe-bas 40 pour éliminer l'une des bandes latérales à savoir: - si on utilise un filtre passe-haut 40 on élimine la bande latérale infé- rieure des fréquences; - dans le cas d'un filtre passe-bas 40 on filtre la bande latérale haute des fréquences. Il résulte de ce principe une autre caractéristique propre, essentielle à l'invention car le principe superhétérodyne (super HET) permet à l'installation 100 d'avoir un fonctionnement "interne" à une certaine fréquence. La puissance est toutefois émise à l'aide de l'unité de filtre 40 dans une bande de fréquence indépendante. Il en résulte que dans le dispositif 100 et à l'aide du pro-cédé selon l'invention pour la commande du dispositif 100 on a les pos-25 sibilités avantageuses suivantes: - l'utilisation de composants plus intéressants pour la fréquence fondamentale "interne" et AN, - l'insertion du filtre 40 permet une "recherche souple" des bandes de fréquences et ainsi à l'accessibilité du système 100. En résumé, du point de vue de la fonction et du principe de fonctionnement du dispositif 100 on constate que le chemin hétérodyne cohérent selon la présente invention réalise pour les raisons évoquées ci- dessus, une première étape, le mélange du signal de réception HF (signal de haute fréquence HF ou un signal HF - RX) par un mélan- Beur convertisseur descendant I/Q (mélangeur en phase/en quadra- ture) ou convertisseur descendant 34 ainsi qu'à l'aide du mélangeur IF 60 (mélangeur de fréquence intermédiaire) pour obtenir une fréquence intermédiaire (fréquence IF ou Fintermédiaire) par exemple de 2 GHz ou 2, 5 GHz, c'est-à-dire une fréquence supérieure à 0. Pour cette fréquence intermédiaire le bruit 1/f (bruit de scintillements, qui résulte d'un grand nombre de causes de bruit est caractérisé par une répartition spectrale avec une atténuation inverse-ment proportionnelle à la fréquence) est descendu en dessous du bruit inévitable car T [produit KT = (puissance du bruit d'une résistance à l'équilibre thermique) * (largeur de bande en Hertz)]. Pour réaliser la cohérence c'est-à-dire pour assurer la relation de phase entre le signal d'émission et les signaux vidéo mélangés (conditions nécessaires pour traiter les vitesses par effet Doppler) on mélange dans le chemin d'émission ou branche d'émission 10, le signal d'émission également à la porteuse de fréquence intermédiaire. Pour cette raison on relève la fréquence d'émission définitive de 26 GHz, le signal de l'oscillateur de fréquence intermédiaire 26 dans le chemin d'émission 10 par un mélangeur convertisseur montant 38 (ou convertisseur montant) avec le signal de l'oscillateur HF 20 (os- cillateur haute fréquence ou oscillateur local stable avec une fréquence par exemple de 24 GHz). Cette opération de mélange dégage en principe toujours une bande latérale haute (BLH) et une bande latérale basse (BLB) c'est-à-dire une ligne spectrale sur 22 GHz et une ligne spectrale sur 26 GHz bien que cette dernière soit souhaitable comme signal d'émission. Pour cette raison le mélangeur convertisseur montant 38 du filtre passehaut 40 élimine la bande latérale basse c'est-à-dire la composante à 22 GHz. Le signal de sortie du filtre passe-haut 40 peut ainsi être modulé par le modulateur impulsionnel d'émission 12 puis amplifié par l'amplificateur d'émission 14 et attaqué l'antenne d'émission 16. Le signal de réception à 26 GHz est mélangé dans le mélangeur 24 avec le signal de l'oscillateur 20 pour passer à la fréquence intermédiaire (fréquence intermédiaire IF résultante) ; le signal est am- plifié par exemple à l'aide du préamplificateur de réception 32 à la fré- quence IF pour être relevé de manière significative au-dessus du niveau de bruit. Puis on divise le signal à l'aide du diviseur HF 36 (diviseur haute fréquence) car selon l'enseignement de la présente invention on a fondamentalement deux possibilités de détection: Dans le canal ou chemin supérieur 74 de la figure, dans le circuit de réception 10 on mélange à la fréquence 0 IF (fréquence intermédiaire) de façon cohérente avec le mélangeur 60 (FIF = 2,5 GHz) pour obtenir le signal de sortie cohérent (-FVID-NKD=DC...f"), entre