FR 2763762 A1 19981127 FR 9706130 A 19970521 La présente invention concerne les dispositifs dits "d'aide à la commutation", propres à améliorer les caractéristiques des semi-conducteurs conventionnels, transistors "bi-polaires", transistors "MOSFET", thyristors, IGBT, etc... lorsque ces derniers sont utilisés dans la conversion de l'énergie électrique et sont soumis, de facto, aux effets que leur occasionne la commutation d'un courant à travers une charge réactive. En effet, dans de telles conditions, un transistor bi-polaire de puissance ne se comporte pas comme un commutateur parfait et, en l'absence de tout dispositif d'aide à la commutation, il présente les courbes tension/courant illustrées par la Figure 1, ci-annexée, laquelle met en évidence des pertes à la mise en conduction, matérialisées par le triangle hachuré ABG, et des pertes au blocage, matérialisées par le triangle hachuré EFH. Similairement, la Figure 2, ci-annexée, illustre les pertes enregistrées par un transistor MOS à effet de champs utilisé dans les mêmes conditions. Dans ce dernier cas, les pertes à la mise en conduction sont quasiment nulles tandis que les pertes au blocage, matérialisées par le trapèze hachuré D'E'F'H', demeurent importantes. Accessoirement, il est intéressant de constater, ici, qu'à puissance commutée constante, les pertes en conduction d'un transistor à effet de champs, matérialisées par le triangle hachuré A'D'H'; sont plus importantes que les pertes en conduction d'un transistor bi-polaire, lesquelles se limitent à l'aire plus réduite, occupée par le trapèze hachuré CDGH. Différents dispositifs d'aide à la commutation des semi- conducteurs ont été décrits par l'art antérieur, mais exception faite du réseau à faibles pertes Knoll, aucun de ces dispositifs n'améliore le rendement énergétique. -2 En effet, la plupart de ceux-ci ne fait que dissiper, sous une forme non dangereuse, toute l'énergie correspondant aux susdits triangles hachurés. Une telle solution, en dépit de son manque d'élégançe, présente, malgré tout, l'avantage indéniable de soustraire les semi-conducteurs ainsi protégés aux effets destructeurs de la loi de Lenz. Quant au circuit sophistiqué Knoll, celui-ci est réservé à des applications très spéciales capables de supporter le surcroît de volume et de coût qu'impose le raJoût de tous les composants auxquels il fait appel. Pour ces raisons, les dispositifs complexes d'aide à la commutation selon l'art antérieur n'ont pas été retenus dans les montages bon marché o l'on recherche une grande simplicité, une économie de moyens et un bon rendement énergétique. Ainsi, dans la fabrication de petits convertisseurs, l'on doit recourir à un pis-aller pour résoudre à moindre prix ce problème. Cet artifice entre dans la composition du convertisseur très standard qui est représenté par la Figure 3, ci-annexée. Ce convertisseur fait appel à une structure en demi-pont à condensateurs dont la première des branches est constituée par les deux condensateurs 5a et 5b montés en série tandis que la seconde de ces branches est constituée par les transistors la et lb montés en série et, respectivement, connectés en parallèle avec leurs diodes de roue-libre 2a et 2b. Une charge réactive 4 comportant, au moins, un terme inductif est connectée entre chaque point milieu des susdites branches de pont. Les bornes communes polarisées 6a et 6b sont reliées à une sourçe d'alimentation qui fournit l'énergie continue propre à être "découpée". -3- Les transistors la et lb sont mis en conduction cyclique alternée grAçe à un moyen de commande non figuré ici. Dans ces conditions, la charge 4 se voit alors traversée par un courant alternatif dont la fréquence peut être très élevée. Si le montage, ainsi réalisé, s'en tenait là, l'on retrouverait les pertes illustrées par la Figure 1, ci-annexée et le montage ne pourrait fonctionner longtemps sans un échauffement important dont l'effet cumulatif ne tarderait pas à entraîner la destruction des semi-conducteurs utilisés comme moyens commutateurs. GrAçe au condensateur 3 dit "snubber" qui est connecté entre le point milieu de la susdite branche de pont constituée par les transistors la et lb, il devient possible de réduire les zones triangulaires de pertes, comme illustré par la Figure 4, ci-annexée. Comme l'on peut le voir sur cette figure, le condensateur 3 n'agit pratiquement pas sur le dI/dt du