FR 2848745 A1 20040618 FR 0215999 A 20021217 Le domaine de l'invention est celui des filtres à ondes de surface et plus précisément celui des filtres à double mode symétrique encore appelés " DMS ", notamment décrits par T. MORITA et ai " WIDEBAND LOW LOSS DOUBLE MODE FILTERS ", 1992 IEEE ULTRASONICS 10 PROC., pp 95-104, qui correspondent à une amélioration des filtres à résonateurs à couplage longitudinal, particulièrement intéressante pour des applications en téléphonie mobile pour des fréquences voisines du GigaHertz. De manière générale les filtres à résonateurs à couplage 15 longitudinal comprennent deux cavités formées chacune d'un transducteur situé entre deux réseaux réflecteurs, lesdites cavités étant couplées longitudinalement, comme illustré Figure 1. Une première cavité est définie par le transducteur T1 entre les réflecteurs R1 et R2, la deuxième cavité est définie par le transducteur T2 situé entre les réflecteurs R2 et R3, le réflecteur 20 R2 étant commun aux deux cavités. On obtient ainsi deux modes de résonance acoustique, principaux (un mode symétrique et un mode antisymétrique) et l'écart entre les fréquences de ces deux modes donne au premier ordre, la bande passante du filtre. L'inconvénient principal de ce filtre est sa limitation en bande 25 passante (et/ou les impédances de charge source élevées qu'il nécessite). Pour pallier cet inconvénient la solution généralement utilisée consiste à remplacer la structure à deux transducteurs telle qu'illustrée en Figure 1, par une structure à trois transducteurs permettant sans trop augmenter l'impédance du filtre d'en élargir la bande passante. Une telle 30 structure est illustrée en Figure 2. Trois transducteurs T11, T12, T13 sont situés entre deux réflecteurs R11 et R12. Les deux transducteurs latéraux T1, et T13 sont connectés électriquement en parallèle. Le transducteur central T12 ayant une fonction de transduction et de réflexion et permettant de définir deux cavités couplées longitudinalement grâce à la fonction de réflexion centrale. 35 La structure est complètement symétrique par rapport à l'axe vertical AA' et les polarités de deux électrodes symétriques par rapport à cet axe sont identiques, (voir les électrodes Ej, Ej+1 ou Ei et Ej+1). Grâce à cette symétrie, seuls les modes symétriques peuvent être excités, les modes antisymétriques n'étant pas couplés. Dans ce type de filtre l'écart de fréquence entre les deux premiers 5 modes symétriques donne au premier ordre la largeur de la bande passante, qui est plus large que la bande passante de la première structure illustrée en Figure 1. Ce type de structure est couramment amélioré en terme de réfection, c'està-dire d'atténuation des fréquences hors bande en cascadant 10 plusieurs voies acoustiques identiques ou du même type. La Figure 3 illustre une telle structure comportant deux voies acoustiques VA1 et VA2. Un premier transducteur T2, de la voie acoustique VA1 est connecté électriquement à un premier transducteur latéral T31 de la 15 voie acoustique VA2, la première voie acoustique comporte un transducteur d'entrée T22, la seconde voie acoustique comporte un transducteur de sortie T32 et, un second transducteur T23 de la voie acoustique VA1 est également connecté électriquement à un second transducteur T33 de la seconde voie acoustique VA2. Dans chacune des voies acoustiques les trois transducteurs 20 sont situés entre deux réflecteurs R21 et R22 (R31 et R32). Ainsi on peut définir dans chacune des voies acoustiques, deux cavités couplées longitudinalement. En effet, en raison des fonctions de transduction et de réflexion des transducteurs centraux, les transducteurs T21, T23, T31 et T33 sont également insérés dans des cavités. Ces cavités sont liées aux 25 décalages spatiaux entre les transducteurs centraux et les transducteurs latéraux et aux réflexions sur les transducteurs et réflecteurs. Les filtres décrits précédemment fonctionnent avec une entrée et une sortie non différentielles (une tension unique VIN et une tension unique VOUt). Les impédances d'entrée ou de sortie peuvent typiquement être de 30 l'ordre de 50 ohms, rendant ces filtres particulièrement adaptés pour des applications dans le domaine des radiofréquences. Néanmoins pour rendre ces filtres compatibles avec les circuits d'amplification actuels, on peut adapter ces filtres en les faisant fonctionner en différentiel. Pour cela l'un des transducteurs centraux peut être scindé en 35 deux parties égales avec des polarités inversées. La Figure 4 illustre une telle configuration proposée dans la demande de brevet français N0 2 818 051 déposée par la demanderesse. Pour ce type de filtre à entrées ou sorties différentielles, une des performances importantes est la symétrie du filtre, c'est-à-dire le rapport 5 entre les tensions sur les bornes de sorties (V0ut+, V0ut). Le rapport doit idéalement avoir une amplitude de 1 et une phase de 1800. Du fait de faibles dimensions en jeu, les couplages parasites électromagnétiques de l'entrée sur les points milieux 1 et 2 ne sont pas négligeables. Ceci est vrai de la même manière pour les couplages 10 électromagnétiques des points milieux 1 et 2 sur la sortie. D'autre part, ces couplages peuvent avoir une influence sur la tension à la sortie du filtre et dégrader la fonction de transfert du filtre. En effet, par symétrie, les couplages parasites de l'entrée sur les points milieux 1 et 2 donnent naissance à des tensions parasites égales 15 toutes les deux à CVIN (si C est le coefficient donnant le couplage entre l'entrée et les points milieux 1 et 2. Dans la configuration considérée, la tension de sortie est proportionnelle par symétrie à la somme des tensions V1 et V2, ce qui signifie que les influences sur la tension de sortie des couplages parasites de l'entrée sur les points milieux 1 et 2 s'additionnent en 20 phase. De même, les couplages parasites des points milieux sur la tension de sortie s'additionnent en phase. La configuration proposée dans la demande 2 818 051 permet d'obtenir des potentiels en opposition de phase aux points 1 et 2, et permet par-là même d'annuler les couplages parasites de l'entrée sur les points milieux. On peut également connecter deux voies en parallèle du côté non différentiel et en série du côté différentiel comme illustré en Figure 5. Il s'agit plus précisément d'un filtre à entrée (ou sortie) non différentielle et à sortie (ou entrée) différentielle, à symétrie optimisée, dans lequel deux filtres sont connectés en parallèle du côté de l'entrée (sortie) non différentielle et en 30 série du côté de la sortie (entrée) différentielle, chaque filtre comprenant deux voies acoustiques cascadées dans lesquelles les tensions des points milieux 1 et 2 sont en opposition de phase. Dans ce type de filtre la surface nécessaire peut être réduite en rendant commun un des réseaux réflecteurs comme illustré en Figure 6. Alors que les filtres à voies cascadées permettent d'augmenter la réjection, les filtres à un seul étage permettent de maintenir des pertes d'insertion faibles. Ces filtres à un seul étage sont notamment couramment utilisés pour des applications radiomobiles dans le cas de filtres 5 radiofréquences RF et pour des systèmes fonctionnant à des fréquences de l'ordre de 2 GigaHertz (standard: DCS 1800, PCS, GSM 1900, WCDMA, WLAN 2.4 GHz) ou supérieures. En effet pour ces applications, les