FR 2796782 A1 20010126 FR 9909564 A 19990720 DIMENSIONNEMENT D'UN SYSTEME A TRANSPONDEUR ELECTROMAGNETIQUE POUR UN FONCTIONEMENT DÉDIÉ EN COUPLAGE LOINTAIN La présente invention concerne des systèmes utilisant des transpondeurs électromagnétiques, c'est-à-dire des émetteurs- récepteurs (généralement mobiles) susceptibles d'être interrogés, sans contact et sans fil, par une unité (généralement fixe) dite borne de lecture et/ou d'écriture. L'invention concerne, plus particulièrement, des transpondeurs dépourvus d'alimentation autonome. Ces transpondeurs extraient l'alimentation nécessaire aux circuits électroniques qu'ils comportent du champ haute fré- quence rayonné par une antenne de la borne de lecture et d'écri- ture. L'invention s'applique à de tels transpondeurs, qu'il s'agisse de transpondeurs à lecture seule, c'est-à-dire propres a fonctionner avec une borne se contentant de lire les données du transpondeur, ou de transpondeurs à lecture-écriture qui contien- nent des données qui peuvent être modifiées par la borne. Les systèmes utilisant des transpondeurs électromagné- tiques sont basés sur l'emploi de circuits oscillants comprenant un enroulement formant antenne, côté transpondeur et côté borne de lectureécriture. Ces circuits sont destinés à être couplés par champ magnétique proche lorsque le transpondeur entre dans le champ de la borne de lecture-écriture. La figure 1 représente, de façon très schématique et simplifiée, un exemple classique de système d'échange de données entre une borne 1 de lecture-écriture et un transpondeur 10. Généralement, la borne 1 est essentiellement constituée d'un circuit oscillant série, formé d'une inductance Ll, en série avec un condensateur C1 et une résistance Ri, entre une borne 2 de sortie d'un amplificateur ou coupleur d'antenne (non représen- té) et une borne 3 de référence (généralement, la masse). Le coupleur d'antenne fait partie d'un circuit 4 de commande du cir- cuit oscillant et d'exploitation des données reçues comprenant, entre autres, un modulateur-démodulateur et un microprocesseur de traitement des commandes et des données. Dans l'exemple repré- senté à la figure 1, le point 5 de connexion du condensateur C1 et de l'inductance Ll constitue une borne de prélèvement d'un signal de données reçu du transpondeur 10 à destination du démo- dulateur. Le circuit 4 de la borne communique généralement avec différents circuits d'entrée-sortie (clavier, écran, moyen de transmission vers un serveur, etc.) et/ou de traitement non représentés. Les circuits de la borne de lecture-écriture tirent l'énergie nécessaire à leur fonctionnement d'un circuit d'alimen- tation (non représenté) raccordé, par exemple, au réseau de dis- tribution électrique. Un transpondeur 10, destiné à coopérer avec une borne 1, comporte essentiellement un circuit oscillant parallèle formé d'une inductance L2, en parallèle avec un condensateur C2 entre deux bornes 11, 12 d'entrée d'un circuit 13 de commande et de traitement du transpondeur 10. Les bornes il et 12 sont, en pra- tique, reliées à l'entrée d'un moyen de redressement (non repré- senté) dont les sorties définissent des bornes d'alimentation continues des circuits internes au transpondeur. A la figure 1, la charge constituée par les circuits du transpondeur 10 sur le circuit oscillant a été modélisée par une résistance R2, repré- sentée en pointillés, en parallèle avec l'inductance L2 et le condensateur C2. Le circuit oscillant de la borne 1 est excité par un signal haute fréquence (par exemple, 13,56 MHz) destiné à être capté par un transpondeur 10. Quand le transpondeur 10 se trouve dans le champ de la borne 1, une tension haute fréquence est engendrée aux bornes 11, 12 du circuit résonnant du transpondeur. Cette tension, après redressement, est destinée à fournir la tension d'alimentation des circuits électroniques 13 du transpon- deur. Ces circuits comprennent généralement, essentiellement, un microprocesseur, une mémoire, un démodulateur des signaux éven- tuellement reçus de la borne 1, et un modulateur pour transmettre des informations à la borne. La transmission d'informations du transpondeur 10 vers la borne 1 s'effectue généralement en modifiant la charge du cir- cuit oscillant L2, C2 de sorte que le transpondeur prélève une quantité d'énergie plus ou moins importante du champ magnétique haute fréquence. Cette variation est détectée, côté borne 1, dans la mesure o l'amplitude du signal d'excitation haute fréquence est maintenue constante. Par conséquent, une variation d'énergie du transpondeur