FR 2852750 A1 20040924 FR 0401356 A 20040211 La présente invention concerne des systèmes de communication, et de façon plus spécifique des systèmes de communication à ligne d'abonné numérique asymétrique (ADSL pour "Asymmetric Digital Subscriber Line"). Avec le besoin toujours croissant de systèmes de communication à débit extrêmement élevé, et avec l'utilité croissante d'ordinateurs personnels, on a besoin de systèmes de communication plus commodes et moins coûteux, avec des débits de données élevés. On a répondu à un tel 10 besoin avec des systèmes de communication à ligne d'abonné numérique, ou en abrégé "xDSL", utilisant des lignes téléphoniques en cuivre classiques couramment présentes dans des résidences et des bureaux. Le terme xDSL désigne de façon générale toutes les 15 formes de communication qui emploient des lignes téléphoniques, par exemple les lignes DSL à haut débit de données (HDSL) qui sont utilisées comme un substitut pour des lignes Tl classiques, des lignes DSL symétriques qui remplacent des lignes Tl ou El par une seule ligne en 20 cuivre à paire torsadée, et des lignes DSL asymétriques capables de transférer une grande quantité de données dans l'environnement de réseaux téléphoniques commutés publics (RTCP). Dans le système ADSL, le terme "asymétrique" résulte du fait que des données de direction aval devant 25 être transférées dans la direction allant d'une station centrale CO vers un terminal distant ont une plus grande largeur de bande et une plus grande taille de données, en comparaison avec des données de direction amont devant être transférées dans la direction allant du terminal distant 30 vers la station centrale. Dans le système ADSL, il est possible de transmettre en même temps une communication de données et le service téléphonique ordinaire (ou POTS pour "Plain Old Telephone Service") . Dans des systèmes actuels, des débits de données normaux du système ADSL sont de 8 35 Mbit/s dans la direction aval et de 640 Mbit/s dans la direction amont. Malheureusement, des signaux modulés émettent de l'énergie vers des fils de cuivre adjacents à l'intérieur du même faisceau de câble, lorsque de l'énergie électrique est transmise par des fils de cuivre dans un réseau 5 téléphonique. Ce phénomène de couplage croisé électromagnétique est appelé "diaphonie". Dans un réseau téléphonique caractéristique, une paire de fils de cuivre isolés l'un de l'autre sont joints par un serre-câble. A certains débits de transfert, un brouillage par diaphonie 10 sous forme d'impulsions se produit à un niveau non négligeable entre des systèmes adjacents dans des faisceaux de câbles transmettant de l'information dans la même gamme de fréquence, ce qui conduit à une distorsion de formes d'onde de signal. La diaphonie peut être classée en deux catégories. La diaphonie d'extrémité proche, encore appelée NEXT, est un facteur important du fait qu'elle occasionne une diaphonie considérable sur le signal original à cause d'un signal d'énergie élevée se propageant à travers un système 20 voisin. La diaphonie d'extrémité éloignée, encore appelée FEXT, est évaluée en mesurant une perturbation à une extrémité éloignée d'un support de transmission après avoir transmis un signal de test à travers une paire de fils de cuivre à partir d'une extrémité d'un canal. La FEXT est 25 donc utile pour déterminer le bruit de diaphonie pour une communication de données avec des dispositifs placés à des extrémités opposées des fils de cuivre. La grandeur de la FEXT es généralement inférieure à celle de la NEXT, du fait qu'un signal brouilleur de la FEXT se dégrade pendant le 30 transport le long des fils de cuivre au cours de la transmission de signaux. Des modems ADSL se présentent sous diverses formes, incluant les formes appelées annexe A, annexe B et annexe C, conformément à des environnements d'application. Le 35 modem "annexe A" comprend les étapes suivantes: HS/T1413, apprentissage, analyse de canal, transmission de message, échange et présentation. Une opération de boucle d'asservissement de phase (PLL pour "Phase-Locked Loop") est accomplie dans l'étape d'apprentissage pour établir la synchronisation de boucle entre une station centrale et un 5 terminal, et doit être continue pour conserver la synchronisation de boucle. Le modem "annexe A" utilise le 64-ième parmi 256 porteurs pour l'opération de PLL, c'està-dire le porteur n0 64 (qu'on désigne ci-après par porteur #64), et il code des canaux sous la forme d'une modulation 10 d'amplitude en quadrature (MAQ) avec jusqu'à 15 bits au maximum. Un signal d'émission - réception pendant un processus d'initialisation, avant HS ou T1413, est produit conformément à une procédure MAQ4 utilisant deux bits. Après