FR 2832877 A1 20030530 FR 0115190 A 20011123 meilleur canal en un seul passage. La présente invention concerne un procédé et un égaliseur adaptés notamment à des modems de type série. Certains documents de normalisation internationale de procédés de transmission appelés STANAG (Standardization NATO Agreement en anglosaxon) décrivent des formes d'ondes à utiliser pour des modems (modulateurs/démodulateurs) et destinées à être transmises sur des canaux étroits (3KHz en général) et de type série. Les symboles sont transmis séquentiellement à une vitesse de modulation généralement constante de 2400 bauds. Le canal de transmission utilisé (gamme des Hautes Fréquences HF de 3 à 30 MHz) étant particulièrement perturbé et sa fonction de transfert évoluant relativement rapidement, toutes ces formes d'onde comportent à intervalles réquliers des signaux connus qui servent de références à partir desquelles ia fonction de transfert du canal est déduite. Parmi les différents formats standardisés retenus, certains concernent des modems à haut débit, typiquement de 3200 à 9600 bits/s qui sont sensibles aux erreurs d'estimation du canal. Pour obtenir un haut débit, il est indispensable, en plus d'utiliser une modulation complexe de type QAM (Quadrature Amplitude Modulation) à nombreux états, de limiter au maximum la proportion de signaux de référence afin de maximiser le débit utile. En d'autres termes, la communication comportera des blocs de données de taille relativement grande entre lesquels seront insérés des signaux de référence de petite taille. La figure 1 représente un exemple de structure d'un signal décrit dans le STANAG 4539 o l'on trouve en alternance, des blocs de 256 symboles de données avec insertion de blocs de 31 symboles connus (appelés " probe " ou référence), ce qui correspond à environ 11 % du total. Pour évaluer la réponse impuisionnelle h(t) du canal au niveau du nième bloc de données, on dispose d'une première probe (n-1) disposée avant le bloc de données et d'une deuxième probe (n) disposée après le bloc de données qui permettent d'évaluer la fonction de transfert du canal au travers de la réponse impuisionnelle combinée obtenue par la convolution de: À Ia réponse impuisionnelle de l'émetteur, fixe, À Ia réponse impuisionnelle du canal, éminemment variable, Ia réponse impuisionnelle du récepteur, fixe, ces trois éléments entrant en jeu pour définir le signal reçu à chaque instant. Dans la suite de la description et pour simplifier, on supposera que cet ensemble forme la réponse impuisionnelle du canal. Le DFE (Decision Feedback Equalizer en anglo-sexon) est couramment utilisé dans des modems correspondant par exemple à des STANAG (tels que ie 4285) o la proportion des signaux de référence est relativement élevée et les blocs de données relativement courts (par exemple 32 symboles dans le 4285). Une autre manière de procéder selon l'art antérieur est d'utiliser un algorithme dit a BDFE " (Block Decision Feedback Equalizer) qui revient à estimer la réponse impuisionnelle du canal avant et après un bloc de données et à trouver les valeurs de symboles émis (données émises) les plus vraisemblables qui minimiseront l'erreur quadratique moyenne entre le signal reçu et son estimation à partir d'une réponse impuisionnelle locale supposée connue. Cet algorithme représenté à la figure 2 consiste notamment à 2 exécuter les étapes suivantes: a) estimer la réponse impuisionnelle h(t) de longueur L symboles, connaissant cette réponse impuisionnelle estimée, b) éliminer au début du bloc de données n comportant N symboles utiles, I'influence des symboles de la probe (n-1) placée devant (L-1 premiers symboles), c) supprimer de la probe (n) placée après le bloc des données, la participation des symboles de la probe qui sont perturbés par l'influence des derniers symboles de données (L-1 symboles), d) à partir des échantillons ainsi obtenus, dont le nombre est un