FR 2824977 A1 20021122 FR 0106411 A 20010515 l'exécution dudit programme par le processeur. Procédé de démodulation et de modulation d'un signal tenant compte de l'effet d'erreurs de phase, récepteur, système et signal correspondants. Le domaine de l'invention est celui de la transmission de signaux numériques, notamment en présence de bruit de phase. Plus précisément, l' invention concerne l' amélioration de la démodulation de tels signaux, et en particulier l' optimisation de l' accrochage du système de synchronisation, et la diminution de la probabilité de décrochage de ce système de synchronisation. L' invention trouve des applications dans de très nombreux domaines techniques, que le signal considéré soit monoporteuse ou multiporteuse, en particulier pour les modulations d' amplitude en quadrature (MAQ), quel que soit le nombre d'états. Elle s'avère notamment très avantageuse pour les transmissions en mode salves. Les systèmes développés en télécommunication fonctionnent à des 1S fréquences de plus en plus élevées et utilisent des modulations à très grand nombre d'états. La qualité de l'oscillateur local chargé de faire la transposition de fréquence devient dès lors un verrou technologique. En effet, plus la fréquence de ces systèmes est élevée et plus il est difficile technologiquement de concevoir des oscillateurs ayant une bonne stabilité en fréquence et un faible bruit de phase. On cherche donc à optimiser les performances de la boucle à verrouillage de phase afin de s'affranchir des dégradations induites sur les performances du système par les oscillateurs hyperfréquences de type grand public. D'une façon générale, la démodulation consiste à placer les valeurs reçues dans un espace tenant compte de la constellation de modulation utilisée. Cet espace est découpé en régions de décision, définies par des frontières de décision. Chaque région est affectée à l' un des états de la constellation, que l' on considère le plus probable, et qui est retenu comme résultat de la démodulation, lorsqu'une valeur reçue se trouve dans cette région. iq - 2 Par la suite, on présente à titre d'exemples le cas d'une modulation MAQ reçue dans un récepteur mono-capteur. L'espace de réception est alors le plan de Fresnel (plan I/Q). Cet exemple en deux dimensions permet de décrire efficacement l'état de l' art et les caractéristiques de l' invention. Il est clair cependant que l' invention s'applique également dans le cadre d' autres types de modulation, pouvant utiliser des espaces à plus de deux dimensions. De la même façon, l'utilisation de récepteurs multi-capteurs peut conduire à la définition d'espaces de réception à plus de deux dimensions. Les techniques de modulation numériques de type MAQ reposent donc, dans les récepteurs mono-capteurs, sur la mise en ceuvre d'une constellation de modulation, classiquement représentée dans le plan I/Q sous la forme illustrée en figure 1 dans le cas particulier d'une modulation MAQ16 (seul le premier quadrant est représenté. Les trois autres s'en déduisent directement par symétrie). Les points 11 de la modulation sont répartis à égale distance les uns des autres, de façon régulière. La modulation consiste alors à choisir un des points 14 de la constellation, parmi les 16 disponibles. Après transmission via un canal de transmission soumis à diverses perturbations, la valeur reçue 12 est le plus souvent sensiblement décalée (13) par rapport au point idéal 14. L'opération de démodulation consiste donc à associer la valeur reçue 12 avec le point émis 14 le plus probable. Pour cela, on définit des frontières de démodulation 15, parallèles aux axes I et Q. maximisant les distances (la valeur reçue 12 est considérée correspondre au point 14 le plus proche). Ces frontières définissent donc des zones 16, associées chacune à un point 14 de la constellation de modulation. Cette technique permet de s'affranchir du bruit additif gaussien ou bruit blanc, de façon relativement efficace. En revanche, des erreurs peuvent apparâître en présence d'erreur de phase importante, comme cela est le cas, notamment en phase d'accrochage du système de synchronisation, en présence d'offset de fréquence, ou encore en présence d'un fort bruit de phases. Par exemple, un déphasage 17 entraînera une erreur de démodulation, la valeur reçue 18 étant considérée correspondre au point 19, et non au point 14. L' invention a notamment pour objet de pallier cet inconvénient de l' état de l'art. Plus précisément, un objectif de l' invention est de fournir une technique de démodulation permettant de lutter plus efficacement contre les effets de décalage en fréquence, par rapport à la technique classique. En conséquence, un objectif de l' invention est de fournir une telle technique, permettant un accrochage plus rapide du système de synchronisation, en particulier en présence d' offset de fréquence. Un autre objectif est. bien sûr, de fournir une telle technique permettant de réduire la probabilité de décrochage du système de synchronisation. Un autre objectif de l' invention est de fournir une telle technique, qui soit aisée et peu coûteuse à mettre en _uvre, notamment dans des récepteurs grand public, sans nécessiter des modifications des oscillateurs hyperfréquences. L' invention a également pour objectif, selon un aspect particulier, de fournir une tel le technique, qui soit adaptative, et qui tienne c ompte de l'ensemble des perturbations induites par le canal de transmission (bruit de phase et bruit blanc). Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparâîtront plus clairement par la suite, sont atteints à l' aide d'un procédé de démodulation d'un signal numérique reçu via un canal de transmission, comprenant une étape d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçu d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonction de frontières de décision, tracées en fonction d' au moins une caractéristique de phase et/ou d'amplitude de ladite modulation, de façon à associer à chacun desdits points de la constellation une région de décision correspondante. Selon l' invention, au moins une desdites frontières est adaptée en tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation. Ainsi, l'invention propose de modifier les frontières de modulation classiques (minimisant généralement des distances par rapport aux points de la constellation de modulation) en prenant en compte le fait qu'une erreur de phase peut, dans certaines conditions, éloigner fortement un point signal reçu du point correspondant émis. I1 est donc proposé de ne pas systématiquement assimiler ce point reçu au point de la constellation le plus proche, mais à celui le plus probable, en