pertes ohmiques sont souvent prépondérantes pour les pertes d'insertion du filtre. Des structures illustrées en Figures 7, 8 et 9 représentent des 10 structures DMS à un seul étage à entrée (ou sortie) différentielle et sortie (ou entrée) non différentielle. Suivant les impédances d'entrée et/ou de sortie, la sortie différentielle se fait grâce à la mise en série de deux transducteurs. Il est également possible de couper en deux le transducteur central et de 1 5 connecter les deux moitiés en série suivant l'art connu. Il est également connu de connecter des résonateurs série du côté non différentiel ou pour les deux sorties différentielles. En concevant correctement ce ou ces résonateurs série, on peut obtenir qu'il(s) aie(nt) une fréquence de résonance (impédance nulle) proche de la fréquence centrale du filtre et une 20 fréquence d'antirésonance (impédance infinie) en dehors de la bande passante du côté des hautes fréquences. Ainsi, le résonateur étant proche d'un court circuit dans la bande passante, il a une influence faible sur la fonction de transfert alors qu'il ajoute un zéro à la fonction de transfert du filtre du côté des fréquences hautes qui permet d'améliorer les réjections. 25 Plus généralement, il est connu de cascader un filtre DMS une voie avec un filtre à éléments d'impédance. Le filtre à éléments d'impédance peut être du type en échelle c'est à dire comportant des résonateurs série et/ou parallèles. Il peut être placé du côté non différentiel ou du côté différentiel. Dans ce cas, il peut être en treillis ou en échelle différentiel et il est 30 également possible de connecter acoustiquement les résonateurs entre eux comme décrit dans la demande de brevet français publié sous le numéro 2821997. Il est même possible comme décrit dans ce brevet de connecter acoustiquement les élements du filtre à éléments d'impédance au filtre DMS. Ces structures souffrent de plusieurs inconvénients: - les pertes ohmiques liées à l'ouverture du filtre DMS qui sont d'autant plus importante que l'ouverture et grande; - un défaut de symétrie des sorties (entrées) différentielles. Ce défaut de symétrie est lié en particulier aux différences de 5 capacité mutuelle entre les sorties (entrées) différentielles et l'entrée (ou sortie non différentielle). Dans ce contexte de filtre DMS à un seul étage, l'invention propose une nouvelle architecture de filtre comprenant deux filtres 10 connectés en parallèle du côté non différentiel et en série du côté différentiel et fonctionnant bien du point de vue de la symétrie. Plus précisément l'invention a pour objet un filtre à ondes de surface à entrées différentielles et sortie non différentielle ou à entrée non 1 5 différentielle et sorties différentielles, comprenant au moins une première voie acoustique et une deuxième voie acoustique, chacune des voies acoustiques comportant: - au moins un transducteur central - au moins une paire de transducteurs de couplage formée d'un 20 premier transducteur latéral et d'un second transducteur latéral, caractérisé en ce que: la première voie acoustique et la seconde voie acoustique sont connectées en parallèle au niveau de l'entrée non différentielle ou de la sortie non différentielle et connectées en série au 25 niveau des entrées différentielles ou des sorties différentielles, les polarités des transducteurs latéraux étant telles que dans la première voie acoustique les transducteurs latéraux sont connectés entre eux et définissent un premier potentiel différentiel, dans la seconde voie acoustique les transducteurs 30 latéraux sont connectés entre eux et définissent un second potentiel différentiel, les polarités des différents transducteurs ainsi que les distances les séparant étant tels que le premier potentiel différentiel est opposé au second potentiel différentiel. Avantageusement, les transducteurs centraux et les premier et second transducteurs latéraux comprennent une série d'électrodes dites électrodes actives connectées à un potentiel non différentiel pour le transducteur central et à des potentiels différentiels pour les transducteurs 5 latéraux, interdigitées avec des électrodes dites de masse, connectées à un potentiel de masse. Selon un mode de l'invention le filtre à ondes de surface est caractérisé en ce que, - les transducteurs centraux ont un nombre pair d'électrodes; dans chacune des voies acoustiques, si la première électrode du premier transducteur latéral, depuis le transducteur central, est une électrode active, la première électrode du second transducteur latéral, depuis le transducteur central, est une 1 5 électrode de masse et réciproquement; pour chacune des deux voies la distance entre l'axe de l'électrode du premier transducteur latéral la plus proche du transducteur central et l'axe de l'électrode du transducteur latéral la plus proche du premier transducteur latéral est égale 20 à la distance entre l'axe de l'électrode du second transducteur latéral la plus proche du transducteur central et l'axe de l'électrode du transducteur central la plus proche du second transducteur latéral. - si la première électrode du transducteur central de la première 25 voie acoustique est une électrode active, la première électrode du transducteur central de la seconde voie acoustique est une électrode de masse et réciproquement, la première électrode du transducteur central de chacune des voies étant définie comme étant du côté du transducteur latéral ayant sa première 30 électrode active Cette configuration permet d'obtenir des tensions sur les transducteurs, égales (avant de les connecter en parallèle) pour une même voie et opposées (ou en opposition de phase) d'une voie à l'autre. On peut également obtenir un résultat similaire en jouant sur les décalages entre 35 transducteurs, un décalage d'un nombre entier impair de demies longueur d'onde donnant un résultat similaire à une inversion de polarité en ce qui concerne les phases des potentiels de sortie. Par contre, il est connu que si l'on utilise des ondes acoustiques de type leaky ou pseudo SAW, les ruptures brutales de périodes entre les transducteurs se traduisent par des 5 pertes de propagation liées à des conversions de mode. Il est donc toujours favorable pour réduire les pertes d'insertion des filtres de chercher à éviter les ruptures de périodicité entre les transducteurs. Un moyen connu consiste à faire varier lentement la période des transducteurs près de leur jonction. L'espace entre les axes des deux premières électrodes des transducteurs 10 successifs est alors proche de l'espace entre les axes des deux premières électrodes de chacun des transducteurs. Selon un second mode de l'invention le filtre à ondes de surface 15 est caractérisé en ce que les transducteurs centraux ont un nombre impair d'électrodes, - dans chacune des voies acoustiques, la première électrode du premier transducteur latéral, depuis le transducteur central, et la première électrode du second transducteur latéral depuis le 20 transducteur central sont toutes les deux soit des électrodes actives, soit des électrodes de masse; - pour chacune des deux voies la distance entre l'axe de la première électrode du premier transducteur latéral et l'axe de la première électrode du transducteur central est égale à la 25 distance entre l'axe de la première électrode du second transducteur latéral et l'axe de l'électrode la plus proche du