FR 2818465 A1 20020621 FR 0016318 A 20001214 AMPLIFICATEUR COMPACT A GAIN AJUSTABLE DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE La présente invention est relative à un amplificateur compact à gain ajustable. Ce type d'amplificateur trouve son application notamment dans le domaine audio, dans des appareils d'enregistrement ou de lecture de son, en téléphonie et plus particulièrement en sortie de têtes de lecture ou de microphones. ETAT DE LA TECHNIQUE ANTERIEURE Un tel amplificateur doit posséder un gain important et un faible bruit car des signaux faibles sont à amplifier. Les amplificateurs de ce type sont généralement réalisés à partir d'au moins deux amplificateurs opérationnels connectés en série via un atténuateur pour pouvoir réaliser une fonction de compression. La fonction de compression permet de réduire l'amplitude du signal de sortie lorsque l'amplitude du signal d'entrée augmente trop. La figure 1 montre de manière schématique un tel amplificateur. On a représenté deux amplificateurs Ai, A2 opérationnels montés en inverseurs connectés en série à travers un atténuateur A ayant une résistance variable R40. Ces amplificateurs opérationnels sont montés en parallèle entre deux bornes d'alimentation, l'une 1 portée à un potentiel haut Vcc et l'autre 2 porté à un potentiel bas Vee qui est généralement la masse. L'entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel Ai reçoit le signal d'entrée Vi à amplifier à travers une résistance R10. L'entrée non inverseuse du premier amplificateur opérationnel Al est portée à une tension continue qui est une fraction de la différence entre les potentiels Vcc et Vee. Un diviseur de tension, formé dans l'exemple de deux résistances R, est connecté entre les deux bornes d'alimentation 1, 2. Dans l'exemple, on suppose que Vee est la masse et que l'entrée non inverseuse du premier amplificateur Al est portée à Vcc/2 puisque les résistances du diviseur de tension sont égales. La sortie du premier amplificateur opérationnel Al est connectée à son entrée inverseuse à travers une résistance de contre-réaction R20. La sortie du premier amplificateur opérationnel Al est également connectée à l'entrée de l'atténuateur A. La sortie de l'atténuateur A attaque le second amplificateur opérationnel A2 par son entrée inverseuse. L'entrée non inverseuse du second amplificateur opérationnel A2 est portée à la tension Vcc/2 de la même manière que pour le premier amplificateur opérationnel Al. D'autres choix de tension sont possibles notamment en donnant d'autres valeurs aux résistances du diviseur de tension. La sortie du second amplificateur opérationnel A2 est connectée à son entrée inverseuse à travers une résistance de contre-réaction R30 ajustable. Le gain de l'amplificateur est proportionnel à (R30 x R10)/(R40 x R20). Le choix de la valeur de la résistance R30 permet d'ajuster le gain maximum de l'amplificateur. La sortie du second amplificateur opérationnel A2 délivre un signal de sortie Vo qui est sensiblement une réplique du signal d'entrée Vi après amplification. Ce signal Vo a une composante variable superposée à une composante continue. La composante continue est imposée par la tension appliquée à l'entrée non inverseuse du second amplificateur A2 qui dans l'exemple vaut Vcc/2. Ce signal Vo est réinjecté au niveau de l'atténuateur A. Lorsque l'amplitude de Vi est trop forte, la valeur de la résistance R40 de l'atténuateur est augmentée pour diminuer le gain de l'amplificateur et donc l'amplitude de Vo. L'atténuateur est réalisé à partir d'au moins une diode (non représentée) et à cause de la diode son fonctionnement n'est pas parfaitement linéaire. Le signal Vo délivré ne reflète pas très fidèlement le signal d'entrée Vi pour certaines amplitudes. De plus, le niveau de Vcc/2 ne peut être maintenu parfaitement constant lorsque les amplificateurs opérationnels fonctionnent. Une fonction sourdine peut être obtenue mais il faut prévoir des moyens pour déconnecter le signal d'entrée de l'entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel. La mise en oeuvre n'est pas aisée. Un autre inconvénient de cet amplificateur est sa taille et par voie de conséquence son coût. Les appareils portables d'enregistrement et de lecture de son, les téléphones mobiles sont de plus en plus miniaturisés, leurs coûts ne cessent de baisser et des tels amplificateurs risquent d'être moins intéressants au sein de ces appareils dans un futur proche. EXPOSE DE L'INVENTION La présente invention vise à remédier à ces problèmes de compacité, de coût, de manque de linéarité, à ces phénomènes d'instabilité. Elle