FR 2786338 A1 20000526 FR 9814918 A 19981124 ALIMENTATION CONTINUE HAUTE ET BASSE TENSICO La présente invention concerne un circuit propre à fournir à partir d'un pont redresseur, d'une part, une alimenta- tion continue destinée à alimenter une charge et, d'autre part, une ou plusieurs alimentations basse tension propres à alimenter des circuits secondaires tels que des circuits de commnande. La présente invention vise en particulier l'alimenta- tion de moteurs de faible puissance, c'est-à-dire d'une puissance inférieure à 1 kilowatt, par exemple des moteurs que l'on trouve dans de nombreuses applications industrielles ou domestiques telles que machine à laver, aspirateur, ventilateur... Dans de telles applications, deux contraintes s'imposent. La première est que le coût du circuit soit faible, la deuxième est que le cir- cuit renvoie un minimum de parasites électriques sur le secteur. L'architecture générale d'un circuit classique de commande de moteur est illustrée en figure 1. Ce circuit comprend un pont redresseur 1 connecté aux bornes du secteur par l'inter- médiaire d'un circuit de filtrage 2. Entre les bornes de sortie positive et négative du pont redresseur est connecté un condensa- teur de valeur élevée C destiné à stocker et à lisser la tension continue devant être fournie à une charge. Pour la commande d'un moteur alternatif M, il est par exemple prévu trois bras de pont comprenant chacun deux commnutateurs S1-S2, S3-S4, S5-S6. L'ouver- ture et la fermeture de ces commutateurs pour alimenter les enroulements inducteurs du moteur triphasé sont déterminées par un circuit de commande comprenant d'une part des circuits adapta- teurs 3, 4, 5 couplés aux paires de commutateurs, d'autre part un microcontrôleur HC destiné à appliquer les signaux de commande aux divers circuits adaptateurs. On pourra par exemple utiliser des circuits adaptateurs de type L6386 et un microcontrôleur de type ST92141, tous deux disponibles auprès de la société STMicroelectronics. En outre, le circuit doit comprendre des moyens pour alimenter le microcontrôleur et éventuellement d'autres éléments du circuit. Pour cela, on prévoit un circuit d'alimentation basse tension (LPS) 7 fournissant par exemple deux tensions continues V1 et V2, de valeurs respectives 15 V et 5 V. De préférence, le circuit d'alimentation basse tension 7 est connecté entre les bornes positive et négative du même pont redresseur que celui qui alimente le circuit principal. En outre, aux bornes du pont redresseur, est généralement prévu un circuit 9 d'amélioration du facteur de puissance (PF) Les circuits classiques rassemblent rarement tous les éléments décrits ci-dessus. Dans le cas plus particulier d'un circuit tel que représenté, il est difficile de concevoir une association d'un circuit d'amélioration du facteur de puissance et d'alimentation basse tension qui soit globalement à faible coût. On rappellera que le but du circuit 9 d'amélioration du facteur de puissance est essentiellement d'élargir l'impulsion de courant qui est extraite du secteur chaque fois que l'on veut recharger le condensateur C, c'est-à-dire à chaque alternance, afin de réduire les harmoniques de courant renvoyés sur le sec- teur et donc de réduire les dimensions des composants (inductance et capacité) du filtre 2, ce qui contribue également à réduire les coûts. En effet, actuellement, en pratique, la somme des coûts du circuit de fourniture de tension faible et de l'ensemble du circuit de réduction de facteur de puissance (s'il en est prévu un) et du filtre constitue sensiblement la moitié du coût de l'ensemble du circuit. Ainsi, pour abaisser les coûts d'un circuit d'alimenta- tion du type décrit, la présente invention propose de combiner le circuit de fourniture de tension basse et le circuit d'améliora- tion du facteur de puissance. Pour atteindre ces objets, la présente invention pré- voit un circuit de fourniture d'une tension continue de valeur haute à partir de la sortie redressée d'un pont redresseur sur un condensateur (C) de forte capacité, et de fourniture de tensions d'alimentation basses, comprenant une première diode connectée entre la première borne de sortie du pont redresseur et une pre- mière borne du condensateur; des premier et second transistors montés en cascode, la première borne principale du premier tran- sistor étant connectée à la première borne de sortie du pont redresseur, la deuxième borne principale du second transistor étant connectée à la deuxième borne de sortie du pont; un moyen pour fixer le potentiel de la borne de commande du premier tran- sistor à une première tension par rapport à la deuxième borne du pont; un moyen pour réduire le potentiel de ladite borne de commande quand la tension sur la première borne dépasse une valeur prédéterminée; un circuit de régulation connecté au point de connexion des premier et deuxième transistors; une deuxième diode reliant le point de connexion des premier et deuxième tran- sistors à la borne de commande du premier transistor; et un moyen pour appliquer au deuxième transistor une impulsion de mise en conduction de durée déterminée après que la tension de sortie du pont a dépassé ladite valeur déterminée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le premier transistor (est un transistor bipolaire à grille iso- lée (IGBT). Selon un mode de réalisation de la présente invention, le deuxième transistor est un transistor MOS. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les signaux de commande dudit moyen pour réduire le potentiel sont fournis par un microcontrôleur à partir d'une détection de la tension de sortie du pont redresseur, de la tension de sortie de la première diode, et du courant dans cette première diode. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit de régulation comprend une troisième diode connectée au point de connexion des premier et deuxième transistors et un condensateur connecté entre cette diode et la borne basse de la tension redressée. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: la figure 1, décrite précédemment, représente l'archi- tecture générale d'un circuit d'alimentation continue d'une charge et de fourniture de basse tension; la figure 2 représente de façon schématique un mode de réalisation simplifié d'un circuit selon la présente invention; la figure 3 représente des courbes de tension et de courant destinées à illustrer le fonctionnement du circuit selon la présente invention; et la figure 4 est une représentation un peu plus détaillée d'un mode de réalisation d'un circuit selon la présente invention. Comme le représente la figure 2, un mode de réalisation d'un circuit selon la présente invention utilise un pont redres- seur 1. Le primaire du pont redresseur est connecté à des bornes d'alimentation alternative VAC par l'intermédiaire d'un filtre 2 qui comprend par exemple, comme cela est représenté, un condensa- teur aux bornes de la tension alternative et des inductances couplées aux bornes d'entrée du pont redresseur. On a représenté à titre d'exemple un couple d'inductances à noyau de ferrite 2-1 et un couple d'inductances à noyau de fer 2-2. Les inductances 2- 2 sont de valeurs plus élevées et ont pour r1ôle essentiel de fil- trer les composantes basse fréquence (fréquences inférieures à environ 1 kHz). Les inductances 2-1 à noyau de ferrite sont destinées à éliminer les composantes haute fréquence (fréquences supérieures à environ 1 kHz) qui, comme on le verra ci-après, ne sont pas prépondérantes lors du fonctionnement du circuit selon la présente invention dans lequel les diverses conmnandes sont exercées uniquement au rythme des alternances de la tension alternative. Le circuit selon la présente invention comprend, entre les bornes de sortie positive et négative 10 et 11 du pont redresseur 1, le montage cascode de deux transistors T1 et T2. Le transistor Tl est de préférence un transistor à commnande en ten- sion. En outre, ce transistor devant, conmme on le verra ci-après, supporter une certaine tension inverse, on choisira de préférence un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT) plutôt qu'un tran- sistor MOS classique. Le transistor Tl est dimensionné pour sup- porter la tension entre les bornes 10 et 11, c'est-à-dire une tension maximale de l'ordre de 300 volts quand la tension alter- native d'entrée, VAC, est la tension du secteur à 220 volts. Le transistor T2 est un transistor de faible puissance, de préfé- rence un transistor MOS facilement commandable par des signaux logiques. Le collecteur du transistor T1 est connecté à la borne , l'émetteur du transistor T1 est connecté au drain du transis- tor T2 et la source du transistor T2 est connectée à la borne 11. Le transistor T2 reçoit sur sa borne de commande un signal Y qui sera décrit ci-après. La grille du transistor Tl est polarisée par une diode Zener Z1. Plus particulièrement, cette grille est connectée d'une part à la borne 10 par une résistance de forte valeur Ri, d'autre part à la borne 11 par la diode Zener Zl. En outre, la grille du transistor T1 est susceptible d'être connectée à la borne 11 par l'intermédiaire d'un interrupteur en série avec une résistance R2. Dans le mode de réalisation représenté, cet interrupteur est constitué d'un transistor bipolaire T3 dont le collecteur est connecté à la résistance R2 et dont l'émetteur est connecté à la borne 11. La base du transistor T3 est susceptible de recevoir un signal X. Le point de connexion 12 entre les tran- sistors T1 et