FR 2802730 A1 20010622 FR 9915991 A 19991217 L'invention concerne un procédé de commande d'un convertisseur de d'énergie électrique du type alternatif-alternatif. Elle concerne encore un dispositif de commande d'un tel convertisseur pour la mise en oeuvre du procédé. Elle concerne plus particulièrement le domaine des fort courants et/ou fortes tensions. Pour fixer les idées, on se placera dans ce qui suit dans le cas de l'application préférée de l'invention, à savoir les convertisseurs de forte puissance. Dans le cadre de l'invention, le terme "convertisseur" doit être compris dans son sens le plus général. Il concerne de façon générale des dispositifs d'alimentation en énergie d'une charge du type onduleur, hacheur ou dit à découpage. La conversion est effectuée par l'intermédiaire de commutateurs, en général du type à semi-conducteurs, actionnés séquentiellement par des signaux de commande, de manière à "découper" une tension d'alimentation primaire au rythme des signaux de commande. L'énergie moyenne fournie à une charge alimentée par un tel convertisseur dépend notamment du rapport cyclique, que l'on appellera rY, entre les périodes de conduction et les périodes de blocage du convertisseur. On peut donc ajuster cette énergie, et qui plus est la réguler, précisément en jouant sur ce rapport cyclique q. Pour réguler la tension de sortie, il suffit de la mesurer et d'agir sur les signaux de commande de découpage en entrée du convertisseur par un processus classique de rétroaction. Une des méthodes de régulation couramment utilisée fait appel à la modulation dite de largeur d'impulsion, encore connu sous le sigle anglo-saxon "PWM" (pour "Puse Width Modulation"). Lorsque l'on considère le domaine des forts courants etiou fortes tensions, même s'il s'agit, a priori, d'une charge réputée résistive, cette dernière n'est pas entièrement exempte d'une composante selfique (ne serait ce que I'inductance du câblage raccordant la charge au convertisseur). Il s'ensuit que l'on ne peut interrompre brutalement le courant dans la charge, car il se développerait aux bornes de celle-ci de violentes surtensions. Ces surtensions risquent de détériorer les commutateurs du convertisseur, qui sont prévus pour soutenir une tension de blocage maximale. Ces surtensions brutales peuvent induire également des phénomènes parasites sur le réseau d'alimentation en tension primaire ou des perturbations électromagnétiques. Or, il existe des normes de compatibilité électromagnétiques ("C.E.M") à observer. Aussi, il a été proposé de faire appel à des dispositifs permettant d'éviter ce phénomène parasite, notamment à des dispositifs connus sous l'appellation "diode en roue libre" (ou "free wheeling diode" selon la terminologie anglo-saxonne) . Les figures 1A à 1C, annexées à la présente description, illustrent schématiquement un exemple d'un tel dispositif et explicitent son fonctionnement, dans le cas d'un convertisseur continu-continu. On suppose qu'une impédance Z constituée d'une résistance R et d'une partie selfique, d'inductance /, est alimentée par une source de tension continue V,= via un commutateur K. Ce dernier est commandé par un signal Vc rectangulaire de période T, à l'état "1" pendant des périodes de temps t1 et à l'état "0" pendant des périodes de temps t2. Le rapport entre ces deux valeurs définit le rapport cyclique précité n. La figure 1C illustre l'évolution du signal Vc en par rapport à un axe de temps arbitraire t. Pendant l'intervalle de temps tf, le commutateur K est fermé et la charge d'impédance Z est soumise à la tension V,=. Il s'établit un courant i qui n'atteint pas instantanément une valeur maximale qui serait égale à Ve/R, mais croit progressivement du fait de la présence de l'inductance /, selon une loi exponentielle, comme il est bien connu. Cette croissance s'effectue pendant I'intervalle de temps t1. Pour éviter tout phénomène de surtension parasite, on place aux bornes de l'impédance Z une diode D (dite de "roue libre") dans le sens non- conducteur. Pendant l'intervalle tf, cette diode D ne joue pas de rôle actif, puisqu'elle ne conduit pas. Par contre, lorsque le signal de commande Vc passe à l'état zéro, pendant l'intervalle de temps t2, le commutateur K passe à l'état bloqué. Toujours du fait de la présence de l'inductance J, par effet d'inertie, le courant dans la charge ne peut s'interrompre brutalement. Il se développe une tension aux bornes de l'inductance I de polarité inverse de la tension V"=. Il s'ensuit que la diode D est désormais polarisée dans le bon sens et devient conductrice. Le courant va continuer à circuler dans la charge d'impédance Z et décroître vers une valeur proche de zéro, si t2 est bien plus grand que t,, jusqu'à extinction de l'énergie inductive accumulée dans l'inductance /. La présence de la diode D permet donc d'éviter toute surtension. La figure 1C illustre les variations du courant i en fonction du temps t. Lorsque l'on désire réaliser, non plus une conversion de type continu- continu du type qui vient d'être rappelé succinctement, mais de type alternatif- alternatif, on peut également faire appel à des commutateurs et à des circuits "en roue libre". Cependant, le problème devient plus complexe, car la tension d'alimentation d'entrée, par exemple la tension fournie par le secteur, est désormais, par définition, alternative. Le ou les commutateurs utilisés doivent donc être bidirectionnels, si