FR 2872354 A1 20051230 FR 0451322 A 20040624 VARIATEUR DE PUISSANCE La présente invention concerne le domaine des variateurs de puissance destinés à commander une charge alimentée à partir d'une tension alternative, généralement la tension secteur du réseau de distribution électrique. Parmi les variateurs de puissance connus, certains utilisent deux transistors MOS de puissance, montés en antisérie, le tout en série avec la charge à commander, chaque transistor étant en anti-parallèle avec une diode haute tension et étant dédié à une des alternances de la tension d'alimen- tation. Pour commander convenablement ces transistors, une première technique connue consiste à utiliser un microprocesseur pour exécuter une commande numérique. Une deuxième technique connue (analogique) utilise deux amplificateurs opérationnels et requiert deux diodes haute tension supplémentaires pour détecter les passages par zéro de la tension secteur. Un des problèmes lié à l'utilisation de deux transistors en anti-série est qu'il est nécessaire de commander ces transistors à une fréquence double de la fréquence de la tension d'alimentation (une fois pour chaque alternance). Un autre problème est que l'ouverture au zéro de courant ou la fermeture au zéro de tension n'est pas naturelle et doit être commandée. La présente invention vise à proposer un variateur de puissance qui pallie certains des inconvénients des solutions connues. En particulier, l'invention vise à proposer une solution ne nécessitant pas de commander les interrupteurs de puissance à une fréquence double de la fréquence d'alimentation alternative. L'invention vise également à assurer une ouverture spontanée au zéro de courant ou une fermeture spontanée au zéro de tension. L'invention vise également à proposer une solution faible coût qui soit simple à mettre en oeuvre et qui, notamment, ne nécessite pas quatre diodes haute tension. Dans une réalisation préférée, l'invention vise également à éviter le recours à un microcontrôleur. Pour atteindre ces objets ainsi que d'autres, la présente invention prévoit un circuit de commande en variation de puissance d'une charge alimentée par une tension alternative et connectée directement à une première borne d'application de la tension alternative, comportant: deux transistors bipolaires à grilles isolées, connectés en anti-parallèle entre une deuxième borne d'application de la tension alternative et la charge; un moyen de détection du passage par zéro de la tension alternative d'alimentation dans un premier sens; un moyen de génération, à chaque période de la tension d'alimentation, d'une impulsion de durée prédéterminée de commande d'un premier desdits transistors, l'instant d'apparition de l'impulsion étant conditionné par la détection du passage par zéro de la tension alternative et par une consigne de puissance souhaitée fixant un retard variable d'apparition de l'impulsion par rapport au passage par zéro détecté ; et un moyen d'inversion et de transfert de ladite impulsion à destination du deuxième transistor. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ladite durée prédéterminée correspond à une demi-période de la tension alternative d'alimentation. Selon un mode de réalisation de la présente invention, 5 ledit moyen d'inversion et de transfert comporte un optocoupleur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit moyen de génération comporte un comparateur fournissant un signal de commande de grille du premier transistor dont l'extinc- tion est conditionnée par ledit retard variable initialisé par ledit circuit de détection. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit retard variable à l'extinction du premier transistor est obtenu par une cellule résistive et capacitive dont la résis- tance est conditionnée par un potentiomètre et dont la charge est commandée par ledit circuit de détection. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ladite impulsion de durée prédéterminée est obtenue au moyen dudit comparateur par une décharge résistive et capacitive du même condensateur que celui fixant le retard variable. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit de commande comporte en outre un circuit de démarrage. Selon un mode de réalisation de la présente invention, appliqué à la commande d'une charge résistive et capacitive, l'apparition de ladite impulsion provoque l'ouverture dudit premier transistor. Selon un mode de réalisation de la présente invention, appliqué à la commande d'une charge résistive et inductive, l'apparition de ladite impulsion provoque la fermeture dudit 30 premier transistor. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: la figure 1 représente, de façon très schématique, le montage d'un variateur de puissance selon l'invention dans un circuit de coitunande d'une charge; la figure 2 est un schéma électrique simplifié d'un 5 variateur de puissance selon un mode de réalisation de la présente invention; la figure 3 illustre, sous forme de blocs, les fonc- tions remplies par le circuit de commande des deux interrupteurs de puissance du variateur selon la présente invention; les figures 4A à 4G illustrent, par des chronogrammes simplifiés, le fonctionnement d'un variateur selon l'invention; et la figure 5 est un exemple de schéma électrique détaillé d'un variateur de puissance selon la présente inven- 15 tion. De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments qui sont nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. En particulier, la charge commandée par un variateur de l'invention n'a pas été détaillée, le variateur de l'invention pouvant être utilisé quelle que soit la charge connectée en série. Une caractéristique de la présente invention est de connecter, en série avec la charge à commander, deux transistors bipolaires à grilles isolées. De tels transistors sont connus sous la dénomination RB-IGBT (Reverse Blocking Isolated Gate Bipolar Transistor). Selon l'invention, ces transistors sont connectés en anti-parallèle et sont commandés en utilisant une commande au zéro de tension (pour une charge résistive ou résistive et capacitive) ou au zéro de courant (pour une charge résistive et inductive) à la fréquence du secteur. Les transistors RB-IGBT tiennent la tension inverse, ce qui permet de les utiliser en anti-parallèle sans qu'il soit nécessaire d'y adjoindre une diode additionnelle. Le fait d'utiliser des transistors RB-IGBT permet d'utiliser un signal de commande et son inverse pour les deux transistors, et d'obtenir des commutations naturelles au zéro de courant ou au zéro de tension. La figure 1 représente, de façon très schématique, le montage d'un variateur de puissance 1 (DIMN R) dans son environnement applicatif. Ce variateur 1 est destiné à être connecté en série avec une charge 2 (Q) qu'il commande entre deux bornes 3 et 4 d'application d'une tension alternative d'alimentation Vac, par exemple, le réseau de distribution électrique. Par exemple, le variateur comporte trois bornes de connexion vers l'extérieur. Deux bornes sont destinées à être connectées aux bornes 3 et 4 d'application de la tension alternative et une troisième borne 5 est destinée à être reliée à la charge 2 commandée, l'autre borne de la charge étant connectée directement à l'une (par exemple 3) des bornes d'application de la tension alternative Vac. En variante, si un autre type d'alimentation est utilisé, le variateur 1 ne comporte que deux bornes de raccordement aux bornes 4 et 5. La figure 2 représente, de façon schématique et partiellement sous forme de blocs, un mode de réalisation d'un variateur de puissance 1 selon la présente invention dans le cas d'une charge RC. Ce variateur 1 comporte essentiellement deux inter- rupteurs de puissance 11 et 12 connectés en anti-parallèle entre les bornes 4 et 5 destinés à être connectés en série avec la charge. Les interrupteurs 11 et 12 sont des transistors RB-IGBT. Dans l'exemple de la figure 2, un premier transistor 11 est unidirectionnel en courant de la borne 5 vers la borne 4. Le deuxième transistor 12 est unidirectionnel en courant de la borne 4 vers la borne 5. Fonctionnellement, chaque transistor 11, 12 est commandé par un circuit 13 (GD1) respectivement 14 (GD2) de fourniture d'un signal de commande, respectivement Vgsl et Vgs2, sur sa grille. Le circuit 13 de commande du transistor 11 est alimenté