se traduit par une variation d'amplitude et de phase du courant dans l'antenne Ll. Cette variation est alors détectée, par exemple, par une mesure du signal de la borne 5, soit au moyen d'un démodulateur de phase, soit d'un démodulateur d'amplitude. La variation de charge côté transpondeur est généra- lement effectuée au moyen d'un interrupteur électronique de com- mande d'une résistance ou d'un condensateur modifiant la charge du circuit oscillant. L'interrupteur électronique est générale- ment commandé à une fréquence (par exemple, 847,5 kHz) dite sous- porteuse, nettement inférieure (généralement avec un rapport d'au moins 10) à la fréquence du signal d'excitation du circuit oscil- lant de la borne 1. Dans le cas d'une démodulation de phase par la borne 1, son démodulateur détecte, dans les demi-périodes de la sous- porteuse o l'interrupteur électronique du transpondeur est fer- mé, un léger déphasage (quelques degrés, voire moins d'un degré) de la porteuse haute fréquence par rapport à un signal de réfé- rence. La sortie du démodulateur restitue alors un signal image du signal de commande de l'interrupteur électronique du transpon- deur, qui peut être décodé pour restituer les données binaires transmises. Pour obtenir un fonctionnement correct du système, les circuits oscillants de la borne 1 et du transpondeur 10 sont généralement accordés sur la fréquence de la porteuse, c'est-à- dire que leur fréquence de résonance est réglée sur la fréquence de, par exemple, 13,56 MHz. Cet accord a pour objet de maximiser le transfert d'énergie vers le transpondeur, généralement, une carte de format type carte de crédit intégrant les différents constituants du transpondeur. Les domaines d'application des transpondeurs électroma- gnétiques (par exemple, le passage de péages autoroutiers, le comptage ou l'authentification de porteurs de transpondeurs) peuvent rendre souhaitable de garantir qu'un transpondeur ne fonctionne que dans une relation de distance prédéterminée avec une borne de lecture-écriture, plus précisément dans une relation lointaine, généralement définie par une distance, supérieure à 5 cm, séparant les antennes respectives du transpondeur et de la borne. Par exemple, dans des applications telles que le pas- sage de péage autoroutier o l'automobiliste est forcément rela- tivement loin de la borne, il est indispensable de garantir la sécurité des transactions et d'empêcher que le signal de paiement ou d'authentification soit capté par une borne "pirate" placée plus près du transpondeur. Dans ce cas, on doit garantir que le transpondeur ne fonctionnera que dans une relation lointaine avec la borne. Toujours à titre d'exemple, lorsqu'un transpondeur se trouve dans le champ de la borne, un autre transpondeur peut éga- lement se trouver dans ce champ. Les systèmes classiques privilé- gient alors le fonctionnement du transpondeur le plus proche de la borne. Dans certaines applications, on peut cependant souhaiter privilégier le fonctionnement du transpondeur le plus distant. Dans ce cas, les systèmes classiques n'apportent pas de solution acceptable. En effet, un transpondeur qui serait alors plus près de la borne pourrait capter les informations émises par la borne à destination du transpondeur lointain, ce qui n'apporte pas les garanties souhaitées en terme de sécurité. De plus, une borne "pirate" peut alors être interposée entre la borne autorisée et le transpondeur et capter alors les informations du transpondeur, ce qui n'est pas non plus souhaitable. Un autre problème qui se pose est que, dans les systè- mes classiques, un transpondeur dans une relation de couplage relativement lointain avec une borne recevra moins d'énergie qu'un transpondeur placé plus près de la borne. Dans un tel cas, le fonctionnement du système risque d'en souffrir. La présente invention vise à proposer une solution au besoin de fonctionnement en portée relativement lointaine des systèmes à transpondeur électromagnétique. La présente invention vise, en particulier, à proposer une solution qui permette de dédier structurellement un trans- pondeur et/ou une borne à un fonctionnement en portée relative- ment lointaine. Plus généralement, l'invention vise à proposer une solution qui permette de dédier structurellement un transpondeur et/ou une borne à un fonctionnement dans une relation o les antennes sont à une distance supérieure à une valeur prédétermi- née l'une de l'autre. L'invention vise également à proposer une solution qui soit particulièrement simple à mettre en oeuvre pour le fabricant et