tenant compte d'un décalage de phase potentiel. On notera que l'invention ne suppose pas, selon cet aspect, de traitement particulier à l'émission (bien qu'un procédé avantageux de modulation soit proposé par la suite). Un même signal peut donc être traité d'une part par des récepteurs classiques, et d'autre part, plus efficacement, en termes de taux d'erreurs etlou d'accrochage, par des récepteurs mettant en _uvre le procédé de démodulation de l' invention. Selon un mode de mise en _uvre préférentiel de l'invention, lesdites frontières de décision sont tracées dans le plan I/Q, de façon à associer à chacun desdits points de la constellation de modulation une région de décision correspondant à une portion dudit plan I/Q. La même approche peut bien sûr être adapter à d'autres représentations. De façon avantageuse, on tient compte également, pour au moins une desdites frontières, de l'effet potentiel d'un bruit blanc sur au moins un desdits points de la constellation de modulation. Préférentiellement, dans ce cas, lesdites frontières sont variables en fonction de variations dudit bruit blanc. I1 est ainsi possible d'optimiser la démodulation en fonction des conditions de réception. Selon un mode de réalisation préférentiel de l'invention, au moins une desdites frontières est tracce en mettant en _uvre les étapes suivantes: association à au moins un desdits points de ladite constellation de modulation d'au moins une zone génératrice englobant ledit point, représentative de l'effet potentiel dudit bruit blanc; - application d'une rotation à ladite zone génératrice, dans ledit plan I/Q, - s - sur une plage angulaire fonction des symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice; définition d'au moins une frontière, choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la portion du plan I/Q associce au point de la constellation de modulation correspondant. De façon avantageuse, ladite zone génératrice forme un disque, dont le rayon peut par exemple être proportionnel à l'écart-type dudit bruit blanc. Préférentiellement, au moins un desdits disques est centré sur le point correspondant de ladite constellation de modulation. On tient compte avantageusement d' au moins deux zones de couverture concentriques, pour tracer au moins une frontière pour au moins un desdits points de ladite constellation de modulation. Selon un mode de réalisation particulier, au moins une desdites frontières est une combinaison d'au moins une portion de frontière correspondant s en sib lement à un bord de ladite surface b al ayée et d' au moi n s u ne p orti on linéaire correspondant à un axe de symétrie défini par ladite constellation de modulation. Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, au moins une desdites zones génératrices n'est pas centrce sur le point correspondant de ladite constellation de modulation, de façon à simuler une modification de la constellation à l'émission. Les points auxquels sont associés au moins une frontière adaptée en fonction de l'effet potentiel d'un décalage de phase comprennent au moins, prétérentiellement, les points de la constellation les plus éloignés du centre dudit plan I/Q. I1 s'agit en effet des points les plus sensibles aux erreurs de phase. Dans de s modes de mi se en _uvre simplifiée, on peut donc prévoir qu 'il s s oient les seuls concernés. Selon un mode de réalisation préférentiel, ladite constellation de - 6 modulation correspond à une modulation d'amplitude en quadrature (MAQ). Notamment, dans le cas d'une modulation MAQ 16, on met avantageusement en _uvre des frontières telles qu'illustrées en figures 5 ou 11 ou 13 (il est peu aisé et peu efficace de décrire mathématiquement ces frontières, alors que les figures permettent une compréhension directe. Pour cette raison, il est fait exceptionnellement référence aux figures dans la revendication correspondante). Selon différents modes de réalisation, ledit signal reçu peut étre un signal multiporteuse ou un signal monoporteuse. I1 peut notamment s'agir d'un signal transmis par salves, pour lequel l'invention s'avère très intéressante. Le procédé de démodulation de l'invention est avantageusement mis en _uvre lors d'une phase d'accrochage d'une boucle à verrouillage de phase. I1 peut également être avantageusement mis en _uvre en régime continu de réception, après accrochage d'une boucle à verrouillage de phase, en permanence ou au moins en présence de fort bruit de phase. Selon une caractéristique préférentielle de l'invention, on prévoit que, en présence d'un bruit blanc supérieur à un seuil prédéterminé, lesdites frontières ne tiennent pas compte dudit effet potentiel du bruit de phase. On revient alors à la constellation classique. Selon un mode de réalisation particuiier, le procédé de l'invention comprend les étapes suivantes: - comparaison de ladite valeur reçue avec un premier jeu de frontières, dites classiques,formées de façon à maximiser les distances entre lesdits points de ladite constellation, de façon à prendre une première décision sur le point émis correspondant à ladite valeur reçue; - mesure de l'amplitude de la valeur reçue, par rapport au centre de ladite constellation; - mesure du rapport signal à bruit; - modification éventuelle de ladite première décision, en fonction de ladite amplitude et dudit rapport signal à bruit, de façon à fournir une seconde décision basce sur lesdites frontières tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase; - le cas échéant, levoe de l'ambiguté entre au moins deux points de ladite constellation de modulation, en fonction d'une mesure de la position angulaire de ladite valeur reçue. L' invention concerne également un procédé de modulation d'un signal numérique mettant en _uvre une constellation de modulation, selon lequel la position d'au moins un des points de ladite constellation de modulation est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotation de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un canal de transmission susceptible d'induire ladite rotation de phase. A nouveau, il s'agit de prendre en compte l' action potentielle d'une erreur de phase. Toutefois, on anticipe ici cette action, pour obtenir à la réception une meilleure qualité de démodulation. I1 est possible, mais non obligatoire, de mettre en _uvre dans un méme système, le procédé de modulation et le procédé de démodulation décrits ci dessus. L'invention concerne également les récepteurs d'un signal numérique reçu via un canal de transmission, mettant en _uvre le procédé de démodulation décrit ci-dessus. Un tel récepteur comprend des moyens de démodulation comprenant des moyens d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçu d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonction de frontières de décision, tracées en fonction d' au moins une caractéristique de phase et/ou d'amplitude de ladite modulation, de façon à a$socier à chacun desdits points de la constellation une région de décision correspondante. Selon l'invention, au moins une desdites frontières est adaptée en tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation. L'invention concerne également un système de transmission d' au moins - 8 un signal numérique, d'au moins un émetteur vers au moins un récepteur, mettant en _uvre des moyens de modification de la constellation de modulation à l'émission et/ou à la réception, et/ou des moyens de modification des frontières de décision correspondantes, en tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation. L' invention concerne enfin également un signal numérique mettant en _uvre une constellation de modulation, dans laquelle la position d'au moins un des points est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotation de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un canal de transmission susceptible d'induire ladite rotation de phase. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante de modes de réalisation préférentiels de l'invention, donnés à titre de simples exemples illustratifs, et des dessins annexés, parmi lesquels: - la figure 1, déjà discutée en préambule, illustre une constellation de modulation MAQ16, et le principe de sa démodulation selon l'art antérieur; - la figure 2 présente, sous la forme d'un synoptique, un système numérique de synchronisation, connu en soi; - la figure 3 illustre la caractéristique du détecteur de la figure 2 à EsNo = 19 dB, selon la technique de l'art antérieur; - la figure 4 est un synoptique général de mise en _uvre de l'invention; - la figure 5 représente le premier quadrant d'une constellation MAQ16, utilisant des frontières de décision modifiées selon un premier mode de réalisation de l'invention; - la figure 6 illustre un exemple de mise en _uvre de démodulation à l'aide des frontières de la figure 5; - la figure 7 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase mettant en _uvre les frontières de décision de la figure 5, à EiNo = 19 dB; - la figure 8 présente le premier quadrant d'une constellation MAQ16 modifiée à l'émission, selon l'invention; - la figure 9 est une comparaison des tolérances à une erreur de phase pour la constellation MAQ16 classique et la constellation de la figure 8; - la figure 10 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase à EiNo = 19 dB, lorsque l'on utilise la constellation de la figure 8; - la figure 11 présente le premier quadrant de réception d'une constellation MAQ16 modifiée comme illustré en figure 8 et présentant des frontières modifiées selon l'invention; - la figure 12 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase à EJNo = 19 dB, dans le cas d'une décision basée sur la figure 11; la figure 13 présente le premier quadrant de réception d'une constellation MAQ16, utilisant des frontières modifiées selon l'invention et une simulation de modification de la constellation à l'émission; - la figure 14 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase à Ei2Vo = 19 dB dans le cas d'une décision basée sur la figure 13. 1- La structure du svstème de svnchronisation À titre d'exemple de mise en oeuvre, on présente en figure 2 un système numérique de synchronisation de porteuse d'un récepteur mettant en _uvre un algoritUme à Décision Dirigée (DD) dérivant de l'application du critère du maximum de vraisemblance (ML pour "Masimum Likelihood" en anglo- américain) reposant sur une structure bouclée ("Feedback": FB) et sur une récupération préalable du rythme (T). La structure du système résulte de la dérivation par rapport à l'erreur de phase du critère de Maximum de vraisemblance A Posteriori [ 1] (par simplification, l' ensemble des documents cités dans la présente demande de brevet sont regroupés dans l'annexe 1). Ce système porte le nom de DDMLFBT et est composé de trois éléments: un détecteur de phase 21, un filtre de boucle 22 et un intégrateur 23, ainsi que cela est illustré en figure 2. Néanmoins, les solutions de l'invention peuvent s'appliquer dans tous les systèmes numériques de synchronisation de porteuse s'appuyant sur un algorithme à Décision Dirigée, qui utilise une estimation des symboles reçus. On ne discute pas en détail les autres éléments de cette figure 2, connue en soi. Le signal émis s(t) est reçu sous la forme r(t), après transmission via un canal de transmission 24. Ce signal reçu est échantillonné (25) puis démodulé, à l'aide d'un multiplieur 26 contrôlé par l'intégrateur 23. On sépare du signal démodulé w(k) les parties réelle (27) et imaginaire (28). Elles permettent une comparaison avec la constellation d'origine (29, 210), et alimentent le détecteur de phase 21. Le rôle du détecteur de phase 21 auquel on s'intéresse plus particulièrement dans le cadre de la présente invention, est de fournir une information représentative de l'erreur de phase. Cette information est ensuite filtrée (22) puis intogrce (23) dans la boucle afin de générer la correction de phase à apporter au signal. 1.1 Le détecteur de phase Clé de voûte de la structure bouclée, le détecteur de phase 21 doit permettre d'évaluer l'erreur résiduelle entre l'échantillon w(k) = r(k)e-j corrigé en phase et le symbole estimé d (k) pris comme référence de phase. Ce symbole estimé est obtenu en appliquant sur le symbole w(k) les frontières de décision classiques Fo de la constellation C0 relative à la modulation utilisée. Le détecteur de phase 21 peut être défini par sa caractéristique ú() qui est issue de l' application du critère du Maximum de Vraisemblance et qui peut rendre par exemple les expressions suivantes [2]: 8(k)=Im[d (k)w(k)] ú2(k) = Im[csGn[w (k)]w(k)] : ú3(k) = Im[w (k)csgn[w(k) - d(k)]] ú4 (k) = Im[c sgn[w (k)[W(k) - d (k)] ú5(k) = Im[d (k)csgn[w(k) - d(k)]] ú6(k) = Im[csgn[w (k)]csgn[w(k) - d(k)]] S o csgn(x) = sgn[Re[x] + j sgn[Im[x]]] L'étude des caractéristiques des détecteurs de phase réalisée par D. Mottier [1] conduit à retenir le détecteur ú4(k)pour ses bonnes propriétés dans le cas des modulations de type MAQ. C' est donc ce détecteur associé à une MAQ16 qui est pris comme exemple par la suite. Cependant, le procédé décrit ci-après s'applique quel que soit le type de détecteur choisi et quel que soit l'ordre de la constellation MAQ. La caractéristique du détecteur retenu associé à une MAQ16 et pour un rapport signal à bruit EAVo = 19 dB est représenté en figure 3. L'organe de décision permettant de générer