FR 2778516 A1 19991112 FR 9905659 A 19990504 La présente invention se rapporte à un récepteur de ligne d'abonné numérique à haute vitesse (VDSL) et à un amplificateur à gain programmable (PGA) ainsi qu'à un suppresseur de bruit à bande étroite de celui-ci, et plus particulièrement à un récepteur de ligne VDSL destiné à commander le gain pendant la réception d'un signal comprenant des bruits à bande étroite, et à un amplificateur PGA ainsi qu'à un suppresseur de bruit à bande étroite de celui-ci. A mesure que les besoins en transmission d'informations augmentent, beaucoup de recherches ont été entreprises afin de trouver un procédé pour transmettre des données à haute vitesse. En particulier, la recherche s'est concentrée sur un procédé utilisant des lignes téléphoniques classiques pour transférer des informations à haute vitesse. La ligne VDSL est une technologie de transfert des données à haute vitesse vers des abonnés sur des lignes téléphoniques classiques éliminant le besoin d'une sélection d'une paire de lignes particulière et qui ne nécessite pas des conditions particulières ou une nouvelle conception des lignes téléphoniques classiques. Dans la ligne VDSL, les flux de données sont constitués de données à haute vitesse, par exemple des données vidéo compressées, allant vers les abonnés à partir d'une source d'informations, et de données à haute vitesse comme un signal de commande, allant vers la source d'informations depuis l'abonné. Un système de ligne VDSL, tel qu'indiqué sur la figure 1, comprend une (unité de transmission de ligne VDSL au niveau de l'unité de réseau optique) VTU-O 100 afin de transmettre des données vers des abonnés et de recevoir des données depuis les abonnés, et une (unité de transmission de ligne VDSL au niveau de l'emplacement à distance) VTU-R 102 reliée par l'intermédiaire d'un canal à l'unité VTU- O afin de transmettre des données vers la source d'informations et de recevoir des données de celle-ci. Durant la transmission de données par l'intermédiaire du canal entre l'unité VTU-O 100 et l'unité VTU- R 102, un bruit AWGN (bruit blanc gaussien additif) et un bruit à bande étroite interfèrent. Le bruit AWGN se réfère aux bruits répartis sur une large bande de fréquences avec une amplitude relativement faible, et le bruit à bande étroite se réfère aux bruits générés à une bande de fréquences étroite avec une forte amplitude et provoquant de sérieuses erreurs au niveau d'un site de réception. Le bruit à bande étroite peut être sous forme d'une interférence RFI (interférence en haute fréquence) ou d'un bruit impulsionnel. L'interférence RFI est une interférence du signal provenant de communications de radioamateurs. Conformément aux caractéristiques de l'interférence RFI, la génération de tels signaux n'est pas continue. C'est-à-dire que les signaux sont générés de façon aléatoire ou disparaissent sur quelques millisecondes à quelques secondes. De même, le signal généré occupe une bande de fréquences quelconque, et constitue donc un facteur d'interférence majeur par comparaison à une onde diffusée générale. Par contre, dans le cas o un bruit impulsionnel est généré lorsqu'une lampe fluorescente est allumée, sa durée d'interférence dure quelques microsecondes, ce qui est trop court et est donc négligeable. La figure 2 est un schéma synoptique d'une ligne VDSL classique. La ligne VDSL comprend un contrôleur automatique de gain (CAG) 200, un égaliseur 202 et un limiteur à seuil 204. La ligne VDSL classique de la figure 2 fonctionne comme suit. Le contrôleur automatique de gain 200 commande la puissance d'un signal d'entrée jusqu'à un niveau désiré, et l'égaliseur 202 compense les caractéristiques dégradées du signal qui sort du contrôleur automatique de gain 200. Le limiteur à seuil 204 convertit la sortie de l'égaliseur 202 en une valeur numérique conformément à une valeur de seuil. La figure 3 est un schéma synoptique détaillé du contrôleur automatique de gain 200 de la figure 2. Le contrôleur automatique de gain 200 comprend un multiplicateur 300, un convertisseur analogique vers numérique (CAN) 302, un calculateur de moyenne quadratique (MSC) 304, un additionneur 306, un intégrateur 308 et un régulateur de gain 310. Le contrôleur automatique de gain 200 fonctionne comme suit. Tout d'abord, le multiplicateur 300 multiplie le signal reçu en entrée par une valeur de contre-réaction à gain commandé. Le convertisseur analogique vers numérique 302 convertit la sortie du multiplicateur 300 en un signal numérique et fournit en sortie le signal numérique. Le calculateur de moyenne quadratique 304 calcule la puissance moyenne pour le signal de sortie du convertisseur analogique vers numérique 302. L'additionneur 306 calcule la différence entre la puissance moyenne et un niveau de puissance de référence, et l'intégrateur 308 intègre la sortie de l'additionneur 306, ce qui est destiné à rendre le signal insensible aux bruits environnants. Le régulateur de gain 310 compare la sortie de l'intégrateur 308 à une valeur de seuil afin de fournir en sortie une valeur de commande de gain conformément à la comparaison en retour vers le multiplicateur 300. La fonction principale du contrôleur automatique de gain décrit ci- dessus consiste à fournir un niveau de puissance désiré au signal d'entrée. Ainsi, le besoin d'un dispositif tel qu'un synchroniseur qui nécessite qu'un signal d'entrée soit à une taille d'échelon prédéterminée ou appartienne à une plage dynamique prédéterminée d'un site de réception peut ne pas être