FR 2778802 A1 19991119 FR 9806200 A 19980515 DISPOSITIF D'ÉMISSICON ET DE RECrION D'CODES IEr XEU CES POLARISÉES CmCLAIumm L'invention est relative à un dispositif d'émission et de réception d'ondes hyperfréquences polarisées circulairement. Des dispositifs de ce genre sont utilisés couramment dans les systèmes de télécommunication. Ces dispositifs d'émis- sion et de réception sont habituellement destinés à émettre des puissances importantes et recevoir des puissances faibles. Il en est ainsi, par exemple, des systèmes de télécommunication dans lesquels les signaux sont relayés par des satellites géostation- naires. Dans ces dispositifs, les fréquences d'émission et les fréquences de réception sont distinctes pour éviter que les signaux de réception ne soient perturbés par les signaux d'émis- sion. Il est, en outre, nécessaire de prévoir des moyens de fil- trage pour que, dans chaque voie, on puisse recevoir ou émettre la fréquence désirée et éliminer la fréquence de l'autre voie. La séparation entre les signaux doit être particulièrement soignée quand l'émission et la réception sont simultanées. Ces dispositifs comportent, le plus souvent, une source en guide d'onde et un duplexeur à haute réjection dans les bandes respectives d'émission et de réception. Ils présentent donc un encombrement important qui ne peut convenir pour toutes les applications, notamment pour les terminaux de systèmes de télé- communication dans lesquels chaque abonné doit disposer d'un émetteur et d'un récepteur. En particulier, les dispositifs d'émission et de récep- tion à ondes hyperfréquences peuvent être utilisés de façon cou- rante, pour des usages tant domestiques que professionnels, dans des systèmes de télécomeunication par satellites. Par exemple, des systèmes de télécommunication de ce type sont développés pour des applications dites "multimédia". Dans ces systèmes, on prévoit une constellation de satellites à orbites basses, d'altitude comprise entre 800 à 1500 km, ou moyennes, d'altitude comprise entre 6000 et 12000 km. Les orbites sont dites "basses ou moyennes" par opposition à des satellites géostationnaires dont l'altitude est de 36000 km. Les satellites ont pour but d'assurer une communication entre utilisateurs ter- restres. Les communications ainsi transmises sont de nature mul- timédia, c'est-à-dire qu'elles concernent des signaux de télévi- sion, des signaux audio, vidéo, des données numériques de toute nature, des programmes, des signaux téléphoniques ou de téléco- pie. Par rapport à des communications relayées par des satellites géostationnaires, la basse altitude des satellites réduit la dis- tance de commuunication et donc les retards dus à la propagation, ce qui facilite l'interactivité de ces systèmes. En outre, avec des constellations, on peut optimiser la couverture par exemple en privilégiant les zones à forte densité de population, alors qu'une orbite géostationnaire privilégie les zones proches de 1' équateur. Un utilisateur terrestre ne peut corminiquer avec un satellite que pendant le temps au cours duquel ce satellite est "en vue" de l'utilisateur; cette durée est en général de l'ordre d'une vingtaine de minutes. Il est donc nécessaire que, d'une part, l'antenne de l'utilisateur puisse suivre le satellite sur sa trajectoire et, d'autre part, l'utilisateur puisse commuter instantanément la communication sur le satellite suivant, qui entre dans son champ de vision, alors que le satellite précédent est en train de quitter son champ de vision. La commutation instantanée est surtout nécessaire pour des communications inter- actives pour lesquelles une interruption du service, même de courte durée, n'est pas envisageable. Pour résoudre ce problème, on prévoit en général un dispositif d'émission et de réception à deux antennes dont l'une se déplace pour suivre le satellite avec lequel l'utilisateur commuitnique et l'autre est en attente et pointée vers le début de la zone de vision du satellite suivant. Les dispositifs d'émission et de réception et, notam- ment leurs antennes, destinés à de tels systèmes de télécommunmi- cation doivent être particulièrement légers et de dimensions réduites pour faciliter le déplacement et l'installation sur le toit d'un immeuble (notamment une maison individuelle) et, ainsi, ménager 1 ' esthétique. En outre, il peut être avantageux d'associer les deux dispositifs d'émission et de réception à une lentille de focali- sation commune. Dans ce cas, ces deux dispositifs doivent coexis- ter dans un espace limité, ce qui renforce la nécessité de faible encombrement et de faible poids de ces dispositifs. Dans ces conditions, il est difficilement envisageable de faire appel à la technologie des