FR 2793618 A1 20001117 FR 0000582 A 20000118 ARRIÈRE-PLAN DE L'INVENTION La présente invention concerne un circuit de génération de tension et plus particulièrement, un circuit de génération de tension qui divise une différence de potentiel entre une alimentation de potentiel haut et une alimentation de potentiel bas afin de générer une tension divisée et qui est utilisé dans un convertisseur numérique-analogique (N/A). Les dispositifs à semiconducteur comportent souvent des circuits tels qu'un convertisseur N/A et qu'un circuit de génération de courant fabriqués sur un unique substrat semiconducteur. Le convertisseur N/A doit améliorer la précision de la linéarité de son signal de sortie analogique. La figure 1 est un schéma de circuit d'un convertisseur N/A 11 d'un système de chaîne de résistances monté sur un dispositif à semiconducteur. Le convertisseur N/A 11 divise une différence de potentiel entre une alimentation de potentiel haut VDD et une alimentation de potentiel bas VSS selon 16 parties uniformes et génère un signal analogique Aout présentant un potentiel ((VDD-VSS) x (n/16) + VSS) correspondant au signal numérique D2-D0. Le convertisseur N/A 11 inclut un circuit de division de tension 12 comportant des résistances R1 à R8 dont le nombre de résistances correspond à un signal numérique de 3 bits D2 à DO, des commutateurs SW1 à SW6 et des circuits d'inverseur 13 à 15. Les résistances R1 à R8 sont connectées en série entre l'alimentation de potentiel haut VDD et l'alimentation de potentiel bas VSS. La valeur de chaque résistance R1 à R8 est pondérée conformément au nombre de bits (dans le cas présent trois bits) du signal numérique D2 à DO. Lorsque la résistance R1 présente une valeur de référence "1", alors les résistances R2 et R7 présentent une valeur de "1", les résistances R3, R6 présentent une valeur de "2" et les résistances R4, R5, R8 présentent une valeur de "4". La valeur de chaque résistance R1 à R8 est pondérée en connectant un nombre prédéterminé d'éléments de résistance en parallèle, tous ces éléments de résistance présentant des valeurs identiques. C'est-à-dire que les résistances R4, R5, R8 sont chacune formées avec un unique élément de résistance, les résistances R1, R2, R7 sont chacune formées avec quatre éléments de résistance présentant la même valeur que dans le cas des résistances R4, R5, R8, en connectant ces éléments en parallèle et les résistances R3 et R6 sont chacune formées avec deux éléments de résistance connectés en parallèle. Les résistances R2 et R3 prévues à proximité de l'alimentation de potentiel haut VDD sont respectivement connectées en parallèle aux commutateurs SW3 et SW4 tandis que les résistances R6 et R7 prévues à proximité de l'alimentation de potentiel bas VSS sont respectivement connectées en parallèle aux commutateurs SW5 et SW6. Chacun des commutateurs SW3 et SW4 est formé par un transistor MOS (métal- oxyde-semiconducteur) à canal P et chacun des commutateurs SW5 et SW6 est formé par un transistor MOS à canal N. Chacun des commutateurs SW5 et SW6 reçoit en application au niveau de sa grille un signal numérique inversé DO qui est inversé par le circuit d'inverseur et chacun des commutateurs SW4 et SW5 reçoit en application au niveau de sa grille un signal numérique inversé D1 qui est inversé par le circuit d'inverseur 14. De cette façon, les commutateurs SW3 à SW6 sont activés ou désactivés conformément aux deux bits inférieurs du signal numérique. Par exemple, si les deux bits inférieurs du signal numérique D1, DO présentent un état de "00", alors les commutateurs SW3 et SW4 sont désactivés tandis que les commutateurs SW5 et SW6 sont activés. Par conséquent, la valeur de résistance entre le noeud N2 et l'alimentation de potentiel bas VSS est établie à "4" tandis que la valeur de résistance entre l'alimentation de potentiel haut VDD et le noeud N1 est établie à "8". Si les deux bits inférieurs D1, DO présentent un état de "01", alors les commutateurs SW4 et SW6 sont désactivés tandis que les commutateurs SW3 et SW5 sont activés. Par conséquent, la valeur de résistance entre le noeud N2 et l'alimentation de potentiel bas VSS est établie à "5" tandis que la valeur de résistance entre l'alimentation de potentiel haut VDD et le noeud N1 est établie à "7". La valeur de résistance entre le noeud N1 et le noeud N2 est toujours établie à "4" (la valeur de résistance de la résistance R5). Par conséquent, I'agencement du convertisseur N/A 11 commande les commutateurs SW3 à SW6 de telle sorte que la valeur de résistance entre l'alimentation de potentiel haut VDD et l'alimentation de potentiel bas VSS soit toujours maintenue de manière à présenter une valeur constante, soit "16". Le convertisseur N/A 11 modifie successivement la valeur de résistance entre l'alimentation de potentiel haut VDD et le noeud N1 et la valeur de résistance entre le noeud N2 et l'alimentation de potentiel bas VSS conformément aux deux bits inférieurs du signal numérique D1, DO. Les potentiels des noeuds NI1 et N2 sont déterminés par la différence de potentiel entre l'alimentation de potentiel haut VDD et l'alimentation de potentiel bas VSS, par la valeur de résistance entre l'alimentation de potentiel haut VDD et le noeud N1, par la valeur de résistance entre les noeuds N1 et N2 et par la valeur de résistance entre le noeud N2 et l'alimentation de potentiel bas VSS. Par conséquent, le convertisseur N/A 11 modifie les potentiels au niveau des noeuds N1 et N2 d'un pas d'une différence de potentiel d'un seizième entre l'alimentation de potentiel haut VDD et l'alimentation de potentiel bas VSS conformément aux deux bits inférieurs du signal numérique D1, DO. Le convertisseur N/A 11 active l'un des commutateurs SW1 et SW2, conformément au signal numérique de bit supérieur D2. Lorsque l'un des commutateurs SW1 et SW2 est activé, une tension divisée correspondant au commutateur activé est appliquée depuis le convertisseur N/A 11 en tant que signal analogique Aout. Cependant, si chacun des commutateurs SW3 et SW6 est activé, I'état de commutateurs activés ne devient pas un conducteur présentant une valeur de résistance nulle ou 0 ohm (Q). Par conséquent, il s'ensuit que la valeur de résistance du commutateur activé SWla à SW3b est connectée en parallèle avec la résistance R2, R3, R6, R7. En outre, les commutateurs SW3 et SW6 sont connectés aux résistances R2, R3, R6, R7 au moyen de fils conducteurs et il s'ensuit que le composant de résistance du fil doit être compté en tant que valeur de résistance du circuit. En tant que résultat, une erreur est générée dans la valeur de résistance entre le noeud N1 et l'alimentation de potentiel haut VDD et dans la valeur de résistance entre le noeud N2 et l'alimentation de potentiel bas VSS, ce qui conduit à une variation de la différence de potentiel entre le noeud N1 et le noeud N2. Du fait de cette variation de la différence de potentiel, la tension entre l'alimentation de potentiel haut VDD et l'alimentation de potentiel bas VSS n'est pas divisée de façon précise selon seize parties. Ceci conduit à une détérioration de la précision de la conversion depuis le signal numérique D2 à DO selon le signal analogique Aout. RESUMÉ DE L'INVENTION Un objet de la présente invention consiste à proposer un circuit de génération de tension qui génère un signal analogique selon une précision élevée. Selon un aspect de la présente invention, on propose un circuit de génération de tension qui inclut un premier circuit de division de tension pour diviser une tension entre une première alimentation de référence et une seconde alimentation de référence et pour générer un signal de sortie présentant une tension divisée. Le premier circuit de division de tension inclut un premier élément d'impédance connecté à une première borne sur laquelle la première alimentation de référence est appliquée, un second élément d'impédance présentant une valeur d'impédance sensiblement identique à celle du premier élément d'impédance et connecté à une seconde borne sur laquelle la seconde alimentation de référence est appliquée et un troisième élément d'impédance connecté entre le premier élément d'impédance et le second élément d'impédance et présentant une valeur d'impédance prédéterminée. Une première source de courant est connectée à un premier noeud prévu entre le premier élément d'impédance et le troisième élément d'impédance. Une seconde source de courant est connectée à un second noeud prévu entre le second élément d'impédance et le troisième élément d'impédance. La première source de courant et la seconde source de courant appliquent un premier courant de commande et un second courant de commande qui sont rapportés l'un à l'autre sur respectivement le premier noeud et le second noeud et modifient les potentiels du premier noeud et du second noeud selon des potentiels correspondant respectivement au premier courant de commande et au second courant de commande tandis que la différence de potentiel entre le premier noeud et le second noeud est maintenue constante. Selon un autre aspect de la présente invention, un circuit de génération de tension est prévu, lequel inclut un premier circuit de division de tension pour diviser une tension entre une première alimentation de référence et une seconde alimentation de référence et pour générer un signal de sortie présentant une tension divisée. Le premier circuit de division de tension inclut un premier élément d'impédance connecté à une première borne sur laquelle une tension de la première alimentation de référence est appliquée, un second élément d'impédance présentant une valeur d'impédance sensiblement identique à celle du premier élément d'impédance et connecté à une seconde borne sur laquelle une tension de la seconde alimentation de référence est appliquée et un troisième élément d'impédance connecté entre le premier élément d'impédance et le second élément d'impédance et présentant une valeur d'impédance prédéterminée. Une première source de courant est connectée à un premier noeud prévu entre le premier élément d'impédance et le troisième élément d'impédance. Une seconde source de courant est connectée à un second noeud prévu entre le second élément d'impédance et le troisième élément d'impédance. La première source de courant et la seconde source de courant appliquent un premier courant de commande et un second courant de commande présentant une interrelation l'un par rapport à l'autre sur respectivement le premier noeud et le second noeud et modifient les potentiels du premier noeud et du second noeud selon des potentiels correspondant respectivement au premier courant de commande et au second courant de commande tandis que la différence de potentiel entre le premier noeud et le second nceud est maintenue sensiblement constante. Un circuit de courant constant est connecté aux première et seconde sources de courant pour générer un courant unitaire. Les première et seconde sources de courant modifient respectivement les premier et second courants de commande sur la base du courant unitaire. Un circuit de correction de tension est connecté à au moins l'un des premier et second noeuds et il applique un courant d'établissement prédéterminé sur au moins l'un des premier et second noeuds. Un premier circuit de correction de courant est connecté à la première borne et il reçoit depuis la première borne un premier courant de correction présentant une amplitude qui est sensiblement identique à celle du second courant de commande. Un second circuit de correction de courant est connecté à la seconde borne et il applique sur la seconde borne un second courant de correction présentant une