satisfait. De même, le contrôleur automatique de gain classique commande le gain à une amplitude prédéterminée indépendamment des signaux d'interférence environnants, de sorte qu'il ne peut pas prendre en compte des modifications soudaines de puissance dues à des facteurs d'interférence majeurs tels que l'interférence RFI. En conséquence, il n'est pas possible de traiter l'erreur générée par une pointe ou un manque soudain de puissance. Par exemple, lorsqu'un seul signal est reçu en entrée durant l'initialisation d'un système, le contrôleur automatique de gain commande le gain uniquement sur la base du signal d'entrée. Dans ce cas, lorsqu'un signal d'interférence RFI présentant une puissance équivalente au signal d'origine est reçu soudainement en entrée, la puissance de tous les signaux est doublée. En conséquence, lorsque les signaux franchissent le convertisseur analogique vers numérique, le signal d'origine est écrêté, ce qui provoque ainsi une erreur de quantification. De même, lorsqu'un fort bruit à bande étroite tel qu'une interférence RFI s'introduit dans les lignes de transmission, la performance du récepteur classique se dégrade. Il en résulte que les performances désirées du système entier ne peuvent pas être obtenues. Lorsque l'amplitude du bruit à bande étroite est très grande, le fonctionnement au niveau du site de réception devient instable, et le coefficient de prise d'un égaliseur du site de réception diverge de sorte que les données transmises ne peuvent pas être détectées. De même, comme personne ne peut prédire quand, à quelle amplitude et à quelle fréquence un bruit à bande étroite s'introduira, il n'est pas possible de supprimer de façon adaptative le bruit à bande étroite. Pour résoudre les problèmes ci-dessus, c'est un but de la présente invention de réaliser un amplificateur à gain programmable (PGA) destiné à conserver l'amplitude d'un signal atténué ou déformé reçu en entrée à un site de réception d'un système de ligne d'abonné numérique à très haute vitesse (VDSL) à un niveau désiré, un suppresseur de bruit à bande étroite destiné à supprimer des bruits à bande étroite mélangés dans le signal d'entrée, et un récepteur de ligne VDSL comportant celui- ci. Conformément à un aspect de la présente invention, il est réalisé un récepteur de ligne d'abonné numérique à très haute vitesse (VDSL) destiné à traiter le signal d'entrée auquel un bruit à bande étroite est injecté, en vue d'une transmission à haute vitesse, le récepteur comprenant: un premier amplificateur à gain programmable (PGA) destiné à commander le gain afin de fournir en sortie un signal présentant une amplitude prédéterminée et amplifier le signal d'entrée conformément au gain commandé, un suppresseur de bruit à bande étroite destiné à détecter le bruit à bande étroite provenant du signal de sortie du premier amplificateur PGA, modéliser le bruit à bande étroite afin de supprimer le bruit du signal de sortie du premier amplificateur PGA si le bruit à bande étroite est détecté, et fournir en sortie le signal de sortie tel quel au premier amplificateur PGA si le signal à bande étroite n'est pas détecté, un second amplificateur PGA destiné à amplifier le signal de sortie provenant du suppresseur de bruit à bande étroite sur la base du gain commandé par le premier amplificateur PGA si le bruit à bande étroite existe, et à fournir en sortie le signal de sortie tel quel du suppresseur de bruit à bande étroite sans amplification si le bruit à bande étroite n'est pas détecté, un égaliseur destiné à compenser des caractéristiques dégradées du signal de sortie provenant du second amplificateur PGA, et un limiteur à seuil destiné à convertir le signal de sortie de l'égaliseur en un signal numérique. Conformément à un autre aspect de la présente invention, il est réalisé un amplificateur à gain programmable (PGA) destiné à commander un gain afin d'amplifier un signal d'entrée comprenant: un multiplicateur destiné à multiplier le signal d'entrée par un signal de contre-réaction, un convertisseur analogique vers numérique (CAN) destiné à convertir la sortie du multiplicateur en un signal numérique, et à fournir en sortie le signal numérique, un module de détection de crête et d'application de moyenne destiné à détecter des valeurs de crêtes parmi un nombre prédéterminé de signaux échantillonnés fournis en sortie à partir du convertisseur analogique vers numérique, et calculer la moyenne des valeurs de crêtes, un détecteur à seuils multiples destiné à fournir en sortie un signal indiquant une variation du gain à sa première extrémité de sortie, et un signal commandant une taille de pas du gain à sa seconde extrémité de sortie, conformément à la sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne, et un régulateur de gain destiné à déterminer la taille du pas conformément au signal de sortie de la seconde extrémité de sortie du détecteur à seuils multiples, et à commander le gain conformément à la taille de pas déterminée et du signal de sortie de la première extrémité de sortie, afin de fournir en sortie le gain commandé vers le multiplicateur. Conformément à encore un autre aspect de la présente invention, il est réalisé un suppresseur de bruit à bande étroite destiné à supprimer un bruit à bande étroite d'un signal d'entrée auquel un bruit à bande étroite est injecté, comprenant: un premier circuit à retard destiné à retarder le signal d'entrée d'une période prédéterminée, un filtre adaptatif destiné à modéliser le signal retardé, un contrôleur de