FR 2840131 A1 20031128 FR 0206348 A 20020524 B 14050.3/PR DISPOSITIF DE CONTROLE D'AMPLITUDE POUR OSCILLATEUR ELECTRIQUE ET OSCILLATEUR ELECTRIQUE COMPRENANT UN TEL DISPOSITIF Domaine technique et art anterieur L'invention concerne un dispositif de controle d'amplitude pour oscillateur electrique ainsi qu'un oscillateur electrique comprenant un tel dispositif. L'invention s'applique aux systemes de radiocommunication et en particulier a la telephonic mobile (GSM, DCS, PCS, UMTS,...) Un oscillateur electrique est un circuit qui produit un signal electrique a une frequence definie par une constante de temps qui lui est propre. La figure 1 illustre le schema de principe d'un oscillateur electrique constitue d'une inductance L, d'un condensateur C, et d'un amplificateur d'entretien A. La constante de temps de l'oscillateur est egale a 455 et la frequence d'oscillation est egale a 1/2. L'amplitude des oscillations de tension mesurees aux bornes du circuit LC est determinee par les non-linearites de l'amplificateur d'entretien. Il est important de controler ['amplitude des oscillations de tension afin d' assurer un interfacage correct entre l'oscillateur et les circuits de charge de l'oscillateur qui recoivent sur leur entree la tension d' oscillation. Dans le cas d'une integration sur silicium de l'oscillateur, les dispersions de fabrication de nombreux parametres affectent la valeur de ['amplitude des oscillations. C'est le cas, par exemple, de la SP 20864/PR resistivite des metaux dont les dispersions (+/-10%) modifient le coefficient de qualite des inductances et des condensateurs, ou encore de la resistivite du silicium poly-cristallin dont les dispersions (+/- 20%) modifient le courant de polarisation de ltoscillateur. Pour reduire ces dispersions, il est connu de realiser des circuits d'asservissement d'amplitude qui exercent une retroact ion sur le courant de polari sat ion de l'oscillateur. De tels circuits d'asservissement vent decrits, par exemple, dans l' article intitule "A 2V 2.5 GHz - 104 dB e/Hz at lOOkHz fully integrated VCO wideband low noise automatic amplitude control" (Alfio Zanchi et al., IEEE JSSC, VOL 36, NO. 4. pp. 611-619, april 2001) et dans ['article intitule "A low noise low power VCO with automatic amplitude control for wireless application" (M.A. Margarit et al., IEEE JSSC, VOL 34, NO. 6, pp. 761-771, june 1999). Un exemple d'oscillateur muni de son circuit d' asservissement selon l' art connu est represente en figure 2. Le circuit de la figure 2 comprend un oscillateur 1, un etage de redressement 2 et un amplificateur differential 3. L'oscillateur 1 comprend deux transistors Q1, Q2, deux resistances R1, R2, deux inductances L1, L2, trots capacites C1, C2, C3, et un generateur de courant G. Trois tensions de polarisation VBB, VCC, VEE alimentent ltoscillateur 1. La tension de sortie de ltoscillateur 1 est prise aux bornes de la capacite C1. L'etage de redressement 2 recoit sur son entree la tension de sortie de l'oscillateur et detecte le niveau crete de la tension d'oscillation, par SP 20864/PR exemple par redressement double alternance. La tension de sortie de l'etage de redressement est appliquee sur une premiere entree de l'amplificateur differential 3. Une tension de reference Vref est appliquee sur la deuxieme entree de l'amplificateur differential 3. Le signal de sortie de l'amplificateur differential 3 commande ['amplitude du courant de polarisation qui parcourt le generateur de courant G. L'amplitude de la tension de sortie de l'oscillateur 1 est ainsi contrdlee par le niveau de la tension de reference Vref. Un tel circuit presente l' inconvenient de recopier totalement le bruit de la tension de reference Vref pour les frequences situees a l'interieur de la bande passante de l'asservissement et de n'avoir aucun contr81e du bruit en dehors de cette bande passante. Non seulement le bruit d'amplitude mais egalement le bruit de phase vent concernes par cette recopie. Idealement, la regulation d' amplitude ne devrait engendrer qu'une modulation d'amplitude. Cependant, la nature non lineaire et les effete parametriques de l'oscillateur conduisent a convertir le bruit d'amplitude en bruit de phase, alterant ainsi la qualite spectrale du signal d' oscillation. L' invention ne presente pas cet inconvenient. Expose de ['invention En effet, ['invention concerne un dispositif de contr81e d' amplitude d'un signal delivre par un oscillateur, le dispositif comprenant des moyens d'asservissement constitues de moyens de redressement SP 20864/PR du signal delivre par l'oscillateur et de moyens d' amplification differentielle pour former, a