amplitude qui est sensiblement identique à celle du premier courant de commande. Selon encore un autre aspect de la présente invention, on propose un convertisseur numérique-analogique (N/A) qui convertit un signal numérique contenant un bit supérieur et des bits inférieurs selon un signal analogique. Le convertisseur N/A inclut un circuit de génération de tension pour générer une pluralité de signaux de tension de sortie correspondant au nombre des bits inférieurs du signal numérique. Un circuit de sélection sélectionne l'un de la pluralité de signaux de sortie conformément au bit supérieur du signal numérique et émet en sortie le signal de sortie de tension sélectionné en tant que signal analogique. Le circuit de génération de tension inclut un premier circuit de division de tension pour diviser une tension entre une première alimentation de référence et une seconde alimentation de référence et pour générer la pluralité de signaux de tension de sortie présentant une tension divisée. Le premier circuit de division de tension inclut un premier élément d'impédance connecté à une première borne sur laquelle une tension de la première alimentation de référence est appliquée, un second élément d'impédance présentant une valeur d'impédance sensiblement identique à celle du premier élément d'impédance et connecté à une seconde borne sur laquelle une tension de la seconde alimentation de référence est appliquée et un troisième élément d'impédance connecté entre le premier élément d'impédance et le second élément d'impédance et présentant une valeur d'impédance prédéterminée. Une première source de courant est connectée à un premier noeud prévu entre le premier élément d'impédance et le troisième élément d'impédance. Une seconde source de courant est connectée à un second noeud prévu entre le second élément d'impédance et le troisième élément d'impédance. La première source de courant et la seconde source de courant appliquent un premier courant de commande et un second courant de commande qui sont rapportés l'un à l'autre sur respectivement le premier noeud et le second noeud et modifient les potentiels du premier noeud et du second noeud selon des potentiels correspondant respectivement au premier courant de commande et au second courant de commande tandis que la différence de potentiel entre le premier noeud et le second noeud est maintenue constante. D'autres aspects et d'autres avantages de l'invention apparaîtront au vu de la description qui suit que l'on lira en conjonction avec les dessins annexés, l'ensemble illustrant à titre d'exemple les principes de l'invention. DESCRIPTION DES DESSINS L'invention, en association avec ses objets et avantages, peut être mieux comprise par report à la description qui suit du mode de réalisation présentement préféré en association avec les dessins annexés parmi lesquels: la figure 1 est un schéma de circuit d'un convertisseur N/A classique; la figure 2 est un schéma fonctionnel d'un convertisseur N/A selon un mode de réalisation de la présente invention; la figure 3 est un schéma fonctionnel d'un circuit de génération de tension du convertisseur N/A de la figure 2; la figure 4 est un schéma permettant d'expliquer le principe du circuit de génération de tension de la figure 3; la figure 5 est un schéma de circuit d'un circuit de division de tension et d'un circuit de courant constant du circuit de génération de tension de la figure 3; la figure 6 est un schéma de circuit de premier et second circuits de correction de courant et d'un circuit de correction de tension du circuit de génération de tension de la figure 3; et la figure 7 est un schéma de circuit d'un circuit de sélection de tension de sortie du convertisseur N/A de la figure 2, d'un circuit de génération de courant commande et d'un circuit d'inversion de courant de commande du circuit de génération de tension de la figure 3. DESCRIPTION DÉTAILLÉE DES MODES DE REALISATION PRÉFÉRES La figure 2 est un schéma fonctionnel d'un convertisseur N/A 21 selon un mode de réalisation de la présente invention. Le convertisseur N/A 21 génère un signal analogique Aout présentant un potentiel correspondant à un signal numérique D2 à DO (dans le cas présent, trois bits). Le convertisseur N/A 21 inclut un circuit de génération de tension 22 et un circuit de sélection de tension de sortie 23. Le circuit de génération de tension 22 inclut une chaîne de résistances et il applique une pluralité de signaux de sortie (dans le cas présent, deux) VoutO et Voutl correspondant aux bits inférieurs D1, DO sur le circuit de sélection 23. Le circuit de génération de tension 22 modifie en outre les potentiels des signaux de sortie VoutO et Vout1 d'une valeur prédéterminée en réponse aux deux bits inférieurs du signal numérique D1, DO tout en maintenant constante la différence de potentiel entre les signaux de sortie VoutO et Voutl. Le circuit de sélection 23 sélectionne l'un des signaux de sortie VoutO et Voutl en réponse au bit supérieur du signal numérique D2 et émet en sortie le signal de sortie sélectionné en tant que signal analogique Aout. Le nombre de combinaisons des états du signal numérique de deux bits D1, DO est de quatre. Par conséquent, le circuit de génération de tension 22 peut émettre en sortie les signaux de sortie VoutO, Voutl moyennant l'un quelconque des quatre potentiels. Par conséquent, le convertisseur N/A 21 peut générer le signal analogique Aout moyennant n'importe laquelle de huit valeurs. La figure 3 est un schéma fonctionnel du circuit de génération de tension 22. Le circuit de génération de tension 22 inclut un premier circuit de division de tension 31, un circuit de génération de courant de commande de tension de sortie 32, un circuit d'inversion de courant de commande de tension de sortie 33, un circuit de courant constant 34, un circuit de correction de tension de sortie 35, un circuit de correction de courant de borne haute tension 36 et un circuit de correction de courant de borne basse tension 37. Le premier circuit de division de tension 31 inclut une pluralité de résistances Rll à R16 (dans le cas présent, six résistances) ou d'éléments d'impédance connectés en série entre une première borne T1 et une seconde borne T2. Une première source de référence VRP de potentiel haut est appliquée sur la première borne T1 et une seconde source de référence VRN de potentiel bas est appliquée sur la seconde borne T2. La première résistance Ri 1 qui est connectée à la première borne T1 et la sixième résistance R16 qui est connectée à la seconde borne T2 présentent sensiblement la même valeur d'impédance. Les seconde à cinquième résistances R12 à R15 prévues entre la première résistance RI 1 et la sixième résistance R1 6 présentent sensiblement la même valeur d'impédance que celles des première et sixième résistances R 1, R16. Le premier circuit de division de tension 31 génère une tension divisée en divisant la différence de potentiel entre la première source de référence VRP et la seconde source de référence VRN au niveau de chacun des noeuds prévus entre les résistances respectives R1 1 à R16. Le premier signal de sortie VoutO est appliqué depuis un noeud N 1 prévu entre la troisième résistance R13 et la quatrième résistance R14 sur le circuit de sélection 23 et le second signal de sortie Voutl est appliqué depuis un noeud N12 prévu entre la quatrième résistance R14 et la cinquième résistance R1 5 sur le circuit de sélection 23. Un noeud N13 prévu entre la première résistance R11 et la seconde résistance R1 2 est connecté au circuit de génération de courant de commande 32 en tant que source de courant et le noeud N14 prévu entre la cinquième résistance R15 et la sixième résistance R16 est connecté au circuit d'inversion de courant de commande 33 en tant que source de courant. Le circuit de génération de courant de commande 32 et le circuit d'inversion de courant de commande 33 appliquent respectivement un courant de commande la et un courant de commande lb qui sont rapportés l'un à l'autre sur le noeud N13 et sur le noeud N 14. Le circuit de génération de courant de commande 32 et le circuit d'inversion de courant de commande 33 ont également pour effet que le courant de commande la et le courant de commande lb circulent dans des sens inverses l'un par rapport à l'autre. Plus spécifiquement, le circuit de génération de courant de commande 32 tire le premier courant de commande la depuis le noeud N13 et tire également un courant Ic qui est rapporté au premier courant de commande la depuis le circuit d'inversion de courant de commande 33. Le circuit de génération de courant de commande 32 commande le premier courant de commande la et le courant Ic de telle sorte que la somme de la valeur absolue du premier courant de commande la et de la valeur absolue du courant Ic soit toujours maintenue constante. Le circuit d'inversion de courant de commande 33 applique le second courant de commande lb qui est rapporté au premier courant de commande la et qui circule dans un sens opposé à celui du premier courant de commande la sur le noeud N14. Il doit être noté que bien que le premier courant de commande la circule depuis le noeud N13 jusque sur le circuit de génération de courant de commande 32 et que le second courant de commande lb circule depuis le circuit d'inversion de courant de commande 33 jusque sur le noeud N14, ces courants peuvent circuler respectivement selon des sens qui sont les inverses de ceux représentés sur la figure 3. Le premier courant de commande la circule seulement au travers de la première résistance RI 1 et le second courant de commande lb circule seulement au travers de la sixième résistance R16. Par conséquent, le circuit de génération de courant de commande 32 et le circuit d'inversion de courant de commande 33 peuvent respectivement commander le premier courant de commande la et le second courant de commande lb de manière à commander des valeurs d'impédance effectives de respectivement la première résistance RI 1 et la sixième résistance R16. Le circuit de génération de courant de commande 32 maintient constante la somme des valeurs absolues du courant de commande la et du courant de commande lb. Par conséquent, la valeur du courant qui circule entre la première borne T1 et la seconde borne T2 est maintenue constante indépendamment de quelconques variations des valeurs des courants de commande la et lb. C'est-à-dire que le circuit de génération de courant de commande 32 et le circuit d'inversion de courant de commande 33 commandent les potentiels au niveau du noeud N13 et au niveau du noeud N14 tout en maintenant la différence de potentiel du noeud N13 et du noeud N14 (c'est-à-dire la différence de potentiel entre le noeud N1l1 et le noeud N12). Le circuit de courant constant 34 est connecté au circuit de génération de courant de commande 32 et au circuit d'inversion de courant de commande 33 et il génère un courant unitaire conformément au pas de modification des potentiels des signaux de sortie VoutO et Voutl. La valeur du courant unitaire est établie conformément au pas de modification des potentiels des signaux de sortie VoutO et Voutl. C'est- à-dire qu'une valeur d'un pas (valeur de variation) est dérivée en divisant uniformément la différence de potentiel entre le noeud NI 1 et le noeud N12 par le nombre de valeurs possibles ou quatre valeurs possibles du signal numérique de bits inférieurs D1, DO. Par conséquent, la valeur du courant unitaire est déterminée de telle sorte que la valeur de variation d'un pas devienne la différence de potentiel entre les deux extrémités de la résistance (résistance unitaire), comme obtenu en divisant de façon égale