FR 2760536 A1 19980911 FR 9702546 A 19970304 La présente invention concerne un procédé et un dispositif de détection radar à modulation de fréquence à onde continue présentant une levée d'ambiguïté entre la distance et la vitesse. Elle s'applique notamment à des radars pour automobiles évoluant dans un environnement multi-cibles, dans le cas par exemple o les cibles présentes sont relativement groupées. Il est connu de prévoir d'équiper des automobiles par des radars pour la régulation du trafic routier, ces derniers effectuant notamment des fonctions de régulation de vitesse ou de détection d'obstacles. Un radar de régulation de vitesse pour véhicule automobile a pour fonction notamment de détecter la distance et la vitesse entre un véhicule porteur et le véhicule le précédant, cela pour permettre au véhicule porteur de régler sa vitesse par rapport à celle du véhicule précédent, pour répondre par exemple à des critères de sécurité. Un tel radar évolue essentiellement en environnement multi-cibles. Par ailleurs, les cibles présentes sont relativement groupées: - soit autour d'une certaine vitesse avec des distances quelconques, notamment lorsque des véhicules cibles se suivent sur une file d'attente de circulation ou lorsque les cibles détectées correspondent en fait à des échos de sol; - soit autour d'une certaine distance avec des vitesses diverses, notamment en cas de dépassement d'un véhicule par un autre. Un radar à modulation de fréquence et à onde continue noté par la suite radar FM-CW consistant dans sa version simple à moduler linéairement en fréquence sur une bande donnée l'onde continue, il est connu, dans le cas o seulement une seule cible peut être illuminée à un instant donné, de lever l'ambiguïté entre la distance et la vitesse en alternant des rampes de modulation de fréquence de pentes opposées. Dans certaines situations multi-cibles, une troisième rampe de fréquence est utilisée, généralement de pente nulle, puis enfin une quatrième séquence peut être nécessaire pour lever le doute. Cette solution comporte d'importants inconvénients, notamment les inconvénients suivants: - La sensibilité du radar est réduite pour deux principales raisons: - le temps d'observation de la cible doit être partagé en trois ou quatre intervalles d'intégration; - la cible doit être détectée à chacune des séquences. - Il peut subsister des levées d'ambiguïté erronées, ce qui crée en fait des plots "fantômes", d'autant plus que la résolution en fréquence est réduite par la partition du temps d'observation des cibles. Le but de l'invention est notamment de pallier les inconvénients précités, en permettant de lever l'ambiguïté entre la distance et la vitesse en réduisant le nombre de rampes de fréquences nécessaires. A cet effet, I'invention a pour objet un procédé de détection radar à modulation de fréquence à onde continue présentant une levée d'ambiguïté entre la distance et la vitesse, caractérisé en ce que le radar émet au moins alternativement deux rampes parallèles et discontinues de modulation de fréquence légèrement décalées, la fréquence commutant d'une rampe à lI'autre à la fin d'une durée donnée, la distance d'une cible détectée étant estimée en fonction de la différence de phase entre un signal reçu correspondant à la première rampe et un signal reçu correspondant à la deuxième rampe, la vitesse de la cible étant obtenue à partir de la distance estimée et de la droite d'ambiguïté associée à la cible. L'invention a également pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé. L'invention a pour principaux avantages qu'elle ne pose pas un problème d'association erronée en contexte multi-cible, qu'elle permet de bonnes précision de mesures, qu'elle peut opérer sur un large domaine d'application, qu'elle est économique et qu'elle est simple à mettre en oeuvre. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent: - la figure 1, une illustration du principe de fonctionnement d'un radar FM-CW à modulation linéaire; - la figure 2, dans le plan Distance-Vitesse un exemple de situation multi-cibles selon l'art antérieur; - la figure 3, une illustration du procédé de détection radar selon l'invention par une représentation dans le plan Fréquence- Temps de la modulation de fréquence émise; - la figure 4, une illustration du procédé selon l'invention par une représentation dans le plan Distance-Vitesse; - la figure 5, un exemple d'amélioration possible de la précision du procédé selon l'invention; - les figures 6a et 6b, des illustrations respectivement des domaines de fonctionnement d'un radar opérant selon l'art antérieur et d'un radar opérant selon