FR 2780582 A1 19991231 FR 9813169 A 19981016 ALIMENTATION À DÉCOUPAGE BASSE TENSION NON-ISOLÉE La présente invention concerne le domaine des conver- tisseurs de puissance du type alimentations à découpage basse tension. L'invention s'applique, plus particulièrement, aux ali- mentations non-isolées, c'est-à-dire disposant d'un point commun avec le réseau d'alimentation alternative, par exemple, le sec- teur à 220 ou 110 volts. On notera toutefois que l'invention s'applique, plus généralement, à tout système d'alimentation à découpage propre à fournir une tension continue à une charge. Un circuit d'alimentation à découpage du type auquel se rapporte la présente invention comporte toujours un élément inductif en série avec un commutateur, pour charger un conden- sateur aux bornes duquel est prélevée la tension de sortie, un circuit de commande du comrmutateur pour réguler la tension de sortie en modifiant les périodes de conduction du commutateur et une diode de roue libre de l'élément inductif. Un circuit d'ali- mentation à découpage reçoit une tension continue, généralement, une tension alternative redressée. La figure 1 représente un exemple classique d'alimenta- tion à découpage du type auquel s'applique la présente invention. Dans l'exemple de la figure 1, deux bornes P, N d'entrée reçoi- vent une tension alternative Vac, par exemple, la tension du secteur. Cette tension Vac fait l'objet d'un redressement, par exemple, un redressement monoalternance au moyen d'une diode Dr dont l'anode est connectée à la borne P et dont la cathode K délivre une tension redressée Vr. La tension Vr est généralement lissée au moyen d'un condensateur Cl connecté entre les bornes K et N. Les bornes K et N constituent les bornes d'entrées de l'alimentation à découpage proprement dite. Le circuit de la figure 1 représente un montage connu sous la dénomination "convertisseur abaisseur de tension non- isolé" qui se caractérise par le fait que le commutateur 1 (par exemple, un transistor MOS à canal N) est monté en série avec une inductance Li et un condensateur Ci entre les bornes K et N d'application de la tension redressée. Ce convertisseur fonc- tionne en mode à découpage à une fréquence élevée non-audible (généralement supérieure à 20 kHz). L'interrupteur 1 est commandé par un circuit 2 qui fixe ses périodes de conduction et de blo- cage. Une diode Di de roue libre est connectée en parallèle avec l'association en série de l'inductance Li et du condensateur Ci, la cathode de la diode Di étant reliée au point milieu 3 de l'association en série de l'interrupteur 1 avec l'inductance Li. Les bornes du condensateur Ci constituent deux bornes Sp, Sn de sortie du convertisseur, destinées à alimenter une charge (non représentée) par une tension Vout. Le circuit 2 de commande de l'interrupteur 1 est constitué d'un circuit de géné- ration d'un signal de grille de commande du transistor 1 par modulation de largeur d'impulsion. Ce circuit 2 est associé à un montage d'alimentation locale constitué, dans cet exemple, d'un condensateur Cl d'accumulation d'énergie, aux bornes duquel le circuit 2 est alimenté. Une première borne positive PL du conden- sateur Cl est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance Rp, à la borne K délivrant la tension redressée Vr. La borne négative NL du condensateur CI est connectée au point milieu 3 de l'asso- ciation en série du transistor 1 de l'inductance Li, et constitue le potentiel de référence d'alimentation du circuit 2. Le cas échéant, une diode Zener (non représentée) est montée en paral- lèle avec le condensateur Cl de manière à limiter la valeur de la tension d'alimentation locale entre deux lignes respectivement positive PL et de référence NL, correspondant aux bornes du condensateur Cl. Le circuit 2 de génération et de modulation de largeur d'impulsion est, par exemple, un circuit intégré commercialisé par la société STMicroelectronics sous la dénomination UCC3824. Ce circuit comporte deux bornes d'alimentation Vdd, Vss reliées respectivement aux lignes PL et NL, une borne s de sortie connec- tée, le cas échéant par l'intermédiaire d'une résistance Ri de contrôle de vitesse de commutation, à la grille du transistor 1, et trois bornes d'entrée de paramétrage OSC, Vfb et COMP. La borne OSC est destinée à fixer la fréquence d'un oscillateur que contient le circuit 2 pour générer les impulsions de commande. Cette fréquence est conditionnée par les valeurs respectives d'une résistance R2 et d'un condensateur C2 associés en série entre les lignes PL et NL et dont le point milieu 4 de l'asso- ciation en série est connecté à la borne OSC. La borne Vfb est destinée à recevoir une consigne de régulation pour asservir la largeur des impulsions de commande sur la tension de sortie Vout afin de maintenir celle-ci à la valeur souhaitée. La borne COMP est connectée, par l'intermédiaire d'une résistance R3 en série avec un condensateur C3, à la ligne NL. La borne COMP constitue une borne d'entrée de compensation afin de stabiliser la boucle de régulation. Le signal reçu par la borne Vfb du circuit 2 provient généralement d'un circuit d'erreur 5, ou de mesure de la dérive de la tension de sortie