FR 2783372 A1 20000317 FR 9811427 A 19980914 A- OSCILLATEUR RC STABILISE EN TEMPERATURE La présente invention se rapporte à un oscillateur RC, utilisé notamment pour la génération d'un signal d'horloge pour un microcontrôleur. Un tel oscillateur connu dans l'état de la technique est par exemple décrit à la figure 1. Il comprend un condensateur Cl dont une première armature est reliée à l'entrée d'un comparateur inverseur COMP1, tel qu'un comparateur à hystéresis (Trigger de Schmitt), et dont la seconde armature est reliée à la masse. Il comprend encore une résistance R1 connectée entre une borne d'alimentation positive recevant une tension d'alimentation VDD et la première armature de C1, pour charger le condensateur. Il comprend enfin un interrupteur tel qu'un transistor MOS de type N, référencé Mi, qui est connecté en parallèle sur C1, c'est-à-dire que son drain et sa source sont respectivement reliés à la première et à la seconde armature de Cl. Il reçoit sur sa grille de commande un signal de commande délivré par la sortie d'un inverseur INV1 disposé à la sortie du comparateur COMP1, de manière à décharger le condensateur. Ainsi, la charge et la décharge de Cl sont commandées en fonction du signal CLK de sortie de l'oscillateur, celui-ci étant le signal délivré par l'inverseur INV1. Plus particulièrement, le condensateur Cl se charge à travers R1 lorsque le signal CLK est à l'état logique bas, et il est déchargé par M1 lorsque CLK est à l'état logique haut. En général, la valeur de Ri est élevée de manière que la charge de C1 soit relativement lente, et la largeur de canal de M1 est importante, de manière que la décharge de Cl soit relativement rapide. La charge comme la décharge de Cl sont exponentielles. Le condensateur C1 et la résistance R1 sont en général des composants discrets connectés à l'extérieur du bottier du microcontrôleur. En effet, compte tenu de leurs valeurs typiques respectives (pour un oscillateur à 8 MHz par exemple), ce sont des composants assez volumineux. C'est pourquoi on parle souvent d'oscillateur externe pour désigner un tel oscillateur RC. Pour un condensateur Cl de valeur déterminée, la fréquence des oscillations est fonction du temps de charge et du temps de décharge. Le premier est déterminé notamment par les valeurs de VDD et de Ri, et le second notamment par la valeur de la résistance de conduction de M1, les deux étant également déterminés par les valeurs de seuil de COMP1. Ces valeurs de seuil sont déterminées par les valeurs de tensions de référence obtenues en général à l'aide d'un pont de résistances disposé entre la borne d'alimentation positive et la masse (dit "pont diviseur"). Or, la résistance R1 et, dans une moindre mesure, la résistance de conduction de Mi et les valeurs de seuil de COMP1 sont dépendantes de la température. On parle ici bien entendu de la température de fonctionnement de chacun de ces composants. Néanmoins, selon une approximation acceptable, on peut considérer qu'il s'agit de la température de fonctionnement de l'oscillateur dans son ensemble. On sait que cette température augmente lors du fonctionnement, du fait notamment de la dissipation d'énergie par effet Joule dans les composants résistifs. En pratique, on constate une dérive en fréquence due aux phénomènes liés à la température qui peut atteindre 10 % de la valeur nominale de la fréquence de l'oscillateur. Une telle dérive constitue un défaut qui peut être rédhibitoire dans certaines applications. La présente invention vise à améliorer, de ce point de vue, les oscillateurs connus dans l'état de la technique. A cet effet, l'invention propose un oscillateur RC comprenant un condensateur de charge, un comparateur délivrant un signal oscillant en fonction de la tension aux bornes de ce condensateur et d'au moins une tension de seuil, et qui comprend des moyens pour charger et/ou des moyens pour décharger le condensateur en fonction du signal oscillant avec un courant constant, de valeur indépendante de la température. Dans un mode de réalisation, une première entrée du comparateur reçoit au moins une tension de référence et sa seconde entrée reçoit la tension aux bornes du condensateur de charge, le signal oscillant étant le signal en sortie de ce comparateur. Les moyens pour charger le condensateur de charge comprennent une source de courant délivrant un courant constant, de valeur indépendante de la température, et des moyens pour charger le condensateur de charge par ce courant constant. Ainsi, la charge du condensateur est effectuée à courant de valeur constante, quelle que soit la température