FR 2846814 A1 20040507 FR 0213649 A 20021031 4 %6 284Q814 AMELIORATIONS SE RAPPORTANT A LA REDUCTION DES INTERFERENCES POUR LA RECEPTION SANS FIL ET AMELIORATIONS SE RAPPORTANT AU TRAITEMENT D'UN SIGNAL CODE PAR SAUT DE FREQUENCE La présente invention se rapporte à des techniques destinées 5 à être utilisées pour traiter un signal de communications reçu. L'invention peut particulièrement convenir à un traitement d'un signal reçu sans fil (par exemple un signal de verrouillage/déverrouillage à distance pour un véhicule ou une alarme de véhicule), mais l'invention n'est pas limitée à un 10 environnement sans fil. Un premier aspect de l'invention peut se rapporter à la réduction des effets d'une interférence dans un signal reçu. Un autre aspect de l'invention peut se rapporter à une technique pour traiter et démoduler un signal codé par une modulation à codage par déplacement de fréquence (FSK). Dans la modulation FSK, des bits ou des séquences de bits sont représentés par des signaux d'au moins deux fréquences différentes. En raison de contraintes techniques, les propriétés de modulation ne sont pas toujours stables dans le temps. Par exemple, des propriétés de modulation peuvent être affectées par 20 des variations de température, des variations d'alimentation, des tolérances des composants, et un déplacement relatif entre l'émetteur et le récepteur. En particulier, dans le cas par exemple d'un système de sécurité de véhicule, l'émetteur est monté de façon caractéristique dans un petit porte-clé ou une 25 poignée de clé, et constitue un circuit miniature à faible cot (tolérances médiocres), alimenté par une pile miniature. Avec un tel émetteur, il est difficile de prédire précisément des fréquences qui seront générées par l'émetteur. Les fréquences peuvent également fluctuer durant une seule émission. De même, 30 les instants auxquels les signaux à modulation FSK seront transmis peuvent être inconnus au niveau du récepteur. Des techniques non cohérentes sont connues pour démoduler de tels signaux imprévisibles à modulation FSK. Cependant, de même qu'elles présentent une forte surcharge de calcul, les 35 techniques non cohérentes classiques sont extrêmement vulnérables aux effets d'une interférence provenant d'autres signaux dans la même plage de fréquences que les signaux à modulation FSK intéressants. Les techniques non cohérentes peuvent être particulièrement affectées par une interférence 40 cohérente sous forme d'une ou plusieurs fréquences d'interférences relativement stables. Une telle interférence cohérente est souvent engendrée par un éclairage électrique ou par un équipement électronique, par exemple des circuits numériques présentant une fréquence d'horloge stable. Dans un 5 environnement de véhicule, il existe de nombreux circuits indépendants qui peuvent produire une interférence à une fréquence proche. Des techniques sont connues pour réduire les effets du bruit et de l'interférence. Cependant, la plus efficace de ces techniques repose sur une source de référence du 10 bruit ou de l'interférence à réprimer. Par exemple, la source de référence peut être un second récepteur à un emplacement différent d'un premier récepteur pour fournir un signal reçu différent dans l'espace. Cependant, un tel second récepteur ajoute un cot significatif et il est souvent fortement 15 incommode à mettre en oeuvre. La source de référence peut en variante prendre la forme d'un générateur de signal préprogrammé ou d'une modélisation mathématique. Cependant, l'utilisation d'une référence préprogrammée suppose une connaissance préalable de l'interférence. De même, une référence préprogrammable n'est 20 pas adaptable à la modification des conditions ni même à une plage de conditions différentes. En résumé, il subsiste de nombreux problèmes significatifs pour fournir une technique qui puisse fonctionner avec des émetteurs classiques à médiocre tolérance, et qui puisse fournir 25 un traitement et une démodulation efficaces à faible cot et cependant robustes des signaux à modulation FSK, et fournissent également une immunité relativement importante à une interférence d'une fréquence proche. Un premier aspect de l'invention peut se rapporter à la 30 réduction d'une interférence dans un signal de communications reçu. Le premier aspect peut comprendre d'une façon générale un filtrage du signal reçu en utilisant un filtre adaptatif. L'adaptabilité du filtre peut être commandée conformément au fait qu'un signal intéressant est détecté. Par exemple, lorsque aucun signal intéressant n'est détecté, le filtre peut être mis en oeuvre dans un mode adaptatif (ou fortement adaptatif) pour retirer de façon adaptative les composantes du signal reçu. Lorsqu'un signal intéressant est détecté, le filtre peut être mis en oeuvre dans un mode non 40 adaptatif (ou au moins, moins adaptatif), de sorte que les caractéristiques du filtre puissent être "gelées" (ou être au moins proches) de celles juste avant que le signal intéressant ne soit détecté. Une telle technique peut permettre une suppression 5 extrêmement efficace et adaptative d'une interférence quelconque, qui présente une cohérence de durée plus longue que le signal intéressant. Avant qu'un signal intéressant soit détecté, le filtre peut éliminer de façon adaptative toutes composantes de signal reçues. Une fois qu'un signal intéressant 10 est détecté, la caractéristique du filtre est conservée de sorte qu'il puisse continuer à éliminer les composantes précédentes du signal (en supposant que ces composantes précédentes du signal continuent à être présentes), mais le filtre ne s'adapte pas pour éliminer le signal intéressant. Le signal intéressant peut être détecté en amont ou en aval du filtre adaptatif. Dans le mode de réalisation préféré, un détecteur est mis en oeuvre après le filtrage. Le détecteur présente une réponse plus rapide que la réponse adaptative du filtre. De ce fait, le détecteur peut détecter la présence d'un 20 signal intéressant, et modifier le mode du filtre, avant que le filtre soit capable de réagir de façon adaptative pour éliminer le signal intéressant du signal reçu. Le filtre peut être un filtre à soustraction pour enlever du signal reçu une ou plusieurs composantes obtenues à partir d'un 25 signal de référence. Le signal de référence peut être obtenu à partir du signal reçu. Le signal de référence peut être un signal retardé dans le temps obtenu à partir du signal reçu. Le filtre peut être du type de Weiner. Le premier aspect ci-dessus de l'invention peut 30 particulièrement convenir à une utilisation, mais sans s'y limiter, avec un signal à modulation FSK. Cependant, le premier aspect peut être utilisé avec un type quelconque de modulation ou de codage d'informations, pour éliminer une interférence existant avant que le signal intéressant ne soit détecté. Un second aspect de l'invention peut se rapporter à une technique pour traiter et/ou démoduler de façon non cohérente et/ou détecter un signal à modulation FSK. Le second aspect peut comprendre d'une façon générale un changement de fréquence du signal en une bande de base (complexe) centrée à une fréquence 40 nulle, et analyser une polarisation du signal à l'intérieur de la bande de base. Parmi les fréquences à modulation FSK, une première fréquence supérieure présente une première polarisation, et une seconde fréquence inférieure présente une seconde polarisation opposée à la première polarisation. La polarisation dans la bande de base complexe peut être déterminée sur la base d'une estimation en utilisant une fonction d'autocorrélation. En présence de l'une des fréquences stables de modulation FSK, la polarisation devrait tendre de façon cohérente à être soit positive, soit négative, et à être 10 détectable par corrélation. Une autocorrélation de l'autocorrélation (c'est-à-dire une autocorrélation au second degré) peut également être utilisée pour détecter une cohérence dans l'autocorrélation pour identifier les points de début et de fin du message à modulation FSK. Les règles de modulation FSK, 15 telles que les intervalles maximums