l'impédance entre le noeud NIl1 et le noeud N12 par le nombre de valeurs, soit quatre. Si l'amplitude du courant de commande la, lb est incrémentée ou décrémentée au moyen du courant unitaire, alors il est possible de modifier le potentiel au niveau des noeuds N13, N14 (c'est- à-dire le potentiel du signal de sortie VoutO, Voutl) pour chaque pas. Le circuit de génération de courant de commande 32 et le circuit d'inversion de courant de commande 33 modifient les valeurs des courants de commande la, lb selon des multiples entiers du courant unitaire sur la base du signal numérique D1, DO. De façon davantage spécifique, le circuit de génération de courant de commande 32 tire le premier courant de commande la qui a été décrémenté d'une valeur AI qui est un multiple entier du courant unitaire à partir du noeud N13 tandis que le circuit d'inversion de courant de commande applique le second courant de commande lb qui a été incrémenté de la valeur AI sur le noeud N14. Le circuit de correction de tension de sortie 35 applique un courant d'établissement Id présentant une valeur initiale sur le noeud N14. Le courant d'établissement Id circule dans seulement la sixième résistance R16 et modifie la valeur d'impédance effective de la sixième résistance R16. De cette façon, la valeur d'impédance effective entre la première borne T1 et la seconde borne T2 est établie à une valeur prédéterminée. Conformément au présent mode de réalisation, la valeur d'impédance effective entre la première borne T1 et la seconde borne T2 est établie à trente-six (36) x la valeur de résistance unitaire. Par conséquent, le circuit de génération de tension 22 génère les signaux de sortie VoutO et Voutl moyennant une variation d'un unique pas d'une valeur de tension obtenue en divisant la différence de potentiel entre la première source de référence VRP et la seconde source de référence VRN par trente-six (36). La valeur d'impédance effective entre la première borne T1 et la seconde borne T2 peut être modifiée en fonction de la nécessité. Le premier circuit de correction de courant 36 et le second circuit de correction de courant 37 sont respectivement connectés à la première borne T1 et à la seconde borne T2 et ils appliquent des courants de correction le et If correspondant respectivement aux courants de commande la et lb sur respectivement la première borne T1 et la seconde borne T2. Le premier circuit de correction de courant 36 et le second circuit de correction de courant 37 empêchent les potentiels des première et seconde sources de référence VRP, VRN de fluctuer du fait des premier et second courants de commande la et lb. De façon davantage spécifique, le premier circuit de correction de courant 36 tire depuis la première borne T1 le premier courant de correction le qui est sensiblement le même que le second courant de commande lb appliqué sur le noeud N14. Le second courant de commande lb est rapporté au premier courant de commande la. Par conséquent, le premier circuit de correction de courant 36 tire le premier courant de correction le qui est rapporté au premier courant de commande la depuis la première borne T1. De cette façon, la quantité de courant entre la première borne T1 et la seconde borne T2 est maintenue constante de telle sorte que les potentiels de la première borne T1 et de la seconde borne T2 deviennent stables. Le second circuit de correction de courant 37 applique le second courant de correction If qui est sensiblement identique au courant de commande la en provenance du noeud N13 sur la seconde borne T2. En d'autres termes, le second circuit de correction de courant 37 applique le second courant de correction If qui est rapporté au second courant de commande lb sur la seconde borne T2. De cette façon, la valeur de courant entre la première borne T1 et la seconde borne T2 est maintenue constante de telle sorte que les potentiels de la première borne T1 et de la seconde borne T2 deviennent stables. Maintenant, le principe du fonctionnement du circuit de génération de tension 22 sera décrit. La figure 4 est un schéma fonctionnel simplifié du circuit de génération de tension 22 afin de faciliter la compréhension du principe de fonctionnement du circuit de génération de tension 22. Le circuit de génération de tension 22 inclut des résistances R21, R22, R23 et des première et seconde sources de courant 41, 42. Les résistances R21 à R23 sont connectées en série entre la première borne T1 et la seconde borne T2 et elles forment un circuit de division de tension 43. La première source de référence VRP de potentiel haut est appliquée sur la première borne T1 et la seconde source de référence VRN de potentiel bas est appliquée sur la seconde borne T2. La première résistance R21 connectée à la première borne T1 et la troisième résistance R23 connectée à la seconde borne T2 présentent sensiblement la même valeur d'impédance. La seconde résistance R22 présente sensiblement la même valeur d'impédance que celles des résistances R21 et R23. Dans ce cas, "R" est considéré en tant que valeur de chacune des résistances R21 à R23. La première source de courant 41 est connectée au noeud N13 prévu entre la première résistance R21 et la seconde résistance R22 et elle tire le premier courant de commande la depuis le noeud N13. La seconde source de courant 42 est connectée au noeud N14 prévu entre la seconde résistance R22 et la troisième résistance R23 et elle applique le second courant de commande lb qui est rapporté au premier courant de commande la sur le noeud N14. Le premier signal de sortie VoutO est généré depuis le noeud N 11 prévu entre la première résistance R21 et la seconde résistance R22. Par ailleurs, le second signal de sortie Vout1 est généré depuis le noeud N12 prévu entre la seconde résistance R22 et la troisième résistance R23. Maintenant, il est supposé que la valeur de la première source de référence VRP est "Vl" tandis que la valeur de la seconde source de référence VRN est "0 V"'. Initialement, afin d'obtenir une valeur d'établissement de tension initiale "8/16 x VI" du premier signal de sortie VoutO et une valeur d'établissement de tension initiale "4/16 x VI" du second signal de sortie Voutl, la valeur du premier courant de commande la (valeur de courant de régime établi) en provenance de la première source de courant 41 est déterminée. La valeur du courant peut être calculée au moyen de l'équation qui suit. Lorsque la première source de courant 41 applique le premier courant de commande la de O ampère, le premier signal de sortie VoutO est obtenu comme suit: VoutO = (2R/3R) x V1 = 2/3 x Vl Par conséquent, la différence de tension AV entre le premier signal de sortie VoutO et la valeur de tension cible "8/16 x VI" est obtenue comme suit: AV = 2/3xVl -8/16xVl = 1/6xVl Le premier courant de commande la généré par la première source de courant 41 circule dans seulement la première résistance R21. Par conséquent, une valeur de courant l(0) à établir pour la première source de courant 41 est calculée comme suit: I(O) = AV/R = (1/6 x Vl) /R Si les signaux de sortie VoutO et Voutl sont incrémentés d'un pas (c'est-à-dire 1/16 x VI), une valeur de courant 1(t) du courant unitaire pour le courant de commande la, lb devient comme suit: 1 I(t) I = (1/16 x V1)/R Par conséquent, une valeur 1(1) du courant de commande la de la première source de courant 41 suite à une modification du premier signal de sortie VoutO par rapport à la valeur d'établissement de tension initiale à chaque pas peut être calculée comme suit: 1(1) = I(0) - I(t) x D(n) = (1/6 x VI) /R - ((1/16 x VI) /R) x D(n) Puisque les première et seconde sources de courant 41, 42 maintiennent toujours la somme de la valeur absolue des courants de commande la, lb, une valeur 1(2) du courant de commande lb de la seconde source de courant 42 devient comme suit: 1(2) = I(t) x D(n) = ((1/16 x V1) /R) x D(n) o D(n) représente un nombre décimal du signal numérique D1, DO et peut prendre une valeur de O à 3. Par conséquent, les valeurs de courant d'établissement 1(1), 1(2) des premier et second courants de commande la, lb pour modifier les premier et second signaux de sortie VoutO et Voutl pour chaque pas peuvent être calculées comme suit: lorsque VoutO = 8/16 x VI et que Voutl = 4/16 x VI 1(1) = (1/6 xV1)/R((1/16 xVl)/R) x O 1(2) = ((1/16 xVl) /R) x O lorsque VoutO = 9/16 x Vl et que Voutl = 5/16 x Vl l(1) = (16V)/R-(1/16 xVl)/R)x 1 1(2) = ((1/16 x VI) /R) x 1 Iorsque VoutO = 10/16 x V1 et que Voutl = 6/16 x VI 1(1) = (1/6 x VI) /R - ((1/16 x Vl) /R) x 2 1(2) = ((1/16 x V1)/R) x 2 lorsque VoutO = 11/16 x Vl et que Voutl = 7/16 x Vl 1(1) = (1/6 xVl)/R- ((1/16 xV1)/R)x 3 1(2) = ((1/16 x V1)/R)x3 Si la combinaison des valeurs de courant 1(1), 1(2) des premier et second courants de commande la, lb et des premier et second signaux de sortie VoutO, Voutl est sélectionnée de façon appropriée, huit motifs de tension s'inscrivant dans la plage qui va de "4/16 x Vi" à "11/16 x VI" peuvent être obtenus. Comme décrit ci avant, le premier circuit de division de tension 43 (c'est-à-dire la chaîne de résistances) est constitué seulement par un élément de résistance et ne comporte ni un quelconque commutateur, ni un quelconque fil entre le commutateur et l'élément de résistance. Par conséquent, le circuit de génération de tension 22 peut produire une tension divisée de façon égale selon une précision élevée. La figure 5 est un schéma de circuit du premier circuit de division de tension 31 et du circuit de courant constant 34. Chacune des résistances R11 à R16 du premier circuit de division de tension 31 inclut une pluralité de (4) résistances unitaires Ra présentant sensiblement la même valeur d'impédance. La source de courant constant 34 inclut des second et troisième circuits de division de tension 51, 52, un amplificateur opérationnel 53 et des premier et second circuits miroirs de courant 54 et 55. Le second circuit de division de tension 51 inclut trente-deux (32) résistances unitaires Rb qui sont connectées en série entre la première borne T1 et la seconde borne T2. Tous les éléments de résistance Rb présentent une valeur d'impédance qui est sensiblement identique à celle de la résistance unitaire Ra qui forme le premier circuit de division de tension 31. Par conséquent, un noeud N21 prévu entre la seizième résistance Rb et la dix-septième résistance Rb, comme compté à partir de la première borne T1, présente un potentiel de ((VRP - VRN) /2) qui est intermédiaire entre les potentiels de la première source de référence VRP et de la seconde source de référence VRN. Le troisième circuit de division de tension 52 inclut trente-deux (32) éléments de résistance unitaire Rc qui sont connectés en série entre la première borne T1 et la seconde borne T2. Tous les éléments de résistance Rc présentent une valeur d'impédance qui est sensiblement la même que celle de la résistance unitaire Ra qui forme le premier circuit de division de tension 31. Par conséquent, une valeur de résistance synthétisée entre un noeud N22 entre les huitième et neuvième résistances Rc et la première borne T1 est sensiblement la même qu'une valeur de valeur de résistance synthétisée entre un noeud N23 qui se situe entre les vingt-quatrième et vingt-cinquième résistances Rc et la seconde borne T2. Une valeur de résistance synthétisée entre un noeud N24 qui est entre les quatorzième et quinzième résistances Rc et le noeud N22 est inférieure à la valeur de résistance synthétisée entre le noeud N21 et la première borne T1 d'une valeur de deux résistances Rc (c'est-à-dire deux fois la résistance unitaire Ra) (14 x Ra). Une valeur de résistance synthétisée entre le noeud N24 et le