guides d'ondes qui est lourde et encombrante. On fait donc appel à une technologie planaire dont la plus courante est appelée "micro ruban". Mais avec cette technologie, les solutions connues au problème d'isolation entre l'émission et la réception entraînent des pertes importantes qui dégradent la qualité de liaison ou obligent à surdimensionner 1' antenne. L'invention fournit un dispositif d'émission et de réception particulièrement compact qui permet une émission et une réception simultanées et assure une perturbation minimisée du signal reçu par le signal émis, une émission à faible perte et une réception avec un faible facteur de bruit, c'est-à-dire avec un rapport signal à bruit élevé. Le dispositif d'émission et de réception conforme à l'invention est caractérisé en ce que les signaux d'émission et de réception présentent des polarisations circulaires de sens inverses et en ce que l'antenne du dispositif comporte un élément rayonnant planaire à deux accès, ou lignes, orthogonales, 1' une pour l'émission, et l'autre pour la réception. Pour obtenir des polarisations circulaires en sens inverses, l'élément rayonnant planaire ne doit pas présenter une forme circulaire, mais une forme circulaire déformée, par exemple selon des chanfreins. Les signaux d'émission et de réception étant à polari- sations orthogonales, on assure déjà, de ce fait, une certaine isolation entre l'émission et la réception, de l'ordre de 20 dB. En outre, la technologie retenue, à élément planaire de forme non circulaire et accès perpendiculaires, minimise l'encom- brement et le poids de l'antenne. En particulier, le nombre d'é- léments du dispositif est minimisé car il n'est pas nécessaire de prévoir soit un circulateur, qui empêcherait d'utiliser deux polarisations inverses, soit un coupleur hybride 90 qui trans- forme les polarisations linéaires orthogonales en polarisations circulaires de sens inverses. La minimisation du nombre de composants contribue à la minimisation du coût du dispositif. Étant donné que les bandes de fréquences d'émission et de réception sont distinctes, l'élément rayonnant doit pouvoir fonctionner sur une bande relativement large comprenant les deux bandes utiles. Pour optimiser ce fonctionnement à large bande, dans une réalisation, on prévoit deux éléments rayonnants pla- naires superposés de dimensions différentes, l'un résonnant sur une fréquence correspondant à la bande d'émission, et l'autre résonnant selon une fréquence se trouvant dans la bande de récep- tion. Les deux éléments rayonnants sont, par exemple disposés dans une cavité, ce qui optimise la directivité de l'élément rayonnant. En effet, la cavité empêche un rayonnement arrière et latéral et limite le rayonnement à un cône utile, dirigé vers la source d'émission et de réception avec laquelle communique le dispositif, notamment un satellite défilant, comme expliqué ci- dessus. Quand on prévoit deux éléments rayonnants superposés, il est possible soit de prévoir les accès sur l'un de ces élé- ments, de préférence celui de position inférieure, soit de pré- voir des accès sans contact avec aucun des deux éléments. Dans ce dernier cas, les accès sont, de préférence, sous 1'élément rayon- nant inférieur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront avec la description de certains de ses modes de réa- lisation, celle-ci étant effectuée en se référant aux dessins ci- annexés sur lesquels: la figure 1 est un schéma montrant l'utilisation d'un dispositif d'némission et de réception selon l'invention dans un système de télécrmmunication par satellites défilants, la figure 2 est un schéma d'une antenne comprenant deux dispositifs d'émission et de réception selon l'invention, cette antenne étant utilisée également dans un système de télécommuni- cation par satellites, la figure 3 est un schéma d'une partie de dispositif d'émission et de réception conforme à l'invention, les figures 3a et 3b sont des schémas analogues à celui de la figure 3, mais pour des variantes correspondant à l'état antérieur de la technique, la figure 4 est un schéma en coupe d'un dispositif d'émission et de réception conforme à l'invention, la figure 5 est un schéma des circuits d'émission et de réception du dispositif conforme à l'invention, et la figure 6 représente un exemple de réalisation de circuits de réception. Dans le système de télécommunication représenté sur la figure 1, un ensemble de satellites 10, 12 circule sur une orbite 14 à une altitude d'environ 1000 à 1500 km au-dessus de la sur- face 16 de la terre. Chaque satellite comporte des moyens d'émis- sion et de réception pour relayer une clommunication entre des usagers terrestres et des stations d'accès à des services