FR 2797360 A1 20010209 FR 0009161 A 20000713 Titre CIRCUIT D'AMPLIFICATION DE PUISSANCE AVEC AJUSTEMENT D'ALIMENTATION POUR LE CONTROLE DE LA PUISSANCE DE LA VOIE ALTERNEE ET ADJACENTE REFERENCE CROISEE A LA DEMANDE ASSOCIEE La présente demande concerne des demandes de brevets américaines simultanément pendantes, N . de série (N . de dossier CS10069), déposée ci-inclus par Alberth et coll. et intitulée "LOAD ENVELOPE FOLLOWING AMPLIFIER SYSTEM" (SYSTEME AMPLIFICATEUR DE SUIVI D'ENVELOPPE DE CHARGE), N . de série (N . de dossier CS10158), déposée ci-inclus par David Schlueter et intitulée "POWER AMPLIFYING CIRCUIT WITH SUPPLY ADJUST TO CONTROL ADJACENT AND ALTERNATE CHANNEL" (CIRCUIT D'AMPLIFICATION DE PUISSANCE AVEC AJUSTEMENT D'ALIMENTATION POUR CONTROLER LA PUISSANCE DE LA VOIE ALTERNEE ET ADJACENTE), N . de série (N . de dossier CS10022), déposée ci-inclus par Klomsdorf et coll. et intitulée "MEMORY-BASED AMPLIFIER LOAD ADJUST SYSTEM" (SYSTEME D'AJUSTEMENT DE CHARGE D'AMPLIFICATEUR A MEMOIRE), et N . de série (N . de dossier CS90026), déposée ci-inclus par Alberth et coll. et intitulée " LOAD ENVELOPE ELIMINATION AND RESTORATION AMPLIFIER SYSTEM" (SYSTEME AMPLIFICATEUR DE SUPPRESSION ET DE RETABLISSEMENT D'ENVELOPPE DE CHARGE). Domaine de l'invention La présente invention concerne généralement des amplificateurs de puissance. Plus spécialement, la présente invention concerne un circuit d'amplification de puissance pour améliorer l'efficacité et la puissance de la voie adjacente. Arriere-plan de l'invention L'amplificateur de puissance est une technologie- clé dans la conception des radiotéléphones portables. Dans les téléphones cellulaires, l'amplificateur de puissance a un impact important sur le temps de conversation disponible. La raison en est que l'amplificateur de puissance consomme une quantité importante de puissance par rapport aux autres circuits à l'intérieur du téléphone cellulaire. Un paramètre qui définit la consommation de puissance d'un amplificateur de puissance est l'efficacité de l'amplificateur de puissance. On connaît généralement des amplificateurs de puissance dont les tensions d'alimentation CC varient en continu pour s'adapter aux exigences de niveaux du signal pour améliorer l'efficacité dans une gamme prédéterminée de niveaux du signal d'entrée. Un tel exemple est divulgué dans le brevet américain No. 4.442.407 intitulé "TWO LOOP AUTOMATIC LEVEL CONTROL FOR POWER AMPLIFIER" (CONTROLE DE NIVEAU AUTOMATIQUE A DEUX BOUCLES POUR AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE), délivré à Thomas R. Apel, le 11 juin 1982. Dans le brevet 407, l'amplificateur de puissance est utilisé avec une efficacité améliorée par modulation de la tension d'alimentation CC de l'amplificateur HF en réponse à une comparaison entre un signal, correspondant à la somme pondérée de l'intensité du courant de charge et de la tension d'alimentation de l'amplificateur de puissance, et l'amplitude du signal de modulation. Le système divulgué dans le brevet 407 ne fait cependant rien pour aborder un autre paramètre de performance important des amplificateurs de puissance utilisé pour la puissance de voie alternée et adjacente transmise à des systèmes de téléphones cellulaires. Dans les systèmes de téléphones cellulaires, la puissance rayonnée de la voie adjacente peut causer une interférence dans d'autres voies cellulaires, causant ainsi une dégradation dans les performances générales du système. Les paramètres de puissance de voie alternée et adjacente sont encore plus critiques dans les systèmes cellulaires employant des combinaisons de modulation linéaire, tels que l'Accès Multiple par Répartition dans le Temps (AMRT) Norme Provisoire (NP)- 136 et l'Accès Multiple par Répartition en Code (AMRC) NP-95. En optimisant l'efficacité de l'amplificateur de puissance sans tenir compte des performances de puissance de la voie alternée et adjacente, l'amplificateur de puissance peut ne pas respecter les spécifications de puissance de la voie alternée et adjacente pour un système cellulaire particulier. Un procédé pour augmenter simultanément la linéarité et l'efficacité des amplificateurs de puissance est divulgué dans le brevet américain No. 5.101.172 intitulé "LINEAR AMPLIFIER" (AMPLIFICATEUR LINEAIRE), délivré à Yukio Ikeda et coll., en date du 1er décembre 1990. Dans le brevet 172, la tension de drain est contrôlée par un convertisseur CC/CC pour suivre le niveau d'amplitude du signal de sortie. Ce qui augmente l'efficacité de l'amplificateur de puissance, mais introduit une distorsion de modulation d'amplitude (MA) et de modulation de phase (MP). Des détecteurs d'enveloppe d'entée et de sortie sont ainsi employés conjointement avec des comparateurs d'amplitude et de phase de manière à introduire une prédistorsion pour neutraliser la distorsion introduite par l'amplificateur de puissance. Ce système exige un suivi précis de la distorsion de l'amplificateur de puissance, ce qui peut être difficile. De plus, les différents coupleurs et les circuits de comparaison phase/amplitude ajoutent dimension et coût lorsqu'ils sont utilisés dans un téléphone cellulaire portable. Une autre technique pour réduire la distorsion de l'amplificateur de puissance est divulguée dans le brevet américain No. 4.348.644 intitulé "POWER AMPLIFYING CIRCUIT WITH CHANGING MEANS FOR SUPPLY VOLTAGE" (CIRCUIT D'AMPLIFICATION DE PUISSANCE AVEC MOYEN DE CHANGEMENT DE TENSION D'ALIMENTATION), délivré à Shingo Kamiya, en date du 24 mars 1980. Dans le brevet 644, un circuit d'amplification de puissance détecte le facteur de crête (par exemple, rapport crêtemoyenne) du signal de sortie d'un amplificateur de puissance. Lorsque le facteur de crête est grand, la tension d'alimentation de l'amplificateur de puissance augmente. Inversement, lorsque le facteur de crête est petit, la tension d'alimentation diminue. Ainsi, lorsqu'une tension d'alimentation supplémentaire pour l'amplificateur de puissance est nécessaire pour gérer le rapport crête-moyenne, la tension d'alimentation augmente. Inversement, lorsque le rapport crête-moyenne est petit, la tension d'alimentation diminue. Les crêtes élevées sont ainsi fidèlement reproduites en augmentant la tension d'alimentation, et la perte de puissance est réduite en augmentant et en diminuant la tension d'alimentation de l'amplificateur de puissance suivant nécessité. La technique du brevet 644 est utile dans des systèmes électroniques pour amplifier des signaux musicaux. Dans ce type d'application, la reproduction fidèle