on veut utiliser les deux alternances. Il en est de même des circuits dits en "roue libre". Il n'est donc plus envisageable de faire appel à de simples éléments passifs, comme des diodes, mais à des éléments actifs commandables. Dans l'art connu ces problèmes ont été résolus en faisant appel à des commutateurs à semi-conducteurs de puissance, que l'on appellera ci-après commutateurs ou interrupteurs bidirectionnels bi-commandables, ou plus simplement "IBB".. On a tout d'abord utilisé des transistors bipolaires de puissance, des thyristors, des triacs ou des composants similaires. Depuis les années 80, on fait appel à des composants hybrides tels que, par exemple, "IGBT" ("Insulated Gate Bipolar Transistor"), transistors MOS ("Metal Oxyde Semiconductor"), "GTO" ("Gate Turn-Off Transistor") ou "IGCT" ("Insulated Gate Commutated Thyristor"). Les caractéristiques de tels composants sont décrits, à titre d'exemple non limitatif, dans "LES TECHNIQUES DE L'INGÉNIEUR", volume D31 (voir en particulier l'article de Philippe LETURCQ "Composants semi- conducteurs de puissance: caractères propres"). Lorsque les composants sélectionnés ne peuvent pas eux-mêmes bloquer une tension inverse supérieure ou égale à la tension de crête de fonctionnement du système, I'adjonction de diodes supplémentaires est alors rendue nécessaire. Le composant "IGBT", en particulier, est très intéressant pour la commutation de puissance à haute tension. Il réunit les avantages des transistors bipolaires: notamment faible chute de tension à l'état sature, et ceux des thyristors et des composants "MOS": notamment très bonne tenue en tension et faible consommation pour les signaux de commande. On peut donc le commander en tension. Pour fixer les idées, dans ce qui suit, on considérera, sans que cela limite en quoi que ce soit la portée de l'invention, que les commutateurs et les circuits de "roue libre" sont réalisés à base de tels composants. De façon plus précise, chaque commutateur est en réalité réalisé à base d'une paire de commutateurs bidirectionnels bi-commandables. La figure 2, annexée à la présente description, illustre très schématiquement un exemple simplifié de convertisseur CONV alternatif- alternatif selon l'art connu, réalisé à base de composants "IGBTs". Il s'agit plus précisément d'un bras de pont alternatif. La source d'alimentation en entrée Ve-, de type alternatif, alimente la charge d'impédance Z, constituée d'une résistance R et d'une partie selfique d'impédance /, au travers d'un commutateur 1 en série avec celleci. Ce dernier est constitué d'une paire de composants "IGBT", 10 et 11, disposés tête-bêche, c'est-à-dire en association anti-parallèle, que l'on a appelera IBB. De même, le circuit dit "de roue libre" doit pouvoir conduire aussi dans les deux sens. Il s'ensuit qu'il est également constitué d'un IBB, référencé 2, constitué de deux "IGBT", 20 et 21. Il est disposé comme précédemment aux bornes de la charge Z, de manière à pouvoir reboucler le courant inductif lz lorsqu'il est conducteur. Les deux IBBs sont donc disposés en cascade, entre des bornes A et B de la source de tension d'entrée alternative Ve, avec pour point commun une borne B, que l'on suppose connectée à la masse. Sur la figure 2, on a fait figurer les sens du courant fz dans la charge Z: "Sens 1" et Sens 0" circulant dans la charge Z pendant les deux alternances de la tension d'entrée Ve-. De façon plus générale, l'indice "1" est associé au "Sens 1" et l'indice "0" au "sens 0". En fonctionnement, le convertisseur CONV va alterner entre deux états distincts: - l'état conducteur, durant lequel l'IBB de commutation 1 est passant et l'IBB "de roue libre" 2 est bloqué: durant cet état, la tension de la source d'alimentation Ve est appliquée à la charge Z, et le courant efficace dans la charge croît de manière similaire à ce qui à été décrit en regard de la figure 1 C; - l'état bloqué, ou "roue libre", durant lequel l'IBB de commutation 1 est bloqué, mais l'IBB "de roue libre" 2 est passant: durant cet état, la tension de la source d'alimentation Ve- n'est pas appliquée à la charge Z, et le courant à travers la charge se boucle sur lui-même et décroît jusqu'à disparition complète de l'énergie inductive dans la charge et son câblage (inductance /). De façon plus précise, à l'état passant, pendant une première alternance de la tension d'alimentation Ve, positive, c'est 1' "IGBT" de commutation 10 qui conduit à l'état passant en pendant la seconde alternance c'est 1' "IGBT" de commutation, négative, I' "IGBT" de commutation 11 qui prend le relais. On observe une chronologie similaire pour les "IGBTs" de "roue libre, et 21, à l'état bloqué. Sur la figure 2, les signaux de commande appliqués aux bornes de commande ("gates") sont référencés Vco et Vcl, pour l'IBB de commutation 1, et VD et VD1, pour l'IBB de "roue libre" 2. Ces signaux doivent suivre une chronologie précise, comme il le sera montré ci-après. L'alternance entre les deux états "conducteur" et "bloqué" permet ainsi de réguler la tension moyenne appliquée à la charge Z, et donc le courant qui la traverse, par exemple en faisant appel à la technique de modulation de largeur d'impulsion précitée ("PWM"). Le fonctionnement du convertisseur de la figure 2 est donc similaire à celui des figures 1A à 1C, mais tient compte des deux alternances de la tension d'alimentation, qui se traduisent par deux sens de