FR 2869171 A1 20051021 FR 0503702 A 20050413 1 2869171 PROCEDE DE CONTROLE DU SON MAGNETIQUE D'UNE MACHINE TOURNANTE A COURANT ALTERNATIF ARRIERE-PLAN DE L'INVENTION 1. Domaine de l'invention La présente invention se rapporte à un procédé de contrôle du son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif. 2. Description de la technique apparentée Ces dernières années, les voitures électriques, les voitures hybrides, les voitures à pile à combustible, etc., ont atteint le niveau pratique ou niveau de développement. Dans ces voitures, des machines tournantes à courant alternatif de forte puissance deviennent les unités principales de génération de la puissance motrice, mais de telles machines tournantes à courant alternatif de forte puissance souffrent du problème qu'elles produisent un fort son magnétique. En tant que procédé de réduction de ce son magnétique, la publication de brevet japonais non examiné (Kokai) N 11-341 864 propose de générer des formes d'onde de courant destinées à neutraliser la force de vibration magnétique sur la base d'informations de fluctuation de la force de manière à réduire le son magnétique. Le principe de la technologie destinée à réduire le son magnétique par une superposition de courant de la publication de brevet japonais non examiné N 11-341 864 décrite ci-dessus peut être facilement compris, mais il n'est pas évident de savoir quelles formes d'onde de courant il convient de superposer en réalité pour réduire le son magnétique de la fréquence intrinsèque dominante dans une machine tournante à courant alternatif. Il existe donc la possibilité que le son magnétique serait plutôt augmenté par la superposition d'un courant ou que presque aucun effet de réduction du son magnétique ne pourrait être obtenu. A savoir, l'homme de l'art pourrait facilement avoir conçu de modifier le courant d'une certaine manière afin de modifier le son magnétique se rapportant à la force électromagnétique créée par ce courant, mais n'aurait pas pris en considération les formes d'onde de courant à donner pour réduire le son magnétique, en particulier leurs fréquences, donc il aurait été difficile de réduire réellement le son magnétique avec une bonne précision. Ce problème devient encore plus difficile pour la 2869171 2 réduction par exemple du son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif destinée à générer un couple moteur dans laquelle l'état de conduite change sans interruption. RESUME DE L'INVENTION Un but de la présente invention est de fournir un procédé de contrôle du son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif réalisant efficacement par exemple la réduction du son magnétique, et d'un dispositif de machine tournante à courant alternatif qui peut librement contrôler le son magnétique. Pour atteindre le but ci-dessus, conformément à un premier aspect de la présente invention, il est fourni un procédé de contrôle du son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif comprenant, lorsque l'on désigne un ordre d'une composante de fréquence fondamentale d'un courant alternatif à phases multiples fourni à une armature d'une machine tournante à courant alternatif à phases multiples comme étant "1", l'ajout au courant alternatif à phases multiples d'un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre nl (nl est un nombre entier naturel) présentant la même séquence de phases que la composante de fréquence fondamentale et d'un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre n2 (n2 est un nombre entier naturel) présentant une séquence de phases inverse par rapport à la composante de fréquence fondamentale de manière à modifier, parmi la vibration dans la direction radiale constituée d'une vibration générée radialement autour d'un axe d'un arbre de la machine tournante à courant alternatif du fait de la force de vibration générée par la machine tournante à courant alternatif ou appliquée en entrée à la machine tournante à courant alternatif de l'extérieur, des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale d'ordre (n1+n2), d'ordre (n1-1) et d'ordre (n2+1) en comparaison à un cas où on n'ajoute pas de courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. Grâce à cela, il devient tout d'abord possible de réduire efficacement le son magnétique de machines tournantes à courant alternatif présentant diverses tailles et tout état de puissance. On notera que l'expression "la même séquence de phases" 40 signifie une séquence d'alimentation de courants de phases où 2869171 3 les sens de rotation des champs magnétiques formés par les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale sont les mêmes, alors que l'expression "la séquence de phases inverse" signifie une séquence d'alimentation de courants de phases où les sens de rotation des champs magnétiques formés par les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale sont opposés. Une commande en boucle ouverte peut être exécutée en utilisant des valeurs déterminées précédemment en tant que phases ou intensités des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale ou une commande de rétroaction peut être exécutée pour amener les différences entre les valeurs détectées des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale détectés et les valeurs cibles des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale à converger vers 0. On notera que les valeurs précédemment déterminées peuvent être modifiées selon l'état de conduite sur la base de mappes mémorisées au préalable de l'intensité de courant de l'onde fondamentale ou de la vitesse de rotation et de la phase ou de l'intensité. A savoir, conformément à la présente invention, en superposant un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre nl (n est un nombre entier naturel) présentant la même séquence de phases que celle de la composante de fréquence fondamentale sur un courant de stator de la machine tournante à courant alternatif exécutant un fonctionnement de moteur ou un fonctionnement de génération de courant, le son magnétique d'ordre nl-1 peut être augmenté ou réduit alors que, en superposant un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre n2 (n est un nombre entier naturel) présentant une séquence de phases inverse par rapport à la composante de fréquence fondamentale sur le courant de stator, le son magnétique d'ordre n2+1 peut être augmenté ou réduit. En outre, en superposant les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre nl et d'ordre n2, le son magnétique d'ordre nl+n2 peut être augmenté ou réduit. De ce fait, une machine tournante à courant alternatif extrêmement silencieuse peut être réalisée et une machine tournante à courant alternatif 2869171 4 présentant le son magnétique souhaité peut être réalisée. Par exemple, dans une voiture hybride, lorsque le moteur à combustion interne est arrêté et que la voiture est entraînée par la machine tournante à courant alternatif, un son de rotation destiné à donner la même sensation d'accélération que celle donnée par un moteur à combustion interne peut être généré. En outre, lorsqu'une anomalie a lieu dans la voiture ou dans la machine tournante à courant alternatif et que les conditions de conduite changent, le son magnétique peut être modifié conformément à cela pour donner les informations à un conducteur. En outre, il devient également possible pour le conducteur d'établir au préalable le niveau ou la fréquence du son magnétique afin qu'il corresponde à ses préférences. Cela sera expliqué plus en détail ci-dessous. Un son magnétique est provoqué par la vibration (également appelée "vibration magnétique") formée par la force magnétique ("force de vibration magnétique") d'une partie centrale d'une machine tournante à courant alternatif. Cette vibration magnétique devient la vibration combinée d'une vibration selon la direction circonférentielle et d'une vibration dans la direction radiale. La vibration dans la direction circonférentielle de la partie centrale provoque une ondulation de couple, mais comme la partie centrale du stator ou la partie centrale du rotor présente une forme sensiblement cylindrique ou une forme de colonne, même lorsque ces parties centrales vibrent périodiquement dans la direction de la circonférence, la vibration de l'air à proximité des parties centrales due à cette vibration, c'est-à-dire le bruit, est faible. Contrairement à cela, la vibration dans la direction radiale de la partie centrale provoque la vibration dans la direction radiale d'une circonférence extérieure ou d'une circonférence intérieure de la partie centrale du stator ou de la partie centrale du rotor, mais la circonférence extérieure ou la circonférence intérieure est proche de l'air, en conséquence la vibration dans la direction radiale de la partie centrale du stator ou de la partie centrale du rotor amène la circonférence extérieure ou la circonférence intérieure à vibrer dans la direction radiale et à provoquer un bruit important. C'est-à-dire qu'une ondulation de couple est réduite en réduisant la composante dans la direction circonférentielle de la force de vibration magnétique, et le son magnétique est 2869171 5 réduit en réduisant la composante dans la direction radiale de la force de vibration magnétique. Dans la présente invention, de manière à modifier ou réduire les composantes harmoniques d'ordres prédéterminés des composantes selon la direction radiale de la force de vibration magnétique (également appelée la "force de vibration magnétique dans la direction radiale") habituellement formée par la force magnétomotrice de rotor et le courant de stator (composante de fréquence fondamentale) à des valeurs cibles, un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre nl (nl est un nombre entier naturel) présentant la même séquence de phases que celle de la composante de fréquence fondamentale et un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre n2 (n2 est un nombre entier naturel) présentant une séquence de phases inverse par rapport à la composante de fréquence fondamentale sont ajoutés au courant alternatif à phases multiples de manière à ajouter des forces de vibration magnétiques d'ordres prédéterminés présentant des phases et des amplitudes donnant l'amplitude cible de la somme de vecteurs avec les composantes harmoniques (de préférence petites). De ce fait, les composantes harmoniques de la vibration dans la direction radiale d'ordre (nl+n2), d'ordre (nl-1), et d'ordre (n2+1) peuvent être générées, de sorte que ces composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale peuvent être modifiées. Dans ce procédé, en particulier, comme des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse et la même séquence de phases sont utilisés, il peut se présenter l'excellent effet qu'une pluralité de composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale peuvent être contrôlées tout en réduisant la charge de traitement en réduisant les ordres des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. On notera que, en tant que phases et intensités des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale, des valeurs appropriées trouvées par avance grâce à des expérimentations et des valeurs calculées sur la base d'équations expliquées ultérieurement devraient être utilisées. 