FR 2800938 A1 20010511 FR 0013669 A 20001025 La présente invention concerne un circuit de commande de commutation destiné à être utilisé par exemple dans des convertisseurs numériqueanalogique. La figure 1 des dessins annexés montre des parties d'un convertisseur numérique-analogique (DAC)1 commutant sous l'effet du courant, qui a été antérieurement considéré. Le DAC 1 est conçu pour convertir un mot d'entrée numérique à n bits en un signal de sortie analogique correspondant. Le DAC 1 comporte une pluralité de sources de courant à pondération binaire distincts 21 à 2n correspondant respectivement aux n bits du mot d'entrée numérique appliqué au DAC. Chaque source de courant transmet un courant sensiblement constant, les intensités de courant laissées passer par les différentes sources de courant étant l'objet d'une pondération binaire telle que la source de courant 21 correspondant au bit de moindre poids du mot d'entrée numérique transmet un courant 1, la source de courant 22 correspondant au bit de plus petit poids suivant du mot d'entrée numérique transmet un courant 21, et ainsi de suite pour chaque source de courant successive du convertisseur. Le DAC 1 comporte en outre une pluralité de circuits de commutation différentiels 41 à 4n, correspondant respectivement aux n sources de courant 21 à 2,. Chaque circuit de commutation différentiel 4 est connecté à sa source de courant correspondante 21, 2n et fait commuter le courant produit par cette source de courant soit sur une première borne, connectée à une première ligne de connexion A du convertisseur, soit à une deuxième borne, connectée à une deuxième ligne de connexion B du convertisseur. Le circuit de commutation différentiel reçoit un bit du mot d'entrée binaire (par exemple le circuit de commutation différentiel 41 reçoit le bit de moindre poids du mot d'entrée) et sélectionne sa première borne ou sa deuxième borne en fonction de la valeur du bit considéré. Un premier courant de sortie IA du DAC est constitué par la somme des courants respectifs délivrés aux premières bornes du circuit de commutation différentiel et un deuxième courant de sortie IB du DAC est constitué par la somme des courants respectifs délivrés aux deuxièmes bornes du circuit de commutation différentiel. Le signal de sortie analogique est la différence de tension VA - VB entre la tension VA produite par l'absorption du premier courant de sortie IA du DAC 1 dans une résistance R et la tension VB produite par l'absorption du deuxième courant de sortie IB du convertisseur dans une autre résistance R. La figure 2 représente une forme, antérieurement considérée, d'un circuit de commutation différentiel pouvant commodément être utilisé dans un convertisseur numérique-analogique tel que le convertisseur de la figure 1. Ce circuit de commutation différentiel 4 comprend des premier et deuxième transistors à effet de champ (FET) du type PMOS (c'est-à-dire du type métal-oxyde-semiconducteur à canal p) S i et S2. Les sources respectives des transistors S 1 et S2 sont connectées à un noeud commun TAIL auquel est connectée une source de courant correspondante (21 à 2n sur la figure 1). Les drains respectifs des transistors S et S2 sont connectés à des premier et deuxième noeuds de sortie respectifs OUTA et OUTB du circuit, qui correspondent respectivement aux première et deuxième bornes de chacun des circuits de commutation différentiels de la figure 1. Chaque transistor SI1 et S 1 possède un circuit d'excitation correspondant 61 ou 62, connecté à sa grille. Des signaux d'entrée complémentaires IN et INB sont respectivement appliqués aux entrées des circuits d'excitation 6, et 62. Chaque circuit d'excitation met en tampon et inverse son signal d'entrée reçu IN ou INB afin de produire un signal de commutation SW 1 ou SW2 à destination de son transistor associé S i ou S2, de sorte que, dans l'état stationnaire, l'un des transistors S 1 et S2 est conducteur et l'autre est non conducteur. Par exemple, comme indiqué sur la figure 2 elle-même, lorsque le signal d'entrée IN possède le niveau haut (H) et que le signal d'entrée INB possède le niveau bas (L) , le signal de commutation SW1 (tension d'excitation de grille) du transistor S 1 est au niveau bas L, ce qui amène ce transistor à être dans l'état conducteur, tandis que le signal de commutation SW2 (tension d'excitation de grille) du transistor S2 est au niveau haut H. ce qui amène ce transistor à être dans l'état non conducteur. Ainsi, dans cette situation, la totalité du courant d'entrée passant dans le noeud commun TAIL est transmis au noeud de sortie OUTA tandis qu'aucun courant n'est transmis au noeud de sortie OUTB. Lorsqu'on souhaite modifier l'état du circuit 4 de la figure 2 de façon que le transistor SI1 soit non conducteur et le transistor S2 soit conducteur, on effectue simultanément des changements complémentaires dans les signaux d'entrée IN et INB de façon que le signal d'entrée IN passe de H à L en même temps que le signal d'entrée INB passe de L à H. Du fait de ces changements complémentaires, on s'attend à ce que les transistors S1 et S2 commutent de manière symétrique, c'est-à-dire que le transistor S 1 passe dans l'état non conducteur exactement en même temps que le transistor S2 passe dans l'état conducteur. Toutefois, en pratique, il existe inévitablement une certaine asymétrie dans les vitesses de passage dans l'état conducteur et de passage dans l'état non conducteur. Ceci peut amener l'apparition d'une pointe de tension momentanée sur le noeud commun TAIL, ce qui peut alors entraîner l'apparition de pointes de tension sur un noeud ou sur les deux noeuds de sortie du circuit, produisant alors une erreur momentanée dans la valeur de sortie analogique du DAC, jusqu'à ce que tous les commutateurs aient complètement commuté. Ces pointes de tension du signal de sortie analogique peuvent dépendre du code et entraîner une distorsion harmonique ou même une réponse erronée non harmonique dans le spectre de sortie. Comme la taille de la pointe de tension associée à la commutation du circuit de commutation différentiel dépend de la symétrie des changements complémentaires des signaux d'entrée IN et INB, on accorde une grande attention à la production et à la délivrance mutuellement simultanées de ces signaux d'entrée au circuit de commutation différentiel. Toutefois, il apparaît en pratique que même si les signaux d'entrée sont parfaitement symétriques, les circuits d'excitation 6, et 62 qui donnent les signaux de commutation à partir des signaux d'entrée introduisent de manière inévitable une asymétrie dans les signaux de commutation SW1 et SW2 qui commandent réellement les transistors S1 et S2. Cette asymétrie provoque une distorsion transitoire du courant de sortie dans chacun des circuits de commutation différentiels respectifs. De plus, dans un DAC employant plusieurs circuits de commutation différentiels, il s'ensuit également une variation entre les moments de commutation des différents circuits. Ces variations abaissent la gamme dynamique sans erreur (notée SFDR, d'après "spurius-free dynamic range") du DAC (il s'agit d'une mesure de la différence, en décibels entre l'amplitude quadratique moyenne du signal de sortie et le signal erroné de crête, sur l'étendue de la largeur de bande spécifiée). Ces variations conduisent également à une dépendance du signal de sortie analogique du convertisseur vis-à-vis du code. Selon un premier aspect de l'invention, il est proposé un circuit d'excitation de commutation comportant: des premier et deuxième noeuds de sortie; un moyen de conversion courant-tension connecté auxdits premier et deuxième noeuds de sortie de façon à produire un trajet de courant dans lequel le courant est autorisé à circuler dans un premier sens, allant du premier noeud de sortie vers le deuxième noeud de sortie, ou dans un deuxième sens, allant du deuxième noeud de sortie au premier noeud de sortie, lorsque le circuit est en utilisation, afin de produire, entre lesdits premier et deuxième noeuds de sortie, une différence de potentiel qui dépend de l'intensité et du sens de passage du courant; un moyen de commutation connecté aux premier et deuxième noeuds de sortie et pouvant commuter, en fonction d'un signal de commande appliqué, d'un premier état, dans lequel un courant d'une intensité présélectionnée est amené à passer suivant ledit premier sens dans ledit trajet de courant, à