FR 2807896 A1 20011019 FR 0004996 A 20000418 La présente invention concerne un convertisseur de fréquence, destiné à recevoir un signal d'entrée ayant une fréquence dite intermédiaire et un signal provenant d'un oscillateur ayant une fréquence dite d'oscillation, et à délivrer un signal de sortie ayant une fréquence dite radio, dont la valeur est égale à la valeur absolue de la différence entre la fréquence d'oscillation et la fréquence intermédiaire. Un tel convertisseur de fréquence est connu de la spécification du circuit RF2640 produit par la société RF Micro-Devices. Ce circuit est destiné à générer un signal de sortie de nature asymétrique, sur la base d'un signal d'entrée de nature différentielle, le signal provenant de l'oscillateur étant lui aussi de nature asymétrique. Le signal de sortie est le résultat d'une multiplication entre le signal d'entrée et le signal provenant de l'oscillateur. Si le signal de sortie d'un tel convertisseur de fréquence présente une composante dont la fréquence est égale à la différence entre la fréquence d'oscillation et la fréquence intermédiaire, il présente également une composante parasite dont la fréquence est égale à la somme de la fréquence d'oscillation et de la fréquence intermédiaire, qui est couramment appelée fréquence image. Le signal de sortie du convertisseur de fréquence véhicule une information fréquentielle qui est alors partagée entre la fréquence radio et la fréquence image, alors qu'un récepteur de cette information sera configuré pour ne recevoir que la fréquence radio. La composante parasite doit donc être supprimée afin que seule la composante du signal de sortie du convertisseur de fréquence ayant la fréquence radio ne contienne l'information utile à transmettre, sans quoi le signal transmis sera inexploitable par le récepteur auquel ladite information est destinée. Ceci nécessite d'utiliser un dispositif de filtrage en appoint au convertisseur de fréquence. Par ailleurs, le gain et la linéarité du convertisseur de fréquence connu sont insuffisants pour nombre d'applications et doivent être améliorés au moyen de composants externes au convertisseur, comme des lignes micro-rubans, ce qui complique encore l'utilisation du convertisseur connu. La présente invention a pour but de remédier à ces inconvénients en proposant un convertisseur de fréquence capable de réaliser, de manière interne, une bonne réjection de la fréquence image, tout en offrant de bonnes performances en bruit et un gain et une linéarité améliorés par rapport au convertisseur connu. En effet, selon l'invention, un convertisseur de fréquence conforme au paragraphe introductif inclut : . un premier module quadratique, destiné à recevoir le signal de sortie de l'oscillateur et à délivrer un premier et un deuxième signal de sortie en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre et ayant tous deux pour fréquence la fréquence d'oscillation, . un deuxième module quadratique, destiné à recevoir le signal d'entrée du convertisseur et à délivrer un premier et un deuxième signal de sortie en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre et ayant tous deux pour fréquence la fréquence intermédiaire, . un premier mélangeur, destiné à délivrer un signal de sortie représentatif d'un produit entre les premiers signaux de sortie des premier et deuxième modules quadratiques, . un deuxième mélangeur, destiné à délivrer un signal de sortie représentatif d'un produit entre les deuxièmes signaux de sortie des premier et deuxième modules quadratiques, et . des moyens de combinaison pour recombiner les signaux de sortie des premier et deuxième mélangeurs. Les avantages de l'invention peuvent être aisément compris à la lumière de l'exemple suivant, dans lequel le signal d'entrée d'un convertisseur de fréquence conforme à l'invention s'exprime sous la forme IS=sin(ooFI.t), tandis que le signal de sortie de l'oscillateur s'exprime sous la forme OS=sin(#LO.t). Dans cet exemple, les premier et deuxième modules quadratiques sont agencés de manière à générer des premier et deuxième signaux (Fil ; FI2) et (LO1 ; L02) respectivement, s'exprimant sous la forme : Fil = sin(#FI.t+#) FI2 = sin(#FI.t+3#/2) L01 = sin(#LO.t+#/4) LOI = sin(wo.t+3fl/4) Les signaux de sortie RS1 et RS2 des premier et deuxième mélangeurs, résultant des multiplications opérées par lesdits mélangeurs, s'écrivent alors, en utilisant les formules trigonométriques usuelles : RS1 = (sin((y