les symboles estimés d (k) utilise les frontières de 1S décision classiques Fo de la constellation CO relatives à la MAQ16. Cette caractéristique révèle les propriétés intrinsèques du détecteur de phase suivantes: - sa périodicité: ú(0 = ú() + k 2)' k E Z. Cette propriété résulte de l'invariance de la constellation MAQ à une rotation de phase de k 2 Ceci permet entre autres d'étudier uniquement un seul quadrant de la modulation utilisée; - ses faux points d'accrochage: aucun. En effet, il y a faux point d'accrochage lorsque la sortie du détecteur s'annule et qu'elle présente une pente de même signe que celle à l'origine alors que l'erreur de phase n'est pas nulle; sa plage linéaire 31: 0.2 radians (11.5 degrés). Dans la plage linéaire à l'origine de la caractéristique, le détecteur délivre une information e() représentative de 1'-erreur de phase. Ainsi, plus la longueur de la plage linéaire est importante, plus le détecteur est - 12 capable de rendre compte d'une grande erreur de phase. Ceci permet donc de diminuer la probabilité de décrochage du système de synchronisation en présence d'un bruit de phase. De plus, la taille de la plage linéaire détermine la capacité d'accrochage de la boucle en présence d'un écart de fréquence; - son gain: Kd = 1.2. Le gain du détecteur est défini comme étant la pente de la plage linéaire à l'origine. Plus Kdest élevé, plus la valeur de c(Oreprésente une information univoque représentative de l'erreur de phase. Le détecteur de phase est sensible au niveau de bruit du signal d'entrée. Lorsque le bruit augmente, sa plage de linéarité décroît ainsi que son gain. En revanche, le bruit minimise dans certains cas la probabilité de présence de faux points d'accrochage. - Caractérisation de la boucle Sous l'hypothèse de normalisation du gain Kd du détecteur et du gain Ko de l'intograteur, la relation de mise à jour de la phase estimoe s'écrit: A 0(k+1 (k)+âC(k)+4O jSk o oc et, sont les coefficients positifs du filtre de la boucle. Généralement, les systèmes de récupération de porteuse utilisent une structure bouclée de second ordre [3]. Pour cette raison, et encore une fois sans que ceci ne soit restrictif, c'est cette structure qui est retenue dans les exemples décrits par la suite. Dans ce cas, la fonction de transfert en boucle fermée peut s'exprimer sous la forme: Q(z) _ Z (((1 - z-') +,B) (1-Z)+Z ((X(1-Z)+F La structure de la boucle de second ordre peut étre définie par deux paramètres plus significatifs que ot et. Le facteur d'amortissement est un paramètre de stabilité déterminant les oscillations de la courbe de la phase - 13 estimée 0(k). Pour garantir la stabilité de la boucle, il est d'usage de prendre;=0.707[4]. Par ailleurs, on utilise comme paramètre la bande équivalente de bruit monolatérale de la boucle B. que l'on normalise par rapport à la durée des symboles Ts Plus la valeur de B'Ts est élevée, plus grande est la vitesse d'accrochage mais plus la boucle génère une estimée 0(k) bruitée. L'expression de B,Tsest définie par: BTs 2 IIQ(f)I df Les coefficients oc et se déduisent des paramètres de la boucle comme suit: 4; 4; =! (+44) Les performances en mode d'accrochage de la solution classique utilisant un organe de décision basé sur la constellation CO et les frontières de décision Fo sont présentées dans le tableau 1 pour Es'Z\o = 19 dB. Les temps d'accrochage ont été mesurés dans le cas d'un offset de fréquence AfO = 134 kHz et pour différentes valeurs de la bande équivalente de bruit normaliséeBTs. Il appara^t, comme nous l'avions précédemment indiqué, une diminution des temps d'accrochage lorsque BTs augmente. | Organe de | B.. Ts=5.10-3 | B.. Ts=1.10-2 | B.. Ts=5.10 décision C0 et Fo 745000 Ts 53000 Ts 360Ts TAB. 1. Performances du système de synchronisation classique en présence d'un offset defréquence AfO = 134 kHz et pour Es/2Vo=l9 dB. 2. Présentation de l'invention Afin de présenter des résultats numériques homogènes, les exemples relatifs aux modifications apportées prennent les paramètres reportés dans le tableau 2. I1 s'agit, bien entendu, d'un exemple non limitatif. Paramètres Valeurs Détecteur ú4(k) Modulation MAQ 16 Débit symbole 1/ Ts = 6.8 MSI s Rapport signal à bruit Es I No = 19 dB TAB. 2 - Paramètres utilisés dans les exemples d'applications 2.1 Premier mode de réalisation: Modification des frontières de décision I1 est possible d'améliorer la tolérance à une erreur de phase au moins pour certains symboles de la constellation CO en modifiant les frontières de décision. Avantageusement, toute modification des frontières de décision résulte d'un compromis entre la tolérance vis-à-vis du bruit gaussien et vis-àvis d'une erreur de phase. 2.1.1 Principe 2.1.1.1 Principe général ffigure 4! La figure 4 est un synoptique simplifié illustrant le principe général d'un mode de réalisation de l'invention. A chaque point de la constellation (ou au moins à certains points, et dans ce cas préférentiellement au moins les points externes de la constellation) on associe (41) au moins une zone génératrice (55) (voir figure 5), qui est représentative de l'effet potentiel du bruit additif gaussien, ou bruit blanc, sur le point considéré. Cette zone génératrice 55 peut être un cercle, mais d'autres formes peuvent également être envisagées. Dans ce cas, le rayon du cercle est avantageusement fonction de l'écart-type 6 du bruit additif gaussien 42. En d'autres termes, le système est adaptatif, en fonction du niveau de bruit gaussien - ls - 42 (bien entendu, dans une version simplifiée, les frontières peuvent être figées, et correspondre à une situation moyenne). L' information sur le bruit additif peut être obtenue par diverses méthodes connues, et par exemple par l'analyse du signal reçu pendant une période pendant laquelle aucun signal n'est émis ou pendant laquelle un signal de référence (connu du récepteur) est émis. Plusieurs zones génératrices 56, 57 (figure 5) (par exemple deux, correspondant à des cercles de rayon T et 2) sont avantageusement pris en compte, pour au moins certains des points, pour optimiser les frontières. Elles peuvent être concentriques ou non. Les zones génératrices peuvent être centrées sur le point de la constellation ou décalées par rapport à celui-ci (troisième mode de réalisation). Une fois ces zones génératrices obtenues, on leur applique (43) une rotation 58, de façon à définir une surface balayée 59, représentative del'effet potentiel d'une rotation de phase. Cette rotation étant appliquée à la zone génératrice, la surface balayée est donc représentative d'une part de l'effet du bruit blanc et d'autre part de l'effet d'une rotation de phase. La plage de rotation appliquée à chacune