du signal musical est nécessaire de manière à garantir une fidélité acceptable. Cependant, la technique du brevet 644 n'aborde pas le besoin de compromis fidélité-efficacité d'une manière nécessaire pour garantir des radiotéléphones portables économiques et hautement efficaces. En conséquence, il existe un besoin pour un amplificateur de puissance avec un contrôle plus complet et plus précis de la puissance de voie alternée et adjacente transmise par un amplificateur de puissance. Il existe un autre besoin pour l'amplificateur de puissance de fonctionner efficacement pour des combinaisons de modulation linéaire. Un procédé de compromis linéarité et efficacité est nécessaire pour les amplificateurs de puissance utilisés dans des radiotéléphones portables. Il existe également un besoin de contrôler la puissance de la voie adjacente, la puissance de la voie alternée, et les performances d'efficacité de l'amplificateur de puissance en compensant les variations entre les parties présentes dans les radiotéléphones portables. Il existe également un besoin de contrôler la puissance moyenne d'émission de l'amplificateur de puissance pendant le contrôle de la linéarité et de l'efficacité de l'amplificateur de puissance. Brève descriiption-des dlessins La fig. 1 est un schéma fonctionnel d'un radiotéléphone ayant un récepteur et un émetteur; La fig. 2 est un schéma fonctionnel d'un montage d'essai utilisé pour réaliser les expériences de rapport crête-moyenne; La fig. 3 est un tracé de la tension d'alimentation, du gain, et du rapport de puissance crête-moyenne maximum sur une période de temps finie, tous par rapport à la puissance d'entrée, pour le montage d'essai de la fig. 2; La fig. 4 est un tracé de la puissance de la voie adjacente, de la puissance de la voie alternée, et du rapport de puissance crête-moyenne maximum sur une période de temps finie, tous par rapport à la puissance d'entrée, pour le montage d'essai de la fig. 2; La fig. 5 est un schéma fonctionnel d'un circuit d'amplification de puissance utilisé dans l'émetteur de la fig. 1; La fig. 6 est un schéma fonctionnel d'un détecteur de différence crête-moyenne utilisé dans le circuit d'amplification de puissance de la fig. 5; La fig. 7 représente un procédé d'amplification d'un signal HF; La fig. 8 représente un réseau d'impédances variables qui peut être utilisé dans le circuit d'amplification de puissance de la fig. 5; La fig. 9 représente un second mode de réalisation de réseau d'impédances variables; et La fig. 10 est un tracé d'impédances pour le réseau d'impédances variables. Description détaillée de modes de réalisation préférés La figure 1 est une illustration en forme de schéma fonctionnel d'un système de télécommunications par radiotéléphones 100. Le système de télécommunications par radiotéléphones 100 comprend un émetteur-récepteur à distance 10 et un ou plusieurs radiotéléphones, tel(s) qu'un radiotéléphone portable 12. L'émetteur-récepteur à distance 10 envoie et reçoit des signaux HF vers le et du radiotéléphone portable 12 à l'intérieur d'une zone géographique désignée. Le radiotéléphone portable 12 comprend une antenne 14, un émetteur 16, un récepteur 18, un bloc de commande 20, un synthétiseur 22, un duplexeur 24 et une interface utilisateur 26. Pour recevoir des informations, le radiotéléphone portable 12 détecte des signaux HF contenant des données par l'antenne 14 et produit des signaux HF détectés. Le récepteur 18 convertit les signaux HF détectés en signaux électriques en bande de base, démodule les signaux électriques en bande de base, récupère les données, y compris les informations de commande automatique de fréquence, et sort les données vers le bloc de commande 20. Le bloc de commande 20 formate les données en informations de données ou vocales identifiables pour être utilisées par l'interface utilisateur 26. En général, l'interface utilisateur 26 comprend un microphone, un hautparleur, un affichage, et un clavier. L'interface utilisateur 26 est destinée à recevoir des informations d'entrée utilisateur et à présenter des données reçues qui ont été émises par l'émetteur-récepteur à distance 10. Le récepteur 18 comprend des circuits tels qu'amplificateurs à faible bruit, filtres, changeurs de fréquence et changeurs de quadrature, et des circuits de commande automatique de gain, tous connus dans l'art. Pour émettre des signaux HF contenant des informations du radiotéléphone portable 12 à l'émetteur-récepteur à distance 10, l'interface utilisateur 26 envoie les données d'entrée utilisateur vers le bloc de commande 20. Le bloc de commande 20 comprend généralement l'un quelconque d'un coeur de DSP, d'un coeur de microcontrôleur, d'une mémoire, d'un circuit d'horloge, d'un logiciel, et d'un circuit de commande de puissance de sortie. Le bloc de commande 20 formate les informations obtenues par l'interface utilisateur 26 et les achemine vers l'émetteur 16 aux fins de conversion en signaux modulés HF. L'émetteur 16 achemine les signaux modulés HF vers l'antenne 14 aux fins de transmission vers l'émetteur- récepteur à distance 10. Ainsi, l'émetteur-récepteur 16 est destiné à transmettre un signal d'information modulé. Le duplexeur fournit l'isolement entre les signaux transmis par l'émetteur 16 et reçus par le récepteur 18. Le radiotéléphone portable 12 est prévu pour fonctionner sur une bande de fréquences prédéterminée. Le synthétiseur 22 fournit au récepteur 18 et à l'émetteur 16 des signaux, accordés sur la fréquence correcte, pour permettre la réception et l'émission de signaux d'information. La commande sur les fonctions du récepteur 18 et de l'émetteur 16, telles que fréquence de la voie, est assurée par le bloc de commande 20. Ainsi, le bloc de commande 20 fournit au synthétiseur 22 des instructions de programme pour la synthèse de fréquence. Des expériences avec un amplificateur de puissance prototype ont été initialement menées pour déterminer si le rapport crête-moyenne transmis du signal produit par l'émetteur 16 peut être utilisé pour prévoir la puissance de la voie adjacente et la puissance de la voie alternée. La puissance de la voie no adjacente est définie comme la valeur de puissance dans une largeur de bande désignée transmise dans une voie immédiatement adjacente à la voie que l'émetteur 16 utilise actuellement. La puissance de la voie alternée est définie comme la valeur de puissance dans une largeur de bande désignée transmise dans une voie qui se trouve à deux voies au-delà de la voie de fonctionnement de l'émetteur 16. Par exemple, dans