FR 2809266 A1 20011123 FR 0006468 A 20000519 Procédé et dispositif de contrôle du déphasage entre quatre signaux mutuellement en quadrature de phase. L'invention concerne le contrôle du déphasage entre quatre signaux mutuellement en quadrature de phase. Elle s'applique avantageusement mais non limitativement à la télédiffusion numérique par satellite telle que définie dans la spécification européenne DVB-S (Digital Video Broadcasting-Satellite) basée sur les normes de compression M-PEG, et utilisant par exemple pour véhiculer les informations, une modulation numérique en quadrature, par exemple une modulation sur un grand nombre de porteuses hortogonales (modulation OFDM: "Orthogonal Frequency Division Multiplexing"). L'invention s'applique ainsi plus particulièrement aux synthonisateurs ("Tuner" en langue anglaise), en particulier du type à fréquence intermédiaire nulle, tel que par exemple ceux incorporés dans les récepteurs-satellite avec décodeur de données d'images comprimées ("Set-top box" en langue anglaise). Les signaux de télévision en provenance d'un satellite sont amplifiés et convertis dans une bande de fréquences prédéterminée (typiquement 9502150 MHz) par l'intermédiaire d'une parabole et d'un convertisseur à faible bruit situé au foyer de la parabole. Ce signal est ensuite envoyé à l'entrée du synthonisateur du récepteur. Le synthonisateur a pour but de sélectionner le canal désiré et de sortir un signal en bande de base sur la voie en phase (voie I) et sur la voie en quadrature (voie Q). Ce signal est ensuite converti en un signal numérique et démodulé. Les traitements de décodage de canal comportent ensuite également un bloc qui distingue, typiquement au moyen d'une logique majoritaire les "0" des "1", puis effectue l'ensemble de la correction d'erreur, c'est-à-dire typiquement un décodage de Viterbi, le désentrelacement, un décodage de Reed-Solomon, et le débrassage. Le dispositif de décodage de canal fournit en sortie des paquets qui sont décodés de façon classique dans un dispositif de décodage de source conforme aux normes MPEG, de façon à redélivrer en sortie les signaux audio et vidéo initiaux transmis via le satellite. Le synthonisateur est associé à un oscillateur local qui génère les signaux radiofréquence en quadrature. Il est indispensable de contrôler cette quadrature le mieux possible, car toute erreur de quadrature entre les signaux issus de l'oscillateur et délivrés aux mélangeurs du synthonisateur conduit à une imprécision sur le décodage de l'information numérique reçue. Et, ce contrôle de la quadrature doit s'effectuer sur toute la plage de fréquence des signaux reçus. A titre indicatif, les spécifications de développement imposent par exemple une erreur de déphasage qui devra rester inférieure à quelques degrés, par exemple 3 . Dans le domaine des téléphones portables, la transmission des données entre les téléphones portables et la base n'est pas continue mais sous forme de paquets. Et, entre la transmission de ces paquets, il est possible aux téléphones portables de recalibrer la quadrature de l'oscillateur local en injectant par exemple un signal de test. Or, une telle calibration n'est pas possible en télévision numérique. En effet, l'information est transmise en continu et il n'y a pas de temps disponible pour effectuer une quelconque calibration de l'oscillateur local. Une solution consiste alors à agir directement sur l'oscillateur local pour en améliorer la qualité. Cependant, ceci pose des problèmes technologiques importants, ce qui a une incidence directe sur le coût de fabrication. On connaît par ailleurs par la thèse de doctorat présentée par Patricia COGET (12 juillet 1989, Université de Limoges) intitulée "Conception d'un déphaseur 0-90 monolithique large bande microonde pour faisceaux hertziens", un déphaseur 0-90 monolithique large bande, intégré sur substrat ASGA, pour récepteur de faisceaux hertziens. Afin de faire fonctionner ce circuit sur une large bande de fréquences, on utilise un système asservi constitué d'un déphaseur commandable, d'un comparateur de phase, d'un amplificateur et d'un filtre de boucle. Cependant, un tel circuit présente de nombreux inconvénients. L'un de ces inconvénients réside dans la structure du déphaseur qui est formée de cellules résistives capacitives, ce qui nécessite un appariement (matching en langue anglaise) très précis des composants lors de la réalisation du déphaseur. Par ailleurs, l'oscillateur local décrit dans ce document de l'art antérieur délivre deux signaux en opposition de phase à partir desquels sont formés quatre signaux mutuellement en quadrature. Or, si une erreur de déphasage existe entre les deux signaux délivrés par l'oscillateur local, cette erreur de déphasage subsiste également entre les deux signaux en opposition de phase délivrés par le déphaseur, ainsi qu'entre les deux autres signaux en opposition de phase également délivrés par le déphaseur. En outre, l'asservissement selon cet art antérieur comporte une commande unique du déphaseur, ce qui est très pénalisant vis-à-vis d'une élimination d'un éventuel bruit. Enfin, un tel circuit n'est pas totalement intégré et, de toutes façons, ne se prêterait pas à une intégration complète sur un substrat de silicium en raison de la propention d'un tel substrat à propager du bruit. L'invention vise à apporter une solution à ces problèmes. Un but de l'invention est de proposer un contrôle du déphasage entre quatre signaux mutuellement en quadrature de phase, qui