FR 2783121 A1 20000310 FR 9811141 A 19980907 PROCEDE ET DISPOSITIF DE RECUPERATION DE PORTEUSE D'UN SIGNAL NUMERIQUE La présente invention est relative à un procédé et un dispositif de récupération de porteuse d'un signal nu- mérique. Le problème de la récupération et de la poursuite de l'onde porteuse, ci-après désignée par la porteuse, d'un signal numérique se pose fréquemment dans le domaine technique des transmissions. Un tel problème consiste en fait à compenser l'écart de phase et/ou de fréquence entre un oscillateur à l'émission, engendrant cette onde por- teuse, et un oscillateur à la réception destiné en fait à régénérer l'onde porteuse dont on veut assurer la détec- tion en vue d'une démodulation. D'une manière générale, un tel problème a fait l'objet d'études et de développements qui ont conduit à la proposition de solutions dans le cas de la transmission de signaux numériques, suite d'échantillons successifs r(n) représentatifs d'un signal utile d(n), constitutif d'un symbole courant, et d'un bruit additif w(n). Parmi les solutions proposées, un processus clas- sique, pour un signal reçu r(n) vérifiant la relation: r(n) = ej*n). d(n) + w(n) o d(n) est le signal utile de variance unité, *(n) l'ar- gument de phase, parasite, à récupérer et w(n) un bruit additif, consiste, en l'absence d'apprentissage en réfé- rence à la figure 1, à corriger le déphasage parasite +(n) du signal reçu r(n) pour engendrer un signal reçu corrigé u(n) par un processus de verrouillage de phase à partir d'une valeur de phase parasite estimée 4(n). Le signal re- çu corrigé u(n) vérifie la relation: u(n) = r(n).exp-ji( n) et constitue une estimation du symbole courant. Le signal reçu corrigé u(n) est soumis à un processus de décision non linéaire pour engendrer un symbole décidé d(n). Une détection de phase est effectuée entre le signal reçu cor- rigé u(n) et le symbole décidé d(n) pour engendrer un si- gnal d'erreur de phase E(n) entre le signal reçu corrigé u(n) et le symbole décidé d(n). Une valeur de phase para- site estimée est alors calculée pour l'échantillon suivant l'échantillon courant à partir d'un filtre de boucle déli- vrant un signal d'erreur de phase filtré gf (n) et d'un opérateur intégrateur délivrant la valeur estimée "(n+l) pour l'échantillon suivant. Des processus analogues mettant en jeu une sé- quence d'apprentissage pour constituer le signal de réfé- rence ont en outre été proposés. Toutefois, de tels processus ne permettent de mi- nimiser ni l'erreur de phase E(n), ni, en conséquence, la probabilité d'erreur sur le symbole décidé. La présente invention a pour objet de remédier aux inconvénients et limitations des processus de l'art anté- rieur, notamment par l'introduction d'une minimisation de l'erreur de phase, en ramenant cette erreur de phase à sa valeur non prédictible. Un autre objet de la présente invention est égale- ment la mise en oeuvre d'un procédé et d'un dispositif de récupération de porteuse permettant un mode opératoire au- todidacte, en l'absence d'introduction de tout symbole connu, ou un mode opératoire supervisé, grâce à l'intro- duction de symboles connus. Un autre objet de la présente invention est égale- ment la mise en oeuvre d'un procédé et d'un dispositif de récupération de porteuse d'un signal numérique notamment constitué par un signal utile formé d'une séquence indé- pendante et identiquement distribuée de symboles de type MAQ-M avec M = 4,16,64 ou 256. Un autre objet de la présente invention est en conséquence la mise en oeuvre d'un procédé et d'un disposi- tif de récupération de porteuse d'un signal numérique en présence d'un écart de phase, de fréquence ou d'une rampe de fréquences, perturbations majeures apparaissant entre oscillateur à l'émission et oscillateur à la réception. Le procédé de récupération de porteuse d'un signal reçu r(n), constitué par une suite d'échantillons courants successifs r(n) de rang (n) représentatifs d'un signal utile d(n) et d'un bruit additif w(n), avec r(n) = ei(n' d(n) + w(n) o +(n) représente l'argument de phase parasite de ce si- gnal reçu, consiste, pour chaque échantillon courant de rang n, à mettre en oeuvre les étapes consistant à soumet- tre le signal reçu r(n) à un verrouillage de phase à par- tir d'une valeur de phase parasite estimée +(n) pour engendrer un signal reçu corrigé u(n)=r(n).exp-j(i()), estima- tion d'un symbole courant, à soumettre le signal reçu cor- rigé u(n) à un processus de décision non linéaire pour engendrer un symbole décidé d(n), à une détection de phase, pour engendrer un signal d'erreur de phase E(n) en- tre le signal reçu corrigé u(rn et le symbole décidé d(n), à calculer une valeur de phase parasite estimée $(n+1) de ce signal pour l'échantillon suivant l'échantillon cou- rant, à partir d'un filtre de boucle H(z)=G,+ -2 déli- vrant un signal d'erreur de phase filtré Ef(n) et d'un opérateur intégrateur délivrant à partir de ce signal d'erreur de phase filtré ladite valeur de phase parasite estimée W(n+1) pour l'échantillon suivant de rang n+l. Il est en outre remarquable en ce qu'il consiste à soumet- tre le signal d'erreur de phase E(n) à un processus de blanchiment pour engendrer un signal d'erreur de phase es- timée ú(n) pour l'échantillon courant, à soumettre ledit signal reçu corrigé u(n) à un processus de correction de phase estimée s(n) pour engendrer un signal reçu corrigé estimé v(n)=u(n).exp(-jê(n)), meilleure estimation du symbole courant, et à soumettre ledit signal reçu corrigé estimé v(n) audit processus de décision non linéaire, en lieu et place dudit signal reçu corrigé u(n), pour engendrer un symbole décidé estimé dv(n). Le procédé et le dispositif, objets de la présente invention, trouvent application à la mise en oeuvre de chaînes de réception de signaux numériques. Ils seront mieux compris à la lecture de la des- cription et à l'observation des dessins ci-après, dans lesquels, outre la figure 1 relative à un dispositif met- tant en ouvre un processus de verrouillage de phase et à décision non linéaire de l'art antérieur: - la figure 2a représente un organigramme illus- tratif du procédé de récupération de porteuse, objet de la présente invention; - la figure 2b représente un détail spécifique de mise en ouvre du procédé, objet de!'invention, illustré en figure 2a; - la figure 3 représente un dispositif permettant la mise en oeuvre du procédé, objet de l'invention, tel qu'illustré en figures 2a et 2b; - les figures 4a, 4b représentent le comportement d'un filtre de prédiction linéaire appliqué à l'erreur de phase en termes de convergence, respectivement d'erreur de prédiction, dans le cas d'une rampe de fréquences affec- tant l'écart de fréquence entre oscillateur à l'émission et oscillateur