FR 2852166 A1 20040910 FR 0402364 A 20040305 FILTRE PASSE-BAS A CONDENSATEURS COMMUTES ET DISPOSITIF DE CAPTEUR DE PRESSION A SEMICONDUCTEURS INCORPORANT CE FILTRE La présente invention concerne un filtre passebas formé d'un circuit à condensateurs commutés, et un dispositif de capteur de pression à semiconducteurs qui utilise un tel filtre passe-bas. En raison de leurs avantages d'avoir une petite 10 taille et de hautes performances, différents types de dispositifs de capteurs de pression à semiconducteurs sont utilisés dans des applications telles que la détection d'une pression dans les conduits d'admission d'air ou des conduits d'échappement de véhicules automobiles ou dans des 15 applications non liées à des véhicules, par exemple dans des gazomètres, etc. Etant donné qu'un capteur de pression à semiconducteurs possède d'excellentes caractéristiques de réponse, de tels capteurs sont appropriés pour être utilisés pour la détection de variations rapides de la 20 pression. Cependant, la vitesse élevée de réponse d'un capteur de pression à semiconducteurs est un inconvénient dans des applications dans lesquelles il est nécessaire de détecter des variations moyennes de la pression, des composantes à haute fréquence de variations de la pression 25 étant exclues. Dans un tel cas dans lequel il est nécessaire d'extraire les composantes à basse fréquence des variations de la pression, il est nécessaire d'utiliser un filtre passe-bas pour éliminer les composantes à haute fréquence d'un signal de détection qui est fourni par un 30 capteur de pression à semiconducteurs. La figure 7, annexée à la présente demande, représente un schéma de circuit d'un exemple d'un dispositif de capteur de pression à semiconducteurs du type de l'art antérieur. Avec ce dispositif, un signal de 35 détection, qui est produit par un capteur de pression à semiconducteurs 1 est amplifié par un amplificateur différentiel 2 et le signal de sortie résultant est transféré au moyen d'un filtre passe-bas 3 de manière à fournir ainsi une tension de signal de sortie qui contient 5 uniquement des composantes à basse fréquence des variations de la pression qui sont détectées par le capteur de pression à semiconducteurs 1. Le capteur de pression à semiconducteurs 1 peut par exemple être formé d'un diaphragme constitué par une 10 plaque de silicium possédant une région qui est agencée relativement mince avec des éléments piézorésistifs Gl-G4 (c'est-à-dire des éléments qui présentent une variation de valeur résistive lorsqu'ils sont soumis à une déformation), formés sur une surface du diaphragme. Lorsqu'une pression 15 est appliquée au diaphragme, ce qui provoque une déformation de la forme, des valeurs résistives respectives des éléments piézorésistifs Gl1G4 sont modifiées. Les éléments piézorésistifs Gl-G4 sont connectés selon une configuration en pont de sorte que, lorsqu'une pression est 20 appliquée au diaphragme, alors par exemple un potentiel Vpl, qui apparaît entre les points de connexion réciproque des éléments piézorésistifs G2 et G3 peut être accru, tandis qu'un potentiel Vp2, qui apparaît entre les points de connexion réciproque des éléments piézorésistifs Gi et 25 G4 peut être réduit. Les potentiels Vpl, Vp2, qui apparaissent entre les points de connexion mutuelle sont amplifiés par l'amplificateur différentiel 2 pour l'obtention d'un signal de sortie possédant une valeur instantanée de tension 30 désignée par Vo, dont la valeur est proportionnelle à la différence de tension (Vpl - Vp2). Etant donné que le signal de sortie contient des composantes à haute fréquence, il est transmis par le filtre passe-bas 3 pour l'obtention d'un signal de sortie qui contient uniquement 35 des composantes à basse fréquence et dont la valeur de tension instantanée est désignée par Vout. Dans ce qui suit, on suppose que des interrupteurs, qui exécutent une commutation de condensateurs, sont réalisés sous la forme de transistors 5 FET (transistors à effet de champ), commandés chacun par un signal de tension de commande appliqué à une électrode de grille, et les conditions FERME / OUVERT de l'interrupteur correspondant respectivement aux conditions de conduction / non conduction, entre les électrodes de drain et de source 10 du transistor FET. Habituellement, le filtre passe-bas 3 est configuré sous la forme d'un circuit à condensateurs commutés, qui est formé dans un circuit intégré. La commutation des condensateurs est exécutée par des 15 interrupteurs Sîl, S12, S13, S24, S25, S26 qui sont des interrupteurs analogiques respectifs (l'expression "interrupteur analogique" étant utilisée ici pour désigner un élément de commutation constitué par un dispositif d'interrupteurs à semiconducteurs comme par exemple un 20 transistor MOS FET) commandés par des signaux de commande qui sont constitués par les premier et second signaux d'horloge 01, 02, représentés sur le chronogramme de la figure 8 et sont générés par un circuit 30 de production de signaux impulsionnels d'horloge. La figure 8 représente les 25 relations de phase des signaux d'horloge à deux phases 01, 02 lorsque chacun de ces signaux possède une fréquence de 150 kHz. Chaque interrupteur de l'ensemble d'interrupteurs Sul, S12, S13 est placé à l'état fermé (c'est-à-dire conducteur) lorsque le premier signal d'horloge 01 est au 30 niveau actif (qu'on suppose être le niveau haut dans l'exemple de la figure 8) tandis que chaque interrupteur de l'ensemble d'interrupteurs S24, S25, S26 est placé dans l'état conducteur lorsque le second signal 02 est au niveau actif. 3 5 Lorsque les interrupteurs analogiques Sll-S13 et S24-S26 sont commandés comme cela a été décrit précédemment par les signaux d'horloge à deux phases 01, 02 avec les relations de cadencement représentée sur la figure 8, le circuit équivalent du fonctionnement devient celui 5 représenté sur la figure 6, c'est-à-dire que le circuit fonctionne en tant que filtre passe-bas. Les valeurs des résistances Ri, R2 et la fréquence de coupure fc de ce circuit équivalent sont obtenues (en désignant la fréquence de chacun des signaux d'horloge à deux phases 01, 02 par 10 fs les valeurs de capacité respectives des condensateurs Cl, C2, C3 par cl, c2, c3 et la valeur résistive des résistances Ri, R2 respectivement par rn, r2) à partir des expressions suivantes: rn = 1/(fs.cl) .... (1) r2 = 1/(fs.c2) . . (2) fc = 1/(2n.r2.c3) = fs.c2/(2ir.c3) .... (3) Avec un type usuel de dispositifs de capteurs de pression à semiconducteurs, la fréquence de coupure fc peut en général être égale à environ 100-400 Hz. Si par exemple 20 la fréquence de coupure est égale à 100 Hz, alors on peut utiliser les valeurs c2 = 0,25 pf, c3 = 60 pf, fs = 150 kHz. De telles valeurs de capacité et de fréquence peuvent être aisément obtenues en utilisant des dispositifs qui sont formés dans un circuit intégré...DTD: En considérant cependant le cas o une valeur nettement inférieure de la fréquence de coupure est requise, par exemple 1 Hz, alors si les valeurs pour la fréquence fs des signaux d'horloge à deux phases 01, 02 et pour le condensateur C2 sont choisies identiques à celles 30 de l'exemple numérique indiqué ci-dessus, la valeur du condensateur C3 doit être multipliée par 100, c'est-à-dire qu'elle doit être égale à 6000 pf. Dans la pratique, il n'est pas possible de réaliser une telle valeur élevée de capacité à l'aide d'un condensateur qui est formé dans un 35 circuit intégré à semiconducteurs. C'est pourquoi, étant donné qu'il n'est pas possible de réduire de manière substantielle la valeur de la capacité C2 au-dessous d'une valeur égale à environ 0,25 pf, il est nécessaire de réduire la fréquence fs des 5 signaux d'horloge à deux phases 01, 02 par un facteur 1:100, c'est-à- dire environ 1,5 kHz de manière à obtenir une valeur de la fréquence de coupure aussi faible que 1 Hz, avec un tel type de filtre passe-bas de l'art antérieur. La relation de phase entre des signaux d'horloge à deux phases 01, 02 pendant une période d'horloge, dans le cas du type de dispositifs de l'art antérieur dans lequel la fréquence de chacun des signaux d'horloge à deux phases 01, 02 est égale à 150 kHz, va être considérée à 15 nouveau en référence au chronogramme de la figure 8 et en référence aux figures 5A à 5D. Les figures 5A à 5D représentent respectivement des conditions successives atteintes par le filtre passe- bas 3 (lorsqu'il est formé