FR 2765045 A1 19981224 FR 9708165 A 19970624 DISPOSITIF D'AJUSTEMENT DU COURANT DE CHARGE D'UN CONDENSATEUR DE STOCKAGE La présente invention concerne les circuits d'alimenta- tion du type à redresseur et condensateur de stockage, destinés à alimenter une charge par l'intermédiaire d'un circuit de régula- tion tel qu'un circuit à découpage. A l'heure actuelle, de nombreux appareils alimentés électriquement à partir du secteur incluent une alimentation à découpage. L'énergie est extraite du réseau sous forme de pics de courant de courtes durées. Ces pics de courant perturbent l'effi- cacité du réseau. Les effets dus à ces pics de courant empirent avec le nombre d'appareils connectés au réseau et incorporant une alimentation à découpage. Par suite, les compagnies de distribu- tion électrique ont imposé diverses normes pour améliorer le fac- teur de puissance des alimentations. La figure 1 représente un schéma classique de fourni- ture d'une alimentation continue à partir du secteur. Des bornes X et Y de l'alimentation alternative sont connectées à des bornes d'entrées d'un pont redresseur 1 dont des bornes de sorties A et B sont connectées à un condensateur de stockage C1 et à une charge L. On considérera que cette charge L incorpore un circuit de régulation, par exemple une alimentation à découpage, connec- tée à une charge. En outre, on trouve souvent en série avec le condensateur C1 une résistance de faible valeur r destinée à limiter les appels du courant du système lors de la mise en route. La figure 2A représente, en fonction du temps, la ten- sion du secteur VXy redressée et la tension VAB, entre les bornes A et B (en négligeant l'effet de la résistance r). On suppose qu'à un instant t0, la tension aux bornes du condensateur Cl est plus élevée que la tension du secteur. Alors, la tension entre les bornes A et B correspond à la tension aux bornes du condensa- teur Ci qui se décharge progressivement dans la charge L. A par- tir d'un instant tl, la tension redressée du secteur devient supérieure à la tension aux bornes du condensateur et c'est le secteur qui assure l'alimentation de la charge L et la recharge du condensateur Cl. A partir d'un instant t2, la tension sur le condensateur devient supérieure à la tension du secteur et, de nouveau, le condensateur alimente la charge. Ceci se répète à l'alternance suivante (instants t3 et t4). La figure 2B représente l'allure du courant extrait du secteur entre les instants tl-t2 et t3-t4. En théorie, le courant présente une forme sensiblement triangulaire. En pratique et comme l'illustre la figure 2B, le courant est sensiblement sinu- soidal en raison des impédances du secteur et, plus précisément, il correspond à une crête de sinusoïde, c'est-à-dire que sa forme est sensiblement parabolique. Les pics de courant sont symétri- ques par rapport à leur maximum et ce maximum peut être relative- ment élevé. Un objet de la présente invention est de prévoir un circuit d'alimentation d'une charge qui limite l'amplitude et augmente l'angle de passage des pics de courant extraits du sec- teur. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un tel circuit d'alimentation dans lequel les pics de courant extraits du secteur sont dissymétriques. L'invention vise égale- ment à ce que ces pics de courant puissent, le cas échéant, pré- senter un maximum au début de chaque pic. La présente invention vise également à proposer un cir- cuit d'alimentation dans lequel le courant de charge du condensa- teur de stockage est commandable indépendamment du type de charge alimentée. Pour atteindre ces objets, la présente invention pré- voit un circuit d'alimentation à condensateur de stockage compre- nant, aux bornes d'un pont redresseur, un condensateur de stock- age associé à un chemin de charge et à un chemin de décharge, le chemin de charge comprenant une source de courant commnandable et le circuit comportant des moyens de commande de la source de cou- rant pour que, au moins en régime établi, les périodes de charge du condensateur de stockage soient d'une durée prédéterminée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit comporte un moyen de détection des périodes de charge et de décharge du condensateur de stockage, et un montage compa- rateur commandant la valeur du courant délivré par la source, de manière à asservir les périodes de charge du condensateur sur une valeur de référence. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le comparateur compare la valeur moyenne d'un signal de détection à deux états, indicateurs des périodes de charge et de décharge du condensateur de stockage, par rapport à une tension de réfé- rence prédéterminée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le comparateur est constitué d'un amplificateur opérationnel, monté en intégrateur du signal de détection fourni par un tran- sistor bipolaire commandé par la tension aux bornes de la source de courant. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la base du transistor bipolaire est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance, à une première borne de sortie de la source de courant, le signal de détection étant prélevé sur le collecteur du transistor bipolaire dont l'émetteur est relié à une deuxième borne de la source de courant. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la source de courant est un transistor MOS à canal N. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la diode intrinsèque du transistor MOS constitue le chemin de décharge du condensateur de stockage. La présente invention prévoit également un procédé de commande d'un circuit d'alimentation à condensateur de stockage comprenant, aux bornes d'un pont redresseur, un condensateur de stockage associé à un chemin de charge et à un chemin de décharge, ce procédé consistant à fixer, au moins en régime éta- bli, la durée de périodes de charge du condensateur de stockage à une durée prédéterminée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le procédé consiste à asservir la valeur d'un courant de charge du condensateur de stockage pour maintenir, à chaque alternance et au moins en régime établi, la durée de charge du condensateur de stockage à la valeur prédéterminée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la durée prédéterminée est au minimum de 2,17 ms, de préférence de 2,67 ms, pour une fréquence d'alimentation alternative du pont redresseur de 50 hertz. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: les figures 1 et 2 décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé; la figure 3 représente schématiquement un mode de réa- lisation d'un circuit d'alimentation d'un condensateur de stock- age selon la présente invention; les figures 4A, 4B, 4C et 4D illustrent, sous forme de chronogrammes, le fonctionnement du circuit représenté à la figure 3; la figure 5 représente un mode de réalisation d'un com- parateur temporel du circuit représenté à la figure 3; les figures 6A, 6B, 6C et 6D illustrent, sous forme de chronogranmmes, le fonctionnement du circuit représenté à la figure 5; la figure 7 représente partiellement une variante du circuit d'alimentation selon l'invention; et les figures 8A, 8B, 8C et 8D illustrent, sous forme de chronogrammes, le fonctionnement du circuit représenté à la figure 7. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes réfé- rences aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et les courbes de tension et de cou- rant ne sont pas à l'échelle. Une caractéristique de la présente invention est d'organiser, à chaque alternance de la tension sinusoïdale d'ali- mentation, la charge du condensateur de stockage pendant une durée prédéterminée. Selon l'invention, un chemin de charge du condensateur de stockage est associé à une source de courant com- mandable, la valeur du courant de charge étant, au moins en régime établi, ajustée automatiquement afin que le temps de charge soit maintenu constant. La figure 3 représente, de façon schématique, un mode de réalisation d'un circuit d'alimentation à condensateur de stockage selon la présente invention. Le circuit conmporte un pont redresseur 1 muni de bornes d'entrée X et Y et de bornes de sortie redressées A et B, un condensateur de stockage Cl et une charge L. Le condensateur Cl est associé à un trajet de décharge défini par une diode D1 et à un trajet de charge défini par une source de courant 10 comnan- dable. Selon l'invention, la charge L est connectée, soit aux bornes du condensateur C1, soit aux bornes A, B de sortie du pont redresseur 1. Le choix entre les deux modes de raccordement de la charge L dépend de l'application et