le système de téléphones cellulaires AMRC NP-95, l'émetteur peut fonctionner à 836 MHz. La voie adjacente serait de 836 MHz +/- 885 KHz, et la voie alternée serait de 836 MHz +/- 1,98 MHz. La figure 2 est un schéma fonctionnel d'un montage d'essai 200 utilisé pour réaliser les expériences de rapport crête-moyenne. Le montage d'essai 200 comprend un générateur de signaux 40 couplé par un coupleur bidirectionnel 42 à l'entrée du dispositif d'amplificateur de puissance en essai (DEE) 44. La sortie 56 du DEE 44 est connectée au coupleur 46. Le générateur de signaux 40 produit un signal d'entrée HF. Une partie du signal d'entrée est couplée au port 48 et mesurée avec le wattmètre 50. Le reste du signal d'entrée HF produit à la sortie du coupleur bidirectionnel 53 est appliqué au DEE 44. La partie du signal d'entrée HF qui est réfléchie à l'entrée 43 du DEE est couplée au port 52 o elle est mesurée par le wattmètre 54. Les mesures effectuées avec le wattmètre 50 et le wattmètre 54 permettent de mesurer les pertes par réflexion à l'entrée du DEE 44. Le signal d'entrée HF est amplifié par le DEE 4 pour produire un signal amplifié à la sortie 56 du DEE, et le signal amplifié est appliqué au coupleur 46. Une partie du signal amplifié est couplée par le port 58 à l'analyseur de spectres 60. Avec l'analyseur de spectres 60, la puissance de la voie adjacente et la puissance de la voie alternée du signal amplifié peuvent être mesurées par rapport à la puissance de la voie en fonctionnement. Le reste du signal amplifié est produit à la sortie du coupleur 56, et les puissances moyenne et crête sont mesurées par le wattmètre 68. L'alimentation 70 fournit une tension d'alimentation contrôlable au port d'alimentation 72 du DEE 44. Aux fins d'essai, la fréquence de fonctionnement est réglée à 836 MHz, et le générateur de signaux 40 fait varier la puissance du signal d'entrée HF de - 9 dBm à + 7 dBm par incréments de 1 dB. Avec la puissance d'entrée augmentant par incréments de 1 dB, la puissance moyenne du signal amplifié produit à la sortie 56 du DEE est maintenue constante en ajustant la tension d'alimentation appliquée au DEE 44 (par exemple, ici, la tension de drain du composant à effet de champ du DEE 44). En d'autres termes, la tension d'alimentation du DEE 44 est ajustée pour ajuster le gain du DEE 44, obtenant, de ce fait, une puissance de sortie moyenne constante pour différents niveaux de puissance d'entrée. Le générateur de signaux 40 produit un signal d'entrée qui a une modulation pour créer un signal d'entrée complexe caractérisé par une puissance moyenne et une puissance crête qui dépend du type de modulation utilisé. Dans le mode de réalisation illustré, le type de modulation est celui utilisé dans la modulation par déplacement de phase en quadrature avec décalage (MDP-4 décalée) du système de téléphones cellules AMRC NP95 avec filtrage en bande de base, tel que cela est connu dans l'art. Ce type de modulation produit un rapport crête-moyenne instantané maximum de 5,2 dB. Dans la description, on entend par le terme de rapport crête- moyenne le rapport de puissance crête-moyenne moyen. Cependant, le rapport crête-moyenne de niveaux de tension pourrait être utilisé sans utilisation de la faculté inventive. A chaque niveau de puissance d'entrée, les émissions de puissance de voies alternée et adjacente sont mesurées par un analyseur de spectres 60. La tension d'alimentation au DEE 44 est ajustée en changeant la modulation de largeur d'impulsion sur un régulateur à découpage (non représenté), tel que cela est connu dans l'art. Selon une autre solution, la tension d'alimentation pourrait être ajustée en utilisant un régulateur série. La figure 3 est un tracé de la tension d'alimentation, du gain DEE, et du rapport crête- moyenne instantané maximum sur une période de temps fini, tous par rapport à la puissance d'entrée. L'axe vertical gauche 90 est le gain en dB du DEE 44 qui correspond à la courbe de gain 92. L'axe vertical droit 94 est la tension d'alimentation en volts du DEE 44 qui correspond à la courbe de la tension d'alimentation 96. L'axe vertical droit 94 est également le rapport crête- moyenne maximum en dB sur une période de temps finie et correspond à la courbe crête-moyenne 98. L'axe horizontal 102 est la puissance d'entrée en dBm. La figure 3 montre qu'il est possible de faire varier la tension d'alimentation du DEE 44 sur une gamme de puissances d'entrée pour maintenir une puissance de sortie constante. Pour une augmentation linéaire dans l'alimentation d'entrée, il y a une diminution linéaire dans le gain du DEE 44 en faisant varier la tension d'alimentation au DEE. La courbe crête-moyenne 98 est un tracé du rapport crête-moyenne maximum sur un intervalle de temps spécifié. Une technique de mesure de maintien de crête est utilisée avec l'équipement d'essai pour détecter le rapport crête-moyenne instantané maximum à chaque réglage de puissance d'entrée et de tension d'alimentation. Par exemple, le générateur de signaux 40 (fig. 2) produit un signal d'entrée qui a une modulation MDP-4 décalée similaire à celle utilisée pour le système cellulaire AMRC NP-95. Par conséquent, le rapport crête-moyenne instantané maximum du signal d'entrée est de 5,2 dB. Lorsque le DEE 44 est linéaire et n'introduit pas de distorsion significative, le rapport crête-moyenne instantané maximum mesuré devrait être proche de 5,2 dB. Pour une faible puissance d'entrée (par exemple, - 9 dBm) et une tension d'alimentation de 3,2 V, la courbe crête-moyenne 98 montre que le DEE 44 est linéaire. Ce qui est mis en évidence par le fait que le rapport crêtemoyenne instantané maximum enregistré à l'entrée - 9 dBm est approximativement de 5,2 dB; le DEE 44 n'introduit aucune distorsion (par exemple, écrêtage du signal) aux faibles niveaux de puissance d'entrée. De plus, la courbe crête-moyenne 98 montre qu'à mesure que la puissance d'entrée au DEE 44 est augmentée et que la tension d'alimentation du DEE 44 est ajustée pour maintenir une puissance de sortie constante, le rapport crête-moyenne instantané maximum sur une période de temps finie diminue monotoniquement. La diminution monotone du rapport crête-moyenne indique ici qu'une opération de différence peut être utilisée dans une boucle d'asservissement pour régler un rapport crête-moyenne instantané maximum désiré sur une période de temps finie, en maintenant la stabilité de la boucle d'asservissement. Ces résultats sont applicables à différentes puissances de sortie, différentes conceptions d'amplificateur