en tant que circuit à condensateurs commutés représenté sur la 20 figure 7) pendant quatre intervalles de temps successifs dans une période d'horloge, désignée par Phase 1, Phase 2, Phase 3 et Phase 4. Tout d'abord, comme cela est représenté sur la figure 5A, pendant la phase 1, le condensateur Cl est 25 chargé à la tension d'entrée Vo, alors qu'inversement le condensateur C2 est déchargé, pour atteindre une charge zéro. La charge dans le condensateur C3 reste inchangée. Ci-après, en considérant la phase 2, comme représenté sur la figure 5B, tous les interrupteurs Sll, 30 S12, S13, S24, S25, S26 sont dans l'état BLOQUE (c'est-àdire ouvert) de sorte que la charge dans chacun des condensateurs Cl, C2, C3 reste inchangée. C'est pourquoi, pendant la Phase 2, les tensions respectives développées aux bornes des condensateurs restent inchangées par rapport 35 à celles qui existaient à la fin de la Phase 1. Ci-après, en considérant la Phase 3, comme représenté sur la figure 5C, les condensateurs C2 et C3 deviennent branchés en parallèle et le condensateur Cl est branché entre la borne d'entrée inverseuse et la borne 5 d'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel OP1. Etant donné que la borne d'entrée inverseuse et la borne d'entrée non inverseuses de l'amplificateur opérationnel OP1 sont maintenues au même potentiel, le condensateur Cl devient déchargé. Le flux de courant de 10 décharge résultant agit de manière à charger chacun des condensateurs C2, C3. Le condensateur C2 est finalement chargé à la tension du signal de sortie Vout, qui est produit par l'amplificateur opérationnel OP1 à cet instant. La quantité du courant de charge qui pénètre dans le 15 condensateur C3, est égale à la quantité du courant de décharge qui s'évacue du condensateur Cl, la tension de charge du condensateur C3 variant de façon correspondante. Etant donné que la tension, à laquelle le condensateur C3 se charge, est nécessairement identique à la tension de 20 sortie Vout de l'amplificateur opérationnel OP1, la quantité de variation de cette tension de sortie Vout est égale à la quantité de variation de la tension à laquelle le condensateur C3 est chargé. Ci-après, en considérant la Phase 4, comme 25 représenté sur la figure 5D tous les interrupteurs Sll, S12, S13, S24, S25, S26 sont dans l'état BLOQUE de la même manière que pour la condition dans la Phase 3. Par conséquent chacun des condensateurs Cl, C2, C3 restent aux conditions de charge qui existaient à la fin de la phase 3. 30 Cependant il se pose un problème en rapport avec une variation des tensions de charge des condensateurs Cl, C2 pendant l'intervalle de la phase 2. Aussitôt après le démarrage de la phase 2, la quantité de charge dans le condensateur Cl est Vo.cl, tandis que la quantité de charge 35 dans le condensateur C2 est zéro. Etant donné que la quantité de surface qui est disponible sur le substrat d'un circuit intégré à semiconducteurs est extrêmement faible, chaque condensateur peut posséder uniquement une valeur maximale qui est très faible. En outre, comme on peut le 5 comprendre à partir de l'équation (3) donnée plus haut, la valeur du condensateur c2 doit être aussi faible que possible, pour l'obtention d'une faible valeur de la fréquence de coupure pour le filtre passe-bas, par exemple 0,25 pf. Lorsque la quantité de la valeur de capacité est 10 extrêmement faible alors, lorsque les interrupteurs analogiques qui sont connectés respectivement entre les bornes d'un condensateur et le potentiel de masse sont réglés sur l'état BLOQUE alors, même une infime quantité du courant de fuite, qui circule dans ces interrupteurs 15 analogiques possède un effet substantiel sur la tension à laquelle le condensateur est chargé. L'expression "courant de fuite" est utilisée ici pour désigner une quantité totale du flux de courant de fuite, qui est déterminé par les facteurs tels que la 20 valeur finie de la valeur résistive qui existe entre les électrodes de drain et de source d'un transistor FET constituant un interrupteur analogique, alors qu'il est dans l'état BLOQUE, et également par le courant de fuite qui circule dans la jonction PN qui existe entre la région 25 située au-dessous des électrodes de drain et de source et du substrat, etc. L'amplitude de courant de fuite augmente conformément à des accroissements de la température de fonctionnement. En se référant à nouveau au chronogramme de la figure 8, étant donné que la fréquence de coupure fc est 30 égale à 100 Hz, et que la durée de l'intervalle de Phase 2 est égale à 1,7 microseconde et ainsi est extrêmement brève, les effets du courant de fuite pendant cet intervalle peuvent être, en pratique, ignorés. Cependant, si les valeurs des condensateurs venaient à rester 35 inchangées et si la fréquence de coupure fc venait à être réduite à 1 Hz, il serait alors nécessaire de réduire la fréquence fs des signaux d'horloge à deux phases 01, 02 pour qu'elle devienne égale à 1,5 kHz comme décrit précédemment. Si ceci est réalisé, alors la durée d'un 5 intervalle de phase 2 est multiplié par un facteur 100, c'est-à-dire devient égal à 170 microsecondes. Dans ce cas, tous les interrupteurs Sul, S12, S13, S24, S25, S26 étant dans l'état BLOQUE pendant un tel intervalle de Phase 2 de longue durée, la quantité de charge dans les condensateurs 10 Cl, C2 varie d'une manière substantielle pendant cet intervalle, en raison du flux de courant de fuite dans les interrupteurs qui sont connectés de chaque côté de chacun de ces condensateurs. Il en résulte qu'il se pose le problème 15 consistant en ce qu'une erreur apparaît dans le gain du filtre passe-bas 3 dans la gamme des basses fréquences et pour la fréquence de coupure réelle du filtre passe-bas (c'est-à-dire par comparaison à la fréquence de coupure qui est dérivée de l'équation (3)). Un but de la présente invention est d'éliminer les problèmes de l'art antérieur indiqués précédemment en fournissant un filtre passe-bas qui est configuré sous la forme d'un circuit à condensateurs commutés, ce qui a pour effet que même quand la fréquence des signaux d'horloge à 25 deux phases 01, 02 est réglée nettement inférieure à ce qui était la pratique dans l'art antérieur, pour obtenir une très faible valeur de la fréquence de coupure pour le filtre (par exemple environ 1 Hz) et les valeurs des condensateurs utilisés dans le circuit à condensateurs 30 commutés sont suffisamment faibles pour permettre aux condensateurs d'être fabriqués aisément dans un circuit intégré à semiconducteurs, le fonctionnement du filtre passe-bas est pour l'essentiel non affecté par des courants de fuite qui circulent dans des éléments de commutation du 35 circuit à condensateurs commutés. Fondamentalement, la présente invention est applicable à un filtre passebas configuré sous la forme d'un circuit à condensateurs commutés pour la détection de variations de tension d'un signal d'entrée, caractérisé en ce qu'il comprend des premier et second condensateurs, qui sont branchés de façon fixe en série, un amplificateur opérationnel possédant un troisième condensateur branché fixe entre une borne de 10 sortie et une borne d'entrée non inverseuse dudit amplificateur opérationnel, ledit signal d'entrée étant appliqué entre une borne d'entrée dudit filtre passe-bas et ladite borne d'entrée non inverseuse, des première et seconde pluralités d'éléments de 15 commutation pouvant fonctionner pour établir une pluralité de conditions respectivement différentes de connexion entre lesdits premier, second et troisième condensateurs et ladite borne d'entrée du filtre passe-bas, et des moyens de commande de commutation pour régler 20 sélectivement l'ensemble de ladite première pluralité d'éléments de commutation dans un état conducteur et dans un état non conducteur et pour régler sélectivement l'ensemble de ladite seconde pluralité d'éléments de commutation dans un état conducteur et dans un état non 25 conducteur pour établir lesdites conditions différentes de connexion dans une séquence prédéterminée, lesdits moyens de commande de commutation commandant périodiquement lesdits éléments de commutation pour établir séquentiellement pendant un premier intervalle de temps, une condition dans laquelle ledit premier condensateur est chargé à une tension dudit signal d'entrée tandis que ledit second condensateur est déchargé à zéro, et une charge dudit troisième condensateur