un deuxième état, dans lequel un courant d'une intensité sensiblement identique à ladite intensité présélectionnée est amené à passer suivant ledit deuxième sens dans ledit trajet de courant, la caractéristique courant-tension de ce moyen de conversion courant- tension étant telle que lesdites différences de potentiel produites respectivement dans lesdits premier et deuxième états aient sensiblement les mêmes amplitudes, mais des polarités opposées. Un tel circuit d'excitation de commutation peut amener une meilleure symétrie de fonctionnement. Selon un deuxième aspect de l'invention, il est proposé un circuit de commutation comportant: un circuit d'excitation de commutation mettant en oeuvre le premier aspect susdit de l'invention; un premier élément de commutation qui possède une borne de commande connectée audit premier noeud de sortie et qui peut commuter d'un état non conducteur à un état conducteur sous l'effet de la variation du potentiel du premier noeud de sortie se produisant lorsque ledit moyen de commutation commute de l'un, considéré, desdits premier et deuxième états à l'autre de ces états; et un deuxième élément de commutation possédant une borne de commande connectée audit deuxième noeud de sortie et pouvant commuter d'un état conducteur à un état non conducteur sous l'effet de la variation du potentiel du deuxième noeud de sortie se produisant lorsque ledit moyen de commutation commute dudit état considéré audit autre état. Selon un troisième aspect de l'invention, il est proposé un convertisseur numérique-analogique comportant: un circuit de commutation mettant en oeuvre le deuxième aspect susdit de l'invention, ledit premier élément de commutation étant connecté entre des premier et deuxième noeuds du circuit de commutation et ledit deuxième élément de commutation étant connecté entre ledit premier noeud et un troisième noeud du circuit de commutation; et une source de courant ou un moyen d'absorption de courant fonctionnellement connecté audit premier noeud du circuit de commutation de façon à amener un courant sensiblement constant à passer dans ledit premier noeud lorsque le convertisseur est en utilisation. Selon un quatrième aspect de l'invention, il est proposé un convertisseur numérique-analogique comportant: une pluralité de circuits de commutation différentiels, chacun étant un circuit de commutation mettant en oeuvre le deuxième aspect susdit de l'invention, ledit premier élément de commutation étant connecté entre des premier et deuxième noeuds du circuit de commutation différentiel et ledit deuxième élément de commutation étant connecté entre ledit premier noeud et un troisième noeud du circuit de commutation différentiel; et les deuxièmes noeuds respectifs des circuits de commutation différentiels de ladite pluralité étant connectés ensemble, tandis que les troisièmes noeuds respectifs des circuits de commutation différentiels de ladite pluralité sont connectés ensemble; le convertisseur comportant en outre une pluralité de sources de courant ou de moyens d'absorption de courant, correspondant respectivement aux circuits de commutation différentiels de ladite pluralité, chaque source de courant ou moyen d'absorption de courant étant fonctionnellement connecté audit premier noeud de son circuit de commutation différentiel correspondant de façon à amener un courant sensiblement constant à le traverser lorsque le convertisseur est en utilisation. La description suivante, conçue à titre d'illustration de l'invention, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: la figure 1, discutée précédemment, représente des parties d'un DAC commutant sous l'effet du courant, qui a été antérieurement considéré; la figure 2 représente des partie d'un circuit d'excitation de commutation, qui a été antérieurement considéré, du DAC de la figure 1 la figure 3 représente des parties d'un circuit d'excitation de commutation selon un premier mode de réalisation de l'invention; la figure 4 est un exemple d'un circuit de commutation de courant auquel le mode de réalisation de la figure 3 peut être connecté; les figures 5(A) et 5(D) montrent des formes d'onde de fonctionnement produites par le mode de réalisation de la figure 3 lorsqu'il est en utilisation les figures 6(A) et 6(B) sont des schémas destinés à être respectivement utilisés pour expliquer le fonctionnement des modes de réalisation de la figure 3 dans des premier et deuxième états différents; la figure 7 est un graphe destiné à être utilisé pour expliquer la caractéristique courant-tension d'un élément de circuit du mode de réalisation de la figure 3; la figure 8 présente une modification qui peut être appliquée à des modes de réalisation de l'invention; et la figure 9 représente des parties d'un circuit d'excitation de commutation selon un deuxième mode de réalisation de l'invention. Sur la figure 3, sont représentées des parties d'un circuit d'excitation de commutation selon un mode de réalisation préféré de l'invention. Le circuit 10 comporte des premier et deuxième tampons d'entrée d'inversion respectifs 12 et 14. Le premier tampon d'entrée reçoit, sur une entrée, un premier signal d'entrée IN, et le deuxième tampon d'entrée 14 reçoit, sur une entrée, un deuxième signal d'entrée INB complémentaire du premier signal d'entrée IN. Le premier tampon d'entrée 12 inverse le signal IN reçu de façon à produire, sur une sortie, un signal inversé INVB. De même, le deuxième tampon d'entrée 14 inverse le signal INB reçu afin de produire, sur une sortie un signal inversé INV. Les signaux IN, INB, INV et INVB sont tous des signaux logiques qui varient entre un niveau logique haut (H) et un niveau logique bas (L). Le signal inversé INVB est fourni par la sortie du premier tampon d'entrée 12 à une entrée d'un premier tampon de sortie d'inversion 16. Comme on peut le voir sur la figure 3, le tampon de sortie 16 comporte des transistors à effet de champ PMOS (c'est-à-dire transistor MOS à canal P) et NMOS (c'est-à-dire transistor MOS à canal n) respectifs 18 et 20. Le transistor à effet de champ PMOS 18 est connecté par sa source à un premier noeud commun CN1 du circuit, par sa grille à la sortie du premier tampon d'entrée 12, et par son drain à un premier noeud de sortie ON1 du circuit. Le transistor à effet de champ NMOS 20 est connecté par sa source au premier noeud de sortie ON1, par sa grille à la sortie du premier tampon d'entrée 12, et par son drain à un deuxième noeud commun CN2 du circuit. Le circuit comporte également un deuxième tampon de sortie d'inversion 22 qui, comme le premier tampon de sortie 16, possède des transistors à effet de champ PMOS et NMOS connectés en série respectifs 24 et 26. Le transistor à effet de champ PMOS 24 est connecté par sa source au premier noeud commun CN1, par sa grille à la sortie du deuxième tampon d'entrée 14, et par son drain à un deuxième noeud de sortie ON2 du circuit. Le transistor à effet de champ NMOS 26 est connecté par sa source au deuxième noeud de sortie ON2, par sa grille à la sortie du deuxième tampon d'entrée 14, et par son drain au deuxième noeud commun CN2. Entre une ligne d'alimentation positive "tension VDD analogique" et le premier noeud commun CN 1 du circuit, sont connectés un transistor 28 constituant une source de courant constant et un transistor 30 en montage cascode. Chacun des transistors 28 et 30 est un transistor à effet de champ PMOS. Le transistor source de courant constant 28 est connecté par sa grille à une première ligne de polarisation B 1 du circuit, laquelle, pendant l'utilisation du circuit, est maintenue à un potentiel Vpcs qui est fixe par rapport au potentiel de la ligne d'alimentation positive "tension VDD analogique". Le transistor cascode 30 est connecté par sa grille à une deuxième ligne de polarisation B2 du circuit, qui, pendant l'utilisation du circuit, est maintenue à un potentiel Vpcasc qui est également fixe par rapport au potentiel de la tension VDD analogique. Entre le deuxième nceud commun CN2 du circuit et une ligne d'alimentation en potentiel de terre GND du circuit sont connectés des première et deuxième résistances connectées en série R1 et R2, et, en parallèle avec les résistances, un condensateur C1. Les résistances R1 et R2 ont une valeur de résistance totale d'environ 5 k 2 dans ce mode de réalisation, avec un rapport mutuel de leur valeur de résistance valant 1:2. Le condensateur CI a une capacité