FR 2787951 A1 20000630 FR 9816316 A 19981223 PROCEDE DE RECEPTION DE SIGNAUX A ETALEMENT DE SPECTRE AVEC CORRECTION DE DECALAGE EN FREQUENCE, ET RECEPTEUR CORRESPONDANT DESCRIPTION Domaine technique La présente invention a pour objet un procédé de réception de signaux à étalement de spectre avec correction de décalage en fréquence, et un récepteur correspondant. Elle trouve une application dans les transmissions numériques. L'invention permet de corriger les effets dus à des décalages intempestifs en fréquence, quelle que soit l'origine de ces décalages. Le plus souvent, il s'agira d'un effet Doppler lié à la vitesse de déplacement du récepteur. Mais il pourrait s'agir aussi d'effets dus à un décalage en fréquence des oscillateurs locaux. Dans la description qui suit, on supposera que l'effet à corriger est un effet Doppler, sans que la portée de l'invention en soit réduite pour autant à ce cas. Etat de la technique antérieure De nombreuses publications ont- été faites sur la correction d'effet Doppler. On peut citer, par exemple, le brevet US-A-5 007 068 ainsi que l'article correspondant de M. K. SIMON et D. DIVSALAR intitulé " Doppler-Corrected Differential Detection of MPSK ", publié dans la revue " IEEE Transactions on Communications ", vol. 37, n 2, Février 1989, pages 99 - 109. Ces documents décrivent une technique dans laquelle le décalage Doppler est déterminé sur une moitié de la période symbole. Le récepteur utilise pour cela deux circuits à retard d'une demi-période chacun, et un circuit d'estimation de l'effet Doppler connecté entre les deux circuits à retard. La correction s'effectue ensuite sur le signal démodulé habituel. Cette technique est utilisable pour des modulations du type modulation de phase différentielle multiple (en abrégé MDPSK pour " M-ary Differential Phase Shift Keing "), mais n'est pas applicable aux transmissions à étalement de spectre o chaque symbole est multiplié par une séquence pseudo-aléatoire. L'article de F. D. NATALI, intitulé " AFC Tracking Algorithms ", publié dans la revue " IEEE Transactions on Communications, vol. COM-32, n 8, Août 1984, pages 935 -947, décrit une technique dans laquelle on forme des préambules constitués de symboles connus, avant la transmission de l'information utile. On contrôle automatiquement la fréquence de travail (" Automatic Frequency Control " ou AFC) par une structure en boucle. Cette technique n'est pas adaptée au cas o l'on transmet des blocs d'informations séparés par des blancs. On peut citer encore, comme techniques de correction: - l'utilisation de la double détection, qui s'affranchit de l'effet Doppler par un codage approprié (US-A-4 481 640); - l'utilisation du principe du mélange de fréquence dans la partie radio des récepteurs (US-A-4 706 286); - l'utilisation d'une boucle à verrouillage de phase (PLL) dans la partie radio (US-A-4 841 544); - l'utilisation d'un mode dual avec débit accru (US-A-5 623 485). Ces techniques sont en général onéreuses et complexes et ne tirent pas le meilleur parti des avantages de l'étalement de spectre, ni du traitement numérique des signaux. Le but de la présente invention est justement de remédier à ces inconvénients en proposant un procédé qui traite les signaux en bande de base (et non les signaux dans la partie radio) et qui est bien adapté au traitement numérique. Exposé de l'invention De façon précise, l'invention a pour objet un procédé de réception de signaux à étalement de spectre avec correction de décalage en fréquence, dans lequel: - on reçoit un signal comprenant un préambule formé d'une suite de symboles connus étalés en fréquence par une séquence pseudo-aléatoire, puis une suite de symboles d'information étalés en fréquence par ladite séquence pseudo- aléatoire, - on forme un signal en bande de base à partir du signal reçu, - on effectue une corrélation entre le signal en bande de base et la séquence pseudo-aléatoire au moins dans la partie du signal correspondant aux symboles d'information pour obtenir un signal de corrélation, - on