FR 2765427 A1 19981231 FR 9708364 A 19970627 La présente invention concerne un circuit d'émission- réception, dit interface U, destiné à une transmission NUMERIS. L'invention concerne plus particulièrement l'utilisation d'un tel circuit sur les lignes reliant des stations de base à une cen- traie de commrande des stations de base dans un réseau de radiotéléphonie selon la norme DECT. La figure 1 représente schématiquement et partiellement un réseau téléphonique DECT. Ce réseau comprend un ensemble de stations de base 10 dont chacune couvre une cellule 12 dans laquelle un utilisateur peut correspondre avec la station de base par communication radio. Les stations de base sont reliées à une centrale de commande comrmune 14, elle-même reliée à un autocommu- tateur 16. Les lignes entre les stations de base et la centrale de cormmande introduisent des retards de transmission différents, dus aux longueurs différentes des lignes. En outre, le retard intro- duit par une ligne est susceptible de varier, notamment en fonction de la température. Lorsqu'un utilisateur sort d'une cellule 12 couverte par une première station de base 10, il entre normalement dans une cellule adjacente couverte par une nouvelle station de base. Ainsi, la communication téléphonique doit pouvoir être reprise par la nouvelle station de base sans perturbation. Toutefois, les lignes de la station initiale et de la nouvelle station peuvent introduire des retards si différents qu'ils perturbent notable- ment la communication, allant jusqu'à l'interrompre. Par conséquent, la centrale de commande 14 doit connaître les retards introduits par chacune des lignes la reliant à une station de base, afin de gérer convenablement le passage d'une communication d'une ligne vers l'autre. On souhaite dans une telle situation pouvoir mesurer les différents retards introduits par les lignes au niveau des circuits d'émission-réception de la centrale de commande 14. La figure 2 représente partiellement et schématiquement un circuit d'émission-réception, ou interface U, classique, tel que celui décrit dans la demande de brevet européen 0 680 170. La figure 2 représente plus particulièrement les éléments destinés à reconstruire un signal d'horloge de réception à partir des données reçues sur la ligne. Ce circuit comprend un diviseur 20 (un compteur jusqu'à 192) générant un signal d'horloge interne de 80 kHz à partir d'un signal CK de 15,36 MHz. Ce signal d'horloge interne constitue l'horloge d'émission TxCK. Cette horloge d'émission cadence un circuit d'émission 22 qui se charge de former des trames d'émis- sion Tx à partir de messages sortants MSGo. Les trames entrantes Rx sont fournies à un convertisseur analogique-numérique 24 qui est cadencé par une horloge de réception RxCK pour échantillonner chaque bit entrant. Les échantillons sont fournis par le conver- tisseur 24 à une mémoire de type premier-entré-premier-sorti (FIFO) 26 avant d'être délivrés à un processeur de signal numé- rique (DSP) 28. La mémoire FIFO 26 est sélectionnée en écriture par l'horloge de réception RxCK et sélectionnée en lecture par l'horloge interne TxCK. Le processeur de signal 28 régénère le message entrant MSGi à partir des échantillons lus dans la mémoire FIFO 26. L'horloge RxCK varie à la fréquence d'une somme numé- rique produite par un additionneur 30 qui reçoit, sur une première entrée, le contenu du diviseur 20 et, sur une deuxième entrée, le contenu d'un compteur 32 contenant une information de phase p. Le contenu du compteur 32 varie modulo le taux de divi- sion (192) du diviseur 20. L'additionneur 30 fournit également une valeur modulo ce taux de division. Le signal RxCK est consti- tué, par exemple, du bit de poids le plus fort MSB produit par l'additionneur 30. Avec cette configuration, la phase du signal RxCK par rapport au signal TxCK est déterminée par le contenu du compteur 32, comme cela sera décrit en relation avec la figure 3. Le processeur de signal 28 analyse les échantillons fournis par le convertisseur 24 et modifie le contenu du compteur 32 afin que l'horloge RxCK échantillonne le signal entrant Rx au niveau de ses amplitudes maximales et minimales. Dans cet exem- ple, le processeur de signal 28 modifie le contenu du compteur 32 par une mise en mode comptage ou décomptage u/d, le compteur 32 étant cadencé par 1 'horloge TxCK. Le processeur 28, le compteur 32 et l'additionneur 30 constituent en fait une boucle à verrouillage de phase numérique pour reconstruire le signal d'horloge de réception à partir du signal entrant Rx. La figure 3 illustre l'évolution des contenus du divi- seur 20 et de la somme Z produite par l'additionneur 30 en fonction du temps. Le contenu du diviseur 20 évolue en dent de scie de 0 à 191. L'horloge TxCK correspond, par exemple, au bit de poids le plus fort du contenu du diviseur 20. Alors, il pré- sente un état haut lorsque le contenu du diviseur 20 dépasse la valeur 