valant par exemple 1 000 fF dans ce mode de réalisation. Entre les premier et deuxième noeuds de sortie ON 1 et ON2 du circuit , est connecté un autre transistor à effet de champ PMOS 32. Le transistor à effet de champs PMOS 32 possède des première et deuxième bornes de trajet de courant respectivement connectées aux premier et deuxième noeuds de sortie ON 1 et ON2. L'une des première et deuxième bornes de trajet de courant est la source du transistor à effet de champ, et l'autre des bornes de trajet de courant est le drain du transistor à effet de champ, les désignations de source et de drain dépendant des potentiels en utilisation des noeuds de sortie. Par convention, la borne de trajet de courant ayant le potentiel le plus élevé pour un transistor à effet de champ PMOS est appelée la source, et la borne de trajet de courant ayant le potentiel le plus bas est appelée le drain. Comme cela sera expliqué ultérieurement, ces désignations seront échangées pendant l'utilisation du circuit. La grille du transistor 32 est connectée au point de jonction JN entre les première et deuxième résistances R 1 et R2. Comme représenté sur la figure 4, le circuit de la figure 3 peut être utilisé pour exciter le circuit de commutation de courant du même type comme déjà décrit en liaison avec la figure 2. Par conséquent, on ne répétera pas ici la description du circuit de commutation de courant. Le premier transistor de commutation principal S 1 de la figure 4 est connecté par sa grille au premier noeud de sortie ONI1 du circuit d'excitation de commutation de la figure 3, et le deuxième transistor de commutation principal S2 de la figure 4 est connecté par sa grille à la deuxième borne de sortie ON2 du circuit d'excitation de commutation de la figure 3. Comme indiqué par les parties représentées par des lignes en trait interrompu sur la figure 4, chaque branche du circuit de commutation de courant comporte de préférence un transistor cascode 42 ou 44 connecté entre le transistor de commutation principal S 1 ou S2 de la branche et la borne de sortie OUTA ou OUTB de la branche. Ces transistors cascode optionnels sont décrits plus complètement dans la demande de brevet britannique n0 9 926 653.8 de la demanderesse. Le transistor cascode 42 ou 44 de chaque branche est connecté par sa source au drain du transistor de commutation principal S I ou S2 de la branche considérée, par sa grille à la ligne d'alimentation en potentiel de terre GND, et par son drain à la borne de sortie OUTA ou OUTB de la branche considérée. On va maintenant décrire, en relation avec les figures 5(A) à 5(D) et les figures 6(A) et 6(B), le fonctionnement du circuit de la figure 3 et de la figure 4. On notera que, pour faciliter l'observation des relations de positionnement temporel entre les divers signaux, sur les figures 5(A) à 5(D), la figure 5(B) est répétée sous la forme de la figure 5(C). Pour commencer, c'est-à-dire avant un temps A sur les figures 5(A) à 5(D), le premier signal d'entrée IN possède le niveau logique bas L, tandis que le deuxième signal d'entrée INB possède le niveau logique haut H. Ceci signifie que les signaux inversés INVB et INB sont respectivement de niveaux H et L. Dans cette situation, comme représenté sur la figure 6(A), dans le premier tampon de sortie 16, le transistor à effet de champ PMOS 18 est non conducteur et le transistor à effet de champ NMOS 20 est conducteur. Dans le deuxième tampon de sortie 22, le transistor à effet de champ PMOS 24 est conducteur et le transistor à effet de champ NMOS 26 est non conducteur. Le transistor 28 source de courant constant fournit un courant sensiblement constant I qui va de la ligne d'alimentation positive VDD au premier noeud commun CN1. Le courant I a une intensité valant par exemple 150 PiA. Le courant I passe dans le transistor cascode 30 qui sert à protéger le drain du transistor source de courant 28 vis-à-vis des fluctuations de tension provoquées par les fluctuations apparaissant dans le potentiel du premier noeud commun CN 1 pendant l'utilisation du circuit. Ainsi, le courant I fourni au premier noeud commun CN1 possède un premier trajet P1 entre les premier et deuxième noeuds communs, comme on peut le voir sur la figure 6(A). Ce trajet passe (dans l'ordre) par le canal du transistor à effet de champ PMOS 24, le deuxième noeud de sortie ON2, le canal du transistor à effet de champ PMOS 32, le premier noeud de sortie ONI, et le canal du transistor à effet de champ NMOS 20. Du deuxième noeud commun CN2, le courant I passe ensuite dans la résistance Ri, le point de jonction JN et la deuxième résistance R2, pour atteindre la ligne de référence de potentiel de terre GND. Les potentiels produits aux divers noeuds du circuit sont, dans cette situation, comme suit (voir la figure 5(B)). Le potentiel VjN du point de jonction JN est déterminé par le produit I.R2 du courant I et de la valeur de la deuxième résistance R2, soit, dans ce mode de réalisation environ 0,36 V. De même, le potentiel VCN2 du deuxième noeud commun CN2 est déterminé par I(RI+R2), soit, dans ce mode de réalisation, environ 0, 55 V. Le potentiel VONI du premier noeud de sortie ON 1 est déterminé par la somme du potentiel de drain du transistor à effet de champ NMOS 20 et de la tension drain-source, pour l'état conducteur soit VDS(ON)20, du transistor à effet de champ NMOS 20, c'est-à-dire VONI = VCN2 + VDS(ON)20. Dans ce mode de réalisation, VDS(ON)20 est d'environ 50 mV, de sorte que VONI vaut environ 0,60 V. Le courant I traverse le transistor à effet de champ PMOS 32 pour aller du deuxième noeud de sortie ON2 au premier noeud de sortie ON1. Ceci signifie que la source du transistor 32 (c'est-à-dire sa borne de trajet de courant ayant le potentiel le plus haut) est connectée au deuxième noeud de sortie ON2, et que son drain est connecté au premier noeud de sortie ON1. Le courant I passant dans le transistor 32 est fixé à un niveau suffisamment haut pour mettre le transistor 32 dans la région de fonctionnement à saturation. Dans ce cas, la tension grille-source VGS32 du transistor 32 possède une valeur unique déterminée par la densité de courant du transistor 32, à savoir VGs32 = VTP - (I/k), o I est le courant passant dans le transistor 32, tandis que VTP et k sont des paramètres du transistor 32 déterminé par sa structure physique. Par exemple, VGs32 vaut environ -0,9 V dans ce mode de réalisation. Pour obtenir le potentiel de source du transistor 32, il est nécessaire de soustraire de la tension de grille du transistor 32 cette tension grille-source VGS32. Ce potentiel de source du transistor 32 détermine le potentiel VON2 du deuxième noeud de sortie. Ainsi, VON2 = VJN - VGS32. Dans ce mode de réalisation, o VIN vaut environ 0,36 V et VGs32vaut environ -0,90 V, alors VON2 est approximativement égal à 1,25 V. Le potentiel VCNI du premier noeud commun CN 1 est déterminé par le potentiel de source du transistor à effet de champ PMOS 24. Ce potentiel de source est lui-même déterminé par le potentiel du drain du transistor à effet de champ PMOS 24, à savoir VONI, et la tension drain-source, pour l'état conducteur, VDS(ON)24 du transistor à effet de champ PMOS 24. Ainsi, VONI = VONI VDS(ON)24. Typiquement, VDS(ON)24 vaut environ -150 mV, de sorte que VCNI est approximativement égal à 1,40 V dans ce mode de réalisation. Dans cette situation (figure 6(A)), le premier noeud de sortie ON1 possède un potentiel de sortie, pour l'état conducteur, prédéterminé Von du circuit, et le deuxième noeud de sortie ON2 possède un potentiel de sortie, pour l'état non conducteur, prédéterminé Voff du circuit, c'est-àdire que VONI = Von et VON2 = Voff. Dans ce mode de réalisation, Von vaut approximativement 0,60 V et Voff vaut approximativement 1,25 V. Lorsque ces potentiels sont appliqués aux transistors de commutation Si et S2 du circuit de commutation de courant, le transistor Si, qui reçoit le potentiel de sortie d'état conducteur Von, passe dans l'état conducteur, et le transistor de commutation S2, qui reçoit le potentiel de sortie d'état non conducteur Voff, passe dans l'état non conducteur. De ce fait, la différence de potentiel VB - VA entre les bornes de sortie OUTB et OUTA est négative, comme représenté sur la figure 5(D). On note que les autres différences de potentiel VCASCB - VCASCA et VB' VA' représentées sur la figure 5(D) sont des signaux internes du circuit de commutation de courant et