FR 2806857 A1 20010928 FR 0104022 A 20010326 La présente invention se rapporte à des systèmes de modulation de largeur d'impulsion. De manière plus particulière, la présente invention se rapporte à des systèmes de modulation de largeur d'impulsion de type linéaire qui fournissent un signal à modulation de largeur d'impulsion (MLI) qui présente un taux d'utilisation de 0 à 100 % et qui varie linéairement avec un signal de tension de commande. On se réfère ainsi tout d'abord aux figures 1 à 3 des dessins annexes. Un modulateur de largeur d'impulsion est un circuit qui produit un signal MLI à partir d'une tension de commande en courant continue et d'une forme d'onde analogique de type périodique telle qu'une forme d'onde triangulaire. Un modulateur de largeur d'impulsion antérieurement connu est montré en 10 à la figure 1. Le modulateur de largeur d'impulsion 10 comprend un comparateur 14 qui compare une tension de commande Vc au niveau de son entrée non inverseuse à un signal de forme d'onde analogique périodique Vw produit par un générateur de formes d'onde 12 au niveau de son entrée inverseuse pour produire un signal à modulation de largeur d'impulsion VMLI. Le comparateur crée VMLI qui alterne entre l'état BAS (par exemple 0 volts) et l'état HAUT (par exemple 5 volts) en réponse à la différence de tension entre les entrées inverseuse et non inverseuse. Un signal à modulation de largeur d'impulsion est un signal périodique qui présente une amplitude qui alterne entre les états BAS et HAUT, et présente un taux d'utilisation compris entre 0 et 100 %. La période de VMLI est réglée par la période de Vw. Le taux d'utilisation est de manière typique définit comme étant le pourcentage de temps que VMLI est à l'état HAUT pendant cette période. Le taux d'utilisation de VMLI est réglé par la valeur de Vc, et varie sur la base des changements de Vc. De nombreuses applications nécessitent des modulateurs de largeur d'impulsion qui fournissent un signal à modulation de largeur d'impulsion présentant un taux d'utilisation qui varie de manière linéaire avec la tension de commande sur toute la gamme des taux d'utilisation de 0 % à 100 %. Le taux d'utilisation du signal à modulation de largeur d'impulsion peut varier de manière non linéaire avec Vc lorsque le signal de sortie du comparateur se trouvant dans le modulateur de largeur de la pulsion présente des retards de propagation variables. Le retard de propagation du comparateur 14 est le temps nécessaire pour que son signal de sortie (VMLI) atteigne le point milieu entre les valeurs BAS et HAUT à partir du moment o la différence de tension entre les entrées non inverseuse et inverseuse passe par zéro. Il existe deux retards de propagation distincts: tpBH est le retard de propagation lorsque les transitions de VMLI passent de l'état BAS à l'état HAUT, et tpHB est le retard de propagation lorsque les transitions de VMLI passent de l'état HAUT à l'état BAS. Des exemples des signaux Vw, Vc et VMLI pour le circuit 10 sont montrés à la figure 2. Vw varie entre VMAX et VMIN, et VMLI présente deux états (HAUT et BAS). De manière idéale, VMLI est à l'état HAUT lorsque Vc > Vw, et VMLI est BAS lorsque Vc point milieu entre l'état BAS et l'état HAUT. Les retards de propagation tpHB et tpBH peuvent varier lorsque Vc varie entre VMAX et VMIN du fait de variations dans l'attaque par un signal d'amplitude excessive (c'est-à-dire la grandeur de la différence entre les tensions au niveau des entrées non inverseuse et inverseuse du comparateur), et la vitesse de balayage finie des noeuds internes du comparateur. Par exemple, tpHB augmente et tpHB diminue au fur et à mesure que Vc se rapproche de VMIN, et tpBH diminue et tpHB augmente au fur et à mesure que Vc se rapproche de VMAX. La figure 3 est un graphique du taux d'utilisation du signal VMLI du circuit 10 lorsque Vw est un signal de forme d'onde périodique triangulaire de type symétrique. L'amplitude crête à crête de Vw est sa tension maximum VMAX diminuée de sa tension minimum VMIN. La tension de commande Vc varie entre VMAX et VMIN en amenant le taux d'utilisation de VMLI à varier entre 100 % et 0 %. Les variations dans les retards de propagation TPHB et TPBH du comparateur 14 provoquent la non-linéarité 38 de VMLI près du taux d'utilisation de 100 % lorsque Vc est près de VMAX (par exemple lorsque Vc est supérieur à 80 % de l'amplitude crête à crête de Vw), et la non- linéarité 39 de VMLI près du taux d'utilisation de 0 % lorsque Vc est près de VMIN (par exemple lorsque Vc est inférieur à 20 % de l'amplitude crête à crête de Vw). Les non-linéarités de VMLI près des taux d'utilisation de 100 % et de 0 % existent également dans des modulateurs de largeur d'impulsion qui utilisent des formes d'onde périodiques en dents de scies de type asymétrique. Il est possible d'utiliser un comparateur à vitesse élevée pour obtenir une relation plus linéaire entre Vc et le taux d'utilisation de VMLI. Le taux d'utilisation du signal à modulation de largeur d'impulsion sortant d'un comparateur à vitesse élevée utilisé dans un modulateur de largeur d'impulsion est capable de se rapprocher d'avantage de 0 % et 100 % avant que les variations de retard de propagation provoquent des non-linéarités dans la relation entre Vc et VMLI. Les comparateurs à vitesse élevée nécessitent cependant de manière typique une puissance significativement supérieure et un ensemble de circuits plus complexes qu'un comparateur standard. Il serait cependant souhaitable de créer un modulateur de largeur d'impulsion qui présente des retards de propagation sensiblement constants sur toute une gamme de taux d'utilisation sans ajouter de manière significative à la consommation de puissance et à la complexité de l'ensemble des circuits. La présente invention a par conséquent pour objet de créer un modulateur de largeur d'impulsion qui présente des retards de propagation sensiblement constants sur toute une gamme de taux d'utilisation sans ajouter de manière significative à la consommation de puissance et à la complexité de l'ensemble des circuits. Cet objet de la présente invention ainsi que d'autres sont apportés par un modulateur de largeur d'impulsion qui comprend une pluralité de comparateurs, un multiplexeur, et au moins un générateur de formes d'onde qui produit une pluralité de signaux de forme d'onde périodique. Chacun de la pluralité de comparateurs contrôle une tension de commande Vc et la compare à un des signaux de forme d'onde périodique. Chacun des signaux de forme d'onde périodique est retardé en temps par rapport aux autres signaux de forme d'onde. Les sorties des comparateurs sont couplées aux entrées du multiplexeur. Le multiplexeur sélectionne le signal de sortie d'un des comparateurs pour être le signal à modulation de largeur d'impulsion lorsque le signal de forme d'onde périodique appliqué à ce comparateur n'est pas près de sa tension maximum ou minimum. Pendant cet intervalle de temps, les transitions dans le signal de sortie du comparateur sélectionné présentent des retards de propagation sensiblement constants. Du fait que chaque forme d'onde périodique est retardée en temps par rapport aux autres formes d'onde périodiques, la sortie d'un seul comparateur est sélectionnée pour être le signal à modulation de largeur d'impulsion pendant chaque cycle du signal à modulation de largeur d'impulsion. En utilisant des comparateurs multiples et des formes d'onde périodiques, le multiplexeur peut "piquer ensemble" un signal à modulation de largeur d'impulsion de type composite qui utilise le signal de sortie de chaque comparateur uniquement lorsque ce comparateur présente des retards de propagation sensiblement constants. Des comparateurs de faible vitesse, faible puissance peuvent être utilisés dans la présente invention pour obtenir un signal à modulation de largeur d'impulsion