FR 2832275 A1 20030516 FR 0114602 A 20011112 103986/MK/OOCD \\klefilO1\DPl$\Salle\F103986\PREMDEP\ADMIN\depot.doc PROCÉDÉ D'ÉCRÉTAGE DE SIGNAUX À PLUSIEURS PORTEUSES TRANSMIS PAR UN M ME AMPLIFICATEUR NON-LINEAIRE L' invention est relative à un procédé de transmission de signaux de télécommunication à l' aide d'un amplificateur de puissance destiné à amplifier simultanément plusieurs signaux modulant des porteuses différentes. Elle concerne plus particulièrement un procédé de ce type dans lequel on prévoit, pour optimiser le rendement de l'amplificateur, en amont de ce dernier, un écrêtage du signal de composition des signaux modulant plusieurs porteuses. L'invention se rapporte aussi à l'application d'un tel procédé à un émetteur radio, une station de base d'un système de télécommunication comprenant un émetteur radio, et à un réscau de téléphonie mobile comprenant des émetteurs radio. Les amplificateurs sont des composants électroniques qui présentent en général un comportement non linéaire, c'est-à-dire qui sont tels que le signal de sortie est souvent déformé par rapport au signal d'entrée. C'est pourquoi dans les systèmes de télécommunication, il est prévu des moyens pour linéariser les amplificateurs. Le procédé le plus courant consiste à appliquer une pré-distorsion aux signaux avant l' entrée de l' amplificateur, cette pré distorsion étant telle qu'elle permet de fournir à la sortie de l'amplificateur un signal qui représente de façon fidèle le signal d'entrce avant pré-distorsion. La pré-distorsion peut être de type numérique ou analogique. Un autre procédé connu de linéarisation des amplificateurs consiste à comparer le signal en entrée de l'amplificateur au signal à sa sortie, la comparaison fournissant un signal d'erreur qui est combiné, en opposition de phase, au signal de sortie afin qu'après cette combinaison le signal soit une représentation fidèle du signal d'entrée. Par ailleurs, un amplificateur utilisé dans une chaîne d'émission doit présenter un rendement le plus élevé possible pour limiter la consommation et les dimensions de cet amplificateur. Le rendement est le rapport entre la puissance du signal de sortie et la puissance totale consommée par l'amplificateur. Mais un rendement élevé n'est pas compatible avec une forte dynamique du signal d'entrée. En effet, les signaux de sortie présentent une valeur limite ou valeur de saturation. Quelle que soit la valeur du signal d'entrée, le signal de sortie ne peut dépasser cette valeur limite. On comprend donc aisément que le rendement diminue quand les signaux d'entrée dépassent la valeur au-delà de laquelle l'amplificateur sature. En outre, l'amplificateur présente un comportement linéaire, à gain constant, pour les signaux d'entrée les plus faibles, et un comportement non-linéaire quand les signaux de sortie augmentent en se rapprochant de la saturation, le gain diminuant au fur et à mesure que la puissance de sortie augmente. Un amplificateur est ainsi, en général, dimensionné de façon telle que la puissance de saturation corresponde à la crête (ou pic) maximale ou pic du signal de sortie et que la puissance moyenne de sortie se trouve dans la zone de linéarité de l'amplificateur. Le rapport, qui s'exprime en dB, entre la puissance de saturation de l'amplificateur et sa puissance moyenne d'utilisation constitue une marge de puissance, ou "backoff", pour cet amplificateur. On choisit habituellement un amplificateur ayant une marge de puissance, en dB, égale au rapport de la puissance de crête du signal d'entrée sur la valeur moyenne de la puissance du signal d'entrée. Ce rapport est en général dénommé PAR (Peak to Average Ratio). Plus le PAR est élevé et plus le rendement de l'amplificateur est faible. I1 est connu d' augmenter le rendement des amplificateurs, en appliquant un procédé d'écrêtage (ou "clipping" en langue anglaise) qui consiste à limiter l'amplitude des signaux à l'entrée de l'amplificateur à une valeur maximale. La valeur limite (ou seuil), ou rayon d'écrêtage, est déterminée en fonction de la situation la plus défavorable ("pire cas") des signaux à transmettre