FR 2796777 A1 20010126 FR 9909562 A 19990720 CCMANDE D'UN TRANSISTOR N)S DE PUISSANCE La présente invention concerne les circuits intégrant un transistor MOS de puissance avec son circuit de commande. La figure 1 représente, de façon très schématique, un exemple classique de circuit intégré du type auquel se rapporte la présente invention. Ce circuit intégré 1 comprend essentielle- ment un transistor MOS de puissance 2 dont le drain d et la source s définissent des bornes, respectivement 3 et 4 du circuit intégré en communication avec l'extérieur. La borne 3 correspond à une borne sur laquelle doit être appliquée une tension d'ali- mentation de la charge commandée par le circuit 1. La borne 4 correspond à une borne de sortie destinée à être connectée à une première borne de la charge à commander, l'autre borne de la charge étant généralement connectée à la masse. Le transistor 2 est commandé par un circuit 5 (CTRL) dont une borne de sortie est connectée à la grille g du transistor 2. Le circuit 5 comprend généralement plusieurs bornes d'entrée (symbolisées par une liai- son multifilaire 6) et/ou de paramétrage du fonctionnement du circuit. Le plus souvent, dans l'utilisation d'un circuit 1 tel qu'illustré par la figure 1, on souhaite également détecter la présence de la charge dans le circuit. Pour ce faire, le circuit 1 comporte en outre une borne 7 propre à délivrer le résultat d'une détection de présence de charge opérée à l'intérieur du circuit 1 par un bloc 8 (DET). La figure 2 représente, sous forme de schéma blocs, un exemple de montage d'un circuit intégré 1 tel qu'illustré par la figure 1 pour commander une charge 10 (Q). La charge 10 est connectée en série avec le transistor 2 (non représenté à la figure 2) du circuit 1, c'est-à-dire que la borne 3 est connectée à une borne d'alimentation positive d'application d'une tension Vbat, et que la borne 4 est connectée à une première borne de la charge 10 dont une deuxième borne est connectée à la masse m. Dans l'exemple de la figure 2, le montage prévoit la fonction de détection de la présence de la charge entre les bornes 4 et m. La présente invention s'applique plus particulièrement à la détec- tion de charge et, plus précisément, à la détection de présence de la charge non alimentée (c'est-à-dire avec le transistor 2 à l'état bloqué). Pour détecter la présence d'une charge 10 dans le mon- tage alors que celle-ci n'est pas alimentée, on prévoit une résistance Rp en parallèle avec le transistor 2. En d'autres ter- mes, la résistance Rp est connectée, le plus souvent de façon ex- terne au circuit 1, entre les bornes 3 et 4. Avec un tel montage, si la charge est présente, la borne 4 se trouve à un potentiel correspondant à la masse lorsque le transistor 2 est fermé. Si la charge est absente, c'est-à-dire que la borne 4 est en l'air, cette borne se retrouve à un potentiel positif, ici le potentiel Vbat, à la chute de tension près dans la résistance Rp. La valeur de la résistance Rp est généralement de plusieurs kilo-ohms pour ne pas engendrer de consommation trop importante ni dissiper fortement. Généralement, et en particulier si la valeur de la ten- sion Vbat est différente de la basse tension d'alimentation du circuit 8 de détection, la résistance Rp est connectée entre la borne 4 et une borne (non représentée) d'application d'une ten- sion de polarisation Vpol (par exemple, 5 volts). L'exploitation de la mesure de tension de la borne 4 par la résistance Rp pose plusieurs problèmes. Un premier problème est lié au temps de commutation du transistor 2. Ce problème est illustré par la figure 3A, qui représente, sous forme de chronogramme, un exemple d'allure de la tension V4 de sortie du circuit 1 pour alimenter la charge Q. Dans cet exemple, on considère une commande en allumage à un instant tO qui se traduit par une tension V4 atteignant le niveau de tension Vbat (en négligeant la chute de tension série dans le transistor 2 à l'état passant) à un instant tl. La diffé- rence entre les instants tO et tl représente le temps de commuta- tion à la fermeture du transistor 2. Dans l'exemple de la figure 3A, on suppose qu'à un instant t2, le circuit 5 commande l'ouver- ture du transistor 2. Cette commande se traduit, à partir d'un instant t3, par une décroissance de la tension V4 jusqu'à une annulation de celle-ci à un instant t4. L'intervalle de temps entre les instants t2 et t3 correspond au temps de réaction (tdoff) du transistor, c'est-à-dire le retard de sa commutation par rapport au signal de