o-wFI).t+f1/4))/2 - (sin((wo+c.o).t+f1/4))/2, et RS2 = (sin((MLo+MF[).t+n/4))/2 + (sin((yo-w).t+f1/4))/2. Après recombinaison desdits signaux de sortie, le convertisseur de fréquence délivre un signal représentatif de la somme des signaux de sortie des premier et deuxième mélangeurs, qui s'exprime donc sous la forme RS= sin(((oLo-a)Fi).t+n/4)= sin(GoRF.t+n/4), qui ne comprend donc plus qu'une composante ayant la fréquence radio égale à #RF/2#. Le convertisseur de fréquence conforme à l'invention réalise donc automatiquement une bonne réjection de la fréquence image, puisque aucune composante en sin wLo+wF,).t) n'apparaît dans le signal de sortie du convertisseur de fréquence. Dans un mode de réalisation de l'invention, chaque mélangeur inclut deux paires différentielles formant une cellule de Gilbert, dont la conduction est destinée à être contrôlée par l'un des signaux de sortie du premier module quadratique, et qui sont destinées à être polarisées au moyen de l'un des signaux de sortie du deuxième module quadratique. Ce mode de réalisation est simple et utilise des éléments éprouvés. De plus, la polarisation des cellules de Gilbert par les signaux de sortie du deuxième module quadratique permet de minimiser l'interface entre le signal d'entrée du convertisseur de fréquence et les mélangeurs, et donc de limiter le bruit généré par la multiplication du signal d'entrée avec le signal provenant de l'oscillateur. Dans un mode de réalisation particulier de l'invention, le deuxième module quadratique est muni d'un étage transconductance permettant de transformer une information de tension véhiculée par le signal d'entrée du convertisseur en une information de courant. Ce mode de réalisation permet de simplifier au maximum l'interface entre le deuxième module quadratique et les mélangeurs lorsque le signal d'entrée est matérialisé par une tension, ce qui est le cas le plus courant dans l'état actuel de la technique. L'utilisation d'un étage transconductance permet en outre d'obtenir une bonne linéarité pour les multiplications opérées par les mélangeurs. Dans une variante de ce mode de réalisation, le deuxième module quadratique inclut un filtre polyphase permettant de produire une pluralité de courants, déphasés les uns par rapport aux autres et représentatifs de l'information véhiculée par le signal d'entrée. Dans un mode de réalisation particulièrement avantageux de l'invention, le deuxième module quadratique et les premier et deuxième mélangeurs sont incorporés au sein d'un même circuit intégré. L'intégration décrite ci-dessus permet de réduire les longueurs des liaisons entre les différents éléments intégrés, et donc de réduire à un minimum le bruit généré par le convertisseur de fréquence. Le convertisseur de fréquence conforme à l'invention peut être utilisé dans tout type d'application requérant une conversion de fréquence, particulièrement des translations de fréquence avant émission de'signaux radioélectriques. Dans un de ces modes de mise en #uvre, l'invention concerne donc également un appareil de radiotéléphonie, incluant une unité de traitement du signal et une antenne destinée à émettre un signal radiofréquence, caractérisé en ce qui) inclut en outre un convertisseur de fréquence tel que décrit plus haut, destiné à recevoir son signal d'entrée depuis l'unité de traitement du signal, convertisseur de fréquence dont le signal de sortie constitue le signal radiofréquence. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description suivante, faite à titre d'exemple non-limitatif et en regard des dessins annexés, dans lesquels : - la figure 1 est un schéma fonctionnel partiel décrivant un appareil de radiotéléphonie mettant en #uvre un convertisseur de fréquence selon l'invention, - la figure 2 est un schéma électrique représentant un mode de réalisation préféré d'une partie d'un tel convertisseur de fréquence, - la figure 3 est schéma fonctionnel représentant des moyens de combinaison mis en #uvre dans un mode de réalisation particulier de l'invention, et - la figure 4 est un diagramme fréquentiel illustrant les avantages de l'invention. La figure 1 représente schématiquement un radiotéléphone, incluant une unité de traitement du signal SPU et une antenne ANT destinée à émettre un signal radiofréquence RS représentatif d'un signal dit d'entrée IS, issu de l'unité de traitement du signal SPU, ayant une fréquence FI appelée fréquence intermédiaire, dont la