achèvement du processus HS ou T1413, la station 15 centrale envoie une information de constellation de (+1, +i) avec le porteur #64. L'information de constellation sur le porteur #64 est conservée successivement sans déconnexion sauf pendant une période d'apprentissage d'annulation d'écho. Un terminal distant peut rétablir la 20 même synchronisation avec la station centrale au moyen de l'information de constellation concernant le porteur #64. Un récepteur ADSL d'un terminal distant 10, représenté sur la figure 1, comprend un convertisseur analogique-numérique (CAN) 11, un égaliseur du domaine 25 temporel (TEQ) 12, un convertisseur série-parallèle (S/P) 13, un dispositif de transformation de Fourier rapide (TFR) 14, un égaliseur du domaine des fréquences (FEQ) 15, un décodeur MAQ 16, une boucle d'asservissement de phase numérique (DPLL) 17, un convertisseur numérique-analogique 30 (CNA) 18 et un oscillateur à quartz commandé par tension (VCXO) 19. La DPLL 17 comprend un détecteur de phase 21 et un filtre de boucle 22. La DPLL 17, le CNA 18 et le VCXO 19 forment une boucle de récupération d'horloge dans le récepteur ADSL. Le système ADSL utilise de façon générale une technique de codage multiporteur discret (ou DMT pour "Discrete Multi-Tone") associée à l'établissement d'une multiplicité de canaux pour la transmission d'information. Le codage DMT offre par exemple 256 sous-canaux (ou porteurs) indépendants assignés de manière divisée à la 5 largeur de bande allant de 0 kHz à 1,104 MHz, à des intervalles de 4, 3125 kHz. La largeur de bande de 0 20 kHz est utilisée pour la région du service téléphonique ordinaire (POTS pour "Plain Old Telephone Service"). Comme représenté sur la figure 1, un signal 10 analogique RX arrivant par l'intermédiaire d'un canal de transmission de données (par exemple un réseau téléphonique) est appliqué au CAN 11. Le CAN 11 convertit en un signal numérique le signal analogique RX reçu. Le signal numérique converti est appliqué au TEQ 12. Le TEQ 12 supprime des parties du brouillage intersymbole (ISI) du signal numérique généré par le CAN 11. Un train de données synchronisé dans un domaine temporel prédéterminé est appliqué au convertisseur S/P 13 à partir du TEQ 12. Le convertisseur S/P 13 reçoit et 20 stocke en séquence le train de données série, et fournit en sortie les échantillons stockés, en parallèle par paquets de N (par exemple par paquets de 256). Les 256 échantillons sont fournis au dispositif de TFR à 256 points, 14, pour être convertis en symboles du domaine des fréquences. Les 25 symboles du domaine des fréquences sont appliqués au FEQ 15. Le FEQ 15 corrige des amplitudes et des phases des symboles, et les symboles corrigés sont appliqués au décodeur MAQ 16. Le décodeur MAQ 16 effectue une opération de décodage MAQ sur les symboles d'entrée et fournit en 30 sortie des données de réception RD. Pour maintenir la continuité entre les symboles de DMT, la fréquence d'un signal d'horloge d'échantillonnage du CAN 11 dans le terminal distant 10 doit être un nombre entier de fois une fréquence de porteur pilote (c'està35 dire le porteur #64) . Par exemple, lorsque la fréquence du porteur pilote émis par le FEQ 15 est de 276 kHz et la fréquence d'échantillonnage est de 2,208 MHz, une période du porteur pilote est composée de 8 échantillons. Par conséquent, le signal d'horloge d'échantillonnage du CAN 11 peut être obtenu en extrayant une fréquence octuple de la 5 fréquence de porteur pilote qui a été synchronisée sur un signal de référence REF. Le détecteur de phase 21 dans la DPLL 17 compare le signal de référence REF avec le porteur pilote que le porteur #64 a fourni à partir du FEQ 15. Ici, la fréquence 10 du signal de référence REF est de 276 kHz et la valeur de constellation pour le porteur pilote est (+1, +i). Lorsque la valeur de constellation du signal de référence REF est (Xref, Yref) et la valeur de constellation du porteur pilote émis par le FEQ 15 est (Xr, Yr), une erreur de phase 15 PE est définie de la façon suivante. PE = tan-1 Xr - Yr Equation 1 Le détecteur de phase 21 génère un signal correspondant à une différence de phase entre le porteur pilote z64 et le signal de référence REF. Le filtre de 20 boucle 22 est constitué d'un filtre de boucle actif du second ordre, conçu de préférence avec une valeur de paramètre établie en considérant des temps d'acquisition et des erreurs de suivi. Le CNA 18 convertit un signal numérique de la DPLL 25 17 en un signal analogique. Le VCXO 19 génère une horloge d'échantillonnage pour le CAN 11 en réponse au signal analogique fourni par le CNA 18. La figure 2 énumère divers types de signaux d'émission - réception définis par la norme UIT-T G.992.1. 