propose un amplificateur à gain ajustable qui soit particulièrement compact et donc utilisable dans des appareils électriques portables. Plus précisément l'amplificateur selon l'invention comporte un étage d'entrée avec une ou plusieurs bornes d'entrée destinées à recevoir un signal à amplifier et une borne de sortie, et un étage de gain inverseur avec une borne d'entrée reliée à la borne de sortie de l'étage d'entrée, une borne de sortie destinée à délivrer un signal amplifié et une résistance de contre-réaction ajustable connectée entre sa borne de sortie et la borne d'entrée. Selon l'invention l'étage d'entrée est un étage transconducteur polarisé par une source de courant, sa transconductance est fixée par une résistance de la source de courant. De cette de manière l'amplificateur possède un gain proportionnel au produit de la résistance de contre-réaction par la transconductance. L'amplificateur selon l'invention est deux à trois fois moins encombrant que celui décrit précédemment. Les deux étages de l'amplificateur sont connectés en parallèle entre deux bornes d'alimentation. De manière à ce que le signal de sortie possède une composante continue réglable, l'étage de gain peut comporter une autre borne d'entrée destinée à recevoir une tension continue réglable stabilisée par rapport aux potentiels des bornes d'alimentation. L'étage d'entrée peut comporter une paire différentielle de transistors. Tandis que la source de courant sera réalisée avec des transistors de manière à délivrer un courant proportionnel à VT/R1 o VT est une tension thermique valant kT/q avec k constante de Boltzmann, T la température, q la charge de l'électron et Rl la résistance fixant la transconductance. L'étage de gain pourra comporter: - une paire différentielle de transistors non inverseuse avec une borne d'entrée non inverseuse formant la borne d'entrée de l'étage de gain, reliée à la borne de sortie de l'étage d'entrée, et une borne de sortie; - un étage inverseur avec une paire de transistors push-pull et des moyens de polarisation des transistors en classe AB, cet étage inverseur ayant une borne d'entrée reliée à la borne de sortie de la paire différentielle de transistors de l'étage de gain, une borne de sortie formant la borne de sortie destinée à délivrer le signal amplifié, la résistance de contre réaction étant connectée entre la borne de sortie de l'étage inverseur à transistors push-pull et la borne d'entrée non inverseuse. Selon une variante, l'étage de gain pourra comporter: - une paire différentielle de transistors inverseuse avec une borne d'entrée inverseuse formant la borne d'entrée de l'étage de gain, reliée à la borne de sortie de l'étage d'entrée, et une borne de sortie; - un étage suiveur avec un transistor suiveur polarisé par une source de courant, relié à la borne de sortie de la paire différentielle de transistors inverseuse, et une borne de sortie formant la borne de sortie destinée à délivrer le signal amplifié, la résistance de contre réaction étant connectée entre la borne de sortie de l'étage suiveur et la borne d'entrée inverseuse. La paire différentielle de transistors de l'étage de gain comporte une autre borne d'entrée formant la borne d'entrée de l'étage de gain recevant la tension continue réglable. Un autre but de l'invention est de doter l'amplificateur d'une fonction de compression et/ou d'une fonction de sourdine. La source de polarisation de l'étage d'entrée pourra être équipée de moyens de dérivation totale ou partielle du courant qu'elle délivre. Les moyens de dérivation peuvent comprendre une paire différentielle de transistors polarisée par une source de courant, cette paire différentielle comportant une borne d'entrée non inverseuse destinée à recevoir une tension de commande de la dérivation, une borne d'entrée inverseuse destinée à recevoir une tension de seuil et une borne de sortie reliée à la source de courant de l'étage d'entrée. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description qui suit, en référence aux figures des dessins annexés. Cette description est donnée à titre purement illustratif et non limitatif. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS - la figure 1, déjà décrite, est un schéma électrique d'un amplificateur de type connu; - la figure 2 est un schéma électrique d'un exemple de réalisation d'un amplificateur conforme à l'invention; - les figures 3A et 3B sont des schémas électriques d'exemples de réalisation des sources de polarisation, respectivement de la paire différentielle de l'étage d'entrée et de la paire différentielle de l'étage de gain de l'amplificateur de la figure 2; - les figures 4A et 4B sont des schémas électriques d'exemples de réalisation de charges associées, respectivement à la paire différentielle de l'étage d'entrée et à la paire différentielle de l'étage de gain de l'amplificateur de la figure 2; - la figure 5 représente la variation de la composante continue du signal de sortie de l'amplificateur de la figure 2, en fonction de la tension continue réglable stabilisée; - la figure 6 représente l'amplitude du gain de l'amplificateur de la figure 2, en fonction de la fréquence, pour différentes valeurs de la résistance R2; - la figure 7 est un schéma électrique d'une variante de l'étage de gain de l'amplificateur selon l'invention; - la figure 8 est un schéma électrique d'un exemple de réalisation des moyens de dérivation. EXPOSE DÉTAILLE DE MODES DE REALISATION PARTICULIERS La figure 2 représente un exemple d'amplificateur conforme à l'invention. Cet amplificateur est connecté entre deux bornes d'alimentation, l'une 20 portée à un potentiel haut Vcc, et l'autre 21 portée à un potentiel bas Vee généralement la masse. Il comporte un étage d'entrée 100 formé d'une première paire différentielle de transistors Q1, Q2 non inverseuse polarisée par une source de courant Il. Les transistors sont des transistors bipolaires de même type et leurs émetteurs sont communs. Les bases des transistors Q1, Q2 forment les bornes d'entrée différentielles 22, 23 de l'étage d'entrée 100. Le signal à amplifier Vi est appliqué entre ces deux bornes d'entrée 22, 23. On aurait pu imaginer que seule l'une d'entre elles soit utilisée et que l'autre soit portée à un potentiel prédéterminé par rapport aux potentiels Vcc et Vee. Une charge Li est connectée entre les collecteurs des transistors Q1, Q2 et la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee. La source de courant Il est connectée entre le point A commun aux deux émetteurs et la borne d'alimentation 20 portée au potentiel haut Vcc. Dans l'exemple, les transistors Q1, Q2 de la paire différentielle sont des transistors PNP. On pourrait les remplacer par des NPN en réalisant toutes les inversions nécessaires au niveau de la source de courant Il et de la charge Ll. Selon une caractéristique de l'invention, l'étage d'entrée est un étage transconducteur. Un étage transconducteur possède une borne de sortie 24 en courant au niveau du collecteur du transistor Q2. Cette borne délivre un courant proportionnel à la différence des potentiels appliqués entre ses deux bornes d'entrée différentielles 22, 23. Sa transconductance Gm est donnée par la relation suivante: Gm = I2/VT dans laquelle I2 représente le courant collecteur dans le transistor Q2 et VT est une tension thermique définie par VT = kT/q avec k constante de Boltzmann, T température et q charge de l'électron. La source de courant Il délivre un courant Il = VT/R1. La figure 3A représente un schéma d'une source de courant de ce type. Cette source est connue sous le nom de source de Widlar. Elle comporte deux transistors bipolaires Q7, Q8 de même type (ici des transistors PNP) dont les bases sont communes. L'émetteur du transistor Q7 est relié à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel haut Vcc. Le collecteur du transistor Q7 est relié à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee à travers une résistance R3. Le transistor Q7 est monté en diode, son collecteur et sa base sont communs. L'émetteur du transistor Q8 est relié à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel haut Vcc à travers une résistance Ri. Le collecteur du transistor Q8 est relié au point commun A. Avec une telle source de courant Il, l'étage d'entrée 100 transconducteur possède une transconductance Gm = I2/VT avec I2 = I1/2. Puisque Il = VT/R1 on a donc Gm = 1/2R1. La charge Ll connectée entre les collecteurs des deux transistors Q1, Q2 de la paire différentielle peut être passive et formée de résistances montées chacune entre le collecteur d'un des transistors et la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee. De préférence, la charge LI sera active de manière à obtenir un gain en tension différentiel plus élevé que celui obtenu avec une simple charge résistive. Un exemple de charge active fréquemment utilisée est illustré à la figure 4A, il s'agit d'un miroir de courant. Cette charge active comporte une paire de transistors Q9, Q10 bipolaires de même type (ici des NPN) à base commune. Le transistor Q9 est monté en diode, sa base et son collecteur sont reliés. Son collecteur est relié au collecteur du transistor Q1. Son émetteur est relié à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee. Le