commutateur destiné à déterminer que le bruit à bande étroite est injecté si la valeur de sortie du filtre adaptatif est plus élevée qu'un niveau prédéterminé, et à fermer un commutateur pour fournir en sortie la valeur de sortie du filtre adaptatif, et un additionneur destiné à soustraire la valeur de sortie du filtre adaptatif, reçue en entrée lorsque le commutateur est fermé, de la valeur d'entrée. Le but ci-dessus et les avantages de la présente invention seront mis plus en évidence en décrivant en détail un mode de réalisation préféré de celle-ci en faisant référence aux dessins annexés dans lesquels: La figure 1 est un schéma synoptique d'un système de ligne d'abonné numérique à très haute vitesse (VDSL). La figure 2 est un schéma synoptique d'un récepteur de ligne VDSL classique. La figure 3 est un schéma synoptique détaillé du contrôleur automatique de gain (CAG) de la figure 2. La figure 4 est un schéma synoptique d'un récepteur de ligne VDSL conforme à la présente invention. La figure 5 est un schéma synoptique du premier amplificateur PGA de la figure 4. La figure 6 illustre le fonctionnement du détecteur de crête et d'un module d'application de moyenne de la figure 5. La figure 7 représente les valeurs de sortie d'une première extrémité de sortie du détecteur à seuils multiples en fonction de la valeur de sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne de la figure 5. La figure 8 représente les valeurs de sortie d'une seconde extrémité de sortie du détecteur à seuils multiples en fonction de la valeur de sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne de la figure 5. La figure 9 est un schéma synoptique détaillé du suppresseur de bruit à bande étroite de la figure 4. Les figures 0lA à 10C représentent un signal d'entrée vers un contrôleur automatique de gain classique et le premier amplificateur PGA conforme à la présente invention, et les signaux de sortie de ceux-ci. Les figures 11A à 11D illustrent la variation du gain total avec le contrôleur automatique de gain classique et le premier amplificateur PGA conforme à la présente invention. La figure 12 est un graphe représentant les rapports signal sur bruit (SNR) des égaliseurs dans un récepteur classique et un récepteur conforme à la présente invention, et Les figures 13A à 13F représentent les constellations des égaliseurs dans le récepteur classique et dans le récepteur conforme à la présente invention. En se référant à la figure 4, un récepteur de ligne d'abonné numérique à très haute vitesse (VDSL) conforme à la présente invention, comprend un premier amplificateur à gain programmable (PGA) 400, un suppresseur de bruit à bande étroite 402, un second amplificateur PGA 404, un égaliseur 406 et un limiteur à seuil 408. -7 Le récepteur de ligne VDSL de la figure 4 fonctionne comme suit. Le premier amplificateur PGA 400 maintient l'amplitude d'un signal d'entrée à un niveau désiré. Le suppresseur de bruit à bande étroite 402 détermine si un bruit à bande étroite existe ou non dans le signal d'entrée provenant du signal de sortie du premier amplificateur PGA 400. Si un bruit à bande étroite existe, le suppresseur de bruit à bande étroite 402 supprime les bruits à bande étroite. Sinon, le suppresseur de bruit à bande étroite 402 transmet le signal de sortie du premier amplificateur PGA 400 tel quel. Le second amplificateur PGA 404 commande le gain du signal de sortie 404-3 du suppresseur de bruit à bande étroite 402 sur la base d'un signal 404-2 indiquant si le bruit à bande étroite a été supprimé ou non. C'est-à-dire que si le signal de sortie 404-3 est un signal à faible puissance qui est le signal résultant après que le bruit à bande étroite soit supprimé dans le suppresseur de bruit à bande étroite 402, le gain du signal de sortie 404-3 est amplifié à un niveau approprié en considérant le gain du signal 404-1 fourni en sortie à partir du premier amplificateur PGA 400. Pendant ce temps, dans le cas o le suppresseur de bruit à bande étroite 402 fournit en sortie le signal sans suppression du bruit à bande étroite, le second amplificateur PGA 404 transmet le signal sans amplification de telle sorte que l'amplitude du signal est conservée à un niveau prédéterminé. L'égaliseur 406 compense les caractéristiques dégradées du signal de sortie du second amplificateur PGA 404 et le limiteur à seuil 408 convertit la sortie de l'égaliseur 406 en une valeur numérique en fonction d'une valeur de seuil. Comme indiqué sur la figure 5, le premier amplificateur PGA 400 comprend un multiplicateur 500, un convertisseur analogique vers numérique 502, un calculateur de valeur absolue (ABS) 504, un module de détection de crête et d'application de moyenne 506, un détecteur à seuils multiples 508 ainsi qu'un régulateur de gain 510. Le multiplicateur 500 multiplie le signal d'entrée par un signal de contre-réaction. Le convertisseur analogique vers numérique 502 convertit le signal de sortie du multiplicateur 500 en un signal numérique et fournit en sortie le signal numérique. Le calculateur de valeur absolue 504 calcule la valeur absolue du signal numérique. La raison pour laquelle la valeur absolue est calculée est que le signal de sortie du convertisseur analogique vers numérique 502 doit exister à l'intérieur d'un niveau prédéterminé d'amplitude au lieu d'être commandé à un niveau de puissance prédéterminé. Par exemple, si une valeur élevée au carré est utilisée pour conserver un niveau de puissance prédéterminé, un nombre plus grand que 1 devient plus grand alors