FR 2816132 A1 20020503 FR 0014021 A 20001031 DISPOSITIF RECONFIGURABLE POUR AMPLIFIER DES SIGNAUX RF. La présente invention concerne un dispositif reconfigurable pour amplifier et combiner des signaux RF (fréquence radio). Elle s'applique notamment, mais non exclusivement aux dispositifs de transmission par satellite utilisant des fréquences de transmission dans le domaine des hyperfréquences, par exemple de l'ordre de 20 GHz ou supérieures, ou dans la bande Ka (environ 35 GHz). Habituellement, les dispositifs de ce genre comprennent un réseau passif ou actif diviseur de puissance auquel le signal d'entrée est appliqué, pour répartir la puissance du signal d'entrée entre plusieurs signaux de puissance qui sont amplifiés à l'aide d'un amplificateur respectif, par exemple du type SSPA (Solid State Power Amplifier). Ensuite, les différents signaux amplifiés sont appliqués à un circuit combinateur de puissance commuté à base de lignes à retard, fournissant un signal dont la puissance est la somme des puissances des signaux amplifiés, la puissance RF souhaitée en sortie déterminant le nombre de signaux amplifiés à combiner, sélectionné à l'aide de commutateurs. Le signal de sortie du circuit combinateur est appliqué à l'entrée d'un circuit transformateur d'impédance commuté qui délivre un signal de sortie amplifié. Tous ces circuits comprennent des organes de commutation électromécaniques ou électroniques pour activer le nombre souhaité d'amplificateurs et pour effectuer la fonction de sommation de puissance. En fonction de la fréquence, du niveau de puissance RF, du nombre de branches d'entrée et de la flexibilité de combinaison ou d'acheminement requises, ce dispositif peut être très encombrant et de masse élevée, et très complexe, tant du point de vue électrique que mécanique. En outre, les pertes d'insertion notamment au niveau des organes de commutation peuvent être très importantes, même au niveau de la composante continue des signaux, et les organes de commutation consomment une énergie importante. Par ailleurs, ces dispositifs présentent une fiabilité limitée résultant notamment de l'usage d'amplificateurs à tube et d'organes de commutation électromécaniques. -2- Ces inconvénients rendent un tel dispositif peu adapté pour être embarqué sur un satellite. Il existe par ailleurs des amplificateurs hyperfréquences réalisés sous la forme de circuits intégrés. Toutefois, ces amplificateurs présentent une puissance de sortie insuffisante notamment pour les systèmes de transmission utilisés dans les satellites de télécommunication. Cet obstacle peut être surmonté en utilisant plusieurs amplificateurs en parallèles précédés d'un circuit diviseur de puissance auquel est appliqué le signal à amplifier et suivi d'un circuit combinateur de puissance délivrant un signal dont la puissance est égale à la somme des puissances délivrées respectivement par les amplificateurs. De tels dispositifs sont par exemple décrits dans les brevets US 4 315 222, US 4 780 685 et US 4 965 530. Toutefois, lorsqu'un des amplificateurs est défaillant, il affecte le fonctionnement du reste du circuit en générant des pertes de puissance dues à une désadaptation d'impédance. Il est donc nécessaire de prévoir des moyens pour surveiller le fonctionnement de chaque amplificateur et pour déconnecter un amplificateur défaillant en mettant à la masse la voie d'amplification correspondante à l'aide de commutateurs. Il s'avère que la présence de tels commutateurs en position ouverte génère également des pertes de puissance et une désadaptation du circuit. Par conséquent, plus le nombre de commutateurs en position ouverte est élevé, plus les pertes sont importantes. Il n'est donc pas souhaitable qu'un ou plusieurs amplificateurs soient ainsi déconnectés. La présente invention a pour but de supprimer ces inconvénients et de proposer un dispositif du type décrit ci-avant dans lequel la puissance de sortie peut être adaptée à la demande, ce dispositif comprenant un réseau diviseur de puissance auquel est appliqué le signal d'entrée et qui répartit ce signal entre plusieurs voies, chacune des voies comprenant un amplificateur, les sorties des amplificateurs étant