commande reçu. L'intervalle de temps entre les instants t3 et t4 correspond au temps d'ouverture (tf) du transistor, généralement donné comme étant le temps de des- cente de la tension de la borne 4 entre 90 % et 10 % de la ten- sion Vbat. La détection de la présence d'une charge en série avec le transistor 2 peut, à l'état ouvert, être polluée par le temps de commutation à l'ouverture du transistor. En effet, si on exploite la mesure du potentiel de la source s du transistor 2 entre les instants t2 et t4, on va détecter une absence de charge, même si celle-ci est présente. Cela est dû au fait que l'état ouvert du transistor est détecté à partir de l'instant t2 o le circuit de commande a donné l'ordre d'ouverture, mais que la disparition du potentiel de la borne 4 si une charge est pré- sente n'intervient qu'à l'issue du temps de commutation. Par conséquent, on est conduit à retarder l'exploita- tion de la mesure par rapport à l'instant t2 d'envoi de la com- mande en ouverture. Ce retard est le plus souvent effectué par un filtrage capacitif. Le temps de filtrage doit alors être adapté au temps de commutation du transistor. Un autre problème qui se pose pour l'exploitation de cette détection de potentiel afin de déterminer la présence ou l'absence d'une charge alors que le circuit est à l'état ouvert est que le temps de commutation du transistor dépend de la ten- sion Vbat d'alimentation du montage. Par conséquent, on doit pré- voir un temps de filtrage correspondant au pire cas possible d'utilisation du montage. Cette situation est illustrée par la figure 3B qui illustre, sous forme de chronogranmme, l'allure d'un signal de commande en exploitation de la mesure. Ce signal illus- tre le délai de filtrage nécessaire. Dans l'exemple des figures 3A et 3B, on suppose que tant que le signal de commande Vf illus- tré par la figure 3B est dans un état haut, la lecture de la mesure de tension ne peut pas s'effectuer. Par conséquent, ce signal est à l'état haut pendant toute la période (tO-t2) o le transistor est fermé, dans la mesure o on détecte alors la pré- sence de la charge par d'autres moyens (mesure du courant), et entre l'instant t2 et un instant t5 représentant le délai de fil- trage nécessaire après l'ordre d'ouverture du transistor. Comme l'illustre la figure 3B, on est généralement contraint, pour garantir une détection correcte, à prendre un délai de filtrage (t2-t5) supérieur à un délai de filtrage minimum (instants t2 à t6) correspondant lui-même au pire cas de commutation en ouver- ture du transistor 2 (illustré par les pointillés en figure 3A). Toutes ces précautions conduisent à des temps de fil- trage souvent trop longs qui, dans certaines applications, empêchent même la détection de l'absence de charge. C'est le cas, par exemple, si le circuit intégré 1 sert à commander le transistor 2 à des fréquences de l'ordre du kilohertz qui consti- tue une valeur usuelle dans des applications de modulation par largeur d'impulsion (PWM). Dans de telles applications, on ne peut alors plus détecter l'absence de charge car la marge de sécurité à prendre sur le délai de filtrage n'est pas négligeable, voire dépasse la période de la commande du transistor à l'état fermé. La présente invention vise à proposer un nouveau cir- cuit de détection de présence de charge qui pallie aux inconvé- nients des circuits connus. L'invention vise, en particulier, à proposer une solu- tion qui autorise une détection fiable de présence de charge. Une première solution consisterait à réduire le temps de commutation du transistor de puissance du circuit. Une telle solution ne donnerait pas pleinement satis- faction dans la mesure o la réduction du temps de commutation d'un transistor MOS de puissance conduit immanquablement à aug- menter le bruit de commutation. Par conséquent, cette solution engendre un problème de bruit qui, le plus souvent, n'est pas souhaitable. L'invention vise donc également à proposer une solution qui soit compatible avec les autres exigences de fonctionnement du circuit et, en particulier, avec des besoins de faible bruit de commutation. La présente invention propose de réduire le temps de filtrage à la valeur la plus faible possible. Pour ce faire, la présente invention prévoit de rendre le temps de filtrage auto-adaptatif en fonction de la tension d'alimentation du circuit. Plus précisément, la présente invention prévoit un cir- cuit intégré de commande d'un transistor MOS de puissance, com- prenant un circuit de détection de la présence d'une