2869171 6 De préférence, le procédé comprend en outre l'addition de courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant des intensités et des phases prédéterminées à la composante de fréquence fondamentale du courant alternatif à phases multiples de manière à réduire lesdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale plus que dans un cas où l'on n'ajoute pas les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. De ce fait, un son magnétique peut être réduit convenablement et de manière fiable. De préférence, la machine tournante à courant alternatif est une machine tournante à courant alternatif triphasée, l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse par rapport à la composante de fréquence fondamentale est un ordre 6k1-1 (kl est un nombre entier naturel), et l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases que la composante de fréquence fondamentale est un ordre 6k2+1 (k2 est un nombre entier naturel). De ce fait, par exemple à la fois la composante harmonique de vibration dans la direction radiale d'ordre 6k et la composante harmonique de vibration dans la direction radiale d'ordre 12k dominantes dans une machine tournante à courant alternatif triphasée peuvent également être réduites. De préférence, l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse est un cinquième ordre, et l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases est un septième ordre. De ce fait, la composante harmonique de vibration dans la direction radiale du sixième ordre et la composante harmonique de vibration dans la direction radiale dominantes du douzième ordre, par exemple, dans une machine tournante à courant alternatif triphasée peuvent être également réduites. De préférence, l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse est un onzième ordre, et l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases est le 2869171 7 septième ordre. De ce fait, la composante harmonique de vibration dans la direction radiale du sixième ordre et la composante harmonique de vibration dans la direction radiale du douzième ordre peuvent être convenablement réduites. De préférence, l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse est un cinquième ordre, et l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases est un treizième ordre. De ce fait, la composante harmonique de vibration dans la direction radiale du sixième ordre et la composante harmonique de vibration dans la direction radiale du douzième ordre peuvent être bien réduites. De préférence, l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse est un onzième ordre et l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases est un treizième ordre. De ce fait, la composante harmonique de vibration dans la direction radiale du douzième ordre et la composante harmonique de vibration dans la direction radiale du vingtquatrième ordre peuvent être bien réduites. De préférence, l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse est un cinquième ordre, et l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases est un 19e ordre. De ce fait, la composante harmonique de vibration dans la direction radiale de sixième ordre et la composante harmonique de vibration dans la direction radiale du 24e ordre peuvent être bien réduites. Pour atteindre le but ci-dessus, conformément à un second aspect de l'invention, il est fourni un procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif comprenant, lorsque l'on désigne un ordre d'une composante de fréquence fondamentale d'un courant alternatif à phases multiples fourni à une armature d'une machine tournante à courant alternatif à phases multiples comme étant "1", l'addition, au courant alternatif à phases multiples, de courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la 2869171 8 direction radiale présentant les ordres nl, n2 et n3 (nl, n2 et n3 sont des nombres entiers naturels différents les uns des autres), dont au moins l'un présente une séquence de phases inverse par rapport à la composante de fréquence fondamentale, de manière à modifier, parmi la vibration dans la direction radiale constituée d'une vibration générée radialement autour d'un axe d'un arbre de la machine tournante à courant alternatif du fait de la force de vibration générée par la machine tournante à courant alternatif ou appliquée en entrée à la machine tournante à courant alternatif depuis l'extérieur, des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ayant des ordres correspondant aux différences d'ordres entre les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale et des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale présentant des différences d'ordres entre les ordres des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale et 1 par comparaison à un cas où l'on n'ajoute pas les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. De ce fait, il devient tout d'abord possible de bien réduire le son magnétique de machines tournantes à courant alternatif présentant diverses tailles et tous états de puissance. On notera qu'ici également, l'expression "la même séquence de phases" désigne une séquence d'alimentation de courants de phases où les sens de rotation de champs magnétiques formés par les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale sont les mêmes, alors que l'expression "la séquence de phases inverse" signifie une séquence d'alimentation de courants de phases où les sens de rotation de champs magnétiques formés par les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale sont opposés. Ici également, une commande en boucle ouverte peut être exécutée en utilisant des valeurs déterminées au préalable en tant que phases ou intensités des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale ou bien une commande de rétroaction peut être exécutée pour amener à converger vers 0 les différences entre les valeurs détectées des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale détectés et les valeurs cibles des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction 2869171 9 radiale. On notera que les valeurs déterminées au préalable peuvent être modifiées selon l'état de conduite sur la base de mappes mémorisées au préalable de l'intensité de courant d'onde de base ou de la vitesse de rotation et de la phase ou de l'intensité. Cela sera expliqué plus en détail ci-dessous. Un son magnétique est provoqué par la vibration (également appelée "vibration magnétique") formée par la force magnétique ("force de vibration magnétique") d'une partie centrale d'une machine tournante à courant alternatif. Cette vibration magnétique devient la vibration combinée d'une vibration dans la direction de la circonférence et d'une vibration dans la direction radiale. La vibration dans la direction de la circonférence de la partie centrale provoque une ondulation de couple, mais comme la partie centrale du stator ou la partie centrale du rotor présente une forme sensiblement cylindrique ou une forme de colonne, même lorsque ces parties centrales vibrent périodiquement dans le sens de la circonférence, la vibration de l'air à proximité des parties centrales due à cette vibration, c'est-àdire le bruit, est faible. Contrairement à cela, la vibration dans la direction radiale de la partie centrale provoque la vibration dans la direction radiale d'une circonférence extérieure ou d'une circonférence intérieure de la partie centrale du stator ou de la partie centrale du rotor, mais la circonférence extérieure ou la circonférence intérieure est proche de l'air, en conséquence la vibration dans la direction radiale de la partie centrale du stator ou de la partie centrale du rotor amène la circonférence extérieure ou la circonférence intérieure à vibrer dans la direction radiale et à provoquer un bruit important. C'est-à-dire qu'une ondulation de couple est réduite en réduisant la composante selon la direction circonférentielle de la force de vibration magnétique, et que le son magnétique est réduit en réduisant la composante selon la direction radiale de la force de vibration magnétique. Dans cet aspect de la présente invention, de manière à modifier ou réduire les composantes harmoniques d'ordres prédéterminés des composantes dans la direction radiale de la force de vibration magnétique (également appelée la "force de vibration magnétique dans la direction radiale") habituellement formée par la force magnétomotrice du rotor et le courant de 2869171 10 stator (composante de fréquence fondamentale) à des valeurs cibles, les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale de trois ordres sont ajoutés à la composante de fréquence fondamentale de manière à ajouter des forces de vibration magnétiques d'ordres prédéterminés présentant des phases et des amplitudes donnant l'amplitude cible de la somme de vecteurs avec les composantes harmoniques (de préférence petites). Au moins l'un des trois courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présente la séquence de phases inverse à celle de la composante de fréquence fondamentale, alors qu'au moins l'un présente la même séquence de phases de celle de la composante de fréquence fondamentale. Ce faisant, il est possible de modifier (de préférence de réduire) de nombreuses composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale grâce aux trois courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale et à la composante de fréquence fondamentale. Dans ce procédé également, en particulier, comme des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse et la même séquence de phases sont utilisés, on peut présenter un excellent effet qui consiste en ce qu'une pluralité de composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale peuvent être contrôlées tout en réduisant la charge de traitement par la réduction des ordres des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. On notera que, en tant que phases et intensités des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale, des valeurs appropriées trouvées à l'avance grâce à des expérimentations et des valeurs calculées sur la base d'équations expliquées ultérieurement devraient être utilisées. De préférence, le procédé comprend en outre l'addition de courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant des intensités et des phases prédéterminées à la composante de fréquence fondamentale du courant alternatif à phases multiples de manière à réduire la composante harmonique de vibration dans la direction radiale plus que dans un cas où l'on n'ajoute pas les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction 2869171 11 radiale. De ce fait, le son magnétique peut être réduit correctement et de manière fiable. De préférence, la machine tournante à courant alternatif est une machine tournante à courant alternatif triphasée, l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant une séquence de phases inverse par rapport à la composante de fréquence fondamentale est un cinquième ordre, et les ordres de deux des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant les mêmes séquences de phases que la composante de fréquence fondamentale sont un 11e ordre et un 13e ordre. Ce faisant, les 6e, 12e, 18e et 24e composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale peuvent être ajustées. De préférence, le procédé comprend en outre le calcul d'intensités et de phases des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale devant être ajoutés au courant alternatif à phases multiples de manière à obtenir des valeurs cibles des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale sur la base de mappes ou d'équations prédéterminées présentant des relations entre les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale et les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale et l'ajout des valeurs calculées des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale au courant alternatif à phases multiples. A savoir, dans cet aspect de l'invention, en utilisant des relations prédéterminées (mappes ou équations) entre composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale et courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale précédemment mémorisés dans le