appliquées à un circuit combinateur de puissance comprenant un circuit transformateur d'impédance quart d'onde pour chaque voie relié à la sortie du dispositif. Selon l'invention, ce dispositif est caractérisé en ce que l'amplificateur de chaque voie comprend un circuit intégré comportant un transistor de sortie commandable pour désactiver l'amplificateur, le circuit combinateur de puissance comprenant un circuit transformateur d'impédance quart d'onde pour chaque voie connecté à 3 - un point de jonction commun relié à une sortie du dispositif. Par rapport aux dispositifs de l'art antérieur, l'invention permet ainsi non seulement d'utiliser des amplificateurs moins lourds et encombrants et plus fiables, mais également de supprimer un commutateur et une ligne à retard quart d'onde par voie. Il en résulte un circuit beaucoup moins encombrant et lourd, et nécessitant une puissance d'alimentation plus faible. Cette solution présente également l'avantage de présenter une grande fiabilité résultant de sa structure redondante dans laquelle les amplificateurs agissent en parallèle, un amplificateur défectueux pouvant être remplacé par un amplificateur inactif. Avantageusement, les amplificateurs de puissance à semi-conducteurs sont constitués par des circuits intégrés monolithiques à l'état solide et sont commandables en courant de drain, ce qui permet en outre de supprimer le circuit transformateur d'impédance commuté de l'art antérieur. Dans ce dispositif, les circuits transformateurs d'impédance quart d'onde du circuit combinateur de puissance déterminent la charge des amplificateurs de puissance et donc le gain de ces derniers qui augmente si l'on diminue le nombre d'amplificateurs activés. Il en résulte que les transistors des amplificateurs saturent plus rapidement, ce qui diminue la tenue en puissance du dispositif. Selon une particularité de l'invention, cet inconvénient est supprimé à l'aide d'un circuit de commande d'impédance de charge disposé en sortie du combinateur de puissance, constitué par un circuit transformateur d'impédance quart d'onde dont l'impédance est ajustable. Selon une autre particularité de l'invention, ce dispositif comprend des moyens pour ajuster le point de polarisation des amplificateurs en fonction du nombre d'amplificateurs activés. En particulier, l'augmentation de l'impédance de charge due à une diminution du nombre d'amplificateurs activés est compensée par une diminution de la polarisation du courant de drain des amplificateurs. Cette solution présente l'avantage de nécessiter un nombre réduit d'organes de commutation, étant donné que le même courant de drain peut être appliqué à tous les amplificateurs. Une combinaison de ces deux dernières dispositions peut également être envisagée, par exemple en utilisant un circuit de commande d'impédance de -4- charge simplifié et deux niveaux de courants de drain des amplificateurs. Un mode de réalisation du dispositif selon l'invention sera décrit ciaprès, à titre d'exemple non limitatif, avec référence aux dessins annexés dans lesquels La figure 1 représente un dispositif d'amplification de signaux RF de l'art antérieur; La figure 2 représente un dispositif d'amplification de signaux RF selon l'invention; La figure 3 montre en détail le circuit d'amplification du dispositif représenté sur la figure 2; La figure 4 montre en détail une partie du circuit combinateur de puissance du dispositif représenté sur la figure 2; Les figures 5 à 8 montrent différentes courbes illustrant le fonctionnement du dispositif représenté sur la figure 2; La figure 9 représente un dispositif comportant deux dispositifs d'amplification selon l'invention, redondants. La figure 1 représente un dispositif de l'art antérieur comprenant un réseau diviseur de puissance 1 auquel le signal d'entrée est appliqué, pour répartir la puissance de ce signal sur plusieurs voies de sortie, les sorties du réseau diviseur étant appliquées à un circuit d'amplification 2 comprenant un amplificateur 21 par voie. Les sorties des voies du circuit d'amplification 2 sont appliquées à un circuit combinateur de puissance pour regrouper les signaux de sortie des amplificateurs 21 en un signal