FR 2773290 A1 19990702 FR 9816207 A 19981222 Titre: DISPOSITIF DE COMMUNICATION ET PROCEDE PERMETTANT DE SUPPRIMER DES INTERFERENCES EN UTILISANT UNE EGALISATION ADAPTATIVE DANS UN SYSTEME DE COMMUNICATION A SPECTRE ETALE Domaine de l'invention La présente invention concerne généralement des systèmes de communication. Plus particulièrement, la présente invention concerne un dispositif de communication et un procédé permettant de supprimer les interférences en utilisant l'égalisation adaptative dans un système de communication à spectre étalé. Arrière-plan de l'invention Dans un système de communication à spectre étalé, les transmissions sur la liaison descendante allant d'une station de base à une station mobile comportent une voie pilote et une pluralité de voies de trafic. La voie pilote est décodée par tous les utilisateurs. Chaque voie de trafic est destinée à être décodée par un seul utilisateur. Par conséquent, chaque voie de trafic est codée en utilisant un code connu à la fois par la station de base et la station mobile. La voie pilote est codée en utilisant un code connu par la station de base et toutes les stations mobiles. Le fait de coder les voies pilote et de trafic étale le spectre des transmissions dans le système. Un exemple de système de communication à spectre étalé est un système de radiotéléphonie cellulaire répondant à la norme par intérim IS-95 de la Telecommunications Industry Association/Electronic Industry Association (TIA/EIA), "Mobile Station- Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System" ("IS-95"). Les utilisateurs individuels qui se trouvent dans le système utilisent la même fréquence mais peuvent être distingués les uns des autres grâce à l'utilisation de codes d'étalement individuels. D'autres systèmes à spectre étalé comprennent des systèmes de radiotéléphonie fonctionnant sur une fréquence de 1900 MHz, couramment appelés DCS1900. D'autres systèmes de radiotéléphonie et d'autres radiotéléphones utilisent également des techniques d'étalement du spectre. La norme IS-95 est un exemple de système de communication à accès multiple par différence de code à séquence directe (AMRC-SD). Dans un système AMRC-SD, les transmissions sont étalées par un code de bruit pseudo-aléatoire (PN). Les données sont étalées par des éléments, ceux-ci étant des éléments de modulation à durée minimale d'étalement du spectre. Les stations mobiles devant être utilisées dans un système de communication à spectre étalé ont employé des récepteurs en râteau. Un récepteur en râteau est une certaine forme de récepteur à filtre adapté qui comporte deux ou plusieurs dents de récepteurs qui reçoivent indépendamment des signaux radiofréquence (RF). Chaque dent estime la phase et le gain d'une voie et démodule les signaux RF pour produire des symboles de trafic. Les symboles de trafic des dents du récepteur sont mélangés dans un circuit mélangeur de symboles pour produire un signal reçu. Un récepteur en râteau est utilisé dans des systèmes de communication à spectre étalé pour combiner des rayons à trajets multiples et donc exploiter les diversités de voies. Des rayons à trajets multiples comportent des rayons directs recus directement de l'émetteur et des rayons réfléchis par des objets et le sol. Les rayons à trajets multiples reçus par le récepteur sont séparés dans le temps. La séparation dans le temps ou la différence temporelle est généralement de l'ordre de plusieurs temps d'éléments. En mélangeant les sorties des dents en râteau séparées, le récepteur en râteau obtient une diversité de trajets. En général, les dents d'un récepteur en râteau sont attribuées à l'ensemble le plus fort de rayons à trajets multiples. C'est-à-dire que le récepteur localise un maximum local du signal recu. Une première dent est attribuée de façon à recevoir le signal le plus fort, une deuxième dent est attribuée de façon à recevoir le deuxième signal le plus fort et ainsi de suite. Lorsque l'intensité du signal reçu change, du fait de l'évanouissement ou pour d'autres causes, les attributions de dents sont modifiées. Après l'attribution de dents, les emplacements temporels du maximum changent lentement et ces emplacements sont suivis par des circuits de poursuite temporelle dans chaque dent attribuée. Une limite de la performance du récepteur AMRC-SD est le bruit ou les interférences à accès multiple que l'on rencontre au niveau du récepteur. En général, il y a deux sources d'interférences à accès multiple sur la liaison aval, allant de la station de base à l'unité de l'abonné. La première source est un trajet multiple ayant pour origine la même station de base ou le même secteur de la même station de base que celle ou celui du signal reçu considéré. Les multiples signaux de trafic transmis par la station de base sont orthogonaux à l'émetteur de la station de base, puisque les codes de Walsh qui assurent la couverture sont orthogonaux. Dans un récepteur en râteau, les interférences provenant des signaux de trafic reçus orthogonaux sont complètement supprimées. Toutefois, les trajets multiples de la voie se trouvant entre la station de base et le récepteur détruisent l'orthogonalité des codes de voie de Walsh en introduisant un retard temporel. En conséquence, quelques interférences à accès multiple sont introduites. La deuxième source d'interférences à accès multiple correspond aux interférences provenant d'autres secteurs, à la fois les secteurs qui effectuent un transfert temporaire sur l'unité d'abonné et les secteurs qui n'effectuent pas le transfert temporaire sur l'unité d'abonné. Les signaux transmis par les secteurs voisins ne sont pas orthogonaux, quelle que soit la voie, de sorte que certaines interférences à accès multiple sont introduites dans le récepteur. Dans ces conditions, la performance du récepteur en râteau est limitée par les interférences à accès multiple. Par conséquent, la technique a besoin d'une technique améliorée supprimant les interférences dans des systèmes AMRC-SD. Brève description des dessins Les caractéristiques de la présente invention, qui sont considérées comme nouvelles, sont décrites en particulier dans les revendications jointes. L'invention, ainsi que d'autres objets et avantages de celle-ci, peut être mieux comprise si on fait référence à la description suivante, prise conjointement avec les dessins joints, des numéros de références identiques identifiant sur les figures des éléments identiques et parmi lesquels: La figure 1 est un schéma fonctionnel d'un premier mode de réalisation d'un récepteur selon la présente invention; la figure 2 est un schéma fonctionnel d'un deuxième mode de réalisation d'un récepteur selon la présente invention; la figure 3 est un schéma fonctionnel d'un troisième mode de réalisation d'un récepteur selon la présente invention; la figure 4 est un schéma fonctionnel d'un système de communication à spectre étalé; la figure 5A est un schéma fonctionnel d'un récepteur selon la présente invention; la figure 5B représente un décodeur de Viterbi 520 pouvant être utilisé conjointement avec le récepteur de la figure 5A; la figure 5C représente un décodeur pouvant être utilisé conjointement avec le récepteur 500 de la figure 5A; la figure 6 est un schéma fonctionnel d'un récepteur selon la présente invention; la figure 7 est un schéma fonctionnel d'un récepteur selon la présente invention; et la figure 8 est un schéma fonctionnel d'un récepteur selon la présente invention. Description détaillée d'un mode de réalisation préféré En référence à présent à la figure 1, un récepteur comporte un dispositif d'échantillonnage 102, un égaliseur adaptatif 104, un dispositif annulant l'étalement 106, un démodulateur de voie de trafic 108, un démodulateur de voie pilote 110 et un additionneur 112. Le récepteur 100 reçoit des signaux à spectre étalé au niveau d'une entrée 114 et produit une voie de trafic démodulée au niveau d'une sortie 116. Dans le mode de réalisation illustré, le récepteur 100 est approprié pour être utilisé dans un système de communication AMRC-SD répondant à la norme par intérim IS-95 de la Telecommunications Industry Association/Electronic Industry Association (TIA/EIA), "Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System" ("IS- 95"). Un système de ce type comporte une pluralité de stations de base dont chacune assure un service téléphonique dans une zone géographique particulière à destination des stations mobiles se trouvant dans cette zone. En particulier, le récepteur 100 est approprié pour recevoir la liaison descendante IS-95, allant d'une station de base distante à une station mobile. Toutefois, le récepteur peut être utilisé dans n'importe quel système à spectre étalé approprié. Les signaux à spectre étalé recus à l'entrée 114 contiennent en général une pluralité de voies. Dans un système IS-95, ces voies comportent une voie pilote ou signal pilote, une voie d'appel de personnes et une pluralité de voies de trafic ou signaux de trafic. La voie pilote forme une voie de commande. Elle est utilisée pour l'acquisition du système et ne contient pas de données de trafic. Toutes les voies sont sensiblement orthogonales, ce qui signifie que la