spéci- fiques, tels que des banques de données. On a ainsi représenté sur la figure 1 un terminal 18 d'usager qui établit une communi- cation interactive avec un autre usager ou une station terrestre (non représentée) par l'intermédiaire du satellite 12. Le carac- tère interactif de communication est symbolisé par une double flèche 20 sur le chemin des ondes électrxomagnétiques entre l'an- tenne 22 du satellite 12 et l'antenne 24 de l'abonné 18. L'antenne 24 est, par exemple, disposée sur le toit d'une maison individuelle. Elle comnporte une surface focalisante 26, par exemple sphérique, crromme représenté sur la figure 2, et deux éléments rayonnants 28 et 30 mobiles sur la surface focale 26 de l'antenne 24. L'élément rayonnant 28 est commandé pour suivre le satellite 12 avec lequel l'usager est en vue, tandis que l'élé- ment rayonnant 30 est dans une position d'attente. Ce dernier reste pointé vers la zone d'apparition du satellite suivant. En effet, quand le satellite 12 quitte le champ de vision de l'an- tenne et que le satellite suivant entre dans ce champ de vision, l'élément rayonnant 30 remplace l'élément 28 utilisé pour effec- tuer la communication. La commutation de l'élétent 28 à l'élérment peut s'effectuer de façon instantanée. Dans l'exemple représenté sur la figure 1, on prévoit chez l'usager 18, un dispositif 32 permettant de suivre les satellites, de commander l'émission et la réception des signaux et, éventuellement, de décrypter ces signaux. Ce dispositif de commande est relié à un micro-ordinateur 34 ou organe analogue à mémoire dans laquelle sont enregistrées des informations se rap- portant aux positions des satellites, de façon qu'à chaque instant on puisse comnander les moteurs assurant le déplacement des éléments rayonnants 28 et 30 afin que ceux-ci soient pointés de façon précise vers les satellites. Si on utilise un micro-ordinateur, celui-ci peut égale- ment être utilisé pour recevoir ou émettre des programmes. Dans cet exemple d'application multimédia, on prévoit, en outre, de connecter, par l'intermédiaire d'un connecteur ou répartiteur 36, une ligne 38 téléphonique ou de télécopie et un récepteur 40 d'émissions de télévision ou de radiophonie. On a représenté sur la figure 2 un exemple plus détail- lé d'antenne 24 avec des éléments rayonnants 28 et 30. Dans cette réalisation, on prévoit une lentille fixe 42 permettant de rece- voir un rayonnement hyperfréquence sur un angle solide de valeur suffisante pour collecter les signaux des satellites défilant dans la zone de vision de l'utilisateur. Cette lentille focalise les rayonnements reçus sur une surface sphérique sur laquelle se déplacent les élérments rayonnants 28 et 30. Cette lentille 42 est supportée par deux montants dont un seul, de référence 44, est visible sur la figure 2. Les élérments rayonnants 28 et 30 sont déplaçables sur la surface sphérique 26 de focalisation. A cet effet, on prévoit deux moteurs et deux bras pour chacun de ces éléments. Pour sim- plifier, on ne décrira que les moteurs et les bras de l'élément rayonnant 28. Pour déplacer l'élément rayonnant 28, on prévoit un premier moteur 46 solidaire d'un support inférieur 48 et dont l'arbre permet de faire tourner un bras 50 à l'extrémité duquel se trouve le second moteur 52 entraînant lui-même un avant-bras 54 à l'extrémité duquel se trouve l'élément rayonnant 28. Pour assurer le déplacement de l'élément rayonnant 28, les moteurs 46 et 52 sont commandés par des informations fournies par le micro- ordinateur 34 ou analogue. A chaque élément rayonnant 28, 30 sont associés un cir- cuit d'émission et un circuit de réception qui seront décrits plus loin en relation avec la figure 5. Les terminaux 18 étant des appareils de grande diffu- sion, il est essentiel qu'ils soient de faible encombrement, de faible poids et d'un coût minimisé. La nécessité d'un faible encombrement et d'un faible poids est renforcée encore par le fait que les dispositifs d'émission et de réception sont mobiles et sont associés dans un volume réduit, celui de l'antenne 24. Cette minimisation d'encombrement, de poids et de prix doit être compatible avec des performances élevées nécessitées par, notamment le haut débit de l'information et la simultanéité de l'émission et de la réception. De ce point de vue, l'isolation entre les signaux d'émission et de réception présente un problème difficile à résoudre, surtout dans le contexte, mentionné plus haut, de faible encombrement et de faible prix. Dans l'exemple, la bande de réception Rx est de 11,7 à 12,45 GHz (pouvant être étendue à 12,55 GHz), tandis que la bande d'émission Tx est de 14 à 14,3 GHz. La puissance d'émission est de quelques watts, de l'ordre de 2 à 