courants dans la charge Z, d'une part, et dans les deux IBBs, 1 et 2, d'autre part. Dans la théorie, la mise en oeuvre des techniques qui viennent d'être rappelées à partir d'un exemple de réalisation particulier donne les résultats escomptés. Cependant, dans la pratique, les dispositifs de l'art connu ne sont pas exempts de problèmes. En particulier, le problème principal qui se pose est lié aux transitions entre les deux états conducteur et bloqué précités. En effet, si durant un instant, les IBBs, 1 et 2, sont tous deux commandés (donc conducteurs), la source d'alimentation Ve est en court- circuit, puisque ces eux IBBs sont disposés en cascade et connectés aux bornes de la source de tension Ve. Le courant va croître violemment à travers les deux IBBs, 1 et 2, ce qui peut entraîner leur destruction ou tout au moins limiter leur durée de vie. Ceci créera par ailleurs d'importantes perturbations sur le réseau d'alimentation. Si au contraire les deux IBBs, 1 et 2, sont simultanément bloqués, le courant inductif à travers la charge Z est brutalement interrompu. Ceci entraînera une surtension violente aux bornes des IBBs, 1 et 2, ce qui peut également entraîner leur destruction et perturber le réseau d'alimentation. Dans ce cas l'effet "roue libre" ne joue plus son rôle. On comprend aisément que la synchronisation des IBBs de commutation 1 et de "roue libre" 2 est critique dans ce système, et peut poser de sérieux problèmes de réalisation et de réglage si on tient compte des délais de réaction des composants constitutifs des IBBs, 1 et 2, et de la dispersion inévitable des caractéristiques physiques de ces composants. L'invention se fixe donc pour but de pallier les problèmes rencontrés dans les dispositifs et systèmes de l'art connu et propose un procédé de commande d'un convertisseur d'énergie électrique du type alternatifalternatif mettant en oeuvre des commutateurs bidirectionnels bicommandables Le procédé selon l'invention permet des transitions entre les deux états de fonctionnement, conducteur et bloqué, de ces commutateurs bidirectionnels bi-commandables s'affranchissant de la nécessité d'une synchronisation critique. Pour ce faire, selon une caractéristique importante de l'invention, le sens du courant dans la charge alimentée par le convertisseur d'énergie électrique alternatif- alternatif est déterminé et, à partir de cette détermination, des signaux de commande sont générés, de manière à commander sélectivement les commutateurs bidirectionnels bi-commandables. L'invention a donc pour objet principal un procédé de commande d'un convertisseur d'énergie électrique du type alternatif-alternatif alimentant une impédance de charge pouvant présenter une composante inductive par une source de tension alternative au travers d'au moins un premier commutateur bidirectionnel bi-commandable, ledit convertisseur comprenant un deuxième commutateur bidirectionnel bi-commandable disposé aux bornes de ladite charge, en cascade avec ledit premier commutateur, dit de "roue libre", de manière à permettre le rebouclage d'un courant inductif dans ladite impédance de charge, lesdits commutateurs comprenant chacun deux interrupteurs monodirectionnels disposés tête-bêche, ledit procédé comprenant la génération de séquences de signaux de commande transmis aux dits interrupteurs monodirectionnels desdits premier et deuxième commutateurs, de manière à les amener alternativement dans un état conducteur, durant lequel ledit premier commutateur est passant et ledit deuxième commutateur est bloqué, et dans un état bloqué durant lequel ledit second commutateur est bloqué et ledit deuxième commutateur est passant, caractérisé en ce qu'il comprend la détermination continue du sens du courant circulant dans ladite impédance de charge, et, en fonction dudit sens du courant, en ce qu'il comprend les séquences suivantes, par envoi sélectif d'un desdits signaux de commandes: a/ lors de la transition dudit état conducteur audit état bloqué: - amorçage d'au moins ledit interrupteur tourné dans le sens du courant dudit deuxième commutateur; - blocage d'au moins ledit interrupteur tourné dans le sens du courant dudit premier commutateur; et b/ lors de la transition dudit état bloqué audit état conducteur: blocage d'au moins ledit interrupteur tourné dans le sens du courant dudit deuxième commutateur; - amorçage d'au moins ledit interrupteur tourné dans le sens du courant dudit deuxième commutateur. L'invention a encore pour objet un convertisseur d'énergie électrique alternatif-alternatif pour la mise en oeuvre du procédé. L'invention va maintenant être décrite de façon plus détaillée en se référant aux dessins annexés, parmi lesquels: - les figure 1A à 1C illustrent schématiquement le principe et fonctionnement d'un convertisseur continu-continu muni d'un dispositif dit de "roue libre", selon l'art connu; - la figure 2 illustre schématiquement un exemple simplifié d'un convertisseur alternatif-alternatif mettant en oeuvre des commutateurs bidirectionnels bi-commandables, incorporant également un dispositif dit de "roue libre", selon l'art connu, - la figure 3 illustre un bloc diagramme d'un exemple de réalisation concret de circuit de commande d'un convertisseur alternatif-alternatif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention; - la figure 4 illustre un exemple de circuit de détermination du sens de courant dans la charge alimentée par le