à la réception; - les figures 5a, 5b représentent le comportement du dispositif représenté en figure 3 lors de la mise en oeuvre d'un processus de synchronisation pour un écart de fréquence entre oscillateur à l'émission et oscillateur à la réception; - les figures 6a et 6b représentent le comporte- ment du dispositif, objet de l'invention, en fonctionne- ment autodidacte; - les figures 7a et 7b représentent la compensa- tion d'une rampe de fréquences, relativement à l'erreur de phase filtrée &f(n), respectivement à l'erreur de phase s(n), pour une rampe de fréquences correspondante. - la figure 8 représente un dispositif permettant la mise en oeuvre du procédé, objet de la présente inven- tion, dans un mode de réalisation préférentiel dans lequel une optimisation du processus de synchronisation en fonc- tion des conditions de réception de la porteuse à récupé- rer est effectuée. Une description plus détaillée du procédé de récu- pération de porteuse d'un signal reçu tel que notamment un signal numérique de télédiffusion à module sensiblement constant, c'est-à-dire un signal modulé en fréquence ou en phase, sera maintenant donnée en liaison avec les figures 2a et 2b. D'une manière générale, on indique que le signal reçu r(n) vérifie la relation (1): r(n) = eiJ").d(n) + w(n) Cette relation représente le signal reçu avant ré- cupération de la porteuse. Dans cette relation, d(n) re- présente le signal utile de variance unité, (n) représente l'argument de phase parasite de ce signal reçu, c'est-à-dire en fait la phase à récupérer ou compenser afin d'assurer le processus de récupération de porteuse et w(n) un bruit additif. On rappelle en outre que n désigne le rang de l'échantillon correspondant du signal reçu et, par extension, de tous signaux issus par traitement de ce signal reçu. De manière plus spécifique, on indique que le pro- cédé, objet de la présente invention, consiste, de manière analogue à un procédé de style classique tel que représen- té en liaison avec la figure 1, à soumettre le signal reçu r(n) à un processus de verrouillage de phase à partir d'une valeur de phase parasite estimée pour l'échantillon courant, valeur de phase notée 4(n), pour engendrer un si- gnal reçu corrigé noté u(n), lequel vérifie la relation (2): u(n) = r(n)exp(-j (n)) = d(n)expj(+(n)-(n))+ w(n)exp(-j(n)) Par cette opération de verrouillage de phase, une opération de correction est en fait effectuée sur chaque échantillon courant successif, et le signal reçu corrigé u(n) obtenu constitue une estimation du symbole courant. Une référence permettant la mise en oeuvre du verrouillage de phase peut être fournie soit par une séquence d'appren- tissage, soit par une opération non linéaire de décision à laquelle le signal reçu corrigé u(n) est soumis pour obte- nir un symbole décidé, noté d(n). Le symbole décidé d(n) ainsi que le signal reçu corrigé u(n) sont ensuite soumis à une détection de phase pour engendrer un signal d'erreur de phase ú(n) entre le signal reçu corrigé u(n) et le symbole décidé d(n). En ou- tre, une valeur de phase parasite estimée, notée (n+[), de ce signal utile, est calculée pour l'échantillon de rang n+l suivant l'échantillon courant de rang n, à partir d'un filtre de boucle de fonction de transfert H(z) de la forme, relation (3): H(z) =G+ +G, G1 et G2 désignent des termes réels positifs constants. Le filtre de boucle délivre un signal d'erreur de phase filtré, noté f (n), et la valeur de phase parasite estimée (n+1) pour l'échantillon suivant de rang n+l est obtenue au moyen d'un opérateur intégrateur ou accumulateur déli- vrant, à partir de ce signal d'erreur de phase filtré Ef(n), la valeur de phase parasite estimée précitée. La valeur de phase parasite estimée pour l'échan- tillon de rang n+l vérifie la relation (4): "(n+l) =n (n)+ (n). Outre les opérations classiques précédemment ci- tées, le procédé, objet de la présente invention, consiste à soumettre le signal d'erreur de phase s(n) à un proces- sus de blanchiment pour engendrer un signal d'erreur de phase estimée, noté s(n+l), pour l'échantillon suivant. Conformément à un aspect particulièrement remar- quable du procédé, objet de la présente invention, celui- ci consiste alors à soumettre le signal reçu corrigé u(n) à un processus de correction de phase pour l'échantillon courant, à partir du signal d'erreur de phase estimée s(n), pour engendrer un signal reçu corrigé estimé v(n), vérifiant la relation (5): v(n) = u(n).exp(-j(n)). Ce signal reçu corrigé estimé v(n) constitue la meilleure estimation du symbole courant. Le signal reçu corrigé estimé précité v(n) est en- suite soumis au processus de décision non linéaire en lieu et place du signal reçu corrigé u(n) pour engendrer un symbole décidé estimé dv(n). Bien entendu, le processus de détection de phase est ensuite réalisé entre le signal re- çu corrigé u(n) et le signal ou symbole décidé estimé dv(n), la valeur d'erreur de phase E(n) ainsi obtenue per- mettant d'assurer ensuite le verrouillage de phase pour assurer l'opération de verrouillage de phase pour l'échan- tillon suivant correspondant. Une description de l'ensemble des étapes successi- ves mises en oeuvre dans le cadre du procédé, objet de la présente invention, sera donnée en référence à la figure 2a dans laquelle: l'étape 1000 représente l'étape de réception du signal reçu r(n). - Cette étape est suivie de l'étape 1001 de ver- rouillage de phase permettant, à partir du signal reçu r(n), d'obtenir, par correction à partir de la valeur de phase parasite estimée 4(n), la valeur du signal reçu cor- rigé u(n) vérifiant la relation (2) précédemment exposée. - Le signal reçu corrigé u(n) est alors ensuite soumis à l'étape de correction de phase pour l'échantillon considéré, compte tenu du processus de blanchiment appli- qué au signal d'erreur de phase c(n). Cette opération de correction de phase 1002 permet d'obtenir le signal v(n) vérifiant la relation (5) précitée. - L'étape 1002 est suivie de l'étape 1003 consis- tant à soumettre le signal v(n) au processus de décision non linéaire, ce dernier vérifiant la relation (6): dv(n) = DD(v(n)). DD désigne le processus de décision non linéaire. I0 - L'étape 1003 précitée est suivie de l'étape 1004 de détection de phase entre le symbole décidé estimé dv(n) et le signal reçu corrigé u(n) estimation du symbole cou- rant. L'étape 1004 précitée permet d'engendrer le signal d'erreur de phase s(n). - L'étape 1004 est alors suivie de l'étape 1005 consistant à effectuer le processus de blanchiment du si- gnal d'erreur de phase précité, pour engendrer un signal d'erreur de phase estimée (n+l) pour l'échantillon sui- vant. - Le signal d'erreur de phase estimée, obtenu à l'issue de l'étape 1005 permet