système, les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale destinés à générer les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale prévues, c'est-à-dire, les valeurs cibles des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale, sont calculés et les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale calculés sont fournis afin de générer ainsi les valeurs cibles des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale. Ce faisant, les valeurs cibles des composantes 2869171 12 harmoniques de vibration dans la direction radiale, c'est-à-dire les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale requises, peuvent être librement générées indépendamment d'un changement de la situation de conduite. De préférence, le procédé comprend en outre la détection des composantes harmoniques de courant fournies à l'armature et l'exécution d'une commande de rétroaction de sorte que les écarts d'intensités et de phases entre les valeurs détectées des composantes harmoniques de courant et les valeurs calculées des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale devant être ajoutés au courant alternatif à phases multiples deviennent nuls de manière à obtenir les valeurs cibles des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale. De ce fait, les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale souhaitées peuvent être générées de manière fiable. De préférence, le procédé comprend en outre la détection des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci, le calcul des intensités et phases des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale correspondant aux différences des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci correspondant aux écarts entre les valeurs détectées des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci et les valeurs cibles des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci sur la base de mappes ou d'équations, et l'addition des valeurs calculées des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale au courant alternatif à phases multiples. De ce fait, les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale souhaitées peuvent être générées de manière fiable. (Modification) 1. Les ordres des séquences de phases inverses et des mêmes séquences de phases des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale (c'est-à-dire les multiples des fréquences des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale par rapport à 2869171 13 la fréquence de la composante de fréquence fondamentale) peuvent naturellement comprendre des tolérances pour la production des circuits de génération de courants d'harmoniques. 2. En tant que machines tournantes à courant alternatif, de préférence divers types de machines synchrones sont employés. En tant que mode d'opération, soit le mode moteur, soit le mode de génération d'énergie peut être utilisé. En outre, les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale peuvent être superposés à tous les domaines de rotation ou bien les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale peuvent être superposés seulement au niveau des domaines de rotation où le son magnétique devient particulièrement un problème. 3. Un seul ordre prédéterminé de vibration dans la direction radiale peut être réduit en superposant un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'un seul ordre prédéterminé ou des vibrations dans la direction radiale d'une pluralité d'ordres peuvent être réduites en superposant des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'une pluralité d'ordres. 4. Le changement, en particulier la réduction, du son magnétique décrit ci-dessus peut être sélectivement exécuté seulement dans une périodespécifique nécessitant du silence dans le véhicule utilisant la machine tournante à courant alternatif, par exemple lorsque le véhicule arrête d'utiliser le moteur à combustion interne, lorsqu'il décélère, bruit du moteur est faible, ou au cours d'un régénération. BREVE DESCRIPTION DES DESSINS lorsque le freinage de Ces buts que d'autres suivante des référence auxet caractéristiques de la présente invention ainsi deviendront plus évidents d'après la description modes de réalisation préférés donnés en faisant dessins annexés, dans lesquels: La figure 1 est une vue illustrant de manière simplifiée un 35 équivalent d'une phase d'un circuit magnétique d'une machine tournante à courant alternatif triphasée, La figure 2 est un schéma de circuit magnétique équivalent à la figure 1, La figure 3 est un schéma synoptique de circuit d'un circuit 40 de commande de moteur employant un procédé de variation de son 2869171 14 magnétique conforme à un mode de réalisation de la présente invention, La figure 4 est un schéma synoptique de circuit d'un circuit de commande de moteur employant un procédé de variation de son 5 magnétique conforme à un autre mode de réalisation de la présente invention, La figure 5 est un schéma synoptique de circuit d'un circuit de commande de moteur employant un procédé de variation de son magnétique conforme à encore un autre mode de réalisation de la présente invention, La figure 6 est un schéma synoptique de circuit d'un circuit de commande de moteur employant un procédé de variation de son magnétique conforme à encore un autre mode de réalisation de la présente invention, La figure 7 est un schéma synoptique de circuit d'un circuit de commande de moteur employant un procédé de variation de son magnétique conforme à encore un autre mode de réalisation de la présente invention, La figure 8 est une vue en coupe transversale simplifiée 20 dans la direction radiale d'une machine synchrone triphasée utilisée dans une expérimentation, La figure 9 est un schéma de forme d'onde présentant des formes d'onde de forces de vibration dans la direction radiale obtenues dans une expérimentation en utilisant la machine synchrone triphasée de la figure 8, La figure 10 est un schéma de spectres de forces de vibration dans la direction radiale obtenues au cours d'une expérimentation, La figure 11 représente l'équation 1 destinée à définir un 30 flux magnétique, La figure 12 représente l'équation 2 destinée à définir une énergie magnétique, La figure 13 représente l'équation 3 destinée à définir une force de vibration magnétique, La figure 14 représente l'équation 4 destinée à définir une force magnétomotrice de rotor et un courant de stator de la phase U, La figure 15 représente l'équation 5 destinée à définir une force magnétomotrice de rotor et un courant de stator de la 40 phase V, 2869171 15 La figure 16 représente l'équation 6 destinée à définir une force magnétomotrice de rotor et un courant de stator de la phase W, La figure 17 représente l'équation 7 destinée à définir une 5 force de vibration de la phase U, La figure 18 représente l'équation 8 destinée à définir une force de vibration de la phase V, La figure 19 représente l'équation 9 destinée à définir une force de vibration de la phase W, La figure 20 représente l'équation 10 destinée à définir une combinaison des trois forces de vibration de phases, La figure 21 représente l'équation 11 destinée à définir une force magnétomotrice de rotor et un courant de stator présentant deux composantes harmoniques de la phase U, La figure 22 l'équation 12 destinée à définir une force magnétomotrice de rotor et un courant de stator présentant deux composantes harmoniques de la phase V, La figure 23 représente l'équation 13 destinée à définir une force magnétomotrice de rotor et un courant de stator présentant 20 deux composantes harmoniques de la phase W, La figure 24 représente l'équation 14 destinée à définir une force de vibration de la phase U calculée grâce à l'équation 11, La figure 25 représente l'équation 15 destinée à définir une force de vibration de la phase V calculée grâce à l'équation 12, La figure 26 représente l'équation 16 destinée à définir une force de vibration de la phase W calculée grâce à l'équation 13, La figure 27 représente l'équation 17 obtenue en faisant j = 3, k = 5, 1= 7, m = 5, et n = 7 dans l'équation 11, La figure 28 représente l'équation 18 obtenue en faisant j = 3, k = 5, l'= 7, m = 5, et n = 7 dans l'équation 12, La figure 29 représente l'équation 19 obtenue en faisant J = 3, k = 5, l'= 7, m = 5, et n = 7 dans l'équation 13, La figure 30 représente l'équation 20 destinée à définir une force de vibration de la phase U calculée grâce à l'équation 17, La figure 31 représente l'équation 21 destinée à définir une force de vibration de la phase V calculée grâce à l'équation 18, La figure 32 représente l'équation 22 destinée à définir une force de vibration de la phase W calculée grâce à l'équation 19, La figure 33 représente l'équation 23 obtenue en combinant trois forces de vibration de phases définies par les équations 17 à 18, La figure 34 représente l'équation 24 pour l'annulation de 5 la composante de force de vibration du 6e ordre, et La figure 35 représente l'équation 25 pour l'annulation de la composante de force de vibration du 12e ordre. DESCRIPTION DES MODES DE REALISATION PREFERES Ci-dessous, les modes de réalisation préférés de la présente 10 invention seront expliqués en faisant référence aux dessins. (Explication du principe) Ci-dessous, le principe lors de l'application de la présente invention à une machine tournante à courant alternatif triphasée sera expliqué ci-dessous. La figure 1 est une vue simplifiée d'un équivalent d'une phase d'un circuit magnétique d'une machine tournante à courant alternatif triphasée, alors que la figure 2 est un schéma équivalent de circuit magnétique de la figure 1. Dans une machine synchrone, un flux magnétique 4 est formé par un pôle magnétique du rotor (formé par une bobine ou un aimant permanent), une force magnétomotrice de rotor Fmag est la force magnétomotrice du pôle magnétique du rotor dans le circuit magnétique, c'est-à-dire une intensité de champ magnétique, et une force magnétomotrice de stator Fcoil est la force magnétomotrice formée dans le circuit magnétique par le courant de stator, c'est-à-dire une intensité de champ magnétique. Rg est une résistance magnétique d'un entrefer entre le stator et le rotor. On notera que, dans les figures ci-dessus et les équations suivantes, Icoil est un courant de stator (courant de phase de l'armature), x est une largeur d'entrefer, S est une surface faisant face à la partie d'entrefer, 0 est la perméabilité de l'air, et N est un nombre de tours de chaque bobine de phase de l'armature. Le flux magnétique est défini par l'équation 1, l'énergie magnétique est définie par l'équation 2, la force de vibration magnétique est définie par l'équation 3, la force magnétomotrice de rotor et le courant de stator de la phase U sont définis par l'équation 4, la force magnétomotrice de rotor et le courant de stator de la phase V sont définis par l'équation 5, et la force magnétomotrice de rotor et le courant de stator de la phase W sont définis par l'équation 6. Dans ce cas, le rotor représenté de manière simplifiée sur la figure 1 tourne dans une machine électrique tournante réelle, en conséquence, la force magnétomotrice de rotor est exprimée sous forme d'une fonction d'onde sinusoïdale. A savoir, la force de vibration magnétique f est définie comme étant la somme d'un carré de la force magnétomotrice de rotor, du carré de la force magnétomotrice de stator, et du produit de la force magnétomotrice de rotor et de la force magnétomotrice de stator. Dans ce cas, à titre d'exemple, la force magnétomotrice de rotor comprend les composantes harmoniques des troisième, cinquième et septième ordres produites du fait de l'influence de la forme du rotor, etc., sur la composante de fréquence fondamentale (composante de premier ordre). Ici, on suppose que le courant de stator n'est constitué que de la composante de fréquence fondamentale. Naturellement, à la fois la force magnétomotrice de rotor et le courant de stator peut également comprendre les composantes harmoniques autres que celles-ci. Les équations 1 à 6 sont respectivement représentées sur les 20 figures 11 à 16. Si l'on calcule les forces de vibration magnétiques (également appelées simplement les "forces de vibration") des différentes phases à partir des équations 4 à 6 et de l'équation 3, on obtient les équations 7 à 9. Les équations 7 à 9 sont respectivement présentées sur les figures 17 à 19. On notera que Fi est l'amplitude d'une composante d'ordre i de la force magnétomotrice de rotor, Ii est l'intensité de la composante d'ordre i du courant de stator, 0 est l'angle de rotation du rotor, a, 13, y, 8, s, t et u sont des angles de phase. Dans les équations 7 à 9, les termes soulignés par les traits continus sont des termes qui présentent des phases identiques pour chaque phase, alors que les termes soulignés par les traits interrompus sont des termes présentant un déphasage de 120 degrés pour chaque phase. Un son magnétique est formé par la force de vibration obtenue en combinant les forces de vibration de ces phases, en conséquence, lorsque les équations 7 à 9 sont ajoutées, l'équation 10 est obtenue. L'équation 10 est représentée sur la figure 20. Ce qui suit constitue des brèves descriptions des termes de l'équation 10. 