le mélangeur de fréquence intermédiaire 60 et le commutateur impulsion- nel de réception 54).) Dans le canal ou chemin inférieur 72 selon la figure, du circuit de réception 70, on découpe l'enveloppe par le démodulateur AM 42 (fréquence IF = 2,5 GHz) par la démodulation de la courbe enveloppe en utilisant par exemple une diode. La capacité de maintien non cohérente est en même temps éliminée. On obtient le signal de sortie non cohérent (-*FVID-NKD=DC...f"), entre le premier commutateur impulsionnel de réception 52 et le premier convertisseur A/N 82 (convertisseur analogique/numérique)). Les radars homodynes connus selon l'état de la technique ont un commutateur de réception dans l'alimentation de l'oscillateur local LO du mélangeur homodyne qui fonctionne ainsi en détection. On réalise ainsi le mélange descendant et l'échantillon-nage dans un même bloc. Le mélangeur fonctionnant en détection est comparable à une source dont la résistance intérieure varie avec ou sans alimentation pour passer du niveau bas au niveau haut (par exemple 200 SI) comme le commutateur d'un élément d'échantillonnage et de maintien. L'élément principal du dispositif 100 et du procédé correspondant avec l'invention permet de séparer le mélange vers le bas de l'opération d'échantillonnage. Il en résultat l'option de commander l'échantillonneur indépendant c'est-à-dire de faire des mesures de présentation parallèle dans le temps (mesures CV) et des mesures de position. 2861849 24 REVENDICATIONS 1 ) Dispositif (100) pour saisir, détecter/ou exploiter au moins un objet, notamment dispositif radar impulsionnel, dans lequel une plage de sai- sie ou une fenêtre de détection est déplacée dans une plage de mesure 5 avec une vitesse de balayage, comprenant: a) au moins un premier oscillateur (20) notamment un oscillateur à micro-onde générant des premiers signaux d'oscillateur, d) au moins un chemin d'émission (10) en aval du premier oscillateur 10 (20) et ayant: bl) au moins un commutateur impulsionnel d'émission (12) notamment réalisé comme modulateur impulsionnel, recevant les premiers signaux d'oscillateur pour générer des signaux haute fréquence à modulation impulsionnelle et b2) au moins une antenne d'émission (16) en aval du commutateur impulsionnel d'émission (12) pour émettre les signaux haute fréquence du commutateur impulsionnel d'émission (12), e) au moins un chemin de réception (50) en aval du premier oscillateur 20 (20) en particulier un chemin de réception RF ayant: cl) au moins une antenne de réception (30) pour recevoir les signaux réfléchis par l'objet, c2) au moins un mélangeur I/Q (34) en aval de l'antenne de réception (30) pour mélanger: c2.1) les signaux de l'antenne de réception (30) appliqués à la première entrée (34a) du mélangeur I/Q (34), c2.2) aux premiers signaux de l'oscillateur appliqué à la se- conde entrée (34b) du mélangeur I/Q (34), c3) au moins un computateur impulsionnel de réception (52, 54) en aval de l'antenne de réception (30), g) au moins un générateur de cadence (80) notamment un générateur basse fréquence pour générer des signaux de cadence appliqués à la fois au commutateur impulsionnel d'émission (12) et au commutateur impulsionnel de réception (52, 54), h) au moins une unité de temporisation d'impulsion (22, 24) entre le générateur de cadence (80) et le commutateur impulsionnel de réception (52, 54) pour temporiser d'une manière définie dans le temps les signaux de cadence appliqués au commutateur impulsionnel de réception (52, 54) par rapport aux signaux de cadence commandant le commutateur impulsionnel d'émission (12), et i) au moins un circuit de réception (70) notamment un circuit de réception BF pour exploiter et traiter les signaux reçus, caractérisé en ce que le circuit de réception (70) est divisé par un diviseur de puissance (36) notamment en aval de la sortie (34c) du mélangeur I/Q (34) en au moins deux canaux (72, 74) commandés indépendamment et dont - le premier canal (72) du circuit de réception (70) décale la plage de saisie ou fenêtre de détection avec une vitesse de balayage constante sur toute la plage de mesure et - le second canal (74) du circuit de réception (70), * décale la fenêtre de détection sur la plage de mesure avec une vitesse de balayage variable notamment réduite et/ou, * repositionne la fenêtre de détection pour une durée prédéterminée sur une position prédéterminée dans la plage de mesure lorsque la vitesse de balayage disparaît. 