de puissance utilisant un dispositif à semi-conducteur identique, ou même différentes technologies de dispositif à amplificateur de puissance, telles que la technologie des transistors bipolaires ou des transistors à effet de champ (TEC). La figure 4 est un tracé de puissance de voie adjacente, de puissance de voie alternée, et de rapport crête-moyenne instantané maximum sur une période de temps finie, tous par rapport à la puissance d'entrée. Une fois de plus, la puissance de sortie est maintenue constante à 20 dBm en faisant varier la tension d'alimentation. L'axe vertical gauche 112 est la puissance des voies adjacente et alternée en dBc du DEE 44. L'axe horizontal 114 est la puissance d'entrée en dBm. La courbe AdjCP low 116 est la puissance de la voie adjacente de sortie sur le côté bas de la voie de fonctionnement. Par exemple, la voie de fonctionnement du signal d'entrée est réglée à 836 MHz. La puissance de la voie adjacente sur le côté bas est donc la puissance dans une largeur de bande de 30 KHz de 885 KHz en dessous de 836 MHz. De manière similaire, la courbe AdjCP_high 118 est la puissance de la voie adjacente de sortie de 885 KHz au-dessus de 836 MHz. La courbe AltCPlow 120 est la puissance de la voie alternée de sortie de 1,98 MHz en dessous de 836 MHz. De manière similaire, la courbe AltCP_high 122 est la puissance de la voie alternée de sortie de 1,98 MHz au-dessus de 836 MHz. La figure 4 représente également la courbe limite Adj_spec 124 correspondant à la limite de spécification de la puissance de voie adjacente (- 42 dBc) et la courbe limite Altspec 126 correspondant à la limite de spécification de la puissance de la voie alternée (- 54 dBc), toutes les deux suivant la spécification AMRC NP-95. Les limites de spécification varient pour différents standards cellulaires. L'axe vertical droit 128 est le rapport crête- moyenne instantané maximum sur une période de temps finie exprimé en dB qui correspond à la courbe crête- moyenne 130. La courbe crête-moyenne 130 est la même courbe que la courbe crête-moyenne 98 de la fig. 3 en ce que les deux courbes représentent les mêmes données. Lorsque le signal d'attaque est augmenté et la puissance de sortie est maintenue constante, la puissance de la voie adjacente et la puissance de la voie alternée augmentent. A noter que pour des puissances de voie alternée et de voie adjacente inférieures à approximativement - 55 dBc, les mesures sont limitées par les limitations de l'instrumentation d'essai (par exemple, gamme dynamique de l'analyseur de spectres 60 de la fig. 2 et pureté spectrale du générateur de signaux 40). Cependant, pour des points de données proches du lieu o les puissances de voie alternée et de voie adjacente coupent leurs limites de spécification, les courbes de puissances de voie alternée et de voie adjacente sont monotones. Près de la région 136 de conformité de spécification pour la puissance de voie adjacente et de la région 138 de conformité de spécification pour la puissance de voie alternée, le rapport crête-moyenne instantané maximum sur une période de temps finie est inversement proportionnel à la puissance, à la fois, de la voie alternée et de la voie adjacente. Avec ce DEE 44 particulier, lorsque la puissance d'entrée est augmentée, la limite de spécification pour la puissance de voie adjacente est atteinte avant que la limite de spécification pour la puissance de voie alternée ne soit atteinte. Par conséquent, pour l'amplificateur de puissance particulier utilisé comme le DEE 44, le rapport crête-moyenne instantané maximum sur une période de temps finie peut être surveillé pour régler la tension d'alimentation pour obtenir une puissance de voie adjacente désirée, et qui assurera également la conformité de spécification pour la puissance de voie alternée. Puisque le rapport crête-moyenne instantané maximum sur une période de temps finie peut être contrôlé de manière prévisible, la puissance de voie adjacente peut être également contrôlée. En contrôlant le rapport crête-moyenne instantané maximum sur une période de temps finie à la sortie d'un amplificateur de puissance, les puissances de voie alternée et de voie adjacente sont indirectement contrôlées. Ce qui fournit une manière prévisible et efficace de contrôle des puissances de voie alternée et adjacente. A titre d'exemple, pour le système cellulaire AMRC NP-95, la limite de spécification pour la puissance de voie adjacente est - 42 dB. Le point de croisement 150 (fig. 4) o la puissance de voie adjacente croise la limite de spécification correspond à un rapport crête-moyenne instantané maximum sur une période de temps finie d'approximativement 2,6 dB, tel que représenté par la ligne en pointillés 152. Ainsi, pour un émetteur utilisant un amplificateur de puissance qui comprend le DEE 44, le rapport crête- moyenne instantané maximum sur une période de temps finie est maintenue à approximativement 2,6 dB pour conserver les puissances de voie alternée et adjacente à l'intérieur de la spécification. Pour fournir une marge, le circuit amplificateur de puissance peut maintenir le rapport crêtemoyenne instantané maximum sur une période de temps finie à un rapport de 2,8 dB ou 3 dB. La fig. 5 est un schéma fonctionnel d'un circuit d'amplification de puissance 300 utilisé dans l'émetteur 16 (fig. 1). Le circuit d'amplification de puissance 300 comprend un amplificateur de puissance 172 couplé à un réseau d'impédances variables 174. Un détecteur d'enveloppe 178 est couplé à une sortie de l'amplificateur de puissance 173. Dans le mode de réalisation illustré, le détecteur d'enveloppe 178 est couplé à la sortie du réseau d'impédances variables 174. Le détecteur d'enveloppe 178 est couplé à un détecteur de crête-moyenne 180, et le détecteur de crête-moyenne 180 est couplé au contrôleur 184. Selon une autre solution, le contrôleur peut se trouver à l'intérieur du bloc de commande 20 (fig. 1). Le contrôleur est couplé au réseau d'impédances variables 174. Le détecteur de crête-moyenne comprend un détecteur de différence crête-moyenne 182 couplé à un convertisseur analogiquenumérique (CAN) 192 et à un circuit numérique 194. Le détecteur de différence de crête-moyenne 182 comprend un détecteur de crête 186, un circuit de moyennage 188, et un circuit de différence 190. Un signal d'entrée HF avec modulation est appliqué à l'amplificateur de puissance 172 par l'entrée 170. L'amplificateur de puissance 172 produit un signal amplifié à la sortie 174. Une partie du signal amplifié est couplé au détecteur