l'invention; la figure 7, un mode de réalisation possible d'un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention. La figure 1 illustre le principe de fonctionnement d'un radar FM-CW par un exemple à modulation linéaire 1 de la fréquence dans une bande B donnée. Cette modulation est représentée par une rampe de pente donnée se répétant selon une période T sur toute la bande B de fréquence. Le principe du radar FM-CW, dans sa version la plus simple, consiste à moduler linéairement en fréquence sur une bande B donnée une onde continue issue d'un générateur de signal. Cette onde sert en même temps à l'émission et comme oscillateur local à la réception. Le signal de battement reçu est, sur un intervalle de temps inférieur ou égal à la période T de la modulation 1, un signal sinusoïdal de fréquence notée f. Dans le cas d'une cible immobile située à une distance D du radar, la fréquence de battement f est donnée par la relation suivante: f Br= - 2DB (1) T CT o, B et T ayant été définis précédemment, C représente la vitesse de la lumière et r la durée de propagation aller-retour de la cible au radar. Si la cible est animée d'une vitesse relative Vr par rapport au radar, la fréquence précédente, compte tenu de l'effet Doppler, devient: -2DB 2Vr (2) f- =_ + (2) CT 2 o, I représente la longueur d'onde du signal émis par le radar, ce signal ayant une fréquence d'environ 76 Ghz notamment dans le cas d'une application automobile. L'analyse spectrale du signal de battement sur la durée maximale correspondant à la période T précitée, permet d'obtenir une résolution en fréquence a = ST. Si la vitesse relative Vr de la cible est connue a priori, la relation (2) fournit alors sans ambiguïté la distance de la cible avec une résolution en distance définie par la relation suivante: 7D =C (3) 2B Réciproquement, si la distance D est connue, la vitesse est obtenue sans ambiguïté selon la relation suivante: rY 2T (4) 2T Dans le cas général, il y a ambiguïté entre la distance et la vitesse. Un signal de battement à la fréquence f peut être créé par toute cible dont la distance D et la vitesse Vr vérifient la relation suivante: f 2DB 2V, f ( f-"f 2 CT A 2 Dans un plan Distance-Vitesse ce lieu d'ambiguïté est matérialisé par une droite. Dans le cas o seulement une cible peut être illuminée à un instant donné, la levée d'ambiguïté entre la distance et la vitesse s'effectue classiquement en alternant des rampes de modulation de fréquence de pentes opposées et en résolvant le système d'équations suivant: 30. -2DB 2V (6) + r fi (6) CT A +2DB 2Vr (7) CT+ = f = (7) CT o f. et f2 représentent les fréquences des signaux de battement reçus. La relation (6) correspond à une pente montante et la relation (7) correspondant à une pente descendante. Lorsqu'il y a un nombre N de cibles supérieur ou égal à deux, le problème se complique car chaque rampe donne lieu à N droites. Il existe en conséquence N2 intersections, donc N2 associations possibles. La solution couramment utilisée consiste à rajouter une troisième rampe, dont la pente est généralement choisie nulle. La figure 2 présente dans le plan Distance-Vitesse un exemple de situation multi-cibles o cette troisième rampe s'avère insuffisante. Le nombre de cibles réelles est ici, à titre d'exemple égal à deux, ces cibles vérifiant par exemple le système d'équations des relations (6) et (7). Les positions des deux cibles dans le plan précité sont représentées par deux points d'intersection 21,22 alors qu'il y a au total quatre intersections possibles 21,22,26,27. En effet, ces deux points 21,22 sont à des intersections de deux droites 23 de pente montante et de deux droites 24 de pente descendante. Des droites 25 de pente nulle permettent de lever une ambiguïté avec une première intersection représentée par un point hachuré 26 mais ne permettent pas de lever l'ambiguïté avec une autre intersection représentée par un point vide 27. Une solution connue pour lever cette ambiguïté nécessite alors d'utiliser une quatrième séquence qui n'est d'ailleurs pas obligatoirement une rampe de modulation de fréquence. Cette solution présente toutefois les inconvénients exposés précédemment. Un premier inconvénient réside notamment dans l'existence d'une sensibilité réduite du radar car d'une part le temps d'observation de la cible doit être partagé en trois ou quatre intervalles d'intégration et d'autre part la cible doit être détectée dans chacune des séquences. Un deuxième inconvénient consiste par ailleurs dans le fait qu'il peut subsister des levées d'ambiguïté erronées, d'autant plus que la résolution en fréquence est réduite par la