ne seront pas discutées plus complètement ici. Au temps A indiqué sur les figures 5(A) à 5(D), les premier et deuxième signaux d'entrée IN et INB subissent des changements de niveau logique complémentaires respectifs (de L à H pour IN, et de H à L pour INB). Sous l'effet de ces changements, les signaux de sortie INV et INVB des tampons d'entrée subissent également des changement de niveau logique complémentaires (de L à H pour INV et de H à L pour INVB). De ce fait, comme on peut le voir sur la figure 6(B), un deuxième trajet de courant P2 entre les noeuds communs CN1 et CN2 est créé, qui est différent du premier trajet de courant Pi représenté sur la figure 6(A). Dans ce cas, le courant I fourni au premier noeud commun CN1 par le transistor source de courant constant 28 passe dans le canal du transistor à effet de champ PMOS 18 du premier tampon de sortie 16, le premier noeud de sortie ON1, le transistor à effet de champ PMOS 32, le deuxième noeud de sortie ON2 et le canal du transistor à effet de champ NMOS 26 du deuxième tampon de sortie 22. Comme sur la figure 6(A), du deuxième noeud commun CN2, le courant passe dans la résistance R1, le point de jonction JN et la deuxième résistance R2, avant d'atteindre la ligne d'alimentation en potentiel de terre GND. Une fois que la commutation a eu lieu, on notera que les potentiels VCNI et VCN2 des noeuds communs sont sensiblement inchangés par rapport à ceux prévalant avant que la commutation ait eu lieu, c'est-à-dire que les potentiels des noeuds communs sont les mêmes sur les figures 6(A) et 6(B). C'est parce qu'un même courant I passe dans le deuxième trajet de courant P2 de la figure 6(B) que dans le premier trajet de courant P1 de la figure 6(A). De plus, les potentiels de sortie d'état conducteur et d'état non conducteur Von et Voff produits sur la figure 6(B) sont sensiblement les mêmes que ceux produits sur la figure 6(A). Toutefois, sur la figure 6(B), le potentiel de sortie d'état conducteur Von est produit sur le deuxièmenoeud de sortie ON2, et le potentiel de sortie d'état non conducteur est produit sur le premier noeud de sortie ON1, c'est-à-dire que VONI = Voff et VON2 = Von. On aura également compris que, sur la figure 6(B), un même courant I passe dans le transistor 32 que pour le cas de la figure 6(A), mais, dans le sens opposé, c'est-à-dire du premier noeud de sortie ON 1 au deuxième noeud de sortie ON2 de la figure 6(B). La caractéristique courant-tension du transistor 32 est représentée sur la figure 7. Sur la figure 7, l'axe vertical représente le courant qui passe dans le canal du transistor et l'axe horizontal représente la différence de potentiel entre les première et deuxième bornes de trajet de courant (c'est-à-dire les différences de potentiel aux bornes du canal du transistor). Comme on peut le voir sur la figure 7, la caractéristique I-V est parfaitement symétrique pour les valeurs positives et les valeurs négatives du courant passant dans le transistor, c'est-à-dire quel que soit le sens dans lequel le courant passe. Ceci signifie que la différence de potentiel AV entre les potentiels de sortie d'état conducteur et d'état non conducteur des figures 6(A) et 6(B) est exactement la même. En outre, pendant la commutation, les potentiels présents sur les premier et deuxième noeuds de sortie ON1 et ON2 du circuit ont les mêmes formes d'onde montante et descendante lors de la commutation (au temps A), de l'état représenté sur la figure 6(A) à l'état représenté sur la figure 6(B), que lors de la commutation (au temps B), de l'état représenté sur la figure 6(B) à l'état représenté sur la figure 6(A). Cet effet peut être clairement observé à partir de la comparaison des formes d'onde aux temps A et B sur la figure 5(B). Les transistors à effet de champ 18, 20, 24 et 26 des tampons de sortie 16 et 22 sont, de manière souhaitable, très petits de manière à permettre une commutation rapide. En conséquence de leur petite taille, ceux-ci tendent à ne pas être étroitement appariés. On va maintenant examiner les implications de ces défauts d'appariement en ce qui concerne à la fois la variation du retard et la variation d'amplitude des potentiels d'état conducteur et d'état non conducteur. En ce qui concerne la variation du retard, puisque les transistors à effet de champ du circuit d'excitation de commutation sont très petits, les temps de montée et de descente des potentiels de noeud de sortie sont très petits (voir la figure 5(B)). Ceci signifie que, même s'il existe des défauts d'appariement de retard entre les transistors à effet de champ du circuit d'excitation de commutation, l'amplitude de la variation résultante pour les retards sur les noeuds de sortie est également très petite. En ce qui concerne la variation d'amplitude, les transistors à effet de champ PMOS 18 et 24 n'influencent pas les potentiels de sortie, de sorte que, s'ils ne sont pas appariés, ceci n'a pas d'effet significatif sur la symétrie des potentiels de sortie. Les transistors à effet de champ NMOS 20 et 26 n'affectent les potentiels de sortie que faiblement (parce que, bien que Von soit influencé par la tension VDS(ON) de celui des transistors à effet de champ NMOS 20 et 26 qui est dans l'état conducteur, VDS(ON) est lui-même très petit, par exemple 50 mV). Les potentiels de sortie d'état conducteur et d'état non conducteur n'ont donc qu'une très faible asymétrie résultant des défauts d'appariement des transistors des tampons de sortie. Le condensateur C1 est une condensateur de découplage destiné à faire que le potentiel VTAIL du circuit de commutation de courant s'établisse le plus rapidement possible. Sur la figure 5(B), on peut voir que, lorsque la commutation se produit, VTAIL présente une montée réduite. Cette montée est due au signal transitoire qui se produit pendant la commutation sur le deuxième noeud commun CN2. Pour faire en sorte que VTAIL s'établisse aussi rapidement que possible, il est souhaitable de réduire le signal transitoire apparaissant sur le noeud CN2. On réalise ceci, au prix d'un signal transitoire plus important sur le premier noeud commun CN 1, grâce au condensateur C1 couplé entre CN 1 et GND. Le signal transitoire présent sur le noeud CN1 n'affecte pas le circuit de commutation de courant et est donc non significatif. On fixe de préférence la capacité de façon à obtenir une constante de temps voisine de 500 ps, ce qui est semblable aux temps d'établissement des signaux internes du circuit d'excitation de commutation. Ainsi, lorsque la somme des valeurs des résistances RI et R2 vaut environ 5 k.Q, le condensateur CI doit avoir une capacité d'environ 100 fF (ce qui donne une constante de temps de 500 ps). Le transistor 32 fournit en outre les autres avantages suivants. Tout d'abord, comme il possède une caractéristique I-V non linéaire, la tension créée à ses bornes est relativement grande, même lorsque le courant passant dans le canal est relativement faible, comme cela se produit pendant la commutation (c'est-à-dire avant et après le croisement des formes d'onde montante et descendante de la figure 5(B)). Ceci conduit à un temps d'établissement très bref pour les potentiels des noeuds de sortie après la commutation, puisque la plus grande partie du courant d'excitation de commutation I est disponible pour exciter les noeuds de sortie au lieu d'être gaspillée dans le transistor 32. Par exemple, comme on peut voir sur la figure 5(B), la forme d'onde montante, qui est plus lente que la forme d'onde descendante, s'établit en environ 600 ps. Ainsi, dans le circuit d'excitation de commutation de la figure 3, tous les signaux internes d'établissement en moins de 600 ps. L'effet résultant de l'application de ces signaux internes à établissement rapide au circuit de commutation de courant de la figure 4 est illustré sur la figure 5(D). Sur la figure 5(D), on suppose que les transistors cascode 42 et 44 sont présents. Le temps de montée résultant pour la différence de potentiel entre les bornes de sortie OUTA et OUTB est d'environ 350 ps (pour une montée de 10 % à 90 % de la valeur à pleine échelle). Ceci peut donner une largeur de bande de sortie de 1 GHz, ce qui donne une fréquence d'échantillonnage typique FDAC pour le DAC de 1,6 x 109 échantillons par seconde, la fréquence correspondant au pire cas étant de 1 x 109 échantillons par seconde. Le deuxième avantage est que, puisque le transistor 32 est un transistor