FR 2767589 A1 19990226 FR 9710551 A 19970821 DISPOSITIF DE SURVEILLANCE DE TENSION D'ALIMENTATION DE TYPE "RESET" Domaine technique La présente invention concerne un dispositif de surveillance de tension d'alimentation de type reset . De tels dispositifs sont utilisés en général pour contrôler l'alimentation de microprocesseurs ou d'appareils comprenant des microprocesseurs, tels que des ordinateurs. On rappelle que les microprocesseurs sont généralement conçus pour fonctionner sous une tension nominale de 5 Volts. Leur fonctionnement peut encore être garanti pour des tensions inférieures à 5 Volts mais supérieures à une tension de seuil de l'ordre de 4,5 volts. En particulier, en dessous de la tension de seuil se posent des problèmes de compatibilité entre le microprocesseur et des dispositifs périphériques qui y sont reliés. On entend par dispositifs périphériques des équipements tels que des interfaces série/parallèle, des imprimantes, des afficheurs ou des convertisseurs A/N, N/A (Analogique/Numérique, Numérique/Analogique) qui sont associés aux microprocesseurs. Lorsque la tension d'alimentation, après avoir été inférieure à la tension de seuil reprend sa valeur nominale, le microprocesseur doit effectuer une configuration interne qui correspond à une mise dans un état d'initialisation avant de se remettre en communication avec les équipements périphériques. Cette mise dans un état d'initialisation est encore appelé reset . Un dispositif de surveillance de tension d'alimentation de type reset est prévu pour délivrer une information indiquant le passage de la tension d'alimentation en-dessous ou au-dessus de la tension de seuil. Cette information peut être fournie à un système de surveillance extérieur au microprocesseur ou au microprocesseur lui-même. Finalement, l'invention trouve des applications dans la réalisation d'équipements ou d'appareils utilisant un ou plusieurs microprocesseurs, tels que des micro-ordinateurs, par exemple. Etat de la technique antérieure La figure 1 annexée montre de façon schématique un dispositif de surveillance de tension d'alimentation de type connu. Le dispositif est construit pour l'essentiel autour d'un comparateur 10. Un pont de résistances 12, connecté entre une borne d'alimentation 14, à la tension d'alimentation Vcc, et une borne de masse 16, permet d'appliquer à une première entrée (inverseuse) 18 du comparateur une tension, notée VA, proportionnelle à la tension d'alimentation Vcc. Une deuxième entrée (non inverseuse) 20 du comparateur 10 est reliée à un générateur de tension de référence 22 représenté schématiquement. Il convient de noter que le générateur de tension de référence, connecté également entre la borne d'alimentation 14 et la borne de masse 16 est susceptible de délivrer une tension constante dont la valeur, notée VGAP, de l'ordre de 1,2 volts, est quasiment insensible aux variations de température ambiante. Une sortie 24 du comparateur est reliée à la grille d'un transistor de sortie 26 de type MOS (Métal Oxyde Semi-conducteur). Le transistor de sortie 26 est connecté en série avec une résistance de charge 28 entre les bornes d'alimentation 14 et de masse 16, la résistance de charge 28 reliant le drain du transistor à la borne d'alimentation 14, à la tension Vcc. La borne de sortie du dispositif de surveillance, située entre le drain du transistor de sortie et la résistance de charge, est repérée par la référence 30. Cette borne de sortie, dont la tension est notée Vreset, est dans un état haut (Vre5etsVcc) lorsque la tension d'alimentation Vcc est supérieure à une tension de seuil notée Vth et passe dans un état bas ( V t sOV) dès que la tension d'alimentation Vcc devient inférieure à la tension de seuil Vth. La tension de seuil peut être ajustée en jouant sur la valeur de la tension de référence délivrée par le générateur de tension de référence 22 et/ou en jouant sur les valeurs des résistances formant le pont de résistances 12, afin de modifier la tension VA. De préférence, la tension de seuil Vth est ajustée pour être sensiblement égale à la tension de seuil de fonctionnement d'un microprocesseur auquel est destiné le dispositif de surveillance. Le fonctionnement