des caractéristiques souhai- tées pour l'alimentation. Par exemple, une connexion de la charge aux bornes du condensateur C1 présente un avantage particulier dans le cas o la charge L est constituée d'une alimentation à découpage, une telle connexion présentant l'avantage d'éviter le recours à un condensateur de filtrage additionnel en sortie du pont redresseur. En effet, le filtrage des parasites à hautes fréquences liés à l'alimentation à découpage est dans ce cas directement effectué par le condensateur de stockage Ci. Une connexion de la charge L aux bornes A, B présente l'avantage d'engendrer une dissipation moindre dans le circuit de charge du condensateur. La source 10 de courant est, selon l'invention, consti- tuée d'un élément actif limitant le courant dans le trajet de charge du condensateur Cl à une valeur commandable. La source 10 est commandée par un comparateur 11 (TC) qui définit la durée de chaque période de charge du condensateur Cl. Les périodes de charge étant fixées en durée, on peut désormais élargir les pics de courant de charge à une valeur don- née. Pour ce faire, le comparateur 11 modifie la valeur du cou- rant de la source 10 de sorte que la durée des périodes de charge correspond, au moins en régime établi, à la durée fixée. Selon l'invention, on tire profit du fait que la fré- quence de la tension d'alimentation alternative est fixée de façon très précise (par exemple, à une valeur donnée de 50 hertz ou de 60 hertz). Ainsi, la durée des périodes de charge peut être déduite de la valeur moyenne d'un signal à deux états de détec- tion de la période (de charge ou de décharge) dans laquelle se trouve le condensateur. On peut alors comparer cette valeur moyenne à une consigne prédéterminée. En effet, le rapport entre la tension de consigne et le niveau de l'état haut du signal de détection est proportionnel au rapport entre une durée de consi- gne et la durée ressortant de la valeur moyenne du signal de détection. Si l'état haut du signal de détection correspond aux périodes de charge, la tension de consigne rapportée sur le niveau de l'état haut du signal de détection est proportionnelle à la durée souhaitée. Si l'état haut du signal de détection cor- respond aux périodes de décharge, le complément à 1 de la tension de consigne rapportée sur le niveau de l'état haut du signal de détection est proportionnel à la durée souhaitée. Ainsi, selon un mode de réalisation préféré, une pre- mière entrée 12 du comparateur 11 reçoit la valeur moyenne d'un signal de tension à deux états indicateurs de la période (charge ou décharge) du condensateur Cl, et une deuxième entrée 13 du comparateur 11 reçoit, d'un bloc 14, une tension représentant une consigne temporelle prédéterminée (At) de conduction de la source 10. L'ajustement de la valeur du courant de charge par le compa- rateur 11 s'effectue, de préférence et comme on le verra par la suite en relation avec les figures 5 et 6, à partir d'une détec- tion de la tension aux bornes de la source de courant 10. Selon l'invention, pour une fréquence d'alimentation alternative de 50 hertz, la durée des périodes de charge du condensateur Cl est fixée à au moins 2,17 ms. De préférence, cette durée est fixée à une valeur d'environ 2,67 ms. De préférence, la valeur du courant délivré par la source 10 est modifiée suffisamment lentement par rapport à la période de l'alimentation alternative, de sorte que le courant de charge du condensateur soit, au moins en régime établi, sensible- ment constant pendant une période de charge. Ainsi, si l'on se place dans des conditions similaires à celles de la figure 2, on obtient une allure de la tension VAB sensiblement identique. Toutefois, commne le représente la figure 4A, le condensateur Ci étant chargé à courant sensiblement constant par la source 10, la tension VC à ses bornes varie sen- siblement linéairement. Le condensateur arrête de se charger pour prendre le relais de la tension d'alimentation à l'instant t2 ou VAB devient inférieure à VC. Selon l'invention, la commande de la source de courant 10 garantit que l'instant t2 se produise, au plus tôt, à l'issue de la durée At après l'instant tl de début de charge du condensateur Ci. Pendant les périodes de fourniture de courant par le condensateur Ci (périodes de décharge), la tension VDB