valeur moyenne est généralement choisie égale à 180MHz. La valeur instantanée de la fréquence du signal d'entrée IS constitue l'information véhiculée par ledit signal. Cette information doit se retrouver dans le signal radiofréquence RS. Un convertisseur de fréquence (QM1, QM2, MX1, MX2, COMB) est utilisé afin de d'attribuer au signal à transmettre RS une fréquence radio RF de valeur moyenne élevée, par exemple 835MHz selon la norme GSM. Pour ce faire, un oscillateur local VCO est utilisé, qui délivre un signal OS ayant une fréquence d'oscillation FLO élevée, qui sera égale à 1015MHz dans l'exemple choisi ci-dessus. Ce signal OS est multiplié par le signal d'entrée IS au moyen de mélangeurs MX1, MX2, de sorte que RF=FLO-FI. Le convertisseur de fréquence selon l'invention n'introduit pas dans le signal radiofréquence RS, qui constitue son signal de sortie, de composante à la fréquence image FLO+FI, qui serait égale à 1195MHz dans l'exemple du standard GSM. Le convertisseur de fréquence inclut dans ce but : . un premier module quadratique QM1, destiné à recevoir le signal de sortie OS de l'oscillateur VCO et à délivrer un premier et un deuxième signal de sortie LO1 et L02 en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre et ayant tous deux pour fréquence la fréquence d'oscillation FLO, . un deuxième module quadratique QM2, destiné à recevoir le signal d'entrée IS du convertisseur et à délivrer un premier et un deuxième signal de sortie Fil et FI2 en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre et ayant tous deux pour fréquence la fréquence intermédiaire FI, . un premier mélangeur MX1, destiné à délivrer un signal de sortie RS1 représentatif d'un produit entre les premiers signaux de sortie LO1 et Fil des premier et deuxième modules quadratiques QM1 et QM2, . un deuxième mélangeur MX2, destiné à délivrer un signal de sortie RS2 représentatif d'un produit entre les deuxièmes signaux de sortie L02 et FI2 des premier et deuxième modules quadratiques QM1 et QM2, et . des moyens de combinaison COMB pour recombiner les signaux de sortie RS1 et RS2 des premier et deuxième mélangeurs MX1 et MX2. Les avantages de l'invention peuvent être aisément compris à la lumière de l'exemple suivant, dans lequel le signal d'entrée IS du convertisseur de fréquence s'exprime sous la forme IS=sin(#FI.t), tandis que le signal de sortie OS de l'oscillateur VCO s'exprime sous la forme OS=sin(wo.t), avec coFI=2n.FI et wo=2fLFL0 Dans cet exemple, les premier et deuxième modules quadratiques QM1 et QM2 sont agencés de manière à générer des premier et deuxième signaux (Fil ; FI2) et (LOI ; L02) respectivement, s'exprimant sous la forme : FIl = sin(#FI.t+#) FI2 = sine ()FI' t+ 3 n/2) LOI = sin(#LO.t+#/4) L02 = sin(#LO.t+3#/4) Les signaux de sortie RS1 et RS2 des premier et deuxième mélangeurs MX1 et MX2, résultant des multiplications opérées par lesdits mélangeurs, s'écrivent alors, en utilisant les formules trigonométriques usuelles : RS1 = (sin((wa-w).t+fl/4))/2 - (sin((MLo+MF:).t+n/4))/2, et RS2 = (sin((a)LO+(ûFI).t+n/4))/2 + (sin((coLO-coFI).t+n/4))/2. Après recombinaison desdits signaux de sortie, le convertisseur de fréquence délivre un signal RS représentatif de la somme des signaux de sortie RS1 et RS2 des premier et deuxième mélangeurs MX1 et MX2, qui s'exprime donc sous la forme RS= sin((a)Lo-GùFi).t+n/4)= sin(#RF.t+#/4), qui ne comprend donc plus qu'une composante ayant la fréquence radio égale à WRF/2n. Le convertisseur de fréquence conforme à l'invention réalise donc automatiquement une bonne réjection de la fréquence image, puisque aucune composante en sin((#LO+#FI).t) n'apparaît dans le signal de sortie RS du convertisseur de fréquence. La séparation du signal de sortie d'un oscillateur en deux composantes déphasées de 90 l'une par rapport à l'autre est pratique courante dans l'industrie électronique et de nombreux modes de réalisation du premier module quadratique QM1 sont déjà bien documentés dans l'état de la technique. La réalisation du deuxième module quadratique QM2, et son interaction avec les premier et deuxième mélangeurs MX1 et MX2 peuvent être optimisés de façon à fournir la meilleure linéarité possible et le gain le plus élevé possible, tout en réduisant à un minimum le bruit généré par les multiplications opérées par les mélangeurs MX1 et MX2. La figure 2 est un schéma électrique qui représente un tel mode de réalisation du deuxième module quadratique et