40 terme (1): composante continue 2869171 18 terme (2): composante du sixième ordre générée par l'harmonique du troisième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (3): composante du sixième ordre générée par les 5 harmoniques du premier ordre et du cinquième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (4) : composante du sixième ordre générée par les harmoniques du premier ordre et du septième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (5): composante du 12e ordre générée par les composantes harmoniques du cinquième ordre et du septième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (6): composante du sixième ordre générée par le cinquième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le 15 premier ordre du courant de stator terme (7): composante du sixième ordre générée par le septième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le premier ordre du courant de stator. Dans l'équation 10, les termes soulignés par les traits continus dans les équations 7 à 9 présentent des phases identiques, de sorte qu'ils se renforcent les uns les autres, alors que les termes soulignés par des traits interrompus dans les équations 7 à 9 neutralisent puisque la somme des trois vecteurs de phase devient nulle. C'est-à-dire que les composantes du sixième ordre indiquées par (2), (3), (4), (6) et (7) dans l'équation 10 et la douzième composante indiquée par (5) sont des termes se renforçant les uns les autres, aussi deviennent-ils la cause du son magnétique de la machine tournante à courant alternatif triphasée. Lorsque l'on entre une condition plus fine pour le calcul, on apprend que la force de vibration combinée de la machine tournante à courant alternatif triphasée devient un multiple entier de 6, et les composantes harmoniques du son magnétique comprennent une composante d'ordre 6k (k est un nombre entier naturel). Ensuite, un cas où deux composantes harmoniques de courant sont superposées sur cette composante de fréquence fondamentale (la composante de premier ordre) du courant de stator sera expliqué. Dans ce cas, il est très important que la composante harmonique de courant d'ordre m présente une séquence de phases inverse à celle de la composante de fréquence fondamentale et 2869171 19 que la composante harmonique de courant d'ordre n présente la même séquence de phases que celle de la composante de fréquence fondamentale. En expliquant en particulier cela, lorsque la séquence de phases de la composante de fréquence fondamentale est U, V et W, la séquence de phases des composantes harmoniques de courant d'ordre m est U, W et V, et la séquence de phases de la composante harmonique de courant d'ordre n est U, V et W. En vue d'une généralisation, on suppose que la force magnétomotrice de rotor comprend le premier ordre, l'ordre j, l'ordre k et l'ordre 1. La force magnétomotrice de rotor et le courant de stator de chaque phase dans ce cas sont indiqués par les équations 11 à 13, en conséquence, lorsque ces équations 11 à 13 sont calculées de la même manière que la description ci-dessus, on obtient les équations 14 à 16. On notera que Fi est l'amplitude d'une composante d'ordre i de la force magnétomotrice de rotor, Ii est l'intensité de la composante d'ordre i du courant de stator, 0 est l'angle de rotation du rotor, a, (3, y, 8, s, t et u sont des angles de phase, j, k, m et n sont des entiers. Les équations 11 à 16 sont respectivement présentées sur les figures 21 à 26. Dans les équations 14 à 16, les termes soulignés par un trait continu sont des termes présentant des phases identiques pour chaque phase, et les termes soulignés par des traits interrompus sont des termes présentant un décalage de phase de 120 degrés pour chaque phase. Le son magnétique est formé par la force de vibration obtenue en combinant les forces de vibration des différentes phases. Les termes soulignés par les traits continus dans les équations 14 à 16 présentent des phases identiques, aussi se renforcent-ils les uns les autres, alors que les termes soulignés par les traits interrompus sur les équations 14 à 16 sont neutralisés puisque la somme de trois vecteurs de phase devient nulle. A savoir, on a appris que les forces de vibration d'ordre m+l, d'ordre n-1 et d'ordre m+n peuvent être générées lorsque la composante harmonique de courant d'ordre m de la séquence de phases inverse et la composante harmonique de courant d'ordre n de la même séquence de phases sont ajoutées. C'est-à-dire que les forces de vibration d'ordre m+l, d'ordre n+l et d'ordre m+n peuvent être librement générées par les composantes harmoniques de courant d'ordre m et d'ordre n. De ce fait, le son magnétique peut être augmenté ou réduit. Ensuite, un cas où la composante harmonique de courant du cinquième ordre est superposée dans la séquence de phases inverse et la composante harmonique de courant du cinquième ordre est superposée dans la même séquence de phases de manière à réduire les sons magnétiques du sixième ordre et du douzième ordre qui deviennent des problèmes dans une machine tournante à courant alternatif triphasée sera analysé en utilisant les résultats ci-dessus de l'analyse. En faisant j = 3, k = 5, 1= 7, m = 5 et n = 7 dans les équations 11 à 13, lorsque l'on considère les forces magnétomotrices de rotor du premier ordre, du troisième ordre, du cinquième ordre et du septième ordre, et les courants de stator du premier ordre, du cinquième ordre (séquence de phases inverse), et du septième ordre (même séquence de phases), les forces magnétomotrices de rotor et les courants de stator des phases sont indiqués par l'équation 17, l'équation 18 et l'équation 19. Les équations 17 à 19 sont respectivement présentées sur les figures 27 à 29. On observe d'après ces équations que, par un traitement de la même manière que ci-dessus, les forces de vibration des différentes phases sont indiquées par les équations 20 à 22 et que la force de vibration obtenue en combinant les forces de vibration des différentes phases est indiquée par l'équation 23. Les équations 20 à 22 sont respectivement présentées sur les figures 30 à 32. On notera que les termes soulignés par des traits continus dans les équations 20 à 22 présentent les mêmes phases, aussi se renforcent-ils les uns les autres, alors que les termes soulignés par des traits interrompus des équations 20 à 22 se neutralisent puisque la somme des trois vecteurs de phase devient nulle. L'équation 23 est représentée sur la figure 33. Ce qui suit 35 constitue de brèves descriptions des termes de l'équation 23. terme (1) : composante continue terme (2): composante du sixième ordre générée par le troisième ordre de la force magnétomotrice de rotor 2869171 21 terme (3): composante du sixième ordre générée par le premier ordre et le cinquième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (4): composante du sixième ordre générée par le 5 premier ordre et le septième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (5): composante du douzième ordre générée par le cinquième ordre et le septième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (6) composante du sixième ordre générée par le cinquième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le premier ordre du courant de stator terme (7) : composante de sixième ordre générée par le septième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le premier 15 ordre du courant de stator. Les termes suivants sont dus à la superposition de composantes du cinquième ordre et du septième ordre du courant de stator. terme (8) composante du sixième ordre générée par le premier ordre de la force magnétomotrice de rotor et le cinquième ordre du courant de stator terme (9) composante du sixième ordre générée par le premier ordre de la force magnétomotrice de rotor et le septième ordre de courant de stator terme (10) : composante du douzième ordre générée par le cinquième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le septime ordre du courant de stator terme (11) composante du douzième ordre générée par le septième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le 30 cinquième ordre du courant de stator terme (12) : composante du sixième ordre générée par le premier ordre et le cinquième ordre du courant de stator terme (13) composante du sixième ordre générée par le premier ordre et le septième ordre du courant de stator terme (14) : composante du douzième ordre générée par le cinquième ordre et le septième ordre du courant de stator En conséquence, lorsque l'on compare l'équation 10 de la force de vibration combinée dans le cas où aucune composante harmonique de courant n'est superposée et l'équation 23 de la force de vibration combinée dans le cas où une composante harmonique de courant est superposée, on observe que les forces de vibration du sixième ordre et du douzième ordre sont nouvellement produites du fait de la superposition des composantes harmoniques de courant du cinquième ordre dans la séquence de phases inverse et des composantes harmoniques de courant du septième ordre dans la même séquence de phases séparément à partir des forces de vibration du sixième ordre et douzième ordre produites dans l'équation 10. C'est-à-dire qu'on observe que les amplitudes des sons magnétiques du sixième ordre et du douzième ordre (vibrations dans la direction radiale) qui deviennent un problème dans une machine tournante à courant alternatif triphasée peuvent être contrôlées en ajustant les intensités et les phases des composantes harmoniques de courant du cinquième ordre dans la séquence de phases inverse et les composantes harmoniques de courant du septième ordre dans la même séquence de phases. Par exemple, dans l'équation 23, les intensités et les phases des composantes harmoniques de courant du cinquième ordre dans la séquence de phases inverse et les composantes harmoniques de courant du septième ordre dans la même séquence de phases permettant de minimiser l'amplitude de la force de vibration du sixième ordre et l'amplitude de la force de vibration du douzième ordre peuvent être déterminées. En variante, l'une ou l'autre des forces de vibration peut se voir donner la priorité et l'autre force de vibration peut être minimisée à l'intérieur d'une plage admissible. Les conditions des composantes harmoniques de courant du cinquième ordre à séquence de