la mise en oeuvre de l'étape de correction de phase 1002, alors que le signal ú(n) per- met la mise en oeuvre de l'étape de calcul de la valeur de phase parasite estimée (n+1) pour l'échantillon suivant de rang n+l, étape 1006 représentée en figure 2a. Cette étape permet d'assurer le verrouillage de phase à l'étape 1001. Un justificatif du mode opératoire du procédé, ob- jet de la présente invention, tel que représenté en figure 2a, sera donné ci-après. En référence à la relation (2) précédente, on peut constater que le signal d'erreur de phase à minimiser s(n) représente en fait la différence de phase entre le signal de référence u(n) et le symbole décidé estimé dv(n) obtenu après décision non linéaire. La détection de l'erreur de phase peut alors être réalisée grâce à la mise en oeuvre d'un calcul d'argument de phase délivrant le signal d'erreur de phase E(n), soit sous la forme de la relation (7): Il In[u(n)dâ (n)j I, (n) =- ^ u(n)dv(n) soit sous la forme de la relation (8): Im[u(n)d X7(n)] 2 (n) = arctan. Re u(n)â v(n)] Dans ces relations, on indique que Im[.] désigne la partie imaginaire de l'expression sous crochet, Re[.] indique la partie réelle de l'expression sous crochet, dv(n) désigne en fait la valeur complexe conjuguée du sym- bole décidé estimé dv(n). Compte tenu de la notation complexe précitée, le produit complexe du signal reçu corrigé u(n) et du symbole décidé estimé dans sa notation complexe vérifie la rela- tion (9): u(n)d v(n) = exp j((n)- $(n))+ w(n)d v(n) exp(-j$(n)). Compte tenu de la relation précédente, il apparaît que le processus de récupération de porteuse, conformément à un aspect remarquable du procédé, objet de la présente invention, se résume ainsi à la poursuite d'une phase à partir d'une valeur de phase parasite estimée +(n). L'erreur de phase E(n) après accrochage vérifie alors la relation (10): E(n) n)-(n)- (n)+w'(n) Dans la relation précédente, w'(n) désigne une valeur de bruit issue du bruit w(n). En référence à la relation précitée, on indique qu'il est ainsi possible de retrancher à l'erreur de phase E (n) sa partie prédictible en diminuant ainsi l'erreur de phase et finalement la probabilité d'erreur sur le symbole décidé. Un processus de blanchiment du signal d'erreur de phase Es(n) permet ainsi de réduire ce signal à sa partie non prédictible, ainsi qu'il sera décrit ci-après. Le processus de blanchiment appliqué au signal d'erreur de phase E(n) permet ainsi, conformément à un as- pect remarquable du procédé, objet de la présente inven- tion, d'engendrer un signal d'erreur de phase estimé ú(n) pour l'échantillon courant. En ce qui concerne le processus de blanchiment proprement dit, réalisé à l'étape 1005 représentée en fi- gure 2a, on indique que selon un mode de mise en oeuvre préférentiel du procédé, objet de la présente invention, celui-ci peut consister à soumettre le signal d'erreur de phase g(n) à un filtrage de prédiction linéaire sur l'échantillon du signal d'erreur de phase s(n) de rang n correspondant au rang n de l'échantillon courant. Le fil- trage de prédiction linéaire est alors piloté à partir du signal d'erreur de prédiction vérifiant la relation (11): ep(n)=E c(n)- (n). Ce signal d'erreur de prédiction est constitué par la dif- férence entre le signal d'erreur de phase s(n) et le si- gnal d'erreur de phase estimée (n) correspondant à l'échantillon courant. Compte tenu du processus de filtrage de prédiction linéaire appliqué au signal d'erreur de phase E(n), le si- gnal d'erreur de phase estimée s(n), pour l'échantillon courant E(n) soumis à un tel filtrage à N coefficients de filtrage, chaque coefficient de filtrage étant noté Pk, vérifie la relation: N (n)= E pk(n-k) k=l o k désigne le rang du coefficient correspondant. Dans ces conditions, la meilleure estimation de phase permettant, à partir du signal reçu r(n), d'obtenir le signal reçu corrigé estimé v(n), meilleure estimation du symbole courant, est donnée par la relation (12): N (n) + PkE pkf(n - k) k=l Dans ces conditions de traitement, la meilleure estimation du symbole courant, c'est-à-dire le signal v(n), vérifie la relation (13): v(n) = u(n)exp- j- pkE(n - k) k=l Pour la mise en ouvre du filtrage de prédiction linéaire précité, ainsi que représenté en figure 2b, le signal d'erreur de phase E(n) pour l'échantillon courant de rang n considéré peut être soumis à une étape 1005a de filtrage de prédiction linéaire proprement dite pour déli- vrer le signal d'erreur de phase estimée s(n+I), pour l'échantillon de rang suivant n+l. Une étape de retard d'un échantillon, étape 0l05b, permet de récupérer l'er- reur de phase estimée s(n) pour l'échantillon de rang n courant. Le filtrage de prédiction linéaire à l'étape 1005a est lui-même piloté par le signal d'erreur de pré- diction ep(n) obtenu à l'étape 1005c par soustraction au signal d'erreur de phase E(n) du signal d'erreur de phase estimée ê(n). Une description plus détaillée d'un dispositif permettant la mise en oeuvre du procédé de récupération de porteuse d'un signal reçu, conforme à l'objet de la pré- sente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 3. Ainsi que représenté sur la figure précitée, ce- lui-ci comprend une boucle à verrouillage de phase formée par un circuit multiplicateur complexe 1, recevant le si- gnal reçu r(n). La boucle à verrouillage de phase permet, à partir du signal reçu corrigé u(n) délivré par le multi- plicateur 1, à partir d'un circuit non linéaire de déci- sion 2 et d'un circuit de calcul 3 de partie réelle et imaginaire et d'un circuit de détection de phase 4 assu- rant une détection de phase entre le signal reçu corrigé u(n) et le symbole décidé estimé dv(n) délivré par le cir- cuit non linéaire 2, d'engendrer le signal d'erreur de phase Es(n). Ce signal E(n) est délivré à un filtre de bou- cle 5 de fonction de transfert H(z) et de gain K, puis, au moyen d'un système accumulateur 6 à partir du signal d'er- reur de phase filtré sf(n) délivré par le filtre de boucle 5, la valeur de phase parasite estimée +(n) est engendrée et un circuit 6a de calcul d'exponentielle complexe déli- vre le terme de correction de phase au circuit multiplica- teur 1 pour constituer ainsi la boucle de verrouillage de phase précitée. D'une manière générale, on indique que le circuit multiplicateur 1 est un circuit numérique classique per- mettant d'assurer le produit complexe de deux signaux d'entrée. Le circuit 2 non linéaire de décision est un circuit de type classique permettant d'appliquer la déci- sion non linéaire sur les parties réelles et parties ima- ginaires du signal reçu corrigé estimé v(n). Le circuit de détection de phase 4 est un circuit permettant d'assurer la détection de phase entre le symbole décidé estimé