soit quasi insensible au bruit, simple à réaliser et totalement intégrable sur substrat- silicium. Pour atteindre ces objectifs, l'invention propose notamment de contrôler le déphasage au moyen d'une boucle à verrouillage de phase entièrement différentielle. L'utilisation d'une structure différentielle rend le dispositif selon l'invention particulièrement insensible au bruit. L'invention propose donc un procédé de contrôle du déphasage entre quatre signaux mutuellement en quadrature de phase, dans lequel on élabore à partir d'au moins un premier signal de base (par exemple un signal considéré comme signal de référence et ayant par conséquent une phase considérée comme nulle) et d'un deuxième signal de base (par exemple un signal ayant une phase de 90 ) en quadrature par rapport au premier signal de base et susceptible de présenter une erreur de quadrature par rapport à ce premier signal de base, une première paire de signaux retardés par un premier retard ajustable. Cette première paire de signaux retardés comporte un premier signal retardé par rapport au premier signal de base et un deuxième signal retardé en opposition de phase par rapport au premier signal retardé. On élabore également une deuxième paire de signaux retardés par un deuxième retard ajustable, cette deuxième paire comportant un troisième signal retardé par rapport au deuxième signal de base et un quatrième signal retardé en opposition de phase par rapport au troisième signal retardé. On ajuste alors continuellement la valeur de chacun des retards à partir de deux signaux différentiels issus de mélanges croisés directs ou indirects des deux paires de signaux retardés, de façon à augmenter la valeur de l'un des deux retards et à diminuer la valeur de l'autre retard jusqu'à obtenir les quatre signaux retardés quasiment en quadrature, indépendamment de ladite erreur de quadrature. Il convient de noter ici qu'au sens de la présente invention, un mélange direct signifie que l'on utilise directement les signaux retardés, tandis qu'un mélange indirect signifie que l'on utilise des signaux issus de ces signaux retardés, par exemple des signaux mis en forme. Selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, on mélange directement ou indirectement la première paire de signaux retardés avec la deuxième paire de signaux retardés, cette deuxième paire agissant en tant que commande du mélange, et on mélange directement ou indirectement la deuxième paire de signaux retardés avec la première paire de signaux retardés, cette première paire de signaux retardés agissant en tant que commande du mélange. On obtient alors à l'issue de ces mélanges, une première paire de signaux différentiels et une deuxième paire de signaux différentiels, ces deux paires étant toutes deux représentatives de l'erreur de quadrature entre le premier signal retardé et le troisième signal retardé. On filtre par un filtrage passe-bas et on somme les deux paires de signaux différentiels, de façon à obtenir une paire de signaux différentiels sommés. On ajuste continuellement la valeur du premier retard à partir de l'un des deux signaux différentiels filtrés sommés, tandis qu'on ajuste continuellement la valeur du deuxième retard à partir de l'autre signal différentiel filtré sommé, de façon à augmenter la valeur de l'un des deux retards et à diminuer la valeur de l'autre retard jusqu'à obtenir les quatre signaux retardés quasiment en quadrature indépendamment de ladite erreur de quadrature. Afin d'obtenir une meilleure efficacité lors du mélange, on met avantageusement en forme les signaux retardés avant mélange, de façon à les transformer par exemple en signaux carrés. Afin d'obtenir une meilleure précision pour l'ajustement de la valeur des retards, on effectue avantageusement une intégration des deux signaux différentiels filtrés sommés, puis on effectue l'ajustement de la valeur des retards à partir de ces signaux différentiels intégrés. Selon un mode de mise en oeuvre, on isole le filtre intégrateur du bruit généré lors de la phase de retardement des signaux de base. Par ailleurs, alors qu'il serait possible théoriquement d'élaborer les paires de signaux retardés à partir uniquement du premier signal de base et du deuxième signal de base (en utilisant par exemple en outre les valeurs moyennes de ces signaux comme signaux supplémentaires), on élabore, selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, ces paires de signaux retardés à partir non seulement de ces deux signaux de base, mais également à partir d'un troisième signal de base sensiblement en opposition de phase par rapport au premier signal de base et d'un quatrième signal de base sensiblement en opposition de phase par rapport au deuxième signal de base. L'invention propose également un dispositif de contrôle du déphasage entre quatre signaux mutuellement en quadrature de phase, comprenant: - un générateur possédant une première sortie pour générer au moins un premier signal de base et une deuxième sortie pour générer au moins un deuxième signal de base en quadrature par rapport au premier signal de base et susceptible de présenter une erreur de quadrature par rapport au premier signal de base, et - une boucle différentielle à verrouillage de phase comportant: - une première cellule de retard connectée à la première sortie du générateur et possédant une entrée de commande de retard, cette première cellule de retard étant apte à délivrer une première paire de signaux retardés par un premier retard ajustable, cette