corrélation croisée entre deux voies quelconques est sensiblement nulle. Par exemple dans un système IS- 95 la liaison descendante est composée d'un maximum de 64 voies logiques (voies de codage). Les voies sont indépendantes en ce qu'elles transportent des flux de données différents. Les voies de codage sont couvertes par un code faisant partie d'un ensemble de 64 codes de Walsh ou codes de Hadamard. La voie pilote est couverte par le code de Walsh (0) et les voies de trafic sont couvertes par le code de Walsh connues du récepteur 100. Puisque les codes de Walsh sont orthogonaux, les voies transmises sont orthogonales. Le dispositif d'échantillonnage 102 convertit le signal à spectre étalé recu en un signal temporel discret à la cadence d'échantillonnage. Dans le mode de réalisation illustré, la cadence d'échantillonnage est en général deux fois supérieure au débit des éléments, ce qui dans un système IS-95 correspond à 1,2288 Méga- éléments par seconde, ce qui équivaut à un temps d'élément d'environ 8,814 ps par élément. Le débit des éléments est plus rapide que le débit de symboles. Dans un système IS-95, il y a 64 éléments par symbole. La cadence d'échantillonnage peut selon une autre solution être quatre fois supérieure au débit des éléments, huit fois supérieure au débit des éléments, voire supérieure. L'égaliseur adaptatif 104 présente une entrée 118 destinée à recevoir le signal à spectre étalé et une entrée 120 destinée à recevoir un signal d'erreur 124. L'égaliseur adaptatif supprime les interférences existant sur le signal à spectre étalé pour produire un signal égalisé 126 au niveau d'une sortie 122. L'égaliseur adaptatif 104 est défini par l'équation L C(z) = Cmz-m, dans laquelle Cm-L rm signal égalisé. Le dispositif annulant l'étalement 106 est couplé à l'égaliseur adaptatif et annule l'étalement du signal égalisé 126 en réponse à une séquence d'étalement prédéterminée. La séquence d'étalement est partagée par l'émetteur, par exemple une station de base dans un système de communication cellulaire, et le récepteur. Le démodulateur de voie de trafic 108 démodule le signal égalisé 126 pour produire une ou plusieurs voies de trafic. Le démodulateur de voie de trafic 108 comporte un dispositif annulant l'étalement 130 et un additionneur 132. Le dispositif annulant l'étalement annule l'étalement du signal égalisé en appliquant le code de Walsh approprié. Le code de Walsh est spécifié par le système de communication dans lequel fonctionne le récepteur 100. Chaque voie de trafic se voit attribuer uniquement un code de Walsh et l'identité du code de Walsh approprié est communiquée au récepteur 100 de sorte que le récepteur peut démoduler sa voie de trafic attribuée. L'additionneur 132 additionne les éléments sur un intervalle prédéterminé, par exemple 64 éléments, pour produire un symbole de données démodulé au niveau de la sortie 116. Le démodulateur de voie pilote 110 fonctionne de la même façon que le démodulateur de voie de trafic 108. Le démodulateur de voie pilote 110 démodule le signal égalisé pour produire une estimation de voie pilote. Le démodulateur de voie pilote 110 comporte un dispositif annulant l'étalement 136 et un additionneur 138. Le dispositif annulant l'étalement 136 applique le code de Walsh sur la voie pilote de façon à annuler l'étalement du signal égalisé. Tel qu'indiqué sur la figure 1, selon la norme IS-95, le code de Walsh appliqué à la voie pilote est composé de valeurs de données étant toute égales à +1, ce qui correspond à Walsh (0). Les éléments dont on a annulé l'étalement sont additionnés dans l'additionneur 138 sur un intervalle prédéterminé, par exemple 64 éléments, pour produire un signal pilote estimé 140. Comme cela sera décrit ci-dessous, l'additionneur peut additionner un nombre entier quelconque d'éléments de sorte que l'égaliseur adaptatif puisse être adapté à n'importe quel multiple entier du débit des éléments. L'additionneur 102 mélange le signal pilote estimé et un modèle de données prédéterminé pour former le signal d'erreur 124. De préférence, la séquence de données prédéterminées est la même séquence de données que celle qui forme la voie pilote. Dans le mode de réalisation illustré, il s'agit d'un modèle de valeurs qui sont toutes égales à +1. L'additionneur 112 additionne les valeurs +1 et les signaux négatifs des signaux pilotes estimés de façon à former le signal d'erreur 124. Si le signal pilote estimé correspond à un modèle de données prédéterminé, le signal d'erreur présente une valeur nulle et aucun ajustement ni aucune adaptation ne sont effectués dans l'égaliseur adaptatif 104. A la place de l'additionneur 112, un comparateur ou tout autre dispositif logique peut être utilisé. L'additionneur 112 forme un générateur de signaux d'erreur pour produire le signal d'erreur en réponse à l'estimation de voie pilote. Tel que mentionné ci-dessus, la liaison descendante ou voie aval répondant à la norme IS-95 utilise des codes orthogonaux pour séparer les voies de trafic, d'appel de personnes et pilotes de la liaison aval. Une conséquence de l'utilisation de codes de Walsh orthogonaux sur la liaison aval est que l'égalisation peut générer des avantages de suppression de bruit significative, même si le rapport signal/bruit (SNR) de l'élément est faible. L'amélioration de la suppression du bruit dépend de la voie et de Ioc/Ior, qui correspond au rapport entre les interférences avec les autres cellules et les interférences internes aux cellules, mais ne dépend pas de Ec/Ior, qui correspond au rapport entre l'énergie des éléments et les interférences internes aux cellules. Puisque les codes de Walsh transmis par le secteur ou la station de base souhaités sont orthogonaux, aucune interférence à accès multiple entre les cellules n'est observée au niveau du récepteur si la voie ne présente pas de trajets multiples. Pour une voie ayant des trajets multiples, les interférences à accès multiple internes aux cellules peuvent être complètement retirées si on inverse la voie au moyen d'un égaliseur faisant tendre vers zéro. Dans les situations o les interférences internes aux cellules sont supérieures aux interférences avec les autres cellules et au bruit gaussien blanc supplémentaire (AWGN), la performance de la liaison peut être améliorée de plusieurs dB, en fonction de la voie. L'inversion de la voie peut accroître le bruit supplémentaire qui correspond à la somme des interférences avec les autres cellules et du AWGN de fond. Un égaliseur réduisant au minimum un critère d'erreur quadratique moyenne minimum (MMSE) est utilisé par le récepteur 100 pour pondérer de façon optimale le bénéfice des interférences internes aux cellules réduites par rapport au coût du bruit accru en raison des interférences avec les autres cellules et du AWGN. Les interférences avec les autres cellules qui ont été filtrées par une voie à trajets multiples apparaissent au niveau de l'unité d'abonné comme étant du bruit non blanc. Si les interférences avec les autres cellules sont plus importantes que les interférences internes aux cellules, l'égaliseur MMSE supprime les interférences avec les autres cellules (en les transformant en bruit blanc) et peut améliorer la performance de plusieurs dB. Si aucune des interférences internes aux cellules et avec les autres cellules ne prédomine, l'égaliseur optimal dépend à la fois des voies de propagation entre les cellules souhaitées qui interfèrent et l'unité d'abonné et du rapport entre les interférences des avec les cellules et les interférences internes aux cellules. Le SNR du récepteur 100 peut être comparé au SNR d'un filtre adapté, par exemple un filtre en râteau. La performance limitée de l'égaliseur peut être évaluée plus directement si on calcule le SNR d'un égaliseur MMSE à filtre à réponse impulsionnelle finie (IIR). Supposons que {f.