reste inchangée, pendant un second intervalle de temps, une condition dans laquelle aucune charge ni aucune décharge dudit premier, second ou troisième condensateur ne se produisent, pendant un troisième intervalle de temps, une 5 condition dans laquelle lesdits second et troisième condensateurs sont connectés en parallèle entre ladite borne de sortie et ladite borne d'entrée inverseuse dudit amplificateur opérationnel et sont chacun chargés depuis ledit condensateur, ce qui provoque une variation 10 correspondante de la tension aux bornes du troisième condensateur et une variation résultante de la tension du signal de sortie provenant dudit amplificateur opérationnel, tandis que ledit premier condensateur est déchargé à zéro, et pendant un quatrième intervalle de temps, une condition dans laquelle aucune charge ni aucune décharge dudit premier, second ou troisième condensateur ne se produisent, lesdits moyens de commande de commutation étant 20 configurés pour établir une durée aussi brève que possible pour ledit second intervalle de temps, dans une gamme de durées, aucun de ladite première pluralité d'éléments de commutation ne pouvant passer dans ledit état de conduction en même temps que l'un quelconque de ladite seconde 25 pluralité d'éléments de commutation. Etant donné que d'une manière générale les éléments de commutation sont mis en oeuvre en tant que dispositifs à semiconducteurs (par exemple des transistors MOSFET), la durée maximale possible pour le second 30 intervalle de temps augmente conformément à une température de fonctionnement accrue du filtre passe-bas en raison de la fuite de charge en direction ou en provenance des condensateurs, en raison des courants de fuite des éléments de commutation, qui sont connectés à chaque côté de chaque 35 condensateur. De tels courants de fuite augmentent conformément à la température qui augmente. C'est pourquoi, la "durée la plus brève possible" est établie de préférence comme la durée la plus brève qui a pour effet qu'aucun élément du premier ensemble d'éléments de commutation ne 5 peut être placé à l'état conducteur en même temps qu'un élément quelconque du second ensemble d'éléments de commutation lorsque le filtre passe-bas fonctionne à une température de fonctionnement maximale prédéterminée. En outre, la durée la plus brève possible pour le 10 second intervalle de temps peut être établie sur la base de la valeur maximale d'erreur qui est admissible dans le gain de courant continu du filtre passe-bas. La valeur de cette erreur varie d'une manière substantielle proportionnellement à la quantité de variation de tension de charge 15 qui apparaît dans le second condensateur mentionné précédemment pendant le second intervalle de temps. Par conséquent par exemple si la valeur maximale de l'erreur qui est admissible dans le gain en courant continu du filtre passe-bas est égale à 3 %, alors la durée la plus 20 brève possible pour le second intervalle de temps mentionné précédemment peut être établie comme "une durée pour le second intervalle de temps tel que la quantité de charge dans le second condensateur pendant cet intervalle de temps ne varie pas de plus de 3 %". Un autre but est de fournir un dispositif de capteur de pression à semiconducteurs qui utilise un tel filtre passe-bas. Pour atteindre cet objectif, l'invention fournit un dispositif de capteur de pression à semiconducteurs, caractérisé en ce qu'il comporte un substrat semiconducteur, dont une région est formée de manière à être plus mince que la région environnante pour constituer de ce fait un diaphragme, une première paire d'éléments piézorésistifs montés sur ledit diaphragme, chacun étant adapté pour 35 présenter un accroissement de valeur résistive lorsque la pression est appliquée audit diaphragme, une seconde paire d'éléments piézorésistifs montés sur ledit diaphragme, chacun étant adapté pour présenter une réduction de valeur résistive lorsque la 5 pression est appliquée audit diaphragme, lesdits éléments piézorésistifs étant connectés sous la forme d'un circuit en pont électrique, possédant un premier point de connexion qui connecte un premier élément de ladite première paire d'éléments piézorésistifs à un premier élément de ladite 10 seconde paire d'éléments piézorésistifs, un second point de connexion qui connecte un second élément de ladite première paire d'éléments piézorésistifs à un second élément de ladite seconde paire d'éléments piézorésistifs, un troisième point de connexion qui connecte ledit premier 15 élément de ladite première paire d'éléments piézorésistifs audit second élément de ladite seconde paire d'éléments piézorésistifs, et un quatrième point de connexion qui connecte ledit second élément de ladite première paire d'éléments piézorésistifs audit premier élément de ladite 20 seconde paire d'éléments piézorésistifs, une source de courant électrique, qui est transmis entre lesdits premier et second points de connexion, et un amplificateur différentiel pour amplifier une 25 différence de tension entre lesdits second et troisième points de connexion; et en ce qu'une tension de signal de sortie amplifiée produite par ledit amplificateur différentiel est envoyée à un filtre passe-bas, pour détecter des variations 30 de la pression appliquée audit diaphragme. De façon spécifique un signal de sortie amplifié produit par l'amplificateur différentiel est envoyé au filtre passe-bas de manière à détecter des variations de la pression appliquée au diaphragme. De façon plus précise l'invention concerne un filtre passe-bas pour la détection de variations de tension d'un signal d'entrée envoyé à une borne d'entrée du filtre, caractérisé en ce que ledit filtre passe-bas est constitué par un 5 circuit à condensateurs commutés possédant des moyens de production d'un signal d'horloge pour produire un premier signal impulsionnel d'horloge et un second signal impulsionnel d'horloge qui ont des fréquences identiques entre elles et des phases différentes, des premier, second 10 et troisième condensateurs, une première pluralité d'éléments de commutation commandés chacun par ledit premier signal impulsionnel d'horloge, une seconde pluralités d'éléments de commutation commandés chacun par ledit second signal d'horloge, chacun desdits éléments de 15 commutation étant connecté à au moins l'un desdits condensateurs, et que ledit filtre passe-bas fonctionne successivement dans une première condition, dans laquelle ledit 20 premier signal impulsionnel d'horloge est à un niveau actif, ce qui a pour effet que chacun de ladite première pluralité d'éléments de commutation est maintenue dans un état de conduction et ledit second signal impulsionnel d'horloge est dans un état inactif, ce qui a pour effet que 25 chacun de ladite seconde pluralité d'éléments de commutation est maintenu dans un état non conducteur, ledit premier condensateur étant de ce fait chargé d'une tension dudit signal d'entrée, ledit second condensateur étant déchargé à une tension zéro et aucune charge ni aucune 30 décharge dudit troisième condensateur ne sont exécutées, une seconde condition, dans laquelle chacun dudit premier signal impulsionnel d'horloge et dudit second signal impulsionnel d'horloge sont audit niveau actif, ce qui a pour effet qu'aucune charge ni aucune décharge dudit 35 premier, second ou troisième condensateur n'est exécutée, une troisième condition, dans laquelle ledit premier signal impulsionnel d'horloge est audit niveau inactif et ledit second signal impulsionnel d'horloge est audit niveau actif, ce qui a pour effet que lesdits second 5 et troisième condensateurs sont connectés en parallèle entre eux, ledit premier condensateur étant déchargé à une tension zéro et un courant de décharge provenant dudit premier condensateur agissant pour charger lesdits second et troisièmes condensateurs, et une quatrième condition, dans laquelle chacun dudit premier signal d'horloge impulsionnel et dudit second signal d'horloge impulsionnel est audit niveau inactif, ce qui a pour effet qu'aucune charge ni aucune décharge dudit premier, second ou troisième condensateur ne sont 15 exécutées, ladite première condition étant par la suite rétablie; et que ledit circuit de production de signaux d'horloge comprend des moyens pour commander lesdits 20 premier et second signaux impulsionnels d'horloge de telle sorte que ladite durée prédéterminée de façon fixe de