des premier et deuxième mélangeurs MX1 et MX2, qui sont ici incorporés dans un même circuit intégré. Dans ce mode de réalisation, le signal d'entrée IS du convertisseur de fréquence est un signal de tension différentiel (IS+,IS-), et les premier et deuxième signaux de sortie LO1 et L02 du premier module quadratique QM1 sont également de nature différentielle (L01+,L01-) et (L02+,L02-). Le deuxième module quadratique inclut un étage transconductance TCDS permettant de transformer l'information de tension constituée par le signal d'entrée (IS+,IS-) en une information de courant. Cet étage transconductance est constitué par des résistances Rg, disposées en série avec des transistors Mg, dont la conduction est contrôlée par le signal d'entrée (IS+,IS-). L'association d'un transistor avec une résistance forme une source de courant destinée à générer un courant dont la valeur est proportionnelle à la valeur de la tension de contrôle des transistors, et donc, dans le cas présent, à la valeur du signal d'entrée (IS+,IS-). On choisira avantageusement des transistors de type NMOS pour obtenir la meilleure linéarité possible dans la conversion tension/courant. Le deuxième module quadratique inclut en outre un filtre polyphase PLF, constitué par un réseau RC, permettant de produire un premier et un deuxième courant différentiel (FI1+,FIl-) et (FI2+,FI2-), déphasés l'un par rapport à l'autre de 90 . Ces courants différentiels forment les premier et deuxième signaux de sortie du deuxième module quadratique et sont représentatifs du signal d'entrée (IS+,IS-), dont la fréquence constitue l'information utile véhiculée par ledit signal. Le déphasage de 90 est obtenu en choisissant pour le pôle RC du filtre polyphase PLF une valeur telle que : n/2=2.arctan(2n.R.C.FI), soit RC=1/#FI. Chaque mélangeur MXi (pour i=l ou 2) inclut deux paires différentielles (Til,Ti2) et (Ti3,Ti4) formant une cellule de Gilbert, dont la conduction est destinée à être contrôlée par l'un des signaux de sortie (LOi+, LOi-) du premier module quadratique, et qui sont destinées à être polarisées au moyen de l'un des signaux de sortie (FIi+, FIi-) du deuxième module quadratique. Les collecteurs des transistors (Til,Ti3) sont tous reliés ensemble et forment une première borne de sortie destinée à délivrer le premier signal de sortie RS1. Les collecteurs des transistors (Ti2,Ti4) sont tous reliés ensemble et forment une deuxième borne de sortie destinée à délivrer le deuxième signal de sortie RS2 Chaque borne de sortie est en outre reliée à une borne d'alimentation VCC via une résistance de charge RL. Le circuit intégré décrit dans cet exemple de réalisation est remarquable en ce qu'il réduit au minimum les interfaces entre le signal d'entrée IS du convertisseur de fréquence et les mélangeurs MX1 et MX2, réduisant ainsi le bruit généré par le circuit, et en ce que les éléments qu'il utilise, qui interagissent directement les uns avec les autres, présentent une grande linéarité. Les liaisons nodales reliant les collecteurs des différentes paires différentielles peuvent être considérées comme formant partie des moyens de combinaison évoqués précédemment. En effet, elles ont pour effet d'additionner les contributions des signaux de sortie des deux mélangeurs MX1 et MX2 et génèrent des signaux RS1 et RS2 qui sont dépourvus de toute composante parasite à la fréquence image. Il est d'ailleurs possible de sélectionner l'un des premier ou deuxième signaux RS1 ou RS2 pour constituer le signal radiofréquence RF. Cependant, ceci provoquerait une perte de gain de 6dB. Il est préférable de combiner les deux signaux RS1 et RS2 ainsi générés en un seul signal, ce qui permettra de réduire dans une large mesure cette perte de gain. La figure 3 représente un mode de réalisation des moyens de combinaison COMB utilisés à cet effet. Ces moyens incluent un premier et un deuxième transistor Tl et T2, disposés en série entre la borne d'alimentation VCC et une masse, transistors dont la conduction est respectivement contrôlée par les premier et deuxième signaux de sortie RS1 et RS2 des mélangeurs, le signal de sortie RS du convertisseur de fréquence étant alors prélevé à un n#ud intermédiaire auxdits transistors Tl et T2. Le deuxième transistor T2 fait l'objet d'une polarisation spécifique pour éviter sa saturation. En effet, si, par exemple, la tension d'alimentation VCC est de 3 Volts, la valeur de la composante continue des signaux RS1 