Vout par rapport à la valeur souhaitée. Le circuit 5 est généralement constitué d'un comparateur 6 (par exemple, un amplificateur opérationnel) dont une première borne d'entrée (noninverseuse) reçoit une tension de référence Vref, fixée par une diode Zener DZ, et dont une deuxième borne d'entrée (inverseuse) est connectée au point milieu 7 d'une association en série de deux résistances R4, R5 connectées aux bornes du conden- sateur Ci. Dans l'exemple représenté à la figure 1, la sortie du comparateur 6 est connectée à la cathode de la photodiode 8 d'un optocoupleur 9. L'anode de la photodiode 8 est reliée, par l'in- termédiaire d'une résistance R6, à la borne positive Sp délivrant la tension de sortie Vout. L'amplificateur opérationnel 6 est généralement associé à une boucle de contre-réaction, par exem- ple, constituée d'un condensateur C7 en série avec une résistance R7 entre sa sortie et son entrée inverseuse. Le phototransistor de l'optocoupleur 9 est connecté, par son collecteur, à la ligne positive PL d'alimentation locale du circuit 2 et, par son émetteur, à la borne Vfb du circuit 2. Une résistance R8 relie la borne Vfb à la ligne NL et constitue un convertisseur courant- tension en entrée Vfb du circuit 2. Le cas échéant, pour inverser la commande, un transis- tor bipolaire (non représenté) est connecté entre la cathode de la photodiode 8 et la ligne de référence Sn, la base du tran- sistor étant connectée à la sortie du comparateur 6. Quand la tension prélevée au point 7 excède le seuil de tension fixée par la diode Zener DZ, la photodiode 8 est traver- sée par un courant et le potentiel de la borne Vfb passe donc à un niveau haut par la mise en conduction du phototransistor 10. A l'inverse, quand le phototransistor 10 est bloqué, le potentiel du signal Vfb est à un niveau bas. Les dimensionnements respectifs du pont résistif R4, R5 et de la diode Zener DZ permettent de fixer la valeur de régula- tion de la tension Vout délivrée par le condensateur Ci. Par exemple, un amplificateur opérationnel 6, associé à une référence de tension Vref de 2,5 volts, est disponible sous forme d'ampli- ficateur d'erreur en circuit intégré, commercialisé par la société STMicroelectronics sous la dénomination TL431. On notera que, selon la valeur de l'inductance Li, le courant qui circule dans cette dernière est continu ou dis- continu. On notera également que, pour une alimentation non- isolée, les condensateurs Ci et Cl ont une borne commune. De plus, si on souhaite mettre en oeuvre, en aval, des circuits de conmmutation sur la haute tension redressée présente aux bornes du condensateur Cl, cette borne commune est la borne négative (point froid). Un premier inconvénient des convertisseurs classiques de type alimentation à découpage est le recours obligatoire à un élément d'isolement constitué, soit d'un optocoupleur comme l'illustre la figure 1, soit d'un transformateur. En effet, le circuit intégré 2 de commande de l'interrupteur 1 est référencé à la source 3 du transistor 1 alors que la mesure effectuée par le circuit 5 a une référence sur la borne négative Sn du conden- sateur Ci. Ces références différentes rendent impossible une liaison directe entre le circuit de mesure 5 et le circuit de commande 2. Un autre inconvénient est que l'alimentation du circuit de commande 2 nécessite une résistance (Rp) qui entraîne une dissipation importante dans le circuit. En effet, cette résis- tance doit permettre l'alimentation du circuit de modulation de largeur d'impulsion qui requiert, généralement, un courant de plusieurs dizaines de milliampères, et doit absorber la puissance liée à la forte différence de potentiels présente entre les bor- nes K et PL, au milieu des alternances de la tension Vr si celle- ci provient du secteur. Un autre inconvénient d'un circuit classique tel que représenté à la figure 1 est que le bloc de commande comprend généralement, lorsqu'il est réalisé sous la forme d'un circuit intégré, son propre amplificateur d'erreur. Par conséquent, le circuit 5 fait double emploi mais est nécessaire en raison de la présence du bloc d'isolement (optocoupleur 9). La figure 2 représente partiellement un deuxième exem- ple classique d'un circuit d'alimentation à découpage. L'exemple de la figure 2 est connu sous la dénomination d'un convertisseur abaisseurélévateur de tension non-isolé et se caractérise par le fait que le condensateur Ci n'est plus en série avec l'inductance Li et le commutateur entre les deux bornes d'application de la tension redressée Vr, l'inductance étant toujours en parallèle avec une association en série de la diode de roue libre Di et du condensateur Ci. Cette disposition permet de faire fonctionner le convertisseur en élévateur de tension par rapport à la tension d'entrée. Par souci de clarté, la figure 2 ne représente que les éléments du convertisseur qui diffèrent du montage de la figure 1. Ainsi, le circuit 2 de commande et l'interrupteur 1 ainsi que leurs composants de paramétrage associés n'ont pas été repré- sentés. On notera toutefois que, dans le montage de la figure 2, la borne positive Sp de sortie correspond à la phase P de l'ali- mentation alternative, la diode de redressement (Dr, figure 1) ayant son anode connectée au neutre de l'alimentation alter- native. Le circuit de mesure 5' d'un convertisseur abaisseur- élévateur tel que représenté à la figure 2 est, par exemple, constitué d'un montage à base d'un comparateur 6 comme à la figure 1. Toutefois, la sortie du comparateur 6 est désormais connectée, par l'intermédiaire de la résistance R6, à l'anode de la photodiode 8 de l'optocoupleur 9 dont la cathode est connectée à la borne Sn de référence de la tension de sortie Vout. La diode Zener DZ est connectée entre la borne non-inverseuse de l'ampli- ficateur 6 et la borne Sp positive de sortie, son anode étant connectée à l'entrée non-inverseuse. Dans l'exemple de la figure 2, la boucle de contre-réaction de l'amplificateur 6 a été sim- plifiée pour comprendre uniquement un condensateur C7. L'émetteur du phototransistor 10 est connecté à la borne Vfb du circuit 2 (figure 1) et son collecteur est connecté à la ligne PL. Un convertisseur abaisseur-élévateur tel qu'illustré par la figure 2 souffre des mêmes inconvénients que ceux décrits en relation avec le convertisseur de la figure 1. Dans certaines applications, le transistor 1 de type MOS à canal N peut être intégré avec son circuit électronique de commande sur une même puce. Un exemple d'un tel circuit intégré est un circuit, commercialisé par la société STMicroelectronics, et connu sous la dénomination commerciale VIPER. La figure 3 représente un exemple de schéma classique mettant en oeuvre ce composant 11. La représentation de la figure 3 est partielle en se qu'elle se borne à représenter la partie commande de l'interrupteur 1', intégré au circuit 11. Le reste du montage est similaire, soit au montage de la figure 1, soit au montage de la figure 2 selon le type de convertisseur réalisé. A la figure 3, le composant 11 VIPER a été symbolisé par son interrupteur intégré 1', commandé en modulation de lar- geur d'impulsion par un amplificateur 12 recevant, en entrée, une consigne d'oscillation fournie par un bloc 13 (PWM) et un signal d'erreur fourni par un amplificateur d'erreur 14 intégré. Le cir- cuit VIPER 11 3 comprend une borne d'entrée Vdd destinée à rece- voir une alimentation positive, une borne de référence de tension Vss, une borne OSC conditionnant la fréquence d'oscillation du bloc 13, et une borne Vcomp de compensation de la boucle de régu- lation. L'amplificateur 14 est associé à une référence de tension intégrée (symbolisée par une diode Zener DZ'), et son entrée de comparaison est connectée en interne à la borne d'alimentation positive Vdd. Le circuit 11 comporte également, bien entendu, des accès aux deux bornes de puissance de l'interrupteur 1', une de ces bornes (le drain du transistor MOS constituant l'interrupteur 1') correspondant à la borne de référence de tension Vss. Un circuit VIPER tel qu'illustré par la figure 3 se caractérise par le fait qu'il est commandé en courant et que l'asservissement, c'est-à-dire la modification de largeur d'im- pulsions de commande de l'interrupteur 1', s'effectue en faisant varier une boucle de compensation du circuit intégré 11 qui cher- che de lui-même à maintenir sa tension d'alimentation (Vdd-Vss). Ainsi, dans une application à un convertisseur à décou- page, la borne Vdd est connectée, par l'intermédiaire d'une résistance Rp, à la borne K d'application de la tension redres- sée. La borne OSC est reliée au point milieu 4 d'une association en série d'une résistance R2 et d'un condensateur C2 fixant, comme dans le cas de la figure 1, la fréquence d'oscillation. Une résistance R3, en série avec un condensateur C3, est connectée entre la borne Vcomp et le point milieu 3 de l'association en série du commutateur 1' avec l'inductance Li (non représentée). Un condensateur Ci est connecté entre la borne Vdd constituant une ligne positive PL d'alimentation locale du circuit 11 et la borne 3 constituant une ligne négative NL d'alimentation de ce circuit, reliée à la borne Vss. Le recours à un circuit 11 néces- site une diode Zener DZl pour rendre précise la tension d'ali- mentation locale. En effet, un tel circuit intégré est prévu pour réguler sa propre tension d'alimentation à une valeur donnée (par exemple, 13 volts) en étant alimenté sous une valeur pouvant être différente (par exemple, comprise entre 8 et 16 volts). Pour faire varier la largeur des impulsions de ferme- ture de l'interrupteur 1', on modifie le potentiel appliqué sur la borne Vcomp, c'est-à-dire que l'on perturbe la boucle de com- pensation afin que l'amplificateur d'erreur 14 introduise une correction. Cela s'effectue, par exemple, par l'intermédiaire d'un transistor 10 dont le collecteur est connecté à la borne Vcomp et dont l'émetteur est connecté à la ligne NL. Quand le transistor 10 est rendu conducteur, il modifie l'alimentation du circuit 11 et, par voie de conséquence, la largeur des impulsions de fermeture de l'interrupteur 1'. Comme précédemment, pour qu'un montage tel qu'illustré par la figure 3 puisse fonctionner dans un convertisseur non- isolé, le transistor 10 doit être un phototransistor d'un opto- coupleur 9 dont la photodiode (non représentée) est commandée d'une manière similaire à