convertisseur alternatif- alternatif, utilisable pour le circuit de commande de la figure 3; et - la figure 5 est un diagramme illustrant les principaux signaux utilisés dans le circuit de commande de la figure 3. Pour décrire de façon plus détaillée le procédé de commande selon l'invention, on va se reporter de nouveau à la figure 2. En effet, le procédé de l'invention n'impose pas de modifier l'architecture des circuits constituant le convertisseur alternatif-alternatif CONV proprement dit, ce qui constitue un avantage supplémentaire. Seuls les circuits de commande des composants de commutation ou interrupteurs commandés, en l'occurrence les "IGBT" 10, 11, 20 et 21, doivent être spécifiques pour incorporer les dispositions propres à l'invention. On va maintenant examiner les deux transitions principales: transition "état conducteur vers état bloqué" et transition "état bloqué vers état conducteur". 1. Transition "état conducteur vers état bloqué": Dans le cas d'une transition de l'état conducteur vers l'état bloqué, il est possible de bloquer à l'avance l'IBB de commutation 1 dans le sens opposé au courant, puisque ce sens est inutilisé. Selon l'alternance considérée, dans le cas d'un courant dans le "Sens 0", on bloque donc 1' "IGBT" 11, et dans le cas inverse, on bloque 1' "IGBT" 11. A cet instant, l'amorçage de l'IBB de "roue libre" 2 dans le sens du courant ne risque plus de créer un court-circuit de l'alimentation Ve-, et peut donc être réalisé en toute sécurité. Dans le cas d'un courant dans le "Sens 0", on amorce 1' "IGBT" 20 de l'IBB de "roue libre" 2. Ensuite, il est possible de désamorcer l'IBB de commutation 1 dans le sens du courant, puisque l'amorçage de l'IBB de "roue libre" 2 dans le sens du courant est déjà effectué, ce qui empêche tout risque d'interruption du courant dans la charge, donc l'apparition de surtension. Dans le cas d'un courant dans le "Sens 0", on bloque 1' "IGBT" 10. Enfin, il est possible d'amorcer l'IBB de "roue libre" 2 dans le sens opposé au courant, puisque tout risque de court-circuit de l'alimentation est écarté. Dans le cas d'un courant dans le "Sens 0", on amorce I' "IGBT" 21 de l'IBB de "roue libre" 2. 2. Transition "état bloqué vers état conducteur": Dans le cas d'une transition de l'état bloqué à l'état conducteur, on effectue de façon similaire la séquence suivante: - blocage de l'IBB de "roue libre" 2 dans le sens opposé au courant ("IGBT" 21 dans le "Sens 0"); - amorçage de l'IBB de commutation 1 dans le sens du courant ("IGBT" 10 dans le sens 0); - blocage de l'IBB de "roue libre" 2 dans le sens du courant ("IGBT" 20 dans le "Sens 0") - Amorçage de l'IBB de commutation 1 dans le sens opposé au courant ("IGBT" 11 dans le "Sens 0"). Dans le cas d'un courant dans le "Sens 1", la séquence est identique en intervertissant les "IGBT" de "roue libre" 21 et 20, et les "IGBT" de commutation 10 et 11. Tel que décrit ci-dessus, le système balance entre deux états caractérisés en ce que l'un des IBB est totalement amorce, tandis que l'autre est totalement bloqué. Une variante du procédé selon l'invention, tel qu'il d'être décrit est de ne pas amorcer les "IGBTs" opposés au sens du courant. En effet, ceux-ci ne conduiront pas de toute façon. L'inconvénient de cette variante du procédé selon l'invention est un retard lors d'un changement de sens du courant. Cependant, en contrepartie, I'avantage est diviser par un facteur deux l'utilisation des circuits de commande des composants constitutifs des IBB, et donc, a priori, de prolonger leur durée de vie. On va maintenant décrire un exemple de réalisation de circuit de commande 4 d'un convertisseur alternatif-alternatif CONVdu type de celui de la figure 2 ou tout autre convertisseur alternatif-alternatif similaire. Dans l'exemple décrit, le circuit de commande 4 est réalisé à base d'un microprocesseur ou d'un micro-contrôleur 40, ou tout système de traitement de l'information similaire. Dans la réalité, le circuit de référencé 40 comprend un microprocesseur proprement dit et divers circuits formant interface, pour effectuer toute conversion de signaux nécessaire, en entrée et en sortie, ainsi que des circuits nécessaires à son bon fonctionnement: horloge, etc., qui n'ont pas été représentés. Celui-ci comprend des bornes d'entrées classiques d'alimentation en tension, "GND" reliée à la masse et "VCC" reliée à une tension positive, par exemple +5V pour le standard "TTL". La tension +5V peut être fournie par des circuits d'alimentation 41, eux-mêmes alimentés, via un pont redresseur constitué de deux diodes, DA et DC, dont les anodes sont reliées aux bornes A et C précitées. Le mode de fonctionnement des circuits d'alimentation 41 peut être divers: régulateur statique, alimentation à découpage, etc. La seule contrainte est de fournir une tension répondant aux normes du standard utilisé pour le microprocesseur 40, la puissance à fournir étant par ailleurs a priori peu élevée. De façon classique également, le microprocesseur 40 possède une entrée e1 dite "ON/OFF" par sa mise en et hors fonction, et des circuits qu'il commande. Pour la commande d'un convertisseur alternatif-alternatif CONV (figure 2) selon l'art connu, et aussi selon l'invention, comme il va l'être montré, le microprocesseur 40 peut être utilisé pour générer les signaux de commandes des "IGBTs", 20, 21, 10 et 11, soit Vco, VC1, VDo et VD1, respectivement. En effet, en soi, ces signaux