128. La somme Z produite par l'additionneur 30 évolue égale- ment en dent de scie de 0 à 191, mais en déphasage par rapport au contenu du diviseur 20 d'une valeur correspondant au contenu p du compteur 32. En fait, la valeur p est soustraite au contenu du diviseur 20 pour produire un retard de phase du signal Z, tel que la somme Z soit nulle lorsque le contenu du diviseur 20 est égal à p. Comme le signal TxCK, le signal RxCK présente un état haut lorsque la somme Z dépasse 128. Un objet de la présente invention est de compléter un circuit d'émission-réception classique afin de lui permettre de mesurer le retard introduit par la ligne téléphonique à laquelle il est relié. La présente invention concerne plus spécifiquement un circuit d'émissionréception maître destiné à être couplé par une ligne téléphonique à un circuit d'émission-réception esclave, le circuit maître comprenant une boucle à verrouillage de phase numérique destinée à reconstruire une horloge à partir d'un flux de bits entrants, la différence de phase entre l'horloge recons- truite et une horloge interne correspondant au contenu d'un compteur de phase de la boucle à verrouillage de phase. Le circuit comprend un compteur de bits cadencé par l'horloge interne, initialisé lors de l'émission d'un signal prédéterminé, et arrêté lors de la détection du retour du signal prédéterminé réémis par le circuit émetteur/récepteur esclave; et des moyens pour calculer le retard introduit par la ligne téléphonique à partir des contenus des compteurs de phase et de bits. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit comprend une mémoire de type premier-entré-premier- sorti (FIFO), dans laquelle des échantillons numériques correspon- dant aux bits reçus sont écrits à la cadence de l'horloge recons- truite et dans laquelle les échantillons sont lus à la cadence de l'horloge interne pour être analysés par la boucle à verrouillage de phase numérique. La détection du retour du signal prédéterminé s'effectue en aval de la mémoire FIFO, ledit retard étant corrigé en fonction de la différence entre les pointeurs de lecture et d'écriture de la mémoire FIF0. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le signal prédéterminé est un signal de synchronisation de super- trame. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit est connecté sur une ligne reliant une station de base à une centrale de commande de station de base dans un réseau de radiotéléphonie selon la norme DECT. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: la figure 1, précédemment décrite, représente schéma- tiquement et partiellement un réseau radiotéléphonique selon la norme DETC; la figure 2 représente un circuit d'émission-réception classique auquel s'applique la présente invention; la figure 3 illustre des évolutions de contenus de compteurs et de signaux du circuit de la figure 2; la figure 4 représente un exemple de modifications du circuit de la figure 2 pour mettre en oeuvre la présente inven- tion; et les figures 5A à 5C sont destinées à illustrer l'influence de la mémoire FIFO du circuit de la figure 2 sur le calcul du retard des lignes, dans différents cas. La présente invention s'applique à une ligne télépho- nique reliant deux circuits d'émission-réception numériques de type interface U, l'un des circuits d'émission-réception étant maître et l'autre esclave. Le circuit maître est prévu pour périodiquement émettre des données de synchronisation que le circuit esclave réémet vers le circuit maître. Pour mesurer le délai introduit par une ligne téléphonique, la présente invention propose, dans un circuit d'émission-réception maître, de mesurer le temps que mettent des données de synchronisation à revenir. On choisira, de préférence, les données de synchronisation de super- trame qui sont émises avec une période relativement longue (12 ms) mais suffisante pour pouvoir suivre d'éventuelles variations du retard introduit par la ligne, dues aux variations de tempé- rature, par exemple. A la figure 4, le circuit d'émission-réception du type décrit en relation avec la figure 2 comprend un compteur de bits 40 cadencé au signal d'horloge interne TxCK. Ce compteur 40 est initialisé lorsqu'un signal de synchronisation de supertrame SFSX est fourni au circuit d'émission 22. Le compteur 40 est arrêté lorsque le processeur de signal 28 émet un signal sfsr indiquant qu'il a détecté le retour du signal de synchronisation de super- trame. Ainsi, dès que le processeur 28 émet le signal sfsr, le compteur 40 contient le nombre de périodes de 1 'horloge TxCK, ou le nombre de bits, séparant la fourniture du signal sfsx au circuit d'émission 22 et la fourniture du signal sfsr par le processeur 28. Ce nombre de cycles correspond au double du retard introduit par la ligne téléphonique, augmenté des temps de latence du circuit d'émission 22, du circuit d'émission-réception esclave à l'autre extrémité de la ligne, du