la seconde condition, qui s'écoule entre une transition dudit premier signal impulsionnel d'horloge depuis ledit niveau actif audit niveau inactif et une transition immédiatement 25 suivante dudit second signal impulsionnel d'horloge depuis ledit niveau inactif audit niveau actif, est réalisée de manière à être aussi brève que possible dans une gamme de valeurs d'intervalles de temps, aucun de ladite première pluralité d'éléments de commutation n'étant dans ledit état 30 conducteur conjointement avec l'un quelconque de ladite seconde pluralité d'éléments de commutation. L'invention a trait en outre à un filtre passebas pour détecter des variations de tension d'un signal d'entrée, configuré en tant que circuit à condensateurs 35 commutés possédant des première et seconde bornes d'entrée couplées de manière à recevoir ledit signal d'entrée, un circuit de production de signaux d'horloge pour produire un premier signal impulsionnel d'horloge et un second signal impulsionnel d'horloge ayant des fréquences identiques 5 entre elles et des phases différentes, des premier, second et troisième condensateurs, un ensemble de premier, second et troisième éléments de commutation commandés chacun de manière à être réglés dans un état conducteur lorsque ledit premier signal impulsionnel d'horloge est à un niveau 10 actif, un ensemble de quatrième, cinquième et sixième éléments de commutation étant commandés chacun pour être placés dans ledit état conducteur lorsque ledit second signal impulsionnel d'horloge est audit niveau actif, un amplificateur opérationnel qui fonctionne à partir d'une 15 seule source d'alimentation en énergie et possède une borne d'entrée inverseuse, qui est connectée en commun à une tension de référence possédant une valeur qui est égale à la moitié de ladite source d'alimentation en énergie et à ladite seconde borne d'entrée dudit circuit à condensateurs 20 commutés, ledit premier élément de commutation étant connecté entre ladite première borne d'entrée dudit circuit à condensateurs commutés et un premier noeud de connexion mutuelle, ledit quatrième élément de commutation étant connecté entre ledit premier noeud de connexion mutuelle et 25 une borne d'entrée non inverseuse dudit amplificateur opérationnel, ledit premier condensateur étant connecté entre ledit premier noeud de connexion mutuelle et unsecond noeud de connexion mutuelle, ledit second élément de commutation étant connecté entre ledit second noeud de 30 connexion mutuelle et ladite borne d'entrée non inverseuse dudit amplificateur opérationnel, ledit cinquième élément de commutation étant connecté entre ledit second noeud de connexion mutuelle et ladite borne d'entrée inverseuse dudit amplificateur opérationnel, ledit second condensateur 35 étant connecté entre ledit second noeud de connexion mutuelle et un troisième noeud de connexion mutuelle, ledit troisième condensateur étant connecté entre ladite borne d'entrée inverseuse dudit amplificateur opérationnel et une borne de sortie dudit amplificateur opérationnel, ledit 5 troisième élément de commutation étant connecté entre ledit troisième noeud de connexion mutuelle et ladite borne d'entrée non inverseuse dudit amplificateur opérationnel, ledit sixième élément de commutation étant connecté entre ledit troisième noeud de connexion mutuelle et ladite borne 10 de sortie dudit amplificateur opérationnel, un signal de sortie dudit filtre passe-bas étant produit entre ladite borne de sortie dudit amplificateur opérationnel et ladite borne d'entrée non inverseuse dudit amplificateur opérationnel; et en ce que ledit circuit de production de signaux d'horloge comprend des moyens pour commander lesdits premier et deuxième signaux impulsionnels d'horloge de telle sorte qu'un intervalle de temps, qui s'écoule entre une transition dudit premier signal impulsionnel d'horloge 20 depuis ledit niveau actif audit niveau inactif et une transition immédiatement suivante dudit second signal impulsionnel d'horloge depuis ledit niveau inactif audit niveau actif, est réalisée de manière à être aussi brève que possible dans une gamme de valeurs, aucun desdits 25 premier, deuxième et troisième éléments de commutation ne pouvant passer dans ledit état conducteur conjointement avec l'un quelconque des quatrième, cinquième et sixième éléments de commutation. Selon une caractéristique de l'invention, lesdits 30 éléments de commutation sont des dispositifs à semiconducteurs, qui présentent un flux de courant de fuite, et ladite durée de la seconde condition est réglée aussi brève que possible dans une gamme de valeur, aucun desdits premier, second et troisième éléments de 35 commutation ne pouvant passer dans ledit état de conduction en même temps que l'un quelconque desdits quatrième, cinquième et sixième éléments de commutation, alors que ledit filtre passe-bas fonctionne à une température de fonctionnement maximale prédéterminée. Selon une caractéristique de l'invention, ladite durée de la seconde condition est réglée à une valeur située dans une gamme s'étendant entre 0,6 microseconde et 2 microsecondes. Selon une caractéristique de l'invention, la 10 durée de ladite seconde condition est réglée en tant que valeur telle qu'une variation en pourcentage de la charge stockée dans le premier condensateur pendant ladite seconde condition est sensiblement égale à une valeur maximale admissible prédéterminée d'une erreur en pourcentage du 15 gain en courant continu dudit filtre passe-bas. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention, ressortiront de la description donnée ci-après, prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 représente la configuration électrique d'une forme de réalisation d'un dispositif de capteur de pression à semiconducteurs; - la figure 2 est un chronogramme servant à illustrer des relations de cadencement entre des signaux 25 d'horloge à deux phases, qui sont utilisés dans un circuit de filtre passe-bas de type à condensateurs commutés de la forme de réalisation de la figure 1; - les figures 3A, 3B représentent la configuration d'un élément de capteur de pression qui peut 30 être utilisé avec la forme de réalisation indiquée précédemment; - la figure 4 représente le schéma du circuit d'un exemple d'un circuit pour la production des signaux d'horloge à deux phases, qui sont utilisés dans la forme de 35 réalisation indiquée précédemment; - les figures 5A à 5D, dont il a déjà été fait mention, sont des schémas de circuit qui illustrent des conditions successives de commutation qui sont atteintes par un circuit de filtre passe-bas de type à condensateurs commutés; - la figure 6 représente un schéma de circuit équivalent d'un circuit de filtre passe-bas de type à condensateurs commutés; - la figure 7, dont il a déjà été fait mention, 10 représente la configuration électrique d'un exemple d'un type de dispositifs de capteurs de pression à semiconducteurs de l'art antérieur; et - la figure 8 dont il a déjà été fait mention, montre un chronogramme servant à décrire le fonctionnement 15 du filtre passe-bas de type à condensateurs commutés de l'exemple de l'art antérieur de la figure 7. La figure 1 représente un schéma de circuit montrant une forme de réalisation d'un dispositif de capteur de pression à semiconducteurs qui comprend un 20 filtre passe-bas 3, réalisé sous la forme d'un circuit à condensateurs commutés. Les composants de la figure 1, qui correspondent aux composants de l'exemple de l'art antérieur de la figure 7, décrite précédemment, sont désignés par des chiffres de référence identiques à ceux de 25 la figure 7. Par conséquent on peut comprendre que les configurations respectives du capteur de pression à semiconducteurs 1, de l'amplificateur différentiel 2 et du filtre passe-bas 3 peuvent être similaires à celles de l'art antérieur de la figure 7. Cependant, un circuit 40 de 30 production de signaux impulsionnels d'horloge de cette forme de réalisation est configuré de manière à fonctionner d'une manière différente de l'exemple de l'art antérieur comme cela va être décrit ciaprès. La figure 3A est une vue en plan d'un capteur de 35 pression à semiconducteurs 1 qui est utilisé dans la forme de réalisation de la figure 1, tandis que la figure 3B est une vue en coupe transversale et en élévation du capteur de pression à semiconducteurs 1 prise suivant la ligne A-A sur la figure 3A. La figure 2 est un