par un circuit 15 (PW1) de fourniture d'une tension continue Vccl à partir de la tension présente entre les bornes 3 et 4. Le circuit 14 est alimenté par une deuxième tension continue Vcc2 fournie par un circuit 16 (PW2) d'extraction de cette tension d'alimentation à partir de la tension présente entre les bornes 4 et 5. Le besoin de deux tensions d'alimentation différentes pour les circuits de commande 13 et 14 est lié à l'absence de tension de référence commune pour ces deux circuits. Selon l'invention, la commande en variation de puissance est imposée à l'un des deux circuits (par exemple, le circuit 13) au moyen d'un potentiomètre P ou équivalent. Cette commande est transmise, par l'intermédiaire d'une barrière d'isolement constituée de préférence d'un optocoupleur 17, au circuit 14. De préférence, le circuit 15 d'alimentation du circuit 13 considéré comme non flottant (c'est-à-dire référencé à la borne 4 qui correspond généralement au neutre de la tension Vac) est un circuit de type résistif. Par exemple, une résistance R15 est en série avec une diode D15 et un condensateur C15 entre les bornes 3 et 4. Une diode Zener DZ15 fixant le niveau de tension Vccl est connectée entre l'anode de la diode D15 (connectée à la résistance R15) et la borne 4. La tension Vccl est prélevée au point de connexion entre la diode D15 (cathode) et le condensateur C15. En désignant par positives les alternances de la tension Vac dans lesquelles le potentiel de la borne 3 est supérieur au potentiel de la borne 4, le condensateur C15 est chargé pendant chaque alternance positive de la tension Vac. La diode D15 a pour rôle d'empêcher une décharge du condensateur C15 dans l'alimentation alternative pendant les alternances négatives. Côté circuit 14 de commande flottant (dont une des bornes est connectée à la charge 2), on prévoit de préférence un circuit d'alimentation 16 de type capacitif. Par exemple, le circuit 16 comporte un condensateur C16 en série avec une diode D16 et un condensateur C6 entre les bornes 5 et 4, le condensateur C6 jouant le rôle de la résistance R15 du circuit 15. Une diode Zener DZ16 est connectée entre la borne 5 et l'anode de la diode D16 reliée au condensateur C6. Cette diode DZ16 fixe la tension d'alimentation Vcc2 fournie par le circuit 16 et qui est prélevée à la cathode de la diode D16. Le circuit 16 accumule l'énergie dans son condensateur C16 uniquement pendant les périodes où le transistor 12 est bloqué. Couune on le verra par la suite, l'invention tire profit du fait que les interrupteurs 11 et 12 ont pour caractéristique d'entrer en conduction uniquement si deux conditions sont simultanément remplies à savoir un signal de commande de grille Vgs positif et une tension anode-source Vas également positive. Cela permet de simplifier la commande. La figure 3 représente, de façon schématique et sous forme de blocs, les fonctions principales d'un circuit de commande selon un mode de réalisation de la présente invention. Pour simplifier, on suppose que ces circuits sont alimentés par les tensions Vccl et Vcc2 appropriées comme cela sera exposé par la suite en relation avec la figure 5. Le signal de commande de grille Vgsl du premier transistor RB-IGBT 11 est, dans le cas d'une charge résistive ou résistive et capacitive, fourni à partir d'une détection du passage par zéro de la tension d'alimentation dans le sens négatif vers positif avec l'orientation de tension prise aux figures (bloc 18, ZVS). Cette détection du zéro de tension déclenche un élément retardateur (bloc 19, DELAY COMP) dont la valeur est conditionnée par la consigne fixée, par exemple, par le potentiomètre P (figure 2). Le circuit 19 a pour fonction, dans le cas d'une commande de charge RC, d'une part d'annuler la commande de grille Vgsl une fois le retard atteint constituant une première temporisation variable et, d'autre part de réactiver la commande de grille à l'issue d'une deuxième temporisation fixe prédéterminée. La suppression de la tension Vgsl à l'issue de la temporisation variable ouvre (bloque) le transistor 11. Le même signal, inversé par un inverseur 14 (INV), est transmis par la barrière d'isolement 17 (ISOL) à la grille