FR 2824206 A1 20021031 FR 0105730 A 20010427 ce que la modulation est une modulation de type BPSK ou QPSK. La présente invention concerne un équipement de radiocommunication comportant des moyens adaptés pour appliquer un coefficient à un ou à plusieurs signaux utiles. L'expression "signal utile" désigne dans la suite de la description un signal porteur de l'information. Le coefficient peut être un coefficient de multiplication ou encore un coefficient de division. L'équipement de radiocommunication comporte, par exemple, un oémetteur et/ou un récepteur, I'un des deux au moins comprend les moyens de division et/ou de multiplication. Elle s'applique dans le cas de modulation en phase et/ou de modulation de fréquence. Elle concerne, notamment, les équipements de radio scommunication, (faisceaux hertziens, liaisons point à point, liaisons point multipoint,.. .), en particulier des équipements fonctionnant en bande de fréquences millimétriques. Dans les équipements de radiocommunication, la chane o d'émission de fréquence comporte généralement un dispositif pour transposer la fréquence du signal utile porteur de l'information en bande radiofréquence. La fréquence Fo de l'oscillateur local se trouve donc être du même ordre de grandeur que la fréquence d'émission Fe. Dans le domaine millimétrique, notamment, ceci implique de développer des fonctions dans des gammes de fréquence qui sont difficiles à réaliser. Il est aussi connu des chanes d'émission o l'étape de multiplication en fréquence est effectuée sur le signal de transposition en fréquence. o L'idée de l'invention repose sur une structure d'un émetteur et/ou d'un récepteur intégrant des dispositifs adaptés à appliquer un coefficient diviseur et multiplicateur sur un ou plusieurs signaux utiles. De plus, la structure comporte des moyens adaptés à améliorer la symétrie de la densité spectrale de puissance obtenue par ce procédé et une optimisation des signaux modulants en bande de base pour réaliser un filtrage à l'émission de la densité spectrale de puissance du signal modulant initial. L'objet de l'invention concerne un équipement de radiofréquence comportant au moins un émetteur et/ou un récepteur d'un ou de plusieurs signaux utiles caractérisé en ce qu'il comporte au moins un dispositif adapté à appliquer un coefficient (N. K4, K2) au signal ou aux signaux utiles. Il peut comporter au moins un dispositif adapté à diviser la fréquence du ou des signaux utiles et un dispositif adapté à multiplier la fréquence de ces mêmes signaux utiles. o 11 comporte par exemple un modulateur du ou des signaux utiles à une fréquence Fm et un diviseur intogré dans le modulateur. Selon un autre mode de réalisation l'équipement comporte au moins un modulateur du ou des signaux utiles à une fréquence FmV et un dispositif diviseur disposé après le modulateur. s 11 peut comporter un dispositif de génération aléatoire d'un formant, ce dernier pouvant être adapté à produire un formant permettant d'optimiser les états de phase lors de la modulation du signal utile et/ou à assurer un sens de rotation de phase aléatoire. L'équipement radiofréquence est par exemple un émetteur comportant au moins une des caractéristiques précitées et un dispositif de transposition en fréquence du ou des signaux modulés et divisés, situé entre le diviseur et le multiplieur. L'invention concerne aussi un procédé d'émission d'un ou de plusieurs signaux utiles caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes 2s suivantes: Moduler le ou les signaux utiles à une fréquence Fm, Frnv, Diviser le ou les signaux utiles modulés par un coefficient K,, K2, Transposer le ou les signaux modulés divisés S'3 à une fréquence F, Multiplier le ou les signaux modulés, divisés et transposés, par un o coefficient N afin d'obtenir un signal à une fréquence d'émission Fe. Il peut comporter au moins une étape de précodage du ou des signaux utiles o le sens de rotation de phase pour rejoindre les différents points de la constellation des états de phase de la modulation est déterminé de manière aléatoire. Les trajets et les sens de parcours de phase, pour aller aux différents points de la