FR 2786642 A1 20000602 FR 9815250 A 19981130 I Procédé et dispositif de réception d'un signal, mettant en oeuvre une compensation par décisions dures de la latence d'un décodage à décisions douces, et utilisation correspondante. Le domaine de l'invention est celui de la réception de signaux numériques, et notamment, mais non exclusivement, de signaux transmis à l'aide d'une pluralité de fréquences porteuses émises simultanément. En d'autres termes, l'invention s'applique en particulier aux récepteurs de signaux transmis selon la technique du multiplexage par répartition en fréquences (en anglais: Frequency Division Multiplex (FDM)), et par exemple aux récepteurs d'un système C-OFDM (Coded-Orthogonal Frequency Division Multiplex (multiplexage de fréquences orthogonales codées)). Au cours de la dernière décennie, de tels systèmes ont notamment été développés pour la transmission numérique radiophonique et télévisuelle, dans les cadres des projets européens DAB (Digital Audio Broadcasting (Diffusion audio- numérique)) et dTTb (digital Terestrial Television broadcasting (diffusion terrestre de télévision numérique)). Ces derniers ont abouti à la normalisation des systèmes de radiodiffusion sonore numérique (norme DAB) et de télévision numérique de terre (norme DVB-T). Plus généralement, l'invention concerne tous les cas o le signal reçu met en oeuvre un décodage traitant des blocs de données reçus (ce qui suppose une certaine latence), avec bouclage fermé à la réception. L'invention concerne plus précisément la démodulation de tels signaux. D'une façon générale, on distingue deux grands types de démodulation: la démodulation de type différentiel, et la démodulation cohérente. Ainsi, la norme DAB utilise une démodulation différentielle. Selon cette technique, un symbole courant est démodulé par comparaison avec le symbole précédent. La démodulation cohérente, par exemple mise en oeuvre dans la norme DVB-T, repose quant à elle, sur un décodage direct de chaque symbole, par projection (c'est-à-dire division) du symbole reçu sur une estimation du canal de transmission. Dans le cadre du projet DVB-T, on prévoit que le signal transmis comporte des porteuses de référence, appelées pilotes, qui sont connues des récepteurs, et qui permettent de reconstruire une estimation du canal de transmission. Cette technique est notamment décrite dans le document de brevet FR-91 00654, au nom des mêmes Déposants que ceux de la présente demande. Sur le plan de l'efficacité, la démodulation cohérente est plus efficace que la démodulation différentielle. En revanche, du fait de l'insertion des pilotes, le débit efficace est réduit (les pilotes "prennent la place" d'informations utiles). Une autre méthode de démodulation cohérente multiporteuse, appelée CD3 (Coded Directed Decision Demodulation) a été proposée par le centre de recherche de la RAI. Cette technique est notamment décrite dans le document "CD3-OFDM: a Novel Demodulation Scheme for Fixed and Mobile Receivers", de V.Mignone et A. Morello (IEEE Transactions on Communications, Vol.44; page 1144-1151, septembre 1996). Le principe à la base de cette technique est d'utiliser les données décodées, délivrées par le décodeur à décisions douces (décodeur de Viterbi) pour déterminer la réponse du canal de transmission, plus précisément, on reconstruit le symbole qui a été émis à partir des données décodées, et on le compare au symbole réellement reçu. Cette comparaison donne une estimation du canal de transmission. Cette technique permet de réduire la proportion de pilotes insérées dans le signal transmis. On obtient ainsi un gain en débit utile de l'ordre de 5 à 15% suivant les cas. On décrit plus précisément par la suite le principe de la technique CD3, telle que proposée dans le document pré-cité. Cette technique présente cependant un certain nombre d'inconvénients. l Notamment, elle suppose l'insertion d'un symbole de référence au début de chaque trame du signal OFDM (les signaux OFDM étant organisés en trames comprenant chacun M symboles). Ce symbole de référence est nécessaire pour l'amorçage de la boucle de démodulation. Par ailleurs, du fait de la latence du décodage de Viterbi, il n'est pas possible de disposer instantanément (ou quasi-instantanément) de l'ensemble des données décodées permettant de reconstruire le symbole émis. La technique proposée par la RAI consiste à émettre des zéros (correspondant à la latence du décodage) après chaque symbole OFDM complexe. Cela suppose, bien sûr, que les données émises correspondantes soient forcées à zéro. Il en résulte, outre une légère complication du codage à l'émission, une perte en débit utile. L'invention a notamment pour objectif de pallier ces différents inconvénients de l'état de la technique. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir un procédé et un o10 dispositif de réception permettant de mettre en oeuvre une démodulation cohérente, suivie d'un décodage à décisions douces, qui ne nécessite aucun ajout à l'émission d'éléments binaires de valeur fixe (classiquement des zéros) pour compenser la latence du décodage. En d'autres termes, un objectif de l'invention est de fournir une technique de démodulation cohérente offrant un meilleur débit utile que les techniques connues, sans perte significative de la qualité du décodage, ni augmentation importante de la complexité du décodage. Notamment, un objectif de l'invention est de fournir une telle technique, améliorant la technique connue sous le nom de CD3. Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints selon l'invention à l'aide d'un procédé de réception d'un signal formé de symboles successifs mettant en oeuvre un décodage fonctionnant par blocs, à décision douce, et présentant une latence donnée, ledit procédé comprenant une étape d'estimation de la réponse du canal de transmission pour un symbole reçu courant, ladite estimation étant obtenue par boucle fermée, à partir d'une reconstruction du symbole émis précédemment reçu, ladite reconstruction tenant compte: - des décisions douces délivrées par ledit décodage à décision douce, à partir de données délivrées par une étape de codage binaire à signal inverse et correspondant audit symbole précédemment reçu; et - des décisions dures obtenues par seuillage sur lesdites données délivrées par ladite étape de codage binaire à signal inverse, pour les décisions douces non disponibles du fait de la latence dudit décodage à décision douce. Ainsi, la latence du décodage est compensée par des décisions dures, sans qu'il soit nécessaire de transmettre des données de bourrage. Bien sûr, la qualité de ces décisions dures est moins bonne que celle des décisions douces. Cependant, leur nombre reste en pratique très faible (au maximum 3 %, dans l'exemple décrit par la suite), et n'affecte donc pas la qualité globale du décodage. Cette technique peut être mise en oeuvre dans la plupart des récepteurs traitant des données reçues par blocs, et mettant en oeuvre un décodage présentant une certaine latence. Elle est notamment bien adaptée aux traitements des signaux multiporteuses. De façon avantageuse, ledit procédé de réception met en oeuvre une démodulation cohérente, consistant à diviser ledit symbole reçu courant par ladite estimation du canal de transmission au symbole précédemment reçu. Dans ce cas, l'invention apporte une amélioration importante à la technique CD3 décrite en préambule. Selon un mode de réalisation préférentiel de l'invention, ladite reconstruction comprend les étapes suivantes: - codage identique au codage mis en oeuvre à l'émission, desdites décisions douces délivrées par ledit décodage à décision douce; - compensation de la latence dudit décodage par insertion desdites décisions dures, de façon à obtenir l'ensemble des données binaires formant un symbole complet; I- codage binaire à signal desdites données binaires, selon une constellation de modulation identique à celle mise en oeuvre à l'émission. Le nombre de décisions dures prises en compte pour chaque symbole, ou latence, est préférentiellement variable. Il convient en effet de veiller à ne pas réutiliser les décisions douces correspondant à des décisions dures déjà prises en compte. Notamment, ladite latence peut tenir compte d'au moins un des éléments appartenant au groupe comprenant: - la dimension de la matrice de poinçonnage mise en oeuvre; - la dimension des registres de mémoire utilisés à l'intérieur des moyens de décodage. Ainsi, dans ce cas, pour le symbole indicé n, ladite latence peut s'écrire de la façon suivante: Ln = L'n.R, (latence après décodage), avec: R rendement du code mis en oeuvre par ledit décodage à décision douce; et L'n= N- i_s + L'n-l1 (latence après recodage); o: N nombre de bits formant ledit symbole; i_s nombre de bits délivrés par le décodage à décision douce et pris en compte pour ledit symbole n. L'invention concerne également les dispositifs de réception mettant en oeuvre ce procédé. Un tel dispositif comprend des moyens d'estimation de la réponse du canal de transmission pour un symbole reçu courant, ladite estimation étant obtenue par boucle fermée, alimentés par des moyens de reconstruction du symbole émis précédemment reçu, ladite reconstruction tenant compte: !- des décisions douces délivrées par lesdits moyens de décodage à décision douce, à partir de données délivrées par des moyens de codage binaire à signal inverse et correspondant audit symbole précédemment reçu; et - des décisions dures délivrées par des moyens de seuillage sur lesdites données délivrées par lesdits moyens de codage binaire à signal inverse, pour les décisions douces non disponibles du fait de la latence dudit décodage à décision douce. L'invention concerne encore les utilisations du procédé et/ou du dispositif décrits ci-dessus, notamment pour la transmission d'un signal pour au moins une des applications appartenant au groupe comprenant: diffusion de signaux de télévision numérique; - diffusion de signaux audio-numériques; - transmission à haut débit sur canal multitrajet; radio-téléphonie; - transmission de signaux de données. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés parmi lesquels: - la figure 1 est un schéma synoptique général d'une chaîne d'émission mettant en oeuvre la technique connue appelé CD3; - la figure 2 est un schéma synoptique de la chaîne de réception d'un système de démodulation CD3 correspondant au traitement du signal émis par l'émetteur de la figure 1; - la figure 3 présente le principe de l'amorçage (étape 0) de la boucle de démodulation CD3, selon la technique connue; - la figure 4 illustre l'étape 1 de la boucle de démodulation CD3, suivant l'étape 0 illustrée en figure 3; - la figure 5 présente un treillis de décodage, illustrant le principe d'un décodeur de Viterbi connu en soi; - la figure 6 illustre le principe de la fermeture du treillis par ajout d'éléments binaires nuls, selon la technique présentée par la RAI; - la figure 7 est un schéma synoptique du principe de l'invention, mettant en oeuvre une compensation par décisions dures de la latence du décodage à décisions douces; -- la figure 8 est un exemple du fonctionnement du système de la figure 7, sur trois symboles; - la figure 9 présente, de façon plus détaillée, le principe de la compensation par décisions dures selon l'invention; - la figure 10 montre le flux d'entrée du bloc d'adaptation selon l'invention; - la figure 11 est un organigramme détaillé du bloc de compensation de la latence du décodeur à décisions douces de la figure 7. Comme indiqué précédemment, l'invention s'applique dans tous les cas o une démodulation cohérente et un décodage à décisions douces (présentant donc une certaine latence) sont mis en oeuvre. Le mode de réalisation préférentiel décrit par la suite s'applique plus particulièrement aux systèmes OFDM. L'homme du métier saura aisément en déduire l'application à d'autres systèmes. 1-La technique C-OFDM On rappelle rapidement que la technique C-OFDM, décrite en particulier dans le brevet français FR-86 09622 déposé le 2 juillet 1986 et dans le document "principes de modulation et de codage canal en radiodiffusion numérique vers les mobiles" (M. ALARD et R. LASSALLE; revue de l'U.E.R, n 224, août 1987, pages 168-190) repose notamment sur une répartition de l'information à transmettre sur un grand nombre de porteuses, par exemple 1024 ou 2048, sur une bande de 8 MHz) modulées chacune à un relativement faible débit, afin de réduire l'effet de sélectivité du canal de transmission. Le codage employé est préférentiellement de type convolutif. Il est avantageusement associé à un décodage mettant en oeuvre un algorithme à décisions douces, tel que l'algorithme de Viterbi. Un entrelacement en fréquence peut être mis un oeuvre. Ainsi, les éléments d'informations consécutifs sont corrélés par le codage, et transmis en des points distants du domaine temps- fréquence, de façon à assurer l'indépendance statistique des perturbations lors de la transmission. La démodulation d'un tel signal peut être différentielle ou cohérente. L'invention concerne plus précisément la mise en oeuvre d'une démodulation cohérente. Par la suite, on utilisera les notations suivantes: - Ts: temps symbole OFDM; X(n, k) = X(n, k) ej0(n,k): signal complexe émis à l'instant nTs sur la ki/me porteuse du multiplex fréquentiel; - H(n, k): réponse du canal; - y(n, k) À signal reçu à la partie réception, après multiplication par la réponse du canal et addition du bruit gaussien au signal transmis. 2. Démodulation cohérente avec exploitation des données (CD3) La démodulation cohérente CD3 nécessite, classiquement, une estimation du canal de transmission. Cette réponse du canal est obtenu après exploitation des données reçues. Dans l'exemple décrit, le format de la constellation de modulation utilisée est de type MAQ. Pour une démodulation cohérente ou multiporteuse, la sortie complexe de l'égaliseur peut s'écrire: y (n,k) z(n- HI (nk) z x(n,k)+ v (n,k) (1) o v(n,k) représente le bruit gaussien additif. On notera que, dans la présente description, l'apostrophe est associé à une valeur estimée. Une donnée soulignée représente un complexe (n étant l'indice du domaine temporel, et k l'indice du domaine fréquentiel). Toutefois, dans l'hypothèse o le canal est quasi-stationnaire entre les instants n et n-1 (hypothèse identique à celle retenue pour la démodulation différentielle), la sortie de l'égaliseur peut s'écrire: y (n,k) z (n,k) H' (n 1 k) x(n,k)+ v (n,k) (2) La technique CD3 se propose donc de déterminer l'estimation de canal H'(n-l, k). Si le symbole OFDM transmis et connu avec peu d'erreurs à l'instant (n-l) par le récepteur, l'estimation du canal est donnée par: y (n- 1,k) H' (n- 1,k) H (n- l,k)+ E (n-1,k)z H'(n,k) (3) - x'(n -1, k)-- o: y est le signal reçu; - x' est l'estimé du signal transmis e est la composante de bruit gaussien. Il est à noter que le bruit _(n-l, k) est avantageusement réduit par une opération de lissage (filtrage) à la sortie de l'estimation de la réponse du canal. L'estimé du signal transmis x'(n-1, k) est obtenu à partir du signal égalisé z(n-1,k) à l'aide de la boucle fermée CD3, décrite par la suite en relation avec la figure 2. Cette estimation de x' est fiabilisée par décodage puis recodage. Pour résumer, les données x'(n-1, k) sont utilisées dans le but d'estimer la réponse H'(n-1, k). Cette réponse est alors appliquée pour démoduler x'(n, k). La réinjection du symbole tranmis pour estimer le canal de transmission au symbole précédent nécessite l'utilisation d'une boucle fermée, au niveau du récepteur CD3. 