entre le basculement de la fréquence, peuvent également s'appliquer pour déterminer si un signal détecté correspond à une modulation FSK valide ou non. Sous une première forme, un signal de détection est généré en réponse à un signal intéressant. Le signal de détection est 20 généré avec une hystérésis pour présenter une réponse rapide pour détecter le début d'un signal intéressant, et une réponse plus lente pour détecter la fin du signal intéressant. Le signal de détection peut être généré en combinant deux signaux de détection, le premier fournissant la réponse rapide (au moins 25 pour le début du signal intéressant), et le second fournissant une réponse plus lente. Une telle hystérésis peut permettre que le début du signal intéressant soit détecté rapidement (par exemple pour être sr de détecter le premier bit du message à modulation FSK), sans risquer la détection d'erreurs résultant 30 d'une discontinuité à chaque fois que les fréquences de modulation FSK basculent. De telles discontinuités pourraient sinon résulter en une fausse détection d'une fin du signal intéressant. De préférence, le signal reçu est en outre traité pour 35 éliminer des signaux d'interférence qui pourraient affecter le traitement sur la base de la polarisation du signal dans la bande de base complexe. Un mode de réalisation préféré et non limitatif de l'invention est maintenant décrit, à titre d'exemple uniquement, 40 en faisant référence aux dessins annexés dans lesquels: La figure 1 est un schéma simplifié représentant les principes d'un suppresseur d'interférence optionnel. Les figures 2(a) à (e) sont des diagrammes de spectre de fréquence simplifiés illustrant des exemples du fonctionnement du suppresseur de la figure 1. La figure 3 est un schéma simplifié représentant les principes d'un processeur optionnel à modulation FSK. La figure 4 est un schéma synoptique simplifié représentant un processeur de signal d'un récepteur de communications. Les figures 5(a) à (c) sont des diagrammes de spectre de fréquence simplifiés illustrant un exemple d'un signal à des stades de traitement différents du processeur de signal de la figure 4. La figure 6 est un schéma synoptique simplifié représentant 15 des stades de traitement d'informations dans une première section de conditionnement du processeur de signal de la figure 4. La figure 7 est un schéma synoptique simplifié représentant des stades de traitement d'informations dans un détecteur du 20 processeur de signal de la figure 4. La figure 8 est un schéma simplifié représentant des exemples d'un signal dans le détecteur et le générateur de signal de commande du processeur de signal de la figure 4. La figure 9 est un schéma synoptique simplifié représentant 25 des stades de traitement d'informations dans un générateur de signal de commande du processeur de signal de la figure 1. La figure 10 est un schéma synoptique simplifié représentant les principes d'un filtre de Wiener. La figure 11 est un schéma synoptique simplifié représentant 30 l'agencement d'une disposition de filtres série-parallèle utilisant des filtres à réponse impulsionnelle finie, et La figure 12 est un tableau simplifié donnant la liste des stades mathématiques du filtre d'enlèvement d'élimination d'interférence. Avant de décrire en détail le mode de réalisation préféré entier, les principes d'un suppresseur optionnel d'interférence 20 sont tout d'abord brièvement décrits en faisant référence aux figures 1 et 2. Le suppresseur d'interférence 20 comprend d'une façon générale un filtre adaptatif 22 recevant un signal 40 d'entrée 24 et un signal de commande 26, et générant un signal de sortie 28. Le signal d'entrée peut être un signal reçu, ou un signal décalé en fréquence. A titre d'exemple, le filtre adaptatif 22 peut être du type à soustraction, par exemple un filtre de Wiener. Le filtre 22 peut être réalisé de façon 5 numérique et peut fonctionner dans un environnement d'échantillonnage pour traiter une séquence d'échantillons numérisés du signal. Le filtre 22 peut comprendre une première ligne de signal 30, une seconde ligne de signal 32 comprenant un retard, et un soustracteur 34, afin de combiner de manière 10 soustractive les composantes du signal provenant de la première et de la seconde ligne de signal 30 et 32, conformément aux coefficients du filtre. La seconde ligne de signal (retardée) 32 peut fournir un signal de référence présentant une certaine relation de phase pour des signaux cohérents par rapport à la 15 première ligne de signal 30. Le filtre 22 peut en outre inclure un estimateur de coefficient 36 sensible au signal de sortie 28 afin de mettre à jour dynamiquement les coefficients du filtre pour tendre vers l'enlèvement de toutes les composantes cohérentes du signal à la sortie 28. Un exemple détaillé du 20 filtre de Wiener est décrit plus loin, bien que l'on se rendra compte que les principes suivants peuvent être appliqués à tout filtre adaptatif. L'entrée de commande 26 commande le fait que le filtre 22 est dans un mode adaptatif dans lequel l'estimateur 36 25 fonctionne pour mettre à jour les coefficients, ou le fait que le filtre 22 est dans un mode non adaptatif dans lequel l'estimateur 36 n'est pas actif, et/ou les coefficients du filtre sont "gelés" à leurs dernières valeurs mises à jour. Suivant la réalisation particulière, le signal de commande peut 30 être un signal binaire, et un état (soit confirmé soit infirmé) peut indiquer le mode adaptatif, et l'autre état (soit infirmé soit confirmé, respectivement) peut indiquer le mode non adaptatif ou gelé. Le signal de commande 26 est généré par un détecteur 38 pour détecter la présence d'un signal intéressant 35 dans le signal d'entrée. Avant qu'un signal intéressant soit détecté, le filtre adaptatif 22 fonctionne dans son mode adaptatif de sorte que toutes les composantes cohérentes du signal d'entrée 24 sont annulées de façon active. L'estimateur 36 met continuellement à jour les coefficients du filtre pour 40 compenser une variation quelconque, une création ou une dispersion des composantes cohérentes. Lorsqu'un signal intéressant est détecté, le détecteur 38 bascule le signal de commande 26 pour geler les coefficients du filtre. Le filtre est donc efficace pour continuer à soustraire toutes les composantes 5 cohérentes précédentes, mais il est empêché d'éliminer de manière adaptative le nouveau signal intéressant. Lorsque le signal intéressant n'est plus détecté, le détecteur peut à nouveau basculer le signal de commande 26 pour commuter le filtre 22 à nouveau dans son mode adaptatif. Le détecteur 38 peut être positionné en aval du filtre adaptatif 22 (comme illustré dans l'exemple préféré), ou en amont du filtre adaptatif 22 (comme illustré en pointillé en 38'). Le détecteur 38 peut présenter une réponse plus rapide que la réponse d'adaptation du filtre 22, de préférence pour assurer 15 que le détecteur 38 puisse commuter le filtre 22 dans son mode non adaptatif avant que le filtre 22 ne s'adapte pour annuler pratiquement les composantes correspondant au nouveau signal intéressant, à partir du signal d'entrée 24. Dans le présent exemple, le détecteur 38 est situé en aval du filtre adaptatif 20 22, pour bénéficier de la réduction d'interférence permise par le filtre adaptatif 22. Le suppresseur 20 peut être continuellement fonctionnel, ou bien il peut n'être fonctionnel qu'à des intervalles périodiques, par exemple si le circuit contenant le suppresseur 25 20 est actif dans un état à faible puissance, périodiquement activé. Par exemple, un état activé périodiquement à faible puissance peut être utilisé pour des applications dans les véhicules o le circuit est alimenté à partir d'une batterie. Dans un tel état, il est préféré que le filtre 22 présente un 30 temps de réponse d'adaptation inférieur à la durée pendant laquelle le circuit est activé à chaque cycle d'activation. Un tel temps de réponse peut permettre au filtre 22 d'éliminer de façon adaptative une nouvelle interférence détectée au début d'un cycle d'activation. Par exemple, le filtre peut avoir un 35 temps de