l'un des deux montages illustrés par les figures 1 et 2. Ainsi, même avec un circuit intégré du type représenté à la figure 3, un convertisseur qu'il soit abaisseur-élévateur ou abaisseur souffre des mêmes inconvénients que précédemment. La présente inventicn vise à prcposer un nouveau certisseur de tension à découpage, à faible consommation. L'invention vise, plus particulièrement, à minimiser la dissipation du circuit de commande de l'interrupteur du convertisseur. Un autre objet de la présente invention est de proposer un nouveau convertisseur à découpage qui évite le recours à un bloc d'isolement entre le circuit de mesure et le circuit de com- mande l'interrupteur à découpage. Pour atteindre ces objets, la présente invention pré- voit un convertisseur de tension non-isolé, du type alimentation à découpage, comprenant un condensateur aux bornes duquel est prélevée une tension de sortie régulée au moyen d'un circuit de commande d'un interrupteur de fourniture de courant à un élément inductif, le convertisseur comportant un moyen pour alimenter localement le circuit de commande à partir de la tension de sortie. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit moyen est constitué d'une diode intercalée entre une borne positive du condensateur de sortie et une borne positive d'un condensateur d'alimentation locale du circuit de commande, la borne négative du condensateur d'alimentation locale étant connectée au point milieu de l'association en série de l'interrupteur et de l'élément inductif. Selon un mode de réalisation de la présente invention, une diode Zener est intercalée, en série avec le condensateur d'alimentation locale et la diode d'alimentation locale, entre ledit point milieu et ladite borne de sortie positive. Selon un mode de réalisation de la présente invention, une diode Zener est intercalée entre la borne positive du condensateur d'alimentation locale et la cathode de la diode d'alimentation locale. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit circuit de commande est un circuit intégrant l'interrup- teur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit élément inductif présente un point milieu entre deux enrou- lements, la tension de sortie étant inférieure à la tension d'alimentation locale du circuit de commande de l'interrupteur à découpage. Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'interrupteur est en série avec l'inductance et le condensateur de sortie entre deux bornes d'entrée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, une diode de roue libre est connectée entre le point milieu de l'élément inductif et la borne négative de sortie. Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'interrupteur est en série avec l'inductance entre deux bornes d'entrée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le point milieu de l'élément inductif est connecté à la borne positive du condensateur de sortie. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: les figures 1 à 3 décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé; la figure 4 représente un premier mode de réalisation d'un convertisseur abaisseur de tension non-isolé selon la pré- sente invention; la figure 5 représente un deuxième mode de réalisation d'un convertisseur abaisseur de tension non-isolé selon la pré- sente invention; la figure 6 représente un mnde de réalisation d'un covertisseur abaisseur-élévateur de tension non-isolé selon la présente inven- tion; la figure 7 représente un troisième mode de réalisation d'un convertisseur abaisseur de tension non-isolé selon la pré- sente invention; et la figure 8 représente un quatrième mode de réalisation d'un convertisseur abaisseur de tension non-isolé selon la pré- sente invention. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes réfé- rences aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. En particulier, les détails constitutifs des circuits intégrés sus- ceptibles d'être utilisés par la présente invention n'ont pas été indiqués. Une caractéristique de la présente invention est de prévoir un moyen pour prélever, sur le condensateur délivrant la tension de sortie, l'alimentation nécessaire au bloc de commande de l'interrupteur de découpage. Ainsi, selon la présente inven- tion, le bloc de commande de l'interrupteur de découpage n'est plus alimenté par la tension d'entrée. On évite ainsi le recours à une résistance (Rp, figures 1 à 3) devant supporter une haute tension et entraînant donc une forte dissipation. Cette première caractéristique de l'invention est illustrée par la figure 4 qui représente un premier mode de réa- lisation d'un convertisseur abaisseur de tension non-isolé selon la présente invention. Le circuit de la figure 4 est à rapprocher du circuit de l'art antérieur représenté en figure 1. Il est ali- menté par une tension redressée Vr prélevée sur la cathode K d'une diode de redressement Dr dont l'anode est connectée, par exemple, à la phase P d'une tension alternative Vac, par exemple, le secteur. Comme précédemment, un condensateur Cl est connecté entre la borne K et le neutre N de l'alimentation alternative. Le mode de réalisation de la figure 4 concerne un convertisseur abaisseur, c'est-à-dire