des zones génératrices est fonction des symétries induites par la constellation. Ainsi, en se référant à l'exemple de la figure 5, les points 51 et 52 subiront une rotation de /2. En revanche, les points 53 et 54, qui sont deux sur le même rayon, subiront une rotation de T /4. On obtient ainsi une série de tracés de portion de cercles 5101, 5102, 5103 correspondant à des bords des surfaces balayées. A partir de ces éléments, on définit (44) des frontières adaptées 511, qui permettent une démodulation plus efficace, en présence de bruit de phase, et donc notamment un meilleur accrochage du système de synchronisation. Ainsi, par exemple, la valeur reçue 512 sera correctement associée au point 52, alors qu'elle serait, selon la technique classique, associée de façon erronée au point 53. - 16 Les frontières sont formées à partir d'arcs de cercle 5101, 5102 et 5103 de portions de droite 5131, 5132 correspondant à des plans médiateurs entre points, ou symboles, dans la constellation. Bien entendu, ces frontières peuvent être légèrement modifiées. Par exemple, si cela simplifie la mise en _uvre, on peut choisir de linéariser tout ou partie des arcs de cercle. 2.1.2 Exemple détaillé (figure 5! La figure 5 illustre la mise en _uvre d'un tel compromis dans le cas d'un rapport signal à bruit EsAVo = 19 dB. Les symboles du premier quadrant de la constellation C0 sont représentés par les points (+a,+a),(+3a,+a),(+a,+3a) et (+3a,+3a) o a = 1/É est le facteur de normalisation de l'énergie. La prise en compte de l'erreur de phase en présence d'un Bruit Blanc Additif Gaussien (BBAG) pour l'estimation des symboles reçus conduit à définir les régions de décision délimitées par des arcs de cercles et des plans médiateurs entre les symboles situés à une méme distance du centre de la constellation. Ces nouvelles zones résultent du déplacement des symboles suivant un cercle en présence d'erreur de phase. A titre d'exemple, les cercles centrés sur les symboles de la constellation ont pour rayon r = et r = 26 o 6 est l'écart type du bruit additif gaussien (d'autres valeurs du type oc. peuvent être utilisées). La probabilité qu'un symbole affecté du bruit gaussien se trouve dans le cercle de rayon 6 est de l'ordre de 90%. On adapte ainsi les frontières de décision de telle façon que la tolérance à une erreur de phase soit maximale pour tous les symboles bruités contenus dans le cercle de rayon 6 ou dans le cercle de rayon 26 lorsque cela est possible. On constate que les frontières modifiées affectent plus particulièrement les prises de décision relatives aux symboles externes de la constellation qui sont les plus sensibles aux erreurs de phase. Il faut noter cependant qu'il existe une limite à l'application de ce principe: la valeur maximale de l'écart type du bruit gaussien doit étre inférieur à a/2(si 2a est la distance minimale entre symboles). Cette limite d'application se traduit dans le cas d'une MAQ16 par un rapport signal à bruit minimal de 16 dB. 2.1.3 Exemple de mise en ceuvre. La mise en acuvre d'une démodulation utilisant ce principe peut se décomposer en deux parties distinctes, comme illustré en figure 6. La première étape consiste en une démodulation classique 61 (selon la figure 1) qui, à un symbole reçu w(k), associe le symbole d(k)de la constellation CO le plus proche: ceci est équivalent à la prise de décision par rapport aux frontières classiques FO. La deuxième étape consiste à appliquer un algorithme 62, que l'on annotera MA, effectuant une seconde décision à partir du résultat de la démodulation classique d(k) et du symbole reçu w(k). Cet algorithme utilise comme paramètres le mapping 63 de la constellation ainsi que le rapport signal à bruit 64. Grâce à ces deux paramètres, il est alors possible de prendre une seconde décision sur le symbole reçu w(k) en appliquant les frontières de décision modifices relatives au premier symbole estimé d(k)notées FOMA et représentées en trait continu sur la figure 5 (5103, 5132, 5101, 5131, 5102). En pratique, il est en effet plus judicieux de procéder ainsi en deux étapes car lors de la seconde étape, il est nécessaire de s'intéresser aux frontières modifiées selon l'algorithme MA relatives uniquement au symbole d(k)estimé lors de la premières étape. I1 suffit de prendre en compte seulement l' amplitude de la valeur reçue, et le cas échéant (s'il y a ambiguïté entre deux symboles possibles de même amplitude), le déphasage de cette valeur. Le résultat de cette opération fournit un symbole estimé final dM(k). Si le symbole reçu w(k)appartient à la région de décision modifiée du premier symbole estimé d(k)alors dM(k) = d(k)sinon dM(k) d(k). 2.1.4 Caractéristique du détecteur - 18 La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié (CO, F"MA) est représentée figure 7 pour E/NO = 19 dB. On observe une augmentation de la plage linéaire pour la solution S proposée (3 radians soit 17.2 degrés) par rapport à celle relevée dans le cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 degrés). 2.1.5 - Performances Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation CO associée à des frontières de décision FoMA sont présentées dans le tableau 3. Ces performances ont été obtenues pour un offset de fréquence AfO = 134 kHz un rapport signal à bruit EiNo = 19 dB et pour différentes valeurs de BTs. On constate que la modification des frontières utilisées par l'organe de décision permet de diminuer les temps d'accrochage d'un facteur 2.5 pour BTs = 5.10-2 à un facteur 4.5 pourBTs = 510-3 Organe de décision B.Ts = 5. 10-3 B.Ts = 1.10-2 B'.Ts = 5.lo2 C0 et FO 745000 TS 53000 TS 360 TS CO et FoMA 162000 TS 11300 TS 136 TS TAB. 3- Performances du système de synchronisation modifié (CO et F"MA) en présence d'un offset de fréquence AfO = 134 kH; et pour EsAVo = 19 dB. 2.2 Deuxième mode de réalisation: Modification de la constellation à l'émission. 