statique du dispositif est expliqué en référence aux figures 2 à 4. La figure 2 est un graphique de référence indiquant la tension d'alimentation, exprimé en volt, en abscisse et en ordonnée. La tension est augmentée très lentement d'une valeur de 0 Volt à une valeur de Vcc = 5 Volts. La figure 3 est un graphique exprimant (en ordonnée) la tension de sortie V reset de la borne de sortie 30 en fonction de la tension d'alimentation (en abscisse) . Enfin, la figure 4 est un graphique exprimant la valeur de la tension VA du pont de résistances et la tension VGAP du générateur de tension de référence en fonction de la tension d'alimentation Vcc. On observe sur la figure 2, que la tension de sortie, Vreset , de la borne de sortie, augmente linéairement avec la tension d'alimentation et est sensiblement égale à la tension d'alimentation jusqu'à Vcc=Vreset =0,9V environ. En effet, lorsque la tension d'alimentation est inférieure à environ 0,9, le seuil de commutation du transistor de sortie n'est pas atteint. Le transistor est ainsi bloqué et la tension de sortie suit la tension d'alimentation. Ce phénomène, indiqué par la lettre A sur la figure 3, n'est pas préjudiciable dans la mesure où une tension de sortie inférieure à 1 volt reste assimilable à un état bas du dispositif de surveillance. On observe par ailleurs sur la figure 4 que la tension VGAP du générateur de tension de référence atteint une valeur stable de l'ordre de 1,2 volt à partir d'une tension d'alimentation Vcc supérieure ou égale à 1,5 volt environ. La tension VA délivrée par le pont de résistances 12 est proportionnel à la tension d'alimentation Vcc. Lorsque la tension VA est inférieure à la tension de référence VGAP, la sortie du comparateur est dans un étant haut et le transistor de sortie est conducteur. Ainsi, la tension de sortie V reset est sensiblement égale à la tension de la borne de masse 16, soit ici, 0 volt. Puis, à partir d'une tension d'alimentation Vcc de 4,5 volts, qui correspond ici à la tension de seuil, la tension VA devient supérieure à la tension de référence VGAp. La sortie 24 du comparateur passe ainsi à un état bas et bloque le transistor de sortie qui se comporte ainsi sensiblement comme un interrupteur ouvert. La tension de sortie passe alors brutalement à un état haut, tel que V reset =Vçç. Ce phénomène est indiqué par la lettre B sur la figure 3. A présent, on décrit les figures 5, 6 et 7 qui illustrent le comportement dynamique du dispositif de la figure 1. La figure 5 indique en ordonnée la valeur de la tension d'alimentation Vcc en fonction du temps reporté en abscisse et exprimé en unités de 10-4 sec. Le temps est compté à partir de la mise sous tension du dispositif. On observe que la tension d'alimentation est augmentée de 0V à une tension voisine de 5 volts pendant une durée de 100 usec, puis maintenue à cette valeur. La figure 6 montre le comportement en fonction du temps de la tension de sortie V reset . La tension est reportée en ordonnée et exprimée en Volt. Le temps, reporté en abscisse, est compté à partir de la mise sous tension et est exprimé en 10-4 sec. Dans un premier temps, et jusqu'à des valeurs de tension d'alimentation de l'ordre de 1 volt la tension de sortie suit la tension d'alimentation. Ce phénomène, indiqué, par la lettre A est expliqué ci-dessus et n'est pas repris ici. A partir de 190 usec. La tension de sortie V reset passe à l'état haut (-5 volts) (lettre de référence B). Ainsi, il existe un retard de l'ordre de 90 psec entre la tension d'alimentation et la réponse par l'état haut du dispositif. Ce retard n'est pas préjudiciable au bon fonctionnement du dispositif de surveillance de tension d'alimentation, puisqu'il ne retarde que de très peu l'information fournie. Cependant un autre phénomène, repéré avec la lettre C sur la figure 6 apparaît comme particulièrement gênant. Lorsque la tension d'alimentation Vcc a atteint sa valeur nominale de 5 volts, la tension de sortie du dispositif passe à l'état haut pendant un temps bref, 10 usec, pour reprendre l'état bas, avant d'être finalement commuté à l'état haut (en B). Ce phénomène transitoire est particulièrement gênant dans la mesure où il introduit