charge externe, utilisant un moyen de filtrage pour retarder un instant de prise en compte de la détection par rapport à l'apparition d'une commande en ouverture du transistor de puissance, et des moyens pour asservir le temps de filtrage sur le temps de com- mutation du transistor de puissance. Selon un mode de réalisation de la présente invention, o les temps de commutation du transistor de puissance sont para- métrables par la charge/décharge d'un premier condensateur par une première source de courant constant, lesdits moyens de fil- trage comprennent une deuxième source de courant constant de décharge d'un condensateur de filtrage, la valeur du courant constant de la seconde source étant proportionnelle à la valeur du courant constant de la première source. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit comporte des moyens pour rendre une tension de pré- charge du deuxième condensateur proportionnelle à la tension ini- tiale ou finale aux bornes du premier condensateur lors d'une commutation. L'invention prévoit également un procédé de détection de présence d'une charge en série avec un transistor de puissance intégré avec son circuit de commande, consistant à rendre un temps de filtrage de détection de la tension de sortie du circuit intégré, dépendant du temps de commnutation du transistor de puis- sance. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le procédé consiste à asservir le courant de décharge d'un condensateur de filtrage sur la valeur d'un courant de charge d'un condensateur de paramétrage du temps de commutation du tran- sistor de puissance, et à rendre la tension de précharge du condensateur de filtrage proportionnelle à la tension d'alimenta- tion du circuit intégré. L'invention concerne en outre un circuit de détection de la présence d'une charge en série avec un transistor de puis- sance intégré avec son circuit de commande, ce circuit de détec- tion comportant une cellule de filtrage propre à asservir l'ins- tant de prise en compte de la détection sur le temps de commuta- tion du transistor de puissance. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ladite cellule de filtrage comporte un condensateur associé à une source de courant propre à décharger ce condensateur sous un cou- rant constant, ce courant constant étant rendu proportionnel à un courant constant fixant le temps de commutation du transistor. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit de détection comrporte un moyen pour fixer un temps de filtrage minimum. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ladite cellule de filtrage comprend un pont diviseur résistif connecté en parallèle avec la charge externe, le point milieu du pont diviseur étant connecté, par l'intermédiaire d'une diode, à une première borne du condensateur de filtrage reliée sur une borne d'entrée d'un inverseur dont la borne de sortie délivre le résultat de la détection, une deuxième borne du condensateur de filtrage étant connectée à la masse. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: les figures 1, 2, 3A et 3B qui ont été décrites précé- demment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé; la figure 4 représente, de façon très schématique et sous forme de blocs, un circuit intégré de commande d'un transis- tor MOS, pourvu de moyens pour fixer le temps de conmmnutation de ce transistor; la figure 5 représente un premier mode de réalisation d'un circuit d'adaptation du temps de filtrage selon la présente invention; les figures 6A-B illustrent l'application du circuit de l'invention à une détection de présence de charge; la figure 7 représente un mode de réalisation plus détaillé d'un circuit selon l'invention; et la figure 8 représente un deuxième mode de réalisation d'un circuit intégré de commande. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes réfé- rences aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, les chronogrammes ne sont pas à l'échelle et seuls les éléments qui sont nécessaires à la compréhension de l'invention ont été repré- sentés aux figures et seront décrits par la suite. En parti- culier, le circuit de commande du transistor MOS de puissance n'a pas été détaillé, de même que le circuit d'exploitation de la mesure de détection de présence de charge. La présente invention tire profit du fait que, dans les circuits intégrés de commande d'un transistor MOS de puissance, on prévoit généralement une possibilité d'adapter le temps de commutation du transistor. Cette adaptation est prévue pour per- mettre, soit