présentant un taux d'utilisation qui varie de manière linéaire avec la tension de commande sur toute une gamme de taux d'utilisation. La présente invention crée également des procédés pour produire un signal à modulation de largeur d'impulsion présentant un taux d'utilisation qui varie de manière linéaire avec la tension de commande sur toute une gamme de taux d'utilisation. En ce qui concerne ainsi tout d'abord le procédé conforme à la présente invention, celui-ci concerne un procédé pour produire un signal à modulation de largeur d'impulsion présentant un taux d'utilisation au niveau d'une sortie de modulation de largeur d'impulsion, le procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à: coupler à un premier neud d'entrée de chacun d'une pluralité de N circuits comparateurs un signal de commande employé pour faire varier le taux d'utilisation du signal à modulation de largeur d'impulsion; coupler une pluralité de N formes d'onde périodiques à un second noeud d'entrée de chacun de la pluralité des N circuits comparateurs, chacune de la pluralité des N formes d'onde périodiques présentant sensiblement la même forme d'onde et étant déphasée de 360 o / N l'une par rapport à l'autre; comparer le signal de commande à chacune des N formes d'onde périodiques en utilisant les N circuits comparateurs pour produire N signaux de sortie des comparateurs; et combiner les N signaux de sortie des comparateurs pour produire le signal à modulation de largeur d'impulsion. Selon une variante de réalisation, le procédé conforme à la présente invention pour produire un signal à modulation de largeur d'impulsion au niveau d'un noeud de sortie de modulateur de largeur d'impulsion, est caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à: coupler un premier signal de commande au niveau d'un premier neud de signal de commande à un premier noeud d'entrée de chacun d'une pluralité de N circuits comparateurs, les N circuits comparateurs présentant chacun une zone de fonctionnement et un noeud de sortie; coupler une pluralité de N formes d'onde périodiques à un second noeud d'entrée d'un circuit correspondant parmi les N circuits comparateurs, les N formes d'onde périodiques présentant sensiblement la même forme d'onde et étant déphasées de 360 / N l'un par rapport à l'autre; coupler la pluralité des N noeuds de sortie des circuits comparateurs à un neud d'entrée correspondant parmi les N noeuds d'entrée d'un circuit multiplexeur; coupler un second signal de commande à un noeud de signal de commande du circuit multiplexeur, le second signal de commande présentant N états, chaque état indiquant lequel des N circuits comparateurs fonctionne dans la zone de fonctionnement; et coupler un des N noeuds d'entrée du circuit multiplexeur à un neud de sortie du circuit multiplexeur sur la base de l'état du second signal de commande, le noeud de sortie du circuit multiplexeur étant couplé au neud de sortie du modulateur de largeur d'impulsion. En ce qui concerne maintenant le circuit modulateur de largeur d'impulsion, conforme à la présente invention et qui produit un signal à modulation de largeur d'impulsion au niveau d'un neud de sortie de modulateur de largeur d'impulsion, à partir d'un premier et d'un second signal de commande au niveau d'un premier et d'un second noeud de commande, respectivement, le second signal de commande présentant N états, ce circuit modulateur de largeur d'impulsion est caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens pour produire une pluralité de N formes d'onde périodiques au niveau d'une pluralité correspondante de N noeuds de signal de forme d'onde, les N formes d'onde périodiques présentant sensiblement la même forme d'onde et étant déphasées de 360 o / N l'une par rapport à l'autre; une pluralité de N comparateurs présentant chacun une zone de fonctionnement, une première entrée couplée au premier noeud de signal de commande, une seconde entrée couplée à un noeud correspondant parmi les N noeuds de signal de forme d'onde, et un signal de sortie au niveau d'un noeud de sortie de comparateur; et un circuit multiplexeur présentant N noeuds de signal d'entrée, chacun couplé à un noeud correspondant parmi les N noeuds de sortie de comparateur, un noeud de commande de multiplexeur couplé au second noeud de signal de commande, et un noeud de sortie de multiplexeur couplé au noeud de sortie de modulateur de largeur d'impulsion, le circuit multiplexeur couplant un des N noeuds de signal d'entrée au noeud de sortie de multiplexeur sur la base de l'état du second signal de commande indiquant qu'un des N comparateurs fonctionne dans la zone de fonctionnement. Selon une variante de réalisation, le circuit modulateur de largeur d'impulsion, conforme à la présente invention et qui produit un signal à modulation de largeur d'impulsion au niveau d'un noeud de sortie de modulateur de largeur d'impulsion à partir d'un premier et d'un second signal de commande au niveau d'un premier et d'un second noeud de signal de commande, respectivement, une pluralité de N signaux périodiques au niveau d'une pluralité correspondante de N noeuds de signal, les N signaux périodiques présentant sensiblement la même forme d'onde et étant déphasés de 360 / N l'un par rapport à l'autre, le second signal de commande présentant N états, ce circuit modulateur de largeur d'impulsion est caractérisé en ce qu'il comprend: une pluralité de N comparateurs présentant chacun une zone de fonctionnement, une première entrée couplée au premier noeud de signal de commande, une seconde entrée couplée à un noeud correspondant parmi les N noeuds de signal, et un signal de sortie au niveau d'un noeud de sortie de comparateur; et un circuit multiplexeur présentant N noeuds de signal d'entrée couplés chacun à une noeud correspondant parmi les N noeuds de sortie de comparateur, un noeud de commande de multiplexeur couplé au second noeud de signal de commande, et un noeud de sortie de multiplexeur couplé au noeud de sortie de modulateur de largeur d'impulsion, le circuit multiplexeur couplant l'un des N noeuds de signal d'entrée au noeud de sortie de multiplexeur sur la base de l'état du second signal de commande indiquant qu'un des N comparateurs fonctionne dans la zone de fonctionnement. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple, permettant d'illustrer des modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - La figure 1 est un schéma synoptique d'un modulateur de largeur d'impulsion de la technique antérieure; - La figure 2 est un chronogramme de signaux du circuit de la technique antérieure selon la figure 1; - La figure 3 est un chronogramme de la fonction de transfert de taux d'utilisation d'un signal à modulation de largeur d'impulsion selon le circuit de la technique antérieure de la figure 1; - La figure 4A est un schéma synoptique d'un exemple de mode de réalisation de modulateurs de largeur d'impulsion selon la présente invention; - La figure 4B est un schéma d'un exemple du générateur de forme d'onde de la figure 4A; - La figure 5 est un chronogramme d'exemples de signaux pour l'ensemble des circuits de la figure 4A; - La figure 6 est un autre chronogramme d'exemples de signaux pour l'ensemble des circuits de la figure 4A; - La figure 7 est un schéma synoptique d'un autre exemple de mode de réalisation de modulateurs de largeur d'impulsion selon la présente invention; - La figure 8 est un chronogramme d'exemples de signaux pour l'ensemble des circuits de la figure 7; - La figure 9 est un autre chronogramme d'exemples de signaux pour l'ensemble des circuits de la figure 7; - La figure 10 est un autre chronogramme d'exemples de signaux pour l'ensemble des circuits de la figure 7; et - La figure 11 est un autre chronogramme d'exemples de signaux pour l'ensemble des circuits de la figure 7. En se référant aux dessins et après avoir présenté