FR 2819652 A1 20020719 FR 0100597 A 20010117 REGULATEUR DE TENSION À RENDEMENT AMÉLIORE La présente invention concerne le domaine des régula- teurs de tension et en particulier celui des régulateurs à faible tension de déchet. Un régulateur à faible tension de déchet (Low Drop Out) réalisé sous forme de circuit intégré peut être utilisé pour fournir avec un faible bruit un potentiel prédéterminé à un ensemble de circuits électroniques à partir d'un potentiel d'ali- mentation fourni par une pile rechargeable. Un tel potentiel d'alimentation décroît avec le temps et est susceptible de comporter du bruit dû par exemple à un rayonnement électromagnétique sur les liaisons pile/régulateur. Le régulateur est dit à faible tension de déchet car il permet de fournir un potentiel proche du potentiel d'alimentation. La figure 1 représente schématiquement un exemple de régulateur classique à faible tension de déchet. Le régulateur comporte une borne de sortie O prévue pour être reliée à une charge R. La charge R, essentiellement résistive, représente l'impédance d'entrée de l'ensemble des circuits alimentés par le régulateur. Par simplicité, on considère par la suite que la charge R est une résistance. Le régulateur comprend un amplifica- teur 2 dont une entrée inverseuse IN- est reliée à un potentiel de référence positif Vref et dont une entrée non inverseuse IN+ est reliée à la borne O par une boucle de contre réaction. Le potentiel Vref est produit de manière connue par une source de tension constante (non représentée) à forte impédance de sortie. L'amplificateur 2 est alimenté entre un potentiel d'alimentation Vbat positif fourni par la pile et un potentiel de masse GND. La sortie de l'amplificateur 2 est connectée à la grille d'un tran- sistor MOS de puissance Tl, à canal P. dont le drain est relié à la borne de sortie O et dont la source est reliée au potentiel Vbat. Le transistor Tl est de type MOS plutôt que bipolaire, notamment pour minimiser la différence entre le potentiel de sortie Vout de la borne O et le potentiel d'alimentation Vbat. Un condensateur de charge C est disposé entre la borne de sortie O et le potentiel GND. Le régulateur de tension maintient le potentiel Vout de la borne de sortie O à une valeur égale au potentiel de référence Vref. Toute variation du potentiel Vbat se traduit par une varia- tion du potentiel Vout, qui est transmise par la boucle de contre-réaction sur l'entrée IN+. Lorsque le régulateur fonc- tionne correctement, la variation du potentiel de l'entrée IN+ entraîne le retour du potentiel Vout au potentiel Vref. Pour cela, le circuit régulateur, qui forme un système bouclé entre l'entrée IN+ et la borne O doit être un système stable. Pour que le système soit stable lorsqu'il est bouclé, son gain en boucle ouverte ne doit pas être supérieur à 1 lorsque le déphasage est inférieur à -180 (opposition de phase entre l'entrée et la sortie du système). La figure 2 illustre, en fonction de la fréquence f, la variation du gain G et du déphasage p du régulateur en boucle ouverte pris entre l'entrée IN+ et la borne O. Pour des fréquen- ces f faibles, le gain G est égal au gain statique Gs du régulateur en boucle ouverte. Les éléments qui composent le régulateur ont chacun un gain qui varie en fonction de la fré- quence. La fréquence de coupure d'un élément dont le gain décroît lorsque la fréquence augmente constitue un "pôle" de la fonction de transfert du régulateur en boucle ouverte. Chaque pôle de la fonction de transfert du régulateur en boucle ouverte introduit une chute de 20 dB par décade du gain G. En outre, chaque pôle de la fonction de transfert du régulateur en boucle ouverte intro- duit un déphasage p de -90 . Par simplicité, on considère par la suite que la fonction de transfert du régulateur en boucle ouverte comprend seulement un pôle principal P0 et un pôle secondaire Pl. La fréquence à laquelle est situé le pôle princi- pal P0 dépend notamment de l'inverse du produit des valeurs de la résistance de charge R et du condensateur C. La fréquence à laquelle est situé le pôle secondaire Pl dépend notanmment de la capacité de la grille du transistor Tl. Les caractéristiques des éléments qui composent le régulateur sont choisies de telle manière que, lorsque le déphasage ( devient égal à -180 , le gain G est inférieur à 1 (0 dB). En figure 2, le pôle P0 est situé à une fréquence peu élevée et