constellation choisie, sont par exemple repartis aléatoirement entre les différents états afin d'obtenir un spectre le plus symétrique possible après division de fréquence et multiplication de s fréquence. Le trajet est déterminé par exemple pour modifier la densité spectrale de puissance afin, notamment, de réduire le niveau des lobes secondaires de la densité spectrale du signal utile. Le sens de rotation de phase est déterminé par tirage aléatoire o après détermination du trajet à parcourir. La modulation du signal utile est par exemple réalisée par un modulateur vectoriel permettant une modulation à amplitude constante. Le procédé est appliqué par exemple pour une modulation de type BPSK ou QPSK L'invention offre notamment les avantages suivants: Une simplification de l'architecture de la partie haute fréquence d'une chane d'émission. L'utiilsation d'un minimum de composants dans la partie radiofréquence o de l'émetteur, par exemple. Une précision de réalisation de la modulation initiale qui est du même ordre de grandeur que la précision requise sur la modulation en sortie de la multiplication si le rapport de division sur la modulation initiale est identique au rapport de multiplication. s. Une transposition de la modulation en sortie du diviseur qui permet d'augmenter la fréquence du signal utile divisé avant de le multiplier et donc d'obtenir en sortie du multiplieur, un signal d'émission vers les hyperfréquences ou les fréquences millimétriques avec un rapport de multiplication raisonnable. o. Une optimisation de la symétrie du spectre émis et un filtrage de la densité de puissance du signal utile en optimisant le formant des signaux en phase et en quadrature du modulateur réalisant la modulation initiale. D'autres avantages et caractéristiq ues de l' invention appara tront mieux à la lecture de la description qui suit donnée à titre illustratif et nullement limitatif en relation des figures qui représentent: La figure 1 un schéma d'une chane d'émission comprenant un dispositif s de multiplication, La figure 2 une première structure d'une chane d'émission selon l' invention incluant un diviseu r du signal utile, La figure 3 une deuxième structure d'une chane d'émission, La figure 4 une variante de réalisation combinant les structures des o figures 2 et 3, À Les figures 5 à 12 des exemples de signaux et de spectre obtenus avec la structure selon l'invention. De manière à mieux faire comprendre l'objet de l'invention, la s description qui suit, donnée à titre illustratif et nullement limitatif, concerne une chane d'émission d'un équipement radiofréquence intégrant un dispositif adapté à effectuer une division de fréquence du signal utile et un dispositif adapté à effectuer une multiplication de fréquence du signal utile divisé et transposé en fréquence. La figure 1 représente un exemple d'une chane d'émission d'un équipement radiofréquence incluant un dispositif de multiplication en fréquence du signal utile. Elle comporte un modulateur 1 fournissant un signal utile S s porteur de l'information, modulé en phase et de fréquence Fm, un oscillateur local 2 à une fréquence Fo, un mélangeur 3 recevant le signal utile modulé S et le signal S2 à la fréquence Fo afin de les mélanger et produire un signal S3 à la fréquence Fr sensiblement égale ou égale à (Fm + Fo) Ou (Fm - Fo) Ce signal S3 transposé en fréquence est envoyé vers un filtre passe bande 4 o puis vers un dispositif 5 adapté à le multiplier par un coefficient N de fa,con à produire un signal S4 à la fréquence d'émission Fe, (avec Fe = N(Fo + Fm) Ou Fe = N(Fo'- Fm)). Le signal multiplié est ensuite transmis à un deuxième filtre passe bande 6 puis à un amplificateur 7 permettant de lui donner la puissance suffisante pour son émission sortie antenne 8, signal S5. s Dans le cas o le signal utile à la sortie antenne doit être un signal à la fréquence Fe modulé par des sauts de phase i*(2*/m) correspondant au codage des donnces numériques à transmettre, o m est le nombre d'états de la modulation de phase, les sauts de phase au niveau de l'antenne s valent: ix2 avec i [O,...,m-1], ou (2i+)X7: avec i e[O,...,(m/2)-1], (1) l1Z