partition du temps d'observation des cibles. La figure 3 illustre le procédé de détection radar selon l'invention par une représentation dans le plan Fréquence-Temps de la modulation 31 de fréquence émise. Selon l'invention le radar émet alternativement pendant une durée Tf deux rampes 32,33 parallèles et discontinues de modulation de fréquence sur une bande B légèrement décalées d'une variation de fréquence AF. La fréquence de commutation 1/2Tf entre l'une ou l'autre rampe détermine l'ambiguïté en fréquence de la forme d'onde. En supposant que l'on prélève deux échantillons Sl(t) et S2(t) du signal reçu d'une cible située, à l'origine des temps, à la distance D et de vitesse relativeVr, alors à un instant t le retard r de propagation des signaux radar est donné par la relation suivante, I'origine des temps étant le début de la première rampe: 2(D - Vt) T' (8) C * Le premier signal Sl(t) correspondant à la première rampe au temps t dans un kè' cycle de commutation de rampe, soit 2kTf T T Be2 (t+ Tf)) S,2 (t + Tf) = FExp 2-i(Fot + 2 + AF(t + T)+2 (12) 2T](2 Fo représente la fréquence de base des signaux émis par le radar, en l'absence de toute modulation, comme il a été vu précédemment B représente la bande d'excursion en fréquence c'est à dire en fait l'amplitude des rampes, qk1 et (pk2 représentent les phases à l'origine de chaque cycle de commutation. pk1 et (pk2 sont indéterminés si la cohérence de phase n'est pas assurée de cycle à cycle. Concernant la cohérence de phase, il est à noter que tant que la distance de la cible est inférieure à la pseudo ambiguïté distance CT/2, la cohérence de phase n'est nécessaire qu'à l'intérieur d'un intervalle de rampe de durée égale à la période de répétition T des rampes. En particulier, la phase à l'origine de chacune de ces périodes ou intervalles de durée T peut être quelconque puisque le signal d'oscillation local à la réception est identique à celui transmis, à un décalage temporel et à l'effet Doppler près. La cohérence sur plusieurs intervalles d'une rampe n'est nécessaire que si la distance d'une cible est supérieure à la pseudo ambiguïté précédente. Puisqu'un signal reçu à l'instant t provient d'une émission à l'instant t-', les signaux de battement S1(t) et S2(t) vérifient alors les relations suivantes: S, (t) = S, (t - rZ)S. (t) (13) S2(t + Tf) = S.2(t + Tf r)S,2(t + 7f) (14) Si r 2T -- T (16) S2(t + Tf) Si (t)Exp[-2zj(AF + B) r (16) La phase différentielle Aq,= ç{S,(t)]-çP[S2(t + Tf)] vaut: Aço = 4AFf.+B Tf)(D- rt) (17) Le terme proportionnel au temps Vt de la relation (17) correspond à la légère variation de distance de la cible durant le temps total de la rampe de fréquence. Il est généralement négligeable, en conséquence la phase différentielle A(p entre les deux signaux S1(t) et S2(t) est approximativement donnée par la relation suivante: A=4z(+FB T')(C) (18) La phase différentielle entre les signaux S,(t) et S2(t) est donc pratiquement indépendante de la vitesse de la cible. Elle permet donc une mesure directe de la distance de la cible. La mesure de cette phase différentielle permet donc en fait une pré-estimation de la distance D de la cible au radar définie par la relation suivante: x C (19) (ir F + B ô) Cette mesure est ambiguë à 2x près, ce qui correspond, en prenant A(p égale à 2n à une distance d'ambiguïté D2,, définie selon la relation suivante: C (20) En notant R les rapports signal sur bruit de Sl(t) ou S2(t) supposés de même niveau, la mesure de phase différentielle est affectée d'une erreur dont l'écart type a, est approximativement donné par la relation suivante: cai I= a(21) La distance déduite de cette mesure de phase différentielle est ainsi affectée d'une erreur dont l'écart type est D = D2.Ug, soit approximativement: -D =C (22) 4ffAF +B)Tf iï T)y Généralement AF est très supérieur à B y d'o: T a- 4 F. (23) Dans la mesure du possible, il est préférable de chercher à ce que la précision de la pré-estimation de la distance soit du même ordre de grandeur, voire meilleure que la résolution en distance fournie par la relation (2), c'est à dire de telle sorte que: R (2_rAF) (24) Simultanément, un traitement classique du radar FM-CW permet d'extraire pour chaque cible une droite d'ambiguïté dans le plan Distance- Vitesse. Si toutes les cibles sont situées en deçà de l'ambiguïté de la pré- estimation de distance, c'est-à-dire en fait en deçà de la distance d'ambiguïté D2, définie précédemment, il suffit de reporter la préestimation de distance obtenue par la mesure de phase différentielle sur la droite d'ambiguïté associée pour lever l'ambiguïté entre la distance et la vitesse et cela quel