sont similaires à ceux utilisés dans l'art connus, du moins en ce qui concerne des caractéristiques telles que par exemple leurs amplitudes ou leurs formes. Selon la caractéristique principale de l'invention, la différence principale est relative aux instants de commutation, pilotés par un signal issu de la détection du sens du courant IZ dans la charge Z. On prévoit une entrée supplémentaire e2 recevant un signal de commande d'échantillonnage, que l'on appellera VPWM. Si l'on recourt, par exemple, au procédé de modulation par largeur d'impulsion précité ou "PWM", le signal est élaboré, de façon classique en soi, à partir de la tension qui se développe aux bornes de la charges Z (entre les bornes A et B).et que l'on ré- injecte en rétroaction. Les circuits permettant la détection de l'amplitude de la tension de sortie et l'élaboration d'un signal de rétroaction sont bien connu en soi, et il est inutile de les re-décrire. Pour fixer les idées, on suppose que le signal de commande "PWM" proprement dit a une fréquence de découpage de kHz et un rapport cyclique moyen q de 50 %. La fréquence de découpage est en général très supérieure à la fréquence de la tension alternative de la source d'alimentation de la charge, typiquement 50 ou 60 Hz, selon les pays, ou au plus quelques centaines d"Hertz pour certaines applications (avionique par exemple). Le signal de base, à deux états logiques "0" et "1", définissant les intervalles d'états passants et bloqués, respectivement. Ce signal est élaborée à partir d'une horloge interne ou externe non représentée. Le premier paramètre (fréquence) est fixe. Il suffit que le signal de rétroaction VPWM agisse sur le rapport cyclique r pour obtenir une valeur moyenne de tension de sortie désirée et sa régulation par rapport à une référence prédéterminée. A partir de ce signal de commande injecté sur l'entrée e2 et du signe de la tension d'entrée Ve le microprocesseur 40 élabore les signaux de commande Vco, Vc, VDo et VD1, selon une chronologie préétablie à quatre temps. En réalité, pour des raisons de compatibilité de tension notamment, le microprocesseur 40 n'élabore pas directement ces signaux. Il est muni de quatre sorties Sco, Sc,1, SDO et SDo générant quatre signaux selon la chronologie précitée, variant entre 0V et +5V dans l'exemple décrit. On dispose, entre ces sorties et les entrées de commande des "IGBTs" 10 à 21 correspondants, des circuits d'interface d'isolation électriques, 42 à 44. Pour fixer les idées, on peut réaliser de tels circuits à base de coupleurs optoélectroniques à forte isolation galvanique. En sorties, les interfaces, 42 à 45, génèrent les signaux de commandes proprement dits, Vco, Vc1, VDO et VD1, respectivement. Ces signaux sont la copie temporelle des signaux présents sur les quatre sorties, Sco, Sc1, SDo et SD1, du microprocesseur 40. Jusqu'à ce stade de la description, les circuits de commande, 40 à 45, ne diffèrent pas, a priori, de circuits de commande selon l'art connu. Selon une première caractéristique importante de l'invention, on adjoint à ces circuits de commande un circuit 3 de détection continue du sens du courant Iz dans la charge Z. Il peut s'agir d'un capteur de courant à proprement parlé ou d'un circuit permettant de dériver ce sens à partir d'autres variables disponibles, comme il va l'être montré en regard de la figure 4. S'il s'agit d'un capteur de courant, celui-ci peut être basé sur différents principes physiques: couplage magnétique du type "pince ampèremétrique", etc. Dans ce cas, le circuit 3 délivre sur sa sortie un signal Vs représentant le signe du courant lz, signal transmis sur une entrée supplémentaire esg,,n du microprocesseur 40 et directement utilisable par celui-ci pour générer les signaux de commandes, Vco, VC1, VDo et VD1, selon une chronologie respectant les conditions qui ont été énoncées ci-dessus Quelle que soit la variante du procédé selon l'invention, il y a nécessité de connaître le sens du courant Iz dans la charge Z. Cette nécessité peut constituer un inconvénient d'ordre économique, un capteur de courant est effectivement utilisé, comme selon le premier mode de réalisation qui vient d'être décrit. Si la mesure du courant /z est souhaitée par ailleurs, pour des fins qui sortent du cadre de l'invention, un capteur de courant permettant cette mesure peut aussi fournir des informations utilisables pour déterminer le sens du courant Iz dans la charge Z. Par contre, si une telle mesure de courant n'est pas nécessaire, le capteur en question n'est utilisé que pour les besoins propres à l'invention. Plutôt d'avoir recours à un capteur de courant, a priori onéreux, il est possible de déduire le sens du courant du sens de la tension aux bornes de l'IBB de commutation 1 lorsque celui-ci est conducteur. Lorsque ce dernier est bloqué, la tension à ses bornes correspond à la tension d'alimentation Ve- et ne doit pas être prise en compte. Un circuit détecteur de tension peut être réalisé de façon très simple, en recourant à des composants électroniques très bon marché. Une réalisation possible de cette fonction de détection de tension peut être effectuée par le circuit électronique 3 illustré sur la figure 4, ou par tout autre circuit similaire. Cette solution présente l'avantage d'être particulièrement économique et cependant très performante. Dans l'exemple décrit, le circuit électronique 3 est réalisé à base d'un transistor NPN