} indique les coefficients de la réponse impulsionnelle de la voie allant du secteur souhaité à la station mobile qui comporte le récepteur et supposons que F(z) indique la transformée en z de la voie, donnée par F(z) = f,z-'. L'égaliseur MMSE C(z) pour cette application est donné par F (1 / z) C(z) = P(z) + (Ioc / lor) dans laquelle P(z)=F(z)F* (1/z) et Ioc/Io. indique le rapport entre les interférences avec les autres cellules (y compris AWGN) et les interférences internes aux cellules. Le rapport signal/bruit des éléments à la sortie 122 de l'égaliseur MMSE C(z) est donné par Ec S Ec ( bo ZNt:sE Ior 1 - bo ' dans laquelle 1 P (eJo) bo d=, -2p J P(ej) + (Ioc / Ior et EC/N. est le rapport de l'énergie des éléments sur le bruit total dans la voie. A titre de comparaison, le rapport signal/bruit des éléments du récepteur à filtre adapté, par exemple un récepteur en râteau, est donné par: Ec - Ec 1 (Nt:) Ior 2, p_+ (Ioc / or>) dans laquelle la séquence {p,} correspond à la transformée en z inverse de P(z). Dans les deux équations mentionnées ci- dessus, on a supposé que l'énergie de la voie {fi} est égale à 1 de sorte que XIf|12=l (ce qui implique que 1po12=l). De plus, dans les deux équations mentionnées ci-dessus, les interférences avec les autres cellules Ioc ont été supposées présenter les mêmes propriétés statistiques que le bruit gaussien blanc supplémentaire. L'amélioration des performances pouvant être obtenue avec l'égaliseur MMSE est indépendante de Ec/Ir, fraction de l'énergie de la liaison aval attribuée à la voie de trafic souhaitée. Ceci diffère du problème d'égalisation d'un utilisateur unique standard en ce que l'amélioration de l'égaliseur dépend du rapport signal/bruit. Pour cette raison, l'amélioration des performances de l'égaliseur MMSE sur une voie donnée P(z) est uniquement fonction de Ioç/Ior. L'amélioration des performances, A, correspond au rapport du signal de l'élément sur les rapports de bruit des deux récepteurs et elle est donnée par: bo2 A bo= Pi - 1 + (Ioc/ Ior kS 1-bo}\i Pour un rapport Iot/Ior faible, on peut obtenir un grand nombre d'améliorations dans les performances du récepteur puisque l'égaliseur MMSE s'approche très près de l'égaliseur faisant tendre vers zéro, qui supprime des interférences internes aux cellules dominantes. Pour un rapport Ioc/Ior important, le récepteur MMSE et le récepteur à filtre adapté sont quasiment équivalents, de sorte que l'égalisation ne génère qu'un faible avantage de performances. Toutefois, ceci n'est vrai que si le bruit gaussien additif est blanc. Les interférences supplémentaires pouvant être attribuées aux interférences avec les autres cellules filtrées par une voie à trajets multiples sont en général non blanches, et on peut améliorer considérablement les performances en supprimant les interférences avec les autres cellules à l'aide d'un égaliseur MMSE. Tel qu'indiqué sur la figure 1, selon la présente invention, l'égaliseur MMSE est mis en oeuvre de facon adaptative en utilisant le signal pilote. Un signal d'erreur est produit en réponse au signal pilote et utilisé pour adapter l'égaliseur adaptatif 104. Tout algorithme d'adaptation approprié, par exemple l'algorithme des moindres carrés (LMS) ou de moindres carrés récurrents (RLS) peut être utilisé. L'égaliseur adaptatif 104 peut être adapté à n'importe quel multiple entier du débit des éléments. C'est-à-dire que le nombre d'éléments additionnés dans l'additionneur 138 peut être choisi de façon à être n'importe quel entier positif. La solution du MMSE adaptatif est indépendante (dans les limites d'un facteur d'échelle) du nombre d'éléments mélangés avant la mesure de l'erreur. Le rapport signal/bruit de l'observation utilisé pour mesurer l'erreur augmente avec le nombre d'éléments additionnés, tandis que la vitesse d'itération de l'algorithme diminue. La vitesse de convergence de l'égaliseur peut être optimisée par rapport au nombre d'éléments additionnés en déterminant la meilleure déduction du SNR de mesure par rapport à la vitesse d'itération de l'algorithme d'adaptation. Une limitation du nombre de calculs par seconde attribués à l'égaliseur peut limiter la vitesse d'itération maximum de l'égaliseur. Dans ce cas, le nombre d'éléments additionnés avant la mesure de l'erreur peut être accru jusqu'à ce que le nombre de calculs par seconde requis par l'algorithme d'adaptation devienne inférieur au maximum spécifié. L'erreur quadratique moyenne mesurée sur la figure 1 n'est pas la vraie erreur quadratique moyenne à moins que le nombre d'éléments combinés soit un multiple entier de 64 et que l'intervalle sur lequel sont additionnés les éléments soit aligné avec une limite de codes de Walsh. Ceci est dû au fait que les interférences entre les cellules ne peuvent être mesurées que sur un éventail de nombres entiers de codes de Walsh. Des codes de Walsh distincts de longueur particulière, par exemple 64, ne sont généralement orthogonaux que sur cette longueur et ne sont en général pas orthogonaux sur des sous- intervalles. Dans la discussion mentionnée ci-dessus, les interférences des autres cellules sont traitées comme étant du bruit gaussien blanc supplémentaire. Toutefois, les interférences provenant de n'importe quel secteur particulier sont considérées, ce qui est plus approprié, comme étant du bruit gaussien coloré. Si les interférences des autres cellules provenant d'un dispositif interférant de secteur unique sont observées dans une voie à trajets multiples, les interférences ne sont plus considérées comme du bruit blanc du fait de la mise en forme spectrale introduite par la voie. Supposons que la voie entre les autres cellules et le récepteur mobile présente une impulsion {gi} et une transformée en z G(z)=Ygz-i. Avec ces définitions, le spectre de puissance des interférences des autres cellules devient Ioc--IoG(z)G (1/z) dans laquelle on peut supposer que la voie a été normalisée de telle sorte que Ilgil2=l. Ce problème, dans lequel les interférences des autres cellules traversent également une voie à trajets multiples peut être rendu équivalent au problème considéré ci-dessus en rendant blanc le bruit provenant des interférences des autres cellules et ce en utilisant le filtre G-_(z). La voie équivalente obtenue pour le secteur souhaité correspond simplement à F' (z)=F(z) G'(z). Tous les résultats concernant le récepteur MMSE répondent maintenant à F' (z) qui a remplacé F(z). Les expressions correspondant à la fois à la performance du récepteur à filtre adapté et à l'amélioration de l'égaliseur par rapport au filtre adapté doivent être mises à jour pour les interférences avec les autres cellules ne correspondant pas à du bruit blanc. La performance du filtre adapté peut être modifiée par les interférences avec les autres cellules de bruit non blanc en utilisant les formules suivantes. Supposons que Co - I F(eiw)F'(e-iw)G(ew)G (e-lw)dw - i ( =- X (e)G(eiw)G (ei)dw 2n x Avec cette définition, le SNR du récepteur à filtre adapté est donné par (E N= _+(l EIr)cj' et la différence, A, dans le SNR entre l'égaliseur MMSE et le récepteur à filtre adapté est donnée par 1. 8=IO1og(( bo)( p2_l+ (Lw/Io)Co))' dans laquelle bo est maintenant évaluée pour F' (z) plutôt que pour F(z). L'égaliseur adaptatif 104 va supprimer automatiquement les interférences de bruit non blanc des autres cellules ou secteurs. Aucune modification de l'égaliseur n'est nécessaire. A l'intérieur d'une constante multiplicative, l'égaliseur MMSE est le même pour toutes les voies de trafic transmises par le même secteur. Ce résultat a deux conséquences importantes. D'abord, l'égaliseur peut être rodé en utilisant le signal pilote non modulé rendu disponible par la norme IS-95. Ensuite, dans des applications à débit de données élevé dans lesquelles de multiples voies de trafic sont attribuées à un abonné unique, toutes les voies de trafic peuvent être démodulées en utilisant le même égaliseur. Il est également montré formellement que l'égaliseur peut être mis à jour à n'importe quel multiple du débit des éléments. Supposons que la séquence {ri} indique l'entrée de l'égaliseur sur la figure 1. Cette séquence peut être écrite sous la forme de: L r EAj 1: bjk flz F Pj 1,64k, Z + n;, j=l k /li dans laquelle, pour la j-ième voie (code de Walsh), Aj indique l'amplitude du signal, bjk indique le k-ième symbole de données, et la séquence {p,)} indique la séquence des éléments (ici la séquence d'étalement dont il est question correspond à la composition du code de Walsh et de la séquence MLSR dont la longueur a été augmentée de 2'5). La séquence {f,} indique la voie entre le secteur souhaité et le mobile, et la séquence {n,} correspond à une séquence de bruit gaussien fixe, qui n'est généralement pas du bruit blanc. Remarquons que sur la figure 1, le corrélateur de Walsh pour la voie pilote effectue une addition sur n éléments, tandis que le corrélateur de Walsh pour la voie de trafic effectue une addition sur 64 éléments (nombre d'éléments par bitdans la norme IS-95). Cette généralisation du corrélateur pilote peut être utilisée pour soulever une question concernant la vitesse à laquelle l'égaliseur peut être mis à jour. Supposons que le signal souhaité est transmis sur la voie 1, et définissons le vecteur R de longueur L par: N Ri = pr,,P." =1 Par définition, l'égaliseur MMSE c de longueur L réduit au minimum l'erreur quadratique moyenne, donnée par E(I RHc-l 2) dans laquelle l'exposant H est utilisé pour indiquer la transposition conjuguée. La définition donnée ci-dessus peut être utilisée pour montrer que l'égaliseur MMSE est donné par c=E(RR)-') E(R)= Fr-, dans laquelle la matrice de covariance F présente une dimension LxL, et U est un vecteur de longueur L dont les éléments sont donnés par pl =E(R1)= NAlfl. Pour un système AMRC ayant des voies orthogonales (par exemple des codes de Walsh), la matrice de covariance r est donnée par 17,,, = E(RR,) = (NEAj X fi fi ti, + N2 A2 fi f f- N p(rm-l) J kl (codes orthogonaux) dans laquelle p(.) correspond à la covariance de la séquence de bruit supplémentaire {ni} et ô est utilisé pour indiquer le fonctionnel delta. Remarquons que, si la longueur de corrélation N est égale à 64, le nombre d'éléments par symbole, le dernier terme de la somme est égal à 0. Pour un système employant des codes aléatoires (des séquences réparties de facon indépendante et identique de variables aléatoires de Bernoulli), le facteur ayant la fonction delta multipliant le dernier terme disparaît et la matrice de covariance