aux bornes de la source de courant 10 est négative et correspond à la chute de tension dans la diode Dl polarisée en direct. Quand la tension VAB devient supérieure à la tension VC (instants tl, t3), la ten- sion VDB devient positive et l'instant tl (t3) peut donc être détecté. Quand la tension VAB devient inférieure à la tension VC, la tension VDB redevient négative et l'instant t2 (t4) est détecté. Ces détections permettent d'asservir la valeur du cou- rant fourni par la source 10 pour maintenir la durée At constante. La figure 4B représente le courant IC dans le condensa- teur Cl pendant les périodes de charge. Ce courant est sensible- ment constant en raison de la constante de temps élevée du signal de commande de la source 10. La figure 4C représente le courant IL dans la charge pendant les périodes tl-t2 et t3-t4. Ce courant est fourni par la tension du secteur redressée. Étant donné qu'on a considéré le cas d'une alimentation régulée, la puissance dans la charge est constante. Comme, pendant les périodes tl-t2 et t3-t4, la tension VAB est croissante, le courant dans la charge sera décroissant. Bien entendu, il circule aussi un courant dans la charge en dehors des périodes tl-t2 et t3-t4. Ce courant fourni par la décharge du condensateur Cl n'a pas été représenté puisque l'on veut seulement expliquer ici l'allure du courant fourni par le secteur qui est nul en dehors des périodes tl-t2 et t3-t4. La figure 4D illustre le courant total extrait de l'alimentation redressée pendant les périodes tl-t2 et t3-t4. Ce courant I est la superposition des courants IL et IC. En suppo- sant que le courant de charge du condensateur est suffisamment constant pour que les variations du courant dans la charge soient prédominantes par rapport aux variations du courant de charge du condensateur Cl, chaque pic de courant présente un maximum à l'instant tl et décroît jusqu'à l'instant t2. Bien que l'on ait supposé ici que la puissance de la charge était constante, si cette puissance varie, les périodes de charge du condensateur Ci resteront cependant d'une durée At fixée, et le comparateur 11 ajustera la valeur du courant de charge fourni par la source 10 pour maintenir cette durée constante. Il en est de même en cas de variation de la tension d'alimentation. La figure 5 représente de façon plus détaillée, un mode de réalisation du circuit d'alimentation représenté à la figure 3. A la figure 5, le pont redresseur 1 et la charge L n'ont pas été représentés. Selon ce mode de réalisation, la source de courant (10, figure 3) commnandable est constituée par un transistor MOS M, ici à canal N, monté en série avec le condensateur Cl entre les bor- nes A et B. Le drain (D) du transistor M constitue le point milieu de l'association en série du condensateur Cl et du tran- sistor MOS M. La diode Dl du chemin de décharge du condensateur C1 est ici constituée par la diode intrinsèque du transistor MOS M. Le transistor M est commandé, par exemple, par un amplificateur opérationnel 15 dont une sortie est reliée, par l'intermédiaire d'une cellule RC (Ri, C2) à la grille G du tran- sistor M. Une entrée inverseuse de l'amplificateur 15 est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance R2 de forte valeur, au col- lecteur d'un transistor bipolaire T, de type NPN. L'émetteur du transistor T est relié à la borne B et sa base est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance R3, au drain du transistor MOS. La base du transistor T est également reliée, par l'intermédiaire d'un condensateur C3, à la borne B. Le transistor T constitue un moyen de détection des périodes de charge et de décharge du condensateur CI. Un condensateur C4 relie l'entrée inverseuse de l'amplificateur 15 à sa sortie de façon à constituer un montage intégrateur, à constante de temps élevée par rapport à la période de l'alimentation alternative. Une entrée non inverseuse de l'amrplificateur 15 reçoit une tension de référence Vref, fournie par un bloc 16. Un bloc 17 d'alimentation stabilisée (SA) fournit une basse tension continue Vcc (par exemple d'environ 10 volts) d'alimentation du bloc 16 et de l'amplificateur 15, et de polari- sation du transistor bipolaire T. Le bloc 17 d'alimentation sta- bilisée est, de préférence, alimenté entre la borne D et la borne B. Le bloc 16 comporte, par