T2 est relié par l'intermédiaire d'une diode dl à un circuit d'alimentation basse tension 7. Dans le mode de réali- sation représenté, la cathode de la diode dl est connectée à la borne 11 par l'intermédiaire d'une résistance R3 et d'un conden- sateur C1. Le point de connexion de la résistance R3 et du condensateur C1 constitue une première borne de sortie à une pre- mière tension basse V1. Cette tension Vl alimente un circuit de régulation classique 13 fournissant une deuxième tension continue régulée V2. On notera que la tension Vl est sensiblement égale à la tension Zener de la diode Zl moins la chute de tension grille- émetteur du transistor T1 moins la chute de tension en direct de la diode dl. Ainsi, si l'on souhaite que la tension V1 soit de l'ordre de 15 volts, la tension Zener de la diode Zl sera de l'ordre de 18 volts. La tension V2 sera par exemple égale à 5 volts. Le circuit de régulation 13 sera par exemple un circuit disponible auprès de la société STMicroelectronics sous la réfé- rence ST78L05A. En outre, le circuit comprend entre la cathode de la diode dl et la grille du transistor Tl une diode de recirculation d2. Les bornes 10 et 11 sont respectivement connectées à des bornes de sortie 14 et 15, une diode D étant insérée entre les bornes 10 et 14. Dans l'exemple représenté, les bornes 11 et sont confondues. Entre les bornes 14 et 15 est disposé un condensateur de forte valeur C destiné à stocker une tension continue entre des phases de recharge. Une charge L pourra être disposée entre les bornes 14 et 15 et correspond par exemple à un ensemble des six commutateurs SI à S6 alimentant des enroulements de moteur conmme cela a été décrit en relation avec la figure 1. Le fonctionnement de ce circuit va être décrit en rela- tion avec la figure 3. On désigne par IB le courant de sortie du pont redresseur, par VB la tension de sortie sur la borne 10 du pont redresseur, par IC le courant traversant la diode D et cir- culant vers le condensateur C et/ou la charge L, et par VA la tension entre les bornes de sortie 14 et 15. -Et--- r - o La figure 3 représente en pointillés des arches de sinusoïde correspondant à l'allure générale de la tension VB et, en traits pleins, le courant IB pris sur le secteur par le pont redresseur 1. On suppose que l'on se place dans un état o le circuit a déjà fonctionné, c'est-à-dire que le condensateur C est chargé à une tension élevée légèrement inférieure à la valeur de crête de la tension VB et que le condensateur C1 est chargé à la tension Vl. Ainsi, à l'instant t0, la tension VB commence à croî- tre et aucun courant ne circule. A un instant t1, dès que la tension VB, qui est appli- quée sur la grille du transistor Tl, atteint une valeur suffisam- ment supérieure à la tension sur l'émetteur de ce transistor [V1 + (chute de tension dans la diode dl) + (chute de tension grille- émetteur du transistor Tl)], le transistor Tl devient conducteur. La tension de grille de ce transistor est ensuite stabilisée à une valeur peu supérieure à cette valeur de mise en conduction par la diode Zl. A partir de l'instant t1, un courant relative- ment important circule dans le transistor Tl, la diode dl et la résistance R3 pour recharger le condensateur C1. Ensuite, à par- tir de l'instant t2, ce courant se stabilise à une valeur plus faible correspondant à la consommation sur les sources d'alimen- tation basse tension V1 et V2. A un instant t3, qui correspond à une valeur choisie VB1 de la tension VB, par exemple sensiblement égale à 100 volts on interrompt la conduction du transistor Tl en commandant par un signal X la mise en conduction du transistor T3. La grille du transistor T1 se décharge alors. Toutefois, la valeur de la résistance R2, bien qu'inférieure à la résistance Rl, est suffi- samment élevée pour que le condensateur C1 ne se décharge que très faiblement pendant une alternance de la tension d'alimenta- tion. Ainsi, la tension sur la grille du transistor Tl reste sen- siblement égale à la tension sur le condensateur Cl, c'est-à-dire de l'ordre de 15 volts dans l'exemple précédent. Immédiatement après la fermeture du transistor T3, une impulsion de tension Y est appliquée sur la grille du transistor T2 pour rendre celuici passant pendant une brève durée. Ainsi, le potentiel sur l'émetteur du transistor T1 chute brutalement alors que sa grille, polarisée par le condensateur C1 à travers la résistance R3 et la diode d2 est encore à un niveau élevé. Ainsi, le transistor Tl redevient passant. A partir de l'instant de refermeture du transistor Tl, le courant circule dans les transistors Tl et T2 ainsi que dans les inductances 2-1 et 2-2 et croit très rapidement jusqu'à un instant t4, qui correspond à la fin de l'impulsion Y appliquée