2 ) Dispositif (100) selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier oscillateur (20) est suivi d'au moins un premier diviseur (18) qui répartit les premiers signaux d'oscillateurs fournis par le premier oscillateur (20) entre le chemin d'émission (10) et le chemin de réception (50). 3 ) Un dispositif (100) selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que notamment pour augmenter la plage de détection ou la sensibilité du dispositif (100), - un amplificateur d'émission (14) amplifie les signaux haute fré- quence à émettre en amont de l'antenne d'émission (16) et/ou au moins un amplificateur de réception (32) notamment un préamplificateur est prévu après l'antenne de réception (30) pour amplifier les signaux de l'antenne de réception (30). 4 ) Dispositif (100) selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier canal (72) du circuit de réception (70) comporte * au moins un démodulateur (42) notamment un démodulateur AM, et * un premier commutateur impulsionnel de réception (52), dont la première entrée (52a) reçoit les signaux de réception démoduler par le démodulateur (42), la seconde entrée (52b) reçoit les signaux de cadence fournis par le générateur de cadence (80), qui ont été retardés d'un temps défini par la première unité de temporisation d'impulsion (22) et qui ont passé un premier composant impulsionnel (62) monté entre la première unité de temporisation d'impulsion (22) et le premier commutateur impulsionnel de réception (52) et, dont la sortie (52c) est reliée en aval, *** à au moins un premier convertisseur A/N (82) pour convertir les signaux analogiques en signaux numériques avec un taux de détection relativement faible, et *** à au moins un processeur (90) en aval du premier convertisseur A/N (82) notamment un microprocesseur pour le traitement numérique des signaux numériques systématisés notamment sous la forme de vecteurs à valeurs complexes ou de scalaires à va-leurs complexes, et/ou le second canal (74) du circuit de réception (70), * est relié à la sortie (60c) d'au moins un second mélangeur (60) notamment un mélangeur FI dont ** la première entrée (60a) reçcit les signaux analogiques du diviseur de puissance (36) et, ** ** ** 10 15 20 ** la seconde entrée (60d) reçoit les signaux du second oscillateur (60) notamment des signaux d'oscillations de fréquence intermédiaire, * le second commutateur d'impulsion de réception (54), ** dont une première entrée (54a) reçoit les signaux de la sortie (76) du second mélangeur (60), ** dont la seconde entrée (54b) reçoit les signaux de cadence générés par le générateur de cadence (80), retardés d'un temps défini par la seconde unité de temporisation d'impulsion (24) ayant traversé au moins un second composant impulsionnel (64) situé entre la seconde unité de temporisation d'impulsion (24) et le second commutateur impulsionnel de réception (54) et, ** dont la sortie (54c) est reliée en aval *** à au moins un filtre passe-bas (44) pour filtrer/ou intégrer et notamment pour réduire la largeur de la bande des signaux analogiques en bandes larges reçues, *** à au moins un second convertisseur A/N (84) pour convertir les signaux analogiques du filtre passe-bas en signaux numériques avec un taux de détection relativement faible, et ** au processeur (90). 5 ) Dispositif (100) selon la revendication 1, caractérisé par - un premier mélangeur (38) notamment un mélangeur montant ou mélangeur convertisseur montant entre le premier oscillateur (20) et le commutateur impulsionnel d'émission (12), notamment le premier diviseur (18) et le commutateur impulsionnel d'émission (12) ainsi qu' au moins un filtre (40) pour éliminer par filtrage au moins une bande latérale, en particulier: au moins un filtre passe-haut pour séparer par filtrage la bande latéraie de fréquence inférieure, et/ou - au moins un filtre passe-bas pour séparer par filtrage la bande latérale de fréquence haute, - la première entrée (38a) du premier mélangeur (38) étant reliée au premier oscillateur (20) notamment au premier diviseur (18), la seconde entrée (38b) du premier mélangeur (38) étant reliée au second oscillateur (26) notamment au second diviseur (28), et - la sortie (38c) du premier mélangeur (38) étant reliée au filtre (40). 