FR 2780599 A1 19991231 FR 9808293 A 19980630 La présente invention concerne le domaine des moyens d'éclairage pour dispositifs indicateurs de véhicules automobiles, et, plus spécifiquement, de tels moyens comportant des diodes électroluminescentes. Les tableaux de bord de véhicules automobiles sont de plus en plus équipés de tels circuits. Selon le cas, les diodes luminescentes peuvent avoir pour rôle d'éclairer une partie du tableau de bord, ou d'illuminer un voyant de signalisation lorsqu'un organe particulier du véhicule est défectueux ou en fonctionnement. L'invention peut également s'appliquer pour illuminer de l'intérieur un bouton-poussoir de planche de bord comportant une partie translucide. On a représenté sur la figure 1 un circuit connu comportant des diodes électroluminescentes ou LEDs. Il se compose d'un ensemble de branches parallèles Si à Sn reliées par une de leurs extrémités à une borne positive d'une batterie B et par leur seconde extrémité à une masse. Chaque branche Si à S, comporte, en série, une résistance référencée respectivement R1 à Rn, une diode électroluminescente référencée respectivement Dl à Dn, et un transistor référencé respectivement Tl à Tn. Chaque branche est alimentée par la tension de sortie de la batterie B, qui est de manière classique d'environ 12 volts. Chaque transistor Tl à T, est relié à un circuit de commande non représenté. k étant un entier compris entre 1 et n, lorsque l'illumination d'une diode Dk est nécessaire, un circuit de commande relié au transistor Tk, qui est en série avec cette diode, fournit à sa base un courant de saturation. Le transistor Tk devient passant, et un courant traverse la diode électroluminescente Dk ainsi que la résistance Rk qui est montée en série avec le transistor Tk et la diode Dk. Chacune des résistances R1 à Rn a pour rôle de limiter le courant passant à travers la diode électroluminescente qui est en série avec elle lorsque le transistor correspondant est passant, afin d'adapter les caractéristiques de la batterie B à celles des diodes électroluminescentes D1 à Dn. Compte tenu des caractéristiques des batteries et diodes électroluminescentes existantes, on utilise de manière habituelle pour les résistances R. à Rk des résistances de puissance, aptes à dissiper des puissances d'environ 0,5 watts. De telles résistances sont fortement dissipatives. Elles provoquent par conséquent un échauffement important du dispositif indicateur ainsi éclairé. De plus, elles sont coûteuses et encombrantes. Par ailleurs, la tension délivrée par la batterie B est sujette à des fluctuations importantes. Les transistors T1 à T, doivent donc être dimensionnés pour supporter de fortes surtensions entre leurs bornes, ainsi que de fortes surintensités. Ainsi, dans le cas d'un circuit conforme à celui de la figure 1, les transistors doivent supporter des tensions de 35 volts entre leurs bornes et des courants de 100 mA. Le coût des transistors est d'autant plus élevé qu'ils sont dimensionnés pour supporter des tensions élevées. Le but principal de la présente invention est de fournir un circuit d'éclairage de véhicule automobile comportant des diodes électroluminescentes dans lequel des résistances moins coûteuses, moins dissipatives et moins encombrantes puissent être adoptées. Un second but de la présente invention est de fournir un circuit d'éclairage de véhicule automobile comportant des diodes électroluminescentes dans lequel des commutateurs à semi-conducteurs moins coûteux puissent être choisis pour remplir le rôle d'interrupteur en série avec les diodes électroluminescentes. Ces buts sont atteints grâce à un circuit électrique d'éclairage d'un dispositif indicateur notamment pour véhicule automobile, comportant une batterie, plusieurs branches parallèles comportant chacune, en série, une diode luminescente et un moyen résistif, caractérisé en ce qu'il est prévu des moyens de commande et d'asservissement adaptés pour maintenir une tension entre les extrémités des branches à une valeur de consigne qui est inférieure à la tension délivrée par la batterie et qui est compatible avec une tension d'alimentation des diodes. D'autres caractéristiques, buts et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description