unique qui est appliqué à l'entrée d'un circuit transformateur d'impédance 4, la sortie de ce dernier circuit constituant la sortie S du dispositif. Chaque voie d'entrée du circuit combinateur de puissance 3 comprend deux lignes quart d'onde 31, 32 en série, le point de jonction entre celles-ci étant relié à la masse par l'intermédiaire d'un interrupteur 33 permettant de sélectionner le nombre de voies d'amplification à utiliser pour constituer le signal de sortie. -5- Le circuit transformateur d'impédance 4 est constitué d'une pluralité de voies en parallèles disposées entre la sortie du circuit 3 et la sortie S du dispositif, chaque voie comprenant deux lignes quart d'onde 41, 42 en série, le point de jonction entre celles-ci étant relié à la masse par l'intermédiaire d'un interrupteur 43. Il s'avère que cette structure est relativement complexe et encombrante, et nécessite la mise en oeuvre d'un grand nombre d'interrupteurs qui présentent également un poids et un encombrement importants, ainsi qu'une fiabilité limitée, et une consommation en énergie importante. La figure 2 représente un dispositif d'amplification selon l'invention qui est particulièrement conçu pour être utilisé dans un dispositif de transmission embarqué à bord d'un satellite, par exemple de télécommunications. Ce dispositif comprend un circuit diviseur de puissance 1' auquel est appliqué le signal E à traiter. Ce circuit comprend un réseau diviseur qui répartit la puissance du signal d'entrée sur une pluralité de voies, chacune des voies recevant une puissance égale et étant appliquée à une voie respective d'un circuit d'amplification de puissance 2' comportant un amplificateur de puissance 22 par voie. La sortie de chaque amplificateur 22 est appliquée à une entrée respective d'un circuit combinateur de puissance 5 permettant de recombiner en un signal unique de sortie S l'ensemble des signaux amplifiés appliqués en entrée, le signal S ayant une puissance correspondant sensiblement à la somme des puissances des signaux en sortie des amplificateurs 22. La sortie des amplificateurs 22 est également appliquée par l'intermédiaire d'une impédance de polarisation de drain standard 24 à un circuit de commande 6 permettant de commander séparément l'activation de chaque amplificateur 22, en vue d'ajuster la puissance du signal de sortie en fonction de la puissance du signal d'entrée E. L'impédance 24 est par exemple constituée par une inductance présentant une résistance ohmique nulle, mais une impédance élevée aux fréquences RF. A cet effet, le dispositif selon l'invention comprend un organe de mesure 61 de la puissance du signal d'entrée, relié au circuit de commande 6 par l'intermédiaire d'une diode 62. Par ailleurs, le circuit diviseur de puissance 1' comprend un organe d'atténuation 1 1 de puissance, ajustable, auquel est appliqué le signal d'entrée E, cet organe étant commandé par le circuit de commande 6 en fonction du nombre d'amplificateurs 22 activés. L'atténuation appliquée en dB est par exemple égale -6- à 10 log(N) de manière à assurer un gain constant quel que soit le nombre d'amplificateurs 22 activés. Chaque amplificateur 22 dispose d'une tenue en puissance de sortie limitée. En activant séquentiellement plusieurs amplificateurs 22 agissant en parallèle, la puissance de sortie requise peut être atteinte et maintenue, tout en restant dans le domaine de la tenue en puissance de chaque amplificateur. Le réseau diviseur de puissance est par exemple du type Wilkinson avec une puissance égale sur chaque voie. Les amplificateurs 22 sont du type monolithique à l'état solide, par exemple MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit). Ils peuvent être activés ou désactivés séparément en commandant la tension de polarisation de leur drain respectif. Si la puissance du signal d'entrée et l'atténuation appliquée par l'organe d'atténuation 1l 1 sont maintenues constantes, la puissance du signal de sortie varie d'une manière proportionnelle avec le nombre d'amplificateurs activés. Ainsi, la puissance de sortie Ps peut être égale à n G PE, n étant le nombre d'amplificateurs activés, G le gain de chaque amplificateur et PE la puissance du