30 Dans le diagramme de la figure 2, ATU-C représente des signaux émis vers un terminal distant à partir d'une station centrale, tandis que ATU-R représente des signaux émis vers une station centrale à partir d'un terminal distant. La norme G.992.1, annexe A, définit des signaux qui accomplissent des processus d'apprentissage pour des modules incorporés dans un émetteurrécepteur et un processus d'initialisation après les processus d'apprentissage. Sur la figure 2, le signal pilote représente le signal MAQ4 de 276 kHz projeté à la valeur de constellation (+1, +i), et le signal REVERB est un signal pseudo-aléatoire ayant une différence de phase de 180 degrés par rapport au signal pilote. Après l'achèvement 10 d'une opération de récupération d'horloge entre la station centrale et le terminal distant au moyen du signal pilote, le processus d'apprentissage du FEQ 15 est accompli au moyen du signal REVERB. Une procédure de l'apprentissage est segmentée en multiples états conformément à un signal à 15 transmettre, et la récupération d'horloge doit précéder la procédure d'apprentissage de l'égaliseur. Un signal généré par le TFR 14 après avoir été échantillonné par le signal d'horloge fixe, Y, est représenté de la façon suivante. Y = H x X Equation 2 Dans l'équation 2, le paramètre X désigne un signal reçu de la station centrale, c'est-à-dire le signal REVERB, et le paramètre H désigne une réponse de canal. La norme UIT-T G.992.1 définit le signal REVERB comme un signal périodique. Par conséquent, la réponse de canal H peut être 25 obtenue à partir de Y/X. Il est connu de façon générale d'appliquer l'inverse de H à l'égaliseur, et une réponse de canal correcte peut résulter de l'obtention d'une condition de récupération de synchronisation. Comme mentionné ci-dessus, il est inévitable que 30 des lignes de réseau ADSL soient affectées par de la diaphonie lorsqu'elles coexistent avec d'autres lignes de communication à l'intérieur du même faisceau de câble. La figure 3 montre à titre d'exemple diverses configurations de diaphonie d'o il ressort qu'il est difficile d'établir une récupération de synchronisation exacte. En outre, comme représenté sur la figure 4, une telle diaphonie occasionne des différences de phase entre les porteurs pilotes centrés sur la valeur de 45 degrés qui correspond au point de constellation (+1, +i). La figure 4 montre des profils de phase des porteurs pilotes reçus par l'intermédiaire de lignes de réseau ADSL, en les représentant de façon comparative avec diaphonie et sans diaphonie, qui sont des résultats de 10 l'opération de PLL utilisant le porteur #64 parmi le signal de réception (par exemple C-REVERB2 sur la figure 2) accepté pendant le processus d'apprentissage. Comme représenté sur la figure 4, la phase du porteur #64 est proche de 45 degrés lorsqu'il n'y a pas de diaphonie, 15 tandis que la phase se disperse considérablement par rapport à 45 degrés lorsqu'il y a de la diaphonie. De tels résultats proviennent de caractéristiques physiques de lignes téléphoniques dans lesquelles le rapport signal/bruit du porteur #64 est réduit par des effets de 20 diaphonie. Comme décrit ci-dessus, du fait que le récepteur ADSL classique est conçu pour accomplir l'opération de PLL en utilisant le porteur #64, une dégradation du rapport signal/bruit du porteur #64 peut occasionner des 25 fluctuations dans d'autres canaux. Il en résulte que le taux d'erreurs après achèvement de l'égalisation par le FEQ 15 est affecté par la somme de transitions de phase dues à des erreurs de synchronisation de boucle et des bruits de canaux physiques. Dans ce cas, il est difficile d'évaluer 30 des rapports signal/bruit de sous-canaux du fait des caractéristiques physiques de canaux, et du fait que les rapports signal/bruit de sous-canaux sont notablement dégradés à cause des erreurs de synchronisation de boucle. De plus, du fait qu'un débit de données de système 35 est proportionnel au rapport signal/bruit, en présence d'un rapport signal/bruit inférieur le débit de données peut être insuffisant pour atteindre son niveau désiré. Par conséquent, on désire minimiser la dégradation du rapport signal/bruit pour améliorer le débit de données admissible dans des conditions physiques du canal. Un but de la présente invention est donc de procurer un système ADSL ayant un débit de données plus élevé. La présente invention porte donc sur un système de communication à ligne d'abonné numérique asymétrique (ADSL) 10 qui améliore le rapport signal/bruit (SNR) des signaux reçus en accomplissant un processus de PLL avec un porteur conditionné de façon à avoir le rapport signal/bruit le plus élevé, au lieu d'un porteur fixe, par exemple le porteur fixe #64. On