peu plus grand que le nombre de symboles de données (à savoir N+L-1), estimer au mieux la valeur des N symboles utiles les plus probablement émis. L'étape b) peut considérer que la réponse impuisionnelle du canal vaut ho(t) dans la probe avant le bloc de données, Probe n-1, et l'étape c) que cette réponse vaut h'(t) dans la probe Probe n-1 après le bloc de données. L'étape d) consiste par exemple à supposer que la réponse impuisionnelle du canal évolue linéairement entre ho(t) et h(t) tout au long du bloc de données. Le procédé selon l'invention consiste notamment à s'adapter à la vitesse d'évolution du canal et avoir ainsi à tout instant un niveau de performances nécessaire que de façon négligeable. La description fera appel à certaines notations adoptées dont les suivantes: - en: échantillons complexes émis, espacés d'un symbole, et appartenant à I'une des constellations mentionnées plus haut (con nus ou inconn us) - rn: échantillons complexes reçus (les valeurs de n seront explicitées à chaque fois, ces échantillons pouvant appartenir à une probe ou à des données) - L: longueur de la réponse impuisionnelle (en symboles) du canal à estimer - P: nombre de symboles d'une "probe" - N: nombre de symboles d'un bloc de données - dko...p,: valeurs complexes connues des symboles de la probe précédant le bloc de données de rang n + k, étant entendu que le bloc courant a le rang n. L'invention concerne un procédé d'égalisation d'un signal reçu dans un récepteur après traversée d'un canal de transmission, ladit signal comportant au moins un bloc de données et plusieurs probes situés de part et d'autre du bloc de données. Il est caractérisé en ce qu'il comporte au moins une étape o la réponse impuisionnelle du canal est estimée avant et après un bloc de données n en tenant compte des probes (Probe n-1 et Probe n) situés de part et d'autre du bloc de données n et aussi des probes précédentes et suivantes des Probes n-1 et Probe n, lesdites probes étant pondérées et combinées entre elles. Le procédé comporte par exemple au moins les étapes suivantes: pour chaque probe disposée avant le bloc de données à traiter et pour chaque probe située après le bloc de données à traiter on remplace chacune o des probes par des probes lissées et on détermine ensuite une estimée de la réponse impuisionnelle ho avant le bloc de données et une estimée de la réponse impuisionnelle h après le bloc de données. Selon un autre mode de réalisation, le procédé peut comporter au moins les étapes suivantes: pour chaque probe disposoe avant le bloc de 1s données et pour chaque probe disposée après le bloc de données, on estime par exemple une réponse impuisionnelle associée et ensuite on estime par pondération et combinaison la réponse impuisionnelle ho avant le bloc de données et la réponse impuisionnelle h après le bloc de données. L'estimation peut être effectuée en minimisant l'erreur quadratique totale donnée par N' L- 1 2 E = dn - m hm - In n=Na m=0 avec dn m = signal émis connu hm = échantillon de la réponse impuisionnelle : rn = signal reçu Le procédé comporte par exemple une étape o les coefficients utilisés pour le lissage des probes sont obtenus en minimisant l'erreur q uad ratiq ue de l 'erreu r d' interpolation M - 2 E(= aiei 8'ko+it-eix o est la rotation de phase, comprise entre deux valeurs extrêmes -A et +A qui dépendent de la vitesse de variation de la fonction de transfert du canal Le procédé utilise par exemple plusieurs jeux de coefficients d'interpolation, chaque jeu étant optimisé pour des conditions de réception bien précises (définies par un rapport signal/bruit de fonctionnement et un étalement Doppler du canal) o l'on essaie, à intervalles réguliers, des jeux voisins de celui en cours d'utilisation et o l'on retient pour la suite celui qui maximise un rapport signal/bruit de démodulation pouvant être estimé de diverses façons 0 Le procédé est par exemple utilisé