transducteur central. Il existe dans ce cas plusieurs moyens d'obtenir des tensions sur 30 les transducteurs, égales (avant de les connecter en parallèle) pour une même voie et opposées (ou en opposition de phase) d'une voie à l'autre: - En inversant les polarités des électrodes du transducteur central d'une voie, par rapport aux polarités du transducteur central de l'autre voie, c'est à dire que pour une voie le 35 transducteur central a sa première et sa dernière électrode à la masse, alors que pour l'autre voie le transducteur a sa première et sa dernière électrode active, les polarités et positions des transducteurs latéraux restant identiques d'une voie à l'autre. - En conservant identiques les polarités des transducteurs centraux des deux voies et en inversant les polarités des transducteurs latéraux d'une voie par rapport à l'autre, les distances restant identiques, c'est à dire que pour une voie les premières électrodes des transducteurs latéraux en partant du 10 transducteur central sont actives alors que pour l'autre voie ces électrodes sont à la masse. - En conservant identiques les transducteurs latéraux et centraux des deux voies et choisissant décalant les transducteurs latéraux des transducteurs centraux d'un 1 5 nombre impair de demi-longueurs d'onde lorsque l'on compare une voie par rapport à l'autre, cette distance pouvant être constituée de substrat libre et métallisé (entièrement ou en partie) ou plus avantageusement en ajoutant un nombre impair électrodes. Avantageusement, ces électrodes ajoutées ont une 20 largeur et une période proche des électrodes voisines dans les transducteurs. - Ou par une combinaison des moyens décrits ci-dessus. La même remarque que précédemment en ce qui concerne les ruptures de périodes aux séparations entre transducteurs s'applique également. 25 Pour améliorer la symétrie du filtre de l'invention et ce en réduisant les problèmes de couplage parasite, il peut être intéressant d'inclure des électrodes de masse (ou des électrodes actives) entre la première électrode d'un transducteur latéral et la première ou la dernière 30 électrode d'un transducteur central, dans au moins une des voies acoustiques. Les électrodes que l'on peut ajouter, pour éviter les pertes de propagation, ont une largeur et une période proche de celle des électrodes des transducteurs environnant. De manière générale, pour que l'invention fonctionne correctement, dans chaque voie, la distance entre le centre de 35 transduction du transducteur central et le centre de transduction du premier transducteur latéral est égale à la distance entre le centre de transduction du transducteur central et le centre de transduction du second transducteur latéral à peu près un nombre entier de longueurs d'ondes près et les distances entre centre de transduction du transducteur central et centre de 5 transduction des transducteurs latéraux sont différentes d'environ un nombre impair de demi-longueurs d'ondes lorsque l'on compare les deux voies. Les distances entre centres de transduction caractérisent la phase de propagation entre deux transducteurs. Dans le cas usuel o les périodes de transducteurs sont environ une demi-longueur d'onde et o toutes les 10 électrodes actives sont à peu près en phase, la distance entre centre de transduction de deux transducteurs est caractérisée par la distance entre les deux premières électrodes actives des transducteurs. Dans le cas o les transducteurs en regard ont des périodes qui varient pour leurs dernières électrodes, les premières électrodes actives à considérer sont les premières 15 dans les zones o les périodes deviennent constantes. Cependant, dans ce cas, pour comparer les distances entre centres de transduction pour deux couples de transducteurs différents, comme les périodes varient peu de transducteur à transducteur et les variations de périodes également, on peut considérer des électrodes dans la zone o les périodes varient. Les écarts 20 entre distances entre centres de transduction sont correctement estimés même si les distances elles-mêmes sont mal estimées. Avantageusement, les polarités et positions des transducteurs sont choisies pour que les tensions sur les deux transducteurs latéraux d'une 25 même voie soient à peu près égales (ou en phase) et pour que les tensions sur les transducteurs latéraux soient opposées (ou en opposition de phase) d'une voie à l'autre. De manière préférentielle, chaque voie acoustique comprend deux 30 réflecteurs entre lesquels sont situés le transducteur central et les transducteurs latéraux. Avantageusement les deux voies acoustiques peuvent comprendre un réflecteur commun, pour réduire la taille du filtre selon l'invention. Selon une variante de l'invention le filtre à ondes de surface est caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une même voie acoustique par une électrode de masse de largeur supérieure à la largeur des autres électrodes. Selon une autre variante de l'invention le filtre à ondes de surface est caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une même voie acoustique par un ensemble d'électrodes de masse. Selon un mode préférentiel de l'invention le filtre à ondes de surface est caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une même voie acoustique par plusieurs électrodes ayant entre leur axe, des distances inférieures à la période des électrodes dans le transducteur, lesdites électrodes faisant partie des deux transducteurs, c'est i5 à dire qu'elles sont connectées alternativement au point chaud et à la masse: Ceci permet de minimiser les pertes à la jonction entre deux transducteurs tout en assurant la réalisation de la cavité. Avantageusement le filtre de l'invention peut être utilisé dans des 20 gammes de fréquences comprises entre environ 1,8 GigaHertz et 2,4 GigaHertz ou supérieures. Selon une variante de l'invention, le filtre à ondes de surface comprend en outre, dans la première voie (ou la seconde voie) acoustique, au moins une paire de transducteurs secondaires situés à l'extérieur des 25 transducteurs latéraux de la première voie (ou la seconde voie), lesdits transducteurs secondaires ayant la même polarité que le transducteur central de la première voie (ou la seconde voie). L'invention a encore pour objet un composant à ondes de surface 30 comprenant un filtre selon l'invention, ledit filtre étant connecté à des résonateurs sur les entrées (sorties) différentielles ou sur la sortie (entrée) non différentielle et ou sur l'entrée (ou sortie) non différentielle, ces résonateurs formant un filtre à éléments d'impédance pouvant être connectés en série, en parallèle ou pouvant former un treillis. il L'invention a aussi pour objet un appareil de téléphonie mobile de type DCS 1800 ou PCS ou GSM 1900 ou WCDMA ou WLAN, comprenant un filtre ou un composant selon l'invention. Plus précisément l'invention a aussi pour objet un composant pour application DCS 1800 fonctionnant en sortie sur une impédance de 150 à 200Q caractérisé en ce qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 29 et 39 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur i0 central compris entre 33 et 39 et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 20 et 26. Plus précisément l'invention a aussi pour objet un composant pour application PCS ou GSM 1900 caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur 15 une impédance de 150 à 200Q et qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 27 et 37 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 45 et 55, un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 32 et 46. 