FR 2798016 A1 20010302 FR 9911032 A 19990831 CIRCUIT AMPLIFICATEUR A DOUBLE BANDE PASSANTE ET TETE DE RECEPTION RADIOFREQUENCE La présente invention concerne le domaine des circuits amplificateurs à faible bruit (LNA) et, plus particulièrement, de tels amplificateurs utilisés dans des têtes de réception de signaux radiofréquence. L'invention s'applique plus particulière- ment aux amplificateurs à faible bruit et aux têtes de réception radiofréquence destinées aux circuits de téléphonie mobile sus- ceptibles de fonctionner dans deux bandes de fréquences distinc- tes, par exemple, centrées sur des fréquences de 950 MHz et de 1,85 GHz. De tels systèmes de téléphonie mobile sont appelés des systèmes bibande et les fréquences centrales associées à chaque bande dépendent des normes de télécommunication. Par exemple, pour les standards GSM et DCS, les bandes de réception (qui tran- sitent par une tête à laquelle s'applique l'invention) sont res- pectivement comprises entre 925 -960 MHz et 1805-1880 MHz, les bandes d'émission étant respectivement comprises entre 880- 915 MHz et 1710-1785 MHz. Le recours aux systèmes bibande est lié à un besoin d'augmenter la capacité des réseaux de téléphonie mobile. La figure 1 représente, de façon très schématique, un exemple classique de tête 1 de réception radiofréquence de type bibande. La tête 1 reçoit un signal radiofréquence RF qui pro- vient d'une antenne de réception (non représentée) en transitant, le cas échéant, par un coupleur d'antenne et/ou un transformateur d'isolement (non représenté). Le plus souvent et comme on le verra par la suite, le signal radiofréquence est de forme diffé- rentielle. Toutefois, par souci de simplification, la figure 1 sera exposée en relation avec un fonctionnement non différentiel. Le signal RF est envoyé sur deux amplificateurs à fai- ble bruit 2, 3 (LNA1, LNA2), respectivement associés à chaque fréquence centrale des bandes passantes du système. Par exemple, l'amplificateur 2 présente un gain maximum pour une fréquence de l'ordre de 1850 MHz, tandis que l'amplificateur 3 présente un gain maximum pour une fréquence de l'ordre de 950 MHz. Chaque amplificateur 2, 3 est associé, en sortie, à un filtre 4, 5 (F1, F2) de type passe-bande. Les filtres 4 et 5 servent à éliminer les fréquences images des fréquences centrales respectives des bandes passantes. Ces filtres sont généralement réalisés en tech- nologie dite coplanaire et sont du type à ondes de surface. Dans l'exemple ci-dessus, le filtre F1 est centré sur la fréquence de 950 MHz tandis que le filtre F2 est centré sur la fréquence de 1850 MHz. Les sorties respectives des filtres 4 et 5 sont envo- yées sur des premières entrées de deux multiplieurs 6, 7. Les deuxièmes entrées respectives des multiplieurs 6 et 7 reçoivent une fréquence issue d'un oscillateur local OL1, OL2. Les fréquen- ces respectives des oscillateurs locaux OL1 et OL2 sont choisies de sorte que, en sortie d'un des multiplieurs 6 et 7, la fré- quence centrale du signal FI correspond, quel que soit le canal, à la fréquence intermédiaire choisie pour la tête radiofréquence. Selon les applications, la fréquence du signal FI de sortie de la tête 1 est la fréquence centrale du canal, ou une autre basse fréquence arbitraire (par exemple, de l'ordre de la centaine de MHz, voire moins). Dans les applications à la téléphonie mobile, la largeur de chaque canal est de 200 kHz. Les amplificateurs 2 et 3 et les multiplieurs 6 et 7 sont commandés par des signaux, respectivement CTRL et NCTRL, dont le rôle est de sélectionner l'une des deux voies parallèles de la tête radiofréquence selon la bande dans laquelle se trouve le canal reçu. La figure 2 représente, toujours de façon très schéma- tique, un deuxième exemple de tête 1' de réception radio- fréquence. Commne dans l'exemple de la figure 1, chaque bande de fréquences est associée à un amplificateur à faible bruit, res- pectivement 2, 3 dont l'activation est obtenue par un signal de conmmande respectivement CITRL et NCrRL. La différence essentielle entre les exemples des figures 1 et 2 est que, en figure 2, on utilise un mélangeur 10, réjecteur de fréquence image. Un tel mélangeur comprend deux multiplieurs d'entrée 11, 12 recevant, chacun, le signal issu de l'amplificateur 2 ou 3 en service ainsi que la fréquence délivrée par un oscillateur local OL1 ou 0L2, respectivement déphasée de 90 pour le multiplieur 11 et non- déphasée pour le multiplieur 12. La sélection de l'oscillateur