chronogramme représentant des relations de cadencement entre des signaux d'horloge à deux phases 01, 02 de cette forme de réalisation, produits par le circuit 40 de production de signaux impulsionnels d'horloge, qui commande les interrupteurs du filtre passe10 bas 3 de la forme de réalisation de la figure 1. En référence aux figures 3A, 3B, le capteur de pression à semiconducteurs 1 inclut un substrat semiconducteur 4 comportant une couche 4b de type N formé par croissance épitaxiale sur un substrat en silicium 4a de 15 type P. Le substrat 4a possède une région centrale qui est conformée de manière à être plus mince que la région périphérique de ce substrat, et cette région centrale en liaison avec la couche épitaxiale de type N 4b constitue un diaphragme mince 5. Les éléments piézorésistifs G1-G4, qui sont formés chacun par diffusion d'impuretés de type P, sont disposés sur une surface du diaphragme 5. Lorsqu'une pression est appliquée au diaphragme 5, le diaphragme 5 et les éléments piézorésistifs G1-G4 sont déformés, la valeur 25 résistive de chacun des éléments piézorésistifs Gl, G2 augmente alors que la valeur résistive de chacun des éléments piézorésistifs G3, G4 diminue. Les éléments piézorésistifs G1-G4 sont connectés dans un circuit en pont comme représenté sur la figure 1, dans lequel les éléments 30 piézorésistifs Gl-G4 sont indiqués en tant que résistances variables respectives. Une source de courant 6 envoie une valeur fixée de courant Ia, qui pénètre au niveau du point de connexion mutuelle des éléments piézorésistifs Gi, G3, ce courant 35 circulant alors en direction du potentiel de masse en passant par le point de connexion mutuelles des éléments piézorésistifs G2, G4. Lorsqu'une pression est appliquée au diaphragme 5 avec une telle configuration de circuit, une valeur d'accroissement de tension (désignée par Vpl sur la 5 figure 1) est supposée être produite au niveau du point de connexion mutuelle des éléments piézorésistifs G2, G3, avec une quantité de réduction de tension (désignée par Vp2 sur la figure 1) produite au niveau du point de connexion mutuelle des éléments piézorésistifs G1, G4. La différence 10 de tension (Vpl - Vp2) varie d'une manière essentiellement directement proportionnelle à des valeurs de la pression qui est appliquée au diaphragme 5. La différence de tension (Vpl - Vp2) est amplifiée par l'amplificateur différentiel 2 pour fournir 15 le signal de sortie possédant la valeur Vo comme cela est représenté sur la figure 1. On peut utiliser différentes configurations pour l'amplificateur différentiel 2. Avec la configuration de circuit spécifique représentée sur la figure 1, 20 l'amplificateur différentiel 2 est formé d'une paire d'amplificateurs opérationnels OP2, OP3 et de quatre résistances R3, R4, R5, R6. Les potentiels Vpl, Vp2, qui sont développés par le capteur de pression à semiconducteurs 1 comme décrit précédemment sont appliqués 25 aux bornes d'entrée non inverseuses des amplificateurs opérationnels respectifs OP2, OP3. Les résistances R3, R4, R5, R6 sont connectées en série entre la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP2 et un noeud de connexion mutuel NVref, qui est maintenu à un potentiel qui est 30 supérieur au potentiel de masse de la valeur de potentiel de référence Vref. La résistance R3 est connectée entre la borne de sortie et la borne d'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel OP2, tandis que la résistance R5 est connectée entre la borne de sortie et la borne 35 d'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel oP3. Une extrémité de la résistance R6 est connectée au noeud de connexion mutuelle NVref. La tension, qui apparaît entre la borne de sortie de l'amplificateur 5 opérationnel OP2 et le noeud de connexion mutuelle NVref, est proportionnelle à la valeur de tension de sortie provenant de l'amplificateur différentiel 2. De façon spécifique, en supposant que la totalité des résistances R3, R4, R5, R6 possèdent la même valeur, la tension de sortie Vo est égale à 2 (Vpl - Vp2). La tension de sortie Vo délivrée par l'amplificateur différentiel 2 est envoyée au filtre passebas 3, qui est constitué par un circuit à condensateurs commutés possédant la configuration décrite ci-dessus en 15 référence à l'exemple de l'art antérieur de la figure 7. C'est-à-dire que le filtre passe-bas 3 est formé d'un amplificateur opérationnel OP1, de premier, second et troisième condensateurs CI, C2, C3, d'un ensemble de premier, second et troisième interrupteurs analogiques Sîl, 20 S12, S13 dont chacun est placé à l'état conducteur lorsque le premier signal d'horloge 01 des signaux d'horloge à deux phases 01, 02 est au niveau actif et un ensemble de quatrième, cinquième et sixième interrupteurs analogiques S24, S25, S26, dont chacun est placé dans l'état conducteur 25 lorsque le second signal d'horloge 02 possède le niveau actif. Avec cette forme de réalisation, l'amplificateur opérationnel OP1 est alimenté en énergie à partir d'une seule tension d'alimentation en énergie Vd. Pour cette 30 raison, la borne d'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel OP1 est connectée au noeud de connexion mutuelle NVref mentionné précédemment, qui est maintenu à la tension de référence Vref. La valeur de Vref peut être égale approximativement à la moitié de la tension 35 d'alimentation Vd. Cependant il est également possible d'alimenter l'amplificateur opérationnel OP1 avec une énergie provenant d'une paire de tensions d'alimentation en énergie positive et négative, auquel cas la tension de référence Vref pourrait être le potentiel de masse. Cette forme de réalisation diffère essentiellement de l'art antérieur de la figure 7 décrite précédemment en ce qui concerne les relations de cadencement entre les premier et signaux d'horloge 01, 02 qui sont produits par le circuit 40 de production de signaux impulsionnels 10 d'horloge. De façon spécifique, avec cette forme de réalisation, l'intervalle qui s'écoule entre un flanc retombant d'une impulsion du premier signal d'horloge 01 (c'est-à-dire une transition de ce signal d'horloge passant du niveau actif au niveau inactif, ce qui a pour effet que 15 chaque interrupteur analogique qui est commandé par ce signal d'horloge est commuté de l'état conducteur à l'état non conducteur) et le flanc montant d'impulsion suivante du second signal d'horloge 02 (c'est-àdire une transition de ce signal d'horloge passant du niveau inactif au niveau 20 actif, ce qui a pour effet que chaque interrupteur analogique qui est commandé par ce signal d'horloge est placé à l'état conducteur) est rendu aussi court que possible dans la mesure o on peut être certain que les interrupteurs analogiques commandés par le premier signal 25 d'horloge 01 ne peuvent pas passer à l'état conducteur en même temps que des interrupteurs analogiques commandés par le second signal d'horloge 02. Pendant le premier intervalle de temps, Phase 1, dans lequel le premier signal d'horloge 01 est au niveau 30 actif et le second signal d'horloge 02 est au niveau inactif, la condition de connexion du filtre passe-bas 3 est représentée sur la figure 5A. Le condensateur Cl est chargé à la tension d'entrée Vo alors qu'inversement le condensateur C2 est chargé à O V, et la charge dans le 35 condensateur C3 ne varie pas. Pendant le second intervalle de temps, Phase 2, comme représenté sur la figure 5B, tous les interrupteurs Sll, S12, S13, S24, S25, S26 sont placés à l'état non conducteur de sorte que la charge située dans chacun des 5 condensateurs Cl, C2, C3 ne varie pas. Par conséquent pendant la Phase 2 (en supposant qu'aucune charge n'est perdue sous l'effet d'un courant de fuite), les charges des condensateurs restent inchangées par rapport aux conditions présentes à la fin de la Phase 1. Pendant le troisième intervalle de temps, Phase 3, étant donné que le premier signal d'horloge 01 est au niveau inactif et que le second signal d'horloge 02 est au niveau actif, alors la condition de connexion est telle que représentée sur la figure 5C, les condensateurs C2 et C3 15 étant connectés en parallèle. Le condensateur Cl est de ce fait connecté entre la borne d'entrée inverseuse et la borne d'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel OP1. Etant donné que ces bornes sont au même potentiel, le condensateur Cl passe à l'état déchargé, et 20 le courant de décharge résultant sert