du transistor 12 sous la forme d'un signal Vgs2. Ainsi, le transistor 12 est commandé pour être rendu passant (sous réserve que sa tension anode-source soit positive) au moment où le transistor 11 se bloque. Cette commande de conduction est maintenue tant que le bloc 19 n'inverse pas de nouveau le signal de grille Vgsl à l'issue d'une temporisation prédéterminée (fixé lors d'un réglage du circuit). Cette temporisation fixe est préférentiellement choisie pour correspondre à une demi-période de la tension d'alimentation alternative et doit, plus généralement, respecter la condition qu'ajoutée au retard maximum à l'ouverture du transistor 11, la durée totale n'excède pas la période de la tension alternative d'alimentation. La tempo- risation fixe permet de se contenter d'une détection du passage par le zéro de tension dans un seul sens, donc la génération d'un signal de commande à la fréquence de la tension alternative (plutôt qu'à une fréquence double). En variante, pour une charge inductive, le signal Vgsl 20 est fourni, par rapport au passage par zéro, après un retard conditionné par le potentiomètre P, et est annulé après la temporisation fixe correspondant préférentiellement à une demi- période. De préférence, un circuit 20 (SOFT) de démarrage lent est prévu pour allonger progressivement les périodes de conduction des transistors jusqu'à atteindre la durée fixée par le potentiomètre (ou au moyen d'une consigne analogique). Les figures 4A à 4G illustrent, sous forme de chrono-grammes, le fonctionnement du variateur de puissance selon l'invention tel que représenté aux figures 2 et 3. La figure 4A représente un exemple d'allure de la tension Vas entre les bornes 5 et 4 (anode et source du transistor 11). Les figures 4B et 4C représentent respectivement les tensions Vgsl et Vgs2 de commande de grille des transistors 11 et 12. La figure 4D représente le courant I entre les bornes 5 et 4 (c'est-à-dire dans la charge commandée) avec, par convention, un courant positif dans le transistor 11. La figure 4E représente le signal ZVS fourni par le circuit 18 de détection du zéro de tension dans le sens positif. La figure 4F représente la tension Vp fournie en entrée du comparateur du bloc 19. La figure 4G représente le signal TEMPO de temporisation fixant le retard prédéterminé (ici une demi-période de la tension Vac) de commande d'ouverture du transistor 12. Pour simplifier, les chutes de tension à l'état passant des différents éléments du circuit de commande ainsi que les temps respectifs d'établissement des signaux n'ont pas été pris en compte. En figure 4A, l'allure de la tension Vac est illustrée en pointillés. On suppose un fonctionnement en régime établi, dans lequel comme on le verra par la suite, la tension de grille Vgsl (figure 4B) est au niveau haut à la fin de l'alternance négative de la tension d'alimentation. Juste avant un instant t0 correspondant au passage par zéro de la tension Vac vers l'alternance positive, la tension Vgsl est au niveau haut, la tension Vgs2 est au niveau bas. Le transistor 11 est toutefois bloqué car sa tension anode-source est négative. A l'instant t0, le transistor 11 comunence à conduire, la tension appliquée à ses bornes devenant positive. Par conséquent, la tension Vas s'annule. Un courant circule I alors dans la charge. En figure 4D, on a supposé arbitrairement une croissance linéaire du courant à partir de l'instant t0. Par ailleurs, le signal ZVS (figure 4E) de détection du passage par zéro vers les alternances positives passe à l'état bas, déclenchant l'élément retardateur de la temporisation variable. On suppose un retard de durée D à l'issue duquel le signal Vp passe à l'état haut. En pratique, le signal Vp commence à croître dès l'instant t0 par une charge capacitive à travers le potentiomètre P pour atteindre un seuil TH de déclenchement d'un comparateur à l'instant t1. Le seuil TH prédéterminé est choisi en fonction de la plage de variation de puissance souhaitée pour le circuit, de telle sorte qu'en fonction de la valeur donnée au potentiomètre de réglage P, le seuil TH soit atteint à un instant différent de l'alternance positive de la tension Vac. Cet effet