lIZ Le coefficient m est fonction de la modulation à émettre. Si m=2r, o r est un coefficient dépendant de la modulation de phase utilisé, nous retrouvons par exemple la modulation de phase BPSK (Bit phase Shift o Keying) pour r=1 et m=2 et la modulation QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) pour r=2 et m=4. Cette modulation de phase est la modulation de phase réalisée en sortie du multiplieur par N. N étant le facteur de multiplication. La multiplication par N d'un signal de fréquence Fr et de phase initiale 4) Or crée une fréquence d'émission Fe = N * Fr et une rotation de phase de N * kOr. Par conséquent, il est possible d'obtenir la modulation à la fréquence Fe modulé par des sauts de phase i*(2*/m), si la modulation à la fréquence Fr est modulé par des sauts de phase i*(2*1m)/N. Dans ce cas, les sauts de phase au niveau du signal de fréquence Fr valent: ix27/nt avec i e[O,,m-1], ou (2i+)x1m avec i e[O,,(m/2)-1], (2) Dans le cas o le signal de fréquence Fr est issu d'une transposition du signal à la fréquence Fm, modulé en phase, avec un oscillateur local Fo, La modulation de phase du signal Fm est identique à la modulation de phase du signal Fr. En sortie de transposition, la fréquence Fr est égale à (Fo + Fm) Ou (Fo - Fm) suivant le filtrage utilisé en sortie du mélangeur réalisant la transposition. Les sauts de phase au niveau du signal Fm sont donc identiques aux sauts de phase au niveau de Fr nécessaires pour obtenir la modulation so de phase i*(2* - m) souhaitée au niveau de l'antenne. Ces sauts de phase valent donc au niiveau du signai modulé Fm: iX2z/m avecietO,,m-1],ou (2i+) x7TN avecie[O,,(m/2)-1], (3) Cette modulation permettant d'obtenir la modulation de phase i*(2*/m) après rnultiplication par N. n'est pas la seule possible. Notamment, si N est impair et supérieur à m-1, des sauts de phase de i*(2*/m) deviennent des sauts de phase N*i*(2*/m) en sortie de multiplication par N: tous les états modulo 2 sont retrouvés en sortie de multiplication par N.. Une modulation de phase peut être par exemple générée par un s modulateur vectoriel qui permet de sommer deux modulations, issues d'un même oscillateur mais déphasées de /2, à partir de deux signaux modulants m (t) et mQ (t) liés au message à transmettre. Plusieurs dispositifs permettent dobtenir une modulation avec des to sauts de phase de type ix27T/7I ou (2i+)x7/m. Dans la suite de la description, les références identiques désignent des éléments similaires. La figure 2 schématise un exemple de structure d'un émetteur selon l' invention comprenant des moyens qui permettent de diviser le signal s utile avant de le multiplier dans une chane telle que celle décrite à la figure 1. L'émetteur comporte différents éléments qui peuvent être regroupés en deux blocs I et 11. Le premier bloc I a notamment pour fonction de moduler et de diviser le signal à émettre alors que le bloc 11 a pour o fonction de multiplier et d'amplifier le signal divisé et transposé S'3 avant son émission. Les deux blocs peuvent faire partie d'un même dispositif ou être distincts. Le message binaire SO à émettre est tout d'abord décomposé en deux signaux élémentaires modulants mQ et m en appliquant une fonction s formant(t) 9. Une fonction formant (t) correspond à une relation élémentaire qui permet de passer d'un état à un autre. Cette fonction est définie sur la durée d'un bit du signal SO et son amplitude est nomalisée à 1. Ceci s'applique bien entendu pour les messages numériques ou analogiques. Les signaux modulants élémentaires sont ensuite transmis à un o modulateur vectoriel 10 intégrant un diviseur de phase, de coefficient K. Les signaux modulants m et mQ liés au message à transmettre sont tels que (5): m + j mQ = 1 x exp j + (2i + l) x K avec K, = N ou K, sensiblement égal à N avec N le facteur de multiplication de la multiplication, entier pair ou impair. La figure 3 schématise une seconde variante de réalisation d'un dispositif permettant cette même modulation. Dans ce cas le modulateur vectoriel 11 est associé à un diviseur de fréquence 12 placé entre celui- ci et le mélangeur de transposition 3. Ce diviseur de