effectue une démodulation du signal de corrélation pour obtenir un signal de démodulation, - on restitue les symboles d'information, ce procédé étant caractérisé en ce que la correction de décalage en fréquence comprend les étapes suivantes: a.dans une première étape, on traite le signal de corrélation ou le signal de démodulation, dans la partie correspondant au préambule, pour estimer la période de la modulation affectant ce signal en raison du décalage en fréquence et on élabore un signal correcteur ayant cette période estimée, b.dans une seconde étape, on corrige le signal avant ou après corrélation dans la partie correspondant aux symboles d'information, à l'aide dudit signal correcteur. La présente invention a également pour objet un récepteur qui comprend les moyens propres à mettre en oeuvre ces opérations. Brève description des dessins - la figure 1 rappelle la structure générale d'un récepteur de signaux à étalement de spectre; - la figure 2 montre un signal de corrélation correspondant à un signal non affecté par l'effet Doppler; - la figure 3 montre ce même signal affecté d'un léger effet Doppler; - la figure 4 montre ce même signal mais avec un fort effet Doppler; - la figure 5 illustre la modulation sinusoïdale affectant un signal de corrélation du fait de l'effet Doppler et montre la période T de cette modulation; - la figure 6 est un schéma synoptique d'une variante de l'invention o l'on estime la modulation Doppler à partir des signaux de corrélation; - la figure 7 est un schéma synoptique d'une autre variante de l'invention o l'on estime la modulation Doppler à partir des signaux de démodulation DOT et CROSS; - la figure 8 est un schéma synoptique d'une variante de l'invention o l'on effectue la correction de l'effet Doppler sur les signaux de corrélation; - la figure 9 est un schéma synoptique d'une autre variante o l'on effectue la correction de l'effet Doppler sur les signaux avant corrélation; - la figure 10 illustre un mode de réalisation d'un bloc d'estimation de la période de modulation et de formation du signal de correction de l'effet Doppler; - la figure 11 illustre un mode de réalisation d'un circuit de correction de l'effet Doppler; - les figures 12A et 12B montrent un signal de corrélation avant et après correction pour la voie I - les figures 13A et 13B montrent un signal de corrélation avant et après correction pour la voie Q; - les figures 14A et 14B montrent un signal de corrélation avant et après correction sur la voie I, avec du bruit gaussien; - les figures 15A et 15B montrent un signal de corrélation avant et après correction sur la voie Q, avec du bruit gaussien; - la figure 16 illustre schématiquement la structure d'un récepteur à suppression parallèle d'interférences et à pondération, avec correction de l'effet Doppler selon l'invention; - la figure 17 montre les variations du taux d'erreur de bits en fonction du rapport signal sur bruit et permet de comparer les performances d'un récepteur selon l'invention avec d'autres récepteurs de types connus. Exposé de modes particuliers de réalisation La figure 1 rappelle la structure générale d'un récepteur de signaux à étalement de spectre par séquence directe. A titre d'exemple, on suppose que la modulation effectuée à l'émission est une modulation différentielle de phase. Le récepteur comprend des moyens non représentés comme une antenne et des moyens pour passer en bande de base, c'est-à-dire pour multiplier le signal reçu par un signal ayant la fréquence de la porteuse. Le récepteur comporte de manière générale deux voies en parallèle, repérées par des indices I et Q, pour le traitement d'un signal en phase avec la porteuse et d'un signal en quadrature de phase avec celle-ci. Le récepteur représenté comprend ainsi deux entrées E(I), E(Q), deux convertisseurs analogique-numérique CAN(I), CAN(Q), deux circuits F(I), F(Q) délivrant deux signaux CORR(I) et CORR(Q), un circuit DD de démodulation différentielle délivrant deux signaux traditionnellement notés " DOT " et " CROSS " (qui