parvient ainsi à une amélioration du 15 débit de données. Selon un aspect de la présente invention, celle-ci procure un système de communication numérique utilisant des lignes téléphoniques incluant un convertisseur analogique-numérique pour générer un signal numérique du 20 domaine temporel à partir d'un signal analogique reçu par l'intermédiaire de la ligne téléphonique, en réponse à un signal d'horloge d'échantillonnage; un convertisseur pour transformer le signal numérique du domaine temporel en signaux numériques du domaine des fréquences; un égaliseur 25 de fréquence pour effectuer une égalisation de fréquence des signaux numériques du domaine des fréquences; un sélecteur pour sélectionner l'un des signaux numériques égalisés en fréquence; un bloc de calcul pour fixer le signal numérique sélectionné à une valeur basée sur le 30 signal sélectionné parmi les signaux numériques; et un circuit de boucle pour effectuer une opération de boucle d'asservissement de phase pour le signal numérique sélectionné, de façon à générer un signal d'horloge d'échantillonnage à appliquer au convertisseur analogique35 numérique. Le système de communication numérique est un système ADSL. Le signal numérique sélectionné a la meilleure caractéristique de rapport signal/bruit parmi les signaux numériques. Le bloc de calcul comprend: une table de prises pour stocker une multiplicité de coefficients de prises et fournir en sortie l'un des coefficients de prises qui correspond à une position de constellation du signal numérique sélectionné; et un bloc de calcul de prise pour 10 effectuer un calcul avec le signal numérique sélectionné et le coefficient de prise fourni par la table de prises. Dans un autre mode de réalisation, un système de communication numérique utilisant des lignes téléphoniques comprend: un convertisseur analogiquenumérique pour 15 générer un signal numérique du domaine temporel à partir d'un signal analogique reçu par l'intermédiaire de la ligne téléphonique, en réponse à un signal d'horloge d'échantillonnage; un convertisseur pour transformer le signal numérique du domaine temporel en signaux numériques 20 du domaine des fréquences; un sélecteur pour sélectionner l'un des signaux numériques du domaine des fréquences; un élément de décision de signe pour fournir en sortie un signal de signe généré en discriminant une position de constellation du signal numérique sélectionné; et un 25 circuit de boucle pour effectuer une opération de boucle d'asservissement de phase pour le signal numérique sélectionné, pour générer le signal d'horloge d'échantillonnage à appliquer au convertisseur analogiquenumérique. L'élément de décision de signe comprend un multiplieur recevant une valeur de constellation réelle et imaginaire du signal numérique sélectionné; et un bloc de décision de signe pour générer le signal de signe correspondant à un signe d'un signal de sortie du 35 multiplieur. Le circuit de boucle comprend: un détecteur de phase pour générer un signal de différence de phase indiquant une différence de phase entre le signal numérique sélectionné et un signal de référence; un circuit de filtre 5 pour filtrer le signal de différence de phase; et un convertisseur pour transformer un signal de sortie du filtre en un signal analogique, pour générer le signal d'horloge d'échantillonnage à appliquer au convertisseur analogique-numérique. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description détaillée qui va suivre de modes de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La suite de la description se réfère aux dessins annexés dans 15 lesquels des caractères de référence semblables désignent les mêmes éléments dans l'ensemble des différentes illustrations. Les dessins ne sont pas nécessairement à l'échelle, l'accent étant mis plutôt sur l'illustration des principes de l'invention. Dans les dessins: la figure 1 est un schéma synoptique d'un récepteur ADSL; la figure 2 est un diagramme énumérant l'ensemble de signaux d'émission-réception définis dans la norme UIT-T G.992.1; la figure 3 est une représentation graphique illustrant des exemples de configurations de diverses diaphonies; la figure 4 est une représentation graphique illustrant des phases de signaux de réception avec et sans 30 diaphonie sur une ligne de communication ADSL; la figure 5 est une représentation graphique illustrant des phases de porteurs pilotes reçus avec et sans diaphonie sur une ligne de communication ADSL; la figure 6 est un schéma synoptique d'un récepteur 35 ADSL conforme à un mode de réalisation de la présente invention; 1l la figure 7 est un schéma synoptique d'un récepteur ADSL conforme à un autre mode de réalisation de la présente invention; la figure 