qu'un nombre inférieur à 1 devient plus petit. Ainsi, il est favorable d'utiliser la valeur absolue. Le module de détection de crête et d'application de moyenne 506 établit les fenêtres à la sortie du calculateur de valeur absolue 504, détecte les amplitudes de crêtes des échantillons avec chaque fenêtre, et calcule la moyenne des valeurs de crêtes sur chaque fenêtre. La détection des valeurs de crêtes est destinée à assurer une sortie stable du premier amplificateur PGA, qui fonctionne à l'intérieur d'un niveau d'amplitude prédéterminé. La taille des fenêtres peut varier. Plus la fenêtre est large, plus le fonctionnement est stable pour le premier amplificateur PGA et plus la période de convergence est longue. De même, le calcul de la valeur moyenne des valeurs de crêtes de chaque fenêtre est destiné à rendre la sortie du premier amplificateur PGA moins sensible au bruit. Le nombre des fenêtres de calcul de la moyenne des valeurs de crêtes est déterminé en considérant la relation entre chaque valeur de crête et la puissance moyenne. La figure 6 illustre le fonctionnement du module de détection de crête et d'application de moyenne 506 dans le cas o il existe 32 fenêtres dont chacune est constituée de 128 échantillons. Le détecteur à seuils multiples 508 détecte le niveau de la sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne 506 afin de commander le gain pour le renvoyer dans le multiplicateur 500, et fournit en sortie des valeurs prédéterminées respectivement aux première et seconde extrémités de sortie conformément au niveau détecté. Par exemple, si la sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne 506 est égale ou supérieure à une première valeur de seuil, le détecteur à seuils multiples 508 fournit en sortie -1 à la première extrémité de sortie, et si la sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne 506 est inférieure à une seconde valeur de seuil, le détecteur à seuils multiples 508 fournit en sortie +1 à la première extrémité de sortie. De même, si la sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne 506 est une valeur entre les première et seconde valeurs de seuil, le détecteur à seuils multiples 508 fournit en sortie 0 à la première extrémité de sortie. La figure 7 illustre la relation entre les valeurs de sortie (-) du module de détection de crête et d'application de moyenne 506 et la valeur de sortie à la première extrémité de sortie. Un signal de commande destiné à commander la taille du pas du gain est fourni en sortie à la seconde extrémité de sortie. Par exemple, lorsque la valeur fournie en sortie à la première extrémité de sortie passe d'une valeur positive (+) à une valeur négative (-), le détecteur à seuils multiples 508 fournit en sortie -1 à la seconde extrémité de sortie. Lorsque la sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne 506 est égale à la valeur maximum des bits convertis d'analogique en numérique par la pointe des bruits à bande étroite, ou bien que la sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne 506 chute soudainement à un niveau inférieur à 3 dB de la valeur maximum des bits convertis d'analogique en numérique par la baisse soudaine des bruits à bande étroite, le détecteur à seuils multiples 508 fournit en sortie +1 à la seconde extrémité de sortie. Si la sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne 506 est inférieure ou égale à une troisième valeur de seuil, et est supérieure ou égale à une quatrième valeur de seuil, le détecteur à seuils multiples 508 fournit en sortie -2 à la seconde extrémité de sortie. Dans d'autres conditions, le détecteur à seuils multiples 508 fournit en sortie 0 à la seconde extrémité de sortie. La figure 8 illustre la relation entre les valeurs de sortie (.) du module de détection de crête et d'application de moyenne 506 et la valeur de sortie à la seconde extrémité de sortie. Le régulateur de gain 510 régule les gains en utilisant les valeurs fournies en sortie à partir des première et seconde extrémités de sortie du détecteur à seuils multiples 508, et fournit en sortie les gains régulés à la fois au multiplicateur 500 et au second amplificateur PGA 404. Les gains sont régulés conformément à l'équation suivante (1). gain (n+l) = gain(n) +valeur de sortiedela premièreextrémité de sortie dudétecteur à seuils multiples *tailledepasdugain... (1) Dans l'équation (1), n se réfère au nue échantillonnage. La taille du pas du gain est déterminée par le signal de commande reçu en entrée depuis la seconde extrémité de sortie du détecteur à seuils multiples 508. Par exemple, en supposant que la taille du pas du gain est établie à 1,6, 0,8 ou 0,4, la taille du pas du gain est abaissée d'un pas par rapport à la taille du pas en cours lorsque le signal de commande vaut -1. Lorsque le signal de commande vaut +1, la taille du pas du gain est maximisée à 1,6 en vue d'une adaptation rapide. De même, lorsque le signal de commande est -2, la taille du pas du gain est minimisée à 0,4. La commande de gain fondée sur la taille du pas du gain est destinée à détecter une variation de puissance du signal d'entrée, provoquée par une interférence soudaine d'un signal externe, en empêchant ainsi des erreurs qui peuvent être générées durant la conversion analogique vers numérique. Par exemple, lorsque la valeur maximum des bits convertis d'analogique en numérique est fournie en sortie à partir du détecteur à seuils multiples 508, ce qui signifie qu'une erreur d'écrêtage est générée par l'injection des bruits à bande étroite, il