courant Ic, mais sur le dV/dt de la tension Vce. De cette façon, les signaux de tension Vce qui, précédemment, affectaient une forme sensiblement rectangulaire, prennent alors celle d'un trapèze sensiblement isocèle. Les conséquences positives imputables a la présence de ce "snubber" sont les suivantes: a) une réduction substantielle des aires de perte A"B"G" et E"F"H", b) une diminution du risque de "cross conduction" qui est touJours fatal aux semi-conducteurs utilisés dans ces conditions, c) une réduction du gradient de potentiel que doit supporter la tranche du "chip" de silicium constituant lesdits semi- conducteurs. Complétant l'action du susdit "snubber", est connectée en parallèle avec celui-ci la résistance:de forte valeur 7. -4- Cette résistance permet d'évacuer les charges redressées que maintiendraient, entre chaque alternance, les diodes 2a et 2b dans le condensateur 3. Si un tel dispositif fonctionne assez correctement dans des applications à très faible puissance, il présente toujours les graves inconvénients suivants: a) risque important de "cross conduction" à la mise sous tension du dispositif lorsque le matériau magnétique utilisé dans l'lnductance constitutive de la charge 4 se trouve momentanément saturée, b) obligation pour la raison sus-énonçée de faire appel à des semi- conducteurs alliant temps de commutation faibles et géométries sur- dimensionnées, c) pertes élevées en commutation impliquant un volume minimal de dissipation thermique, d) rendement énergétique discutable, e> fiabilité générale aléatoire, f> coût global relativement important lié pricipalement à la qualité desdits semi-conducteurs. Le dispositif selon l'invention permet d'éradiquer la quasi totalité des inconvénients sus-indiqués. Ce dispositif est représenté par la Figure 5, ci-annexée qui en illustre un mode général de réalisation. Ce mode de réalisation peut être étendu à toutes les structures connues selon l'art antérieur, lesquelles constituent, par exemple, les convertisseurs mono-transistor des types dits "à accumulation" et "directs isolés", les convertisseurs à 2 transistors des types dits "push-pull", "directs asymétriques en demi-pont" et "en demi-pont à condensateurs", les convertisseurs à 4 transistors et plus dits "en pont complet". Dans ce mode de réalisation, l'énergie continue à découper est appliquée entre les bornes communes polarisées 8a et 8b. - 5 - Entre les bornes 8a et 8b, sont montés respectivement en série la charge réactive 4' et le moyen commutateur à semi- conducteur 11. Ainsi, la borne non commune 4b' de la charge 4' est-elle reliée à l'électrode de charge lia du semi-conducteur 11 dont l'électrode commune ilc est reliée à l'une desdites bornes communes polarisées. Un générateur de signaux de commande 9 est alimenté par l'énergie disponible entre les bornes 8a et 8b. La délivrance desdits signaux de commande s'effectue & partir des bornes de sortie 9a et 9b. La borne 9a est connectée à l'électrode de commande llb du semiconducteur 11 et, en fournissant à cette dernière un signal d'amplitude et de durée convenable, assure la mise en conduction cyclique de l'espaçe séparant l'électrode de charge lla et l'électrode commune ilc et, partant, la conduction cyclique du courant à travers la charge réactive 4' Facultativement, une diode de "roue libre" 12 est montée en anti-parallèle avec le semi-conducteur 11. Facultativement aussi, peut être connectée sur la borne 8c, commune à la charge 4' et au semi-conducteur 11, l'une des électrodes d'un condensateur de faible valeur 3', dit "snubber", dont la seconde électrode est reliée à l'une desdites bornes communes polarisées. Comme pardevant, ici, le condensateur 3' agira sur le dV/dt du signal de tension applique cycliquement entre les électrodes lla et llb du semi-conducteur 11. Venons-en maintenant à ce qui constitue l'élément essentiel de la présente invention. Cet élément essentiel est représenté par la diode 10 qui, convenablement polarisée, est connectée entre la sortie 9b du générateur de signaux cycliques 9 et l'électrode de charge lla du semi-conducteur 11. - 6 - La diode 10 est polarisée de telle sorte que les signaux présents sur l'électrode de charge lla ne puissent transiter & travers elle, mais que le signal délivré par la borne de sortie 9b puisse gagner, sans atténuation sensible, ladite électrode de charge. Il est & noter ici que le signal