au fabricant, soit à l'utilisateur, de paramétrer le temps de commutation en fonction de l'application. Pour réaliser une telle adaptation, on utilise une source de courant constant interne au circuit intégré et on règle le temps de commutation du transistor en adaptant la valeur d'un condensateur (interne ou externe selon que l'adaptation est effectuée par le fabricant du circuit intégré ou par l'utili- sateur). La figure 4 représente, sous forme de schéma blocs, un circuit intégré 1 de commande d'un transistor MOS 2 du type auquel s'applique la présente invention, équipé de moyens de réglage du temps de commutation du transistor. Généralement, le circuit 5 (CTRL) envoyant un signal de commande sur la grille g de commande du transistor 2 comprend un circuit de pompe de charge (non représenté). Pour régler le temps de commutation, on utilise un condensateur Cl dont une première borne est connectée à la grille g du transistor 2 et dont une deuxième borne 13 est reliée à une source de courant 12. La source de courant 12 est une source de courant constant qui, au moyen d'un commutateur 9, est soit alimentée par la tension Vbat d'alimentation du circuit 1, soit reliée à la masse. La commande (non représentée) du com- mutateur 9 est synchronisée avec la commande du transistor 2, de façon classique. La borne 13 est également connectée à un circuit 14 de commande de la charge de la grille g. Ce circuit de com- mande est, par exemple, constitué d'un transistor MOS connecté entre la grille g et la masse et dont la propre grille est reliée au noeud 13. Le réglage des temps de commutation à l'ouverture et à la fermeture utilise le principe de la charge/décharge du conden- sateur Cl par la source de courant 12. Le potentiel du noeud 13 est sensiblement constant dans la mesure o il est relié à la grille du transistor MOS constitutif du circuit 14. La durée du temps de commutation (intervalle t2-t4 ou t2-t6 à la figure 3A) est donnée par la relation Vî.C1/I1, o Il représente le courant constant de la source 12 et o V1 représente la tension initiale (ouverture) ou finale (fermeture) aux bornes du condensateur Cl. Le circuit de pompe de charge du bloc 5 a pour objet, lors de la fermeture du transistor 2, de porter le potentiel de sa grille g à un potentiel supérieur à celui de sa source s. La variation de potentiel aux bornes du condensateur Cl (initiale- ment déchargé) est alors telle que le courant circule, dans la source 12, de la borne 13 vers la masse. Comme la source 12 est une source de courant constant, le temps de charge du condensa- teur Ci dépend de la valeur de la tension Vbat. Le rôle du transistor MOS 14 est de contrôler la variation de tension aux bornes du condensateur Ci en rendant sensiblement constant le potentiel du noeud 13 et donc de contrôler la vitesse de charge de la grille du transistor 2. La commande en ouverture du transistor 2 consiste à annuler le signal envoyé par le bloc 5 pour annuler la tension de grille du transistor 2. Cette tension de grille met toutefois, pour s'annuler, le temps nécessaire à la décharge du condensateur Cl. Cette décharge s'effectue par le transistor 14 sous courant constant fixé par la source 12 (de la borne Vbat vers la borne 13). Le transistor 14 absorbe le courant du condensateur Cl fixé par la source 12 et le courant de grille du transistor 2. Le réglage du temps de commutation en modifiant la capacité du condensateur Cl constitue un mode de réalisation généralement préféré dans ce type de circuit. On notera cependant que, à titre de variante, on peut modifier la capacité d'un condensateur connecté entre le noeud 13 et la source s du tran- sistor 2. La différence essentielle est alors qu'une variation de la valeur du condensateur joue non seulement sur le temps de des- cente (tf) mais également sur le temps de réaction (tdoff ou tdon). La forme de la courbe obtenue lors des commutations a alors une allure moins linéaire qu'en cas de variation de la capacité du condensateur Cl, o la variation est alors similaire à celle illustrée par la figure 3A. Dans certains cas, on peut, pour modifier les temps de commutation, souhaiter faire varier la valeur du courant dans la source 12 plutôt que celle du condensateur. Toutefois, on préfère généralement faire varier la capacité du condensateur Cl dont la variation intervient moins que la source 12 formée de transistors sur la réalisation du circuit intégré. Une caractéristique de la présente invention est de rendre le temps de filtrage d'un circuit de détection