est préférable de commander le gain à une valeur inférieure. De même, lorsque le bruit à bande étroite qui a augmenté la puissance de réception disparaît brusquement, de sorte que le niveau de la puissance de réception s'abaisse rapidement, il est préférable de commander le gain à une valeur élevée de telle manière que la sortie du récepteur soit maintenue à un niveau prédéterminé. Lorsque la valeur de sortie du détecteur à seuils multiples 508 est une valeur entre les troisième et quatrième valeurs de seuil, ce qui indique un état stable, la taille du pas du gain est minimisée afin de suivre de façon précise le signal. Comme indiqué sur la figure 9, le suppresseur de bruit à bande étroite 402 comprend un premier circuit à retard 900, un filtre adaptatif 910, un commutateur 920, un contrôleur de commutateur 930 et un additionneur 940. Dans le suppresseur de bruit à bande étroite 402, le premier circuit à retard 900 retarde le signal transmis d'une période prédéterminée T. Dans ce cas, la période de retard T se réfère à la période durant laquelle l'autocorrélation d'un signal de transmission de ligne VDSL est très faible alors que l'autocorrélation d'un bruit à bande étroite est très grande, ce qui est déterminé comme suit. Le signal de transmission de ligne VDSL occupe une largeur de bande large par comparaison au bruit à bande étroite, de sorte que le signal de transmission présente une très faible corrélation par comparaison au bruit à bande étroite. C'est-à-dire que le signal d'entrée représente la somme d'un signal présentant une très forte corrélation et un signal présentant une très faible corrélation. Dans ce cas, le bruit à bande étroite est supprimé en extrayant le signal à forte corrélation du signal d'entrée. Une fonction d'autocorrélation Rxx(T) par rapport à un signal x(t) est comme qu'indiqué dans l'équation suivante (2). Rxx(t) = E[x(t)x(t + t)]...(2) La période de retard T est déterminée par l'équation (2). Le signal retardé de T dans le premier circuit à retard 900 est modélisé par l'intermédiaire du filtre adaptatif 910 qui est du type filtre à réponse impulsionnelle finie. Dans le filtre adaptatif 910, le signal est retardé par une pluralité de circuits à retard D chacun d'une période prédéterminée T, chaque signal retardé est multiplié par le coefficient de prise Cn(n = 0,..., N - 1), et la somme des produits est calculée. La pondération Cn est mise à jour en utilisant l'algorithme de gradient stochastique représenté par l'équation suivante (3), de telle sorte que la différence entre le signal d'entrée et le signal de sortie final du filtre adaptatif 910 diminue. Cn z(kT): sortie du filtre adaptatif 910 à l'instant kT. Le contrôleur de commutateur 930 détermine que le signal à bande étroite est mélangé si l'amplitude du signal de sortie provenant du filtre adaptatif 910 est supérieure à une valeur prédéterminée, ferme le commutateur 920, et fournit alors en sortie un signal de commutateur fermé indiquant l'état FERME du commutateur 920 au second amplificateur PGA 404 (se reporter à la figure 4). Au contraire, si l'amplitude du signal de sortie provenant du filtre adaptatif 910 est plus petite que la valeur prédéterminée, le contrôleur de commutateur 930 détermine que le signal à bande étroite n'est pas reçu en entrée, et ouvre alors le commutateur 920. Lorsque le commutateur 920 est fermé, l'additionneur 940 soustrait la valeur de sortie du filtre adaptatif 910 du signal reçu en entrée à partir du premier amplificateur PGA 400 (se reporter à la figure 4), afin de fournir en sortie le signal à partir duquel le bruit à bande étroite a été supprimé au second amplificateur PGA 404. Le second amplificateur PGA 404 mémorise les gains d'entrée, qui sont déterminés par le régulateur de gain 510 du premier amplificateur PGA 400, pendant une période prédéterminée en séquence, et compare le gain mémorisé une période prédéterminée plus tôt lorsque le commutateur 920 est fermé conformément au signal de commutateur fermé reçu en entrée depuis le contrôleur de commutateur 930, au gain après qu'une période prédéterminée se soit écoulée à partir de la fermeture du commutateur 910. Le second amplificateur PGA 404 commande son propre gain conformément à la différence de gain avant et après que le commutateur 920 ait été fermé, afin de conserver l'amplitude du signal à puissance abaissée, dont lapuissance est abaissée en raison du bruit à bande étroite à un niveau approprié. Pour pouvoir empêcher les coefficients de prise de l'égaliseur 406 de diverger durant la détermination des gains, il est préférable que les coefficients de prise ne soient pas mis à jour pendant une période prédéterminée après la fermeture du commutateur 920. De même, lorsque le commutateur 920 est ouvert, le second amplificateur PGA 404 détermine que le bruit à bande étroite n'est pas appliqué ou disparaît, et commande son propre gain à 0. Les figures 10A à 13F illustrent la différence des résultats des simulations entre la technique antérieure et la présente invention. Ici, le niveau de sortie désiré a été réglé à 2. De même, 16 signaux CAP (modulation d'amplitude et de phase sans porteuse) présentant une fréquence d'échantillonnage de 51,84 MHz, en tant que signal de transmission, ont été transmis par l'intermédiaire d'un canal 26 lKft de type AWG, et une diaphonie d'extrémité éloignée 11 a été ajoutée au signal de transmission, de telle sorte que le gain requis pour le niveau de sortie désiré soit de 20 dB. Ensuite, un signal d'interférence RFI présentant