dv(n) et le signal reçu corrigé u(n). Le filtre de boucle 5 est un filtre de type classique et, pour cette raison, ne sera pas décrit en détail. Il en est de même en ce qui concerne le circuit accumulateur 6, lequel, de manière connue en tant que telle, peut consister en un circuit sommateur 60 recevant le signal d'erreur de phase filtré Ef(n) délivré par le filtre de boucle 5, un circuit retardateur d'un échantillon, noté 61, et délivrant la valeur de phase pa- rasite estimée précitée 4(n) au module 6a de calcul du terme de correction de phase dont la sortie est connectée à l'autre entrée multiplicatrice du circuit multiplicateur 1. En outre, la sortie de l'élément retardateur 61 est également connectée à la deuxième entrée sommatrice du circuit sommateur 60. Ainsi qu'on l'a en outre représenté en figure 3, le dispositif, objet de la présente invention, comporte un circuit 7 permettant d'assurer le blanchiment du signal d'erreur de phase s(n), lequel permet d'engendrer, à par- tir de ce dernier, un signal d'erreur de phase estimée s(n) pour l'échantillon courant. Un module de calcul d'ex- ponentielle complexe 8 reçoit le signal d'erreur de phase estimée s(n) délivré par le circuit de blanchiment 7 et * délivre cette valeur exponentielle complexe à un multipli- cateur 9, lequel est inséré dans la boucle de phase entre le circuit multiplicateur 1 et le circuit de traitement non linéaire 2 pour assurer la correction de phase de l'échantillon courant, ainsi qu'il a été décrit précédem- ment dans la description. Le circuit multiplicateur 9 re- çoit le signal u(n), signal reçu corrigé, pour délivrer à partir de la correction introduite par le terme de correc- tion délivré par le module 8, le signal reçu corrigé esti- mé v(n), lequel constitue la meilleure estimation du symbole courant compte tenu de la minimisation de la pro- babilité d'erreur sur le symbole décidé introduite du fait du blanchiment du signal d'erreur de phase E(n) précité. Pour réaliser le blanchiment du signal d'erreur de phase ú(n) selon le processus décrit en figure 2b, le cir- cuit de blanchiment 7 peut comprendre, ainsi que représen- té sur la figure 3, un filtre de prédiction linéaire 70, recevant le signal d'erreur de phase E(n) et délivrant le signal d'erreur de phase estimée s(n+1) pour l'échantillon de rang suivant n+l, un circuit de retard d'un échantillon 7:, permettant de récupérer le signal d'erreur de phase estimée ê(n) pour l'échantillon courant, et un circuit soustracteur 72 recevant le signal d'erreur de phase s(n) et le signal d'erreur de phase estimée s(n) et délivrant le signal d'erreur de prédiction vérifiant la relation (11) précédente. Le dispositif tel que représenté en figure 3 per- met, d'une part, d'améliorer le régime permanent lorsque l'erreur de phase E(n) est colorée, et, d'autre part, d'accélérer la convergence de la boucle de verrouillage de phase en période d'acquisition. On rappelle que le signal d'erreur de phase E(n) est coloré, par exemple, lors d'une dérive de la fréquence de l'oscillateur d'émission par rapport à l'oscillateur de réception. Dans de telles con- ditions, la phase parasite à compenser apparaît alors comme une rampe de fréquences qu'il est d'autant plus dif- ficile à compenser que la constellation est complexe, c'est-à- dire que M pour une constellation de type MAQ-M est grand. Enfin, on indique que la variance de l'erreur de phase, c'est-à-dire la variance de l'erreur de prédic- tion du filtrage de prédiction linéaire appliqué au signal d'erreur de phase E(n), est donnée par l'expression: E [e2(n)] o E désigne l'espérance mathématique de l'expression sous crochet. Différents résultats de mise en oeuvre du disposi- tif et du procédé de récupération de porteuse, objets de la présente invention, tels que représentés en figures 3 et 2a, 2b respectivement, seront donnés dans le cas de l'utilisation d'une modulation de canal de type MAQ-4, soit M = 4. Les figures 4a et 4b concernent le comportement d'un tel dispositif. Lorsque le dispositif, objet de la présente inven- tion, tel que représenté en figure 3 fonctionne en pré- sence d'une rampe de fréquences mais en l'absence de bruit, dans un tel cas, l'erreur de phase en régime perma- nent est de la forme exprimée selon la relation (14): 2Q, E(n) =-2 G, Dans cette relation, G2 représente le paramètre du filtre de boucle de fonction de transfert H(z) définie précédem- ment, alors que Q1 représente la pente de la rampe de fré- quences perturbatrice considérée. Dans un tel cas, le filtre prédicteur 70 permet de compenser parfaitement la rampe précitée, la récupération des données sans erreur étant obtenue quelle que soit la rampe génératrice de l'erreur de phase correspondante. Au contraire, dans un dispositif classique tel que représenté en figure 1, un tel dispositif présente un seuil de fonctionnement, la boucle de phase ne parvenant pas à suivre la variation de phase provoquée par la rampe de fréquences précitée au-delà de ce seuil. Grâce à la mise en oeuvre d'un filtre prédicteur, conformément au dispositif, objet de la présente inven- tion, tel que représenté en figure 3, un tel seuil dispa- rait, la seule limitation résidant dans la plage de linéarité du détecteur de phase utilisé. Pour un détecteur de phase linéaire entre les valeurs -n et à, il est possi- ble de compenser une rampe de fréquences dont le terme de pente Ql est compris entre +G. De même, en présence de bruit, une rampe de fré- quences étant toujours présente et le bruit étant un bruit blanc gaussien, les figures 4a et 4b permettent de véri- fier que les résultats obtenus sont encore satisfaisants. La figure 4a représente la valeur du coefficient de filtrage pl du filtre de prédiction linéaire 70 à un seul coefficient en fonction du nombre d'itérations, et la figure 4b représente la variance de l'erreur de phase telle que définie précédemment et exprimée en décibels dB en fonction de ce nombre d'itérations. Les figures 4a et 4b ont été obtenues pour une rampe de fréquences définie par le paramètre ' =0,225 et G2 pour une variance de bruit blanc gaussien, vérifiant la relation a' =,01. L'observation de la figure 4a montre la conver- gence du filtre prédicteur à un coefficient Pi vers la va- leur théorique fournie par la résolution des équations de Wiener-Hopf. La figure 4b montre, dans les mêmes conditions, que la variance de l'erreur de prédiction converge égale- ment vers une valeur minimale théorique, inférieure à -16 dB dans l'exemple précité. En outre, le dispositif et le procédé, objets de la présente invention, peuvent être mis en oeuvre selon un processus de type dit de synchronisation supervisée. D'une manière générale, on rappelle que dans les procédés de récupération de