réponse d'adaptation inférieur à environ un dixième de la durée pendant laquelle le circuit est activé. Suivant la nature du filtre 22, même s'il n'existe pas de signaux d'interférence dans le signal d'entrée 24, il peut être souhaitable d'ajouter au moins un signal d'interférence 40 artificiel (décrit de façon simplifiée en 40), pour assurer qu'au moins un signal d'interférence existe, auquel le filtre 22 sera toujours adapté. Ceci permet d'assurer que le filtre 22 ne comporte pas un ensemble de coefficients purement aléatoires, ce qui pourrait se produire si aucun signal n'était présent auquel 5 le filtre soit adapté. Un risque potentiel avec des coefficients aléatoires est que les coefficients puissent correspondre par concidence avec la fréquence du signal intéressant, de sorte que le signal intéressant pourrait être éliminé immédiatement ou très rapidement par le filtre 22. Si les coefficients devaient 10 se trouver concider de façon aléatoire avec le signal intéressant, alors même la commutation du filtre 22 dans son mode non adaptatif ne pourrait pas empêcher le signal intéressant d'être éliminé, car les coefficients seraient alors gelés, en concidence avec le signal intéressant. La figure 2 illustre l'effet du suppresseur 20. La figure 2(a) représente le spectre de fréquences du signal d'entrée 24. Le spectre peut inclure une composante d'interférence 42, qui peut être une interférence externe ou bien le signal d'interférence artificiel 40. Dans le cas o le signal 24 n'est 20 pas reconnu comme contenant un signal intéressant, le filtre 22 est réglé dans son mode adaptatif. Les figures 2(b) et (c) représentent le signal de sortie 28 lorsque le filtre 22 s'adapte pour annuler de façon active la composante d'interférence 42 en moins d'un certain temps de réponse 25 d'adaptation. La figure 2(d) représente le spectre de fréquences du signal d'entrée contenant la composante d'interférence 42 et un signal intéressant 44 (sur la figure 2(d), le signal intéressant 44 est décrit sous la forme de deux fréquences d'une modulation FSK, bien que l'on se rendra compte qu'une seule 30 fréquence de modulation FSK sera présente à un moment instantané quelconque). Lorsque le signal intéressant 44 est détecté par le détecteur 38, le filtre 22 est basculé dans son état non adaptatif. Les coefficients du filtre sont gelés, de sorte que le filtre 22 continue à éliminer la composante d'interférence 35 préexistante 42. Cependant, le filtre 22 ne s'adapte pas pour éliminer le signal intéressant 44, et le signal de sortie 28 pratiquement entièrement, ou au moins de façon prédominante, est constitué du signal intéressant 44. Les principes ci-dessus permettent de fournir une technique 40 extrêmement efficace pour réduire une interférence qui présente une cohérence plus longue que celle d'un signal intéressant. La technique peut permettre la réduction d'une interférence qui est proche en fréquence du signal intéressant (comme cela est illustré sur les figures 2(d) et (e)), et peut aussi valider la 5 suppression de signaux d'interférence non strictement sinusodaux. De même, avant de décrire le mode de réalisation préféré entier en détail, les principes d'une technique de traitement et de démodulation FSK optionnelle sont décrits en faisant 10 référence à la figure 3. Les fréquences ou fréquences de modulation FSK d'un signal d'entrée en modulation FSK 50 peuvent être généralement définies par F, +/- Ft, o F, est une fréquence centrale ou porteuse, et 2Ft est la différence de fréquence entre les fréquences. Le signal à modulation FSK 50 peut être traité 15 par un convertisseur çde fréquence 52 pour convertir le signal à modulation FSK 50 en un signal en bande de base complexe 54, de sorte que la fréquence Fc devient une fréquence nulle. Le convertisseur de fréquence peut inclure un étage de conversion, ou des étages de conversion multiples en cascade. Le signal 20 complexe en bande de base 54 est centré à une fréquence nulle, de sorte que la fréquence de modulation FSK supérieure (à l'origine Fc + Ft) devient Ft, et la fréquence à modulation FSK inférieure (à l'origine Fc - Ft) devient -Ft. Dans la bande de base complexe, la fréquence positive Ft présente une première 25 polarisation (par exemple positive). La fréquence négative Ft correspond à un signal présentant une seconde polarisation opposée (par exemple négative). La polarisation peut également être appelée ici signe de phase. La section de traitement 56 peut traiter le signal en bande 30 de base complexe 54 pour extraire des informations du signal intéressant conformément à la polarisation du signal en bande de base complexe 54. La polarisation peut être estimée ou déduite en utilisant une fonction d'autocorrélation. Le signe de la partie imaginaire de la fonction d'autocorrélation peut 35 représenter la polarisation et donc établir la distinction entre les première et seconde polarisations de la modulation FSK. D'une manière similaire, la polarisation peut être utilisée pour identifier le point de début et/ou de fin d'un message à modulation FSK. En l'absence d'un signal à modulation FSK, (ou 40 d'un signal cohérent quelconque), la polarisation variera de façon aléatoire avec le bruit. En présence d'un signal à modulation FSK (ou d'un signal cohérent), la polarisation se stabilisera selon le fait que la fréquence du signal est positive ou négative dans la bande de base complexe. Un signal à 5 modulation FSK peut être identifié par la commutation de polarisation à l'intérieur d'un intervalle prédéterminé. Un ou plusieurs signaux de commande 57 peuvent être générés pour indiquer une détection d'un signal à modulation FSK en vue de commander d'autres traitements. Un de plusieurs filtres 58 peut être utilisé en amont de la section de traitement 56 et/ou du convertisseur de fréquence 52, et/ou à l'intérieur du convertisseur de fréquence 52. Le filtre ou les filtres 58 peuvent agir pour réduire une interférence qui pourrait affecter la détection et/ou la démodulation de la 15 modulation FSK. Le filtre ou les filtres 58 peuvent inclure un filtre pour réduire une interférence cohérente, telle que le suppresseur d'interférence 20 décrit ci-dessus en faisant référence aux figures 1 et 2. Dans le cas d'un suppresseur d'interférence 20 tel que cité précédemment, l'un des signaux de 20 commande 57 peut être utilisé pour faire basculer le suppresseur d'interférence 20 entre ses modes adaptatif et non adaptatif. Un tel filtre 58 (20) permet d'améliorer les performances en éliminant les composantes d'interférences cohérentes préexistantes qui pourraient sinon interférer avec la 25 polarisation résultante du signal en bande de base complexe 54. Après avoir décrit les principes de certaines caractéristiques optionnelles utilisables dans la présente invention, le mode de réalisation préféré est maintenant décrit en détail. Les mêmes références numériques que celles ci-dessus 30 sont utilisées lorsqu'il convient. En se référant à la figure 4, un processeur de signal 60 est illustré pour traiter un signal de communications reçu à modulation FSK 62 dans un récepteur 64. Le récepteur 64 peut être un récepteur sans fil, par exemple un récepteur radio, 35 hyperfréquence ou infrarouge. Une application du présent mode de réalisation réside dans le domaine de la commande à distance des systèmes de sécurité, par exemple pour des systèmes de sécurité de véhicule (par exemple une alarme, un dispositif d'immobilisation et/ou de verrouillage de porte) ou bien les 40 systèmes de sécurité des immeubles (par exemple une alarme et/ou il des verrous de porte). Le processeur de signal 60 peut être réalisé sous forme matérielle, ou sous forme d'un logiciel exécuté sur un processeur, ou bien d'un mélange de matériel et de logiciel. Le processeur de signal 60 peut comprendre un mélange de circuits de traitement analogique et numérique. Le processeur de signal 60 peut comprendre d'une façon générale une première section de conditionnement 52 destinée à filtrer par un filtrage passe-bande le signal reçu 62 et à convertir la fréquence du signal