à charger chacun des condensateurs C2, C3. Lorsque le courant de décharge provenant du condensateur Cl pénètre dans le condensateur C2 en tant que courant de charge, un courant de charge circule également depuis la borne de sortie de 25 l'amplificateur opérationnel OP1 de sorte que les condensateurs C2 et C3 sont chargés à la même tension. Par conséquent, de la même manière que cela a été décrit pour l'exemple de l'art antérieur sur la figure 7, la tension de sortie Vo délivrée par le filtre passe-bas 3 30 varie d'une valeur qui est égale à la quantité de variation de la tension à laquelle le condensateur C3 est chargé. Enfin, dans le quatrième intervalle de temps, Phase 4, la condition devient celle représentée sur la figure 5D, dans laquelle tous les interrupteurs analogiques sont à 35 l'état non conducteur, de la même manière que pendant la Phase 3, de sorte que la charge dans chaque condensateur est maintenue inchangée par rapport à celle qui existait à la fin de la phase 3. On peut par conséquent comprendre qu'avec cette 5 forme de réalisation, la configuration de circuit du filtre passe-bas 3 et le fonctionnement de ce circuit sur la base des signaux d'horloge à deux phases 01, 02 sont essentiellement identiques à ceux de l'exemple de l'art antérieur décrit précédemment. Cependant, dans cette forme 10 de réalisation, la relation de phase entre les signaux d'horloge à deux phases 01, 02 diffère de celle de l'exemple de l'art antérieur, qui est représenté sur le chronogramme de la figure 8, c'est-à-dire que la relation de phase entre les deux signaux d'horloge à deux phases 15 01, 02 pour cette forme de réalisation, est telle que représentée sur le chronogramme de la figure 2. En supposant que la fréquence de coupure requise pour le filtre passe-bas 3 est extrêmement basse, par exemple 1 Hz, alors comme décrit précédemment, pour pouvoir 20 utiliser des condensateurs qui ont une valeur capacitive suffisamment faible, devant être formés sur un circuit intégré à semiconducteurs, il devient nécessaire de réduire la fréquence du signal d'horloge de base à environ 1,5 kHz comme décrit précédemment. Dans ce cas, avec le filtre 25 passe-bas à condensateurs commutés du type de l'art antérieur, la durée de l'intervalle de la Phase 2 est de 170 microsecondes, ce qui assez long. Par conséquent, les quantités de charge conservées dans les condensateurs Cl, C2 sont fortement affectés par un flux de courant de fuite 30 qui apparaît dans les interrupteurs analogiques qui sont connectés à ces condensateurs. Il en résulte que, comme cela a été décrit précédemment, il n'est pas possible d'obtenir correctement le gain requis dans la gamme des basses fréquences, ou la valeur de la fréquence de coupure, 35 qui est exprimée par l'équation (3) ci-dessus, pour le filtre passe-bas 3. Cependant, la forme de réalisation de la présente invention comportant les relations de cadencement du signal d'horloge représentées sur la figure 2 diffère de l'exemple 5 de l'art antérieur en ce que la durée de l'intervalle de Phase 2 est réglée de manière à être extrêmement courte. C'est pourquoi, on peut obtenir un fonctionnement satisfaisant avec une fréquence de coupure aussi faible que 1 Hz, quand la fréquence des signaux d'horloge à deux 10 phases 01, 02 est baissée à 1,5 kHz, il devient possible d'utiliser de faibles valeurs de capacité pour les condensateurs du filtre passe-bas, y compris C3. De façon spécifique, la durée de l'intervalle de phase 2 doit être choisie aussi brève que possible, dans 15 une gamme de valeur telle qu'aucun des interrupteurs analogiques, qui sont commandés par le signal d'horloge 01, ne soit dans l'état conducteur (c'est-à-dire état FERME) en même temps que l'un des interrupteurs analogiques qui sont commandés par le signal d'horloge 02. En particulier, étant donné que le courant de fuite des éléments de commutation tels que les transistors à effet de champ MOS augmente avec la température, la durée de l'intervalle de phase 2 doit être réglée aussi faible que possible tout en garantissant que la condition ci25 dessus est satisfaite (c'est-à-dire que de ce fait il ne doit y avoir aucun chevauchement entre des intervalles de conduction des interrupteurs analogiques qui sont commandés par le signal d'horloge 01 et des intervalles de conduction des interrupteurs analogiques qui sont commandés 30 par le signal d'horloge 02), lorsque le filtre passe-bas 3 est utilisé jusqu'à une valeur maximale prédéterminée de température de fonctionnement. De ce fait ceci permet de garantir que le fonctionnement du filtre passe-bas 3 n'est pas affecté par des accroissements, qui dépendent de la 35 température, de courants de fuite des interrupteurs analogiques. De préférence, lorsqu'on utilise des transistors MOS FET à grande vitesse en tant qu'interrupteurs analogiques, la durée de l'intervalle de Phase 2 doit être situé dans la gamme de 0,6 à 2 microsecondes. Un autre procédé de détermination d'une durée minimale appropriée pour l'intervalle de Phase 2 est le suivant. S'il existe une perte importante de charge à partir des condensateurs Cl, C2 pendant chaque intervalle 10 de Phase 2, alors une erreur apparaît dans la valeur du gain en courant continu du filtre passe-bas 3, en rapport avec une valeur de consigne du gain en courant continu. C'est-à-dire que l'amplitude de cette erreur de gain est déterminée essentiellement entièrement par le taux de fuite 15 de charge à partir des condensateurs Cl, C2 pendant chaque intervalle de Phase 2, en raison du courant de fuite dans les interrupteurs analogiques. Une valeur maximale pour cette erreur dans le gain en courant continu peut être prédéterminée, par exemple exprimée en tant que proportion 20 de la valeur de consigne du gain en courant continu, comme par exemple 3 %. Si la durée de l'intervalle de Phase 2 est réglée de telle sorte que la proportion de la réduction de charge (du condensateur Cl par exemple) qui apparaît pendant chaque intervalle de Phase 2 est égale à la valeur 25 maximale admissible prédéterminée de l'erreur dans le gain de courant continu du filtre passe-bas 3 en rapport avec la valeur de consigne (par exemple une erreur de 3 %), alors on peut obtenir une opération satisfaisante. La quantité de fuite d'une charge provenant du 30 condensateur Cl pendant chaque intervalle de Phase 2 peut être mesurée directement ou peut être obtenue par mesure des niveaux du courant de fuite des interrupteurs analogiques. Avec une telle brève durée de l'intervalle de Phase 35 2, on peut être certain que la charge dans les condensateurs Cl, C2 pendant chaque intervalle de phase 2 reste inchangée à partir de la condition présente à la fin de l'intervalle de Phase 1 précédent, c'est-à-dire que la condition de charge n'est pas affectée par des flux du 5 courant de fuite dans les interrupteurs analogiques, qui sont connectés à ces condensateurs, et ainsi restent inchangés jusqu'au démarrage de l'intervalle suivant de Phase 3. Par conséquent les problèmes mentionnés précédemment de l'art antérieur en rapport avec des erreurs 10 dans le gain du filtre dans la gamme des basses fréquences et de la valeur de la fréquence de coupure atteinte, peuvent être éliminés. Par conséquent il devient possible de réaliser un filtre passe-bas qui puisse posséder une fréquence de coupure d'une valeur extrêmement faible, telle 15 que 1 Hz, moyennant l'utilisation d'un type de circuits à condensateurs commutés, dans lequel les condensateurs possèdent une valeur suffisamment faible pour être aisément formés dans un circuit intégré. Avec cette forme de réalisation, les signaux 20 d'horloge et de phase 01, 02 sont générés par le circuit de production de signaux impulsionnels d'horloge, dont la configuration du circuit interne peut être telle que représentée dans l'exemple de la figure 4. Avec ce circuit, un circuit 7 de production du signal d'horloge de base 25 produit le signal d'horloge de base à une fréquence de 6 kHz, signal qui est envoyé à un compteur binaire à 2 bits 8. Le signal de sortie délivré par l'étage 20 du compteur binaire 8 est envoyé à un inverseur Qi et à une entrée d'une porte ET Q3 à 2 entrées, le signal de sortie 30 provenant de l'inverseur Ql étant envoyé à une entrée d'une porte ET à 2 entrées Q2, tandis que le signal de sortie délivré par l'étage 21 du compteur binaire est envoyé à l'autre entrée de la porte ET Q2 et à l'autre