pour la démodulation de signaux reçus dans un BDFE. L'invention concerne aussi un dispositif permettant d'égaliser un signal reçu après traversée d'un canal de transmission, ledit signal comportant au moins un bloc de données et plusieurs probes situés de part et d'autre du bloc de données. Il est caractérisé en ce qu'il comporte au moins un moyen adapté à estimer la réponse du impulsionnelle du canal avant et après un bloc de données n en tenant compte des probes (Probe n 1 et Probe n) situés de part et d'autre du bloc de données n et aussi des probes précédentes et suivantes des Probes n-1 et Probe n, lesdites probes étant pondérées et combinées entre elles. L'invention présente notamment les avantages suivants: Le procédé permet de s'adapter à la vitesse d'évolution du canal et d'avoir ainsi à tout instant un niveau de performances " optimal " tout en n'augmentant que de façon négligeable la puissance de calcul requise. La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit d'un exemple de réalisation donné à titre illustratif et nullement limitatif en référence aux figures qui représentent Ia figure 1 un exemple général de la structure des données de transmission à travers un canal de transmission, Ia figure 2 les étapes de l'algorithme BDFE utilisé selon l'art antérieur, Ia figure 3 un synoptique des différentes étapes du procédé selon l'invention, Ia figure 4 une première variante de mise en _uvre de l'invention, À Ia figure 5 une deuxIème variante d'exécution du procédé selon I'invention, À Ia figure 6 une représentation graphique des valeurs de coefficients d'un filtre, À Ia figure 7 un exemple d'interpolation tenant compte des effets de bord, et Ia figure 8 un synoptique d'un exemple de dispositif selon l'invention. L'idée mise en _uvre dans le procédé selon l'invention consiste notamment à estimer les réponses impuisionnelles du canal de transmission d'un signal avant et après le bloc de données à traiter, au moyen d'une opération de lissage ou de filtrage ou encore d'interpolation. Le signal reçu par un récepteur est transmis tout d'abord à un estimateur ayant notamment pour fonction d'estimer la réponse impuisionnelle du canal respectivement ho(t) et h,(t), avant et après un bloc de données n à traiter en considérant les probes situées de part et d'autre du bloc de données n, mais aussi les probes précédentes et suivantes, à savoir hko(t) hko+(t) ho(t) h(t) hk,,(t) hk,(t), avec ko inférieur ou égal à 0 et k, superieur ou égal à 1, combinées avec deux jeux de poids notés aO. k kO (pour obtenir ho(t)) et bo k ko (pour obtenir h,(t)). Il s'agit en fait dune fonction de filtrage (ou lissage ou interpolation) qui a notamment pour effet de diminuer le niveau de bruit. Ensuite, en disposant de plusieurs jeux de coefficients aj et bj le procédé permet de choisir, à chaque instant, le coefficient qui donne les meilleurs résultats, ce qui permet une adaptation à la vitesse de variation du canal. La figure 3 schématise sous forme de schéma bloc les différentes étapes mises en _uvre par le procédé selon l'invention, o les variantes lissées (améliorées) des réponses impuisionnelles ho et h sont obtenues par combinaison linéaire puis estimation par la méthode des moindres carrés. Le choix des coeffficients de pondération est détaillé dans la suite de la description La figure 4 représente une première variante de mise en oeuvre du procédé selon l'invention. Le procédé comporte entre autre les deux étapes suivantes: 1. Ie filtrage des signaux temporels des probes pour générer deux probes fictives aux positions n et n+1 (Probe n-1 juste avant et Probe n juste après le bloc de données n à démoduler), 2. I'utilisation de ces deux probes fictives pour calculer ho puis h, ou bien pour les calculer toutes deux par un algorithme d'estimation conjointe qui suppose que ces réponses impuisionnelles ne sont pas complètement indépendantes. 