noeud N23 est supérieure à une valeur de résistance synthétisée entre le noeud N21 et la seconde borne T2 d'une valeur de deux résistances Rc (18 x Ra). L'amplificateur opérationnel 53 est connecté au niveau de sa borne d'entrée positive au noeud N21 du second circuit de division de tension 51 et au niveau de sa borne d'entrée négative au noeud N24 du troisième circuit de division de tension 52. L'amplificateur opérationnel 53 est connecté au niveau de sa borne de sortie au premier circuit miroir de courant 54. Le premier circuit miroir de courant 54 est formé à l'aide d'un couple constitué par des transistors MOS à canal P TP1 et TP2. Des sources des transistors TP1 et TP2 sont connectées à une troisième borne T3. Une alimentation de potentiel haut VDD supérieure au potentiel de la première source de référence VRP est appliquée sur la troisième borne T3. Un drain du premier transistor PMOS TP1 prévu sur le côté d'entrée du premier circuit miroir de courant 54 est connecté à la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel 53. Un drain du second transistor PMOS TP2 prévu sur le côté de sortie du premier circuit miroir de courant 54 est connecté au second circuit miroir de courant 55. Le second circuit miroir de courant 55 est formé au moyen de trois transistors MOS à canal N TN1, TN2 et TN3. Chacune des sources des transistors TN1 à TN3 est connectée à une quatrième borne T4. La quatrième borne T4 reçoit une alimentation de potentiel bas VSS dont le potentiel est inférieur à celui de la seconde source de référence VRN. Un drain du premier transistor NMOS TN1 prévu sur le côté d'entrée du second circuit miroir de courant 55 est connecté à un drain du second transistor TP2. Les drains du second transistor NMOS TN2 et du troisième transistor NMOS TN3 dont chacun est prévu sur le côté de sortie du second circuit miroir de courant 55 sont connectés respectivement aux noeuds N22 et N23 du troisième circuit de division de tension. Sensiblement le même courant circule dans le second transistor PMOS TP2 et dans le premier transistor PMOS TP1 et également sensiblement le même courant circule dans les second et troisième transistors NMOS TN2, TN3 et dans le premier transistor NMOS TN1. Par conséquent, les courants 111 et 112 qui sont sensiblement les mêmes que le courant de sortie de l'amplificateur opérationnel 53 circulent dans la quatrième borne T4 depuis les noeuds N22 et N23 au travers des second et troisième transistors NMOS TN2, TN3. L'amplificateur opérationnel 53 émet en sortie un courant depuis sa borne de sortie de telle sorte que la même tension est appliquée sur ses bornes d'entrée. La différence de tension entre les bornes d'entrée de l'amplificateur opérationnel 53 (c'est-à-dire la différence de potentiel entre le noeud N21 et le noeud N24) est égale à deux fois la tension appliquée aux bornes de la résistance unitaire Ra. L'amplificateur opérationnel 53 applique un courant sur les huit résistances Rc de telle sorte que la différence de potentiel devient égale à 0. Le courant de sortie de l'amplificateur opérationnel 53 est sensiblement le même que le courant qui circule dans le second transistor PMOS TP2 et le courant est également sensiblement le même que les courants 111, 112 qui circulent dans les second et troisième transistors NMOS TN2, TN3. Si la valeur de la résistance unitaire Ra (Rb, Rc) est supposée valoir "1", alors les courants Il 1,112 sont calculés comme suit: I11 = 112 = (VRP - VRN) x (2/32)/8 = (VRP - VRN) x (1/128) = (VRP - VRN) /128 Un courant présentant une valeur sensiblement identique à celles des courants I11,112 est appelé courant unitaire. Le courant unitaire sera ci- après représenté par 1(t). Si le potentiel appliqué sur le noeud N21 est établi au potentiel intermédiaire ((VRP-VRN) /2) entre la première source de référence VRP et la seconde source de référence VRN, le nombre de résistances qui forment le second circuit de division de tension 51 peut être modifié en correspondance. En outre, chacune des résistances peut présenter une valeur de résistance différente de celles des autres résistances. Le circuit de génération de courant de commande 32 inclut le transistor TN1 prévu sur le côté d'entrée du second circuit miroir de courant 55 et des transistors NMOS TN21 à TN24 connectés les uns aux autres selon un agencement miroir de courant. Chacun des transistors TN21 à TN24 présente la même capacité que celle du transistor TN2 prévu sur le côté de sortie du second circuit miroir de courant 55. Par conséquent, les transistors TN21 à TN24 ont des courant qui circulent au travers d'eux- mêmes 121 à 124 qui sont sensiblement les mêmes que le courant 111 (c'est-à-dire le courant unitaire 1(t)) qui circule dans le transistor TN2. Le circuit de correction de courant de sortie 35 inclut le transistor TN1 du second circuit miroir de courant 55 et un transistor NMOS TN31 qui est connecté à la façon d'un miroir de courant. Le transistor TN31 présente une capacité qui est le quadruple de celle du transistor TN2 prévu sur le côté de sortie du second circuit miroir de courant 55. Par conséquent, le transistor TN31 présente un courant 131 qui circule en son sein qui a une amplitude qui est quatre fois supérieure à celle du courant unitaire 1(t). Le second circuit de correction de courant 37 inclut un transistor NMOS TN41 connecté au transistor TN1 du second circuit miroir de courant 55 à la façon d'une connexion en miroir de courant. Le transistor TN41 présente sensiblement la même capacité que celle du transistor TN2 du second circuit miroir de courant 55. Par conséquent, le transistor présente un courant 141 qui circule en son sein dont l'amplitude est sensiblement la même que celle du courant unitaire 1(t). Maintenant, la configuration et le fonctionnement du circuit de génération de courant de commande 32 et du circuit d'inversion de courant de commande 33 seront décrits par report à la figure 7. Le circuit de génération de courant de commande 32 inclut les transistors TN21 à TN24, des inverseurs 61 à 66 et des circuits de commutation 67 à 69. Chaque source des transistors TN21 à TN24 est connectée à la quatrième borne T4 (voir figure 5) et chaque drain des transistors TN21 à TN24 est connecté aux circuits de commutation 67 à 69. L'alimentation de potentiel bas VSS est appliquée sur la quatrième borne T4. Les circuits de commutation 67 à 69 incluent des paires de transistors respectives TN25a et TN25b, TN26a et TN26b, TN27a et TN27b. Les sources de la première paire de transistors TN25a et TN25b sont connectées l'une à l'autre et le noeud afférent est connecté au drain du premier transistor TN21. Les sources de la seconde paire de transistors TN26a et TN26b sont connectées l'une à l'autre et le noeud afférent est connecté au drain du second transistor TN22. Les sources de la troisième paire de transistors TN27a et TN27b sont connectées l'une à l'autre et le noeud afférent est connecté au drain du troisième transistor TN23. Le premier inverseur 61 reçoit en application au niveau de sa borne d'entrée le signal numérique DO et il est connecté au niveau de sa borne de sortie à une grille du transistor TN25a et à une borne d'entrée du second inverseur 62. Une borne de sortie du second inverseur 62 est connectée à une grille du transistor TN25b. Le troisième inverseur 63 reçoit en application au niveau de sa borne d'entrée le signal numérique D1 et il est connecté au niveau de sa borne de sortie à une grille du transistor TN26a et à une borne d'entrée du quatrième inverseur 64. Une borne de sortie du quatrième inverseur 64 est connectée à une grille du transistor TN26b. Le cinquième inverseur 65 reçoit en application au niveau de sa borne d'entrée le signal numérique D1 et il est connecté au niveau de sa borne de sortie à une grille du transistor TN27a et à une borne d'entrée du sixième inverseur 66. Une borne de sortie du sixième inverseur 66 est connectée à une grille du transistor TN27b. Les transistors TN21 à TN24 sont connectés au transistor TN3 du circuit de courant constant 34 à la façon d'un miroir de courant et ils génèrent respectivement les courants 121 à 124. L'inverseur 61 pilote le transistor TN25a et l'inverseur 62 en réponse au signal numérique DO. L'inverseur 62 pilote le transistor TN25b en réponse à un signal en provenance de l'inverseur 61. Par conséquent, une paire de transistors TN25a et TN25b est activée ou désactivée de façon complémentaire en réponse au signal numérique DO. L'inverseur 63 pilote le transistor TN26a et l'inverseur 64 en réponse au signal numérique D1. L'inverseur 64 pilote le transistor TN26b en réponse à un signal en provenance de l'inverseur 63. Par conséquent, la paire de transistors TN26a et TN26b est activée ou désactivée de façon complémentaire en réponse au signal numérique D1. L'inverseur 65 pilote le transistor TN27a et l'inverseur 66 en réponse au signal numérique D1. L'inverseur 66 pilote le transistor TN27b en réponse à un signal en provenance de l'inverseur 65. Par conséquent, la paire de transistors TN27a et TN27b est activée ou désactivée de façon complémentaire en réponse au signal numérique Dl. De cette façon, le circuit de génération de commande 32 génère le courant de commande la et le courant Ic qui sont rapportés au courant de commande la conformément à la combinaison des transistors qui sont activés en réponse au signal numérique D1, DO. Les transistors TN21 à TN24 du circuit de génération de commande 32 peuvent être pondérés en fonction de la position des bits du signal numérique D1, DO. [Cas dans lequel les signaux numériques D1, DO prennent le niveau bas ou L] Les transistors TN25a, TN26a, TN27a sont activés en réponse au signal numérique D1, DO. Par conséquent, le courant de commande la qui présente une amplitude qui correspond à la somme des courants 121 à 124 (c'est-à-dire quatre fois le courant unitaire 1(t)) qui circulent dans les premier à quatrième transistors TN21 à TN24 est généré. A cet instant, la valeur du courant Ic est de 0. [Cas dans lequel le signal numérique DO prend le niveau haut ou H tandis que le signal numérique D1 prend le niveau bas ou L} Le transistor TN25b est activé en réponse au signal numérique DO et la paire de transistors TN26a et TN27a est activée en réponse au signal numérique D1. Par conséquent, le courant de commande Ic qui présente une valeur qui est sensiblement la même que celle du courant 121 (c'est-à-dire le courant unitaire 1(t)) qui circulent dans le premier transistor TN21 et le courant de commande la qui présente une valeur qui correspond à la somme des courants 122 à 124 (c'est-à-dire trois fois le courant unitaire 1(t)) qui circule dans les second à quatrième transistors TN22 à TN24 sont appliqués. [Cas dans lequel le signal numérique DO prend le niveau bas ou L tandis que le signal numérique D1 prend le niveau haut ou H] Le transistor TN25a est activé en réponse au signal numérique DO et les transistors TN26b et TN27b sont activés en réponse au signal numérique D1. Par conséquent, le courant de commande la qui présente une valeur correspondant à la somme des courants 121 à 124 (c'est-à- dire deux fois le courant unitaire 1(t)) qui circulent respectivement dans les premier à quatrième transistors TN21 à TN24 et le courant de commande Ic qui présente une valeur qui correspond à la somme des courants 122 et 123 (c'est-à-dire deux fois le courant unitaire 1(t) qui circulent respectivement dans les second et troisième transistors TN22 et TN23 sont appliqués. [Cas dans lequel les signaux numériques D1 et DO prennent le niveau haut ou H] Les transistors TN25b, TN26b, TN27b sont activés en réponse aux signaux numériques D1, DO. Par