une incertitude quant à l'état réel de la tension d'alimentation. L'explication du phénomène est donnée en référence à la figure 7. La figure 7 est un graphique qui exprime en ordonnée la tension VA du pont de résistances et la tension VGAP du générateur de tension de référence, en fonction du temps indiqué en abscisse. Les échelles sont identiques à celles des figures précédentes. On observe que la tension VA, délivrée par le pont de résistances, varie proportionnellement avec la tension d'alimentation. La tension VGAP augmente cependant avec un retard par rapport à la tension d'alimentation. Ce retard est indiqué avec la référence D. Puis, après le retard, la tension VGAP augmente brutalement et dépasse la tension VA. Ce phénomène, repéré par la référence E traduit une sur-oscillation liée à un régime transitoire de mise en fonctionnement du générateur de tension constante. La sur-oscillation dure quelques dizaines de microsecondes. Par comparaison des figures 6 et 7, on constate le fonctionnement suivant décrit en fonction du temps, compté à partir de l'instant 0 de mise sous tension. Jusqu'à un temps de 100 usec la tension d'alimentation est trop faible et le comparateur 10 (figure 1) ne fonctionne pas. La sortie 30 est dans un état bas. A partir d'un temps de 105 psec le comparateur 10 fonctionne et constate que VA > VGA. Sa sortie passe à un état bas et la borne de sortie 30 du dispositif passe à un état haut Vreset ffiVcc. Puis, lors de la sur-oscillation (115 usec), la tension VGAP augmente pour devenir supérieure à VA. La sortie du comparateur 10 passe à un état haut et la borne de sortie 30 du dispositif passe à un état bas V--- sOV. Cet état bas de la borne de sortie ne reset traduit pas l'état de la tension d'alimentation qui a atteint sa valeur nominale. Enfin, après un temps de 190 Nisec, la suroscillation est achevée et la tension VA est à nouveau (légèrement) supérieure à VGAP La borne de sortie 30 est alors dans un état haut. Finalement, il apparaît que la sur-oscillation du générateur de tension constante en régime dynamique, ainsi que son retard de fonctionnement, sont pour l'essentiel les causes du comportement incorrect du dispositif de surveillance de tension d'alimentation. Exposé de l'invention La présente invention a pour but de proposer un dispositif de surveillance de tension d'alimentation ne présentant pas le problème mentionné ci-dessus. En particulier, un but est de proposer un tel dispositif dont l'état de sortie ne présente pas d'instabilité lors d'une période transitoire consécutive à l'établissement de la tension d'alimentation. Un but est également de proposer un tel dispositif qui soit de construction simple et économique, et adapté à une intégration sur une puce électronique. Pour atteindre ces buts, l'invention a plus précisément pour objet un dispositif de surveillance de tension d'alimentation de type reset comprenant - un générateur de tension constante, - un comparateur pour comparer la tension d'alimentation à une tension de référence délivrée par le générateur de tension constante, et pour piloter l'état d'une borne de sortie du dispositif de surveillance. Conformément à l'invention, le dispositif comporte en outre un circuit de retard pour établir la borne de sortie dans un état déterminé (bas) pendant une durée déterminée après une mise sous tension du dispositif, ladite durée déterminée étant supérieure à une durée de régime transitoire de mise en fonctionnement du générateur de tension constante. Grâce au dispositif de sortie, lors de la mise sous tension d'alimentation, la borne de sortie reste dans l'état déterminé, en l'occurrence l'état bas, pendant une durée suffisante pour garantir l'insensibilité de la sortie à d'éventuelles suroscillations ou phénomènes transitoires, susceptibles de perturber l'information donnée. Lorsque la durée d'attente est écoulée, tous les composants du dispositif ont atteint leur régime de fonctionnement normal et l'état de la borne de sortie (haut ou bas) reflète effectivement la valeur de la tension d'alimentation, qui est supérieure ou inférieure à une valeur de seuil déterminée. Le générateur de tension constante peut être un générateur du