8 est une constellation polaire 5 illustrant une manière de déterminer un signe d'une différence de phase lorsqu'un porteur sélectionné est assigné à l'un d'un premier à un quatrième quadrant; et La figure 9 est une représentation graphique comparant de manière illustrative le cas de l'utilisation 10 d'un porteur #64 classique en tant que signal de référence de boucle d'asservissement de phase, et le cas de l'utilisation du porteur ayant le meilleur rapport signal/bruit, en tant que signal de référence de la boucle d'asservissement de phase. Il faut noter que la description du mode de réalisation préféré est simplement illustrative et ne doit pas être prise dans un sens limitatif. Dans la description détaillée suivante, plusieurs détails spécifiques sont présentés dans le but de permettre une compréhension 20 approfondie de la présente invention. Il apparaîtra cependant à l'homme de l'art que la présente invention peut être mise en oeuvre sans ces détails spécifiques. Des modes de réalisation pratiques de l'invention seront expliqués en relation avec les dessins. La norme ADSL annexe A définit le porteur #64 comme un signal de référence pour obtenir la synchronisation de boucle. Ainsi, une station centrale place un signal avec une information de constellation de (+1, +i) sur le porteur #64, et ensuite un terminal distant obtient la 30 synchronisation de boucle entre la station centrale et luimême en effectuant une opération de boucle d'asservissement de phase (PLL) avec le porteur #64. Pendant un tel processus d'analyse de canal, il est impossible pour le terminal distant d'obtenir la synchronisation de boucle à 35 partir d'autres porteurs, du fait que la station centrale envoie des valeurs de constellation irrégulières sur d'autres porteurs. Ainsi, comme représenté sur la figure 5, une analyse de MAQ résultant d'une opération de boucle d'asservissement de phase avec un porteur autre que le porteur #64 montre que les phases sont considérablement 5 éloignées du point de 45 degrés. Ceci vient du fait que la station centrale émet le porteur #64 à une position de constellation fixée, tandis que d'autres porteurs sont positionnés avec des positions de MAQ en désordre. Par conséquent, du fait que la phase du signal de réception 10 change à chaque trame dans l'opération de boucle d'asservissement de phase pour des porteurs autres que le porteur #64, la valeur de sortie du détecteur de phase devient négligeable et le résultat de l'analyse de MAQ consiste en une rotation de la configuration autour de la 15 position de référence. La présente invention élimine la variation de phase de trame en trame, même pour des porteurs autres que le porteur #64, tandis qu'un porteur ayant le meilleur rapport signal/bruit parmi les porteurs 0 à 255 est utilisé pour 20 effectuer l'opération de boucle d'asservissement de phase. La figure 6 montre un récepteur ADSL conforme à un mode de réalisation de la présente invention. En se référant à la figure 6, on note que le récepteur ADSL 100 comprend un convertisseur analogique-numérique (CAN) 101, 25 un égaliseur du domaine temporel (TEQ) 102, un convertisseur série-parallèle (S/P) 103, un dispositif de transformation de Fourier rapide (TFR) 104, un égaliseur du domaine des fréquences (FEQ) 105, un décodeur MAQ 106, un sélecteur de porteur 107, un bloc de calcul de prise de FEQ 30 108, une table de prises de FEQ 109, une boucle d'asservissement de phase numérique (DPLL) 110, un convertisseur numérique-analogique (CNA) 111 et un oscillateur à quartz commandé par tension (VCXO) 112. Bien que ceci ne soit pas représenté sur la figure 6, la DPLL 35 109 comprend un détecteur de phase et un filtre de boucle. Comme représenté sur la figure 6, un signal analogique RX reçu par l'intermédiaire d'un canal de transmission de données (par exemple un réseau téléphonique) est appliqué au CAN 101. Le CAN 101 convertit 5 en un signal numérique le signal analogique RX reçu. Le signal numérique converti est appliqué au TEQ 102. Le TEQ 102 supprime des parties du brouillage inter-symbole du signal numérique de sortie du CAN 101. Un train de données synchronisé dans un domaine temporel 10 prédéterminé est appliqué au convertisseur S/P 103 à partir du TEQ 102. Le convertisseur S/P 103 reçoit et stocke en séquence le train de données série, et fournit en sortie les échantillons stockés, en parallèle par paquets de N (par exemple par paquets de 256). Les 256 échantillons sont 15 appliqués au dispositif de TFR à 256 points, 104, pour être convertis en symboles du domaine des fréquences. Les symboles du domaine des fréquences sont appliqués au FEQ 105. Le FEQ 105 corrige des amplitudes et des phases des symboles, et les symboles corrigés