qu'un interrupteur 1 est connecté en série avec une inductance Li et un condensateur Ci entre les bornes K et N, la tension de sortie Vout étant prélevée aux bornes Sp, Sn du condensateur Ci. Une diode de roue libre Di est connectée entre la borne Sn et le point milieu 3 de l'asso- ciation en série de l'interrupteur 1 avec la distance Li. L'interrupteur 1 est commandé par un bloc 2 de modula- tion de largeur d'impulsion, par exemple, un circuit UCC3824, dont une borne de sortie s est connectée à la grille de l'inter- rupteur 1. Dans l'exemple de la figure 4, la résistance (Ri, figure 1) de sortie du bloc 2 n'a pas été représentée. Sa pré- sence dépend de la constitution interne du circuit intégré constituant le bloc 2. Comme précédemment, le point milieu 3 définit une ligne NL de référence pour le circuit de commande de l'interrupteur 1. Ainsi, une borne Vss du bloc 2, destinée à être connectée à un potentiel de référence local, est connectée à la ligne NL. De même, une borne COMP de compensation est connectée, par l'inter- médiaire d'une association en série d'une résistance R3 avec un condensateur C3, à la ligne NL. La fréquence d'oscillation du bloc 2 est fixée par une résistance R2 en série avec un conden- sateur C2 entre une ligne PL d'alimentation positive du circuit de commande et la ligne NL, le point milieu 4 de cette associa- tion en série étant connecté à une borne OSC du bloc 2. Une borne destinée à recevoir une alimentation positive Vdd est connectée à la ligne PL. Enfin, un condensateur Cl relie les lignes PL et NL pour stabiliser la tension (Vdd-Vss) d'alimentation du circuit 2. Selon la présente invention, la ligne PL est connectée, par l'intermédiaire d'une diode Da, à la borne Sp de sortie de l'alimentation à découpage, l'anode de la diode Da étant connec- tée à la borne Sp et sa cathode étant connectée à la ligne PL. Ainsi, selon la présente invention, aucune liaison n'existe entre le circuit de commande de l'interrupteur 1 et la borne d'entrée K du montage qui constitue généralement, un bus haute tension. Selon la présente invention, on prélève une partie du courant de charge du condensateur Ci de sortie pour charger le condensateur C1 et ainsi alimenter le circuit de commande de l'interrupteur 1. Pour cela, on tire profit du fait que, quand le courant circule par la diode de roue libre Di, la tension Vout se retrouve aux bornes de l'inductance Li (en négligeant la chute de tension dans la diode Di). La condition à respecter pour que l'alimentation locale du bloc 2 puisse être fournie par la tension de sortie Vout est que la diode Da conduise pendant les périodes de roue libre, c'est-à-dire quand l'interrupteur 1 est ouvert. Pour que cette condition soit respectée, il faut que la tension VC1 aux bornes du condensateur Cl (c'est-à-dire la tension d'alimentation Vdd-Vss souhaitée pour le circuit de commande), majorée de la chute de tension VDa dans la diode Da polarisée en direct, soit inférieure à la tension aux bornes de l'inductance Li. Or, la tension aux bornes de l'inductance Li est, pendant les périodes de roue libre, égale à la tension aux bornes du condensateur Ci (c'est-à- dire la tension de sortie Vout) majorée de la chute de tension en direct VDi dans la diode Di. Par conséquent, la condi- tion qui doit être respectée est: VC1 En première approximation, on peut supposer que la ten- sion VDi est à peu près égale à la tension VDa. Par conséquent, pour que le circuit 2 puisse être alimenté à partir de la tension de sortie, il faut que la tension Vdd-Vss nécessaire à son ali- mentation soit inférieure à la tension de sortie Vout. En prati- que, le courant dans la diode Di, c'est-à-dire le courant néces- saire à l'alimentation du bloc de commande de l'interrupteur 1, est nettement plus faible que le courant utilisé pour l'alimenta- tion de la charge et qui circule dans la diode Di. Par consé- quent, les chutes de tension en direct dans les diodes Di et Da ne sont pas rigoureusement égales. On peut considérer qu'il y a une légère différence de l'ordre de la centaine de millivolts. On notera que l'alimentation du circuit de commande 2 est prioritaire par rapport à l'alimentation de la charge, de sorte que le montage proposé par la présente invention est parti- culièrement sûr. En effet, quand la tension VC1 est inférieure à la tension de sortie Vout, la diode de roue libre Di se bloque. Par conséquent, tout le courant de l'inductance sert alors à charger le condensateur Ci, donc à alimenter le bloc 2. Par conséquent, le condensateur Cl est toujours alimenté de sorte que la tension à ses bornes est toujours égale à la tension de sor- tie. Dans le cas o la tension de sortie baisse par une diminu- tion de la consigne, la tension aux bornes du condensateur Cl baisse également, ce qui conduit à augmenter le temps de conduc- tion de l'interrupteur 1. Dans le premier mode de réalisation illustré par la fi- gure 4, l'asservissement de la tension de sortie Vout est effectué par uncircuit d'asservissement 5 classique, par exem- ple, du type de celui représenté à la figure 1. Ainsi, une borne Vfb d'entrée de commande du circuit 2 est connectée à l'émetteur d'un phototransistor 10 