FR 2794334 A1 20001201 FR 0006711 A 20000525 La présente invention concerne, d'une manière générale, un ballast pour une lampe à décharge et, plus particulièrement, un ballast électronique muni d'un convertisseur de tension qui fournit une tension continue à partir d'une tension de source de courant continu pour faire fonctionner la lampe à décharge. Le brevet japonais nO 10-511220 décrit un ballast pour une lampe à décharge, comprenant un convertisseur de tension qui fournit une tension continue à partir d'une tension de source de courant continu pour faire fonctionner la lampe à décharge, et un régulateur pour réguler la tension continue de manière rétroactive en fonction d'un état de sortie du convertisseur de tension. Le convertisseur de tension comprend une inductance et un élément de commutation commandé par le régulateur pour devenir conducteur et non conducteur afin d'accumuler une énergie dans l'inductance et de permettre la libération de l'énergie à partir de l'inductance en vue d'appliquer la tension résultante pour faire fonctionner la lampe à décharge. Le régulateur est fondamentalement conçu pour définir une période de non-conduction variable de l'élément de commutation en vue d'établir un mode dans lequel le transistor de commutation est rendu conducteur lors de la détection d'une absence de passage de courant à travers l'inductance, pour ainsi améliorer l'efficacité de la commutation. Le régulateur est également conçu pour définir une limite de fin de non-conduction forcée pour la période de non-conduction variable afin d'obliger l'élément de commutation à devenir conducteur après un laps de temps prédéterminé, même si le courant issu de l'inductance ne devient pas nul, pour ainsi éviter un état dans lequel la période de non-conduction devient trop longue en raison d'une prolongation du temps pendant lequel le courant issu de l'inductance tombe à zéro, afin d'éviter qu'une fréquence de commutation de l'élément de commutation devienne trop faible. En outre, le régulateur est conçu pour rendre l'élément de commutation non conducteur afin de mettre fin à une période de conduction uniquement après que le courant délivré à l'inductance a augmenté jusqu'à un niveau élevé prédéterminé. Toutefois, ceci peut poser un problème, à savoir que l'élément de commutation peut ne pas devenir non conducteur lorsque le courant fourni à l'inductance n'atteint pas le niveau élevé prédéterminé, comme cela peut être le cas lorsque la tension de source de courant continu fournit une impédance élevée. De plus, si l'élément de commutation est rendu non conducteur après une longue période, c'est-à-dire si la durée de la période de conduction augmente considérablement, la fréquence de commutation devient trop faible dans une gamme audible, ce qui n'est pas acceptable pour le ballast. Compte tenu des problèmes ci-dessus, la présente invention a pour but de proposer un ballast perfectionné pour une lampe à décharge. Pour atteindre ce but et selon l'un des aspects de la présente invention, il est proposé un ballast pour une lampe à décharge, caractérisé en ce qu'il comprend: un convertisseur de tension fournissant une tension continue à partir d'une tension de source de courant continu, convertisseur de tension qui comprend un élément de commutation et un élément de stockage d'énergie comportant une inductance, l'élément de commutation agissant pour commuter de manière répétitive la tension de source de courant continu afin de stocker une énergie dans l'élément de stockage d'énergie; un convertisseur de puissance qui reçoit l'énergie et la convertit en une puissance de fonctionnement pour commander la lampe à décharge; et un régulateur qui fournit une valeur de commande et qui rend conducteur et non conducteur l'élément de commutation pendant des périodes de temps variables en fonction de la valeur de commande afin de réguler la sortie du convertisseur de tension en vue de générer une puissance nécessaire pour la lampe à décharge; en ce que le régulateur définit: une période de non-conduction variable au cours de laquelle l'élément de commutation est non conducteur, et une période de conduction variable au cours de laquelle l'élément de commutation est conducteur; une limite de fin de non-conduction minimum et une limite de fin de non- conduction maximum forcée pour mettre fin à la période de non-conduction variable; et une limite de fin de conduction minimum et une limite de fin de conduction maximum forcée pour mettre fin à la période de conduction variable; la limite de fin de non-conduction minimum étant définie à un moment o un courant secondaire provenant de l'inductance devient nul, tandis que la limite de fin de conduction minimum est définie à un moment o un courant primaire passant à travers l'élément de commutation ou une tension primaire développée aux bornes de l'élément de commutation atteint un niveau correspondant à la valeur de commande; et en ce que le régulateur met fin à la période de non-conduction au moment de la limite de fin de non-conduction minimum ou au moment de la limite de fin de non-conduction maximum forcée, quel que soit celui qui intervient le premier; et à la période de conduction au moment de la limite de fin de conduction minimum ou au moment de la limite de fin de conduction maximum forcée, quel que soit celui qui intervient le premier. Du fait que des limites de fin de non-conduction maximum et de fin de conduction maximum forcées sont respectivement prévues pour les périodes de non- conduction et de conduction variables, l'élément de commutation peut fonctionner à une fréquence de commutation admissible, tandis qu'un courant adapté circule à travers l'élément de commutation sans provoquer une diminution sensible de l'efficacité de la commutation, ce qui constitue l'objectif principal de la présente invention. De préférence, le régulateur contrôle un état de sortie du convertisseur de tension et fournit la valeur de commande qui varie avec l'état de sortie. De préférence également, la limite de fin de non-conduction maximum forcée varie en fonction de l'état de sortie du convertisseur de tension. Conformément à une caractéristique particulière de la présente invention, le régulateur contrôle une puissance de sortie du convertisseur de tension à titre indicatif de l'état de sortie, pour fournir la valeur de commande à partir de la puissance de sortie, et fait varier la limite de fin de non-conduction maximum forcée en fonction de la valeur de commande, dans le sens d'un raccourcissement de la période de non-conduction, lorsque la valeur de commande exige le passage d'un courant plus important à travers l'élément de commutation. Ainsi, il est possible d'augmenter la puissance de sortie sans que cette augmentation s'accompagne d'une diminution de la fréquence de commutation. Ceci est particulièrement avantageux pour augmenter rapidement la luminosité de la lampe à décharge dans des conditions dites de démarrage à froid dans lesquelles la tension de la lampe est faible. Le régulateur peut comprendre un détecteur de tension qui détecte la tension primaire aux bornes de l'élément de commutation et qui compare cette tension primaire avec une valeur de référence afin de déterminer que le courant secondaire devient nul, lorsque la tension primaire diminue jusqu'à la valeur de référence. A titre de variante, le régulateur peut comprendre un détecteur de variation de tension qui détecte une variation de la tension aux bornes de l'élément de commutation et qui compare cette variation avec une valeur de référence afin de déterminer que le courant secondaire devient nul, lorsque la variation atteint la valeur de référence. De préférence, le régulateur comprend un comparateur qui compare une tension