partir du signal preleve en sortie des moyens de redressement et d'une tension de reference, un signal de commande de courant de polarization de l'oscillateur, caracterise en ce que les moyens d'asservissement comprennent: - un pont diviseur pour former une premiere fraction de tension de reference et une deuxieme fraction de tension de reference a partir de la tension de reference, la premiere fraction de tension de reference etant appliques sur une premiere entree des moyens d' amplification differentielle, et - un additionneur pour sommer le signal delivre par les moyens de redressement avec la deuxieme fraction de tension de reference, le signal delivre par l'additionneur et ant applique sur une deuxieme entree des moyens d'amplification differentielle. Avantageusement, l' invention permet de considerablement reduire la contribution apportee par le bruit de la tension de reference au bruit de phase de l'oscillateur. Seule une fraction de la tension de reference est utilisee pour definir ['amplitude des oscillations. En consequence, pour les frequences inferieures a la bande -passante de l'asservissement d' amplitude, le bruit injecte dans l' oscillateur est proportionnel au produit de cette fraction par le bruit de la tension de reference. Selon un perfectionnement de l' invention, le dispositif de controle d' amplitude de signal delivre par un oscillateur comprend des moyens d'asservissement supplementaires pour controler le niveau de bruit de SP 20864/PR l'oscillateur pour des frequences superieures aux frequences comprises dans la bande passante des moyens d'asservissement. L'invention concerne egalement un oscillateur electrique caracterise en ce qu'il comprend un dispositif de controle d' amplitude de signal selon l' invention. Breve description des figures D'autres caracteristiques et avantages de l' invention apparaltront a la lecture d'un mode de realisation preferential de l' invention fait en reference aux figures jointes parmi lesquelles: - la figure 1 represente le schema de principe d'un oscillateur electrique, - la figure 2 represente un oscillateur electrique muni d'un circuit d'asservissement d'amplitude des oscillations, selon l' art anterieur; - la figure 3 represente un oscillateur electrique muni d'un circuit d'asservissement d'amplitude des oscillations, selon l' invention; - la figure 4 illustre un exemple d'oscillateur electrique tel que represente en figure 3; - la figure 5 represente un perfectionnement du circuit represente en figure 3; - la figure 6 represente un exemple du perfectionnement represente en figure 5. Description detaillee de modes de mise en uvre de l' invention Sur toutes les figures, les memes references SP 20864/PR designent les memes elements. Les figures 1 et 2 ont ete decrites precedemment, il est done inutile d'y revenir. La figure 3 represente un oscillateur electrique muni d'un circuit d'asservissement d'amplitude selon ['invention. Le circuit de la figure 3 comprend un oscillateur 1 et un circuit d'asservissement d'amplitude 4. L'oscillateur 1 est. par exemple, identique a l'oscillateur represente en figure 2. Le circuit d'asservissement d'amplitude 4 comprend un pont diviseur de tension 5, un etage de redressement 6, un additionneur 7 et un amplificateur differential 8. Les bornes d' entree du circuit d'asservissement d'amplitude 4 vent constituees par les bornes d' entree de l'etage de redressement 6. La sortie du circuit d'asservissement d'amplitude 4 est constituee par la sortie de l'amplificateur differential 8. Une premiere capacite C4 est placee entre une premiere borne de sortie de l'oscillateur 1 et une premiere borne d' entree de l'etage de redressement 6. De meme, une deuxieme capacite C5 est placee entre une deuxieme borne de sortie de l'oscillateur 1 et une deuxieme borne de sortie de l'oscillateur 1. Le pont diviseur de tension 5 comprend trots resistances R8, R9, R10 montees en serie et un condensateur C9 de decouplage monte en parallele des resistances R9 et R10. La tension de reference Vref est appliquee sur une premiere borne de la resistance R8 dont la deuxieme borne est reliee a une premiere entree (+) de l'amplificateur differential 8 et a la premiere SP 20864/PR borne de la resistance R9. La deuxieme borne de la resistance R9 est reliee a une premiere entree de l'additionneur 7 et a une premiere borne de la resistance R10 dont la deuxieme borne est reliee a une tension d'alimentation VEE. La sortie de l'etage de redressement 6 est reliee a une deuxieme entree de l'additionneur 7 dont la sortie est reliee a la deuxieme entree (-) de l'amplificateur differential 8. Le signal