d'un optocoupleur 9, le collecteur de ce * phototransistor étant connecté à la ligne PL d'alimentation posi- tive du bloc 2. La photodiode 8 de l'optocoupleur 9 est connec- tée, par son anode et par l'intermédiaire d'une résistance R6, à la borne Sp. Sa cathode est reliée à la sortie d'un amplificateur d'erreur 6, par exemple, un circuit connu sous la dénomination commerciale TL431. A la figure 4, l'amplificateur opérationnel représenté à la figure 1, associé à sa référence de tension (DZ), a été représenté par un seul élément référencé 6'. Une entrée d'erreur de l'amplificateur 6' est connectée au point milieu 7 d'une association en série d'une résistance R4 avec une résis- tance R5 entre les bornes Sp et Sn, un condensateur C7 étant connecté entre la sortie de l'amplificateur d'erreur 6' et le point 7. Le fonctionnement du circuit d'asservissement représenté à la figure 4 est identique au fonctionnement du circuit classi- que décrit en relation avec la figure 1. Un avantage de la présente invention est qu'elle sup- prime toute dissipation d'énergie pour l'alimentation du circuit de commande de l'interrupteur de découpage 1 en évitant toute connexion de ce circuit de commande au bus haute tension par l'intermédiaire d'un élément résistif. On notera que, dans le mode de réalisation illustré par la figure 4, la tension de sortie Vout minimale correspond sensi- blement à la tension minimale d'alimentation nécessaire pour le circuit de commande 2 de l'interrupteur 1. La figure 5 représente un deuxième mode de réalisation d'un convertisseur abaisseur de tension selon la présente inven- tion. Ce mode de réalisation est destiné à illustrer une deuxième caractéristique de l'invention qui permet d'éviter le recours à un composant d'isolement pour asservir la tension de sortie du convertisseur. Dans le mode de réalisation de la figure 5, on a sup- posé un redressement double alternance d'une tension alternative Vac au moyen d'un pont de diodes Dl, D2, D3, D4 dont deux bornes de sortie redressée définissent les bornes positives K et de référence Sn du convertisseur. Comme précédemment, un conden- sateur Cl est connecté entre les bornes K et Sn. On notera que, dans tous les modes de réalisation de l'invention, on peut avoir recours à un redressement mono ou double alternance sans que cela modifie les caractéristiques de l'invention. Le mode de réalisation illustré par la figure 5 prévoit l'utilisation d'un circuit intégré 11 regroupant un interrupteur haute tension 1', constitué d'un transistor MOS à canal N, et son circuit de commande. Un tel circuit, connu sous la dénomination commerciale VIPER, est disponible dans plusieurs versions selon la puissance de la charge (par exemple, 10, 20, 50 Watts). Le mode de réalisation de la figure 5 concerne un convertisseur abaisseur dans lequel l'inductance Li et le conden- sateur Ci sont connectés en série entre le point 3 et la borne Sn. A la figure 5, une lampe Q a été représentée pour symboliser la charge recevant la tension Vout. Comme dans le premier mode de réalisation, une diode Da sert à alimenter un condensateur Cl dont les bornes PL et NL définissent des lignes d'alimentation locale du circuit 11. Le point milieu 4 d'une association en série d'une résistance R2 avec un condensateur C2 est relié à une borne d'entrée OSC du circuit 11 fixant la fréquence d'oscillation (par exemple, de l'ordre de 20 kHz) du découpage de la tension Vr. A la figure 5, le circuit VIPER 11 a été représenté schématiquement de façon différente par rapport à la représenta- tion de la figure 3. I1 s'agit là d'une deuxième représentation schématique courante d'un tel circuit intégré. Cette représenta- tion fait apparaître un amplificateur d'erreur 14' dont une entrée de référence reçoit une tension de référence (REF) d'un bloc 15 et dont une entrée de mesure est connectée à la borne Vdd d'alimentation du circuit 11. Cette borne Vdd est reliée à la ligne positive PL d'alimentation locale. L'amplificateur d'erreur 14' est connecté, par l'intermédiaire d'une source de courant 16, à une borne Vcomp de compensation du circuit 11 et donne une image du temps de fermeture du transistor MOS 1'. La borne Vcomp est, comme précédenmmnent, connectée par l'intermédiaire d'une association en série d'une résistance R3 et d'un condensateur C3 formant un circuit de compensation, à la ligne négative NL d'ali- mentation locale connectée à la borne Vss du circuit 11. Le mode de réalisation de la figure 5 reprend la pre- mière caractéristique de l'invention qui est de connecter une diode Da d'alimentation locale du circuit 11 à la borne Sp posi- tive du condensateur de sortie Ci, pour alimenter le circuit 11 avec une dissipation minimale. Toutefois, une caractéristique de la présente invention est que la diode Da sert ici également à mesurer la tension de sortie Vout pour réaliser l'asservissement au moyen du circuit 11. En effet, une variation de la tension Vout se traduira par une variation de la tension aux bornes du condensateur Cl qui modifiera donc la largeur des impulsions de commande de l'inter- rupteur 1' Comme cela a été indiqué précédemment, un composant VIPER 11 tel qu'utilisé par l'invention est un