conséquent, le courant de commande Ic qui présente une valeur qui correspond à la somme des courants 121 à 123 (c'est-à-dire trois fois le courant unitaire 1(t)) qui circulent dans les premier à troisième transistors TN21 à TN23 et le courant de commande la qui présente une valeur qui est sensiblement la même que celle du courant 124 qui circule dans le quatrième transistor TN24 sont appliqués. Pour résumer, le circuit de génération de courant de commande 32 génère le courant de commande la et le courant de commande Ic de la manière qui suit en réponse aux signaux numériques D1 et DO: lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "0" selon une représentation constituée par un nombre décimal, la = 4 x 1(t) et Ic = 0 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "1" selon une représentation constituée par un nombre décimal, la = 3 x 1(t) et Ic = 1 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "2" selon une représentation constituée par un nombre décimal, la = 2 x 1(t) et Ic = 2 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "3" selon une représentation constituée par un nombre décimal, la = 1 x 1(t) et Ic = 3 x 1(t). Le circuit d'inversion de courant de commande 33 inclut un circuit miroir de courant 71 qui est formé par des transistors PMOS TP51, TP52. Un drain du transistor TP51 prévu sur le côté d'entrée du circuit miroir de courant 71 est connecté à des sources des transistors TN25b, TN26b, TN27b et le courant de commande Ic est amené à circuler dans le transistor TP51. Le second transistor TP52 qui est prévu sur le côté de sortie est connecté au niveau de son drain au noeud N14 du premier circuit de division de tension 31. Le second transistor TP52 présente une capacité qui est sensiblement la même que celle du premier transistor TP51 et il applique le courant de commande lb qui est sensiblement le même que le courant Ic qui circule dans le transistor TP51 sur le noeud N14. Le noeud N14 dans le premier circuit de division de tension 31 est connecté au circuit de correction de tension de sortie 35 représenté sur la figure 6. Un courant d'établissement Id présentant une amplitude qui est d'environ quatre fois supérieure à celle du courant unitaire 1(t) est appliqué depuis le circuit de correction de tension de sortie 35 sur le noeud N14. C'est-à- dire que le premier circuit de division de tension 31 reçoit en application au niveau du noeud N14 un courant synthétisé Ig qui est dérivé à partir de la synthèse du courant de commande lb en provenance du circuit d'inversion de courant de commande 33 et du courant d'établissement Id en provenance du circuit de correction de tension de sortie 35. Le courant de commande lb (Ic) présente une valeur qui correspond au nombre décimal représenté par les signaux numériques D1 et DO. Le courant d'établissement Id est toujours maintenu constant. Par conséquent, le courant de commande Ig qui est appliqué sur le noeud N14 variera comme suit en réponse à l'état des signaux numériques D1 et DO: lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "0" selon une représentation constituée par un nombre décimal, Ig = 4 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "1" selon une représentation constituée par un nombre décimal, Ig = 5 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "2" selon une représentation constituée par un nombre décimal, Ig = 6 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "3" selon une représentation constituée par un nombre décimal, Ig = 7 x 1(t). La configuration et le fonctionnement du circuit de correction de tension de sortie 35, du premier circuit de correction de courant 36 et du second circuit de correction de courant 37 seront ci-après décrits par report à la figure 6. Le circuit de correction de tension de sortie 35 inclut un transistor NMOS TN31 et des transistors PMOS TP31, TP32. Le transistor TN31 est connecté au transistor TN1 (voir figure 5) du circuit de courant constant 34 à la façon d'un miroir de courant. Le transistor TN31 présente un courant 131 présentant une amplitude qui est quatre fois supérieure à celle du courant unitaire 1(t). Les transistors TP31 et TP32 forment un circuit miroir de courant 72. Les transistors TP31 et TP32 reçoivent en application au niveau de leurs sources l'alimentation de potentiel haut VDD. Un drain du transistor TP31 prévu sur le côté d'entrée est connecté à un drain du transistor TN31 et le transistor TP31 reçoit en application le courant de sortie 131 du transistor TN31. Le transistor TP32 prévu sur le côté de sortie présente une capacité qui est sensiblement la même que celle du transistor TP31 et il génère le courant d'établissement Id qui présente sensiblement la même amplitude que celle du courant 131 (quatre fois le courant unitaire 1(t)) qui circule dans le transistor TP31. Le premier circuit de correction de courant 36 inclut un transistor PMOS TP61 et des transistors NMOS TN61, TN62. Le transistor TP61 reçoit en application au niveau de la source l'alimentation de potentiel haut VDD et il est connecté au niveau du drain au transistor NMOS TN61. Le transistor TP61 est connecté au transistor TP51 prévu sur le côté d'entrée du circuit miroir de courant 71 à la façon d'un miroir de courant et il génère un courant 161 qui est sensiblement le même que le courant Ic qui circule dans le transistor TP51. Les transistors NMOS TN61 et TN62 forment un circuit miroir de courant 73. Les transistors TN61 et TN62 reçoivent au niveau de leurs sources l'alimentation de potentiel bas VSS. Le transistor TN61 prévu sur le côté d'entrée est connecté à un drain du transistor NMOS TP61. Le transistor TN62 prévu sur le côté de sortie est connecté au niveau du drain à la première borne T1 (voir figure 3). Le transistor TN62 présente sensiblement la même capacité que celle du transistor TN61. Par conséquent, un premier courant de correction le qui est sensiblement le même que le courant 161 qui circule dans le transistor TN61 circule depuis la première source de référence VRP (la première borne T1) jusqu'à l'alimentation de potentiel bas VSS au travers du transistor TN62. Le courant 161 qui circule dans le transistor TN61 est sensiblement le même que le courant de commande lb qui est appliqué depuis le circuit d'inversion de courant de commande 33 sur le noeud N14 du premier circuit de division de tension 31. Par conséquent, le courant de correction le qui circule depuis la première source de référence VRP jusqu'à l'alimentation de potentiel bas VSS au travers du premier circuit de correction de courant 36 est le même que le courant de commande lb. Le courant de correction le peut être modifié comme suit en fonction de la représentation décimale des signaux numériques D1, DO: lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "0" selon une représentation constituée par un nombre décimal, le = 0 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "1" selon une représentation constituée par un nombre décimal, le = 1 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "2" selon une représentation constituée par un nombre décimal, le = 2 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "3" selon une représentation constituée par un nombre décimal, le = 3 x 1(t). Le second circuit de correction de courant 37 inclut des transistors NMOS TN41, TN42 et des transistors PMOS TP41 à TP44. Le transistor NMOS TN41 est connecté au transistor TN31 du circuit de courant constant 34 à la façon d'un miroir de courant. Un courant 141 qui est sensiblement le même que le courant unitaire 1(t) circule dans le transistor TN41. Le transistor NMOS TN42 est connecté au transistor TN61 du premier circuitde correction de courant 36 à la façon d'un miroir de courant. Un courant 142 qui est sensiblement le même que le courant de correction le (c'est-à-dire le courant de commande lb) circule dans le transistor TN42. Les transistors PMOS TP41 et TP42 forment un circuit miroir de courant 74. Chacun des transistors TP41 et TP42 reçoit l'alimentation de potentiel haut VDD au niveau de sa source et il est connecté au niveau de son drain à chaque source des transistors TP43, TP44 d'un circuit miroir de courant 75. Un drain du transistor TP42 est connecté à un drain du transistor TN42. Un drain du transistor TP43 est connecté à un drain du transistor TN41 et un drain du transistor TP44 est connecté à la seconde borne T2 (voir figure 3). Le transistor TP42 prévu sur le côté de sortie du circuit miroir de courant 74 présente une capacité qui est le triple de celle du transistor TP41 qui est prévu sur le côté d'entrée du circuit miroir de courant 74. Par conséquent, le transistor TP41 reçoit le courant 141 qui circule dans le transistor TN41 et le transistor TP42 dispose d'un courant 143 qui est le triple du courant 141 (trois fois le courant unitaire 1(t)). Le second circuit miroir de courant 75 est connecté au premier circuit miroir de courant 74 d'une façon en cascade. Le transistor TP44 prévu sur le côté de sortie du circuit miroir de courant 75 dispose d'une capacité qui est le triple de celle du transistor TP43 qui est prévu sur le côté d'entrée du circuit miroir de courant 75. Un courant de sortie en provenance du transistor TP41 est appliqué directement par l'intermédiaire du transistor TP43 sur le transistor TN41. Le transistor TP44 applique sur la seconde source de référence VRN le second courant de correction If qui est dérivé à partir de la synthèse du courant de sortie 142 du transistor TN42 et du courant de sortie 143 du transistor TP42 ensemble. Le transistor TP42 dispose du courant constant 143. Par conséquent, le courant de correction If qui circule dans le transistor TP44 est représenté comme suit: If = 143- 142 Par conséquent, le courant de correction If peut être modifié comme suit conformément à la représentation décimale des signaux numériques Dl, DO: lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "O" selon une représentation constituée par un nombre décimal, If = 3 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "1" selon une représentation constituée par un nombre décimal, If = 2 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "2" selon une représentation constituée par un nombre décimal, If = 1 x 1(t), lorsque l'état de signal numérique prend une valeur "3" selon une représentation constituée par un nombre décimal, If = 0 x 1(t). La configuration et le fonctionnement du circuit de sélection 23 seront ci-après décrits par report à la figure 7. Le circuit de sélection 23 inclut des premier et second circuits de commutation 81 et 82 ainsi qu'un inverseur 83. Le premier circuit de commutation 81 est connecté au noeud N12 du premier circuit de division 31 et le second circuit de commutation 82 est connecté au noeud Nll. Chacun des premier et second circuits de commutation 81, 82 inclut une paire de circuits à transistors o un transistor PMOS et un transistor NMOS sont connectés l'un à l'autre en parallèle. Le transistor NMOS du premier circuit de commutation 81 et le transistor PMOS du second circuit de commutation 82 reçoivent en application au niveau de leurs grilles le signal numérique D2 tandis que le transistor PMOS du premier circuit de commutation 81 et le transistor NMOS du second circuit de commutation 82 reçoivent en application au niveau de leurs grilles un signal numérique qui est dérivé à partir de l'inversion du signal numérique D2 au moyen de l'inverseur 83. Les premier et second circuits de commutation 81, 82 sont activés ou désactivés de façon complémentaire en réponse au signal numérique D2. Si l'un des circuits de commutation 81 ou 82 est activé, l'un des signaux de sortie VoutO et Voutl est généré en