d'enveloppe 178. Le détecteur d'enveloppe sert à extraire le signal de porteuse HF du signal amplifié. Le signal résultant est appliqué au détecteur de différence de crête-moyenne 182. Le détecteur de différence de crête- moyenne 182 détecte un niveau de crête du signal amplifié et une puissance moyenne du signal amplifié et fournit une indication du niveau de crête et de la puissance moyenne sur une période de temps prédéterminée. Le détecteur de crête détermine le niveau de crête, et le circuit de moyenne 188 détermine une puisance moyenne 188. Le circuit de différence 190 détermine la différence entre le niveau de crête et la puissance moyenne pour produire un signal de différence. Cet échantillonnage a lieu à faible vitesse puisque l'échantillonnage est d'une valeur moyenne sur une période de temps prédéterminée. Par exemple, pour le système cellulaire AMRT NP-136, l'échantillonnage a lieu à une valeur de l'ordred'environ 150 KHz (par exemple, une moyenne par salve), et pour les systèmes cellulaires AMRC, l'échantillonnage a lieu à une valeur de l'ordre d'approximativement 20 KHz (une moyenne toutes les 50 Us). Le signal de diférence appliqué au CAN 192 pour la conversion en échantillons numériques, également appelés mot numérique. Le mot numérique est comparé à une table de corrélation de différence 196 à l'intérieur du circuit numérique 194. Ainsi, en fonction de la différence crête-moyenne, un rapport crête-moyenne résultant est produit par le circuit numérique 194. Le circuit numérique contient un circuit logique classique et des automates finis, tels qu'on les connaît dans l'art. Selon une autre solution, la comparaison à la table de corrélation peut être implémentée avec un processeur numérique du signal (DSP) ou un microprocesseur. Le rapport crête-moyenne résultant est appliqué au contrôleur 184. Le contrôleur 184 produit un signal de commande de charge, apte à répondre à l'indication de la différence entre le niveau de crête et la puissance moyenne du signal amplifié, qui est appliqué au réseau d'impédances variables 174. Le réseau d'impédances variables 174 présente différentes impédances à la sortie de l'amplificateur de puissance 173 aptes à répondre à l'indication de la différence entre le niveau de crête et la puissance moyenne du signal amplifié (par exemple, aptes à répondre au signal de commande de charge). L'impédance présentée à la sortie de l'amplificateur de puissance 173 est ajustée jusqu'à ce que le rapport crête-moyenne du signal amplifié apparaissant à la sortie 176 soit sensiblement égal à un niveau prédéterminé. En d'autres termes, l'impédance est ajustée jusqu'à ce que le rapport crête-moyenne réel soit sensiblement égal à un rapport crête-moyenne désiré. En maintenant un rapport crête-moyenne du signal amplifié, le circuit d'amplification de puissance 300 contrôle également les émissions rayonnées de la puissance de la voie adjacente et de la puissance de la voie alternée. Le circuit d'amplification de puissance 300 peut comprend, en option, un circuit de contrôle de la puissance de sortie moyenne. La puissance de sortie moyenne de l'émetteur (fig. 1) varie suivant une puissance de sortie moyenne désirée pouvant changer, et le contrôleur commande le réseau d'impédances variables 174 pour présenter les différentes impédances à la sortie de l'amplificateur de puissance 173 sur seulement une partie d'une gamme dynamique totale de la puissance de sortie moyenne. Un circuit à gain variable, ici un amplificateur à gain variable 206, couple l'entrée 170 à l'entrée de l'amplificateur de puissance 172. Le circuit de moyennage 18_ produit une indication sur la ligne 191 de la puissance de sortie moyenne. Le CAN 192 convertit l'indication de la puissance de sortie moyenne en un signal numérique, et le circuit numérique 194 applique le signal numérique au contrôleur 184. Le contrôleur 184 produit un signal de contrôle de gain qui est appliqué à l'AGV 206 pour contrôler le gain de l'AGV 206, maintenant, de ce fait, une puissance de sortie moyenne désirée. La fig. 6 est un exemple de mode de réalisation d'une détecteur de crêtemoyenne 182 utilisé conjointement avec le détecteur de crête-moyenne 180 (fig. 5). Le détecteur de crête et de différence 182 comprend un circuit de moyennage 188, un premier amp op 266, un circuit de différence 190, un détecteur de crête 186, et un second amp op 272. Le circuit de différence 190 a une première entrée 304 couplée par une résistance série 282 à l'entrée négative d'un amp op 284. Une seconde entrée 306 est couplée par une résistance série 286 et une résistance en parallèle 288 à une entrée positive de l'amp op 284. La sortie de l'amp op 284 est la sortie 262 du détecteur de différence et de crête. Le signal d'enveloppe produit par le détecteur d'enveloppe 178 (fig. 5) est appliqué à l'entrée 260 du détecteur de différence et de crête. Le signal d'enveloppe est appliqué au circuit de moyennage 188 et au détecteur de crête 186. La crête du signal d'enveloppe est produite par le détecteur de crête 186, de manière qu'une valeur moyenne de l'enveloppe soit produite par le circuit de moyennage 188. Le premier amp op 266 et le second amp op 272 sont des suiveurs de tension pour fournir un isolement entre le circuit de moyennage 188 et le circuit de différence 190 et entre le détecteur de crête 186 et le circuit de différence 190. La valeur moyenne tamponnée est appliquée à la première entrée 304 et la crête détectée tamponnée du signal est appliquée à la seconde entrée 306. La différence entre le signal de crête et de moyenne est produite à la sortie 262. Dans un autre mode de réalisation du circuit d'amplification de puissance de la fig. 5, le détecteur de différence et de crête 182 ne comprend pas le circuit de différence 190. A la place, le détecteur de crête 186 et le circuit de moyennage 188 sont échantillonnés directement par le CAN 192. Soit le circuit numérique 194 soit le contrôleur 184 calcule ensuite un rapport crête-moyenne. Cet autre mode de réalisation supprime ainsi le besoin d'une table de corrélation 196 et d'une configuration de circuit simplifiée. Pour une gamme dynamique suffisante de l'ordre de 20 dB utilisant un détecteur de crête unique 186 et un circuit de moyennage unique 188, le CAN 192 doit avoir une résolution élevée de l'ordre de douze binaires. Dans un autre mode de réalisation du circuit d'amplification de puissance de la fig. 5, le détecteur de crête-moyenne 180 ne comprend pas de détecteur de différence et de crête 182. A la place, le signal