sont des sommes ou des différences de produits d'échantillons en sortie de corrélation), un circuit Inf/H restituant un signal d'information Sinf et un signal d'horloge SH, et enfin un circuit de décision D dont la sortie S restitue les données d. Les circuits F(I), F(Q) réalisent une opération de corrélation entre le signal reçu et la séquence pseudo-aléatoire utilisée à l'émission. Cette opération consiste à mémoriser un certain nombre d'échantillons successifs et à effectuer une somme pondérée à l'aide de coefficients qui sont les coefficients de l'étalement de spectre à séquence directe. Ces coefficients sont égaux à +1 et à -1, selon le signe des chips formant la séquence pseudo-aléatoire. Les convertisseurs analogique-numérique CAN(I) et CAN(Q) fonctionnent à la fréquence neFc o Fc est la fréquence des chips (FC = 1/TC), et ne est le nombre d'échantillons pris dans une période chip (Tó). Pour simplifier l'exposé, on supposera que l'on prend un échantillon par chip. Les signaux de corrélation CORR(I) et CORR(Q) contiennent un pic de corrélation par durée de symbole. Quant aux signaux DOT et CROSS délivrés par le circuit de démodulation DD, on rappelle qu'il s'agit, pour le premier, de la somme IkIk-l + QkQk-, et pour le second, de la différence QkIkl - IkQ:-l, o Ik et Qk désignent les échantillons de corrélation de rang k pour les voies I et Q., le rang correspondant à une période symbole. La figure 2 montre la suite des pics de corrélation dans le cas idéal d'un préambule constitué de données binaires toutes égales à +1, la transmission n'étant pas affectée par un effet Doppler. La figure 2 concerne aussi bien la voie I que la voie Q. En abscisses figure le temps compté en période chips. Les pics sont écartés les uns des autres de N chips. Dans le cas illustré, N = 31. Tous les pics sont de même amplitude, dans ce cas idéal, non bruité. La figure 3 illustre le même cas, mais avec un léger effet Doppler, tandis que la figure 4 illustre le cas d'un fort effet Doppler. Le décalage en fréquence dû à l'effet Doppler se traduit par un décalage de phase du signal traité et par une modulation parasite du signal de corrélation. La figure 5 reprend, de manière plus précise, cette question et montre la modulation liée à la perturbation, avec sa demi-période notée T, qui est la durée (comptée en nombre de chips) séparant deux extrema successifs. La période totale de la modulation parasite est donc égale à 2T. Le procédé de la présente invention permet de corriger cette modulation parasite. Selon l'invention, on procède en deux temps: tout d'abord, on mesure la durée T, (ou son double 2T) ce qui permet d'élaborer un signal de correction; ensuite, on corrige les signaux par ledit signal de correction. Pour estimer la durée T (ou 2T), on peut soit utiliser les signaux incidents I et Q, soit les signaux de corrélation. Pour effectuer la correction, on peut agir soit sur les signaux incidents, soit sur les signaux de corrélation. Il existe donc quatre variantes possibles qui sont illustrées sur les figures 6 à 9. Sur ces figures, les notations sont légèrement modifiées par rapport à celles de la figure 1, en ce sens que les signaux avant traitement portent un indice de cet indice. La figure 6, tout d'abord, illustre la variante o l'estimation de l'effet Doppler est effectuée par un circuit ESTdop qui prend en compte les signaux de corrélation CORRdop(I) et/ou CORRdop(Q). La correction s'effectue par un circuit de correction CCdOp agissant soit sur les signaux d'entrée Idop et/ou Qdop, soit sur les signaux de corrélation CORRdOp(I) et/ou CORRdOp(Q) Ce circuit délivre des signaux corrigés de l'effet Doppler, soit I et Q, soit CORR(I) et CORR(Q). La figure 7 illustre la variante o le circuit d'estimation de l'effet Doppler ESTdop traite les signaux de démodulation DOTdOp(I) et/ou CROSSdOp(Q) La correction s'effectue encore soit sur IdOp et/ou Qdop, soit sur CORRdOp(I) et/ou CORRdop(Q). La figure 8 illustre la variante o l'estimation de l'effet Doppler s'effectue sur les signaux de