6 ) Procédé de saisie de détection/d'exploitation d'au moins un objet, selon lequel on déplace une fenêtre de détection avec une vitesse de balayage sur une plage de mesure, comprenant les étapes suivantes: on forme des premiers signaux d'oscillateur à l'aide d'un premier oscillateur (20) notamment un oscillateur micro-onde, on génère des signaux haute fréquence à modulation d'impulsion à l'aide d'un premier commutateur d'impulsion d'émission (12) recevant les signaux du premier oscillateur, on émet les signaux haute fréquence générés par le commutateur impulsionnel d'émission (12) à l'aide d'au moins une antenne (16) en aval du commutateur impulsionnel d'émission (12), on reçoit les signaux réfléchis par l'objet à l'aide d'une antenne de réception (30), on mélange les signaux reçus par l'antenne de réception (30) et appliqués à la première entrée (34a) d'au moins un mélangeur I/Q (34) en aval de l'antenne de réception (30) avec les signaux du premier oscillateur appliqués à la seconde entrée (34b) ce mélangeur I/Q (34), on génère des signaux de cadence appliqués à la fois au commutateur impulsionnel d'émission (12) et au commutateur impulsionnel de réception (52, 54) relié à l'antenne de réception (30), ces signaux étant fournis par un générateur de cadence (80) notamment un générateur BF, on retarde d'un temps défini les signaux de cadence commandant le commutateur impulsionnel de réception (52, 54) par rapport aux si- gnaux de cadence commandant le commutateur impulsionnel d'émission (12) à l'aide d'au moins une unité de temporisation d'impulsion (22, 24) installée entre le générateur de cadence (80) et le commutateur impulsionnel de réception (52, 54), on exploite et on poursuit le traitement des signaux reçus à l'aide d'un circuit de réception (70) notamment d'un circuit BF, caractérisé en ce que le circuit de réception (70) est divisé en au moins deux canaux (72, 74) commandés indépendamment, notamment à l'aide d'au moins un diviseur de puissance (36) relié à la sortie (34c) du mélangeur I/Q (34),et dans le premier canal (72) du circuit de réception (70) on déplace la fenêtre de détection avec une vitesse de balayage constante sur toute la plage de mesure et, dans le seconde canal (74) du circuit de réception (70), * on déplace la fenêtre de détection avec une vitesse de balayage va- riable notamment réduite sur la plage de mesure et/ou, * on fixe la fenêtre de détection pendant une durée prédéterminée sur une position donnée dans la plage de mesure lorsque la vitesse de balayage disparaît. 7 ) Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que dans le premier canal (72) du circuit de réception (70), * on démodule les signaux reçus à l'aide d'au moins un démodulateur (42) notamment un démodulateur A/M, * on applique les signaux ainsi démodulés à la première entrée (52a) du premier commutateur impulsionnel de réception (52), * on applique à la seconde entrée (52b) du premier commutateur impulsionnel de réception (52), les signaux de cadence fournis par le générateur de cadence (80), après les avoir retardés d'un temps défini à l'aide de la première unité de temporisation impulsionnelle (22) et les avoir fait passer dans un premier composant impulsionnel (62) installé entre la première unité de temporisation impulsionnelle (22) et le premier commutateur impulsionnel de réception (52), * on convertit les signaux analogiques à l'aide d'un premier convertisseur A/N (82) en signaux numériques avec un taux de détection relativement faible, les signaux venant de la sortie (52c) du premier commutateur impulsionnel de réception (52) et, * les signaux numériques systématisés notamment sous la forme de vecteurs à