FR 2793363 A1 20001110 FR 9905642 A 19990504 Procédé de détection conjointe d'un ensemble de codes CDMA L'invention concerne un procédé de détection con- jointe d'un ensemble de codes CDMA, utilisés en téléphonie mobile. L'UMTS, pour Universal Mobile Telecommunications System, désigne la nouvelle norme de téléphonie mobile destinée à remplacer la norme GSM. Les premières applica- tions commerciales de cette nouvelle norme devraient voir le jour entre 2000 et 2005. Vis-à-vis de la norme GSM précitée, les principa- les améliorations sont les suivantes: alors que dans le système GSM chaque station de base ne peut dialoguer qu'avec huit mobiles avec un débit maximum de 13 kbits/s pour chacun de ces mobiles, le système UMTS a pour objet, d'une part, d'augmenter le nombre d'utilisateurs, et, d'autre part, de pouvoir allouer à chacun de ces mobiles des ressources permettant de transmettre des informations à des débits compris entre 4 kbits/s et 2 Mbits/s, en fonction de la nature de l'information transmise telle que parole, données, vidéo-téléphonie, hi-fi audio ou vidéo. Dans ce but, deux solutions ont été retenues au niveau du continent européen en ce qui concerne la techni- que d'accès radio multi-utilisateurs: la technique dite Wideband-CDMA en mode FDD, pour Frequency Division Duplex, duplex à division de fréquence, et la technique dite TDMA/CDMA avec détection conjointe en mode TDD pour Time Division Duplex, duplex à division temporelle. Un inconvénient majeur de la technique TDMA/CDMA en mode TDD est la grande complexité de la détection con- jointe des codes CDMA, la détection conjointe étant défi- nie comme le fait de procéder simultanément à la détection de tous les codes CDMA simultanément actifs et reçus sur plusieurs antennes, contrairement au filtre en râteau (ra- ke receiver en langage anglo-saxon) utilisé habituellement en CDMA qui permet de détecter un code à la fois, les au- tres codes étant considérés comme du signal brouilleur. La présente invention a pour objet de remédier aux inconvénients précités par la mise en ouvre d'un procédé de détection conjointe de codes CDMA simplifié. En particulier, un objet de la présente invention est la mise en oeuvre d'un procédé de détection conjointe de codes CDMA dans lequel un processus successif est mis en oeuvre, chaque appel successif permettant la mise en oeu- vre d'une détection conjointe simplifiée d'un symbole pour chaque code CDMA simultanément actif, l'appel successif permettant la détection de l'ensemble des symboles de tous les codes CDMA simultanément actifs, selon une détection conjointe. Le procédé de détection conjointe d'un ensemble de K codes CDMA simultanément actifs reçus sur les Ka anten- nes d'un émetteur récepteur mobile, conforme à l'objet de la présente invention, s'applique à des codes transmis par l'intermédiaire d'un canal de transmission linéaire multi- trajets avec bruit additif blanc gaussien vérifiant la re- lation e = A.d+n o A désigne la matrice de transfert de ce canal linéaire stationnaire multitrajet, d désigne l'ensemble des symboles avant étalement des différents co- des à transmettre, n un vecteur de bruit additionnel et e l'ensemble des échantillons reçus. Une estimation 8 de l'ensemble des symboles des codes est effectuée par une opération de pseudo inversion de la matrice de transfert de la forme 6 = (A+.A)-l.A+.e o le symbole + désigne l'opérateur de transposition et conjugaison complexe. Le procédé objet de l'invention est remarquable en ce qu'il consiste, pour une sous- matrice de transfert As correspon- dant à un nombre S de lignes de blocs de la matrice de transfert A, à déterminer un ensemble de filtres égali- seurs permettant d'estimer successivement tous les symbo- les émis par les différents codes CDMA à partir d'un nombre déterminé d'échantillons reçus es. Il sera mieux compris à la lecture de la descrip- tion et à l'observation des dessins ci-après, dans les- quels, outre les figures la à ld relatives à l'art antérieur: - les figures 2a et 2b représentent un diagramme illustratif du procédé de détection conjointe d'un ensem- ble de codes CDMA