FR 2833777 A1 20030620 FR 0116305 A 20011217 véhicule automobile. AMPLIFICATEUR À ÉTAGE DE SORTIE MOS La présente invention concerne des amplificateurs ayant au moins trois étages et dont l'étage de sortie est constitué par un transistor MOS. La présente invention concerne, par exemple, des amplificateurs utilisés pour l'amplification de signaux audio. La figure 1 représente un exemple d' architecture d'un amplificateur comportant des premier 11, deuxième 16 et troisième 18 étages. Le premier étage 11 comprend deux bornes d'entrées 12, 13 entre lesquelles est appliquée une tension différentielle VDIFF. La sortie 14 du premier étage 11 est appliquée à une entrée 15 du second étage 16. La sortie 17 du second étage 16 est appliquée à la grille d'un transistor MOS de sortie 18 qui constitue le troisième étage de l'amplificateur 10. A titre dexemple, le transistor MOS de sortie 18 est de type P. Le drain du transistor de sortie 18 est relié à une première source de tension Vdd. La source du transistor de sortie 18 est reliée à une seconde source de tension, par exemple la masse GND, par 1'intermédiaire d'une source de courant continu de polarisation 19. On a également indiqué, pour le transistor MOS de sortie 18, le courant de drain ID1' la tension VDsl entre le drain et la source, et la tension VGS entre la grille et la source. Un premier condensateur 22 relie le drain du transistor de sortie 18 à l'entrée 15 du second étage 16. Un deuxième condensateur 23 relie le drain du transistor de sortie 18 à la sortie 17 du deuxième étage 16. Une borne de sortie 24 de l'amplificateur 10 correspond au drain du transistor de sortie 18. Une charge, comprenant par exemple une résistance 25 couplée en parallèle avec un condensateur 26, est connectée entre la borne de sortie 24 et la masse GND, avec interposition d'un condensateur de couplage 27. La figure 2 illustre, en représentation logarithmique, les allures schématiques de la courbe 30 de gain G et de la courbe 31 de phase de la réponse en boucle ouverte de l'amplificateur 10 de la figure 1 en fonction de la fréquence. Comme cela apparaît sur la courbe 30, le gain G présente trois fréquences de coupure f1, f2 et f3. Des basses fréquences jusqu'à la première fréquence de coupure f1, le gain est sensiblement constant et égal à une valeur Go. Entre les première f1 et deuxième f2 fréquences de coupure, le gain G présente une atténuation d' environ -20 dB/décade. Entre les deuxTème f2 et troisième f3 fréquences de coupure, le gain G présente une atténuation denviron -40 dB/décade. Enfin, au-delà de la troisième fréquence de cougure f3, le gain G présente une atténnation d' environ 60 dB/décade. Les fréquences de coupure f1, f2 et f3 sont respectivement associées aux premier 11, deuxième 16 et troisième 18 étages. La phase de l'amplificateur 10 qui correspond au déphasage entre le signal à la borne de sortie 24 et la tension différentielle VDIFF est de l'ordre de 180 aux basses fré quences et diminue de 90 au voisinage de chaque fréquence de coupure. Les fréquences de coupure f2 et f3 sont données par le s express ions suivantes: f2 = gm2*gm3*(RL//rds)/[l+ gm3*(RL//rds)]*2*c2 (1) f3 = gm3/(2*CL) (2) o gm2 est la transconductance du deuxième étage 16, gm3 est la transconductance du troisième étage 18, rdS est la valeur de la résistance équivalente du transistor de sortie 18 entre le drain et la source, RL est la valeur de la résistance 25 de la charge, C2 est la capacité du condensateur 23, et CL est la capacité du condensateur 26 de la charge. L' expression rds//RL correspond à la valeur de la résistance équivalente aux résistances RL et rdS mises en parallèle et est égale à rds*RL/(rds+RL). Dans l'équation (1), lorsque le terme (gm3*(RL//rds) est très grand devant l'unité, l' expression de la fréquence de coupure f2 se simplifie et on obtient l 'expression suivante: f2 = gm2/(2*C2) On définit habituellement une fréquence, dite fréquence produit gain bande PGB, qui correspond à la fréquence à laquelle le gain est égal à l'unité (c'est-à- dire égal à zéro en décibel). L'expression de la fréquence PGB est la suivante: PGB = gml*gm2 *gm3 *RL*Req/27*Cl* (gm2 *gm3 *RL*Req+1) ( 4) o gm1 est la transconductance du premier étage, C1 est la capacité du condensateur 22, et Req est la valeur de la résistance équivalente vue depuis la sortie du second étage 16 de l'amplificateur 10. Dans le cas o le terme gm2*gm3*Req*RL est très grand devant