fréquence 12 permet de s diviser le signal utile de fréquence Fmv en sortie du modulateur vectoriel 11 par un coefficient K2 égal ou sensiblement égal à N. avant d'effectuer l'opération de mélange avec la fréquence Fo issue de l'oscillateur local puis la multiplication par N. Les signaux modulants m et mo liés au message à transmettre sont déterminés à partir de l'expression (5) avec K, = 1. o La division par K2 d'un signal Fmv et de phase initiale mv crce une fréquence de modulation Fm = Fmv / K2 et une rotation de phase de Pmv / K2 L'utilisation d'un diviseur de fréquence non intégré dans le modulateur est. pour certaines modulations, à l'origine d'une dissymétrie dans le spectre de fréquence qui se traduit notamment par un décalage de la fréquence par rapport à l'origine et/ou une dissymétrie au niveau des lobes secondaires du spectre. Pour compenser ces défauts, la chane d'émission peut alors comporter un dispositif adapté à générer un sens de rotation de phase aléatoire pour passer d'un état à un autre et/ou adapté à déterminer les o formants permettant d'optimiser les transitions entre les états logiques et éviter la dissymétrie au niveau des lobes secondaires. Il en résulte une optimisation des transitions entre les états logiques et les passages entre les différents états sur toute la constellation des états de la modulation utilisée et un sens de rotation qui n'est pas s toujours identique. L'utilisation d'un sens de rotation aléatoire permet notamment de recentrer la fréquence. Le sens de rotation de phase pour rejoindre les différents points de la constellation des états de phase est déterminé par exemple aléatoirement par un procédé de précodage des données. o La fonction formant utilisée pour passer d'un état à l'autre est telle que les trajets et les sens de parcours de phase pour aller aux différents points de la consteliation choisie sont répartis aléatoirement entre les différents états afin d'obtenir un spectre le plus symétrique possible après division de fréquence et multiplication de fréquence. Le trejet est déterminé pour modifier la densité spectrale de puissance afin notamment de rébuire le niveau des lobes secondaires de la densité spectrale du signal émis. Le sens de rotation de phase est déterminé par tirage aléatoire après détermination du trajet à parcourir. Ceci s'applique en particulier pour les modulations BPSK ou QPSK ou encore pour toute autre modulation générant des dissymétries dans le spectre des fréquences. to La figure 4 schématise une troisième variante de réalisation d'une structure d'émetteur permettant cette même modulation par un mixage des deux variantes décrites aux figures 2 et 3. Dans ce cas la division de phase est répartie entre le diviseur de phase K intégré dans le modulateur vectoriel et un diviseur de fréquence K2 placé entre le modulateur vectoriel 10 et le î5 mélangeur 3 de transposition: les facteurs de division K et K2 étant défini tels que K*K2 = N. le facteur de multiplication du multiplieur de fréquence. Nous obtenons bien dans ce cas une modulation de phase obtenue est égaie à (Pm /N. En pratique, dans tous les exemples de réalisation précités, le o diviseur de fréquence peut être réalisé par des circuits logiques à base de bascules permettant de mémoriser, et donc de compter, les passages par zéro du signai à son entrce. Le diviseur divise l'information de phase mais peut perdre généralement l'information de modulation de d'amplitude car il ne traite que les transitions. Pour remédier à cet inconvénient qui entrane une transformation de la modulation initiale avant division, ii est possible d'utiliser un modulateur vectoriel adapté à générer une modulation à amplitude constante. Le procédé mis en _uvre au niveau d'un émetteur peut comporter o les étapes suivantes: 1) appliquer un formant au message binaire à émettre afin d'obtenir deux signaux élémentaires modulants mQ et m, 2) diviser le signal modulé par un coefficient K égal ou sensiblement égal au coefficient de multiplication N utilisé plus loin dans la chane d'émission, 3) transposer le signal en fréquence, à 1'aide de la fréquence Fo de l'oscillateur, 