entrée de la porte ET Q3. Le signal de sortie produit par la porte ET Q2 35 est constitué par un train d'impulsions à une fréquence de 1,5 kHz, chaque impulsion apparaissant lorsque le compteur binaire 8 atteint une valeur de comptage égale à 2. Ce train d'impulsions est utilisé en tant que signal d'horloge 01 du circuit de la figure 1. Le signal de sortie délivré par la porte ET à 2 entrées Q3 est également constitué par un train d'impulsions produites chacune lorsque le compteur binaire 8 atteint une valeur de comptage égale à 3. Ces impulsions sont retardées en étant transférées par un circuit de 10 retardement 9 qui produit un retard d'environ 1 us, le signal de sortie provenant du circuit de retardement 9 constituant le signal d'horloge 02 du circuit de la figure 1, c'est-à-dire qui possède également une fréquence de 1,5 kHz. Par conséquent, en déterminant de façon appropriée la valeur du retard produite par le circuit de retardement 9, les relations de phases entre les signaux d'horloge à deux phases 01, 02 sont telles que représentées sur le chronogramme de la figure 2, avec un intervalle extrêmement 20 court d'environ 1 ps entre la fin d'une impulsion du signal d'horloge 01 et le démarrage de l'impulsion suivante du signal d'horloge 02. On peut ainsi comprendre à partir de ce qui précède qu'avec la présente invention, étant donné que le 25 fonctionnement du filtre passe-bas n'est pas affecté par un courant de fuite qui circule dans les interrupteurs analogiques, il devient possible de réaliser un filtre passe-bas du type à condensateurs commutés, qui peut posséder une fréquence de coupure ayant une valeur 30 extrêmement faible, qui peut être configuré avec des valeurs de condensateurs qui sont suffisamment faibles pour que les condensateurs puissent être réellement formés dans un circuit intégré à semiconducteurs. Un tel filtre passebas peut être utilisé pour déterminer des composantes à 35 fréquences extrêmement basses de variations de tension, lorsque les variations de tension incluent des composantes à hautes fréquences, qui sont superposées aux composantes à basses fréquences. L'invention permet par conséquent de réaliser un 5 dispositif de capteur de pression à semiconducteurs qui permet de détecter des composantes à fréquences extrêmement basses de variations de la pression et qui utilisent un filtre passe-bas du type à condensateurs commutés, qui est formé dans un circuit intégré. En outre, bien que le filtre passe-bas de la présente invention ait été décrit dans ce qui précède uniquement dans le cas d'une application à un signal de capteur produit par un capteur de pression, on comprendra qu'un tel filtre passe-bas est également applicable à 15 différentes autres applications, dans lesquelles il est nécessaire d'obtenir une très faible valeur de la fréquence de coupure du filtre pour un filtre passe-bas dont les composants sont formés entièrement dans un circuit intégré à semiconducteurs. REVENDICATIONS 1. Filtre passe-bas pour la détection de variations de tension d'un signal d'entrée envoyé à une borne d'entrée du filtre, caractérisé en ce que ledit filtre passe-bas (3) est constitué par un circuit à condensateurs commutés (Cl, C2, C3) possédant des moyens (40) de production d'un signal d'horloge pour produire un premier signal impulsionnel d'horloge (01) et un second signal impulsionnel (02) d'horloge qui ont des 10 fréquences identiques entre elles et des phases différentes, des premier, second et troisième condensateurs, une première pluralité d'éléments de commutation (S11, S12, S13) commandés chacun par ledit premier signal impulsionnel d'horloge, une seconde 15 pluralités d'éléments de commutation (S24, S25, S26) commandés chacun par ledit second signal d'horloge, chacun desdits éléments de commutation étant connecté à au moins l'un desdits condensateurs, et que ledit filtre passe- bas (3) fonctionne 20 successivement dans une première condition, dans laquelle ledit premier signal impulsionnel d'horloge (01) est à un niveau actif, ce qui a pour effet que chacun de ladite première pluralité d'éléments de commutation est maintenue dans un 25 état de conduction et ledit second signal impulsionnel (02) d'horloge est dans un état inactif, ce qui a pour effet que chacun de ladite seconde pluralité d'éléments de commutation est maintenu dans un état non conducteur, ledit premier condensateur (Cl) étant de ce fait chargé d'une 30 tension dudit signal d'entrée, ledit second condensateur (C2) étant déchargé à une tension zéro et aucune charge ni aucune décharge dudit troisième condensateur ne sont exécutées, une seconde condition, dans laquelle chacun dudit 35 premier signal impulsionnel d'horloge (01) et dudit second signal impulsionnel d'horloge (02) sont audit niveau actif, ce qui a pour effet qu'aucune charge ni aucune décharge dudit premier, second ou troisième condensateur n'est exécutée, une troisième condition, dans laquelle ledit premier signal impulsionnel d'horloge (01) est audit niveau inactif et ledit second signal impulsionnel d'horloge (02) est audit niveau actif, ce qui a pour effet que lesdits second et troisième condensateurs (C2, C3) sont 10 connectés en parallèle entre eux, ledit premier condensateur étant déchargé à une tension zéro et un courant de décharge provenant dudit premier condensateur agissant pour charger lesdits second et troisièmes condensateurs, et une quatrième condition, dans laquelle chacun dudit premier signal d'horloge impulsionnel (01) et dudit second signal d'horloge impulsionnel (02) est audit niveau inactif, ce qui a pour effet qu'aucune charge ni aucune décharge dudit premier, second ou troisième condensateur 20 (Cl, C2, C3) ne sont exécutées, ladite première condition étant par la suite rétablie; et en ce que ledit circuit (40) de production de signaux d'horloge comprend des moyens pour commander 25 lesdits premier et second signaux impulsionnels d'horloge de telle sorte que ladite durée prédéterminée de façon fixe de la seconde condition, qui s'écoule entre une transition dudit premier signal impulsionnel d'horloge (01) depuis ledit niveau actif audit niveau inactif et une transition 30 immédiatement suivante dudit second signal impulsionnel d'horloge (02) depuis ledit niveau inactif audit niveau actif, est réalisée de manière à être aussi brève que possible dans une gamme de valeurs d'intervalles de temps, aucun de ladite première pluralité d'éléments de 35 commutation n'étant dans ledit état conducteur conjointement avec l'un quelconque de ladite seconde pluralité d'éléments de commutation. 2. Filtre passe-bas pour détecter des variations de tension d'un signal d'entrée, configuré en tant que 5 circuit à condensateurs commutés (Cl, C2, C3) possédant des première et seconde bornes d'entrée couplées de manière à recevoir ledit signal d'entrée, un circuit (40) de production de signaux d'horloge pour produire un premier signal impulsionnel (01) d'horloge et un second signal 10 impulsionnel d'horloge (02) ayant des fréquences identiques entre elles et des phases différentes, des premier, second et troisième condensateurs (Cl, C2, C3), un ensemble de premier, second et troisième éléments de commutation (Sîl, S12, S13) commandés chacun de manière à 15 être réglés dans un état conducteur lorsque ledit premier signal impulsionnel d'horloge est à un niveau actif, un ensemble de quatrième, cinquième et sixième éléments de commutation (S24, S25, S26) étant commandés chacun pour être placés dans ledit état conducteur lorsque ledit second 20 signal impulsionnel d'horloge (02) est audit niveau actif, un amplificateur opérationnel (OPl) qui fonctionne à partir d'une seule source d'alimentation en énergie et possède une borne d'entrée inverseuse, qui est connectée en commun à une tension de référence possédant une valeur qui est égale 25 à la moitié de ladite source d'alimentation en énergie et à ladite seconde borne d'entrée dudit circuit à condensateurs commutés, ledit premier élément de commutation (S1l) étant connecté entre ladite première borne d'entrée dudit circuit à condensateurs commutés et un premier noeud de connexion 30 mutuelle, ledit quatrième élément (S24) de commutation étant connecté entre ledit premier noeud de connexion mutuelle et une borne d'entrée non inverseuse dudit amplificateur opérationnel (OPI), ledit premier condensateur (Cl) étant connecté entre ledit premier noeud 