reçu en une bande de base 10 complexe, une seconde section 22 destinée à éliminer des signaux d'une interférence cohérente dans la bande de base, et une troisième section 66 destinée à traiter le signal résultant pour obtenir des informations se rapportant à un signal à modulation FSK intéressant. La première section peut inclure l'étage de 15 conversion de fréquence 52 décrit ci-dessus. La troisième section 66 peut combiner le détecteur 36 et la section de traitement de modulation FSK 56 décrite ci-dessus. Comme on l'a mentionné ci-dessus, les composantes de modulation FSK 44 (également 44a et 44b) peuvent être 20 représentées sous la forme d'une fréquence centrale ou porteuse F, plus ou moins un décalage de modulation FSK Ft. Par exemple, Fc peut être de 314 MHz pour le Japon ou de 433 MHz pour l'Europe. Ft peut être d'environ 30 kHz, de sorte que la différence entre les deux fréquences de modulation FSK 44 est 25 d'environ 60 kHz. En se référant à la figure 6, dans la première section 52, le signal 62 peut tout d'abord être filtré par un filtre passe-bande grâce à un premier filtre passe-bande analogique 70. D'une manière caractéristique, la largeur de la bande passante 30 du filtre 70 est d'environ 10 % de la fréquence porteuse F,. Après un filtrage passe-bande, le signal est fourni à un mélangeur de fréquences 72 en vue d'un changement de fréquence vers une fréquence intermédiaire pour un filtrage ultérieur par un second filtre passe-bande analogique 74. La fréquence 35 intermédiaire peut être de façon caractéristique de 10,7 MHz, car une large gamme de circuits de filtre 74 est actuellement déjà disponible sur la base du standard de fréquence intermédiaire de 10,7 MHz. Le signal filtré par un filtrage passe-bande résultant peut présenter de façon caractéristique une 40 bande passante d'environ 600 kHz. Il peut être difficile d'obtenir une bande passante plus étroite en utilisant d'autres filtres analogiques. Pour cette raison, dans le présent mode de réalisation, le signal est numérisé par un étage numériseur 78, en vue d'un traitement numérique supplémentaire. Par exemple, le 5 signal peut être échantillonné à une fréquence d'échantillonnage, par exemple d'environ 1,3 MHz (environ le double de la largeur de bande du signal). La figure 5(a) illustre le signal numérisé 76, centré sur une fréquence d'environ 320 ou 330 kHz en tant que résultat de 10 l'échantillonnage (effet de repliement de spectre). Le signal comprend les fréquences de modulation FSK 44, et potentiellement une ou plusieurs composantes d'interférences 42 qui sont relativement proches des fréquences de modulation FSK 44 (c'est-à-dire à l'intérieur de la largeur de bande de 600 kHz). Le signal numérisé est alors changé en fréquence vers la bande de base par l'étage 79, et filtré par un étage de filtre numérique80, qui peut rétrécir davantage la bande passante, par exemple à environ 120 à 130 kHz. Enfin, le signal est décimé par un étage souséchantillonneur 84, par exemple, d'un facteur 20 d'environ 5. La figure 5(b) illustre le signal décimé résultant 82 dans la bande de base. Comme on peut le voir sur la figure 5(b), les différentes fréquences de modulation FSK 44a et 44b sont situées respectivement au- dessus et en dessous de la fréquence zéro dans 25 la bande de base, en tant que résultat du module de décalage de fréquence (étage 79). Comme cela est expliqué ci-dessus, ceci peut permettre que les différentes fréquences de modulation FSK 44a et 44b soient détectées et démodulées sur la base de la polarisation du signal dans la bande de base complexe. De même, 30 les composantes du signal 82 à l'extérieur de la bande de 120 à kHz (centrées sur la fréquence nulle) sont au moins partiellement atténuées, en tant que résultat du filtre numérique (étage 80). Une telle bande passante étroite permet de fournir un grand degré de réjection du bruit, de sorte que les 35 techniques de suppression d'interférence ultérieures puissent être utilisées plus efficacement pour réduire une interférence d'une fréquence proche (c'est-à-dire proche des fréquences du signal de modulation FSK intéressant), et des techniques relativement simples peuvent être utilisées pour la détection 40 d'une modulation FSK, une classification et une démodulation des fréquences de modulation FSK 44a et 44b. Enfin, un avantage de la décimation du signal est la réduction du cot du traitement ultérieur. En général, le cot et la complexité des circuits de traitement numérique dépendent de la fréquence d'échantillonnage 5 employée. L'utilisation d'un signal en bande de base permet d'obtenir des avantages significatifs pour réduire le cot et la complexité du processeur de signal 60. On se rendra compte que le mode de réalisation précédent du conditionnement du signal n'est simplement qu'un exemple, et que 10 de nombreuses autres techniques de conditionnement et/ou de filtrage de largeur de bande et/ou de conversion de fréquence peuvent être utilisées. En se référant aux figures 4 et 5(c), la seconde section 20 traite le signal 82 dans la bande de base complexe pour éliminer 15 des composantes d'interférences cohérentes 42 non reconnues comme un signal intéressant. La seconde section 20 est fondée sur un filtre de Wiener, présentant une entrée de signal 90 et une entrée de référence 92 prévues par l'intermédiaire d'un retard 94. Le filtre peut être similaire à celui déjà décrit en 20 faisant référence à la figure 1, et en outre décrit plus loin en faisant référence aux figures 10 à 12. La seconde section 20 reçoit un signal de commande 26 de la troisième section 66. Dans ce mode de réalisation, le signal de commande est confirmé (à l'état haut) pour placer le suppresseur 20 dans son mode 25 adaptatif, et infirmé (à l'état bas) pour placer le suppresseur dans son mode non adaptatif ou gelé. Dans le mode adaptatif, le suppresseur 20 s'adapte de façon active pour annuler les composantes d'une interférence préexistante 42. Lorsqu'un signal intéressant est détecté par la troisième section 66, et que le 30 suppresseur 20 est basculé dans son mode non adaptatif, le suppresseur 20 continue à annuler les composantes d'interférences préexistantes 42, mais non pas le nouveau signal des composantes intéressantes (les composantes de modulation FSK 44a et 44b sur la figure 5(d). La troisième section 66 peut comprendre une section de démodulation 100, une section de détection 102 et un générateur de signal de commande 104. Dans la section de démodulation 100, la démodulation est fondée sur le fait que chaque fréquence de modulation FSK 40 présente un signe de polarisation différent (positif ou négatif) dans la bande de base complexe. Une autocorrélation (Q) du signal (S) est utilisée pour estimer la polarisation d'une manière robuste, tout en réduisant les effets du bruit de fond (N) du signal. En général, un bruit n'apparaît que dans la bande 5 passante limitée de +/- 65 kHz (obtenue par le filtre numérique ), et le bruit est un bruit blanc (du fait qu'un bruit cohérent est éliminé par le suppresseur 20). La fonction de corrélation de bruit est presque une fonction de dirac. Pour détailler davantage, la modélisation du signal peut 10 être représentée par S (t)=Aexp(2zft) +Bruit(t). Dans les expressions mathématiques suivantes, les variables de la fréquence (f) et du temps (t) sont normalisées, respectivement, par rapport à la fréquence d'échantillonnage (FSD) et la période d'échantillonnage (ATs). En calculant le premier point de la fonction de corrélation: E{S( t)S* (tt-1)} =E{(Aexp(2nft) +Bruit( t))(Aexp(-27zt) +Bruit* ( t-1)) = E{(A2exp(2/ft)} + E {Brui t(t) Brui t* (t-1)} =E-2 exp(2nft)} comme la corrélation du bruit est microscopique et n'est pas corrélée avec le signal de modulation FSK. De ce fait, le point de fonction de corrélation ne dépend que du signal de la fréquence de modulation FSK f. Par conséquent, les conditions suivantes sont obtenues: Si f > 0 alors Signe(Image{A2exp(2ztft)}) > 0 Si f la fréquence ou la polarisation prévue, dans la plage +1 ou -1. La valeur de prévision K(t) peut être estimée en utilisant