corrélation CORRdOp(I) et/ou CORRdop (Q) et o la correction s'effectue sur les mêmes signaux de corrélation dans le circuit CCdoo. Pour cela, le récepteur comprend deux commutateurs SW(I) et SW(Q) qui dirigent les signaux de corrélation CORRdOp (I) et CORRdOp(Q), d'abord vers le circuit d'estimation ESTdop, puis vers le circuit de correction CCdOp. Le récepteur se complète naturellement par des moyens non représentés, à savoir un circuit de démodulation traitant les signaux de corrélation corrigés CORR(I) et CORR(Q), un circuit Inf/H et un circuit de décision D, comme sur la figure 1. Enfin, sur la figure 9, l'estimation se fait toujours sur les signaux de corrélation CORRdop(I) et/ou CORRdOp (Q), mais la correction s'effectue sur les signaux Idop et Qdop avant filtrage adapté. Pour ce faire, le récepteur comprend deux commutateurs SWl, SW2, dirigeant ces signaux Idop et Qdop d'abord vers les filtres adaptés F(I) et F(Q), puis vers le circuit de correction CCdop. Les signaux I et Q corrigés doivent ensuite faire l'objet d'un nouveau filtrage adapté pour obtenir les signaux de corrélation débarrassés de l'effet Doppler. Pour déterminer la période T illustrée sur la figure 5 (ou 2T), on peut détecter le passage par un maximum de l'enveloppe des pics du signal. Dans le cas o l'on traite les signaux de corrélation, on repère deux maxima successifs de signes opposés. Dans le cas o l'on traite les signaux de démodulation, on repère deux maxima de même signe. Si ces maxima sont distants de G pics, comme deux pics sont distants de N chips, la période sera égale à GN. Ces méthodes d'estimation de période peuvent être, dans certains cas, assez imprécises, de sorte qu'on peut leur préférer des méthodes numériques plus précises, fondées sur les propriétés des signaux à traiter. On peut considérer, en effet, que les signaux de corrélation correspondant à un préambule sont formés des échantillons d'une cosinusoide et d'une sinusoïde de demi-période T, échantillonnées tous les kN chips (cf figure 5). On peut donc écrire: CORRdOp(Ik) = P.cos(7kN/2T) (1) CORRdop(Qk) = P.sin(nkN/2T) (2) o P est une amplitude. Après démodulation différentielle, on obtient les signaux DOT et CROSS suivants: DOTdop(k) = CORRdOp(Ik).CORRdop(Ik-1) + CORRdOp(Qk).CORRdop(Qkl) (3) CROSSdOp(k) = CORRdOp(Qk).CORRdop(Ik-1) - CORRdOp(Ik). CORRdop(Qkl) (4) En remplaçant dans (3), (4) les quantités par leurs valeurs données par (1) et (2) et compte tenu des propriétés des fonctions trigonométriques, on trouve: DOTdOp(k) = P2.cos(7N/2T) (5) CROSSdOp(k) = P.sin(nN/2T) (6) On voit que les deux quantités DOTdOp et CROSSdop sont indépendantes du rang k du symbole de préambule. En faisant le rapport de ces quantités, on forme la tangente de l'angle nN/2T d'o l'on peut extraire l'angle et la valeur de T: i fCROSSdOP(k-) l arctg(CROSSdp(k) (7) 2T N t DOTdp(k)) o arctg(.) signifie " arc dont la tangente est égale à (.) (en notation anglo-saxonne: tan-'). Le circuit d'estimation de l'effet Doppler ESTdop des figures 6 à 9 est donc simplement un circuit comprenant un diviseur des signaux A = CROSSdop et (A) B = DOTdcp, un circuit de calcul de arctg- un inverseur et un multiplicateur par Ni. Connaissant T donc 2T, il reste à engendrer un signal de correction dont une composante Cc est en cosinus et l'autre Cs en sinus: Cc = cos(7rx/2T) (8) Cs = sin(nx/2T) (9) Un tel signal est engendré par un générateur à deux sorties en quadrature. On peut modifier ce calcul en prenant une suite d'échantillons pondérés et calculer: (1-a)yaiCROSSdoP(k) - arctg (10) 2T N (- a)É akDOTdop( k) De façon plus générale encore, on améliore l'estimation de T en procédant à un filtrage passe-bas des signaux DOTdOp et CROSSdOP, soit avec A=f(CROSSdop(k)) et B=f(DOTdop(k)), o f représente la fonction de filtrage: i A -=- arctg- (11) 2T N B On en déduit le double de la période: 2T=(zN) A (12) arctg(A) Un générateur 30 recevant 2T délivre les composantes Cc et Cs définies par (8) et (9). La figure 10 illustre un mode particulier de réalisation du circuit