qui va suivre et en regard des dessins annexes donnés à titre d'exemples non limitatifs et sur lesquels: - la figure 1 précédemment décrite représente un circuit électrique de véhicule automobile comportant des diodes électroluminescentes conforme à l'état de la technique, - la figure 2 représente un circuit comportant des diodes électroluminescentes, conforme à la présente invention, - la figure 3 représente un circuit comportant des diodes électroluminescentes conforme à un deuxième mode de réalisation de l'invention; - la figure 4 est un graphique présentant des valeurs mesurées au cours du temps, d'une part en sortie d'un circuit résonant conforme à l'invention, et d'autre part aux bornes d'un ensemble de branches conformes à la présente invention; - la figure 5 est un graphique présentant des valeurs prises au cours du temps par une tension d'alimentation de branches portant des diodes électroluminescentes et conformes à la présente invention; - la figure 6 est un graphique présentant des valeurs prises au cours du temps par une tension de sortie d'un monostable conforme à l'invention, selon un axe de temps de même origine qu'à la figure 5; - là figure 7 est un autre graphique présentant des valeurs prises au cours du temps par une tension et un courant d'alimentation de branches portant des diodes électroluminescentes et conformes à l'invention; - la figure 8 est un graphique présentant des valeurs prises au cours du temps par une tension entre le drain et la source d'un transistor TI, et un courant traversant ce transistor TI entre son drain et sa source, conforme à I'invention. - la figure 9 est un graphique présentant des valeurs prises au cours du temps par une tension UN3 à une borne d'une inductance L1 d'un circuit conforme à l'invention; - la figure 10 est un graphique présentant des valeurs prises au cours du temps par un courant traversant une inductance L1 du même circuit conforme à l'invention; - la figure 11 représente un circuit spécifique de puissance d'alimentation d'un tableau de bord intégrant un circuit d'alimentation conforme à l'invention. On a représenté sur la figure 2 un schéma de montage correspondant à un circuit conforme à la présente invention. Le circuit de la figure 2 comporte, sur la droite de la figure, un ensemble EB de branches parallèles entre elles et disposées entre un noeud N1 et un noeud N2. Chaque branche de l'ensemble EB comporte en série une résistance R et une diode électroluminescente D montée passante du noeud N1 vers le noeud N2. Le noeud N2 est relié à la masse. A l'extrême gauche de la figure 2 est disposée une batterie B. Une borne négative de la batterie B est reliée à la masse et une borne positive Npos de la batterie est reliée à une alimentation à découpage formant régulateur entre la batterie B et l'ensemble de branches EB. Plus précisément, la batterie B est reliée par sa borne positive Npos à un circuit résonant CO. Par souci de clarté, le circuit résonant CO a été entouré par une ligne de tirets. Le circuit résonant CO est disposé entre la borne positive Npos de la batterie B et le noeud N1 de l'ensemble EB de branches parallèles. On décrira maintenant le circuit CO, en allant de la borne positive Npos de la batterie B vers le noeud N1. Il comporte d'abord deux branches parallèles portant l'une un condensateur C1 et l'autre une diode D1 montée passante dans le sens allant du noeud N1 vers la borne positive Npos de la batterie B. Le circuit CO comporte ensuite, en série avec l'ensemble de ces deux branches parallèles, une inductance L1. Cet ensemble de deux branches parallèles est relié à l'inductance L1 au niveau d'un noeud N3 du circuit. L'extrémité de l'inductance L1 qui est opposée à l'ensemble de deux branches parallèles précédemment décrites est reliée directement à la borne N1. Entre la borne N1 et la borne N2 est placé, en parallèle avec les branches de l'ensemble EB, un circuit de redressement et de filtrage CR entouré par une ligne de tirets pour plus de clarté. Le circuit de redressement CR est composé de deux branches parallèles entre le noeud N1 et le noeud N2. Une de ces deux branches comporte une diode D2 montée passante du noeud N2 vers le noeud N1. L'autre de ces deux branches est munie d'un