phases inverse et du septième ordre de même séquence de phases, dans le cas où la force de vibration du sixième ordre est nulle, sont représentées dans l'équation 24 représentée sur la figure 34. Les intensités et les phases des composantes harmoniques de courant devraient être déterminées de manière à rendre nulle la somme du terme de son magnétique et du terme d'annulation dans l'équation 24. A savoir, si la somme des vecteurs des termes de son magnétique ( (2)+(3)+(4)+(6)+(7)) plus la somme des vecteurs des termes d'annulation 8)+(9)+(12)+(13)) = 0, la composante d'ordre six est annulée. Les conditions des composantes harmoniques de courant du cinquième ordre à séquence de phases inverse et du septième ordre à même séquence de phases, dans le 2869171 23 cas où la force de vibration du douzième ordre est rendue nulle, sont représentées dans l'équation 25 présentée sur la figure 35. Les intensités et les phases des composantes harmoniques de courant devraient être déterminées de manière à rendre nulle la somme du terme de son magnétique et du terme d'annulation dans l'équation 25. A savoir, si la somme de vecteur (5) des termes de son magnétique + la somme de vecteurs ((10)+(11)+(14)) des termes d'annulation = 0, la composante du 12e ordre est annulée. (Modification 1) Le traitement ci-dessus des équations a été exécuté en prenant comme exemple une machine tournante à courant alternatif triphasée, mais les mêmes résultats de traitement peuvent également être obtenus par le même procédé dans une machine tournante à courant alternatif présentant un autre nombre de phases. Dans le traitement cidessus des équations, le cas où la force magnétomotrice de rotor comprend des composantes harmoniques de courant du premier, du troisième, du cinquième et du septième ordres et du cinquième ordre à séquence de phases inverse et du septième ordre à séquence de phases identique superposées sur la composante de fréquence fondamentale (premier ordre) du courant de stator, a été expliqué, mais naturellement la présente invention n'est pas limitée à cela. Des neuvième et onzième ordres peuvent être ajoutés également à la force magnétomotrice de rotor, et la force magnétomotrice de rotor peut être constituée par les premier, troisième et cinquième ordres et peut être également constituée par les premier, troisième et septième ordres. En outre, les sixième et douzième ordres du son magnétique sont réduits ou modifiés, mais de manière similaire, les dix-huitième, vingt-quatrième, et autres ordres peuvent être modifiés. Le point le plus important de la présente invention réside en ce qu'une force de vibration d'un ordre égal à l'ordre de la composante harmonique de courant d'ordre (1-x) peut être générée lorsqu'une composante harmonique de courant d'ordre x est superposée sur la composante de fréquence fondamentale (premier ordre) du courant de stator dans la séquence de phases inverse. A savoir, en superposant une composante harmonique de courant d'ordre x dans la séquence inverse, une force de vibration de (1-(-x))= l+x peut être générée. On notera que, lorsqu'on utilise la séquence de phases de la composante de fréquence 2869171 24 fondamentale comme standard, la composante harmonique de courant d'ordre x dans la séquence de phases inverse devient une composante harmonique de courant d'ordre -x. C'est-à-dire qu'une force de vibration présente un ordre égal à la différence des ordres d'une pluralité de courants de fréquence, en conséquence, lorsqu'une composante harmonique de courant d'ordre x est ajoutée à la composante de fréquence fondamentale du courant de stator dans la séquence de phases inverse, une force de vibration d'un ordre de x+l de la différence des deux ordres est générée. La découverte selon laquelle le courant d'harmonique d'ordre n-1 peut être superposé dans des phases préférées et avec des intensités préférées dans la séquence de phases inverse de manière à augmenter ou diminuer le son magnétique d'ordre n d'une machine tournante à courant alternatif n'a jamais été connue dans le passé et sera dorénavant très importante pour le développement d'un moteur à faible bruit. Lorsque l'on explique davantage cela, la force de vibration présente un ordre égal à la différence des ordres d'une pluralité de courants de fréquence, en conséquence, lorsqu'une composante harmonique de courant d'ordre x est ajoutée à la composante de fréquence fondamentale du courant de stator dans la séquence de phases inverse, une force de vibration d'un ordre de x+l de la différence des deux ordres est générée. En outre, même dans le cas où la composante harmonique de courant d'ordre y est superposée sur la composante de fréquence élémentaire (premier ordre) du courant de stator dans la même séquence de phases que cela, une force de vibration d'un ordre égal à l'ordre d'une composante harmonique de courant -1 peut être générée. A savoir, en superposant une composante harmonique de courant d'ordre y présentant la même séquence, une force de vibration d'ordre y-1 peut être générée. C'est-à-dire qu'une force de vibration présente l'ordre égal à la différence d'ordres d'une pluralité de courants de fréquence, en conséquence, lorsqu'une composante harmonique de courant d'ordre y est ajoutée à la composante de fréquence fondamentale du courant de stator présentant la même séquence de phases, une force de vibration d'un ordre de y-1 de la différence des deux ordres est générée. La découverte, selon laquelle un courant d'harmonique d'ordre n-1 peut être superposé sur des phases préférées, et avec des intensités préférées dans la même 2869171 25 séquence de phases de manière à augmenter ou réduire le son magnétique d'ordre n d'une machine tournante à courant alternatif, n'a jamais été connue dans le passé et sera dorénavant très importante pour le développement d'un moteur à faible bruit. En outre, le fait que les composantes de forces de vibration magnétiques d'ordre (m-1), d'ordre (n-1) et d'ordre (m-n) peuvent être simultanément modifiées (augmentées ou réduites) de même qu'en superposant les composantes harmoniques de courant d'ordres m et n à la composante de fréquence fondamentale selon la même séquence de phases inverse n'est pas connu de manière classique. En utilisant cela, il devient possible d'ajuster une pluralité de forces de vibration grâce au réglage des intensités et des phases des composantes harmoniques de courant d'ordres m et n devant être ajoutées. Ensuite, lorsque la composante harmonique de courant de cinquième ordre est ajoutée dans la séquence de phases inverse et que la composante harmonique de courant de septième ordre est ajoutée dans la même séquence de phases que décrite ci-dessus, il peut être considéré qu'une force de vibration du sixième ordre est produite du fait de l'existence de la composante harmonique de courant du cinquième ordre dans la séquence de phases inverse et de la composante de fréquence fondamentale (premier ordre), la force de vibration du sixième ordre est produite du fait de l'existence de la composante harmonique de courant du septième ordre dans la même séquence de phases et de la composante de fréquence fondamentale, et la force de vibration du douzième ordre est produite du fait de l'existence des composantes harmoniques de courant du cinquième ordre dans la séquence de phases inverse et du septième ordre dans la même séquence de phases. A savoir, en ajoutant la composante harmonique de courant du cinquième ordre dans la séquence de phases inverse et la composante harmonique de courant du septième ordre dans la même séquence de phases, les deux types de forces de vibration du sixième ordre et du douzièmeordre peuvent être générés (de préférence réduits) par comparaison au cas où seule la force de vibration du sixième ordre peut être générée lorsqu'une d'entre elles est seulement ajoutée. C'est-à-dire qu'en superposant les composantes harmoniques de courant d'ordre m à séquence de phases inverse et d'ordre n à même séquence de phases sur la composante de fréquence 2869171 26 fondamentale du courant de stator, les forces de vibration d'ordre m+l, d'ordre n-1 d'ordre m+n peuvent être générées. Dans ce cas, le fait que l'ordre, c'est-à-dire la fréquence, des composantes harmoniques de courant devant être superposées peut être réduit de manière importante par comparaison au procédé de réduction de son magnétique expliqué précédemment par le même demandeur consistant à ajouter une composante harmonique de courant, présentant un ordre supérieur d'exactement 1 par rapport à un ordre prédéterminé de la force de vibration, à la composante de fréquence fondamentale, et le fait que la génération et le contrôle en sont facilités, constituent les avantages importants de la présente invention. C'est-à-dire que, lorsque l'on explique spécifiquement cela par un exemple, dans le cas où non seulement on superpose des courants d'harmoniques présentant la même séquence de phases, par exemple, lorsque l'on réduit le son magnétique du sixième ordre et du douzième ordre, la superposition de courants d'harmoniques du septième ordre et du treizième ordre est nécessaire. En outre, dans le cas où l'on superpose seulement les courants d'harmoniques présentant la séquence de phases inverse, la superposition de courants d'harmoniques du cinquième ordre et du onzième ordre est nécessaire. Au contraire de cela, dans la présente invention, en superposant à la fois des courants d'harmoniques présentant la même séquence de phases et la séquence de phases inverse, le son magnétique du sixième ordre et du douzième ordre peut être réduit en superposant les courants d'harmoniques du cinquième ordre et du septième ordre, aussi la fréquence du courant devant être superposé peut être réduite de manière importante. De ce fait, les divers problèmes apparaissant lors de la commande d'un courant à haute fréquence peuvent être résolus. Par exemple, la charge de la commande du courant peut être réduite, la détérioration et la précision de la phase, etc., du courant peut être empêchée, etc. De même, le fait que les composantes de forces de vibration magnétiques d'ordre (m+l), d'ordre (n-1) et d'ordre (n+m) peuvent également être simultanément modifiées (augmentées ou réduites) par le biais de la composante harmonique de courant d'ordre m présentant la séquence de phases inverse et la composante harmonique de courant d'ordre n présentant la même séquence de phases par rapport à la composante de fréquence 2869171 27 fondamentale de cette manière n'est pas connu de manière classique. Il devient possible d'utiliser cela pour ajuster une pluralité de forces de vibration par le biais du réglage des intensités et des phases des composantes harmoniques de courant d'ordre m et d'ordre n devant être ajoutées. (Modification 2) L'explication ci-dessus est associée au point de la génération de deux types de composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale lorsque l'on superpose une composante harmonique de courant à séquence de phases inverse et une composante harmonique de courant à même séquence de phases sur la composante de fréquence fondamentale du courant de stator, mais il est également possible d'ajouter un total de trois composantes harmoniques de courant d'ordres différents comprenant au moins une composante harmonique de courant à séquence de phases inverse et au moins une composante harmonique de courant à même séquence de phases par le biais du même concept de technique de manière à générer diverses composantes harmoniques de force de vibration d'ordres égaux aux différences d'ordres parmi elles. Par exemple, lorsque l'on superpose une première composante harmonique de courant du cinquième ordre présentant une séquence de phases inverse, une seconde composante