3-Fonctionnement sYmbole par symbole de la chaîne CD3 La figure I illustre la chaîne de traitement mis en oeuvre à l'émission. Le signal source binaire 11 subit tout d'abord un codage convolutif 12, qui consiste à ajouter de la redondance, permettant la correction des erreurs dues au canal de transmission. Il s'agit, par exemple d'un code à rendement 1 sur 2. Les données codées sont ensuite entrelacées (13). L'entrelacement repose sur une loi mettant en désordre le flux binaire, dans le but de décorréler les erreurs dues au canal à l'entrée du décodage de Viterbi. Les métriques successives présentées à l'entrée de ce décodeur de Viterbi sont ainsi affectées par des perturbations indépendantes. Le décodage est alors plus efficace. Les données entrelacées subissent ensuite un codage binaire à signal (CBS) 14, qui assure la conversion d'un mot binaire en un symbole complexe appartenant à la constellation de modulation utilisée, par exemple une modulation MAQ. Selon la technique CD3, les symboles complexes sont ensuite mis en forme dans une trame (ensemble de M (par exemple 68 ou 96) symboles OFDM) CD3 par un trameur 15, qui assure également l'ajout d'un symbole de référence dans chaque trame. Enfin, une transformation de Fourier (TFD) inverse 16 permet d'associer une porteuse à chaque élément de la suite "fréquentielle" d'informations complexes pour former le signal émis 17. Ce bloc 16 assure également l'ajout de l'intervalle de garde, qui protège contre l'interférence entre symboles (IES). La partie réception traite les données reçues après passage dans le canal de transmission. La figure 2 illustre son fonctionnement. La partie supérieure de la chaîne de réception CD3 s'articule autour des fonctions inverses de celles mises en oeuvre à l'émission, et commentées ci- dessus: - transmission de Fourier (TFD) directe 21; - détramage CD3 22 (assurant notamment l'extraction du symbole de référence Y(0)); égalisation CD3 23; - codage binaire à signal inverse 24, avec calcul des métriques; - désentrelacement 25; - décodage de Viterbi 26. Le processus de fonctionnement de la boucle de démodulation CD3 repose sur la reconstruction 27 du symbole précédent émis X'(n-1), à partir des données délivrées par le décodeur de Viterbi 26. Cette reconstruction comprend le codage convolutif 271, entrelacement 272 et le codage binaire à signal 273, de façon identique aux opérations effectuées à l'émission. Parallèlement, le symbole reçu Y'(n-1) délivré par le détrameur 22 a été conservé par un élement de mémorisation 28 appliquant un retard d'une durée Ts correspondant à la durée d'un symbole OFDM. Les deux vecteurs Y(n-1) et X'(n-1) alimentent un module d'estimation du canal 29 qui effectue une comparaison de ces deux vecteurs pour délivrer l'estimation H'(n- 1). Cette estimation alimente un commutateur 210, qui sélectionne: - le vecteur H'(0) délivré par un module d'initialisation périodique de l'estimation du canal 211, à partir du symbole de référence Y(0), au début de chaque trame; - l'estimation de canal H'(n-1) le reste du temps. Le commutateur alimente un filtre fréquentiel réel 212, destiné à supprimer, ou limiter, les effets du bruit. L'estimation du canal filtré alimente l'égaliseur 23, afin d'effectuer la démodulation cohérente, selon l'équation (2). Le fonctionnement de la boucle de démodulation CD3 peut être décomposée en trois étapes: - étape 0 (illustrée par la figure 3): amorçage de la boucle, à partir du symbole de référence X(0) connu a priori du récepteur. L'estimateur 211 calcule, classiquement, H'(0) = Y(0)/X(0). - étape 1 (illustrée par la figure 4): décodage du signal Z(1), puis génération de l'estimé du signal transmis X'(1). Sur la figure 4, le désentrelacement 25 a été décomposé, pour plus de précision, en un désentrelacement symbole 251 et un désentrelacement binaire 252. Ces opérations sont connues, et classiques. Lors de la reconstruction 27, on retrouve symétriquement un entrelacement binaire 2721 et un entrelacement symbole 2722. Le décodeur de Viterbi 26 permet de sortir des données fiables, dans les limites de fonctionnement du système (classiquement avec un taux d'erreur binaire TEB = 2.10-4 à la sortie du décodeur de Viterbi). Du fait du bouclage, la démodulation CD3 possède également une autre limite de fonctionnement pour un TEB de l'ordre de 10-3. Pour un TEB supérieur, la boucle décroche. étape 2: bouclage par estimation du canal calculé à partir du symbole précédent. La stabilité de la chaine CD3 est assurée par la réinitialisation à chaque trame de l'estimation de canal (périodicité du symbole de référence). Cette étape 2 repose sur la mise en oeuvre d'équations de base suivante (correspondant aux équations 2 et 3 déjà discutées): Y (n) Y (n- 1) Z ' (n-1) et