première paire de signaux retardés comportant un premier signal retardé par rapport au premier signal de base et un deuxième signal retardé en opposition de phase par rapport au premier signal retardé, - une deuxième cellule de retard, connectée à la deuxième sortie du générateur et possédant une entrée de commande de retard, cette deuxième cellule de retard étant apte à délivrer une deuxième paire de signaux retardés par un deuxième retard ajustable, cette deuxième paire de signaux retardés comportant un troisième signal retardé par rapport au deuxième signal de base et un quatrième signal retardé en opposition de phase par rapport au troisième signal retardé, - et des moyens d'ajustement différentiels, connectés entre les sorties des cellules de retards et leurs entrées de commande, et aptes à ajuster continuellement la valeur de chacun des retards à partir de deux signaux différentiels issus de mélanges croisés directs ou indirects des deux paires de signaux retardés, de façon à augmenter la valeur de l'un des deux retards et à diminuer la valeur de l'autre retard jusqu'à obtenir les quatre signaux retardés quasiment en quadrature, indépendamment de ladite erreur de quadrature. Selon un mode de réalisation, les moyens d'ajustement différentiels comportent: - un premier mélangeur connecté aux sorties de la première et de la deuxième cellules de retard, apte à mélanger directement ou indirectement la première paire de signaux retardés avec la deuxième paire de signaux retardés agissant en tant que commande du mélange, et à délivrer une première paire de signaux différentiels représentative de l'erreur de quadrature entre le premier signal retardé et le troisième signal retardé, - un deuxième mélangeur connecté aux sorties de la première et de la deuxième cellules de retard, apte à mélanger directement ou indirectement la deuxième paire de signaux retardés avec la première paire de signaux retardés agissant en tant que commande du mélange, et à déliver une deuxième paire de signaux différentiels représentative de l'erreur de quadrature entre le premier signal retardé et le deuxième signal retardé, - un premier filtre passe-bas connecté aux deux sorties du premier mélangeur, un deuxième filtre passe-bas connecté aux deux sorties du deuxième mélangeur et des moyens de sommation connectés aux sorties des deux filtres passe-bas. Par ailleurs, l'une des sorties des moyens de sommation est reliée à l'entrée de commande de retard de l'une des cellules de retard, tandis que l'autre sortie des moyens de sommation est reliée à l'entrée de commande de retard de l'autre cellule de retard, de façon à ajuster continuellement la valeur du premier retard et du deuxième retard en augmentant la valeur de l'un des deux retards et en diminuant la valeur de l'autre retard jusqu'à obtenir les quatre signaux retardés quasiment en quadrature, indépendamment de ladite erreur de quadrature. Selon un mode de réalisation de l'invention, le dispositif comprend également des moyens de mise en forme de signaux connectés entre les entrées des mélangeurs et les sorties des cellules de retard. Chaque cellule de retard comporte avantageusement un comparateur différentiel à charge variable. Selon un mode de réalisation de l'invention, chaque mélangeur est un mélangeur passif en anneau formé de quatre transistors montés en anneau. Le dispositif comprend par ailleurs avantageusement un filtre intégrateur différentiel actif avec contrôle de mode commun, connecté entre les deux sorties du sommateur et les deux entrées de commande de retard des deux cellules de retard. Le dispositif comprend par ailleurs de préférence des moyens d'isolation connectés entre les sorties du filtre intégrateur et les deux entrées de commande de retard des deux cellules de retard, ces moyens d'isolation étant aptes à isoler le filtre intégrateur du bruit généré par les cellules de retard. Le dispositif selon l'invention est avantageusement intégré sur silicium. L'invention propose également un récepteur de signaux de télévision numérique par satellite, comprenant un dispositif de synthonisation incorporant un dispositif de contrôle de déphasage tel que défini ci-avant. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de mise en oeuvre et de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 illustre schématiquement un dispositif de synthonisation incorporé dans un récepteur satellite et contenant un dispositif de contrôle de déphasage selon l'invention; - la figure 2 illustre plus en détail mais toujours schématiquement, la structure interne d'un mode de réalisation d'un dispositif de contrôle de déphasage selon l'invention; et - les figures 3 à 7 illustrent plus en détail mais toujours schématiquement, certains éléments du dispositif de la figure 2. Sur la figure 1, la référence RS désigne un récepteur/décodeur satellite ("set-top box" en langue anglaise) connecté à une antenne parabolique ANT captant des signaux de télévision numérique, et destiné à recevoir et à décoder ces signaux. Ce récepteur RS comporte en tête un dispositif de synthonisation, ou tuner, TZIF, destiné à sélectionner le canal désiré parmi l'ensemble des canaux présents dans le signal reçu à l'entrée de signal de ce tuner. Ce tuner TZIF, avantageusement entièrement réalisé de façon intégrée en technologie CMOS sur substrat de silicium, est du type à fréquence intermédiaire nulle, c'est-à-dire qu'il n'effectue pas de transposition de fréquence à une fréquence intermédiaire mais ne comporte qu'un