porteuse, on utilise des dé- tecteurs de phase issus de l'application du maximum ce vraisemblance. Toutefois, pour la mise en oeuvre du procédé et du dispositif, objets de la présente invention, un tel type de détecteur de phase s'est révélé mal adapté. En pratique, il est commode de choisir un détec- teur de phase plus simple tel que par exemple un détecteur de phase dont la réponse du signal d'erreur de phase est donnée selon la relation (8) précédemment mentionnée dans la description. Un tel type de détecteur est linéaire pour les valeurs de phase estimées comprises entre -n et s. Les paramètres de boucle de verrouillage de phase peuven: alors être choisis pour que l'erreur de phase ne sorte pas de la plage de linéarité. Un exemple des résultats d'optimisation obtenus dans le cas de la réception d'une modulation de canal de type MAQ-4 en présence de bruit et d'un écart de fréquence est donné en liaison avec les figures 5a et 5b. Les essais ont été réalisés pour un écart de fre- quence maximum rencontré correspondant au produit Af.Ts = 0, 1 o Af représente l'écart de fréquence et Ts la période d'échantillonnage du signal reçu. La bande monola- térale de bruit était imposée à une valeur Bl.Ts = 1,25 10-2 o Bl représente la valeur de la bande monolatérale et Ts la période d'échantillonnage du signal reçu. Alors qu'une récupération classique par boucle, mise en oeuvre avec un détecteur sinusoïdal nécessiterait une séquence d'apprentissage importante, de l'ordre de 000 échantillons successifs, la réponse de la boucle lors de l'utilisation d'un dispositif conforme à l'objet de la présente invention, tel que représenté en figure 3, dans lequel un détecteur de phase à extension de saut de phase a été utilisé, et pour une valeur d'erreur de phase maximale ls(n)maxl=12,2572 radians, la convergence de cette boucle ne nécessite, ainsi que représenté en figure 5a, qu'un nombre Na de symboles d'apprentissage égal sensible- ment à 170 échantillons. Ce résultat montre un gain consi- dérable en matière de vitesse de convergence par rapport au dispositif classique dans lequel un détecteur sinusoi- dal est utilisé. En considérant le régime transitoire comme une si- nusoïde à l'échelle du filtre de prédiction linéaire 70, un filtre à deux coefficients adapté par un algorithme MCR désignant l'algorithme des moindres carrés rapides ou LMS en langage anglo-saxon, la convergence, dans une telle si- tuation, ainsi que représenté en figure 5b, est obtenue en quelques échantillons, soit un nombre d'échantillons égal à 4, la figure 5b représentant la convergence de l'erreur de prédiction ep(n) en fonction du nombre d'itérations. Le dispositif et le procédé, objets de la présente invention, permettent donc une augmentation de la vitesse de convergence d'une synchronisation supervisée. Il est ainsi possible d'envisager l'utilisation du dispositif et du procédé, objets de la présente invention, lors d'appli- cations de transmission par paquets o, à l'heure ac- tuelle, on utilise des dispositifs non bouclés qui convergent rapidement mais au prix d'une augmentation du taux d'erreur. Les figures 6a et 6b sont relatives au comporte- ment du dispositif, objet de la présente invention, lors d'un processus de fonctionnement dit autodidacte, c'est-à- dire en l'absence d'apprentissage. Dans un tel cas, on distingue essentiellement deux cas de figure en fonction de l'importance de l'écart de fréquence. Lorsque, ainsi que représenté en figure 6a, l'écart de fréquence est faible, on considère que le fonc- tionnement autodidacte peut être ramené à un fonctionne- ment supervisé car, dans un tel cas, le filtre de prédiction linéaire fournit une information suffisamment fiable. La figure 6a représente la convergence de l'erreur de phase E(n) pour une modulation de type MAQ-64 en pré- sence d'un bruit tel que le rapport signal à bruit soit de -23 dB et pour un écart de fréquence Af.Ts = 0,001, l'écart de phase initial étant aléatoire, de loi uniforme sur l'intervalle]-7,l]. Le résultat obtenu, représenté sur la figure 6a, le signal d'erreur de phase s(n) en ra- dian étant représenté en ordonnées en fonction du nombre d'itérations en abscisses, correspond sensiblement au mode linéaire supervisé représenté en trait plein et désigné par modèle théorique. Au contraire, lorsque l'écart de fréquence est trop important, le modèle linéaire n'est plus acceptable. Dans un tel cas, pour estimer le temps d'accro- chage et de convergence, il est possible de faire appel à des règles empiriques. Dans le cas o un dispositif de récupération de porteuse tel que représenté en figure 1 est mis en oeuvre, le temps d'acquisition pour une modulation de type MAQ-64 est donné par la formule approchée c_- après, vérifiant la relation (15): TaIcq2 t3. 105 O' Dans cette relation, Tacq2 désigne le temps d'acquisition, ou de convergence, Af l'écart de fréquence et Bl la bande monolatérale de bruit. A titre d'exemple non limitatif, on indique que pour Af.Ts = 0,02, le temps d'acquisition précité pour un dispositif classique tel que représenté en figure 1 est de 4,8 106 échantillons, ce qui naturellement est rédhibi- toire. Au contraire, lors de la mise en oeuvre d'un dispo- sitif et du procédé, objet de la présente invention, ainsi qu'il apparaît sur la figure 6b dans la cas d'un écart de fréquence important, l'acquisition se déroule en deux temps: - en premier lieu, convergence de l'algorithme MCR, - en deuxième lieu, convergence de la boucle de verrouillage de phase. Après convergence de l'algorithme MCR, l'erreur résiduelle de phase ou, en d'autres termes, le signal de pilotage du filtrage prédictif ep(n), est suffisamment faible pour permettre la prise de décision correcte. Compte tenu de ces observations, plusieurs essais ont été réalisés avec différents écarts de fréquence, ces essais étant reportés en figure 6b o le signal d'erreur de phase filtré Ef(n) par le filtre de boucle est repré- senté en ordonnées en fonction du notmbre d'itérations. La figure 6b représente ainsi la convergence de la boucle de phase dans le cas de la réception d'une modula- tion de type MAQ-64 pour un rapport signal/bruit de 25 dB en présence d'un écart de fréquence Af.Ts = 0,01 et Af.Ts = 0,015, ainsi que d'un écart de phase initial aléatoire de loi uniforme sur l'intervalle]-n,7r]. Pour ces essais, on a effectué dix tirages aléatoires du signal utile et de l'écart de phase correspondant. Le tableau ci-après récapitule les temps d'acqui- sition obtenus avec une bande de bruit équivalente de Bl.Ts = 5 10-3 et un amortissement de; = 0,7. Le filtre de prédiction linéaire P(z) comprenait deux coefficients et était adapté par un algorithme MCR piloté par le signal ep(n) avec un facteur d'oubli W = 0,95. TsAf