que soit le nombre de droites d'ambiguïté, c'est-à-dire quel que soit le nombre de cibles résolues. En effet, chaque raie spectrale obtenue après analyse d'un signal de battement et correspondant à une détection induit une droite d'ambiguïté dans le plan Distance-Vitesse et permet une mesure de phase différentielle, cette dernière conduisant à la pré-estimation de distance. L'association d'une droite et d'une mesure de phase différentielle est donc implicite. La figure 4 illustre le principe précédent du procédé selon l'invention. Cette figure présente un cas de détection appliqué à deux cibles par exemple celles de la figure 2. Le traitement radar a permis dans une première étape d'extraire pour une première cible une première droite d'ambiguïté 41 dans le plan Distance-Vitesse et pour une deuxième cible une deuxième droite d'ambiguïté 42. Les cibles sont supposées être toutes situées en deçà de la distance d'ambiguïté D2. définie précédemment. La pré-estimation de distance 44 obtenue par la mesure de phase différentielle permet dans une deuxième étape de lever l'ambiguïté entre la distance et la vitesse sur la droite d'ambiguïté 41. De même, la pré-estimation de distance 46 obtenue par la mesure de phase différentielle permet dans cette deuxième étape de lever l'ambiguïté entre la distance et la vitesse sur la deuxième droite d'ambiguïté 42. Des zones d'incertitude de mesure 43, 45 situées sur les droites d'ambiguïté et positionnées autour des pré- estimations de distance demeurent sur les droites d'ambiguïté, d'o une erreur av, sur la vitesse. De la relation (2), il s'ensuit donc que la vitesse d'une cible est donnée par la relation suivante, équation de la droite d'ambiguïté associée à la distance D: 2 BDt VI = -f + C (25) 2 CT En utilisant les pseudo résolutions en distance et en vitesse obtenues conformément aux relations (3) et (4), D étant la distance pré- estimée, il vient: V, = -f +D Vr (26) Si des cibles peuvent se trouver au delà de la distance d'ambiguïté D2, il est nécessaire de lever préalablement l'ambiguïté de la pré-estimation avant d'appliquer les étapes décrites relativement à la figure 4. l1 Un radar FM-CW ne possède pas de réelle résolution dans les deux dimensions, distance et vitesse. La précision en distance est celle de la pré-estimation de distance donnée par la relation (23). La précision en vitesse se déduit de la relation (26). Dans le meilleur des cas, o le bruit sur la pré-estimation de distance est nul, la précision en vitesse est limitée par la résolution spectrale. Dans les autres cas, I'erreur de distance rD et l'erreur de vitesse O-Vr vérifient les relations suivantes: 2 2 r 2 u2, = résolution spectrale. La relation (27) peut aussi s'écrire: ov = vr +6V(2 AF)2R (28) Selon l'invention, une amélioration de la précision de mesure, notamment lorsque le rapport signal sur bruit est faible, est obtenue en émettant une séquence de doubles rampes montantes de modulation commutées alternativement espacées de AF, puis une séquence de doubles rampes descendantes de modulation commutées alternativement espacées de la même variation de fréquence AF. La pré- estimation de distance permet de sélectionner, pour chaque sens de rampes, des zones réduites sur chaque droite d'ambiguïté, sélectionnées par exemple pour des distances comprises à +92 autour de la distance mesurée par la phase différentielle, a représentant par exemple l'erreur sur la distance. Les véritables distances et vitesses sont ensuite obtenues en recherchant les intersections des zones présélectionnées. Cette amélioration n'est applicable que si les intersections des zones ne sont pas ambiguës. La figure 5 illustre cette amélioration dans le plan Distance-Vitesse de la figure 4 et avec les deux mêmes cibles en jeu. Comme il a été vu précédemment pour une première cible, une première préestimation de distance 44 obtenue à partir d'une séquence de doubles rampes montantes puis associée à une droite d'ambiguïté 41 permet de déduire la vitesse réelle de la cible mais à une incertitude 43 près. L'amélioration est effectuée en déterminant une deuxième distance pré- estimée 51 comprise à 20 autour de la première distance 44 pré-estimée. A la cible est associée une droite d'ambiguïté descendante 52 et sur cette droite une zone d'incertitude 53. L'intersection des deux zones d'incertitude 43,53, en fait des deux zones sélectionnées, donne la distance 58 et la vitesse 59 recherchées. Pour la deuxième cible, I'intersection de deux zones réduites 45,56 sur les droites d'ambiguïté 42,55 correspondant aux rampes montantes et descendantes et obtenues à partir des distances