signal d'entrée. Le circuit combinateur de puissance 5 comprend N transformateurs quart d'onde 51 interconnectés en étoile, à raison d'un transformateur par voie d'amplification, l'autre borne respective des transformateurs étant reliée à une sortie respective d'un amplificateur 22. Les transformateurs quart d'onde sont par exemple réalisés par des lignes à ruban. Ils sont de préférence disposés à proximité des drains des transistors de sortie des amplificateurs. Le circuit combinateur permet ainsi de combiner la puissance de sortie des amplificateurs selon une loi de somme cohérente, les amplificateurs 22 fournissant des signaux respectifs égaux en amplitude et en phase. Il est à noter que les transistors de sortie respectifs des amplificateurs non activés constituent une mise à la masse ayant une très faible résistance, transformée en une liaison d'impédance très élevée au niveau du point de jonction de l'assemblage en étoile, ce qui permet d'éviter toute perte de puissance au travers des amplificateurs inactifs. Le circuit combinateur 5 comprend en outre un transformateur d'impédance quart -7- d'onde ajustable 52, relié au point de jonction de l'assemblage en étoile, l'autre borne du transformateur étant reliée à la sortie S du dispositif. Ce transformateur 52 est commandé de manière à maintenir constante l'impédance de charge du drain des amplificateurs 22, quel que soit le nombre d'amplificateurs activés. Le nombre de canaux de trafic requis, c'est-à-dire la puissance requise est appliquée en entrée du circuit de commande 6 qui dispose d'une table de correspondance donnant en fonction de la puissance requise, les paramètres de réglage de l'organe d'atténuation 11 et du transformateur quart d'onde 52, ainsi que le nombre d'amplificateurs à activer. Le circuit de commande 6 dispose également d'un organe de mesure 64 de la puissance de sortie Ps relié au circuit de commande par l'intermédiaire d'une diode 65, et de moyens pour comparer la puissance de sortie mesurée avec la puissance requise. Si le circuit de commande détecte un écart, il déclenche une procédure de vérification du fonctionnement des amplificateurs conduisant à modifier le nombre d'amplificateurs actifs pour rétablir la puissance requise. Ainsi, si un amplificateur est détecté défectueux, l'amplificateur disponible suivant du circuit d'amplification 2' est activé automatiquement. Le dispositif selon l'invention est donc capable de fonctionner correctement, même si un ou plusieurs amplificateurs sont défectueux. Le circuit de commande comprend en outre une sortie vers laquelle il envoie des messages sur l'état du dispositif d'amplification, et en particulier indiquant le cas échéant les amplificateurs défectueux. D'une manière plus détaillée sur la figure 3, chaque amplificateur 22 est constitué d'un étage préamplificateur 22a dont l'entrée est reliée à une sortie du circuit diviseur de puissance 1' et la sortie est reliée à la grille d'un transistor 25 constituant l'état de sortie de l'amplificateur. La grille de chaque transistor 25 est connecté à la sortie de l'étage préamplificateur 22a, tandis que le drain de chaque transistor 25 est relié au circuit combinateur de puissance 1', ainsi qu'à l'impédance 24 montée en série avec un interrupteur 23 dont l'autre borne est reliée à l'entrée d'alimentation positive de l'étage préamplificateur 22a. La source du transistor 25 est reliée à la masse, de même que la borne d'alimentation négative de l'étage préamplificateur. Les points de jonction respectifs entre les interrupteurs 23 et l'entrée 8- d'alimentation positive des étages préamplificateurs 22a sont interconnectés et reliés à une source commune de tension de polarisation de drain, ce qui permet de commander le point de polarisation des transistors 25 qui sont tous identiques. Les interrupteurs 23 de type électronique sont commandés séparément par le circuit de commande 6 de manière à activer ou désactiver chaque amplificateur 22. Lorsque que la tension de polarisation d'un transistor 25 est nulle (l'interrupteur 23 en position ouverte), il présente une impédance drain-source presque nulle, ce qui place la sortie de l'amplificateur 22 à la masse. Dans