de sortie de l'amplificateur differential 8 constitue le signal de commande de ['amplitude du courant de polarisation qui parcourt le generateur de courant G. La figure 4 illustre un exemple d'oscillateur electrique tel que represente en figure 3. Outre le pont diviseur 5, le circuit d'asservissement d'amplitude 4 comprend deux transistors MOS de type P (MOS pour >) MP1 et MP2, trots transistors bipolaires Q4, Q5, Q6, deux condensateurs de decouplage C7, C8 et trots resistances R5, R6, R7. Les transistors Q4 et Q5 assurent la fonction de redressement. L'amplificateur differential 8 est constitue des transistors MP1, MP2, Q4, Q5, Q6 et de la resistance R7. La participation des transistors Q4 et Q5 aux fonctions de redressement et d'amplification differentielle presente l'avantage de limiter le nombre d'etages du circuit d'asservissement d' amplitude 4 et, partant, d' obtenir de meilleures performances de bruit de ce circuit. Les transistors Q4 et Q5 vent montes en emetteur commun, l'emetteur commun de Q4 et Q5 etant relic a une premiere borne de la resistance R7 dont la SP 20864/PR deuxieme borne est reliee a une tension d'alimentation VEE. Le condensateur de decouplage C8 est monte en parallele de la resistance R7. Les bases des transistors Q4 et Q5 constituent les entrees du circuit de redressement 6 et vent reliees, respectivement, a une premiere borne de la resistance R5 dont la deuxieme borne est reliee a une premiere borne du condensateur C7 et a une premiere borne de la resistance R6 dont la deuxieme borne est egalement reliee a la premiere borne du condensateur C7, la deuxieme borne du condensateur C7 etant reliee a la tension d'alimentation VEE. Les collecteurs des transistors Q4 et Q5 vent relies entre eux et constituent la sortie de l'amplificateur differential. Les collecteurs de Q4 et Q5 vent relies a la source du transistor MP1 dont le drain est relic a la tension de polarisation VCC. Le collecteur du transistor Q6 est relic a la source du transistor MP2 dont le drain est relic a la tension de polarisation VCC. Les grilles des transistors MP1 et MP2 vent reliees entre elles et a la source du transistor MP2. L' emetteur du transistor Q6 est relic aux emetteurs des transistors Q4 et Q5. La base du transistor Q6 est reliee a la deuxieme borne de la resistance R8. La deuxieme borne de la resistance R9 est reliee aux deuxiemes bornes des resistances R5 et R6. Le generateur de courant G est realise par une resistance R4 en serie avec un transistor MOS de type N. MN1. La borne de source du transistor MN1 est reliee a la tension continue VEE. La tension de sortie du SP 20864/PR circuit d'asservissement qui est prise sur le collecteur commun aux transistors Q4 et Q5 est appliquee sur la grille du transistor MN1. Une capacite C6 est placee entre la grille du transistor MN1 et la tension VEE. Dans la suite de la description, les tensions referencees U1, U2, U3, U4, U5 et U6 representent respectivement les differences de potentials suivantes: - la difference de potentiel prise entre le nud commun aux resistances R8 et R9 et la masse du circuit, - la difference de potentiel prise entre le nud commun aux resistances R9 et R10 et la masse du circuit, - la difference de potentiel prise entre les emetteurs commune aux transistors Q4, Q5 et Q6 et la masse du circuit, la difference de potentiel prise entre la premiere entree du circuit d'asservissement 4 et la masse du circuit, - la difference de potentiel prise entre la deuxieme entree du circuit d'asservissement 4 et la masse du circuit, - la difference de potentiel prise entre la sortie du circuit d'asservissement 4 et la masse du circuit. Lorsque l'oscillateur n'a pas encore demarre, les tensions U4 et U5 vent egales a U2 et l'amplificateur differential constitue par Q4, Q5, Q6, R7, MP1 et MP2 est desequilibre puisque la tension U1 est superieure a U4 et U5. Par consequent, la tension U6 est proche de VCC. Le transistor MN1 presente alors une resistance Ron (MN1) minimum ce qui cree un courant SP 20864/PR de polarisation maximum pour l'oscillateur et permet le demarrage des oscillations. L'amplitude des oscillations augmente alors progressivement, superposant ainsi deux tensions alternatives de phases opposees a la composante continue des tensions U4 et U5, de telle sorte que, lors d'une demialternance positive de la tension U4, alors que le transistor Q5 est bloque, la transistor Q4 produise le courant Ie(Q4) tel que: U4-U3 Ie(Q4) = Isle P ou p est le potentiel thermodynamique. La situation est inversee lors d'une demi alternance positive de U5. Les courants qui parcourent les emetteurs des transistors Q4 et Q5 vent sommes et filtres par le condensateur C8 et la tension U3 est une image de la valeur moyenne de ces courants. Lorsque cette valeur moyenne du courant est egale au courant continu fourni par le transistor Q6, il vient: T 2 U4-U3 (Ie(Q4)) = - iIs.e P aft, o U1-U3 Ie(Q6) = Isle P, et Ie(Q6) = (Ie(Q4)) SP 20864/PR ou p est le potentiel thermodynamique, la valeur moyenne du courant Ie(Q4), et T la periode du signal d'oscillation. D'autre part: U4 + U2 + Um.sin(2..