d'estimation. Ce circuit comprend deux amplificateurs 10, 11 de gain (1 a), deux multiplicateurs 12, 13 dont la sortie est rebouclée sur une deuxième entrée par un amplificateur 14, 15 à travers une ligne à retard 16, 17. Le circuit se complète par des moyens pour appliquer la relation (11), à savoir un diviseur 20, un circuit 22 de calcul de l'arctangente, un circuit 24 qui calcule l'inverse de l'arctangente et un amplificateur 26 de gain EN qui délivre la quantité 2T. Un générateur 30 recevant 2T délivre les composantes Cc et Cs définies par (8) et (9). Ayant décrit les moyens d'obtention des deux composantes Cc et Cs du signal de correction, on va décrire maintenant comment on corrige en conséquence les signaux reçus. Cette correction traite les signaux véhiculant les informations transmises et non plus le préambule. De manière générale, les signaux de corrélation CORR(I) et CORR(Q) des voies en phase et en quadrature peuvent être considérées comme les composantes réelles et imaginaires d'un signal complexe CORR(I) + jCORR(Q). L'effet Doppler change la phase de ce signal (autrement dit, fait tourner le vecteur le représentant) d'une quantité ej( x/2T). Le signal obtenu est le signal affecté d'effet Doppler. Ses composantes sont CORRdOp(I) et CORRdop(Q) On peut donc écrire: CORRdOp(I) + jCORRdop(Q) = [CORR(I) + jCORR(Q)]e)('x/2?) (13) Inversement, on peut exprimer les composantes débarrassées de l'effet Doppler par rapport aux composantes entachées d'effet Doppler par: CORR(I) + jCORR(Q) = [CORRdOp(I) + jCORRdop(Q)]e- ( X/2T) (14) En développant le second membre de cette équation et en identifiant les termes réels et imaginaires, on trouve: CORR(I) = CORRdop (I). cos(7x / 2T) + CORRdop (Q). sin(,x / 2T) (15) CORR(Q) = CORRdop(Q).cos(7x / 2T) - CORRdop(I). sin(,rx/2T) (16) On peut établir les mêmes relations avec les signaux I et Q soit: [I+ jQ] = [Idop+ jQdop] e-i' '/T (17) soit: {I = Idop COS(z x/ 2 T)+ Qdop.Sin(w x/2 T) (1 8) Q= Q(I"p.cos(x/2T)-Idop. sin( x/2 T) (19) Le circuit de correction doit donc comprendre des multiplieurs pour multiplier les signaux à corriger par les deux composantes du signal de correction et des additionneurs pour faire la somme des produits obtenus. La figure 11 montre un exemple d'un tel circuit. Tel que représenté, il comprend deux multiplieurs 41 et 42 recevant respectivement Idop ou CORRdOp(I) et cos(nx/2T) pour le premier et Qdop ou CORRdop(Q) et sin(Tzx/2T) pour le second, et un additionneur 43 relié aux deux multiplieurs pour délivrer le signal de la première voie corrigé de l'effet Doppler, c'est-à-dire I ou CORR(I). De manière similaire, le circuit comprend encore deux multiplicateurs 51 et 52 recevant respectivement Qdop ou CORRdOp(Q) et cos(7x/2T) pour le premier et Idop ou CORRdop(I) et sin(ix/2T) pour le second et un additionneur 53 avec une entrée inverseuse (autrement dit un soustracteur), l'entrée inverseuse étant reliée au multiplicateur 52 et l'autre au multiplicateur 51. Cet additionneur 53 délivre le signal de la seconde voie corrigé de l'effet Doppler, c'est-à-dire Q ou CORR(Q). Les figures 12A, 12B et 13A, 13B, d'une part, ainsi que 14A, 14B et 15A, 15B, d'autre part, illustrent la correction qui vient d'être décrite. Sur la figure 12A, tout d'abord, on voit un signal de corrélation de la voie I avant correction et affecté d'un effet Doppler. Sur la figure 12B, cet effet a été corrigé. Sur les figures 13A et 13B, on voit les mêmes signaux avant et après correction, mais sur la voie Q. Les figures 14A, 14B et 15A, 15B montrent les mêmes signaux, mais en présence d'un bruit tel que le un rapport signal sur bruit est de 5 dB. L'invention n'est pas limitée au cas o l'on corrige à la fois la voie I et la voie Q. On peut fort bien corriger l'une ou l'autre de ces voies. Le circuit de correction mettra alors en oeuvre la partie des moyens permettant de calculer les expression (18) ou (19). L'invention, qui vient d'être décrite, s'applique à tout type de récepteur de signaux à étalement de spectre par séquence