harmonique de courant du onzième ordre présentant une séquence de phases inverse, et une troisième composante harmonique de courant du treizième ordre présentant la même séquence de phases sur la composante de fréquence fondamentale (premier ordre), une force de vibration du sixième ordre est générée à partir de la composante de fréquence fondamentale et la première composante harmonique de courant, une force de vibration du douzième ordre est générée à partir de la composante de fréquence fondamentale et la seconde composante harmonique de courant, une force de vibration du douzième ordre régénérée à partir de la composante de fréquence fondamentale et la troisième composante harmonique de courant, une force de vibration du sixième ordre est générée à partir des première et seconde composantes harmoniques de courant, une force de vibration du dix-huitième ordre est générée à partir des première et troisième composantes harmoniques de courant, et une force de vibration du vingt-quatrième ordre est générée à partir des seconde et troisième composantes harmoniques de 2869171 28 courant. En conséquence, en ajustant les intensités et les phases de ces première à troisième composantes harmoniques de courant grâce aux équations ci- dessus, aux mappes expérimentales, etc., quatre forces de vibration, telles que des forces du sixième ordre, du douzième ordre, du dix- huitième ordre et du vingt-quatrième ordre, peuvent être contrôlées ou réduites. Naturellement, des composantes harmoniques de courant d'autres ordres différents peuvent également être ajoutées aux première à troisième composantes harmoniques de courant, ou bien quatre types de composantes harmoniques de courant d'ordres différents ou plus peuvent être également ajoutés. (Exemple 1 de configuration de circuit) Un exemple d'un circuit destiné à superposer des courants d'harmoniques comme décrit ci-dessus est présenté sur la figure 3. Ce circuit de commande de moteur est un mode de réalisation d'une commande de rétroaction d'un courant de moteur. La référence numérique 10 est un moyen de commande de courant de moteur destiné à commander le courant de moteur d'une machine synchrone triphasée 107 et présente la configuration suivante. La référence numérique 100 est un bloc de circuit d'instruction d'intensité/de phase destiné à définir l'intensité et la phase de la valeur d'instruction de courant (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) correspondant à la valeur fondamentale. La référence numérique 101 est un bloc de circuit d'instruction d'intensité/de phase destiné à définir l'intensité et la phase du courant d'harmonique d'un ordre prédéterminé (système de coordonnées de courant alternatif triphasé). Le bloc de circuit d'instruction d'intensité/de phase 100 détermine l'intensité et la phase sur la base d'une instruction de courant (onde fondamentale) reçue d'un dispositif de commande externe, par exemple une unité de commande électronique (unité ECU) de commande du véhicule. En outre, le bloc de circuit 100 peut également être configuré par cette unité ECU de commande du véhicule. Ce dispositif de commande externe calcule la valeur d'instruction de courant comme cette onde fondamentale fondée sur le signal d'angle de rotation (signal de position en rotation) et l'instruction de couple de la machine synchrone triphasée 107. 2869171 29 Le bloc de circuit 101 applique en entrée la fréquence, l'intensité et la phase du courant (onde fondamentale) d'instruction de courant aux équations ci-dessus en vue d'un traitement pour déterminer ainsi la fréquence, l'intensité, et la phase du courant d'harmonique d'un ordre prédéterminé déterminé à l'avance et fournit en sortie une instruction d'intensité/de phase les définissant. Les autres constantes dans ces équations sont établies précédemment conformément au but. Par exemple, lorsqu'on réduit ou qu'on annule le son magnétique du sixième ordre et du douzième ordre, les intensités et les phases des courants d'harmoniques de cinquième ordre et de septième ordre devraient être déterminées de sorte que les valeurs de l'équation 24 et de l'équation 25 deviennent des valeurs prédéterminées ou moins. Les autres constantes sont établies antérieurement en tant que valeurs numériques distinctives pour la machine tournante à courant alternatif. Dans tous les cas, en ajustant les phases/intensités des courants d'harmoniques de cinquième ordre à séquence de phases inverse et du septième ordre à même séquence de phases devant être superposés, le son magnétique du sixième ordre et/ou du douzième ordre, c'est-à-dire la majeure partie du son magnétique, peut être augmenté, réduit ou annulé. On notera que, à la place du calcul des équations, il est également possible d'entrer la fréquence, la phase et l'intensité de la composante de fréquence de base dans des mappes ou des tables correspondant à ces équations à l'avance en vue de rechercher les valeurs de phases et d'intensités des courants d'harmoniques du cinquième ordre et/ou du septième ordre. Les instructions concernant ce courant d'onde fondamentale et ces courants d'harmoniques sont appliquées en entrée au bloc de circuit 102. Le bloc de circuit 102 ajoute la valeur de courant d'onde fondamentale et les valeurs de courants d'harmoniques présentant des phases déterminées sur la base des informations appliquées en entrée pour chaque phase et calcule périodiquement la valeur de courant alternatif triphasé combinée. Les coordonnées des valeurs de courants alternatifs triphasés combinées calculées sont converties dans un système d'axes d-q par un bloc de circuit 103 pour la conversion de coordonnées et les valeurs comparées à ces valeurs détectées 2869171 30 (dans les axes d-q) au niveau d'un soustracteur 104. La différence fait l'objet d'un réglage de gain par un amplificateur de courant 400 et est fournie en sortie à la valeur de courant alternatif triphasé à un bloc de circuit 104A pour la conversion de coordonnées. Le bloc de circuit 104A génère les tensions de commande à modulation PWM de différentes phases en vue d'éliminer la différence ci-dessus à un bloc de circuit 105, commande de manière intermittente des éléments de commutation d'un convertisseur triphasé 106 par le biais des tensions de commande à modulation PWM triphasées, et fournit les tensions de sortie du convertisseur triphasé 106 à la bobine de stator du générateur de puissance, c'est-à-dire la machine synchrone triphasée 107. Le courant alternatif triphasé circulant au travers de la machine synchrone triphasée 107 est rendu égal à la somme du courant de l'onde fondamentale et des courants d'harmoniques présentant des fréquences, des intensités et des phases définies par les blocs de circuits 100 et 101. Ce type de commande de rétroaction à modulation PWM est déjà bien connu par lui-même, aussi une explication détaillée sera omise. La machine synchrone triphasée 107 comporte un capteur d'angle de rotation incorporé 108. Un bloc de circuit de traitement de signal de vitesse/de position 109 extrait un signal de vitesse et un signal de position à partir du signal de position en rotation fourni en sortie par le capteur d'angle de rotation 108, et les applique en entrée au bloc de circuit 104A. Naturellement un procédé sans capteur n'utilisant pas de capteur d'angle de rotation peut également être employé. En outre, le courant de bobine de stator de la machine synchrone triphasée 107 est détecté au niveau d'un capteur de courant 110, converti en une valeur détectée de courant selon l'axe d et une valeur détectée de courant selon l'axe q au niveau d'un bloc de circuit de conversion de coordonnées 111 et appliqué en entrée au soustracteur 104. (Exemple 2 de configuration de circuit) Un exemple d'un circuit destiné à superposer des courants d'harmoniques décrits ci-dessus est représenté sur la figure 4. La référence numérique 100 est un bloc de circuit d'instruction d'intensité/de phase destiné à définir l'intensité et la phase utilisées comme valeurs d'instruction de courant 2869171 31 (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) correspondant à l'onde fondamentale. La valeur d'instruction fournie en sortie du bloc de circuit 100 est fournie en sortie au soustracteur 104A par l'intermédiaire d'un bloc de circuit 300 destiné à convertir un système de coordonnées de courant alternatif triphasé en un système d'axes d-q de la même manière que l'exemple 1 de configuration de circuit. La transformation FFT 111 extrait la valeur détectée de la composante d'onde fondamentale (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) à partir du courant de phase fourni en sortie depuis la détection de courant. Les coordonnées de la valeur détectée sont converties par un bloc de circuit 403 destiné à convertir le système de coordonnées de courant alternatif triphasé en le système d'axes d-q, puis d'instruction de courant au différence est fournie en sortie vue de la conversion de la valeur est comparée à la valeur niveau du soustracteur 104a. La à un bloc de circuit 104B en coordonnées par l'intermédiaire d'un contrôleur de courant 401 destiné au circuit 104B fournit en sortie à un d'instruction de courant alternatif la différence. La référence numérique 101 d'instruction d'intensité/de phase réglage de gain. Le bloc de additionneur 112 une valeur triphasé en vue d'éliminer est un bloc de circuit destiné à définir une intensité et une phase en tant que valeur d'instruction de courant (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) correspondant à une harmonique d'un ordre prédéterminé. La valeur d'instruction fournie en sortie du bloc de circuit 100 est fournie en sortie au soustracteur 104a par l'intermédiaire d'un bloc de circuit 300 destiné à convertir le système de coordonnées de courant alternatif triphasé en le système d'axes d-q de la même manière que l'exemple 1 de configuration de circuit. La transformation FFT 111 extrait la valeur détectée de la composante harmonique (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) de l'ordre prédéterminé à partir du courant du moteur. Les coordonnées de la valeur détectée sont converties par un bloc de circuit 404 destiné à convertir un système de coordonnées de courant alternatif triphasé en un système d'axes d-q, puis la valeur est comparée à la valeur d'instruction de courant au niveau du soustracteur 104b. La différence est fournie en sortie par l'intermédiaire d'un contrôleur de courant 2869171 32 402 pour un réglage de gain à un bloc de circuit 104C pour la conversion de coordonnées. Le bloc de circuit 104B fournit en sortie à l'additionneur 112 une valeur d'instruction de courant alternatif triphasé afin d'éliminer la différence. Le bloc circuit 104C fournit en sortie à l'additionneur 112 la valeur d'instruction de courant alternatif triphasé afin d'éliminer la différence. Le signal de position et le signal de vitesse sont extraits du signal de position en rotation détecté par le bloc de circuit 109 et fournis en sortie aux blocs de circuits 104B, 104C, 300 et 301 en vue d'une conversion de coordonnées. Les tensions de commande à modulation PWM des différentes phases correspondant à la valeur d'instruction de courant alternatif triphasé combinée additionnées au niveau de l'additionneur 112 sont générées au niveau d'un bloc de circuit 105, les éléments de commutation du convertisseur triphasé 106 sont commandés par intermittence par cette tension de commande à modulation PWM triphasée et la tension de sortie de ce convertisseur triphasé 106 est fournie en sortie à la bobine de stator de la machine synchrone triphasée 107 en tant que générateur/moteur. Le courant alternatif triphasé circulant au travers de la machine synchrone triphasée 107 est rendu égal à la somme de la