estimées 46,54 pour ces mêmes rampes donne aussi les coordonnées recherchées. La levée d'ambiguïté selon l'invention entre la distance et la vitesse peut fonctionner sur plusieurs rampes de pentes différentes. En utilisant au moins deux groupes de rampes, par exemple de pentes opposées, et en basant l'extraction de la distance sur l'une ou l'autre des détections élémentaires obtenues à l'issue des deux groupes, il est possible d'accroître le domaine d'application du procédé selon l'invention dans le plan Distance-Vitesse, en réduisant la zone aveugle. La distance de la cible est en fait obtenue par une relation logique de type de la mesure de phase différentielle entre les deux signaux composites. o10 Dans le cas o N = 4, un premier signal composite peut par exemple être obtenu en retranchant le premier signal reçu S1 au deuxième signal reçu S2, soit S1-S2, et un deuxième signal composite peut par exemple être obtenu en retranchant le troisième signal reçu S3 au quatrième signal reçu S4. Toutes combinaisons permettant par exemple de synthétiser des fonctions de transfert données sont envisageables. En tout état de cause, selon l'invention le nombre de rampes commutées n'est pas limitée à deux. La figure 7 illustre un mode de réalisation possible d'un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention. Des moyens 61 de sélection temporelle et de démultiplexage commandent par exemple un générateur de fréquence 62 délivrant la fréquence AF précitée et une fréquence nulle alternativement chacune pendant la durée Tf précitée. La fréquence délivrée est ajoutée à la fréquence fournie par un générateur de rampe de fréquences 63 via un premier mélangeur 64 de façon à décaler alternativement la rampe de fréquence de AF conformément à la figure 3. La double rampe commutée est émise via un circulateur hyperfréquence 65, des moyens d'amplification non représentés et une antenne 66 vers des cibles potentielles. Des moyens de réception non représentés sont par exemple reliés à l'entrée/sortie du circulateur. Les signaux sont reçus via le circulateur 65 et un deuxième mélangeur 70 dont une entrée est reliée au circulateur et l'autre entrée est reliée à la sortie du premier mélangeur, la sortie du deuxième mélangeur étant reliée à l'entrée des moyens 61 de sélection temporelle et de démultiplexage. Les moyens 61 de sélection temporelle et de démultiplexage aiguillent le signal reçu alternativement vers deux voies de telle sorte que le signal reçu provenant de la première rampe soit appliqué à une première voie 71 et que le signal reçu provenant de la seconde rampe décalée de AF soit appliqué à la seconde voie 72. Des filtres 67,69 sont par exemple disposés dans chaque voie 71, 72. Le signal présent dans la première voie est retardé de Tf pour tenir compte notamment de la non simultanéité de l'émission des deux rampes. En effet, à un instant donné d'échantillonnage un signal reçu ne correspond qu'à une seule rampe. Pour obtenir un échantillonnage simultané des deux signaux correspondant aux deux rampes, il est nécessaire de retarder un des deux, notamment de la période Tf de commutation des rampes. A cet effet, des moyens de retard 68 Tf sont par exemple placés en sortie du filtre 67. Une autre solution peut par exemple consister à mémoriser un des deux signaux au niveau des moyens 61 de sélection temporelle et de démultiplexage. Les signaux reçus sur les deux voies sont pris en compte par des moyens 73 d'extraction et de levée d'ambiguïté entre la distance et la vitesse. Ces moyens 73 déterminent la phase différentielle A(p entre les signaux reçus sur chaque voie, et calculent la distance pré-estimée selon la relation (20). Les équations des droites d'ambiguïté étant par exemple mémorisées dans ces moyens 73, ces derniers peuvent déduire les vitesses des cibles soit conformément aux opérations illustrées par la figure 4, soit conformément à celles illustrées par la figure 5. Dans ce dernier cas, le générateur de rampe 63 est par exemple commandé pour fournir des rampes différentes, notamment de pentes opposées. Les moyens 71 d'extraction et de levée d'ambiguïté entre la distance et la vitesse comportent par exemple des interfaces, des processeurs et des mémoires utilisés par ailleurs dans le traitement radar et ne nécessitent donc pas de circuits supplémentaires. Le dispositif selon l'invention illustré à titre d'exemple par la figure 6 montre notamment que cette dernière est simple à mettre en oeuvre et qu'elle est économique dans la mesure en particulier o elle ne nécessite pas de composants ou de réalisation complexes, ce qui est notamment important pour