d'enveloppe produit par le détecteur d'enveloppe 178 est appliqué directement par la ligne 179 au CAN 192. Le rapport crête-moyenne est calculé avec le logiciel. Dans le système de téléphones cellulaires AMRT NP-136, le CAN 192 doit échantillonner le signal d'enveloppe à approximativement 50 KHz. Pour le système cellulaire AMRC NP-95, le CAN 192 doit échantillonner le signal d'enveloppe à approximativement 2,5 MHz. Lorsque le CAN 192 échantillonne directement le signal en bande de base détecté produit par le détecteur d'enveloppe 178, le circuit d'amplification de puissance peut comprendre un détecteur de crête numérique en bande de base en option 175 pour supprimer le besoin de cadences d'échantillonnage plus élevées. L'émetteur 16 (fig. 1) contient un circuit en bande de base numérique pour recevoir un signal d'information et produire un flux I-Q numérique (par exemple, par un codeur, non représenté, tel qu'on le connaît dans l'art). L'émetteur 16 (fig. 1) comprend, de plus, un circuit d'émission classique (également non représenté) pour convertir le flux numérique en un signal d'entrée haute fréquence (HF), tel qu'on le connaît dans l'art. Par exemple, le circuit d'émission comprend des changeurs de fréquence, des modulateurs d'amplitude à quadrature, et des filtres. Le détecteur de crête numérique 175 surveille par le port 171 le flux numérique produit par le circuit en bande de base numérique (non représenté) pour déterminer lorsqu'une crête dans le signal d'entrée HF doit intervenir. Le détecteur de crête numérique 175 produit un signal d'indication de crête qui est appliqué au bloc à retard 181. Le bloc à retard est un circuit à retard numérique pour tenir compte du retard que le flux numérique rencontrera lorsqu'il se déplace dans l'émetteur 16 (fig. 1) et est produit à la sortie 176 (fig. 5). Le signal retardé est appliqué au circuit d'échantillonnage du CAN 192 pour commander le déclenchement par le CAN 192 de l'échantillonnage de la crête au temps approprié. Le CAN 192 produit ensuite la valeur de crête numérique. Le détecteur de crête numérique 175 comprend une logique numérique qui peut être implémentée dans un circuit intégré à application spécifique (ASIC). Le détecteur de crête numérique 175 surveille le flux binaire IQ pour une combinaison de binaires connue à priori pour provoquer une amplitude de crête dans l'enveloppe produite par le détecteur d'enveloppe 178. La fonction du détecteur de crête numérique peut être également implémentée par logiciel ou peut être réalisée par le contrôleur 184 (fig. 5). Un exemple de surveillance des crêtes du signal en bande de base numérique est décrit dans une demande de brevet américaine simultanément pendante intitulée "DIGITAL MODULATOR WITH COMPRESSION" (MODULATEUR NUMERIQUE AVEC COMPENSATION), No. de série 08/694/004, délivrée en date du 8 août 1996, déposée au nom du demandeur de la présente invention, dont la divulgation est incorporée par référence. La fig. 7 représente un organigramme illustrant un procédé d'amplification d'un signal HF. Le procédé commence au bloc 350, et au bloc 352, le radiotéléphone portable 12 (fig. 1) est mis en marche. Le réseau d'impédances variables 174 (fig. 5) est réglé à une impédance initiale au bloc 354. Ce qui peut être réalisé, par exemple, en envoyant le mot numérique 0000 au réseau d'impédances variables 402 (fig. 9). Cette impédance initiale est une impédance au point de départ qui est connue pour faire satisfaire par le radiotéléphone portable les spécifications de la voie adjacente et de la voie alternée. Au bloc 356, la puissance moyenne désirée est choisie et le gain de l'AGV 206 (fig. 5) est réglé pour obtenir la puissance moyenne désirée. La boucle de puissance de sortie est maintenue verrouillée en surveillant constamment la puissance de sortie moyenne et en ajustant le gain de i'AGV 206 (fig. 5) pour maintenir une puissance de sortie moyenne désirée. Au bloc 358, le rapport crête-moyenne du signal amplifié est détecté, et il est déterminé au bloc de décision 360 si le rapport crête-moyenne détecté se trouve à l'intérieur d'un niveau ou d'une limite prédéterminé(e). Si le rapport crête-moyenne détecté se trouve à l'intérieur d'un niveau prédéterminé, il est déterminé si le procédé est réalisé au bloc de décision 372 (par exemple, émission de signal terminée) . Si le procédé est réalisé, le procédé prend fin au bloc 374; sinon, le procédé continue au bloc 356. Le niveau prédéterminé est un rapport crête- moyenne prédéterminé connu pour correspondre à l'une quelconque d'une certaine puissance rayonnée de la voie alternée et d'une certaine puissance rayonnée de la voie adjacente. Par exemple, dans un radiotéléphone portable AMRC NP-95, le rapport crête-moyenne prédéterminé peut être d'approximativement 3 dB. S'il est déterminé au bloc de décision 360 que le rapport crête-moyenne n'est pas assez proche du niveau prédéterminé (par exemple, à plus ou moins une valeur prédéterminée du niveau prédéterminé, tel qu'à +/- 0n5 dB), au bloc de décision 362, il est déterminé si le rapport crêtemoyenne détecté est supérieur au niveau prédéterminé. Si le rapport crêtemoyenne détecté est supérieur au niveau prédéterminé, il est déterminé ensuite au bloc de décision 364 si le réseau d'impédances variables 174 (fig. 5) a une gamme d'ajustement d'impédances quelconque restante pour présenter une impédance différente à la sortie de l'amplificateur de puissance 173 (fig. 5). S'il n'y a plus de gamme dynamique disponible dans le réseau d'impédances variables 174 (fig. 5), le réglage existant du réseau d'impédances variables 174 est maintenu, et le processus continue au bloc 356. Par exemple, si le mot numérique actuel appliqué au réseau d'impédances variables 402 (fig. 9) est 1111, il n'y a plus d'états disponibles pour incrémenter le réseau d'impédances variables 174 (fig. 5). S'il y a plusieurs gammes dynamiques disponibles (par exemple, le mot numérique actuel est procédé continue ensuite au bloc 356. S'il est déterminé au bloc 362 que le rappot crête-moyenne détecté est inférieur au niveau prédéterminé, au bloc 368, il est déterminé s'il y a une gamme dynamique quelconque restante dans le réseau d'impédances variables 174 (fig. 5). Par exemple, à la fig. 9, si le signal de commande de charge au réseau d'impédances variables 402 est actuellement à 0000, le signal de commande de charge ne peut pas être décrémenté davantage. S'il y a une gamme dynamique restante, le réglage existant du réseau d'impédances variables 174 (fig. 5) est maintenu, et