seul étage de transposition de fréquence, comportant ici les mélangeurs MXA et MXB, et transposant directement le signal au voisinage de la bande de base d'un canal. Le tuner TZIF comporte en tête, un amplificateur faible bruit à gain variable LNA connecté entre l'antenne et les mélangeurs MXA et MXB. Un oscillateur LO délivre des signaux de base, en théorie au moins deux signaux de base en quadrature de phase (présentant par exemple respectivement une phase nulle et une phase de 90 ), et en pratique quatre signaux mutuellement en quadrature de phase. Ces signaux de base sont délivrés à un dispositif de contrôle du déphasage IQPLL qui se compose d'une boucle à verrouillage de phase à structure différentielle. Cette boucle à verrouillage de phase délivre, comme on le verra plus en détail ci-après, au mélangeur MXA deux signaux différentiels en opposition de phase (présentant respectivement une phase nulle et une phase de 180 ), et délivre au mélangeur MXB deux autres signaux en opposition de phase, mais en quadrature de phase par rapport aux deux signaux délivrés au mélangeur MXA. La voie de traitement comportant le mélangeur MXA est donc ici la voie de référence (voie I), tandis que la voie de traitement contenant le mélangeur MXB est la voie en quadrature (voie Q). En d'autres termes, la voie I représente le signal en phase, tandis que la voie Q représente le signal en quadrature. Les mélangeurs MXA et MXB sont équipés en sortie de filtres passe-bas dont la fréquence de coupure est par exemple une bande passante de l'ordre de 150 à 250 MHz. Le signal de sortie des deux mélangeurs MXA et MXB est donc un signal centré autour de la fréquence 0 MHz, s'étendant sur une bande de fréquence de 150 à 250 MHz et comportant le canal sélectionné ainsi que les canaux immédiatement adjacents. La largeur d'un canal étant de l'ordre de 40 MHz pour des signaux de télévision numérique haute définition, les deux filtres en bande de base FPBA0 et FPBB0, qui suivent les deux mélangeurs MXA et MXB, ont une bande passante de l'ordre de 40 MHz. En conséquence, on retrouve en sortie de ces deux filtres à bande de base un signal filtré comportant uniquement le canal sélectionné. Ces deux filtres en bande de base sont suivis des amplificateurs à gain fixe AA et AB, respectivement connectés aux entrées de convertisseurs analogiques numériques CANA et CANB par l'intermédiaire de deux autres filtres FPBA1 et FPBB 1 qui sont en fait des filtres d'anti-repliement, et de deux amplificateurs à gain commandé AGCA et AGCB. Ces deux convertisseurs analogique-numérique CANA et CANB marquent la frontière entre le bloc analogique du tuner et le bloc numérique de ce tuner. Les deux signaux numériques en quadrature I et Q délivrés par les convertisseurs analogique-numérique sont traités dans un bloc de calculs BT capable d'effectuer les traitements classiques ultérieurs de démodulation et de décodage de canal tels qu'un décodage de Viterbi, un désentrelacement, un décodage de Reed-Solomon, un débrassage, de façon à délivrer un flux de paquets qui seront décodés dans un bloc de décodage de source conforme à la norme MPEG, par exemple. On fait référence maintenant plus particulièrement à la figure 2 pour décrire plus en détail le dispositif de contrôle de déphasage IQPLL. Ce dispositif IQPLL, qui est en fait une boucle à verrouillage de phase à structure entièrement différentielle, reçoit de la part d'un oscillateur local de structure classique et connue en soi, quatre signaux de base mutuellement en quadrature de phase. Plus précisément, le premier signal de base est le signal SO, qui est le signal de référence en phase (phase nulle). Le deuxième signal de base est le signal S90, qui est un signal en quadrature de phase (90 ) par rapport au premier signal de base SO. Ce deuxième signal de base S90 est susceptible de présenter une erreur de quadrature par rapport au premier signal de base, compte tenu des caractéristiques technologiques de l'oscillateur local. Le troisième signal de base est ici le signal S 180, sensiblement en opposition de phase (phase égale à 180 ) par rapport au premier signal de base SO. Le quatrième signal de base est ici le signal S270, sensiblement en opposition de phase par rapport au deuxième signal de base S90. Les deux signaux de base SO et S180 (voie I ou signal I) sont délivrés aux deux entrées EA1 et EA2 d'une première cellule de retard DLA, sur la structure de laquelle on reviendra plus en détail ci-après. Cette première cellule de retard possède une entrée de commande de retard ECA. Cette première cellule de retard est apte à délivrer sur ses deux sorties SA 1 et SA2, une première paire de signaux retardés SR0 et SR 180, ces signaux SR0 et SR180 étant retardés par un premier retard ajustable. Le premier signal retardé SR0 de la première paire de signaux retardés est retardé par rapport au premier signal de base SO et le deuxième signal i retardé SR180 est en opposition de phase par rapport au premier signal retardé SR0. L'ajustement du retard se fait par la commande arrivant sur l'entrée de commande ECA. D'une façon analogue, la boucle IQPLL comporte également une deuxième cellule de retard DLB, de structure analogue à celle de la première cellule de retard DLA. Cette deuxième cellule de retard reçoit sur ses deux entrées EB 1 et EB2 les deux signaux de base S90 et S270 (voie Q ou signal Q) et délivre sur ses deux sorties SB 1 et SB2 une deuxième paire de signaux retardés SR90 et SR270, ces deux signaux SR90 et SR270 