délivré par la borne 9b est un signal cyclique ayant la même polarité que celle qui affecte le signal cyclique de courant transitant entre les électrodes lia et 11c. De plus, il est avantageux limiter à une valeur faible le décalage de phase qui pourrait exister entre les susdits signaux cycliques de courant. En outre, il est avantageux que le signal délivré par la borne de sortie 9b présente une amplitude et une durée sensiblement égales à celles qui caractérisent le signal cyclique de courant transitant entre les électrodes lla et lic. Dans ces conditions, en l'absence de la diode 10, lorsque le dispositif est mis sous tension et qu'il entre en fonctionnement, les signaux courant/tension que l'on relève entre les électrodes lla et 11c sont respectivement conformes aux courbes en traits pleins Vllab et Illab que fait apparaître la Figure 6, ci-annexées, lesquelles sont similaires aux courbes Vce et Ic, illustrées par la Figure 4. La Figure 6 permet d'estimer les pertes en commutation de ce montage, lesquelles sont matérialisées par des zones hachurées. Maintenant, si l'on reconnecte la diode 10, le signal issu de la borne de sortie 9b sera appliqué sur l'électrode lia. Ce signal, s'il répond aux impératifs énonçés plus haut, sera conforme à la courbe I9b laquelle est représentée en pointillés sur la Figure 6, ci-annexée. Comme on le voit, l'origine et la période dudit signal se confondent à peu près avec le signal Illab. -7- Ces deux signaux de courant, en s'additionnant sur l'électrode de charge lia, forment alors le courant réel qui va transiter entre l'électrode de charge lia et l'électrode commune llc du semi-conducteur 11. L'image de ce courant de sommation est représentée par la courbe Is appartenant à la Figure 7, ci-annexée. Comme l'on peut s'en rendre compte, cette sommation du courant Illab provenant de la commutation naturelle du semi-conducteur 11 et du courant de même polarité délivré par la borne 9b du générateur 9, permet d'obtenir. des caractéristiques tension/courant, à l'ouverture comme à la fermeture, inconnues de l'art antérieur. Pour obtenir ce résultat, il est impératif que le signal Ig9b de la Figure 6 soit toujours convenablement conformé, ce qui revient à dire que, notamment, l'aire correspondant à chacune de ses pseudo- alternances négatives soit correctement distribuée dans le temps et détienne une énergie capable d'annuler toute aire de perte causée par le courant Illab qui lui est opposée. En d'autres termes, si l'on reprend l'exemple illustré par la même Figure 6, cela veut dire que le courant délivré par la borne 9b du générateur 9, via la diode 10, à l'électrode de charge lia, doit présenter, par rapport à l'axe origine 00', des aires J et K correspondant à une énergie de polarité inverse à celle de l'énergie contenue dans les aires J'et K' qui, respectivement, leur font façe et lesquelles représentent les susdites pertes en commutation que devrait dissiper la pastille du semi-conducteur 11. Dans ces conditions, si l'aire J représente en valeur absolue une énergie, au moins égale à l'énergie contenue dans l'aire J', mais de signe opposé, ces deux grandeurs qui sont en phase, s'annullent et les pertes enregistrées par le semi- conducteur 11, à la fermeture, sont éliminées. De même, si la valeur absolue de l'énergie contenue dans l'aire K est, au moins, égale & celle de l'énergie de polarité inverse que représente l'aire K', ces deux grandeurs s'annullent et les pertes enregistrées par le semi-conducteur 11, à l'ouverture, sont également éliminées. La démonstration de ce résultat est facile à obtenir à l'aide d'un oscilloscope dont l'une et l'autre des sondes contrôlent le courant transitant respectivement aux points 13a et 13b indiqués sur la Figure 5, ci-annexée. Si les sondes sont correctement orientées, les images obtenues sont semblables à ce qui est illustré par la Figure 6, ci- annexée. Si l'on réalise alors l'addition électronique, point par point, de la courbe Illab et de la courbe I9b, l'on obtient alors une image similaire à celle que représente la Figure 7, ci-annexée, étant entendu que le troisième canal dudit oscilloscope est muni d'une sonde de tension qui, respectivement, connectée entre l'électrode commune 11c et l'électrode de charge lla du semi- conducteur 11, délivre l'image de la tension de découpage Vllab. Cette dernière figure montre clairement, sur l'axe