l'unité, l' expression de la fréquence PGB se simplifie et l'on obtient alors: PGs = gml/(2*cl) Pour certaines valeurs de la tension différentielle VDIFF, l'amplificateur 10 peut avoir un comportement dit instable. Une instabilité de l'amplificateur 10 peut se traduire par le développement d' oscillations parasites sur le signal de sortie. Une condition pour assurer la stabilité de ce type d'amplificateur est que la phase à la fréquence PGB, également appelée marge de phase, soit positive, et, de façon habituelle, supérieure à 30 degrés. Pour ce faire, on cherche à obtenir des fréquences de coupure telles que la fréquence de coupure f3 soit supérieure à la fréquence de coupure f2, de façon habituelle, au moins du double, et que la fréquence de coupure f2 supérieure à la fréquence PGB, de façon habituelle, au moins du double. Ceci permet d' assurer l'obtention d'une marge de phase M positive. La figure 3 représente des courbes 35A, 35B représentatives du courant ID1 du drain du transistor de sortie 18 en fonction de l'opposé de la tension VDsl pour deux valeurs différentes de la tension VGsl, notées VGsl' et VGSli'. Le transistor MOS 18 étant de type P. la tension grille- source est négative et VGSl' est inférieur à VGSlit. Chaque courbe 35A, 35B comporte une première région 36A, 36B, appelée région linéaire ou ohmique, dans laquelle le courant de drain ID1 varie fortement et sensiblement proportion- nellement avec la tension drain-source VDsl. On appelle ron la résistance équivalente du transistor entre le drain et la source dans la région linéaire. La résistance ron correspond à l' inverse de la pente de la courbe 36A, 36B dans la région linéaire. La résistance ron varie en fonction de VGsl. Chaque courbe 35A et 35B comporte une seconde région 37A, 37B, appelée région saturée ou région à courant de drain constant, dans laquelle le courant de drain ID1 varie très faiblement et sensiblement proportionnellement avec la tension drain-source VDsl. On appelle Ro la résistance équivalente entre le drain et la source dans la région saturée. La résistance Ro correspond à l' inverse de la pente de la courbe 35A, 35B dans la région saturce 37A, 37B. La résistance Ro varie peu selon VGS1 De façon classique, la résistance Ro est beaucoup plus élevée que la résistance rOn. A titre d'exemple, ron peut être de l'ordre de 10 ohms, et Ro de l'ordre d'une dizaine à une centaine de kilo-ohms. En mode de fonctionnement normal de l'amplificateur , le transistor de sortie 18 est dans la région saturée. Dans ce cas, la valeur de la résistance rdS apparaissant dans l 'expression de la fréquence de coupure f2 est égale à la résis tance Ro. Le terme gm3*(RL//rds) est alors très grand devant l'unité, et l'expression simplifiée de la fréquence de coupure f2, donnse par l'équation (3), est valable. Toutefois, dans certains modes de fonctionnement de l'amplificateur 10, en particulier pour des valeurs de courant de drain ID1 élevées (ce qui correspond à des tensions négatives VGsl de valeurs absolues élevoes), le transistor de sortie 18 peut passer du régime saturé au régime linéaire. Pour illustrer ce phénomène, on a représenté sur la figure 3, une droite de charge 39 pour une résistance de charge donnée. Le point de fonctionnement du circuit formé par l'ampli- ficateur et la charge correspond à une interception entre la courbe 39 et la courbe représentative du courant de drain ID1 en fonction de la tension drain-source VDsl. On peut ainsi remarquer que, lorsque la tension grille-source est égale à VGsl''' le point de fonctionnement 40B se situe dans la partie saturée 37B de la courbe 35B. Dans ce cas, la résistance rdS est égale à Ro et l 'expression simplifiée, donnée par l'équation (2), de la fréquence de coupure f2 est valable. Lorsque la tension grille-source VGsl est égale à la tension VGsl', le point de fonctionnement 40A du circuit se situe dans la partie linéaire 36A de la courbe 35A. Dans ce cas, la résistance rdS est égale à rOn, qui est beaucoup plus faible que Ro. Dans ce cas, le terme gm3*(RL//rds) peut ne plus être très supérieur à l'unité, et la valeur de la fréquence de coupure f2 associée au deuxième étage 16 diminue. Toutefois, la valeur de la fréquence PGB reste sensi- blement constante. Il s'ensuit que la valeur de la fréquence de coupure f2 se rapproche de la valeur de la fréquence PGB. La condition de stabilité de l'amplificateur 10, qui prescrit de maintenir la fréquence de coupure