20 Plus précisément l'invention a aussi pour objet un composant caractérisé en ce que les transducteurs latéraux ont des périodes et ou un nombre d'électrodes différent sur chaque voie. Plus précisément l'invention a aussi pour objet un composant pour application UMTS ou WCDMA caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur une impédance de 150 à 200Q et qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 17 et 23 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du 30 transducteur central compris entre 40 et 49 et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 33 et 41. Plus précisément l'invention a aussi pour objet un composant pour application GSM1900 ou PCS caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur 35 une impédance de 100 Q et qu'il comporte sur chaque sortie différentielle un résonateur en série, un résonateur en parallèle et un résonateur en série, une ouverture comprise entre 22 et 30 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 41 et 51, et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 26 et 32. L'invention sera mieux comprise et d'autres avantages apparaîtront à la lecture de la description qui va suivre et grâce aux figures annexées parmi lesquelles: - la Figure 1 illustre un premier exemple de filtre à résonateurs à 10 couplage longitudinal selon l'art connu; - la Figure 2 illustre un second exemple de filtre à résonateurs à couplage longitudinal selon l'art connu comprenant un transducteur central et deux transducteurs latéraux; - la Figure 3 illustre un troisième exemple de filtre à résonateurs 15 à couplage longitudinal selon l'art connu comportant deux voies acoustiques cascadées; - la Figure 4 illustre un filtre DMS à deux voies acoustiques cascadées, à entrée non différentielle et sortie différentielle selon l'art connu; - la Figure 5 illustre un filtre DMS à deux voies acoustiques cascadées, comprenant deux filtres connectés en parallèle du côté non différentiel et connectés en série du côté différentiel, selon l'art connu; - la Figure 6 illustre une variante du filtre DMS représenté en 25 Figure 5, dans lequel les deux filtres présentent sur chacune de leurs voies des réflecteurs communs, selon l'art connu; - les Figures 7 à 9 illustrent des filtres DMS à un seul étage à entrées (ou sorties) différentielles et sortie (ou entrée) non différentielle, selon l'art connu; - la Figure 10 illustre une première variante de filtre selon l'invention, comprenant des transducteurs centraux avec un nombre pair d'électrodes; - la Figure 11 illustre une seconde variante de filtre selon l'invention, comprenant des transducteurs centraux avec un 35 nombre impair d'électrodes; - la Figure 12 illustre une troisième variante de filtre selon l'invention comprenant un plus grand nombre d'électrodes de masse, entre les transducteurs; - la Figure 13 illustre un premier exemple de filtre selon 5 l'invention comprenant cinq transducteurs dans chacune des voies acoustiques; - la Figure 14 illustre un second exemple de filtre selon l'invention comprenant cinq transducteurs dans chacune des voies acoustiques; - la Figure 15 illustre le détail de zones de séparation entre deux transducteurs adjacents, dans un filtre selon l'invention; - la Figure 16 illustre un exemple de composant selon l'invention comprenant des résonateurs connectés au filtre illustré en Figure 10; 1 5 - la Figure 17 illustre les performances en terme d'atténuation ern fonction de la fréquence pour l'exemple du filtre illustré en Figure 16 et fonctionnant à 1,8 GigaHertz; - la Figure 18 illustre les performances en terme d'atténuation en fonction de la fréquence pour un filtre illustré en Figure 16 et 20 fonctionnant à 1,96 GigaHertz. De manière générale, le filtre selon l'invention comprend une première voie acoustique et une seconde voie acoustique, comportant chacune un transducteur central inséré entre deux transducteurs latéraux. Les transducteurs centraux sont reliés à un potentiel non différentiel, les transducteurs latéraux au sein d'une même voie sont connectés entre eux, définissant deux potentiels différentiels opposés. Dans les exemples ci-après les filtres décrits présentent une entrée non différentielle et des sorties différentielles. Néanmoins l'invention s'applique 30 de manière directe à tout filtre à entrées différentielles et sortie non différentielle. Selon une première variante de l'invention illustrée en Figure 10, les transducteurs centraux comprennent un nombre pair d'électrodes. Le filtre comprend deux voies acoustiques VA1 et VA2. La voie 35 acoustique VA1 comprend un transducteur central TC1 compris entre deux transducteurs latéraux TlLi et TlL2, eux-mêmes insérés entre deux réflecteurs Ri, et R12. La voie acoustique VA2 comprend un transducteur central TC2 compris entre deux transducteurs latéraux T2L1 et T2L2, eux-mêmes insérés entre deux réflecteurs R21 et R22. Dans la première voie acoustique, la première électrode ElLîl du premier transducteur latéral T"Li est une électrode de masse alors que la première électrode ElL21 du second transducteur latéral TlL2 est une électrode active. Par convention toutes les électrodes connectées à la masse 10 VM sont hachurées sur l'ensemble des Figures relatives à l'invention. Les électrodes actives des transducteurs centraux, reliées entre elles définissent un potentiel dit non différentiel VIN. Les électrodes actives des transducteurs latéraux de la première voie acoustique définissent un premier potentiel différentiel Vout+ 1 5 Les électrodes actives des transducteurs latéraux de la seconds, voie acoustique définissent un second potentiel différentiel VOutLes potentiels de sortie Vout+ et V,,t- sont opposés grâce à l'inversion des polarités des transducteurs centraux, définies par la série des électrodes actives ou de masse. Ainsi la première électrode (en partant de la 20 gauche sur la figure) EC1j du transducteur central TC1 est une électrode active, alors que la première électrode EC21 du transducteur central TC2 est une électrode de masse alors que les polarités des transducteurs latéraux sont identiques d'une voie à l'autre. Ainsi, on parlera d'inversion de polarités des transducteurs dans la suite de la description, lorsqu'une électrode active 25 est remplacée par une électrode de masse. La seule différence entre les deux voies VAl et VA2 étant l'inversion de polarité des transducteurs centraux, les tensions de sortie, les potentiels de sortie Vout+ et Vt- sont opposés. En particulier, sur la figure 10, les transducteurs T1L1 et T2L1, T1 L2 et T2L2 sont strictement identiques deux à deux, c'est à dire qu'ils ont 30 le même nombre d'électrodes, les mêmes périodes et éventuellement les mêmes variations de périodes aux séparations près du transducteur central Les transducteurs TC1 et TC2 sont identiques à une symétrie près par rapport à un axe vertical près. Les distances entre transducteurs étant également identiques pour les les deux voies, cette symétrie est la seule 35 différence entre les voies. Il faut noter que dans la figure 10 comme dans les autres, on fait apparaître pour la clarté de la figure des espaces entre les transducteurs et entre transducteurs