H' (n-1)=(n-I) o: X'(n-1) est le recodage (codeur convolutif)"remapping" (CBS) de Z(n-l). Selon le principe décrit ci-dessus, les éléments binaires en sortie du décodeur de Viterbi sont donc réinjectés dans la boucle de rétro- contrôle pour subir par la suite les mêmes transformations que dans le synopsis d'émission, dans le but d'estimer la réponse du canal. Les bits décodés sont bien sûr supposés peu erronés. Cependant, le décodeur de Viterbi 26 possède une latence intrinsèque L (correspondant sensiblement à la longueur de troncature) qui inhibe le fonctionnement en boucle fermée. En effet, le principe de fonctionnement de la chaîne CD3 s'appuie sur une condition de bouclage de symbole OFDM par symbole OFDM. Le choix de fonctionner symbole par symbole vient du fait que: - L devient négligeable devant un symbole entier. Si l'on travaillait par demi-symbole, les proportions seraient doublées. - une des deux lois d'entrelacement utilisées fonctionnent sur un symbole entier (cas de la norme DVB-T). On notera d'ailleurs que ce problème se pose même si le bouclage se fait sur des blocs de données de taille inférieure à la longueur du symbole OFDM. Plus précisément, les blocs d'estimation et d'égalisation attendent des vecteurs d'entrée de longueur identique choisie (voir équations 4), en CD3, d'un symbole OFDM. La valeur typique de la latence L est, dans l'exemple discuté, de échantillons. L'équation 2 montre que l'égalisation pour le nièmrne symbole OFDM a besoin de l'estimation du canal obtenue au symbole précédent (n-t). Or, cette estimation de la réponse du canal nécessite les données émises durant ce symbole (n-1) (comme cela apparaît en considérant le dénominateur de l'équation 3). La latence induit une indisponibilité de certains bits (typiquement 100 bits) en sortie du décodeur de Viterbi, et donc de certaines valeurs de x'(n-1, k). Ces valeurs étant nécessaires pour le calcul de IH'(n-1, k), valeurs elles- mêmes nécessaires pour le calcul de z'(n,k), le fonctionnement de la boucle est alors impossible. 4- Rappel: Latence du décodeur à décisions douces A un instant donné t=n, au sein du treillis de l'algorithme de Viterbi, si on remonte le temps, les chemins survivants convergent vers un noeud identique à l'instant t=n-L, avec de très fortes probabilités. Ainsi, pour le décodage du bit émis à l'instant t=n-L, l'observation de la séquence binaire reçue après t=n est inutile. En procédant ainsi, la mémorisation des survivants est limitée à un intervalle temporel de durée L (ou latence) correspondant au retard de décodage. A chaque instant t=n, le décodeur de Viterbi fournit une décision concernant au minimum l'élément binaire d'information présent à l'entrée du codeur à l'instant t=n-L. La figure 5 donne un exemple, pour un cas simple (N=4), qui permet de mieux comprendre ce principe. Sur cet exemple, on constate que les chemins survivants convergent vers un chemin unique 51 se terminant sur le point 52. i On montre expérimentalement, par simulation, que la durée L augmente avec le rendement du code. En effet, plus le rendement est faible, moins bonne est la protection. L'attente est alors plus longue pour prendre des décisions fiables. Elle dépend aussi du type de canal. Pour un rendement de code 1/2, le choix de prendre L supérieur à 5(m+1), o m+l est la longueur de contrainte, et m l'effet mémoire des codes convolutifs, permet de négliger les dégradations dans les performances de l'algorithme de Viterbi. Lorsqu'un symbole OFDM complet se trouve à l'entrée du décodeur de Viterbi, sa sortie ne fournira, à l'inverse du rendement du code près, que le symbole OFDM moins la latence de Viterbi. Si aucun système de compensation de cette latence n'est pris, le rebouclage de la chaîne CD3 est impossible. - Fermeture du treillis par ajout de bits nuls La technique connue, présentée par la RAI, et décrite dans le document déjà cité, est illustrée par la figure 6. Le code utilisé est de type convolutif et le décodeur, à décisions douces, est de type Viterbi. A la différence d'un code en bloc qui possède une longueur fixe n, un code convolutif n'a pas de taille de bloc pré-définie. Un code convolutif peut être tronqué périodiquement à chaque étape, pour le forcer à avoir une longueur fixe: on obtient alors un code en bloc convolutif par fermeture par zéros (phénomène de "Zéro-Tail" ou ZT code). Au niveau du modulateur OFDM 61, le registre d'état est initialisé à zéro et on insère (611) m (m+l étant la longeur de contrainte) bits nuls après chaque symbole OFDM d'informations. Le codeur convolutif 612 alimente ensuite la suite de la chaîne de traitement 613, qui est identique à celle décrite en relation avec la figure 1. Le signal est émis dans le canal de transmission 62, et le signal reçu :- alimente le démodulateur 63. Il comprend tout d'abord le même début de traitement 631 que celui déjà illustré par la figure 2, jusqu'au décodeur de Viterbi 632. Des échantillons supplémentaires (correspondant à l'état nul du codeur) sont ajoutés (633) en fin de symbole, à l'entrée du décodeur de Viterbi 632, qui peut alors