est donnée par r. + N(E A')f f:. La séquence de bruit {ni} contient à la fois du bruit gaussien d'intensité spectrale No et des interférences à accès multiple provenant d'autres secteurs. A titre d'illustration, on suppose qu'un secteur unique est la source de toutes les interférences à accès multiple ne provenant pas du secteur souhaité. Supposons que la séquence {g1} indique la voie entre ce secteur interférant et l'unité d'abonné. Avec ce modèle, la covariance de la séquence de bruit supplémentaire {ni} est donnée par voie (code de Walsh) provenant du secteur interférant. Avec les définitions données ci-dessus, l'erreur quadratique moyenne à la sortie de l'égaliseur MMSE c peut être écrite sous la forme de: MSEC =1-"gH r-', et le rapport signal/bruit est donné par: SNRC=- = ___ 1-1nHF-'p On peut à présent faire les observations suivantes sur l'égaliseur MMSE défini ci-dessus. D'abord, à l'intérieur d'une constante multiplicative, l'égaliseur MMSE est le même pour toutes les voies de trafic. Ensuite, à l'intérieur d'une constante multiplicative, l'égaliseur MMSE est le même pour un système AMRC utilisant des codes orthogonaux (comme les codes de Walsh utilisés dans le système répondant à la norme IS- ) et un système utilisant des codes d'étalement aléatoires. A partir de cette observation, il s'ensuit que seul un égaliseur est requis pour démoduler toutes les voies de trafic arrivant d'un secteur particulier. En outre, la première observation implique que le signal pilote de la norme IS-95 peut être utilisé pour roder l'égaliseur MMSE et de façon plus générale, que n'importe quelle voie de trafic non modulée peut être utilisée pour roder l'égaliseur MMSE. La seconde observation est importante car elle permet l'adaptation de l'égaliseur MMSE à des débits différents du débit de symboles. Si la longueur des corrélations N est inférieur à la longueur du code de Walsh 64, la contribution des codes d'étalement autres que ceux de la voie considérée à la sortie du corrélateur ne sera plus nulle et la matrice de covariance F sera la même que celle que l'on retrouve dans des systèmes AMRC ayant des codes d'étalement aléatoires. Ainsi, pour toute longueur de corrélation N, l'égaliseur MMSE de la voie pilote se trouve à l'intérieur d'une constante multiplicative de l'égaliseur MMSE de la voie souhaitée. Par conséquent, si on choisit de roder l'égaliseur en utilisant la voie pilote, l'égaliseur peut être mis à jour à n'importe quelle vitesse qui est un multiple du débit des éléments (comme sur la figure 1). Les observations mentionnées ci-dessus peuvent être démontrées en utilisant l'identité de Sherman- Morrison. Pour commencer, supposons que la matrice A est définie par: Am N A2Ot_. ^ (N 2 Et+Y) N p( -1). J ksi Avec cette définition, il s'ensuit que: r = A + UN' A'2 + (1 N - 64) N(ÉA H =A+ aff. A pour les codes orthogonaux et que: rT=A+ N2Ai2+ NY JAjj ff" =A+pffH pour les codes aléatoires. Dans ce qui précède, f est un vecteur des coefficients de voie {f,} et les constantes multiplicatives a et p sont définies implicitement tel qu'indiqué. A présent, supposons que A et f ne dépendent pas de la voie qui est égalisée (dans ce cas la voie 1), ou du fait que les voies de trafic sont orthogonales ou non. En outre, ni A ni f ne dépendent de N, le nombre d'éléments combinés. Avec les définitions données ci-dessus, on obtient: c=Fl, (A+ qffH) -l NAf dans laquelle r est égal à x ou 5, selon que les voies sont orthogonales ou aléatoires. En utilisant l'identité de Sherman- Morrison, l'expression devient: c= (A _ ffH)-'NA, f =NA1(A-' f-2 A' A- 'ffHAf) =N (1 + fH A-' f)A-' f xK A-:f, pour les constantes appropriées x et. Pour la dernière égalité, il est évident que, dans les limites du facteur d'échelle K (qui dépend de la voie particulière, du nombre d'éléments combinés N et du fait que les codes sont orthogonaux ou aléatoires), l'égaliseur MM4SE dépend uniquement de A et f. Ceci appuie les preuves des observations données ci-dessus. La constante multiplicative n'est pas importante dans le sens o n'importe quel égaliseur úc, différent de l'égaliseur MMSE uniquement d'une constante positive ú, générera une sortie ayant le même SNR que la sortie de l'égaliseur MMSE. Toutefois, tandis que le SNR de la sortie de l'égaliseur n'est pas affecté par une constante multiplicative, n'importe quel facteur d'échelle est potentiellement important et ce pour deux raisons. D'abord, selon la configuration du récepteur, une mise à l'échelle inappropriée peut accroître la gamme dynamique du récepteur requis. Tandis que le facteur d'échelle de chaque égaliseur MMSE de la voie de trafic est potentiellement différent, le gain de n'importe quel égaliseur unique est le même pour tous les signaux de voie de trafic qui le traversent. Ainsi, l'introduction d'un égaliseur dans le récepteur ne doit pas affecter les sorties de gamme dynamique dans le trajet du signal suivant l'égaliseur. Deuxièmement, en cas de transfert temporaire, la mise à l'échelle correcte de la sortie de chaque égaliseur est requise pour maximiser le SNR du résultat combiné. L'utilisation d'un récepteur selon la présente invention pendant le transfert temporaire sera traitée ci-dessous conjointement avec la figure 2 et la figure 3. Un avantage important est fourni par l'utilisation d'un récepteur tel que le récepteur 100 comportant un égaliseur adaptatif. L'égaliseur MMSE est le même, que la voie (code de Walsh) soit ou non démodulée. Ceci permet à l'égaliseur adaptatif de se roder et de s'adapter en utilisant la voie pilote. De plus, dans certaines applications destinées à transmettre des données à débit de données élevé, plusieurs codes de Walsh peuvent être attribués à un utilisateur unique. Puisque l'égaliseur est le même pour toutes les voies, l'utilisateur à débit de données élevé peut utiliser le même égaliseur pour toutes les voies devant être démodulées. En référence à présent à la figure 2, celle-ci représente un deuxième mode de réalisation d'un récepteur selon la présente invention. Le récepteur 200 comporte un dispositif d'échantillonnage 202, un premier circuit de réception 201 et un deuxième circuit de réception 203. Dans le présent mode de réalisation, le récepteur est configuré de façon à effectuer une adaptation conjointe de deux égaliseurs MMSE pour une station mobile qui effectue un transfert temporaire entre deux émetteurs-récepteurs ou stations de base distants. Le premier circuit de réception 201 comprend un premier égaliseur adaptatif 204, un premier dispositif annulant l'étalement 206, un premier démodulateur de voie de trafic 208, un premier démodulateur de voie pilote 210, un premier élément de retard 212 et un élément de gain 213. De la même façon, le deuxième circuit de réception 203 comporte un deuxième égaliseur adaptatif 214, un deuxième dispositif annulant l'étalement 216, un deuxième démodulateur de voie de trafic 218, un deuxième démodulateur de voie pilote 220, un deuxième élément de retard 222 et un élément de gain 223. Chaque circuit de réception peut être attribué de façon à recevoir un signal à spectre étalé d'un émetteur distant, par exemple une station de base. Pour effectuer l'identification des éléments sur la figure 2, le récepteur 200 comporte en outre un circuit mélangeur 224, un additionneur 226 et un circuit mélangeur 228. Les signaux reçus sont mélangés dans le circuit mélangeur 228 en vue d'un traitement ultérieur. Chacun des circuit de réception 201 et circuit de réception 203 fonctionne de la même façon que le récepteur 100 de la figure 1. Le dispositif d'échantillonnage 202 convertit le signal à spectre étalé reçu en un signal temporel discret à la cadence d'échantillonnage, qui est un multiple entier du débit des éléments, par exemple égal à une, deux, quatre ou huit fois le débit des éléments. Dans le premier circuit de réception 201, l'égaliseur adaptatif 204 présente une entrée 230 destinée à recevoir le signal à spectre étalé et une entrée 232 destinée à recevoir un signal d'erreur 234. L'égaliseur adaptatif 204 supprime les interférences existant sur le signal à spectre étalé pour produire un signal égalisé 236 au niveau d'une sortie 238. Le dispositif annulant l'étalement 206 annule l'étalement du signal égalisé 236 en réponse à une séquence d'étalement prédéterminée. Le démodulateur de voie de trafic 208 démodule le signal égalisé dont on a annulé l'étalement, pour produire une estimation de la séquence de données transmise sur la voie de trafic. Le démodulateur de voie de trafic comporte un dispositif annulant l'étalement 240 et un additionneur 242. Le dispositif annulant l'étalement 240 annule l'étalement du signal égalisé en appliquant le code de Walsh approprié à la voie de trafic considérée. L'additionneur 242 additionne des éléments sur un intervalle, par exemple 64 éléments, pour produire une voie de trafic démodulée. Les données démodulées sont retardées d'une durée prédéterminée dans le premier élément de retard 212, multipliées par un gain approprié dans l'élément de gain 213 puis on les fait passer dans le circuit mélangeur 228. Dans le deuxième circuit de réception 203, l'égaliseur adaptatif 214 présente une