et réseaux, mais qu'en pratique on cherche le plus souvent à réduire au minimum les ruptures de périodicité pour diminuer les pertes et donc à supprimer ces espaces. La Figure 11 illustre une seconde variante de l'invention dans laquelle les transducteurs centraux des voies acoustiques VA1 et VA2 ont un nombre impair d'électrodes. Selon cette configuration, les électrodes ElL11, EC11, ElL21 sont à la masse dans la première voie acoustique VA1 alors que dans la seconde voie acoustique VA2, les électrodes E2LI, et E2L21 sont des électrodes actives, l'électrode EC2i étant quant à elle à la masse. Ainsi les transducteurs centraux TC1 et TC2 ont des polarités identiques, les polarités des 1 5 transducteurs TlLl et T1L2 sont opposées entre elles, les polarités des transducteurs T2Ll et T2L2 étant également opposées entre elles. Cette différence de polarité étant la seule différence entre les voies VAl et VA2, les potentiels de sortie VOt+ et V0ut sont également opposés. Comme dans le cas précédent, cette inversion de polarité est également la seule différence 20 entre les deux voies. Dans les deux configurations décrites précédemment, des tensions de sortie Vout+ et V,,t- opposées sont obtenues en choisissant des voies VAl et VA2 identiques à l'exception d'une inversion de polarité sur le transducteur central (ou sur les transducteurs latéraux). Un résultat similaire 25 aurait pu être obtenu en écartant pour une des deux voies les transducteurs latéraux du transducteur central d'un nombre impair de demi-longueurs d'onde supplémentaires par rapport à l'autre voie. L'espace libéré pouvant être constitué de substrat libre, de substrat métallisé ou partiellement métallisé (en ajoutant par exemple une ou plusieurs périodes de 30 transducteurs). Il est même possible de choisir des nombres impairs de demi-longueurs d'onde différents pour le décalage des deux transducteurs de cette voie. Enfin, il est aussi possible de combiner décalages et inversions de polarités, un décalage d'un nombre entier impair de demi-longueurs d'onde donnant un résultat similaire à une inversion de polarité, l'essentiel 35 étant de conserver des potentiels égaux (ou en phase) sur les deux transducteurs latéraux d'une voie avant connection de ces transducteurs en parallèle et des potentiels opposés (ou en opposition de phase) sur les transducteurs latéraux d'une voie par rapport à l'autre. Cependant il est toujours préférable en ce qui concerne les pertes d'insertion de réduire les ruptures de périodicité au minimum. Avec la configuration proposée dans l'invention, utilisant un seul étage avec deux voies acoustiques en parallèle, les pertes résistives sont réduites. En effet, pour obtenir une impédance donnée, l'ouverture des transducteurs nécessaire est divisée par deux, ce qui divise par deux la 10 résistance d'une électrode, puisque l'impédance d'un transducteur est inversement proportionnelle à son ouverture acoustique. Pour comprendre l'amélioration obtenue en ce qui concerne la symétrie électrique, il faut s'intéresser de plus près aux capacités mutuelles entre les transducteurs latéraux et les transducteurs centraux. Si on se place i5 dans le cas le plus favorable pour les pertes d'insertion o les cavités sont réalisées avec des variations lentes de périodes et de largeur d'électrodes, les capacités peuvent être évaluées en faisant l'approximation d'électrodes périodiques. On peut considérer au premier ordre que la capacité entre deux transducteurs est donnée principalement par le nombre d'électrodes de 20 masse séparant les deux premières électrodes actives de deux transducteurs en regard. Les capacités mutuelles dépendent peu de la longueur des deux transducteurs en regard pourvu que cette longueur soit suffisante. Le tableau l ci-dessous donne les capacités calculées pour un 25 taux de métallisation (rapport de la période entre deux électrodes successives à la largeur de l'électrode) égal à 0,7. L'ouverture utilisée est arbitraire car seules les valeurs relatives entre capacités sont prises en compte. Plus précisément le tableau 1 fournit la valeur de la capacité mutuelle Ci entre deux transducteurs périodiques 30 (exprimée en pico Farad), en fonction du nombre i d'électrodes de masse séparant deux électrodes actives en regard, en considérant qu'il n'y a pas de rupture de périodicité. La méthode utilisée pour calculer les capacités est décrite par exemple dans: Royer, Dieulesaint, " Ondes élastiques dans les solides, tome 2 ", Masson,1999. i 0 1 2 3 Ci (pF) 0,04717 0,01684 0,01206 0,00975 Tableau 1 Pour analyser les dissymétries électriques, il faut comparer les 5 capacités mutuelles entre les deux sorties (entrées) différentielles et l'entrée (sortie) non différentielle. Pour les filtres DMS de l'art connu illustrés notamment en Figure 8 ou en Figure 9, dans lesquels les impédances d'entrée et de sortie ne sont pas de même ordre de grandeur, on constate que l'on a toujours une électrode de masse supplémentaire entre une sortie 10 (entrée) différentielle et l'entrée (sortie) non différentielle et l'autre sortie (entrée) différentielle et l'entrée (sortie) non différentielle. Dans le cas o l'on cherche à avoir le plus possible d'électrodes actives on a donc une électrode de masse d'un côté (i = 1) et aucune de l'autre (i = 0) . La dissymétrie électrique est donc caractérisée par Co - Cl. Pour le filtre selon l'invention 15 comprenant des transducteurs centraux avec un nombre pair d'électrodes, illustré en Figure 10, l'ouverture de chacune des voies est égale à la moitié de l'ouverture du filtre DMS de l'art antérieur d'une part et d'autre part, on a pour chaque sortie différentielle deux transducteurs latéraux en parallèle. Sur la voie acoustique VA1, on a une électrode de masse (i = 1) séparant deux 20 électrodes actives de TlLl et TC1 et de TC1 et T1L2; sur la voie acoustique VA2, on a deux électrodes de masse (i = 2) séparant deux électrodes actives de T2L, et TC2 alors qu'aucune électrode de masse (i = 0) n'est présente entre deux électrodes actives de TC2 et T2L2. La dissymétrie électrique est donc caractérisée par: (C, + Co)_ 2CI _ ( C2 + Co)_Ci Pour le filtre selon l'invention avec des transducteurs centraux présentant un nombre impair d'électrodes et illustré en Figure 11, le même raisonnement conduit à une dissymétrie électrique caractérisée par 30 l'équation t2C 2CI) C -C Le tableau 2 ci-après récapitule les dissymétries électriques obtenues avec un filtre DMS à un étage de l'art antérieur (cas A), avec le filtre de l'invention illustré en Figure 10 (cas B) et avec le filtre de l'invention illustré en Figure 11 (cas C). A Co - Cl = - 0,03032 B C2 ±C -c - 0,01277 C 1 Cl -C2 =- 0,004784 Tableau 2 Les écarts de capacités peuvent encore être réduits en augmentant le nombre i, pour obtenir une capacité C3. Ceci est fait simplement en ajoutant au cas précédent une électrode de masse entre les transducteurs dans les deux voies. Evidemment, pour ne pas augmenter les pertes, on veille à ne pas introduire de ruptures fortes de périodicité en 15 ajoutant cette électrode, c'est à dire qu'on la choisit de largeur proche de celle des électrodes voisines et les distances entre son axe et les axes des électrodes voisines sont peu différentes des distances entre les axes des dernières électrodes des transducteurs voisins. On obtient en effet le cas B' et le cas C' avec les