délivrer les derniers bits stockés en mémoire. Ainsi, la latence (longueur de troncature) du décodeur de Viterbi n'empêche plus le bouclage de la chaîne CD3. On notera que le module 633 insère L bits au niveau du démodulateur (et non m bits). Cela tient compte de deux aspects indépendants: - l'insertion de m bits à 0 suffirait théoriquement; - comme on utilise un décodeur de Viterbi du commerce, qui converge en L branches, on insère L zéros. Lors du rebouclage, on élimine (634) ces bits nuls. Cette technique permet de respecter les données décodées, qui sont alors réinjectées intégralement dans la boucle de rétro-contrôle, car ce procédé n'affecte pas les capacités de correction des erreurs. En revanche, elle présente l'inconvénient, en ajoutant des éléments binaires non significatifs (du point de vue des informations utiles) de ralentir le traitement et de réduire l'efficacité du code. 6- Compensation par décsi d rdelaaenl l'invention Comme indiquéprécédemment, on associe à l'entrée du décodeur de Viterbi des métriques à décisions douces. Cependant, à la sortie de ce décodeur, le flux de données binaires est cadencé par la longueur de chaque symbole OFDM, moins la longueur binaire due à la latence. Ce flux de longueur inférieur à un symbole OFDM est ensuite traité par le codeur convolutif, comme cela est illustré en figure 2. Après recodage, il manque donc toujours un certain nombre de symboles complexes. L'estimation directe de la réponse du canal sur l'ensemble du multiplex fréquentiel est alors impossible. Selon l'invention, on ajoute en fin du symbole OFDM regénéré (composé d'informations binaires décodées par l'algorithme de Viterbi, après décisions douces, puis recodées avec un codeur convolutif de même rendement) un nombre variable d'éléments binaires. Ce nombre variable, ou de longueur binaire, est déterminé symbole par symbole. Les bits correspondants sont obtenus par décodage dur des métriques. Les opérations de décodage-recodage sont ainsi courtcircuitées. Cette méthode permet d'obtenir un symbole complet. Le bon fonctionnement de la démodulation du système CD3 par fermeture de la boucle est donc assuré. Le synoptique partiel de la figure 7 illustre ce principe (certaines notations étant explicitées par la suite). Après le désentrelacement binaire 71, les bits alimentent le décodeur de Viterbi 72. Les données délivrées par le décodeur de Viterbi 72 réalimentent un codeur convolutif 73, identique à celui mis en oeuvre lors du codage. Ce dernier délivre les données recodées et alimente un module 74 de reconstruction d'un symbole complet, qui assure également la compensation par décisions dures de la latence du décodeur de Viterbi, à partir d'un seuillage direct (décisions dures) sur les données 75 issues du module 71 de désentrelacement binaire. Le symbole correspondant resubit ensuite les entrelacements 76 et un codage binaire à signal 77. En entrée, le décodeur de Viterbi 72 reçoit des blocs de la taille (N) d'un symbole OFDM. Après décodage 72 puis recodage 73, ce symbole a pour taille N- L'. La latence considérée ici est la latence après recodage (L'=L/R; L'>L). Mais: - d'une part, le nombre de bits Nbits-rec (après recodage 73) n'est pas forcément un multiple de la dimension de la matrice de poinçonnage. La matrice de poinçonnage du (re)codeur permet de partir d'un code père de créer différents rendements de code).; - d'autre part, les dimensions des mémoires utilisées (c'est-à-dire r=16) à l'intérieur du décodeur ne sont pas forcément des diviseurs de N. Pour ces diverses raisons, une latence constante (exprimée en nombre de bits, à la sortie du recodeur) ne peut pas être obtenue d'un symbole à l'autre. Il convient donc d'ajuster le nombre de bits recopiés par décision dure, symbole OFDM par symbole OFDM. Ce nombre est égal à une latence cumulative, décrite par la suite. L'exemple illustré par la figure 8 présente le procédé de compensation par décision dure de la latence du décodeur de Viterbi pour trois symboles CD3- OFDM, selon l'invention: - symbole 0: la latence L'0 (après recodage) est remplacée par ajout de bits "hard" (L'0 > 0) (premier symbole traité); symbole 1: la latence cumulative (L'1 + L'0) est augmentée par rapport à L'0 (L' l > O et L' + L' 0 > 0) (la taille du bloc binaire à la sortie du décodeur de Viterbi est inférieure à la taille d'un symbole OFDM); symbole 2: la latence cumulative (- L'2 + L' l + L'0) est diminuée par rapport à la latence cumulative du symbole OFDM précédent (- L'2 0) (la taille du bloc binaire à la sortie du décodeur de Viterbi est supérieure à la taille d'un symbole OFDM). Les trois flux binaires (2 entrées, 1 sortie) 81, 82 et 83, cadencés symbole par symbole, représentent les flux des entrées et de la sortie du bloc de compensation pour chaque symbole CD3-OFDM. Un avantage de cette technique est sa rapidité. Aucun bit supplémentaire n'est transmis à la fin du symbole OFDM. De plus, le complément par des bits superposés parfois erronés (car non corrigés par Viterbi) pour obtenir un symbole complet s'effectue sur une proportion très faible des données (3 % maximum) Le taux d'erreur binaire (TEB) final après le décodeur de Viterbi n'est donc quasiment pas affecté. Si des bits erronés sont introduits dans le flux binaire à cause du complément à décision dure, ils agissent sur l'estimation du canal (voir la figure 2 et l'équation 3, avec le dénominateur x'(n-1, k)). Mais des procédés de protection face à ce phénomène existent dans la démodulation CD3 (processus d'arrêt de la propagation des erreurs). L'effet du temps de latence présent dans le décodeur de Viterbi est alors inhibé. 