4) multiplier le signal transposé en fréquence par le coefficient multiplicateur N. s 5) émettre le signal après amplification au niveau requis d'émission. Les étapes de modulation et de division peuvent être réalisées en même temps. Exemple d'application dans le cadre d'une modulation de phase de type o BPSK Dans le cas d'une modulation de type BPSK à 2 états de phase, la division du signal modulant par un facteur K2=2, introduit une constellation à 4 états de phase en sortie du diviseur. La modulation BPSK possède une constellation à 2 états de phase: la division par K2=2 introduit une ambiguté de phase égale à (2/K2). Cette ambiguté est levée après la multiplication par 2. En pratique, cette division entrane une dissymétrie de la densité spectrale de puissance du signal utile inhérente à la répartition des transitions entre les états de la constellation initiale. Dans le cas o la modulation BPSK divisée par K2 est réalisée o directement par le modulateur vectoriel, la modulation peut générer une constellation à 2 états de phase par exemple exp(+j (/2)1K2) et exp(j (C/2)1K2). Cette modulation à une densité spectrale de puissance de type sin(x)/x symétrique par rapport à la porteuse avec une raie à la fréquence de la porteuse. Dans le cas o la modulation BPSK est réalisée par le modulateur vectoriel et la division de fréquence par un diviseur numérique K2, le modulateur génère une constellation à 2 états de phases par exemple exp(+ j (/4)) et exp(-j (3/4)). La division par K2=2 a pour effet de crcer une constellation avec 4 états de phase correspondant par exemple au point exp(+j ([/4), exp(-j (/4), exp(+j (37rl4)) et exp(-j (3/4)). La modulation de phase avec des sauts de phase de +/-i *T/2, ainsi réalisée, présente une dissymétrie liée au caractère non aléatoire des transitions entre états: dissymétrie de la densité spectrale de puissance du signal par rapport à sa fréquence centrale et décalage de la fréquence centrale du spectre. La dissymétrie de la densité spectrale de puissance est liée à l'impossibilité physique d'obtenir une modulation de phase BPSK parfaite. Pour aller d'un point à l'autre de la constellation, le modulateur BPSK va imposer un sens de rotation de phase correspondant au passage du point à s +/4 au point à-314 et un sens de rotation de phase correspondant au passage du point à -3/4 au point +/4: en pratique la constellation ne peut étre parfaitement nulle, le point En considérant une modulation BPSK réalisée à partir d'un modulateur vectoriel parfait associé à un même message sur ses deux voies o de modulation I et Q. I'introduction d'un filtrage différent entre les voies I et Q va entraner un sens de rotation pour aller d'un point de la constellation à l'autre. Ce sens de rotation est identique entre les deux états mais le fait d'intervertir les filtres fait changer le sens de rotation pour aller d'un point à l'autre de la constellation. s A titre d'exemple, les figures 5 et 6 donnent respectivement les allures des spectres du signal modulant BPSK avant et après division par 2 en fonction des filtrages réalisés sur les signaux I et Q du modulateur vectoriel. Les conditions d'obtention de ces courbes tracées dans un o diagramme densité spectrale exprimée en dBc en fonction de la fréquence Fm rapportée à sa porteuse en MHz sont les suivantes: Fiaure 5: Paramètres généraux de simulation: - modulation BPSK brut (I=Q sans formant) s message binaire aléatoire 10 Mbits par seconde sur porteuse à 200MHz fréquence centrale 200MHz et fréquence d'échantillionnage 4GHz Paramètres des courbes: - courbe 1: filtrage bande de base 50MHz voie I et 1 OOMHz voie Q - courbe 2: filtrage bande de base 100MHz voie I et 50MHz voie Q Fiaure 6: Paramètres généraux de simulation: - modulation BPSK brut (I=Q) après diviseur de fréquence par K2=2 - message binaire aléatoire 10 Mbits par seconde sur porteuse à 200MHz - fréquence centrale 100MHz et fréquence déchantillionnage 4GHz Paramètres des courbes: - courbe 1: filtrage bande de base 50MHz voie I et 1 OOMHz voie Q - courbe 2: filtrage bande de base 1 OOMHz voie I et 50MHz voie Q La densité spectrale de puissance après division