résultats suivants 20 récapitulés en tableau 3. BI C3 + CI - C2 =-0,00124 modifié Tableau 3 Une illustration du cas B' est donnée également en Figure 12. En effet le filtre de la Figure 12 comprend deux voies acoustiques VA1 et VA2 avec deux transducteurs centraux TC1 et TC2, comprenant un nombre impair d'électrodes. Dans la voie acoustique VA,, on a trois électrodes de masse (i = 3) séparant deux électrodes actives de TlLi et TC1 et une électrode de masse (i = 1) séparant deux électrodes actives de TC1 et TlL2. Dans la voie acoustique VA2, on a deux électrodes de masse (i = 2) séparant deux 5 électrodes actives de T2Ll et TC2 et également deux électrodes de masse séparant deux électrodes actives de TC2 et T2L2. Selon une autre variante de l'invention, le filtre peut présenter une taille réduite en choisissant de rendre commun un réflecteur entre les voies acoustiques VA, et VA2 comme il est déjà connu de l'art antérieur, illustré 10 notamment en Figure 6. Enfin, il est possible d'utiliser des voies comportant plus que trois transducteurs. La Figure 13 montre un exemple de filtre dans lequel chaque voie acoustique comprend en plus des transducteurs dits secondaires (TCOî, 1 5 TC12, TC21, TC22) de manière à ce que chaque voie acoustique compte cinq transducteurs. Parmi ces cinq transducteurs, trois sont connectés à l'entrée (ou sortie) non différentielle et deux sont connectés à une sortie (entrée) différentielle. Dans le cas de la Figure 13, tous les transducteurs comportent un nombre d'électrodes pair. Si l'on considère la voie VA1, les polarités des 20 électrodes des transducteurs sont choisies pour que les conditions d'addition en phase des signaux générés sur les transducteurs de sortie issus des différents transducteurs d'entrée soient réalisées. Plus particulièrement, sur la voie VA1, on a toujours entre les transducteurs une électrode de masse entre deux électrodes actives en regard alors que sur la voie VA2, on a soit 25 zéro électrode de masse entre deux électrodes active (ie. Deux électrodes actives en regard) soit deux électrodes de masse entre deux électrodes actives. On est dans une configuration du type de la configuration B décrite plus haut. La Figure 14 montre un autre exemple de filtre à cinq 30 transducteurs. Les transducteurs d'entrée ont un nombre pair d'électrodes alors que les transducteurs de sortie ont un nombre impair d'électrodes. En ce qui concerne la symétrie, la configuration est également du type B. De plus, il faut noter que les pertes d'insertion sont réduites 35 avantageusement en utilisant une séparation entre transducteurs comportant une variation des périodes des transducteurs près des cavités. Par rapport au cas o les cavités sont réalisées en intercalant un espace (souvent métallisé) entre les transducteurs, ce cas est défavorable en ce qui concerne la symétrie puisque les distances entre transducteurs adjacents sont 5 réduites. Cependant, les structures décrites ici permettent d'obtenir quand même des symétries acceptables tout en ayant des pertes plus faibles (du fait de la séparation progressive et du fait de la réduction d'ouverture). C'est donc toujours la réalisation préférée pour les filtres pour systèmes de télécommunication pour lesquels les pertes d'insertion sont le paramètre 1o critique. Enfin, il faut noter que périodes et nombre d'électrodes des deux transducteurs latéraux et des réflecteurs d'une même voie peuvent être différentes pour améliorer les performances du filtre. Par contre, il est en général préférable d'utiliser les mêmes périodes et nombres d'électrodes 15 pour les deux voies et les mêmes séparations. Cependant, dans quelques cas, on a pu montrer que des écarts faibles de période entre les deux voies et des écarts sur les séparations pouvaient permettre de conserver des bonnes performances, voir de les améliorer. Exemple de filtre DCS 1800 selon l'invention fonctionnant à 1,8 GigaHertz La structure du filtre est identique à celle illustrée en Figure 10. Cette structure est cascadée avec un résonateur en série sur chacune des 25 sorties différentielles comme illustré en Figure 15. Les transducteurs des deux voies acoustiques sont identiques, excepté les polarités des transducteurs centraux. Les transducteurs centraux ont un nombre pair d'électrodes N = 36 et une période P = 1,079 pm. Les transducteurs latéraux de chaque 30 voie acoustique sont identiques et ont un nombre impair d'électrodes N1 = N2 = 23 avec une période P1 = P2 = 1,073 pm. La période des transducteurs varie progressivement au niveau de la séparation avec le transducteur voisin: cette variation s'étale sur cinq électrodes dans lesquels la période passe du transducteur à une période minimale P3 = 0,964 pm 35 comme illustré en Figure 15. Cette période p3 est la séparation entre les axes des électrodes en vis à vis des transducteurs successifs. Cette variation progressive de période est réalisée aussi bien dans les transducteurs latéraux que dans les transducteurs centraux. Les réseaux réflecteurs en regard sont longs d'un nombre d'électrodes N4 = 80 électrodes, séparées par une période P4 = 1,094 pm. Les réseaux réflecteurs externes R11 et R22 sont longs d'un nombre N5 = 30 électrodes séparées par une période P5 = 1,096 pm. Une électrode de période P6 = 1,1 pm est intercalée entre le réflecteur Ri, (R22, R21, R12) et le transducteur adjacent. 10 Chaque voie acoustique a une ouverture acoustique égale à W = 68 pm, soit environ 31 longueurs d'onde acoustique à la fréquence de synchronisme des transducteurs. Le rapport de l'épaisseur de métal à cette même longueur d'onde 15 acoustique est de 8,4 %. Le matériau piézoelectrique utilisé est du tantalat6 de lithium de coupe Y+420. Comme illustré en Figure 16, la structure DMS est cascadée avec un résonateur série de période synchrone dans tous les réseaux: la longueur du transducteur de ce résonateur est définie par un nombre 20 d'électrodes N7 = 121 et une période P7 = 1,058 pm. L'ouverture de ce résonateur est de 70 pm. La Figure 17 illustre les performances de ce filtre et donne la mesure de la transmission du filtre en dB en fonction de la fréquence en MégaHertz. Le filtre ainsi obtenu présente des pertes d'insertion inférieures à 2 dB dans la bande de fonctionnement du filtre, sans dégrader les autres performances du filtre et ce avec une symétrie électrique renforcée. Exemple de filtre PCS selon l'invention fonctionnant à 1,96 GiqaHertz La structure du filtre est identique à celle illustrée en Figure 10. Cette structure est cascadée avec un résonateur en série sur chacune des 35 sorties différentielles. Les transducteurs des deux voies acoustiques sont identiques, excepté les polarités des transducteurs centraux. Les transducteurs centraux ont un nombre pair d'électrodes N1 = 50 et deux périodes P1 = 1,028 pm et P1 = 1.031 pm. Les transducteurs 5 latéraux de chaque voie acoustique sont différents: ils ont respectivement un nombre pair d'électrodes N2 = 36 et N3 = 42 avec une période P2 = 1.031 pm et P3 = 1,033 pum. La période des transducteurs varie progressivement au niveau de la séparation avec le transducteur voisin: cette variation s'étale sur cinq électrodes dans lesquels la période passe de celle du transducteur à 10 une période minimale P4 = 0, 92 pm qui correspond à la distance entre les axes des électrodes des transducteurs en regard. Les variations progressives