origine 00', les deux segments LM et NP qui représentent une puissance nulle. Cela signifie que le semi-conducteur 11 est devenu un moyen commutateur quasi parfait. En effet, sans faire appel à aucun moyen conventionnel d'aide à la commutation, le semi-conducteur 11 est capable de commuter & travers la charge réactive 4' un courant d'amplitude très importante sans que puisse s'observer aucun recouvrement courant/tension tant lors de son ouverture que lors de sa fermeture. L'application de ce dispositif simple est universelle et applicable & tous les semi-conducteurs de commutation. La Figure 8, ci-annexée, illustre un second mode de réalisation du dispositif, objet de l'invention. Selon ce mode de réalisation conforme au premier, le générateur de signaux basse tnsion 9 n'est plus autonreetles signaux & appliquer, respectivement, sur l'électrode de commande llb et sur l'électrode de charge lla sont prélevés directement à partir de la réactance inductive ou de la réactance capacitive inclues dans la charge 4'. A cet effet sont prévues deux bornes de sortie supplémentaires 4c' et 4d' ayant une borne de retour 4e' commune avec l'une des susdites bornes communes polarisées. La borne 4c', connectée à l'électrode de commande 11b, fournit à cette dernière un signal propre à assurer l'entretien de la conduction cyclique du semi-conducteur 11 tandis que la borne 4d' fournit, via la diode 10, convenablement polarisée, un signal de courant similaire & la courbe I9b illustrée par la Figure 6, ci-annexée. Ce mode de réalisation permet d'obtenir des résultats similaires à ceux que produit le mode de réalisation déjà décrit. La Figure 9, ci-annexée illustre un troisième mode de réalisation du dispositif, objet de l'invention. Selon ce mode de réalisation, la fourniture des signaux à appliquer sur l'électrode de commande llb et sur l'électrode de charge lla n'est plus obtenue à partir d'un moyen quelconque de couplage avec l'un des termes réactifs inclus dans la charge 4', mais à partir d'un petit transformateur de courant 14 dont le primaire est connecté en série avec l'une de bornes de la charge 4'. Comme précédemment, le transformateur 14 est doté des deux sorties 14a et 14b lesquelles disposent également d'une borne de retour commune avec l'une des susdites bornes communes polarisées. - 10 - La borne 14a, connectée à l'électrode de commande llb, assure l'entretien de la conduction cyclique du semi-conducteur 11 tandis que la borne 14b fournit, via la diode 10, convenablement polarisée, un signal de courant similaire à la courbe I9b illustrée par la Figure 6, ci-annexée. Ce mode de réalisation permet d'obtenir des résultats similaires à ceux que produisent les modes de réalisation précédemment décrits, à ceci près, que grAçe à l'emploi du transformateur de commande 14, l'aire de pertes à la fermeture J', illustrée par la même Figure 6, est quasiment inexistante et, de ce fait, la production d'une aire d'énergie négative J devient superfétatoire. La Figure 10, ci-annexée, illustre un quatrième mode de réalisation du dispositif objet de l'invention. Selon ce mode de réalisation, la charge réactive 4' se résume à un transformateur 15 dont le primaire 15a est connecté en série avec l'espaçe collecteur émetteur du transistor bi- / polaire 11- lequel est monté selon le mode dit à "émetteur commun". Le secondaire 15c, couplé audit primaire et convenablement orienté par rapport à celui-ci, fournit à la base dudit transistor, sous une tension de quelques volts, le courant de réaction nécessaire à l'entretien de la conduction cyclique d'un tel montage fonctionnant en auto-oscillateur. La résistance 17, connectée en série avec l'enroulement 15c, limite à une valeur convenable le susdit courant de réaction. Le secondaire 15b délivre, lui-aussi, en phase avec la précédente, une tension de quelques volts, laquelle doit égaler, au moins, la somme des potentiels caractérisant le Vf de la diode 10 et le Vcesat du transistor 11/ ce qui permet au circuit série ainsi constitué d'être parcouru par un courant dont la valeur est limitée à une amplitude convenable grâçe à la résistance 18. - 11 - Ainsi construit, le dispositif selon l'invention fonctionne conformément à ce qui a été décrit plus haut. La très faible tension délivrée par l'enroulement 15b permet de générer un courant qui, après avoir traversé la diode 10, convenablement polarisée, s'additionne