de fonctionnement. Il s'ensuit que le temps de charge du condensateur devient plus indépendant de cette température. Dans un mode de réalisation, la source de courant constant comprend une résistance de charge et des moyens pour appliquer à ses bornes une tension de compensation variant en fonction de la température sensiblement de la même manière que la résistance de charge. Ainsi, la variation de la valeur de la résistance de charge en fonction de la température est compensée par une variation corrélative de la tension de compensation appliquée à ces bornes. La loi d'ohm (U = RxI) assure alors l'indépendance vis-à-vis de la température de la valeur du courant circulant à travers la résistance de charge. L'oscillateur comprend une source de tension adaptée pour délivrer la tension de compensation. Selon une autre caractéristique avantageuse de l'invention, les moyens pour décharger le condensateur de charge comprennent également la source de courant constant et des moyens pour décharger le condensateur de charge par ce courant constant. De cette manière, la décharge du condensateur de charge est également effectuée à courant de valeur constante. Ainsi, le temps de décharge du condensateur de charge devient également plus indépendant de la température. Selon une autre caractéristique avantageuse de l'invention, la (ou les) tension(s) de référence appliquée(s) sur la première entrée du comparateur est (sont) indépendante(s) de la température. Le (ou les) seuil(s) du comparateur sont donc plus indépendants de la température. L'oscillateur selon l'invention comporte des moyens pour générer au moins une tension de référence ayant la propriété ci-dessus. Les caractéristiques de l'invention ci-dessus, prises isolément ou en combinaison, permettent de stabiliser l'oscillateur en température, c'est-à-dire de diminuer substantiellement le lien de dépendance entre d'une part les variations de la température de fonctionnement dues à l'échauffement des composants résistifs et d'autre part les variations de la fréquence du signal de sortie de l'oscillateur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels on a représenté: - à la figure 1, déjà analysée: le schéma d'un oscillateur RC selon l'art antérieur; - à la figure 2: le schéma d'un oscillateur RC selon l'invention; - aux figures 3a et 3b: le schéma équivalent de deux commutateurs CMOS utilisés dans le schéma de la figure 2; - à la figure 4: le schéma du circuit d'une source de tension, utilisé selon deux variantes différentes pour réaliser les sources de tension délivrant, respectivement, la tension de compensation et la (ou les) tension(s) de référence. A la figure 2, on a représenté le schéma d'un oscillateur selon l'invention. Celui-ci comprend un condensateur de charge C dont une première armature est reliée à un noeud A et dont l'autre armature est reliée à la masse. Dans la suite, les tensions dont il est fait mention sont référencées par rapport à cette masse. L'entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel A2 est également reliée au noeud A. Une résistance R2 est reliée en série avec une résistance R3 entre une borne recevant une tension de référence Vrefl et la masse. Ces deux résistances forment donc un pont diviseur. L'entrée inverseuse de A2 est reliée au noeud commun B entre les deux résistances R2 et R3. La sortie de l'amplificateur A2 délivre un signal oscillant CLK qui est le signal de sortie de l'oscillateur. Sur la gauche de la figure, une résistance de charge R est reliée entre un noeud D et la masse. L'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel A1 et la source d'un transistor MOS de type N, référencé MN1, sont également reliées au noeud D. L'entrée non inverseuse de A1 est reliée à la sortie d'une source de tension ST2 délivrant une tension Vref2, dite tension de compensation. Cette tension Vref2 varie en fonction de la température de fonctionnement de l'oscillateur sensiblement de la même manière que la résistance de charge R, ainsi qu'on le verra plus loin. L'amplificateur Al et le transistor MNl ont pour fonction d'appliquer la tension Vref2 aux bornes de la résistance R. Il est bien évident que d'autres moyens pour réaliser cette fonction sont envisageables. On note Io le courant circulant à travers la résistance R. Un transistor MOS de type P, référencé MPl, est relié par sa source à une borne recevant une tension d'alimentation VDD et est relié par son drain au drain du transistor MNl. Le transistor MPl est monté "en diode". On rappelle qu'un tel montage consiste, pour un transistor MOS, à relier la grille de