par la chaîne d'émission dont fait partie l'amplificateur, c'est- à-dire en fonction du plus grand rapport possible entre la puissance de crête et la puissance moyenne de ce signal. Cette valeur limite doit être choisie de façon précise pour minimiser les effets perturbateurs induits sur la qualité du signal en entrée de l'amplificateur. En effet, comme toute non linéarité, cet écrêtage entraîne, en plus d'une atténuation, une distorsion du signal. Par ailleurs la forme de l'écrêtage doit aussi être contrôlée spectralement afin de ne pas perturber le gabarit spectral du signal à amplifier. Le gabarit spectral doit rester meilleur (de préférence d'un ordre de grandeur) que le gabarit obtenu avec les défauts résiduels de l'amplificateur linéarisé. Les défauts de distorsion et d'atténuation doivent en outre respecter les contraintes de qualité et de fidélidité de la chaîne de transmission souvent définies par la norme radio correspondante. Par exemple dans la norme UMTS ces contraintes sont définies par les recommandations 3GPP TS25-104 et TS 25-141. En général, les paramètres de prédistorsion, la polarisation, la tension et le dimensionnement de l'amplificateur de puissance sont choisis pour obtenir un rendement maximal pour une puissance d'émission maximale. Ainsi, pour des faibles puissances, l'efficacité n'est pas optimale. En effet, à faible puissance, le rendement de l'amplificateur est faible parce que sa consommation statique (due au courant de polarisation) est prépondérante par rapport à la puissance dynamique servant à amplifier le signal. L'écrêtage produit des parasites en dahors de la bande fréquentielle transmise, ce qui, en général, n'est pas autorisé par les normes. Il est possible de limiter les perturbations par exemple en utilisant la technique décrite dans la demande PCT WO9965172 qui permet, par un écrêtage progressif, de ramener l'erreur spectrale due à l'écrêtage dans la bande utile transmise. Mais on a constaté que, quel que soit le mode de réalisation, les distorsions introduites quand plusieurs porteuses modulées sont transmises simultanément varient selon l'activité (ou l'amplitude) de chacune des porteuses. En particulier la distorsion est plus importante pour les porteuses les plus faibles. Les réductions du seuil décrêtage et du PAR sont limitées par le contraste de puissance entre les porteuses. L' invention remédie à cet inconvénient. Le procédé conforme à l' invention est caractérisé en ce que, pour minimiser la distorsion sur chaque porteuse transmise, on détermine la puissance instantanée de chaque porteuse modulée et on affecte à chacune d'elles une densité spectrale de puissance d'écrêtage qui dépend de cette puissance instantanée. Le bruit d'écrêtage de chaque porteuse modulée peut être ainsi optimisé et on peut répartir de façon controlée et adaptative les distorsions ou erreurs sur toutes les porteuses. En conséquence, le seuil d'écrêtage total peut être réduit. On prévoit donc une puissance moyenne de distorsion d'écrêtage qui n'est pas le même pour toutes les porteuses. Le gabarit d' ensemble du filtre correspond idéalement au gabarit spectral instantané du signal. Toutefois, ce gabarit de filtre peut être plus simple que celui du signal composite multiporteuses à écréter. Par exemple, on peut adopter la même densité spectrale de puissance d'écrêtage pour les diverses porteuses à l' exception de celle ayant la puissance la plus faible, pour laquelle cette densité est plus petite. De préférence la puissance de chaque porteuse est détermince de façon suffisamment fréquente pour s' adapter aux variations de puissance de chaque porteuse. Par exemple, s cette détermination s'effectue à chaque symbole ou au moins à chaque intervalle de temps dans le cas de la transmission CDMA ou UMTS Bien que l'amplificateur soit dimensionné pour le cas o toutes les porteuses sont à puissance maximale, le procédé selon l' invention permet de minimiser les distorsions en cas de contraste important entre porteuses. Dans une réalisation, le gabarit de filtrage est choisi de façon telle que l'atténnation soit moins importante dans les