tant que signal analogique Aout par l'intermédiaire du circuit de commutation activé. Puis le fonctionnement du convertisseur N/A 21 sera décrit. [Cas dans lequel un nombre décimal "0" est représenté (DO=bas, Dl=bas, D2=bas)] Le premier circuit de division de tension 31 reçoit en application le courant de commande la qui présente une amplitude qui est quatre fois supérieure à celle du courant unitaire 1(t) et le courant de commande Ig qui présente une amplitude qui est quatre fois supérieure à celle du courant unitaire 1(t). Par conséquent, le noeud N13 du premier circuit de division de tension 31 est établi de manière à présenter une tension qui est sensiblement la même que la tension de noeud entre la huitième résistance et la neuvième résistance comme compté à partir de la première source de référence VRP dans le second circuit de division de tension 51. En outre, le noeud N14 du premier circuit de division de tension 31 est établi de manière à disposer d'une tension qui est sensiblement la même que la tension de noeud entre la vingt-quatrième résistance et la vingt-cinquième résistance comme compté à partir de la première source de référence VRP dans le second circuit de division de tension 51. Par conséquent, les tensions de noeud au niveau des dix- septièmes points entre les éléments de résistance incluant le noeud N13 et le noeud N14 du premier circuit de division de tension 31 coïncident sensiblement avec les tensions de noeud au niveau des dix-septièmes points entre les résistances prévues entre les deux noeuds, c'est-à-dire le noeud interposé entre la huitième et la neuvième résistance comme compté depuis la première source de référence VRP du second circuit de division de tension 51 et le noeud interposé entre la vingt-quatrième résistance et la vingt-cinquième résistance comme compté à partir de la première source de référence VRP. Le circuit de commutation 82 est activé en réponse au signal numérique D2 qui présente un état de niveau bas ou L et le signal de sortie VoutO (c'est-à-dire le potentiel du noeud N11) est émis en sortie en tant que signal analogique Aout. Le potentiel du noeud N 1I est sensiblement égal au potentiel de noeud entre les vingtième et vingt et unième résistances comme compté depuis la première source de référence VRP du second circuit de division de tension 51. C'est-à-dire que la tension du signal analogique Aout est calculée comme suit: Aout = (VRP-VRN) x (12/32) + VRN [Cas dans lequel un nombre décimal "1" est représenté (DO=haut, D1= bas, D2= bas)] Le premier circuit de division de tension 31 reçoit en application le courant de commande la qui présente une amplitude qui est le quadruple de celle du courant unitaire 1(t) et le courant de commande Ig qui présente une amplitude qui est le quadruple de celle du courant unitaire 1(t). Par conséquent, le noeud N13 du premier circuit de division de tension 31 est établi de manière à présenter une tension qui est sensiblement la même que la tension de noeud entre la septième résistance et la huitième résistance comme compté depuis la première source de référence VRP dans le second circuit de division de tension 51. Le noeud N14 du premier circuit de division de tension 31 est établi de manière à disposer d'une tension qui est sensiblement la même que la tension de noeud entre la vingt-troisième résistance et la vingt- quatrième résistance comme compté depuis la première source de référence dans le second circuit de division de tension 51. Par conséquent, les tensions de noeud au niveau des dix- septièmes points entrer les éléments de résistance incluant le noeud N13 et le noeud N14 du premier circuit de division de tension 31 coïncident sensiblement avec les tensions de noeud au niveau des dix-septièmes points entre les résistances prévues entre les deux noeuds, c'est-à-dire le noeud interposé entre les septième et huitième résistances comme compté à partir de la première source de référence VRP du second circuit de division de tension 51 et le noeud interposé entre la vingt- troisième résistance et la vingt-quatrième résistance comme compté à partir de la première source de référence VRP. Le circuit de commutation 82 est activé en réponse au signal numérique D2 qui présente un état de niveau bas ou L et le signal de sortie VoutO (c'est-à-dire le potentiel du noeud N 11) est émis en sortie en tant que signal analogique Aout. Le potentiel du noeud N 1I est sensiblement égal au potentiel de noeud entre les dix-neuvième et vingtième résistances comme compté à partir de la première source de référence VRP du second circuit de division de tension 51. C'est-à-dire que la tension du signal analogique Aout est calculée comme suit: Aout = (VRP-VRN) x (13/32) + VRN [Cas dans lequel un nombre décimal "2" est représenté (DO=bas, D1= haut, D2= bas)] Le premier circuit de division de tension 31 reçoit en application le courant de commande la qui présente une amplitude qui est le triple de celle du courant unitaire 1(t) et le courant de commande Ig qui présente une amplitude qui est le quadruple de celle du courant unitaire 1(t). Par conséquent, le noeud N13 du premier circuit de division de tension 31 est établi de manière à disposer d'une tension qui est sensiblement la même que la tension de noeud entre la sixième résistance et la septième résistance comme compté à partir de la première source de référence VRP dans le second circuit de division de tension 51. Le noeud N14 du premier circuit de division de tension 31 est établi de manière à disposer d'une tension qui est sensiblement la même * que la tension de noeud entre la vingt-deuxième résistance et la vingt- troisième résistance comme compté à partir de la première source de référence VRP dans le second circuit de division de tension 51. Par conséquent, les tensions de noeud au niveau des dix- septièmes points entre des éléments de résistance incluant le noeud N13 et le noeud N14 du premier circuit de division de tension 31 coïncident sensiblement avec les tensions de noeud au niveau des dix-septièmes points entre les résistances prévues entre les deux noeuds, c'est-à-dire le noeud interposé entre les sixième et septième résistances comme compté depuis la première source de référence VRP du second circuit de division de tension 51 et le noeud interposé entre la vingt-deuxième résistance et la vingt-troisième résistance comme compté à partir de la première source de référence VRP. Le circuit de commutation 82 est activé en réponse au signal numérique D2 qui présente un état de niveau bas ou L et le signal de sortie VoutO (c'est-à-dire le potentiel du noeud N 11) est émis en sortie en tant que signal analogique Aout. Le potentiel du noeud Nil est sensiblement égal au potentiel de noeud entre les dix-huitième et dix- neuvième résistances comme compté à partir de la première source de référence VRP dans le second circuit de division de tension 51. C'est-à- dire que la valeur de tension du signal analogique Aout est calculée comme suit: Aout = (VRP-VRN) x (14/32) + VRN [Cas dans lequel un nombre décimal "3" est représenté (DO=haut, DI= haut, D2= bas)] Le premier circuit de division 31 reçoit en application le courant de commande la qui est égal au courant unitaire 1(t) et le courant de commande Ig qui présente une amplitude sept fois supérieure à celle du courant unitaire 1(t). Par conséquent, le noeud N13 du premier circuit de division de tension 31 est établi de manière à disposer d'une tension qui est sensiblement la même que la tension de noeud entre la cinquième résistance et la sixième résistance comme compté depuis la première source de référence VRP dans le second circuit de division de tension 51. Le noeud N14 du premier circuit de division de tension 31 en vient à présenter une tension qui coïncide sensiblement avec la tension de noeud entre la vingtième résistance et la vingt et unième résistance comme compté depuis la première source de référence VRP dans le second circuit de division de tension 51. Par conséquent, les tensions de noeud au niveau des dix- septièmes points entre les éléments de résistance incluant le noeud N13 et le noeud N14 du premier circuit de division de tension 31 coïncident sensiblement avec les tensions de noeud au niveau des dix-septièmes points entre les résistances prévues entre les deux noeuds, c'est-à-dire le noeud interposé entre les cinquième et sixième résistances comme compté à partir de la première source de référence VRP du second circuit de division de tension 51 et le noeud interposé entre la vingtième résistance et la vingt et unième résistance comme compté à partir de la première source de référence VRP. Le circuit de commutation 82 est activé en réponse au signal numérique D2 qui présente un état de niveau bas et le signal de sortie VoutO (c'est-à-dire le potentiel du noeud N1l1) est émis en sortie en tant que signal analogique Aout. Le potentiel du noeud N 1 est sensiblement égal au potentiel de noeud entre les dix-septième et dix-huitième résistances comme compté depuis la première source de référence VRP du second circuit de division de tension 51. C'est-à-dire que la valeur de tension du signal analogique Aout est calculée comme suit: Aout = (VRP-VRN) x (15/32) + VRN [Cas dans lequel un nombre décimal "4" est représenté (DO=bas, DI= bas, D2= haut)] Dans ce cas, les potentiels sont établis d'une manière similaire à celle du cas dans lequel un nombre décimal "0" est représenté. Le circuit de commutation 81 est activé en réponse au signal numérique D2 qui présente un état de niveau haut ou H et le signal de sortie Voutl (c'està- dire le potentiel du noeud N12) est émis en sortie en tant que signal analogique Aout. Le potentiel du noeud N12 est sensiblement égal au potentiel de noeud entre les seizième et dix-septième résistances comme compté depuis la première source de référence VRP du second circuit de division de tension 51. C'est-à-dire que la tension du signal analogique Aout est calculée comme suit: Aout = (VRP-VRN) x (16/32) + VRN [Cas dans lequel un nombre décimal "5" est représenté (DO=haut, D1= bas, D2= haut)] Dans ce cas, les potentiels sont établis d'une manière similaire à celle du cas dans lequel un nombre décimal "1" est représenté. Le circuit de commutation 81 est activé en réponse au signal numérique D2 qui présente l'état de niveau H et le signal de sortie Voutl, c'est-à-dire le potentiel du noeud N12 (potentiel au niveau du noeud entre les quinzième et seizième résistances comme compté à partir de la première source de référence VRP du second circuit de division de tension 51) est émis en sortie en tant que signal analogique Aout. La valeur de tension du signal analogique Aout est calculée comme suit: Aout = (VRP-VRN) x (17/32) + VRN [Cas dans lequel un nombre décimal "6" est représenté (DO=bas, D1= haut, D2= haut)] Dans ce cas, les potentiels sont établis d'une manière similaire à celle du cas dans lequel un nombre décimal "2" est représenté. Le circuit de commutation 81 est activé en réponse au signal numérique D2 qui présente l'état de niveau H et le signal de sortie Voutl (c'est-à- dire le potentiel du noeud N12) est émis en sortie en tant que signal analogique Aout. Le potentiel du noeud N12 est sensiblement égal au potentiel de noeud entre les quatorzième et quinzième résistances comme compté à partir de la première source de référence VRP du second circuit de division de tension 51. C'est-à-dire que la valeur de tension du signal analogique Aout est calculée comme suit: Aout = (VRP- VRN) x (18/32) + VRN [Cas dans lequel un nombre décimal "7" est représenté (DO=haut, D1= haut, D2= haut)] Dans ce cas, les potentiels sont établis d'une manière similaire à celle