une 30 moyenne stochastique: K(t) =K(t-1)+ p,(signe(image(S(t)S*(t-1)))-K(t-1)) o p représente le paramètre d'adaptation de la fonction de moyenne. La sortie démodulée peut donc être représentée par le signe de K(t). En résumé, fréquence (t) =signe (K(t)) avec K(t)=K(t-1) + p(signe(image(Q(S, t)))-K(t-1)) o p est un facteur d'adaptation et 40 Q(S, t)=S(t)S*(t-1) Le paramètre d'adaptation p est de préférence réglé de manière à ce que la mémoire dans la fonction ne représente qu'une fraction de la durée d'une période ou cycle standard du signal de modulation FSK (appelée Tchip). Une valeur caractéristique est P9 = 6 (FSD * Tchip) La valeur FSD*2Schip peut correspondre au nombre des points d'échantillonnage observés durant une période Tchip. Le paramètre d'adaptation peut également être appelé "facteur 10 d'oubli". Une grande valeur est équivalente à une adaptation rapide, le passé est rapidement oublié. Une faible valeur introduit une mémoire plus longue. Dans le cas de p., l'objectif est d'obtenir une mémorisation plus courte que la durée de Tchip. Dans le présent exemple, cette mémorisation est 6 fois 15 plus courte que la durée de Tchip. La raison en est d'obtenir une situation stationnaire durant chaque période de réception Tchip. La section de détection 102 agit pour détecter l'occurrence d'un signal intéressant dans le signal. Il est préféré que la 20 section de détection 102 agisse pour détecter un signal intéressant rapidement, de manière à ce que le suppresseur 20 puisse être rapidement commuté dans son état non adaptatif. Il peut également être préféré que la section de détection comprenne une certaine hystérésis, pour assurer que le 25 basculement de la fréquence dans le signal de modulation FSK ne soit pas détecté par erreur comme une fausse fin de message. En d'autres termes, la section de détection 102 peut avoir une réponse rapide pour détecter le début d'un signal intéressant et une réponse plus lente pour détecter la fin d'un signal 30 intéressant. Pour obtenir une estimation de détection robuste, l'algorithme de détection peut utiliser les mêmes informations que celles utilisées pour l'estimation de la fréquence de modulation FSK dans la section de démodulation 100. La valeur de 35 prévision mentionnée précédemment K(t) présente un signe stable lorsqu'un signal (cohérent) intéressant est présent. Lorsque aucune fréquence pure n'est présente, cette valeur se comportera comme un bruit avec une amplitude maximum égale à 1 (une valeur égale à + ou -1). Cependant, au vu de la manière dont la valeur de prévision K(t) est obtenue, K(t) n'atteindra cette amplitude que si une fréquence stable dure pendant un certain temps. Pour obtenir une détection claire du fait qu'un signal cohérent est présent ou non, l'autocorrélation est à nouveau 5 utilisée. En se référant aux figures 7 et 8, deux variables de détection moyennées sont définies: detechaute=detechaute+PDEchaute(K(t)K(t-1)-detechaute) detec_basse = detec_basse + pUDECbasse (K(t)K(t- 1) -detec_basse) Ces deux variables diffèrent uniquement par les valeurs des 10 paramètres d'adaptation: UPDEchaute et PDECbasse Les deux paramètres d'adaptation sont réglés respectivement à une fraction de la durée de la période Tchip. PDEC haute = -2 FSDTch p PDEC basse = 1 vbs- 3FSDTchIp Le premier paramètre 1DEC haute permet un comportement de variation à grande vitesse pour la variable detechaute, et le second paramètre uDECbasse permet un comportement de variation à faible vitesse pour la variable detecbasse, les deux étant illustrés sur la figure 8. Sur cette figure, la courbe 110 20 représente la valeur de prévision K(t) du signal d'entrée vers la section de détection 102. Le signal d'exemple comprend une première partie 110a sans signal intéressant, une seconde partie 110b comprenant un signal de modulation FSK (représenté par la valeur alternative de K(t) entre + et -1), et une troisième 25 partie 11Oc qui suit le signal intéressant. La courbe 112 représente la variable de détection detec haute calculée d'après K(t), et représente une moyenne de l'autocorrélation de K(t) sur une période relativement courte. La courbe 112 représente donc le degré de cohérence dans K(t) sur une courte période, et 30 convient particulièrement pour détecter le début d'un signal intéressant (110b). Un premier signal de détection Détection 1 (indiqué par la courbe 114) est obtenu par l'application d'un seuil à la variable de détection detec haute à un premier seuil (Seuil 1) 116 en utilisant la fonction suivante: Si detechaute>Seuil_1 alors Détection_1=1 sinon Détection_ 1=0 Comme on peut le voir sur la figure 8, le premier signal de détection 114 fournit une indication rapide pour détecter le début du signal intéressant (110b). Cependant, le premier signal de détection 114 peut être vulnérable à une fausse détection de la fin du signal intéressant, car l'adaptation rapide du signal detechaute (courbe 112) peut amener detechaute à chuter en dessous du premier seuil 116 pour chaque variation de la 5 fréquence de modulation FSK. De ce fait, la variable d'adaptation lente detec_ basse est utilisée pour fournir un second signal de détection Détection 2 qui donne une certaine hystérésis à la détection. Sur la figure 8, la courbe 118 représente la variable de détection detec_ basse calculée d'après 10 K(t), et représente une moyenne de l'autocorrélation de K(t) sur une période plus longue. Comme on peut le voir sur la figure 8, la courbe 118 est plus lente à répondre à des variations de K(t) et est moins affectée par le basculement de fréquence de la fréquence de modulation FSK. Un second signal de détection 15 Détection 2 (indiqué par une ligne 120) est obtenu en appliquant un seuil à la variable de détection detec_ basse à un second seuil (Seuil 2) 122 en utilisant la fonction suivante: Si detecbasse > Seuil_2 alors Détection_ 2=1 sinon Détection_2=0 Comme on peut le voir sur la figure 8, le second signal de 20 détection 120 reste actif durant la durée entière du signal intéressant (llOb). Le signal de détection final 124 peut être généré en combinant les premier et second signaux de détection 114 et 120, par exemple par une combinaison OU logique. 25 Détection=Détection_1 ou Détection_ 2 De ce fait, le signal de détection final 124 peut présenter les propriétés suivantes: une réponse rapide au début d'un signal intéressant (fourni par le premier signal de détection 114), et une détection continue pendant toute la durée du signal 30 intéressant (fournie par le second signal de détection 120). De façon caractéristique, le temps de réponse pour la détection du début d'un signal intéressant peut être d'environ 2 ms ou moins. Les premier et second seuils peuvent être déterminés expérimentalement. Des valeurs d'exemple sont 35 Seuil 1=0,2, Seuil_2=0,1. La technique de détection ci-dessus est fondée sur la détection uniquement de la cohérence d'un signal intéressant, indépendamment de la puissance d'un tel signal. De manière à 40 augmenter la robustesse de la détection vis-à- vis d'un bruit cohérent qui pourrait être introduit dans le processeur de signal numérique lui-même, un raffinement supplémentaire peut consister à inclure une limitation de puissance du signal, qui peut éliminer par l'application d'un seuil un bruit cohérent de 5 faible puissance. Par exemple, la puissance du signal (partie réelle) du signal S(t) peut être estimée, et comparée à un seuil (Seuilmin). Si la puissance du signal est en dessous de ce seuil, alors le signal de détection 124 peut être forcé à zéro, par exemple en multipliant, ou en combinant par un ET logique, 10 le signal de détection 124 par un facteur de commande Détection min 126. Ce traitement peut être représenté par les trois étapes consistant en: puissance(t + 1) =puissance(t) + pDEchaute(partie réelle(S(t +1))2 - puissance(t)) Si puissance(t+1) > Seuil-min alors Détection min =1 sinon 15 Détection min=O Détection= Détection*Détection min Comme on l'a mentionné ci-dessus, le signal de détection 124 représente l'occurrence d'un signal intéressant, indépendamment du fait que le