a toutefois été négligé en figure 4F. Le transistor 12 reste bloqué dans la mesure où son signal de commande de grille est nul (sa tension anodesource est de plus négative). A l'instant t1, le signal de commande de grille Vgsl du transistor 11 disparaît sous l'effet du comparateur du bloc 19. Par conséquent, le courant I disparaît et la tension Vas rejoint la tension d'alimentation Vac. Le signal de commande de grille Vgs2 du transistor 12 passe à l'état haut. Le transistor 12 reste toutefois bloqué dans la mesure où sa tension anode-source est négative. A un instant t2 correspondant au passage par zéro vers l'alternance négative, le transistor 12 commence à conduire et un courant I apparaît dans la charge (courant négatif dans l'orientation prise aux figures). Le signal ZVS reste à l'état bas dans la mesure où il ne détecte que les passages vers les alternances positives. Pour simplifier on a supposé que le signal Vp reste au niveau TH entre les instants tl et t2. En pratique, son niveau décroît dans une réalisation des temporisations au moyen d'éléments résistifs et capacitifs. Cela n'a toutefois pas d'incidence sur le fonctionnement pourvu qu'il reste au-delà du seuil de basculement vers le bas du comparateur de l'élément 19. Selon ce mode de réalisation de l'invention, la temporisation TEMPO (figure 4G) de durée fixe est déclenchée à chaque blocage du transistor 11 par disparition de sa tension de grille (instant tl). Cette temporisation a une valeur prédé- terminée correspondant, de préférence, à une demi période de la tension alternative d'alimentation Vac. Par exemple, la tempo- risation est fixée à environ 10 millisecondes pour une fréquence du secteur de 50 Hz et à environ 8,3 millisecondes pour un secteur à 60 Hz. A l'expiration de cette temporisation (instant t3), l'élément 19 rebascule la tension de grille Vgsl du tran- sistor 11 vers l'état haut (l'effet d'une décharge capacitive a été négligé). Il en découle un blocage du transistor 12 par le basculement vers l'état bas de la tension Vgs2. Par ailleurs, l'expiration de la temporisation provoque la mise à l'état haut du signal ZVS de détection du zéro de tension ainsi qu'une remise à zéro du signal V.F. (en pratique, une décharge quasi-complète de la capacité stockant la tension Vp). On notera que, bien que le signal Vgsl soit repassé à l'état haut, le transistor 11 reste bloqué dans la mesure où il s'agit d'une alternance négative. Au passage par zéro suivant (instant t0') vers une alternance positive, le transistor 11 redevient conducteur et le fonctionnement décrit en relation avec les instants t0, t1, t2 et t3 se reproduit pour les instants t0', t1', t2' et t3'. On voit ici apparaître pourquoi, en régime établi, le signal Vgsl est à l'état haut avant l'instant t0. Dans l'exemple des figures 4, on suppose que la valeur du potentiomètre P a été modifiée à l'instant t0', de sorte que l'instant t'1 est retardé d'une durée D' supérieure à la durée D par rapport l'instant t'0. Il en découle une période de conduction plus longue du circuit, donc une puissance supérieure dans la charge. La temporisation T reste quant à elle fixe. On notera que, bien qu'il ne soit pas obligatoire que la temporisation T corresponde exactement à la demi-période de la tension d'alimentation, cela constitue un mode de réalisation préféré dans la mesure où cela rend symétrique les périodes de conduction des transistors 11 et 12. Un avantage de la présente invention est qu'en utilisant des transistors RB-IGBT, il est désormais possible d'uti- liner un seul comparateur pour générer un signal de grille servant, par inversion d'état, à la commande des deux transistors. La figure 5 représente un exemple de réalisation pratique d'un circuit de variation de puissance selon la pré- sente invention. Cette figure sera décrite en relation avec les éléments décrits dans les figures précédentes. Le circuit 18 de détection du zéro de tension a une structure en ellemême classique. Il comporte un transistor t18 bipolaire de type NPN dont la base est reliée par une résistance R181 à la borne 5 de connexion à la charge et par une diode D18 au neutre 4 de la tension alternative Vac, l'anode