plus haut, en liaison avec les figures 1 à 3, un exemple de modulateur de largeur d'impulsion selon la technique antérieure, un mode de réalisation du système de modulation de largeur d'impulsion de type linéaire selon la présente invention est montré sous la forme du circuit à la figure 4A. Le circuit 40 produit un signal à modulation de largeur d'impulsion VMLI à partir d'un signal de tension de commande Vc. Le taux d'utilisation du signal VMLI varie de manière linéaire avec la tension de commande Vc. Le circuit 40, lequel peut être un circuit intégré, comprend un générateur de formes d'onde 48, des comparateurs 42 et 44, ainsi qu'un multiplexeur 46. Le générateur de formes d'onde 48 produit des formes d'onde périodiques V1 et V2 qui sont respectivement couplés aux entrées inverseuses des comparateurs 42 et 44 respectivement. Les entrées non inverseuses des comparateurs 42 et 44 sont couplées à la tension de commande Vc. Le comparateur 42 produit un signal Vzl au niveau d'un noeud 52 qui est couplé à une première entrée du multiplexeur 46. Le comparateur 44 produit un signal Vz2 au niveau d'un noeud 54 qui est couplé à une seconde entrée du multiplexeur 46. Un signal de sélection Vs est couplé à l'entrée S du multiplexeur 46. Le multiplexeur 46 produit le signal VMLI de sortie au niveau du noeud 56. Des exemples des signaux V1, V2, Vc, Vs, VZl, Vz2 et VMLI sont montrés à la figure 5. V1 et V2 sont, dans cet exemple, des signaux de forme d'onde en dents de scie à bords montants de type asymétrique présentant des bords descendant de manière rapide qui varient entre VMAX et VMIN. Les signaux de forme d'onde V1 et V2 présentent la même forme d'onde et la même fréquence, mais ils sont déphasés de 180 l'un par rapport à l'autre. Le générateur de formes d'onde 48 peut également produire des formes d'onde en dents de scie présentant des bords montant de manière rapide, ou des formes d'onde en dents de scie présentant des bords montant et descendant de manière non rapide. Le générateur de formes d'onde 50 de la figure 4B constitue un exemple possible pour le générateur de formes d'onde 48. Le générateur de formes d'onde 50 produit des exemples de signaux de forme d'onde en dents de scie V1 et V2 présentant des bords descendant de manière rapide comme montré à la figure 5. Le générateur de formes d'onde 50 comprend un générateur de signal d'horloge 60, des sources de courant constant 61 et 64, des condensateurs 62 et 65, des transistors à effet de champ du type MOS à n canaux 63 et 66, ainsi que des circuits monostables 67 et 68. La source de courant constant 61 présente une première borne couplée à une tension d'alimentation Vcc et une seconde borne couplée à une première borne du condensateur 62, à un drain du transistor 63, ainsi qu'à V1. Le condensateur 62 présente sa seconde borne couplée à la MASSE, et le transistor 63 présente sa source couplée à la MASSE. La source de courant constant 64 présente une première borne couplée à la tension d'alimentation Vcc et une seconde borne couplée à une première borne du condensateur 65, à un drain du transistor 66, ainsi qu'à V2. Le condensateur présente une seconde borne couplée à la MASSE, et le transistor 66 présente sa source couplée à la MASSE. Le générateur de signal d'horloge 60 présente une borne de sortie couplée aux bornes d'entrée de circuits monostables 67 et 68 au niveau d'un noeud 69. Le circuit monostable 67 présente une sortie couplée à la gâchette du transistor 63, et le circuit monostable 68 présente une sortie couplée à la gachette du transistor 66. Le générateur de signal d'horloge 60 produit un signal d'horloge de type numérique d'onde de forme carrée présentant un taux d'utilisation de 50 % et qui alterne entre l'état HAUT et l'état BAS au niveau du noeud 69. Pendant chaque cycle du signal d'horloge, la source de courant constant 61 charge le condensateur 62 de VMIN à VMAX, et la source de courant constant 64 charge le condensateur 65 de VMIN à VMAX. Lorsque le signal d'horloge prend l'état HAUT, le signal au niveau de la sortie du circuit monostable 67 passe de l'état BAS à l'état HAUT en mettant le transistor 63 à l'état passant. La tension sur le condensateur 62 au niveau de V1 descend alors de VMAX à VMIN. La sortie du circuit monostable 67 reste à l'état HAUT uniquement pendant une brève période de temps (par exemple 1 % du temps o le signal d'horloge au niveau du noeud 69 reste à l'état HAUT). La sortie du circuit monostable 67 passe alors à l'état BAS et le transistor 63 est mis à l'état non passant. La source de courant constant 61 commence alors à charger le condensateur 62 jusqu'à VMAX. La sortie du circuit monostable 67 reste à l'état BAS jusqu'au bord montant suivant du signal d'horloge. Lorsque le signal d'horloge passe à l'état BAS, le signal au niveau de la sortie du circuit monostable 68 passe de l'état BAS à l'état HAUT en mettant le transistor 66 à l'état passant. La tension sur le condensateur 65 au niveau de V2 descend alors de VMAX à VMIN. La sortie du circuit monostable 68 reste à l'état HAUT uniquement pendant une brève période de temps (par exemple 1% du temps o le signal d'horloge au niveau du noeud 69 reste à l'état BAS). La sortie du monostable 68 passe alors à l'état BAS et le transistor 66 passe à l'état non passant. La source de courant constant 64 commence alors à nouveau à charger le condensateur 65 à VMAX. La sortie du circuit monostable 68 reste à l'état BAS jusqu'au bord descendant suivant du signal d'horloge. Le signal de sélection Vs est, par exemple, un signal de type numérique qui présente une amplitude à deux états (à savoir un état HAUT ou un état BAS) comme montré à la figure 5. Le signal VS commande celui des signaux (Vzl ou Vz2) que le multiplexeur 46 sélectionne en tant que VMLI. Le signal Vs amène le multiplexeur 46 à sélectionner Vz1 en tant que VMLI lorsque Vs est à l'état HAUT, et Vz2 en tant que VMLI lorsque Vs est à l'état BAS. Vy est la valeur de V1 lors de la transition de Vs de l'état HAUT à l'état BAS, et la valeur de V2 lors de la transition de Vs de l'état BAS à l'état HAUT. VX est la valeur de V1 lors de la transition de Vs de l'état BAS à l'état HAUT, et la valeur de V2 lors de la transition de Vs de l'état HAUT à l'état BAS. Le circuit 40 amène le taux d'utilisation de VMLI à varier entre 0% et 100 % lorsque Vc varie entre VX et Vy. Le multiplexeur 46 couple le signal au niveau du noeud d'entrée 52 ou le signal au niveau du noeud d'entrée 54 avec le noeud de sortie 56 en fonction du signal sélectionné Vs. Par exemple, lorsque Vs est à l'état HAUT, le multiplexeur 46 couple la sortie du comparateur 42 avec le noeud de sortie 56 en tant que VMLI et, lorsque Vs est à l'état BAS, le multiplexeur 46 couple la sortie du comparateur 44 avec le noeud de sortie 56 en tant que VMLI. Le multiplexeur 46 couple de manière alternée les signaux de sortie des comparateurs 42 et 44 avec le noeud 56 en tant que VMLI pendant des interales de temps consécutifs. Dans un cycle de Vs, VMLI est égal au signal de sortie du comparateur 42 (VZ1) pendant un premier intervalle de temps et VMLI est ensuite égal au signal de sortie du comparateur 44 (Vz2) pendant un second intervalle de temps ultérieur. Ce cycle de Vs se répète de manière périodique. Chaque intervalle de temps au cours duquel une sortie du comparateur 42 ou 44 est couplée avec le noeud 56 correspond à un cycle de VMLI. Le signal Vs sélectionne Vzl pour être VMLI lorsque le comparateur 42 est dans une zone de fonctionnement o V1 se trouve entre Vx et Vy, et il sélectionne Vz2 pour être VMLI lorsque le comparateur 44 est dans une zone de fonctionnement o V2 se trouve entre Vx et Vy. Le signal Vs ne sélectionne de préférence pas Vz pour être VMLI pendant les périodes de temps o le comparateur 42 présente des retards de propagation tpHB et tpBH variables. Les retards de