à effet de champ PMOS comme les transistors du circuit de commutation de courant de la figure 4, sa tension drain-source à saturation VDS(SAT) varie de la même manière que les tensions drain-source à saturation VDS(SAT) des transistors du circuit de commutation de courant. Ceci est important car, en pratique, la tension drain-source à saturation VDS(SAT) d'un transistor PMOS peut varier d'un facteur égal à 2 par suite de variations du traitement, et, ou bien, de la température. Si l'on considère de manière plus détaillée le circuit de commutation de courant de la figure 4, à tout instant donné, l'un des transistors de commutation principaux S 1 et S2 est non conducteur et l'autre est conducteur. En liaison avec la figure 6(B), dans un but d'explication, on va supposer que le transistor non conducteur est le transistor S I et que le transistor conducteur est le transistor S2. Dans cette situation, le potentiel VTA[L des sources des transistors SI et S2 est influencé par le potentiel drain-source du transistor conducteur S2. Lorsque les transistors de commutation S 1 et S2 ont une tension drain-source à saturation VDS(SAT)S qui est relativement élevée, VTAIL augmente par comparaison au cas o VDS(SAT)S est faible. Ceci signifie que, pour maintenir le transistor S 1 non conducteur dans l'état non conducteur, il faut aussi que sa tension de grille, c'est-à-dire le potentiel de non-conduction Voff, soit augmentée. Cette augmentation se produit automatiquement dans le circuit d'excitation de commutation de la figure 3, car, dans ce circuit, la différence entre les potentiels de non-conduction et de conduction augmente lorsque la tension drain-source à saturation VDS(SAT)32 du transistor 32 est relativement élevée par comparaison avec le cas o la tension drain-source à saturation est relativement faible. Par conséquent, le potentiel de non-conduction présente une autorégulation dans le circuit d'excitation de commutation de la figure 3. Dans le circuit de la figure 3, il est également souhaitable de faire en sorte que le potentiel de sortie de conduction suive la tension VDS(SAT) 32 des transistors de commutation S 1 et S2 et des transistors cascode 42 et 44 (si on en utilise) du circuit de commutation de courant. Comme on peut voir sur la figure 6(A), et dans le cas o l'on suppose que les transistors cascode sont présents, dans la branche du circuit de commutation de courant qui conduit, le potentiel de sortie de conduction Von doit être suffisant pour que le transistor cascode 42 aussi bien que le transistor de commutation SI1 soient maintenus dans l'état saturé, même lorsque la tension VDS(SAT) de chacun de ces transistors varie. Latension drain-source à saturation VDS(SAT)S nominale des transistors de commutation vaut par exemple 200 mV. La tension drain-source à saturation VDS(SAT)C nominale des transistors cascode vaut par exemple 300 mV. Si l'on fixe Von à une valeur nominale de 0,6 V, la différence de potentiel entre la grille du transistor cascode (potentiel de terre GND) et la grille du transistor de commutation (Von) dépasse la tension VDS(SAT)C de 1,5 fois la tension VDS(SAT)S nominale du transistor de commutation. Toutefois, comme les tensions VDS(SAT)S et VDS(SAT)C peuvent chacune varier d'un facteur égal à 2 selon le traitement et, ou bien, la température, il faut de préférence que Von augmente également lorsque VDS(SAT)S et, ou bien, VDS(SAT)C augmentent. On peut obtenir ce changement de la tension Von, visant à compenser les variations de la tension VDS(SAT)S des transistors de commutation S 1 et S2 (et les variations de la tension VDS(SAT)C des transistors cascode 42 et 44, s'il en est prévu) en faisant en sorte que les valeurs des résistances RI et R2 du circuit de la figure 3 varient en fonction de VDS(SAT)S et, ou bien, de VDS(SAT)C. Un exemple de circuit de commande permettant de faire varier les valeurs de résistance va maintenant être décrit en liaison avec la figure 8. Sur la figure 8, le circuit de commande 60 comporte une première source de courant constant 62 connectée entre une ligne d'alimentation électrique positive "tension VDD analogique" du circuit et un premier noeud NI1. Un premier transistor à effet de champ PMOS 64 est connecté par sa source au noeud NI, tandis que sa grille et son drain sont connectés à la ligne d'alimentation en potentiel de terre GND. Ce circuit comporte également un deuxième transistor à effet de champ PMOS 66 dont la source est connectée au noeud Ni. La grille et le drain du transistor à effet de champ 66 sont connectés à un deuxième noeud N2, et un moyen d'absorption de courant constant 68 est connecté entre le noeud N2 et la ligne de terre GND. Le courant Il produit par la source de courant constant 62 est grand par comparaison avec le courant I2 absorbé par le moyen d'absorption de courant constant 68. De plus, le premier transistor à effet de champ PMOS 64 est étroit par comparaison avec le deuxième transistor à effet de champ PMOS 66. Par exemple, la largeur du transistor à effet de champ 64 vaut w et celle du transistor à effet de champ 66 vaut 3w, tandis que I] est égal à 4[sw et I2 est égal à Isw, o ISW est le courant qui passe dans chaque transistor de commutation S 1 ou S2 lorsque celui-ci est conducteur. Le circuit 60 comporte en outre un amplificateur de transconductance 70 ayant une résistance de sortie élevée, qui possède une première entrée (négative) connectée au noeud N2. Une deuxième entrée (positive) de l'amplificateur 70 est connectée à un noeud N3 du circuit. Une deuxième source de courant constant 72 est connectée entre la ligne VDD (c'est-àdire la tension VDD analogique) et le noeud N3. Des premier et deuxième transistors à effet de champ NMOS 74 et 76 sont connectés en série entre le noeud N3 et la ligne de terre GND. Le premier transistor à effet de champ NMOS 74 est connecté par son drain au noeud N3, par sa grille à la sortie de l'amplificateur 70, et par sa source au drain du deuxième transistor à effet de champ NMOS 76. Le transistor à effet de champ NMOS 76 est connecté par sa grille à la sortie de l'amplificateur 70 et par sa source à la ligne de terre GND. Un noeud de sortie N4 du circuit 60 est connecté à la sortie de l'amplificateur 70. Pour permettre de faire varier les valeurs des résistances R1 et R2 du circuit d'excitation de commutation, on a mis en oeuvre les résistances R1 et R2 en utilisant des premier et deuxième transistors à effet de champ NMOS respectifs 80 et 82 connectés en série. Le premier transistor NMOS 80 est connecté par son drain au deuxième noeud commun CN2 du circuit d'excitation de commutation 10, par sa grille au noeud de sortie N4 du circuit de commande, et par sa source au point de jonction JN (grille du transistor 32) du circuit d'excitation de commutation 10. Le transistor NMOS 82 est connecté par son drain au point de jonction JN, par sa grille au noeud de sortie N4 et par sa source à la ligne de terre GND. Dans ce mode de réalisation, le transistor NMOS 80 présente la même taille que le transistor NMOS 74 et le transistor NMOS 82 présente la même taille que le transistor NMOS 76. Selon une variante, il pourrait y avoir un facteur de proportionnalité prédéterminé entre les deux transistors à effet de champ 74/80 et 76/82 de chaque paire. Le noeud de sortie N4 peut également être connecté aux transistors à effet de champ NMOS de fixation des valeurs de résistance dans d'autres segments du circuit DAC, de manière à permettre que le circuit de commande 60 fonctionne en commun pour tous les segments. On va maintenant décrire le fonctionnement du circuit de commande de la figure 8. Les éléments 62 à 68 servent à produire, sur le noeud N2, un potentiel VDS(SAT)P qui est une mesure de la tension drain-source à saturation des transistors de commutation du circuit de commutation de courant (figure 3). En raison de la différence des courants passant dans les transistors à effet de champ 64 et 66 et de leurs largeurs différentes, le rapport des densités de courant des transistors à effet de champ 64 et 66 vaut 9:1 (= [(Il-I2)/w]/(I2/3w). Puisque la tension VDS(SAT) est proportionnelle à la racine carrée de la densité de courant, le rapport entre les tensions VDS(SAT) respectives des transistors à effet de champ 64 et 66 vaut 3:1. Les tensions de seuil VT respectives des transistors à effet de champ 64 et 66 sont sensiblement identiques. Le potentiel présent sur le