une fréquence centrale de 10 MHz et la même puissance que celle du signal d'entrée a été généré, reçu en entrée dans chaque amplificateur PGA pendant une période prédéterminée puis supprimé. Alors, les performances de l'amplificateur PGA du récepteur de ligne VDSL ont été mesurées. De même, les tailles de pas de gain variables du premier amplificateur PGA ont été de 1,6, 0,8 et 0,4 dB. Les figures 10A à 10C représentent comparativement des signaux de sortie du contrôleur automatique de gain classique et du premier amplificateur PGA conforme à la présente invention. Pour détailler, la figure 0lA représente un signal devant être reçu en entrée dans le contrôleur automatique de gain classique et le premier amplificateur PGA conforme à la présente invention, auquel est appliqué un bruit à bande étroite. Pour le résultat de la figure O10A, le signal d'entrée a été généré en utilisant 16 signaux CAP et un signal d'interférence haute fréquence (RFI) présentant un niveau de puissance supérieur au signal d'entrée de 3 dB, a alors été appliqué au signal d'entrée. Dans ce cas, le bruit à bande étroite a été introduit au 80 000ème échantillonnage, et a été ensuite supprimé au 160 000ème échantillonnage. La figure 0lB représente le signal de sortie provenant du contrôleur automatique de gain classique et la figure 0lC représente le signal de sortie provenant du premier amplificateur PGA conforme à la présente invention. Comme indiqué sur la figure lOB, lorsque le gain est mis à jour en appliquant le bruit à bande étroite, l'amplitude du signal de sortie provenant du contrôleur automatique de gain classique dépasse de loin l'amplitude voulue 2, de sorte que le signal de sortie est relativement instable. Au contraire, le signal de sortie du premier amplificateur PGA conforme à la présente invention est stable à l'intérieur de la plage d'amplitude voulue de 2 lorsque le premier amplificateur PGA a atteint un état stable comme indiqué sur la figure 10C. Ainsi, le premier amplificateur PGA conforme à la présente invention permet de réduire les intervalles erronés provoqués par le bruit à bande étroite tel qu'une interférence RFI, par comparaison au contrôleur automatique de gain classique. Dans le cas o le premier amplificateur PGA de la présente invention est appliqué à un système de ligne VDSL réel, la mise à jour du gain par le régulateur de gain du premier amplificateur PGA ne se poursuit pas. Au lieu de cela, la mise à jour du gain s'arrête après que la valeur de sortie converge sur un état stable, et le régulateur de gain fonctionne uniquement lorsqu'il y a une injection soudaine du signal à bande étroite provenant de l'extérieur. Il en résulte que la charge sur le système entier peut être considérablement réduite. Les figures 11A et 11B représentent l'amplitude du signal d'erreur et du gain total par le contrôleur automatique de gain classique selon le nombre des mises à jour lorsque le signal de la figure 10A est reçu en entrée. Chaque mise à jour est exécutée sur 32 x 128 échantillons, et les références numériques 1100 et 1101 représentent des première et seconde valeurs de seuil, respectivement. Comme indiqué sur les figures 11A et liB, le contrôleur automatique de gain classique ne peut pas répondre rapidement à une pointe soudaine du signal à bande étroite après que son signal de sortie a atteint l'état stable, de sorte qu'il est difficile de s'attendre à une variation rapide du gain. Il en résulte qu'une erreur de saturation est générée dans la conversion analogique vers numérique pendant l'injection du bruit, d'o la dégradation des performances générales du système. De même, les perturbations du gain se poursuivent même après la convergence sur l'état stable, en abaissant ainsi la stabilité. Les figures 11C et llD représentent la moyenne des crêtes et le gain total du premier amplificateur PGA conforme à la présente invention selon le nombre des mises à jour lorsque le signal de la figure 0lA est reçu en entrée. Ici, les références numériques 1103 et 1104 représentent les troisième et quatrième valeurs de seuil. Tout d'abord, on peut comprendre d'après la figure 11C qu'il faut moins de temps pour atteindre l'état stable par comparaison au cas classique représenté sur la figure A. De même, la variation du gain est rapide lorsque le signal à bande étroite est appliqué après que le signal de sortie ait atteint l'état stable. Il en résulte que la plupart des valeurs de sortie convergent sur la condition stable, et que le premier amplificateur PGA répond rapidement à une disparition brutale du bruit à bande étroite, en minimisant ainsi la distorsion du signal d'entrée. La figure 12 est un graphe représentant les rapports signal sur bruit (SNR) des égaliseurs dans le récepteur de ligne VDSL classique et le récepteur de ligne VDSL conforme à la présente invention. Ici, la référence numérique 1200 représente le rapport signal sur bruit du récepteur de ligne VDSL conforme à la présente invention, et la référence numérique 1201 représente le rapport signal sur bruit du récepteur de ligne VDSL classique. Comme indiqué sur la figure 12, le récepteur de ligne VDSL conforme à la présente invention présente un rapport signal sur bruit stable lorsque le bruit à bande étroite est présent. De même, l'égaliseur conforme à la présente invention converge rapidement après la disparition du bruit. Les figures 13A à 13F représentent les constellations des égaliseurs dans le récepteur de ligne VDSL classique et le récepteur de ligne VDSL conforme à la