qui soit fiable dans le temps. Pour atteindre ces objets, la présente invention pré- voit un transpondeur électromagnétique du type comprenant un cir- cuit oscillant parallèle propre à être excité par un circuit oscillant série d'une borne de lecture-écriture lorsque le trans- pondeur entre dans le champ de la borne, les composants du cir- cuit oscillant du transpondeur étant dimensionnés pour que le coefficient de couplage entre les circuits oscillants respectifs de la borne et du transpondeur diminue rapidement quand la dis- tance séparant le transpondeur de la borne devient inférieure à une valeur prédéterminée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ladite valeur est de 5 cm. Selon un mode de réalisation de la présente invention, une inductance du circuit oscillant parallèle est minimisée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'inductance L2 du circuit oscillant parallèle est choisie pour que la relation suivante soit respectée: R1L2 kopt = R1 R2Li' o kopt représente le coefficient de couplage fournissant une tension maximale aux bornes du circuit oscillant parallèle, o Ri représente la résistance série du circuit oscillant série, o R2 représente la résistance équivalente du transpondeur ramenée en parallèle sur l'inductance L2, et o Li représente l'inductance du circuit oscillant série. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les composants du circuit oscillant du transpondeur sont dimen- sionnés à partir d'un point de fonctionnement à distance médiane d'une plage de fonctionnement souhaitée, choisi pour correspondre à un coefficient de couplage le plus proche possible d'un coeffi- cient de couplage optimal respectant la relation suivante: V2max(kopt) = Vg o V2max représente la tension aux bornes du circuit oscillant parallèle pour le couplage optimal entre les circuits oscillants, o Ri représente la résistance série du circuit oscillant série, o R2 représente la résistance équivalente du transpondeur rame- née en parallèle sur son circuit oscillant, et o Vg représente la tension d'excitation du circuit oscillant série. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le nombre de spires de l'inductance du circuit oscillant du transpondeur est inférieur à 3. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les valeurs respectives du condensateur et de l'inductance du circuit oscillant parallèle sont comprises entre 20 et 500 pf et entre 0,1 et 10 gH. L'invention prévoit également une borne de génération d'un champ électromagnétique propre à coopérer avec au moins un transpondeur lorsque ce dernier entre dans ce champ, comprenant un circuit oscillant série de génération du champ électro- magnétique, ce circuit oscillant série étant dimensionné pour que le coefficient de couplage entre les circuits oscillants respec- tifs de la borne et du transpondeur diminue fortement quand la distance séparant le transpondeur de la borne devient inférieure à une valeur prédéterminée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les composants du circuit oscillant de la borne sont dimensionnés pour respecter les conditions de fonctionnement du transpondeur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'inductance du circuit oscillant série de la borne comporte entre 3 et 15 spires. L'invention concerne en outre un, système de transmission électromagnétique sans contact entre une borne et un transpondeur. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: la figure 1 décrite précédemment représente, de façon très schématique, une borne de lecture-écriture et un transpon- deur électromagnétique du type auxquels s'applique la présente invention; et la figure 2 représente un exemple d'évolution de la tension aux bornes du circuit oscillant d'un transpondeur en fonction de la distance le séparant d'une borne. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments néces- saires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. En particulier, les circuits de commande et d'exploitation des circuits oscillants du transpondeur et de la borne n'ont pas été détaillés et ne font pas l'objet de la présente invention. Une caractéristique de la présente invention est de prévoir un dimensionnement particulier du circuit oscillant d'un transpondeur électromagnétique pour que celui-ci soit structurel- lement dédié à un fonctionnement en portée relativement loin- taine, c'est-à-dire à plus de 5 cm d'une borne de lecture- écriture et, de préférence, entre 5 cm et la limite de portée du système. Cette portée est fonction de la consommation du