local OL1 ou 0L2 à utiliser est effectuée au moyen d'un commuta- teur Ko commandé, par exemple, par l'un des signaux CTRL ou NCTRL afin de sélectionner l'oscillateur local adapté à l'amplificateur 2 ou 3 utilisé. Les sorties respectives des multiplieurs 11 ou 12 sont individuellement envoyées, par l'intermédiaire de sélec- teurs, respectivement K1 et K2, sur des déphaseurs de plus ou moins 45 . Ainsi, le multiplieur 11 est associé à deux déphaseurs 13 et 14, respectivement de +45 et de -45 , dont les entrées respectives correspondent à deux bornes de sortie du sélecteur K1 dont l'entrée est reliée à la sortie du multiplieur 11. De même, le multiplieur 12 est associé à deux déphaseurs 15 et 16 respec- tivement de +45 et de -450 dont les entrées respectives sont associées à deux bornes de sortie du sélecteur K2 dont la borne d'entrée est connectée à la sortie du multiplieur 12. Les bornes de sortie des déphaseurs 13 et 14 sont reliées à une première entrée d'un sommateur 17 tandis que les bornes de sortie des déphaseurs 15 et 16 sont reliées à une deuxième entrée de ce som- mateur 17, la sortie du sommateur 17 délivrant le signal à fré- quence intermédiaire FI. Bien entendu, un seul déphaseur de cha- que paire 13, 14 ou 15, 16 est utilisé selon la bande radio- fréquence reçue. De plus, les déphaseurs sont utilisés en opposi- tion, c'est-à-dire que si la sortie du multiplieur 11 est déphasée de + 45 , la sortie du multiplieur 12 est elle déphasée de -45 et inversement. Les sélecteurs K1 et K2 sont, par exemple, respectivement commandés par les signaux CTRL et NCTRL pour sélectionner les déphasages respectifs à apporter en fonc- tion de la fréquence du signal RF. Le fonctionnement des têtes radiofréquence bibande telles qu'illustrées aux figures 1 et 2 est parfaitement connu et ne sera pas détaillé plus avant. On notera simplement que des systèmes de mélangeur à réjection de fréquence image sont décrits dans de nombreuses publications, par exemple, "A 2.5 GHz BiCMOS image reject front end" de M.D. Mc Donald, dans ISSCC93, paper TP94, pages 144-145, "An improved Image Reject Mixer and a Vco fully integrated in a BiCMOS process" de D. Pache, J.M. Fournier, G. Billot et P. Senn dans Proceed in Nomadic Microwave for Mobile Communications and Detection, Arcachon, Nov 1995, et "An improved 3 V 2 GHz BiCMOS Image Reject Mixer IC" de D. Pache, J.M. Fournier, G. Billot et P. Senn dans Proceeding of CICC, mai 1995, USA, dont les contenus respectifs sont incorporés par référence expresse. La figure 3 représente, de façon très schématique, la partie amont d'une tête de réception radiofréquence 1, 1' telle qu'illustrée par les figures 1 et 2, c'est-à-dire la partie située en amont des amplificateurs 2, 3. Dans l'exemple de la figure 3, on a représenté le cas o les amplificateurs à faible bruit reçoivent des signaux différentiels, ce qui est de plus en plus souvent le cas. Conmme l'illustre la figure 3, une antenne 20 capte le signal radiofréquence. Cette antenne est associée à l'enroulement primaire 21 d'un transformateur 22 dont l'enroule- ment secondaire est à point milieu, de sorte qu'une première par- tie 23a délivre le signal RF tandis qu'une deuxième partie 23b délivre le signal NRF inversé. Le point milieu de l'enroulement secondaire reçoit une référence de tension REF, par exemple, la masse. Les signaux RF et NRF sont envoyés chacun sur les deux entrées différentielles des amplificateurs à faible bruit 2 et 3. Chaque amplificateur 2, 3 possède, de même, deux sorties diffé- rentielles à destination des filtres 4 et 5 (figure 1) ou du mélangeur 10 (figure 2). Un inconvénient des têtes bibande classiques de récep- tion de signaux radiofréquences est que les amplificateurs à fai- ble bruit sont particulièrement encombrants. Par conséquent, le recours à deux amplificateurs à faible bruit pour chaque fré- quence du système bibande nuit à la miniaturisation du système, que ce soit en surface de silicium pour l'intégration de la tête radiofréquence ou en nombre de bornes d'entrée/sortie, chaque fréquence ayant son entrée spécifique. Cela introduit notarmmnent deux réseaux d'adaptation externes. Ccmrane l'illustre la figure 4 ci-dessous, les signaux d'entrée des amplificateurs à faible bruit font généralement l'objet d'une adaptation d'impédance au moyen d'éléments inductifs et capacitifs externes. Le recours à deux amplificateurs à faible bruit augmente d'autant la surface de cuivre nécessaire pour la réalisation