2.2.1 Principe Les inventeurs ont remarqué qu'en translatant le symbole externe de la position (+3a, +3a) à la position (+ (3+x) a, + (3+x) a), il est alors possible d' augmenter la tolérance à une erreur de phase associée à ce symbole. De la même façon, en translatant les symboles croisés des positions (+3a,+a) et (+a, +3a) aux positions respectives (+ (3-y)a, +a) et (+a, +(3-y)a) nous améliorons - l9 - la tolérance à une erreur de phase associce à ces symboles. Afin de travailler à facteur de normalisation constant a = 1/É, les inventeurs ont vérifié que les valeurs de x et y doivent vérifier la condition suivante: 6x +x2 = 6y_y2 La démonstration correspondante est fournie en annexe 2. Pour les faibles valeurs de x et y, cette relation peut être approximée par xy. Nous choisirons d'ailleurs de faibles valeurs afin de ne pas trop dograder les performances en présence de bruit additif gaussien. Par souci de lisibilité, nous identifierons la constellation classique par le label CO et la constellation modifiée présentée figure 8 par le label C,. La constellation C, a été détermince en prenant x=y=0.1. Elle est donc définie par les symboles 81 à 84 de son premier quadrant (+ a, +a), (+2.9a, +a), (+a, +2.9a) et (+3.1a, +3.1a). On constatera que les nouvelles positions des symboles entraînent une légère modification des frontières 85 de décision qu'on annotera F. par opposition aux frontières classiques Fo d'une constellation CO. La figure 9 représente les tolérances aux erreurs de phase des différents symboles d'une constellation classique CO et de la constellation modifiée C,. Elle met en évidence de meilleures tolérances dans le cas de la constellation C,. 2.2. 2 Caractéristique du détecteur de phase La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié (C" F.) est représentée figure 10 pour Es/No = 19 dB. On observe une augmentation de la plage linéaire pour la solution proposée (2.39 radians soit 13.7 degrés) par rapport à celle relevée dans le cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 degrés). 2.2.3 Performances Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation modifiée C, et ses frontières de décision relatives F. sont présentées dans le tableau 4. Ces performances ont été obtenues par un offset de fréquence AfO = 134 kHz, un rapport signal à bruit Es/No = l9 dB et pour différentes valeurs de B/Ts. Organe de décision BhTs=5.10-3 B,.Ts=1.10-2 BTs= 5.10-2 CO et FO 745000 Ts 53000 Ts 360 Ts C, et F. 405000 Ts 42000 Ts 300 Ts TAB. 4 - Performances du système de synchronisation notifié (C, et F.) en présence d'un offset defréquence AfO = 134 kHz et pour Eso = 19 dB. On constate que la modification de la constellation utilisée par l'organe de décision permet de diminuer les temps d'accrochage d'un facteur 1.2 pour BTs = 5. 10-2 à un facteur 1.8 pour BiTs= 5.10-3 2.3 Troisième mode de réalisation: combinaisons des précédentes solutions (Modification de la constellation et des frontières de décision!. Il est possible d'obtenir une amélioration des performances en combinant les deux optimisations présentées précédemment: modification des frontières de décision et modification de la constellation. 2.3.1 - Première variante 2.3. 1.1 - Principe Une première variante possible de la démodulation modifice est la combinaison d'une constellation modifice C, de frontières de décision F. et d'un algorithme de frontières modifiées MA. Le premier quadrant d'une telle constellation est représenté figure 11 dans le cas d'un rapport EiNo = 19 dB. Les frontières de décision 111 résultantes seront alors annotées F,M4. 2.3.1.2 Caractéristique du détecteur La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié (C" F]MA) est représentée figure 12 pour EJNo = 19 dB. On observe une augmentation de la plage linéaire pour la solution proposée (2.89 radians soit 16.6 dogrés) par rapport à celle relevée dans le cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 degrés). 2.3.1.3 - Performances Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation modifiée C, et les frontières de décision modifice F. MA sont présentées dans le tableau 5. Ces performances ont été obtenues pour un offset de fréquence AfO = 134 kHz, un rapport signal à bruit EiNo = 19 dB et pour différentes valeurs de BITS. On constate que la modification de la constellation utilisée par l'organe de décision permet de diminuer les temps d'accrochage d'un facteur 3 pour BTs = 5.10-3 à un facteur 3.5 pour BITS = 5. 10-2. rgane de décision B,.Ts= 5.10-3 B,.Ts = 1.10-2 BPTS = 5 10-2 CO et Fo 745000 Ts 53000 Ts 360 Ts C, et FIMA 241000 Ts 24500 Ts 98 Ts TAB. 5 Performances du système de synchronisation modifié (C" F'MA) en présence d'cn offset de fréquencelfo = 134 kHz et pour E,iNo = l9dB. 2.3.2 Deuxième variante 2.3.2.1 - Principe La deuxième variante utilise une constellation C, combince à un algorithme que nous annoterons MB. Cet algorithme diffère de l'algorithme MA dans le sens o il prend en paramètre non pas la constellation utilisce mais une constellation virtuelle. Cette constellation virtuelle a pour effet de centrer les cercles de rayons et 2a sur des symboles virtuels, ce qui induit une modification des frontières de décision par rapport à celles obtenues en utilisant l'algorithme MA. La constellation virtuelle fournie en paramètre est composce des symboles suivants: (+a, +a), (+2.8a, +a), (+a, +2.8a) et (+3.2a, +3. 2a). Les frontières de décisions 131 utilisces sont illustrées figure 13. 2.3.2.2 - Caractéristique du détecteur -22 La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié (C"F,MB) est représentée figure 14 pour EJNo = 19 dB. On observe une augmentation de la plage linéaire pour la solution S proposée (2.89 radians soit 16.6 degrés) par rapport à celle relevoe dans le cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 dogrés). 2.3.2.3 -Performances Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation modifiée C, et les frontières de décision modifiées F,MB sont présentées dans le tableau 6. Ces performances ont été obtenues pour un offset de fréquence AfO= 134 kHz, un rapport de signal à bruit Es/No =19 dB et pour différentes valeurs de BTs. | Organe de décision | B.Ts= 5.10-3 B.Ts = 1.10-2 B,.Ts = 5 10-2 CO et Fo 745000 Ts 53000 Ts 360 Ts C, et F,MB 249000 Ts 17900 Ts 98 Ts TAB. 6Performances du système de synchronisation '?odifé (C" F,MB) en présence d'un offset defréquence AfO= 134 kHz et pour Es/No =19 dB. On constate que la modification de la constellation utilisce par l'organe de décision permet de diminuer les temps d'accrochage d'un facteur 3 pour BTs= 5.10-3 à un facteur 5 pour BTs=5. 10-2. 