convertisseur 24, de la mémoire FIF0 26, et du processeur de signal 28. Il faut égale- ment tenir compte de ces temps de latence pour pouvoir convenablement transférer une communication d'une ligne à une autre lorsque l'utilisateur se déplace entre deux cellules. Toutefois, le contenu du compteur 40, qui est mis à jour à la fréquence de l'horloge interne TxCK (80 kHz), ne four- nit qu'une résolution de 12,5 Ds, ce qui est insuffisant, car le retard doit être calculé à + 300 ns. Un aspect de la présente invention est d'utiliser le contenu du compteur de phase 32 pour atteindre une précision suffisante de la mesure. Si l'horloge interne TxCK et l'horloge reconstruite RxCK sont en phase, le retard peut s'exprimer de manière précise en un nombre entier de cycles de l'horloge interne. Si le retard introduit par la ligne augmente, ce retard se traduit par un retard de phase de l'horloge reconstruite par rapport à l'horloge interne. Le compteur de phase 32 contient justement une valeur correspondant à ce retard de phase. Bien que le compteur 32 soit cadencé à une horloge lente (TxCK), son contenu définit le retard de phase avec une résolution égale à la période, c'est-à-dire 65 ns, du signal d'horloge CK qui cadence le diviseur 20. Ainsi, une mesure précise T du retard introduit par la ligne et les éléments de traitement intermédiaires est fournie, selon la présente invention, par la somme des contenus du compteur de bits 40 et du compteur de phase 32, pondérés respectivement par les périodes des signaux TxCK et CK (12,5 Ds et 65 ns). On pourra pour cela prévoir un circuit de calcul 42, interne ou externe au circuit d'émission- réception, qui recçoit les contenus des compteurs 32 et 40 et effectue les calculs adéquats pour fournir la mesure T, éventuellement égale à la somme pondérée diminuée des temps de latence connus des éléments intermédiaires, exprimés en cycles entiers de l'horloge interne TxCK. Un tel calcul fournit des résultats convenables lorsque la mémoire FIFO 26 est omise, c'est-à-dire si l'on accepte de perdre des bits lors de l'établissement d'une communication. Si la mémoire FIFO 26 est présente, il s'avère que celle-ci introduit un retard constant pendant une communication mais qui est fixé de manière aléatoire à l'établissement de la communication. Les figures 5A à 5C sont destinées à illustrer ce phé- nomène. Ces figures représentent sous forme de flèches verticales les impulsions des horloges RxCK et TxCK et illustrent l'utilisa- tion de la mémoire FIFO 26, constituée par exemple de trois registres pour stocker les échantillons fournis par le convertis- seur 24. Les échantillons des bits entrants, arrivant en synchronisme avec les impulsions de l'horloge reconstruite RxCK, sont numérotés par ordre d'arrivée. A chaque impulsion de l'horloge RxCK, on écrit l'échan- tillon courant dans la mémoire FIFO, ce qui est indiqué par une flèche entrante. A chaque impulsion de l'horloge TxCK, on lit dans la mémoire FIFO un échantillon précédemment écrit, ce qui est indiqué par une flèche sortante. Les positions des flèches entrantes et sortantes représentent les pointeurs d'écriture et de lecture. Chacun de ces pointeurs est incrémenté à chaque accès, les incrémentations s'effectuant dans les figures du haut vers le bas, avec bien entendu un rebouclage sur le registre du haut une fois que le pointeur a parcouru tous les registres. Par ailleurs, lorsque deux accès ne sont pas simultanés, une flèche à gauche indique le premier accès et une flèche à droite indique le deuxième. A la figure 5A, les horloges RxCK et TxCK sont initia- lement en phase, alors que, en régime établi, l'horloge RxCK est légèrement en retard par rapport à 1 'horloge TxCK. Dans le cas de la figure 5A, la période de l'horloge RxCK varie progressivement de manière que chaque impulsion d'horloge RxCK se produit légère- ment en retard à proximité d'une impulsion correspondant de l'horloge TxCK. A partir de la troisième impulsion, l'horloge RxCK se trouve dans sa relation de phase définitive par rapport à l'horloge TxCK. Pour le premier échantillon, on accède simultanément en écriture au deuxième registre de la mémoire FIFO et en lecture au premier registre de la mémoire FIFO. Pour le deuxième échan- tillon, on accède d'abord en lecture au deuxième registre puis en écriture au troisième registre. En régime établi, c'est-à-dire à partir du troisième échantillon, on écrit l'échantillon courant tandis que l'on lit l'échantillon immédiatement précédent. En conséquence, le retard introduit par la mémoire FIFO est d'un cycle de l'horloge TxCK. A la figure 5B, l'horloge RxCK est initialement en avance de phase par rapport à 1 'horloge TxCK alors que, en régime établi, cette horloge RxCK est en retard. Dans cet exemple, la période de l'horloge RxCK est progressivement réduite pour être de nouveau augmentée afin d'atteindre le régime établi. On remar- quera que l'horloge RxCK présente