f2 supérieure au double de la fréquence PGB peut ne plus être vérifiée. Il peut alors se produire une instabilité de l'amplificateur. La présente invention vise à obtenir un circuit amplificateur dont l'étage de sortie est constitué par un transistor MOS et dans lequel tout fonctionnement instable de l'amplificateur est empéché. Dans ce but, on prévoit un amplificateur comportant des premier, deuxième et troisième étages montés en série, le troisième étage comportant un transistor MOS de sortie, dont la source ou le drain constitue une borne de sortie de l'ampli ficateur, l'amplificateur comportant en outre une première capacité entre la borne de sortie et l'entrée du deuxième étage, et une seconde capacité entre la borne de sortie et la sortie du deuxième étage, et comprenant en outre des moyens pour détecter le passage d'un premier régime de fonctionnement du transistor de sortie dans lequel le courant de drain varie faiblement avec la tension entre le drain et la source vers un second régime dans lequel le courant de drain varie sensiblement propor- tionnellement avec la tension entre le drain et la source; et des moyens pour, lors de la détection d'un tel passage, faire chuter le gain en tension de l'amplificateur et/ou le produit entre la bande passante de l'amplificateur et le gain en tension de l'amplificateur à la fréquence limite supérieure de la bande passante. Selon un mode de réalisation de l' invention, les moyens pour détecter le passage du premier régime de fonctionnement du transistor de sortie vers le second régime de fonctionnement, et les moyens pour faire chuter le gain en tension de l'amplificateur et/ou le produit entre la bande passante de l'amplificateur et le gain en tension de l'ampli- ficateur à la fréquence limite supérieure de la bande passante consistent en un transistor MOS supplémentaire. Selon un mode de réalisation de l' invention, le tran- sistor MOS supplémentaire est monté en diode entre la grille du transistor de sortie et la borne de sortie. Selon un mode de réalisation de l' invention, le tran- sistor MOS supplémentaire et le transistor de sortie ont un canal du méme type de polarité. La présente invention prévoit également un procédé de protection d'un amplificateur comportant des premier, deuxième et troisième étages montés en série, le troisième étage compor- tant un transistor MOS de sortie, dont la source ou le drain constitue une borne de sortie de l'amplificateur, l'ampli- ficateur comportant en outre une première capacité entre la borne de sortie et l'entrée du deuxième étage, et une seconde capacité entre la borne de sortie et la sortie du deuxième étage, comprenant les étapes consistant à détecter le passage d'un premier régime de fonctionnement du transistor de sortie dans lequel le courant de drain varie faiblement avec la tension entre le drain et la source vers un second régime dans lequel le courant de drain varie sensiblement proportionnellement avec la tension entre le drain et la source; et faire chuter, lors de la détection d'un tel passage, le gain en tension de l'ampli- ficateur et/ou le produit entre la bande passante de l'ampli ficateur et le gain en tension de l'amplificateur à la fréquence limite supérieure de la bande passante. Selon un mode de réalisation de l' invention, le passage du premier régime de fonctionnement du transistor de sortie au second régime de fonctionnement fait passer un transistor MOS supplémentaire d'un état bloqué à un état passant de façon à faire chuter la résistance équivalente de l'amplificateur vue depuis la sortie du deuxième étage. Cet objet, ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: la figure 1, précédemment décrite, représente une architecture classique dun amplificateur à trois étages dont l'étage de sortie est constitué par un transistor MOS; la figure 2, précédemment décrite, représente, de façon schématique, le gain et la phase de 1'amplificateur de la figure 1 en fonction de la fréquence; la figure 3, précèdemment décrite, représente deux courbes representatives du courant de drain en fonction de la tension drain-source du transistor de sortie de l'amplificateur; et la figure 4 représente un exemple de réalisation d'une partie du circuit de la figure 1 selon la présente invention. Selon la présente invention, on ajoute au circuit de la figure 1 un transistor de protection 43 de type MOS à canal P. monté en diode. On connecte la source du transistor de