FR 2765419 A1 19981231 FR 9708139 A 19970627 La présente invention concerne un dispositif de génération de signaux analogiques à partir de convertisseurs analogique-numérique. Elle s'applique notamment au domaine de la synthèse numérique directe. Plus généralement, elle s'applique à la génération de signaux analogiques à partir de convertisseurs numérique-analogique o il est par exemple nécessaire de réduire l'effet de non linéarité de ces derniers. La synthèse numérique directe est une technique de synthèse de fréquence qui consiste à élaborer en numérique les échantillons du signal sinusoïdal que l'on veut générer et à convertir ces échantillons en analogique grâce à un convertisseur numérique-analogique, appelé CNA par la suite. Les synthétiseurs de fréquence obtenus par cette technique sont très attractifs en ce qui concerne leur volume, leur poids et leur consommation d'énergie car ils peuvent bénéficier d'une intégration importante. Leurs autres avantages sont notamment une très grande résolution et des temps de commutation très faibles. Un inconvénient d'un synthétiseur numérique direct selon l'art antérieur est que le spectre du signal de sortie présente de nombreuses raies parasites. En effet, à l'entrée du CNA du synthétiseur, I'amplitude du signal est codé sur un nombre de bits M qui est en général plus faible que le nombre de bits N du signal numérique élaboré. Le passage de N bits à M bits génère une erreur de quantification qui se traduit par la présence de raies parasites sur le signal de sortie. Par ailleurs, du fait de la quantification précitée, la fonction de transfert du CNA, c'est-à-dire la tension de sortie en fonction des mots numériques d'entrée, est une fonction en escalier. Les non-linéarités désignent alors le fait que les marches de l'escalier ne sont pas d'égales hauteurs. Ces non-linéarités s'ajoutent aux erreurs de quantification précitées, et sont donc des défauts de la fonction de transfert par rapport à une fonction de transfert idéale o les marches auraient la même hauteur. Les non-linéarités du CNA se traduisent par la génération de fréquences harmoniques qui sont repliées du fait de l'échantillonnage. En d'autres termes, des raies parasites sont ainsi crées, une raie parasite étant une composante spectrale située à des fréquences différentes de celle de la composante fondamentale du signal à synthétiser. Une méthode connue pour éliminer la quantification d'amplitude et réduire les non-linéarités d'un CNA, est de sommer un bruit aléatoire de forte amplitude au signal numérique élaboré, présent à l'entrée du CNA. Ce bruit aléatoire est ensuite retranché de façon analogique par un deuxième CNA. Cette méthode est notamment décrite dans la demande de brevet européen EP 0452031. L'inconvénient de cette méthode est qu'elle dégrade les o performances de bruit de phase d'un synthétiseur numérique direct du fait notamment de l'injection de bruit et de la difficulté d'apparier les deux CNA. Le but de l'invention est notamment d'améliorer la pureté spectrale des synthétiseurs numériques directs en réduisant le niveau des raies parasites, et cela sans dégrader les performances de bruit. A cet effet, 1 5 lI'invention a pour objet un dispositif de génération de signaux analogiques caractérisé en ce que comportant un bloc de génération de mots codés sur N bits et un convertisseur analogique-numérique dont l'entrée est codée sur M bits, M étant inférieur à N, il comporte par ailleurs un modulateur sigma- delta, à la sortie du premier bloc le bus étant séparé en M bits de poids forts réservés pour l'entrée du convertisseur analogique- numérique et en N-M bits de poids faibles qui entrent dans le modulateur sigma-delta, la sortie de ce modulateur étant un bus de M bits qui est additionné aux M bits de sortie du bloc de génération des échantillons par des moyens d'addition numérique, le résultat de l'addition constituant le signal d'entrée du convertisseur analogique numérique. L'invention a pour principaux avantages qu'elle minimise l'augmentation du plancher de bruit de phase d'un synthétiseur numérique, qu'elle s'adapte à tous types de systèmes de génération de signaux analogiques à partir de convertisseurs analogique-numérique, qu'elle est peu encombrante, qu'elle est simple à mettre en oeuvre et qu'elle est économique. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent: - la figure 1, par un synoptique, un exemple de réalisation d'un dispositif selon l'art antérieur; - la figure 2, par un synoptique, un exemple de réalisation possible d'un dispositif selon l'invention; les figures 3 à 6, une illustration dans le domaine fréquentiel, du rôle d'un modulateur sigma-delta dans un dispositif selon l'invention; - la figure 7, par un synoptique, un exemple de modulateur sigma- delta implanté dans un dispositif selon l'invention. L'invention est décrite relativement à un synthétiseur numérique direct, elle peut néanmoins s'appliquer à d'autres type de dispositifs de génération de signaux à partir de données numériques. La figure 1 représente par un synoptique, un synthétiseur numérique direct selon l'art antérieur. Ce synthétiseur comporte par exemple trois bloc principaux 1, 2, 3. Un bloc 1 de génération d'échantillons numériques du signal sinusoïdal à synthétiser reçoit un mot numérique de commande de la fréquence et un signal d'horloge. Classiquement, ce bloc 1 comporte un accumulateur de phase 11 et une mémoire 12 contenant la fonction sinus. L'accumulateur de phase 11 comporte par exemple un générateur de rampes numérisées reliées au bus d'adresses de la mémoire 12 de la fonction sinus. La sortie de ce premier bloc 1 est reliée à l'entrée d'un bloc 2 de conversion des échantillons numériques délivrés par ce premier bloc 1 en un signal analogique. Le CNA est contenu dans ce bloc 2 ou le constitue. La sortie de ce deuxième bloc 2 est reliée à l'entrée d'un bloc 3 de filtrage passe-bas qui permet par exemple d'éliminer les composantes spectrales liées à l'échantillonnage. Ce troisième bloc 3 délivre le signal analogique de sortie du synthétiseur. Comme cela a été indiqué précédemment, un inconvénient majeur de ce synthétiseur numérique direct est que le spectre du signal de sortie présente de nombreuses raies parasites. Celles-ci sont notamment dues à deux causes principales, qui concernent le processus de conversion numérique-analogique, décrites précédemment. Une première cause est la quantification de l'amplitude et une deuxième cause est la non-linéarité du CNA utilisé. La figure 2 présente par un synoptique un synthétiseur numérique direct selon l'invention. Un modulateur 21 sigma-delta est intercalé entre le bloc 1 de génération des échantillons numériques ou de génération des mots à convertir, et le bloc 2 de conversion numérique-analogique. L'utilisation d'un tel modulateur est connue pour passer d'un mot de N bits à un mot de M bits, M étant inférieur à N, en éliminant l'erreur de troncature dans la bande des signaux utiles, qui est la bande dans laquelle la sinusoïde ou un autre signal est synthétisé. Les composantes spectrales liées à cette troncature sont ensuite rejetées hors de cette bande. Selon l'invention, un modulateur sigma-delta, d'ordre élevé, est utilisé de façon à non seulement annuler l'erreur de quantification, mais également réduire dans de fortes proportions les effets de non-linéarité du CNA. A la sortie du premier bloc 1, le bus est séparé en M bits de poids forts qui entrent par exemple dans un module de retard 22, et en N-M bits de poids faibles qui entrent dans le modulateur sigma-delta 21. La sortie de ce modulateur est un bus de M bits qui est additionné aux M bits de sortie du 1 5 module de retard 22 par des moyens 23 d'addition numérique. Le retard créé par le module de retard 22 correspond au temps de traitement d'un mot par le modulateur sigma-delta, entre son entrée et sa sortie. Le résultat de l'addition constitue le signal d'entrée du convertisseur numérique- analogique 2. Le filtre passe-bas 3 connecté par exemple à la sortie de ce dernier élimine les composantes spectrales liées à l'échantillonnage ainsi que celles générées par le modulateur sigma- delta 21. Le signal d'entrée de ce dernier est l'erreur c commise en tronquant le mot de N bits à M bits. Une horloge 24 fournit par exemple un signal d'horloge de fréquence F0 commun au modulateur 21, au convertisseur analogique-numérique 2 et au module de retard 22. Les figures 3 à 6 qui suivent illustrent le rôle du modulateur sigma-delta. Elles représentent les amplitudes des raies des signaux numériques en jeu en fonction de la fréquence F. La figure 3 illustre le spectre du signal en un point A situé à l'entrée du module de retard 22. Plus précisément, elle représente les amplitude Am des composantes spectrales du signal en fonction de la fréquence F dans un intervalle compris entre la fréquence nulle o et la fréquence d'horloge F0. Ce signal comprend les M bits de poids les plus fort du mot à convertir. Il comporte par exemple deux raies utiles 31, 32 correspondant au signal à synthétiser. En fait, une raie 31 est la raie utile et l'autre raie 32 est la raie utile repliée, du fait de l'échantillonnage. Ces raies sont symétriques par rapport à la moitié de la fréquence d'horloge F0. Des raies parasites 33, 34 correspondent à la troncature du signal numérique ou mot à convertir, cette troncature correspondant aux N-M bits de poids faible du signal. La figure 4 illustre le spectre du signal en un point B situé à l'entrée