signal est un véritable signal à modulation FSK, 20 ou simplement un nouveau signal d'interface cohérent qui n'a pas encore été supprimé par le suppresseur 20. Le générateur de signal de commande 104 est sensible au signal de détection 124 et à K(t) pour générer le signal de commande 26 à partir de ceux-ci. Le générateur de signal de commande 104 n'infirme le 25 signal de commande 26 (mode non adaptatif) que lorsque, durant un signal de détection active 124, une ou plusieurs caractéristiques de K(t) sont détectées, représentatives d'un signal de modulation FSK. Dans le présent mode de réalisation, le générateur de signal 30 de commande 104 détecte des variations périodiques de K(t). Une propriété d'un signal de modulation FSK caractéristique est que le signal de modulation FSK basculera toujours entre les deux fréquences différentes en moins d'un certain intervalle maximum. En se référant aux figures 8 et 9, une différentielle de K(t) 35 est calculée (courbe 130), et contient des pics ou des "marqueurs de changement d'état" 132 à chaque changement du signal de modulation FSK (llOb). Une fonction d'amortissement moyenne est appliquée au signal différentiel 130, pour générer un signal différentiel décroissant (courbe 134) pour les 40 marqueurs détectés durant le signal de détection active 124. Un troisième seuil (Seuil 3) 136 est appliqué au signal de moyenne décroissante 134 pour générer le signal de commande 26. Le signal de commande 26 est confirmé *(mode adaptatif) lorsque la moyenne décroissante 134 est en dessous du troisième seuil 136, 5 et est infirmée (mode non adaptatif) lorsque la moyenne décroissante 134 est au-dessus du troisième seuil 136. Sur la figure 9, une sortie inverseuse de la fonction de seuil 136 est représentée, pour indiquer que l'état est généralement opposé à celui expliqué pour les première et seconde fonctions de seuil 10 116 et 122. En utilisation, lorsque le signal intéressant llOb est un signal à modulation FSK, le signal de détection 124 passe à l'état actif au début de la détection du signal intéressant, et le basculement de fréquence dans le signal de modulation FSK 15 résulte en des "marqueurs de changement d'état suffisamment fréquents", 132 qui sont générés pour maintenir la moyenne décroissante 134 au-dessus du troisième seuil 136 et maintenir ainsi le signal de commande 26 infirmé. De ce fait, le suppresseur 20 ne s'adapte pas pour supprimer de façon active 20 les composantes de modulation FSK, et le message à modulation FSK complet peut être démodulé par la section de démodulation 100. A la fin du message à modulation FSK, le signal de détection 124 est désactivé (après le court délai fourni par le second signal de détection 120), ce qui empêche des "pics" 25 supplémentaires quelconques 132 d'être ajoutés à la moyenne décroissante 134. Après une autre courte période, la moyenne décroissante 134 chute en dessous du troisième seuil 136, et le signal de commande 126 est à nouveau confirmé pour faire basculer le suppresseur 20 dans son mode adaptatif. Si le signal intéressant llOb se révélait être une nouvelle composante d'interférence cohérente (n'appartenant pas à la modulation FSK), alors le signal de détection 124 serait encore activé au début du signal intéressant, et un premier marqueur de changement d'état 132a sera généré, provoqué par le début du signal intéressant. En conséquence, comme avec l'exemple de la modulation FSK, le signal de commande 26 serait infirmé en tant que réponse rapide au signal intéressant, pour faire basculer le suppresseur 20 dans son mode non adaptatif. Cependant, la nouvelle interférence cohérente ne basculerait pas en fréquence 40 (comme le ferait un signal de modulation FSK), et aucun autre marqueur de changement d'état 132 ne sera généré. En l'absence de marqueurs de changement d'état supplémentaires 132, la moyenne décroissante 134 chutera bientôt en dessous du troisième seuil 136, en amenant le signal de commande 26 à être à nouveau 5 confirmé, pour faire revenir le suppresseur 20 à son mode adaptatif. Dans le mode adaptatif, le suppresseur 20 s'adapte pour annuler de façon active la nouvelle composante dans le signal. De ce fait, le signal 110 se réduit vers zéro, et le signal de détection 124 est désactivé (après le court délai 10 fourni par le second signal de détection 120). D'après ce qui précède, on peut se rendre que, lorsqu'un signal intéressant est détecté, le signal de commande 26 est toujours infirmé dans une réponse rapide au nouveau signal intéressant. Cependant, sauf si le signal intéressant continue à 15 changer d'état à l'intérieur des intervalles prédéterminés indicatifs d'un signal de modulation FSK, le signal de commande 26 est bientôt à nouveau confirmé pour faire basculer le suppresseur 20 à nouveau dans son mode adaptatif, pour annuler de façon active le signal intéressant. En d'autres termes, le 20 signal intéressant est à nouveau classé comme n'étant pas intéressant, et cette nouvelle classification fait basculer le suppresseur 20 à nouveau dans son état adaptatif. Le signal de commande 26 peut donc représenter l'état réel du fait qu'un signal est ou non actuellement considéré comme étant 25 "intéressant". Les mêmes principes peuvent s'appliquer si, durant la réception d'une modulation FSK, le signal de réception est affecté par une nouvelle composante d'interférence cohérente. Si la nouvelle composante d'interférence cohérente est suffisamment 30 forte pour noyer le signal de modulation FSK, alors la valeur de prévision K(t) se trouvera noyée par l'interférence cohérente et ne changera plus d'état entre + et -1. De ce' fait, aucun autre marqueur de changement d'état 132 ne sera généré, et la moyenne décroissante 134 chutera bientôt en dessous du troisième seuil 35 136. Dès que ceci se produit, le signal de commande 26 est à nouveau confirmé, pour faire basculer le suppresseur dans son mode adaptatif. Dans le mode adaptatif, le suppresseur 20 s'adapte pour annuler de façon active à la fois la modulation FSK et la nouvelle composante d'interférence qui noie la modulation FSK. De ce fait, la détection de la modulation FSK est arrêtée. Le signal de détection 124 et le signal de commande 26 peuvent également être utilisés pour établir la distinction 5 entre des signaux de modulation FSK valides et non valides. Au début du signal intéressant, le signal de détection 124 est activé, et le signal de commande 26 est infirmé. Si le signal de commande 26 se trouve à nouveau confirmé alors que le signal de détection 124 est encore actif, ceci est indicatif d'un signal 10 intéressant invalide. Soit le signal intéressant n'est pas une modulation FSK, soit un signal de modulation FSK est noyé par une nouvelle composante d'interférence débutant durant le message à modulation FSK. Si le signal de détection 124 est désactivé avant une nouvelle confirmation du signal de commande 15 26, ceci est indicatif d'un message à modulation FSK valide. Un second signal de commande 138 indicatif d'un message à modulation FSK valide peut être généré par une combinaison logique appropriée (140 sur la figure 9) du signal de détection 124 et du signal de commande 26. Le second signal de commande 20 138 peut être extrêmement avantageux pour éviter une interprétation erronée d'un signal de modulation FSK invalide démodulé par la section de démodulation 100./ Le processeur de signal 60 peut fonctionner par intermittence dans un mode d'économie d'énergie actif. Par 25 exemple, le processeur de signal 60 peut être activé environ toutes les 200 ms pendant une période d'environ 10 ms. La réponse rapide de l'étage de détection 102 et de l'étage de générateur de signal de commande 104, habituellement d'environ 2 ms ou moins, permet que le suppresseur 20 soit rapidement 30 basculé dans son mode non adaptatif lorsqu'un signal intéressant est détecté. Une fois que le signal intéressant est détecté, alors le processeur de signal 60 est basculé dans un mode fonctionnel en continu pour recevoir et démoduler le message à modulation FSK. Lorsque le signal intéressant s'arrête, le 35 