intervalles de garde entre porteuses. Ainsi, ces intervalles peuvent être utilisés pour absorber les distorsions. L' invention concerne, de façon générale, un procédé pour la transmission d'une pluralité de porteuses à l' aide d'un même amplificateur de puissance, cet amplificateur de puissance étant associé à des moyens de linéarisation, et un écrêtage étant effectué sur le signal composite avant son application à l'entrce de l'amplificateur afin de limiter le rapport puissance de crête sur puissance moyenne du signal à transmettre, ce procédé étant caractérisé en ce qu'on effectue 1'écrêtage individuellement sur chaque porteuse, la densité de puissance d'écrêtage pour chacune de ces porteuses étant fonction de la puissance de la porteuse correspondante. De préférence, l'écrêtage est realisé par filtrage adaptatif dont le gabarit spectral reproduit le spectre du signal à émettre. Dans une réalisation, entre les bandes adjacentes, l'atténnation est moins importante. Selon un mode d'exécution, on détermine la porteuse de plus faible puissance et on affecte à cette porteuse un premier seuil de densité spectrale d'écrêtage, un second seuil de densité spectrale d'écrêtage, supérieur au premier, étant affecté aux autres porteuses. Les niveaux de densité spectrale d'écrêtage sont par exemple choisis parmi un ensemble de jeux préalablement stockés en mémoire, notamment des jeux de filtres. Les signaux à transmettre modulant les porteuses sont, dans une réalisation, du type CDMA et dans ce cas, on estime la puissance de chaque porteuse au moins sur un symbole pendant chaque intervalle de temps. L' estimation sur chaque porteuse est par exemple effectuée sur le symbole le plus long de l'intervalle de temps. L' estimation de puissance peut être effectuée pour chaque échantillon de codage du symbole sur lequel est effectué l' estimation. En variante, les bandes porteuses transmettent des signaux multiplexés temporellement. Dans une réalisation, on prévoit une compensation de gain pour fournir à l'entrée de l'amplificateur un signal ayant pratiquement la même amplitude que le signal composite malgré la variation de gain provoquée par l'écrêtage. Les porteuses se trouvent par exemple sur des bandes adjacentes. L' invention concerne aussi l'application du procédé défini ci-dessus à une station de base d'un système de télécommunication. Elle s' applique également à un terminal d'un système de télécommunication. D'autres caractéristiques et avantages de l' invention apparaîtront avec la description de certains de ses modes de réalisation, celle-ci étant effectuée en se référant aux dessins ci-annexés sur lesquels: la figure 1 est un diagramme illustrant sur un exemple le procédé conforme à l' invention, la figure la est un diagramme analogue à celui de la figure 1 pour une variante, et la figure 2 est un schéma d'une station de base faisant appel au procédé conforme à l' invention. Dans l'exemple qui va être décrit ci-après, on se réfère à un système de télécommunication de type UMTS dans lequel les stations de base émettent des signaux de type CDMA vers les terminaux. On rappelle brièvement le principe de transmission CDMA: les signaux sont transmis sous forme de symboles et chaque symbole comprend un certain nombre (4 à 128 ou 256) d'échantillons (" chips " en langue anglaise) représentant un code. Une station de base émet simultanément vers une pluralité de terminaux. L' ensemble des terminaux recoit tous les signaux émis par la station de base, mais comme à chaque terminal est affecté un code déterminé, différent des autres, et comme les codes sont orÉhogonaux, ce terminal pourra isoler efficacement les signaux selon le code déterminé qui lui est affecté. Dans ce système de télécommunication UMTS on prévoit une pluralité de porteuses ayant chacune une largeur de bande 5 mégahertz. Pour des raisons d'économie, on transmet à l' aide d'un seul amplificateur l' ensemble des porteuses modulées de la station de base. Dans l'exemple représenté sur la figure 1 on prévoit trois bandes porteuses adjacentes fl, f2, f3. Les puissances affectées à chacune de ces porteuses