de présence de charge dépendant du temps de commutation. En d'autres termes, la présente invention vise à rendre le temps de filtrage auto- adaptatif en fonction des variations du temps de commutation. Selon un mode de réalisation préféré de la présente invention, cet asservissement du temps de filtrage sur le temps de commutation s'effectue en utilisant une source de courant constant, de valeur proportionnelle au courant dans la source 12 et un condensateur de filtrage de valeur proportionnelle à la valeur du condensateur C1. Une autre caractéristique de la présente invention est de provoquer une précharge du condensateur de la cellule de fil- trage à une tension proportionnelle à la tension aux bornes du condensateur Cl lors des commutations, c'est-à-dire dépendant de la tension Vbat. La figure 5 représente un mode de réalisation d'un cir- cuit de détection de présence de charge selon la présente inven- tion. Ce circuit est, de préférence, intégré avec le reste des éléments de commande du transistor 2 et avec ce dernier dans un circuit 1' Par souci de simplification, la représentation du circuit 1' à la figure 5 n'est que partielle. En particulier, les éléments de commande du transistor 2 qui sont illustrés en figure 4 n'ont pas été représentés. Selon la présente invention, on prévoit, en parallèle avec la charge, c'est-à-dire entre la borne 4 et la masse m, une cellule de filtrage 20 dont une sortie 7 délivre un état logique indicateur du niveau de potentiel de la source du transistor 2. Cette cellule comprend, entre la borne 4 et la masse m, un pont diviseur résistif constitué de résistances Ri, R2. Le point milieu 15 du pont diviseur résistif est connecté à l'anode d'une diode D dont la cathode 16 est reliée à une entrée d'un inverseur 17. La sortie de l'inverseur constitue une borne 7' dormnnant le résultat de la détection. Un condensateur C2 est connecté en parallèle avec une source de courant constant 18 entre la borne 16 et la masse m. En outre, un commutateur 19 relie la borne 15 (l'anode de la diode D) à la masse. Ce commutateur 19 est com- mandé par un signal Vc provenant du circuit de commande 5 et est destiné à arrêter la précharge du condensateur C2 lors de la com- mande à l'ouverture du transistor 2, afin de commencer alors la décharge du condensateur C2. La source de courant 18 est réalisée de manière à déli- vrer un courant I2 constant, proportionnel au courant Il de la source 12 (figure 4). Comme les deux sources de courant sont réa- lisées sous forme de circuit intégré, on pourra, selon un premier mode de réalisation, adapter les tailles respectives des transis- tors MOS de ces sources de courant pour obtenir des courants égaux ou proportionnels. Toutefois, selon un deuxième mode de réalisation préféré, la source de courant 18 sera obtenue à partir d'un ou plusieurs transistors montés en miroir de courant sur un transistor constitutif de la source 12. Un avantage de ce deuxième mode de réalisation est que les variations parasites éventuelles des sources de courant 12 et 18 sont ainsi corrélées. La valeur de la tension de précharge du condensateur C2 dépend des valeurs des résistances R1 et R2 fixant le coefficient de proportionnalité entre la tension de charge du condensateur C2 et la tension Vout. Ce coefficient fixe la valeur limite maximale de précharge du condensateur C2. Toutefois, celui-ci peut être préchargé à une valeur inférieure par la fermeture de l'interrup- teur 19 sous commande du signal Vc. Par conséquent, la tension de précharge du condensateur C2 peut correspondre à la tension Vout (résistance Rl très faible devant la résistance R2), à une frac- tion de cette tension de sortie, ou à un seuil fixe, par exemple en mesurant la tension aux bornes du condensateur C2 pour fermer le commutateur 19 quand ce seuil est atteint. Le rôle de la diode D est d'empêcher la décharge du condensateur C2 dans le commuta- teur 19 lorsque ce dernier est fermé. Une fois préchargé, le condensateur C2 se décharge dans la source de courant 18 avec un courant constant. Par conséquent, le potentiel de la cathode 16, qui est initialement dans un état haut lorsque le condensateur C2 est chargé, va progressivement diminuer jusqu'à atteindre la masse une fois le condensateur C2 intégralement déchargé. L'inverseur 17 permet de mettre en forme le signal devant être délivré sur la borne 7' pour que ses fronts, respectivement montants et descendants, soient francs. On constate donc que, si la valeur de courant I2 est proportionnelle à la