entrée 250 destinée à recevoir le signal à spectre étalé échantillonné et une entrée 252 destinée à recevoir le signal d'erreur 234. L'égaliseur adaptatif 214 supprime les interférences se trouvant sur le signal à spectre étalé pour produire un signal égalisé 256 au niveau d'une sortie 258. Le dispositif annulant l'étalement 216 annule l'étalement du signal égalisé 256 en réponse à une séquence d'étalement prédéterminée. Les séquences d'étalement utilisées par le premier circuit de réception 201 et le deuxième circuit de réception 203 correspondent à des stations de base particulières. Au moment d'un transfert temporaire, chaque circuit de réception reçoit des signaux provenant d'une station de base différente, de sorte que les séquences d'étalement seront différentes. Par exemple, dans un système répondant à la norme IS-95, les séquences d'étalement sont des phases différentes d'une séquence commune. Le démodulateur de voie de trafic 218 démodule le signal égalisé dont on a annulé l'étalement pour produire une estimation de la séquence de données transmise sur la voie de trafic. Le démodulateur de voie de trafic comporte un dispositif annulant l'étalement 260 et un additionneur 262. Le dispositif annulant l'étalement 260 annule l'étalement du signal égalisé en appliquant le code de Walsh approprié à la voie de trafic considérée. L'additionneur 262 additionne les éléments sur un intervalle, par exemple 64 éléments, pour produire des données démodulées. Les données démodulées sont retardées d'une durée prédéterminée dans le deuxième élément de retard 222, multipliées par un gain approprié dans l'élément de gain 223 puis on les fait passer dans le circuit mélangeur 228 pour les mélanger aux données démodulées provenant du premier circuit de réception 201. Le démodulateur de voie pilote 210 du premier circuit de réception 201 et le démodulateur de voie pilote 220 du deuxième circuit de réception 203 sont configurés de façon à effectuer l'adaptation conjointe des deux égaliseurs adaptatifs du récepteur 200. Dans chaque circuit de réception, le démodulateur de voie pilote démodule le signal égalisé dont on a annulé l'étalement reçu de l'égaliseur adaptatif pour produire une estimation de voie pilote. Le démodulateur de voie pilote 210 comporte un dispositif annulant l'étalement 264 et un additionneur 266. Le dispositif annulant l'étalement 264 applique le code de Walsh de voie pilote pour annuler l'étalement du signal égalisé. Les éléments dont on a annulé l'étalement sont additionnés dans l'additionneur 266 sur un intervalle prédéterminé pour produire un signal pilote estimé 272. De la même façon, le démodulateur 220 comporte un dispositif annulant l'étalement 268 et un additionneur 270. Le dispositif annulant l'étalement 268 applique le code de Walsh de voie pilote pour annuler l'étalement du signal égalisé. Les éléments dont on a annulé l'étalement sont additionnés dans l'additionneur 270 sur un intervalle prédéterminé pour produire un signal pilote estimé 274. Dans le mode de réalisation illustré, le code de Walsh pilote utilisé dans les deux circuits de réception est le même, et ce sont tous des 1 logiques. Ceci correspond à une mise en oeuvre de la norme IS-95. Toutefois, il peut être nécessaire d'utiliser différents codes de Walsh pour annuler l'étalement des différentes voies pilotes. De plus, tel que mentionné ci-dessus, l'additionneur 266 et l'additionneur 270 peuvent additionner n'importe quel nombre entier d'éléments, par exemple 64. Le signal pilote estimé 272 provenant du premier circuit de réception 201 et le signal pilote estimé 274 provenant du deuxième circuit de réception 203 sont mélangés dans le circuit mélangeur 224. Le circuit mélangeur 224 additionne les deux signaux pilotes estimés et donne le résultat à l'additionneur 226. L'additionneur 226 mélange le résultat et un modèle de données prédéterminé pour former le signal d'erreur 234. Sur la figure 2, le modèle de données prédéterminé comporte uniquement des 1, comme le signal pilote dans la norme IS-95. Le signal d'erreur 234 est fourni à la fois à l'égaliseur adaptatif 204 et à l'égaliseur adaptatif 214. Dans le mode de réalisation de la figure 2, les deux égaliseurs adaptatifs s'adaptent à un signal d'erreur commun. Ceci est appelé dans le présent document adaptation conjointe. Avec l'adaptation conjointe, l'erreur est mesurée une fois que les deux égaliseurs ont été mélangés. Dans cette mise en oeuvre, les amplitudes des coefficients de l'égaliseur se mettent automatiquement à l'échelle pour maximiser le SNR du résultat mélangé. Remarquons toutefois que les corrections de gain indiquées sont nécessaires si les amplitudes pilotes ou les amplitudes des voies de trafic ne sont pas égales. Sur la figure 2, A, et B, indiquent les amplitudes pilotes et Ai et B, indiquent les amplitudes des voies de trafic considérées. Le signal provenant d'une base ou d'un secteur est "actif" tant que la base ou le secteur effectue une transmission en direction de l'abonné considéré sur la voie de trafic. Il est encore considéré actif même si un égaliseur n'est pas attribué. De la même façon, une station de base ou un secteur est généralement considéré comme se trouvant impliqué dans un transfert temporaire sur un abonné si la base ou le secteur transmet des données à l'abonné sur une voie de trafic. En général, ceci est indépendant du fait que l'unité d'abonné attribue une dent ou un égaliseur au secteur. Pour un transfert temporaire, le récepteur 200 reçoit des premiers signaux à spectre étalé d'un premier émetteur éloigné et reçoit des deuxièmes signaux à spectre étalé d'un deuxième émetteur éloigné. Les émetteurs éloignés peuvent être des stations de base desservant des cellules d'un système de radiotéléphonie cellulaire, ou peuvent être des émetteurs desservant des secteurs d'une cellule unique dans un tel système. Ceci est un exemple de transfert temporaire bidirectionnel. Dans d'autres modes de réalisation, des circuits de réception supplémentaires et des égaliseurs adaptatifs supplémentaires peuvent être fournis pour permettre un transfert provisoire tridirectionnel, à quatre directions... à n directions. Le récepteur 200 produit un signal d'erreur en réponse à au moins l'un des premiers signaux à spectre étalé et deuxièmes signaux à spectre étalé. Dans le cas d'adaptation conjointe de la figure 2, le signal d'erreur est produit en réponse aux deux sortes de signaux à spectre étalé. Le récepteur 200 effectue une égalisation adaptative des premiers signaux à spectre étalé et des deuxièmes signaux à spectre étalé en réponse au signal d'erreur pour produire un premier signal égalisé 236 et un deuxième signal égalisé 256. Le récepteur 200 démodule en outre une première voie de trafic provenant du premier signal égalisé 236 et une deuxième voie de trafic provenant du deuxième signal égalisé 256. Enfin, le récepteur 200 mélange la première voie de trafic et la deuxième voie dans le circuit mélangeur 228 en tant que données reçues. Si plus de deux cellules ou secteurs se trouvent impliqués dans un transfert temporaire, le récepteur peut détecter une pluralité de signaux à spectre étalé comprenant les premiers signaux à spectre étalé et les deuxièmes signaux à spectre étalé. Si plus de secteurs se trouvent impliqués dans un transfert temporaire avec le récepteur que le récepteur n'a d'égaliseurs adaptatifs, le récepteur 200 choisit le secteur présentant la meilleure qualité en tant que signaux actifs et s'implique dans un transfert temporaire avec les émetteurs qui transmettent ces signaux actifs. Le récepteur 200 attribue un premier égaliseur adaptatif au premier secteur et attribue un deuxième égaliseur adaptatif au deuxième secteur. Lorsqu'une estimation de qualité de signal d'un des secteurs se trouvant impliqué dans un transfert temporaire mais auquel aucun égaliseur n'est attribué dépasse une estimation de qualité de signal d'un secteur qui s'est vu attribuer un égaliseur, le récepteur 200 remplace le signal par l'autre signal en réattribuant un égaliseur adaptatif. De cette façon, le récepteur 200 attribue ses ressources aux stations de base ou secteurs ayant la meilleure qualité de signal. La figure 3 représente un troisième mode de réalisation d'un récepteur selon la présente invention. Le récepteur 300 comporte un dispositif d'échantillonnage 302, un premier circuit de réception 301 et un deuxième circuit de réception 303. Dans le présent mode de réalisation, le récepteur est configuré pour assurer une adaptation individuelle de deux égaliseurs MMSE pour une station mobile se trouvant impliquée dans un transfert temporaire entre deux émetteurs-récepteurs ou stations de base éloignés. Le premier circuit de réception 301 comporte un premier égaliseur adaptatif 304, un premier dispositif annulant l'étalement 306, un premier démodulateur de voie de trafic 308, un premier démodulateur de voie pilote 310, un premier générateur de signaux d'erreur 312, un premier élément de retard 314, un additionneur 316, un calculateur de rapport signal/bruit (SNR) 318, un calculateur de coefficients 320, un élément de gain 322 et un élément de gain 324. De la même façon, le