peuvent être sensiblement différentes. Ainsi, dans cet exemple, la porteuse fl présente la puissance la plus élevée et la porteuse f2 la puissance la plus faible. Chacune de ces porteuses correspond à une bande de fréquences de largeur 5 z. On rappelle que, selon l'état antérieur de la technique, dans une telle situation, on utilise une densité statistique moyenne de puissance écrêtée qui est constante pour les trois bandes fl, f2, f3, c'est-à-dire qu'on utilise un filtre qui limite les amplitudes des signaux dans les bandes fl, f2 et f3 à une même valeur M. Cette densité M étant la même pour les trois bandes et celles-ci présentant des amplitudes différentes, les rapports signal à bruit sont donc différents. On voit ainsi que le rapport signal à bruit est nettement plus important pour la porteuse fl que pour la porteuse f2. Selon un premier aspect de l' invention, on prévoit un écrêtage qui, pour chaque porteuse, est fonction de sa puissance. Ainsi, dans l'exemple représenté sur la figure 1, la densité statistique moyenne de puissance écrêtée m1 pour la porteuse fl est la plus élevée et la densité correspondante m2 pour la porteuse f2 est la plus faible. En d'autres termes, pour l'écrêtage, on choisit un gabarit de filtre 10 qui correspond à celui du signal d'entrée fl, f2, f3. Les distorsions sont ainsi minimisées pour les porteuses les plus faibles et comme la densité statistique moyenne de puissance écrêtée varie avec le signal d'entrée, cette densité peut être optimisée à chaque instant. On voit sur la figure 1 que la densité m1 la plus élevée est inférieure à la densité M de l'état antérieur de la technique. L'optimisation la densité statistique moyenne de puissance écrêtée permet un dimensionnement moins sévère de l'amplificateur. Selon un autre aspect de l' invention, qui peut s'utiliser indépendamment du premier aspect, le rayon d'écrêtage moyen varie avec la puissance totale du signal d'entrée et la marge de puissance (c'est-à-dire l'écart, en dB, entre la puissance de saturation et la puissance d'utilisation moyenne) de l'amplificateur varie avec la puissance totale du signal. Dans une réalisation simplifiée correspondant à un exemple o l'amplificateur transmet trois ou quatre bandes porteuses, on détecte la porteuse ayant la puissance la plus faible et on affecte à cette porteuse un filtre fournissant la densité de puissance d'écrêtage la plus faible tandis qu'on affecte la même densité de puissance aux deux (ou trois) autres bandes porteuses. Dans ce cas, le filtrage adaptatif ne nécessite le choix qu'entre un nombre limité de filtres. En outre, les résultats obtenus avec cette réalisation sont sensiblement les mêmes que ceux obtenus lorsque le filtre d'écrêtage reflète exactement les signaux d'entrée. Cet exemple de filtrage est représenté sur la figure la o l'on voit que le gabarit de filtrage comporte deux densités de puissance d'écrêtage m'1 et m'2, m'1 étant affecté aux porteuses fl et f2, et m'2 étant affecté à la porteuse f3 d'amplitude la plus faible. Selon encore un autre aspect de l' invention, on utilise les zones de garde entre les bandes de fréquences porteuses fl, f2 et f3 pour rejeter dans ces zones les distorsions résiduelles qui pourraient se trouver dans la bande utile et qui contribueront donc faiblement à la distorsion des porteuses. On voit ainsi sur la figure 1 qu'entre les densités de puissance d'écrêtage m1 et m2, le filtre présente une atténuation moins importante 12, et de même entre les bandes f2 et f3, le filtre présente également une atténnation 14 moins importante. La figure 2 représente, sous forme de blocs, une station de base faisant appel au procédé selon l' invention. Cette station de base est. comme dans l'exemple de la figure 1, destinée à émettre trois bandes de fréquence adjacentes fl, f2 et f3. Les porteuses modulées fl, f2 et f3, c'est-à-dire les symboles auxquels sont affectés des codes, sont appliquées aux entrées respectivement 201, 2O2 et 203 de dispositifs respectivement 22, 24 et 26 d' estimation de puissance et de transmission. e dispositif 22 transmet le signal fl d'entrée à une première