possède des discontinuités aux fréquences multiples du débit binaire: elles changent de sens suivant sens de rotation de la consteilation. o Le fait de garder le méme sens de rotation pour aller d'un état à l'autre entrane un décalage en fréquence du spectre. Ce décalage en fréquence dépend de la nature du message et plus particulièrement du nombre moyen de transition entre états. Le décalage maximum de fréquence correspond à un message alternant les 2 états logiques: dans ce cas, la s phase du signal modulant tourne de f: radians par bit par rapport à la porteuse et par conséquent le décalage en fréquence vaut donc AF = (1/2) * (lAt)lN = (Fdébit/2)/N. La figure 7 donne l'allure du spectre de la modulation BPSK initiale et du spectre après division par 2 et multiplication par 2 pour une o valeur de filtrage des voies I et Q de modulation. Conditions d'obtention des courbes de la figure 7: Paramètres généraux de simulation: - modulation BPSK brut l=Q mais filtrage bande de base 1 OOMHz voie I et MHz voie Q s - message binaire aléatoire 10 Mbits par seconde sur porteuse à 200MHz - fréquence centrale 200MHz et fréquence d'échantillionnage 4GHz Paramètres des courbes: - courbe 1: modulation BPSK initiale en sortie du modulateur vectoriel - courbe 2: modulation BPSK après diviseur par 2 et multiplieur par 2 Une dissymétrie est constatée essentiellement entre les lobes secondaires mais globalement le spectre est centré sur la fréquence porteuse. Pour rendre le spectre de la modulation plus symétrique en sortie s du diviseur, et donc plus symétrique en sortie du multiplieur, il faut optimiser les transitions entre les états logiques et s'assurer que les passages entre les différents états se font sur toute la constellation et que le sens de rotation de phase n'est pas toujours identique. Dans le cas d'une modulation BPSK, le fait de choisir un sens de o rotation différent pour le passage entre les deux états symétrise le spectre divisé (trajet identique pour aller d'un point à l'autre mais avec un sens de rotation différent). Mais par contre, des raies apparaissent aux fréquences multiples du débit binaire (par rapport à la porteuse). Pour supprimer ces raies multiples du débit binaire, il faut répartir aléatoirement le sens de s passage d'un état à l'autre. L'amélioration sur la symétrie de la densité spectrale de puissance d'une modulation réalisée par une division de fréquence suivie d'une multiplication de fréquence repose donc sur une répartition équiprobable des deux sens de rotations de phase pour passer d'un état à un autre: Les trejets o entre les états étant, bien sûr, symétriques. Pour certaines modulation de phase, o il existe par exemple un pré codage des données avant le modulateur, ses conditions peuvent être remplies. Pour d'autres modulations' telles que les modulations BPSK ou QPSK, le sens de rotation de phase pour un saut de dépend des s dissymétries du modulateur et il est toujours identique. Imposer un trajet, pour aller d'un point de la constellation à un autre, revient à filtrer le signal modulant et donc à filtrer la densité spectrale de la modulation initiale. Si ce filtrage n'affecte pas l'amplitude du signal modulé, la modulation issue du modulateur vectoriel est conservée tout au o long de la chane de transmission même si la charne comporte, comme dans notre cas, un diviseur de fréquence, un multiplicateur de fréquence ou un amplificateur saturé. Pour obtenir un signal modulé avec une amplitude constante, il suffit que les signaux modulants m(t) et mQ(t) vérifient à chaque instant la s relation Im'(t) +jmQ(t)l=1, ce qui correspond à une modulation de phase ou de fréquence kOm(t) telle que ml(t)+jmQ(t)=exp(+jm(t)). Du point de vu de la constellation, le fait de générer un signal à amplitude constante revient à se déplacer sur un cercle. Le choix du filtrage revient à déterminer une relation, fonction du temps, de la phase du signal modulant. s Dans le cas de l'exemple précité de la modulation BPSK, des exemples de relations de phase permettant de modifier l'encombrement spectral de la modulation et de symétriser la densité spectrale une fois divisée sont