TR1. Une diode de protection Dl est disposée entre la base et l'émetteur du transistor TRl., polarisée en sens inverse de la jonction émetteur- base. Le collecteur du transistor TR, est chargé par une résistance R3, reliée en son extrémité libre à la borne "+" d'une alimentation continue, par exemple de 5V (standard "TTL"), la borne "-" de l'alimentation étant connectée à l'émetteur. La base est reliée, d'une part, à la borne +5V de l'alimentation, via une résistance d'excursion haute R2 (résistance dite de "pull-up" selon la terminologie anglo-saxonne) et, d'autre part, à l'une des bornes de l'IBB de commutation 1, via une autre résistance Ri, en l'occurrence le point commun B entre les IBB 1 et 2. L'émetteur est relié à l'autre borne, C, de l'IBB de commutation 1. L'alimentation en énergie électrique peut être fournie par les circuits d'alimentation 41 (figure 3). Les valeurs ohmiques des différentes résistances et les caractéristiques des composants semi-conducteurs, diode et transistor, dépendent naturellement de l'application précise envisagée, notamment de l'amplitude de la tension à mesurer et de la tension maximale développée aux bornes de l'IBB de commutation 1. La détermination de ces différentes caractéristiques et valeurs est à la portée de l'Homme de métier et ne nécessite pas d'être développée. Le circuit de détection est basé sur la polarisation en positif ou en négatif de la jonction base-émetteur du transistor Ti, via la résistance de "pull- up" précité, de façon à ce que le point de commutation du transistor Tl soit situé proche de la zone o la tension aux bornes de l'IBB de commutation est nulle. La tension de sortie Vs sur le collecteur du transistor TR, varie alors entre 0 et +5V (dans l'exemple décrit), selon le sens du courant dans l'IBB de commutation 1. On mesure en effet des tensions de saturation "+" ou "-" aux bornes de l'IBB de commutation 1, selon que 1' "IGBT" 10 ou 1' "IGBT" 11 est à I'état conducteur, c'est-à-dire selon l'alternance en cours de la tension d'alimentation Ve-. Durant l'état conducteur de l'IBB de commutation 1, I'information du circuit 3 (sortie Vs) peut être directement exploitée. En revanche, à l'état bloqué, le sens du courant avant le blocage doit être mémorisé. En effet, lors du blocage, le courant dans la charge Z se boucle dans l'IBB de "roue libre" 2, décroît, s'annule, mais ne change pas de sens. La gestion des informations reçues par le circuit 3 est effectuée par le microprocesseur 40 qui possède des circuits de mémorisation internes ou externes: mémoire volatile de type "RAM", registres, etc. Dans les deux cas ci-dessus, le signal de sortie Vs est transmis à I'entrée esgn du microprocesseur 40. Ce dernier par comparaison avec les états logiques "0" ou "1" du signal de commande, élabore un signal interne mis en mémoire que l'on appellera ci-après Sz. L'organigramme de la figure 5 illustre les variations des principaux signaux en fonction du temps représenté par un axe horizontal 0 - t, d'origine arbitraire t = 0 synchronisée avec un zéro du courant lz. il s'agit naturellement de formes idéales, ces fonctions étant dans la réalité perturbées par le "hachage". On peut d'ailleurs atténuer les perturbations en filtrant les harmoniques de rangs élevés par un condensateur (non représenté) de faible valeur capacitive placé aux bornes (A et C) de la source d'alimentation primaire V*. Les courbes sur la partie supérieure de la figure 5 représentent la tension d'entrée Ve. et le courant Iz dans la charge Z, respectivement. Les signaux correspondantssont tous deux des fonctions à variation sinusoïdale, de même période T, mais décalées dans le temps d'une valeur AT, du fait d'un déphasage dû à l'inductance / de la charge provoquant un déphasage retard d'amplitude (p. Il s'ensuit que ces deux fonctions ne passent pas par zéro aux mêmes instants. On peut donc considérer quatre cas différents, que l'on a illustré sur la figure 5 dans les intervalles de temps, Ti à T4, bornés respectivement par les temps t = O, t = t1,, t = t2, t = t3, et t = t4, étant entendu que cette séquence se répète indéfiniment, tant que le convertisseur CONV (figure 2) est en fonctionnement. Ces intervalles de temps correspondent aux conditions de tension d'entrée Ve et de courant lz portées dans le tableau ci-dessous SEQUENCE D'INTERVALLES DE TEMPS Ti T2 T3 T4 Ve > O Ve- >O Ve- 0 Iz 0z pendant l'intervalle de temps T1 et négatif pendant l'intervalle de temps T3. Pendant ces intervalles de temps, le signe de la tension aux bornes (A et B) de l'IBB de commutation 1 reste constant: courbe Sign. Par contre, pendant les intervalles T2 et T4, le signe de la tension aux bornes de l'IBB 1 change au rythme du signal VPWM: sens de la tension V. pour l'état "roue libre" (I'IBB de "roue libre 1 étant passant) et sens du courant lz pour I'état passant. La courbe Sz, représentant la variable interne "sens de Iz", échantillonne le signe de la tension aux bornes de l'IBB de commutation 2 au moment de la transition entre l'état passant et l'état "roue libre". Par convention, l'état passant est commandé par l'état "1" logique des signaux VPWM et l'état "roue libre" par l'état "0" logique de ces signaux. Sur la figure 3, on a représenté également un circuit auxiliaire, référencé 46, permettant la détection d'un court-circuit dans l'IBB de commutation 1 et sa protection en cas de court-circuit effectivement détecté. Pour ce