le pôle Pl est situé à une fréquence supérieure à la fréquence du pôle P0. Pour une fréquence infé- rieure à la fréquence du pôle P0, le gain est égal au gain statique Gs du régulateur en boucle ouverte. Entre les pôles P0 et Pl, le gain chute de 20 décibels par décade. Au-delà du pôle Pl, le gain chute de 40 décibels par décade. Le déphasage chute de 0 à -90 au niveau du pôle P0 et de 90 à -180 au niveau du pôle P1. Le régulateur de tension est prévu pour fournir un cou- rant IO à la charge R, tout en maintenant la borne de sortie O au potentiel de référence Vref. Pour que le régulateur puisse fournir un fort courant IO, le transistor Tl est de grande taille. Il en découle que la capacité de grille du transistor Tl est forte. L'impédance de sortie de l'amplificateur 2 est faible pour pou- voir commander la grille du transistor Tl. Le courant IA consommé par l'amplificateur 2 dépend de l'impédance de sortie de l'ampli- ficateur 2 et est élevé. Le rendement du régulateur de tension dépend du rapport IO/(IA + I0). Ainsi, le rendement d'un régula- teur classique est faible lorsque le courant IO est faible, par exemple lorsque les circuits alimentés par le régulateur sont dans un mode de veille. De nombreux équipements électroniques alimentés par une pile rechargeable, tels que des téléphones cellulaires, doivent pouvoir rester longtemps dans un mode de veille. Un régulateur de tension classique est mal adapté à de tels équipements. Une façon classique d'augmenter le rendement du régula- teur consiste à augmenter l'impédance de sortie de l'amplificateur 2 de façon à réduire le courant IA consommé par l'amplificateur 2. Cependant, la valeur du gain statique Gs du régulateur est notamment proportionnelle à l'impédance de sortie Zout de l'amplificateur. Une forte impédance de sortie Zout rend le gain statique Gs élevé et décale le pôle secondaire vers les fréquences basses, ce qui décale respectivement la courbe de gain vers le haut et la courbe de phase vers la gauche et rend la stabilité du régulateur difficile à obtenir. La figure 2 illustre à titre d'exemple des courbes de gain G' et de phase (' d'un régulateur en boucle ouverte ayant le pôle P0 précédent, ayant un pôle secondaire à une fréquence Pli inférieure à la fréquence Pi précédente, et ayant un gain statique Gs' supérieur au gain statique Gs précédent. Le gain G' est supérieur à 1 (0 dB) lorsque le déphasage (l atteint la valeur de -180 , ce qui rend le régu- lateur instable. Un objet de la présente invention est de prévoir un régulateur de tension stable ayant un rendement élevé. Pour atteindre cet objet, ainsi que d'autres, la pré- sente invention prévoit un régulateur de tension ayant une borne de sortie prévue pour être connectée à une charge, comprenant un amplificateur dont l'entrée inverseuse est reliée à un potentiel de référence et dont l'entrée non inverseuse est reliée à la borne de sortie, un condensateur de charge disposé entre la borne de sortie et un premier potentiel d'alimentation, des premier et second commutateurs commandés en tension disposés chacun de manière à relier un second potentiel d'alimentation et la borne de sortie, et un moyen de commande propre à fournir un potentiel dépendant du potentiel de sortie de l'amplificateur, d'une part, à la grille du premier commutateur et, d'autre part, lorsque le courant traversant le premier commutateur atteint un seuil prédé- terminé, à la grille du second commutateur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le courant traversant le premier commutateur est inférieur ou égal audit seuil prédéterminé. Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'amplificateur est alimenté entre le premier potentiel d'alimen- tation et le second potentiel d'alimentation. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les premier et second commutateurs de tension sont des transis- tors MOS d'un premier type, la grille du second commutateur étant plus large que la grille du premier commutateur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le moyen de commande comprend des première et seconde impédances, une première borne de chaque impédance étant reliée au second potentiel d'alimentation, des premier et second transistors bipolaires dont les collecteurs sont reliés à une seconde borne respectivement des première et seconde impédances, et aux grilles respectivement des premier et second commutateurs, la base et le collecteur du premier transistor étant reliés l'un à l'autre, la base du second transistor étant reliée au premier potentiel d'alimentation par l'intermédiaire d'une source de courant, un troisième transistor MOS d'un second type disposé de manière à relier les émetteurs des premier et second transistors au premier potentiel d'alimentation, la grille du troisième transistor étant reliée à la sortie de l'amplificateur, et un quatrième transistor MOS du premier type connecté en diode, disposé de manière à relier la base du second transistor au second potentiel d'alimen- tation. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les premier et second commutateurs et le quatrième transistor sont des transistors MOS à canal P, les premier et second tran- sistors bipolaires sont de type NPN, et le troisième transistor est un transistor MOS à canal N. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: la figure 1, précédemment décrite, représente schémati- quement un régulateur de tension classique; la figure 2, précédemment décrite, illustre le fonc- tionnement du régulateur de tension de la figure 1; la figure 3 représente schématiquement un régulateur de tension selon la présente invention; la figure 4 représente schématiquement le moyen de commande du régulateur de tension de la figure 3; la figure 5 illustre le fonctionnement des transistors de puissance du régulateur de tension de la figure 3; et la figure 6 illustre le fonctionnement du régulateur de tension de la figure 3. La figure 3 représente schématiquement un mode de réa- lisation d'un régulateur de tension selon la présente invention. Le régulateur comporte une borne de sortie O reliée à une charge R et à un condensateur C. Le régulateur comporte un amplificateur 2 alimenté entre un potentiel Vbat et un potentiel GND. Les entrées inverseuse IN- et non inverseuse IN+ de l'amplificateur 2 sont respectivement reliées à un potentiel de référence positif Vref et à la borne 0. Selon la présente invention, le régulateur de tension comporte des transistors MOS de puissance T2 et T3, à canal P, dont les drains respectifs sont reliés à la borne de sortie O et dont les sources respectives sont reliées au poten- tiel d'alimentation Vbat. Le régulateur de tension comporte en outre un moyen de commande 4 ayant une borne d'entrée COM reliée à la sortie de l'amplificateur 2, et des première et seconde bornes de sortie COM2, COM3 respectivement reliées aux grilles des transistors T2 et T3. La figure 4 représente schématiquenment un mode de réali- sation du moyen de commande 4 de la figure 3. Deux impédances Z2 et Z3 ont chacune une première borne reliée au potentiel d'ali- mentation Vbat. Deux transistors bipolaires T4 et T5, de type NPN, ont leurs collecteurs reliés chacun à une seconde borne respectivement des impédances Z2 et Z3. Les collecteurs des transistors T4 et T5 sont en outre respectivement reliés aux bornes de sortie COM2 et COM3 du moyen de ccmmande 4. Le collecteur et la base du transistor T4 sont reliés l'un à l'autre. La base du transistor T5 est reliée à un moyen de polarisation. Le moyen de polarisation comprend un transistor MOS T7 à canal P dont le drain est relié à la base du transistor T5. La source du transis- tor T7 est reliée au potentiel Vbat. La grille et le drain du transistor T7 sont reliés l'un à l'autre de telle manière que le transistor T7 forme une diode. Le drain du transistor T7 est en outre relié au potentiel GND par l'intermédiaire d'une source de courant CS. La base du transistor T5 est soumise à un potentiel de référence VB5 = Vbat -]VGS71, o VGS7 est la chute de tension dans la diode formée par le transistor T7. Le transistor T4, monté en diode, est traversé par un courant I4 lorsque le tran- sistor T6 est conducteur. L'émetteur du transistor T5 est soumis à un potentiel VE5 = Vbat - Z2.I4 - VBE4, o VBE4 est la chute de tension dans la diode formée par le transistor T4. La tension base-émetteur du transistor T5 est VBE5 = Z2.I4 + VBE4 - IVGS71. Lorsque le courant I4 est faible, la tension VBE5 est inférieure à la tension de seuil du transistor T5, et le transistor T5 est bloqué. Lorsque le régulateur fournit un courant IO faible, le transistor 6, commandé par l'amplificateur 2, est traversé par un courant I6 faible. Le transistor T5 est bloqué et I4 = I6. Lorsque le courant IO fourni par le régulateur augmente, les