type band-gap par exemple. On entend par générateur de type band-gap un générateur qui utilise la dépendance en température de la tension aux bornes d'une jonction de semi-conducteurs, cette tension étant fonction de la largeur de bande interdite (band-gap) du (ou des) semiconducteur(s) considéré(s). A titre d'illustration, on peut se reporter au document EDN, 18 janvier 1990, pages 120-128. Selon une réalisation particulière du dispositif, le circuit de retard peut comporter un condensateur de charge associé à un transistor de commutation, le transistor de commutation étant apte à occuper un état bloqué lorsque la tension de charge du condensateur atteint une valeur prédéterminée. La charge du condensateur jusqu'à la valeur prédéterminée permet, dans ce cas, d'établir la durée d'attente. A titre d'exemple, le transistor de commutation peut être piloté par un inverseur qui relie la grille du transistor au condensateur de charge. Selon un autre aspect particulier de l'invention, le générateur de tension constante peut être un générateur associé à une source de courant ou fonctionnant avec une source de courant. Dans ce cas, on prévoit un miroir de courant pour copier le courant de la source de courant vers un circuit de charge du condensateur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront mieux de la description qui va suivre, en référence aux figures des dessins annexés. Cette description est donnée à titre purement illustratif et non limitatif. Brève description des figures - La figure 1, déjà décrite, est un schéma simplifié d'un dispositif de surveillance de tension d'alimentation de type connu. - Les figures 2 à 4 sont des graphiques illustrant le fonctionnement statique du dispositif de la figure 1 en fonction de la tension d'alimentation qui lui est appliquée. - Les figures 5 à 7 sont des graphiques illustrant le comportement (dynamique) du dispositif de la figure 1 lors de sa mise sous tension. - La figure 8 est un schéma synoptique du dispositif de l'invention. - La figure 9 est un schéma électrique d'une réalisation particulière d'un circuit de retard utilisable pour le dispositif de l'invention. - Les figures 10 à 13 sont des graphiques illustrant le comportement d'un dispositif conforme à la figure 8 lors de sa mise sous tension. Sur ces graphiques les tensions, reportées en ordonnée sont exprimées en volt tandis que le temps, écoulé à compter de la mise sous tension, est exprimé en 10~4sec. - La figure 14 st un schéma électrique d'une réalisation particulière d'un générateur de tension constante à source de courant, utilisable pour le dispositif de l'invention. Description détaillée de modes de mise en oeuvre de 1 invention. Des parties de la figure 8, décrite ci-après, qui sont identiques, similaires ou équivalentes à des parties correspondantes de la figure 1 sont repérées avec les mêmes références auxquelles on a ajouté 100. Le dispositif de surveillance de tension de la figure 8 comporte un comparateur 110 dont une première entrée 118, de type inverseuse, est reliée à un pont de résistances 112 et dont une deuxième entrée 120, de type non-inverseuse, est reliée à un générateur de tension constante de type band-gap 150. Le pont de résistances comporte deux résistances dans un montage de diviseur de tension. Elles relient respectivement la première entrée du comparateur 110 à une borne d'alimentation 114 et une borne de masse 116. Ainsi la tension appliquée à la première entrée du comparateur, notée VA, reflète la tension d'alimentation Vcc à laquelle elle est proportionnelle et avec laquelle elle varie linéairement. Le générateur de tension constante, dont un exemple de réalisation est détaillé plus loin, est associé à une source de courant représentée schématiquement avec la référence 151. Une sortie 124 du comparateur est reliée à la grille d'un transistor de sortie 126 par l'intermédiaire d'un premier inverseur 152 et d'un deuxième inverseur 154 montés en série. Le transistor de sortie 126, de type MOS, est connecté en série avec une résistance de charge 128 dans une branche de sortie. La résistance de charge 128 relie le drain du transistor de sortie 126 à la borne d'alimentation positive 114, à