2.4 -Récapitulatif des modifications apportées 2.4.1 - Caractéristiques du détecteur Les dimensions des plages linéaires du détecteur de phase relatives aux organes de décision associés sont présentées dans le tableau 7. -23 Organe de décision Taille de la plage linéaire CO et Fo 11.5 degrés C, et F. 13.7 dogrés C0 et F0MA 17.2 degrés C, et F,MA 16.6 degrés C, et F, MB 16.5 degrés TAB. 7 - Taille des plages liréaires du détecteur de phase 2.4.2 - Performances Les performances de PLL en mode d' acquisition sont présentées dans le tableau 8 pour les différents organes de décisions étudiés, dans le cas d'un offset de fréquence AfO = 134 kHz en fonction de la bande équivalente de bruit de la pT T R. nrrmlice nr r;3nnrrt a léhit svmbole 1/T = 6.8 MS/s. _ TAB. 8 - Performances en mode d'acquisition à F;No =19 dB pour les différents types de démodulations utilisés par le DDMLFBT et pour différentes valeurs de B.. Ts Les résultats de simulation mettent en évidence une nette diminution du temps d'accrochage dans le cas de l'utilisation des organes de décisions modifiés, et cela quelle que soit la valeur de la bande équivalente de bruit utilisée. Lorsque BTs reste inférieure à 10-2 la solution (CO, FoMA) apparâît comme la plus intéressante. En revanche, pour des valeurs de BTs supérieures, les solutions (C" F,MA) et (C" F,MB) permettent d'obtenir les meilleurs temps d'accrochage. - 24 Une étude a été par ailleurs réalisée sur les performances en mode de poursuite des différentes configurations. I1 a été observé des performances identiques dans le cas de l' utilisation des organes de décision (Co' Fo) ' (C" F.) (C"F,MA) et (C,F,MB). En revanche, le système de synchronisation associé à l'organe de décision (CO, FoMA) présente des performances en mode de poursuite légèrement moins optimales que celles des quatre précédents systèmes. 3. Optimisation des fonctions de démodulation Les organes de décision précédemment décrits ont par ailleurs été mis en _uvre dans le système de démodulation. Dans cette partie, nous allons présenter les performances sur canal gaussien du démodulateur MAQ16 associé aux différents organes de décision et dans le cas de l'utilisation d'un oscillateur local affecté d'un bruit de phase. Le signal bruité présenté à l'entrée de ce démodulateur après la récupération de porteuse est affecté d'une erreur de phase résiduelle de densité de probabilité gaussienne centrée et de variance 6e2. Le tableau 9 présente les performances obtenues en terme de taux d'erreurs binaires pour E/No = 19 dB et pour différentes valeurs de la variance de l'erreur de phase résente avant la démodulation. P C0 et Fo C, et F. CO et FoMA C, et F,MB 4.10-' 2.78 10-' 2.75 10-' 2.40 10-'* 2.50 10-' 1.10-' 1.31 10-' 1.24 10-' 1.04 10-'* 1.06 10-' 4.10-2 5.12 10-2 4.55 10-2 3.78 10-2* 3.82 10-2 1.10-2 4.6 10-3 3.5 10-3 3.11 10-3* 3.12 10-3 8.10-3 2.8 10-3 2.1 10-3 1.9 10-3 1.8 10-3* 5.10-3 1.0 10-3 7.6 10-4 7.8 10-4 73 10-4* 1.10-3 1.0 10-4 8.9 10-5* 1.7 10-4 1.0 10-4 5.10-4 6.5 10-5* 6.6 10-5 1.5 10-4 8.3 10-5 1.10-'2 4.2 10-5* 4.8 10-5 1.2 10-4 6.9 10-5 TAB. 9 - Performances à E/:No =19 dB en présence d'une erreur de phase résiduelle gaussienre de variance (Te2, Pour chaque valeur de la variance de l'erreur de phase, on a indiqué dans ce tableau par le symbole *, l'organe de décision permettant d'obtenir les meilleures performances. Ce tableau de résultats met en avant trois configurations possibles: pour les fortes variances, les organes de décision modifiés présentent les meilleures performances; - pour les variances modérées à faibles, l'utilisation de la constellation C, reste un bon compromis; - comme on pouvait s'y attendre, pour les très faibles variances, la prise de décision classique présente le plancher de TEB le plus faible. Les performances de la démodulation ont aussi été étudices dans le cas d'un fort rapport signal à bruit Es{Vo = 30 dB. Ces résultats présentés dans le tableau 10 mettent en évidence que l'amélioration des performances apportée par l'utilisation des organes de décision modifiés est d'autant plus significative * que le rapport signal à bruit est élevé. c2 CO et FO C] et F] CO et FoMA C, et F/MB 4.10-' 2.75 10-' 2.72 10-' 2.37 10-'* 2.51 10-' 1.10-' 1.22 10-' 1.15 10-' 9.60 10-2* 1.01 10-' 4 10-2 4.12 10-2 3.49 10-2 2.82 10-2* 3.17 10-2 1.10-2 6.8 10-4 4.02 10-4 3.10 10-4* 3.70 10-4 8.10-3 2.06 10-4 1.03 10-4 7.8 10-5* 9.6 10-5 5.10-3 7.6 10-6 2.9 10-6 2.1 10-6* 2.6 10-6 TAB. 10 - Performances à Es6Vo = 30 dB en présence d'une erreur de phase résiduelle gaussienne de variance e2. 4 - Récapitulatif Les principes sur l'optimisation du système de récupération de porteuse et de la démodulation ont été présentés dans le cas d'une MAQ16 et d'un système DDMLFEl-T. - 26 Toutefois, ces principes peuvent s'appliquer à toute modulation d' amplitude en quadrature d' ordre supérieur à quatre ainsi qu'à tout système de récupération de porteuse à Décision Dirigée. I1 est à noter aussi que dans le cas de systèmes affectés d'un fort bruit gaussien, il est toujours possible de modifier les frontières de décision relatives aux symboles externes de la constellation. Ces symboles étant les plus sensibles aux erreurs de phase, cette simple modification des frontières permet d'améliorer sensiblement les fonctions de démodulation et de synchronisation du système en présence d'erreurs de phase. - 27 ANNEXE Normalisation de l'énergie pour une MAQ16 a) MAQ16 classique Les symboles du premier quadrant sont (+a,+a), (+3a,+a), (+a,+3a). Pour normaliser l'énergie des symboles de la constellation à 1, il faut déterminer la valeur de a qui est solution de l'équation suivante: (a2 + a2) + ((3a)2 + (3a)2) + 2((3a)2 + a2) = 4 D'o 2a2+1 8a2+20a2=4 et finalement a=- b) MAQ16 modifiée Prenons le cas d'un MAQ16 modifiée telle que les symboles du premier quadrant soient (a,a), (a,a(3-y)), (a(3-y), a) et (a(3+x), a(3+ x)).Nous allons déterminer la valeur que doit prendre y lorsque x est déterminé et de telle manière que la valeur de a soit identique à celle utilisée dans le cas d'un MAQ16 classique. Nous devons alors résoudre l'équation suivante: 2a2 + 1 8a2 + 20a2 + 2a2[6x + x2 - 6y + y2] = 4 Pour conserver la valeur de a d'une MAQ16 classique, nous devons choisir x et y de telle manière que le terme entre crochets soit nul. Ceci revient à résoudre l'équation suivante: 6X+X2=6y_y2 Exemple: Dans le cas d'un symbole externe fixé à (+3.1a, +3.1a) c'est à-dire pour x=O. 1, on obtiendra y = 0.103. - 28 - 2824977 REVENDICATIONS 1. Procédé de démodulation d'un signal numérique reçu via un canal de transmission, comprenant une étape d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçu d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonction de frontières de décision, tracces en fonction d' au moins une c aractéris tique de phase et/ou d' amplitude de ladite modulation, de façon à ass ocier à chacun desdits points de la constellation une portion d'un espace de réception, dite région de décision, correspondante, caractérisé en ce qu'au moins une desdites frontières est adaptée en tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation. 2. Procédé de démodulation selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'on tient compte également, pour au moins une desdites frontières, de l'effet potentiel d'un bruit blanc sur au moins un desdits points de la constellation de modulation. 3. Procédé de démodulation selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdites frontières sont variables en fonction de variations dudit bruit blanc. 4. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 2 et 3, caractérisé en ce qu'au moins une desdites frontières est tracce en mettant en _uvre les étapes suivantes: - association à au moins un desdits points de ladite constellation de modulation d' au moins une zone génératrice englobant ledit point, représentative de l'effet potentiel dudit bruit blanc; - application d'une rotation à ladite zone génératrice, dans ledit espace de réception, sur une plage angulaire fonction des symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice; - définition d'au moins une frontière, choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associce au -29 point de la constellation de modulation correspondant. 5. Procédé de démodulation selon la revendication 4, caractérisé en ce que ladite zone génératrice forme un disque. 6. Procédé de démodulation selon les revendications 3 et 5, caractérisé en S ce que le rayon dudit disque est proportionnel à l'écart-type dudit bruit blanc. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 5 et 6, caractérisé en ce qu'au moins un desdits disques est centré sur le point correspondant de ladite constellation de modulation. 8. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 4 à 7, caractérisé en ce qu'on tient compte d'au moins deux zones de couverture concentriques, pour au moins un desdits points de ladite constellation de modulation. 9. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 4 à 8, caractérisé en ce qu'au moins une desdites frontières est une combinaison d'au moins une portion de frontière correspondant sensiblement à un bord de ladite surface balayée et d' au moins une portion linéaire correspondant à un axe de symétrie défini par ladite constellation de modulation. 10. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 4 à 9, caractérisé en ce qu'au moins une desdites zones génératrices n'est pas centrée sur le point correspondant de ladite constellation de modulation, de façon à simuler une modification de la constellation à l'émission. 11. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à , caractérisé en ce que les points auxquels sont associés au moins une frontière adaptée en fonction de l'effet potentiel d'un décalage de phase comprennent au moins les points de la constellation les plus éloignés du centre dudit espace de réception. 12. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que ladite constellation de modulation correspond à une modulation d'amplitude en quadrature (MAQ). 13. Procédé de démodulation selon la revendication 12, caractérisé en ce que, - 30 le récepteur étant mono-capteur, ledit espace de réception est le plan de Fresnel. 14. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 13, caractérisé en ce qu'il met en _uvre des frontières telles qu'illustrces en figures 5 ou 11 ou 13. 15. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 14, caractérisé en ce que ledit signal reçu est un signal multiporteuse. 16. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à , caractérisé en ce que ledit signal reçu est un signal monoporteuse. 17. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 16, caractérisé en ce que ledit signal reçu est transmis par salves. 18. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 17, caractérisé en ce qu'il est mis en _uvre lors d'une phase d'accrochage d'une boucle à verrouillage de phase. 19. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 18, caractérisé en ce qu'il est mis en _uvre en régime continu de réception, après accrochage d'une boucle à verrouillage de phase, au moins en présence de fort bruit de phase. 20. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 4 à 19, caractérisé en ce que, en présence d'un bruit blanc supérieur à un seuil prédéterminé, lesdites frontières ne tiennent pas compte dudit effet potentiel du bruit de phase. 21. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à , caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: - comparaison de ladite valeur reçue avec un premier jeu de frontières, dites classiques, formées de façon à maximiser les distances entre lesdits points de ladite constellation, de façon à prendre une première décision sur le point émis correspondant à ladite valeur reçue; - mesure de l'amplitude de la valeur reçue, par rapport au centre de ladite constellation; - mesure du rapport signal à bruit; - 31 - modification éventuelle de ladite première décision, en fonction de ladite amplitude et dudit rapport signal à bruit, de façon à fournir une seconde décision basée sur lesdites frontières tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase; S - le cas échéant, levée de l'ambiguté entre au moins deux points de ladite constellation de modulation, en fonction d'une mesure de la position angulaire de ladite valeur reçue. 22. Procédé de modulation d'un signal numérique mettant en _uvre une constellation de modulation, caractérisé en ce que la position d'au moins un des points de ladite constellation de modulation est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotation de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un canal de transmission susceptible d'induire ladite rotation de phase. 1S 23. Récepteur d'un signal numérique reçu via un canal de transmission, comprenant des moyens de démodulation comprenant des moyens d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçu d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonction de frontières de décision, tracces en fonction d'au moins une caractéristique de phase et/ou d' amplitude de ladite modulation, de façon à associer à chacun desdits points de la constellation une portion d'un espace de réception, dite région de décision, correspondante, caractérisé en ce qu'au moins une desdites frontières est adaptée en tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation. 24. Récepteur selon la rev 23, caractérisé en ce qu'il met en _uvre le procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 21. 25. Système de transmission d'au moins un signal numérique, d' au moins un émetteur vers au moins un récepteur, caractérisé en ce qu'il met en _uvre des moyens de modification de la - 32 constellation de modulation à l'émission et/ou à la réception, et/ou des moyens de modification des frontières de décision correspondantes, en tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation. 26. Signal numérique mettant en ceuvre une constellation de modulation, caractérisé en ce que la position d' au moins un des points de ladite constellation de modulation est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotation de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un canal de