présente invention. Pour détailler, les figures 13A et 13B représentent les constellations des égaliseurs du récepteur conforme à la présente invention et du récepteur classique, respectivement, lorsque le bruit à bande étroite n'est pas présent, c'est-à-dire jusqu'au 80 000ème échantillonnage. Les figures 13C et 13D représentent les constellations des égaliseurs du récepteur conforme à la présente invention et du récepteur classique, respectivement, lorsque le bruit à bande étroite est présent, c'est-à-dire durant 80 000 échantillonnages jusqu'au 000ème échantillonnage. Les figures 13E et 13F représentent les constellations des égaliseurs du récepteur conforme à la présente invention et du récepteur classique, respectivement, après la disparition du bruit à bande étroite. Comme on peut le comprendre d'après les figures 13A à 13F, dans le cas de l'utilisation du récepteur classique, son fonctionnement est très instable lorsque le bruit à bande étroite est présent et disparaît, de sorte que l'égaliseur classique ne peut pas fonctionner normalement. A côté de cela, le fonctionnement du récepteur conforme à la présente invention est stable. Comme décrit ci-dessus, dans le récepteur de ligne VDSL conforme à la présente invention, tout d'abord, un niveau désiré du signal peut être conservé même lorsqu'un signal d'interférence externe apparaît soudainement, de sorte qu'une erreur générée par une variation soudaine de puissance, et un mauvais fonctionnement du système dû à la pointe soudaine d'un signal à puissance élevée peuvent être empêchés. De même, le récepteur de ligne VDSL conforme à la présente invention peut prendre en compte activement un bruit à bande étroite comme décrit ci- dessus, et un bruit impulsionnel peut être négligeable dans ce récepteur. Ainsi, les performances globales du système de ligne VDSL peuvent présenter une résistance améliorée vis-à- vis d'une interférence externe. Deuxièmement, la sortie de l'amplificateur peut être conservée à l'intérieur d'une plage prédéterminée au regard d'un signal d'entrée variable, et la moyenne des valeurs de crêtes d'un intervalle prédéterminé est utilisée en tant que signal de commande, de sorte que le gain peut être commandé fidèlement en ce qui concerne le signal transmis. Troisièmement, la taille du pas est commandée pour la commande du gain, de sorte que le signal d'entrée peut atteindre l'état stable dans un temps court, et suivre de façon précise le signal d'entrée après avoir atteint l'état stable. Ainsi, le récepteur de ligne VDSL peut prendre en compte rapidement la variation soudaine de puissance du signal d'entrée. Quatrièmement, le bruit à bande étroite injecté dans le signal de transmission d'origine à une bande particulière est supprimé, en empêchant ainsi une interférence provenant du bruit à bande étroite. Cinquièmement, les problèmes se rapportant à la convergence de l'égaliseur, par exemple le retard de la convergence qui apparaît lorsqu'un bruit à bande étroite de forte puissance est appliqué ou disparait, peuvent être empêchés. 1? REVENDICATIONS 1. Récepteur de ligne d'abonné numérique à très haute vitesse (VDSL) destiné à traiter un signal d'entrée dans lequel un bruit à bande étroite est injecté, en vue d'une transmission à haute vitesse, le récepteur comprenant: un premier amplificateur à gain programmable (PGA) (400) destiné à commander un gain pour fournir en sortie un signal présentant une amplitude prédéterminée et amplifier le signal d'entrée conformément au gain commandé, un suppresseur de bruit à bande étroite (402) destiné à détecter le bruit à bande étroite provenant du signal de sortie du premier amplificateur PGA (400), modéliser le bruit à bande étroite afin de supprimer le bruit provenant du signal de sortie du premier amplificateur PGA (400) si le bruit à bande étroite est détecté, et fournir en sortie tel quel le signal de sortie du premier amplificateur PGA (400) si le signal à bande étroite n'est pas détecté, un second amplificateur PGA (404) destiné à amplifier le signal de sortie provenant du suppresseur de bruit à bande étroite (402) sur la base du gain commandé par le premier amplificateur PGA (400) si un bruit à bande étroite existe, et fournir en sortie le signal de sortie tel quel du suppresseur de bruit à bande étroite (402) sans amplification, si un bruit à bande étroite n'est pas détecté, un égaliseur (406) destiné à compenser les caractéristiques dégradées du signal de sortie provenant du second amplificateur PGA (404), et un limiteur à seuil (408) destiné à convertir le signal de sortie de l'égaliseur (406) en un signal numérique. 2. Récepteur de ligne d'abonné numérique à très haute vitesse (VDSL) selon la revendication 1, dans lequel le premier amplificateur PGA (400) comprend: un multiplicateur (500) destiné à multiplier le signal d'entrée par un signal de contre-réaction, un convertisseur analogique vers numérique (502) (CAN) destiné à convertir la sortie du multiplicateur (500) en un signal numérique et à fournir en sortie le signal numérique, un module de détection de crête et d'application de moyenne (506) destiné à détecter des valeurs de crêtes parmi un nombre prédéterminé de signaux échantillonnés fournis en sortie à partir du convertisseur analogique vers numérique (502), et calculer la moyenne des valeurs de crêtes, un détecteur à seuils multiples (508) destiné à fournir en sortie un signal indiquant une variation du gain à sa première extrémité de sortie, et un signal commandant une taille de pas du gain à sa seconde extrémité de sortie, selon la sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne (506), et un régulateur de gain (510) destiné à déterminer la taille du pas conformément au signal de sortie de la seconde extrémité de sortie du détecteur à seuils multiples (508), et à commander le gain conformément à la taille de pas déterminée et au signal de sortie de la première extrémité de sortie, afin de fournir en sortie le gain commandé au multiplicateur (500). 