la tension Vcc, tandis que la source est reliée à la borne de masse 116. La borne de sortie du dispositif correspond au drain du transistor et est indiquée avec la référence 130. Conformément à l'invention, le dispositif de la figure 8 est équipé d'un circuit de retard 160 dont la sortie 162 est reliée à un noeud 164 situé entre les premier et deuxième inverseurs 152, 154. On observe également que le circuit de retard 160 est relié à la source de courant. Le circuit de retard 160 est conçu pour forcer la sortie du comparateur, et plus précisément le noeud 164 entre les premier et deuxième inverseurs 152, 154 à un état de tension tel que la borne 130 de sortie se trouve dans un état déterminé, en l'occurrence l'état bas, pendant une durée déterminée comptée à partir de la mise sous tension. La figure 9 indique un exemple de réalisation du circuit de retard. Le circuit de retard est construit autour d'un condensateur 170 connecté entre la base et le collecteur d'un transistor de contrôle de charge 172. Le collecteur de ce transistor est relié à la borne de masse 116 et son émetteur est relié à la borne d'alimentation 114 par l'intermédiaire d'un transistor MOS 174, dit de miroir. Ce transistor fait partie d'un miroir de courant et sa grille 176 est reliée à la source de courant 151 pour recopier le courant de la source de courant vers l'émetteur du transistor de contrôle de charge 172. Une borne 178 du condensateur 170, reliée à la base du transistor de contrôle de charge 172 est également reliée aux grilles de deux transistors à effet de champ montés en série entre la borne d'alimentation 114 et la borne de masse 116 dans un montage d'inverseur 180. Un noeud 182, correspondant aux drains des transistors de l'inverseur 180, est relié à la grille d'un transistor de commutation 184 dont la source est reliée à la borne de masse 116 et dont le drain est relié au noeud 164 visible sur la figure 8. Dans la suite du texte la tension de la grille du transistor de commutation est notée VB. Le fonctionnement du dispositif et du circuit de retard est expliqué en référence aux figures 10 à 13. La figure 10 est un graphique représentant, en ordonnée, la tension d'alimentation Vcc en fonction du temps, reporté en abscisse, s'écoulant à partir de la mise sous tension du dispositif. La tension est exprimée en volt, tandis que le temps est exprimé en 10-4 sec. On observe qu'à partir de la mise sous tension, la tension d'alimentation augmente linéairement pour atteindre sa valeur nominale, de l'ordre de 5 volts, après un temps de 100 sec. La figure 11 est un graphique qui représente en ordonnée la tension délivrée par le générateur de tension constante en fonction du temps. On observe sur cette figure que la tension du générateur de tension constante, notée VGAP augmente avec un retard de l'ordre de 100 usec par rapport à la tension d'alimentation, puis présente une sur-oscillation pour finalement se stabiliser, après environ 250 usec, à une valeur de consigne VGAP de l'ordre de 1,2 volt. Par analogie avec la figure 4, déjà décrite, le retard de mise sous tension et la sur-oscillation du dispositif générateur de tension constante sont repérés avec les lettres D et E sur la figure 11. La figure 12 est un graphique montrant l'évolution au cours du temps de la tension VB mesurée sur la grille du transistor de commutation 184 de la figure 9. Après un retard de l'ordre de 100 usec par rapport à l'instant initial de mise sous tension, la tension VB augmente au fur et à mesure de la charge du condensateur 170 (figure 9). Le retard observé correspond, au temps mis par la tension d'alimentation pour atteindre une valeur suffisante pour le fonctionnement de la source de courant. Un point marqué F sur la figure 12 indique une tension dite de commutation de l'ordre de 2,5 volts qui correspond à la tension de blocage du transistor de commutation 184 (figure 9). Pour des tensions de grille VB inférieures à cette valeur le transistor de commutation est dans un état passant et force à la tension de masse (0 volt) le noeud 164 du dispositif de la figure 8. Dans ce cas, la borne de sortie 130 est forcée à l'état bas. Lorsque la tension VB atteint et dépasse la