courants I6 et I4 augmentent. Lorsque le courant I4 augmente, la tension Z2.I4 augmente et la tension VBE5 augmente jusqu'à rendre le transistor T5 conducteur. Un courant I5 traverse alors le tran- sistor T5, avec I6 = I4 + I5. L'impédance Z2 est choisie de telle manière que la ten- sion grille/source VGS2 du transistor T2, o IVGS2I = Vbat-Z2.I4, est propre à mettre le transistor T2 en conduction pour une faible valeur du courant I4. L'impédance Z3 est choisie de telle manière que la tension grille/source VGS3 du transistor T3, o IVGS31 = Vbat-Z3.I5, est propre à mettre le transistor T3 en conduction pour un courant I5 correspondant à une valeur seuil IOs du courant I0. La figure 5 illustre la variation des courants I2 et I3 traversant les transistors T2 et T3 en fonction du courant I0. Lorsque IO est inférieur à IOs, seul le transistor T2 est conduc- teur et le courant I2 augmente proportionnellement au courant I0. Lorsque le courant IO est supérieur au courant seuil IOs, les transistors T2 et T3 sont conducteurs. Les éléments du moyen de commande 4 sont choisis de telle manière que le courant I2 reste sensiblement égal à Ios tandis que le courant I3 augmente propor- tionnellement au courant I0. Selon la présente invention, le courant IOs est un cou- rant suffisant pour alimenter la charge R, par exemple lorsque les circuits représentés par la charge R sont dans un mode de veille. Le transistor T2, qui est traversé par un courant infé- rieur ou égal à IOs, a une taille réduite et une faible capacité de grille. Lorsque le régulateur fournit un faible courant, le courant IA consommé par l'amplificateur pour polariser le tran- sistor T2 est réduit, ce qui permet d'obtenir un bon rendement du régulateur. Le transistor T3 est traversé par un courant infé- rieur ou égal à IOmax - IOs, o IOmax est le courant maximal fourni à la charge R par le régulateur. Le transistor T3 est tel que le courant IA consommé par l'amplificateur pour polariser les transistors T2 et T3 est sensiblement égal au courant nécessaire pour polariser le transistor T1 de la figure 1. Ainsi, lorsque IO est supérieur à IOs, le rendement du régulateur est sensiblement égal au rendement d'un régulateur classique. La figure 6 illustre schématiquement le gain G et la phase 9 en boucle ouverte du régulateur selon la présente inven- tion lorsque les transistors T2 et T3 sont en conduction. Les grilles des transistors T2 et T3 sont commandées en parallèle. Les transistors T2 et T3 sont choisis de telle manière que la somme de leurs capacités de grille introduit un pôle secondaire ayant sensiblement la même fréquence P1 qu'en figure 2. En outre, les gains des transistors T2 et T3, dépendant des rapports W/L des transistors T2 et T3, sont choisis de telle manière que le gain statique du régulateur en boucle ouverte est sensiblement égal au gain statique Gs de la figure 2. Lorsque les transistors T2 et T3 sont conducteurs, le régulateur selon la présente inven- tion présente la même stabilité qu'un régulateur classique. La figure 6 illustre également le gain G" et la phase p" en boucle ouverte du régulateur selon la présente invention lorsque le transistor T2 seul est en conduction. La capacité de grille du transistor T2 est faible, ce qui a pour effet de décaler le pôle secondaire vers une fréquence Pl" supérieure à la fréquence P1 précédente, ce qui améliore la stabilité du régulateur. En outre, le gain statique du régulateur en boucle ouverte, qui dépend du rapport W/L du transistor T2, a une valeur Gs" inférieure au gain Gs précédent, ce qui a également pour effet d'améliorer la stabi- lité du régulateur. Un régulateur selon la présente invention présente ainsi une stabilité améliorée lorsqu'il fournit un faible courant. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme du métier. A titre d'exemple, la présente invention a été décrite en relation avec un régulateur de tension utilisant des transistors MOS de puissance T2 et T3, mais l'honmne du métier adaptera sans difficultés la présente invention à un régulateur de tension utilisant un autre type de commutateur de puissance à commande en tension. La présente invention a été décrite en relation avec un moyen de polarisation particulier du transistor T5, mais l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à d'autres moyens de polarisation, par exemple une source de ten- sion de référence classique. La présente invention a été décrite en relation avec des potentiels Vbat et Vref positifs, mais l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à des potentiels Vbat et Vref négatifs, en intervertissant les types des transis- tors MOS décrits et en remplaçant les transistors bipolaires de type NPN par des transistors de type PNP. La présente invention a pour des raisons de simplicité été décrite en relation avec une charge résistive R, mais l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à une charge complexe. La présente invention a pour des raisons de simplicité été décrite en relation avec un régulateur de tension utilisant une boucle de contreréaction non résistive et fournissant une tension égale à une tension de référence Vref reçue. Toutefois, l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à un régulateur de tension dont la boucle de contre-réaction comprend un pont résistif, et qui fournit en sortie une tension différente de la tension Vref reçue. La présente invention a été décrite en relation avec un régulateur en boucle ouverte dont la fonction de transfert en boucle ouverte comporte un pôle principal et un pôle secondaire, mais l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à un régulateur en boucle ouverte ayant une fonction de transfert en boucle ouverte différente, par exemple comportant des zéros et ayant un plus grand nombre de pôles. REVEqDICATIONS 1. Régulateur de tension ayant une borne de sortie (O) prévue pour être connectée à une charge (R), comprenant: un amplificateur (2) dont l'entrée inverseuse est reliée à un potentiel de référence (Vref) et dont l'entrée non inverseuse est reliée à la borne de sortie (O), un condensateur de charge (C) disposé entre la borne de sortie (O) et un premier potentiel d'alimentation (GND), des premier (T2) et second (T3) commutateurs commandés en tension disposés chacun de manière à relier un second poten- tiel d'alimentation (Vbat) et la borne de sortie (O), un moyen de commande (4) propre à fournir un potentiel dépendant du potentiel de sortie de l'amplificateur, d'une part, à la grille du premier commutateur (T2) et, d'autre part, lorsque le courant (I2) traversant le premier commutateur (T2) atteint un seuil prédéterminé (Ios), à la grille du second commutateur (T3). 2. Régulateur de tension selon la revendication 1, dans lequel le courant (I2) traversant le premier commutateur (T2) est inférieur ou égal audit seuil prédéterminé (Ios). 3. Régulateur de tension selon la revendication 1 ou 2, dans lequel l'amplificateur (2) est alimenté entre le premier potentiel d'alimentation (GND) et le second potentiel d'alimenta- tion (Vbat). 4. Régulateur de tension selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les premier (T2) et second (T3) commutateurs de tension sont des transistors MOS d'un premier type, la grille du second commutateur (T3) étant plus large que la grille du premier commutateur (T2). 5. Régulateur de tension selon la revendication 4, dans lequel le moyen de commande comprend: des première (Z2) et seconde (Z3) impédances, une pre- mière borne de chaque impédance étant reliée au second potentiel d'alimentation (Vbat), des premier (T4) et second (T5) transistors bipolaires dont les collecteurs sont reliés à une seconde borne respective- ment des première (Z2) et seconde (Z3) impédances, et aux grilles respectivement des premier (T2) et second (T3) commutateurs, la base et le collecteur du premier transistor (T4) étant reliés l'un à l'autre, la base du second transistor (T5) étant reliée au premier potentiel d'alimentation (GND) par l'intermédiaire d'une source de courant (CS), un troisième transistor MOS d'un second type (T6) disposé de manière à relier les émetteurs des premier (T4) et second (T5) transistors au premier potentiel d'alimentation (GND), la grille du troisième transistor (T6) étant reliée à la sortie de l'amplificateur (2), et un quatrième transistor MOS du premier type (T7) connecté en diode, disposé de manière à relier la base du second transistor (T5) au second potentiel d'alimentation (Vbat). 6. Régulateur de tension selon la revendication 4, dans lequel les premier (T2) et second (T3) commutateurs et le quatrième transistor (T7) sont des transistors MOS à canal P, les premier (T4) et second (T5) transistors bipolaires sont de type NPN, et le troisième transistor (T6) est un transistor MOS à canal N.