propagation du comparateur 42 peuvent varier lorsque V1 croise Vc en dessous de Vx ou au-dessus de Vy. Le signal Vs ne sélectionne de préférence pas Vz2 pour être VMLI pendant des périodes de temps o le comparateur 44 présente des retards de propagation tpHB et tpBH variables. Les retards de propagation du comparateur 44 peuvent varier lorsque V2 croise Vc en dessous de Vx ou au-dessus de Vy. Seules des variations de Vc entre Vx et Vy sont utilisées pour faire varier le taux d'utilisation de VMLI, parce que les retards de propagation des comparateurs 42 et 44 peuvent ne pas être sensiblement constants l'un par rapport à l'autre lorsque Vc est inférieur à VX ou supérieur à Vy. Le circuit 40 fournit VMLI qui présente un taux d'utilisation qui varie linéairement avec Vc, mais en utilisant seulement les signaux de sortie des comparateurs 42 et 44 pendant des périodes de temps o leurs retards de propagation tpHB et tpBH sont sensiblement constants. La figure 5 illustre des formes d'onde de signaux du circuit 40 avec V1 et V2 présentant des formes d'onde en dents de scie à bords descendant de manière rapide. Sur le bord montant de Vs, V1 est égal est VX et est montant, de même V2 est égal à Vy et est montant. Lorsque Vs est à l'état HAUT, V1 monte de Vx à Vy, et le multiplexeur 46 sélectionne Vzl en tant que VMLI. Sur le bord descendant de Vs, V2 est égal à Vx et est montant, et de même V1 est égal Vy et est montant. Lorsque Vs est à l'état BAS, V2 monte de Vx à Vy, et le multiplexeur 46 sélectionne Vz2 comme étant VMLI. Les comparateurs 42 et 44 du circuit 40 peuvent présenter des retards de propagation tpHB et tpBH qui varient si leurs signaux de forme d'onde d'entrée correspondant V1 et V2 croisent Vc en-dessous de Vx ou au dessus de Vy, parce que les signaux de sortie des comparateurs 42 et 44 ne sont pas utilisés pour former VMLI pendant ces périodes de temps. La figure 5 montre également la forme d'onde VEFF, laquelle est une forme d'onde efficace formée de parties de V1 et de V2 utilisées pour produire VMLI. VMLI est à l'état BAS lorsque la forme d'onde VEFF est au-dessus de Vc, et VMLI est à l'état HAUT lorsque la forme d'onde VEFF est en dessous de Vc. Ainsi, VMLI passe à l'état BAS lorsque V1 ou V2 monte au-dessus de Vc. VMLI passe à l'état HAUT lorsque Vs passe de l'état BAS à l'état HAUT ou de l'état HAUT à l'état BAS. Dans l'exemple de la figure 5, le comparateur 42 est de préférence sélectionné de telle manière qu'il ait des retards de propagation tpHB sensiblement constants lorsque Vc se trouve entre Vx et Vy, et le comparateur 44 est de préférence sélectionné de manière qu'il ait des retards de propagation tpHB sensiblement constants lorsque Vc se trouve entre Vx et Vy. Le comparateur 42 présente une zone de fonctionnement lorsque V1 et Vc se trouvent entre Vx et Vy o tpHB est sensiblement constant car les transitions de l'état HAUT à l'état BAS de VZl sont utilisées pour former VMLI dans l'exemple de la figure 5. Le comparateur 44 présente une zone de fonctionnement lorsque V2 et Vc se trouvent entre Vx et Vy o tpHB est sensiblement constant étant donné que les transitions de l'état HAUT à l'état BAS de Vz2 sont égalementutilisées pour former VMLI dans l'exemple de la figure 5. Les retards de propagation tpBH des comparateurs 42 et 44 n'ont pas besoin d'être sensiblement constants entre Vx et Vy dans l'exemple de la figure 5 parce que les transitions de l'état BAS à l'état HAUT de Vzl et Vz2 ne sont pas utilisées pour former VMLI. Cependant, VZl doit passer de l'état BAS à l'état HAUT avant que VZl soit choisi par le multiplexeur 46 en tant que VMLI (lorsque V1 monte à VX), et Vz2 doit passer de l'état BAS à l'état HAUT avant que VZ2 soit choisi par le multiplexeur 46 en tant que VMLI (lorsque V2 monte à Vx). Dans d'autres modes de réalisation de la présente invention, les transitions de l'état BAS à l'état HAUT de Vzl et de Vz2 peuvent être utilisées pour former VMLI. Par exemple, Vc peut être couplé aux entrées inverseuses des comparateurs 42 et 44, et V1 et V2 peuvent être respectivement couplés aux entrées non inverseuses des comparateurs 42 et 44. Ce mode de réalisation de l'invention fonctionne de la même façon que le circuit 40 à l'exception que la polarité de VMLI est inversée. Dans ces modes de réalisation, les retards de propagation tpBH des comparateurs 42 et 44 doivent être sensiblement constants l'un par rapport à l'autre lorsque V1 et V2 croisent Vc entre Vx et Vy pour obtenir une relation linéaire entre le taux d'utilisation de VMLI et de Vc. Les transitions de l'état BAS à l' état HAUT de VZl et de Vz2 peuvent être utilisées pour produire les transitions de l'état BAS à l'état HAUT de VMLI, et les transitions de l'état HAUT à l'état BAS et de l'état BAS à l'état HAUT de Vs peuvent être utilisées pour produire les transitions de l'état HAUT à l'état BAS de VMLI. Les retards de propagation tpHB n'ont pas besoin d'être sensiblement constants l'un par rapport à l'autre car les transitions de l'état HAUT à l'état BAS de VZl et de Vz2 ne sont pas utilisées pour former VMLI. Le taux d'utilisation de VMLI varie entre 0% et 100% lorsque Vc varie entre Vx et Vy. Lorsque Vc est égal à Vy, le taux d'utilisation de VMLI est de 100%. Lorsque Vc est égal à Vx, le taux d'utilisation de VMLI est de 0%. Le taux d'utilisation de VMLI augmente au fur et à mesure que Vc augmente, et il diminue au fur et à mesure que Vc diminue. Des variations de Vc au-dessus de Vy ou en dessous de Vx, dans les zones o les retards de propagation tpHB et tpBH des comparateurs 42 et 44 varient, sont ignorées par le circuit 40. Les signaux de forme d'onde V1 et V2 peuvent être produits par un seul générateur de formes d'onde ou par plusieurs générateurs de formes d'onde. Les signaux de forme d'onde V1 et V2 peuvent, par exemple, être des formes d'onde en dents de scie de type asymétrique qui présentent des bords montant de manière non rapide et des bords descendant de manière rapide (voir par exemple, la figure 5). En variante, V1 et V2 peuvent être des formes d'onde en dents de scie de type asymétrique qui présentent des bords montant de manière rapide et des bords descendant de manière non rapide, ou des formes d'onde en dents de scie de type asymétrique présentant des bords montant de manière non rapide et des bords descendant de manière non rapide (voir, par exemple, la figure 6). Des formes d'onde en dents de scie de type asymétrique présentant des bords montant et descendant de manière non rapide peuvent être utilisées dans le circuit , comme illustré par exemple à la figure 6. La figure 6 montre des exemples de signaux V'1i, V'2, Vs, VEFF, et VMLI. Les formes d'onde en dents de scie V'1 ou V'2 peuvent être produites par le générateur de formes d'onde 48 du circuit 40. Les signaux de forme d'onde V'I et V'2 présentent la même forme d'onde et la même fréquence, mais ils sont déphasées de 180 l'un de l'autre. Les comparateurs 42 et 44 présentent des retards de propagation tpHB sensiblement constants lorsque V1 ou V2 croisent Vc entre Vx et Vy car les transitions de l'état HAUT à l'état BAS de VZl et de Vz2 sont utilisées pour former VMLI. VMLI présente un taux d'utilisation qui varie linéairement avec Vc pour tous les taux d'utilisation de VMLI- D'autres modes de réalisation de la présente invention peuvent comprendre un nombre entier (supérieur à 1) de comparateurs et un nombre égal de signaux de forme d'onde périodique. La figure 7 illustre un modulateur de largeur d'impulsion conforme à la présente invention et qui comprend N comparateurs et un générateur de formes d'onde qui produit N signaux de forme d'onde périodique. Le fait d'utiliser plus de deux comparateurs et signaux de forme d'onde périodique amène le modulateur de largeur d'impulsion selon la présente invention à utiliser une zone plus étroite de l'amplitude crête à crête de chaque signal de forme d'onde périodique pour produire VMLI. Le fait d'utiliser une zone plus étroite de l'amplitude crête à crête des signaux de forme d'onde fournit un signal à modulation de largeur d'impulsion présentant un taux d'utilisation qui varie linéairement avec Vc pour des comparateurs qui peuvent présenter des retards de propagation tpHB et tpBH qui varient de manière significative sauf à l'intérieur de cette zone étroite. Le circuit 70 présente N comparateur (741, 742,, et 74N), un générateur de formes d'onde 71 qui produit N signaux de forme d'onde périodique (Vl, V2,..., VN), ainsi ItL srnei;oedwoD sep un,p e7i;os aun slenbsel luepued uoTqTqdea ap sdwea ep sieAiequT sep unDeqD 'nblpoiad e.zEluPWep eqqda es SA ep eDAD eq SjlqnDGsuoo Sú sdmwq ep seiletAe;uT sep mnod NZA - e;Tnsue; '. '.ZA e sTnd 'TZA e i6e sa IINA 'SA ap eiDÀD un sueC 'SA ed anbTpuT emwmoD sjT-noasuoo sdwue ap s[eiiAz9quLI sep quepued IIqA enb queq ua 'sineq-qedwoD sa.iqne,p qe 'NL 'zL 'I:L s.neq-eedwoD sep seTqJos sel quGemATqeUqlile Oú quuoTqDelps 8L -nexeldTqlnw aq I'ILA enb queq ua '(NZA no '. 