entrée 281 d'un dispositif 28 de synthèse ou composition de signaux se trouvant sur des porteuses différentes. De même, la sortie du dispositif 24 est connectée à la seconde entrée 282 du dispositif 28 et la sortie du dispositif 26 est reliée à la troisième entrée 283 du dispositif 28. Les estimations de puissances fournies par les dispositifs 22, 24 et 26 sont appliquces sur une entrée 30 d'un microprocesseur 30. Le dispositif 28 fournit sur sa sortie 284 un signal composite qui est appliqué à l'entrée d'un organe d'écrêtage 32 qui effectue le filtrage 10 représenté sur la figure 1. Les données permettant ce filtrage sont fournies par deux sorties 3O2 et 3O3 du microprocesseur. La sortie 302 détermine le seuil d'écrêtage du signal composite à partir de la somme des puissances P1, P2 et P3 de chacune des porteuses fl, f2 et f3, c'est-à-dire à partir du signal appliqué sur l'entrée 301 de ce microprocesseur 30. La sortie 3O3 fournit le gabarit de filtrage 10. Celui-ci respecte la proportionnalité entre porteuses de façon à maintenir une distorsion similaire sur chaque porteuse; on obtient en quelque sorte un filtre adapté. La sortie de l'organe 32 est reliée à l'entrée d'un organe 36 de prédistorsion numérique par l'intermédiaire d'un élément 38 à gain variable. L'élément 38 à gain variable comporte une entrée de commande 381 du gain d'écrêtage qui est reliée à une sortie 304 du microprocesseur 30. Le signal délivré par la sortie 3O4 commande le gain en fonction de la puissance totale, c'est-à-dire de la somme des puissances P1, P2 et P3 et du rayon d'écrêtage. Ce gain est tel que l' amplitude du signal en sortie de l'élément 38 est pratiquement égale à l' amplitude du signal à l'entrée de l'organe 32. Ce gain est une fonction relativement simple qui peut être tabulée. La sortie de l'organe 36 de pré-distorsion numérique est reliée à l'entrée 4O1 de l'amplificateur de puissance 40 à linéariser. L'organe 36 comporte une seconde entrée 362 qui, de façon classique (pour une prédistorsion numérique adaptative à apprentissage par un récepteur de mesure), recoit, par un élément de mesure 42, des données provenant de la sortie de l'amplificateur 40 afin de permettre la mise à j our des tables de pré-distorsion. L'amplificateur 40 comporte deux entrées d'alimentation 402 et 403, dont la première, 402, est reliée à la sortie d'une alimentation 44 qui fournit une tension déterminée par une sortie 3O5 du microprocesseur 30. La seconde entrée 4O3 reçoit un signal de commande d'une sortie 3O6 du microprocesseur 30, ce signal déterminant l'intensité de polarisation des grilles des transistors. Les signaux de commande appliqués sur les entrées 4O3 et 4O2 dépendent tous les deux de la puissance totale P1 + P2 + P3. Dans l'exemple les coefficients de prédistorsion sont calculés et mis à j our dans l'organe 36 par comparaison entre le signal de sortie de l'organe 38 et le signal sur l'entrée 362 provenant du récepteur 42. L'organe 36 comporte une sortie connectée à une entrée 3O7 du microprocesseur. Ce dernier contrôle ainsi l'état de convergence des tables de prédistorsion. Cet état conditionne la vitesse de changement du point de fonctionnement de l'amplificateur 40 par les commandes 305 et 306 comme décrit plus loin. Enfin, le microprocesseur 30 comporte une sortie 30 fournissant au système de télécommunication une indication sur la puissance que peut encore admettre l'amplificateur 40. Cette puissance admissible instantanée est liée (comme expliqué plus loin) à la différence entre le point courant de saturation de l'amplificateur et le rayon d'écrêtage courant. Elle correspond en totalité ou partiellement à une marge sur le point de saturation de l'amplificateur par rapport à la puissance courante. Le fonctionnement est le suivant: Les organes 22, 24 et 26 effectuent une estimation de puissance sur chacune des porteuses fl, f2 et f3. A cet effet, les organes 22, 24 et 26 somment les puissances des échantillons successifs (bits élémentaires) sur au moins un symbole, de préférence le plus long, soit sur 256 échantillons, et sur une durée inférieure à un intervalle