et RS2 serait idéalement 1,5 Volts afin de fournir auxdits signaux la plus large plage de variations instantanées possible. Ceci signifie que la valeur de la composante continue du signal de sortie RS est l,5V-Vbe(Tl), où Vbe(Tl) est la tension base-émetteur du premier transistor Tl, qui est typiquement voisine de 0,6 Volts. La plage de variation de la tension collecteur-émetteur du deuxième transistor T2, Vce (T2), n'est donc plus que de 0,9V, ce qui nécessite une polarisation particulière du deuxième transistor T2. A cet effet, une capacité de découplage Cd est disposée en amont de la base dudit transistor T2, et des moyens de polarisation POL, constitués par exemple par des résistances de base et d'émetteur selon des techniques bien connues de l'homme du métier, imposent à la base du deuxième transistor T2 un potentiel déterminé par ses conditions d'utilisation décrites précédemment. La figure 4 illustre la réjection de la fréquence image réalisée par le convertisseur de fréquence selon l'invention. Le signal de sortie RS de ce convertisseur, qui est le résultat de la multiplication d'un signal ayant une fréquence intermédiaire FI par un signal ayant une fréquence d'oscillation FLO, présente une seule composante principale à une fréquence radio RF égale à FLO-FI. La composante à la fréquence image FLO+FI, représentée en traits pointillés sur la figure, et présente dans le signal de sortie du convertisseur connu, est supprimée à l'intérieur même du convertisseur de fréquence conforme à l'invention. REVENDICATIONS 1. Convertisseur de fréquence, destiné à recevoir un signal d'entrée ayant une fréquence dite intermédiaire et un signal provenant d'un oscillateur ayant une fréquence dite d'oscillation, et à délivrer un signal de sortie ayant une fréquence dite radio, dont la valeur est égale à la valeur absolue de la différence entre la fréquence d'oscillation et la fréquence intermédiaire, convertisseur incluant : . un premier module quadratique, destiné à recevoir le signal de sortie de l'oscillateur et à délivrer un premier et un deuxième signal de sortie en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre et ayant tous deux pour fréquence la fréquence d'oscillation, . un deuxième module quadratique, destiné à recevoir le signal d'entrée du convertisseur et à délivrer un premier et un deuxième signal de sortie en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre et ayant tous deux pour fréquence la fréquence intermédiaire, . un premier mélangeur, destiné à délivrer un signal de sortie représentatif d'un produit entre les premiers signaux de sortie des premier et deuxième modules quadratiques, . un deuxième mélangeur, destiné à délivrer un signal de sortie représentatif d'un produit entre les deuxièmes signaux de sortie des premier et deuxième modules quadratiques, et . des moyens de combinaison pour recombiner les signaux de sortie des premier et deuxième mélangeurs. 2. Convertisseur de fréquence selon la revendication 1, dans lequel chaque mélangeur inclut deux paires différentielles formant une cellule de Gilbert, dont la conduction est destinée à être contrôlée par l'un des signaux de sortie du premier module quadratique, et qui sont destinées à être polarisées au moyen de l'un des signaux de sortie du deuxième module quadratique. 3. Convertisseur de fréquence selon la revendication 1, dans lequel le deuxième module quadratique est muni d'un étage transconductance permettant de transformer une information de tension véhiculée par le signal d'entrée du convertisseur en une information de courant. 4. Convertisseur de fréquence selon la revendication 1, dans lequel le deuxième module quadratique inclut un filtre polyphase permettant de produire une pluralité de courants, déphasés les uns par rapport aux autres et représentatifs de l'information véhiculée par le signal d'entrée. 5. Convertisseur de fréquence selon la revendication 1, dans lequel le deuxième module quadratique et les premier et deuxième mélangeurs sont incorporés au sein d'un même circuit intégré. 6. Appareil de radiotéléphonie, incluant une unité de traitement du signal et une antenne destinée à émettre un signal radiofréquence, caractérisé en ce qu'il inclut en outre un convertisseur de fréquence conforme à la revendication 1, destiné à recevoir son signal d'entrée depuis l'unité de traitement du signal, convertisseur de fréquence dont le signal de sortie constitue le signal radiofréquence.