de sortie du convertisseur de tension avec une tension maximum admissible et qui émet un signal de limite lorsque la tension de sortie dépasse la tension maximum admissible, le régulateur prolongeant, en réponse au signal de limite, la période de non-conduction suivante jusqu'à ce que la tension de sortie devienne inférieure à la tension maximum admissible, ce qui permet d'éviter que le convertisseur de tension ne fournisse une tension de sortie excessive au moment du démarrage de la lampe. Il est également préférable que le régulateur définisse la limite de fin de conduction maximum forcée qui varie en fonction de la tension de source de courant continu de façon que la période de conduction se termine avant que la tension de source de courant continu n'augmente. Ainsi, la période de conduction peut être ajustée de manière appropriée lorsque la tension de source de courant continu varie de manière importante. De préférence également, la valeur de commande possède une limite supérieure qui définit un courant maximum autorisé à passer à travers l'élément de commutation. Ceci permet d'éviter le passage d'un courant excessif à travers l'élément de commutation. Le régulateur peut comprendre un circuit à retard qui retarde une augmentation de la valeur de commande lorsque le convertisseur de tension commence à fonctionner, pour ainsi permettre un démarrage en douceur du ballast afin de réduire des contraintes appliquées à l'élément de commutation et à d'autres organes du convertisseur de tension. Le régulateur peut en outre comprendre un circuit limiteur qui réduit la limite supérieure à un niveau bas pendant une période de démarrage prédéterminée à partir du début du fonctionnement du ballast et qui rétablit la limite supérieure à un niveau haut une fois écoulée la période de démarrage. Ceci permet également de réduire les contraintes appliquées à l'élément de commutation et aux autres organes du convertisseur de tension au début du fonctionnement du ballast. Le régulateur peut aussi comprendre un dispositif de contrôle de tension de sortie qui contrôle une tension de sortie du convertisseur de tension afin de réduire la limite supérieure à un niveau inférieur lorsque la tension de sortie augmente. Ainsi, il est possible de limiter la période de conduction au début du fonctionnement du ballast, c'est-à-dire dans un état d'absence de charge, afin de limiter le courant de commutation à un niveau modéré pour ainsi diminuer les contraintes appliquées à l'élément de commutation ainsi qu'aux autres organes du convertisseur de tension. En outre, le régulateur peut comprendre un dispositif de contrôle de tension de sortie qui contrôle une tension de sortie du convertisseur de tension et qui fournit un signal de prolongation lorsque la tension de sortie dépasse une tension prédéterminée supérieure à une tension de service pour faire fonctionner la lampe, le régulateur faisant, en réponse au signal d'activation, varier la limite de fin de conduction minimum de la période de conduction afin que cette dernière dure plus longtemps qu'en l'absence du signal de prolongation. Ainsi, le régulateur peut définir une période de conduction prolongée afin de fournir un courant de sortie suffisant à la lampe dans un état presque sans charge, c'est-à-dire juste après le démarrage de la lampe, afin de permettre un bon fonctionnement de celle-ci. Ce qui précède, ainsi que d'autres buts, caractéristiques et avantages de la présente invention, ressortira plus clairement de la description détaillée suivante de modes de réalisation donnée à titre d'exemple nullement limitatif en référence aux dessins annexés dans lesquels: la figure 1 est un schéma de circuit d'un ballast pour une lampe à décharge, selon un premier mode de réalisation de la présente invention; la figure 2 est un schéma de circuit d'un oscillateur utilisé dans le ballast; les figures 3 et 4 sont des graphiques illustrant le fonctionnement de l'oscillateur; la figure 5 est un diagramme schématique montrant des détails d'un circuit à retard utilisé dans le ballast; la figure 6 est un graphique illustrant le fonctionnement du circuit à retard; la figure 7 est un diagramme schématique d'un dispositif de contrôle de courant utilisé dans le ballast; la figure 8 est un graphique illustrant le fonctionnement du dispositif de contrôle de courant; la figure 9 est une vue schématique d'une première variante d'un générateur de valeur limite pouvant être utilisée dans le ballast; la figure 10 est une vue schématique d'une deuxième variante d'un générateur de valeur limite pouvant être utilisée dans le ballast; la figure 11 est un graphique illustrant le fonctionnement du générateur de valeur limite de la figure 10; la figure 12 est une vue schématique d'une troisième variante d'un générateur de valeur limite pouvant être utilisée dans le ballast; la figure 13 est un graphique illustrant le fonctionnement du générateur de valeur limite de la figure 12; la figure 14 est un diagramme schématique montrant un atténuateur pouvant être utilisé en relation avec un limiteur du ballast; les figures 15 à 18 sont des diagrammes schématiques montrant respectivement des variantes d'un détecteur de tension de commutation utilisé dans le ballast; et la figure 19 est un diagramme schématique d'un ballast selon un second mode de réalisation de la présente invention. En référence tout d'abord à la figure 1 qui représente un premier mode de réalisation d'un ballast pour une lampe à décharge, selon la présente invention, le ballast comprend un convertisseur de tension 20 qui délivre une tension continue lissée à partir d'une tension de source de courant continu fournie par une batterie 10, un inverseur 30 qui reçoit la tension continue et fournit une tension alternative appliquée par l'intermédiaire d'un dispositif de démarrage 40 pour faire fonctionner la lampe à décharge 5 qui, par exemple, peut être une lampe à décharge à haute intensité utilisée comme phare de véhicule automobile. Le convertisseur 20 est conçu sous la forme d'un convertisseur indirect comprenant un transformateur muni d'un enroulement primaire 21 et d'un enroulement secondaire 22, et un élément ou transistor de commutation 23 monté en série avec l'enroulement primaire aux bornes de la batterie 10. Le transistor 23 est commandé par un régulateur 50 pour devenir conducteur et non conducteur afin d'interrompre de manière répétitive le passage d'un courant primaire Il à travers l'enroulement primaire 21 à partir de la batterie 10, pour ainsi accumuler une tension induite résultante dans l'enroulement secondaire 22. Un condensateur de lissage 24 est monté en série avec une diode 25 aux bornes de l'enroulement secondaire 22 afin de fournir une tension continue lissée à l'inverseur 30. Le sens des enroulements 21 et 22 est indiqué sur la figure 1 par des points de polarité et est tel que la diode 25 dirige un courant secondaire I2 de l'enroulement secondaire 22 dans le condensateur de lissage 24 au cours de la période de non-conduction du transistor 23, pour ainsi charger le condensateur 24. L'inverseur 30 a une configuration en pont complet comportant quatre commutateurs 31, 32, 33 et 34 qui sont commandés par un dispositif de commande 35 pour devenir conducteurs et non conducteurs de telle façon que les deux commutateurs opposés en diagonale 31 et 34 soient conducteurs et non conducteurs en alternance avec les deux autres commutateurs opposés en diagonale 32 et 33 pour fournir une tension alternative à la lampe 5. Le dispositif de démarrage 40 reçoit la tension alternative de l'inverseur 30 et agit pour générer des impulsions à tension élevée afin de démarrer la lampe 5 et cesse de générer les impulsions une fois la lampe démarrée. Le