deuxième circuit de réception 303 comporte un deuxième égaliseur adaptatif 334, un deuxième dispositif annulant l'étalement 336, un deuxième démodulateur de voie de trafic 338, un deuxième démodulateur de voie pilote 340, un deuxième générateur de signaux d'erreur 342, un deuxième élément de retard 344, un additionneur 346, un calculateur de SNR 348, un calculateur de coefficients 350, un élément de gain 352 et un élément de gain 354. Le signal de sortie provenant de chaque circuit de réception est additionné dans un additionneur 356. Des circuits de réception seront attribués de façon à recevoir un signal à spectre étalé des différents émetteurs, par exemple une station de base. Chacun des circuits de réception 301 et 303 fonctionne de la même façon que le récepteur 100 de la figure 1. Dans le premier circuit de réception 301, le dispositif d'échantillonnage 302 convertit le signal à spectre étalé reçu en un signal temporel discret à la cadence d'échantillonnage. La cadence d'échantillonnage est un multiple entier du débit des éléments, par exemple égale à une fois, deux fois, quatre fois ou huit fois le débit des éléments. L'égaliseur adaptatif 304 présente une entrée 360 destinée à recevoir le signal à spectre étalé et une entrée 362 destinée à recevoir un signal d'erreur 364. L'égaliseur adaptatif 304 supprime les interférences se trouvant sur le signal à spectre étalé pour produire un signal égalisé 366 au niveau d'une sortie 368. Le dispositif annulant l'étalement 306 annule l'étalement du signal égalisé 366 en réponse à une séquence d'étalement prédéterminée. Le démodulateur de voie de trafic 308 démodule le signal égalisé à spectre étalé pour produire une estimation de la séquence de données transmise sur la voie de trafic. Le démodulateur de voie de trafic 308 comporte un dispositif annulant l'étalement 370 et un additionneur 372. Le dispositif annulant l'étalement 370 annule l'étalement du signal égalisé en appliquant le code de Walsh approprié à la voie de trafic considérée. L'additionneur 372 additionne des éléments sur un intervalle, par exemple 64 éléments, pour les systèmes répondant à la norme IS- , pour produire des données démodulées. Les données démodulées sont retardées d'une durée prédéterminée dans le premier élément de retard 314, multipliées par les gains appropriés dans l'élément de gain 322 et l'élément de gain 324 puis on les fait passer dans l'additionneur 356. Le démodulateur de voie pilote 310 démodule le signal égalisé dont on a annulé l'étalement provenant du dispositif annulant l'étalement 306 et l'égaliseur adaptatif 304 pour produire une estimation de voie pilote. Le démodulateur de voie pilote 310 comporte un dispositif annulant l'étalement 374 et un additionneur 376. Le dispositif annulant l'étalement 374 applique le code de Walsh de voie pilote, par exemple un code composé exclusivement de 1 logiques, pour annuler l'étalement du signal égalisé. Les éléments dont on a annulé l'étalement sont additionnés dans l'additionneur 376 sur un intervalle prédéterminé, par exemple 64 éléments, pour produire un signal pilote estimé 377. Dans l'additionneur 316 le signal pilote estimé 377 est comparé à une séquence de données prédéterminée, par exemple la séquence de données composée exclusivement de 1 logiques du signal pilote. Le premier générateur de signaux d'erreur 312 comporte un additionneur 378 et un additionneur 379. L'additionneur 378 reçoit les éléments dont on a annulé l'étalement provenant du dispositif annulant l'étalement 374 et additionne les éléments sur un intervalle prédéterminé. L'intervalle peut être n'importe quel multiple entier du débit des éléments. La sortie de l'additionneur 378 est comparée dans l'additionneur 379 à une séquence de données prédéterminée, par exemple la séquence de données contenant exclusivement des 1 du signal pilote pour produire le signal d'erreur 364. Le deuxième circuit de réception 303 fonctionne sensiblement de la même façon. L'égaliseur adaptatif 334 supprime les interférences que l'on trouve sur le signal à spectre étalé en réponse à un signal d'erreur 384 pour produire un signal égalisé 386. Le dispositif annulant l'étalement 336 annule l'étalement du signal égalisé 386 en réponse à une séquence d'étalement prédéterminée. Le démodulateur de voie de trafic 338 démodule le signal égalisé dont on annulé l'étalement pour produire une estimation de la séquence de données transmise sur la voie de trafic. Le démodulateur de voie de trafic 338 comporte un dispositif annulant l'étalement 390 et un additionneur 392 qui fonctionne de la même façon que le dispositif annulant l'étalement 370 et l'additionneur 372 du premier circuit de réception 301. Les symboles de trafic démodulés sont fournis au deuxième élément de retard 344, retardés d'une durée prédéterminée puis fournis à l'élément de gain 352 et à l'élément de gain 354. Le démodulateur de voie pilote 340 comporte un dispositif annulant l'étalement 394 et un additionneur 396. Le dispositif annulant l'étalement 394 et l'additionneur 396 produisent un signal pilote estimé 397. Dans l'additionneur 346, le signal pilote estimé 397 est comparé à une séquence de données prédéterminée, par exemple la séquence de données comprenant exclusivement des 1 logiques du signal pilote. Le deuxième générateur de signaux d'erreur 342 comporte un additionneur 398 et un additionneur 399. L'additionneur 398 reçoit les éléments dont l'étalement a été annulé provenant du dispositif annulant l'étalement 394 et additionne des éléments sur un intervalle prédéterminé. L'intervalle peut être un multiple entier quelconque du débit des éléments. La sortie de l'additionneur 398 est comparée dans l'additionneur 399 à une séquence de données prédéterminée, par exemple la séquence de données contenant exclusivement des 1 du signal pilote pour produire le signal d'erreur 384. Par conséquent, le récepteur 300 adapte de façon individuelle les égaliseurs adaptatifs et mélange les sorties des deux circuits de réception. Avec une adaptation individuelle, le rapport signal/bruit de chaque égaliseur doit être estimé ou mesuré de sorte que les coefficients de mélanges optimaux puissent être calculés. Le calculateur de SNR 318, 348 estime le SNR pour chaque circuit de réception. Le calculateur de coefficients 320, 350 détermine des coefficients de mélanges optimaux pour chaque circuit de réception. En général, si la moyenne et la variance de la sortie de l'égaliseur sont données par et c2, respectivement, les coefficients de mélanges optimaux sont donnés par %/y2. Comme dans le cas de l'adaptation conjointe illustrée sur la figure 2, les corrections de gains indiquées, en utilisant A0, A1, Bo et B1 sont requises si, soit les amplitudes pilotes sont inégales, soit les amplitudes de voie de trafic sont inégales. Ici, A. et B0 indiquent les amplitudes pilotes des deux secteurs et AI et Bi indiquent les amplitudes de voie de trafic. L'utilisation d'une adaptation individuelle ou séparée nécessite que le nombre d'éléments combinés avant la mesure de l'erreur quadratique moyenne soit un multiple des 64 éléments et que l'intervalle de combinaison soit aligné avec les limites de code de Walsh. Les corrections de gain sont effectuées pour les amplitudes de la voie pilote et de la voie de trafic. Les égaliseurs adaptatifs peuvent être mis à jour à n'importe quel multiple entier du débit des éléments. Le transfert temporaire utilisant le récepteur 300 se fait de la même façon que le transfert temporaire utilisant le récepteur 200 sur la figure 2. Toutefois, le signal d'erreur est produit séparément pour quatre circuits de réception et utilisé pour l'adaptation des égaliseurs individuels. La figure 4 représente un système de communication à spectre étalé 400 dans lequel la présente invention peut être employée. Le système de communication 400 comporte une pluralité de stations de base comportant la station de base 402 et la station de base 404. Chaque station de base est couplée séparément à un centre de commutation mobile 406 qui commande la communication à l'intérieur du système et entre le système et le réseau téléphonique public commuté 408. Le système de communication 400 peut être un système de téléphonie cellulaire fonctionnant en accord avec la norme IS-95, un autre type de système de communication mobile ou cellulaire, un système à boucle local sans fil fixe ou tout autre type de système de radiocommunication. Chaque station de base est configurée pour assurer une communication radiofréquence (RF) avec des émetteurs- récepteurs mobiles ou fixes, par exemple la station mobile 410. Par conséquent, chaque station de base comporte un récepteur tel que le récepteur 412 de la station de base 402 et le récepteur 414 de la station de base 404 et un émetteur tel que l'émetteur 416 de la station de base 402 et l'émetteur 418 de la station de base 404. Chaque émetteur transmet un signal à spectre étalé comportant un premier signal et un deuxième signal, le premier signal étant sensiblement orthogonal au deuxième signal. Le premier signal peut être par exemple la voie pilote dans la mise en oeuvre de la norme IS-95 et le deuxième signal peut