objet de la présente invention; - la figure 3 représente, à titre illustratif, un organigramme de mise en ouvre préférentiel du procédé de détection conjointe d'un ensemble de codes CDMA conforme à l'objet de la présente invention. Préalablement à la description proprement dite du procédé de détection conjointe d'un ensemble de codes CDMA conforme à l'objet de la présente invention, différents éléments techniques de rappel du processus de transmission de trames TDMA et de détection conjointe de ces trames se- ront donnés dans la description en liaison avec les figu- res la, lb, lc et ld. En référence à la figure la, on rappelle qu'une trame TDMA présente une durée de 10 ms et est décomposée en seize intervalles temporels, encore désignés par time- slots en langage anglo-saxon. Dans chacun de ces interval- les temporels, il est possible de transmettre jusqu'à dix salves de données, ou bursts, grâce à une séparation par des codes CDMA orthogonaux. L'introduction des codes CDMA apporte un étalement d'un facteur 16. Un intervalle temporel représente 1250 temps-chip, la notion de chip en langage anglo-saxon désignant un pro- cessus de sur-échantillonnage qui permet après multiplica- tion par un train binaire de réaliser un étalement de spectre. Ainsi que représenté en figure lb, le processus précité autorise deux constructions de salves suivantes, notées Burstl et Burst2. Chaque construction comprend une séquence d'apprentissage pour estimer le canal, un temps de garde noté G en fin de salve, et deux blocs de données qui représentent respectivement 2x28 et 2x34 symboles. On suppose que K codes CDMA sont simultanément ac- tifs. Chaque code CDMA permet la transmission de 2xN sym- boles de données dans une salve, confer figure lb. Chaque symbole de données de durée Ts est étalé par le code CDMA de longueur Q, encore désignée par facteur d'étalement. Ainsi, pour un symbole de données, Q chips de du- rée Tc =Ts/Q sont envoyées par le canal radiofréquence. Le récepteur mobile est considéré équipé de Ka an- tennes, le nombre d'antennes étant au moins égal à 2. Ainsi, les chips transmis sont reçus au travers de Ka canaux radiofréquence, lesquels peuvent être caractéri- sés par le vecteur colonne de leur réponse impulsionnelle noté h(ka (ka=l...Ka), cette réponse impulsionnelle étant échantillonnée au temps chip décrit précédemment dans la description. Le tableau 1 ci-après résume les différents para- mètres qui influent sur la complexité de la détection con- jointe. TABLEAU 1 NOM LIBELLE IVA LEUR K Nb de codes utilisés dans l'intervalle temporel considéré 1 à 10 N Nb de symboles utiles dans; burst 28 ou 34 Q Facteur d'étalement 16 Ka Nb d'antennes 2(mobile) et + (station de base) W Longueur du canal en temps-chip 1 à 120 P Longueur du canal en temps-symbole 1 à 8 S Nb d'intervalles par trame concernant 1 à 8 l'utilisateur considéré Tc Temps-chip 0,462 js Ts Temps- symbole (=16 Tc) 7,38 ts TS Temps-slot (intervalle) (=1250 Tc) 577 s TT Temps-trame (=16 TS) 10 ms On désigne par W la longueur de ces vecteurs co- lonne précités, la longueur de ces derniers étant encore désignée par longueur du canal en temps-chip. On désigne par d le vecteur colonne temporellement ordonné des NxK symboles de données à transmettre dans une demie salve. Ainsi, le vecteur colonne d est obtenu en classant les données avant l'étalement en mettant en tête les premiers symboles de chaque code, puis les deuxièmes de chaque code et enfin les Nièmes de chaque code. Les K premiers symboles du vecteur colonne d sont les premiers de chacun des K codes, ensuite les deuxièmes, etc. On désigne par e le vecteur colonne des échan- tillons reçus sur toutes les Ka antennes en ordonnant en tête les premiers échantillons sur les Ka antennes, puis les deuxièmes échantillons, etc. Après passage dans le canal global de transmis- sion, c'est-à-dire séquence d'étalement + canal radiofré- quence, chaque symbole de données émis contribue à la réception de Q+W-1 échantillons sur chaque antenne. Pour le kième code CDMA, avec 1 symbole de données à travers le canal global précité con- duit à la réception