du cas dans lequel un nombre décimal "3" est représenté. Le circuit de commutation 81 est activé en réponse au signal numérique D2 qui présente l'état de niveau H et le signal de sortie Vout1 (c'est-à-dire le potentiel du noeud N12) est émis en sortie en tant que signal analogique Aout. Le potentiel du noeud N12 est sensiblement égal au potentiel de noeud entre les treizième et quatorzième résistances comme compté à partir de la première source de référence VRP du second circuit de division de tension 51. C'est-à-dire que la valeur de tension du signal analogique Aout est calculée comme suit: Aout = (VRP-VRN) x (19/32) + VRN Le fonctionnement du premier circuit de correction de courant 36 en réponse à la première source de référence VRP appliquée sur la borne T1 sera ci-après décrit. La quantité de courant circulant depuis la première borne T1 jusqu'au premier circuit de division de tension 31 fluctuera en fonction du courant de commande la. Afin de compenser la fluctuation, le premier circuit de correction de courant 36 génère le courant de correction le qui circule dans la première borne T1. [Cas dans lequel un nombre décimal "0" ou "4" est représenté (DO=bas, D1= bas)] Dans ce cas, le courant de commande la qui est quatre fois supérieur au courant unitaire 1(t) est tiré depuis le noeud N13. Par conséquent, le premier circuit de correction de courant 36 génère le courant de correction le qui vaut zéro fois le courant unitaire 1(t). [Cas dans lequel un nombre décimal "1" ou "5" est représenté (DO=haut, DI= bas)] Dans ce cas, le courant de commande la trois fois supérieur au courant unitaire 1(t) est tiré depuis le noeud N13. Par conséquent, le premier circuit de correction de courant 36 génère le courant de correction le qui est égal au courant unitaire 1(t). [Cas dans lequel un nombre décimal "2" ou "6" est représenté (DO=bas, Dl= haut)] Dans ce cas, le courant de commande la deux fois supérieur au courant unitaire 1(t) est tiré depuis le noeud N13. Par conséquent, le premier circuit de correction de courant 36 génère le courant de correction le qui est le double du courant unitaire 1(t). [Cas dans lequel un nombre décimal "3" ou "7" est représenté (DO=haut, DI= haut)] Dans ce cas, le courant de commande la égal au courant unitaire 1(t) est tiré depuis le noeud N13. Par conséquent, le premier circuit de correction de courant 36 génère le courant de correction le qui est le triple du courant unitaire 1(t). Comme décrit ci-avant, le premier circuit de correction de courant 36 commande le courant de correction le de telle sorte que la somme de la valeur absolue du courant de commande la et de la valeur absolue du courant de correction le soit maintenue à une valeur constante (quatre fois le courant unitaire 1(t)). De cette façon, le potentiel au niveau de la première borne T1 est empêché de fluctuer et une conversion à partir de signaux numériques selon un signal analogique est mise en oeuvre de façon précise de telle sorte que des signaux de sortie précis VoutO, Voutl (c'est-à-dire le signal analogique Aout) sont appliqués. Le fonctionnement du second circuit de correction de courant 37 en réponse à la seconde source de référence VRN appliquée sur la seconde borne T2 sera ci-après décrit. La quantité de courant qui circule depuis le premier circuit de division de tension 31 jusqu'à la seconde borne T2 fluctuera en fonction du courant de commande Ig (courant qui est dérivé à partir de la synthèse du courant de commande lb et du courant d'établissement Id). Afin de compenser la fluctuation, le courant de correction If est appliqué depuis le second circuit de correction de courant 37 sur la seconde borne T2. [Cas dans lequel un nombre décimal "0" ou "4" est représenté (DO=bas, DI= bas)] Dans ce cas, le courant de commande Ig qui est quatre fois supérieur au courant unitaire 1(t) est appliqué sur le noeud N14. Par conséquent, le second circuit de correction de courant 37 applique le courant de correction If qui est trois fois supérieur au courant unitaire 1(t). [Cas dans lequel un nombre décimal "1" ou "5" est représenté (DO=haut, D1= bas)] Dans ce cas, le courant de commande Ig qui est cinq fois supérieur au courant unitaire 1(t) est appliqué sur le noeud N14. Par conséquent, le second circuit de correction de courant 37 applique le courant de correction le qui est le double du courant unitaire 1(t). [Cas dans lequel un nombre décimal "2" ou "6" est représenté (DO=bas, D1= haut)] Dans ce cas, le courant de commande Ig qui est six fois supérieur au courant unitaire 1(t) est appliqué sur le noeud N14. Par conséquent, le second circuit de correction de courant 37 applique le courant de correction If qui est égal au courant unitaire 1(t). [Cas dans lequel un nombre décimal "3" ou "7" est représenté (DO=haut, D1= haut)] Dans ce cas, le courant de commande Ig sept fois supérieur au courant unitaire 1(t) est appliqué sur le noeud N14. Par conséquent, le second circuit de correction de courant 37 applique le courant de correction If qui est égal à zéro fois le courant unitaire 1(t). Comme décrit ci-avant, le second circuit de correction de courant 37 commande le courant de correction If de telle sorte que la somme de la valeur absolue du courant de commande Ig et de la valeur absolue du courant de correction If soit maintenue à une valeur constante (sept fois le courant unitaire 1(t)). De cette façon, le potentiel au niveau de la seconde borne T2 est empêché de fluctuer et une conversion à partir des signaux numériques selon le signal analogique est mise en oeuvre de façon précise de telle sorte que des signaux de sortie précis VoutO, Voutl (c'est-à-dire le signal analogique Aout) sont obtenus. Comme décrit ci-avant, selon, la présente invention, les effets qui suivent sont obtenus. (1) Le circuit de génération de tension 22 qui inclut la première résistance RI 1 connectée à la première borne T1 qui reçoit en application la première source de référence VRP, la sixième résistance R16 connectée à la seconde borne T2 qui reçoit en application la seconde source de référence VRN et qui présente une impédance sensiblement identique à celle de la première résistance de référence Rll et les seconde à cinquième résistances R12 à R15 connectées en série entre les résistances RI 1 et R16 est constitué. Le premier courant de commande la est tiré depuis le noeud N13 prévu entre la première résistance Rll et la seconde résistance R12. Le second courant de commande lb qui présente une interrelation avec le premier courant de commande la est appliqué sur le noeud N14 prévu entre la cinquième résistance R15 et la sixième résistance R16. Les premier et second courants de commande la, lb sont commandés de telle sorte que la différence de potentiel entre les noeuds N13 et N14 soit maintenue constante tandis que chaque potentiel des noeuds N13 et N14 est modifié afin de générer les premier et second signaux de sortie VoutO, Voutl à partir des noeuds Nii et N12 prévus au niveau des deux extrémités de la quatrième résistance R14. De cette manière, des tensions des premier et second signaux de sortie VoutO, Voutl sont modifiées en commandant les courants de commande la, lb. En tant que résultat, les première à sixième résistances RI à R16 sont libérées d'une connexion sur un circuit de commutation ou un câblage de telle sorte que le circuit de génération de tension 22 est libéré de l'influence de ces résistances, et la précision de la tension des premier et second signaux de sortie VoutO, Voutl est améliorée. Par conséquent, le convertisseur N/A 21 génère le signal analogique Aout selon une précision élevée. (2) Le premier circuit de correction de courant 36 (un circuit de correction de courant de borne de potentiel haut) tire sur lui le premier courant de correction le qui est sensiblement le même que le second courant de commande lb à partir de la première borne T1. Le second circuit de correction de courant 37 (un circuit de correction de courant de borne de potentiel bas) applique sur la seconde borne T2 le second courant de correction If qui est sensiblement le même que le premier courant de commande la. De cette manière, les potentiels des première et seconde sources de référence VRP, VRN peuvent être empêchés de fluctuer du fait des premier et second courants de commande la, lb de telle sorte que les premier et second signaux de sortie VoutO, Voutl sont générés selon une précision élevée. (3) Le circuit de correction de tension de sortie 35 applique le courant d'établissement prédéterminé Id sur le noeud N14. Par conséquent, I'impédance effective de la résistance R16 entre le noeud N14 et la seconde borne T2 est modifiée de telle sorte qu'il devient aisé de réaliser un établissement initial au niveau de la tension divisée et appliquée sur la première borne T1 et la seconde borne T2 pour un pas de tension prédéterminé. Il devrait apparaître à l'homme de l'art que la présente invention peut être mise en oeuvre selon de nombreuses autres formes spécifiques sans que l'on s'écarte ni de l'esprit, ni du cadre de l'invention. Par conséquent, les présents exemples et modes de réalisation sont destinés à être considérés à titre d'illustration et non pas de limitation et l'invention n'est pas limitée aux détails présentés ici mais elle peut être modifiée dans le cadre et les équivalents des revendications annexées. REVENDICATIONS 1. Circuit de génération de tension caractérisé en ce qu'il comprend: un premier circuit de division de tension (31) pour diviser une tension entre une première alimentation de référence et une seconde alimentation de référence et pour générer un signal de sortie présentant une tension divisée, le premier circuit de division de tension incluant: un premier élément d'impédance (Rl 1) connecté à une première borne sur laquelle la première alimentation de référence est appliquée; un second élément d'impédance (R16) présentant une valeur d'impédance sensiblement identique à celle du premier élément d'impédance et connecté à une seconde borne sur laquelle la seconde alimentation de référence est appliquée; et un troisième élément d'impédance (R12 à R15) connecté entre le premier élément d'impédance et le second élément d'impédance et présentant une valeur d'impédance prédéterminée; une première source de courant (32) connectée à un premier noeud (N13) prévu entre le premier élément d'impédance et le troisième élément d'impédance; et une seconde source de courant (33) connectée à un second noeud (N14) prévu entre le second élément d'impédance et le troisième élément d'impédance, dans lequel la première source de courant et la seconde source de courant appliquent respectivement un premier courant de commande et un second courant de commande, lesquels sont rapportés l'un à l'autre, sur le premier noeud et le second noeud, et modifient les potentiels du premier noeud et du second noeud selon des potentiels correspondant respectivement au premier courant de commande et au second courant de commande tandis que la différence de potentiel entre le premier noeud et le second noeud est maintenue constante. 2. Circuit de génération de tension selon la revendication 1, caractérisé en ce que la première alimentation de référence (VRP) est une alimentation de potentiel haut et la seconde alimentation de référence (VRN) est une alimentation de potentiel bas. 3. Circuit de génération de tension selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le premier courant de commande (la) et le second courant de commande (lb) circulent dans des sens opposés. 