transistor Q10 a son collecteur relié au collecteur du transistor Q2 et son émetteur relié à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee. Le courant délivré par l'étage d'entrée 100 transconducteur est injecté dans l'étage de gain inverseur 200 qui va produire une réplique amplifiée et inversée du signal d'entrée Vi. Cet étage de gain 200 est un étage différentiel à contre-réaction avec deux bornes d'entrée 25 et 26 et une borne de sortie 27. La borne de sortie en courant 24 de l'étage d'entrée 100 est reliée à la première borne d'entrée 25 de l'étage de gain 200. La seconde borne d'entrée 26 est portée à une tension continue DC réglable stabilisée par rapport aux deux potentiels d'alimentation Vee et Vcc. Cette tension continue DC peut être délivrée par un générateur de tension continue extérieur à l'amplificateur, par un générateur de tension interne à l'amplificateur ou par un circuit relié aux bornes d'alimentation 20, 21 et donnant la stabilité requise. Cette tension DC impose la composante continue du signal de sortie Vo amplifié présent sur la borne de sortie 27 de l'étage de gain 200. Le niveau de cette tension est réglable, ce qui permet de régler le niveau de sortie du signal de sortie. L'amplificateur différentiel comporte de plus une résistance de contre réaction R2 montée entre la borne de sortie 27 et la première borne d'entrée 25. Cette résistance R2 est -ajustable et elle permet l'ajustement du gain en tension de l'amplificateur qui est proportionnel au rapport R2/R1. On va voir maintenant un mode de réalisation de l'étage de gain 200. Cet étage de gain comporte une paire différentielle de transistors Q3, Q4 non inverseuse, formée de deux transistors bipolaires de même type (ici de type NPN) polarisée par une source de courant I2 et reliée à une charge L2. Les deux transistors Q3, Q4 sont reliés par leurs émetteurs. La base du transistor Q3 réalise la première borne d'entrée 25 de l'étage de gain 200, c'est la borne non inverseuse de la paire différentielle Q3, Q4. La base du transistor Q4 réalise la seconde borne d'entrée 26 de l'étage de gain 200. C'est la borne inverseuse de la paire différentielle Q3, Q4. La source de courant I2 est connectée entre les émetteurs des transistors Q3, Q4 de la paire et la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee. La figure 3B illustre un exemple de réalisation de la source de courant I2. Cette source de courant est de type miroir de courant, ce qui est classique dans ce domaine. Elle comporte deux transistors Qll, Q12 bipolaires de même type (ici de type NPN) dont les bases sont reliées. Le transistor Qll est monté en diode, son collecteur étant relié à sa base. Son collecteur est aussi relié à travers une résistance R4 à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel haut Vcc. Son émetteur est relié à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee. Le transistor Q12 a son collecteur relié aux émetteurs des transistors Q3 et Q4 de la paire différentielle. Son émetteur est relié à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee. Tout comme la charge Ll la charge L2 peut être une charge passive résistive, mais on lui préférera une charge active de manière à maximiser le gain en tension. Un exemple de réalisation de la charge L2 est illustré à la figure 4B. Cette charge active comporte une paire de transistors Q13, Q14 bipolaires de même type (ici des PNP) à base commune. Le transistor Q13 est monté en diode, sa base et son collecteur sont reliés. Son collecteur est relié au collecteur du transistor Q3. Son émetteur est relié à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel haut Vcc. Le transistor Q14 a son collecteur relié au collecteur du transistor Q4 et son émetteur relié à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel haut Vcc. La paire différentielle Q3, Q4 comporte une borne de sortie 28 au niveau du collecteur du transistor Q4. Cette borne est reliée à un étage inverseur push-pull polarisé et piloté en classe AB. Cet étage push-pull comporte une paire de transistors bipolaires Q5, Q6 complémentaires. Le transistor Q5 est de type PNP, son émetteur est relié à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel haut Vcc, son collecteur est relié au collecteur de l'autre transistor Q6 de l'étage push- pull. Le transistor Q6 est de type NPN et son émetteur est relié à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee. Les bases des deux transistors Q5 et Q6 sont polarisées et pilotées par un circuit CP de commande en classe AB, connu en soi, et usuellement désigné par la dénomination anglo-saxonne " class AB control ". Ce circuit de commande CP est relié à la borne 28 de sortie de la paire différentielle Q3, Q4 et est polarisé par des sources de courant représentées en pointillés. L'avantage du fonctionnement de cet étage en classe AB est qu'il n'y a pas de consommation de puissance lorsque aucun signal n'est appliqué à l'entrée. C'est intéressant notamment dans les applications téléphoniques dans lesquelles le signal vocal d'entrée est intermittent et l'alimentation se fait avec des piles ou batteries. Cette structure a aussi l'avantage de réduire la dissipation thermique au niveau des transistors, ce qui permet d'augmenter leur durée de vie et de miniaturiser le circuit. Une description plus détaillée des circuits de commande du type " class AB control " est donnée par exemple dans l'article " Parallel Feedward Class-AB Control Circuits for Low-Voltage Bipolar Rail-to-Rail Output Stages of Operationnel Amplifiers " de W.C.M Renirie et all - Analog Integrated Circuits and Signal Processing - 8, 37-48 (1995). Les références C5 et C6 désignent des condensateurs de compensation de fréquence, usuellement nommées capacités de Miller, connectées respectivement entre les bases et les collecteurs des transistors Q5 et Q6 de l'étage push-pull. La résistance de contre-réaction ajustable R2 est connectée entre la borne de sortie 27 point commun des collecteurs des transistors Q5 et Q6 et la borne d'entrée 25 qui est la borne d'entrée non inverseuse de la paire différentielle Q3, Q4. Avec un tel circuit, le gain de l'amplificateur objet de l'invention est donc proportionnel au rapport R2/2R1 et l'ajustement de la valeur de R2 permet d'ajuster le gain. Au lieu de réaliser l'inversion au niveau de l'étage push-pull, il est possible de la réaliser au niveau de la paire différentielle. La figure 7 montre une autre configuration pour l'étage de gain 200. Cet étage de gain comporte une paire différentielle de transistors Q15, Q16 inverseuse formée de deux transistors bipolaires de même type (ici de type NPN) polarisée par une source de courant I3 et reliée à une charge L3. Les deux transistors QS15, Q16 sont reliés par leurs émetteurs. La base du transistor Q15 réalise la première borne d'entrée 25 de l'étage de gain 200. C'est l'entrée inverseuse de la paire différentielle de transistors. La base du transistor Q16 est reliée à la seconde borne d'entrée 26 de l'étage de gain 200. C'est l'entrée non inverseuse de la paire différentielle de transistors. La paire différentielle de transistors Q15, Q16 qui est maintenant inverseuse comporte une borne de sortie 30 au niveau du collecteur du transistor Q15. La source de courant I3 est connectée entre les émetteurs des transistors Q15, Q16 de la paire et la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee. Elle peut être identique à la source I2 illustrée à la figure 3B. Tout comme les charges Ll, L2 la charge L3 peut être résistive mais on lui préférera une charge active telle que celle illustrée. Elle comporte une paire de transistors Q18, Q19 bipolaires de même type (ici des PNP) à base commune. Le transistor Q18 a son collecteur relié au collecteur du transistor Q15 et son émetteur relié à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel haut Vcc. Le transistor Q19 est monté en diode, sa base et son collecteur sont reliés. Son collecteur est relié au collecteur du transistor Q16. Son émetteur est relié à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel haut Vcc. La borne de sortie 30 de la paire différentielle Q15, Q16 inverseuse est reliée à un étage suiveur. Cet étage suiveur comporte un transistor Q17 qui dans cet exemple est de type NPN. Il est polarisé par une source de courant I4. Son collecteur est relié à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel haut Vcc. Sa base est reliée à la borne de sortie 29. La source de courant I4 est connectée entre l'émetteur du transistor Q17 et la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee. Elle peut être de même nature que les sources de courant I3 ou I2, cette dernière étant illustrée à la figure 3B. La résistance de contre-réaction ajustable R2 est connectée entre la borne de sortie 27 reliée à l'émetteur du transistor Q17 suiveur et la borne d'entrée 25. Bien que l'étage comportant le transistor Q17 soit un étage suiveur, il est possible en choisissant convenablement les transistors Q15, Q16, Q18, Q19 que l'étage de gain 200 dans cette configuration soit sensiblement équivalent en termes de performances à celui représenté à la figure 2. Il est aussi plus simple à réaliser. Une fonction de compression peut être obtenue