sont retardés par un deuxième retard ajustable. L'ajustement de ce deuxième retard s'effectue par la commande reçue sur l'entrée de commande ECB de la cellule DLB. Le troisième signal retardé SR90, faisant partie de la deuxième paire de signaux retardés, est retardé par rapport au deuxième signal de base S90, tandis que le quatrième signal retardé SR270 est en opposition de phase par rapport au troisième signal retardé SR90. Ce sont ces quatre signaux retardés SR0, SR 180, SR90 et SR270 qui sont délivrés aux deux mélangeurs MXA et MXB du tuner. Comme on le verra plus en détail ci-après, la valeur du premier retard de la première cellule de retard DLA et la valeur du deuxième retard de la deuxième cellule de retard DLB sont continuellement ajustées jusqu'à obtenir les quatre signaux retardés quasiment en quadrature, indépendamment de l'erreur de quadrature possible entre les signaux de base. Les deux signaux retardés SR0 et SR180, qui sont par exemple des signaux sinusoïdaux, sont ensuite mis en forme dans un circuit classique de mise en forme MFA de façon à être transformés en des signaux carrés (0-1,8 volts par exemple) SRF0 et SRF180. De même, les deux signaux retardés SR90 et SR270 sont transformés en des signaux carrés SRF90 et SRF270 par un circuit de mise en forme MFB. La boucle IQPLL comporte également un premier mélangeur MPA, par exemple comme on le verra plus en détail ci-après un mélangeur passif en anneau, recevant sur deux de ses entrées EMPA1 et EMPA2 les deux signaux mis en forme SRF0 et SRF180, et recevant sur deux autres entrées EMPA3 et EMPA4 les deux signaux mis en forme SRF90 et SRF270. En d'autres termes, le premier mélangeur MPA mélange ici directement les deux signaux SRF0 et SRF180 avec les deux signaux SRF90 et SRF270 (indirectement la première paire de signaux retardés SR0 et SR 180 avec la deuxième paire de signaux retardés SR90 et SR270) qui agissent en tant que commande du mélange. Le mélangeur MPA délivre alors sur ses deux sorties SMPA1 et SMPA2 une première paire de signaux différentiels qui est représentative de l'erreur de quadrature entre le premier signal retardé SR0 et le troisième signal retardé SR90. De même, la boucle IQPLL comporte un deuxième mélangeur MPB, par exemple de structure analogue à celle du premier mélangeur MPA, qui est connecté aux sorties de la première et de la deuxième cellules de retard. Plus précisément, ce deuxième mélangeur reçoit sur deux de ses entrées EMPB 1 et EMPB2 les signaux mis en forme SRF90 et SRF270. I1 reçoit par ailleurs sur ses deux autres entrées EMPB3 et EMPB4 les signaux mis en forme SRF0 et SRF180. Ce deuxième mélangeur mélange donc indirectement la deuxième paire de signaux retardés SR90 et SR270 avec la première paire de signaux retardés SR0 et SR180, qui agit cette fois-ci en tant que commande du mélange. Le mélangeur MPB délivre alors sur ses deux sorties SMPB1 et SMPB2 une deuxième paire de signaux différentiels également représentatifs de l'erreur de quadrature entre le premier signal retardé et le troisième signal retardé. En d'autres termes, on mélange la voie I par la voie Q et la voie Q par la voie I, ce qui permet d'obtenir des harmoniques des signaux I et des harmoniques des signaux Q. ainsi que deux paires de signaux différentiels. La différence des deux signaux différentiels continus de chaque paire est alors proportionnelle au déphasage entre la voie I et la voie Q. On filtre ensuite chacun des signaux différentiels délivrés sur les sorties SMPA1 et SMPA2 dans un filtre passe-bas, par exemple un filtre passe-bas classique RC, de façon à obtenir en sortie SFA 1 et SFA2 de ce filtre FA la valeur moyenne de chacun des deux signaux différentiels. On effectue la même opération dans un deuxième filtre passe-bas FB connecté aux sorties SMPB 1 et SMPB2 du deuxième mélangeur MPB. On somme ensuite deux à deux les valeurs moyennes délivrées en sortie des deux filtres passe-bas. Les moyens de sommation sont ici réalisés en reliant simplement la sortie SFB2 du filtre FB avec la sortie SFA2 du filtre FA et en reliant la sortie SFB 1 du filtre FB avec la sortie homologue SFA 1 du filtre FA. A la sortie de ces moyens de sommation, on obtient une paire de signaux différentiels filtrés sommés SDFS 1 et SDFS2. Alors qu'il serait possible d'ajuster continuellement la valeur du premier retard de la première cellule de retard DLA à partir du signal SDFS2, et d'ajuster continuellement la valeur du retard de la deuxième cellule de retard DLB à partir du signal SDFS 1, il est préférable, pour des raisons de précision et d'isolement de bruit, d'interposer entre la sortie des moyens de sommation et les entrées de commande des cellules de retard, un filtre actif intégrateur FI suivi d'un bloc d'isolation BI. La fonction du filtre intégrateur différentiel actif FI est d'intégrer surune durée prédéterminée chacun des signaux différentiels SDFS1 et SDFS2, de façon à augmenter le niveau de ces signaux et d'ajuster avec plus de précision la valeur des retards à partir de ces signaux intégrés SI1 et SI2. Les deux signaux intégrés SI1 et SI2 sont ensuite délivrés à un bloc d'isolation dont la fonction est d'isoler le filtre intégrateur du bruit généré par les cellules de retard DLA et DLB. Et, c'est à partir des signaux SIS 1 et SIS2 délivrés par le bloc d'isolation BI que l'on va ajuster la valeur du retard de chacune des cellules de retard. Cet ajustement va consister à augmenter la valeur de l'un des deux retards et à diminuer la valeur de l'autre retard