3. L'élément rayonnant selon l'invention est du type pla- naire. Il comprend une pastille ou "patch" 60 (figure 3) ayant la forme d'un cercle tronqué par des chanfreins parallèles 62 et 64. A cette pastille 60 sont associés deux accès 66 et 68 en lignes micro ruban formant un angle de 90 . Ces deux accès 66 et 68 sont excités par des signaux déphasés de 90 . L'accès 66 correspond à la réception et est donc relié, notamment, à un amplificateur 70 à faible bruit, tandis que l'accès 68 correspond à l'émission et est donc relié, entre autres, à un amplificateur de puissance 72. L'excitation des lignes 66 et 68 par des signaux dépha- sés de 90 permet d'obtenir des signaux d'émission et de récep- tion qui sont à polarisations circulaires en sens inverses. Les polarisations orthogonales des signaux d'émission et de récep- tion, ajoutées aux bandes de fréquences distinctes de ces si- gnaux, permettent une isolation de l'ordre de 20 dB entre ces signaux. La technologie planaire utilisée pour réaliser l'élément rayonnant minimise son coût, son encombrement et son poids. En outre, la réalisation à deux accès directs minimise le nombre de composants et permet de se passer de coupleur hybride à large bande ou de circulateur correspondant à l'état antérieur de la technique tel que représenté par la figure 3a (utilisation d'un circulateur) et par la figure 3b (utilisation d'un coupleur hy- bride). Dans l'exemple connu représenté sur la figure 3a, on prévoit une pastille plane circulaire tronquée 74 présentant un accès relié à la sortie de l'amplificateur de puissance 721 (cir- cuit d'émission) par l'intermédiaire d'un circulateur 76. L'accès 78 est également relié à la voie de réception, c'est-à-dire à un amplificateur faible bruit 701, par l'intermédiaire du même cir- culateur 76. Dans l'exemple de la figure 3b, on prévoit un élément rayonnant planaire 80 de forme circulaire non tronquée présentant deux accès 82 et 84 orthogonaux reliés à deux bornes, respecti- vement 86 et 88, d'un coupleur hybride 90 comportant deux autres bornes, respectivement 92 et 94. La borne 92 est connectée à l'entrée d'un amplificateur faible bruit 702, et la borne 94 est reliée à la sortie de l'amplificateur de puissance 722. De façon en soi connue, le coupleur hybride 90 permet de transformer des polarisations linéaires orthogonales, sur ses bornes 92 et 94, en des polarisations circulaires en sens inverses sur ses bornes 86 et 88. Ainsi, sur les accès 82 et 84, les signaux présentent des polarisations circulaires de sens inverses. Le coupleur hybride est de préférence du type large bande. A cet effet, on pré- voit, aussi de façon en soi connue, une ou plusieurs branches supplémentaires 96 en micro ruban. On va maintenant décrire en relation avec la figure 4 un mode de réalisation de dispositif d'émission et de réception à pastille planaire pouvant être utilisé de préférence avec le mode de réalisation de la figure 3. Dans cet exemple, on prévoit deux pastilles planaires superposées, respectivement 98 et 100. Chacune de ces pastilles a une forme correspondant à celle représentée sur la figure 3, c'est-à-dire la forme d'un cercle chanfreiné. Toutefois, les dimensions de ces pastilles sont différentes. L'une d'elles, la pastille inférieure 98, présente des dimensions correspondant à une résonance dans la bande de réception et la pastille supé- rieure a des dimensions plus faibles correspondant à une réso- nance dans la bande d'émission (les plus hautes fréquences). Les deux pastilles présentent une disposition relative telle qu'elles présentent le mrme axe central (perpendiculaire à leurs plans) et que leurs chanfreins sont parallèles. Les accès 102 sont disposés sous la pastille inférieure 98. Sur la figure 4 un seul accès est visible. Ces accès sont en ligne micro ruban ou triplaque suspendue. Ils sont connectés aux circuits de filtrage et aux amplificateurs faible bruit ou de puissance par l'intermédiaire de lignes micro ruban ou tripla- ques. Dans l'exemple, les moyens de filtrage et d'adaptation sont également en ligne micro ruban ou triplaque. Les pastilles ainsi que les accès sont disposés dans une cavité cylindrique 110 ouverte vers le haut et présentant un fond 112. Cette cavité 110 limite le cône d'émission et de récep- tion des ondes hyperfréquences afin que ce cône soit relativement étroit, dirigé vers le satellite 12. Le fond de la cavité est relié à un canal 114 d'axe perpendiculaire à l'axe 116 de la cavité cylindrique 110. Dans ce canal est disposé un substrat 118 portant, d'une part, les lignes d'accès 102 et, d'autre part, des circuits de filtrage et d'adap- tation en lignes micro rubans ou triplaques 120. Le substrat com- porte aussi, à l'extrémité