en dérivant du courant de polarisation délivré par la source Il. A cet effet, la figure 2 a schématisé des moyens de dérivation D insérés entre la source de courant Il en VT/R1 et le neud A commun aux émetteurs des transistors Q1 et Q2. La figure 8 illustre un mode de réalisation des moyens de dérivation D. Ils comportent une paire différentielle de transistors Q20, Q21 polarisée par une source de courant I5. Dans l'exemple les transistors de la paire sont des transistors bipolaires de même type, ici de type NPN, à émetteurs communs. Une source de courant I5 est connectée entre le point commun des émetteurs des transistors Q20, Q21 et la borne d'alimentation 21 portée au potentiel bas Vee. La source d'alimentation I5 peut être de même nature que la source de courant I2. La paire de transistors différentielle comporte une borne d'entrée non inverseuse, au niveau de la base du transistor Q20, destinée recevoir à une tension Vc de commande de la fonction de compression. La paire de transistor différentielle comporte une borne d'entrée inverseuse au niveau de la base du transistor Q21 destinée à recevoir une tension de seuil Vs. Le collecteur du transistor Q20 est relié à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel haut Vcc. La paire différentielle de transistors comporte une borne de sortie 31, au niveau du collecteur du transistor Q21, reliée à la source de courant Il, au niveau du point A commun situé entre la source de courant Il et les émetteurs de la paire de transistors différentielle Q1, Q2. Lorsque la tension de commande Vc est supérieure à la tension de seuil Vs, tout le courant de la source I5 passe dans le transistor Q20. Il n'y a pas de dérivation. Au contraire lorsque la tension de commande Vc est inférieure à la tension de seuil Vs, une partie du courant de la source I5 passe par le transistor Q21 depuis le point A. Il y a dérivation. Ces moyens de dérivation D permettent également de réaliser une fonction de sourdine, en dérivant totalement le courant de polarisation Il de la source de courant Il. Pour assurer la fonction sourdine, on choisit une valeur du courant I5 de la source de courant I5 supérieure à celle du courant Il et une valeur Vs-Vc suffisamment grande pour dériver l'intégralité du courant Il. Dans l'exemple décrit, tous les transistors ont été schématisés comme des transistors bipolaires. Il est tout à fait possible de les remplacer par des transistors à effet de champ. Il est également possible de remplacer tous les transistors bipolaires par leurs complémentaires en modifiant, de manière appropriée, leurs connexions. La figure 5 montre les variations de la composante continue COC du signal de sortie Vo en fonction de la tension DC appliquée sur la base du transistor Q4 de la paire différentielle de l'étage de gain 200. On voit que la variation de la composante continue est linéaire sur une grande plage de tensions. La figure 6 est une représentation de l'amplitude G du gain de l'amplificateur en décibels en fonction de la fréquence en hertz en employant une échelle logarithmique pour différentes valeurs de la résistance R2. On suppose que le courant de la source de courant Il vaut 100 microampères. La résistance R2 vaut 12.10n' avec n variant de 3 à 1 par pas de 0,5. Les courbes référencées de a à e forment un faisceau avec une partie commune. Elles correspondent à des valeurs de la résistance R2 comprises entre 12 kQ (courbe a) et Q (courbe e). Ce faisceau de courbes linéaire sur une grande plage de fréquences est tout à fait comparable à celui délivré par un amplificateur de l'art antérieur. REVENDICATIONS 1. Amplificateur comportant un étage d'entrée (100) avec une ou plusieurs bornes d'entrée (22, 23) destinées à recevoir un signal à amplifier (Vi) et une borne de sortie (24), et un étage de gain (200) inverseur avec une borne d'entrée (25) reliée à la borne de sortie (24) de l'étage d'entrée (100), une borne de sortie (27) destinée à délivrer un signal amplifié (Vo) et une résistance (R2) de contre-réaction ajustable connectée entre sa borne de sortie (27) et sa borne d'entrée (25), caractérisé en ce que l'étage d'entrée (100) est un étage transconducteur polarisé par une source de courant (Il), sa transconductance (Gm) étant fixée par une résistance (Rl) de la source de courant (Il) de manière à ce que l'amplificateur possède un gain proportionnel au produit de la résistance (R2) de contre-réaction par la transconductance (Gm). 2. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage d'entrée (100) comporte une paire différentielle de transistors (Q1, Q2). 