'EzA 'IzA xneuE!s) sdna.edwoD saqinep no 'NL... 'U ú ' IL s'.naqe eldmoD sap un,p saqlos saI auuoTDalgS uamom Ianb - e 8L nnaxaldIlInw ne anbipuI sA isuTv -spnwu sa2n-e,p no N9L '... 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'ú 'ILsi sinassLedwoo sap sesnflaSAUi uou saDqIua xns eldnoD 2sG DA *N1L '--..L '11L sna2e.ledwoD sap sasnasaIAUI sgeCTaue xne NA ' ':A 'TA qnbTpoOTd apuo,p awioj ap xnPuBis sap TuIlnoj ZL apuo, Guo p aoSapna2eGu a Sjne;nsl q.todd-e oed 01 Unl N/o09ú sp gseTqdep;sa apuop suwo; anbeqD anb sxios ap s2eq9 N aBSoI1oq,p IeuErs un xed sgsTuoqiODuÀs alq; queAnad apuo,p auwo_ awaw eI ap anbTpo1cGd apuo,p auio; eun unDeqDo ueslnmpod nmb apuo,p sewuo; ep snaeiegu,96 N 'a1ldwexe ed scneqsedmoo N sap seque sap neeAiU ne S anbTpoTi;d apuo,p aGwoj ap xneuSTs N e.tnpoid mnod apuo,p saUio; ap stnase;,auq6 ap anbuoDisnb saqmou un asTiTqn,p alqmssod qsa I 'uoIquaUT a2usseid se ap uoieslese- sp sapow sa2ine,p sung 'seG,5lu N 8L inaxeldTflnw un,nb 742, *, 74N, OU d'autres comparateurs, est couplée au noeud 79 correspond à un cycle de VMLI. Des exemples de signaux V1, V2,..., VN sont montrés aux figures 9 à 11 pour diverses valeurs N. Les signaux V1, V2,..., VN sont des formes d'onde périodiques qui varient entre VMAX et VMIN. Les signaux de forme d'onde V1, V2,... VN sont déphasés de 360 /N l'un par rapport à l'autre. Comme montré aux figures 8 à 11, le signal Vs sélectionne la sortie du comparateur 741 pour être VMLI lorsque V1 est entre Vx et Vy. Le signal Vs sélectionne la sortie du comparateur 742 pour être VMLI lorsque V2 est entre Vx et Vy. Le signal Vs sélectionne la sortie du comparateur 74N, pour être VMLI lorsque VN est entre Vx et Vy. Le signal Vs ne sélectionne de préférence pas le signal de sortie du comparateur 741, 742, *..., 74N, ou d'autres comparateurs, pour être VMLI pendant les périodes de temps o ce comparateur présente des retards de propagation, tpHB et tpBH, variables. Les comparateurs du circuit 70 peuvent présenter des retards de propagation variables lorsque la forme d'onde périodique du comparateur (V1, V2, -..., ou VN) croise Vc au-dessus de Vy ou en dessous de Vx. Le circuit 70 fournit le signal à modulation de largeur d'impulsion VMLI avec un taux d'utilisation qui varie de manière linéaire avec Vc, sans utiliser les signaux de sortie des comparateurs pour former VMLI pendant des périodes de temps o leurs retards de propagation tpHB et tpBH sont variables. Le signal de sélection Vs amène le multiplexeur 78 à sélectionner le signal de sortie d'un comparateur en temps que VMLI pendant un intervalle de temps correspondant à celui o le signal de forme d'onde périodique reçu par ce comparateur est entre Vx et Vy de telle sorte que le taux d'utilisation de VMLI varie de manière linéaire avec Vc. Le circuit 70 combine ainsi les signaux de sortie de tous les N comparateurs pour former un signal à modulation de largeur d'impulsion composite qui varie de manière linéaire avec Vc pour tous les taux d'utilisation de VMLI. Le signal Vs peut être un signal unique présentant au moins N états ou un signal numérique à plusieurs bits qui code pour au moins N différents états. Les N signaux de forme d'onde périodique (V1, V2.... et VN) du circuit 70 peuvent être des formes d'onde en dents de scie de type asymétrique présentant des bords descendant de manière rapide, des formes d'onde en dents de scie de type asymétrique présentant des bords montant de manière rapide (voir, par exemple, la figure 9), ou des formes d'onde en dents de scie du type asymétrique présentant des bords montant et des bords descendant de manière non rapide. Les signaux de forme d'onde périodique du circuit 70 peuvent également être des formes d'onde triangulaires de type symétrique o N 2 3 (voir, par exemple, la figure 8). On a montré à la figure 8 des signaux d'un mode de réalisation de la présente invention qui utilise le circuit 70 o N = 3. Le circuit 70 peut être un circuit avec N = 3 présentant trois comparateurs 741, 742, 743 qui produisent, au niveau de leurs signaux de sortie Vzl, Vz2 et Vz3, respectivement, trois signaux de forme d'onde périodique (V1, V2 et V3), et un multiplexeur 78 qui présente trois entrées couplées aux sorties de chacun des comparateurs. Des exemples de signaux V1, V2, V3, Vs, Vz1, Vz2, Vz3, VEFF et VMLI sont montrés à la figure 8. Les signaux V1, V2 et V3 peuvent être, par exemple, des signaux de forme d'onde triangulaire de type symétrique qui varient entre VMAX et VMIN. Les signaux V1, V2 et V3 présentent chacun la même forme d'onde, la même fréquence, et une période qui est le triple de la période désirée de VMLI. Les signaux V1, V2, V3 sont décalés l'un par rapport à l'autre d'un tiers de leur période de sorte que les tensions maximum VMAX se produisent au niveau d'intervalles de temps espacés de manière égale. Les signaux de forme d'onde V1, V2 et V3 sont déplacés de 120 l'un de l'autre. Le signal de sélection Vs peut être, par exemple, un signal unique qui présente trois niveaux Ll, L2 et L3. Le signal Vs détermine lequel des signaux Vzl, Vz2 ou Vz3 est choisi par le multiplexeur 78 pour être VMLI pendant un intervalle de temps donné. Dans le mode de réalisation de la figure 8, le circuit 70 utilise de manière périodique chacun des signaux de sortie VZl, Vz2 et Vz3 des comparateurs 741, 742 et 743 pour former VMLI lorsque le signal de forme d'onde d'entrée V1, V2 et V3 correspondant à ce comparateur est en cours de montée ou de descente entre Vx et Vy Le signal Vs amène le multiplexeur 78 à sélectionner Vz2 en tant que VMLI lorsque Vs est égal à L2. Lorsque Vs est égal à L2, le comparateur 742 se trouve dans une zone de fonctionnement telle que V2 est en cours de montée ou de descente entre Vx et Vy. Le signal Vs amène le multiplexeur 78 à sélectionner VZl en tant que VMLI lorsque Vs est égal à Ll. Lorsque Vs est égal à L1, le comparateur 741 se trouve dans une zone de fonctionnement telle que V1 est en cours de montée ou de descente entre Vx et Vy. Le signal Vs amène le multiplexeur 78 à sélectionner VZ3 en tant que VMLI lorsque VS est égal à L3. Lorsque Vs est égal à L3, le comparateur 743 se trouve dans une zone de fonctionnement telle que V3 est en cours de montée ou de descente entre Vx et Vy. Un signal Vs pris à titre d'exemple sélectionne de manière non séquentielle Vz2, puis Vzl, et ensuite Vz3 en tant que VMLI, comme montré à la figure 8. Les comparateurs 741, 742 et 743 du circuit 70 peuvent présenter des retards de propagation tpHB et tpBH qui varient l'un par rapport à l'autre si leurs signaux de forme d'onde d'entrée correspondants V1, V2 ou V3 croisent Vc en dessous de Vx ou au-dessus de Vy, parce que les signaux de sortie des comparateurs 741, 742 et 743 ne sont pas utilisés pour former VMLI pendant