jusqu'à obtenir les quatre signaux retardés SR0, SR180, SR90 et SR270 quasiment en quadrature indépendamment de ladite erreur de quadrature. A cet égard, c'est avec le signal SIS 1 issu de la première voie de traitement (voie I) que l'on commande le retard de la deuxième cellule de retard DLB, tandis que c'est avec le signal SIS2 issu de la deuxième voie de traitement (voie Q) que l'on commande le retard de la première cellule de retard DLA. Alors que toute structure classique de cellule de retard pourrait convenir à la présente invention, la structure particulière illustrée sur la figure 3 présente un avantage important en ce sens qu'une telle structure permet de corriger automatiquement toute erreur de déphasage entre deux signaux de base en opposition de phase. A des fins de simplification, la figure 3 illustre la structure interne de la cellule DLA, étant bien entendu que la cellule DLB présente une structure analogue. Avec une telle structure, même si les deux signaux de base SO et S 180 présentent une erreur de déphasage, les deux signaux retardés SR0 et SR180 seront certes retardés par rapport aux signaux respectifs S180 et SO, mais rigoureusement en opposition de phase. Plus précisément, une telle cellule DLA comporte un comparateur différentiel à charge variable. Ce comparateur différentiel à charge variable comporte ici deux transistors NMOS TD 1 et TD2 dont les grilles respectives forment les deux entrées EA2 et EA1 de la cellule de retard. Les sources de ces deux transistors sont polarisées par une source de courant SCI. Les drains de ces deux transistors sont également polarisés par deux résistances de polarisation RR1 et RR2. Les drains de ces deux transistors forment respectivement les deux sorties SA1 et SA2 de la cellule de retard. En parallèle aux bornes des deux résistances RR1 et RR2, sont disposés deux transistors PMOS TT1 et TT2 dont les grilles respectives sont reliées ensemble et forment l'entrée de commande ECA de la cellule de retard. Chaque transistor PMOS possède intrinsèquement une valeur résistive et une valeur capacitive, toutes deux dépendantes de la valeur de la tension de grille. Le niveau du signal SIS2 délivré sur l'entrée de commande ECA fait varier la charge (produit RC). Si la charge augmente, le gain augmente ainsi que le retard conféré par la première cellule de retard. Si, a contrario, la charge diminue, le gain diminue ainsi que la valeur du retard. Bien entendu, il serait également possible de connecter un condensateur supplémentaire en parallèle aux bornes de chaque transistor PMOS. En d'autres termes, on contrôle le retard en faisant varier la charge, ce qui conduit à des signaux de sortie n'ayant pas les mêmes amplitudes. Aussi, est-il préférable de remettre en forme ces signaux avant d'attaquer les mélangeurs passifs MPA et MPB ayant une structure en anneau qui va maintenant être décrite en détail en se référant plus particulièrement aux figures 4 et 5. La figure 4 illustre la structure du mélangeur MPA. Celui-ci est constitué de quatre transistors NMOS TA1I-TA4. La grille du transistor TA1I est reliée à la grille du transistor TA3. Ces deux grilles forment ensemble l'entrée EMPAl1 du mélangeur. De même, les grilles des transistors TA2 et TA4 sont reliées ensemble et forment l'entrée EMPA2 du mélangeur MPA. La source du transistor TA1 est reliée au drain du transistor TA2 et forment ensemble l'entrée EMPA4. La source du transistor TA3 est reliée au drain du transistor TA4 et forment ensemble l'entrée EMPA3 du mélangeur. La source du transistor TA4 est reliée au drain du transistor TA1 et forment ensemble la sortie SMPA1, tandis que la source du transistor TA2 est reliée au drain du transistor TA3 et forment ensemble la sortie SMPA2. S'il existe une quadrature parfaite entre le signal SFR0 et SFR90, alors la valeur moyenne du signal impulsionnel délivré à la sortie SMPA1 est égale à la valeur moyenne du signal impulsionnel délivré à la sortie SMPA2. Par contre, s'il existe un déphasage entre les signaux SFR0 et SFR90, ces deux valeurs moyennes sont différentes. La structure et le fonctionnement du mélangeur MPB, illustré sur la figure 5, est analogue à celle qui vient d'être décrite en référence à la figure 4. L'utilisation de deux mélangeurs permet d'équilibrer les charges entre les quatre signaux retardés et mis en forme SRF0, SRF90, SRF180 et SRF270. Par ailleurs, les transistors fonctionnant en mode bloqué- passant, il est particulièrement avantageux d'utiliser des signaux mis en forme carrés au lieu de signaux sinusoïdaux. Enfin, l'utilisation de transistors NMOS permet d'avoir des signaux de sortie des mélangeurs ayant des niveaux inférieurs à Vdd-Vt (Vdd désignant la tension d'alimentation, tandis que Vt désigne la tension de seuil d'un transistor NMOS). Ainsi, le fonctionnement du filtre actif intégrateur peut s'effectuer aisément dans le domaine linéaire. Après filtrage, le signal SDFS 1 et le signal SDFS2 sont chacun représentatifs de la différence entre les valeurs moyennes des deux sorties des deux mélangeurs. Chaque signal SDFS1l et SDFS2 est intégré dans le filtre intégrateur différentiel actif dont un exemple de structure est illustré sur la figure 6. Ce filtre FI est un filtre intégrateur résistif-capacitif ayant par exemple une fréquence de coupure de l'ordre de 300 KHz, dont la fonction est d'amplifier dans le temps chacun des signaux SDFS 1 et SDFS2. Ce filtre actif comporte ici un amplificateur différentiel opérationnel AOP, dont chaque sortie