tension de commutation correspondant au point F, le transistor de commutation est un état bloqué et isole la sortie du comparateur par rapport au circuit de retard. L'état de la borne de sortie 130 est alors dicté par l'état de la sortie 124 du comparateur 110 (voir figure 8). La figure 13 est un graphique représentant la tension disponible sur la borne de sortie 130, notée V reset , en fonction du temps et à partir de la mise sous tension. On observe que dans un premier temps la tension V-- de la borne de sortie suit la tension reset d'alimentation jusqu'à ce que celle-ci ait atteint une tension de l'ordre de 1 volt. Ce phénomène déjà décrit en référence aux figures 3 et 6 est repéré par la lettre A. Il correspond à un retard de fonctionnement du transistor de sortie en raison d'une tension d'alimentation trop faible. La tension de sortie V est se trouve alors à reset une valeur basse de l'ordre de 0 volt jusqu'à 330 psec environ. Pendant cette durée, lors de laquelle a lieu le phénomène transitoire de sur-oscillation du générateur de tension constante, la sortie 130 est forcée à l'état bas grâce au circuit de retard. Puis à partir de 330 \1sec, ce qui correspond au point F de la figure 12, la borne de sortie, pilotée par le comparateur 110 (figure 8) passe à l'état haut (référence B) car la tension VA sur la première entrée du comparateur est supérieure à la tension VGAP de la deuxième entrée. Par comparaison des figures 12 et 6, on remarque l'absence de commutation parasite (référence C, figure 6) due aux phénomènes transitoires (suroscillation). A titre indicatif, on décrit ci-après, en référence à la figure 14, une réalisation possible du générateur de tension constante et de la source de courant - Le générateur de tension constante de la figure 14 est associé à une source de courant 210. La source de courant 210 est connectée en série avec une résistance 212, dite résistance d'ajustage, entre une borne d'alimentation positive 214 et une borne de masse 216. Un transistor suiveur de sortie 218, relié électriquement (par sa grille) à une branche de la source de courant 210, est connecté en série avec une résistance 220, dite de charge, entre les bornes d'alimentation 114, 116. La tension constante délivrée par le dispositif, et notée VGAP, est disponible entre la borne de masse 116 et un noeud de sortie 222 correspondant à la source du transistor de sortie 218. En d'autres termes, la tension VGAP est disponible aux bornes de la résistance de charge 220. La source de courant comporte une première branche 210a avec un premier transistor 224a, dit transistor de miroir, en série avec un deuxième transistor 226a, de type bipolaire npn, et une résistance 228, dite résistance d'émetteur. La résistance d'émetteur relie l'émetteur du transistor bipolaire 226a à un noeud 230. Par ailleurs, le noeud 230 est relié à la borne de masse 116 par l'intermédiaire de la résistance d'ajustage 212. La première branche 210a est encore appelée branche pilote de la source de courant. Une deuxième branche 210b est connectée en parallèle à la première branche 210a entre la borne d'alimentation positive 214 et le noeud 230. Elle comporte en série un premier transistor 224b, dit de miroir, et un deuxième transistor 226b de type bipolaire npn. Une borne du transistor de miroir 224b et le collecteur du transistor bipolaire 2226b de la deuxième branche sont reliés à la grille du transistor suiveur de sortie 218 en un noeud 232. Par ailleurs, les bases des transistors bipolaires 226a et 226b des première et deuxième branches, sont connectées au noeud de sortie 222. Les transistors bipolaires des deux branches de la source de courant présentent des surfaces d'émetteur différentes. Ainsi, il existe une différence de tension base-émetteur pour ces transistors. Dans le schéma de la figure 1, on considère que le transistor bipolaire 226a de la première branche présente une surface d'émetteur plus grande que celle du transistor bipolaire 226b de la deuxième branche. On note bVBE=VBEa-VBEb la différence de tension existant entre les tensions base-émetteur VBEa et VBEb des transistors bipolaires 226a et 226b des première et deuxième branches respectivement. Cette