composante de fréquence fondamentale et des courants d'harmoniques présentant les fréquences, intensités, et phases définies au niveau des blocs de circuits 100 et 101. (Exemple 3 de configuration de circuit) Un exemple d'un circuit destiné à superposer des courants d'harmoniques décrits ci-dessus est présenté sur la figure 5. Ce circuit utilise un filtre passe-bas 113 à la place de la transformation FFT 111 représentée sur la figure 4, et extrait la valeur détectée de courant d'onde fondamentale et les valeurs détectées de courants d'harmoniques. La valeur détectée de la composante d'onde fondamentale (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) est extraite du signal de courant de phase détecté au niveau du capteur de courant 110. Les coordonnées de cette valeur détectée sont converties par un bloc de circuit 403 destiné à convertir un système de coordonnées de courant alternatif triphasé en un système d'axes d-q, puis la valeur est comparée à la valeur d'instruction de courant pour l'onde fondamentale au niveau du 2869171 33 soustracteur 104a. La différence est fournie en sortie au bloc de circuit 104B pour la conversion de coordonnées par l'intermédiaire du contrôleur de courant 401 utilisé pour le réglage de gain. Le bloc de circuit 104B fournit en sortie à l'additionneur 112 une valeur d'instruction de courant alternatif triphasé afin d'éliminer la différence. Le soustracteur 117 soustrait la composante d'onde fondamentale (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) du signal de courant de phase du signal de courant de phase (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) détecté au niveau du capteur de courant 110 et en extrait les composantes harmoniques. Les coordonnées des composantes harmoniques détectées sont converties par le bloc de circuit 404 destiné à convertir un système de coordonnées de courant alternatif triphasé en un système d'axes d-q, puis les valeurs sont comparées aux valeurs d'instruction de courant pour les harmoniques au niveau du soustracteur 104b. La différence est fournie en sortie par l'intermédiaire du contrôleur de courant 402 à utiliser pour le réglage de gain au bloc de circuit 104C en vue de la conversion de coordonnées. Le bloc de circuit 104C fournit en sortie à l'additionneur 112 une valeur d'instruction de courant alternatif triphasé afin d'éliminer la différence. Grâce à cela, le même fonctionnement que celui de l'exemple 2 de configuration de circuit peut être exécuté. (Exemple 4 de configuration de circuit) Un exemple d'un circuit destiné à superposer des courants d'harmoniques décrits ci-dessus est représenté sur la figure 6. Ce circuit de commande de moteur est un mode de réalisation pour la commande de rétroaction du courant de moteur dans seulement un système de coordonnées de courant alternatif triphasé. La référence numérique 100 est un bloc de circuit d'instruction d'intensité/de phase destiné à définir l'intensité et la phase de la valeur d'instruction de courant (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) correspondant à l'onde fondamentale. La référence numérique 101 est un bloc de circuit d'instruction d'intensité/de phase destiné à définir l'intensité et la phase d'un courant d'harmonique (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) ayant un ordre prédéterminé. Les fonctions de ces blocs de circuits sont les mêmes que celles dans le cas de la figure 3. Le bloc de circuit 2869171 34 harmoniques 101 calcule la fréquence, la phase et l'intensité fournies en sortie du bloc de circuit sur la base des équations ci-dessus ou exécute sensiblement le même traitement en utilisant des mappes ou des tables. Les instructions d'intensité/de phase fournies en sortie des blocs de circuits 100 et 101 sont appliquées en entrée au bloc de circuit 102. Le bloc de circuit 102 ajoute la valeur d'instruction de courant d'onde fondamentale (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) et la valeur d'instruction de courant d'harmonique (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) dans la phase U et la phase V sur la base de l'instruction d'intensité/de phase de la valeur d'instruction de courant d'onde fondamentale appliquée en entrée, de l'instruction d'intensité/de phase de la valeur d'instruction de courant d'harmonique, et du signal de position de rotation détecté, et les fournit en sortie sous forme d'une valeur d'instruction de courant combinée de la phase U (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) iu et d'une valeur d'instruction de courant combinée de la phase V (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) iv. Le soustracteur 300 trouve la différence entre la valeur détectée iu' de courant de la phase U détecté et la valeur d'instruction iu de courant combinée de phase U, et fournit en sortie cette différence au bloc de circuit 302 formant le contrôleur de courant. Le soustracteur 301 trouve la différence entre la valeur détectée iv' de courant de la phase V détecté et la valeur d'instruction iv de courant combinée de la phase V, et fournit en sortie cette différence au bloc de circuit 302 formant le contrôleur de courant. Le bloc de circuit 302 forme la tension de phase U et la tension de phase V en éliminant la différence, alors que le bloc de circuit 105 calcule et fournit en sortie les tensions à modulation PWM de la phase U et de la phase V correspondant à la tension de phase U et la tension de phase V. En outre, le circuit d'inversion de soustraction 303 calcule un signal d'inversion analogique présentant la différence entre la tension de phase U et la tension de phase V en tant que tension de phase W, alors que le bloc de circuit 105 calcule et fournit en sortie la tension à modulation PWM de cette tension de phase W. Le convertisseur triphasé 106 est 2869171 35 commandé par intermittence conformément au rapport cyclique correspondant à ces tensions à modulation PWM des trois phases. (Exemple 5 de configuration de circuit) Un exemple d'un circuit destiné à superposer des courants d'harmoniques décrits ci-dessus est représenté sur la figure 7. Ce circuit modifie le circuit représenté sur la figure 3 pour une commande en boucle ouverte. Les instructions concernant le courant d'onde fondamentale et les courants d'harmoniques fournis en sortie du bloc de circuit d'onde fondamentale 100 et du bloc de circuit d'harmoniques 101 sont appliquées en entrée au bloc de circuit 102. Le bloc de circuit 102 additionne la valeur de courant d'onde fondamentale et les valeurs de courants d'harmoniques de phases déterminées sur la base des informations entrées pour chaque phase et calcule périodiquement la valeur de courant alternatif triphasé combinée. Les coordonnées de la valeur de courant alternatif triphasé combinée calculée sont converties dans le système d'axes d-q par le bloc de circuit 103 destiné à la conversion de coordonnées et la valeur subit un réglage de gain par l'amplificateur de courant 400, puis est fournie en sortie à la valeur de courant alternatif triphasé au bloc de circuit 104A en vue de la conversion de coordonnées. Le bloc de circuit 104A génère les tensions de commande à modulation PWM des différentes phases au niveau du bloc de circuit 105, commande par intermittence les éléments de commutation du convertisseur triphasé 106 par l'intermédiaire de cette tension de commande à modulation PWM triphasée, applique la tension fournie en sortie de ce convertisseur triphasé 106 à la bobine de stator de la machine synchrone triphasée 107 fonctionnant comme générateur, et rend le courant alternatif triphasé circulant au travers de la machine synchrone triphasée 107 égal à la somme du courant d'onde fondamentale et des courants d'harmoniques présentant les fréquences, les intensités et les phases définies par les blocs de circuits 100 et 101. La machine synchrone triphasée 107 comporte un capteur d'angle de rotation incorporé 108. Le bloc de circuit 109 utilisant un traitement de signal de vitesse/de position extrait le signal de vitesse et le signal de position du signal de position en rotation fourni en sortie par le capteur d'angle de 2869171 36 rotation 108 et les applique en entrée aux blocs de circuits 103 et 104A en vue d'une conversion de coordonnées. (Exemple expérimental) Une analyse EM pour la réduction du son magnétique a été effectuée en utilisant la machine synchrone triphasée représentée sur la figure 8 (8 pôles, 24 encoches, IPM). La figure 9 représente les formes d'onde des forces de vibration magnétiques dans la direction radiale obtenues lors de l'établissement de la composante de fréquence fondamentale du courant de stator à 70 A et de l'établissant de l'angle de phase de rotor à l'état donnant le couple maximum dans un cas où l'on superpose des courants d'harmoniques à usage de contrôle de la vibration dans la direction radiale calculés grâce aux équations ci-dessus, dans ce cas en ne superposant que le courant d'harmonique de cinquième ordre présentant la séquence de phases inverse de l'onde fondamentale, avec une intensité de 3 A, et en superposant en outre le courant d'harmonique du septième ordre présentant la même séquence de phases que l'onde fondamentale présentant une intensité de 1 A, et en ne superposant aucun courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. La figure 10 en représente les spectres. On observe que la force de vibration du sixième ordre peut être réduite par le courant d'harmonique du cinquième ordre et en outre que la force de vibration du douzième ordre peut être réduite en superposant le courant d'harmonique du septième ordre. On notera que les intensités et les phases sont ajustées de sorte que les forces de vibration du sixième ordre et du douzième ordre puissent être réduites. Cette force de vibration est la somme des forces de 30 vibration additionnées à trois dents comme étant l'équivalent de la somme de trois phases. De cette manière, la présente invention est caractérisée en ce que des sons magnétiques d'ordre n1-1, d'ordre n2+1 et d'ordre nl+n2 peuvent être contrôlés en superposant un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre nl présentant la même séquence de phases que celle de l'onde fondamentale et un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre n2 présentant une séquence de phases inverse de celle de l'onde fondamentale et peuvent être appliqués indépendamment du nombre 2869171 37 de pôles et du nombre d'encoches de la machine tournante. Dans le présent exemple, le cas où le nombre de dents pour chaque pôle et chaque phase est de 1 (24/8/3 = 1) est représenté, en conséquence, l'équivalent sur 3 dents est totalisé, mais d'autres cas sont également possibles. Par exemple, dans le cas de 8 pôles et 48 encoches, lorsque six dents contiguës les unes aux autres sont totalisées, l'équivalent de trois phases est obtenu. Dans le cas de 8 pôles et de 96 encoches, lorsque 12 dents contiguës les unes aux autres sont totalisées, l'équivalent de trois phases est obtenu par trois dents contiguës les unes aux autres. En outre, dans le cas d'une bobine concentrée de 12 pôles et de 18 encoches, etc., l'équivalent de trois phases est obtenu par trois dents contiguës les unes aux autres. (Modification) Dans l'exemple ci-dessus de commande, une commande en boucle ouverte et une commande de courant à rétroaction utilisant des valeurs de courant cibles ont été expliquées, mais il est possible d'exécuter une commande de rétroaction dans laquelle le son magnétique est directement détecté, par exemple, par un microphone, les composantesharmoniques d'ordres prédéterminés de celui-ci sont extraites, les écarts entre ces composantes harmoniques et des valeurs cibles prédéterminées sont trouvés, ces écarts sont réduits à zéro en calculant les intensités et les phases des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale superposés correspondant aux écarts, ou en les trouvant à partir de mappes, et les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale superposés déterminés sont superposés sur le courant de stator. De la même manière que ci-dessus, plutôt que de détecter directement le son magnétique par l'intermédiaire d'un microphone, il est également possible d'exécuter une commande de rétroaction similaire à la commande ci-dessus afin de réduire à une valeur cible prédéterminée la sortie d'un capteur de vibration ou d'un capteur de détection de force disposé au niveau de la partie centrale du stator, d'une bobine de recherche ou d'une bobine d'acquisition destinées à détecter le champ magnétique, etc. 2869171 38 Bien que l'invention ait été décrite en faisant référence à des modes de réalisation spécifiques choisis à des fins d'illustration, il sera évident que de nombreuses modifications pourraient lui être apportées par l'homme de l'art sans s'écarter du concept fondamental et de la portée de l'invention. 