3. Amplificateur selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que la source de courant (Il) est réalisée avec des transistors (Q7, Q8) et délivre un courant proportionnel à VT/R1 o VT est une tension thermique valant kT/q avec k constante de Boltzmann, T température, q charge de l'électron et Rl la résistance fixant la transconductance (Gm). 4. Amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que la source de courant (Il) est une source de Widlar. 5. Amplificateur selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que la paire différentielle de transistors (Q1, Q2) de l'étage d'entrée (100) est reliée à une charge (Li). 6. Amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que la charge (Ll) est un miroir de courant de charge. 7. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les deux étages de l'amplificateur sont connectés en parallèle entre deux bornes d'alimentation (20,21), l'étage de gain (200) comportant une autre borne d'entrée (26) destinée à recevoir une tension continue (DC) réglable, stabilisée par rapport aux potentiels des bornes d'alimentation (20,21). 8. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que l'étage de gain (200) comporte: - une paire différentielle de transistors (Q3, Q4) non inverseuse avec une borne d'entrée non inverseuse (25) formant la borne d'entrée de l'étage de gain, reliée à la borne de sortie (24) de l'étage d'entrée (100), et une borne de sortie (28); - un étage inverseur avec une paire de transistors push-pull (Q5, Q6) et des moyens de polarisation (CP) des transistors en classe AB, cet étage inverseur (Q5, Q6) ayant une borne d'entrée (29) reliée à la borne de sortie (28) de la paire différentielle de transistors (Q3, Q4) de l'étage de gain, une borne de sortie (27) formant la borne de sortie destinée à délivrer le signal amplifié, la résistance (R2) de contre réaction étant connectée entre la borne de sortie (27) de l'étage inverseur (Q5, Q6) à transistors push-pull et la borne d'entrée non inverseuse (25). 9. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que l'étage de gain (200) comporte: - une paire différentielle de transistors (Q15, Q16) inverseuse avec une borne d'entrée inverseuse (25) formant la borne d'entrée de l'étage de gain, reliée à la borne de sortie (24) de l'étage d'entrée (100), et une borne de sortie (30); - un étage suiveur avec un transistor (Q17) suiveur polarisé par une source de courant (I4), relié à la borne de sortie (30) de la paire différentielle de transistors (Q15, Q16) inverseuse et une borne de sortie (27) formant la borne de sortie destinée à délivrer le signal amplifié, la résistance (R2) de contre réaction étant connectée entre la borne de sortie (27) de l'étage suiveur (Q17, I4) et la borne d'entrée inverseuse (25). 10. Amplificateur selon l'une des revendications 8 ou 9 reliées à la revendication 7, caractérisé en ce que la paire différentielle de transistors (Q3, Q4; Q15, Q16) de l'étage de gain (200) comporte une autre borne d'entrée (26) formant la borne d'entrée de l'étage de gain (200) recevant la tension continue (DC) réglable. 11. Amplificateur selon l'une des revendications 8 à 10, caractérisé en ce que la paire différentielle de transistors (Q3, Q4; Q15, Q16) de l'étage de gain (200) est reliée à une charge (L2, L3). 12. Amplificateur selon la revendication 11, caractérisé en ce que la charge (L2, L3) est un miroir de courant de charge. 13. Amplificateur selon l'une des revendications 8 à 12, caractérisé en ce que la paire différentielle de transistors (Q3, Q4; Q15, Q16) de l'étage de gain (200) est polarisée par une source de courant (I2, I3). 14. Amplificateur selon la revendication 13, caractérisé en ce que la source de courant (I2, I3) est un miroir de courant. 15. Amplificateur selon la revendication 8, caractérisé en ce que les transistors (Q5, Q6) de la paire de transistors push-pull sont équipés de capacités de Miller (C5, C6). 16. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 15, caractérisé en ce que la source de courant (Il) de l'étage d'entrée (100) est équipée de moyens de dérivation (D) partielle ou totale du courant qu'elle délivre. 17. Amplificateur selon la revendication 16, caractérisé en ce que les moyens de dérivation (D) comportent une paire différentielle de transistors (Q20, Q21) polarisée par une source de courant (I5), cette paire différentielle comportant une borne d'entrée non inverseuse destinée à recevoir une tension de commande (Vc)de la dérivation, une borne d'entrée inverseuse destinée à recevoir une tension de seuil (Vs) et une borne de sortie reliée à la source de courant (Il) de l'étage d'entrée (100).