de Q+W-1 échantillons sur chaque an- tenne considérée. De cette manière, le canal global peut être considéré comme un canal à Q+W-1 trajets dont la ré- ponse impulsionnelle est le vecteur colonne vérifiant la relation: b(ka,k) = h(ka)*c(k) Dans la relation précédente, c respondant au kième code CDMA transmis. Chaque symbole étant émis sur une durée de Q temps-chip, on obtient ainsi NxQ+W-1 échantillons sur cha- que antenne équipant le récepteur. La somme des contributions de quatre symboles suc- cessifs notés Symbolel, Symbole2, Symbole3 et Symbole4, pour N=4 symboles, W-l=2 et P=3 est représentée en figure lc. En référence au formalisme introduit précédemment, il est alors possible d'écrire l'équation matricielle ci- après: e = A.d + n Dans cette relation, A désigne une matrice de transfert du canal linéaire stationnaire multitrajet précédemment men- tionné relatif au canal global, et n un vecteur colonne de bruit additif blanc Gaussien. Dans le but de faire apparaître des propriétés de symétrie de la matrice A précitée, le nombre total d'échantillons reçus doit être un multiple de Q facteur d'étalement.Pour ce faire, des échantillons nuls peuvent être ajoutés, ce qui conduit à l'ajout de coefficients nuls à la fin des b(ka k. Pour P désignant la partie en- tière de (W-1)/Q, P représentant la longueur du canal en temps-symbole, grâce à l'introduction des échantillons nuls et des coefficients nuls de la matrice A considérée, (N+P).Q échantillons sont reçus sur chaque antenne. La matrice A de taille [(N+P).Ka.QxN.K]est repré- sentée en figure ld et est constituée par des sous- matrices Bi de dimension [Ka.QxK] construite de la manière ci-après: chacune des K colonnes de chaque sous-matrice B0 à Bp représentée en figure ld correspond aux Ka canaux globaux, codage + canal radiofréquence, entrelacés. La no- tion d'entrelacement correspond à l'ordonnancement des premiers coefficients pour chaque antenne, puis des deuxièmes, puis des troisièmes, etc. vers les Ka antennes. En effet, chaque symbole émis apporte une contribution à Q+W-1 échantillons sur chaque antenne, soit au total Ka.(Q+W-1) échantillons. Ce qui, en prenant en compte quelques contributions nulles, donne Ka.Q.(P+1). Ainsi, la kième colonne de chaque sous-matrice co- lonne relative à chaque code compris entre 1 et N est don- née par la relation: (1 k)(Ka,k) (1, k)..(Kak) (1 k) (ba,k) (b'1...b 1b'2... b 2...b'Q+WbQ+ -. )T 51 1 > 2 2 >( Q+W-I1> Q+w-1 (0..o)T Dans cette relation b"... b'.k' à b' 1 b... 'bk soulignés --1.... Q +QW-L'Q+W-I par une double flèche désignent la contribution des pre- miers, deuxièmes et derniers éléments de rang Q+W-1 à la réponse impulsionnelle du canal global multitrajets. La matrice de transfert A est connue après la phase d'estimation des canaux, laquelle est effectuée à l'aide des séquences d'apprentissage. La matrice de trans- fert A peut être construite en calculant le produit de convolution de l'estimation de la réponse impulsionnelle du canal par les codes CDMA. L'objet de la détection con- jointe est de calculer 6 une estimation de d, vecteur co- lonne temporellement ordonné des N.K symboles de données à transmettre dans une demi-salve, à partir de e vecteur co- lonne des échantillons reçus sur l'ensemble des Ka anten- nes, et bien entendu de la matrice de transfert A. Un processus classique de détection conjointe dé- signé par Zero-Forcing Block Linear Equalizer pour ZF-BLE, propose d'effectuer le calcul de l'estimation 6 à partir de la relation: 6 = (A+. A)-l.A+.e Dans cette relation, le symbole + en exposant représente l'opérateur de trans-conjugaison, l'exposant -1 désignant l'opérateur d'inversion. En fait, l'estimation précitée consiste à effec- tuer une pseudo-inversion de la matrice de transfert A. Le processus d'estimation peut alors être décompo- sé en deux phases: * Phase de désétalement permettant de se ramener aux pe- tites tailles des vecteurs et matrices mis en jeu par le calcul de A+.A et de y = A.e. * Phase de résolution du système linéaire y =A+.A.8. La matrice A+.A étant hermitienne définie positive, la ré- solution précitée peut être