de temps. Dans le cas de la norme UMTS, la fréquence d' apparition des bits élémentaires (c'est-à-dire la fréquence d'échantillonnage choisie dans 1'exemple) est de 3,84 MHz. Cette estimation est donc effectuée pour chaque intervalle de temps sur un horizon de 33 à 666ps et est répétée tous les intervalles de 666gs. Grâce à la sélection d'un symbole dans chaque intervalle de temps, on peut détecter de façon rapide les variations de puissance sur chaque porteuse. A partir des puissances P1, P2 et P3 estimées à chaque intervalle de temps ("time slot" en langue anglaise), le microprocesseur 30 détermine, d'une part, le rayon d'écrêtage et, d'autre part, le gabarit de filtrage 10 (figure 1) pour les trois porteuses considérées. On peut également utiliser le procédé simplifié représenté sur la figure la. Dans un exemple, le microprocesseur 30 contient en mémoire un ensemble de filtres et le choix des filtres est effectué en fonction de tables prédéterminées. Ces tables pré-établies sont déterminées soit par calculs, soit de façon empirique. L'expérience montre qu'avec trois ou, au maximum, quatre, porteuses, le nombre de filtres à mémoriser pour, par exemple, un contraste maximum de 18 dB entre les puissances des porteuses, le nombre de filtres à stocker est limité. Ainsi, pour trois porteuses, environ 10 filtres peuvent être suffisants, chaque filtre ayant un maximum de 32 à 256 coefficients complexes dans le cas de filtres à réponse impulelonnelle finie. Le rayon ou seuil d'écrêtage, qui est calculé à chaque intervalle de temps en se basant sur la somme des puissances des porteuses P1, P2 et P3, a par exemple, une valeur d' environ + 4 dB au-dessus de la puissance totale dans le cas o l'on prévoit trois porteuses UMTS. Les commandes appliquées sur les entréss 4O2 et 403 de l'amplificateur 40 permettent de régler les caractéristiques de cet amplificateur de façon que son rendement conserve une valeur élevée. Dans l'exemple, le microprocesseur 30 contient en mémoire des tables qui permettent de régler l'intensité I du courant i appliqué sur 1'entrée 4O3 et la tension U appliquse sur 1'entrée 4O2 de façon telle que le point de compression à 1 dB reste proche du cercle d'écrêtage, afin de conserver une efficacité et une convergence correctes de la prédistorsion, en même temps qu'un rendement correct. On rappelle que comme tout système bouclé ou adaptatif, la convergence est l'état stable o, après un certain nombre d'itérations (temps de convergence), les valeurs de la table de prédistorsion ne se modifient plus (au bruit de la boucle près) et donnent la meilleure représentation de la fonction de transfert inverse de l'amplificateur et, de ce fait, minimise la différence spectrale entre signal d'entrée et signal de sortie de l'amplificateur linéarisé. On rappelle aussi que le point de compression à l dB est le point de fonctionnement des signaux forts (aux environs du rayon d'écrêtage) pour lesquels le gain est inférieur de l dB au gain de la partie linéaire. Les constantes de temps des divers organes de la station représentée sur la figure 2 n'ont pas toutes la même valeur. Ainsi: les estimations de puissance dans les dispositifs 22 à 26 ont des constantes de temps de l'ordre de la microseconde à la centaine de ps, les constantes de temps de l'organe 36 de pré-distorsion numérique sont de l'ordre du dixième de milliseconde à quelques millisecondes, tandis que les constantes de temps de réglage des paramètres I et U sont de l milliseconde à la seconde, voire davantage c'est-à-dire la minute. En effet, ces paramètres I et U ne peuvent varier trop rapidement car il est nécessaire qu'ils permettent l' adaptation des coefficients de pré-distorsion. Autrement dit, le taux de variation des paramètres I et U doit être suffisamment faible pour permettre le calcul de mise à j our des tables de pré-distorsion. Dans un mode de réalisation préféré, la commande de tension de l'amplificateur présente une hystérésis telle que la diminution de tension soit plus lente que l' augmentation afin que, lors d'une augmentation rapide de puissance de l'une des porteuses, l'amplificateur