du canal 114 opposée à la cavité 110, des éléments actifs tels que des transistors 122 d'amplifica- teur(s). La partie d'extrémité du canal 114 comportant les tran- sistors 122 en technique planaire micro ruban est séparée des circuits 120, de préférence en technique planaire triplaque sus- pendue, par l'intermédiaire d'une paroi d'étanchéité 124. L'extrémité du canal 114 cromprend une borne 128 pour les signaux de réception et une borne 130 pour les signaux d'émission. L'ouverture supérieure 132 de la cavité 110 est fermée par un capot protecteur 134 en matière plastique telle que du "téflon" ou de l'ABS. il En variante (non représentée), les accès sont sur l'une des pastilles, par exemple celle de référence 98. Il est également possible de prévoir une seule pastille avec des accès sur cette pastille ou à distance de cette der- nière. On va maintenant décrire en relation avec la figure 5, une autre disposition se rapportant au filtrage et à l'amplifi- cation qui permet de minimiser le bruit, notamment celui engendré par le filtrage tout en permettant de diminuer le coût de réali- sation des circuits. En outre, les pertes sont minimisées. L'émission et la réception étant effectuées simultané- ment, l'élimination, par filtrage, des fréquences d'émission dans les circuits de réception ainsi que l'élimination, par filtrage, des fréquences de réception, dans les circuits d'émission doivent être particulièrement efficaces. A cet effet, on prévoit, dans chaque circuit, des fil- tres planaires et une amplification et un filtrage à plusieurs étages. L'atténuation, ou réfection, du filtre qui est le plus proche de l'élément rayonnant présente une valeur qui est une fraction de l'atténuation nécessaire pour éliminer les fréquences à supprimer. Dans un exemple, le taux de réjection total néces- saire pour éliminer les fréquences d'émission (ou de réception) est de l'ordre de 50 dB et la réjection du filtre du premier (ou dernier) étage n'est que de l'ordre de 14 dB. Cette dernière valeur est calculée en fonction du point de compression du pre- mier transistor (amplificateur) en réception (ou du facteur de bruit du dernier transistor, amplificateur, en émission), de la puissance à émettre, ou de l'isolation entre les deux ports de la source (élément rayonnant). L'amplification apportée par le premier étage d'ampli- fication est de préférence celle qu'on peut obtenir avec un tran- sistor à très faible bruit. De cette manière, le bruit vu par l'élément rayonnant est minimisé. En effet, ce bruit dépend surtout du bruit apporté par l'étage d'amplification et le filtre les plus proches de cet élément. Par contre, le bruit apporté à l'élément rayonnant par les étages plus éloignés d'amplification et de filtrage n'inter- viennent que de façon atténuée, car ce bruit est diminué en pro- portion du gain des étages d'amplification intermédiaires se trouvant entre l'élément rayonnant et le filtre générateur de bruit. En outre, les filtres planaires à réfection modérée peuvent être réalisés de façon aisée, à coût modéré, car les sub- strats utilisés peuvent être d'un bas prix de revient. On sait, en effet, qu'un filtrage en technique micro ruban planaire (ou triplaque suspendue) nécessite, pour des taux de réjection éle- vés, des substrats en alumine relativement onéreux, alors que pour des taux de réjection plus faibles, on peut utiliser des substrats meilleur marché, par exemple à base de PTFE, conoe on le verra plus loin. Dans l'exemple représenté sur la figure 5, le circuit de réception comprend une première partie 140 disposée entre l'accès 142 de la pastille 144 de l'élément rayonnant et une extrémité d'un câble 146. Une seconde partie 148 est disposée entre l'autre extrémité du câble 146 et le drémodulateur (non re- présenté) du circuit de réception. L'accès 142 est connecté directement à l'entrée d'un premier filtre 150 du type passe bande pour les fréquences de réception et du type coupe bande pour les fréquences d'émission. Pour ces fréquences d'émission, il présente une caractéristique de réjection relativement modérée, 14 dB. Pour la fréquence de réception, l'atténuation (ou perte) est de faible valeur, de l'ordre de 0,2 dB. Ce premier filtre 150 est relié à l'entrée d'un premier étage amplificateur 152, à un seul transistor dans l'exemple. Cet amplificateur 152 présente un gain de 8 dB dans l'exemple. Il est à noter que ce gain de 8 dB n'est pas le gain maximal qu'on pourrait obtenir avec un transistor. Mais, dans l'exemple, on minimise le bruit au léger détriment du gain, ccmme on le verra plus loin en relation avec la figure 6. Cette première partie 140 du circuit de réception corn- porte aussi un deuxième couple filtre-étage