condensateur C2. Le noeud N1 est relié par l'intermédiaire d'une résistance R1 à une entrée d'un oscillateur carré OS à fréquence variable. L'entrée de l'oscillateur carré OS est reliée par l'intermédiaire d'un condensateur C3 à la masse. L'oscillateur carré OS est apte à fournir une tension oscillant selon un signal carré, c'est-à-dire une tension passant d'une tension supérieure Usup fixée à une tension inférieure Uinf fixée, de manière sensiblement instantanée. La durée pendant laquelle la tension fournie par cet oscillateur carré OS est égale à Usup et la durée pendant laquelle cette tension fournie est égale à Uinf sont, à fréquence d'oscillation donnée de ce composant, toutes les deux égales. La fréquence des oscillations de la tension en sortie de cet oscillateur OS, à un instant t, dépend de la tension Um appliquée en entrée de cet oscillateur. Ce type d'oscillateur dont la fréquence est commandée par une tension est connu selon la terminologie anglaise sous le nom de Voltage Controlled Oscillator (VCO). Plus cette tension Um transmise en entrée de l'oscillateur OS est élevée, plus la fréquence des oscillations de la tension en sortie de cet oscillateur OS est élevée. A l'inverse, plus la tension transmise en entrée de l'oscillateur OS est faible, plus la fréquence des oscillations de la tension en sortie de cet oscillateur est faible. La sortie de l'oscillateur OS est reliée à une entrée de commande d'un monostable M1. Le monostable M1 possède une sortie reliée à une grille d'un transistor TI placé en parallèle aux deux branches portant respectivement la diode D1 et le condensateur C1 du circuit résonant CO. Plus précisément, le transistor TI est ici un transistor MOS de puissance à canal P à enrichissement, dont un drain et une source sont reliés respectivement au noeud N3 et à la borne positive Npos de la batterie B. Le fonctionnement de ce circuit est le suivant. Le monostable M1 possède un état d'équilibre dans lequel il fournit à sa sortie une tension Ubas constante. Lorsque la tension qu'il reçoit en entrée augmente brusquement, il adopte, pendant une durée fixée TF propre à ce monostable M1, un état provisoire dans lequel il délivre une tension fixe Uhaut supérieure à la tension Ubas. Cette durée fixe TF est nettement inférieure à une période moyenne des oscillations de l'oscillateur carré OS. Lorsqu'il est alimenté par le monostable M1 selon la tension inférieure Ub.s, le transistor TI est passant et il équivaut à un courtcircuit. Lorsqu'il est alimenté selon la tension supérieure Uhaut, il est bloqué et il équivaut à un coupe-circuit. L'état d'équilibre du monostable Ml correspond donc à l'état passant du transistor TI, et l'état provisoire du monostable à l'état bloqué du transistor TI. Lorsque le transistor TI est bloqué pendant un intervalle de temps TF, le circuit résonant CO est apte à osciller. La diode Dl empêche le condensateur Cl de se charger dans un sens tel que le noeud N3 soit à un potentiel supérieur au noeud Npos, de sorte que la tension mesurée entre le noeud N3 et la masse, référencée UN3 sur la figure 2, décrit des oscillations selon une fonction représentée par une ligne de tirets référencée 5 sur la figure 4, dont les valeurs sont inférieures à la tension constante Ubat délivrée par la batterie B au noeud Npos. Le circuit de redressement et de filtrage CR réalise un lissage et un redressement de la fonction 5, de sorte que la tension Us aux bornes de I'ensemble EB suit, pendant l'intervalle de temps TF, une fonction référencée 7 et tracée en trait continu sur la figure 4 qui est sensiblement constante autour d'une valeur U' inférieure à la valeur Ubat. Lorsque, pendant un intervalle de temps référencé To sur la figure 4, le transistor TI est passant, la borne N3 de l'inductance L1 est liée à la borne Npos de la batterie par un court-circuit, de sorte qu'aucune oscillation ne prend place dans le circuit. Un courant permanent tend à s'installer entre le noeud Npos et le noeud N1 en entrée de l'ensemble EB, de sorte que la tension entre les bornes le l'inductance L1 tend vers zéro et la tension US aux bornes de l'ensemble EB tend vers la valeur de la tension Ubat aux bornes de la batterie B. Ainsi donc, lorsque l'interrupteur TI est bloquant