correspondre à une ou plusieurs voies de trafic. Dans la norme IS-95, la voie pilote et les voies de trafic sont chacune couvertes en utilisant un code de Walsh ou de Hadamard, de sorte qu'au moment de la transmission, les voies sont toutes sensiblement orthogonales. La station mobile 410 comporte une partie entrée analogique 420, un récepteur 424, un émetteur 426, une section de commande 428 et une interface utilisateur 430. La partie entrée analogique 420 filtre les signaux à spectre étalé et assure leur conversion en signaux en bande de base. La partie entrée analogique 420 assure en outre une conversion analogique/numérique, et convertit les signaux en bande de base en flux de données numériques en vue d'un traitement ultérieur. Le récepteur 424 démodule les données et fournit les données démodulées à la section de commande 428. Le récepteur 424 est de préférence mis en oeuvre comme le récepteur 100 (figure 1), le récepteur 200 (figure 2) ou le récepteur 300 (figure 3). La section de commande 428 commande tout le fonctionnement de la station mobile 410, y compris l'attribution des égaliseurs adaptatifs dans le récepteur lorsque la station mobile 410 est impliquée dans un transfert temporaire avec la station de base 402 et la station de base 404. La section de commande commande également l'interaction des composantes radio et de l'interface utilisateur 430. L'interface utilisateur comporte en général un affichage, un pavé de touches, un haut-parleur et un microphone. L'émetteur 426 module les données en vue de leur transmission à un récepteur distant, par exemple l'une des stations de base. Les données modulées sont traitées par la partie entrée analogique 420 et transmises sur une certaine fréquence radio. Dans n'importe quel système de communication, la qualité ou la fiabilité des symboles de voies reçus peut varier en fonction de la qualité de la voie. Dans un système cellulaire mobile, la voie change à cause du déplacement de la station mobile ou de l'unité d'abonné ainsi que d'autres facteurs. En conséquence, la voie s'évanouit et le profil à trajets multiples de la voie change dans le temps. Dans des systèmes comprenant un codage, par exemple les systèmes répondant à la norme IS-95 qui utilisent un codage à convolution, les informations de fiabilité peuvent être exploitées par le décodeur. Dans un système répondant à la norme IS-95, un décodeur de Viterbi est utilisé pour décoder la transmission reçue au niveau de la station mobile. Le décodeur de Viterbi est un décodeur de probabilité maximum, qui choisit ou décode la séquence d'informations qui réduit au minimum une métrique de décodage particulière. D'autres types de codes et décodeurs peuvent également exploiter des informations de fiabilité. Le décodage de probabilité maximum et le décodage de distance minimum (ou décodage de distance minimum généralisé) peuvent être appliqués à des codes par treillis, des codes Reed-Solomon, des codes BCH, etc. Afin d'utiliser au mieux l'égalisation dans un système utilisant le codage, la sortie de l'égaliseur, par exemple les données démodulées à la sortie 116 sur la figure 1, ou la sortie de l'égaliseur combiné dans un système se trouvant impliqué dans un transfert temporaire, par exemple les données sortant de l'additionneur 356 sur la figure 3, doivent être mises à l'échelle par une estimation du rapport signal/bruit. De la même façon que le rapport signal/bruit est utilisé pour mettre à l'échelle et mélanger de façon appropriée (optimale) les sorties des égaliseurs multiples (voir par exemple la figure 2), le rapport signal/bruit peut être utilisé pour mettre à l'échelle la sortie d'un égaliseur unique ou la somme mélangée d'égaliseurs multiples pour permettre au décodeur de Viterbi de décoder de façon optimale la transmission reçue (décodage de probabilité maximum). Selon une autre solution, pour d'autres types de codages et décodeurs, l'opération de décodage peut être améliorée si on fournit au décodeur à la fois la sortie démodulée et une estimation du rapport signal/bruit pour cette sortie. La figure 5A est un schéma fonctionnel d'un récepteur 500 selon la présente invention. Le récepteur 500 est structuré de la même façon que le récepteur 100 (figure 1) et le récepteur 300 (figure 3) qui fonctionne de la même façon que ces récepteurs. Le récepteur 500 comporte un dispositif d'échantillonnage 502, un égaliseur adaptatif 504, un dispositif annulant l'étalement 506, un démodulateur de voie de trafic 508, un démodulateur de voie pilote 510, un générateur de signaux d'erreur 512, un estimateur de rapport signal/bruit (SNR) 514 et un circuit mélangeur 516. Sur la figure 5A, la sortie de l'égaliseur, qui correspond à des données provenant du démodulateur de voie de trafic 508, est mise à l'échelle par une estimation du rapport signal/bruit provenant de l'estimateur de SNR. La sortie de llégaliseur est désignée sur la figure 5A comme étant (1) une estimation de symbole et l'estimation du SNR est appelée (2) une estimation de SNR. La sortie du récepteur 500 est appelée (3) estimation de symbole pondérée. La figure 5B représente un décodeur de Viterbi 520 qui peut être utilisé conjointement avec le récepteur 500 de la figure 5A. Le décodeur de Viterbi 520 reçoit l'estimation de symbole pondérée du récepteur 500. La figure 5C représente un décodeur plus général 530 qui peut selon une autre solution être utilisé conjointement avec le récepteur 500 de la figure 5A. Pour un système employant un codage autre que le codage à convolution, mais employant cependant un décodage de distance minimum ou de probabilité maximum, il peut être approprié de fournir une estimation du rapport signal/bruit au décodeur 530 séparément du symbole démodulé, comme sur la figure 5C. Lors d'un transfert temporaire, dans lequel un égaliseur est attribué à chaque secteur, le récepteur doit, soit mettre à l'échelle la sortie combinée des égaliseurs multiples par une estimation du rapport signal/bruit mélangé, soit, selon une autre solution, le récepteur doit fournir au décodeur et séparément une * estimation explicite du rapport signal/bruit mélangé. Remarquons que sur la figure 3, la sortie de légaliseur a déjà été mise à l'échelle par une estimation du rapport signal/bruit mélangé. Ainsi, la sortie du récepteur 300 sur la figure 3 peut être présentée directement à l'entrée d'un décodeur de Viterbi comme le décodeur 520 sur la figure 5. Récemment, on a proposé des systèmes AMRC dans lesquels le même code d'étalement est partagé par les symboles de données et les symboles pilotes. Un système de ce type est la proposition d'Alpha: Universal Mobile Telecommunications Service (UMTS), également connu sous le nom de FRAMES Mode 2. Un égaliseur adaptatif peut être appliqué à ces systèmes, bien que les procédés d'adaptation doivent être modifiés. L'égaliseur doit uniquement être adapté lorsque les symboles pilotes sont reçus, puisque l'erreur à la sortie de l'égaliseur/dispositif annulant l'étalement peut uniquement être mesurée lorsque le signal transmis est connu. Pour les symboles de données reçus entre les symboles pilotes ou salves de symboles pilotes, il y a essentiellement deux choix pour la définition des coefficients d'égaliseur. Le premier cas, illustré sur la figure 6, consiste à immobiliser les coefficients de l'égaliseur dans les intervalles se trouvant entre les symboles pilotes. La figure 6 est un schéma fonctionnel d'un récepteur 600 selon la présente invention. Le récepteur 600 comporte un dispositif d'échantillonnage 602, un égaliseur adaptatif 604, un dispositif annulant l'étalement 606, un démodulateur de voie de trafic 608, un démodulateur de voie pilote 610 et un générateur de signaux d'erreur 612. La structure et le fonctionnement du récepteur 600 sont semblables à la structure et au fonctionnement des récepteurs décrits ci-dessus. Toutefois, pour assurer le partage du code d'étalement entre les symboles pilotes et les symboles de données, le récepteur 600 comprend en outre un commutateur 614 et un commutateur 616. Lorsque les symboles pilotes ou les salves de symboles pilotes sont reçus, le commutateur 616 se ferme pour permettre l'adaptation de l'égaliseur 604 en réponse au symbole pilote. Lorsque les symboles de données sont reçus, le commutateur 616 s'ouvre et le commutateur 614 se ferme pour acheminer les données démodulées depuis le récepteur 600. Dans ce cas, les mêmes coefficients de l'égaliseur sont utilisés pour démoduler tous les symboles de données entre les salves suivantes de symboles pilotes. Le deuxième cas, illustré sur la figure 7, consiste à utiliser des procédés d'interpolation linéaire ou d'autres procédés d'interpolation pour définir les coefficients de l'égaliseur utilisés pour démoduler les symboles de données se trouvant entre les salves de symboles pilotes. La figure 7 est un schéma fonctionnel d'un récepteur 700 selon la présente invention. Le récepteur 700 comporte un dispositif d'échantillonnage 702, un égaliseur adaptatif 704, un dispositif annulant l'étalement des symboles pilotes 706, un dispositif annulant l'étalement des symboles de trafic 708, un démodulateur de voie de trafic 710, un démodulateur