3. Récepteur de ligne d'abonné numérique à très haute vitesse (VDSL) selon la revendication 1, dans lequel le suppresseur de bruit à bande étroite (402) comprend: un premier circuit à retard (900) destiné à retarder le signal de sortie du premier amplificateur PGA d'une période prédéterminée, un filtre adaptatif (910) destiné à modéliser le signal retardé, un contrôleur de commutateur (930) destiné à déterminer que le bruit à bande étroite est injecté si la valeur de sortie du filtre adaptatif (910) est plus élevée qu'un niveau prédéterminé, et à fermer un commutateur (920) pour fournir en sortie la valeur de sortie du filtre adaptatif (910), et un additionneur (940) destiné à soustraire la valeur de sortie du filtre adaptatif (910), reçue en entrée lorsque le commutateur est fermé, de la valeur d'entrée. 4. Récepteur de ligne d'abonné numérique à très haute vitesse (VDSL) selon la revendication 3, dans lequel le second amplificateur PGA (404) mémorise le gain commandé par le premier amplificateur (PGA) (400) pendant une période prédéterminée, et calcule la différence des gains mémorisés avant et après que le commutateur (920) soit fermé, afin de déterminer son propre gain conformément à la différence de gain. 5. Amplificateur à gain programmable (PGA) destiné à commander un gain pour amplifier un signal d'entrée, comprenant: un multiplicateur (500) destiné à multiplier le signal d'entrée par un signal de contre-réaction, un convertisseur analogique vers numérique (CAN) (502) destiné à convertir la sortie du multiplicateur en un signal numérique, et à fournir en sortie le signal numérique, un module de détection de crête et d'application de moyenne (506) destiné à détecter des valeurs de crêtes parmi un nombre prédéterminé de signaux échantillonnés fournis en sortie à partir du convertisseur analogique vers numérique (502), et calculer la moyenne des valeurs de crêtes, un détecteur à seuils multiples (508) destiné à fournir en sortie un signal indiquant une variation du gain à sa première extrémité de sortie, et un signal commandant une taille de pas du gain à sa seconde extrémité de sortie, conformément à la sortie du module de détection de crête et d'application de moyenne (506), et un régulateur de gain (510) destiné à déterminer la taille de pas conformément au signal de sortie de la seconde extrémité de sortie du détecteur à seuils multiples (508), et à commander le gain conformément à la taille de pas déterminée et au signal de sortie de la première extrémité de sortie, afin de fournir en sortie le gain commandé vers le multiplicateur (500). 6. Amplificateur à gain programmable (PGA) selon la revendication 5, dans lequel le module de détection de crête et d'application de moyenne (506) détecte les valeurs de crêtes sur les valeurs absolues des sorties provenant du convertisseur analogique vers numérique (502). 7. Amplificateur à gain programmable (PGA) selon la revendication 5, dans lequel le régulateur de gain régule le gain en utilisant l'équation suivante: gain(n + 1) = gain(n) + a * b dans laquelle n représente un signal échantillonné par le nème échantillonnage, a représente la valeur de sortie de la première extrémité de sortie du détecteur à seuils multiples, et b représente la taille du pas. 8. Suppresseur de bruit à bande étroite destiné à supprimer un bruit à bande étroite d'un signal d'entrée auquel est injecté un bruit à bande étroite, comprenant: un premier circuit à retard (900) destiné à retarder le signal d'entrée d'une période prédéterminée, un filtre adaptatif (910) destiné à modéliser le signal retardé, un contrôleur de commutateur (930) destiné à déterminer que le bruit à bande étroite est injecté si la valeur de sortie du filtre adaptatif est supérieure à un niveau prédéterminé, et à fermer un commutateur pour fournir en sortie la valeur de sortie du filtre adaptatif (910), et un additionneur (940) destiné à soustraire la valeur de sortie du filtre adaptatif (910), reçue en entrée lorsque le commutateur (920) est fermé, de la valeur d'entrée. 9. Suppresseur de bruit à bande étroite selon la revendication 8, dans lequel le premier circuit à retard (900) détermine un temps de retard pour lequel l'autocorrélation du bruit à bande étroite est élevée et l'autocorrélation des signaux autres que le bruit est faible, en utilisant l'autocorrélation du signal d'entrée, et retarde le signal d'entrée du temps de retard détecté. 10. Suppresseur de bruit à bande étroite selon la revendication 8, dans lequel le filtre adaptatif (910) comprend: une pluralité de circuits à retard destinés à retarder le signal de sortie du premier circuit à retard d'une période prédéterminée, et un additionneur destiné à multiplier les sorties de chaque circuit à retard par chaque coefficient de prise, et à calculer la somme des produits. 11. Suppresseur de bruit à bande étroite selon la revendication 10, dans lequel le filtre adaptatif (910) met à jour les coefficients de prise de telle sorte la différence avant et après le passage par le filtre adaptatif, devienne5 minimale.