de la diode D18 étant connectée à la borne 4 de sorte que seuls les passages par zéro vers les alternances positives sont pris en compte par la base du transistor T18. La base du transistor T18 est par ailleurs connectée, par l'intermédiaire d'une résistance R182, au point de fourniture de la tension Vccl du circuit 15, pour maintenir la saturation du transistor T18 même lorsque la tension entre les bornes 4 et 5 est faible (cette résistance peut être supprimée pour une commande sur charge RL). Le transistor T18 se bloque dès que la tension Vas devient nettement supérieure à zéro. Le circuit 15 est conforme à celui décrit en relation avec la figure 2. Un condensateur C181 est connecté en parallèle sur la diode D18. Ce condensateur C181 est optionnel et sert à immuniser la base du transistor des perturbations engendrées par la tension Vas. L'émetteur du transistor T18 est connecté directement à la borne 4 tandis que son collecteur est relié par une association en série de deux résistances R183 et R184 à un point 21 d'application de la tension Vcc1 lorsque le circuit est allumé. Le signal ZVS est prélevé au point milieu de l'association en série des résistances R183 et R184. Ce point (noté ZVS) est relié, par une résistance R185 de forte valeur, à la grille d'un transistor MOS M20 constitutif du circuit de démarrage 20. Un condensateur C182 optionnel d'immunisation du transistor T18 au bruit relie le point ZVS à la borne 4. Le circuit 20 sera détaillé par la suite. Pour l'instant, on se contente de noter que, lorsque le transistor M20 dont la source est au potentiel Vccl est rendu passant la mise en conduction du transistor T18 suite à la polarisation directe de la diode D18, il fournit du courant au potentiomètre P qui participe, à travers une résistance R201, à la charge d'un condensateur C191 conditionnant la tension Vp. Le condensateur C191 est connecté entre une entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel A19 monté en comparateur et le neutre 4. Simultanément à la mise en conduction du transistor M20, le signal ZVS bloque un transistor M22 constitutif d'un circuit 22 de décharge du condensateur C191 (instant t3, figures 4). Ce transistor M22 est connecté en série avec une résistance R22 entre l'entrée inverseuse de l'amplificateur A19 et le neutre 4. Il permet le basculement rapide de la tension Vgs1 de sortie du comparateur A19. L'entrée non inverseuse du comparateur A19 est reliée au point milieu d'un pont diviseur résistif constitué de résistances R192 et R193 en série entre le point 21 d'application de la tension Vccl lorsque le circuit est allumé et la borne 4. Une résistance R195 constitue la contre-réaction du comparateur A19 en reliant sa sortie à son entrée non inverseuse, et fixe avec la résistance R192, une hystérésis de commutation du comparateur A19. La sortie de l'amplificateur A19 est reliée par une résistance R194 à la grille du transistor 11 et, par une résistance R197 au point 21. La sortie du comparateur A19 est reliée par une résistance R141 à l'entrée inverseuse d'un amplificateur A14 monté en inverseur-décaleur de niveau (level-shifter). L'entrée non inverseuse de l'amplificateur A14 est reliée au point milieu d'un pont diviseur résistif constitué de résistances R142 et R143 en série entre le point 21 d'application de la tension Vccl et le neutre 4. Le choix des valeurs des résistances pour un basculement correct de cet inverseur est à la portée de l'homme du métier. Les amplificateurs A19 et A14 sont alimentés par la tension Vccl fournie par le circuit 15. La temporisation TEMPO d'une demi-période de l'alimen- tatidn alternative est réalisée au moyen du même condensateur C191 qui réalise la temporisation variable et d'une résistance R196 formée préférentiellement d'un potentiomètre pour pouvoir régler cette temporisation en fonction de la fréquence de l'alimentation alternative. Ce potentiomètre R196 relie l'entrée inverseuse de l'amplificateur A19 à l'entrée inverseuse de l'amplificateur A14 en étant en série avec une diode D19. Lorsque le signal Vgsl est à zéro, le condensateur C191 se décharge à travers la résistance R196. On voit qu'un seul comparateur A19 