ce schéma, les transformateurs quart d'onde du circuit de combinateur de puissance 5 déterminent la charge des amplificateurs 22. Les figures 5 et 6 montrent des courbes 81 à 87 de variation du courant de drain en sortie des amplificateurs 22 en fonction de la tension de drain appliquée aux transistors 22a, le nombre d'amplificateurs actifs variant de 1 (courbe 81) à N (courbe 87). Sur la figure 5, la droite 88 représente la ligne de charge pour N amplificateurs actifs. Lorsque le circuit est réglé pour obtenir une tenue en puissance RF maximum pour N amplificateurs actifs, on peut remarquer que cette droite tend à devenir parallèle à l'axe des abscisses lorsque l'on réduit le nombre d'amplificateurs actifs (voir droites 89 et 90), un point 91 étant commun à toutes ces droites, et correspondant à la tension de drain nominale, et donc au point de polarisation des transistors 22a. Il en résulte que le gain des amplificateurs actifs augmente, et donc que chaque transistor 22a sature avec une tension de commande plus faible. En conséquence, la tenue en puissance de l'amplificateur est diminuée. Pour supprimer cet inconvénient, le transformateur quart d'onde ajustable 52 doit être commandé pour régler l'impédance de charge des amplificateurs 22, c'est-à- dire maintenir la pente de la droite de charge constante à la valeur de celle de la droite de charge 88, lorsque tous les amplificateurs sont actifs. A cet effet, le transformateur quart d'onde ajustable 52 peut être réalisé de la manière représentée sur la figure 4. Sur cette figure, le transformateur 52 comprend N branches parallèles dont les extrémités sont reliées respectivement à l'entrée et à la sortie du transformateur, N étant le nombre d'amplificateurs 22. Chaque branche comprend deux lignes quart d'onde 71, 72 montées en série, le -9- point de jonction entre les deux lignes quart d'onde étant relié à la masse par l'intermédiaire d'un interrupteur 73, de type électronique, commandé par le circuit de commande 6, de manière à ce qu'un seul interrupteur 73 soit ouvert en même temps. Ainsi, la transformation d'impédance effectuée par un tel circuit est la suivante: RI = Ro Zn, 12/ Zn22 (1) RI et Ro étant respectivement les impédances d'entrée et de sortie du transformateur 52, et Zn, et Zn2 étant les impédances respectives des lignes quart d'onde 71 et 72 de la branche n dont l'interrupteur 73 est ouvert. Les impédances Zn, et Zn2 (1 Les interrupteurs 73 peuvent être constitués par des diodes, puisque même à une puissance RF élevée, les contraintes de tenue en puissance des diodes restent faibles. A l'état passant, l'impédance de la diode est basse, et puisque le courant est également peu élevé, la perte est faible. Cependant, les diodes doivent être capables d'accepter des tensions RF relativement élevées à l'état bloqué. Une autre solution pour maintenir l'efficacité des amplificateurs consiste à ajuster le point de polarisation des transistors (courant de drain), la puissance RF à l'entrée devant être adaptée en conséquence. Comme cela apparaît sur la figure 6, cet ajustement (déplacement du point de polarisation 91, 95, 96 entraîne un déplacement de la droite de charge 88, 92, 93 (qui tend à devenir parallèle à l'axe des abscisses), lorsque l'on diminue le nombre d'amplificateurs actifs. Cette action a pour conséquence d'augmenter l'impédance de charge. L'ajustement du point de polarisation peut être effectué simplement en commandant la tension de polarisation de grille des transistors 22a de manière à diminuer le courant de polarisation de drain lorsque l'on diminue le nombre d'amplificateurs actifs, la tension de polarisation de drain étant constante et égale à la tension nominale de drain Vd. Toutefois, cette solution ne permet pas de compenser l'augmentation de gain et donc la diminution de la tenue en puissance. De préférence, ces deux solutions sont combinées, par exemple à l'aide de deux - 10- niveaux de courant de drain, ce qui permet de diminuer (réduire de moitié) la complexité du circuit de commande 52 de l'impédance de la droite de charge. Les courbes représentées sur les figures 7 et 8 illustrent le fonctionnement du dispositif selon l'invention et