de période sont réalisées aussi bien sur les transducteurs latéraux que sur les transducteurs centraux. Les réseaux réflecteurs en regard sont longs d'un nombre 15 d'électrodes N5 = 30 électrodes, séparées par une période P5 = 1,03 pm. Les réseaux réflecteurs externes R11 et R22 sont longs d'un nombre N6 = 40 électrodes séparées par une période P6 = 1,0275 prm. Une électrode de période P7 = 0.99 pm est intercalée entre le réflecteur R11 (R22) et le transducteur voisin. Une électrode de période P8 = 1.01 pm est intercalée entre le réflecteur R4 et le transducteur adjacent. Chaque voie acoustique a une ouverture acoustique égale à W = 64 pm, soit environ 31 longueurs d'onde acoustique à la fréquence de synchronisme des transducteurs. Le rapport de l'épaisseur de métal à cette même longueur d'onde acoustique est de 7.3 %. Comme illustré en Figure 16, la structure DMS est cascadée avec un résonateur série de période synchrone dans tous les réseaux: la longueur du transducteur de ce résonateur est définie par un nombre 30 d'électrodes N9 = 115 et une période Pg = 1,016 pm. L'ouverture de ce résonateur est de 70 pm. La Figure 18 illustre les performances de ce filtre et donne la mesure de la transmission du filtre en dB en fonction de la fréquence en MégaHertz. Le filtre ainsi obtenu présente des pertes d'insertion inférieures à 1.8 dB dans la bande de fonctionnement du filtre, sans dégrader les autres performances du filtre et ce avec une symétrie électrique renforcée. On récapitule dans le tableau 4 suivant les paramètres d'ouverture 5 et de nombres d'électrodes des transducteurs pour différents filtres conçus suivant l'invention pour les différents systèmes de radiotéléphone. Il s'agit de filtres de réception de radiotéléphone et donc leur fréquence centrale et leur bande est définie par le système. Pour tous les filtres, l'impédance du côté non différentiel est de 50 Q. Tous les filtres comportent au moins des 10 résonateurs en série du côté non différentiel ou du côté différentiel. Ces résonateurs ne sont pas nécessaires pour le filtre blue tooth en fonction des besoins de réjection. Il est possible de les inclure. Pour les filtres PCS 50/100 Q, il est nécessaire d'intégrer sur chaque sortie différentielle un résonateur série, un résonateur parallèle et un résonateur série. On peut 15 considérer que les valeurs données dans le tableau pour un systèmé particulier sont définies à +/10% pour les nombres d'électrodes et à +/- 15% pour les ouvertures. Système Nombre Nombre Ouverture Impédance de d'électrodes d'électrodes en longueurs côté communication Tcl et Tc2 Tl LI, Tl L2 d'onde différentiel T2L1, T2L2 DCS 1800 36 23 34 150 Q PCS 50 36,42 32 150Q GSM 1900 PCS 46 29 26 100 Q GSM 1900 WCDMA 44 37 20 150 Q UMTS WLAN 44 25 34 100Q 2.4 GHz Blue tooth Tableau 4 REVENDICATIONS 1. Filtre à ondes de surface à entrées différentielles et sortie non 5 différentielle ou à entrée non différentielle et sorties différentielles, comprenant au moins une première voie acoustique (VA,) et une deuxième voie acoustique (VA2), chacune des voies acoustiques comportant: - au moins un transducteur central (TC1, TC2); - au moins une paire de transducteurs de couplage formée d'un 10 premier transducteur latéral (TlLl, T2L1) et d'un second transducteur latéral (TlL2, T2L2), caractérisé en ce que: la première voie acoustique et la seconde voie acoustique sont connectées en parallèle au niveau de l'entrée non différentielle ou de la sortie non différentielle et connectées en série au 15 niveau des entrées différentielles ou des sorties différentiellesles polarités des transducteurs latéraux étant telles que dans la première voie acoustique les transducteurs latéraux sont connectés entre eux et définissent un premier potentiel différentiel (VIN+, Vout+), dans la seconde voie acoustique les 20 transducteurs latéraux sont connectés entre eux et définissent un second potentiel différentiel (VIN-, Vout-), le premier potentiel différentiel étant opposé au second potentiel différentiel. 2. Filtre à ondes de surface selon la revendication 1, caractérisé 25 en ce que les transducteurs centraux et les premier et second transducteurs latéraux comprennent une série d'électrodes dites électrodes actives connectées à un potentiel non différentiel (VIN, Vout) et à des potentiels différentiels (VIN+, VIN-, Vout+, VOUt0), interdigitées avec des électrodes dites de masse, connectées à un potentiel de masse (VM). 30 3. Filtre à ondes de surface selon la revendication 2, caractérisé en ce que: - les transducteurs centraux (TC1, TC2) ont un nombre pair d'électrodes; dans chacune des voies acoustiques, si la première électrode (ElL11, E2L11) du premier transducteur latéral (TlLI, T2L1), depuis le transducteur central, est une électrode active, la première électrode (E1L21, E2L22) du second transducteur latéral (T1L2, 5 T2L2), depuis le transducteur central, est une électrode de masse et réciproquement; - si la première électrode du transducteur central de la première voie acoustique est une électrode active, la première électrode du transducteur central de la seconde voie acoustique est une 10 électrode de masse et réciproquement. - pour chacune des deux voies la distance entre l'axe de la première électrode du premier transducteur latéral et l'axe de la première électrode du transducteur central est égale à la distance entre l'axe de la première électrode du second 15 transducteur latéral et l'axe de l'électrode la plus proche du transducteur central. 4. Filtre à ondes de surface selon la revendication 3, caractérisé en ce que les transducteurs d'une même voie acoustique présentent des 20 variations progressives de périodes au niveau de leurs électrodes dites " extérieures " les plus proches des transducteurs adjacents de manière à réduire les ruptures de périodicité au sein de ladite voie. 5. Filtre à ondes de surface selon la revendication 2, caractérisé 25 en ce que: - les transducteurs centraux ont un nombre impair d'électrodes dans chacune des voies acoustiques, la première électrode (ElL11, E2L11) du premier transducteur latéral (TlLl, T2L1), depuis le transducteur central, et la première électrode (E1L21, E2L22) 30 du second transducteur latéral (T1L2, T2L2) depuis le transducteur central sont toutes les deux soit des électrodes actives, soit des électrodes de masse. - pour chacune des deux voies la distance entre l'axe de la première électrode du premier transducteur latéral et l'axe de 35 la première électrode du transducteur central est égale à la distance entre l'axe de la première électrode du second transducteur latéral et l'axe de l'électrode la plus proche du transducteur central. 6. Filtre à ondes de surface selon la revendication 2, caractérisé en ce que: - les transducteurs centraux ont un nombre impair d'électrodes - les première et dernière électrodes du transducteur central de la première voie acoustique sont des électrodes de masse et 10 les première et dernière électrodes du transducteur central de la seconde voie acoustique sont des électrodes actives, de manière à inverser les polarités des électrodes du transducteur central d'une voie par rapport aux polarités des électrodes du transducteur central de l'autre voie, les polarités et positions 1 5 des transducteurs latéraux étant identiques d'une voie à l'autre. 