Temps classique Temps avec prédicteur 0,005 300 000 1 500 0,01 1 200 000 3 000 0,015 2 700 000 10 000 0,02 4 800 000 14 000 Le tableau précité est introduit, les temps étant indiqués en nombre d'échantillons ou de périodes d'échantillonnage, le temps classique correspondant au temps d'acquisition d'un dispositif tel que représenté en figure 1 et le temps avec prédicteur correspondant au temps d'acquisition d'un dispositif conforme à l'objet de la présente invention tel que représenté en figure 3. En référence au résultat précité, une formule ap- prochée du temps d'acquisition en fonction de l'écart de fréquence vérifie la relation (16) ci-après: 5. Tacq 900 BI) Alors que cette formule est à rapprocher de la formule donnée en relation (15) précédemment dans la des- cription, relativement à l'art antérieur, le gain obtenu est de l'ordre d'un facteur de 330 en terme de vitesse de convergence. Des indications relatives à la robustesse de la synchronisation obtenue seront maintenant données en liai- son avec les figures 7a et 7b. D'une manière générale, alors que les études de l'art antérieur ont été effectuées en présence d'un écart de phase et/ou de fréquence simple, dans de nombreux cas pratiques, la phase à récupérer pour assurer la récupéra- tion de porteuse, obéit à un modèle beaucoup plus com- plexe, tel que par exemple la dérive en fréquence des oscillateurs mentionnés précédemment dans la description, ce qui se traduit à la réception par l'existence d'une rampe de fréquences génératrice d'une phase parasite à ré- cupérer. Alors que des études théoriques ont montré que les dispositifs de l'art antérieur tels que représentés en fi- gure 1 présentaient un seuil de fonctionnement dépendant de la géométrie de la constellation, c'est-à-dire de la modulation effectivement utilisée, l'erreur de phase en régime permanent ne doit bien entendu pas dépasser les li- mites de la plage de linéarité. Pour un système de type classique tel que représenté en figure 1, et pour un fil- tre de boucle de paramètre de boucle G2 = 8,89x10-5, la li- mite de la rampe de fréquences tolérable pour les paramètres choisis, pour une modulation de type MAQ-64 et pour une erreur de phase en valeur absolue IE(n)1(7,5 à la valeur Q1[1=5,89'10. Au contraire, grâce à la mise en ouvre du procédé et du dispositif, objets de la présente invention, tels que représentés en figure 3, l'existence d'un tel seuil disparaît, la seule limitation résidant dans la plage de linéarité du détecteur de phase utilisé. Pour un détecteur linéaire de -7 à +n, il est possible de compenser une rampe de fréquences de pente comprise entre +G2 o G2 désigne le paramètre du filtre de boucle utilisé défini précédemment dans la description. L'utilisation de détec- teurs à intégration de saut permet d'étendre ces capacités de correction. La figure 7a représente l'acquisition d'une rampe de fréquences de pente Q1 = 10-4 avec un déphasage initial aléatoire et un écart de fréquence initial nul. La modula- tion, le rapport signal à bruit et les paramètres du sys- tème sont les mêmes que pour les essais précédents. La valeur du signal d'erreur de phase filtré sf(n) est donnée en radian en fonction du nombre d'itérations, cette valeur étant sensiblement linéaire et correspondant à la rampe de fréquences considérée. De la même manière, la figure 7b représente la va- leur du signal d'erreur de phase E(n) en fonction du nom- bre d'itérations, la convergence étant acquise dès la ème itération sensiblement. Le processus de récupéra- tion de porteuse apparaît donc ainsi plus robuste lorsque, en présence d'une rampe de fréquences, l'erreur de phase est colorée en régime permanent. Le procédé et le dispositif de récupération de porteuse, objets de la présente invention, présentent un intérêt majeur dans les périodes de réception difficiles de l'onde porteuse à récupérer. Ces conditions difficiles concernent l'acquisition et les variations du modèle de la phase à récupérer. Dans des conditions de réception faciles, c'est-à- dire en régime permanent en présence d'un simple écart de phase ou de fréquence, le procédé et le dispositif, objets de la présente invention, sont sous-optimaux car le filtre de prédiction linéaire augmente en fait le niveau de bruit. En outre, le détecteur de phase utilisé est sous- optimal. Afin de remédier aux inconvénients précités, un mode de réalisation préférentiel du dispositif, objet de la présente invention, mettant tout de même en ouvre le procédé de récupération de porteuse tel que décrit précé- demment dans la description, sera maintenant donné en liaison avec la figure 8. Le dispositif représenté en figure 8 permet de n'utiliser le circuit de blanchiment 7, c'est-à-dire le filtre de prédiction linéaire, que dans le cas d'un mode dit de convergence, mais au contraire de basculer, de ma- nière réversible, ce mode de fonctionnement vers un mode de fonctionnement dit de poursuite permettant d'utiliser un détecteur optimal. Dans ces conditions, le foncticnnement en mode de convergence utilise le filtre de prédiction 7o, c'est-à- dire le circuit de blanchiment 7, avec de préférence un détecteur de phase délivrant un signal d'erreur de phase donné par la relation (8) précédemment mentionnée dans la description. Au contraire, lorsque les conditions de réception deviennent faciles, il est alors possible, conformément à un aspect particulièrement avantageux du mode opératoire mis en ouvre par le dispositif, objet de la présente in- vention, tel que représenté en figure 8, de passer en fonctionnement en mode poursuite dans lequel le circuit de blanchiment 7, et donc le filtre prédicteur 70, est décon- necté, la correction de phase au niveau du multiplicateur 9 n'étant plus effectuée. Selon un aspect particulièrement avantageux du mode opératoire précité, on indique que dans ce mode de fonctionnement, la réception étant devenue facile, la puissance du signal d'erreur de phase s(n) diminue, la va- leur de puissance de ce signal pouvant ainsi être utilisée comme critère de commutation. Cette commutation peut alors être réalisée par rapport à une valeur de seuil définie de manière expérimentale, pour assurer la commutation entre le mode convergence et le mode poursuite. Dans ce but, ainsi que représenté en figure 8, le dispositif, objet de la présente invention, comprend dans ces conditions un circuit 10 d'estimation de la puissance du signal d'erreur de phase ú(n) connecté par exemple en sortie du détecteur de phase 4. En ce qui concerne ce circuit d'estimation, on in- dique qu'une solution satisfaisante peut consister à esti- mer la puissance du signal d'erreur de phase de manière récursive. Dans ces conditions, l'estimation récursive de la puissance du signal