est reliée sur l'entrée opposée par l'intermédiaire d'un condensateur Cl, C2. Par ailleurs, des résistances R 1, R2 sont respectivement connectées entre les deux entrées du filtre FI et les deux entrées de l'amplificateur opérationnel AOP. Le filtre actif FI comporte ici des moyens MCMC de contrôle de mode commun. Plus précisément, ces moyens MCMC comportent d'autres résistances connectées respectivement entre les deux sorties de l'amplificateur AOP et l'une des entrées (+) d'un comparateur. Ces deux résistances ont pour fonction d'effectuer la moyenne des deux sorties de l'amplificateur AOP. L'autre entrée (entrée inverseuse) du comparateur est reliée à la tension Vdd/2 par l'intermédiaire d'un pont résistif connecté entre la tension Vdd et la masse. La sortie du comparateur contrôle la charge de l'amplificateur opérationnel différentiel AOP. Les moyens MCMC ont donc pour fonction de fixer le mode commun de sortie à la tension Vdd/2, ce qui permet de centrer à Vdd/2 la valeur de commande des retards afin d'obtenir la plage maximale de commande des cellules de retard. La structure du bloc d'isolation BI est illustrée sur la figure 7. Ce bloc BI comporte en fait deux voies d'isolation présentant une structure analogue. Chaque voie comporte un filtre en T, FT1, FT2. Ce filtre en T est un filtre résistif-capacitif agissant en tant que filtre passe- bas vu depuis les cellules de retard. Afin que la capacité du filtre en T ne soit pas directement connectée à la sortie correspondante de l'amplificateur opérationnel, il est prévu une résistance d'isolement RI1, RI2. Enfin, des capacités CRi, CR2 sont connectées entre la sortie de chaque filtre en T et la tension d'alimentation Vdd. Ces deux capacités forment des réservoirs d'énergie en cas de baisse d'alimentation et permettent ainsi de mieux maintenir le potentiel sur la cellule de retard correspondante. REVENDICATIONS 1. Procédé de contrôle du déphasage entre quatre signaux mutuellement en quadrature de phase, caractérisé par le fait qu'on élabore à partir d'au moins un premier signal de base (SO) et d'un deuxième signal de base (S90) en quadrature par rapport au premier signal de base et susceptible de présenter une erreur de quadrature par rapport au premier signal de base, une première paire de signaux retardés par un premier retard ajustable comportant un premier signal (SR0) retardé par rapport au premier signal de base (SO) et un deuxième signal retardé (SR180) en opposition de phase par rapport au premier signal retardé, et une deuxième paire de signaux retardés par un deuxième retard ajustable comportant un troisième signal (SR90) retardé par rapport au deuxième signal de base et un quatrième signal retardé (SR270) en opposition de phase par rapport au troisième signal retardé, et on ajuste continuellement la valeur de chacun des retards à partir de deux signaux différentiels (SIS2, SIS1) issus de mélanges croisés directs ou indirects des deux paires de signaux retardés de façon à augmenter la valeur de l'un des deux retards et à diminuer la valeur de l'autre retard jusqu'à obtenir les quatre signaux retardés quasiment en quadrature indépendamment de ladite erreur de quadrature. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait que dans l'étape d'ajustement, on mélange directement ou indirectement la première paire de signaux retardés (SR0, SR180) avec la deuxième paire de signaux retardés (SR90, SR270) agissant en tant que commande du mélange et on mélange directement ou indirectement la deuxième paire de signaux retardés (SR90, SR270) avec la première paire de signaux retardés (SR0, SR1 80) agissant en tant que commande du mélange, de façon à obtenir une première paire de signaux différentiels et une deuxième paire de signaux différentiels toutes deux représentatives de l'erreur de quadrature entre le premier signal retardé (SR0) et le troisième signal retardé (SR90), on filtre par un filtrage passe-bas (FA, FB) et on somme les deux paires de signaux différentiels de façon à obtenir une paire de signaux différentiels filtrés sommés (SDFS1, SDFS2), et on ajuste continuellement la valeur du premier retard à partir de l'un des deux signaux différentiels filtrés sommés tandis qu'on ajuste continuellement la valeur du deuxième retard à partir de l'autre signal différentiel filtré sommé de façon à augmenter la valeur de l'un des deux retards et à diminuer la valeur de l'autre retard jusqu'à obtenir les quatre signaux retardés quasiment en quadrature indépendamment de ladite erreur de quadrature. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait qu'on met en forme (MFA, MFB) les signaux retardés avant mélange. 4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'on effectue une intégration (FI) des deux signaux différentiels filtrés sommés, et on effectue l'ajustement de la valeur des retards à partir de ces signaux différentiels intégrés (SI1, SI2). 