le processus continue au bloc 356. S'il y a plusieurs gammes dynamiques disponibles 2S avec le réseau d'impédances variables 174 (fig. 5), le signal de commande de charge est changé au bloc 370 pour ajuster le réseau d'impédances variables 174. Par exemple, pour le réseau d'impédances variables 402 (fig. 9), l'ajustement du réseau d'impédances variables 402 comprend la décrémentation du mot de commande numérique (par exemple, signal de commande de charge) à un état inférieur, tel que de 0001 à 0000. Le procédé continue ensuite au bloc 356. La fig. 8 représente un réseau d'impédances variables 400 du premier mode de réalisation qui peut être utilisé pour présenter différentes impédances variables à l'amplificateur de puissance 172 (fig. 5). Le réseau d'impédances variables 400 comprend une première ligne d'émission 408, un condensateur à dérivation fixe 412 couplé au potentiel de la masse 416, une seconde ligne d'émission 410, et au moins un élément variable 418 couplé au potentiel de la masse 416. L'élément variable 418 peut être sélectionné dans le groupe comprenant une diode à capacité variable et un condensateur commandé en tension. Le signal de commande de charge est appliqué à l'entrée 403 comme une tension pour faire varier la capacité de l'élément variable 418. La flèche 404 indique que l'impédance présentée à l'entrée 406 est maintenue pour être sensiblement l'impédance optimale pour l'amplificateur de puissance 172 (fig. 5) pour les différents niveaux de puissance de sortie. Le contrôleur 184 (fig. 5) produit une tension analogique comme le signal de commande de charge. Ainsi, le contrôleur peut comprendre un convertisseur numériqueanalogique (CNA) pour produire le signal analogique. D'autres configurations du réseau d'impédances variables 400 peuvent être envisagées. Par exemple, des éléments supplémentaires peuvent être compris, tels qu'inductances à constantes réparties ou à constantes localisées, des lignes d'émission et des condensateurs supplémentaires, et des éléments variables supplémentaires. La fig. 9 représente un réseau d'impédances variables 402 du second mode de réalisation. Le réseau d'impédances variables 402 comprend une première ligne d'émission 442, un condensateur à dérivation fixe 446 couplé au potentiel de la masse 448, une seconde ligne d'émission 444, et au moins un élément variable 452 couplé au potentiel de la masse 448. Le au moins un élément variable 452 comprend une pluralité de condensateurs 454 couplés et désaccouplés alternativement à la sortie de l'amplificateur de puissance 173 (fig. 5) en utilisant des diodes PIN ou des interrupteurs micromécaniques. Le signal de commande de charge est appliqué à l'entrée 450 pour ouvrir et fermer une pluralité d'interrupteurs 456 couplant la pluralité de condensateurs 454 à la sortie de l'amplificateur de puissance 173 (fig. 5) . La flèche 458 indique que l'impédance présentée à l'entrée 440 est maintenue. Dans le mode de réalisation illustré, le contrôleur 184 (fig. 5) produit un signal de commande numérique à quatre binaires pour commander la pluralité 3o d'interrupteurs 456. Le contrôleur peut comprendre un registre à décalage (non représenté) pour convertir le mot de commande numérique en un mot parallèle à quatre binaires comme le signal de commande de charge. Dans un autre mode de réalisation, le registre à décalage peut être sur un module multipuce avec l'amplificateur de puissance 173 (fig. 5). Par conséquent, pour le réseau d'impédances variables 402, seize impédances différentes sont possibles. Ainsi, le réseau d'impédances variables a au moins un élément variable. L'élément variable peut être sélectionné dans le groupe comprenant une diode à capacité variable, un condensateur commandé en tension, et une pluralité de condensateurs couplés et désaccouplés alternativement à la sortie de l'amplificateur de signal en utilisant des interrupteurs micromécaniques ou des diodes PIN. D'autres configurations du réseau d'impédances variables 402 peuvent être envisagées sans l'utilisation de la faculté inventive. Par exemple, des éléments supplémentaires peuvent être compris, tels qu'inductances à constantes réparties ou à constantes localisées, des lignes d'émission et des condensateurs supplémentaires, et des éléments variables supplémentaires. Une combinaison du réseau d'impédances variables 400 et le réseau d'impédances variables 402 pourrait être utilisée pour augmenter la gamme d'impédances pouvant être obtenues. De plus, le signal de commande de charge peut comprendre des signaux multiples pour commander séparément différents éléments d'impédances variables. La fig. 10 est une abaque de Smith 470 représentant la gamme d'états d'impédance correspondant, par exemple, au réseau d'impédances variables 402 (fig. 9). Le premier état d'impédance 472, également appelé état d'impédance initial, correspond à un signal de commande de charge de 0000. Le dernier état d'impédance 474 correspond à un signal de commande de charge de 1111. La description précédente des modes de réalisation préférés sont fournis pour permettre à l'homme du métier de réaliser ou d'utiliser le circuit d'amplification de puissance avec ajustement de charge. Différentes modifications de ces modes de réalisation apparaîtront facilement à l'homme du métier, et les principes de base définis ici peuvent être appliqués à d'autres modes de réalisation sans l'utilisation de la faculté inventive. Par exemple, le circuit d'amplification de puissance peut être utilisé avec un émetteur qui fonctionne sur plusieurs bandes de fréquences. La charge sera ajustée en fonction du rapport crêtemoyenne moyen conjointement avec la bande de fréquences de fonctionnement (par exemple, différents rapports crête-moyenne désirés). Le circuit d'amplification de puissance assure une manière très efficace d'amélioration de l'efficacité d'un amplificateur de puissance en maintenant nécessaire les performances de puissance de la voie adjacente et de la voie alternée. La puissance de la voie adjacente et de la voie alternée peut 3.zf résulter sensiblement d'un amplificateur de puissance. Selon une autre solution, la puissance de la voie adjacente et de la voie alternée peut résulter d'un autre circuit d'émission qui précède l'amplificateur de puissance dans le trajet de propagation. Le circuit d'amplification de puissance permet également un contrôle de la puissance de la voie adjacente et de la voie alternée sur des variations entre les parties présentes dans les radiotéléphones portables. REVENDICATIONS 1. Circuit