d'erreur de phase peut vérifier la relation (17) ci-après: Pe(n)=XPe(n - 1) + (1 - X)E2(n). La réalisation matérielle du circuit d'estimation 10 peut consister en un circuit de calcul du carré du signal d'er- reur de phase auquel est affecté un coefficient de pondé- ration de l-k, k étant proche de mais inférieur à 1, un circuit de retard d'un échantillon recevant la valeur es- timée de la puissance du signal d'erreur de phase pour l'échantillon courant et délivrant la valeur correspon- dante de puissance pour l'échantillon précédent Pe(n-l) affectée d'un coefficient de pondération de X et en un circuit sommateur réalisant la somme des deux valeurs pré- cédentes. Ce circuit ne sera pas décrit en détail car il correspond à la mise en ouvre de composants classiques. Le circuit d'estimation 10 est suivi d'un compara- teur à seuil 11 recevant la valeur de la puissance du si- gnal d'erreur de phase Pe(n) pour l'échantillon courant délivré par le circuit d'estimation 10, et une valeur de seuil S, laquelle, expérimentalement, a été fixée à la va- leur de -23 dB. Le circuit 11 délivre une commande, ou si- gnal de commande, à deux circuits interrupteurs 12a, 12b assurant la connexion de la sortie du filtre prédicteur 7o au module de calcul d'exponentielle complexe 8 et de l'en- trée du filtre prédicteur 70 et du soustracteur 72 à la sortie du détecteur de phase 4 respectivement. La commande de commutation des interrupteurs 12a et 12b est ainsi as- surée en synchronisme par l'élément comparateur à seuil 11. De préférence, mais de manière non limitative, l'in- terrupteur 12a peut être configuré en commutateur, la po- sition de déconnexion du circuit de blanchiment 7 et du module de calcul d'exponentielle complexe 8 permettant en outre d'assurer la connexion de ce module de calcul 8 à un circuit 12ó délivrant une valeur 0, laquelle par défini- tion permet, en position commutée au module de calcul d'exponentielle complexe 8, de délivrer une valeur 1 au multiplicateur 9. Dans ces conditions et en position com- mutée correspondant au mode de poursuite, la multiplica- tion unité implique v(n) = u(n) et donc l'absence de correction de phase du signal reçu corrigé u(n) en signal reçu corrigé estimé v(n). Le fonctionnement global de l'ensemble est le sui- vant: - mode de convergence: les étapes 1001, 1002, 1003 et 1004 telles que représen- tées en figure 2a, sont alors réalisées. En ce qui con- cerne l'étape 1004, on indique que le détecteur de phase utilisé correspond à un détecteur délivrant un signal d'erreur de phase correspondant soit à la relation (7), soit à la relation (8) précédemment mentionnées dans la description. L'étape 1006 est réalisée par la mise en euvre du filtre de boucle H puis du calcul de l'estimation de la phase pour l'instant suivant, selon la relation (4). * En ce qui concerne la mise à jour du filtre de prédiction linéaire 70 d'un échantillon à l'échantillon suivant, les éléments successifs ci- après sont précisés: à partir de l'erreur de prédiction ep(n)=s(n)-(n), une es- timation de la matrice d'autocorrélation du signal d'er- reur de phase s(n) est calculée. Cette matrice d'autocorrélation vérifie la rela- tion (18): Rs(n) = WRs(n-l)+E(n-I)E'(n-1). Dans cette relation, Rs(n) désigne la matrice d'autocorré- lation précitée, W désigne le facteur d'oubli de l'algo- rithme MCR, E(n-1) désigne la matrice formée par les valeurs du signal d'erreur de phase s(n) aux instants d'échantillonnage n courant et antérieur n-l à n-N+l o N désigne le nombre de coefficients du filtre de prédiction linéaire utilisé. Le symbole Et désigne la matrice trans- posée de cette dernière. La mise à jour du filtre prédic- teur 70 est alors effectuée à l'aide de l'algorithme MCR à partir de la relation (19) ci-après: P(n) = P(n- 1) + (Rs(n) + 0,01 IN)-' ep(n)E(n- 1). Dans cette relation, IN désigne la matrice identité de di- mension N*N. Dans ces conditions, la correction apportée par le filtre de prédiction linéaire pour l'instant suivant s'écrit, selon la relation (20): Les conditions d'initialisation de l'ensemble sont les suivantes: P(O) O Rs(O) = 0,1 IN W = 0,98 Et (0) = O, 01* (1,....,1). Dans ces conditions, la bande monolatérale peut être prise égale à la valeur Bl.Ts = 5.10-3 et le facteur d'atténua- tion = 0,7. Dans ces conditions, le fonctionnement en mode de poursuite s'exprime simplement par: - v(n) = u(n) pour l'étape 1002, et - choix d'un détecteur de phase à maximum de vrai- semblance, détecteur optimal, à l'étape 1004. Pour cette raison, sur la figure 8, le détecteur de phase 4 est relié à la commande ou au signal de commande SC dé- livré par le comparateur à seuil 11, la commutation de dé- tection de phase s'effectuant entre un détecteur opérant selon la relation (8) précédemment mentionnée dans la des- cription et entre un détecteur à maximum de vraisemblance, noté sv(n). Sur la figure 8 précitée, cette commutation s'effectue dans le détecteur de phase 4, et pour cette raison n'est pas représentée. On indique enfin que la commutation entre mode de convergence et mode de poursuite est réversible, ce qui permet de gagner en robustesse dans le cas d'une variation des conditions de transmission. On a ainsi décrit un procédé et un dispositif de récupération de porteuse particulièrement performants, dans la mesure o ces derniers permettent d'améliorer de manière significative la vitesse de convergence et la ro- bustesse des processus de récupération de porteuse, tant dans le cas d'une réception supervisée, que dans le cas d'une réception autodidacte. En outre, compte tenu des deux modes de fonction- nement possibles, le procédé et le dispositif, objets de la présente invention, présentent des performances identi- ques aux solutions de l'art antérieur dans les périodes de réception facile. REVENDICATIONS 1. Procédé de récupération de porteuse d'un signal reçu, ce signal reçu r(n) étant constitué par une suite d'échantillons courants successifs r(n) de rang n repré- sentatifs d'un signal utile d(n) et d'un bruit additif w(n) vérifiant la relation: r(n) = e'*e.d(n) + w(n) +(n) représentant l'argument de phase parasite de ce si- gnal reçu, ce procédé consistant, pour chaque échantillon courant de rang n: - à soumettre ce signal reçu r(n) à un ver- rouillage de phase à partir d'une valeur de phase parasite estimée +(n) pour engendrer un signal reçu corrigé u(n), vérifiant la relation u(n)=r(n). exp(-j(n)), estimation d'un symbole courant; - à soumettre le signal reçu corrigé u(n) à un processus de décision non linéaire, pour engendrer un sym- bole décidé d(n); - à soumettre le signal reçu corrigé u(n) et le symbole décidé d(n) à une détection de phase, pour engen- drer un signal d'erreur de phase s(n) entre ledit signal