FR 2846489 A1 20040430 FR 0213381 A 20021025 AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE POUR SYSTEMES DE TRANSMISSION RADIOFREQUENCES La présente invention se rapporte aux amplificateurs de puissance utilisés dans les émetteurs de radiotéléphones dits de troisième génération ou de radiodiffusion numérique et plus généralement aux amplificateurs de puissance supportant des signaux présentant des écarts importants entre la 5 puissance crête et la puissance moyenne pouvant atteindre un rapport de 1 0/1. Ce type de modulation génère des écarts importants entre la puissance de crête des signaux et la puissance moyenne qui peuvent atteindre un rapport de 1 0/1. Dans de tels systèmes de transmission, si l'on veut que le signal de sortie soit une réplique exacte du signal d'entrée, autrement dit si l'on veut réaliser une amplification linéaire, il faut que l'amplificateur puisse amplifier aussi bien les crêtes que les signaux les plus faibles. C'est ainsi que, par exemple, pour émettre une puissance moyenne de 20 watts il faut un 1 5 amplificateur de 200 watts. Malheureusement cet amplificateur de 200 watts n'émettra que 20 watts en moyenne, avec un rendement très inférieur à son rendement optimal, puisque, comme l'on sait, le rendement électrique, c'est-àdire le rapport puissance de sortie / puissance consommée, n'est maximum que lorsque l'amplificateur fonctionne au maximum de sa puissance, à savoir 20 lorsque son gain commence à décroître. C'est ainsi qu'avec un tel amplificateur, pour un signal de puissance signal de crête / puissance signal moyen (P crête / P moyen) de 1i0 dB on peut obtenir un rendement de seulement 1 5 %, qui est néanmoins considéré comme excellent. Jusqu'à maintenant la plupart des efforts pour améliorer le rendement se sont concentrés sur la réduction du rapport P crête I P moyen en modifiant 5 les modulations ou en utilisant des techniques digitales afin de diminuer les crêtes. Cependant on sait depuis longtemps que si l'on arrive à moduler la tension d'alimentation de l'amplificateur radiofréquence (RF) au rythme de l'enveloppe du signal, on peut gagner en rendement. Une telle modulation, 10 appelée "enveloppe tracking" est décrite dans l'article de F.H. RAAB (F.H. RAAB, High efficiency amplification techniques, IEEE Circuits & Systems Journal, NI 7, Décembre 1975, pages 3 - 11) o un amplificateur en classe S est utilisé pour fournir une tension d'alimentation variable. D'autres auteurs ont proposé d'utiliser un convertisseur DC - DC dont 15 on peut faire varier la tension de sortie pour alimenter l'amplificateur. Mais dans ce cas comme dans beaucoup d'autres on est limité à des vitesses de variation de la tension de l'ordre du MHz. Par ailleurs, la demande de brevet US publiée NI 2002/0094795 enseigne que la meilleure façon de passer d'une tension à une autre 20 rapidement est en fait de commuter plusieurs alimentations distinctes. Toutefois, ces commutations générant des sauts d'amplitude et de phase, il est proposé de compenser ces sauts par une pré-correction. Cette technique néanmoins soulève quelques problèmes. Il n'est pas aisé en effet de commuter deux alimentations de tensions 25 distinctes car tous les amplificateurs radiofréquences de puissance nécessitent des condensateurs de forte valeur sur les drains des transistors afin d'assurer leur linéarité. Il est très courant par exemple de voir des capacités de 1 00 uF. Charger un condensateur de 1 00Q F de 1 0 V en 1 pus nécessite un courant de 1 000 A. Or les signaux modernes ont souvent des enveloppes qui varient 30 beaucoup plus vite que cela (UMTS = 5 MHz = 200ns). Même si l'on arrive à diminuer les résistances de façon à faire passer ces courants, un second problème est que ces commutations sont de moins en moins propres lorsque celles-ci sont de plus en plus rapides. Les inductances parasites même minimes provoquent en effet des rebondissements des tensions d'alimentation. Ces rebondissements provoquent à leur tour une détérioration du signal de sortie (bruit, intermodulation,...). La précorrection est une technique efficace pour des régimes établis mais plus difficile à appliquer sur des régimes transitoires de vitesse élevée. La demande de brevet US citée ci-dessus propose d'utiliser des modulateurs d'amplitude et de phase afin d'appliquer une telle précorrection. Il 10 va dès lors se poser le problème de la vitesse et de la linéarité des modulateurs, à supposer qu'il n'y ait pas de phénomène de mémoire. La présente invention vise à moduler la tension d'alimentation de l'amplificateur RF par commutation de tension mais de manière que cette commutation soit plus propre, c'est-à-dire avec le moins possible 15 d'inductances parasites, en sorte de provoquer le moins de perturbations possible du signal de sortie. A cet effet, l'invention a pour objet un amplificateur de puissance pour systèmes de transmission radiofréquences, dont le signal présente un rapport P crête/P moyen élevé, comprenant un étage d'amplification final à transistor 20 à commutation de tension de drain sur au moins deux tensions d'alimentation distinctes, la polarisation de drain étant constituée d'un premier étage de découplage formé d'une ligne quart d'onde suivie d'un deuxième étage de découplage apte à fournir un courant rapidement lors d'une brusque montée en puissance du signal et d'un troisième étage de découplage apte à fournir un 25 courant fort lors de pics de puissance relativement longs, caractérisé en ce que ledit troisième étage intègre un étage de commutation de tension, interposé entre lesdits troisième et deuxième étages et apte à commuter sur le drain l'une quelconque desdites tensions d'alimentation distinctes en sorte que l'ensemble troisième étage de découplage - étage de commutation constitue 30 des réservoirs de charge appropriés à toutes les tensions d'alimentation, permettant à la fois d'assurer la stabilité de la tension du drain pendant les périodes de temps hors crêtes du signal d'entrée et d'assurer un approvisionnement en courant suffisant dudit transistor pendant les crêtes. Suivant une application de l'invention à la commutation de deux tensions d'alimentation distinctes, l'étage de commutation est agencé en sorte 5 de commuter sur le drain la tension d'alimentation la plus élevée en même temps que ledit troisième étage de découplage et la tension d'alimentation la moins élevée en même temps qu'un quatrième étage de découplage constitueant un réservoir de charge à long terme assurant la stabilité de la tension drain. Suivant une variante de réalisation de l'invention appliquée à la réalisation d'un amplificateur requérant une linéarité importante du signal de sortie, l'étage de sortie dudit amplificateur comporte une boucle de réaction amont dénommée feedforward en sorte de corriger les perturbations transitoires rapides provoquées par les commutations de tension 15 d'alimentation dudit étage de sortie. L'utilisation d'une telle boucle, connue en elle-même, en combinaison avec l'étage de commutation de tension, est particulièrement judicieuse et intéressante car elle permet, conformément à l'invention, de réduire très sensiblement le bruit et l'intermodulation, qui est la caractéristique bien 20 connue du feedforward, mais en éliminant l'inconvénient également bien connu d'un tel système à savoir sa vulnérabilité à la compression de gain de l'amplificateur lors des crêtes de puissance, cet inconvénient étant, dans le cadre de la présente invention, pratiquement supprimé, la compression de gain étant compensée par la commutation de tension sur ledit amplificateur. La 25 puissance crête sera ainsi améliorée en même temps que le rendement. On va maintenant décrire un mode de mise en oeuvre du dispositif de l'invention, en référence au dessin annexé sur lequel: - la figure 1 est un schéma de polarisation conventionnelle d'un étage final d'amplificateur RF; - la figure 2 représente le schéma de la figure 1 intégrant l'étage de commutation de tension selon l'invention, et - la figure 3 est un schéma d'un