sur la grille du transistor T3. Pendant cette phase, on peut considérer que la tension du secteur entre les bornes 10 et 11 est appliquée totalement aux inductan- ces 2-1, 2-2 qui accumulent de l'énergie. A la fin de l'impulsion Y, à l'instant t4, le transis- tor T2 est ouvert mais, pendant une phase transitoire, le tran- sistor Tl reste passant et le courant dans les inductances conti- nue à circuler entre les bornes d'alimentation alternative en passant de la borne 10 à la borne 11 à travers le transistor Tl, les diodes dl et d2 et la diode Zener Z1. Pendant cette phase, le courant décroît progressivement dans le canal du transistor T1 en fonction de la vitesse de fermeture du transistor T2 puis, dès que la tension VB sur la borne 10 dépasse la valeur instantanée de la tension VA (instant t5), la diode D devient passante et la circulation de courant s'interrompt dans le transistor Tl. Le courant fourni par le pont redresseur sert alors à recharger le condensateur C et à alimenter la charge L à travers la diode D. La conduction se poursuit jusqu'à ce que la tension VB passe net- tement en dessous de la valeur de la tension VA, ce qui survient un certain temps après l'instant t6. Ensuite, le courant IB devient nul jusqu'à un instant t7 auquel le signal X appliqué sur la base du transistor T3 rebloque ce transistor de sorte que la tension sur la grille du transistor Tl remonte et qu'il recircule un courant dans ce tran- sistor pour recharger le condensateur Cl. On obtient ainsi en fin d'alternance un nouveau cycle de passage de courant qui a sensi- blement la même allure que celui du début de la phase de conduc- ---r T-:A. tion. On notera toutefois que le pic de courant est normalement légèrement plus élevé puisque la durée qui s'est écoulée depuis la phase précédente de recharge du condensateur C1 est plus lon- gue qu'entre l'instant t7 et l'instant tl de l'alternance sui- vante. Ainsi, selon la présente invention, on a obtenu une circulation du courant IB pendant des phases relativement éten- dues d'une alternance de la tension secteur. On notera que, en l'absence du circuit selon l'invention, on aurait eu une circula- tion de courant IB sensiblement seulement pendant la phase t5-t6 quand la tension du secteur devient supérieure à la tension aux bornes du condensateur C. Le signal X peut être obtenu de façon analogique, par exemple en reliant la base du transistor T3 à la borne 10 par l'intermédiaire d'une résistance et en reliant cette base à la borne 11 par l'intermédiaire d'une diode Zener ayant par exemple une tension Zener de l'ordre d'une centaine de volts. Ainsi, la consormmnation de courant dans le circuit d'alimentation basse ten- sion est interrompue dès que la tension du secteur dépasse une centaine de volts. L'impulsion de commande Y peut être fournie de façon automatique en détectant la mise en conduction du transis- tor T3 puis en commandant pendant une durée déterminée la conduc- tion du transistor T2 par divers moyens connus. Toutefois, selon la présente invention, on tirera de préférence partie du fait que les applications envisagées sont des applications dans lesquelles il est prévu un microcontrôleur, comme cela a été décrit en rela- tion avec la figure 1, et l'on utilisera ce microcontrôleur pour produire les signaux X et Y. On notera que la durée de conduction du transistor T2 permet d'assurer une régulation de la tension VA et également d'assurer une optimisation de la forme du courant extrait entre les instants t3 et t6 et notamment de la valeur du minimum de ce courant, à l'instant t5. La figure 4 représente un mode de réalisation un peu plus détaillé du circuit de la figure 2 indiquant notamment une façon d'extraire les signaux nécessaires à la commande du micro- processeur. En figure 4, la tension de sortie du pont redresseur apparaît sur les bornes 10 et 11 et la tension aux bornes de la charge apparaît entre les bornes 14 et 15. Dans cette figure, de mêmes références qu'en figure 2 désignent de mêmes éléments. Le transistor T3 a été représenté à titre de variante sous forme d'un transistor MOS, et ceci ne change pas le fonctionnement du circuit. Un condensateur C2 a été disposé en parallèle sur la diode Zl et est destiné à éviter les oscillations de tension sur la grille du transistor T1. Un pont diviseur comprenant des résistances R5 et R6 est connecté entre les bornes 10 et 11 pour fournir une tension vB qui constitue une image de la tension VB. Un pont diviseur comprenant des résistances R7 et R8 est connecté entre les bornes 14 et 15 pour fournir une tension vA qui est une image de la ten- sion VA. En outre, une petite résistance R9 est disposée en série avec le circuit d'alimentation principal de sorte que la tension vC à ses bornes