pendant un intervalle de temps TF, la tension Us aux bornes de l'ensemble de branches EB prend pendant cet intervalle de temps une valeur U' inférieure à la valeur Ubat, et, lorsque l'interrupteur TI est passant pendant un intervalle de temps To, la tension Us aux bornes de l'ensemble de branches EB tend vers la valeur Ubat pendant cet intervalle de temps. La tension Us tend donc vers la valeur Ubat lorsque le transistor TI est passant, c'est-à-dire quand la tension transmise à la grille de ce transistor par le monostable M1 est égale à Ubas, c'est-à-dire quand le monostable M1 est dans son état stable, et elle prend la valeur U' lorsque le transistor TI est bloquant, c'est-à-dire quand sa grille reçoit du monostable M1 une tension égale à Uhaut, c'est-à-dire quand le monostable M1 est dans son état provisoire. La durée TF pendant laquelle le monostable M1 reste dans son état provisoire est une durée fixée, propre au monostable M1. Le monostable M1 passe dans cet état provisoire à chaque fois que la tension qui lui est transmise par l'oscillateur OS passe de U,f à Uup. La fonction moyenne des valeurs prises par la tension Us. correspond aux valeurs prises par la tension Um aux bornes du condensateur C3. En effet, la résistance R1 et le condensateur C3 constituent un filtre passe-bas apte à transmettre en entrée de l'oscillateur OS une tension Um sensiblement continue, sensiblement égale à la moyenne de la tension Us. Un accroissement de la fréquence des oscillations de l'oscillateur OS engendre un passage plus fréquent du monostable M1 dans son état provisoire, et donc un passage plus fréquent de l'interrupteur TI dans son état bloqué. La durée TF pendant laquelle le monostable M1 reste dans son état provisoire étant fixe, une augmentation de la fréquence des oscillations de l'oscillateur OS engendre donc une diminution de la valeur de la durée To pendant laquelle l'interrupteur TI reste dans son état stable passant. Une augmentation de la fréquence des oscillations de l'oscillateur OS engendre donc une augmentation du rapport TF/To. et donc une diminution de la valeur moyenne Um des valeurs prises par la tension Us. A l'inverse, une diminution de la fréquence des oscillations de I'oscillateur OS engendre une diminution du rapport TF/To et donc une augmentation de la valeur moyenne Um des valeurs prises par la tension Us. La fréquence d'oscillation de l'oscillateur OS étant une fonction croissante de la tension Um qui est transmise à son entrée, une tension Um élevée. provoque une oscillation rapide de l'oscillateur OS, et provoque donc une diminution de la tension moyenne Um des valeurs prises par la tension Us. A l'inverse, une tension Um basse engendre une oscillation lente de l'oscillateur OS, un passage plus long de l'interrupteur TI dans son état provisoire stable, et donc une augmentation de la valeur moyenne Um. L'ensemble constitué de la résistance R1, du condensateur C3, de l'oscillateur OS, du monostable M1 et du transistor TI constitue donc une boucle de contre-réaction, dont l'effet est de stabiliser la tension Um moyenne de Us à une valeur d'équilibre ou " de consigne " choisie. Cette valeur peut être choisie en adaptant les valeurs adoptées pour la capacité C1 et l'inductance L1 du circuit résonant CO, en adaptant la fonction liant la tension d'entrée de l'oscillateur OS à la fréquence de ses oscillations, et en réglant la durée fixe pendant laquelle le monostable M1 reste dans son état provisoire. Dans l'exemple de réalisation décrit ici, la valeur d'équilibre de la tension Um est de 3 volts alors que la tension fournie à la borne Npos par la batterie B est de 12 volts. Chaque branche de l'ensemble EB reçoit donc entre -ses extrémités une tension Us stabilisée autour d'une moyenne de 3 volts. En comparaison avec le circuit connu de la figure 1, la tension entre les extrémités des branches portant les diodes électroluminescentes est fortement réduite. Ceci permet donc d'adopter pour les résistances R en série avec les diodes électroluminescentes D des valeurs de résistance plus faibles. Les résistances R adoptées ici sont ainsi des résistances de type 0805 de 50 milliohms dissipant une puissance moyenne de 0,1 watt, tandis que les résistances placées en série