valeurs complexes ou de scalaires à valeurs complexes sont traités en numériques par au moins un processeur (90) en aval du premier convertisseur A/N (82), notamment un microprocesseur et/ ou, dans le second canal (74) du circuit de réception (70), * on applique à la première entrée (60a) d'au moins un second mélangeur (60) notamment un mélangeur FI, les signaux analogiques modes de réception venant du diviseur de puissance (36), * on applique à la seconde entrée (60b) du second mélangeur (60) les signaux du second oscillateur (26) notamment un oscillateur FI, * on applique à la première entrée (54a) du second commutateur impulsionnel de réception (54) les signaux de la sortie (60c) du second mélangeur (60), * on applique à la seconde entrée (54b) du second commutateur impulsionnel de réception (54) les signaux de cadence générés par le générateur de cadence (80), après les avoir retardés d'une durée définie par la seconde unité de temporisation impulsionnelle (24) et les avoir fait passer par un second composant impulsionnel (64) prévu entre la seconde unité de temporisation impulsionnelle (24) et le second commutateur impulsionnel (54), * on filtre et/ou on intègre les signaux analogiques en bandes larges reçus à l'aide d'au moins un filtre passe-bas (44) en aval de la sortie (54c) du second commutateur impulsionnel de réception (54) notamment pour réduire la largeur de bande, * on convertit les signaux analogiques sortant du filtre passe-bas à l'aide d'au moins un second convertisseur A/N en aval du filtre passe-bas (44), pour obtenir des signaux numériques par détection avec un taux de détection relativement faible et, * on traite en numérique avec un processeur (90) en aval du second convertisseur A/N (84) les signaux numériques systématisés notamment sous la forme de vecteurs à valeurs complexes ou de scalaires à valeurs complexes. 8 ) Procédé selon la revendication 6 ou 7, caractérisé en ce que dans le second canal (74) du circuit de réception (70), on utilise une mesure et une exploitation de l'effet Doppler avec une 10 vitesse de balayage plus lente pour la fenêtre de détection que l'on déplace sur la plage de mesure et/ou, on fait une mesure exploitation à une vitesse de fermeture C/V avec une fenêtre de détection placée sur une position prédéfinie dans la plage de mesure et/ou, on applique une mesure exploitation par une transformation rapide de Fourier (transformation FFT) et/ou, on utilise n'importe quel autre procédé de mesure et d'exploitation et/ou, on supprime le mode impulsionnel de façon à déterminer d'une ma- nière unique pour l'objet, tous les vecteurs de vitesse de tous les objets dans la fenêtre de détection (mesure à onde continue C/W) et/ ou, on fait une discrimination de vitesse notamment par une transformation rapide de Fourier FFT. 9 ) Procédé selon au moins l'une des revendications 6 à 8, caractérisé en ce qu' en application du principe superhétérodyne on commande le fonctionnement du dispositif (100) selon au moins l'une des revendications 1 30 à 5 pour une fréquence déterminée et, on émet la puissance dans une bande de fréquence indépendante du fonctionnement interne du dispositif (100) lorsqu'on émet les signaux de fréquence générés par le commutateur d'impulsion d'émission (12) à l'aide du filtre (40) prévu entre le premier oscillateur (20) et le commutateur impulsionnel d'émission (12) notamment entre le premier diviseur (18) et le premier commutateur impulsionnel d'émission (12) pour séparer par filtrage au moins une bande latérale, notamment, un filtre passe-haut pour séparer par filtrage la bande latérale de fréquence basse et, un filtre passe-bas pour séparer par filtrage la bande latérale de fréquence haute. 10 ) Application d'au moins un dispositif (10) selon au moins l'une des revendications 1 à 5 et/ou et d'un procédé selon au moins l'une des revendications 6 à 9, pour mesurer d'une manière non équivoque la vitesse d'au moins un objet dans l'environnement d'un moyen de déplacement notamment en mode de détection de saisie continue, avec un temps de latence réduit et/ou, - une résistance élevée vis-à-vis des fluctuations.