régulateur 50 est chargé d'agir par rétroaction sur le convertisseur de tension 20 pour réguler la puissance appliquée à la lampe 5. Le régulateur 50 comprend un générateur de commande de puissance 51 qui détermine une puissance de sortie du convertisseur 20 pour la lampe et émet une commande de puissance indicative de la puissance de sortie. Un calculateur de commande de courant 52 est relié pour recevoir la commande de puissance ainsi que la tension de sortie du condensateur 24 contrôlée par un dispositif de contrôle de tension de sortie 53 et amplifiée par l'intermédiaire d'un amplificateur 54 pour générer une commande de courant qui constitue une valeur cible pour un courant de sortie du convertisseur 20. La commande de courant est transmise à l'une des extrémités d'un amplificateur d'erreur 55 qui, au niveau de son autre extrémité, reçoit le courant de sortie du convertisseur 20 contrôlé par un détecteur de courant 56 et transmis par l'intermédiaire d'un dispositif de contrôle de courant 57. A partir de la commande de courant et du courant de sortie, l'amplificateur d'erreur 55 fournit une valeur de commande, c'est-à-dire une valeur de commande de courant maximale pour le courant primaire du convertisseur 20. La valeur de commande de courant maximale est transmise à une entrée inverseuse (-) d'un premier comparateur 61 par l'intermédiaire d'un circuit limiteur 100 et d'un circuit à retard 120 dont les fonctions seront décrites plus loin. il Le régulateur 50 comprend un détecteur de tension de commutation 70 monté pour détecter une tension développée aux bornes du transistor 23 du convertisseur , c'est-à-dire une tension drain-source du transistor 23 indicative du courant primaire Il traversant le transistor 23. La tension drain-source peut également être indicative d'un moment o le courant secondaire I2 passant à travers l'enroulement secondaire 22 devient nul pour la raison qui va être expliquée ci-après. Lorsque le transistor 23 est rendu non conducteur pour faire passer le courant secondaire I2 à travers l'enroulement secondaire 22, l'enroulement primaire 21 voit se développer une force contre- électromotrice qui s'ajoute à la tension continue de source de la batterie 10 de sorte que la tension drain-source devient considérablement plus élevée que la tension continue de source. Puis, lorsque l'enroulement secondaire 22 libère son énergie jusqu'à ce que le courant secondaire I2 devient nul, la tension drain- source devient rapidement presque égale à la tension continue de source de la batterie 10. Par conséquent, le courant secondaire I2 est déterminé pour devenir nul lorsqu'une variation AV de la tension drain-source atteint un certain niveau (donné par une tension de référence Vdd). La tension drain-source est traitée au niveau du détecteur de tension de commutation 70 pour être indicative du courant primaire ainsi que du moment o le courant secondaire diminue jusqu'à zéro, et est fournie à une entrée non inverseuse (+) du premier comparateur 61 ainsi qu'à une entrée inverseuse (-) d'un second comparateur 62. Ainsi, le premier comparateur 61 fournit une sortie de niveau haut à un oscillateur 80 lorsque la tension drain-source indicative du courant primaire Il atteint la valeur de commande, c'est-à-dire la valeur de commande de courant maximale fournie par l'amplificateur d'erreur 55. La sortie de niveau haut du premier comparateur 61 est utilisée dans l'oscillateur 80 pour rendre le transistor 23 non conducteur à un moment particulier, comme cela sera décrit plus loin. Le second comparateur 62 reçoit, au niveau de son entrée non inverseuse (+), une tension de référence Vdd avec laquelle il compare la variation AV de la tension drain-source afin de fournir une sortie de niveau haut lorsque la variation AV est réduite à la tension de référence Vdd, ce qui indique une diminution à zéro du courant secondaire I2. Pour contrôler le courant primaire Il, le détecteur de tension de commutation 70 comprend deux diodes 71 et 72 reliées en série qui sont montées entre une source de tension Vcc et le drain du transistor 23 par l'intermédiaire d'une résistance d'excursion haute 73. Une liaison entre la résistance d'excursion haute 73 et la diode 72 est reliée à l'entrée non inverseuse (+) du premier comparateur 61 pour fournir la tension indicative du courant primaire. Des diodes de fixation de niveau 76 et 77 sont intégrées dans le détecteur de tension 70 pour respectivement fixer le niveau d'une tension excessive et d'une tension minimale pour la tension drain-source contrôlée au niveau du détecteur 70. Pour contrôler la variation Av de la tension drain- source, le détecteur 70 comprend un circuit différentiateur composé d'un condensateur 74 et d'une résistance 75. L'oscillateur 80 a pour fonction de déterminer une période de conduction maximale et une période de conduction minimale du transistor 23 ainsi qu'une période de non-conduction maximale et une période de non-conduction minimale de celui-ci. La sortie de niveau haut du premier comparateur 61 sert à déterminer la période de conduction minimale du transistor 23, tandis que la sortie de niveau haut du second comparateur 62 sert à déterminer la période de non- conduction minimale du transistor 23. Comme cela est visible sur la figure 2, l'oscillateur 80 comprend une bascule RS 81 dont la sortie Q est reliée à la grille du transistor 23 pour rendre celui-ci conducteur et non conducteur, un comparateur de remise à 0 82 dont la sortie est reliée à une entrée de remise à 0 (R) de la bascule 81, et un comparateur de mise à 1 83 dont la sortie est reliée à une entrée de mise à 1 (S) de la bascule 81. L'oscillateur 80 comprend un premier commutateur 84 et un second commutateur 85 qui fournissent des tensions de référence Vrl, Vr2 et Vr3 appliquées sélectivement à une entrée inverseuse (-) du comparateur de remise à 0 82. Ces tensions de référence sont définies pour avoir une relation telle que Vrl 81, pour rendre le transistor 23 non conducteur, c'est- à-dire pour mettre fin à la période de conduction du transistor. De même, lorsque l'entrée inverseuse (-) du comparateur de remise à 0 82 est reliée à Vr3 et Vr2, la période de conduction du transistor 23 prend fin aux moments t2 et t3, respectivement. Le premier commutateur 84 est activé par le premier comparateur 61 pour appliquer la tension de référence la plus élevée Vr2 à l'entrée inverseuse (-) du comparateur de remise à 0 82 en réponse à la sortie de niveau bas du premier comparateur 61, c'est-à-dire lorsque le courant primaire Il n'atteint la valeur de commande ou la valeur de commande de courant maximale fournie par l'amplificateur d'erreur 55. Lorsque le premier comparateur 61 fournit la sortie de niveau haut en réponse au fait que le courant primaire Il atteint la valeur de commande de courant maximale, le premier commutateur 84 est inversé pour appliquer soit la tension de référence la plus faible Vrl soit la tension de référence moyenne Vr3 par l'intermédiaire du second commutateur 85 à l'entrée inverseuse (-) du comparateur de remise à 0 82. Normalement, le second commutateur 85 est réglé pour connecter la tension de référence la plus faible Vrl. Par conséquent, le transistor 23 est rendu non conducteur au moment tl le plus précoce o le courant primaire atteint la valeur de commande de courant maximale ou la valeur de courant cible. Sinon, le transistor 23 est rendu non conducteur au moment t2 le plus tardif. En ce sens, la période de conduction du transistor 23 a une limite de fin de conduction minimum définie par le moment tl et une limite de fin de conduction maximum définie par le moment t2. Le fait de prévoir la limite de fin de conduction maximum pour la période de conduction permet d'éviter que