-), T ou Um est ['amplitude du signal present sur un des nuds de sortie de l'oscillateur. Si le filtrage exerce par le condensateur C8 est suffisamment efficace on peut considerer que la tension U3 est constante, on a alors: T U2+Um.sin 2 T J U1 _ - |Is.e P dt = Is.eP T J o soit: T, {2..t) - Um.s1I 2T 1 U1-U2 , - | eP dt = e P T J o en faisant le changement de variable x =..t, on obtient: Um.sin(x) ln | e P dx U1 - U2 [3] O P L'equation [3] montre que l' amplitude Um ne depend que de la difference (U1-U2) qui est une fraction de la tension de reference Vref. En effet: SP 20864/PR (ul - u2 = VREF) R8 + Rg+ R10 J Ainsi le bruit de la tension de reference Vref injecte dans l'asservissement n'est-il egalement multiplie que par cette seule fraction de la tension de reference, ce qui reduit sa contribution au bruit de phase de l'oscillateur. On peut noter que le circuit selon l' invention permet d' adapter la quantite de bruit injecte par la tension de reference a ['amplitude des oscillations. En effet, ['equation [3] montre qu'une reduction de la tension de reference Vref conduit a une reduction de la quantite U1-U2 et, partant, a une reduction de la ['amplitude Um des oscillations. Les oscillateurs-ainsi realises vent faiblement sensibles au bruit de la - tension de reference. Cependant, pour les frequences superieures aux frequences de la bande passante du circuit d'asservissement 4, il apparalt une remontee du bruit de phase de l'oscillateur. Ce phenomene de remontee de bruit est d'autant plus visible que le transistor MN1 travaille dans sa zone saturee. Il est alors necessaire de garantir que MN1 travaille dans sa zone ohmique. Cette condition est satisfaite grace a un circuit d'asservissement supplementaire. La figure 5 represente un dispositif d'asservissement comprenant un tel circuit d'asservissement supplementaire. La figure 6 represente un exemple de realisation du dispositif d'asservissement represente en figure 5. SP 20864/PR En reference a la figure 5, le circuit d'asservissement supplementaire 9 controle le niveau de bruit de l'oscillateur pour les frequences superieures aux frequences comprises dans la bande passante du circuit d'asservissement 4. Le circuit d'asservissement supplementaire 9 est constitue d'un amplificateur differential dont une premiere entree est reliee aux emetteurs des transistors Q1 et Q2, une deuxieme entree est reliee a une tension continue VXX et la sortie est reliee a la borne commune aux resistances R1 et R2 de l'oscillateur 1 qui ntest done plus reliee a une tension continue VBB comme c'est le cas selon l'art connu. Selon ltexemple represente en figure 6, le circuit 9 comprend une resistance R3 et un transistor Q3. La premiere entree, la deuxieme entree et la sortie de l'amplificateur differential vent alors respectivement constituees par la base, l'emetteur et le collecteur du transistor Q3. L'emetteur du transistor Q3 est relic a la tension d'alimentation VEE til vient alors VXX=VEE) et le collecteur du transistor Q3 est relic a une premiere borne de la resistance R3 dont la deuxieme borne est reliee a la tension d'alimentation VCC. La resistance R3 fixe le courant de polarisation du second asservissement. La resistance R4 du generateur de courant est choisie pour que le transistor MN1 travaille dans sa zone ohmique. La relation suivante doit alors etre verifiee: Vbe(Q3)- R4.Iosc> Vdss(MN1), ou SP 20864/PR Vbe(Q3), Iosc et Vdss(MN1) representent respectivement la tension sur la base du transistor Q3, le courant de polarisation de l'oscillateur et la tension de saturation drain/source du transistor MN1. On pourra egalement noter que le circuit d'asservissement supplementaire contribue a la reduction du bruit de phase de R1, R2, Q1 et Q2 pour les frequences inferieures a sa bande passante. Cette remarque est plus particulierement pertinente dans l'hypothese ou l' on utilise une technologie CMOS (type HCMOS9), que l'on remplace les transistors Q1 et Q2 par des transistors NMOS et que lton utilise pour Q3 un transistor NPN natif de cette technologie. Dans de telles conditions, la contribution du bruit basse frequence des transistors NMOS au bruit de