4. Circuit de génération de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la première source de courant et la seconde source de courant appliquent le premier courant de commande (la) et le second courant de commande (lb) de telle sorte que la somme des valeurs absolues du premier courant de commande et du second courant de commande soit toujours maintenue constante. 5. Circuit de génération de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que chacun des premier à troisième éléments d'impédance (R11 à R16) inclut une pluralité d'éléments de résistance unitaire dont chacun présente une valeur de résistance prédéterminée. 6. Circuit de génération de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le troisième élément d'impédance (R12 à R15) comprend une pluralité d'éléments de sous- impédance connectés en série, chacun des éléments de sous- impédance présentant une valeur d'impédance qui est sensiblement identique à celle du premier élément d'impédance (R1 1), et le signal de sortie du premier circuit de division de tension (31) est émis en sortie depuis un troisième noeud entre deux éléments prédéterminés de la pluralité d'éléments de sous-impédance. 7. Circuit de génération de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de courant constant (34) connecté aux première et seconde sources de courant et générant un courant unitaire, dans lequel les première et seconde sources de courant modifient respectivement les premier et second courants de commande (la, lb) sur la base du courant unitaire. 8. Circuit de génération de tension selon la revendication 7, caractérisé en ce que le courant unitaire est établi de manière à correspondre à un pas variable de tension du signal de sortie du premier circuit de division de tension (31). 9. Circuit de génération de tension selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que le circuit de courant constant (34) inclut: un second circuit de division de tension (51) pour diviser la tension entre la première alimentation de référence (VRP) et la seconde alimentation de référence (VRN) et pour générer une première tension divisée; un troisième circuit de division de tension (52) pour diviser la tension entre la première alimentation de référence (VRP) et la seconde alimentation de référence (VRN) et pour générer une seconde tension divisée, le troisième circuit de division de tension recevant en application les tensions de la première alimentation de référence et de la seconde alimentation de référence et incluant des quatrième et cinquième éléments d'impédance présentant la même valeur d'impédance et un sixième élément d'impédance connecté entre le quatrième élément d'impédance et le cinquième élément d'impédance; un circuit différentiel (53) connecté aux second et troisième circuits de division de tension (51, 52) pour recevoir la première tension divisée et la seconde tension divisée et pour générer un courant de sortie correspondant à une différence de tension entre la première tension divisée et la seconde tension divisée; des circuits miroirs de courant (54, 55) connectés au troisième circuit de division de tension (52) et au circuit différentiel (53) pour recevoir le courant de sortie en provenance du circuit différentiel et pour générer le courant unitaire présentant une amplitude qui est sensiblement identique à celle du courant de sortie en provenance d'un quatrième noeud entre le quatrième élément d'impédance et le cinquième élément d'impédance et en provenance d'un cinquième noeud entre le cinquième élément d'impédance et le sixième élément d'impédance. 10. Circuit de génération de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel: la première source de courant inclut un circuit de génération de courant de commande (32) pour générer le premier courant de commande qui varie à chaque pas de courant unitaire en réponse à un signal numérique et pour générer un troisième courant de commande rapporté au premier courant de commande; et la seconde source de courant inclut un circuit d'inversion de courant de commande (33) pour recevoir le troisième courant de commande en provenance du circuit de génération de courant de commande et pour générer le second courant de commande qui circule dans le sens opposé à celui du troisième courant de commande. 11. Circuit de génération de tension selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit de génération de courant de commande comporte une pluralité de transistors dont le nombre correspond au nombre de bits du signal numérique, il génère le premier courant de commande sur la base du courant qui circule dans les transistors en correspondance avec le nombre de bits du signal numérique et il génère le troisième courant de commande sur la base d'un courant qui circule dans les transistors restants. 12. Circuit de génération de tension selon la revendication 11, caractérisé en ce que l'un de la pluralité de transistors est toujours utilisé pour la génération du premier courant de commande. 13. Circuit de génération de tension selon l'une quelconque des revendications 10 à 12, caractérisé en ce que le circuit d'inversion de courant de commande inclut un circuit miroir de courant pour recevoir le troisième courant de commande en provenance du circuit de génération de courant de commande et pour générer le second courant de commande qui circule dans le sens opposé à celui du troisième courant de commande. 14. Circuit de génération de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 13, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de correction de tension (35) connecté à au moins l'un des premier et second noeuds et appliquant un courant d'établissement prédéterminé sur au moins l'un des premier et second noeuds. 15. Circuit de génération de tension selon la revendication 14, caractérisé en ce que le circuit de correction de tension corrige une valeur d'impédance effective entre au moins l'un des premier et second noeuds et l'alimentation de référence correspondante. 16. Circuit de génération de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 15, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un premier circuit de correction de courant connecté à la première borne pour tirer depuis la première borne un premier courant de correction présentant une amplitude qui est sensiblement la même que celle du second courant de commande. 17. Circuit de génération de tension selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un second circuit de correction de courant (37) connecté à la seconde borne pour appliquer sur la seconde borne un second courant de correction présentant une amplitude qui est sensiblement identique à celle du premier courant de commande. 18. Circuit de génération de tension caractérisé par: un premier circuit de division de tension (31) pour diviser une tension entre une première alimentation de référence et une seconde alimentation de référence et pour générer un signal de sortie présentant une tension divisée, le premier circuit de division de tension incluant: un premier élément d'impédance (RI 1) connecté à une première borne sur laquelle une tension de la première alimentation de référence est appliquée; un second élément d'impédance (R16) présentant une valeur d'impédance sensiblement identique à celle du premier élément d'impédance et connecté à une seconde borne sur laquelle une tension de la seconde alimentation de référence est appliquée; et un troisième élément d'impédance (R12 à R15) connecté entre le premier élément d'impédance et le second élément d'impédance et présentant une valeur d'impédance prédéterminée; une première source de courant (32) connectée à un premier noeud (N13) prévu entre le premier élément d'impédance et le troisième élément d'impédance; une seconde source de courant (33) connectée à un second noeud (N14) prévu entre le second élément d'impédance et le troisième élément d'impédance, dans lequel la première source de courant et la seconde source de courant appliquent respectivement un premier courant de commande et un second courant de commande, lesquels sont rapportés l'un à l'autre, sur le premier noeud et le second noeud, et modifient les potentiels du premier noeud et du second noeud selon des potentiels correspondant respectivement au premier courant de commande et au second courant de commande tandis que la différence de potentiel entre le premier noeud et le second noeud est maintenue sensiblement constante; un circuit de courant constant (34) connecté aux première et seconde sources de courant pour générer un courant unitaire, les première et seconde sources de courant modifiant respectivement les premier et second courants de commande sur la base du courant unitaire; un circuit de correction de tension (35) connecté à au moins l'un des premier et second noeuds pour appliquer un courant d'établissement prédéterminé sur au moins l'un des premier et second noeuds; un premier circuit de correction de courant (36) connecté à la première borne pour recevoir depuis la première borne un premier courant de correction présentant une amplitude sensiblement identique à celle du second courant de commande; et un second circuit de correction de courant (37) connecté à la seconde borne pour appliquer sur la seconde borne un second courant de correction présentant une amplitude sensiblement identique à celle du premier courant de commande. 19. Convertisseur numérique-analogique pour convertir un signal numérique contenant un bit supérieur et des bits inférieurs selon un signal analogique, caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit de génération de tension (22) pour générer une pluralité de signaux de tension de sortie correspondant au nombre des bits inférieurs du signal numérique; et un circuit de sélection (23) connecté au circuit de génération de tension pour sélectionner l'un de la pluralité de signaux de tension de sortie conformément au bit supérieur du signal numérique et pour émettre en sortie le signal de tension de sortie sélectionné en tant que signal analogique, dans lequel le circuit de génération de tension inclut: un premier circuit de division de tension (31) pour diviser une tension entre une première alimentation de référence et une seconde alimentation de référence et pour générer la pluralité de signaux de tension de sortie présentant une tension divisée, le premier circuit de division de tension incluant: un premier élément d'impédance (Rl 1) connecté à une première borne sur laquelle une tension de la première alimentation de référence est appliquée; un second élément d'impédance (R16) présentant une valeur d'impédance sensiblement identique à celle du premier élément d'impédance et connecté à une seconde borne sur laquelle une tension de la seconde alimentation de référence est appliquée; et un troisième élément d'impédance (R12 à R15) connecté entre le premier élément d'impédance et le second élément d'impédance et présentant une valeur d'impédance prédéterminée; une première source de courant (32) connectée à un premier noeud (N13) prévu entre le premier élément d'impédance et le troisième élément d'impédance; et une seconde source de courant (33) connectée à un second noeud (N14) prévu entre le second élément d'impédance et le troisième élément d'impédance, dans lequel la première source de courant et la seconde source de courant appliquent respectivement un premier courant de commande et un second courant de commande, lesquels sont rapportés l'un à l'autre, sur le premier noeud et le second noeud, et modifient les5 potentiels du premier noeud et du second noeud selon des potentiels correspondant respectivement au premier courant de commande et au second courant de commande tandis que la différence de potentiel entre le premier noeud et le second noeud est maintenue constante.