transpondeur et est, par exemple, de l'ordre de 20 à 30 cm pour des transpondeurs de type étiquette à faible consommation et de l'ordre de 10 à 20 cm pour des transpondeurs équipés de micro- contrôleurs. La notion de distance à laquelle fait référence la pré- sente invention est la distance séparant les antennes respectives L1, L2 (figure 1) d'un transpondeur 10 et d'une borne 1. La présente invention propose donc de placer, de préfé- rence par les dimensionnements respectifs des circuits oscillants du transpondeur et de la borne, la plage de fonctionnement du système pour garantir la portée souhaitée à la fréquence d'accord, c'est-à-dire lorsque les fréquences de résonance des circuits oscillants correspondent sensiblement à la fréquence de la porteuse de téléalimentation (par exemple, 13,56 MHz). La figure 2 représente l'évolution de la tension V2 aux bornes 11, 12 du transpondeur en fonction de la distance d sépa- rant le transpondeur d'une borne de lecture-écriture. La courbe de la figure 2 peut également être considérée comme représentant l'évolution de la tension V2 en fonction du coefficient de couplage k entre les circuits oscillants du transpondeur et de la borne. En effet, le couplage entre les cir- cuits oscillants est fonction de la distance qui sépare les antennes. Plus précisément, le coefficient de couplage k est, en première approximation, proportionnel à 1-d. Par conséquent, dans la description qui suit, on fera référence soit à la distance soit au coefficient de couplage comme abscisse de la caractéris- tique de la figure 2. L'axe des abscisses représente une distance d croissante vers la droite de la figure et un coefficient de couplage k croissant vers la gauche de la figure. La tension V2 présente un maximum V2max pour une valeur optimale du coefficient de couplage kopt. Cette valeur correspond à la plus petite valeur de couplage entre les deux antennes pour laquelle la tension V2 est maximale lorsque la fréquence corres- pond à la fréquence de résonance des circuits oscillants. Cette valeur correspond, selon l'invention, à une distance relativement importante. Pour une fréquence et un dimensionnement donnés fixant les conditions de fonctionnement, la tension V2 diminue de part et d'autre de la position de couplage optimal. La courbe présente un point d'inflexion pour une valeur de couplage de kopt'3, c'est-à-dire pour une distance inférieure à la position de couplage optimal. Côté distances inférieures, la courbe tend vers une asymptote à une position de tension minimale V2min. Côté distances supérieures à la position de couplage opti- mal, la décroissance de la tension V2 est plus prononcée. En outre, on constate que le niveau de tension du point d'inflexion à kopt 3 se retrouve, symétriquement par rapport à la position de couplage optimal, pour une valeur kopt. +3. La relation qui lie le coefficient de couplage optimal kopt et les composants des circuits oscillants est la suivante: Ri L2 kopt = - R2 L R2L1 Un coefficient de couplage k égal à l'unité correspond à la valeur limite théorique. Par conséquent, le coefficient kopt est, en pratique, toujours inférieur à 1. Plus généralement, le coefficient de couplage k est donné par la formule k = m/ LL2, o m représente la mutuelle inductance entre les circuits oscillants. Cette mutuelle induc- tance dépend, essentiellement, de la géométrie des antennes ou inductances Ll et L2. Une caractéristique de la présente invention est de fixer, au moyen des valeurs respectives des composants des cir- cuits oscillants, une plage de fonctionnement en distance telle que, en s'écartant de cette plage de fonctionnement, le coeffi- cient de couplage entre les circuits oscillants diminue forte- ment. Ainsi, pour un fonctionnement lointain, on dimension- nera les circuits oscillants pour que le point de couplage opti- mal kopt soit le plus possible vers la droite de la figure, c'est-à-dire pour des distances importantes. On dispose, par le dimensionnement des circuits oscillants, de deux possibilités pour placer la plage de fonctionnement réel en termes de couplage et de distance. Selon la présente invention, on choisira que le point de distance nulle corresponde, tout en étant le plus loin pos- sible du point de couplage optimal, à un coefficient de couplage supérieur au coefficient optimal et adapté à la tension minimale requise V2tr pour le fonctionnement correct du transpondeur. Cela revient à placer un point de fonctionnement à distance nulle, à gauche de la position de couplage optimal sur la figure 2. Ce point