pseudo-aléatoire. Elle peut s'appliquer, en particulier, aux transmissions dites à accès multiple à répartition par les codes (AMRC) (en anglais CDMA pour " Code Division Multiple Access "). Dans ces transmissions, plusieurs utilisateurs partagent un même canal grâce à des séquences pseudo-aléatoires différentes. Le récepteur comprend alors autant de voies en parallèle que d'utilisateurs. Dans un mode particulier de mise en oeuvre, un tel récepteur AMRC peut comprendre des moyens de suppression parallèle des interférences entre utilisateurs avec des moyens de pondération. Un tel récepteur est décrit dans une demande de brevet français déposée par le présent Demandeur le 24 mars 1998, sous le numéro 98 03586. La figure 16 illustre schématiquement un tel récepteur. Tel que représenté, il comprend une entrée générale E, recevant un signal composite R(t), K voies en parallèle Vl, V2,..., VK, o K e.st le nombre maximum d'utilisateurs, chaque voie délivrant un signal Rl(t), R2(t),..., Rk(t) propre à chaque utilisateur, un circuit SPIP de suppression parallèle d'interférences a pondération et K circuits de décision D1, D2,..., DK délivrant les données dl, d2,..., dK propres à chacun des utilisateurs. La figure 17, enfin, permet de comparer les performances d'un récepteur selon l'invention avec des récepteurs classiques. Cette figure 17 montre les variations du taux d'erreurs de bits (TEB) en fonction du rapport signal/bruit RSB. La figure 17 se place dans l'hypothèse de K = 5 utilisateurs avec N = 63. L'effet Doppler a été simulé par un écart par rapport à la porteuse de l'oscillateur local. La courbe 50 se réfère à un récepteur classique à un étage, sans suppression d'interférences. Les courbes 51 et 52 se rapportent à ce même récepteur, mais avec deux effets Doppler différents, le premier avec un écart relatif de 10-6 à 2,45 GHz et la seconde avec un écart relatif de 10-5. La courbe 60 se réfère à un récepteur à suppression parallèle d'interférences à un seul étage de suppression parallèle d'interférences et les courbes 61, 62 au même récepteur, mais avec les écarts de 10-6 et 10-5. La courbe 70 se réfère à un récepteur à deux étages de suppression parallèle d'interférences avec les courbes associées 71, 72 pour les écarts à 10-6 et -5. Enfin, la courbe 80 marque la limite théorique de la technique à modulation différentielle de phase (DQPSK). REVENDICATIONS 1. Procédé de réception de signaux à étalement de spectre avec correction de décalage en fréquence, dans lequel: - on reçoit un signal comprenant un préambule formé d'une suite de symboles connus étalés en fréquence par une séquence pseudo-aléatoire, puis une suite de symboles d'information étalés en fréquence par ladite séquence pseudo- aléatoire, - on forme un signal en bande de base à partir du signal reçu, - on effectue une corrélation entre le signal en bande de base et la séquence pseudo-aléatoire au moins dans la partie du signal correspondant aux symboles d'information pour obtenir un signal de corrélation, - on effectue une démodulation du signal de corrélation pour obtenir un signal de démodulation, - on restitue les symboles d'information, ce procédé étant caractérisé en ce que la correction de décalage en fréquence comprend les étapes suivantes: a.dans une première étape, on traite le signal de corrélation ou le signal de démodulation, dans la partie correspondant au préambule, pour estimer la période de la modulation affectant ce signal en raison du décalage en fréquence et on élabore un signal correcteur ayant cette période estimée, b.dans une seconde étape, on corrige le signal avant ou après corrélation dans la partie correspondant aux symboles d'information, à l'aide dudit signal correcteur. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel on divise le signal en bande de base en deux composantes, une première composante (I) et une seconde composante (Q) en quadrature avec la première et on effectue la correction de décalage en fréquence sur au moins l'une des composantes. 