avec les diodes électroluminescentes sont habituellement des résistances MELF dissipant une puissance moyenne de 0,5 watts. Les résistances R utilisables grâce au circuit de la figure 2 dissipent peu d'énergie, sont peu coûteuses et sont peu encombrantes. Un courant moyen Is égal à la somme des courants traversant les branches de l'ensemble EB est ici égal à environ 400 mA. Dans l'exemple de réalisation décrit ici, les branches de l'ensemble EB ne comportent aucun commutateur, de sorte que les diodes électroluminescentes ne peuvent être alimentées que toutes à la fois. Un second mode de réalisation de l'invention est représenté à la figure 3. Les éléments de cette figure qui sont similaires à ceux de la figure 2 reprennent les mêmes références. Le circuit électrique de la figure 3 ne diffère de celui de la figure 2 qu'en ce que sur certaines branches de l'ensemble EB est disposé un transistor T, en série avec la résistance R et la diode électroluminescente D correspondante. La tension entre les extrémités des branches EB étant, comme décrit en rapport avec le circuit de la figure 2, stabilisée autour d'une valeur moyenne de 3 volts, les transistors T n'ont pas à être dimensionnés pour supporter des surtensions aussi fortes que dans le cas des circuits connus. Les transistors T sont ainsi des transistors standard de type CMOS (Complementary Metal Oxyde Semiconducteur) en technologie volts. De tels commutateurs sont moins coûteux que les commutateurs utilisés jusqu'à présent dans des circuits conformes à celui de la figure 1. D'autres commutateurs standards, ou drivers selon la terminologie anglaise, peuvent aussi être adoptés à la place des transistors T, tels que des circuits intégrés, ou des microcontrôleurs, grâce à la présente invention. Ces commutateurs sont également moins encombrants que les commutateurs utilisés dans les circuits connus. D'une manière plus générale, I'invention permet une réduction de la place occupée sur un circuit imprimé, ou Printed Circuit Board selon la terminologie anglaise. L'ensemble formé de la batterie B, du circuit résonant CO, du circuit de redressement et de filtrage CR, de l'oscillateur carré OS, du monostable M1, du transistor T1, de la résistance R1 et de la capacité C3, constitue donc un circuit d'alimentation spécifique à haut rendement pour l'ensemble EB de branches parallèles comportant chacune une diode électroluminescente. On a décrit ici un tel circuit d'alimentation qui est du type à découpage à résonance. Ce type de circuit permet d'obtenir un bon rendement, de dissiper peu d'énergie, et de limiter les rayonnements électromagnétiques émis. Toutefois, d'autres types de circuits, permettant d'alimenter l'ensemble EB selon une tension stabilisée et relativement faible, peuvent être adoptés. Les circuits d'alimentation des figures 2 et 3 constituent chacun une cellule, qui peut être intégrée dans un circuit spécifique de puissance dédié aux fonctions d'alimentation générales d'un tableau de bord. Plus généralement, et comme représenté sur la figure 9, un tel circuit spécifique, référencé 10 sur la figure 9, a deux entrées 20 et 30 par bat lesquelles il reçoit respectivement une tension Uperm, permanente, fournie bat par une batterie, et une tension Ucomm bat, commutée, provenant également d'une batterie. Il comporte trois sorties 40, 50 et 60 par lesquelles il fournit respectivement une tension UsPerm permanente de 5 volts, une tension Usc mm commutée de 5 volts, et une tension Us de 3 volts destinée à alimenter des diodes électroluminescentes. Bien entendu, la présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'être décrits, mais s'étend à toute variante conforme à son esprit. REVENDICATIONS 1. Circuit électrique d'éclairage d'un dispositif indicateur notamment pour véhicule automobile, comportant une batterie (B), plusieurs branches (EB) parallèles comportant chacune, en série, une diode luminescente (D) et un moyen résistif (R), caractérisé en ce qu'il est prévu des moyens de commande et d'asservissement (CO, CR, OS, M1, TI, R1, C3) adaptés pour maintenir une tension entre les extrémités des branches (EB) à une valeur de consigne qui est inférieure à la tension délivrée par la batterie(B) et qui est compatible avec une tension d'alimentation des diodes (D). 