correspond à un couplage réel maximal kmax. Ce coefficient kmax dépend des géométries respectives des antennes Ll et L2 et est, bien entendu, compris entre 0 et 1. En pratique, on notera que le coefficient de couplage réel maximal kmax entre deux cir- cuits oscillants n'excède généralement pas 0,7. De préférence, on positionne la plage de fonctionnement sur la caractéristique de la figure 2 de sorte que, quand la distance d diminue, le coefficient de couplage diminue fortement. La meilleure solution est que le point de couplage optimal corresponde approximativement au centre de la plage de fonctionnement en distance souhaitée. Ainsi, on obtient une énergie de téléalimentation la plus régulière possible, car la plage de fonctionnement comprend le "ventre" de la caractéristique. Un autre avantage est alors que la diminution de distance se situe dans une partie de forte pente. Ainsi, dès que la distance s'écarte de la plage de fonctionnement, le coefficient de couplage diminue fortement de sorte que le transpondeur n'est alors plus alimenté. De préférence, le point de couplage réel maximal sera choisi de façon à ce que la tension V2 correspondante soit loin de la position kopt et corresponde à une distance inférieure, et pour que la tension minimale V2tr de fonctionnement du transpondeur soit comprise entre la tension correspondant au point d'inflexion et la tension V2max. De préférence, on choisit une valeur d'inductance L2 du transpondeur 10 la plus faible possible, tout en restant compati- ble avec une intégration du condensateur C2 pour la fréquence de résonance souhaitée (par exemple, 13,56 MHz). On notera que, alors que dans les systèmes classiques on cherche à diminuer la valeur de l'inductance L2 du transpon- deur pour diminuer la portée du système, l'invention prévoit, à l'inverse, de diminuer cette inductance pour un fonctionnement dédié en couplage lointain. Le fait de rechercher une inductance L2 la plus faible possible est compatible avec la recherche d'une tension de télé- alimentation la plus faible possible pour la distance nulle. De la même façon, on cherchera à maximiser la valeur de la résis- tance équivalente R2 pour toujours diminuer le coefficient de couplage lointain afin que le couplage optimal soit à une distance la plus loin possible (ce qui revient à dire que l'on souhaite une valeur faible). Un avantage d'une augmentation de la résistance R2 est que cela diminue la consommation. On tiendra cependant compte du besoin de téléalimentation du transpondeur et de la dissipation dans celui-ci. On notera que la recherche d'une inductance L2 la plus petite possible correspond à une diminution du nombre de tours de cette inductance (par exemple, du nombre de tours conducteurs de l'antenne L2 réalisée sur la carte à puce formant le transpon- deur). Cette diminution du nombre de spires diminue la résistance parasite de l'inductance L2. Toutefois, la diminution de la résistance parasite série correspond, ramenée en parallèle sur le circuit oscillant, à une augmentation de la résistance R2. Cela va donc dans le bon sens pour augmenter la résistance R2. Un avantage d'augmenter la valeur du condensateur C2 pour maintenir la fréquence de résonance malgré la faible induc- tance L2 est que cela augmente le facteur de qualité du transpon- deur. En effet, le facteur de qualité d'un circuit résonant parallèle est égal à coR2C2, o o représente la pulsation du cir- cuit oscillant. Or, plus le facteur de qualité est élevé, plus la portée est grande. Selon un mode de mise en oeuvre préféré de l'invention, la détermination des valeurs respectives des différents compo- sants s'effectue de la manière suivante. Tout d'abord, l'application et les besoins énergétiques du transpondeur fixent la tension V2tr qui doit être obtenue par téléalimentation. Pour une tension d'excitation donnée Vg du cir- cuit oscillant de la borne, la tension V2 récupérée par le trans- pondeur est fonction des valeurs respectives de la résistance série Rl de la borne et de la résistance équivalente R2 du trans- pondeur en parallèle sur son circuit oscillant. La valeur de la résistance R2 peut être évaluée à partir des constituants (micro- processeur, régulateur, etc.) du transpondeur qui fixent le besoin de téléalimentation qui doit être préservé. Au point de couplage optimal théorique kopt, la tension V2max est donnée par la relation suivante: V2max(kopt) = Vg Plus généralement, la relation qui lie la tension V2 au coefficient de couplage k peut s'écrire: kR2VgJ VL2 V2(k)= L2 R1 + k2 LR2 L2 Après avoir déterminé