phase de l'oscillateur est avantageusement quasiment annulee. Cette invention s'applique aux oscillateurs en general et en particulier aux oscillateurs contrGles en tension (designee par l'abreviation anglaise VCO). SP 20864/PR REVENDICATIONS 1. Dispositif de contr81e d'amplitude d'un signal delivre par un oscillateur, le dispositif comprenant des moyens d'asservissement (4) constitues de moyens de redressement (6) du signal delivre par l ' oscillateur et de moyens d' amplification differentielle (8) pour former, a partir du signal preleve en sortie des moyens de redressement (6) et d'une tension de reference (Vref), un signal de commande de courant de polarisation de ltoscillateur, caracterise en ce que les moyens d'asservissement (4) comprennent: - un pont diviseur (5) pour former une premiere fraction de tension de reference (U1) et une deuxieme fraction de tension de reference (U2) a partir de la tension de reference (Vref), la premiere fraction de tension de reference (U1) etant appliquee sur une premiere entree des moyens d' amplification differentielle (8), et - un additionneur (7) pour sommer le signal delivre par les moyens de redressement (6) avec la deuxieme fraction de tension de reference (U2), le signal delivre par l'additionneur (7) etant applique sur une deuxieme entree des moyens d'amplification differentielle (8). 2. Dispositif selon la revendication 1, caracterise en ce que: - le pont diviseur de tension (5) comprend trots resistances R8, R9, R10 montees en eerie, la tension de SP 20864/PR reference Vref etant appliquee sur une premiere borne de la resistance R8 dont la deuxieme borne est reliee a une premiere borne de la resistance R9 dont la deuxieme borne est reliee a une premiere borne de la resistance R10 dont la deuxieme borne est reliee a une tension d'alimentation VEE, la premiere fraction de tension de reference (U1) etant prise sur la deuxieme borne de la resistance R8 et la deuxieme fraction de tension de reference (U2) etant prise sur la deuxieme borne de la resistance R9, et en ce que les moyens de redressement (6), les moyens d' amplification differentielle (8) et l ' additionneur (7) comprennent deux transistors MOS de type P. MP1 et MP2, trots transistors bipolaires Q4, Q5, Q6, deux condensateurs de decouplage C7, C8 et trots resistances R5, R6, R7, les transistors Q4 et Q5 etant mom-es en emetteur commun, ltemetteur commun de Q4 et Q5 etant relic a une premiere borne de la resistance R7 dont la deuxieme borne est reliee a une tension d'alimentation VEE, le condensateur de decouplage C8 etant monte en parallele de la resistance R7, les bases des transistors Q4 et Q5 constituent les entrees du circuit de redressement 6 et etant reliees, respectivement, a une premiere borne de la resistance R5 dont la deuxieme borne est reliee a une premiere borne du condensateur C7 et a une premiere borne de la resistance R6 dont la deuxieme borne est egalement reliee a la premiere borne du condensateur C7, la deuxieme borne du condensateur C7 etant reliee a la tension d'alimentation VEE, les collecteurs des transistors Q4 et Q5 etant relies entre eux et constituent la sortie de l'amplificateur SP 20864/PR differential (8), les collecteurs de Q4 et Q5 etant relies a la source du transistor MP1 dont le drain est relic a une tension de polarisation VCC, le collecteur du transistor Q6 etant relic a la source du transistor MP2 dont le drain est relic a la tension de polarisation VCC, les grilles des transistors MP1 et MP2 etant reliees entre elles et a la source du transistor MP2, 1' emetteur du transistor Q6 etant relic aux emetteurs des transistors Q4 et Q5, la base du transistor Q6 etant reliee a la deuxieme borne de la resistance R8, la deuxieme borne de la resistance R9 etant reliee aux deuxiemes bornes des resistances R5 et R6. 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caracterise en ce qu'il comprend des moyens d'asservissement supplementaires (9) pour controler le niveau de bruit de l'oscillateur pour des frequences superieures aux frequences comprises dans la bande passante des moyens d'asservissement (4). 4. Dispositif selon la revendication 3, caracterise en ce que le courant de polarisation de ltoscillateur est fixe par un generateur de courant (G) constitue d'une resistance (R4) en serie avec un transistor (MN1), la valeur de la resistance (R4) du generateur de courant (G) etant choisie pour que le transistor (MN1) travaille dans sa zone ohmique. 5. Oscillateur electrique, caracterise en ce qu'il comprend un dispositif de controle d'amplitude de SP 20864/PR signal selon l'une quelconque des revendications precedences.