faire, ce circuit de détection et de protection 46 est placé entre les bornes C et B précitées, la borne C étant connectée à une entrée de détection de court-circuit edcC. L'alimentation en énergie électrique (+5 V) peut être fournie par les circuits 41. Le fonctionnement du circuit 46 est basé sur la mesure de la tension de saturation des "IGBTs" 20 et 21 à l'état passant. En effet, la tension de saturation d'un tel composant (ainsi d'ailleurs que de nombreux autres composants similaires) va dépasser un seuil prédéterminé, dépendant du composant précisément utilisé, lorsque le courant le traversant augment très fortement. C'est naturellement le cas lors de l'apparition d'un court-circuit. Pour fixer les idées, l'ordre de grandeur du seuil dont le dépassement doit être détecté est typiquement de 4 V. Un signal de sortie, en tout ou rien, par exemple variant entre 0 et +5 V, est transmis à un entrée dite de "reset" du microprocesseur 40. La détection de courtcircuit occasionne la génération de signaux de commande qui bloquent les deux "IGBTs" de commutation, 20 et 21, et rendent passants les deux "IGBTs", 10 et 11, de "roue libre". Les opérations que doit effectuer le microprocesseur 40, notamment génération des différents signaux de commande, Vco, Vc1, VDO et VD1, en fonction notamment de comparaisons effectuées sur les états logiques des signaux d'entrées VPWM et esgn, de manière à respecter la chronologie qui a été rappelée, peuvent être pilotées par un programme ou un microprogramme enregistré. A titre d'exemple, comme il est bien connu, un microprogramme peut être résident dans une mémoire fixe, de type "ROM", ou re-programmable, de type "PROM", "EPROM", ou similaire. etc., mémoire (non représentee) interne ou externe au microprocesseur 40. On constate aisément, à la lecture de ce qui précède, que l'invention atteint bien les buts qu'elle s'est fixés. Elle empêche notamment toute possibilité de mise en court-circuit, dû à la conduction simultanée des IBBs de commutation et de "roue libre", ainsi que l'apparition de phénomènes indésirables de surtension, dus, de façon duale, au blocage simultané de ces deux IBBs. Cette caractéristique peut être obtenu sans avoir à respecter une synchronisation rigoureuse entre les différents signaux de commande des commutateurs individuels ("IGBTs"), mais simplement en détectant le sens du courant dans la charge et en dérivant un signal de commande à partir de cette détection. La mise en oeuvre du procédé n'aboutit pas à une augmentation sensible de la complexité des circuits utilisés et/ou du coût de réalisation. Comme il a été montré, I'essentiel des circuits de commande peut d'ailleurs être commun aux circuits similaires utilisés dans l'art connu. En tout état de cause, les circuits de commande, spécifiques ou non à l'invention, font appel à des technologies couramment disponibles sur le marché (par exemple microprocesseurs, etc.) et bon marché. Enfin, le convertisseur alternatif- alternatif proprement dit ne nécessite aucune adaptation pour être associé à un circuit de commande mettant en oeuvre le procédé selon l'invention. le convertisseur peut présenter une structure plus complexe et comprendre un plus grand nombre d'lBBs. L'invention n'est cependant pas limitée aux seuls exemples de réalisation explicitement décrits, notamment en regard des figures 3 à 5. En particulier, bien que les commutateurs étaient été supposés être du type "IGBT", comme il a été indiqué, bien d'autres types de composants sont utilisables dans le cadre de l'invention. Les valeurs numériques n'ont été précisées que pour fixer les idées. Elles dépendent essentiellement de l'application précise visée. REVENDICATIONS 1. Procédé de commande d'un convertisseur d'énergie électrique du type alternatif-alternatif alimentant une impédance de charge pouvant présenter une composante inductive par une source de tension alternative au travers s d'au moins un premier commutateur bidirectionnel bi- commandable, ledit convertisseur comprenant un deuxième commutateur bidirectionnel bi- commandable disposé aux bornes de ladite charge, en cascade avec ledit premier commutateur, dit de "roue libre", de manière à permettre le rebouclage d'un courant inductif dans ladite impédance de charge, lesdits commutateurs comprenant chacun deux interrupteurs monodirectionnels disposés tête-bêche, ledit procédé comprenant la génération de séquences de signaux de commande transmis aux dits interrupteurs monodirectionnels desdits premier et deuxième commutateurs, de manière à les amener alternativement dans un état conducteur, durant lequel ledit premier commutateur est passant et ledit deuxième commutateur est bloqué, et dans un état bloqué durant lequel ledit premier commutateur est bloqué et ledit deuxième commutateur est passant, caractérisé en ce qu'il comprend la détermination continue (3) du sens du courant (/z) circulant dans ladite impédance de charge (Z), et, en fonction dudit sens du courant (Iz) , en ce qu'il comprend les séquences suivantes, par envoi sélectif d'un desdits signaux de commandes: a/ lors de la transition dudit état conducteur audit état bloqué: - amorçage d'au moins ledit interrupteur (20-21) tourné dans le sens du courant (Iz) dudit deuxième commutateur (2) ; - blocage d'au moins ledit interrupteur (10-11) tourné dans le sens du courant (Iz) dudit premier commutateur (1); et b/lors de la transition dudit état bloqué audit état conducteur: - blocage d'au moins ledit interrupteur (20-21) tourné dans le sens du courant (Iz) dudit deuxième commutateur (2); amorçage d'au moins ledit interrupteur (10-11) tourné dans le sens du courant (Iz) dudit premier commutateur (1). 