1 Filtrage 1 s La probe de rang n + p (p = ko... k') est constituée des P échantillons notés rn+p, O...p L'étape de filtrage consiste par exemple à remplacer les P échantillons de la probe rO avant le bloc de données, à savoir rO, O...p,, par des échantillons modifiés r'O, O...p donnés par la relation simple: k = k m = k - ko r0,i= Ak-kork,i= amrm+kO,i k = ko m = 0 i=O P-1 (1) puis à remplacer les P échantillons de la probe r après le bloc de données, à savoir r,, O...p,, par des échantillons modifiés r',, O...p' donnés par une relation similaire: k=k m=k-kO r1 i = bk-ko rk i = bm rm+ko, i k =lco m = 0 i = 0 P - 1 (2) Les coefficients aj et bj sont par exemple optimisés pour les valeurs courantes de ko et k, pour un rapport signal/bruit donné, et pour une vitesse de variation donnée (" étalement Doppler ") de la fonction de transfert du canal. Si, dans une forme d'onde particulière, les probes sont affectées d' u ne rotation de phase individuelle non nulle et con nue, les échantillons rn+ p, 0.p subissent la rotation inverse AVANT leur combinaison, et, si nocessaire, les échantillons corrigés r' subissent la rotation directe APRES leur calcul. Un exemple de calcul des coefficients aj et bi est explicité plus loin dans la description. 2 - Estimation L'estimation des réponses impuisionnelles se fait par exemple selon la méthode des moindres carrés. A titre d'exemple non limitatif la suite rappelle une des méthodes les plus simples à mettre en _uvre. On cherche ia meilleure estimation des L échantillons de la réponse impuisionnelle h du canal notés ho. (comme la méthode est la même pour ho et h, on omet l'indice de h) Le signal émis connu est do...dp et le signal à traiter est noté r0...rp (c'est-à-dire r'0, 0 p et r', 0 p-) On estime la réponse impuisionnelle du canal h en minimisant I'erreur quadratique totale donnée par: IN' L- 1 E = dn mhm rn| n=n m=0 1 (3) Pour que seuis les symboles connus interviennent (i.e. do à dp seulement), le procédé considère No = L- 1 et N. = P - 1, ce qui a en particulier pour conséquence de calculer, lors de l'opération précédente de filtrage, uniquement les P - L (au lieu de L) valeurs corrigées r'. La minimisation de E conduit aux L équations suivantes: dn-p j dn_m hm rn j O n=L- 1 m=0! p = 0 L - 1 (4) que l'on peut réécrire: LÉ1 h j PÉ1 d d* j PÉ1 r d* m=0 'n=L- 1! n=L- 1 p = 0 L - 1 (5) ou encore: L - 1 Ap mhm=Bp m=0 p = 0 L - 1 (6) 1 0 avec P-1 * * Ap,m = dn-m dn p = Amp n=L- 1 m=O...L- 1 p = 0...L - 1 et P-1 * Bp = rn dn-p n=L- 1 p = 0...L - 1 La matrice A = {Apm} étant hermitienne, la solution du problème est rapidement trouvée en utilisant par exemple la décomposition L-U de Cholesky, bien connue de l'homme de l'art, o A = L U et À L est une matrice triangulaire inférieure n'ayant que des 1 sur la diagonale, À U est une matrice triangulaire supérieure o les éléments de la diagonale sont réels. En pratique, les matrices L et U sont précalculées (en mémoire morte par exemple) puisque la matrice A est formée à partir de valeurs constantes. Formellement, on peut écrire que l'on doit avoir A h = B ou L U h = B. ce qui est résolu en faisant intervenir un vecteur intermédiaire y, et en résolvant d'abord L y = B puis U h =y (7). Cette variante d'exécution du procédé est bien adaptée lorsque les séquences émises pour toutes les probes sont identiques, à une rotation de phase connue près. La figure 5 schématise les étapes d'une deuxième variante de mise en _uvre du procédé qui exécute les étapes 1 et 2 précitées dans l'ordre inverse à savoir: - L'estimation directe des réponses impuisionnelles aux positions n+kO, n + ko + 1,, n, n + 1,, n + k, - Le lissage de ces réponses impuisionnelles pour obtenir ho puis h,. Cette deuxième variante est particulièrement bien adaptée lorsque les données (connues) véhiculées par les probes peuvent varier d'une probe à l'autre, et ne se déduisent pas les unes des autres par une simple rotation de phase. 