des applications automobiles. REVENDICATIONS 1. Procédé de détection radar à modulation de fréquence à onde continue présentant une levée d'ambiguïté entre la distance et la vitesse, caractérisé en ce que le radar émet au moins alternativement deux rampes (32, 33) parallèles et discontinues de modulation de fréquence légèrement décalée d'une variation de fréquence (AF), la fréquence commutant d'une rampe à l'autre à la fin d'une durée donnée (Tf), la distance (44, 46) d'une cible détectée étant estimée en fonction de la différence de phase (A(p) entre un signal reçu (S1(t)) correspondant à la première rampe (32) et un signal reçu (S2(t)) correspondant à la deuxième rampe (33), la vitesse de la cible étant obtenue à partir de la distance estimée (44, 46) et de la droite d'ambiguïté (41,42) associée à la cible. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la distance estimée D (44, 46) est donnée par la relation suivante: C D= -x( (ir AF + B'f -C représentant la vitesse de la lumière; - B représentant la bande de fréquence de modulation; - T représentant la période de répétition des rampes; - AF représentant la variation de fréquence entre les rampes; - Tf représentant la durée au bout de laquelle la fréquence commute d 'une rampe à l'autre; - A(p représentant la mesure de la différence des phases entre les signaux reçus correspondant aux deux rampes séparées de AF. 3. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'une séquence de doubles rampes montantes de modulation commutées alternativement et une séquence de doubles rampes descendantes de modulation commutées alternativement sont émises et espacées de la même variation de fréquence (AF), des zones réduites (43, 45, 53, 56) sur chaque droite d'ambiguïté (41, 42,52, 55) étant sélectionnées pour chaque sens de pentes autour de la distance estimée (44, 46, 51, 54), la distance et la vitesse étant déterminées dans la plan Distance-Vitesse par l'intersection des zones sélectionnées de la droite d'ambiguïté (41, 42) correspondant à la rampe montante et de la droite d'ambiguïté correspondant à la rampe descendante. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le radar émettant un nombre donné N de rampes de modulation de fréquence commutées décalées en fréquence les unes par rapport aux autres, deux signaux composites sont formés par combinaisons linéaires distinctes des signaux reçus associés aux N rampes, l'estimation de distance étant déduite de la différence de phase entre les deux signaux composites. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que deux groupes de rampes de fréquences de pentes opposées sont émises, la distance de la cible étant obtenue par une relation logique de type "ou" entre les détections élémentaires obtenues à l'issue des deux groupes. 6. Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte au moins: - un générateur de rampes de fréquences (63); - un premier mélangeur (64) dont une entrée est reliée à la sortie du générateur de rampes (63) et l'autre entrée est reliée à la sortie d'un générateur de fréquence (62) délivrant la variation de fréquence (AF) et une fréquence nulle alternativement chacune pendant une durée donnée (Tf) de façon à ce que la sortie du mélangeur délivre une double rampe commutée; - un deuxième mélangeur (70) dont une entrée est reliée à la sortie du premier mélangeur et l'autre entrée reçoit le signal de réception; - des moyens (61) de sélection temporelle et de démultiplexage dont l'entrée est reliée à la sortie du deuxième mélangeur (70), aiguillant le signal reçu alternativement vers deux voies de telle sorte que le signal reçu provenant de la première rampe soit appliqué à une première voie (71) et que le signal reçu provenant de la seconde rampe décalée de la variation de fréquence (AF) soit appliqué à la seconde voie (72) - des moyens (73) d'extraction et de levée d'ambiguïté entre la distance et la vitesse, ces moyens (73) déterminant la phase différentielle (Aç) entre les signaux reçus sur chaque voie pour calculer la distance et la vitesse de la cible détectée correspondant au signal reçu. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que la première voie comporte des moyens de retard (68) du signal reçu. 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 6 ou 7, caractérisé en ce que les voies comportent des filtres (67,69). 9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte un circulateur (65) dont une entrée est reliée à la sortie du premier mélangeur (64), une sortie est reliée à une entrée du deuxième mélangeur (70) et dont l'autre entrée/sortie est reliée à des moyens d'émission et de réception.