noeud Ni devient égal à VDS(SAT)64 + VT64, o la tension drain-source à saturation VDS(SAT)64 du transistor à effet de champ 64 vaut par exemple 0,9 V et la tension de seuil VT64 du transistor à effet de champ 64 vaut par exemple 1 V. Ainsi, le potentiel VNI du noeud Ni vaut par exemple 1,9 V. La chute de tension aux bornes du transistor à effet de champ 66 vaut VDS(SAT)66 + VT66, O VDS(SAT)66 vaut par exemple 0,3 V et VT66 vaut par exemple i V, soit 1,3 V. Ainsi, le potentiel du noeud N2 est approximativement égal à VDS(SAT)64 - VDS(SAT)66, et ce potentiel est pris au titre de la mesure VDS(SAT>P des tensions drain-source à saturation des transistors de commutation et cascode du circuit de commutation de courant. On note que, puisque la mesure VDS(SAT)P est déduite de la différence VDS(SAT)64 - VDS(SAT)66 entre les tensions VDS(SAT) respectives des deux transistors à effet de champ 64 et 66, il est possible que celle-ci ne réfléchisse pas avec précision les tensions VDS(SAT) réelles des transistors à effet de champ intéressants du circuit de commutation de courant, c'est-à-dire les transistors de commutation et les transistors cascode (s'il en est utilisé). Toutefois, si l'on s'attend à ce que les tensions VDS(SAT) réelles des transistors à effet de champ intéressants soient, par exemple de 0,6 V au total, il est alors préférable de fixer les conditions des transistors à effet de champ 64 et 66 de façon que leurs tensions VDS(SAT) respectives soient décalées de façon égale de part et d'autre de la tension VDS(SAT) réelle au total, ce qui est la raison pour laquelle, dans cet exemple, VDS(SAT)64 est fixée à 0,9 V et VDS(SAT)66 est fixée à 0,3 V. La deuxième source de courant constant 72 produit un courant I3 qui, dans ce mode de réalisation, est sensiblement égal au courant I produit par la source de courant constant 24 du circuit d'excitation de commutation de la figure 3. Dans ce mode de réalisation, le transistor à effet de champ NMOS 74 possède la même valeur de résistance (variable) que le transistor à effet de champ NMOS 80 présente pour produire la première valeur de résistance R1. De même, le deuxième transistor à effet de champ NMOS 76 possède la même valeur de résistance (variable) que le transistor à effet de champ NMOS 82 utilisé pour produire la valeur de résistance R2. Ceci signifie que la tension existant sur le noeud N3 est identique à la tension VCN2 présente sur le deuxième noeud commun CN2 du circuit d'excitation de commutation. L'effet produit par l'amplificateur 70 est donc d'ajuster le potentiel du noeud de sortie N4 jusqu'à ce que le potentiel du noeud N3 soit égal au potentiel VDS(SAT)P du noeud N2. Le fait de changer le potentiel du noeud N4 modifie le potentiel du noeud N3, puisque le potentiel du noeud N4 détermine les valeurs de résistance respectives des premier et deuxième transistors à effet de champ NMOS 74 et 76 du circuit de commande. De cette manière, dans ce mode de réalisation, le potentiel VCN2 du deuxième noeud commun CN2 est fixé sensiblement égal à la mesure VDS(SAT) P- On aura compris que, dans le circuit de la figure 8, les valeurs des résistances R1 et R2 (fournies par les transistors à effet de champ NMOS 80 et 82) varient chacune en fonction du potentiel existant sur le noeud N4. Par conséquent, lorsque VCN2 varie, la variation de potentiel apparaissant sur le point de jonction JN suit la variation de potentiel existant sur le deuxième noeud commun CN2 de façon à maintenir le potentiel de grille du transistor 32 dans une proportion sensiblement fixe (par exemple 2/3) du potentiel VCN2. L'avantage qu'il y a à utiliser le circuit de commande de la figure 8 pour ajuster le potentiel du deuxième noeud commun CN2 est que le potentiel de sortie de conduction Von suit les variations de VDS(SAT) des transistors de commutation principaux et (s'il en est utilisé) des transistors cascode du circuit de commutation de courant. Le transistor PMOS 32 sert automatiquement à faire que Voff suive VDS(SAT). On aura compris que, au lieu du transistor à effet de champ PMOS 32 du mode de réalisation de la figure 3, on peut connecter d'autres éléments de circuit entre les premier et deuxième noeuds de sortie ON I et ON2 du circuit pour obtenir le même effet fondamental de conversion couranttension. Dans chaque cas, il est préférable que l'élément de circuit utilisé présente la même caractéristique I-V quel que soit le sens de passage du courant dans l'élément considéré. La caractéristique I-V de l'élément de circuit est de préférence non linéaire de façon à produire une valeur de résistance plus élevée pour les faibles intensités du courant et une valeur de résistance plus faible pour les fortes intensités du courant, mais on pourra utiliser un élément de circuit linéaire, par exemple un élément résistant ohmique. On va maintenant décrire, en liaison avec la figure 9, un deuxième mode de réalisation de l'invention, qui utilise un élément résistant ohmique entre les premier et deuxième noeuds de sortie. Sur la figure 9, les composants qui sont identiques à des composants du premier mode de réalisation de la figure 3, ou qui leur correspondent étroitement, ont été désignés par les mêmes numéros de référence, et on omettra d'en fournir les explications. Dans le mode de réalisation de la figure 9, au lieu du transistor 32, une résistance 102 est connectée entre les premier et deuxième noeuds de sortie ON1 et ON2. Une autre résistance 104 est connectée entre la ligne VDD et la source du transistor source de courant constant 28. De plus, une autre résistance 106 est connectée entre le deuxième noeud commun CN2 et la ligne de terre GND à la place des résistances connectées en série RI et R2 du premier mode de réalisation. Chacune des résistances 102, 104 et 106 est un élément résistant ohmique, par exemple une résistance formée par une région diffusée de type n à grande valeur de résistance. Comme dans le premier mode de réalisation, le même courant I, qui est produit par le transistor source de courant constant 28 passe dans le circuit en circulant sélectivement suivant un premier trajet de courant Pl ou un deuxième trajet de courant P2, en fonction de l'état des signaux d'entrée complémentaires IN et INB. Comme dans le premier mode de réalisation, le potentiel VCN2 du deuxième noeud commun est déterminé par le produit du courant I par la valeur R,06 de la résistance 106. Dans le deuxième mode de réalisation, la différence de potentiel AV entre les potentiels des premier et deuxième noeuds de sortie VONI et VON2 est déterminée par le produit du courant I par la valeur R102 de la résistance 102. La caractéristique I-V de la résistance 102 est la même pour les deux sens de circulation du courant, de sorte que la différence de potentiel AV est la même quel que soit l'état dans lequel le circuit se trouve (dans l'état stationnaire). La résistance 104 est destinée à faire que le potentiel Vs28 de la source du transistor source de courant 28 suive les variations de la valeur de la résistance 102. A l'intérieur du circuit, les résistances 102 et 104 sont de préférence placées dans une étroite proximité matérielle l'une de l'autre de façon que leurs valeurs présentent un rapport sensiblement fixe, quelles que soient les variations des valeurs de résistance liées à des variations de traitement et, ou bien, de température. Ces variations peuvent présenter des "gradients" sur le dispositif suivant une ou plus d'une direction lorsque les segments sont disposés suivant une certaine configuration sur le substrat du dispositif. Pour obtenir à l'intérieur de chaque segment un tracé qui soit insensible à de tels gradients (au moins dans une direction), on peut diviser la résistance 104 en deux parties de même taille se trouvant respectivement de part et d'autre de la résistance 102. Ceci signifie que la résistance 104 possède un centre commun avec la résistance 102. Ensuite, si la valeur de la résistance 102 dans un segment possède une valeur accrue, il en sera ainsi pour la valeur de la résistance 104 de ce segment. Ceci a pour effet d'abaisser le potentiel Vs28 présent sur la source du transistor source de courant constant 28, de sorte que, si l'on suppose que son potentiel de grille Vpcs reste inchangé (parrapport à la tension VDD analogique), sa tension grille-source est rendue moins négative, ce qui a pour effet de réduire le courant I. De cette manière, le produit