39 REVENDICATIONS 1. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif comprenant, lorsque l'on désigne un ordre d'une composante de fréquence fondamentale d'un courant alternatif à phases multiples fourni à une armature d'une machine tournante à courant alternatif à phases multiples comme étant "1", l'addition, audit courant alternatif à phases multiples, d'un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre n1 (nl est un nombre entier naturel) présentant la même séquence de phases que ladite composante de fréquence fondamentale et d'un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre n2 (n2 est un nombre entier naturel) présentant une séquence de phases inverse par rapport à ladite composante de fréquence fondamentale de manière à modifier, parmi la vibration dans la direction radiale constituée d'une vibration générée radialement autour d'un axe d'un arbre de ladite machine tournante à courant alternatif due à la force de vibration générée par ladite machine tournante à courant alternatif ou appliquée à ladite machine tournante à courant alternatif de l'extérieur, les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale d'ordre (nl+n2), d'ordre (nl-1), et d'ordre (n2+1) par comparaison à un cas où on n'ajoute pas lesdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. 2. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 1, comprenant en outre l'addition de courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant des intensités et des phases prédéterminées à la composante de fréquence fondamentale dudit courant alternatif à phases multiples de manière à réduire lesdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale plus que dans un cas on l'on n'ajoute pas lesdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. 2869171 40 3. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 2, dans lequel: ladite machine tournante à courant alternatif est une 5 machine tournante à courant alternatif triphasée, et l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse par rapport à ladite composante de fréquence fondamentale est un ordre 6kl-1 (kl est un nombre entier naturel), et l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases que ladite composante de fréquence fondamentale est un ordre 6k2+1 (k2 est un nombre entier naturel). 4. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 3, dans lequel: l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de 20 vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse est un cinquième ordre, et l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases est un septième ordre. 5. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 3, dans lequel: l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de 30 vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse est un onzième ordre, et l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases est le septième ordre. 6. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 3, dans lequel: 2869171 41 l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse est un cinquième ordre, et l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de 5 vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases est un treizième ordre. 7. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 3, dans 10 lequel: l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse est un onzième ordre, et l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de 15 vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases est un treizième ordre. 8. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 3, dans 20 lequel: l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse est un cinquième ordre, et l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de 25 vibration dans la direction radiale présentant la même séquence de phases est un dix-neuvième ordre. 9. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 1, 30 comprenant en outre: le calcul des intensités et des phases desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale devant être ajoutés audit courant alternatif à phases multiples de manière à obtenir les valeurs cibles desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale sur la base de mappes ou d'équations prédéterminées représentant les relations entre lesdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale et lesdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale, et 2869171 42 l'addition des valeurs calculées desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale audit courant alternatif à phases multiples. 10. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 1, comprenant en outre. la détection desdites composantes harmoniques de courant fournies à ladite armature, et l'exécution d'une commande de rétroaction de sorte que des écarts d'intensités et de phases entre les valeurs détectées des composantes harmoniques de courant et les valeurs calculées desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale devant être ajoutés audit courant alternatif à phases multiples deviennent nuls de manière à obtenir les valeurs cibles desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale. 11. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine 20 tournante à courant alternatif selon la revendication 1, comprenant en outre. la détection desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou de paramètres électriques associés à celles-ci, le calcul des intensités et des phases desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale correspondant aux différences desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou de paramètres électriques associés à celles-ci correspondant aux écarts entre les valeurs détectées desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci et les valeurs cibles desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci sur la base desdites mappes ou desdites équations, et l'addition des valeurs calculées desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale audit courant alternatif à phases multiples. 2869171 43 12. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif comprenant, lorsque l'on désigne un ordre d'une composante de fréquence fondamentale d'un courant alternatif à phases multiples fourni à une armature d'une machine tournante à courant alternatif à phases multiples comme étant "1", l'addition, audit courant alternatif à phases multiples, d'un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale ayant les ordres nl, n2 et n3 (nl, n2 et n3 sont des nombres entiers naturels différents les uns des autres), dont au moins l'un présente une séquence de phases inverse à ladite composante de fréquence fondamentale, de manière à modifier, parmi la vibration dans la direction radiale constituée d'une vibration générée radialement autour d'un axe d'un arbre de ladite machine tournante à courant alternatif du fait de la force de vibration générée par ladite machine tournante à courant alternatif ou appliquée en entrée à ladite machine tournante à courant alternatif de l'extérieur, les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ayant des ordres correspondant aux différences d'ordres entre lesdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale et les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale présentant des différences d'ordres entre les ordres desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale et 1 par comparaison à un cas où on n'ajoute pas lesdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. 13. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 9, comprenant en outre l'addition de courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant des intensités et phases prédéterminées à la composante de fréquence fondamentale dudit courant alternatif à phases multiples de manière à réduire ladite composante harmonique de vibration dans la direction radiale plus que dans un cas où on n'ajoute pas lesdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. 2869171 44 14. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 13, dans lequel: ladite machine tournante à courant alternatif est une 5 machine tournante à courant alternatif triphasée, l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant une séquence de phases inverse de ladite composante de fréquence fondamentale est un cinquième ordre, et les ordres de deux dits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant les mêmes séquences de phases que ladite composante de fréquence fondamentale sont un onzième ordre et un treizième ordre. 15. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 12, comprenant en outre. le calcul des intensités et des phases desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale devant être ajoutés audit courant alternatif à phases multiples de manière à obtenir les valeurs cibles desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale sur la base de mappes ou d'équations prédéterminées représentant les relations entre lesdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale et lesdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale, et l'addition des valeurs calculées desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction 30 radiale audit courant alternatif à phases multiples. 16. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 12, comprenant en outre: la détection desdites composantes harmoniques de courant fournies à ladite armature et l'exécution d'une commande de rétroaction de sorte que les écarts d'intensités et de phases entre les valeurs détectées desdites composantes harmoniques de courant et les valeurs calculées desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de 2869171 45 vibration dans la direction radiale devant être ajoutés audit courant alternatif à phases multiples deviennent nuls de manière à obtenir les valeurs cibles desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale. 17. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 12, comprenant en outre: la détection desdites composantes harmoniques de vibration 10 dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci, le calcul des intensités et des phases desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale correspondant aux différences desdites composantes de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci, correspondant aux écarts entre les valeurs détectées desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci et les valeurs cibles desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci sur la base desdites mappes ou équations, et l'addition des valeurs calculées desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction 25 radiale audit courant alternatif à phases multiples.