des composants inductifs externes. La figure 4 représente un exemple classique de circuit amplificateur à faible bruit ayant une structure différentielle. Un tel amplificateur est basé sur l'utilisation de deux amplifi- cateurs d'entrée, par exemple, des transistors bipolaires Ti et T2, associés chacun en série avec deux autres amplificateurs, par exemple des transistors bipolaires T3 et T4, de façon à former deux montages cascode. Chaque montage cascode constituant l'une des branches du circuit différentiel est associé à un circuit bouchon (circuit LC), respectivement 30, 31, monté en série avec un des amplificateurs T3 et T4. De plus, chaque amplificateur Tl, T2 est associé à une inductance respectivement 32, 33 de compen- sation dont le rôle sera expliqué par la suite. Les circuits LC et 31 sont respectivement constitués d'une inductance 34 en parallèle avec un condensateur 35 et d'une inductance 36 en parallèle avec un condensateur 37. Les inductances 36 et 34 ont les mêmes valeurs, de même que les condensateurs 35 et 37. Une première borne des inductances 34, 36 et des condensateurs 35, 37 est connectée à une borne 38 d'application d'une tension d'alimentation vcc. Les deuxièmes bornes respecti- ves des inductances 34 et 36 et des condensateurs 35 et 37 sont, dans l'exemple de la figure 4, connectées au collecteur du tran- sistor T3 ou T4 selon le circuit LC 30 ou 31 auxquelles elles appartiennent. Les bases de transistors T3 et T4 sont connectées à la masse tandis que leurs émetteurs sont connectés aux collec- teurs respectifs des transistors Tl et T2. Les émetteurs respec- tifs des transistors Tl et T2 sont reliés à une première borne des inductances de compensation 32 et 33 auxquels ils sont asso- ciés. Les deuxièmes bornes respectives des inductances 32 et 33 sont reliées à une première borne d'une source de courant 39 dont l'autre borne est connectée à la masse. Les bases respectives des transistors Tl et T2 reçoivent des signaux d'entrée IN et NIN par l'intermédiaire d'inductances 40 et 41 d'adaptation dont le rôle sera exposé ci-après. Les sorties différentielles OUT et NOUT de l'amplificateur à faible bruit de la figure 3 sont définies par les collecteurs respectifs des transistors T3 et T4. Pour obtenir un amplificateur à faible bruit, c'est-à- dire présentant un fort taux de réjection hors de la bande pas- sante souhaitée et un fort gain pour la fréquence centrale de cette bande passante, les inductances 32, 33, 34, 36, 40 et 41 ainsi que les condensateurs 35 et 37 sont adaptés en conséquence. Les inductances de base 40 et 41 d'émetteur 32 et 33 des transistors respectifs Tl et T2 permettent d'adapter l'impé- dance d'entrée de l'amplificateur. Les inductances 32 et 33 per- mettent l'adaptation avec la capacité de chaque entrée du circuit différentiel, essentiellement constituée par la capacité base- émetteur de chaque transistor Tl et T2. Les inductances 40 et 41 permettent l'adaptation avec la capacité de base des transistors Tl et T2. Les inductances 40 et 41 symbolisent en fait les induc- tances liées au trajet des signaux d'entrée ainsi qu'aux induc- tances des plots de connexion et du boîtier contenant le circuit intégré. On notera que plus l'impédance d'entrée des transistors T1 et T2 est inductive, plus la bande est étroite. Le recours à une structure différentielle permet d'ob- tenir une réjection de mode commun, tandis que les montages en cascode rendent l'impédance d'entrée indépendante des charges réactives constituées par les circuits LC 30 et 31. Pour obtenir un amplificateur à faible bruit, il faut que les circuits LC res- pectifs résonnent à la valeur choisie, c'est-à-dire à la fré- quence centrale de la bande utile sélectionnée. C'est pourquoi chaque bande de la tête de réception est associée à un amplifica- teur LNA qui lui est propre. Un circuit amplificateur tel qu'illustré par la figure 4 est décrit, par exemple, dans la demande de brevet européen EP-A-0 911 969 de la demanderesse dont le contenu est considéré ici comme connu. Outre les problèmes liés à la place occupée par deux amplificateurs à faible bruit, les besoins de commutateurs sup- plémentaires pour sélectionner celui des amplificateurs qui doit fonctionner peuvent engendrer des retards à la mise en route du système par les temps de commutation. En outre, le recours à des commutateurs prend encore de la place et nécessite des signaux de coxmmande. La présente invention vise à pallier les inconvénients des