3 - Estimation Le procédé commence par estimer les k' - ko + 1 réponses impuisionnelles pour toutes les probes disponibles. L'algorithme à utiliser est identique à celui qui a été exposé pour la variante 1. Il fournit les réponses impuisionnelles hk, O...L-, OU k est compris entre ko et k,, bornes incluses. 4 - Filtrage L'étape de filtrage est similaire à ce qui est effectué dans la variante 1 (figure 4). Le procédé calcule les réponses impuisionnelles corrigées (lissées / filtrées) h'o, O...L-i et h', O...L-4 par les relations simples suivantes: k=k1 m=kl-ko ho i = ak - ko hk, i = am hm + ko, i k =ko m = 0 i = 0 L - 1 (8) k = k1 m = k1 - ko hl i = bk-ko hk i = bm hm+koJ i k =ko m = 0 i = 0 L - 1 (9) Comme dans la variante 1, les coemcients aj et bj dépendent de ko, k, du rapport signal/bruit de fonctionnement et de l'étalement Doppler supposé du canal de transmission. Selon une variante de réalisation de l'invention, le procédé utilise pour le filtrage des filtres à coefficients optimisés. Les interpolateurs ont pour objet d'estimer à partir des probes vraies situées aux positions ko...k, (par rapport à la trame courante) les deux probes ou les deux réponses impuisionnelles avant et après à utiliser pour la trame courante. Le critère retenu consiste à minimiser l'erreur quadratique moyenne d'interpolation pour une rotation maximale donnée de la réponse impuisionnelle entre probes et à un rapport signal/bruit donné (qui dépend des spécifications). De plus, le procédé requiert par exemple que l'interpolation soit parfaite en l'absence de bruit pour une rotation de phase nulle, ce qui permet un niveau de performances maximal sur canal à variations lentes. L'expérience montre que cette contrainte a un effet minime sur le bruit d'interpolation lorsque le nombre M de coefficients des interpolations est pair. Chaque interpolateur a M coemcients réels aO M o M vaut k, - ko + 1. Le procédé cherche à minimiser l'erreur quadratique moyenne: - pour une puissance de bruit donnée (i.e. à un rapport S/B bien défini), - à une position x valant soit O soit 1, sachant que la position 0 correspond à la probe avant le bloc de déonnées à traiter et concerne les aj, et la position 1 à la probe après le bloc de données à traiter(on remplacera alors les aj par les bj) - en utilisant le signal aux positions ko,, 0, 1, k' = ko + M - 1 - sachant que la rotation de phase entre deux positions vaut au plus A en valeur absolue (A 2A J-A et sa (demi-)dérivée par rapport à am (m = 0...M - 1): r+A l ôEQM= l J e jelkO+ml aieielk +i!-eix de+am -A (1 3) soit: 2 am 2 A i 2; ai! ei ti - m de - J ei Ix - ko - m j d + ou encore: l SEQM =M 1 aisinl'(i -m)Aj _sinlx -ko -m)Ai+ a 2 Sam i=o {i-m)A {x -ke-m)A La contrainte C est donnée par: M - 1 C = ai- 1 i=o (14) La minimisation avec contrainte consistera à minimiser la quantité EQM + C avec l'équation supplémentaire C = 0. Le système d'équations final à résoudre sera donc de dimension M + 1 avec M + 1 inconnues, à savoir (non utilisé) et aO M, (qu'il faut remplacer par bo.M si x = 1): - M équations de minimisation: ; aisint(i -m)AI+ 13 am+;,,=sin,x -ko -m)A' i O (i-m}A (x -kO-m)A m=O.M- l - et pour la contrainte: M- 1 ai= 1 i = 0 Un exemple de solution est le suivant (15): faire la somme des K premières équation et en déduire I sachant que la somme des aj vaut 1: 7. = l 1' sinl(x - ko - j) Al a sinlfi - j) A1 _ M ' j = 0 (x - ko - j) A i - modifier les M premières équations: ai hI nlLi m) Al _ sini(i - j} Al I M _ +Msini(x -kO-m)Al sin(x -ko-i) _p._ (x -kO-m) A j_o (x -ko-j)A m=O.M- 1 - résoudre le système de M équations modifiées. Les interpolateurs peuvent par exemple être calculés une fois pour toutes et stockés en mémoire morte. De plus, pour pouvoir s'adapter à différents canaux, plus ou moins stables (un canal stable correspond à une rotation maximale A faible), on calcule des jeux d'interpolateurs correspondant à différentes valeurs de rotation A. La