commande au drain du transistor. Deux autres transistors MOS de type P, référencés respectivement MP2 et MP3, ont leurs sources reliées à des bornes recevant la tension d'alimentation VDD. Les grilles de commande de MP2 et MP3 sont reliées à celle de MPl. Comme on l'aura compris, les transistors MPl, MP2 et MP3 sont montés en miroir de courant. Le drain du transistor MP2 est relié au drain d'un transistor MOS de type N, référencé MN2, dont la source est reliée à la masse. Le transistor MN2 est monté en diode, en sorte que le courant Io se retrouve entre les drains de MP2 et de MN2. Le drain du transistor MP3 est relié à l'entrée d'un commutateur CMOS passant à l'état logique bas, référencé PGl. Le schéma et le fonctionnement d'un tel commutateur sont détaillés ci-dessous en regard de la figure 3b. La sortie du commutateur PGl est reliée au point A. Comme on l'aura compris, un courant de même valeur que Io traverse le commutateur PGl lorsque celui-ci est fermé. L'entrée d'un commutateur CMOS passant à l'état logique haut, référencé PG2, est reliée au noeud A. Sa sortie est reliée au drain d'un transistor MOS de type N, référencé MN3, dont la source est reliée à la masse. Le schéma et le fonctionnement d'un tel commutateur sont décrits ci-dessous en regard de la figure 3a. La grille de commande de MN3 est reliée à celle de MN2, en sorte que ces transistors fonctionnent en miroir de courant. De cette façon, un courant de même valeur que Io traverse le commutateur PG2 lorsque celui-ci est passant. Enfin, un commutateur CMOS passant à l'état logique bas, référencé PG3, est connecté par son entrée et sa sortie en parallèle sur la résistance R2. De la sorte, la résistance R2 est court-circuitée lorsque PG3 est fermé. Les entrées de commande des commutateurs PGl, PG2 et PG3 sont reliées à la sortie de l'amplificateur opérationnel A2 pour recevoir le signal de sortie CLK. En référence aux figures 3a et 3b, on va maintenant décrire le schéma d'un mode de réalisation ainsi que le fonctionnement des commutateurs CMOS du schéma de la figure 2. A la figure 3a, on a représenté le schéma d'un mode de réalisation d'un commutateur CMOS passant à l'état logique haut. Pour plus de simplicité, le commutateur PG2 de ce type a été représenté à la figure 2 par un symbole qui est reproduit sur la partie gauche de la figure 3a. Il comporte trois bornes de connexion, à savoir une borne d'entrée, une borne de sortie et une borne de commande respectivement notées I, O et G. Sur la partie droite de la figure 3a, le schéma proprement dit du commutateur comporte deux transistors MOS, l'un de type N référencé MN et l'autre de type P référencé MP. Le drain de MN et la source de MP sont reliés ensemble à la borne I. De même, la source de MN et le drain de MP sont reliés ensemble à la borne O. La borne G est reliée directement à la grille de commande de MN, et également la grille de commande de MP par l'intermédiaire d'un inverseur INV. De la sorte, les grilles de commande de MN et de MP reçoivent des signaux complémentaires. Lorsqu'un signal de commande porté sur la borne G est à l'état logique haut, les deux transistors sont passants: on dit alors que le commutateur est fermé ou passant. Lorsque ce signal est à l'état logique bas, les deux transistors sont bloqués: on dit que le commutateur est ouvert. A la figure 3b, on a représenté le schéma d'un mode de réalisation d'un commutateur CMOS passant à l'état bas. Pour plus de simplicité, les commutateurs PGl et PG3 de ce type ont été représentés à la figure 2 par un symbole qui est reproduit sur la partie gauche de la figure 3b. Sur la partie droite, le schéma proprement dit de ce commutateur se distingue de celui de la figure 3a uniquement par l'inversion des transistors MN et MP. Ainsi, lorsque le signal de commande porté sur la borne G est à l'état logique bas, le commutateur est fermé. Et il est ouvert dans le cas contraire. Cette différence entre les deux types de commutateur est rappelée par la présence d'un petit rond sur la borne G du commutateur de la figure 3b, par analogie avec la distinction classique entre les symboles des transistors MOS de type N d'une part et de type P d'autre part. Fonctionnellement, les bornes I et O sont interchangeables, les termes "entrée" et "sortie" ne se référant qu'au sens de circulation du courant dans le commutateur lorsqu'il est fermé. Comme on le voit, les commutateurs CMOS des figures 3a et 3b remplissent la fonction d'un interrupteur commandé. Tous autres modes de réalisation remplissant cette fonction sont envisageables. Néanmoins, ces commutateurs CMOS