exemple, un pont diviseur résistif (par exemple constitué d'un potentiomètre) fixant la valeur Vref à partir de la tension Vcc. Une résistance R4 relie le collecteur du transistor T à la tension Vcc pour sa polarisation. A titre de variante, la tension Vcc d'alimentation du circuit selon l'invention peut être extraite de la sortie du pont redresseur par un circuit de pompe de charge classique. Toute- fois, un avantage de prélever la tension d'alimentation du bloc 17 sur le drain du transistor M est que cela ne requiert pas de condensateur haute-tension supplémentaire par rapport au conden- sateur Cl. Cela minimise donc la dissipation du système, amélio- rant ainsi le rendement global. La réalisation pratique de l'alimentation stabilisée est à la portée de l'homme du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. Pendant les périodes de décharge du condensateur Ci, la diode Dl est polarisée en direct et le transistor T est donc blo- qué. Une faible partie du courant de décharge circule dans le canal du transistor M qui, selon l'invention, est en permanence passant. Pendant les périodes de charge du condensateur Cl, le transistor T est passant (saturé) et la diode D1 est polarisée en inverse. Selon l'invention, le transistor M fonctionne alors en saturation (c'est-à-dire qu'il est plus ou moins passant selon le potentiel de sa grille). En régime établi et en supposant que la puissance de la charge reste constante, la valeur moyenne de la tension de col- lecteur VT du transistor T est égale à la tension de référence il Vref appliquée sur l'entrée non inverseuse de l'amplificateur 15. Le signal VT à la forme d'un signal carré de fréquence double par rapport à la fréquence de l'alimentation alternative. En cas de divergence entre la valeur moyenne de la tension VT et la tension de référence Vref, l'amplificateur 15 modifie la tension de grille de polarisation du transistor MOS M pour retrouver cet équilibre. La résistance R1 stabilise la sortie de l'amplifica- teur 15 et le condensateur C2 permet de commander la grille du transistor M sous une faible impédance de manière à éviter des variations transitoires de courant, en particulier, au début (instant tl) des périodes de charge du condensateur. Les figures 6A à 6D illustrent le fonctionnement du circuit représenté à la figure 5. La figure 6A représente l'allure de la tension VAB aux bornes de la charge (non représentée) dans un cas similaire à celui représenté à la figure 4A. La figure 6B représente l'allure de la tension VG de la grille du transistor M. La valeur V' représente le niveau de ten- sion grille-source du transistor M à partir duquel il devient passant. La tension VG est en permanence supérieure à la tension V' et on veillera à ce que les variations de la tension VG soient telles que le courant dans le transistor M varie peu (par exem- ple, pas plus de 10%) pendant les périodes de charge. La figure 6C représente l'allure de la tension VT, et la figure 6D représente l'allure du courant I extrait de l'ali- mentation redressée pendant les périodes de charge du condensa- teur C1. Ici, les pics de courant présentent un maximum à la fin (instants t2, t4) car on a supposé que l'influence, sur le cou- rant I, du signal triangulaire délivré par le montage intégrateur était prépondérante par rapport à l'influence de la charge. On notera que la durée At des périodes de charge dépend uniquement du pont diviseur résistif fournissant la tension Vref et de la fréquence de l'alimentation alternative, qui sont tous deux très stables. Aucun autre paramètre du circuit conditionne la durée At, sauf en cas de paramètres sortant de la plage de fonctionnement du circuit, c'est-à-dire une tension d'alimenta- tion trop faible, un condensateur de stockage de valeur trop fai- ble ou une puissance de sortie trop élevée requise par la charge L. Dès qu'au moins un de ces paramètres n'est pas res- pecté, par exemple pendant la période transitoire de charge ini- tiale du condensateur Cl, le transistor M est en régime linéaire, c'està-dire qu'il délivre un courant maximal, jusqu'à ce que le régime établi soit atteint. Un avantage de la présente invention est que le circuit d'alimentation ne nécessite aucun signal de commande provenant de la charge. Ainsi, le circuit est indépendant du type de charge