figure 6 représente un exemple de coeffficients des filtres dans le cas symétrique pour M = 8 prises (ko = -3 et k = +4), et des valeurs de rotation A en progression (quasi) géométrique: A = Ao...A3 = 20 , 36 , 66 et . Les valeurs en dB donnent l'effet de réduction de bruit obtenu, à savoir le rapport entre le S/B de l'estimation directe et le S/B de l'estimation lissée: cette réduction de bruit est naturellement d'autant plus faible que la largeur de bande de l'interpolateur (exprimée par la valeur de A) est plus élevée. Elle est maximale lorsque A est faible: ici, pour A = 20 , elle est de 6.5 dB, ce qui signifie que le rapport S/B des réponses impuisionnelles estimées est 6.5 dB meilleur que ce qu'il aurait été sans le lissage proposé, et se rapproche donc d'une estimation idéale du canal. Pour la partie "filtrage" de l'amélioration proposée, et sauf en régime permanent, lorsque la réception vient de se terminer, il n'y a plus de signal à l'entrée du récepteur et il faut alors la terminer avec le signal restant disponible. A titre d'exemple, dans le STANAG 4539, la communication est structurée en super-trames comportant 72 blocs de données et les 73 probes associées, et elle peut s'interrompre à chaque super-trame. La figure 7 représente un exemple d'interpolateur à 6 coefficients et bloc de 72 trames, permettant de prendre en compte les effets de bord. LE nombre M de probes utilisées à chaque fois est de 6 dans cet exemple de réalisation. Lors de la réception des trames 1 à 4, aucune démodulation n'est effectuée. Après réception de (la probe après) la trame 5, le procédé démodule les trames 1 à 3 en utilisant les 6 probes disponibles (d'avant la trame 1 jusqu'après la trame 5) avec ko = 0...-2 et k' = ko + 5. Après réception de (la probe après) les trames t = 6...71, le procédé démodule les trames t = 4... 69 en utilisant les 6 probes qui les encadrent (3 avant, 3 après), avec ko = -2 et k = 3. Enfin, après réception de (la probe après) la trame 72, on démodule les trame 70 à 72 en utilisant les 6 dernières probes reçues avec k0=-2...4etk, =ko+5 On remarque qu'au début de la super-trame ainsi qu'à sa fin, les trames disponibles avant et après la trame en cours ne sont pas en même nombre, ce qui se traduit par des jeux non constants de valeurs (ko, k): on doit donc disposer au total, pour des interpolateurs comportant M prises, de M - 1 jeux de coefficients, dont un symétrique (celui utilisé le plus souvent si la super-trame comprend un nombre important de trames) et les autres dissymétriques, mais se correspondant deux à deux. Ceci peut bien évidemment se généraliser à un nombre quelconque M de probes utilisées pour le filtrage, ce nombre étant de préférence pair, à la fois pour des raisons de simplicité (symétrie des coefficients des filtres) et parce qu'ainsi la contrainte qui veut qu'un canal 0 stable soit parfaitement interpolé a relativement peu d'influence sur le gain en rapport signal/bruit (I'erreur d'interpolation présente un minimum "naturel" pour une rotation de phase nulle). Selon une variante de réalisation, le procédé permet aussi de sélectionner les jeux de coefficients utilisés pour l'étape de filtrage ou de lissage. Différentes possibilités de choix de jeux de coefficients existent dont deux sont données à titre illustratif et nullement limitatif. Critère rigoureux Le critère le plus rigoureux est celui qui donne le rapport signal / bruit estimé pour la trame après l'exécution de l'algorithme BDFE qui, rappelons le. a pour but de déterminer les valeurs les plus probables pour les symboles émis compte tenu du signal reçu et de la réponse impuisionnelle du canal estimée par les moyens exposés précédemment. Pour schématiser, la phase finale du BDFE procède en N étapes (N est le nombre de symboles inconnus émis pour la trame en cours de démodulation). - A l'étape n (n = 0... N - 1), on dispose des valeurs estimées êO, ê,, ê 2,..., ê