du modulateur sigma-delta 21. Ce signal comporte les N-M bits de poids faible du mot à convertir. Les raies 41, 42 de ce signal ont les mêmes amplitudes que les raies parasites 33, 34 du signal à l'entrée A du module de retard 22, elles sont opposées et situées aux mêmes fréquences. l0 La figure 5 illustre le spectre du signal en un point C situé en sortie du modulateur sigma-delta 21. La sortie de ce dernier est par exemple élaborée de façon à ce qu'elle comporte le même nombre de bits que le signal à l'entrée A du module de retard 22 et que son expression soit la somme de l'erreur E précitée avec un signal numérique décorrélé du signal à synthétiser ou à générer, c'est-à-dire en fait décorrélé du mot tronqué, représenté par les raies utiles 31, 32 sur la figure 3. Aux raies 41, 42 du signal d'erreur s sont donc ajoutées des raies 51 décorrélés du signal utile et de ce signal d'erreur s. Le terme décorrélé signifie notamment qu'aucune fonction de corrélation n'existe entre les signaux. La figure 6 illustre le spectre du signal en un point D situé à l'entrée du convertisseur numérique-analogique, donc après l'addition des signaux issus du module à retard 22 et du modulateur sigma-delta. Les raies 41, 42 du signal d'erreur E s'annulent avec les raies parasites 33, 34 du signal à l'entrée A du module de retard 22. Les raies 51 du signal décoréllé subsistent en présence des raies utiles 31, 32. Le signal décorrélé 51 est situé dans le domaine spectral hors de la bande o les signaux utiles 31, 32 sont synthétisés, ce qui permet d'éliminer ce signal 51 par un filtrage après la conversion numérique-analogique, par exemple par le filtre passe-bas 3 en sortie du convertisseur numérique-analogique 2. De préférence, I'amplitude du signal décorrélé est voisine de celle du signal à synthétiser. Ainsi, pour une valeur donnée du mot de sortie du bloc 1 de génération des échantillons numériques, le signal à l'entrée du convertisseur numérique-analogique 2 occupe une grande partie de la plage de fonctionnement de ce dernier, ce qui permet de lisser ses défauts de non- linéarité et donc de réduire de façon significative les raies parasites dues à ces défauts, et cela tout en supprimant le bruit de quantification correspondant à la troncature du signal de N à M bits. Le problème de la quantification d'amplitude et le problème de la non- linérarité du convertisseur numérique-analogique sont donc donc résolus de façon concomitante par le dispositif selon l'invention, et cela sans introduction de bruit. En effet, dans un mode de réalisation préférentiel, le signal de sortie du modulateur 21 s'exprime au moyen d'une équation sur les transformées en z, la transformée en z S(z) du signal étant par exemple donnée par la relation suivante S(z) = z- s(z)- Q(1-z-1) (1) zreprésente un retard qui est compensé par le module de retard 22, 3 désigne l'ordre du modulateur sigma-delta 21. De préférence cet ordre est élevé, par exemple égal à M-1, o M est le nombre de bits du convertisseur analogique-numérique 2. Un modulateur d'ordre élevé permet notamment de rendre linéaire le convertisseur analogique-numérique en délivrant un signal dont l'énergie balaie au moins la moitié de la plage de ce convertisseur. s(z) représente la transformée en z du signal d'erreur. Le terme Q(1-z')O représente le signal décorrélé 51 précité. Ce signal est par exemple situé dans le domaine spectral autour de la fréquence F0 /2 o F0 est la fréquence du signal d'horloge 24. Il est donc situé à un endroit du spectre o la synthèse d'un signal de fréquence Fx est en général sans intérêt à cause de la difficulté de filtrage de la fréquence repliée par échantillonnage qui est égale à F0 - Fx. La figure 7 illustre par un synoptique un exemple de modulateur sigmadelta pouvant être implanté dans un dispositif selon l'invention. Le modulateur sigma-delta 21 est par exemple composé de M-1 étages d'accumulation 71 qui sont connectés en cascade, c'est à dire que l'entrée 3o de l'étage d'ordre P est la sortie de l'étage P-1. Le nombre d'étages du modulateur correspond à son ordre. Chaque étage d'accumulation 71 possède une sortie 72 de débordement. Ces dernières sont combinées entre elles par un additionneur 75, via des étages de différentiation 73, 74, pour donner le signal de sortie du modulateur sigma-delta 21 codé sur M bits. Un étage de différentiation comporte un élément de retard 73 et un élément soustracteur 74. L'élément de retard 73, par exemple à base de bascules D, a notamment pour fonction de permettre la synchronisation des opérations à l'intérieur du modulateur 21.. L'entrée d'un étage de différentiation attaque l'entrée de l'élément de retard 73 et l'entrée positive de l'élément soustracteur 74. La sortie de l'élément de