le transistor 23 ne soit maintenu conducteur pendant une période de temps excessive. Ceci est particulièrement avantageux dans le cas o la tension de source de courant continu comporte une impédance si élevée que le courant primaire risque de saturer avant d'atteindre la valeur de commande de courant maximale, ce qui aurait pour effet de maintenir le transistor 23 conducteur en permanence. La limite de fin de conduction minimum est choisie pour éviter une situation non désirée dans laquelle le transistor deviendrait non conducteur immédiatement après un état de conduction instable. Le second commutateur 85 est activé par un comparateur de tension 63 qui, comme on peut le voir sur la figure 1, compare la tension de sortie du convertisseur 20 avec une tension de référence Vlrl pour fournir une sortie de niveau haut lorsque la tension de sortie atteint Vlrl. La tension de référence Vlrl est définie de façon que le comparateur 63 fournisse la sortie de niveau haut lorsque la tension de sortie du convertisseur 20 augmente jusqu'à un niveau indiquant un état d'absence de charge dans lequel la lampe n'est pas démarrée. En réponse à l'état d'absence de charge, le comparateur 63 active le second commutateur 85 afin d'appliquer la tension de référence moyenne Vr3 à l'entrée inverseuse (-) du comparateur de remise à 0 82. Ainsi, la bascule 81 oblige le transistor 23 à devenir non conducteur au moment t3, c'est-à-dire que la période de conduction est rendue plus longue que dans le cas contraire, pour ainsi permettre le passage d'un courant primaire suffisant pour permettre un fonctionnement stable de la lampe. D'autre part, l'oscillateur 80 comprend une unité fonctionnelle 89 qui reçoit une tension d'entrée délivrée au convertisseur 20 et qui fournit une sortie augmentant le courant Ir fourni par la source de courant 86, lorsque la tension d'entrée augmente. Par conséquent, lorsque la tension d'entrée, c'est-à-dire la tension de source de courant continu, augmente, le condensateur 87 est chargé à une plus grande vitesse pour ainsi réduire les limites de fin de conduction respectivement définies par les moments tl, t2 et t3 auxquels le condensateur 87 est chargé jusqu'aux tensions de référence Vrl, Vr2 et Vr3. Autrement dit, la période de conduction du transistor 23, en particulier sa période de conduction maximum, est raccourcie lorsque la tension d'entrée augmente et prolongée lorsque la tension d'entrée diminue, pour permettre une circulation appropriée du courant primaire en fonction de la tension d'entrée. En résumé, le transistor 23 est rendu non conducteur lorsque le courant primaire atteint la valeur de commande de courant maximale ou lorsque la période de conduction maximum est terminée, quelle que soit la condition qui se présente la première. En outre, une période de conduction minimum qui se termine au moment tl est accordée au transistor 23. Immédiatement après que le transistor 23 a été rendu non conducteur, le commutateur 88 est fermé par la bascule 81 pour décharger le condensateur 87 afin que celui-ci soit prêt pour une opération de minutage suivante destinée à déterminer le moment de mise à l'état non conducteur du transistor 23. Dans la partie qui suit, la description se propose d'expliquer une méthode de détermination d'une limite de fin de nonconduction, c'est-à-dire du moment de la mise à l'état conducteur du transistor 23 après que celui-ci a été rendu non conducteur. A cet effet, l'oscillateur 80 comprend un commutateur 94 qui applique sélectivement une tension de référence Vsl et une tension de référence variable entre Vs2 et Vs3 à l'entrée inverseuse (-) du comparateur de mise à 1 83. Les tensions de référence Vsl, Vs2 et Vs3 sont définies pour avoir une relation telle que Vsl un moment entre T2 et T3. Le commutateur 94 est activé par le second comparateur 62 pour appliquer la tension de référence la plus faible Vsl à l'entrée inverseuse (-) du comparateur de mise à 1 83 en réponse à la sortie de niveau haut du second comparateur 62, c'est-à-dire lorsque le courant secondaire devient nul. Lorsque le second comparateur 83 fournit la sortie de niveau bas en réponse au fait que le courant secondaire I2 n'est pas encore en train de tomber à zéro, le commutateur 94 est inversé pour appliquer une tension de référence variable entre Vs3 et Vs2 à l'entrée inverseuse (-) du comparateur de mise à 1 83. Par conséquent, le transistor 23 est rendu conducteur au moment Tl le plus précoce o le courant secondaire est descendu à zéro. Sinon, le transistor 23 est rendu non conducteur au moment le plus tardif entre T3 et T2. En ce sens, la période de non-conduction du transistor 23 a une limite de fin de non-conduction minimum définie par le moment T1 et une limite de fin de non-conduction maximum définie par le moment T2. Ainsi, le transistor 23 est rendu conducteur lorsque le courant secondaire tombe à zéro au moment Tl ou lorsque la limite de fin de non- conduction maximum est atteinte, quelle que soit la condition qui se présente la première. Ceci supprime le risque que le transistor 23 soit rendu non conducteur après la chute et le maintien à zéro du courant secondaire. Sinon, au cours de la période de conduction suivante, le courant de commutation ayant une valeur maximale anormalement élevée devrait passer par le convertisseur 20, ce qui réduirait l'efficacité de la commutation. En outre, grâce au fait que la limite de fin de non-conduction maximum est prévue en plus de la limite de fin de conduction maximum, il est possible de maintenir la fréquence de commutation dans une plage acceptable. La tension de référence variable entre Vs3 et Vs2 est générée au niveau d'une unité fonctionnelle 95 pour être réduite de Vs2 à Vs3 lorsque la valeur de commande ou la valeur de commande de courant maximale cible augmente. La tension de référence variable sert à déterminer la limite de fin de non-conduction, c'est-à-dire à mettre fin à la période de non-conduction lorsque le courant secondaire n'est pas tombé à zéro. Ceci est appelé un mode continu dans lequel le transistor 23 est rendu conducteur pendant que le courant secondaire continue à circuler, comparativement à un mode limite dans lequel le transistor 23 est rendu conducteur sensiblement au moment o le courant secondaire tombe à zéro. Le mode continu apparaît lorsque le courant primaire est contraint à circuler en une quantité plus importante au cours de la période de conduction précédente afin de fournir une puissance plus importante en vue d'augmenter rapidement la luminosité de la lampe au moment d'un démarrage à froid de celle-ci. L'augmentation du courant primaire nécessite une période de temps plus longue avant que le courant secondaire ne tombe à zéro. Par conséquent, en l'absence du mode continu, c'est-à-dire si seul le mode limite existait, la fréquence de commutation serait réduite. Cependant, grâce au fait qu'il est prévu la limite de fin de non-conduction forcée pour établir le mode continu dans cette situation particulière, la période de non-conduction du transistor 23 est limitée afin de ne pas diminuer la fréquence de commutation. La tension de référence Vs3 est fixée à un niveau modéré permettant au courant secondaire de circuler à un niveau suffisant pour ne pas entraîner une diminution de l'efficacité de la commutation. La limite de fin de non- conduction minimum définie par le moment Tl est fixée pour permettre à la période de non-conduction de se poursuivre sans phénomène de commutation instable dû à l'apparition d'oscillations immédiatement après la mise à l'état non conducteur du transistor 23. En résumé, le transistor 23 est rendu conducteur lorsque le courant secondaire tombe à zéro ou lorsque la période de non-conduction maximum définie