n-q des symboles émis. - On soustrait alors du signal reçu rn l'influence des symboles émis précédents, compte tenu de la réponse impuisionnelle du canal, pour obtenir une valeur corrigée r'n. - On détermine alors dans la "constellation" courante le point qui est le plus proche de r'n (opération de décision) qui devient la valeur (complexe) la plus probable du nème symbole émis ê n. La différence entre r'n et ê n est due au bruit (d'une manière générale, bruit incluant 1'erreur d'estimation des réponses impuisionnelles) et l'on peut prendre comme critère de choix le rapport signal/bruit estimé pour la trame comme étant le rapport entre la puissance moyenne du signal (les en) et la puissance moyenne du bruit (espérance mathématique du carré du module de la différence avant décision): SIBest= jenF) l Ni l, r Nn=0 (16) Critère approché Il peut être souhaitable, mais ce au prix d'une légère dégradation des performances, de n'utiliser qu'une valeur approchée de ce rapport signal/bruit ou d'une quantité qui en serait une fonction monotone croissante par exemple. Ceci permet de limiter la puissance de calcul nécessaire car on n'est pas obligé d'exécuter l'algorithme BDFE pour estimer le rapport S/B. Le raisonnement est le suivant, et il néglige l'influence du procédé de décision (qui ramène r'n sur ên), ce qui explique pourquoi ses performances sont moins bonnes. Les symboles émis, filtrés par ho., donnent en principe les symboles reçus j =L- 1 n,cn= en-ihj j=0 (17) En ajoutant un bruit xn au signal reçu, cela équivaut à ajouter un bruit (fictif) Ynj au signal émis: j =L- I n, rn+xn= en-i+Yn-ijhi j=o (18) Si les Ynj ont une puissance moyenne y2, la puissance moyenne des xn, notée X2, sera: j =L- I x2 = y2 Fjf j=0 (19) ou, inversement: y2 = x2 j =L- 1 hiF j = 0 (20) Dans le BDFE, et en négligeant les effets de bord, on peut dire que les ej (symboles émis) sont obtenus à partir des symboles reçus par le "filtre inverse" de h et donc que, localement, si le bruit sur le signal reçu a une puissance 0, le bruit (sans décision) sur les ej au voisinage d'une position n peut être approximé par: Yn j = L - f j=o (21) Dans le BDFE avec interpolation linéaire, la réponse impuisionnelle du canal est supposée varier linéairement entre une réponse initiale ho et une réponse finale h, si bien que l'on peut estimer une erreur moyenne sur les ei de la façon suivante: x= 1 y2 = | dx I |hj + X Ihj1 - hjû,f ) x = 0 i = 0 (22) La valeur de cette intégrale est la suivante: arctan| 4 hoo he - h2o1 1 y2=2p '. hO1! 44 hot h1l - he (23) avec hoe= |hjof j =o hl, |hj f j =o hot = I,hj hjl + hj hj1i j =o En considérant une réponse impuisionnelle moyenne hc (au centre) et une variation dhC entre le centre et les extrémités, on obtient (24): hjC =hj0+hj dhC = hj1 - hj j =L- 1 H = |hjCf j =o j =L- 1 A= |dhj j =0 R Re h, dhj | arctanl 2 H - R2 j y2=p '. H-A.' 2 1JH A - R2 soit, si la différence entre ho et h, n'est pas trop élevée, ce qui correspond à un étalement Doppler (ou à un décalage Doppler non compensé)raisonnable (25): y2 H - A En résumé, le critère simplifié (proportionnel au rapport S/B théorique du signal avant décision) peut être exprimé par (26): S IBest simp j = L - 1 j = L - 1 |h,j +ho,j|2 - |hl,; -hoil2 j=0 j=0 soit, sous forme encore plus simple (27): S. fBest 5imP j = L - 1 ho,j hl,j +ho,j hl,j j =0 Exemule de lonique de choix Le choix du jeu d'interpolateurs courant sera fait par exemple chaque fois qu'un nombre donné de trames a été traité. L'algorithme proposé tient compte du fait que, d'une trame (bloc de données) à l'autre, les propriétés statistiques du canal varient peu et que I'on a rangé les jeux d'interpolateurs de telle sorte que deux jeux voisins soient optimisés pour des étalements Doppler voisins. Si à la trame précédente, I'interpolateur correspondant à Ap a été choisi (p = 0...3 dans cet exemple), la démodulation se fera avec les interpolateurs correspondant