valeur du courant I1 de la source 12 (figure 4), si la valeur du condensateur C2 est proportionnelle à la valeur du condensateur C1 et si la tension V2 de précharge du condensateur C2 est proportionnelle à la tension V1 aux bornes du condensateur Cl lors des commutations, le temps de basculement de l'inverseur 17 par rapport à une commande en ouverture du tran- sistor 2 va suivre les mêmes variations que celles du temps de commutation à l'ouverture de ce transistor. La relation liant le temps de filtrage tC2 au temps de conmmutation tC1 peut s'écrire sous la forme: tC2 = (Kv.Kc/Ki).tC1, o Kv représente le rapport entre les tensions V2 et Vl, Kc représente le rapport entre les capacités respectives des condensateurs C2 et Cl, et Ki représente le rapport entre les courants I2 et Il des sources respectives 18 et 12. Les figures 6A et 6B illustrent, sous forme de chrono- grammes, le fonctionnement d'un circuit selon l'invention. La figure 6A représente deux exemples d'allure de la tension de sor- tie V4 à la commutation vers l'ouverture du transistor 2. La figure 6B illustre les allures correspondantes de la tension Vc2 illustrant la décharge du condensateur C2. Dans les deux cas, on suppose une commande en ouverture à un instant t2. A partir de cet instant t2, le condensateur se décharge depuis le niveau de précharge V2. Dans l'exemple des figures 6A et 6B, on suppose en effet que la tension Vbat est la même pour les deux exemples de commutation. Par conséquent, le niveau de précharge V2 est égale- ment le même dans les deux cas. Le tracé en trait plein illustre une commutation relativement rapide entre l'instant t2 et l'ins- tant t4. Le tracé en pointillés illustre une commutation relati- vement lente entre l'instant t2 et l'instant t6. Le tracé de la figure 6A est à rapprocher de la partie droite de la figure 3A. Dans l'exemple de la figure 6B, on suppose un mode de réalisation préféré de l'invention dans lequel les coefficients de proportionnalité entre les tensions, courants et capacités respectifs sont tels que Kv.Kc/Ki = 1. Cette condition permet que la variation du temps de filtrage illustrée par la figure 6B pour les deux comnmutations de la figure 6A soit exactement identique à la variation des temps de commutation. A la figure 6B, on a illustré le cas o le circuit est paramétré pour que la tension vc2 s'annule à un instant t7, respectivement t8, prédéterminé après les instants respectifs t4 et t6 pour disposer d'une marge de sécurité garantissant une absence de recouvrement des temps de commutation. La durée de cette marge de sécurité dépend bien entendu de l'application et est à la portée de l'homme du métier. Un avantage de la présente invention est qu'elle permet de s'affranchir des marges de sécurité usuelles pour adapter le temps de filtrage au temps de commutation maximum admissible en fonction des tensions d'alimentation du circuit. En effet, comme l'adaptation du temps de filtrage est ici automatique en fonction d'une variation de la tension Vbat et des autres paramètres fixant les temps de commutation, la marge temporelle de sécurité (t4-t7) peut être réduite au minimum admissible. Le cas échéant, on peut souhaiter fixer un temps mini- mal de filtrage indépendamment des conditions des temps de commu- tation. Pour ce faire, il suffit d'insérer une diode Zener DZ (représentée en pointillés à la figure 5) en série avec la résis- tance R2 entre la borne 15 et la masse. La valeur seuil de la diode Zener fixe alors une tension de précharge minimale indépen- damment des conditions de variation de la tension d'alimentation Vbat qui conditionne la tension V2 dans le cas usuel. La figure 7 représente un mode de réalisation d'un cir- cuit 1' selon l'invention exploitant une cellule de filtrage 20 telle qu'illustrée par la figure 5 pour fournir sur une borne 7 un diagnostic sur la présence ou non d'une charge 10 en série avec le transistor 2, entre une borne 3 de fourniture d'une ten- sion Vbat et la masse m. Comme à la figure 5, la représentation de la figure 7 est partielle. De façon classique, pour détecter la présence d'une charge alors que l'interrupteur 2 est ouvert, on prévoit une résistance Rp entre une borne 11 d'application d'un potentiel de polarisation (pouvant être confondu avec la tension Vbat) et la borne 4. Le rôle de cette résistance est, toujours de façon clas- sique, de porter le potentiel de la borne 4 à la valeur Vpol (à la chute de tension dans la résistance Rp près) en cas d'absence de la charge 10. Si la charge est