d'amplification, à savoir un filtre 154 dont l'entrée est reliée à la sortie du pre- mier amplificateur 152 et un deuxième amplificateur 156 constitué aussi, dans l'exemple, par un seul transistor. Le filtre 154 pré- sente une réjection de 10 dB pour les fréquences d'émission et une légère réjection, 0,2 dB, pour les fréquences de réception. L'étage 156 d'amplification présente un gain de 10 dB. Dans cet exemple, le signal d'émission parasite à la sortie de l'étage 156 est inférieur à 10 dBm. Le câble 146 - qui, dans l'exemple, introduit une atté- nuation de 1,5 dB - est relié à la seconde partie 148 de filtrage et d'amplification qui comprend un troisième couple filtre 158- amplificateur 160. Le filtre 158 reçoit le signal fourni par le câble 146 et délivre un signal au troisinème amplificateur 160. L'atténuation du filtre 158 pour les fréquences d'émission est de 26,5 dB et l'atténuation pour les fréquences de réception, de 1,8 dB. L'étage d'amplification 160 présente deux transistors et son gain est de 18 dB. A la sortie de l'étage 160, on obtient un signal comn- plètement filtré des signaux parasites d'émission. Cette sortie est reliée, de façon classique, à un mélangeur 162 recevant sur une autre entrée un signal d'oscillateur local à 10,75 GHz. La sortie du mélangeur 162 est reliée au démodulateur de réception par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas 166. L'atténuation des fréquences parasites qui est effec- tuée par chacun des filtres est accordée au gain de l'amplifica- teur associé de façon telle que cette atténuation soit suffisante pour empêcher la délinéarisation, ou saturation (ou compression), du (des) transistor(s) de l'amplificateur par le signal parasite d'émission. Il est donc nécessaire que chaque filtre soit disposé en amont de l'amplificateur associé. Par "en amont", on entend ici que le filtre doit être plus proche de l'élément rayonnant que l'amplificateur du même couple. Le facteur de bruit global du circuit de réception est, pour l'essentiel, celui du premier étage de filtrage 150 et d'am- plification 152. Le câble coaxial 146, ainsi que les câbles coaxiaux correspondants 170 et 172 pour le circuit d'émission, forme, dans l'exemple, une boucle autour des moteurs qui peut s'enrouler ou se relâcher selon le déplacement des bras. La seconde partie 148 du circuit de réception (ainsi que la partie correspondante du circuit d'émission) se trouve, dans l'exemple, à la base de l'antenne, c'est-à-dire à proximité du socle 48 (figure 2). La première partie 142 du circuit de réception est réa- lisée en technologie dite "hybride sans réglage", c'est-à-dire que les éléments actifs tels que les transistors sont déposés directement sur un substrat, sans boîtier, et que le substrat présente des conducteurs planaires, par exemple réalisés par pho- * togravure. Cette réalisation permet de minimiser encore plus le facteur de bruit, c'est-à-dire de maximiser le rapport signal à bruit. Le poids et l'encombrement sont aussi minimisés. Par contre, la partie du circuit 148 se trouvant au pied de l'antenne, qui est plus éloignée de l'élément rayonnant, peut être réalisée de façon plus classique en technologie inté- grée telle que la technologie dite "MMIC" ("Microwave monolithic integrated circuit", c'est-à-dire circuit intégré monolithique hyperfréquences). En effet, cromme on l'a déjà indiqué, le bruit introduit par cet étage 148 intervient peu dans le facteur de bruit global. De même, les pertes du filtre 158 de taux de réjec- tion plus élevé (26,5 dB dans l'exemple), qui évite la compres- sion ou la délinéarisation des transistors de l'étage 160, inter- viennent aussi de façon moins critique que pour la partie 140. Dans la partie 140, les substrats sont, par exemple, des substrats RO 3006 ou RO 4003 distribués par la Société Rogers Corporation. Ils sont constitués par une matrice en matière orga- nique souple telle que le PTFE (polytétra-fluoréthylène) renfor- cée par des micro fibres de verre et dans laquelle sont noyées des particules de céramique permettant d'augmenter la constante diélectrique et donc de diminuer la taille des circuits. Ce sub- strat est recouvert, d'un côté, par une couche de cuivre qui constitue la mnasse, tandis que l'autre côté est également recou- vert de cuivre photogravable pour réaliser les circuits. Le circuit d'émission est analogue au circuit de récep- tion. L'accès 180 d'émission de la pastille 144 est relié à la sortie d'un premier filtre 182 dont l'entrée est connectée à la sortie d'un étage d'amplification 184. L'atténuation du filtre 182 est de 14 dB pour les fréquences de réception et de 0,2 dB pour les fréquences d'émission. Le gain de l'amplificateur 184 est de 8 