sont préférés car ils présentent une faible consommation statique et une bonne rapidité de commutation, tant sur les fronts montants que sur les fronts descendants du signal de commande. On revient maintenant sur le schéma de la figure 2. La source de tension ST2 d'une part, la résistance R d'autre part, et enfin les moyens d'application de la tension Vref2 délivrée par ST2 aux bornes de la résistance R (constitués par l'amplificateur Al et le transistor MNl), remplissent la fonction d'une source de courant constant de valeur Io. Comme la tension Vref2 varie en fonction de la température sensiblement comme la résistance R, la valeur du courant Io est sensiblement indépendante de la température par application de la loi d'Ohm (U=RxI). Par l'expression "sensiblement" employée ci-dessus, il faut comprendre que la loi de variation de Vref2 en fonction de la température de fonctionnement, est identique en premier ordre à la loi de variation de R en fonction de cette même température. Il s'agit en l'occurrence d'une loi linéaire. Pour décrire le fonctionnement de l'oscillateur, il faut envisager deux cas distincts. Supposons tout d'abord que le condensateur C soit complètement déchargé (situation à la mise sous tension de l'oscillateur). La tension au noeud A est alors égale à la tension nulle. La tension au noeud B étant strictement positive comme étant égale à la chute de tension aux bornes de R3, le signal CLK en sortie de l'amplificateur A2 est à l'état logique bas. Par conséquent, le commutateur PG2 est ouvert et les commutateurs PG1 et PG3 sont fermés. Ceci signifie que le condensateur C se charge & travers MP3 et PG3. La tension au noeud A s'élève. On notera que, du fait du montage des transistors MP1 et MP3 en miroir de courant, la charge de C s'effectue à courant constant, de valeur Io. Dit autrement, les transistors MPl et MP3 et le commutateur PGl correctement commandés permettent de charger le condensateur C avec un courant constant, de valeur sensiblement indépendante de la température de fonctionnement. En outre, la résistance R2 étant court-circuitée par PG3, la tension au noeud B est égale à Vrefl. Par conséquent, le signal CLK ne change d'état logique que lorsque la tension au noeud A atteint la valeur de Vref2 par valeurs inférieures. La charge de C est alors maximale. En effet, dès que CLK est à l'état logique haut, le commutateur PG2 est fermé et les commutateurs PG1 et PG3 sont ouverts. Ceci signifie que le condensateur C se décharge à travers PG2 et le transistor MN3. La tension au noeud A chute. On notera que, du fait du montage en miroir de courant d'une part des transistors MPl et MP2 et d'autre part des transistors MN2 et MN3, la décharge de C s'effectue à courant constant, de valeur Io. Dit autrement, les transistors MP1, MP2, MN2 et MN3 et le commutateur PG2 permettent de décharger le condensateur C avec un courant constant, de valeur sensiblement indépendante de la température de fonctionnement. En outre, la tension au noeud B est déterminée par les valeurs de résistance R2 et R3 connectées en pont diviseur et par la valeur de Vrefl. Pour des résistances R2 et R3 de même valeur, la tension au Il noeud B est 1/2 x Vrefl 1. Par conséquent, le signal CLK ne change à nouveau d'état logique que lorsque la tension au noeud B atteint 1/2 x Vrefl par valeurs supérieures. La charge de C est alors minimale. On comprend alors que la tension au noeud B oscille entre 1/2 x Vrefl et Vrefl, ces deux valeurs constituant les seuils du comparateur à hystérésis formé par A2, R2, R3 et STl. C'est un avantage d'avoir ces deux valeurs de seuil déterminées par la seule valeur de la tension Vrefl délivrée par STl. En effet, cette tension qui, afin de procurer des seuils de valeurs sensiblement indépendantes de la température, doit elle-même présenter cette caractéristique, est générée par une source de tension d'un type particulier. Il est donc avantageux de générer les deux tensions de seuil du comparateur à hystérisis avec une seule telle source de tension. En effet, on économise ainsi de la surface de silicium, et on réduit la consommation statique en courant de l'oscillateur. A la figure 4, on a représenté le schéma d'un mode de réalisation des sources de tension STl et ST2, délivrant respectivement les tensions Vrefl et Vref2. Ce schéma, connu en soi, comporte trois branches connectées en parallèle entre une borne d'alimentation VDD et la masse. Une première branche Bl comporte un transistor MOS de type P, référencé MPll, dont la source est reliée à la borne d'alimentation positive et dont le drain est relié au