composant qui est destiné à réguler une tension de 13 volts. Par conséquent, le mode de réalisation illustré par la figure 5 s'applique au cas o la tension de sortie Vout est de l'ordre de 13 volts (minorés de la différence entre les chutes de tension dans les diodes Di et Da polarisées en direct). Un avantage de la présente invention est qu'en prévoyant d'alimenter directement le circuit VIPER 11 à partir de la tension de sortie Vout, il est désormais possible d'éviter le recours à un transformateur d'isolement pour réaliser l'asser- vissement de la tension de sortie. Un autre avantage de la présente invention est qu'elle évite le recours à un amplificateur d'erreur supplémentaire et permet donc d'utiliser l'amplificateur d'erreur intégré au bloc de commande de l'interrupteur 1'. On notera que, si l'invention nécessite le recours à une diode Da pour l'alimentation locale du circuit VIPER, la diode Zener (DZ1, figure 3) prévue classiquement pour limiter la tension aux bornes du condensateur Cl n'est plus nécessaire. La figure 6 représente un mode de réalisation d'un convertisseur abaisseur-élévateur de tension selon la présente invention. Ce mode de réalisation est destiné à exposer l'inven- tion en relation avec un convertisseur dans lequel le condensa- teur Ci n'est pas en série avec l'inductance Li et l'interrupteur entre les bornes K et P d'application de la tension redressée Vr. Ainsi, ce mode de réalisation est à rapprocher du mode de réali- sation classique illustré par la figure 2. La borne positive du condensateur Ci définit la borne positive Sp délivrant la tension de sortie Vout et correspond ici à la phase P de l'alimentation alternative Vac. Par convention, le sens des flèches symbolisant la tension alternative Vac aux différentes figures indique la borne la plus positive. La deuxième borne du condensateur Ci, définissant le point de référence Sn de la tension de sortie Vout, est connectée à l'anode de la diode de roue libre Di, dont la cathode est connectée au point milieu 3 de l'association en série de l'inter- rupteur 1' avec l'inductance Li entre les bornes K et P. La ten- sion redressée présente aux bornes du condensateur C1 est four- nie, comme précédemment, par une diode de redressement Dr. Le mode de réalisation de la figure 6 reprend la carac- téristique de l'invention qui est de prélever l'alimentation locale du circuit de commande l'interrupteur 1' (ici intégré dans un circuit VIPER 11), sur la tension de sortie Vout. Ainsi, une diode Da relie la borne Sp à une ligne PL définissant un poten- tiel local positif d'alimentation du circuit 11. La ligne de référence NL correspond, comme précédemment, au point milieu 3. Les autres constituants du montage de la figure 6 (condensateurs Ci, C2, C3 et résistances R2 et R3) sont montés de façon identique aux modes de réalisation précédents de l'inven- tion. On notera que, comme pour un convertisseur abaisseur tel que représenté aux figures 4 et 5, la tension aux bornes de l'inductance Li est, pendant les périodes de roue libre, égale à la tension Vout majorée de la tension aux bornes de la diode Di polarisée en direct. De plus, la tension aux bornes du condensa- teur Cl d'alimentation locale du circuit de commande est égale à la tension aux bornes de l'inductance Li minorée de la tension aux bornes de la diode Da polarisée en direct. Par conséquent, le fonctionnement d'asservissement illustré en relation avec les figures précédentes s'applique aussi à ce mode de réalisation. On notera que, tel qu'il est représenté à la figure 6, le montage est destiné à une tension de sortie Vout d'environ 13 volts. En effet, bien qu'il s'agisse d'un montage abaisseur- élévateur, le circuit VIPER 11 régule le courant dans le transistor 1' de sorte que sa propre tension d'alimentation soit de 13 volts. Ainsi, la tension aux bornes de la capacité C1 doit correspondre à cette valeur. La tension Vout correspond alors (à la figure 6) sensiblement à cette tension. La figure 7 représente un troisième mode de réalisation d'un convertisseur selon la présente invention dans lequel la tension de sortie Vout est prévue pour être supérieure à la ten- sion (13 volts) fixée par la tension d'alimentation du circuit intégré 11 de commande de l'interrupteur 1'. Une caractéristique de ce mode de réalisation est de prévoir une diode Zener DZa en série avec la diode Da entre la ligne positive PL d'alimentation locale du circuit 11 et la borne positive Sp du condensateur Ci de sortie, le point milieu 17 de cette association en série reliant les cathodes respectives de la diode Da et de la diode Zener DZa. Avec une telle diode Zener DZa, la tension seuil de cette diode Zener s'ajoute à la tension aux bornes du conden- sateur Cl et à la tension en direct de la diode Da entre les bornes Sp et 3. Par conséquent, la tension Vout de sortie du montage correspond ici à 13 volts (tension d'alimentation néces- saire au circuit 11), plus la différence entre les chutes de ten- sion en direct dans les diodes Di et Da (de l'ordre de 0,1 volt), plus la tension seuil de la diode Zener DZa qui est alors choisie en conséquence. De préférence, un condensateur C4 relie le point 17 à la ligne négative