permettent d'apprécier les performances de celui-ci, en fonction de la puissance d'entrée PE. Les courbes de la figure 7 correspondent à un dispositif comprenant dix amplificateurs de 10 W chacun, et un circuit de commande d'impédance de charge, la polarisation des amplificateurs étant fixe. Sur cette figure, la courbe 101 représente l'atténuation appliquée par l'organe d'atténuation 11, cette atténuation dépendant de la puissance d'entrée PE et étant proportionnelle au nombre n d'amplificateurs actifs. La courbe 102 représente la puissance de sortie Ps qui augmente linéairement en fonction de la puissance d'entrée. La courbe 103 représente l'évolution de la puissance appliquée au niveau des drains des amplificateurs, qui croît en fonction du nombre d'amplificateurs actifs. La courbe 104 représente l'efficacité du dispositif en terme de tenue en puissance, cette courbe avoisinant 50 % au maximum quel que soit le nombre d'amplificateurs actifs et tendant vers une valeur située au delà de 40 % lorsque le nombre d'amplificateurs actifs tend vers le nombre maximum. Les courbes de la figure 8 correspondent à un dispositif comprenant par exemple dix amplificateurs de 10 W chacun et 40 dB de gain à une polarisation de drain nominale qui est commandée, ce dispositif ne comportant pas de commande d'impédance de charge. Sur cette figure, la courbe 105 représente la puissance de sortie Ps en fonction de la puissance d'entrée PE qui augmente avec le nombre n d'amplificateurs actifs. La courbe 106 montre l'évolution de l'efficacité du dispositif qui tend vers une valeur supérieure à 40 % à partir de huit amplificateurs actifs. En pratique, le nombre minimum d'amplificateurs actifs est de trois pour une capacité de puissance minimale de 4 W. Dans ce cas, la courbe d'efficacité suit le contour 107 montré en traits interrompus pour des puissances d'entrée PE inférieures à la puissance minimale requise pour activer trois amplificateurs, soit environ 10 dBm. Bien que le dispositif qui vient d'être décrit présente une certaine redondance, il présente deux pannes critiques, à savoir dans le cas o le transistor de sortie d'un amplificateur se déconnecte de la sortie de l'amplificateur, et dans le cas o un commutateur serait bloqué en position fermée, interdisant l'adaptation du nombre - 11 - d'amplificateurs activés en fonction de la puissance requise en sortie. Pour supprimer cet inconvénient, le dispositif selon l'invention comprend, comme illustré sur la figure 9, deux blocs amplificateurs 1 lOa, 1 1Ob redondants, auxquels le signal d'entrée est appliqué, chaque dispositif amplificateur étant relié en sortie à un organe de commutation respectif, constitué de deux lignes quart d'onde en série 113, 114 dont le point de jonction est relié à la masse par l'intermédiaire d'un interrupteur électronique 115, la sortie de ces deux organes de commutation étant connectée à un circuit de commande d'impédance 52 commun. Chaque bloc d'amplification 110 Oa, 110 Ob comprend N voies, par exemple 5, qui sont reliées à l'entrée E du dispositif, chaque voie comprenant un amplificateur 22 et une ligne quart d'onde 112. Les interrupteurs électroniques 115 sont par exemple constitués par des diodes qui sont à l'état bloqué en fonctionnement normal du dispositif. En cas de panne d'un des deux blocs amplificateurs 1 1Oa, 1 lOb, l'interrupteur 115 correspondant se ferme, ce qui entraîne la déconnexion du bloc amplificateur défectueux de la sortie du dispositif. Dans ce cas. la capacité en puissance maximale de sortie est divisée par deux (dégradation de 3dB). Il est à noter que les diodes de commutation du circuit de commande d'impédance 52 ne sont pas critiques ni en circuit ouvert (le pas de réglage de la puissance en cours devient alors le seul utilisable), ni en circuit fermé (simple réduction du nombre de pas de réglage de la puissance RF). Pour éviter ces limitations, on peut prévoir que les interrupteurs 73 soient constitués de deux diodes en parallèle. Alternativement, chaque bloc amplificateur 110a, 110b peut comprendre son propre circuit de commande d'impédance 52, les organes de commutation 113, 114, 115 étant disposés en sortie des blocs amplificateurs 