drain d'un transistor MOS de type N, référencé MNll. Le transistor MNll est monté en diode. La source de MNll est reliée à l'émetteur d'un transistor bipolaire PNP, référencé BP1, dont le collecteur est relié à la masse. Le transistor BPl est également monté "en diode". On rappelle que, pour un transistor bipolaire, un tel montage consiste à relier ensemble la base et le collecteur du transistor. Pour résumer, on peut dire que la première branche comporte, en série entre la borne d'alimentation et la masse, un transistor MOS de type P, un transistor MOS de type N et une diode (BP1). La deuxième branche comporte un transistor MOS de type P, référencé MP12, dont la source est reliée à la borne d'alimentation et dont le drain est relié au drain d'un transistor MOS de type N, référencé MN12. Le transistor MP12 est monté en diode. La source de MN12 est reliée à une première borne d'une résistance R12 dont la seconde borne est reliée à l'émetteur d'un transistor bipolaire PNP, référencé BP2. Le transistor BP2 est monté en diode et son collecteur est relié à la masse. Dit autrement, la dernière branche comprend, en série entre la borne d'alimentation et la masse, un transistor MOS de type N, une résistance et une diode (BP2). On notera que la surface de l'émetteur du transistor BP2 est sensiblement plus grande que celle du transistor BP1. Dans un exemple, elle est huit fois plus grande. On notera en outre que les grilles de commande des transistors MNll et MN12 sont reliées ensemble. La troisième branche comporte un transistor MOS de type P, référencé MP13, dont la source est reliée à la borne d'alimentation et dont le drain est relié à une première borne d'une résistance R13. L'autre borne de R13 est reliée à l'émetteur d'un transistor bipolaire PNP, référencé BP3. Celui-ci est monté en diode et son collecteur est relié à la masse. La sortie OUT du circuit est prise sur le drain de MP13. Elle délivre une tension qui présente certaines caractéristiques liées à la température de fonctionnement. En effet, on peut montrer que, si on note V(OUT) la tension à la sortie OUT du circuit, V(OUT) = Vbe + (Rl3/R12) x ln(8) x (k/q) x T o: Vbe désigne la tension base/émetteur d'un transistor bipolaire; ln désigne la fonction logarithme népérien; k désigne la constante de Boltzmann; q désigne la charge de l'électron; T désigne la température de fonctionnement. Or, Vbe varie en fonction de la température de fonctionnement à raison de -2mV/ C. De plus, ln(8) vaut à peu près 2. Enfin, le terme (k/q) x T qui est parfois appelé potentiel thermodynamique, varie en fonction de la température de fonctionnement à raison de 0,1 mV/ C. Il vaut à peu près 25 mV à 25 C. Donc, si R12 et R13 ont des valeurs telles que R13/R12 vaut sensiblement 10, la valeur de la tension de sortie est indépendante de la température de fonctionnement. Comme on l'aura compris, la source de tension STl de la figure 2 peut être réalisée selon le schéma de la figure 4 avec R13 sensiblement égal à 10 x R12. En outre, avec une valeur appropriée du rapport R13/R12 sensiblement différente de 10, on peut obtenir une dépendance linéaire (au premier ordre) de V(OUT) par rapport à la température de fonctionnement d'amplitude constante. Sachant que la valeur d'une résistance est également une fonction linéaire (au premier ordre) de la température de fonctionnement, on voit qu'une tension V(OUT) appropriée appliquée aux bornes de la résistance R de la figure 2 peut compenser les variations de R dues aux variations de la température de fonctionnement. En effet, comme on l'aura compris, la source de tension ST2 de la figure 2 peut être réalisée selon le schéma de la figure 4 avec R13 sensiblement différent de 10 x R12 (pour un rapport entre les surfaces d'émetteur des transistors bipolaires BP2 et BP1 sensiblement égal à 8), de manière à délivrer une tension Vref2 variant en fonction de la température comme la résistance R. L'homme du métier sait comment calculer les valeurs des composants R12 et R13 en fonction de la valeur de R. Le cas échéant, il peut recourir à un logiciel de simulation approprié. On peut aussi modifier le rapport des surfaces d'émetteur de BP1 et de BP2. On notera que la valeur de R et de C déterminent, en fonction également des valeurs de Vrefl, R2 et R3, la fréquence des oscillations. La résistance R et le condensateur C peuvent être des composants discrets connectés à l'extérieur d'un circuit intégré, notamment un microcontrôleur, incorporant l'oscillateur selon l'invention. R E V E N D I C A T ION 8 1. Oscillateur RC comprenant un condensateur de charge (C), un comparateur (A2) délivrant un signal oscillant (CLK) en fonction de la tension aux bornes de ce condensateur (C) et d'au moins une tension de seuil (Vrefl), caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (MP1,MP3, PG1) pour charger et/ou des moyens (MP1,MP2,MN2,MN3,PG2) pour décharger le condensateur (C) en fonction du signal oscillant (CLK) avec un courant constant (Io), de valeur indépendante de la température. 2. Oscillateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que une première entrée du comparateur (A2) reçoit au moins une tension de référence et une seconde entrée reçoit la tension aux bornes du condensateur de charge, le signal oscillant (CLK) étant le signal en sortie de ce comparateur. 3. Oscillateur selon la revendication 1 ou selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens pour charger le condensateur de charge (C) comprennent une source de courant délivrant un courant constant (Io), de valeur indépendante de la température, et des moyens (MPl,MP3,PGl) pour charger le condensateur par ce courant constant. 4. Oscillateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que la source de courant constant comprend une résistance de charge (R) et des moyens (Al,MNl) pour appliquer à ses bornes une tension de compensation (Vref2) variant en fonction de la température sensiblement de la même manière que la résistance de charge (R). 5. Oscillateur selon la revendication 3 ou selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens pour décharger le condensateur de charge comprennent également la source de courant constant et des moyens (MP1,MP2,MN2,MN3,PG2) pour décharger le condensateur de charge (C) par ce courant constant. 6. Oscillateur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour appliquer sur la première entrée du comparateur (A2), soit une première tension de référence (Vrefl), soit une seconde tension de référence (1/2 x Vrefl) inférieure à la première tension de référence, en fonction du signal de sortie (CLK) du comparateur, en sorte que le comparateur fonctionne en comparateur à hystérésis. 7. Oscillateur selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte un pont diviseur (R2,R3) pour générer la seconde tension de référence en fonction de la première tension de référence. 8. Oscillateur selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour générer les première et seconde tensions de référence avec des valeurs indépendantes de la température. 9. Oscillateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte une source de tension (ST1) pour délivrer une tension indépendante de la température, qui comporte en série entre une borne d'alimentation positive (VDD) et la masse: - une première branche comprenant en série un transistor MOS de type P (MP11), un transistor MOS de type N (MNll) monté en diode, et un premier transistor bipolaire PNP (BP1) monté en diode; - une deuxième branche comprenant en série un transistor MOS de type P (MP12), un transistor MOS de type N (MN12), une première résistance (R12) et un deuxième transistor bipolaire PNP (BP2) monté en diode; - une troisième branche comprenant en série un transistor MOS de type P (MP13), une seconde résistance (R13), et un troisième transistor bipolaire PNP (BP3) monté en diode; et en ce que, pour un rapport entre les surfaces d'émetteur du deuxième (BP2) et du premier (BP1) transistors bipolaires sensiblement égal à 8, le rapport (R13/R12) entre les valeurs de la seconde (R13) et de la première (R12) résistances est sensiblement égal à 10. 10. Oscillateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte une source de tension (ST2) pour délivrer une tension de compensation, qui comporte en série entre une borne d'alimentation positive (VDD) et la masse: - une première branche comprenant en série un transistor MOS de type P (MP11), un transistor MOS de type N (MNll) monté en diode, et un premier transistor bipolaire PNP (BP1) monté en diode; une deuxième branche comprenant en série un transistor MOS de type P (MP12), un transistor MOS de type N (MN12), une première résistance (R12) et un deuxième transistor bipolaire PNP (BP2) monté en diode; - une troisième branche comprenant en série un transistor MOS de type P (MP13), une seconde résistance (R13), et un troisième transistor bipolaire PNP (BP3) monté en diode; et en ce que, pour un rapport entre les surfaces d'émetteur du deuxième (BP2) et du premier (BP1) transistors bipolaires sensiblement égal à 8, le rapport (R13/R12) entre les valeurs de la seconde (R13) et de la première (R12) résistances est sensiblement différent de 10.