alimentée et peut être intercalé dans un circuit classique entre un pont redresseur et une charge, par exemple une alimentation à découpage, sans qu'il soit nécessaire d'apporter de modification à la charge classique pour en prélever un signal de commande. Un autre avantage de la présente invention est qu'en fixant la durée des périodes de charge du condensateur C1, on garantit un élargissement des pics de courant prélevés sur l'ali- mentation pendant la charge du condensateur. De plus, ces pics de courant (figures 4D et 6D) sont dissymétriques. A titre d'exemple particulier de réalisation, pour une alimentation alternative à la fréquence de 50 hertz, on pourra adopter pour les divers composants les valeurs suivantes: - C2, C3 = 10 nF; - C4 = 100 nF; - Rl, R4 = 10 kohms; - R2 = 1 Mohms; et - R3 = 47 kohms. Avec une tension Vcc de l'ordre de 10 volts, la valeur Vref fixée, par exemple par potentiomètre, est égale à 7,33 volts. Ainsi, les périodes de conduction du transistor M sont commandées de sorte que la valeur moyenne du signal VT soit égale à 7,33 volts, ce qui conduit pour une période de 10 ms du signal VT à des périodes (At) de charge du condensateur Cl de 2,67 ms. La figure 7 représente une variante du circuit d'ali- mentation selon l'invention, pourvu de moyens additionnels pour forcer la valeur initiale du potentiel de grille du transistor MOS à chaque alternance, et pour forcer le courant de charge du condensateur Ci à être maximal au début de chaque période de charge, de sorte à garantir que les pics dissymétriques du cou- rant I extrait de l'alimentation redressée présentent un maximum au début. A la figure 7, seul le montage intégrateur (15, R2, C4, 16) et ces moyens additionnels ont été représentés. Un condensateur C5 (par exemple, un condensateur chimi- que) dont une première borne est reliée à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur 15 et dont une deuxième borne est reliée, par l'intermédiaire d'un condensateur C6, à la borne B, introduit, au démarrage du circuit, une constante de temps à l'apparition de la tension de référence Vref fixée par un potentiomètre 16. Cela permet de ralentir la charge du condensateur Ci (non représenté à la figure 7) de manière à éviter d'endomnager le transistor MOS M au démarrage. On pourra également utiliser un détecteur de tempeé- rature pour protéger le transistor M contre un claquage, en par- ticulier, dans le cas d'une réalisation sous forme de circuit intégré monolithique. Le point milieu de l'association en série des condensa- teurs C5 et C6 est relié, par l'intermédiaire d'une résistance R5, à une première borne d'un condensateur C7 dont une deuxième borne est reliée au collecteur du transistor bipolaire (non représenté à la figure 7). Une diode D2, associée en série avec une résistance R6, relie la deuxième borne du condensateur C7 au point milieu de l'association en série des condensateurs C5 et C6. Deux diodes D3, D4 relient les deux bornes de la résistance R5 à la borne B. Les figures 8A à 8D illustrent le fonctionnement d'un circuit selon l'invention, pourvu des moyens additionnels de la figure 7. La figure 6A représente l'allure de la tension VAB aux bornes de la charge (non représentée) dans un cas similaire à celui représenté à la figure 4A. La figure 6B représente l'allure de la tension VG de la grille du transistor M. La figure 6C représente l'allure de la tension VT, et la figure 6D représente l'allure du courant I extrait de l'alimentation redressée pendant les périodes de charge du condensateur Ci. Le condensateur C7 a pour rôle de créer une rampe de tension négative aux bornes du condensateur C6 pendant les pério- des de charge du condensateur Cl, le transistor T étant conduc- teur et ramenant la deuxième borne du condensateur C7 à la masse. Quand le transistor T est bloqué, le condensateur C6 est de nou- veau chargé jusqu'à sa tension de repos (de l'ordre de 0,6 volts fixée par la diode D3) par la résistance R6 et la diode D2. La rampe de tension négative est transmise par le condensateur C5 à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur 15. L'amplitude de cette rampe étant supérieure à celle générée naturellement par l'intégrateur, la sortie de l'amplificateur 15 diminue (figure 8B) pendant les périodes de charge du condensateur Ci. Par conse- quent, la courant de charge présente également une rampe négative (figure 8D) avec un maximum de courant au début de chaque période de charge. A titre d'exemple particulier de réalisation, on pourra adopter pour les divers composants ci-dessus les valeurs suivan- tes: - C5 = 2,2 F; - C6, C7 = 100 nF; - R5 = 1 Mohms; et - R6 = 220 kohms. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le dimensionnement des différents compo- sants du circuit d'alimentation selon la présente invention pourra être modifié en fonction de la fréquence de l'alimentation alternative et de la durée des périodes de charge souhaitée pour le condensateur de stockage. De plus, d'autres moyens de détec- tion des périodes de charge et de décharge du condensateur de stockage pourront être utilisés, et le transistor MOS M pourra être remplacé par un autre élément limiteur de courant commanda- ble. En outre, d'autres moyens que ceux indiqués en relation avec la figure 7 pourront être utilisés pour forcer les pics de cou- rant à présenter un maximum au début. Par exemple, on pourra intercaler un échantilloneur-bloqueur synchronisé sur la fré- quence de l'alimentation entre la sortie de l'amplificateur 15 et la résistance Rl (figure 5) ou introduire une tension compensa- trice sur la grille du transistor MOS. REVENDICATIONS 1. Circuit d'alimentation à condensateur de stockage comprenant, aux bornes d'un pont redresseur (1), un condensateur de stockage (Cl) associé à un chemin de charge et à un chemin de décharge (D1), caractérisé en ce que le chemin de charge comprend une source de courant (10, M) commandable, le circuit comportant des moyens (11, 14; 15, 16) de commande de la source de courant pour que, au moins en régime établi, les périodes de charge du condensateur de stockage soient d'une durée (At) prédéterminée. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen (T) de détection des périodes de charge et de décharge du condensateur de stockage (Cl), et un montage comparateur (15) commandant la valeur du courant délivré par la source (M), de manière à asservir les périodes de charge du condensateur sur une valeur de référence (Vref). 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le comparateur (15) compare la valeur moyenne d'un signal de détection (VT) à deux états, indicateurs des périodes de charge et de décharge du condensateur de stockage (Ci), par rapport à une tension de référence (Vref) prédéterminée. 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que le comparateur est constitué d'un amplificateur opérationnel (15), monté en intégrateur (R2, C4) du signal de détection fourni par un transistor bipolaire (T) commandé par la tension (VDB) aux bornes de la source de courant (10). 5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que la base du transistor bipolaire (T) est reliée, par l'inter- médiaire d'une résistance (R3), à une première borne (D) de sor- tie de la source de courant (M), le signal de détection étant prélevé sur le collecteur du transistor bipolaire (T) dont l'émetteur est relié à une deuxième borne de la source de cou- rant. 6. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que la source de courant (10) est un tran- sistor MOS à canal N (M). 7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que la diode intrinsèque (Dl) du transistor MOS (M) constitue le chemin de décharge du condensateur de stockage (Cl). 8. Procédé de commande d'un circuit d'alimentation à condensateur de stockage comprenant, aux bornes d'un pont redres- seur (1), un condensateur de stockage (C1) associé à un chemin de charge (10, M) et à un chemin de décharge (Dl), caractérisé en ce qu'il consiste à fixer, au moins en régime établi, la durée de périodes de charge du condensateur de stockage à une durée prédé- terminée (At). 9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il consiste à asservir la valeur d'un courant de charge du condensateur de stockage (C1) pour maintenir, à chaque alternance et au moins en régime établi, la durée de charge du condensateur de stockage (Cl) à la valeur prédéterminée (At). 10. Procédé selon la revendication 8 ou 9, caractérisé en ce que la durée prédéterminée (At) est au minimum de 2,17 ms, de préférence de 2, 67 ms, pour une fréquence d'alimentation alternative du pont redresseur (1) de 50 hertz.