par le moment T2 est terminée, quelle que soit la condition qui se présente la première. Immédiatement après la mise à l'état conducteur du transistor 23, le commutateur 98 est fermé par la bascule 81 pour décharger le condensateur 97 afin que celui-ci soit prêt pour une opération de minutage suivante destinée à déterminer le moment de mise à l'état conducteur du transistor 23. En outre, pour éviter que la tension de sortie du convertisseur 20 ne devienne trop élevée, l'oscillateur comprend un commutateur de désactivation 99 qui est relié aux bornes de la source de courant 96 pour désactiver le chargement du condensateur 97 lorsque la tension de sortie contrôlée dépasse un niveau maximum prédéterminé. Le commutateur 99 est activé par un comparateur de tension 64 qui, comme cela est visible sur la figure 1, compare la tension de sortie du convertisseur 20 avec une tension de référence Vlr2 correspondant au niveau maximum, afin de fournir une sortie de niveau haut lorsque la tension de sortie atteint Vlr2. Lorsque la tension de sortie augmente jusqu'au niveau maximum Vlr2, ce qui se produit au cours de la période de conduction du transistor 23, le comparateur 64 agit pour fermer le commutateur 99, ce qui désactive l'opération de minutage destinée à déterminer la limite de fin de non-conduction au cours de la période de non-conduction suivante du transistor 23, jusqu'à ce que la tension de sortie devienne inférieure au niveau maximum. Une description détaillée du limiteur 100 prévu pour limiter la valeur de commande de courant maximale fournie par l'amplificateur d'erreur 55, va maintenant être donnée en référence à la figure 1. Le limiteur 100 reçoit une valeur limite sous la forme d'une tension générée au niveau d'un générateur de valeur limite 101, en plus de la valeur de commande de courant maximale également sous la forme d'une tension, afin de transmettre la plus faible des deux tensions comme nouvelle valeur de commande de courant maximale au comparateur 61 pour éviter une circulation excessive du courant primaire à travers le transistor 23. Le générateur de valeur limite 101 est une unité fonctionnelle qui reçoit la tension de sortie du convertisseur 20 et fournit la valeur limite Vlim qui décroît au fur et à mesure que la tension de sortie augmente, à l'intérieur d'une plage limitée entre VlimH et VlimL. Ainsi, lorsque la tension de sortie du convertisseur 20 est relativement faible, ce qui indique que la lampe vient juste d'être mise en marche, la valeur limite est augmentée, afin de permettre une circulation du courant primaire suffisante pour atteindre rapidement la luminosité voulue de la lampe. Au cours du fonctionnement stable de la lampe, pendant lequel la tension de sortie du convertisseur 20 est relativement élevée pour faire passer le courant primaire en faible quantité, la valeur limite Vlim est réduite afin que le courant primaire soit maintenu stable sans augmentation brutale. La valeur limite la plus faible VlimL est définie pour éviter l'application de contraintes non désirées au transistor, tandis que la valeur limite la plus élevée VlimH est définie pour éviter que la période de conduction du transistor ne soit trop courte. La figure 5 montre des détails du circuit à retard prévu entre le limiteur 100 et le comparateur 61 pour augmenter progressivement la valeur de commande de courant maximale jusqu'à un niveau souhaité. Le circuit comprend un diviseur de tension formé de résistances 121, 122, 123 et 124, qui divise la tension de sortie Vol du limiteur 100 indicative de celle de la valeur de commande de courant maximale Veo fournie par l'amplificateur d'erreur 55 et de la valeur limite Vlim, qui est la plus faible. Deux diodes reliées en série 126 et 127 sont montées en série avec la résistance 122 aux bornes de la résistance 123 pour ajouter leur tension directe à la tension de sortie du limiteur 100 afin de fournir la tension résultante Vc2 comme nouvelle valeur de commande de courant maximale au comparateur 61. Un condensateur 125 coopère avec les résistances 121 à 124 pour fournir une constante de temps afin de retarder l'augmentation de la valeur de commande de courant maximale Vc2. Bien que cela ne soit pas visible, le condensateur 125 est relié pour se décharger lorsque le ballast est désexcité. Le fonctionnement du circuit à retard 120 est illustré sur la figure 6. Lorsque la tension d'entrée Vin augmente, la valeur limite Vlim augmente jusqu'à aV. Simultanément, la tension de sortie Veo de l'amplificateur d'erreur 55 monte jusqu'à bV supérieure à aV et, par conséquent, la tension de sortie Vol du limiteur augmente jusqu'à aV. Puis, le circuit à retard 120 agit pour fournir la valeur de commande de courant maximale Vc2 qui augmente progressivement jusqu'à cV laquelle est atténuée pour être inférieure à aV. Cette augmentation progressive de la valeur de commande de courant maximale permet une commutation en douceur du transistor 23 et, par conséquent, diminue les contraintes appliquées au transistor 23 ainsi qu'aux autres organes du convertisseur 20. Les diodes 126 et 127 sont choisies pour avoir la même caractéristique que les diodes 71 et 72 utilisées dans le détecteur de tension de commutation 70, afin de compenser une variation dépendante de la température ou une variation similaire de la tension directe des diodes 71 et 72, pour ainsi assurer une comparaison fiable au niveau du comparateur 61 entre le courant primaire contrôlé et la valeur de commande de courant maximale. La figure 7 montre des détails du dispositif de contrôle de courant 57 qui fournit à l'amplificateur d'erreur 55 un courant de sortie contrôlé tout à fait représentatif du courant de sortie réel issu du convertisseur 20 pendant une courte période de transition qui suit immédiatement l'allumage de la lampe 5. Le dispositif de contrôle de courant 57 comprend un amplificateur 131 relié par l'intermédiaire d'une résistance 132 au détecteur de courant 56 pour fournir une tension amplifiée correspondante. L'amplificateur 131 a sa sortie reliée par l'intermédiaire d'un commutateur 136 à l'amplificateur d'erreur 55 pour fournir à celui-ci la valeur de courant contrôlé Ila. Un filtre est prévu en association avec l'amplificateur 131 et est formé d'une résistance 132, d'une résistance de rétroaction 133, d'une résistance de décalage 135 et d'un condensateur de rétroaction 134. Le commutateur 136 est activé par un détecteur d'allumage/extinction de lampe 58 qui, à partir de la tension de sortie du convertisseur 20, détecte si la lampe est allumée ou éteinte. S'il est détecté que la lampe est allumée, le commutateur 136 relie la sortie de l'amplificateur 131 à l'amplificateur d'erreur 55. Sinon, c'est-à- dire s'il est détecté que la lampe est toujours éteinte après sa mise en marche, le commutateur 136 relie la sortie du calculateur de commande de courant 52 à l'amplificateur d'erreur 55 par l'intermédiaire d'un atténuateur 137. L'atténuateur 137 agit pour multiplier la valeur de commande de courant KIla par k (étant précisé que 0 allumée, pour assurer une commande fiable de celle-ci. En l'absence de la fourniture de la valeur de courant de sortie contrôlé fictive au cours de la période d'extinction de la lampe, la valeur de courant contrôlé fournie à l'amplificateur d'erreur 55 tarderait à suivre le courant de sortie réel, comme cela est indiqué par la courbe en pointillés sur la figure 8. La figure 9 montre une première variante de générateur de valeur limite 10lA qui peut être utilisée à la place du générateur 101 précédent pour fournir la valeur limite Vlim au limiteur 100. Le générateur 101A comprend un diviseur de tension formé de résistances 102 et 103, qui fournit une tension divisée d'une tension de référence