processeur de signal 60 peut être basculé à nouveau dans son mode d'économie d'énergie fonctionnel par intermittence. La figure 10 illustre les principes d'utilisation d'un filtre de Wiener pour annuler une interférence cohérente dans le signal reçu 24, sur la base d'une référence de bruit cohérente 40 150. La référence de bruit 150 peut être obtenue à partir du signal reçu 24, retardé d'un retard approprié, comme expliqué davantage ci-dessous. Le principe de Wiener consiste à estimer un filtre linéaire 152 qui permet la génération d'un signal en phase (bruit remis en phase) qui peut être soustrait du signal 5 reçu 24 par le soustracteur 154. Après la soustraction, seules les composantes du signal non associées à la référence de bruit subsistent. Des filtres à réponse impulsionnelle finie (FIR) ou des filtres à réponse impulsionnelle infinie (IIR) peuvent être 10 utilisés pour le filtre linéaire. Les filtres de type FIR présentent un avantage en termes de stabilité. Cependant, certaines limitations des filtres à réponse FIR peuvent résulter en une complexité et un cot de traitement supplémentaires. De manière à pouvoir annuler l'effet de l'interférence proche d'un 15 signal intéressant, le filtre à réponse FIR doit récupérer la phase de chaque composante d'interférence. Pour faire cela, le nombre des prises du filtre à réponse FIR devrait être augmenté pour obtenir le degré approprié de liberté pour le filtre. Par exemple, de manière à pouvoir annuler jusqu'à 5 composantes 20 d'interférences, le nombre minimum de prises théoriques du filtre est de 10. En pratique, en raison de l'estimation du bruit, ce nombre devrait être augmenté, habituellement jusqu'à environ 30. Le nombre des prises peut être directement associé à la complexité et au cot du traitement, et devrait de préférence 25 être aussi faible que possible pour réduire la charge de calcul. En général, un filtre à réponse IIR peut fournir une réalisation plus efficace avec une plus grande souplesse. De manière à éviter les problèmes de stabilité, il peut être préféré que le filtre à réponse IIR soit réalisé d'une manière 30 série-parallèle, comme indiqué sur la figure 11. Les stades de traitement mathématique figurent dans le tableau de la figure 12. Le retard de temps Z-A peut être réglé à une valeur du même ordre que les longueurs.des filtres. Il peut être préféré 35 réduire le retard Z-A autant que possible, pour permettre une adaptation relativement rapide du filtre pour annuler les composantes du signal. Le retard minimum peut être un retard supérieur au nombre des prises par filtre. Par exemple, si chaque filtre contient 15 prises, alors le retard est équivalent 40 à 16. Dans un exemple, le retard peut être d'environ 2 durées de période Tchip, afin d'assurer une décorrélation entre les signaux S(t) et N(t) lorsque la modulation FSK est initialement présente. Ce retard est suffisant pour que le détecteur 102 5 détecte un signal intéressant et bascule le filtre dans son mode non adaptatif, avant que le signal de modulation FSK commence à entrer dans le filtre en tant que signal de référence N(t). Comme on l'a mentionné ci-dessus, et à titre d'illustration, le nombre des prises de chaque filtre peut être d'environ 15 (ce 10 qui donne un total de 30 prises effectives pour l'agencement série-parallèle). Si la fréquence d'échantillonnage est de 260 kHz (décimation d'un facteur de 5), le retard Z-à est équivalent à approximativement (l+15)/(260 000)=0,06 ms. Lorsque l'agencement du filtre est utilisé dans un mode 15 d'économie d'énergie actionné par intermittence, les coefficients provenant du cycle d'activation précédent sont conservés en tant qu'historique des composantes d'interférences et sont utilisés en tant que coefficients initiaux pour le cycle d'activation suivant. L'algorithme destiné à mettre à jour les coefficients du filtre dans le mode adaptatif peut être un algorithme du type par les moindres carrés (LMS). L'algorithme tente de minimiser la corrélation entre la sortie du signal et la référence de bruit (version retardée dans le temps du signal d'entrée), pour 25 mettre à jour les prises du filtre pour chaque point reçu. Cette "innovation" est multipliée par un coefficient ax et est ajoutée à la valeur de la prise précédente. L'amplitude de l'innovation dépend du module du signal avant la convergence de l'algorithme. A la convergence, cette corrélation tend vers 0. La vitesse de 30 convergence est donc une fonction du coefficient cc et de l'amplitude du signal. Certaines limites existent pour ax en vue d'assurer la stabilité de l'algorithme. Pour obtenir un algorithme robuste avec une vitesse de convergence constante, un algorithme par les moindres carrés normalisé peut être utilisé. 35 Un algorithme normalisé peut être particulièrement avantageux si aucune commande de gain automatique n'est employée dans le récepteur 64. Dans un algorithme normalisé, l'innovation est multipliée par un facteur cx/puissance(t), o puissance(t) représente la puissance du signal. Le terme puissance(t) peut 40 être estimé en utilisant une expression stochastique: puissance(t + 1) =puissance(t) + Ppuissance (SCF( t + 1) ScF (t + 1) -puissance (t)) O 7-puissance représente un facteur d'oubli. Le facteur d'oubli peut être réglé de manière à ce que la puissance instantanée représente la puissance moyenne approximativement sur la 5 dernière seconde. Par exemple, Ppuissance peut être réglé à 6/FSD ce qui correspond à 1/6 d'une seconde. D'autres algorithmes appropriés pour mettre à jour les coefficients du filtre peuvent être utilisés, par exemple, un algorithme récursif par les moindres carrés. Un algorithme 10 récursif par les moindres carrés peut donner une vitesse de convergence plus rapide, mais au prix d'une charge de calcul supplémentaire. L'algorithme LMS (normalisé) peut fournir une efficacité de calcul au prix d'une convergence plus lente. Cependant, une vitesse de convergence plus lente peut encore 15 être tout à fait satisfaisante. Comme on l'a mentionné précédemment, il peut être souhaitable d'ajouter une composante d'interférence artificielle 40 au signal reçu, de manière à ce que les coefficients du filtre ne soient jamais complètement imprévisibles. En l'absence 20 d'une composante d'interférence quelconque, il pourrait y avoir un risque que les coefficients soient imprévisibles et par concidence, dans un état tel qu'ils annulent un signal intéressant. Dans un tel état, il peut y avoir un temps insuffisant pour que le détecteur 102 détecte le signal 25 intéressant et fasse basculer le filtre dans son état non adaptatif avant que le filtre agisse pour annuler le signal intéressant. Il peut y avoir une différence de vitesse de réaction du filtre entre une situation dans laquelle le filtre n'est pas en train d'annuler activement une composante 30 d'interférence existante (une vitesse de réaction de filtre relativement rapide lorsqu'un nouveau signal arrive, lorsque le filtre présente un degré de liberté complet), et une situation dans laquelle le filtre est déjà en train d'annuler activement une composante d'interférence existante (une vitesse de réaction 35 du filtre relativement plus lente, dans la mesure o le filtre a moins de degré de liberté pour s'adapter à des composantes multiples du signal). Une manière commode d'ajouter la composante d'interférence artificielle consiste à ajouter une valeur constante (fréquence=0) dans la bande de base complexe, 40 soit à la partie réelle, soit à la partie imaginaire du signal. Il peut être préféré ajouter la valeur constante artificielle à la partie imaginaire, pour éviter d'entrer en conflit avec les mesures de puissance expliquées ci-dessus, fondées sur la partie réelle du signal. 