NL d'alimentation locale pour mieux stabiliser la tension Vout en fonction des variations de charge éventuelles. La figure 8 représente un quatrième mode de réalisation d'un convertisseur abaisseur selon la présente invention. Ce mode de réalisation se caractérise par le fait que l'inductance Li' présente un point milieu 3' sur lequel est connectée la cathode de la diode de roue libre Di. La ligne de référence NL de l'alimentation locale du circuit 11 est, comme précédemment, connectée au point milieu 3 de l'association en série de l'interrupteur de découpage 1' avec l'inductance Li'. Dans le mode de réalisation de la figure 8, le circuit intégré 11, regroupant le commutateur à découpage sous la forme d'un transistor MOS à canal N et son circuit de commande associé à l'amplificateur d'erreur 14, reprend les symboles utilisés en relation avec la figure 3. Le fait que la diode de roue libre Di soit connectée au point milieu 3' de l'inductance Li' permet que la tension de sor- tie Vout soit inférieure à la tension locale d'alimentation du circuit 11. Le rapport entre la tension de sortie Vout et la ten- sion d'alimentation du circuit 11 dépend du rapport entre les nombres de spires respectives nl, n2 de part et d'autre du point milieu 3'. La relation entre la tension VC1 aux bornes du conden- sateur Cl et la tension Vout aux bornes du condensateur Ci peut s'exprimer sous la forme: VC1 = (1 + n2/nl)(Vout + VDi) - VDa, o VDi et VDa représentent les chutes de tension dans les diodes respectives Di et Da polarisées en direct. Le circuit de la figure 8 présente, outre tous les avantages associés aux modes de réalisation précédents, l'avan- tage supplémentaire de permettre la génération d'une tension Vout inférieure à 13 volts avec un circuit de type VIPER. On notera que ce mode de réalisation peut également être mis en oeuvre dans le cas d'un convertisseur du type illus- tré par la figure 6. En prenant pour base ce schéma de la figure 6, on connecte le point milieu de l'inductance à la borne posi- tive Sp du condensateur Ci et on supprime la connexion de cette borne positive avec le point milieu de l'association en série de l'inductance avec la diode Da. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les dimensionnements respectifs des diffé- rents composants utilisés seront déterminés en fonction de l'application et, notamment, en fonction de la tension de sortie souhaitée et de la puissance de la charge. REVENDICATIONS 1. Convertisseur de tension non-isolé, du type alimen- tation à découpage, comprenant un condensateur (Ci) aux bornes (Sp, Sn) duquel est prélevée une tension de sortie (Vout) régulée au moyen d'un circuit (2, 11) de commande d'un interrupteur (1, 1') de fourniture de courant à un élément inductif (Li, Li'), caractérisé en ce qu'il comporte un moyen (Da) pour alimenter localement le circuit de commande à partir de la tension de sortie. 2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen est constitué d'une diode (Da) intercalée entre une borne positive (Sp) du condensateur de sortie (Ci) et une borne positive (PL) d'un condensateur (Cl) d'alimentation locale du circuit de commande (2, 11), la borne négative du condensateur d'alimentation locale étant connectée au point milieu (3) de l'association en série de l'interrupteur (1, 1') et de l'élément inductif (Li, Li'). 3. Convertisseur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'une diode Zener (DZa) est intercalée, en série avec le condensateur d'alimentation locale (Ci) et la diode d'alimen- tation locale (Da), entre ledit point milieu (3) et ladite borne de sortie positive (Sp). 4. Convertisseur selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite diode Zener (DZa) est intercalée entre la borne positive (PL) du condensateur d'alimentation locale (C1) et la cathode (17) de la diode d'alimentation locale (Da). 5. Convertisseur selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 4, caractérisé en ce que ledit circuit de commande (11) est un circuit intégrant l'interrupteur (1'). 6. Convertisseur selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 5, caractérisé en ce que ledit élément inductif (Li') présente un point milieu (3') entre deux enroulements (nl, n2), la tension de sortie (Vout) étant inférieure à la tension d'ali- mentation locale du circuit de commande (11) de l'interrupteur à découpage (1'). 7. Convertisseur selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 6, caractérisé en ce que l'interrupteur (1, 1') est en série avec l'inductance (Li) et le condensateur de sortie (Ci) entre deux bornes d'entrée (K, N). 8. Convertisseur selon les revendications 6 et 7, caractérisé en ce qu'une diode de roue libre (Di) est connectée entre le point milieu (3') de l'élément inductif (Li') et la borne négative de sortie (Sn). 9. Convertisseur selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 6, caractérisé en ce que l'interrupteur (1, 1') est en série avec l'inductance (Li) entre deux bornes d'entrée (K, N). 10. Convertisseur selon les revendications 6 et 9, caractérisé en ce que le point milieu (3') de l'élément inductif (Li') est connecté à la borne positive (Sp) du condensateur de sortie (Ci).