amplificateur selon l'invention, intégrant l'étage de commutation de tension ainsi qu'une boucle feedforward. Sur la figure 1, on a représenté conventionnellement un transistor RF 1 5 d'amplification d'un signal d'entrée E présentant un rapport P crête/P moyen élevé. Le signal de sortie est disponible en S et la polarisation de drain du transistor par la tension Vdrain est assurée par une ligne quart d'onde constituant un premier étage Dl de découplage comprenant un condensateur RF à faibles pertes CI de valeur suffisante pour présenter un courtcircuit, un deuxième étage D2 de 10 découplage comprenant un condensateur C2 de valeur plus élevée que celle de Cl, capable de fournir du courant très rapidement au transistor 1 lors d'une brusque montée en puissance du signal E et un troisième étage D3 de découplage comprenant un condensateur C3 apte à fournir un courant fort pendant un temps plus long correspondant à un pic de puissance relativement 1i5 long consécutif à la présence de composantes basses fréquences dans le signal d'entrée E. A titre indicatif, pour un amplificateur à 2GHz, les condensateurs Cl, C2, C3 peuvent avoir des valeurs respectives de 68 pF, 1 000 pF et quelques dizaines deuF. Conformément à l'invention, la tension de drain du transistor 1 est assurée à partir de deux tensions d'alimentation distinctes respectivement Vi et V2, la tension V2 étant supérieure à la tension Vi. L'une ou l'autre de ces tensions est appliquée au drain via un commutateur symbolisé en 2, intégré au troisième étage D3. Ce commutateur 2 permet d'appliquer au drain du transistor 1, juste en amont du deuxième étage de découplage D2, soit la plus forte (V2) des deux tensions, via le troisième étage de découplage D3, soit la plus faible (Vi) via un quatrième étage de découplage D4 comprenant un condensateur C4 constituant un réservoir de charge à long terme assurant la stabilité de la 30 tension drain pendant un laps de temps important. Le commutateur 2 est commandé par un circuit de commande (non représenté) relié à l'entrée E de l'amplificateur via un circuit de détection d'enveloppe du signal. Ainsi, lors de la détection de crêtes de puissance, c'est la tension V2 qui sera commutée sur le drain, le troisième étage de découplage D3 assurant au drain un courant fort le temps nécessaire qui peut être relativement long, alors que pendant les périodes hors crêtes le commutateur est commandé 5 pour appliquer la tension inférieure Vl en substituant à l'étage D3 le quatrième étage D4, plus approprié à la situation et apte à assurer la stabilité de la tension drain sur une longue période qui peut atteindre 90 % du temps de fonctionnement de l'amplificateur. On obtient ainsi un fonctionnement de l'amplificateur avec un 10 rendement sensiblement plus intéressant tout en opérant une commutation propre en particulier par rapport à celle réalisée dans la demande de brevet US citée plus haut, grâce à l'intégration du commutateur dans le dernier étage de découplage (D3, D4) de l'amplificateur. Une telle intégration réduit substantiellement, notamment lorsque les commutations de tension sont très 15 rapides, les inductances parasites qui induisent des détériorations (bruit, intermodulation) du signal de sortie S. Il est à noter que le système de commutation de l'invention peut être généralisé à plus de deux tensions, à chaque tension étant associé un étage de découplage spécifique, en sorte de moduler la tension d'alimentation de 20 l'amplificateur au rythme de l'enveloppe du signal E en sorte d'optimiser le rendement. Par ailleurs, si l'amplificateur requiert une linéarité importante du signal de sortie S on peut avantageusement associer au dispositif de l'invention une correction de type feedforward qui va permettre de réduire encore plus les 25 perturbations telles que le bruit ou l'intermodulation. La figure 3 illustre une telle application de l'invention. En 1' est représenté l'étage amplificateur principal recevant en E le signal d'entrée et délivrant en S le signal de