35 de connexion mutuelle et un second noeud de connexion mutuelle, ledit second élément de commutation (S12) étant connecté entre ledit second noeud de connexion mutuelle et ladite borne d'entrée non inverseuse dudit amplificateur opérationnel, ledit cinquième élément (S26) de commutation 5 étant connecté entre ledit second noeud de connexion mutuelle et ladite borne d'entrée inverseuse dudit amplificateur opérationnel (OP1), ledit second condensateur (C2) étant connecté entre ledit second noeud de connexion mutuelle et un troisième noeud de connexion mutuelle, ledit 10 troisième condensateur (C3) étant connecté entre ladite borne d'entrée inverseuse dudit amplificateur opérationnel (OPl) et une borne de sortie dudit amplificateur opérationnel, ledit troisième élément de commutation (C3) étant connecté entre ledit troisième noeud de connexion 15 mutuelle et ladite borne d'entrée non inverseuse dudit amplificateur opérationnel, ledit sixième élément de commutation (S26) connecté entre ledit troisième noeud de connexion mutuelle et ladite borne de sortie dudit amplificateur opérationnel, un signal de sortie dudit 20 filtre passe-bas (3) étant produit entre ladite borne de sortie dudit amplificateur opérationnel et ladite borne d'entrée non inverseuse dudit amplificateur opérationnel (OP1) ; et en ce que ledit circuit (40) de production de 25 signaux d'horloge comprend des moyens pour commander lesdits premier et deuxième signaux impulsionnels d'horloge de telle sorte qu'un intervalle de temps, qui s'écoule entre une transition dudit premier signal impulsionnel d'horloge (01) depuis ledit niveau actif audit niveau 30 inactif et une transition immédiatement suivante dudit second signal impulsionnel d'horloge (02) depuis ledit niveau inactif audit niveau actif, est réalisée de manière à être aussi brève que possible dans une gamme de valeurs, aucun desdits premier, deuxième et troisième éléments de 35 commutation ne pouvant passer dans ledit état conducteur conjointement avec l'un quelconque des quatrième, cinquième et sixième éléments de commutation. 3. Filtre passe-bas selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits éléments de commutation (Sîl, 5 S12, S13, S24, S25, S26) sont des dispositifs à semiconducteurs, qui présentent un flux de courant de fuite, et en ce que ladite durée de la seconde condition est réglée aussi brève que possible dans une gamme de valeur, aucun desdits premier, second et troisième éléments 10 de commutation (S11, S12, S13) ne pouvant passer dans ledit état de conduction en même temps que l'un quelconque desdits quatrième, cinquième et sixième éléments de commutation (S24, S25, S26), alors que ledit filtre passebas fonctionne à une température de fonctionnement maximale 15 prédéterminée. 4. Filtre passe-bas selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite durée de la seconde condition est réglée à une valeur située dans une gamme s'étendant entre 0,6 microseconde et 2 microsecondes. 5. Filtre passe-bas selon la revendication 1, caractérisé en ce que la durée de ladite seconde condition est réglée en tant que valeur telle qu'une variation en pourcentage de la charge stockée dans le premier condensateur pendant ladite seconde condition est 25 sensiblement égale à une valeur maximale admissible prédéterminée d'une erreur en pourcentage du gain en courant continu dudit filtre passe-bas. 6. Filtre passe-bas configuré sous la forme d'un circuit à condensateurs commutés pour la détection de 30 variations de tension d'un signal d'entrée, caractérisé en ce qu'il comprend des premier et second condensateurs (Cl, C2), qui sont branchés de façon fixe en série, un amplificateur opérationnel (OP1) possédant un 35 troisième condensateur (C3) branché fixe entre une borne de sortie et une borne d'entrée non inverseuse dudit amplificateur opérationnel, ledit signal d'entrée étant appliqué entre une borne d'entrée dudit filtre passe-bas et ladite borne d'entrée non inverseuse, des première et seconde pluralités d'éléments de commutation (Sul, S12, S13, S24, S25, S26) pouvant fonctionner pour établir une pluralité de conditions respectivement différentes de connexion entre lesdits premier, second et troisième condensateurs (Cl, C2, C3) et 10 ladite borne d'entrée du filtre passe-bas, et des moyens de commande de commutation pour régler sélectivement l'ensemble de ladite première pluralité d'éléments de commutation dans un état conducteur et dans un état non conducteur et pour régler sélectivement 15 l'ensemble de ladite seconde pluralité d'éléments de commutation dans un état conducteur et dans un état non conducteur pour établir lesdites conditions différentes de connexion dans une séquence prédéterminée, lesdits moyens de commande de commutation 20 commandant périodiquement lesdits éléments de commutation pour établir séquentiellement pendant un premier intervalle de temps, une condition dans laquelle ledit premier condensateur est chargé à une tension dudit signal d'entrée tandis que ledit 25 second condensateur est déchargé à zéro, et une charge dudit troisième condensateur reste inchangée, pendant un second intervalle de temps, une condition dans laquelle aucune charge ni aucune décharge dudit premier, second ou troisième condensateur ne se 30 produisent, pendant un troisième intervalle de temps, une condition dans laquelle lesdits second et troisième condensateurs sont connectés en parallèle entre ladite borne de sortie et ladite borne d'entrée inverseuse dudit 35 amplificateur opérationnel et sont chacun chargés depuis ledit premier condensateur, ce qui provoque une variation correspondante de la tension aux bornes du troisième condensateur et une variation résultante de la tension du signal de sortie provenant dudit amplificateur 5 opérationnel, tandis que ledit premier condensateur est déchargé à zéro, et pendant un quatrième intervalle de temps, une condition dans laquelle aucune charge ni aucune décharge dudit premier, second ou troisième condensateur ne se 10 produisent, lesdits moyens de commande de commutation étant configurés pour établir une durée aussi brève que possible pour ledit second intervalle de temps, dans une gamme de durées, aucun de ladite première pluralité d'éléments de 15 commutation ne pouvant passer dans ledit état de conduction en même temps que l'un quelconque de ladite seconde pluralité d'éléments de commutation. 7. Dispositif de capteur de pression à semiconducteurs, caractérisé en ce qu'il comporte un substrat semiconducteur (4), dont une région est formée de manière à être plus mince que la région environnante pour constituer de ce fait un diaphragme (5), une première paire d'éléments piézorésistifs montés sur ledit diaphragme (5), chacun étant adapté pour 25 présenter un accroissement de valeur résistive lorsque la pression est appliquée audit diaphragme (5), une seconde paire d'éléments piézorésistifs montés sur ledit diaphragme, chacun étant adapté pour présenter une réduction de valeur résistive lorsque la 30 pression est appliquée audit diaphragme, lesdits éléments piézorésistifs étant connectés sous la forme d'un circuit en pont électrique, possédant un premier point de connexion qui connecte un premier élément de ladite première paire d'éléments piézorésistifs à un premier élément de ladite 35 seconde paire d'éléments piézorésistifs, un second point de connexion qui connecte un second élément de ladite première paire d'éléments piézorésistifs à un second élément de ladite seconde paire d'éléments piézorésistifs, un troisième point de connexion qui connecte ledit premier 5 élément de ladite première paire d'éléments piézorésistifs audit second élément de ladite seconde paire d'éléments piézorésistifs, et un quatrième point de connexion qui connecte ledit second élément de ladite première paire d'éléments piézorésistifs audit premier élément de ladite 10 seconde paire d'éléments piézorésistifs, une source (6) de courant électrique, qui est transmis entre lesdits premier et second points de connexion, et un amplificateur différentiel (2) pour amplifier 15 une différence de tension entre lesdits second et troisième points de connexion; et en ce qu'une tension de signal de sortie amplifiée (Vo) produite par ledit amplificateur différentiel (2) est envoyée à un filtre passe-bas (3) 20 selon la revendication 1, pour détecter des variations de la pression appliquée audit diaphragme.