Vref. Deux diodes 104 et 105 reliées en série sont montées pour ajouter leur tension directe à la tension divisée, afin de générer la valeur limite Vlim fournie au limiteur 100. Une résistance d'excursion haute 106 est prévue pour relier l'anode de la diode 105 à une source de tension Vcc afin de piloter les diodes. Les diodes 104 et 105 sont choisies pour avoir la même caractéristique que les diodes 71 et 72 utilisées dans le détecteur de tension de commutation 70 afin de compenser une variation liée à la température ou une variation similaire de la tension directe des diodes 71 et 72, pour ainsi assurer une comparaison fiable au niveau du comparateur 61 entre le courant primaire contrôlé et la valeur de commande de courant maximale. La figure 10 montre une deuxième variante de générateur de valeur limite 0llB qui peut être utilisée à la place du générateur 101 de la figure 1 pour fournir au limiteur 100 la valeur limite Vlim2 qui augmente progressivement juste après la mise en marche de la lampe. Le générateur 0l1B comprend un diviseur de tension formé de résistances 141 et 142, qui fournit une tension divisée d'une tension de référence Vref pour générer une valeur limite de référence Vlim. Deux diodes 143 et 144 montées en série sont reliées pour ajouter leur tension directe à la tension de référence Vlim. Une résistance d'excursion haute 145 est prévue pour relier l'anode de la diode 144 à une source de tension Vcc afin de piloter les diodes. Un condensateur 146 est relié pour coopérer avec les résistances 141, 142 et 145 afin de fournir une constante de temps pour retarder l'augmentation de la valeur limite de référence Vlim en vue de transformer celle-ci en une nouvelle valeur limite Vlim2 dont le flanc montant augmente progressivement. Bien que cela ne soit pas représenté, le condensateur 146 est relié pour se décharger lorsque le ballast est désexcité. Le fonctionnement du générateur 10lB est représenté sur la figure 11. Lorsque la tension d'entrée Vin augmente, la tension de commande Vcc ainsi que la valeur limite de référence Vlim augmentent respectivement jusqu'à dV et aV. De même, la valeur limite Vlim2 augmente progressivement jusqu'à cV. Lorsque la tension de sortie Veo de l'amplificateur d'erreur 55 est bV qui est supérieure à cV, la valeur de commande de courant maximale Vc2 est la valeur limite Vlim2. Cette augmentation progressive de la valeur de commande de courant maximale Vc2 permet une commutation en douceur du transistor 23 et, par conséquent, une réduction des contraintes appliquées au transistor 23 ainsi qu'aux autres organes du convertisseur 20. Les diodes 143 et 144 sont choisies pour avoir la même caractéristique que les diodes 71 et 72 utilisées dans le détecteur de tension de commutation 70 afin de compenser une variation en fonction de la température ou une variation similaire de la tension directe des diodes 71 et 72, pour ainsi assurer une comparaison fiable au niveau du comparateur 61 entre le courant primaire contrôlé et la valeur de commande de courant maximale. La figure 12 représente une troisième variante de générateur de valeur limite 10lC pouvant être utilisée à la place du générateur 101 de la figure 1 pour fournir au limiteur 100 la valeur limite Vlim2 réduite pendant une période de temps limitée T après le démarrage de la lampe afin d'augmenter la valeur de commande de courant maximale progressivement en vue de réduire les contraintes appliquées au transistor 23 ainsi qu'aux autres organes du convertisseur 20. Le générateur 101C comprend un diviseur de tension formé de résistances 151, 152 et 156, qui fournit une tension divisée d'une tension de référence Vref pour générer une valeur limite de référence Vlim. Deux diodes 153 et 154 montées en série sont reliées pour ajouter leur tension directe à la tension divisée, afin de générer une valeur limite Vlim2 destinée à être fournie au limiteur 100. Une résistance d'excursion haute 155 est prévue pour relier l'anode de la diode 154 à une source de tension Vcc afin de piloter les diodes. Un commutateur 157 est relié aux bornes de la résistance 156 pour se fermer pendant la période de temps limitée T et pour s'ouvrir ensuite, afin de générer ainsi la valeur limite Vlim2 réduite ainsi que la valeur limite de référence Vlim au cours de la période de temps T, puis la valeur limite Vlim2 augmentée ainsi que la valeur limite de référence Vlim. Le fonctionnement du générateur 101C est illustré sur la figure 13. Lorsque la tension d'entrée Vin augmente, la tension de commande Vcc croît jusqu'à dV. Au cours de la période de temps T qui suit immédiatement la mise en marche de la lampe, la valeur limite de référence Vlim augmente jusqu'à a'V, puis progressivement jusqu'à aV. De manière correspondante, la valeur limite Vlim2 croît jusqu'à c'V pendant la période T, puis progressivement jusqu'à cV. Lorsque la tension de sortie Veo de l'amplificateur d'erreur 55 est bV supérieure à cV, le limiteur 100 fournit la valeur limite Vlim2 comme valeur de commande de courant maximale Vc2. Ainsi, la valeur limite est maintenue à un niveau bas au cours de la période initiale T qui suit immédiatement le démarrage de la lampe, puis est augmentée de manière progressive jusqu'à un niveau haut, pour permettre de réaliser une commutation en douceur du transistor 23 et, par conséquent, de réduire les contraintes appliquées au transistor 23 ainsi qu'aux autres organes du convertisseur 20. Les diodes 153 et 154 sont choisies pour avoir la même caractéristique que les diodes 71 et 72 utilisées pour le détecteur de tension de commutation 70 afin de compenser une variation dépendante de la température ou une variation similaire de la tension directe des diodes 71 et 72, pour ainsi assurer une comparaison fiable au niveau du comparateur 61 entre le courant primaire contrôlé et la valeur de commande de courant maximale. La figure 14 représente un atténuateur 110 prévu en relation avec le limiteur 100 pour compenser la variation fonction de la température ou une variation similaire de la tension directe des diodes 71 et 72 au niveau du détecteur de tension de commutation 70. Dans ce cas, la valeur limite Vlim est une tension divisée de la tension de référence Vref par des résistances 107 et 108. L'atténuateur 110 transmet la tension de sortie du limiteur 100, c'est-à-dire celle de la valeur limite Vlim et de la valeur de commande de courant maximale provenant de l'amplificateur d'erreur 55 qui est la plus faible, comme nouvelle valeur de commande de courant maximale au comparateur 61. L'atténuateur 110 comprend un diviseur de tension formé de résistances 111, 113 et 116, qui divise la tension de sortie indicative de celle de la tension de sortie Veo de l'amplificateur d'erreur et de la valeur limite Vlim, qui est la plus faible. Deux diodes 114 et 115 reliées en série sont montées en série avec une résistance 112 aux bornes de la résistance 113 pour ajouter leur tension directe à une tension apparaissant au niveau d'une connexion entre les résistances 113 et 116, afin de fournir la valeur de commande de courant maximale résultante au comparateur 61. Dans ce cas aussi, les diodes 114 et 115 sont choisies pour avoir la même caractéristique que les diodes 71 et 72 utilisées dans le détecteur de tension de commutation 70 afin de compenser une variation en fonction de la température ou une variation similaire de la tension directe des diodes 71 et 72, pour ainsi assurer une comparaison fiable au niveau du comparateur 61 entre le courant primaire contrôlé et la valeur de commande de courant maximale. La figure 15 représente un premier détecteur de tension de commutation 170 modifié qui peut être utilisé à la place du détecteur 70 représenté dans le mode de