2. Circuit électrique selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de commande et d'asservissement (CO, CR, OS, M1, TI, R1, C3) comprennent une alimentation à découpage (CO, CR, OS, M1, TIl) adaptée pour être non polluante sur le plan électromagnétique et qui comporte un circuit résonant (CO) dont un élément (C1) est en parallèle avec un commutateur de coupure (TI) apte à court-circuiter cet élément (C1), ainsi que des moyens de contrôle (CR, OS, M1, R1, C3) du commutateur de coupure (TI) qui comprennent un monostable (M1), dont une sortie est reliée au commutateur de coupure (TI), un oscillateur (OS) commandé en tension dont une sortie est reliée à une entrée de commande du monostable (M1), et dont une entrée est reliée à la sortie du circuit résonant, ainsi que des moyens de redressement et filtrage reliés à la sortie du circuit résonant. 3. Circuit électrique selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que les moyens de commande et d'asservissement comprennent une alimentation à découpage adaptée pour être non polluante sur le plan électromagnétique et qui comporte: - un circuit résonant (CO) placé en série entre la batterie (B) et lesdites branches parallèles (EB), le circuit résonant (CO) comportant une cellule constituée d'un condensateur (C1l) en parallèle d'une diode (D1), et une inductance (Li) en série de la cellule (C1, D1); - un commutateur (TI) en parallèle de ladite cellule (C1, D1) du circuit résonant (CO); - des moyens de redressement et filtrage, constitués d'une diode (D2) et d'un condensateur (C2) en parallèle, placés à la sortie du circuit résonant; et - des moyens de contrôle du commutateur (TI) qui comportent: * un filtre passe-bas (R1, C3) placé en sortie du circuit résonant (CO); * un oscillateur commandé en tension (OS) dont l'entrée est reliée à la sortie du filtre passe bas; et * un monostable (M1) dont l'entrée est reliée à la sortie de l'oscillateur commandé en tension et dont la sortie pilote le commutateur (TI). 4. Circuit électrique selon l'une quelconque des revendication 1 à 3, caractérisé en ce que certaines des branches (EB) comportent également un commutateur contrôlé (T) en série avec leur diode luminescente (D) et leur moyen résistif (R). 5. Circuit électrique selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de commande et d'asservissement (CO, CR, OS, M1, TI, R1, C3) comprennent une alimentation à découpage (CO,CR,OS,M1,TI). 6. Circuit électrique selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de commande et d'asservissement (CO, CR, OS, Ml, TI, Ri, C3) comportent un circuit résonant (CO) dont un élément (Cl) est en parallèle avec un commutateur de coupure (TI) apte à court-circuiter cet élément (Cl), ainsi que des moyens de contrôle (CR, OS, M1, Ri, C3) du commutateur de coupure (TI), reliés à une extrémité des branches (EB). 7. Circuit électrique selon la revendication précédente, caractérisé en ce que les moyens de contrôle (CR, OS, M1, R1, C3) comprennent un monostable (Ml), dont une sortie est reliée au commutateur de coupure (TI), un oscillateur (OS) dont une sortie est reliée à une entrée de commande du monostable (M1), et dont une entrée est reliée à une extrémité des branches (EB). 8. Circuit électrique selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'oscillateur (OS) est un oscillateur carré. 9. Circuit électrique selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, caractérisé en ce que les moyens de commande et d'asservissement (CO, CR, OS, M1, TI, R1, C3) comportent des moyens de redressement (CR, D2, C2) d'une tension en sortie du circuit résonant (CO). 10. Circuit électrique selon l'une quelconque des revendications 7 à 9, caractérisé en ce que l'entrée de l'oscillateur (OS) est reliée à une extrémité des branches (EB) par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas (R1, C3). 11. Circuit électrique selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens résistifs (R) sont dimensionnés pour dissiper chacun une puissance maximale de 0,1 watt. 12. Circuit électrique selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le commutateur contrôlé (T) est un commutateur à semiconducteur de type CMOS en technologie 5 volts.