dB. L'entrée de l'amplificateur 184 est reliée à la sortie d'un filtre 186 recevant le signal de sortie d'un étage d'ampli- fication 188. L'atténuation du filtre 186 est de 10 dB pour les fréquences de réception et de 0,2 dB pour les fréquences d'émis- sion. Le gain de l'étage d'amplification 188 est de 8 dB. L'autre partie du circuit d'émission se trouve égale- ment au pied de l'antenne, au voisinage du support 48 (figure 2), et comporte un filtre 190 relié au câble 170 ou 172 par l'in- termédiaire d'un comnmutateur 173. Le filtre 190 reçoit le signal de sortie d'un étage d'amplification 192 à quatre transistors. L'atténuation du filtre 190 est de 30 dB pour les fréquences de réception et de 1,8 dB pour les fréquences d'émission. Le gain de l'amplificateur 192 est de 32 dB. L'entrée de l'amplificateur 192 est reliée à la sortie d'un mélangeur 194 par l'intermédiaire d'un filtre 196. Le mélangeur présente deux entrées qui, de façon classique, sont reliées d'une part, au modulateur d'émission (non montré), et d'autre part, à un oscillateur local d'émission à 13,05 GHz. Pour ce circuit d'émission, l'avantage de la division en étages est que le dernier étage, directenment connecté à l'ac- cès 180, présente des faibles pertes du fait du faible taux de réjection du filtre 182 et du relativement faible gain de l'étage 184. Le câble 172 est connecté aux circuits associés au deuxième élément rayonnant (non montré). Autrement dit, la partie du circuit d'émission à commutateur 173, filtre 190, amplifica- teur 192, filtre 196 et mélangeur 194 est commune aux deux élé- ments rayonnants. Par contre, les autres parties du circuit sont individuelles à chaque élément rayonnant. On a représenté sur la figure 6 un exemple de réali- sation particulièrement simple et efficace de la première partie de circuit de réception. La première partie (182, 184, 186, 188) du circuit d'émission peut être réalisée de façon analogue; on ne la décrira donc pas en détail. Une caractéristique importante de cette réalisation est celle des filtres 150 et 154. On sait que ces filtres doivent présenter des carac- téristiques passe-bande à faible perte pour les fréquences de réception, et de coupe-bande à forte atténuation pour les fré- quences d'émission. Chacun de ces filtres comprend au moins un élément conducteur planaire, formé par une gravure qui, dans l'exemple, est transversale à la gravure 200 de propagation du courant. On voit ainsi que le filtre 150 comporte une première gravure métal- lique rectangulaire allongée 202 perpendiculaire à la gravure métallique 200, et se termnnine en circuit ouvert classique. Le filtre 150 comporte aussi une seconde gravure 204 ou stub en dérivation sur la ligne 200. Ce stub 204 se termine par un "pseudo court-circuit", ce court-circuit étant simulé par un large tronçon capacitif 206. Dans ce dernier cas, on évite ainsi une connexion avec la masse par trou(s) métallisé(s). Le stub 202 se terminant en circuit ouvert doit pré- senter une longueur 1 telle qu'il présente à sa jonction avec la ligne principale 200 un circuit ouvert pour les fréquences d'émission et un court-circuit pour les fréquences de réception. Cette longueur 1 doit être un multiple de X/2 pour les longueurs d'onde x correspondant aux fréquences de réception et un multiple de k/4 pour les longueurs d'onde correspondant aux fréquences d'émission. Pour atteindre cet objectif, la longueur 1 est choisie à une valeur de Xd/4, Xd étant une longueur d'onde correspondant à une fréquence fd égale à la différence ft - fr entre deux fré- quences ft et fr, ft étant une fréquence de la bande d'émission et fr, une fréquence de la bande de réception. Les fréquences fd, ft et fr sont, en outre, choisies pour satisfaire aux relations suivantes: ft = (2m+l)fd fr = 2mfd- Dans ces formules, m est un nombre entier positif. De cette manière, la longueur 1 est un multiple de X/4 pour les fréquences d'émission et est un multiple de X/2 pour les fréquences de réception. Dans ces conditions, l'élément 202 constitue un court-circuit pour les fréquences de réception et un circuit ouvert pour les fréquences d'émission. Le stub 204, terminé par le large tronçon capacitif 206 simulant un court-circuit à la jonction 204-206, doit présenter une longueur 1' choisie de façon telle que l'élément constitue un court-circuit pour les fréquences d'émission et un circuit ouvert pour les fréquences de réception. On choisira une longueur 1' de Xd/4, Xd correspondant à une fréquence fd = ft - fr, avec: ft = 2mfd, et fr = (2m - 1)fd. Quel que soit le mode de réalisation, on obtient bien le résultat recherché, à savoir la forte atténuation des fré- quences d'émission et la transmission sans perturbation