présente, cette borne 4 se retrouve à la masse. Le résultat de la détermination de présence de charge sur la borne 7 est, dans l'exemple de la figure 7, délivré par une porte logique ET 21 dont une première entrée 22 reçoit le résultat de la comparaison du potentiel de la borne 4 avec une tension de référence Vref et dont la deuxième entrée 23 est reliée à la sortie 7' d'une cellule de filtrage 20 telle qu'illustrée par la figure 5. Le signal de la borne 22 est déli- vré par un comparateur 24 dont une première entrée est connectée à la borne 4 et dont une deuxième entrée reçoit la tension Vref. Le rôle de la porte ET 21 est de ne prendre en compte le résultat de la détection par le comparateur 24 qu'à l'issue du temps fixé par la cellule de filtrage 20. Le cas échéant, le comparateur 24 pourra être remplacé par un inverseur, ce qui revient à rendre interne (et au milieu de la plage de tension d'alimentation) le seuil de basculement du comparateur. En fonctionnement normal, c'est-à-dire lorsque le cir- cuit 1' est correctement alimenté, la borne 22 est en permanence à l'état haut de sorte que l'état de sortie de la porte 21 est uniquement conditionné par le résultat délivré par la cellule 20. Comme cela a été indiqué précédemment, le fonctionnement de cette cellule 20 étant rendu dépendant des temps de commutation du transistor 2, le basculement de sa sortie s'effectue, de façon certaine, à bon escient. On notera que la cellule de filtrage 20 peut être uti- lisée indifféremment pour générer un délai à la fermeture du transistor 2 ou à l'ouverture de ce transistor. En effet, on constate aisément que l'état de la sortie 7' de la cellule 20 est retardé de la même façon proportionnellement au temps de commuta- tion du transistor 2 lors de sa fermeture. Par conséquent, le signal de sortie 7' peut également être utilisé, selon les besoins de l'application, pour exploiter un résultat de fermeture qui est rendu fiable grâce à l'auto-adaptation de la réaction de la cellule de filtrage sur le temps de commutation. La figure 8 représente un deuxième mode de réalisation d'un circuit intégré de commande d'un transistor de puissance 2, * équipé d'une cellule de filtrage 20' selon la présente invention. Selon le mode de réalisation de la figure 8, la source de courant 18 de la cellule de filtrage 20' est obtenue à partir d'une source de courant 25 montée en miroir de courant sur la source 12. Par conséquent, on a représenté une source de courant constant I 25 dont un transistor de sortie Ts est destiné à être monté en miroir de courant sur un transistor T2 constitutif de la source de courant 18. Le transistor Ts est connecté en série avec une résistance Rs et la source 25 entre une borne d'application de la tension Vbat et la masse m. Le transistor T2 est connecté, en série avec une résistance R4, entre le noeud 16 de la cellule ' et la masse. La source 12 a été représentée comme en figure 4, c'est-à-dire connectée entre le noeud 13 et un commutateur 9 de sélection entre la masse et le potentiel Vbat, pour fixer le sens de circulation du courant dans la source 12. Le reste du circuit d'adaptation des temps de commutation (condensateur Cl, transistor 14 et source de courant 12) est similaire à celui décrit en relation avec la figure 4. On notera ici simplement que les courants des sources 12 et 18 sont parfaitement corrélés, le rapport Ki dépendant des valeurs respectives des résistances en série avec les transistors de ces sources et des rapports largeur sur longueur de grille respectifs des transistors qui les consti- tuent. Côté cellule de filtrage 20', celle-ci reprend les élé- ments décrits en relation avec la figure 5. Une caractéristique du mode de réalisation de la cel- lule 20' de la figure 8 est qu'un commutateur, par exemple un transistor MOS T3, est connecté en parallèle avec le condensateur C2, la grille du transistor T3 étant reliée à la borne 7'. Le rôle de ce transistor T3 est de forcer la décharge du condensa- teur C2 dès que la sortie 7' de la cellule 20' a basculé. On amé- liore ainsi la fiabilité du système dans la mesure o on garantit que le condensateur C2 est toujours initialement déchargé. Un avantage de la présente invention est qu'il est désormais possible d'utiliser un circuit intégré tel qu'illustré par la figure 4 et comprenant une cellule de filtrage telle qu'illustrée par la figure 5 ou 8 pour détecter la présence d'une charge en série avec l'interrupteur de puissance 2, même si celui-ci doit être commandé à une fréquence relativement élevée, par exemple, à une fréquence de plusieurs dizaines de kilohertz en modulation de largeur d'impulsion. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le dimensionnement des différents compo- sants de la cellule de filtrage de l'invention est à la portée de l'homme du métier en fonction de l'application et, en parti- culier, de la plage de fonctionnement en tension d'alimentation du circuit. De plus, bien que l'on ait fait référence dans la description qui précède à une adaptation de la charge du conden- sateur C2 en fonction de la tension Vbat, on notera qu'il est également possible d'adapter le courant délivré par la source 18 et de maintenir la tension de précharge V2 constante. L'adapta- tion du circuit de l'invention pour la mise en oeuvre d'une telle variante est à la portée de l'homme de métier à partir des indi- cations fonctionnelles données ci-dessus. On notera que tous les composants de la cellule de fil- trage de l'invention peuvent être réalisés sous forme de circuit intégré. En particulier, les différentes résistances (y compris la résistance Rp) peuvent avoir des valeurs compatibles avec la réalisation de résistances en silicium polycristallin. De plus, les valeurs des condensateurs Cl et C2 sont compatibles avec une intégration. REVENDICATIONS 1. Circuit intégré (1') de commande d'un transistor MOS (2) de puissance, comprenant un circuit de détection de la pré- sence d'une charge externe (10), utilisant un moyen de filtrage pour retarder un instant de prise en compte de la détection par rapport à l'apparition d'une commande en ouverture du transistor de puissance, caractérisé en ce qu'il comrporte des moyens pour asservir le temps de filtrage sur le temps de conmutation du transistor de puissance. 2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel les temps de commutation du transistor de puissance (2) sont paramé- trables par la charge/décharge d'un premier condensateur (Cl) par une première source (12) de courant constant, caractérisé en ce que lesdits moyens de filtrage comprennent une deuxième source (18) de courant constant de décharge d'un condensateur de fil- trage (C2), la valeur du courant constant de la seconde source étant proportionnelle à la valeur du courant constant de la pre- mièere source. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour rendre une tension de précharge du deuxième condensateur (C2) proportionnelle à la tension initiale ou finale aux bornes du premier condensateur (Ci) lors d'une com- mutation. 4. Procédé de détection de présence d'une charge (10) en série avec un transistor de puissance (2) intégré avec son circuit de commande, caractérisé en ce qu'il consiste à rendre un temps de filtrage de détection de la tension de sortie du circuit intégré, dépendant du temps de commutation du transistor de puis- sance. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il consiste à: asservir le courant de décharge d'un condensateur (C2) de filtrage sur la valeur d'un courant (I1) de charge d'un condensateur (Cl) de paramétrage du temps de commutation du tran- sistor de puissance; et rendre la tension de précharge du condensateur de filtrage proportionnelle à la tension d'alimentation du circuit intégré. 6. Circuit de détection de la présence d'une charge en série avec un transistor de puissance (2) intégré avec son cir- cuit de commande, caractérisé en ce qu'il comporte une cellule (20') de filtrage propre à asservir l'instant de prise en compte de la détection sur le temps de commutation du transistor de puissance. 7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que ladite cellule de filtrage (20') comporte un condensateur (C2) associé à une source de courant (18) propre à décharger ce condensateur sous un courant constant, ce courant constant étant rendu proportionnel à un courant constant fixant le temps de com- mutation du transistor (2). 8. Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen (DZ) pour fixer un temps de filtrage minimum. 9. Circuit selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que ladite cellule de filtrage (20') comprend un pont divi- seur résistif (Rl, R2) connecté en parallèle avec la charge externe (10), le point milieu (15) du pont diviseur étant connecté, par l'intermédiaire d'une diode (D), à une première borne (16) du condensateur de filtrage (C2) reliée sur une borne d'entrée d'un inverseur (17) dont la borne de sortie (7') délivre le résultat de la détection, une deuxième borne du condensateur de filtrage étant connectée à la masse.