réalisation de la figure 1. La tension drain- source du transistor 23 est fournie par l'intermédiaire d'une résistance 171 à l'entrée non inverseuse (+) du premier comparateur 61 o elle est comparée avec la valeur de commande de courant maximale ou la valeur de commande provenant de l'amplificateur d'erreur 55 pour changer la limite de fin de conduction du transistor 23. De même, la tension drain- source du transistor 23 est fournie par l'intermédiaire d'un différentiateur formé d'un condensateur 172 et d'une résistance 173 à l'entrée inverseuse (-) du second comparateur 62 pour fournir une variation A de la tension drain-source. La variation AV est ensuite comparée au niveau du comparateur 62 avec un certain niveau donné par une tension de référence Vnl afin de déterminer le moment o le courant secondaire devient nul, dans le but de changer la limite de fin de non-conduction du transistor 23, comme cela a déjà été expliqué en référence au premier mode de réalisation. Un premier limiteur à diodes formé de diodes 174 et 175 est prévu dans le circuit pour éviter qu'une tension trop élevée et trop faible ne soit fournie au comparateur 61, en vue de protéger celui-ci. De même, un second limiteur à diodes formé de diodes 176 et 177 est prévu dans le circuit pour empêcher la fourniture d'une tension trop élevée et trop faible au comparateur 62, en vue de protéger celui-ci. La figure 16 représente un deuxième détecteur de tension de commutation modifié 170D qui peut être utilisé à la place du détecteur 70 du mode de réalisation de la figure 1 et qui est fondamentalement identique à la variante de la figure 15, excepté qu'une diode 178 est reliée aux bornes du condensateur 172D. Les mêmes éléments sont désignés par les mêmes numéros de référence suivis d'un suffixe formé par la lettre "D". Grâce à l'addition de la diode 178, la tension délivrée à l'entrée inverseuse (-) du second comparateur 62 peut comprendre, outre une composante indicative de la variation AV, une composante indicative de la tension drain-source proprement dite. On sait que la tension drain-source proprement dite peut également être indicative du moment o le courant secondaire I2 à travers l'enroulement secondaire 22 devient nul. Précisément, lorsque le transistor 23 est rendu non conducteur pour permettre le passage du courant secondaire I2 à travers l'enroulement secondaire 22, l'enroulement primaire 21 voit se développer une force contre-électromotrice qui s'ajoute à la tension de source de courant continu de la batterie 10, de sorte que la tension drain-source devient considérablement plus élevée que la tension de source de courant continu. Puis, lorsque l'enroulement secondaire 22 libère son énergie jusqu'à ce que le courant secondaire I2 tombe à zéro, la tension drain- source devient presque égale à la tension de source de courant continu de la batterie 10. Par conséquent, le moment o le courant secondaire devient nul peut avoir lieu lorsque la tension drain-source est réduite à un certain niveau correspondant à la tension de source de courant continu. Compte tenu de ceci, le comparateur 62 est, grâce à cette variante, capable de déterminer le moment de la diminution à zéro du courant secondaire, soit à partir de la variation AV soit à partir de la tension drain-source du transistor 23, en définissant de manière adaptée une constante de circuit comprenant la tension de référence Vnl. La figure 17 représente un troisième détecteur de tension de commutation modifié 170E qui peut être utilisé à la place du détecteur 70 du mode de réalisation de la figure 1 et qui est fondamentalement identique à la variante de la figure 16, excepté qu'une tension de décalage 179 est reliée en série avec une résistance 171E. Les mêmes éléments sont désignés par les mêmes numéros de référence suivis par un suffixe formé par la lettre "E". L'addition de la tension de décalage à la tension drain-source assure un fonctionnement fiable du ballast. En particulier, lorsqu'apparaît une condition dans laquelle la puissance de sortie est presque nulle, même si le courant de sortie circule, c'est-à-dire lorsque la tension de sortie est extrêmement faible, la valeur de commande de courant maximale générée au niveau de l'amplificateur d'erreur 55 est considérablement faible pour appliquer une tension de niveau bas correspondante à l'entrée inverseuse (-) du premier comparateur 61. Dans ce cas, il est certain que la tension drain-source plus la tension de décalage vont dépasser la tension de niveau bas de la valeur de commande de courant maximale, de sorte que le comparateur 61 peut délivrer la sortie de niveau haut pour réduire au minimum la période de conduction du transistor 23. Par conséquent, la sortie du convertisseur est régulée par la période de non-conduction variable déterminée par la sortie du second comparateur 62. A cet égard, il convient de noter que les diodes 71 et 72 utilisées dans le détecteur 70 du premier mode de réalisation fournissent la même tension de décalage à la tension drain-source du transistor en vue d'une comparaison au niveau du premier comparateur 61. La figure 18 représente un quatrième détecteur de tension de commutation modifié 170F pouvant être utilisé à la place du détecteur 70 du premiermode de réalisation. Le détecteur de tension de commutation 170F comprend une résistance 171F par l'intermédiaire de laquelle la tension drain-source du transistor 23 est fournie à l'entrée non inverseuse (+) du premier comparateur 61 ainsi qu'à l'entrée inverseuse (-) du second comparateur 62. Un limiteur à diodes formé de diodes 174F et 175F est prévu dans le circuit pour éviter qu'une tension trop élevée et trop faible ne soit délivrée au comparateur 61 et 62, en vue de protéger ces derniers. Dans cette variante, la tension drain-source indicative du courant primaire est comparée au niveau du premier comparateur 61 avec la valeur de commande de courant maximale pour changer la période de conduction du transistor 23, et au niveau du second comparateur 62 avec une tension de référence Vnl pour déterminer si le courant secondaire tombe ou non à zéro en vue de changer la période de non-conduction du transistor 23. La figure 19 représente un ballast selon un second mode de réalisation de la présente invention, qui est fondamentalement identique au premier mode de réalisation excepté que le second comparateur 62G est relié directement à un détecteur de courant 66 au niveau de l'une des extrémités de l'enroulement secondaire 22G pour recevoir une tension correspondante indicative du courant secondaire circulant à travers l'enroulement secondaire. Les mêmes éléments sont désignés par les mêmes numéros de référence suivis d'un suffixe formé par la lettre "G". Le comparateur 62G a son entree non inverseuse (+) reliée à la masse afin de fournir la sortie de niveau haut lorsque le courant secondaire devient nul, pour changer la période de non-conduction du transistor 23G, comme cela a été décrit en référence à la figure 2 du premier mode de réalisation. Le premier comparateur 61G est relié à un détecteur de courant 67 adjacent au transistor 23G pour recevoir une tension correspondante indicative du courant primaire circulant à travers le transistor 23G en vue de la comparer avec la valeur de commande de courant maximale, afin de changer la période de conduction, comme cela a déjà été décrit en référence à la figure 2 du premier mode de réalisation. Dans ce mode de réalisation également, le générateur de valeur limite 10lG comprend un comparateur 109 qui compare la tension de sortie du convertisseur 20G avec un niveau de référence pour commuter la valeur limite entre VlimH et VlimL, de sorte que lorsque la tension de sortie est inférieure au niveau de référence