en phase avec le courant Illab illustré par la Figure 6 ci-annexée, ceci provoquant, comme par devant, la production d'un courant collecteur dans le transistor 11/ conforme à celui qu'illustre la Figure 7, ci-annexée. L'énergie convertie par le dispositif selon l'invention est délivrée entre les bornes 16a et 16b appartenant au secondaire lSd du transformateur 15. La Figure 11, ci-annexée, illustre un cinquième mode de réalisation du dispositif objet de l'invention. Selon ce mode de réalisation, le moyen commutateur auquel il est fait appel est un transistor bi-polaire 11 monté selon le mode dit à "base commune". Le montage retenu est un auto-oscillateur utilisant un transformateur de commande 19, comme décrit plus haut. Le primaire 19a de ce transformateur de courant est monté en série avec la charge réactive 4' et la Jonction collecteur- base dudit transistor. Le courant appliqué à l'émetteur, faisant, ici, fonction d'électrode de commande, est obtenu à partir de l'enroulement de réaction 19c lequel, convenablement orienté par rapport audit primaire, délivre les quelques volts qui permettront à un courant de passer à travers le circuit série que constitue la Jonction base-émetteur du transistor 11/ et la résistance 17' qui limite ledit courant à une valeur choisie. Comme précédemment, le secondaire 19b, délivrant une très faible tension, fournit au circuit comprenant la diode 10 et ! la jonction collecteur-base du transistor 11 à l'état passant un courant conforme à la susdite courbe Igb. - 12 - La résistance 18', montée en série avec la diode 10, limite l'amplitude du courant de commande dudit émetteur à une valeur convenable. Il est à noter ici que dans ce mode de réalisation les signaux délivrés respectivement par les secondaires 19b et 19c se trouvent en opposition de phase, compte-tenu du montage dit à "base commune" utilisé. Les résultats obtenus à partir de ce mode de réalisation sont conformes à ce qui a été décrit plus haut. La Figure 12, ci-annexée, illustre un sixième mode de réalisation du dispositif, objet de l'invention. Selon ce mode de réalisation, tout à fait similaire au précédent, la différence essentielle réside dans le fait que le transistor bi-polaire 11/ est remplaçé par un transistor "Power MOS" 11/. Dans ce cas, l'enroulement de réaction 19c fournit à la "gate" du transistor 11// un signal de commande permettant d'entretenir la conduction cyclique de la Jonction drain- sourçe dudit transistor. La résistance 17", montée en parallèle entre gate et sourçe, limite la tension appliquée entre ces deux électrodes. Le secondaire 19b, délivrant une très faible tension, fournit au circuit comprenant la diode 10 et l'espaçe drain-sourçe dudit transistor, à l'état passant, un courant conforme à la susdite courbe Igb. La résistance 18' limite l'amplitude dudit courant à une valeur choisie. Les résultats obtenus à partir de ce mode de réalisation demeurent conformes à ce qui a été décrit plus haut. La Figure 13, ci-annexée, illustre un mode de réalisation pratique du dispositif objet de l'invention. Ce mode de réalisation fait appel à la structure en demi-pont à condensateurs illustrée par la Figure 3, ci-annexée. - 13 - La branche passive dudit pont est constituée par les deux condensateurs 5a' et 5b' montés en série tandis que sa branche active est constituée par les deux transistors la' et lb' connectés en série et lesquels se trouvent montés selon le mode dit à "base commune". Entre les points milieux de chacune desdites branches de pont, est connecté un circuit série constitué par le primaire 20c du transformateur de commande 20 et le circuit oscillant série comprenant l'inductance 21 associée au condensateur 22. La conduction cyclique alternée de l'espaçe collecteur-base de chacun desdits transistors est entretenue par les secondaires b et 20e du transformateur 20 lesquels délivrent respectivement un signal opposé en phase sur la Jonction émetteur-base de chacun desdits transistors. Dans ces conditions, après mise sous tension des bornes 8a et 8b et application d'une impulsion de déclenchement fournie par un moyen non décrit ici, le demi-pont ainsi constitué peut entrer en oscillation suivant une période dépendant principalement de la fréquence de résonnance caractérisant le circuit oscillant série comprenant l'inductance 21 et le condensateur 22 entre les bornes duquel est connecté le tube