à Ap (si possible), Ap, et Ap+ (si possible) et c'est celui donnant le meilleur résultats qui servira de point de départ à la trame suivante. La figure 8 schématise une structure d'un dispositif selon l'invention. Le ou les signaux préconditionnés après passage dans un ensemble de dispositifs habituellement utilisés et comportant des filtres adaptés, un CAG (contrôle automatique de gain,...) et tous les dispositifs permettant le préconditionnement est transmis par exemple à un microprocesseur 1 pourvu d'un logiciel conçu pour exécuter les différentes étapes mentionnées ci-dessus. Les résultats obtenus sont ensuite transmis à un algorithme BDFE 2 permettant d'obtenir les symboles émis les plus probables, selon une méthode connue de l'Homme du métier. REVENDICATIONS 1 - Procédé d'égalisation d'un signal reçu par un récepteur après traversée d'un canal de transmission, ledit signal comportant au moins un bloc de données et plusieurs probes situés de part et d'autre du bloc de données caractérisé en ce qu'il comporte une étape o la réponse impuisionnelle du canal est estimée avant et après un bloc de données n en tenant compte des probes situés de part et d'autre du bloc de données (Probe n-1 et Probe n) et aussi des probes précédentes et suivantes des Probes n-1 et Probe n, lesdites probes étant pondérées et combinées entre elles. 2- Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes: pour chaque probe disposée avant le bloc de données à traiter et pour chaque probe située après le bloc de données à traiter on remplace chacune des probes par des probes lissées et on détermine ensuite une estimée de la réponse impuisionnelle ho avant le bloc de données et une estimée de la réponse impuisionnelle h après le bloc de données. 3 - Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes: pour chaque probe disposée avant le bloc de données et pour chaque probe disposée après le bloc de données, on estime une réponse impuisionnelle associée et ensuite on estime par pondération et combinaison la réponse impuisionnelle ho avant le bloc de données et la 2s réponse impuisionnelle h, après le bloc de données. 4- Procédé selon l'une des revendications 1 à 3 caractérisé en ce que l 'esti mation est effectuée en m i n i m isant l'erreu r quad ratiq ue tota le don née par N' L- 1 E = dn - m hm rn n=NO m=0 avec dn m = signal émis connu hm = échantillon de la réponse impuisionnelle rn = signal reçu. - Procédé selon l'une des revendications 1 à 4 caractérisé en ce qu'il comporte une étape o les coefficients utilisés pour le lissage des probes sont obtenus en minimisant l'erreur quadratique de l'erreur d'interpolation M- Z E(= aiei 8.ko+i' ejxe i = 0 o est la rotation de phase, comprise entre deux valeurs extrêmes -A et +A qui dépendent de la vitesse de variation de la fonction de transfert du canal. 6- Procédé selon l'une des revendications 1 à 5 o l'on dispose de plusieurs jeux de coefficients d'interpolation, chaque jeu étant optimisé pour des conditions de réception bien précises o l'on essaie, à intervalles réguliers, des jeux voisins de celui en cours d'utilisation et o l'on retient pour la suite celui qui maximise un rapport signal/bruit de démodulation pouvant être estimé de diverses façons. 7 - Utilisation du procédé selon l'une des revendications 1 à 6 à la démodulation de signaux reçus dans un BDFE. 8 - Dispositif pour égaliser au moins un signal ayant traversé un canal de transmission, ledit signal comportant au moins un bloc de donnces et plusieurs probes situés de part et d'autre du bloc de données caractérisé en ce qu'il comporte au moins un moyen recevant les signaux et adapté à estimer la réponse impuisionnelle du canal avant et après un bloc de données n en tenant compte des probes situés de part et d'autre du bloc de données (Probe n-1 et Probe n) et aussi des probes précédentes et suivantes des Probes n-1 et Probe n, lesdites probes étant pondérées et