sont appliqués au 20 décodeur MAQ 106. Le décodeur MAQ 106 accomplit une opération de décodage MAQ sur les symboles d'entrée et fournit en sortie des données de réception RD. Le sélecteur de porteur 107 fournit sélectivement l'un, variable, des 256 porteurs zO - z255 pour le bloc de 25 calcul de prise de FEQ 108 et la table de prises de FEQ 109. Dans la sélection du porteur, le sélecteur de porteur 107 considère le niveau de rapport signal/bruit dans les porteurs. Par exemple, le porteur ayant le rapport signal/bruit le plus élevé, par exemple zi (i est l'un 30 quelconque des nombres 0 - 255), est sélectionné par le sélecteur de porteur 108. La table de prises de FEQ 109 fournit au bloc de calcul de prise de FEQ 108 une prise qui correspond à une valeur de constellation du porteur zi sélectionné qui est 35 fourni par le sélecteur de porteur 107. Le bloc de calcul de prise de FEQ 108 effectue un processus arithmétique pour le porteur zi sélectionné fourni par le sélecteur de porteur 106, et la prise transmise par la table de prises de FEQ 109. Des porteurs autres que le porteur #64 peuvent être 5 placés dans l'un quelconque des premier à quatrième quadrants sur le plan complexe et avoir leurs positions de constellation MAQ randomisées de trame en trame. Ici, des positions de constellation de porteurs émis par le FEQ 105 correspondent à l'une de (+1, +i), (-1, +i), (-1, -i) et 10 (+1, -i). Par conséquent, à condition de connaître l'information de constellation pour le porteur zi sélectionné par le sélecteur de porteur 107, il est possible de changer la position de constellation du porteur zi sélectionné pour qu'elle devienne (+1, +i). Le tableau 1 15 suivant montre le contenu stocké dans la table de prises de FEQ 109 qui fournit au bloc de calcul de prise de FEQ 108 des coefficients de prises correspondant à la position de constellation du porteur zi sélectionné. [Tableau 1] Position de Constellation du Coefficient de Prise Porteur Sélectionné Correspondant (+1, +i) (a, bi) (-1, +i) (c, di) (-1, -i) (e, fi) (+1, -i) (g, hi) Dans le tableau 1, les coefficients de prises sont préparés pour convertir en (+1, +i) une valeur de constellation du porteur zi sélectionné. Par ce moyen, le bloc de calcul de prise de FEQ 108 transforme en (+1, +i) la valeur de constellation du porteur zi sélectionné, en 25 effectuant un calcul sur le porteur zi sélectionné et le coefficient de prise. Pendant ceci, les coefficients de prises stockés dans la table de prises de FEQ 109 sont renouvelés conformément au porteur sélectionné. Le coefficient de prise est établi conformément à l'équation 3 suivante. X x F = Valeur de constellation désirée Equation 3 Dans l'équation 3, le paramètre X désigne la 5 valeur de constellation du porteur zi sélectionné, qui est l'une de (+1, +i), (-1, +i), (-1, -i) et (+1, -i), et le paramètre F est un coefficient de prise dirigé vers la valeur de constellation désirée (+1, +i). La table de prises de FEQ 109 génère un coefficient 10 de prise modifié à chaque trame, et le bloc de calcul de prise de FEQ 108 effectue un processus de recommencement de calcul à chaque trame. Par conséquent, la DPLL 110 reçoit un ensemble de porteurs à une position constante. La figure 7 illustre une structure fonctionnelle 15 d'un récepteur ADSL conforme à la présente invention. En se référant à la figure 7, on note que le récepteur 200 comprend un convertisseur analogique-numérique (CAN) 201, un égaliseur du domaine temporel (TEQ) 202, un convertisseur sérieparallèle (S/P) 203, un dispositif de 20 transformation de Fourier rapide (TFR) 204, un sélecteur de porteur 205, un multiplieur 206, un élément de décision de signe 207, une boucle d'asservissement de phase numérique (DPLL) 208, un convertisseur numérique-analogique (CNA) 209 et unoscillateur à quartz commandé par tension (VCXO) 210. 25 La DPLL 208 comprend un détecteur de phase 221 et un filtre de boucle 222. Le sélecteur de porteur 205 sélectionne l'un, variable, des 256 porteurs xO - x255, par exemple en considérant le porteur qui est associé au signal/bruit le 30 plus élevé, par exemple xi (i est l'un quelconque des nombres 0 255). Le multiplieur 256 effectue une multiplication avec une valeur de constellation réelle (R) et une valeur de constellation imaginaire (I) du porteur xi sélectionné. L'élément de décision de signe 207 discrimine 35 une position de constellation du porteur xi sélectionné d'après un signe du résultat arithmétique fourni par le multiplieur 206, et il détermine ensuite le signe de la différence de phase. Par exemple, le porteur sélectionné est déterminé comme étant dans le premier ou le troisième quadrant si le résultat arithmétique a un signe 5 correspondant à un