sortie. L'étage amplificateur 1' intègre les étages de découplage Dl à D4 et le commutateur 2 de la figure 2 et est connecté aux 30 tensions d'alimentation Vl et V2. Le commutateur 2 intégré à l'étage 1' est commandé par un circuit de commande 3 recevant également le signal d'entrée E via un circuit 4 de détection d'enveloppe. Un échantillon du signal S est prélevé à la sortie de l'amplificateur 5 principal 1' et comparé au signal d'entrée E dans un coupleur 5. Le résultat de cette comparaison, appelé signal d'erreur, est constitué de la distorsion subie par le signal et du bruit introduit par l'amplificateur principal 1'. Ce signal d'erreur est alors amplifié par un amplificateur dit d'erreur 6, sa phase est tournée de 1800, puis il est réinjecté à l'aide d'un coupleur 7 sur 10 le chemin principal du signal de sortie S de manière à produire une annulation de la distorsion. Tous les retards introduits par les divers amplificateurs sont compensés par des lignes à retard 8 de manière à rendre l'annulation indépendante de la fréquence. Le principe de linéarisation du signal de sortie par une boucle de 1 5 réaction amont du type feedforward est bien connu. Cependant, l'inconvénient intrinsèque du feedforward, également bien connu, est la compression de gain de l'amplificateur lors des crêtes de puissance. Mais cet inconvénient du feedforward est de manière tout à fait 20 judicieuse supprimé grâce à l'association du feedforward à l'étage de commutation (2, D3, D4) intégré conformément à l'invention, dans l'amplificateur principal 1', lequel étage de commutation réduit les crêtes de puissance et met donc le feedforward dans des conditions évitant la manifestation desdits inconvénients du feedforward. On améliore ainsi, tout à la fois la puissance crête (réduction du rapport P crête / P moyen), le rendement et la linéarité de l'amplificateur principal. REVENDICATIONS 1. Amplificateur de puissance pour systèmes de transmission radiofréquences, dont le signal présente un rapport P crête/P moyen élevé, comprenant un étage d'amplification final (1, 1') à transistor à commutation de tension de drain sur au moins deux tensions d'alimentation (Vl, V2) 5 distinctes, la polarisation de drain étant constituée d'un premier étage de découplage (DI) formé d'une ligne quart d'onde suivie d'un deuxième étage (D2) de découplage apte à fournir un courant rapidement lors d'une brusque montée en puissance du signal et d'un troisième étage (D3) de découplage apte à fournir un courant fort lors de pics de puissance relativement longs, 10 caractérisé en ce que ledit troisième étage (D3) intègre un étage de commutation de tension (2, D4), interposé entre lesdits troisième et deuxième étages et apte à commuter sur le drain l'une quelconque desdites tensions d'alimentation distinctes (VI, V2) en sorte que l'ensemble troisième étage de découplage (D3) étage de commutation (2, D4) constitue des réservoirs de 15 charge appropriés à toutes les tensions d'alimentation, permettant à la fois d'assurer la stabilité de la tension du drain pendant les périodes de temps hors crêtes du signal d'entrée et d'assurer un approvisionnement en courant suffisant dudit transistor pendant les crêtes. 2. Amplificateur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que 20 lesdites tensions d'alimentation distinctes comprennent deux tensions (VI, V2), ledit étage de commutation (2, D4) étant agencé en sorte de commuter sur le drain la tension d'alimentation la plus élevée (V2) en même temps que ledit troisième étage de découplage (D3) et la tension d'alimentation la moins élevée (Vil) en même temps qu'un quatrième étage de découplage (D4) 25 constituant un réservoir de charge à long terme assurant la stabilité de la tension drain. 3. Amplificateur suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit amplificateur (1') comporte une boucle de réaction amont (5 à 8) dénommée feedforward en sorte de corriger les perturbations transitoires et 30 réduire l'impact des compressions de gain de l'amplificateur.