différence de tension est reportée aux bornes de la résistance d'émetteur 228 qui est parcourue par un courant Ta tel que 1a = BE, où R1 est R1 la valeur de la résistance d'émetteur 228. En première approximation, on estime que le courant Iat qui correspond au courant d'émetteur du transistor bipolaire 226a de la première branche, correspond également à son courant de collecteur. Le courant 1a est ainsi le courant de la première branche 210a de la source de courant. Les transistors de miroir 224a et 224b forment un miroir de courant permettant de recopier le courant 1a circulant dans la première branche pilote 210a vers la deuxième branche 210b. En désignant par Ib le courant de la deuxième branche 210b, c'est-à-dire sensiblement le courant d'émetteur du transistor bipolaire 226b, on vérifie 1a1b' La résistance d'ajustage 212 est parcourue par un courant sensiblement égal à Ia+Ib=2Ia- Ainsi, la tension VGAP peut être exprimée par VGAp=VBEb+2R2Ia, où VBEb est la' tension base-émetteur du transistor bipolaire 226b de la deuxième branche, et R2 la valeur de la résistance d'ajustage 212. Sachant que la tension VBEb diminue linéairement avec la température et que le courant 1a augmente linéairement avec la température, un choix approprié de la valeur R2 de la résistance d'ajustage 212 permet de maintenir la tension de sortie VGAP sensiblement constante et indépendante de la température. A titre indicatif, on peut noter que l'expression de BVBE en fonction de la température T est KT 5a telle que 8VBE = q 5b Dans cette formule K est la constante de Boltzman, q la charge de l'électron et Sa et Sb les surfaces respectives des émetteurs des transistors 226a et 226b des première et deuxième branches. Ainsi, le courant 1a augmente linéairement avec la température. A titre d'exemple, la valeur R2 de la résistance d'ajustage est choisie de telle façon que la tension VGAp soit de l'ordre de 1,2 V lorsque la tension d'alimentation entre les bornes d'alimentation 214, 216 est de l'ordre de 5V. La source de courant 210 est également utilisée pour piloter un courant de charge du condensateur 170 du circuit de retard (figure 9) . En particulier, la grille 176 du transistor de miroir 174 du circuit de retard est connecté à la grille du premier transistor 224a de la première branche 210a (figure 14) de la source de courant. Le premier transistor de la première branche de la source de courant constitue avec le transistor de miroir du circuit de retard, un miroir de courant. REVENDICATIONS 1. Dispositif de surveillance de tension d'alimentation de type "reset" comprenant - un générateur de tension constante (150), - un comparateur (110) pour comparer la tension d'alimentation à une tension de référence délivrée par le générateur de tension constante (150), et pour piloter l'état d'une borne de sortie (130) du dispositif de surveillance, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit de retard (160) pour établir la borne de sortie (130) dans un état déterminé (bas) pendant une durée déterminée après une mise sous tension du dispositif, ladite durée déterminée étant supérieure à une durée de régime transitoire de mise en fonctionnement du générateur de tension constante (150). 2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel le circuit de retard (160) comporte un condensateur de charge (170) associé à un transistor de commutation (184), le transistor de commutation étant apte à occuper un état bloqué lorsque la tension de charge du condensateur atteint une valeur prédéterminée. 3. Dispositif selon la revendication 2, dans lequel le générateur de tension constante est associé à une source de courant et dans lequel un miroir de courant (174) est prévu pour copier le courant de la source de courant vers un circuit de charge (170, 172, 174) du condensateur de charge. 4. Dispositif selon la revendication 2, dans lequel, pour une valeur de la tension d'alimentation de l'ordre de 5 Volts, le transistor de commutation occupe un état bloqué lorsque la tension de charge du condensateur atteint 2,5 volts environ. 5. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel le générateur de tension constante est un générateur de type "band-gap".