c'est la valeur limite haute VlimH qui est fournie au limiteur 10OG et que, sinon, c'est la valeur limite basse VlimL qui est fournie au limiteur 100G. Bien que la description précédente ait porté sur des modes de réalisation particuliers de la présente invention, celle-ci n'est bien entendu pas limitée aux exemples spécifiques décrits et illustrés ici et l'homme de l'art comprendra aisément qu'il est possible d'y apporter de nombreuses variantes et modifications sans pour autant sortir du cadre de l'invention. Ainsi, l'invention n'est pas limitée au convertisseur de tension du type indirect décrit précédemment mais peut comprendre un convertisseur de tension d'un autre type, comme par exemple un convertisseur dans lequel une bobine d'inductance est montée en série avec le condensateur de lissage et l'élément de commutation aux bornes de la source de tension de courant continu, et dans lequel le courant primaire mentionné dans la description et les revendications est défini pour traverser l'élément de commutation, lorsque celui-ci est conducteur, tandis que le courant secondaire est défini pour être libéré à partir de la bobine d'inductance, lorsque l'élément de commutation est non conducteur. REVENDICATIONS 1. Ballast pour une lampe à décharge, caractérisé en ce qu'il comprend: un convertisseur de tension (20) fournissant une tension continue à partir d'une tension de source de courant continu, convertisseur de tension (20) qui comprend un élément de commutation (23) et un élément de stockage d'énergie (24) comportant une inductance, l'élément de commutation (23) agissant pour commuter de manière répétitive la tension de source de courant continu afin de stocker une énergie dans l'élément de stockage d'énergie (24); un convertisseur de puissance (30) qui reçoit l'énergie et la convertit en une puissance de fonctionnement pour commander la lampe à décharge (5) et un régulateur (50) qui fournit une valeur de commande et qui rend conducteur et non conducteur l'élément de commutation (24) pendant des périodes de temps variables en fonction de la valeur de commande afin de réguler la sortie du convertisseur de tension (20) pour générer une puissance nécessaire à la lampe (5); en ce que le régulateur (50) définit: une période de non-conduction variable au cours de laquelle l'élément de commutation (23) est non conducteur, et une période de conduction variable au cours de laquelle l'élément de commutation (23) est conducteur; une limite de fin de non- conduction minimum et une limite de fin de non-conduction maximum forcée pour mettre fin à la période de non-conduction variable; et une limite de fin de conduction minimum et une limite de fin de conduction maximum forcée pour mettre fin à la période de conduction variable; la limite de fin de non-conduction minimum étant définie à un moment (Tl) o un courant secondaire (12) circulant à partir de l'inductance devient nul, tandis que la limite de fin de conduction minimum est définie à un moment (tl) o un courant primaire (Il) circulant à travers l'élément de commutation (23) ou une tension primaire développée aux bornes de l'élément de commutation atteint un niveau correspondant à la valeur de commande; et en ce que le régulateur (50) met fin à la période de non-conduction au moment de la limite de fin de non- conduction minimum ou au moment de la limite de fin de non-conduction maximum forcée, quel que soit celui qui intervient le premier, et à la période de conduction au moment de la limite de fin de conduction minimum ou au moment de la limite de fin de conduction maximum forcée, quel que soit celui qui intervient le premier. 2. Ballast selon la revendication 1, caractérisé en ce que le régulateur (50) contrôle un état de sortie du convertisseur de tension (20) et fournit la valeur de commande qui varie avec l'état de sortie. 3. Ballast selon la revendication 1, caractérisé en ce que la limite de fin de non-conduction maximum forcée varie en fonction de l'état de sortie du convertisseur de tension (20). 4. Ballast selon la revendication 3, caractérisé en ce que le régulateur (50): contrôle une puissance de sortie du convertisseur de tension (20) à titre d'indication de l'état de sortie et fournit la valeur de commande à partir de la puissance de sortie; et fait varier la limite de fin de non-conduction maximum forcée en fonction de la valeur de commande, dans le sens d'un raccourcissement de la période de non- conduction, lorsque la valeur de commande exige le passage d'un courant plus important à travers l'élément de commutation (23). 5. Ballast selon la revendication 1, caractérisé en ce que le régulateur (50) comprend un détecteur de tension (70) qui détecte la tension primaire aux bornes de l'élément de commutation (23) et qui compare la tension primaire avec une valeur de référence afin de déterminer que le courant secondaire (I2) devient nul lorsque la tension primaire diminue jusqu'à la valeur de référence. 6. Ballast selon la revendication 1, caractérisé en ce que le régulateur (50) comprend un détecteur de variation de tension qui détecte une variation de la tension aux bornes de l'élément de commutation (23) et qui compare la variation avec une valeur de référence afin de déterminer que le courant secondaire (I2) devient nul lorsque la variation atteint la valeur de référence. 7. Ballast selon la revendication 1, caractérisé en ce que le régulateur (50) comprend un comparateur qui compare une tension de sortie du convertisseur de tension (20) avec une tension maximum admissible et qui émet un signal de limite lorsque la tension de sortie est supérieure à la tension maximum admissible, le régulateur (50) prolongeant, en réponse au signal de limite, la période de non-conduction suivante jusqu'à ce que la tension de sortie devienne inférieure à la tension maximum admissible. 8. Ballast selon la revendication 1, caractérisé en ce que la limite de fin de conduction maximum forcée varie en fonction de la tension de source de courant continu afin d'avoir lieu plus tôt lorsque la tension de source de courant continu augmente. 9. Ballast selon la revendication 1, caractérisé en ce que la valeur de commande a une limite supérieure qui définit un courant maximum autorisé à passer à travers l'élément de commutation (23). 10. Ballast selon la revendication 9, caractérisé en ce que le régulateur (50) comprend un circuit à retard (120) qui retarde une augmentation de la valeur de commande lorsque le convertisseur de tension (20) commence à fonctionner. 11. Ballast selon la revendication 9, caractérisé en ce que le régulateur (50) comprend un circuit limiteur (100) qui réduit la limite supérieure à un niveau bas pendant une période de démarrage prédéterminée à partir du début du fonctionnement du ballast et qui rétablit la limite supérieure à un niveau haut une fois écoulée la période de démarrage. 12. Ballast selon la revendication 9, caractérisé en ce que le régulateur (50) comprend un dispositif de contrôle de tension de sortie (57) qui contrôle une tension de sortie du convertisseur de tension (20) afin de réduire la limite supérieure à un niveau inférieur lorsque la tension de sortie augmente. 13. Ballast selon la revendication 1, caractérisé en ce que le régulateur (50) comprend un dispositif de contrôle de tension de sortie (53) qui contrôle une tension de sortie du convertisseur de tension (20) et qui fournit un signal de prolongation lorsque la tension de sortie dépasse une tension prédéterminée supérieure à une tension de service pour faire fonctionner la lampe, le régulateur (50) faisant, en réponse au signal, varier la limite de fin de conduction minimum de la période de conduction afin que celle-ci soit plus longue qu'en l'absence du signal de prolongation.