I.R102, qui définit AV, reste sensiblement inchangé malgré l'augmentation de R102. Les rapports des valeurs de résistance R102, R104 et R106 sont par exemple 1:2:1, le courant I étant approximativement égal à 80 piA et R102 valant environ 7, 5 kU. Ceci produit une différence de potentiel AV entre les potentiels de sortie de l'état conducteur et de l'état non conducteur qui vaut environ 0,6 V. Lorsqu'un élément résistant tel que l'élément 102 est utilisé comme élément de conversion courant-tension, il n'est pas essentiel d'utiliser l'élément de résistance d'appariement 104 ou bien, effectivement, d'effectuer aucune compensation pour la variation de la valeur de résistance. De ce point de vue, bien que la différence de potentiel AV créée aux bornes de la résistance 102 soit maintenue sensiblement fixe au moyen d'une telle compensation, la variation de courant affecte de façon inévitable le circuit par d'autres moyens et, par exemple, modifie la vitesse de l'opération de commutation du segment. Ceci peut rendre préférable de conserver inchangé le courant en réponse à des variations de la valeur de résistance. Si l'on compare la figure 4 avec la figure 9, il apparaît un autre avantage du circuit de la figure 4 par rapport à celui de la figure 9, selon lequel l'élément de résistance 102 (et la résistance de compensation 104, si on en utilise une) est matériellement grand par rapport au transistor à effet de champ PMOS 32, puisqu'une valeur de résistance suffisamment grande (par exemple 7,5 kQ) ne peut être obtenue qu'avec une grande structure physique (des résistances HN peuvent avoir une valeur de 1 kQ'/carré). De telles grandes structures présentent une capacité parasite notable. De plus, lorsqu'on utilise des résistances, la mise à l'échelle du circuit devient difficile, puisque, si (par exemple) on divise le courant par deux, il faut doubler les valeurs de résistance pour obtenir la même tension, tandis qu'avec le transistor à effet de champ PMOS 32, on maintient la tension présente à ses bornes en divisant par deux la taille du transistor. De façon encore plus dommageable, lorsqu'on double la valeur de résistance, on double aussi la capacité parasite, de sorte que, par comparaison avec des transistors ayant une taille réduite de moitié, la capacité parasite a crû d'un facteur égal à 4. Ceci rend le transistor à effet de champ PMOS 32 de loin préférable dans son utilisation comme élément de conversion courant-tension. Alors que l'utilisation d'un élément de circuit présentant la même caractéristique I-V pour les deux sens de passage du courant entre les noeuds de sortie est préférable, on notera que, en utilisant deux éléments de circuit unidirectionnels, étroitement appariés qui sont connectés en parallèle entre les deux noeuds de sortie, on obtient sensiblement le même effet. Par exemple, des éléments de diode placés dos à dos pourront être employés entre les deux noeuds de sortie. Chaque diode pourrait être mise en oeuvre au moyen d'un transistor MOS dont la grille est connectée à la source. Alors que les modes de réalisation précédents ont utilisé des transistors de commutation à canal p, on admettra que l'invention peut être appliquée, suivant d'autres modes de réalisation, à un circuit de commutation de courant utilisant des transistors de commutation à canal n (et un moyen d'absorption de courant à la place de la source de courant). Dans ce cas, les polarités des lignes d'alimentation électrique et les types de conductivité des transistors du circuit d'excitation de commutation s'inversent. En outre, alors que l'invention a été décrite en liaison avec des convertisseurs numérique-analogique, l'homme de l'art comprendra que l'invention est applicable à tout type de circuit qui comporte des éléments de commutation devant commuter de manière complémentaire au moyen de signaux de commutation complémentaires qui sont commandés de manière précise. Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir des circuits dont la description vient d'être donnée à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Circuit d'excitation de commutation (10), caractérisé en qu'il comporte: des premier et deuxième noeuds de sortie (ON1, ON2); un moyen de conversion courant-tension (32; 102) connecté auxdits premier et deuxième noeuds de sortie afin de fournir un trajet de courant par lequel le courant est autorisé à circuler dans un premier sens allant dudit premier audit deuxième noeud de sortie, ou bien dans un deuxième sens allant dudit deuxième audit premier noeud de sortie, lorsque le circuit est en utilisation, afin de produire, entre lesdits premier et deuxième noeuds de sortie, une différence de potentiel qui dépend de l'intensité et du sens du courant; et un moyen de commutation (16, 22) connecté auxdits premier et deuxième noeuds de sortie et pouvant commuter, en fonction d'un signal de commande appliqué (IN, INB), d'un premier état, dans lequel un courant d'une intensité présélectionnée est amené à passer, selon ledit premier sens, dans ledit trajet de courant, à un deuxième état, dans lequel un courant d'intensité sensiblement identique à ladite intensité présélectionnée est amené à passer, suivant ladite deuxième direction, dans ledit trajet de courant, la caractéristique courant- tension du moyen de conversion courant-tension étant telle que lesdites différences de potentiel produites respectivement dans lesdits premier et deuxième états ont sensiblement les mêmes amplitudes, mais des polarités opposées. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des premier et deuxième noeuds communs (CN1, CN2), ledit moyen de commutation (16, 22) étant connecté auxdits premier et deuxième noeuds communs et ayant pour fonction, lorsqu'il est dans ledit premier état, de connecter respectivement lesdits premier et deuxième noeuds de sortie auxdits premier et deuxième noeuds communs afin de créer un premier trajet pour le passage du courant dudit premier noeud commun audit deuxième noeud commun via lesdits noeuds de sortie, et ayant aussi pour fonction, lorsqu'il est dans ledit deuxième état, de connecter respectivement lesdits premier et deuxième noeuds de sortie auxdits deuxième et premier noeuds communs afin de créer un deuxième trajet, différent dudit premier trajet, pour le passage du courant dudit premier noeud commun audit deuxième noeud commun via lesdits noeuds de sortie. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit courant qui passe dans ledit premier trajet lorsque ledit moyen de commutation (16, 22) possède ledit premier état est d'une intensité sensiblement égale à celle dudit courant qui passe dans ledit deuxième trajet lorsque ledit moyen de commutation possède ledit deuxième état. 4. Circuit selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un moyen source de courant constant/d'absorption de courant constant fonctionnellement connecté avec l'un desdits noeuds communs (CN1, CN2) afin de maintenir à une intensité sensiblement constante le courant qui passe dans chacun desdits premier et deuxième trajets. 5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que le courant fourni, ou absorbé, selon le cas, par ledit moyen source de courant constant/d'absorption de courant constant possède sensiblement ladite intensité présélectionnée. 6. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que l'un desdits noeuds communs est connecté par un moyen résistant à une ligne de potentiel de référence du circuit, qui, pendant l'utilisation du circuit, est maintenue à un potentiel de référence prédéterminé sensiblement constant, afin d'amener le potentiel de ce noeud commun à se trouver dans une relation sensiblement fixe avec ledit potentiel de référence prédéterminé. 7. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, caractérisé en ce que ledit moyen de commutation (16, 32) comporte: un premier transistor à effet de champ (18) connecté entre ledit premier noeud commun et ledit premier noeud de sortie; un deuxième transistor à effet de champ (20) connecté entre ledit premier noeud de sortie et ledit deuxième noeud commun; un troisième transistor à effet de champ (24) connecté entre ledit premier noeud commun et ledit deuxième noeud de sortie; et un quatrième transistor à effet de champ (24) connecté entre ledit deuxième noeud de sortie et ledit deuxième noeud commun; et un moyen de commande servant à faire que lesdits premier et quatrième transistors à effet de champ soient rendus conducteurs et que lesdits deuxième et troisième transistors à effet de champ soient rendus non conducteurs lorsque ledit moyen de commutation possède ledit premier état, et à faire que lesdits deuxième et troisième transistors à effet de champ soient rendus conducteurs et que lesdits premier et quatrième transistors à effet de champ soient rendus non conducteurs lorsque ledit moyen de commutation possède ledit deuxième état. 8. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que la caractéristique courant-tension dudit moyen de conversion courant-tension (32; 102) est sensiblement symétrique, pour le passage du courant dans ledit trajet de courant, suivant ledit premier sens et ledit deuxième sens. 9. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que ledit moyen de conversion courant-tension (32) possède une caractéristique courant-tension non linéaire de sorte que la valeur effective de résistance du moyen de conversion courant-tension est plus élevée pour les faibles intensités du courant que pour les fortes intensités du courant. 10. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que ledit moyen de conversion courant-tension comprend un transistor à effet de champ (32) dont le canal est connecté en série entre lesdits premier et deuxième noeuds de sortie. 11. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que ledit moyen de conversion courant-tension comprend une résistance ohmique (102). 12. Circuit selon la revendication 1 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un moyen de changement de courant qui est connecté de façon à modifier l'intensité présélectionnée du courant passant dans ledit trajet de courant lorsque la valeur de ladite résistance ohmique (102) dudit moyen de conversion courant-tension varie. 13. Circuit selon la revendication 12, caractérisé en ce que ledit moyen de changement de courant comporte une autre résistance ohmique (104) qui est appariée avec ladite résistance ohmique (102) dudit moyen de conversion courant-tension de manière que, lorsque la valeur de la résistance ohmique du moyen de conversion courant-tension varie, il existe une variation correspondante de valeur de ladite autre résistance ohmique (104), ladite autre résistance ohmique étant connectée de façon que, lorsque sa valeur de résistance augmente, l'intensité du courant passant dans ledit trajet de courant diminue. 14. Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce que ladite autre résistance ohmique (104) possède des première et deuxième parties respectivement disposées de façon matérielle de part et d'autre de ladite résistance ohmique (102) du moyen de conversion courant-tension. 15. Circuit de commutation, caractérisé en ce qu'il comporte: un circuit d'excitation de commutation (10) tel que décrit dans l'une quelconque des revendications 1 à 14; un premier élément de commutation (Si) possédant une borne de commande qui est connectée audit premier noeud de sortie (ONI) et qui peut commuter d'un état non conducteur à un état conducteur sous l'effet de la variation du potentiel du premier noeud de sortie se produisant lorsque ledit moyen de commutation commute de l'un, considéré, desdits premier et deuxième états à l'autre de ces états; et un deuxième élément de commutation (S2) possédant une borne de commande qui est connectée audit deuxième noeud de sortie (ON2) et qui peut commuter d'un état conducteur à un état non conducteur sous l'effet de la variation du potentiel du deuxième noeud de sortie se produisant lorsque ledit moyen de commutation commute de l'état considéré audit autre état. 16. Circuit de commutation selon la revendication 15, caractérisé en ce que chaque dit élément de commutation comprend un transistor à effet de champ (SI, S2). 17. Circuit de commutation selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit d'excitation de commutation (10) tel que décrit dans la revendication 10, o ledit transistor à effet de champ (32) dudit moyen de conversion courant-tension possède le même type de conductivité que ledit transistor à effet de champ (S 1, S2) de chaque dit élément de commutation. 18. Circuit de commutation selon la revendication 15, 16 ou 17, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un moyen d'ajustement du potentiel des noeuds de sortie servant à ajuster le potentiel du premier noeud de sortie (ONl) et, ou bien, le potentiel dudit deuxième noeud de sortie (ON2) en fonction de la mesure de la tension drain-source à saturation d'un ou plusieurs transistor à effet de champ dudit circuit de commutation. 19. Circuit de commutation selon la revendication 15, 16 ou 17, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit d'excitation de commutation (10) tel que décrit dans la revendication 6, et en ce qu'il comporte en outre un moyen d'ajustement de valeur de résistance servant à ajuster la valeur de résistance dudit moyen résistant en fonction de la mesure de la tension drain-source à saturation d'un ou plusieurs transistor à effet de champ dudit circuit de commutation. 20. Circuit de commutation selon la revendication 18 ou 19, caractérisé en ce que ledit ou lesdits transistors à effet de champ sont ou comportent des transistors à effet de champ desdits éléments de commutation (S 1, S2). 21. Circuit de commutation selon la revendication 18, 19 ou 20, caractérisé en ce qu'il comporte en outre: un premier élément cascode (42) connecté entre le premier élément de commutation et une première borne de sortie du circuit de commutation; et un deuxième élément cascode (44) connecté entre le deuxième élément de commutation et une deuxième borne de sortie du circuit de commutation; et en ce que ledit ou lesdits transistors à effet de champ sont ou comportent des transistors à effet de champ desdits éléments cascode. 22. Circuit de commutation selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit d'excitation de commutation (10) tel que décrit dans la revendication 7, et en ce que lesdits premier et troisième transistors à effet de champ (18, 24) ont le même type de conductivité que lesdits transistors à effet de champ desdits éléments de commutation. 23. Circuit de commutation selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit d'excitation de commutation tel que décrit dans la revendication 7, et en ce que lesdits deuxième et quatrième transistors à effet de champ (20, 26) ont des type de conductivité opposés à ceux desdits transistors à effet de champ desdits éléments de commutation. 24. Convertisseur numérique-analogique, caractérisé en ce qu'il comporte: un circuit de commutation tel que décrit dans l'une quelconque des revendications 15 à 23, ledit premier élément de commutation (Si) étant connecté entre des premier et deuxième noeuds du circuit de commutation et ledit deuxième élément de commutation (S2) étant connecté entre ledit premier noeud et un troisième noeud dudit circuit de commutation; et une source de courant ou un moyen d'absorption de courant fonctionnellement connecté audit premier noeud du circuit de commutation afin d'amener un courant sensiblement constant à passer dans ledit premier noeud lorsque le convertisseur est en utilisation. 25. Convertisseur numérique-analogique, caractérisé en ce qu'il comporte: une pluralité de circuits de commutation différentiels qui sont chacun un circuit de commutation tel que décrit dans l'une quelconque des revendications 15 à 23, ledit premier élément de commutation (S 1) étant connecté entre des premier et deuxième noeuds du circuit de commutation différentiel et ledit deuxième élément (S2) étant connecté entre ledit premier noeud et un troisième noeud du circuit de commutation différentiel; et les deuxièmes noeuds respectifs des circuits de commutation différentiels de ladite pluralité étant connectés ensemble, et les troisièmes noeuds respectifs des circuits de commutation différentiels de ladite pluralité étant connectés ensemble; et le convertisseur comportant en outre une pluralité de sources de courant ou de moyens d'absorptions de courant, correspondant respectivement aux circuits de commutation différentiels de ladite pluralité, chaque source de courant ou moyen d'absorption de courant étant fonctionnellement connecté audit premier noeud de son dit circuit de commutation différentiel correspondant afin d'amener un courant sensiblement constant à le traverser lorsque le convertisseur est en utilisation.