retard attaque l'entrée négative de l'élément soustracteur, qui retranche le signal retardé au signal d'entrée. Un étage d'accumulation 71 comporte une première entrée A et une deuxième entrée B codées sur N-M bits et une sortie A+B codée sur N- M bits qui présente l'addition des deux entrées A, B. Cette sortie attaque à la fois la première entrée A de l'étage suivant et la deuxième sortie B de son étage par rebouclage. L'entrée du modulateur est la première entrée A du premier étage. Pour chaque étage, le bit de débordement 72 de l'addition A+B attaque l'entrée d'un premier étage de différentiation 73, 74 d'une chaîne de P-1 étages de différentiation, P étant l'ordre de l'étage d'accumulation 71. Le 1 5 additionneur 75 additionne les sorties de toutes les chaînes. Le bit de débordement du premier étage d'accumulation attaque directement le additionneur 75. La sortie du premier étage de différentiation d'une chaîne est -1, 0 ou +1. Chaque étage de différentiation 73,74 peut doubler la valeur de son entrée. Pour prendre alors en compte, les valeurs maximum possible, la sortie du additionneur 75 est codée sur M bits. Le signal de sortie d'un modulateur tel qu'illustré par la figure 7 a une amplitude comprise entre: M-2M'2+1 et 2M-2 Le signal en sortie du bloc 1 de génération des échantillons numériques est quant à lui codé sur N bit avec une amplitude qui est notamment déterminée de façon à ce qu'il n'y ait pas de débordement lors de son addition 23 avec le signal de sortie du modulateur 21. A cet effet, le signal en sortie du bloc 1 de génération des échantillons a une amplitude par exemple comprise entre: 2N-2- 2N-M et 3x2N-2 2N-M L'invention permet de minimiser l'augmentation du plancher de bruit d'un synthétiseur dans la bande des signaux utiles. En effet, l'augmentation du bruit est seulement due à l'étalement de l'énergie de non linéarité du convertisseur numérique- analogique dans cette bande, I'énergie de quantification ne contribuant pas à cette augmentation puisque l'effet de la quantification est supprimé lors de l'addition du signal de sortie du bloc 1 de génération des échantillons numérique et du signal de sortie du modulateur sigma- delta 21. Pour que l'étalement se réalise bien, il est préférable que la période du signal décorrélé 51 soit suffisamment longue, l0 cette période dépendant notamment de la période de la séquence du mot de N bits délivré par le bloc 1 de génération des échantillons numériques. L'invention s'adapte à tous types de systèmes de génération de signaux analogiques à partir de convertisseurs analogique-numérique, que ces signaux soient sinusoïdaux ou non. Elle est simple à mettre en oeuvre dans la mesure o elle ne nécessite que le câblage de quelques éléments supplémentaires dont notamment le modulateur sigma-delta. Pour les mêmes raisons, elle est peu encombrante et économique, les composants utilisés étant par ailleurs de faible coût. REVENDICATIONS 1. Dispositif de génération de signaux analogiques caractérisé en ce que comportant un bloc (1) de génération de mots codés sur N bits et un convertisseur analogique-numérique (2) dont l'entrée est codée sur M bits, M étant inférieur à N, il comporte par ailleurs un modulateur sigma-delta (21), à la sortie du premier bloc (1) le bus étant séparé en M bits de poids forts réservés pour l'entrée du convertisseur analogique- numérique et en N-M bits de poids faibles qui entrent dans le modulateur sigma-delta (21), la sortie de ce modulateur étant un bus de M bits qui est additionné aux M bits de sortie du bloc (1) de génération des échantillons par des moyens (23) d'addition numérique, le résultat de l'addition constituant le signal d'entrée du convertisseur analogique numérique (2). 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'expression du signal de sortie du modulateur sigma-delta (21) étant la somme de l'erreur (ú), réalisée en tronquant un mot, avec un signal numérique décorrélé (51) de ce mot, un filtre passe-bas (3) est connecté en sortie du convertisseur analogique-numérique, ce filtre éliminant le signal numérique décorrélé (51). 3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'ordre du modulateur sigma-delta (21) est égal à M-1. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'un module de retard (22) est intercalé entre le bloc (1) de génération des mots et les moyens d'addition (23), le retard créé par ce module (22) correspondant sensiblement au temps de traitement d'un mot par te modulateur sigma-delta (21) entre son entrée et sa sortie. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'amplitude du signal numérique décorrélé (51) est voisine de celle du mot. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il constitue un synthétiseur numérique direct.