sert pour les deux temporisations (variable et fixe). La première temporisation (seuil TH) est conditionnée par le potentiomètre P, la résis- tance R201 et le condensateur C191. Lorsque le comparateur bascule, il impose un état zéro sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur A14. Cela déclenche la décharge du condensateur C191 dans la résistance R196, jusqu'à un seuil fixé par les résistances R192, R193, R195 et R197. La sortie de l'amplificateur A14 est reliée à l'isolateur 17 constitué d'un optocoupleur. L'optocoupleur a été représenté détaillé en figure 5 pour illustrer sa polarisation. La sortie de l'amplificateur A14 est reliée à la cathode de la diode émettrice D17 dont l'anode est polarisée par une résistance R171 au potentiel Vccl. Le phototransistor T17 de l'optocoupleur a son émetteur connecté directement à la borne 5, sa base connectée par une résistance de polarisation R172 également à la borne 5. Le collecteur du transistor T17 est relié au point milieu de résistances R173 et R174 en série entre le point de fourniture de la tension Vcc2 (sortie du circuit 16) et la grille du transistor 12. On voit que dès que le transistor 17 est bloqué, une tension de grille Vgs2 se trouve appliquée sur la grille du transistor 12. A l'inverse, lorsque la diode émettrice D17 rend passant le transistor t17, celui-ci court- circuite les grille et source du transistor 12. Une résistance R186 relie, par une diode D201, l'anode de la diode D17 à la grille du transistor M20. La résistance R186 sert à bloquer le transistor M20 pour permettre la décharge du condensateur C191 lorsque l'amplificateur A14 bascule. Ce basculement est détecté par la diode D201. Le point milieu entre les résistances R185 et R186 est relié à la grille du transistor M20 du circuit de démarrage. Ce circuit de démarrage comporte, en parallèle avec le potentiomètre P et une résistance R202 servant de butée (donc entre le drain du transistor M20 et la résistance R201), une diode D202 en série avec l'association en parallèle d'uncondensateur C20 et d'une résistance R203, l'anode de la diode D202 étant reliée au drain du transistor M20. On suppose, dans l'exemple représenté, que le poten- tiomètre possède une fonction d'allumage-extinction qui conditionne (flèche P') la position d'un interrupteur 211 du circuit de démarrage reliant la borne d'alimentation Vccl, soit au point 21 lorsque le circuit doit être allumé, soit à l'entrée inverseuse de l'amplificateur A19 lorsqu'il doit être éteint. Le circuit 20 fonctionne de la façon suivante. Le condensateur C20 est initialement déchargé. Cela autorise le court-circuit du potentiomètre P et ainsi un faible temps de conduction à l'allumage du circuit. Ce temps de conduction augmente au fur et à mesure que le condensateur C20 se charge progressivement à chaque cycle de conduction, jusqu'à atteindre la valeur fixée par le potentiomètre P. La résistance R202 qui peut être un potentiomètre sert à fixer le temps de conduction maximum du variateur de puissance. La résistance P201 sert à définir un temps de conduction minimum du variateur de puissance et par voie de conséquence, le courant moyen minimum disponible pour la tension d'alimentation flottante Vcc2. Quand le variateur de puissance est éteint par la commutation de l'interrupteur 211, le condensateur C20 se trouve déchargé par la résistance 203 de façon à forcer un démarrage lent à la mise en route suivante. Le circuit 16 de fourniture de la tension Vcc2 est complété par rapport au mode de réalisation de la figure 2 par une cellule constituée d'une résistance R161 en série avec une résistance R162, le tout en parallèle avec une résistance R163 connectée en série avec le condensateur C6. Cette cellule sert à 2872354 16 alimenter l'étage flottant quel que soit le type de charge en série. En particulier, dans une application où la charge est une lampe fluorescente, cela évite une charge intempestive du condensateur d'entrée de cette lampe. A titre d'exemple particulier de réalisation, un circuit tel que représenté en figure 5 a été réalisé, pour un fonctionnement sur un réseau 60 Hz, avec les composants suivants. Amplificateur opérationnels A14 