à décharge 23 qui fait office de charge de sortie. Les secondaires 20a et 20d du transformateur 20 délivrent des signaux à très basse tension, lesquels sont opposés en phase. Chacun de ces signaux est alternativement appliqué, respectivement, via les diodes lOa et lOb sur la jonction collecteur- base des transistors la' et lb', alors que cette dernière se trouve à l'état passant. Les résistances 18a et 18b limitent l'amplitude du courant desdits signaux à une valeur convenable. De cette manière, il est possible de fournir & chaque Jonction collecteur-base, à l'état passant, un courant conforme à la courbe I9b illustrée par la Figure 6, ci-annexée. - 14 - Ce courant en s'additionnant au courant naturel de commutation de chacun des transistors la' et lb' permet de reconstituer un courant collecteurbase similaire à la courbe Is illustrée par la Figure 7, ci-annexée. Tel qu'il vient d'être décrit, ce dispositif permet d'éradiquer la quasi totalité des pertes à la commutation affectant les dispositifs de ce type construits selon l'art l'art antérieur. Le dispositif selon l'invention permet d'utiliser tous les types de semiconducteurs susceptibles d'être employés comme moyens commutateurs. D'autre part, ce dispositf est applicable à toutes les structures connues de convertisseurs, que ces dernières fassent appel à un ou & plusieurs moyens commutateurs. Il est important de noter ici que, dans la maJorité des applications, les meilleurs résultats seront obtenus en choisissant les diodes 10, 10a et lob parmi les modèles dits "lents" lesquels sont affectés d'un temps de recouvrement "trr" important. En effet, c'est avec ce type de diodes que l'on pourra obtenir des aires de polarité négative J ou K offrant une surfaçe maximale, ce qui permet d'augmenter, autant que faire se peut, la longueur des segments LM et NP. De cette manière, les graves inconvénients rencontrés dans les dispositifs selon l'art antérieur peuvent être presque totalement éradiqués en faisant appel à la présente invention. Ceci implique, notamment, l'absence de tout risque de "cross conduction" et l'élimination quasi totale des pertes à la commutation des semiconducteurs ainsi utilisés, qui ne sont plus affectés que par des pertes résiduelles inéluctables lesquelles, très faibles, dépendent essentiellement du Vce(sat) d'un transistor bi-polaire, de la Rds(on) d'un transistor de puissance MOS FET et du Vt d'un thyristor. - 15 - Le dispositif selon l'invention, tel qu'il vient d'être décrit, peut entrer dans la fabrication de tous les types de convertisseurs faisant appel, comme moyens commutateurs, à des semi-conducteurs. Ces convertisseurs, tant à cause de leur fiabilité, de leur rendement énergétique et de leur puissance volumique inconnus dans l'art antérieur, qu'à cause de leur coût de revient modique, pourront avantageusement entrer dans la construction d'alimentations secteur, de transformateurs électroniques, de "ballasts électroniques", de systèmes de déviation pour téléviseurs à haute définition, d'allumeurs automobiles à "Jet plasma", etc... Comme il va de soi, et comme il résulte d'ailleurs de ce qui précède, la présente invention ne se limite nullement à ses modes de réalisations plus particulièrement décrits ici, elle embrasse, au contraire, toutes les variantes. REVENDICATIONS 1. Dispositif d'aide à la commutation, à l'ouverture et à la fermeture d'un semi-conducteur (11), utilisé comme moyen commutateur en vue d'assurer, à travers une charge réactive (4'), le découpage du courant que délivre une source d'alimentation qui est connectée entre des bornes (8a) et (8b), caractérisé en ce qu'un générateur de signaux à faible tension (9), lors de l'entrée en conduction de l'espace séparant une électrode de charge (la) et une électrode commune (11c) dudit semi- conducteur (11), est en mesure d'appliquer sur ledit espace un signal de courant (I9b) qui, sensiblement en phase avec un courant de décou- page (Illab), se sur-impose à ce dernier auquel il s'addi- tionne, point par point, de telle sorte que le signal de courant résultant ne recoupe pas un signal de tension de découpage (Vllab) et permette la suppression de l'aire de pertes normalement enregistrée par un tel semi-conducteur, lors de sa commutation à l'ouverture et, éventuellement, lors de sa commutation a la fermeture. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le générateur de signaux (9) est alimenté de manière autonome par les bornes d'alimentation (8a) et (8b). 3. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de courant à basse tension (I9b) est délivré sur l'électrode de charge (11a) par le moyen d'une borne de sortie (4d') qui, couplée à un terme inductif ou à un terme capacitif inclus dans la charge réactive (4'), prélève sur cette dernière un signal de phase et d'amplitude convenables. 4. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de courant à basse tension (I9b) est délivré à l'électrode de charge (11a) par le moyen d'une borne de sortie (14b) qui est couplée à un transformateur de courant (14) dont une autre borne de sortie (14a) est apte à délivrer sur une électrode de commande (11b) un signal propre à assurer la conduction cyclique du semi-conducteur (11). 5. Dispositif selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que le semi-conducteur (11), utilisé en qualité de moyen commutateur, est un transistor dit "bipo- laire" (11') qui est connecté selon le mode dit à "émetteur commun", lequel implique la présence de la diode de roue- libre (12), montée en anti-parallèle avec l'espace collec- teur-émetteur dudit transistor (11'). 6. Dispositif selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que le semi-conducteur (11), utilisé en qualité de moyen commutateur, est un transistor dit "bipo- laire" (11') qui est connecté selon le mode dit à "base commune", le dispositif comprenant en outre un transforma- teur de commande (19) ayant des secondaires (19b) et (19c), ledit mode "à base commune" impliquant que les signaux respectivement délivrés par les secondaires (19b) et (19c) soient en opposition de phase. 7. Dispositif selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que le semi-conducteur (11), utilisé en qualité de moyen commutateur, est constitué par un transis- tor de puissance dit "MOSFET" (11"). 8. Dispositif selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que le semi-conducteur (11), utilisé en qualité de moyen commutateur, est constitué par un composant composite connu sous l'appellation de "IGBT". 9. Dispositif selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que le semi-conducteur (11), utilisé en qualité de moyen commutateur, est constitué par un redres- seur contrôlé dit "thyristor". 10. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 9, caractérisé en ce qu'il entre dans la fabrica- tion de convertisseurs ne nécessitant qu'un seul semi- conducteur (11), utilisé comme moyen commutateur, notamment dans les structures dites "à accumulation" et "directe isolée". 11. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 9, caractérisé en ce qu'il entre dans la fabrica- tion des circuits de balayage des récepteurs de télévision. 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 9, caractérisé en ce qu'il entre dans la fabrica- tion des allumeurs automobiles dits à "jet plasma". 13. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 9, caractérisé en ce qu'il entre dans la fabrica- tion de convertisseurs faisant appel à deux semi-conducteurs (11), lesquels sont utilisés dans les structures dites "directe asymétrique en demi-pont", "en demi-pont à conden- sateurs" et "push-pull". 14. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 9, caractérisé en ce qu'il entre dans la fabrica- tion de convertisseurs faisant appel à 4, 6 ou plus semi- conducteurs (11), lesquels sont utilisés dans les structures dites "en pont complet". 15. Dispositif selon la revendication 10, 13 ou 14, caractérisé en ce que la charge réactive (4') comprend un circuit résonnant parallèle ou série comprenant une induc- tance (21) et un condensateur (22) dont la résonance est mise à profit, notamment pour amorcer et entretenir le courant d'un tube à décharge (23). 16. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 15, caractérisé en ce que le moyen permettant l'application du signal de courant à basse tension (I9b) est une diode (10), (10a) ou (10b) qui, convenablement polari- sée, n'atténue que faiblement ledit signal tout en interdi- sant au signal de tension élevée présent sur l'électrode de charge (11a) de rejoindre la borne délivrant le signal (I9b). 17. Dispositif selon la revendication 16, caracté- risé par le fait que la diode (10), (10a) ou (10b) est choisie dans un type dit "lent" offrant un temps de recou- vrement inverse "trr" élevé.