7- Exemple d'algorithme du module de compensation 74 La figure 9 illustre les éléments rajoutés au démodulateur de la figure 2 pour mettre en oeuvre cet algorithme. Ces ajouts, représentés par des pointillés 91, comprennent le module de compensation 92, qui reçoit un es du codeur convolutif 93 alimenté par le décodeur de Viterbi 94, et eh (le complément) d'un module de seuillage (décisions dures) 95 alimenté par les données alimentant le décodeur de Viterbi 94 (la lettre "s" renvoit au terme anglais "soft", pour décision douce, et la lettre "h" au terme anglais "hard", pour décision dure). L'organigramme de la méthode de compensation pour le symbole CD3- OFDM s'organise en deux parties: - la première partie traite uniquement le premier symbole OFDM du flux binaire reçu au niveau du décodeur de Viterbi 94. C'est le symbole consécutif au symbole de référence (utilisé lors de l'amorçage de la boucle). Le passage dans cette partie ne s'effectue qu'une seule fois. Toutes les données binaires, décodées puis recodées, de l'entrée es (flux binaire obtenue après décodage par décision douce puis recodage) du bloc d'adaptation, ou de compensation, 92 se retrouvent en sortie. Les données binaires manquantes, dues à la latence du décodeur de Viterbi, sont alors complétées directement par les données non décodées e_h obtenues après décision dure (95). - la deuxième partie s'articule autour des symboles consécutifs au premier symbole. D'un symbole à l'autre, la latence peut augmenter ou diminuer (voir figure 8) et cette variation est calculée et prise en compte dans le bloc d'adaptation 92. Les dimensionnements des entrées binaires du bloc d'adaptation 92 sont l_s (entrée e_s correspondante) pour le nombre de bits drc (nombre de bits décodés puis recodés) et lh (entrée e_h correspondante) pour les bits non décodés par Viterbi et obtenus après décision dure. Le tableau suivant résume les nombres de brevets disponibles et utilisés. Nombre de bits Types d'entrées disponibles utilisés es Is 1s- L'n -L (derniers) e_h I_h _h- (ls - L'n-I) (derniers) La latence, après recodage (L'=L/R), vaut L'=l_h - I_s. En pratique, la lacence cumulative L'n au temps symbole n (à partir du deuxième symbole OFDM) s'obtient par la formule: L'n =lh-ls + L'n-1 (5) Elle indique d'une part les bits à recopier après décision dure pour compléter le symbole OFDM n et d'autre part ceux à ne pas recopier après décision douce au symbole suivant (n+1). Les flux d'entrée du bloc d'adaptation sont illustrés schématiquement en figure 10. N exprime la longueur du symbole OFDM à l'entrée du décodeur de Viterbi (N= nbitssym.n_util avec n_bits_sym: nombre de bits par symbole du CBS (Codage Binaire à Signal) et n_util: nombre de porteuses utiles du symbole CD3-OFDM). Lth est la latence théorique moyenne et vaut 100. I_dec est le nombre de bits drc disponibles moins la latence cumulative du symbole précédent (complément déjà effectué au symbole précédent). Avec ces représentations, l'organigramme de la méthode de l'invention peut être représentée par la figure 11. Cet organigramme débute par une étape 111 d'initialisation, avec: L'n =0, Numérosymbole = 0, lecture de blocs de taille minimale valant: I _smin=N 3 Lth (3 étant une donnée empirique), et l h=N. On distingue ensuite un bloc 112 correspondant au fonctionnement symbole par symbole OFDM, qui débute par une étape 1121 d'acquisition du numéro de symbole, de l_s et de lh, puis un choix 1122 entre le traitement du premier symbole 1123 et le traitement des symboles suivants 1124. Le traitement du premier symbole 1123 comprend les étapes suivantes: - 11231: s(k)=ees (k); k=0...(l_s- 1) s(k)=eh(k); k= ls...(l_h - 1) - 11232: L'0= 1_h - ls, avec sauvegarde. Le traitement des symboles suivants 1124 comprend une étape 11241 assurant les opérations suivantes: s(k-L'n - 1)=es(k) k=L'n1...(l_s - 1) En d'autres termes, on laisse passer les données binaires décodées puis recodées, mais on ne prend pas en compte les données présentes au symbole précédent. Celles-ci, après le décodage et le recodage, ne sont pas passées avant à cause de la latence. Si on les laissait passer, il y aurait une redondance, car elles sont déjà sur le flux binaire (par décision dure) réinjecté au symbole OFDM précédent. Si l_h ≥ ls (11242), on effectue les opérations suivantes: -11243: L'n=l _h-ls+L'n-1 Le nombre l_dec ne dépasse pas la taille du symbole OFDM, et on peut donc le compléter par des données obtenues par décision dure. - 11244: s(k) = eh(k) k = (Lh- L'n)...