données ci-après. Pour ces exemples, le sens de rotation de phase entre deux états o est déterminé en comparant l'état actuel avec l'état précédent et en choisissant le sens de rotation de phase entre les états par un tirage aléatoire. Pour une modulation BPSK, le tableau 1 donne la relation de phase sur la durée d'un bit en fonction de l'état de ce bit xk et du bit ] 5 précédent Xk,, du résultat du tirage aléatoire TAk ainsi que le formant du signal modulant formant(t). La fonction formant(t) correspond à la relation de phase élémentai re pe rmettant de passer d' un état de phase à un autre. E l le est définie sur la durée d'un bit et son amplitude est normalisée à 1, sachant que dans le cas de la modulation BPSK la variation de phase sur un bit est de radians. Bit actuel Bit Résultat Phase 4)Om du signal modulant Allure de la Phase xk précédent tirage sur la durée du bit te [tk,tk+] sur la durée du bit Xk-, aléatoire TAk 0 0 0 ou 1 k(t) = k (t=Tbit) = 0 Phase constante 0 1 0 k(t) = + * formant(t) Transition 0 à 0 1 1 k(t) = - * formant(t) Transition 0 à - 1 1 O ou 1 4'k(t) = k (t=Tbit) = ou - Phase constante 1 O O k(t) = + * [1formant(t)] Transition 71 à 0 1 0 1 k(t) = - * [1-formant(t)] Transition à O Tableau 1: Les différents états de phase d'une modulation BPSK avec formant et sens de rotation de phase aléatoire. La figure 8 donne une représentation, à titre d'illustration, de 3 types de formant: un formant F de type "temps de monté", un formant F2 de type "cosinus" et un formant F3 de type "phase linéaire". Les expressions temporelles de ces formants sont données dans le tableau 2. Type de formant Expression du formant en fonction de x = t/Tbit 1 cas: Formant(x)=0 pour xe [0, (1 -xm)/2] formant de type Formant(x)=(1/xm) * [ x - (1 -xm)/2] pour xe [(1 -xm)/2, (1 +xm)/2] "temps de montél' Formant(x)=1 pour x [(1 +xm)/2, 1] avec xm=Tmonté/Tbit formant de type Formant(x)=(1/2)*[1 - cos (7c x)] pour xe [ ' 1/2] cosinusil Formant(x)=(1/2)*[1 + cos (1l(1-x))] pourxe[1/21 1] 3 cas: formant de typeFormant(x)= x pour xe [0, 1] liphase linéaire" Tableau 2: Expressions de formants possibles pour la modulation BPSK s La figure 9 donne l'allure des spectres de la modulation BPSK obtenus par simulation pour les 3 types de formants présentés. Le choix dlun formant sur la modulation de phase permet de rébuire le niveau des lobes secondaires lointains de manière significative. Conditions d'obtention des courbes de la figure 9: o Paramètres généraux de simulation: - modulation BPSK avec formant - message binaire aléatoire 10 Mbits par seconde sur porteuse à 200MHz - fréquence centrale 200MHz et fréquence d'échantillionnage 4GHz Paramètres des courbes: - courbe 1: modulation BPSK avec formant de type "temps de monté" (Tm=1 0%) - courbe 2: modulation BPSK avec formant de type "cosinus" - courbe 3: modulation BPSK avec formant de type "phase linéaire" La figure 10 donne l'allure des spectres de la modulation BPSK après division par 2 pour les 3 types de formants présentés. L'introduction du tirage aléatoire pour le sens de rotation de phase permet diobtenir une meilleure symétrie de la densité spectrale et une fréquence centrale après division égale à la fréquence porteuse sans modulation (en sortie de diviseur). Conditions d'obtention des courbes de la figure 10: Paramètres généraux de simulation: modulation BPSK avec formant - message binaire aléatoire 10 Mbits par seconde sur porteuse à 200MHz - fréquence centrale 200MHz et fréquence d'échantillionnage 4GHz Paramètres des courbes: - courbe 1: modulation BPSK avec formant de type "temps de monté" (Tm=1 0%) o - courbe 2: modulation BPSK avec formant de type "cosinus" - courbe 3: modulation BPSK avec formant de type "phase linéaire" La figure 11 donne l'allure des spectres de la modulation BPSK après division par 2 et ensuite multiplication par 2 pour les 3 types de formants présentés. Conditions d'obtention des courbes de la figure 11: Paramètres généraux de simulation: - modulation BPSK avec formant - message binaire aléatoire 10 Mbits par seconde sur porteuse à 200MHz - fréquence centrale 200MHz et fréquence d'échantillionnage 4GHz Paramètres