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé par le fait qu'on isole le filtre intégrateur (FI) du bruit généré lors de la phase de retardement des signaux de base. 6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'on élabore les paires de signaux retardés à partir du premier signal de base (SO), du deuxième signal de base (S90), d'un troisième signal de base (S 180) sensiblement en opposition de phase par rapport au premier signal de base et d'un quatrième signal de base (S270) sensiblement en opposition de phase par rapport au deuxième signal de base. 7. Dispositif de contrôle du déphasage entre quatre signaux mutuellement en quadrature de phase, caractérisé par le fait qu'il comprend un générateur (LO) possédant une première sortie pour générer au moins un premier signal de base (SO) et une deuxième sortie pour générer au moins un deuxième signal de base (S90) en quadrature par rapport au premier signal de base et susceptible de présenter une erreur de quadrature par rapport au premier signal de base, et une boucle différentielle à verrouillage de phase (IQPLL) comportant une première cellule de retard (DLA) connectée à la première sortie du générateur et possédant une entrée de commande de retard, apte à délivrer une première paire de signaux retardés par un premier retard ajustable comportant un premier signal retardé par rapport au premier signal de base et un deuxième signal retardé en opposition de phase par rapport au premier signal retardé, une deuxième cellule de retard (DLB) connectée à la deuxième sortie et possédant une entrée de commande de retard, apte à délivrer une deuxième paire de signaux retardés par un deuxième retard ajustable comportant un troisième signal retardé par rapport au deuxième signal de base et un quatrième signal retardé en opposition de phase par rapport au troisième signal retardé, et des moyens d'ajustement différentiels, connectés entre les sorties des cellules de retard et leurs entrées de commande, et aptes à ajuster continuellement la valeur de chacun des retards à partir de deux signaux différentiels (SIS2, SIS1) issus de mélanges croisés directs ou indirects des deux paires de signaux retardés, de façon à augmenter la valeur de l'un des deux retards et à diminuer la valeur de l'autre retard jusqu'à obtenir les quatre signaux retardés quasiment en quadrature indépendamment de ladite erreur de quadrature. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé par le fait que les moyens d'ajustement comportent un premier mélangeur (MPA), connecté aux sorties de la première et de la deuxième cellule de retard, apte à mélanger directement ou indirectement la première paire de signaux retardés avec la deuxième paire de signaux retardés agissant en tant que commande du mélange, et à délivrer une première paire de signaux différentiels représentative de l'erreur de quadrature entre le premier signal retardé et le troisième signal retardé, un deuxième mélangeur (MPB) , connecté aux sorties de la première et de la deuxième cellule de retard, apte à mélanger directement ou indirectement la deuxième paire de signaux retardés avec la première paire de signaux retardés agissant en tant que commande du mélange, et à délivrer une deuxième paire de signaux différentiels représentative de l'erreur de quadrature entre le premier signal retardé et le troisième signal retardé, un premier filtre passebas (FA) connecté aux deux sorties du premier mélangeur, un deuxième filtre passe-bas (FB) connecté aux deux sorties du deuxième mélangeur, et des moyens de sommation connectés aux sorties des deux filtres passe-bas, et par le fait que l'une des sorties des moyens de sommation est reliée à l'entrée de commande de retard de l'une des cellules de retard, tandis que l'autre sortie des moyens de sommation est reliée à l'entrée de commande de retard de l'autre cellule de retard, de façon à ajuster continuellement la valeur du premier retard et du deuxième retard en augmentant la valeur de l'un des deux retards et en diminuer la valeur de l'autre retard jusqu'à obtenir les quatre signaux retardés quasiment en quadrature indépendamment de ladite erreur de quadrature. 9. Dispositif selon la revendication 7 ou 8, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens de mise en forme de signaux (MFA, MFB) connectés entre les entrées des mélangeurs et les sorties des cellules de retard. 10. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 9, caractérisé par le fait que chaque cellule de retard (DLA, DLB) comporte un comparateur différentiel à charge variable. 11. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 10, caractérisé par le fait que chaque mélangeur (MPA, MPB) est un mélangeur passif en anneau formé de quatre transistors monté en anneau. 12. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 11, caractérisé par le fait qu'il comprend un filtre intégrateur différentiel actif (FI) avec contrôle de mode commun (MCMC), connecté entre les deux sorties du sommateur et les deux entrées de commande de retard des deux cellules de retard. 13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens d'isolation (BI) connectés entre les sorties du filtre intégrateur et les deux entrées de commande de retard des deux cellules de retard, et aptes à isoler le filtre intégrateur du bruit généré par les cellules de retard. 14. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 13, caractérisé par le fait que le générateur (LO) est apte à générer sur sa première sortie le premier signal de base et un troisième signal de base sensiblement en opposition de phase par rapport au premier signal de base et à générer sur sa deuxième sortie le deuxième signal de base et un quatrième signal de base sensiblement en opposition de phase par rapport au deuxième signal de base. 15. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 14, caractérisé par le fait qu'il est intégré sur silicium. 16. Récepteur de signaux de télévision numériques par satellite, caractérisé par le fait qu'il comprend un dispositif de synthonisation (TZIF) incorporant un dispositif selon l'une des revendications 7 à 15.