et A19: LM393. Optocoupleur: 4N35-M. Diodes D15, D16, D18, D19 et D202: MCL4148. Diodes DZ15 et DZ16: BZV55C16. Transistor M20: TP0610T. Résistances: R163: 10 S2; R174, R184, R186, R194 1 kS2; R22: 3,3 kS2; R201: 15 k.Q; R171: 18 kf2; R15 20 kf2; P203: 30 kf2; R161, R162: 75 kf2; R173, R197 82kû; R141, R181: 100kf2; R183: 150kf2; R192: 220kQ; R195: 330 kÇ2; R202: 500 kS2; R142, R143, R182: 511 kS2 R185: 1 MS2; R172: 1,8 MS2. Potentiomètres: R196: 500 kS2; P: 560 kÇ2. Condensateurs: C182: 1 nF; C181: 10 nF; C6, C191: 33 nF; C16: 4,7 gF; C15, C20: 100 F. Le seul condensateur haute tension requis pour la mise en oeuvre de l'invention est le condensateur C6. Un avantage de la présente invention est qu'elle évite le recours à deux diodes haute tension comme dans le cas d'un système classique à commande analogique de transistors MOS de puissance. Un autre avantage de la présente invention est que la 30 commande des transistors s'effectue à la fréquence du signal d'alimentation. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les dimensionnements à donner aux différents constituants est à la portée de l'homme du métier à 25 partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. De plus, d'autres réalisations pratiques autres que la réalisation préférée illustrée par la figure 5 pourront être envisagées pourvu de respecter les fonctionnalités décrites. En parti- culier, ces fonctions peuvent être remplies par un micro-contrôleur. REVENDICATIONS 1. Circuit de commande en variation de puissance d'une charge (2) alimentée par une tension alternative (Vac) et connectée directement à une première borne d'application de la tension alternative, caractérisé en ce qu'il comporte deux transistors bipolaires à grilles isolées (11, 12), connectés en anti-parallèle entre une deuxième borne (4) d'application de la tension alternative et la charge; un moyen (18) de détection du passage par zéro de la tension alternative d'alimentation dans un premier sens; un moyen (19, 20) de génération, à chaque période de la tension d'alimentation, d'une impulsion de durée prédéterminée (T) de commande d'un premier (11) desdits transistors, l'instant d'apparition de l'impulsion étant conditionné par la détection du passage par zéro de la tension alternative et par une consigne de puissance souhaitée fixant un retard variable (D) d'apparition de l'impulsion par rapport au passage par zéro détecté ; et un moyen (14, 17) d'inversion et de transfert de ladite impulsion à destination du deuxième transistor (12). 2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel ladite durée prédéterminée correspond à une demi-période de la tension alternative d'alimentation. 3. Circuit selon la revendication 1 ou 2, dans lequel ledit moyen d'inversion et de transfert comporte un optocoupleur (17). 4. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel ledit moyen de génération comporte un comparateur (19) fournissant un signal (Vgsl) de commande de grille du premier transistor (11) dont l'extinction est conditionnée par ledit retard variable (D) initialisé par ledit circuit de détection (18). 5. Circuit selon la revendication 4, dans lequel ledit retard variable à l'extinction du premier transistor (11) est obtenu par une cellule résistive et capacitive (C191) dont la résistance est conditionnée par un potentiomètre (P) et dont la charge est couunandée par ledit circuit de détection {18). 6. Circuit selon la revendication 5, dans lequel ladite impulsion de durée prédéterminée est obtenue au moyen dudit comparateur (19) par une décharge résistive et capacitive (R196, C191) du même condensateur que celui fixant le retard variable. 7. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, comprenant en outre un circuit (20) de démarrage. 8. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 7 pour la commande d'une charge résistive et capacitive, dans lequel l'apparition de ladite impulsion provoque l'ouverture dudit premier transistor (11). 9. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 7 pour la commande d'une charge résistive et inductive, dans lequel l'apparition de ladite impulsion provoque la fermeture dudit premier transistor (11).