puisse conserver une marge de puissance suffisante tout en conservant des tables de pré-distorsion valables. Autrement dit, ce comportement d'hystéréais doit être tel qu'il soit possible d' absorber des abonnés supplémentaires avant d'avoir remonté le point de fonctionnement sans perturbation. Ainsi, le point de saturation de l'amplificateur doit être tel que le rayon d'écrêtage correspondant puisse s' adapter à une demande de puissance supplémentaire pour quelques abonnés. Par exemple, dans le cas d'un amplificateur de puissance pouvant transmettre 30 watUs (c'est-à-dire trois porteuses de 10 watts) la marge peut être de l'ordre de 2 watts. Ainsi, avant augmentation de la tension U de l'amplificateur, ce dernier bénéficie d'une marge de 2 watUs utilisable pour absorber des demandes supplémentaires. Ainsi, quel que soit le rayon d'écrêtage instantané, la polarisation de l'amplificateur sera touj ours effective 2 watts plus haut, soit, dans l'exemple, dès 28 WatUs atteint le maximum et on ne descend jamais en dessous de 4 watts même si aucune communication n'est active (2watts de marge et environs 2 watts pour l'émission des canaux communs de chaque porteuse ou cellule). Le rendement moyen sur une journée garde une valeur importante car la puissance moyenne aux heures creuses peut être 10 fois inférieure à la puissance moyenne aux heures pleines. Pour permettre le couplage de la convergence des signaux de prédistorsion numérique avec l' adaptation des caractéristiques de l'amplificateur, il est nécessaire d'utiliser des algorithmes rapides pour la prédistorsion numérique, avec des temps de convergence de 100 microsecondes à quelques millisecondes. On fera par exemple appel à des algorithmes de type LMS (Least Mean Square), c'est à dire des algorithmes utilisant la méthode des moindres carrés. On peut aussi faire appel à un reboualage dans le domaine temporel (par opposition au domaine fréquentiel). A ce sujet on rappelle que les procédés de prédistorsions numériques adaptatives les plus récents peuvent faire l'apprentissage et la mise à j our des tables de deux facons différentes: - Soit en comparant en temps réel, au moyen d'un récepteurlarge bande, chaque échantillon de signal émis par l'amplificateur à chaque échantillon qu'on veut émettre (sur la sortie de l'organe 38): c'est ce reboualage dans le domaine temporel qui est utilisé dans l'exemple du fait de sa rapidité. - Soit en comparant le spectre du signal de sortie de l'organe 38 avec le spectre émis, ce dernier étant périodiquement analysé par sous bande au moyen d'un récepteur à bande étroite qui balaie la bande d'émission. Ce rebouclage dans le domaine fréquentiel converge plus lentement mais est moins coûteux. La puissance de traitement nécessaire pour le microprocesseur 30 est relativement faible quand on fait appel à des paramètres d' adaptation qui sont pré-calaulés ou pré-déterminés sous forme de tableaux. Dans le cas de 1'application de la norme UMTS de téléphonie mobile, la précision du contrôle de puissance est maintenue pour toutes les porteuses (au maximum quatre porteuses selon les schémas d' attribution des licences) tandis que le signal composite présente un rapport puissance de crête sur puissance moyenne de 4 dB pour trois porteuses et le rendement peut excéder de 15 la puissance de sortie maximale alors que ce rendement est de 5 à 8 pour les stations de base classiques. En outre, grâce aux filtres adaptatifs d'écrêtage, il est possible, sans compromettre le fonctionnement optimal de la station, de supporter un contraste important entre les porteuses. Ainsi, une porteuse peut être complètement "chargée" et une autre porteuse non chargée, c'est-à-dire ne transmet que des signaux de signalisation. Il est également possible d'utiliser un même amplificateur pour deux cellules concentriques, c'està-dire une cellule ayant une couverture relativement étendue et une autre cellule de rayon nettement plus faible, mais de trafic important. Par ailleurs, la variation de tension U d'alimentation de l'amplificateur, ainsi que la variation de marge de puissance pour permettre