une impulsion de trop par rapport à l'horloge TxCK. Cette impulsion supplémentaire, par exemple la quatrième, provoque 1'écriture du quatrième échan- tillon dans un registre de la mémoire FIFO alors qu'aucun g échantillon correspondant n'est lu. Le régime établi est atteint à partir de la cinquième impulsion de l'horloge RxCK, la qua- trième impulsion, excédentaire, ayant provoqué un décalage des pointeurs de lecture et écriture de manière que l'échantillon lu dans la mémoire FIFO précède de deux rangs l'échantillon en cours d'écriture. En d'autres termes, la mémoire FIFO introduit un retard de deux cycles, et ceci de manière permanente à partir du cinquième échantillon, jusqu'au prochain établissement de commu- nication. A la figure 5C, l'horloge RxCK est initialement en retard par rapport à l'horloge TxCK, alors que, en régime établi, le signal RxCK est en avance. On s'aperçoit que le signal RxCK présente une impulsion de moins que le signal TxCK. Il en résulte, par exemple entre les troisième et quatrième impulsions de l'horloge RxCK, que l'on effectue une lecture supplémentaire de la mémoire FIFO sans effectuer d'écriture correspondante. Alors, lorsque le signal RxCK est en régime établi, à partir de sa quatrième impulsion, l'échantillon en cours de lecture dans un registre de la mémoire FIFO est celui qui vient d'être écrit. En conséquence, la mémoire FIFO n'introduit ici aucun retard. En conclusion, si on considère le cas de la figure 5A comme référence, la mémoire FIFO 26 introduit, en fonction des conditions de l'établissement d'une communication, un retard de plus ou moins un cycle de l'horloge TxCK. On doit bien entendu tenir compte de ce retard aléatoire pour fournir une indication convenable sur le retard introduit par la ligne. Comme cela est représenté en figure 4, le circuit de calcul 42 reçoit également les pointeurs pt de lecture/écriture de la mémoire FIFO 26, la différence entre le pointeur d'écriture et le pointeur de lecture indiquant s'il faut corriger de plus ou moins un cycle la valeur calculée en fonction des contenus des compteurs 32 et 40. Plus spécifiquement, si la différence des pointeurs est égale à 1 (cas de la figure 5A), aucune correction n'est apportée. Si la différence est égale à 2 (cas de la figure B), on ajoute un cycle. Finalement, si la différence est égale à O (cas de la figure 5C), on soustrait un cycle. Bien entendu, la mémoire FIFO 26 peut comprendre un nombre n quelconque de registres. Dans ce cas, la correction à apporter au retard calculé est choisie parmi n valeurs. De nombreuses variantes et modifications de la présente invention apparaîtront à l'homme du métier. En particulier, la mémoire FIFO 26 peut être constituée d'un registre à décalage cadencé par l'horloge de réception reconstruite RxCK et commandé en lecture par un automate. On peut alors exploiter le contenu d'un registre d'état de l'automate pour savoir, le cas échéant, de quelle valeur il faut corriger le retard calculé. REVENDICATIONS 1. Circuit d'émission-réception maître destiné à être couplé par une ligne téléphonique à un circuit d'émission- réception esclave, le circuit maître comprenant une boucle à verrouillage de phase numérique destinée à reconstruire une horloge (RxCK) à partir d'un flux de bits entrants, la différence de phase entre l'horloge reconstruite et une horloge interne (TxCK) correspondant au contenu (q) d'un compteur de phase (32) de la boucle à verrouillage de phase, caractérisé en ce qu'il comprend: - un compteur de bits (40) cadencé par l'horloge interne, initialisé lors de l'émission d'un signal prédéterminé (sfsx), et arrêté lors de la détection du retour (sfsr) du signal prédéterminé réémis par le circuit émetteur/récepteur esclave; et - des moyens (42) pour calculer le retard introduit par la ligne téléphonique à partir des contenus des compteurs de phase et de bits. 2. Circuit d'émission-réception selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend une mémoire de type premier- entré-premier-sorti (FIFO 26), dans laquelle des échantillons numériques correspondant aux bits reçus sont écrits à la cadence de l'horloge reconstruite (RxCK) et dans laquelle les échantillons sont lus à la cadence de l'horloge interne (TxCK) pour être analysés par la boucle à verrouillage de phase numérique; la détection du retour (sfsr) du signal prédéterminé s'effectuant en aval de la mémoire FIFO, ledit retard étant corrigé en fonction de la différence entre les pointeurs de lecture et d'écriture de la mémoire FIFO. 3. Circuit d'émission-réception selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le signal prédéterminé est un signal de synchronisation de supertrame (sfsx). 4. Circuit d'émission-réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il est connecté sur une ligne reliant une station de base à une centrale de commande de station de base dans un réseau de radiotéléphonie selon la norme DECT.