3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel on calcule un signal DOT qui est la somme de deux produits directs d'échantillons successifs des composantes (I) et (Q), et un signal CROSS qui est la différence de deux produits croisés d'échantillons successifs des composantes (I) et (Q). 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel, pour estimer la période de la modulation, on calcule le rapport entre un signal CROSS et un signal DOT à chaque période symbole, on calcule l'arc dont la tangente est égale à ce rapport, on calcule l'inverse de cet arc et on multiplie par nN. 5. Procédé selon la revendication 3, dans lequel, pour estimer la période de la modulation, on calcule le rapport entre un premier signal égal à un filtrage passe-bas de signaux CROSS successifs et un second signal égal à un filtrage passe-bas de signaux DOT successifs, on calcule l'arc dont la tangente est égale à ce rapport, on calcule l'inverse de cet arc et on multiplie par tN. 6. Procédé selon la revendication 4 ou 5, dans lequel, pour former le signal de correction, on forme une première composante (Cc) égale à cos(nx/2T) et une seconde composante (Cs) égale à sin(nx/2T), o x est une unité de temps égale à kN, o k est un nombre prenant toutes les valeurs entières successives et N le nombre d'éléments de la séquence pseudo-aléatoire. 7. Procédé selon la revendication 6, dans lequel on corrige les signaux en bande de base de la première et/ou de la seconde voies, soit Idop et Qdop, en calculant une première quantité égale: Idop. cos(7tx/2T) + Qdop.sin(nx/2T), ce qui donne un signal I propre à la première voie corrigé du décalage en fréquence et/ou en calculant une seconde quantité égale à: Qdop. COS(nx/2T) - IdOp.sin(x/2T), ce qui donne un signal (Q) propre à la seconde voie corrigée du décalage en fréquence. 8. Procédé selon la revendication 6, dans lequel on corrige les signaux de corrélation de la première et/ou de la seconde voies, soit CORRdOp(I) et CORRdop(Q) en calculant une première quantité égale à: CORRdop(I).cos(Tx/2T) + CORRdOp(Q).sin(nx/2T), ce qui donne un signal de corrélation CORR(I) propre à la première voie corrigé du décalage en fréquence et/ou en calculant une seconde quantité égale à: CORRdOp(Q). cos(7x/2T) - CORRdOp(I).sin(ix/2T), ce qui donne un signal de corrélation CORR(Q) propre à la seconde voie corrigé du décalage en fréquence. 9. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, dans lequel le décalage en fréquence est dû à un effet Doppler. 10. Récepteur de signaux à étalement de spectre avec correction de décalage en fréquence pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, comprenant: - une entrée (E) recevant un signal comprenant un préambule formé d'une suite de symboles connus étalés en fréquence par une séquence pseudo- aléatoire, puis une suite de symboles d'information étalés en fréquence par ladite séquence pseudo-aléatoire, - des moyens pour former un signal en bande de base à partir du signal reçu, - des moyens (F(I), F(Q)) pour effectuer une corrélation entre le signal en bande de base et la séquence pseudo-aléatoire au moins dans la partie correspondante aux symboles d'information pour obtenir un signal de corrélation (CORR(I), CORR(Q)), des moyens (DD) pour effectuer une démodulation du signal de corrélation pour obtenir un signal de démodulation (DOT, CROSS), - des moyens (D) pour restituer les symboles d'information (d) à partir du signal de démodulation (DOT, CROSS), ce récepteur étant caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de correction de décalage en fréquence comprenant: a.des premiers moyens (ESTdop) pour traiter le signal de corrélation ou le signal de démodulation, dans la partie correspondant au préambule, pour estimer la période de la modulation affectant ce signal en raison du décalage en fréquence et pour élaborer un signal correcteur ayant cette période estimée, b.des seconds moyens pour corriger le signal avant ou après corrélation dans la partie correspondant aux symboles d'information, à l'aide dudit signal correcteur.