d' adapter ces paramètres à l'utilisation, peut réduire d'un facteur 2 environ la consommation d'énergie. Cette adaptation permet aussi d'améliorer la fiabilité de l'amplificateur et donc de la station de base utilisant cet amplificateur de puissance. La marge de puissance calculée peut être utilisée pour les algorithmes de contrôle de puissance émise. En effet, quand on fait appel à la technique CDMA (et donc en UMTS), il est indispensable, pour obtenir une capacité suffisante, de minimiser les interférences induites dans la cellule et vers les autres cellules. Pour cela, il faut, à chaque intervalles de temps (666s), redéfinir de facon contrôlée et précise, la puissance d'émission de et vers chaque abonné (code) afin de n'émettre que le strict nécessaire de puissance à mieux que 1 dB, ou méme 0.5 dB, près en fonction de la qualité de service négociée avec le mobile. Bien que dans ce qui précède on ait décrit l'utilisation de l' invention dans le cadre d'une transmission de type CDMA, 1' invention n'est pas limitée à cette application. Elle peut également étre utilisée à une transmission TDMA sur plusieurs porteuses. L' invention s' applique principalement à une station de base d'un système de télécommunication. Cependant, elle peut aussi s'appliquer à un terminal devant émettre simultanément sur plusieurs porteuses. REVEND I C AT I ON S 1. Procédé pour la transmission d'une pluralité de porteuses à l' aide d'un même amplificateur (40) de puissance, cet amplificateur de puissance étant associé à des moyens de linéarisation, et un écrêtage étant effectué sur le signal composite avant son application à l'entrée de l'amplificateur afin de limiter le rapport puissance de crête sur puissance moyenne du signal à transmettre, caractérisé en ce qu'on effectue l'écrêtage (m1, m2, m3) individuellement sur chaque porteuse, la densité de puissance d'écrêtage pour chacune de ces porteuses étant fonction de la puissance de la porteuse correspondante. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'écrêtage est realisé par filtrage adaptatif dont le gabarit spectral reproduit le spectre du signal à émettre. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'entre les bandes adjacentes l'atténuation (12, 14) est moins importante. 4. Procédé selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce qu'on détermine la porteuse de plus faible puissance et en ce qu'on affecte à cette porteuse un premier seuil de densité spectrale d'écrétage (m'2), un second seuil de densité spectrale d'écrêtage (m'1), supérieur au premier, étant affecté aux autres porteuses. 5. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en que les niveaux de densité spectrale d'écrêtage sont choisis parmi un ensemble de jeux préalablement stockés en mémoire, notamment des jeux de filtres. 6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les signaux à transmettre modulant les porteuses sont du type CDMA et en ce qu'on estime la puissance de chaque porteuse au moins sur un symbole pendant chaque intervalle de temps. 7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que l 'estimation sur chaque porteuse est effectuée sur le symbole le plus long de l'intervalle de temps. 8. Procédé selon la revendication 6 ou 7, caractérisé en ce que l'estimation de puissance est effectuée pour chaque échantillon de codage du symbole sur lequel est effectué l'estimation. 9. Procédé selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les bandes porteuses transmettent des signaux multiplexés temporellement. lO.Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'on prévoit une compensation de gain pour fournir à l'entrée de l'amplificateur un signal ayant pratiquement la même amplitude que le signal composite malgré la variation de gain provoquée par l'écrêtage. ll.Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les porteuses (fl, f2, f3) se trouvent sur des bandes adjacentes. 12.Application du procédé selon l'une des revendications précédentes à une station de base d'un système de télécommunication. 13.Application du procédé selon l'une des revendications 1 à 11 à un terminal d'un système de