de voie de trafic 712 et un générateur de signaux d'erreur 714. En outre, le récepteur 700 comporte un égaliseur interpolé 716, appelé Cin(z) sur la figure 7 et un tampon ou dispositif de retard 718 et un dispositif de retard 720. Sur la figure 7, Ci l'adaptation de l'égaliseur 704, respectivement. L'interpolation est utilisée pour ajuster les coefficients de l'égaliseur dans la salve de données. Dans le document conceptuel d'Alpha UMTS, une voie de synchronisation est définie. Une fois que la synchronisation a été obtenue, la voie de synchronisation peut également être utilisée pour suivre la voie, si nécessaire. Dans le concept d'Alpha UMTS, deux salves de synchronisation, la primaire et la secondaire, sont transmises pendant chaque tranche de temps. Les deux salves de synchronisation peuvent être utilisées en plus de la salve de symboles pilotes sur la voie de données/pilotes partagée pour adapter l'égaliseur. Un procédé permettant d'accomplir l'adaptation de légaliseur est illustré sur la figure 8. La figure 8 est un schéma fonctionnel d'un récepteur 800 selon la présente invention. Le récepteur 800 comporte un dispositif d'échantillonnage 802, un égaliseur adaptatif 804 et un démodulateur de voie de trafic 808. Lorsque les symboles de données sont présents sur la voie de trafic, un commutateur 810 se ferme pour fournir des données démodulées en tant que sortie du récepteur 800. Pour générer un signal d'erreur destiné à adapter l'égaliseur 804, un générateur de signaux d'erreur 834 reçoit les signaux correspondant aux symboles pilotes, la salve de synchronisation primaire et la salve de synchronisation secondaire. Un démodulateur de voie pilote 812 démodule la voie pilote. Dans le mode de réalisation illustré, les symboles pilotes démodulés sont mis à l'échelle par l'amplitude de la voie de données dans un multiplicateur 814. Un commutateur 816 se ferme lorsque les symboles pilotes sont présents. Dans le système d'Alpha UMTS, les salves de synchronisation ne sont pas étalées de sorte que la sortie de l'égaliseur adaptatif 804 est fournie directement à un démodulateur de salve de synchronisation primaire 818 et un démodulateur de salve de synchronisation secondaire 820, en évitant le dispositif annulant l'étalement 806. Puisque la salve de synchronisation secondaire est modulée au moment de la transmission, cette modulation est retirée par un multiplicateur 821. Les deux salves de synchronisation démodulées sont mises à l'échelle par l'amplitude de la voie de synchronisation, au niveau du multiplicateur 822 et du multiplicateur 824. Un commutateur 826 est fermé lorsque la salve de synchronisation primaire est présente et un commutateur 828 est fermé lorsque la salve de synchronisation secondaire est présente. Un circuit mélangeur 832 mélange les salves de synchronisation primaire et secondaire et un circuit mélangeur 830 mélange ce résultat aux symboles pilotes. La somme est fournie au générateur de signaux d'erreur 834. Un commutateur 836 se ferme lorsqu'un symbole pilote est présent ou lorsqu'une des salves de synchronisation est présente, et l'égaliseur adaptatif 804 s'adapte en réponse au signal d'erreur. Ainsi, sur la figure 8, l'égaliseur est immobilisé entre les salves de synchronisation/pilotes. Selon une autre solution, l'interpolation peut être utilisée si les symboles de données sont mis en mémoire tampon, comme dans le mode de réalisation de la figure 7. Il faut remarquer également sur la figure 8 qu'il est nécessaire d'éliminer la séquence de modulation utilisée sur la voie de synchronisation secondaire, en utilisant le multiplicateur 821. Comme on peut le voir d'après ce qui précède, la présente invention propose un dispositif de communication et un procédé permettant de supprimer les interférences en utilisant une égalisation adaptative dans un système de communication à spectre étalé. Un récepteur de dispositif de communication comporte un égaliseur adaptatif qui s'adapte en utilisant un signal pilote tel que la voie pilote d'un système répondant à la norme IS-95. Le dispositif de communication et le procédé de la présente invention offrent d'importants avantages. D'abord, la présente invention fournit des avantages de performance significative par rapport à un récepteur à filtre adapté tel qu'un récepteur en râteau. Des gains importants peuvent être obtenus lorsque Io /Ior est faible. Si Ioo/IorÄl, des gains considérables peuvent être obtenus si des interférences avec les autres cellules sont moins importantes que dans l'un ou deux secteurs. Lorsque l'égaliseur s'adapte sur une solution optimale ou quasiment optimale, la performance de l'égaliseur MMSE est toujours au moins aussi bonne que celle du récepteur à filtre adapté. Deuxièmement, l'utilisation d'un égaliseur adaptatif évite au récepteur d'attribuer et de réattribuer en permanence des dents de récepteur en râteau parmi les composantes à trajets multiples reçues des secteurs qui se trouvent impliquées dans un transfert temporaire avec le mobile. Au lieu de cela, un égaliseur est attribué à chaque secteur se trouvant impliqué dans un transfert temporaire avec le mobile. Certaines études ont montré que, pour des systèmes AMRC à large bande proposés ayant une largeur de bande comprise et 5 et 20 MHz, la plus grande capacité du récepteur à résoudre le problème des trajets multiples peut réellement détériorer les performances du récepteur si le mobile n'attribue pas de dent à tous les trajets multiples significatifs. Pour des systèmes AMRC à large bande, le nombre de dents requis pour mélanger tous les trajets multiples significatifs peut être relativement important. Par exemple, les mobiles AMRC actuels utilisent trois ou quatre dents en râteau dans un système ayant une largeur de bande de 1,25 MHz. Si le nombre de dents requis dans le récepteur correspond à la largeur de bande, les systèmes proposés à 5, 10 et 20 MHz devraient requérir 16, 32 et 64 dents en râteau, respectivement. Il serait difficile de réussir à attribuer et réattribuer un si grand nombre de dents de récepteur. Bien qu'un mode de réalisation particulier de la présente invention ait été représenté et décrit, des modifications peuvent être apportées. Par exemple, le nombre de circuits de réception qui sont inclus dans les récepteurs de la figure 2 et de la figure 3 peuvent être augmentés jusqu'à un nombre quelconque approprié. Par conséquent, les revendications jointes doivent couvrir tous ces changements et toutes ces modifications qui doivent rester dans le véritable esprit et dans la portée de l'invention. REVENDICATIONS 1. Procédé permettant de recevoir des signaux radiofréquence (RF) au niveau d'un récepteur (100), le procédé étant caractérisé par: dans un égaliseur adaptatif (104), l'égalisation des signaux RF, pour produire un signal égalisé (126); la démodulation du système égalisé, pour produire les données démodulées (116); la production d'un signal d'erreur (124) en comparant une voie pilote du signal égalisé à une séquence de données prédéterminées; et l'adaptation de l'égaliseur adaptatif en réponse au signal d'erreur. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en outre par: la production (318) d'une estimation d'un rapport signal/bruit (SNR) pour les signaux RF; et la mise à l'échelle (322) des données démodulées en réponse à l'estimation du SNR. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en outre par le décodage (530) des données démodulées mises à l'échelle selon un algorithme de codage de probabilité maximum. 4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en outre par: la réception de symboles pilotes pendant des premiers intervalles de temps; la réception de symboles de données pendant des deuxièmes intervalles de temps intercalés entre les premiers intervalles de temps; et l'adaptation (616) de l'égaliseur adaptatif (604) uniquement pendant les premiers intervalles de temps. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en outre par la fourniture (614) des données démodulées uniquement pendant les deuxièmes intervalles de temps. 6. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en outre par: la réception de symboles pilotes pendant les premiers intervalles de temps; la réception de symboles de données pendant les deuxièmes intervalles de temps intercalés entre les premiers intervalles de temps; l'adaptation de l'égaliseur adaptatif (704) pendant les premiers intervalles de temps, pour produire un premier signal égalisé; l'interpolation d'un égaliseur interpolé (716) pendant les deuxièmes intervalles de temps en utilisant des coefficients provenant de l'égaliseur adaptatif (704), pour produire un deuxième signal égalisé. 7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en outre par: la production (724) du signal d'erreur en réponse au premier signal égalisé; et la démodulation (722) du deuxième signal égalisé pour produire des données démodulées. 8. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en outre par: la détection d'une voie pilote et d'une ou plusieurs voies de synchronisation de signaux RF; et la production du signal d'erreur en réponse à la voie pilote et à une ou plusieurs voies de synchronisation.