effectuée à l'aide d'une décomposition de Cholesky suivie de la résolution de deux systèmes triangulaires. La méthode précédemment décrite implique une com- plexité de détection conjointe critique dans la voie des- cendante. Le tableau ci-après présente les résultats d'une étude de complexité dans les cas difficiles d'un réseau chargé et d'un canal long pour les différents services prévus pour 1'UMTS: TABLEAU 2 SERVICE PAROLE 384 kb/s 2 Mb/s Longueur canal en temps-symbole 7 7 3 Nombre d'intervalles 1 2 8 à décoder/trame % de complexité pour le 29 % 29 % 34 % désétalement % de complexité pour le système 71 % 71% 66 % linéaire Complexité totale en MOPS 175 350 570 La complexité totale en millions d'opérations, opérations définies par une multiplication-accumulation complexe, par seconde, se situe à la limite des possibili- tés des processeurs de signaux numériques actuels. Le procédé, objet de la présente invention, a pour but de réduire cette complexité. Le procédé de détection conjointe d'un ensemble de codes CDMA, objet de la présente invention, est basé sur l'observation selon laquelle environ 70 % de la complexité totale de la détection conjointe provient de la résolution du système linéaire. En effet, l'essentiel de la complexi- té de la détection conjointe provient de la taille des ma- trices manipulées, taille résultant elle-même du processus de traitement par blocs. Dans l'exemple précédemment don- né, la matrice de transfert A est de taille 2432 x 690. En conséquence et en référence aux figures 2a et 2b, le procédé de détection conjointe d'un ensemble de K codes CDMA simultanément actifs reçus sur les Ka antennes d'un émetteur/récepteur mobile, conforme à l'objet de la présente invention, consiste à considérer la transmission de ces codes par l'intermédiaire d'un canal de transmis- sion linéaire stationnaire multi-trajets avec bruit addi- tionnel blanc Gaussien vérifiant la relation e = A.d+n précédemment mentionnée dans la description, dans laquelle A désigne la matrice de transfert de ce canal linéaire stationnaire multi-trajets o d désigne l'ensemble des symboles des différents codes à transmettre et n le vec- teur de bruit additionnel, e désignant l'ensemble des échantillons reçus. Afin d'effectuer une estimation 6 de l'ensemble d des symboles des différents codes transmis, le procédé, objet de la présente invention, consiste à effectuer une opération de pseudo-inversion de la matrice de transfert A, pseudo-inversion de la forme 6=(A+.A)-'.A+.e mentionnée précédemment dans la description. Il est remarquable en ce qu'il consiste en outre, pour une sous-matrice de transfert As correspondant à un nombre S de lignes de blocs de la matrice de transfert A, à déterminer un ensemble de filtres égaliseurs permet- tantd'estimer successivement tous les symboles émis par les différents codes CDMA, à partir d'un nombre déterminé d'échantillons reçus. On indique que la sous-matrice colonne des blocs Bi avec i = 0 à p, soit la sous-matrice B0 à Bp représen- tée en figure ld ou 2a, 2b, désigne la matrice de trans- fert de tous les symboles émis en même temps vers les Ka antennes. Ainsi que représenté sur les figures 2a et 2b, pour S lignes de blocs de la matrice de transfert A, cha- que sous-matrice de transfert As vérifie la relation (1): es = As.ds+p. (1) Dans cette relation, es désigne le sous- ensemble des échantillons reçus sur les Ka antennes comprenant S blocs d'échantillons. En partant de cette relation, on peut es- timer le (P+l)ième bloc de ds+p, ce qui correspond à un sym- bole par code CDMA simultanément actif, à condition que le nombre S vérifie la relation (2): (S+P).K d'étalement du code CDMA appliqué à chaque symbole trans- mis, P désignant la longueur du canal en nombre de pério- des symboles Ts. Par décalage successif d'un bloc vis-à-vis du vec- teur des symboles des codes d et du vecteur des échan- tillons e, ainsi que représenté à la figure 2b, la même sous-matrice de transfert As permet de passer des symboles aux échantillons, il est ainsi possible de construire à partir de cette sous-matrice un ensemble de filtres