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre les séquences suivantes: a/ lors de la transition dudit état conducteur audit état bloqué: - blocage aussi dudit interrupteur (10-11) tourné dans le sens opposé au courant (Iz) dudit premier commutateur (1); - amorçage aussi dudit interrupteur (20-21) tourné dans le sens opposé au courant (Iz) dudit deuxième commutateur (2); et b/ lors de la transition dudit état bloqué audit état conducteur: - blocage aussi d'au moins ledit interrupteur (20-21) tourné dans le sens opposé au courant (Iz) dudit deuxième commutateur (2); - amorçage aussi d'au moins ledit interrupteur (10-11) tourné dans le sens opposé au courant (Iz) dudit premier commutateur (1). 3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit sens du courant (Iz) dans ladite impédance de charge (Z) est déterminé à partir du signe de la tension développée aux bornes (C-B) dudit premier commutateur (1) lorsqu'il est au dit état conducteur. 4. Dispositif de commande d'un convertisseur d'énergie électrique du type alternatif-alternatif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend un système de traitement de l'information à programme enregistré (40) pour la génération desdites séquences de signaux de commande (Vco, Vc1, VDo, Vo1) à partir d'un signal alternatif de commande de découpage (VpwM) de ladite source de tension alternative (V,.) et d'un signal (Sz) représentant ladite détermination du sens du courant dans ladite impédance de charge (Z). 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit système de traitement de l'information est réalisé à base d'un microprocesseur ou d'un micro-contrôleur (40). 6. Dispositif selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce qu'il comprend des interfaces d'isolation galvaniques (42, 43, 44, 45) disposées entre des sorties (Sco, Sc1, SDO, SD1) dudit système de traitement de l'information (40) générant lesdits signaux de commande (Vco, Vc1, VOo, VD1) desdites séquences et des entrées de commandes desdits interrupteurs monodirectionnels (10, 11, 20, 21) 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que ledit signal alternatif de commande de découpage (VpwM) est un signal impulsionnel modulé en largeur d'impulsion, de manière à réguler l'amplitude de la tension développée aux bornes de ladite impédance de charge (Z). 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 7, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit (3) de détermination dudit sens du courant circulant (Iz) dans ladite impédance de charge (Z) réalisé à base d'un commutateur à transistor bipolaire (TR,) dont la jonction base-émetteur est polarisée à l'aide d'une résistance d'excursion haute dite de "pullup" (R2), de telle façon que le point de commutation dudit transistor (TR, ) entre des états conducteur et bloqué soit situé proche de la tension développée aux bornes dudit premier commutateur (1) lorsqu'il est audit état conducteur, et en ce qu'un signal de sortie (Vs), pris sur le collecteur dudit transistor (TR,), représente un premier sens dudit courant (Iz) dans un premier état de commutation et un second sens dudit courant dans un second état de communication, ledit signal de sortie (Vs) étant transmis sur une entrée (esg,,n) de détection de sens de courant (Iz) dudit système de traitement de l'information (40). 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit système de traitement de l'information (40) comprend des moyens de mémorisation pour mémoriser le sens dudit courant (Iz) avant ladite transition dudit état conducteur audit état bloqué et conserver cet état mémorisé pendant des intervalles de temps pour lesquels le signe de ladite tension alternative d'alimentation (V-) et dudit courant (Iz) circulant dans ladite impedance de charge (Z) sont opposés, de manière à générer une variable (Sz) prenant des premier et second états logiques, un premier état logique étant associé à un premier sens dudit courant (Iz) et un second état logique à un second sens dudit courant (Iz), ladite variable (SIz) constituant ledit signal représentant ladite détermination du sens du courant (iz) circulant dans ladite impédance de charge (Z). 10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que lesdits interrupteurs monodirectionnels (10, 11, 20, 21) desdits commutateurs (1, 2) sont des composants semi-conducteurs du type dit 'IGBT". 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce lesdits composants semi-conducteurs (10, 11, 20, 21) présentant une tension dite de saturation lorsqu'ils sont conducteurs, il comprend en outre un circuit (46) disposé aux bornes (C-B) dudit premier commutateur (1), pour la mesure de ladite tension de saturation et la détection du dépassement par celle-ci d'un seuil préétabli caractéristique d'un courant de courtcircuit au travers de ladite impédance de charge (Z), et en ce que ledit circuit (46) délivre un signal de sortie (Vdcc) transmis au dit système de traitement de l'information (40) de manière à générer des signaux de commande bloquant les interrupteurs (10, 11) dudit premier commutateur (1) et rendant conducteurs les interrupteurs (20, 21) dudit deuxième commutateur (2).