des fré- quences de réception. Dans l'exemple pour lequel la bande Rx est de 11,7 à 12,45 GHz et la bande Tx est de 14 à 14,3 GHz, dans le cas du stub 204 terminé par un pseudo court-circuit, on peut choisir les fréquences fr, ft et fd de valeurs suivantes: fr = 11,75 GHz ft = 14,1 GHz fd = ft - fr = 2,35 GHz fr = 5fd, et ft = 6fd Pour l'élément 202 terminé en circuit ouvert, on choi- sira, au contraire, des fréquences fr, ft et fd, telles que fr soit un multiple pair de fd et ft un multiple impair de fd- Il est à noter qu'on peut utiliser soit l'élément de filtrage 202 seul, sans l'élément de filtrage 204-206, soit l'élément de filtrage 204-206 seul, sans l'élément 202, soit, enfin, commoe représenté, les deux éléments de filtrage simulta- nément. L'étage amplificateur 152 comporte un transistor 208 ainsi que des gravures pour l'adaptation d'impédance et la pola- risation des électrodes. Le transistor 208 est, dans l'exemple, un transistor de type FHX13X de la marque Fujitsu. Sa grille est reliée à la ligne 200 par l'intermédiaire d'une gravure rectan- gulaire 210. Les polarisations sont appliquées à des gravures de formes carrées, 212 pour la polarisation de grille et 214 pour la polarisation de drain. L'étage 152 est relié à l'étage de filtrage 154 par l'intermédiaire d'un condensateur 216 d'adaptation et de décou- plage entre les tensions de polarisation sur les plots 212 et 214. La source du transistor 208 est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une inductance 220, jouant le rôle d'une contre-réaction et constituée par un ruban ou fil de câblage ou connexion. La valeur de cette inductance 220 est optimisée de façon à minimiser le bruit. On a constaté que cette minimisation du bruit peut entraîner une diminution du gain; mais cette dimi- nution est faible et n'altère pas les performances d'amplifi- cation. REVENDICATICNS 1. Dispositif d'émission et de réception d'ondes hyper- fréquences comportant un élément rayonnant planaire, caractérisé en ce que l'élément rayonnant (60) présente, pour l'émission et pour la réception, des accès (68, 66) sensiblement orthogonaux, le déphasage des signaux d'émission et de réception et la forme de la pastille planaire étant tels que les signaux d'émission et de réception, dont les fréquences sont différentes, soient pola- risés circulairement en sens inverses. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que la pastille (60) présente une forme circulaire avec des déformations (62, 64). 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les déformations sont constituées par des chanfreins (62, 64), par exemple parallèles. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les signaux d'émission et de récep- tion sont simultanés. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comnporte deux pastilles superposées (98, 100). 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les deux pastilles superposées sont disposées dans une cavité (110). 7. Dispositif selon la revendication 5 ou 6, caracté- risé en ce que les dimensions des pastilles sont différentes, l'une des pastilles (100) résonnant pour les fréquences d'émis- sion et l'autre pastille (98) résonnant pour les fréquences de réception. 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que les accès (102) sont à distance de la pastille inférieure (98). 9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que les accès sont en contact avec une pastille. 10. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que la cavité est prolongée par un canal (114) portant des circuits planaires d'accès. 11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'accès d'émission (68; 180) est relié directement à la sortie d'un circuit d'amplification et filtrage des signaux d'émission et en ce que l'accès de réception (66; 142) est relié directement à l'entrée d'un circuit de fil- trage et d'amplification des signaux reçus. 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les fréquences d'émission sont dans la bande de 14 à 14,3 GHz et les fréquences de réception dans la bande de 11,7 à 12,45 GHz ou 12,55 GHz. 13. Dispositif d'émission et de réception d'ondes hyper- fréquences pour un système de télécommunication par satellites défilant autour de la terre, caractérisé en ce qu'il comprend deux dispositifs d'émission et de réception selon l'une quel- conque des revendications précédentes, ces deux dispositifs d'émission et de réception étant associés à une nmême surface focale (26) recevant les signaux provenant des satellites. 14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comnporte des moyens moteurs pour que chaque dispositif d'émission et de réception puisse suivre le mouvement d'un satel- lite.