égali- seurs, un filtre par code permettant de retrouver succes- sivement les symboles émis à partir d'un certain nombre d'échantillons reçus sur les Ka antennes équipant le ré- cepteur. Le processus de décalage représenté en figures 2a et 2b peut être utilisé du début à la fin du vecteur des échantillons en appliquant une fenêtre glissante d'un pas correspondant Ka.Q pour obtenir successivement tous les symboles émis par le code précité. Ainsi, en référence aux figures 2a et 2b, la même sous-matrice As permet de calculer successivement tous les blocs de la matrice des symboles pour réaliser l'estima- tion considérée. Sur la figure 2a et la figure 2b, on indique que d.p désigne le vecteur (ligne) transposé du vecteur (co- lonne) d5+p. Le procédé, objet de la présente invention, reste en outre valable pour les extrémités du vecteur d des sym- boles des différents codes. En effet, l'adjonction aux deux extrémités de blocs nuls au vecteur d précité n'en- traine pas de conséquence préjudiciable, la relation pré- cédente liant chaque sous-matrice de transfert As, le vec- teur des symboles des différents codes correspondant et le vecteur des échantillons es restant valable. La taille minimum de la sous-matrice à prendre en compte est donnée par la relation (2) précédemment men- tionnée dans la description et permettant d'estimer un bloc du vecteur ds+p. Cette relation indique que le vecteur es doit être plus long que le vecteur ds+p. Toutefois, les performances peuvent être amélio- rées en utilisant tous les échantillons auxquels le bloc à estimer du vecteur d a contribué. Ce mode opératoire per- met de dresser le tableau 3 ci-après qui représente en fonction de P, la plage dans laquelle il faut choisir la valeur S, la meilleure valeur étant celle qui correspond au compromis complexité/performance recherché. TABLEAU 3 P 1] 4 7 SMIN 1 2 4 SMAX 2 5 8 Il faut noter que le choix de S = SMA implique toutefois que la sousmatrice de transfert As présente toutefois dix fois moins de lignes et cinq fois moins de colonnes que la matrice de transfert A. En outre, selon un aspect particulièrement remar- quable du procédé, objet de la présente invention, on in- dique que pour une matrice de transfert A de dimension [Ka.Q. (N+P)xK.N] qui peut être considérée comme une ma- trice de taille [(N+P)xN] composée de blocs de taille [Ka.QxK], les filtres multidimensionnels égaliseurs sont formés par la (P+1)èrme ligne de blocs de la matrice As-51 pseudo-inverse de la sous-matrice de transfert As et véri- fiant la relation: (s-:(A;A. As). A Si en outre un seul code est alloué au récepteur mobile, il suffit alors de calculer la ligne (de la ligne de bloc calculée As-') correspondant au code recherché. Ainsi, la ligne de rang k de cette ligne de blocs définit le filtre égaliseur pour le code de rang k. Dans le cas o le calcul direct de la matrice pseudo-inverse de la sousmatrice de transfert As s'avère trop complexe, alors, le même type de résolution que dans le cas de la détection conjointe classique peut être uti- lisé. D'une manière générale, on indique que les données décodées sont le résultat du filtrage du produit As+.es par les lignes de (As+.As)-l calculées. Ainsi, (S+P).K multi- plications sont nécessaires pour chaque symbole de don- nées. Dans le cas o un seul code est alloué au mobile, la complexité globale de cette étape est ramenée à (S+P).K.N multiplications, ce qui représente une quantité négligea- ble par rapport au processus de détection conjointe clas- sique. Une description plus détaillée d'un mode de mise en oeuvre préférentiel du procédé de détection conjointe, objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 3. D'une manière générale, on indique que le procédé, objet de la présente invention, comprend une phase d'orga- nisation des données suivie d'une phase de calcul propre- ment dite, la phase de calcul permettant de définir le * processus de filtrage appliqué à l'ensemble des échan- tillons reçus constituant le vecteur colonne des échan- tillons reçus e. Ainsi que représenté sur la figure 3, la phase d'organisation des données peut comporter une