1 10a et 1 10b. -12- REVENDICATIONS 1. Dispositif pour amplifier des signaux RF comprenant un réseau diviseur de puissance (1') auquel un signal (E) à amplifier est appliqué, pour répartir la puissance de ce signal sur plusieurs voies d'amplification, un amplificateur (22) par voie d'amplification pour amplifier le signal divisé en puissance, et un circuit combinateur de puissance (5) pour combiner les signaux amplifiés en sortie de chaque voie et un signal unique, la puissance RF souhaitée en sortie du dispositif déterminant le nombre de signaux amplifiés à combiner, caractérisé en ce que l'amplificateur (22) de chaque voie comprend un circuit intégré comportant un transistor de sortie commandable pour désactiver l'amplificateur, le circuit combinateur de puissance (5) comprenant un circuit (51) transformateur d'impédance quart d'onde pour chaque voie connecté à un point de jonction commun relié à une sortie (S) du dispositif. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les amplificateurs de puissance (22) à semi-conducteurs sont constitués par des circuits intégrés monolithiques à l'état solide et sont commandés en courant de drain. 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de commande d'impédance (52) de charge interposé entre le point de jonction commun du combinateur de puissance (5) et la sortie S du dispositif, ce circuit de commande d'impédance étant constitué par un circuit transformateur d'impédance quart d'onde dont l'impédance est ajustable. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit transformateur quart d'onde ajustable (52) comprend autant de branches parallèles qu'il y a de voies d'amplification, chaque branche comportant deux lignes quart d'onde (71, 72) en série, le point de jonction entre les lignes quart d'onde étant relié à la masse par l'intermédiaire d'un interrupteur électronique (73), les interrupteurs (73) du circuit (52) étant commandés de manière à ce qu'un seul interrupteur soit ouvert en même temps. 5. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (6) pour ajuster le point de polarisation des amplificateurs (22) en fonction du nombre (n) d'amplificateurs -13 - activés. 6. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (6) pour compenser une augmentation de l'impédance de charge due à une diminution du nombre d'amplificateurs (22) activés par une diminution de la polarisation du courant de drain des amplificateurs. 7. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que le circuit combinateur de puissance (5) comprend un transformateur quart d'onde (51) par voie disposé à proximité du drain de l'amplificateur de puissance (22) correspondant. 8. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un organe d'atténuation réglable (11) pour atténuer la puissance du signal d'entrée (E) avant de l'appliquer au réseau diviseur de fréquence (1'), un organe de mesure (61) de la puissance du signal d'entrée, et des moyens de commande (6) recevant en entrée une consigne de puissance de sortie, pour commander l'organe d'atténuation (11) en fonction de la puissance du signal d'entrée mesurée par l'organe de mesure, et le nombre (n) d'amplificateurs (22) à activer en fonction de la consigne de puissance de sortie reçue. 9. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un organe de mesure (64) de la puissance du signal de sortie (S) relié au circuit de commande (6), le circuit de commande (6) comprenant des moyens pour comparer la puissance de sortie avec la consigne de puissance de sortie reçue, et un moyen pour vérifier le fonctionnement des amplificateurs, qui est activé lorsqu'une différence entre la puissance de sortie mesurée et la consigne est détectée. 10. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu'il comprend deux dispositifs d'amplification redondants (1 lO1a, 1 1Ob) recevant en parallèle le signal d'entrée (E) à amplifier, la sortie de ces deux dispositifs étant connectée à un organe de commutation (115) respectif conçu pour désactiver l'un des deux dispositifs d'amplification lorsque celui-ci est détecté défaillant, la sortie des deux organes de commutation étant reliée à l'entrée d'un circuit de commande d'impédance (52).