(lh - 1) On complète ainsi la fin de symbole par des bits obtenus par décisions dures. Si la réponse au test 11242 est négative, on calcule (11245) le nombre de bits décodés puis recodés disponibles moins la latence du symbole précédent (complément déjà effectué), soit Ldec = 1_s - L'n On effectue ensuite le test 11246: 1_dec reprend l'étape 11243. Sinon, on effectue 11247. Il n'y a pas de complément par décision dure (puisqu'on se trouve dans le cas o l_dec = I_h. Il s'agit d'un cas extrême dont la probabilité d'occurrence est très faible). Ensuite on incrémente (1125) le numéro de symbole et on reboucle sur l'étape 1121. Bien sûr, cet algorithme n'est qu'un exemple particulier de mise en oeuvre, et de nombreux autres modes de réalisation, ainsi que des variantes, sont envisageables, sans sortir du champ de protection de la présente demande de brevet. REVENDICATIONS 1. Procédé de réception d'un signal formé de symboles successifs mettant en oeuvre un décodage (26; 632; 72; 94) fonctionnant par blocs, à décision douce, et présentant une latence donnée, caractérisé en ce qu'il comprend une étape (29) d'estimation de la réponse du canal de transmission pour un symbole reçu courant, ladite estimation étant obtenue par boucle fermée, à partir d'une reconstruction (27) du symbole émis précédemment reçu, ladite reconstruction tenant compte: - des décisions douces délivrées par ledit décodage à décision douce (94), à partir de données délivrées par une étape (24) de codage binaire à signal inverse et correspondant audit symbole précédemment reçu; et - des décisions dures obtenues par seuillage (95) sur lesdites données délivrées par ladite étape (24) de codage binaire à signal inverse, pour les décisions douces non disponibles du fait de la latence dudit décodage (94) à décision douce. 2. Procédé de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit signal est un signal multiporteuse. 3. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'il met en oeuvre une démodulation cohérente, consistant à diviser (23) ledit symbole reçu courant par ladite estimation du canal de transmission au symbole précédemment reçu. 4. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite reconstruction (27) comprend les étapes suivantes: - codage (73) identique au codage mis en oeuvre à l'émission, desdites décisions douces délivrées par ledit décodage à décision douce; compensation (74) de la latence dudit décodage par insertion desdites décisions dures, de façon à obtenir l'ensemble des données binaires formant un symbole complet; - codage binaire à signal (77) desdites données binaires, selon une constellation de modulation identique à celle mise en oeuvre à l'émission. 5. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le nombre de décisions dures prises en compte pour chaque symbole, ou latence, est variable. 6. Procédé de réception selon la revendication 5, caractérisé en ce que ladite latence tient compte d'au moins un des éléments appartenant au groupe comprenant: - la dimension de la matrice de poinçonnage mise en oeuvre; - la dimension des registres de mémoire utilisés à l'intérieur des moyens de décodage. 7. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 5 et 6, caractérisé en ce que, pour le symbole indicé n, ladite latence vaut Ln = L'n. R (latence après décodage), avec: R rendement du code mis en oeuvre par ledit décodage à décision douce; et L n = N - i_s + L'n- 1 (latence après recodage); o: N nombre de bits formant ledit symbole; i_s nombre de bits délivrés par le décodage à décision douce et pris en compte pour ledit symbole n. 8. Dispositif de réception d'un signal formé de symboles successifs, et mettant en oeuvre un décodage (26; 632; 72; 94) fonctionnant par blocs, à décision douce, et présentant une latence donnée, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (29) d'estimation de la réponse du canal de transmission pour un symbole reçu courant, ladite estimation étant obtenue par boucle fermée, alimentés par des moyens (27) de reconstruction du symbole émis précédemment reçu, ladite reconstruction tenant compte: - des décisions douces délivrées par lesdits moyens (94) de décodage à décision douce, à partir de données délivrées par des moyens (24) de codage binaire à signal inverse et correspondant audit symbole précédemment reçu; et des décisions dures délivrées par des moyens (95) de seuillage sur lesdites données délivrées par lesdits moyens (24) de codage binaire à signal inverse, pour les décisions douces non disponibles du fait de la latence dudit décodage (94) à décision douce. 9. Utilisation d'un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 7 et/ou le dispositif selon la revendication 8 pour la transmission d'un signal pour au moins une des applications appartenant au groupe comprenant: - diffusion de signaux de télévision numérique; - diffusion de signaux audio-numériques; - transmission à haut débit sur canal multitrajet; - radio-téléphonie; - transmission de signaux de données. 1 0. Utilisation selon la revendication 9, caractérisé en ce que ledit signal met en oeuvre une modulation OFDM.