protection 43 à la source du transistor de sortie 18, le drain du transistor de protection 43 à la grille du transistor de sortie 18, et la grille du transistor de protection 43 à la grille du transistor de sortie 18. On a indiqué sur la figure 4 les tensions grille-source VGSl et drain-source VDSl et le courant de drain IDSl du transistor de sortie 18 ainsi que les tensions grille-source VGS2 et drain-source VDS2 et le courant de drain IDS2 du transistor de protection 43. Le transistor de protection 43 permet la détection du passage dun mode de fonctionnement saturé vers un mode de fonctionnement linéaire du transistor de sortie 18. En effet, la condition de fonctionnement linéaire du transistor de sortie 18 à canal P est exprimoe de la façon suivante VGsl - VT o VT représente la tension de seuil du transistor de sortie 18. La tension (négative) de seuil VT est définie de la façon suivante: lorsque la tension VGSl (négative) entre la grille et la source est inférieure à VT, le passage d'un courant de drain ID1 est possible (le transistor est alors dit passant), et lorsque la tension VGsl est supérieure à VT, le courant de drain ID1 est sensiblement nul quelle que soit la tension VDSl (le transistor est alors dit bloqué). D'après la figure 4, on a aussi la relation: VGS1 - VGS2 - VDS1 = 0 En introduisant l 'expression de VGsl dans l'équation (6), on obtient: VGs2 - VT c O (8) Si les deux transistors 18, 43 sont du méme type, ils ont une tension de seuil VT du méme ordre. L'équation (8) signifie donc que le transistor de protection 43 devient passant. Le transistor de protection 43, monté en diode, fonctionne alors en saturation. De façon similaire, on pourrait montrer que, lorsque le transistor de sortie 18 fonctionne en saturation, le tran sistor de protection 43 est bloqué. Ainsi, lorsque le transistor de sortie 18 est dans un mode de fonctionnement normal pour l'amplificateur 10, c'est-à dire en saturation, le transistor de protection 43 est bloqué et n'influe pas sur le fonctionnement de l'amplificateur 10. Au contraire, lorsque le transistor de sortie 18 passe d'un mode de fonctionnement saturé à un mode de fonctionnement linéaire, inadapté pour le fonctionnement de l'amplificateur 10, le transistor de protection 43 devient passant. Lorsque le transistor de protection 43 passe d'un état bloqué à un état passant, la fréquence PGB est modifiée. En effet, la valeur de la résistance équivalente Req vue depuis la sortie 17 du deuxième étage 16 est modifiée. Si on appelle Reql la valeur de la résistance vue depuis la sortie du deuxième étage 16 lorsque le transistor de protection 43 est bloqué, la valeur de la résistance vue depuis la sortie 17 du deuxième étage 16 lorsque le transistor de protection 43 est passant correspond à la mise en parallèle de Req1 avec une résistance Rt qui correspond sensiblement à l' inverse de la transconductance grille-source du transistor de protection 43. Cette résistance Rt est très faible (généralement inférieure à une centaine d'ohms). La résistance Req vue depuis la sortie du deuxième étage 16 chute donc, entraînant la chute de la fréquence PGB. La diminution de la fréquence PGB suit celle de la fréquence f2 (dont l'origine est le fonctionnement linéaire du transistor de sortie 18). I1 est ainsi possible diempêcher le passage de l'amplificateur dans un fonctionnement pour lequel la fréquence de coupure f2 ne serait pas deux fois supérieure à la valeur de la fréquence PGB, et ainsi prévenir toute instabilité de l'amplificateur 10. Le passage à l'état passant du transistor de protection 43 entraîne également la chute du gain G de l'amplificateur 10. En effet, le gain Go à basse fréquence de l'amplificateur 10 correspond globalement au produit des transconductances des trois étages 11, 16, 18 et des résistances équivalentes vues depuis la sortie du premier étage 11, du deuxième étage 16, et du troisième étage 18. La chute de la résistance Req vue depuis la sortie 17 du deuxième étage 16, lorsque le transistor de protection 43 devient passant, entraîne donc la chute du gain Go à basse fréquence de l'amplificateur 10, et par conséquent la chute du gain de l'amplificateur 10. L'amplificateur 10 n'amplifie donc plus le signal en entrée. La présente invention est excessivement simple à mettre en oeuvre et est particulièrement efficace parce qu'elle provoque parallèlement la chute de la fréquence PGB, ce qui permet d' assurer le maintien de la stabilité de l'amplificateur, ainsi que la chute du gain de l'amplificateur interrompant le fonctionnement de l'amplificateur. En outre, la présente invention, mettant en oeuvre un unique transistor MOS supplémentaire du méme type que le transistor de sortie, est particulièrement peu coûteuse en surface de silicium dans le cas d'une intégration des différents composants formant l'amplificateur. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le drain du transistor de protection peut être relié à un autre point du circuit plutôt qu'à la grille du transistor de protection, le potentiel de ce point 1I Atant adapts pour entrains la mime chuLe de la frAquence PGB at du gain G. En ouLre, le LansisLor de sorLie eL le LansisLor de proLecLion peuvenL ALre consLiLuAs par des LransisLors MOS canal N. De plus, la source de couranL de polarisaLion peuL ALre remplace par un LansisLor OS canal N. qui peuL alors ALre asGociA un LansisLor MOS de proLecLion canal N. selon un monLage correspondanL celui de la figure 4, REVENDICATIONS 1. Amplificateur comportant des premier (11), deuxième (16) et troisième (18) étages montés en série, le troisième étage (18) comportant un transistor MOS (18) de sortie, dont la source ou le drain constitue une borne de sortie (24) de l'amplificateur, l'amplificateur comportant en outre une première capacité (22) entre la borne de sortie et l'entrée (15) du deuxième étage, et une seconde capacité (23) entre la borne de sortie et la sortie (17) du deuxième étage, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (43) pour détecter le passage d'un premier régime de fonctionnement du transistor de sortie dans lequel le courant de drain (IDSl) varie faiblement avec la tension entre le drain et la source (VDsl) vers un second régime dans lequel le courant de drain varie sensiblement proportionnellement avec la tension entre le drain et la source; et - des moyens (43) pour, lors de la détection d'un tel passage, faire chuter le gain en tension (G.) de l'amplificateur et/ou le produit (PGB) entre la bande passante de l'amplificateur et le gain en tension de l'amplificateur à la fréquence limite supérieure de la bande passante. 2. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens pour détecter le passage du premier régime de fonctionnement du transistor (18) de sortie vers le second régime de fonctionnement, et les moyens pour faire chuter le gain (G) en tension de l'amplificateur et/ou le produit (PGB) entre la bande passante de l'amplificateur et le gain en tension de l'amplificateur à la fréquence limite supérieure de la bande passante consistent en un transistor MOS (43) supplémentaire. 3. Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le transistor MOS (43) supplémentaire est monté en diode entre la grille du transistor de sortie (18) et la borne de sortie (24). 4. Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le transistor MOS (43) supplémentaire et le transistor de sortie (18) ont un canal du méme type de polarité. 5. Procédé de protection d'un amplificateur comportant des premier (11), deuxième (16) et troisième (18) étages montés en série, le troisième étage (18) comportant un transistor MOS (18) de sortie, dont la source ou le drain constitue une borne de sortie (24) de l'amplificateur, l'amplificateur comportant en outre une première capacité (22) entre la borne de sortie et l'entrée (15) du deuxième étage, et une seconde capacité (23) entre la borne de sortie et la sortie (17) du deuxième étage, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: - détecter le passage d'un premier régime de fonctionnement du transistor de sortie dans lequel le courant de drain (IDSl) varie faiblement avec la tension entre le drain et la source (VDsl) vers un second régime dans lequel le courant de drain varie sensiblement proportionnellement avec la tension entre le drain et la source; et - faire chuter, lors de la détection d'un tel passage, le gain en tension (G) de l'amplificateur et/ou le produit (PGB) entre la bande passante de l'amplificateur et le gain en tension de l'amplificateur à la fréquence limite supérieure de la bande passante. 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que le passage du premier régime de fonctionnement du transistor de sortie (18) au second régime de fonctionnement fait passer un transistor MOS (43) supplémentaire d'un état bloqué à un état passant de facon à faire chuter la résistance équivalente de