nombre positif, tandis qu'il est déterminé comme étant dans le second ou le quatrième quadrant si le résultat arithmétique a un signe correspondant à un nombre négatif. L'élément de décision de signe 207 génère un signal de signe qui maintient le signe 10 d'une différence de phase fixée par le détecteur de phase 221 lorsque le résultat arithmétique est un nombre positif, ou inverse le signe de la différence de phase lorsque le résultat arithmétique est un nombre négatif. La détermination d'un signal de la différence de phase est 15 basée sur ce qui suit. Le détecteur de phase 221 détermine la différence de phase entre un porteur de référence REF et le porteur xi désigné par le sélecteur de porteur 205. Comme expliqué en relation avec l'équation 1 ci-dessus, si l'on suppose que 20 la valeur de constellation du signal de référence REF est (Xref, Yref), et que la valeur de constellation du porteur xi sélectionné est (Xr, Yr), la différence de phase PE est obtenue d'après PE = tan- 1(Yref x Xref - Xref x Yr). Ici, PE ' Xr - Yr si la constellation du signal de référence 25 REF est (+1, +i). La figure 8 représente un exemple d'une manière de déterminer le signe de la différence de phase lorsque le porteur xi sélectionné est placé dans l'un des premier à quatrième quadrants. Lorsque le signal de référence REF est 30 placé à (+1, +i) et le porteur sélectionné xi est en Pl dans le premier quadrant, cette différence de phase PEl est obtenue d'après Xp1 Yp1. Lorsque le porteur sélectionné xi est placé en P2 dans le quatrième quadrant, il est nécessaire de calculer une différence de phase PE2 en 35 transposant vers le premier quadrant la position de constellation du porteur sélectionné xi. Ceci vient du fait 1 7 que le calcul de la différence de phase suppose que le signal de référence REF est assigné au premier quadrant alors que le signal de référence REF est placé en pratique dans l'un quelconque des quatre quadrants. Par conséquent, 5 la différence de phase est fixée par l'élément de décision de signe 207 avec le signe qui est maintenu comme à l'origine lorsque le porteur sélectionné xi est dans le premier ou le troisième quadrant, ou qui est inversé lorsque le porteur sélectionné est dans le second ou le 10 quatrième quadrant. En retournant à la figure 7, on note que le détecteur de phase 221 génère un signal correspondant à la différence de phase entre le porteur sélectionné xi et le signal de référence REF. Le filtre de boucle 222 est 15 constitué par exemple d'un filtre de boucle actif du second ordre dont les paramètres sont établis en prenant en considération des temps d'acquisition et des erreurs de suivi. Le CNA 209 convertit en un signal analogique le 20 signal numérique émis par le filtre de boucle 222. Le VCXO 210 génère une horloge d'échantillonnage devant être appliquée au CAN 201 en réponse au signal analogique généré par le CNA 18. Le sélecteur de porteur 205 effectue la sélection 25 de porteur sur la base d'environnements périphériques du système ADSL, pour lequel un porteur caractérisé comme ayant le meilleur rapport signal/bruit est adopté conformément aux effets de diaphonie induite sur des lignes ADSL, et est utilisé comme le signal de référence pour 30 l'opération de boucle d'asservissement de phase. On peut obtenir par exemple une valeur de rapport signal/bruit en évaluant le bruit de la ligne dans une période d'écho pour laquelle il n'y a pas d'émission de signal à partir de la station centrale, pendant le processus d'apprentissage. La 35 diaphonie sur la même ligne conserve une configuration constante, comme représenté sur la figure 4. La figure 9 représente des configurations de rapport signal/bruit comparant le cas classique de l'utilisation du porteur #64 avec le cas présent de l'utilisation du porteur ayant le meilleur rapport 5 signal/bruit, pour le signal de référence de boucle d'asservissement de phase. Comme représenté sur la figure 9, on peut voir que les performances de rapport signal/bruit sont améliorées de 2 - 3 dB dans la région comprise entre les 70-ième à 150-ième porteurs. Conformément aux modes de réalisation de l'invention, du fait que le porteur ayant le meilleur rapport signal/bruit est utilisé en tant que signal de référence pour l'opération de boucle d'asservissement de phase, au lieu du porteur #64, dans un récepteur ADSL, il 15 est possible d'améliorer les caractéristiques de rapport signal/bruit du signal de réception. Il en résulte que le débit de données d'un système de réseau ADSL peut être amélioré. Il va de soi que de nombreuses modifications 20 peuvent être apportées au dispositif et au procédé décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Système de communication numérique