la tension V2 qu'il faut obtenir aux bornes du condensateur C2, on dimensionne l'inductance L2 à la valeur la plus faible possible. Puis, on détermine le condensateur C2 du circuit oscil- lant en fonction de la fréquence de résonance souhaitée, à partir de la relation: C2 L2co2 On adapte le cas échéant les valeurs pour préserver l'intégration du condensateur C2. Connaissant l'inductance L2, on peut déterminer la valeur qui doit être donnée à l'inductance de l'antenne L1 de la borne afin d'optimiser le système. La relation liant ces deux valeurs pour que la courbe de la figure 2 soit respectée est, à l'accord, c'est-à-dire pour un dimensionnement fixant la fré- quence de résonance à la fréquence de la porteuse de téléalimen- tation: R1L2 L1 = R2k2 De préférence, la valeur de l'inductance Ll est choisie la plus forte possible, c'est-à-dire en maximisant son nombre de spires. Ainsi, selon l'invention, le nombre de spires de la borne est relativement élevé, de préférence compris entre 3 et 15, et le nombre de spires du transpondeur est relativement faible, de préférence, inférieur à 3. Ce choix est motivé par le fait que, pour maximiser la résistance R2, la résistance parasite série de l'inductance L2 doit être la plus faible possible, et on favorise donc un faible nombre de spires avec des conducteurs de section relativement importante. Ce choix doit être compatible avec l'intégration du condensateur C2. On notera que, côté borne, le nombre de spires de la borne doit rester compatible avec une valeur de capacité Cl qui soit suffisante pour être réalisable. De préférence, la borne sera pourvue d'une résistance Rl la plus faible possible pour obtenir un couplage optimal à une distance la plus grande possible. A titre d'exemple particulier de réalisation, pour une fréquence de porteuse de 13,56 MHz et pour une valeur de 370 nanohenrys pour l'inductance L2, on utilise un condensateur C2 de capacité de 372 picofarads. Si le microprocesseur du transpondeur requiert une tension minimale de l'ordre de 4 volts pour fonc- tionner, on choisira une tension V2 d'environ 5 volts pour une position de distance médiane de la plage de fonctionnement. Les fourchettes de valeur préférées sont, par exemple, une inductance L2 de valeur donnée comprise entre 0,1 et 10 gH, et un condensa- teur C2 de valeur donnée comprise entre 20 et 500 pf. Dans une application à un transpondeur de type éti- quette (tag) à faible consommation, le nombre de spires est, de préférence, égal à 1. Dans une application à un transpondeur de type carte à puce (équipé d'un microcontrôleur) de consommation plus élevée, le nombre de spires est, de préférence, égal à 2. On notera que le fait de fixer structurellement les valeurs respectives des composants des circuits oscillants de la * borne et du transpondeur n'est pas gênant. En effet, dans la plu- part des applications, un type de transpondeur donné est dédié à une borne. En particulier, les caractéristiques de fonctionnement des systèmes à transpondeur électromagnétique font généralement l'objet de normes. Par conséquent, il n'est pas gênant de fixer de façon définitive les relationsentre les circuits oscillants d'une borne et d'un transpondeur. A l'inverse, cela constitue un avantage de l'invention car on évite ainsi les risques d'inter- vention non autorisée sur le transpondeur en vue de le pirater. De préférence, la rétromodulation par le transpondeur sera effectuée de façon capacitive, c'est-à-dire au moyen d'un interrupteur électronique modifiant la capacité du circuit oscil- lant plutôt que la résistance. Un avantage est alors que l'on atténue moins la téléalimentation. Un avantage de la présente invention est qu'elle permet la réalisation de transpondeurs et de systèmes dédiés à un fonc- tionnement en portée lointaine. Un autre avantage de la présente invention est qu'elle répond aux exigences de sécurité les plus sévères pour éviter le piratage d'un transpondeur. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le choix des valeurs des composants des circuits oscillants est à la portée de l'homme de métier à partir des indications fonctionnelles et des relations données ci- dessus, en fonction de l'application et, en particulier, de la fréquence de la porteuse sur laquelle doivent être accordés ces circuits oscillants. De plus, on notera que l'invention n'altère pas les fonctionnements respectifs du transpondeur et de la borne pour ce qui est des circuits numériques de traitement. Parmi les applications de la présente invention, on signalera plus particulièrement les lecteurs (par exemple, les bornes ou portiques de contrôle d'accès, les distributeurs auto- matiques de produits, les terminaux d'ordinateurs, les terminaux téléphoniques, les téléviseurs ou décodeurs satellite, etc.) de cartes à puce sans contact (par exemple, les cartes d'identifica- tion pour contrôle d'accès, les cartes porte-monnaie électroni- que, les cartes de stockage d'informations sur le processeur de la carte, les cartes de fidélité de consommateurs, les cartes de télévision à péage, etc.) ainsi que de telles cartes à puce. REVENDICATIONS 1. Transpondeur électromagnétique (10) du type compre- nant un circuit oscillant parallèle (L2, C2) propre à être excité par un circuit oscillant série (RI, L1, Cl) d'une borne (1) de lecture-écriture lorsque le transpondeur entre dans le champ de la borne, caractérisé en ce que les composants du circuit oscil- lant du transpondeur sont dimensionnés pour que le coefficient de couplage (k) entre les circuits oscillants respectifs de la borne et du transpondeur diminue rapidement quand la distance (d) sépa- rant le transpondeur de la borne devient inférieure à une valeur prédéterminée. 2. Transpondeur électromagnétique selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que ladite valeur est de 5 cm. 3. Transpondeur électromagnétique (10) selon la reven- dication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'une inductance (L2) du cir- cuit oscillant parallèle est minimisée. 4. Transpondeur électromagnétique (10) selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'inductance L2 du circuit oscillant parallèle (L2, C2) est choisie pour que la relation suivante soit respectée: RiL2 kopt =, R2L1 o kopt représente le coefficient de couplage fournissant une tension maximale aux bornes du circuit oscillant parallèle, o RI représente la résistance série du circuit oscillant série (L1, Cl, R1), o R2 représente la résistance équivalente du transpon- deur ramenée en parallèle sur l'inductance L2, et o Li repré- sente l'inductance du circuit oscillant série. 5. Transpondeur électromagnétique (10) selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les composants de son circuit oscillant (L2, C2) sont dimensionnés à partir d'un point de fonctionnement à distance médiane d'une plage de fonctionnement souhaitée, choisi pour correspondre à un coefficient de couplage (k) le plus proche possible d'un coeffi- cient de couplage optimal (kopt) respectant la relation sui- vante: R2 Vg V2max(kopt) = 2 ' FRi 2 o V2max représente la tension aux bornes du circuit oscillant parallèle pour le couplage optimal entre les circuits oscillants, o R1 représente la résistance série du circuit oscillant série (Ll, Cl, RI), o R2 représente la résistance équivalente du transpondeur ramenée en parallèle sur son circuit oscillant, et o Vg représente la tension d'excitation du circuit oscillant série. 6. Transpondeur électromagnétique (10) selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le nombre de spires de l'inductance (L2) de son circuit oscillant est inférieur à 3. 7. Transpondeur électromagnétique (10) selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les valeurs respectives du condensateur (C2) et de l'inductance (L2) de son circuit oscillant parallèle sont comprises entre 20 et 500 pf et entre 0,1 et 10 gH. 8. Borne (1) de génération d'un champ électromagnétique propre à coopérer avec au moins un transpondeur (10) lorsque ce dernier entre dans ce champ, comprenant un circuit oscillant série (Ll, C1) de génération du champ électromagnétique, caracté- risée en ce que ce circuit oscillant série est dimensionné pour que le coefficient (k) de couplage entre les circuits oscillants respectifs de la borne et du transpondeur diminue fortement quand la distance (d) séparant le transpondeur de la borne devient inférieure à une valeur prédéterminée. 9. Borne (1) selon la revendication 8, caractérisée en ce que les composants de son circuit oscillant (R1, C1, L1) sont dimensionnés pour respecter les conditions de fonctionnement d'un transpondeur (10) conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 6. 10. Borne (1) selon la revendication 9, caractérisée en ce que l'inductance (Li) de son circuit oscillant série (Li, Ci, Rl) comporte entre 3 et 15 spires. 11. Système de transmission électromagnétique sans contact entre une borne (1) et un transpondeur (10), caractérisé en ce que le transpondeur est conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 7, la borne étant conforme à l'une quelconque des revendications 8 à 10.