têtes de réception radiofréquence connues. Plus particulièrement, un objet de la présente inven- tion est de proposer une nouvelle tête de réception de signaux radiofréquence n'utilisant qu'un seul amplificateur à faible bruit, et étant susceptible d'être affectée à un système bibande. Un autre objet de la présente invention est de proposer un amplificateur à faible bruit et à deux bandes passantes distinctes. L'invention vise également à proposer une solution qui minimise le recours à des commutateurs de manière à minimiser la place prise par le circuit sous forme intégrée. L'invention vise en outre à proposer une solution qui soit particulièrement adaptée aux systèmes de téléphonie mobile. Pour atteindre ces objets, la présente invention pré- voit un circuit amplificateur comportant au moins un premier amplificateur d'entrée, au moins un deuxième amplificateur monté en cascode avec le premier amplificateur, au moins un circuit d'impédances réactives, monté en série avec le deuxième amplificateur, le circuit d'impédances réactives est constitué de deux impédances présentant respectivement, une valeur maximale pour une première et une deuxième fréquence, de façon à constituer un circuit amplificateur bibande. Selon un mode de réalisation de la présente invention, lesdites impédances sont associées en série et sont dimensionnées pour présenter chacune une valeur maximale et un facteur de qualité élevé sur l'une des deux fréquences de fonctionnement du circuit. Selon un mode de réalisation de la présente invention, chaque impédance est constituée d'une inductance en parallèle avec un condensateur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les rapports respectifs entre l'inductance et le condensateur de chaque impédance sont compris entre 3000 et 4500. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les inductances et condensateurs des impédances sont dimensionnés de sorte que la racine carrée du rapport entre l'inductance et le condensateur de la première impédance soit supérieure à 10 fois la valeur de l'inductance de la deuxième impédance, et que la racine carrée du rapport entre l'impédance et le condensateur de la deuxième impédance soit supérieure à 0,5.10 fois la valeur de l'inductance de la première impédance. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit comporte deux branches identiques en parallèle consti- tuées chacune d'un montage cascode d'un premier et d'un deuxième amplificateur, en série avec un circuit d'impédances réactives. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les impédances respectives de ses entrées différentielles sont dimensionnées pour obtenir une adaptation large bande couvrant les deux bandes de fréquences de fonctionnement de l'amplifica- teur. L'invention prévoit également une tête de réception de signaux radiofréquence propre à fonctionner sur deux bandes de fréquences différentes, comporte un circuit amplificateur tel que ci-dessus. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: les figures 1 à 4 qui ont été décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé; la figure 5 représente, de façon très schématique, un mode de réalisation d'une tête de réception radiofréquence selon la présente invention; la figure 6 illustre la caractéristique impédance- fréquence d'une charge réactive d'un amplificateur à faible bruit selon l'invention; et la figure 7 représente un mode de réalisation d'un amplificateur différentiel à faible bruit selon la présente invention. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes réfé- rences aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments de l'amplificateur et de la tête de réception radio- fréquence qui sont nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. En particulier, la partie de réception proprement dite (antenne, transformateur) qui a été représentée de façon très schématique en figure 3 ne sera pas détaillée plus avant et ne fait pas l'objet de la présente invention. De même, l'exploitation des signaux en fréquence intermédiaire ne fait pas l'objet de la pré- sente invention et ne sera pas détaillée. L'invention tire son origine d'une nouvelle approche de l'inventeur qui est de rechercher la solution aux problèmes à l'intérieur de l'amplificateur à faible bruit plutôt que de façon externe. La présente invention tire profit de la structure cascode d'un amplificateur pour réaliser un amplificateur à fai- ble bruit en utilisant pleinement l'indépendance de l'impédance