étape 1000 consistant à organiser temporellement le vecteur colonne e des échantillons reçus sur les Ka antennes. Cette étape 1000 peut être suivie d'une étape 1001 consistant à cons- truire les blocs Bi constitutifs de la matrice de trans- fert A précédemment mentionnée dans la description. Conformément à un aspect spécifique du procédé, objet de la présente invention, l'étape 1001 peut consister à éta- blir des blocs Bi de façon que la kième colonne soit formée par les premiers échantillons des réponses impulsionnelles des canaux globaux du code de rang k vers les Ka antennes, puis les deuxièmes échantillons et ainsi de suite, ainsi que mentionné précédemment dans la description. La phase d'organisation des données précitée, constituée par les étapes 1000 et 1001, peut alors être suivie d'une phase de filtrage proprement dite. La phase de filtrage proprement dite peut compor- ter, ainsi que représenté de même en figure 3, une étape 1003 consistant à choisir le nombre S de lignes de la ma- trice de transfert A pour en fait constituer la sous- matrice As ainsi que mentionné précédemment dans la des- cription. On rappelle que le choix de S peut être effectué conformément aux critères indiqués précédemment dans la description en liaison avec le tableau 3. L'étape 1003 comporte également une étape de critère de test du nombre d'éléments de la sous-matrice As ainsi constituée à une valeur de seuil déterminée, notée No. On comprend en par- ticulier que la valeur de seuil No peut être définie de manière arbitraire, expérimentalement, en fonction des possibilités de calcul dont on dispose. L'étape 1003 per- met ainsi, suite au choix de la taille de la sous-matrice As précitée et si cette sous-matrice est suffisamment pe- tite, le nombre d'éléments de cette dernière NAS étant in- férieur à No, d'effectuer une étape 1004 consistant à calculer directement la P+l1me ligne de blocs de la matrice pseudo-inverse de la sous-matrice As, cette étape 1004 étant elle-même suivie d'une étape 1005 consistant à fil- trer les échantillons reçcus du vecteur colonne d'échan- tillons e par l'intermédiaire de la ligne de rang P+l de blocs de la matrice pseudo-inverse de la sous-matrice As. On indique que le filtrage réalisé à l'étape 1005 est en fait appliqué successivement au bloc d'échantillons es de taille Ka.Q.S par décalage successif de Ka.Q échantillons, ce décalage correspondant au mode opératoire représenté précédemment dans la description en liaison avec les figu- res 2a et 2b. Dans le cas o le nombre d'éléments NAS de la sous- matrice As n'est pas inférieur à la valeur de seuil No, l'étape 1003 est au contraire suivie d'une étape 1006 con- sistant à calculer le produit de la sous-matrice As trans- conjuguée, notée As+ et de la sous-matrice As précitée. Cette étape 1006 est elle-même suivie d'une étape 1007 consistant à calculer au moins une ligne de la P+1ême ligne de blocs de l'inverse du produit As+.As calculé à l'étape 1006 précédente. On indique que le calcul de l'étape 1007 peut être réalisé par la mise en oeuvre d'une décomposition de Cholesky. L'étape 1007 est elle-même suivie d'une étape 1008 consistant à calculer, pour tout bloc d'échantillons reçus es de taille Ka.Q.S du vecteur colonne d'échantillons e le produit As+.es de la sous-matrice transconjuguée As+ de la sous-matrice As et de ce bloc d'échantillons reçus. De ma- nière semblable à l'étape 1005, on rappelle que chaque bloc es est obtenu par décalage successif de Ka.Q échan- tillons ainsi qu'illustré en figures 2a et 2b précédemment dans la description. L'étape 1008 est alors suivie d'une étape 1009 consistant à filtrer chaque produit As+.es obtenu à l'étape 1008 précédente par l'intermédiaire de la ou des lignes de la P+lème ligne de blocs de l'inverse du produit As+.As. REVENDICATIONS 1. Procédé de détection conjointe d'un ensemble de K codes CDMA simultanément actifs reçus sur les Ka anten- nes d'un émetteur/récepteur mobile, ces codes étant trans- mis par l'intermédiaire d'un canal de transmission linéaire stationnaire multitrajets avec bruit additionnel blanc Gaussien et vérifiant la relation