utilisant des lignes téléphoniques, caractérisé en ce qu'il comprend: un convertisseur analogique-numérique (101) pour générer un 5 signal numérique du domaine temporel à partir d'un signal analogique (RX) reçu par l'intermédiaire de la ligne téléphonique, en réponse à un signal d'horloge d'échantillonnage; un convertisseur (104) pour transformer le signal numérique du domaine temporel en signaux 10 numériques du domaine des fréquences; un égaliseur de fréquence (105) pour effectuer une égalisation de fréquence des signaux numériques du domaine des fréquences; un sélecteur (107) pour sélectionner l'un (zi) des signaux numériques égalisés en fréquence (zO, . , zi, ... z255); un 15 bloc de calcul (108, 109) pour fixer le signal numérique sélectionné (zi) à une valeur basée sur celui des signaux numériques qui est sélectionné; et un circuit de boucle (110, 111, 112) pour effectuer une opération de boucle d'asservissement de phase pour le signal numérique 20 sélectionné (zi), pour générer un signal d'horloge d'échantillonnage devant être appliqué au convertisseur analogiquenumérique (101)...CLMF: 2. Système de communication numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce que le système de 25 communication numérique est un système ADSL. 3. Système de communication numérique selon la revendication 2, caractérisé en ce que le signal numérique sélectionné (zi) a la meilleure caractéristique de rapport signal/bruit parmi les signaux numériques. 4. Système de communication numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce que le bloc de calcul comprend: une table de prises (109) pour stocker une multiplicité de coefficients de prises et fournir en sortie l'un des coefficients de prises qui correspond à une 35 position de constellation du signal numérique sélectionné (zi); et un bloc de calcul de prise (108) pour effectuer un calcul avec le signal numérique sélectionné (zi) et le coefficient de prise fourni par la table de prises (109). 5. Système de communication numérique utilisant des lignes téléphonique, caractérisé en ce qu'il comprend: un 5 convertisseur analogique-numérique (201) pour générer un signal numérique du domaine temporel à partir d'un signal analogique (RX) reçu par l'intermédiaire de la ligne téléphonique, en réponse à un signal d'horloge d'échantillonnage; un convertisseur (204) pour transformer 10 le signal numérique du domaine temporel en signaux numériques du domaine des fréquences (xO, ... x255); un sélecteur (205) pour sélectionner l'un (xi) des signaux numériques du domaine des fréquences; un élément de décision de signe (206, 207) pour fournir en sortie un 15 signal de signe généré en discriminant une position de constellation du signal numérique sélectionné (xi); et un circuit de boucle (221, 222, 209, 210) pour effectuer une opération de boucle d'asservissement de phase pour le signal numérique sélectionné (xi) pour générer le signal 20 d'horloge d'échantillonnage devant être appliqué au convertisseur analogique-numérique (201). 6. Système de communication numérique selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'élément de décision de signe comprend: un multiplieur (206) recevant 25 une valeur de constellation réelle et imaginaire du signal numérique sélectionné (xi); et un bloc de décision de signe (207) pour générer le signal de signe correspondant à un signe d'un signal de sortie du multiplieur (206). 7. Système de communication numérique selon la 30 revendication 6, caractérisé en ce que le signal de signe est produit de façon à inverser le signal de différence de phase lorsque le signal de sortie du multiplieur (206) est un nombre négatif. 8. Système de communication numérique selon la 35 revendication 5, caractérisé en ce que le circuit de boucle comprend: un détecteur de phase (221) pour générer un signal de différence de phase lié à une différence de phase entre le signal numérique sélectionné (xi) et un signal de référence (REF); un circuit de filtre (222) pour filtrer le signal de différence de phase; et un convertisseur (209) 5 pour transformer un signal de sortie du filtre en un signal analogique pour générer le signal d'horloge d'échantillonnage devant être appliqué au convertisseur analogique-numérique (201). 9. Système de communication numérique selon la 10 revendication 8, caractérisé en ce que le signal de signe est produit de façon à inverser le signal de différence de phase lorsque le signal de sortie du multiplieur (206) est un nombre négatif. 10. Système de communication numérique selon la 15 revendication 5, caractérisé en ce que le signal numérique sélectionné (xi) a la meilleure caractéristique de rapport signal/bruit parmi les signaux numériques (xO, . x255).