d'entrée par rapport aux impédances des circuits bouchons (LC) constituant les charges réactives. Ainsi, selon la présente invention, on dimensionne les impédances d'entrée des amplificateurs d'entrée du circuit pour obtenir une large bande passante en entrée qui couvre les deux bandes utiles souhaitées pour le système. Une autre caractéristique de l'invention est de prévoir des charges réactives ayant deux fréquences de résonances dis- tinctes. Pour ce faire, une première solution est de prévoir deux circuits LC pour chaque branche du circuit amplificateur différentiel et un sélecteur du circuit LC en fonction de la bande de fréquences du signal reçu. Cette solution ne constitue toutefois pas une solution préférée dans la mesure o elle nécessite le recours à des com- mutateurs dont les résistances à l'état passant risquent de dégrader le facteur de qualité de l'amplificateur. En dégradant ce facteur de qualité, on élargit alors la bande passante, on augmente le bruit et on diminue le gain de l'amplificateur. La figure 5 représente, de façon très schématique, un mode de réalisation d'une tête de réception radiofréquence 50 selon la présente invention. Cette tête de réception radio- fréquence est essentiellement constituée d'un circuit amplifica- teur bibande à faible bruit 51 (BILNA). De préférence, le circuit 451 est à structure différentielle et reçoit les signaux radiofréquence d'entrée IN et NIN correspondant, par exemple, aux signaux RF et NRF de la figure 3. Les sorties différentielles OUT et NOUT de l'amplificateur 51 sont envoyées sur des entrées dif- férentielles d'un mélangeur à réjection de fréquence image 10 classique recevant, outre des signaux de commande non représen- tés, des fréquences issues d'oscillateurs locaux OL1 et OL2. De façon classique, la sortie du mélangeur 10 délivre le signal FI à la fréquence intermédiaire souhaitée pour le système. Une caractéristique de la présente invention est d'uti- liser, commne charge réactive des montages cascodes d'un amplifi- cateur à faible bruit, des impédances réactives qui ne présentent pas la même valeur sur toute la bande de fréquence. Selon un mode de réalisation préféré de l'invention, ces impédances réactives sont réalisées sous la forme de deux impédances associées en série. Une première des impédances présente une valeur maximale pour une première des deux fréquences du système bibande et une valeur la plus faible possible pour l'autre des fréquences. L'autre impédance présente, à l'inverse, une valeur maximale pour la deuxième fréquence et une valeur la plus faible possible pour la première fréquence. Au moyen de telles impédances réactives, le circuit d'amplificateur obtenu a un gain présentant deux maxima, respectivement, aux deux fréquences centrales du système bibande. La figure 6 représente, la caractéristique impédance- fréquence d'une impédance réactive d'un circuit amplificateur à faible bruit selon l'invention. Commne l'illustre la figure 6, l'impédance présente un maximum ZM aux deux fréquences fl et f2 de fonctionnement du système. Le premier pic à la fréquence fl est essentiellement dû à la première impédance utilisée tandis que le deuxième pic est essentiellement dû à la deuxième impé- dance utilisée. Ccnme cela a été indiqué précédemmnent, la contri- bution de chaque impédance est minimale lorsque l'autre impédance apporte une contribution maximale. Par conséquent, 1' impédance Z diminue fortement dès que l'on s'écarte des fréquences fl et f2. On notera que, si les deux niveaux maximum d'impédance ont été représentés conme étant identiques à la figure 6, il s'agit là simplement d'un exemple, et ces niveaux pourront diffé- rer l'un de l'autre. On notera également que, pour un circuit amplificateur à structure différentielle, chaque branche de la structure com- porte une double impédance réactive selon l'invention. La présente invention tire profit du fait que les fré- quences fl et f2 souhaitées pour le système bibande sont suffi- sanmment éloignées l'une de l'autre pour permettre à la première impédance réactive en série d'être négligeable par rapport à la deuxième impédance et vice versa selon la fréquence du système. La figure 7 représente un mode de réalisation d'un amplificateur différentiel à faible bruit selon l'invention. Cette figure reprend les éléments d'un amplificateur classique tel qu'illustré par la figure 4, et diffère de celui-ci essen- tiellement par la disposition de deux impédances réactives Zl, Z2 et