e = A.d + n o A désigne la matrice de transfert de ce canal linéaire sta- tionnaire multitrajet, d désigne l'ensemble des symboles des différents codes à transmettre et n le vecteur de bruit additionnel, e désignant l'ensemble des échantillons reçus, procédé dans lequel une estimation 6 de l'ensemble d des symboles des différents codes est effectuée par une opération de pseudo inversion de ladite matrice de trans- fert de la forme 6 = (A+.A)-'.A+.e o le symbole + désigne l'opérateur de transposition et de conjugaison complexe, caractérisé en ce que ledit procédé consiste, pour un en- semble de sous-matrices de transfert As correspondant à un nombre S de lignes de blocs de ladite matrice de transfert A, à déterminer un ensemble de filtres égaliseurs permet- tant à partir d'un nombre déterminé d'échantillons reçus es d'estimer successivement tous les symboles émis par les différents codes CDMA. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que pour toute sous-matrice de transfert As véri- fiant la relation: es = As.ds+p es désignant le sous-ensemble des échantillons recus sur les Ka antennes comprenant S blocs d'échantillons, le nom- bre S vérifie la relation: (S+P).K la longueur du canal en nombre de périodes symboles. 3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que pour une matrice de transfert A, de dimension [MxN.K]avec M = Ka.Q.(N+P), N désignant le nom- bre de symboles transmis par code CDMA par demi-salve d'émission, cette matrice de transfert étant formée de [(N+P)xN] blocs, chaque bloc étant de taille[Ka.QxK], les filtres multidimensionnels égaliseurs sont formés par la (P+1)e ligne de blocs de la matrice (As)-' pseudo-inverse de ladite sous-matrice de transfert As et vérifiant la re- lation: (A)-':(Af.As)-'.As le symbole -1 désignant l'opérateur de pseudo-inversion, la ligne de rang k de cette ligne de blocs définissant le filtre pour la code de rang k. 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que pour chaque code une fenêtre glissante d'un pas Ka.Q est appliquée sur les échantillons pour obtenir suc- cessivement tous les symboles émis par ce code. 5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que celui-ci comporte les étapes consis- tant à: - organiser temporellement le vecteur colonne e des échantillons recus sur les Ka antennes; - construire les blocs Bi, la kième colonne de la matrice constituée des B0, B1,...Bp placés les uns au-dessus des autres en colonne étant constituée des premiers échan- tillons des réponses impulsionnelles des canaux globaux du code k vers les Ka antennes, puis les deuxièmes et ainsi de suite; - choisir le nombre S de lignes et construire la sous-matrice As à partir des blocs Bi correspondants obte- nus à l'étape précédente; - suite à un critère de choix sur la taille de la sous-matrice As, si le nombre d'éléments de la sous- matrice As est inférieur à une valeur de seuil déterminée, - calculer la (P+1) ème ligne de blocs de la matrice pseudo inverse de la sous- matrice As; - filtrer les échantillons reçus du vecteur co- lonne d'échantillons e par l'intermédiaire de la ligne de rang P+1 de blocs de la matrice pseudo inverse de la sous- matrice As; - appliquer successivement le filtrage réalisé à l'étape précédente aux blocs d'échantillons es de taille Ka.Q.S par décalage successif de Ka.Q échantillons; sinon, le nombre d'éléments de la sous-matrice As n'étant pas inférieur à ladite valeur de seuil déterminée, - à calculer le produit de la sous-matrice As transconjuguée et de la sous-matrice As; - calculer au moins une ligne de la (P+1)ème ligne de blocs de l'inverse du produit calculé à l'étape précé- dente; - calculer, pour tout bloc d'échantillons reçus es de taille Ka.Q.S du vecteur colonne d'échantillons e, le produit As+.es de la sous-matrice transconjuguée As+ de la sous-matrice As et de ce bloc d'échantillons reçus, chaque bloc es étant obtenu par décalage successif de Ka.Q échan- tillons; - à filtrer chaque produit As+.es obtenu à l'étape précédente par l'intermédiaire de ladite au moins une li- gne de la (P+1)ème ligne de blocs de l'inverse du produit As +.As.