1 Comme cela est illustré dans le mode de réalisation préféré, l'invention peut fournir des techniques pour une réduction simple et cependant extrêmement efficace d'une interférence cohérente dans un signal reçu, par un basculement entre les modes de filtre adaptatifs et non adaptatifs en fonction de la 10 présence d'un signal intéressant. L'invention peut également fournir des techniques pour traiter efficacement un signal à modulation FSK dans une bande de base complexe, et pour une détection, une classification et une démodulation non cohérentes d'un signal à modulation FSK, sans imposer une forte charge de 15 calcul. Lorsqu'ils sont utilisés ensemble, les avantages synergiques comprennent la capacité de fournir un traitement de modulation FSK robuste qui peut être immunisé vis-à-vis des composantes d'interférences, même des composantes d'interférences cohérentes proches des fréquences de modulation 20 FSK. REVENDICATIONS 1. Dispositif destiné à réduire une interférence dans un signal de communications électronique reçu, comprenant un filtre adaptatif (22) destiné à éliminer des composantes du signal de communications reçu, le filtre adaptatif (22) pouvant être mis en oeuvre dans un premier mode adaptatif pour s'adapter à des variations du signal de communications reçu, et dans un second mode présentant au moins une adaptabilité réduite 10 par comparaison au premier mode, et un moyen de commande (38; 102, 104) destiné à commander le mode du filtre adaptatif (22) suivant le fait que le signal de communications reçu contient un signal intéressant. 2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel le second mode du filtre adaptatif (22) est un mode non adaptatif, dans lequel les prises du filtre ne s'adaptent pas aux variations du signal de communications reçu. 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le moyen de commande (38; 102, 104) peut être mis en oeuvre pour régler le mode de fonctionnement du filtre dans le second mode lorsque le signal de communications reçu contient un signal intéressant. 4. Dispositif selon la revendication 1, 2 ou 3, dans lequel le moyen de commande (38; 102, 104) peut être mis en oeuvre pour régler le mode de fonctionnement du filtre dans le premier mode adaptatif en l'absence d'un signal intéressant dans le 30 signal de communications reçu. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le moyen de commande comprend un détecteur (38; 102, 104) destiné à détecter la présence d'un 35 signal intéressant dans le signal de communications reçu. 6. Dispositif selon la revendication 5, dans lequel le détecteur (38; 102, 104) présente un temps de réponse inférieur au temps d'adaptation du filtre adaptatif lorsqu'il se trouve 40 dans ledit premier mode adaptatif. 7. Dispositif selon la revendication 5 ou 6, dans lequel le détecteur (39; 102, 104) est en aval du filtre adaptatif (22), et est configuré pour détecter la présence d'un signal intéressant dans le signal de communications reçu après le filtrage par le filtre adaptatif (22). 8. Dispositif selon la revendication 5 ou une revendication quelconque dépendante de celle-ci, dans lequel le détecteur (102, 104) comprend: une première section de détection (102) destinée à détecter la présence d'une composante cohérente dans le signal intéressant, et une seconde section de classification (104) destinée à établir une classification indiquant si la composante cohérente 15 détectée est un signal intéressant. 9. Dispositif selon la revendication 8, dans lequel le moyen de commande (102, 104) peut être mis en oeuvre, après la détection d'une composante cohérente par la première section de 20 détection, pour: (i) générer un signal de commande (26) pour régler le filtre adaptatif (22) dans ledit second mode, (ii) générer un signal de commande (26) pour maintenir le filtre adaptatif (22) dans ledit second mode si la composante 25 cohérente est classée comme étant un signal intéressant, et (iii) générer un signal de commande (26) pour régler le filtre adaptatif (22) dans ledit premier mode adaptatif si la composante cohérente est classée comme n'étant pas un signal intéressant. 10. Dispositif selon la revendication 8 ou 9, dans lequel la seconde section de classification (104) peut être mise en oeuvre pour détecter la présence d'au moins une caractéristique indicative d'un codage par déplacement de fréquence. 35 11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le filtre adaptatif (22) comprend un filtre de Wiener (34). 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le filtre adaptatif (22) reçoit le signal de communications en tant que première entrée, et un signal de communications retardé en tant que seconde entrée de référence. 13. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le filtre adaptatif (22) comprend au moins un filtre à réponse impulsionnelle finie. 14. Dispositif selon la revendication 13, dans lequel le filtre adaptatif (22) comprend des premier et second filtres à réponse impulsionnelle finie reliés suivant un agencement série-parallèle. 15. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, réalisé sous forme d'un circuit numérique en vue de traiter des échantillons du signal de communications reçu. 16. Récepteur de signal de communications (64) comprenant un dispositif tel que défini dans l'une quelconque des revendications précédentes. 17. Récepteur (64) destiné à un système de commande à 25 distance, dans lequel un récepteur comprend un dispositif tel que défini dans l'une quelconque des revendications 1 à 15. 18. Procédé de réduction d'une interférence dans un signal de communications reçu, le procédé comprenant: un filtrage du signal de communications reçu pour éliminer des composantes de celui-ci en utilisant un filtre adaptatif pouvant être commandé dans un premier mode adaptatif dans lequel les prises du filtre adaptatif s'adaptent à des variations du signal de communications reçu, et un second mode présentant au 35 moins une adaptabilité réduite par comparaison au premier mode, et la commande du mode du filtre adaptatif suivant le fait que le signal de communications reçu contient un signal intéressant. 19. Procédé selon la revendication 18, dans lequel le second mode du filtre est un mode non adaptatif dans lequel les prises du filtre ne s'adaptent pas à des variations du signal d'entrée. 20. Procédé selon la revendication 18 ou 19, dans lequel l'étape de commande comprend la sélection du premier mode lorsque aucun signal intéressant n'est détecté dans le signal de communications reçu. 21. Procédé selon la revendication 18, 19 ou 20, dans lequel l'étape de commande comprend la sélection du second mode lorsqu'un signal intéressant est détecté dans le signal de communications reçu. 22. Procédé selon la revendication 18, 19, 20 ou 21, dans lequel l'étape de commande comprend la détection de la présence d'un signal intéressant dans le signal de communications reçu après l'étape de filtrage. 23. Procédé selon l'une quelconque des revendications 18 à 22, dans lequel le signal intéressant est un signal codé par déplacement de fréquence. 24. Procédé selon l'une quelconque des revendications 18 à 25 23, comprenant en outre l'addition d'une composante d'interférence artificielle au signal de communications reçu, pour influencer les coefficients de filtre du filtre adaptatif en l'absence d'une interférence externe. 25. Procédé de commande d'un filtre adaptatif destiné à réduire une interférence dans un signal de commande reçu, le procédé comprenant: la détection du fait qu'un signal intéressant est ou non présent dans le signal de communications reçu, la commande du filtre pour qu'il soit dans un premier mode adaptatif en vue de filtrer de façon adaptative les composantes à partir du signal de commande reçu, si aucun signal intéressant n'est détecté, et la commande du filtre pour qu'il soit dans un second mode présentant une adaptabilité au moins réduite par comparaison au premier mode, si un signal intéressant est détecté. 26. Procédé selon la revendication 25, dans lequel le second mode est un mode non adaptatif dans lequel les prises du filtre ne s'adaptent pas à des variations du signal de communications reçu. 0 27. Procédé selon la revendication 25 ou 26, comprenant en outre l'addition d'une composante d'interférence artificielle au signal de communications reçu, pour influencer les coefficients de filtre du filtre adaptatif en l'absence d'une interférence externe.