ces périodes de temps. Le circuit 70 n'utilise pas des variations de Vc au-dessus de Vy ou en dessous de Vx pour faire varier le taux d'utilisation de VMLI. Les comparateurs 741, 742, 743 sont sélectionnés d'une telle manière qu'ils présentent des retards de propagation tpBH et tpHB sensiblement constants lorsque Vc est entre Vx et Vy car les transitions de l'état BAS à l'état HAUT et de l'état HAUT à l'état BAS de VZl, Vz2 et VZ3 sont utilisés pour former VMLI. Le circuit 70 amène le taux d'utilisation de VMLI à varier entre 0% et 100% lorsque Vc varie entre VX et Vy. La figure 8 montre une forme d'onde triangulaire VEFF, laquelle est une forme d'onde efficace composée de parties de V1, V2 et V3 utilisées pour produire VMLI. VMLI est à l'état BAS lorsque la forme d'onde VEFF est au- dessus de Vc, et VMLI est à l'état HAUT lorsque la forme d'onde VEFF est en dessous de Vc. Le taux d'utilisation de VMLI varie entre 0% et 100% lorsque Vc varie entre Vx et Vy. Lorsque Vc est égal à Vy, le taux d'utilisation de VMLI est de 100%. Lorsque Vc est égal à Vx, le taux d'utilisation de VMLI est de 0%. Le taux d'utilisation de VMLI augmente au fur et à mesure que Vc augmente, et il diminue au fur et à mesure que Vc diminue. Des variations de Vc au-dessus de Vy ou en-dessous de Vx dans les zones o les retards de propagation tpHB et tpBH des comparateurs 741, 742 et 743 peuvent varier sont ignorés par le circuit 70. Dans un autre mode de réalisation du circuit 70, V1, V2 et V3 peuvent être les signaux de forme d'onde triangulaire, et le signal Vs peut sélectionner de manière séquentielle Vzl puis Vz2 et ensuite VZ3 en tant que VMLI. Dans ce mode de réalisation, VEFF est une forme d'onde en dents de scie présentant un bord descendant de manière rapide. Dans ce mode de réalisation, seuls les retards de propagation tpHB des comparateurs 741, 742 et 743 ont besoin d'être sensiblement constants pour obtenir une relation linéaire entre Vc et le taux d'utilisation de VMLI. La figure 9 illustre des exemples de quatre signaux de forme d'onde en dents de scie à bords descendant de type périodique V1, V2, V3 et V4, ainsi que le signal à modulation de largeur d'impulsion VMLII pour le circuit 70 avec N=4 (figure 7). Les signaux V1, V2, V3 et V4 varient entre VMAX et VMIN, et chacun présente la même forme d'onde, la même fréquence et une période qui est le quadruple de la période désirée de VMLI. Les signaux de forme d'onde V1, V2, V3 et V4 sont déphasés de 90 l'un par rapport à l'autre. Les signaux Vzi, VZ2, Vz3 et Vz4 des comparateurs 741, 742, 743 sont sélectionnés séquentiellement par le signal de sélection Vs pour être VMLI pendant un intervalle de temps (sélect V1, sélect V2, sélect V3, sélect V4 à la figure 9) qui correspond au temps o l'entrée correspondante du signal de forme d'onde du comparateur (V1, V2, V3 et V4) descend de Vy à Vx. Le signal de sélection Vs amène le multiplexeur 78 à coupler la sortie d'un comparateur au noeud de sortie 79 lorsque le signal de forme d'onde périodique reçu par ce comparateur descend à Vy. Le multiplexeur 78 découple la sortie de ce comparateur par rapport au noeud 79 lorsque le signal de forme d'onde reçu par ce comparateur descend à Vx. Les signaux de forme d'onde V1, V2, V3 et V4 sont espacés de manière égale dans le temps de sorte que, lorsqu'une forme d'onde périodique descend à Vx, la forme d'onde périodique suivante descend à Vy. VEFF est une forme d'onde en dents de scie présentant un bord montant de manière rapide, comme montré à la figure 9. VEFF varie entre Vx et Vy. VMLI est à l'état BAS lorsque VEFF est au-dessus de Vc et à l'état HAUT lorsque VEFF est en dessous de Vc. Les comparateurs 741, 742, 743 et 744 du circuit 70 présentent des retards de propagation tpBH sensiblement constant lorsque le signal de forme d'onde couplé à ce comparateur descend de Vy à Vx, car les transitions de l'état BAS à l'état HAUT de Vzl, Vz2, Vz3 et Vz4 sont utilisées pour former VMLI. Les transitions de l'état HAUT à l'état BAS de VMLI sont formées par les transitions de Vs. Par conséquent, les retards de propagation tpHB pour les comparateurs 741, 742, 743 et 744 n'ont pas besoin d'être sensiblement constants l'un par rapport à l'autre car les transitions de l'état HAUT à l'état BAS de VZl, Vz2, Vz3 et Vz4 ne sont pas utilisées pour former VMLI. Chaque comparateur 741, 742, 743 et 744 doit avoir des retards de propagation tPHB qui sont inférieurs à l'intervalle de temps entre le moment o le signal correspondant de forme d'onde d'entrée du comparateur passe au-dessus de Vc et celui o le signal correspondant de sortie du comparateur est ensuite sélectionné pour être VMLI. Les comparateurs 741, 742, 743 et 744 peuvent présenter des retards de propagation variables lorsque leurs signaux de forme d'onde croisent Vc au-dessus de Vy ou en dessous de Vx. Le fait d'utiliser davantage de signaux de forme d'onde et davantage de comparateurs dans le circuit 70 permet à la différence de tension entre Vx et Vy d'être augmentée. Si les comparateurs utilisés dans le circuit présentent des retards de propagation sensiblement constants uniquement dans une zone étroite o Vc croise le signal forme d'onde, le nombre de comparateurs et de signaux de forme d'onde périodique dans le circuit 70 peut être augmenté de sorte que seule la zone linéaire de chaque comparateur est utilisée pour former VMLI. Le fait d'utiliser davantage de comparateurs et davantage de signaux de forme d'onde crée également un signal à modulation de largeur d'impulsion présentant une fréquence supérieure sans augmenter la fréquence des signaux de forme d'onde périodique. Cependant, le fait d'augmenter le nombre de comparateurs et de formes d'onde périodique aboutit à un supplément de coût de l'ensemble des circuits et à une plus grande consommation de puissance. Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, il est possible d'utiliser des formes d'onde sinusoïdales pour les formes d'onde périodiques montrées à la figure 10. Des formes d'onde sinusoïdales ou cosinusoidales qui sont sensiblement linéaires entre Vy et Vx (telles que celles montrées à la figure 10) produisent un signal à modulation de largeur d'impulsion sensiblement linéaire. La figure 10 illustre un exemple de VMLI obtenu en utilisant un circuit 70 avec quatre signaux de forme d'onde sinusoïdale V1, V2, V3 et V4 et quatre comparateurs (N = 4). Cependant, un nombre quelconque N de formes d'onde sinusoïdales et de comparateurs peut être utilisé avec l'ensemble des circuits de la figure 7. En ce qui concerne la figure 10, le circuit 70 présente un générateur de formes d'onde qui crée quatre signaux de forme d'onde périodique sinusoïdale (V1, V2, V3 et V4), quatre comparateurs 741, 742, 743 et 744 et quatre multiplexeurs d'entrée 78. Chaque signal de forme d'onde V1, V2, V3 et V4 présente la même forme d'onde, la même fréquence et une période égale au quadruple de la période VMLI. Les signaux de forme d'onde V1, V2, V3 et V4 sont déphasés de 90 l'un par rapport à l'autre. Le signal de sélection Vs détermine à quel moment un signal de sortie du comparateur est sélectionné en tant que VMLI. Les quatre intervalles de sélection montrés à la figure 10 (sélect V1, sélect V2, sélect V3 et sélect V4) correspondent à l'intervalle de temps o chaque sinusoïde détermine le signal VMLI. Le signal de sélection Vs amène le multiplexeur 78 à coupler de manière séquentielle la sortie de chacun des quatre comparateurs au neud 79 pendant l'intervalle de temps correspondant au temps o le signal de forme d'onde (V1, V2, V3 ou V4) reçu par ce comparateur monte de Vx à Vy. Dans le mode de réalisation de la figure 10, les comparateurs 741, 742, 743 et 744 sont sélectionnés de manière à présenter des retards de propagation tpHB sensiblement constants lorsque le signal de forme d'onde d'entrée du comparateur correspondant croise Vc lorsqu'il monte de Vx à Vy. Le taux d'utilisation de VMLI varie de manière linéaire avec Vc si les retards de propagation tpHB des comparateurs sont sensiblement constants lorsque Vc croise le signal de forme d'onde d'entrée du comparateur (V1, V2, V3 ou V4) entre Vx et Vy, étant donné que les transitions de l'état HAUT à l'état BAS des signaux d'entrée du comparateur (Vz1, Vz2, Vz3 et Vz4) sont utilisées pour former VMLI. Les transitions de l'état BAS à l'état HAUT de VMLI se produisent au début de chaque intervalle sélectionné comme montré à la figure 10. Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, il est possible d'utiliser des signaux de forme d'onde périodique à résistancecapacité (RC) pour produire un signal VMLI comme montré à la figure 11. Les signaux de forme d'onde RC sont produits par la montée et la descente d'un niveau de tension sur un condensateur qui est chargé en utilisant un courant conduit à travers une résistance. Avec un plus grand nombre de signaux de forme d'onde (par exemple N = 6 dans le circuit 70), seule une bande très étroite de chaque signal de forme d'onde RC entre Vx et Vy est utilisée pour former le signal VMLI comme montré à la figure 11. Cette bande étroite est une zone relativement linéaire des signaux de forme d'onde périodique RC. Si Vx et Vy sont trop éloignés l'un de l'autre, VMLI peuvent présenter un taux d'utilisation qui est indésirablement non linéaire par rapport à Vc du fait de la courbure des signaux de forme d'onde périodique RC. La figure 11 illustre un exemple de circuit 70 avec six signaux de forme d'onde périodique RC à bord montant, montré en tant que V1, V2, V3, V4, V5 et V6. Cependant, un nombre quelconque N de formes d'onde RC et de comparateurs peut être utilisé avec l'ensemble des circuits de la figure 7. Chacun des signaux de forme d'onde V1, V2, V3, V4, V5 et V6 de la figure 11 présente la même forme d'onde, la même fréquence et une période égale au sextuple de la période de VMLI. Les signaux de forme d'onde V1, V2, V3, V4, V5 et V6 sont déphasés de 60 l'un par rapport à l'autre. Il est possible d'utiliser un circuit 70, avec N égal à 6, pour produire VMLI comme montré à la figure 11. Le circuit 70 peut comprendre six comparateurs 741, 742, 743, 744, 745 et 746, un générateur de formes d'onde qui fournit 6 signaux de forme d'onde périodique V1, V2, V3, V4, V5 et V6, et un multiplexeur à 6 entrées 78. La sortie de chaque comparateur est sélectionnée de manière séquentielle par le signal de sélection Vs pour être VMLI pendant un intervalle de temps correspondant au temps o le signal de forme d'onde périodique reçu par ce comparateur monte de Vx à Vy pendant l'intervalle de sélection correspondant montré à la figure 11. Chaque signal de sortie du comparateur présente des retards de propagation tpHB sensiblement constants lorsqu'il est sélectionné par Vs en tant que VMLI, étant donné que les transitions de l'état HAUT à l'état BAS des signaux de sortie des comparateurs (Vzl, Vz2, Vz3, Vz4, Vz5 et Vz6) sont utilisés pour former VMLI. Les six intervalles de temps sélectionnés déterminés par Vs se répètent de manière périodique dans la séquence montrée à la figure 11. Les transitions de l'état BAS à l'état HAUT de VMLI se produisent au début de chaque intervalle sélectionné. VEFF est la forme d'onde efficace qui varie entre Vx et Vy. L'invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation représentés et décrits en détails car diverses modifications peuvent y être apportées sans sortir de son cadre. REVENDICATIONS 1. Procédé pour produire un signal à modulation de largeur d'impulsion présentant un taux d'utilisation au niveau d'une sortie de modulation de largeur d'impulsion, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant a: coupler à un premier neud d'entrée de chacun d'une pluralité de N circuits comparateurs un signal de commande employé pour faire varier le taux d'utilisation du signal à modulation de largeur d'impulsion; coupler une pluralité de N formes d'onde périodiques à un second noeud d'entrée de chacun de la pluralité des N circuits comparateurs, chacune de la pluralité des N formes d'onde périodiques présentant sensiblement la même forme d'onde et étant déphasée de 360 o / N l'une par rapport à l'autre; comparer le signal de commande à chacune des N formes d'onde périodiques en utilisant les N circuits comparateurs pour produire N signaux de sortie des comparateurs; et combiner les N signaux de sortie des comparateurs pour produire le signal à modulation de largeur d'impulsion. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étape consistant à combiner les N signaux de sortie des comparateurs comprend en outre l'étape consistant à combiner les N signaux de sortie des comparateurs en utilisant un circuit multiplexeur présentant N neuds d'entrée couplés aux N signaux de sortie des comparateurs et un noeud de sortie couplé au signal à modulation de largeur d'impulsion. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'étape consistant à combiner les N signaux de sortie des comparateurs comprend en outre l'étape consistant à coupler de manière séquentielle les N neuds d'entrée du circuit multiplexeur aux noeuds de sortie du circuit multiplexeur. 4. Le procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'étape consistant à combiner les N signaux de sortie des comparateurs comprend en outre l'étape consistant à coupler de manière non séquentielle les N noeuds d'entrée du circuit multiplexeur aux noeuds de sortie du circuit multiplexeur. 5. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le taux d'utilisation du signal à modulation de largeur d'impulsion est sensiblement linéaire par rapport au signal de commande. 6. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la pluralité des N comparateurs se compose de deux comparateurs et en ce que N est égal à 2. 7. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la pluralité des N comparateurs se compose de trois comparateurs et en ce que N est égal à 3. 8. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des formes d'onde sinusoïdales. 9. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des formes d'onde RC. 10. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des formes d'onde en dents de scie. 11. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des formes d'onde triangulaires. 12. Procédé pour produire un signal à modulation de largeur d'impulsion au niveau d'un neud de sortie de modulateur de largeur d'impulsion, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à: coupler un premier signal de commande au niveau d'un premier noeud de signal de commande à un premier neud d'entrée de chacun d'une pluralité de N circuits comparateurs, les N circuits comparateurs présentant chacun une zone de fonctionnement et un neud de sortie; coupler une pluralité de N formes d'onde périodiques à un second neud d'entrée d'un circuit correspondant parmi les N circuits comparateurs, les N formes d'onde périodiques présentant sensiblement la même forme d'onde et étant déphasées de 360 / N l'une par rapport à l'autre; coupler la pluralité des N neuds de sortie des circuits comparateurs à un noeud d'entrée correspondant parmi les N neuds d'entrée d'un circuit multiplexeur; coupler un second signal de commande à un neud de signal de commande du circuit multiplexeur, le second signal de commande présentant N états, chaque état indiquant lequel des N circuits comparateurs fonctionne dans la zone de fonctionnement; et coupler un des N noeuds d'entrée du circuit multiplexeur à un noeud de sortie du circuit multiplexeur sur la base de l'état du second signal de commande, le neud de sortie du circuit multiplexeur étant couplé au neud de sortie du modulateur de largeur d'impulsion. 13. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que l'étape consistant à coupler un des N neuds d'entrée du circuit multiplexeur au noeud de sortie du circuit multiplexeur comprend en outre l'étape consistant à coupler de manière séquentielle les N noeuds d'entrée du circuit multiplexeur au neud de sortie du circuit multiplexeur. 14. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que l'étape consistant à coupler un des N neuds d'entrée du circuit multiplexeur au noeud de sortie du circuit multiplexeur comprend en outre l'étape consistant à coupler de manière non séquentielle les N neuds d'entrée du circuit multiplexeur au noeud de sortie du circuit multiplexeur. 15. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que la pluralité des N comparateurs présente chacun des retards de propagation sensiblement constants dans leur zone correspondante de fonctionnement. 16. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que la pluralité des N comparateurs se compose de deux comparateurs et en ce que N est égal à 2. 17. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que la pluralité de N comparateurs se compose de trois comparateurs et en ce que N est égal à 3. 18. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des formes d'onde sinusoïdales. 19. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des formes d'onde RC. 20. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des formes d'onde en dents de scie. 21. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des formes d'onde triangulaires. 22. Un circuit modulateur de largeur d'impulsion qui produit un signal à modulation de largeur d'impulsion au niveau d'un neud de sortie de modulateur de largeur d'impulsion, à partir d'un premier et d'un second signal de commande au niveau d'un premier et d'un second noeud de signal de commande, respectivement, le second signal de commande présentant N états, le circuit modulateur de largeur d'impulsion étant caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens pour produire une pluralité de N formes d'onde périodiques au niveau d'une pluralité correspondante de N neuds de signal de forme d'onde, les N formes d'onde périodiques présentant sensiblement la même forme d'onde et étant déphasées de 360 / N l'une par rapport à l'autre; une pluralité de N comparateurs présentant chacun une zone de fonctionnement, une première entrée couplée au premier noeud de signal de commande, une seconde entrée couplée à un neud correspondant parmi les N neuds de signal de forme d'onde, et un signal de sortie au niveau d'un neud de sortie de comparateur; et un circuit multiplexeur présentant N noeuds de signal d'entrée, chacun couplé à un noeud correspondant parmi les N neuds de sortie de comparateur, un noeud de commande de multiplexeur couplé au second neud de signal de commande, et un noeud de sortie de multiplexeur couplé au neud de sortie de modulateur de largeur d'impulsion, le circuit multiplexeur couplant un des N noeuds de signal d'entrée au noeud de sortie de multiplexeur sur la base de l'état du second signal de commande indiquant qu'un des N comparateurs fonctionne dans la zone de fonctionnement. 23. Circuit selon la revendication 22, caractérisé en ce que le circuit multiplexeur couple de manière séquentielle chacun des N neuds de signal d'entrée au noeud de sortie de multiplexeur sur la base de l'état du second signal de commande. 24. Circuit selon la revendication 22, caractérisé en ce que le circuit multiplexeur couple de manière non séquentielle chacun des N noeuds de signal d'entrée au neud de sortie de multiplexeur sur la base de l'état du second signal de commande. 25. Circuit selon la revendication 22, caractérisé en ce que la pluralité des N comparateurs présente chacun des retards de propagation sensiblement constants dans leur zone de fonctionnement correspondante. 26. Circuit selon la revendication 22, caractérisé en ce que la pluralité des N comparateurs se compose de deux comparateurs et en ce que N est égal à 2. 27. Circuit selon la revendication 22, caractérisé en ce que la pluralité des N comparateurs se compose de trois comparateurs et en ce que N est égal à 3. 28. Circuit selon la revendication 22, caractérisé en ce que le circuit modulateur de largeur d'impulsion est un circuit intégré. 29. Circuit selon la revendication 22, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des signaux de forme d'onde sinusoïdale. 30. Circuit selon la revendication 22, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des signaux de forme d'onde RC. 31. Circuit selon la revendication 22, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des signaux de forme d'onde en dents de scie. 32 Circuit selon la revendication 22, caractérisé en ce que les N formes d'onde périodiques sont des signaux de forme d'onde triangulaire. 33. Un circuit modulateur de largeur d'impulsion qui produit un signal à modulation de largeur d'impulsion au niveau d'un neud de sortie de modulateur de largeur d'impulsion à partir d'un premier et d'un second signal de commande au niveau d'un premier et d'un second neud de signal de commande, respectivement, une pluralité de N signaux périodiques au niveau d'une pluralité correspondante de N neuds de signal, les N signaux périodiques présentant sensiblement la même forme d'onde et étant déphasés de 360 / N l'un par rapport à l'autre, le second signal de commande présentant N états, le circuit modulateur de largeur d'impulsion étant caractérisé en ce qu'il comprend: une pluralité de N comparateurs présentant chacun une zone de fonctionnement, une première entrée couplée au premier neud de signal de commande, une seconde entrée couplée à un neud correspondant parmi les N neuds de signal, et un signal de sortie au niveau d'un noeud de sortie de comparateur; et un circuit multiplexeur présentant N neuds de signal d'entrée couplés chacun à une noeud correspondant parmi les N noeuds de sortie de comparateur, un neud de commande de multiplexeur couplé au second noeud de signal de commande, et un noeud de sortie de multiplexeur couplé au noeud de sortie de modulateur de largeur d'impulsion, le circuit multiplexeur couplant l'un des N noeuds de signal d'entrée au noeud de sortie de multiplexeur sur la base de l'état du second signal de commande indiquant qu'un des N comparateurs fonctionne dans la zone de fonctionnement. 34. Circuit selon la revendication 33, caractérisé en ce que le circuit multiplexeur couple de manière séquentielle chacun des N neuds de signal d'entrée au noeud de sortie de multiplexeur sur la base de l'état du second signal de commande. 35. Circuit selon la revendication 33, caractérisé en ce que le circuit multiplexeur couple de manière non séquentielle chacun des N neuds de signal d'entrée au neud de sortie de multiplexeur sur la base de l'état du second signal de commande. 36. Circuit selon la revendication 33, caractérisé en ce que la pluralité des N comparateurs présente chacun des retards de propagation sensiblement constants dans leur zone de fonctionnement correspondante. 37. Circuit selon la revendication 33, caractérisé en ce que la pluralité des N comparateurs se compose de deux comparateurs et en ce que N est égal à 2. 38. Circuit selon la revendication 33, caractérisé en ce que la pluralité des N comparateurs se compose de trois comparateurs et en ce que N est égal à 3. 39. Circuit selon la revendication 33, caractérisé en ce que le circuit modulateur de largeur d'impulsion est un circuit intégré. 40. Circuit selon la revendication 33, caractérisé en ce que les N signaux périodiques sont des signaux sinusoïdaux. 41. Circuit selon la revendication 33, caractérisé en ce que les N signaux périodiques sont des signaux RC. 42. Circuit selon la revendication 33, caractérisé en ce que les N signaux périodiques sont des signaux en dents de scie. 43. Circuit selon la revendication 33 caractérisé en ce que les N signaux périodiques sont des signaux triangulaires.