est une image du courant de charge IC, qui cor- respond au courant circulant dans la diode D. Enfin, on peut pré- voir une résistance de faible valeur R10 connectée en série avec les transistors Tl et T2 de sorte que la tension vD à ses bornes est une image du courant dans la chaine de transistors princi- pale. Cette dernière information pourra être utilisée à titre de sécurité pour ouvrir le transistor T2 si le courant devient trop élevé pendant la phase t3-t4. En se basant sur les informations fournies par ces tensions vB, VA, vC et VD, on pourra fournir les créneaux X et Y. Le signal X sera à zéro tant que la tension VB sera inférieure à un seuil déterminé. La durée du créneau Y sera déterminée de sorte que VA reste inférieure d'une valeur détermi- née à la valeur de crête de VB et de sorte que la décroissance du courant à l'instant t5 soit optimisée. Ces deux réglages seront facilement réalisés en progranrmmant de façon appropriée le micro- contrôleur de conmmande. Parmi les avantages du circuit selon la présente inven- tion, on notera que la puissance dissipée par le circuit de four- niture de tensions d'alimentation basses V1 et V2 est minimum il car, ce circuit ne consormmne que si la puissance est effectivement extraite des sources de tension basses Vl et V2. De plus, la recharge de ces circuits n'est fournie que pendant que la tension du secteur est relativement faible (inférieure à une valeur de référence par exemple égale à 100 volts). Un autre avantage du circuit selon la présente invention est qu'il n'utilise à aucun moment de composants fonctionnant à fréquence élevée. La fré- quence de commande la plus haute par les fréquences appliquées étant le double de la fréquence du secteur, c'est-à-dire 100 ou 120 Hz dans le cas des deux systèmes normalisés les plus cou- rants. Un autre avantage de la présente invention est que l'étage de puissance du régulateur de tension et du correcteur d'harmoniques sont commun, ce qui apporte une réduction du coût du système. A titre d'exemple numérique, on pourra prévoir pour les divers composants illustrés en figure 4 les valeurs suivantes: Ri: 470 k2 R2: 10 k R3: quelques ohms R5: 1 MQ R6: 12 kQ R7: 1 M2 R8: 12 k R9: 1 R10: 1 i Z1: tension Zener 18 volts C: 220 gF/400 V Cl: 470 gF/25 V C2: 10 nF/50 V La présente invention est susceptible de nombreuses variantes et modifications et s'applique aussi à des circuits de type doubleur. - - -- - -- ô ----- r-:17 REVENDICATIONS 1. Circuit de fourniture d'une tension continue de valeur haute à partir de la sortie redressée d'un pont redresseur (1) sur un condensateur (C) de forte capacité, et de fourniture de tensions d'alimentation basses (Vl, V2), caractérisé en ce qu'il comprend: une première diode (D) connectée entre la première borne (10) de sortie du pont redresseur et une première borne du condensateur (C), des premier (T1) et deuxième (T2) transistors montés en cascode, la première borne principale du premier transistor (T1) étant connectée à la première borne de sortie (10) du pont redresseur, la deuxième borne principale du deuxième transistor étant connectée à la deuxième borne de sortie (11) du pont, un moyen (Ri, Zl) pour fixer le potentiel de la borne de commande du premier transistor à une première tension par rap- port à la deuxième borne du pont, un moyen (T3, R2) pour réduire le potentiel de ladite borne de commande quand la tension sur la première borne dépasse une valeur prédéterminée, un circuit de régulation (7) connecté au point de connexion des premier et deuxième transistors, une deuxième diode (d2) reliant le point de connexion des premier et deuxième transistors à la borne de commande du premier transistor, et un moyen pour appliquer au deuxième transistor une impulsion de mise en conduction de durée déterminée (Y) après que la tension de sortie du pont a dépassé ladite valeur déterminée. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier transistor (Tl) est un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT). 3. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le deuxième transistor (T2) est un transistor MOS. 4. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que les signaux de commande dudit moyen (T3, R2) pour réduire le - - - - - - - - - - - - - r - - -- r,,, potentiel sont fournis par un microcontrôleur à partir d'une détection de la tension de sortie du pont redresseur, de la ten- sion de sortie de la première diode (D), et du courant dans cette première diode (D). 5. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de régulation comprend une troisième diode (dl) connectée au point de connexion des premier et deuxième transis- tors et un condensateur (Cl) connecté entre cette diode et la borne basse de la tension redressée.