reçu corrigé u(n) et ledit symbole décidé d(n); - à calculer une valeur de phase parasite estimée "(n+l) de ce signal utile pour l'échantillon suivant ledit échantillon courant, à partir d'un filtre de boucle H(z)=^+ G2 délivrant un signal d'erreur de phase fil- l-z-i tré sf(n) et d'un opérateur intégrateur délivrant à partir de ce signal d'erreur de phase filtré ladite valeur de phase parasite estimée $(n+I) pour l'échantillon suivant de rang n+l, caractérisé en ce que ce procédé consiste en outre: - à soumettre ledit signal d'erreur de phase s(n) à un processus de blanchiment, pour engendrer un signal d'erreur de phase estimée s(n) pour l'échantillon cou- rant; - à soumettre ledit signal reçu corrigé u(n) à un processus de correction de phase à partir dudit signal d'erreur de phase estimée ú(n) pour engendrer un signal reçu corrigé estimé v(n) vérifiant la relation v(n)=u(n).exp(-js(n)), meilleure estimation du symbole cou- rant; - à soumettre ledit signal reçu corrigé estimé v(n) audit processus de décision non linéaire, en lieu et place dudit signal reçu corrigé u(n), pour engendrer un symbole décidé estimé dv(n). 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit processus de blanchiment consiste à sou- mettre ledit signal d'erreur de phase Es(n) à un filtrage de prédiction linéaire sur l'échantillon du signal d'er- reur de phase s(n-1) de rang (n-1) antérieur au rang n de l'échantillon courant s(n), ledit filtrage de prédiction linéaire étant piloté à partir du signal d'erreur de pré- diction ep(n)=E(n)-(n) entre ledit signal d'erreur de phase E(n) et ledit signal d'erreur de phase estimée s(n) corres- pondant à l'échantillon courant. 3. Dispositif de récupération de porteuse d'un si- gnal reçu, ce signal reçu r(n) étant constitué par une suite d'échantillons successifs r(n) de rang n représenta- tifs d'un signal utile et d'un brui: additif w(n) véri- fiant la relation: r(n) = ej'(n).d(n)+ w(n) 4(n) représentant l'argument de phase parasite de ce si- gnal reçu, ce dispositif comportant une boucle à ver- rouillage de phase permettant, à partir d'une valeur de phase parasite estimée W(n), d'engendrer un signal reçu corrigé u(n), vérifiant la relation u(n)=r(n).exp(-j4()), esti- mation d'un symbole courant, de soumetre le signal corri- gé u(n) à un processus de décision non linéaire, pour engendrer un symbole décidé d(n), de soumettre le signal reçu corrigé u(n) et le symbole décidé d(n) à une détec- tion de phase pour engendrer un signal d'erreur de phase g(n) entre ledit signal reçu corrigé u(n) et ledit symbole décidé d(n), de calculer l'argument de phase parasite es- timée "(n+I) pour l'échantillon suivant cet échantillon courant, à partir d'un filtre de boucle H(z)=G 2+ dé- livrant un signal d'erreur de phase filtré sf(n) et d'un opérateur intégrateur délivrant à partir de ce signal d'erreur de phase filtré ladite valeur de phase parasite estimée *(n+l) pour l'échantillon suivant de rang n+l, ca- ractérisé en ce qu'il comporte en outre: - des moyens de blanchiment dudit signal d'erreur de phase s(n), permettant d'engendrer à partir dudit si- gnal d'erreur de phase s(n) un signal d'erreur de phase estimée ú(n) pour l'échantillon courant; - des moyens correcteurs de phase dudit signal re- çu corrigé u(n) par ledit signal d'erreur de phase estimée ê(n), pour engendrer un signal reçu corrigé estimé v(n) vérifiant la relation v(n)=u(n).exp(-j(n)), meilleure estima- tion du symbole courant, ce qui permet, par soumission dudit signal reçu corrigé estimé v(n) audit processus de décision non linéaire, en lieu et place dudit signal reçu corrigé u(n), d'engendrer un symbole décidé estimé dv(n). 4. Dispositif selon la revendication 3, caractéri- se en ce que lesdits moyens de blanchiment dudit signal d'erreur de phase comportent au moins: - un filtre de prédiction linéaire comportant une entrée de commande d'erreur de prédiction et recevant sur une entrée de filtrage ledit signal d'erreur de phase s(n), ledit filtre de prédiction linéaire délivrant en sortie ledit signal d'erreur de phase estimée s(n+I); - un circuit retardateur d'une période d'échan- tillonnage délivrant à partir du signal d'erreur de phase estimée s(n+I) le signal d'erreur de phase estimée s(n) pour l'échantillon courant; - un circuit soustracteur recevant ledit signal d'erreur de phase C(n) et ledit signal d'erreur de phase estimée E(n) et délivrant un signal d'erreur de prédiction à ladite entrée de commande d'erreur de prédiction du fil- tre prédicteur. 5. Dispositif selon la revendication 3 ou 4, ca- ractérisé en ce que lesdits moyens correcteurs de phase dudit signal reçu corrigé comportent: - des moyens de calcul d'un terme de correction complexe exp(-jê(n)) à partir dudit signal d'erreur de phase estimée ê(n); - des moyens multiplicateurs complexes dudit si- gnal reçu corrigé recevant sur une première et une deuxième entrée de multiplication ledit signal reçu corri- gé u(n) et ledit terme de correction complexe exp(-j(n)) et délivrant ledit signal reçu corrigé estimé v(n). 6. Dispositif selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que celui-ci comporte en outre: - des moyens d'estimation de la puissance Pe(n) du signal d'erreur de phase c(n); - des moyens de comparaison de la valeur de la puissance Pe(n) du signal d'erreur de phase à une valeur de seuil S prédéterminée; - des moyens de commutation assurant la liaison entre lesdits moyens de blanchiment du signal d'erreur de phase z(n) et lesdits moyens correcteurs de phase, lesdits moyens de commutation permettant d'assurer, pour une va- leur de la puissance Pe(n) du signal d'erreur de phase su- périeure à ladite valeur de seuil, la connexion desdits moyens correcteurs de phase auxdits moyens de blanchiment et le fonctionnement dudit dispositif en mode de conver- gence, dans lequel ledit processus de correction de phase du signal reçu corrigé u(n) en signal reçu corrigé estimé v(n) est réalisée, et, pour une valeur de la puissance Pe(n) du signal d'erreur de prédiction inférieure à ladite valeur de seuil, la déconnexion desdits moyens correcteurs de phase desdits moyens de blanchiment et le fonctionne- ment dudit dispositif en mode poursuite dans lequel ledit processus de correction de phase du signal reçu corrigé u(n) en signal reçu corrigé estimé v(n) n'est plus réali- sée. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractéri- sé en ce que lesdits moyens de commutation permettent en outre la commutation entre un détecteur de phase délivrant un argument de phase de la forme: Im[u(n)dv(n)] s 2 (n) = ctan Aun Re[u(n)dv(n)] lors du fonctionnement en mode de convergence et un détec- teur de phase à maximum de vraisemblance lors du fonction- nement en mode de poursuite.