des courbes: - courbe 1: modulation BPSK avec formant de type "temps de monté" (Tm=1 0 /O) - courbe 2: modulation BPSK avec formant de type "cosinus" - courbe 3: modulation BPSK avec formant de type "phase linéaire" La figure 12 donne le résultat d'une densité spectrale obtenue avec une modulation BPSK avec formant de type "cosinus" et un tirage aléatoire du sens de rotation de phase. Dans cette réalisation avec un débit utile de 1Mbits/s, le signal utile est généré par un modulateur vectoriel à o 1890 MHz, il est divisé par un diviseur de fréquence par K2=16,puis ce signal est transposé à l'aide d'un oscillateur local à Frf=2375MHz afin d'obtenir après multiplication par N=16 et done à Fe =38 GHz un signal modulé BPSK filtré en millimétrique. ,., REVENDICATIONS 1 - Equipement de radiofréquence comportant au moins un émetteur eVou un récepteur d'un ou de plusieurs signaux utiles caractérisé en ce qu'il comporte au moins un dispositif adapté à appliquer un coefficient (N. K,, K2) au signal ou aux signaux utiles. 2 - Equipement de radiofréquence selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte au moins un dispositif (10, 12) adapté à o diviser la fréquence du ou des signaux utiles et un dispositif (5) adapté à multiplier la fréquence de ces mêmes signaux utiles. 3 - Equipement selon l'une des revendications 1 et 2 caractérisé en ce qu'il comporte un modulateur (10) du ou des signaux utiles à une fréquence Fm et un diviseur intégré dans le modulateur. 4 - Equipement selon l'une des revendications 1 et 2 caractérisé en ce qu'il comporte au moins un modulateur (11) du ou des signaux utiles à une fréquence Fmy et en ce que le dispositif diviseur (12) est disposé après le modulateur. - Equipement selon l'une des revendications 1 à 4 caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif (9) de génération aléatoire d'un formant. s 6 - Equipement selon la revendication 5 caractérisé en ce que le dispositif générateur d'un formant est adapté à produire un formant permettant d'optimiser les états de phase lors de la modulation du signal utile eVou à assurer un sens de rotation de phase aléatoire. so 7 - Equipement selon l'une des revendications 1 à 6 caractérisé en qu'il constitue un émetteur et qu'il comporte un dispositif (3) de transposition en fréq uence du ou des sig naux utiles mod u lés et d ivisés, situ é entre le diviseur et le multiplieur. .. 8 - Procédé d'émission d'un ou de plusieurs signaux utiles caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes: À Moduler le ou les signaux utiles à une fréquence Fm, Fmv, À Diviser le ou les signaux utiies modulés par un coeffficient K,, K, s À Transposer le ou les signaux modulés divisés S'3 à une fréquence Fr, À Muitiplier le ou les signaux modulés, divisés et transposés, par un coeffficient N afin d'obtenir un signal à une fréquence d'émission Fe. 9- Procédé selon la revendication 8 caractérisé en ce qu'il o comporte une étape de précodage du ou des signaux utiles o le sens de rotation de phase pour rejoindre les différents points de la constellation des états de phase de la modulation est déterminé de manière aléatoire. - Procédé selon la revendication 9 caractérisé en ce que les trajets et les sens de parcours de phase, pour aller aux différents points de la constellation choisie, sont repartis aléatoirement entre les différents états afin d'obtenir un spectre le plus symétrique possible après division de fréquence et multiplication de fréquence. 11 - Procédé selon l'une des revendications 9 à 10 caractérisé en ce que le trajet est déterminé pour modifier la densité spectrale de puissance afin, notamment, de réduire le niveau des lobes secondaires de la densité spectrale du signai utile. 12 - Procédé selon les revendications 9 à 11 caractérisé en ce que le sens de rotation de phase est déterminé par tirage aléatoire après détermination du trajet à parcourir. 13 - Procédé selon l'une des revendications 8 à 12 caractérisé en o ce que la modulation du signal utile est réalisée par un modulateur vectoriel permeHant une modulation à amplitude constante. 14 - Application du procédé selon les revendications 8 à 13 à une