7. Filtre à onde de surface selon la revendication 2, caractérisé en ce que: - les transducteurs centraux ont un nombre impair d'électrodes - les polarités des transducteurs centraux des deux voies sont identiques, les polarités des transducteurs latéraux étant inversées d'une voie acoustique par rapport à l'autre voie acoustique, les distances entre transducteurs étant identiques 25 d'une voie acoustique par rapport à l'autre voie acoustique. 8. Filtre à ondes de surface selon la revendication 2, caractérisé en ce que: - les transducteurs centraux ont un nombre impair d'électrodes; 30 les polarités des transducteurs centraux et des transducteurs latéraux des deux voies acoustiques sont identiques, les distances entre les transducteurs latéraux et le transducteur central dans une voie étant décalées des distances entre les transducteurs latéraux et le transducteur central dans l'autre 35 voie, d'une surface de largeur égale à un nombre impair de demi-longueurs d'onde A, si X est la longueur d'onde caractéristique du filtre. 9. Filtre à ondes de surface selon la revendication 8, caractérisé 5 en ce que la surface de décalage est constituée par une surface libre de substrat sur lequel est réalisé le filtre ou par une surface totalement ou partiellement métallisée. 10. Filtre à ondes de surface selon la revendication 8, caractérisé 10 en ce que dans une même voie acoustique, les séparations entre les transducteurs sont réalisées par des variations progressives de période d'électrodes en nombre impair et connectées à la masse, ces électrodes étant de périodes et largeurs proches des périodes et largeurs des électrodes des transducteurs en regard. 15 l l. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que les polarités et positions des transducteurs sont telles en ce que les tensions sur les deux transducteurs latéraux d'une même voie sont à peu près égales (ou en phase) pour que les tensions sur les 20 transducteurs latéraux sont opposées (ou en opposition de phase) d'une voie à l'autre. 12. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que chaque voie acoustique (VA,, VA2) 25 comprend deux réflecteurs (R11, R12, R21, R22) entre lesquels sont situés le transducteur central et les transducteurs latéraux de chacune des voies acoustiques. 13. Filtre à ondes de surface selon la revendication 12, caractérisé 30 en ce que la première voie acoustique et la seconde voie acoustique ont un réflecteur commun (R121). 14. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 2 à 13, caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une même voie acoustique par une électrode de masse de largeur supérieure à la largeur des autres électrodes. 15. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 2 à 5 13, caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une même voie acoustique par un ensemble d'électrodes de masse. 16. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 2 à 13, caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une 10 même voie acoustique par plusieurs électrodes ayant entre leur axe, des distances inférieures à la période des électrodes dans le transducteur, lesdites électrodes faisant partie des deux transducteurs. 17. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à is 16, caractérisé en ce qu'il fonctionne dans des gammes de fréquences supérieures à environ 1,8 GigalHertz. 18. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à 17, caractérisé en ce qu'il comprend en outre, dans la première voie (la 20 seconde voie) acoustique, au moins une paire de transducteurs secondaires (TC11, TC12, TC12, TC22) situés à l'extérieur des transducteurs latéraux de la première voie (la seconde voie), lesdits transducteurs secondaires ayant des polarités choisies pour que les ondes émises par les transducteurs secondaires et par les transducteurs centraux s'additionnent en phase dans 25 les transducteurs latéraux, situés entre lesdits transducteurs secondaires et centraux. 19. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à 18, caractérisé en ce que les transducteurs connectés à une entrée 30 différentielle (non différentielle) ont un nombre pair (impair) d'électrodes et les transducteurs connectés à une sortie non différentielle (différentielle) ont un nombre impair (pair) d'électrodes. 20. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à 19, caractérisé en ce qu'il comprend un substrat de tantalate de lithium de coupe comprise entre Y+360 et Y+480 21. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à 20, caractérisé en ce que les transducteurs comprennent entre environ 20 et 50 périodes, ont une ouverture comprise entre environ 20 et 40 longueurs d'onde et une épaisseur d'électrode comprise entre environ 6 % et 10 % de la longueur d'onde. 22. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à 21, caractérisé en ce que la largeur des électrodes des transducteurs est comprise entre environ 0,6 et 0,7 fois leur période. 23. Composant à ondes de surface comprenant un filtre selonr l'une des revendications 1 à 22, ledit filtre étant connecté à des résonateurs sur les entrées (sorties) différentielles ou sur la sortie (entrée) non différentielle. 24. Composant à ondes de surface comprenant un filtre selon l'une des revendications 1 à 22, une impédance de source (ou de charge) de l'ordre de 50 ohms et une impédance de charge (ou de source) comprise entre environ 100 ohms et 200 ohms. 25. Composant selon la revendication 23, pour application DCS 1800 fonctionnant en sortie sur une impédance de 150 à 20051 caractérisé en ce qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 29 et 39 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris 30 entre 33 et 39 et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 20 et 26. 26. Composant selon la revendication 23, pour application PCS ou GSM 1900 caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur une impédance 35 de 150 à 200M et qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 27 et 37 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 45 et 55, un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 32 et 46. 27. Composant selon la revendication 26, caractérisé en ce que les transducteurs latéraux ont des périodes et ou un nombre d'électrodes différents sur chaque voie. 28. Composant selon la revendication 23, pour application UMTS ou WCDMA caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur une impédance de 150 à 200 et qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 17 et 23 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central 15 compris entre 40 et 49 et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 33 et 41. 29. Composant selon la revendication 23, pour application GSM1900 ou PCS caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur une 20 impédance de 100 2 et qu'il comporte sur chaque sortie différentielle un résonateur en série, un résonateur en parallèle et un résonateur en série, une ouverture comprise entre 22 et 30 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 41 et 51, et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 26 et 32. 29. Appareil de téléphonie mobile de type DCS 1800 ou PCS ou GSM 1900 ou WCDMA ou WLAN, caractérisé en ce qu'il comprend un filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à 22. 30. Appareil de téléphonie mobile, caractérisé en ce qu'il comprend un composant à ondes de surface selon l'une des revendications 23 à 29.