Zl', Z2' à la place des circuits LC 30 et 31 de la figure 4. Côté première branche (transistors Tl, T3), l'impédance Zl est constituée d'un condensateur Cl en parallèle avec une inductance Ll, et l'impédance Z2 est constituée d'un condensateur C2 en parallèle avec une inductance L2. Côté deuxième branche (transistors T2, T4) l'impédance ZM' est constituée d'un conden- sateur Ci' en parallèle avec une inductance Ll', et l'impédance Z2' est constituée d'un condensateur C2' en parallèle avec une inductance L2'. On notera que, selon l'invention, les inductances d'entrée respectives 40' et 41' et les inductances d'émetteurs respectives 32' et 33' sont dimensionnées pour présenter un fai- ble facteur de qualité, de façon à obtenir une adaptation d'impé- dance d'entrée couvrant les deux bandes de fréquence du système. On notera également que les valeurs des condensateurs et inductances des impédances réactives des deux branches sont symétriques. Par conséquent, Cl=Cl', Ll=Ll', C2=C2' et L2=L2'. Une autre caractéristique de la présente invention est que les valeurs respectives des condensateurs et inductances des impédances réactives sont adaptées aux valeurs maximales souhai- tées pour 1' impedance du circuit amplificateur, de façon à obte- nir un fort gain aux fréquences fl et f2. Cela est compatible avec la recherche de disposer de deux bandes étroites pour obte- nir un facteur de bruit faible sur la bande amplifiée. Une autre caractéristique que doivent respecter les valeurs respectives des condensateurs et des inductances des charges réactives est liée aux valeurs des fréquences fl et f2. En effet, on doit dimensionner les condensateurs et inductances pour que 2nfl = 1/JI1 et 2nf2 = 1/vL2. Selon la présente invention, les inductances et conden- sateur sont, de préférence, dimensionnés de sorte que les rap- ports Ll/C1 et L2/C2 sont tous deux compris entre 3000 et 4500. A partir de ces rapports respectifs entre les induc- tances et les condensateurs, on obtient un ensemble de valeurs possibles pour dimensionner les composants L1, Cl et L2, C2 en fonction des fréquences fl et f2 souhaitées. Le choix parmi cet ensemble de valeurs est, selon l'invention, effectué pour, d'une part, que chaque impédance soit minimale lorsque l'autre impé- dance est maximale et pour être compatible à une intégration du circuit amplificateur sous forme de circuit intégré. Pour respecter ainsi la contrainte de bandes étroites distinctes, les composants sont, de préférence, dimensionnés de façon à respecter les relations suivantes: iZ > 10 L2, et > 0,5.1010 L1. A titre d'exemple particulier de réalisation, adapté à une tête de réception radiofréquence pour un téléphone mobile bibande de fréquences de 950 MHz et de 1,85 GHz, on pourra utili- ser, pour réaliser le circuit amplificateur de la figure 7, les valeurs suivantes: Ll = 9 nH Cl = 2,5 pF L2 = 4,5 nH C2 = 1,125 pF. Avec de telles valeurs, on obtient des gains de plus de 20dB pour les fréquences fl et f2, les modules respectifs des impédances maximales aux fréquences fl et f2 sont de 250 et 273 Ohms pour les impédances, respectivement, Z1 et Z2. On notera que ce qui a été exposé ci-dessus pour les impédances Zi et Z2 est également valable pour les impédances Zi' et Z2'. Pour l'association d'un amplificateur bibande à faible bruit selon l'invention à une tête de réception radiofréquence, on peut utiliser tout système classique deréjection de fréquence image en aval, de préférence, un mélangeur avec réjection de la fréquence image tel qu'illustré par la figure 2. Un avantage de la présente invention est qu'elle permet de réduire le nombre de bornes d'entrée/sortie de la tête de réception puisqu'elle utilise un seul amplificateur. Un autre avantage de la présente invention est qu'elle supprime tous délais de passage d'une bande à l'autre dans la mesure o le circuit d'amplificateur de l'invention fonctionne en permanence pour les deux bandes. Un autre avantage de l'invention est qu'il n'est plus nécessaire de recourir à des signaux de commrande pour l'activa- tion d'un circuit amplificateur ou l'autre. Cela apporte un gain de surface et de consommation. Appliquée à la téléphonie mobile, la présente invention présente l'avantage de participer activement à la réduction de l'encombrement et à l'augmentation de l'autonomie des téléphones portables. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, Les dimensionnements des différents compo- * sants du circuit amplificateur à faible bruit bibande de l'inven- tion sont à la portée de l'hommne du métier à partir des relations et indications fonctionnelles données ci-dessus. De plus, on notera qu'un circuit amplificateur bibande selon l'invention peut être réalisé soit en transistors bipolaires soit en transistors MOS. En outre, la mise en oeuvre de l'invention est compatible avec la mise en oeuvre classique d'autres fonctions d'un circuit amplificateur à faible bruit. Par exemple, on pourra combiner l'invention avec une fonction d'amplificateur à double gain telle que décrite dans la demande de brevet européen EP-A-0 911 969 susmentionnée. Enfin, on notera que si l'invention a été décrite ci- dessus en relation avec un amplificateur différentiel qui consti- tue un mode de réalisation préféré, la mise en oeuvre du principe de l'invention (impédances réactives en série) peut également s'effectuer dans un amplificateur à faible bruit de structure non différentielle. L'intégration, dans une tête de réception radio- fréquence d'un téléphone mobile, d'un circuit amplificateur selon l'invention qu'il soit d'une structure différentielle ou non dif- férentielle s'effectue de façon sensiblement identique à l'inté- gration d'un amplificateur classique. Bien que l'invention ait été décrite ci-dessus en relation avec un système bibande, On notera qu'elle peut être transposée aisément à d'autre systèmes multibande, par exemple un système tribande, pourvu que les rapports entre les fréquences centrales voisines soient sensiblement identiques (Par exemple, pour des fréquences fl de 950 MHz et f2 de 1,85 GHz, il faut que la troisième fréquence centrale f3 soit approximativement de 450 MHz ou de 3,8 GHz. Pour une telle application, on veillera à ce que les règles d'impédance définies précédenmmnent pour les fré- quence fl et f2 soient respectées pour f2 et f3 si f3>f2, ou f3 et fl si f3 REVENDICATIONS 1. Circuit amplificateur comportant: - au moins un premier amplificateur (T1) d'entrée; - au moins un deuxième amplificateur (T3) monté en cascode avec le premier amplificateur; et - au moins un circuit d'impédances réactives, monté en série avec le deuxième amplificateur, caractérisé en ce que le circuit d'impédances réactives est constitué de deux impédances (Zl, Z2) présentant respective- ment, une valeur maximale pour une première (fi) et une deuxième fréquence (f2), de façon à constituer un circuit amplificateur bibande. 2. Circuit amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdites impédances (Zl, Z2) sont associées en série et sont dimensionnées pour présenter chacune une valeur maximale et un facteur de qualité élevé sur l'une des deux fréquences (fi, f2) de fonctionnement du circuit. 3. Circuit amplificateur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que chaque impédance (Z1, Z2) est constituée d'une inductance (Li, L2) en parallèle avec un condensateur (Cl, C2). 4. Circuit amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les rapports respectifs entre l'inductance (Ll, L2) et le condensateur (Cl, C2) de chaque impédance (Zl, Z2) sont compris entre 3000 et 4500. 5. Circuit amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les inductances (Li, L2) et condensateurs (Cl, C2) des impédances (Zl, Z2) sont dimensionnés de sorte que la racine carrée du rapport entre l'inductance (Ll) et le conden- sateur (Cl) de la première impédance (Zl) soit supérieure à 10 fois la valeur de l'inductance (L2) de la deuxième impédance (Z2), et que la racine carrée du rapport entre l'impédance (L2) et le condensateur (C2) de la deuxième impédance (Z2) soit supé- rieure à 0,5.10 fois la valeur de l'inductance (L1) de la pre- mière impédance (Zl). 6. Circuit amplificateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte deux branches identiques en parallèle constituées chacune d'un montage cascode d'un premier (T1, T2) et d'un deuxième (T3, T4) amplifi- cateur, en série avec un circuit d'impédances réactives (Zl, Z2; Zl', Z2'). 7. Circuit amplificateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que les impédances respectives (40', 41') de ses entrées différentielles (IN, NIN) sont dimensionnées pour obtenir une adaptation large bande couvrant les deux bandes de fréquences de fonctionnement de l'amplificateur. 8. Tête de réception de signaux radiofréquence propre à fonctionner sur deux bandes de fréquences différentes, caractéri- sée en ce qu'elle comporte un circuit amplificateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 7.