d'amplification de puissance (300) caractérisé par: un amplificateur de puissance (172) pour amplifier un signal d'entrée pour produire un signal amplifié; un réseau d'impédances variables (174) couplé à une sortie de l'amplificateur de puissance (172), le réseau d'impédances variables (174) pour présenter différentes impédances à la sortie de l'amplificateur de puissance (172) en réponse à un signal de commande de charge; un détecteur de différence crête-moyenne (180) couplé à une sortie de l'amplificateur de puissance (172), le détecteur de différence crête-moyenne (180) pour détecter un niveau de crête du signal amplifié et une puissance moyenne du signal amplifié et pour fournir une indication d'une différence entre le niveau de crête et la puissance moyenne; et un contrôleur (184) couplé au détecteur de différence crête- moyenne (180) et au réseau d'impédances variables (174), le contrôleur (184) pour produire le signal de commande de charge en réponse à l'indication de la différence entre le niveau de crête et la puissance moyenne du signal amplifié. 2. Circuit d'amplification de puissance (300), selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le contrôleur (184) commande au réseau d'impédances variables (174) de présenter différentes impédances à la sortie de l'amplificateur de puissance (172) pour maintenir la différence entre le niveau de crête et la puissance moyenne sensiblement égale à un niveau prédéterminé. 3. Circuit d'amplification de puissance (300), selon la revendication 2, caractérisé par le fait que le contrôleur (184) détermine un rapport crête-moyenne du signal amplifié en fonction de l'indication de la différence entre le niveau de crête et la puissance moyenne, le contr1ôleur (184) pour produire le signal de commande de charge en réponse au rapport crête-moyenne. 4. Circuit d'amplification de puissance (300), selon la revendication 12, caractérisé par le fait que la puissance de sortie moyenne varie en fonction d'une puissance de sortie moyenne désirée pouvant être changée, le contrôleur (184) commandant au réseau d'impédances variables (174) de présenter les différentes impédances à la sortie de l'amplificateur de sortie (172) sur uniquement une partie d'une gamme dynamique totale de la puissance de sortie moyenne. 5. Circuit d'amplification de puissance (300), selon la revendication 1, caractérisé, de plus, par le fait qu'un circuit à gain variable (206) couplé à une entrée de l'amplificateur de puissance (172), dans lequel le contrôleur (184) ajuste un gain du circuit à gain variable (206) en réponse à l'indication de la puissance moyenne pour que la puissance moyenne soit sensiblement égale à une puissance de sortie moyenne désirée. 6. Circuit d'amplification de puissance (300), selon la revendication 1, caractérisé, de plus, par le fait que le détecteur de différence crêtemoyenne (180) détecte le niveau de crête et la puissance moyenne du signal amplifié sur une période de temps prédéterminée. 7. Circuit d'amplification de puissance (300) caractérisé par: un amplificateur de puissance (172) pour amplifier un signal d'entrée pour produire un signal amplifié; un réseau d'impédances variables (174) couplé à une sortie de l'amplificateur de puissance (172), le réseau d'impédances variables (174) pour présenter différentes impédances à la sortie de l'amplificateur de puissance (172) en réponse à un signal de commande de charge; un détecteur de crête-moyenne (180) couplé à une sortie de l'amplificateur de puissance (172), le détecteur de différence crête-moyenne (180) pour fournir une indication d'un rapport crêtemoyenne du signal amplifié; et un contrôleur (184) couplé au détecteur de crête- moyenne (180) et au réseau d'impédances variables (174), le contrôleur (184) pour produire le signal de commande de charge en réponse à l'indication du rapport crête-moyenne du signal amplifié. 8. Circuit d'amplification de puissance (300), selon la revendication 7, caractérisé par le fait que le contrôleur (184) commande au réseau d'impédances variables (174) de présenter différentes impédances à la sortie de l'amplificateur de puissance (172) pour que le rapport crêtemoyenne du signal amplifié soit sensiblement égal à un niveau prédéterminé. 9. Circuit d'amplification de puissance (300), selon la revendication 7, caractérisé par le fait que la puissance de sortie moyenne varie en fonction d'une puissance de sortie moyenne désirée pouvant être changée, le contrôleur (184) commandant au réseau d'impédances variables (174) de présenter les différentes impédances à la sortie de l'amplificateur de sortie (172) sur uniquement une partie d'une gamme dynamique totale de la puissance de sortie moyenne. 10. Circuit d'amplification de puissance (300), selon la revendication 7, caractérisé, de plus, par le fait qu'un circuit à gain variable (206) couplé à une entrée de l'amplificateur de puissance (172), dans lequel le détecteur de crête-moyenne (180) fournit une indication d'une puissance de sortie moyenne, le contrôleur (184) pour ajuster un gain pour du circuit à gain variable (206) en réponse à l'indication de la puissance moyenne pour que la puissance moyenne soit sensiblement égale à une puissance de sortie moyenne désirée. 11. Circuit d'amplification de puissance (300), selon la revendication 7, caractérisé par le fait que le détecteur de crête-moyenne (180) détecte le rapport crête-moyenne du signal amplifié sur une période de temps prédéterminée. 12. Procédé d'amplification d'un signal haute fréquence (HF), le procédé étant caractérisé par: l'amplification du signal HF avec un amplificateur de puissance (172) pour produire un signal amplifié; la détection (358) d'un rapport crête-moyenne du signal amplifié; la production d'une indication du rapport crête- moyenne; et le changement (366, 370) d'impédances présentées à une sortie de l'amplificateur de puissance en réponse à l'indication du rapport crête-moyenne. 13. Procédé selon la revendication 12, caractérisé par le fait que les impédances présentées à la sortie de l'amplificateur de puissance rendent le rapport crête-moyenne du signal amplifié sensiblement égal à un rapport crête-moyenne désiré. 14. Procédé selon la revendication 13, caractérisé par le fait qu'une puissance de sortie moyenne du signal amplifié varie en fonction d'une puissance de sortie moyenne désirée pouvant changer, les impédances présentées à la sortie de l'amplificateur de puissance changeant sur uniquement une partie d'une gamme dynamique totale de la puissance de sortie moyenne.